リニア振動モータの駆動制御回路
【課題】リニア振動モータの駆動終了時における最適な停止制御技術を提供する。
【解決手段】リニア振動モータ２００の駆動制御回路１００において、駆動信号生成部１０は、コイルＬ１に正電流と負電流とを交互に流すための駆動信号を生成する。駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、コイルＬ１に供給する。誘起電圧検出部３０は、コイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。駆動信号生成部１０は、リニア振動モータ２００の駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、駆動部２０がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成する。誘起電圧検出部３０は、ハイインピーダンス期間にコイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。
【解決手段】リニア振動モータ２００の駆動制御回路１００において、駆動信号生成部１０は、コイルＬ１に正電流と負電流とを交互に流すための駆動信号を生成する。駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、コイルＬ１に供給する。誘起電圧検出部３０は、コイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。駆動信号生成部１０は、リニア振動モータ２００の駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、駆動部２０がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成する。誘起電圧検出部３０は、ハイインピーダンス期間にコイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動子が固定子に対して直線状に往復振動するリニア振動モータを駆動制御するための駆動制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、リニア振動モータは、電気カミソリなど特定の用途で使用されてきたが、近年、その用途が拡大している。たとえば、タッチパネルを押下した際の操作感覚をユーザにフィードバックさせるための振動を作り出す素子に採用されている。このようなハプティクス用途の拡大に伴い、今後、リニア振動モータの出荷数が伸びていくと予想される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１６８９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
リニア振動モータの駆動制御では、駆動終了時における、振動停止開始から振動停止完了までの時間（以下、振動停止時間という）の短縮が求められ、逆位相で駆動することにより、その振動停止時間を短縮するブレーキ制御の開発が試みられている。ただし、ブレーキ回数を固定にした場合、リニア振動モータの種類や終了時までの駆動回数などにより、必要なブレーキ力は異なるため、ブレーキ力に過不足が生じてしまう。
【０００５】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、リニア振動モータの駆動終了時における最適な停止制御技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある態様のリニア振動モータの駆動制御回路は、固定子と振動子とを有し、両者の少なくとも一方は電磁石で構成され、この電磁石のコイルに駆動電流を供給して、振動子を固定子に対して振動させるリニア振動モータの駆動制御回路であって、コイルに正電流と負電流とを交互に流すための駆動信号を生成する駆動信号生成部と、駆動信号生成部により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、コイルに供給する駆動部と、コイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、を備える。駆動信号生成部は、リニア振動モータの駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、駆動部がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成し、誘起電圧検出部は、ハイインピーダンス期間にコイルに発生する誘起電圧を検出し、駆動信号生成部は、誘起電圧からリニア振動モータの駆動終了後の振動力を推定し、その振動力をもとに逆位相の駆動信号を制御する。
【０００７】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、リニア振動モータの駆動終了時において、最適な停止制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態に係る、リニア振動モータの駆動制御回路の構成を示す図である。
【図２】駆動部、誘起電圧検出部およびコンパレータの構成例を示す図である。
【図３】実施の形態に係る駆動制御回路の動作例を示すタイミングチャートである。
【図４】エッジ信号、第１クロック信号、第２クロック信号および第３クロック信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図５】デコーダの構成例を示す図である。
【図６】駆動信号の一周期の波形を示す図である。
【図７】駆動信号の通電期間幅の制御を説明するための図である。
【図８】駆動信号の位相制御を説明するための図である。
【図９】停止制御機能が追加されたデコーダの構成例を示す図である。
【図１０】逆位相の駆動信号の一周期の波形を示す図である。
【図１１】コンパレータをヒステリシスコンパレータで構成する例を示す図である。
【図１２】Ｐｃｈ受けオペアンプの構成例を示す図である。
【図１３】Ｎｃｈ受けオペアンプの構成例を示す図である。
【図１４】上記停止制御の一例を説明するための図（その１）である。
【図１５】上記停止制御の一例を説明するための図（その２）である。
【図１６】図１１に示したヒステリシスコンパレータの変形例を示す図である。
【図１７】図１に示したリニア振動モータの駆動制御回路の構成の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（基本構成）
図１は、本発明の実施の形態に係る、リニア振動モータ２００の駆動制御回路１００の構成を示す図である。まず、リニア振動モータ２００は、固定子２１０と振動子２２０とを有し、両者の少なくとも一方は電磁石で構成される。本実施の形態では、固定子２１０が電磁石で構成される。固定子２１０は、磁性材料の芯２１１にコイルＬ１が巻き付けられて形成され、コイルＬ１に通電されると磁石として作用する。振動子２２０は、永久磁石２２１を含み、永久磁石２２１の両端（Ｓ極側とＮ極側）は、それぞれバネ２２２ａ、２２２ｂを介してフレーム２２３に固定される。固定子２１０と振動子２２０とは、所定の隙間を空けて並べて配置される。なお、図１の例と反対に、振動子２２０が電磁石で構成され、固定子２１０が永久磁石で構成されてもよい。
【００１１】
駆動制御回路１００は、上記コイルＬ１に駆動電流を供給して、振動子２２０を固定子２１０に対して直線状に往復振動させる。駆動制御回路１００は、駆動信号生成部１０、駆動部２０、誘起電圧検出部３０およびゼロクロス検出部４０を備える。
【００１２】
駆動信号生成部１０は、コイルＬ１に正電流と負電流とを非通電期間を挟んで交互に流すための駆動信号を生成する。駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、コイルＬ１に供給する。誘起電圧検出部３０は、コイルＬ１の両端に接続され、コイルＬ１の両端電位差を検出する。主に、非通電期間において、コイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。ゼロクロス検出部４０は、誘起電圧検出部３０により検出された誘起電圧のゼロクロスを検出する。
【００１３】
駆動信号生成部１０は、ゼロクロス検出部４０により検出された誘起電圧のゼロクロスの検出位置から、リニア振動モータ２００の固有振動数を推定し、上記駆動信号の周波数を、当該固有振動数にできる限り近づける。すなわち、上記駆動信号の周波数が当該固有振動数に一致するよう、上記駆動信号の周波数を適応的に変化させる。
【００１４】
より具体的には、駆動信号生成部１０は、上記駆動信号の一周期の終了位置と、その終了位置に対応すべきゼロクロスの検出位置との差分を算出し、その差分を現在の駆動信号の周期幅に加算して、上記駆動信号の周期幅を適応的に制御する。上記駆動信号の一周期が通常の位相（ゼロ→正電圧→ゼロ→負電圧→ゼロ）で形成される場合、上記終了位置に対応すべきゼロクロスの検出位置は、上記誘起電圧の負電圧から正電圧にゼロクロスする位置となる。反対に、上記駆動信号の一周期が逆位相（ゼロ→負電圧→ゼロ→正電圧→ゼロ）で形成される場合、上記終了位置に対応すべきゼロクロスの検出位置は、上記誘起電圧の正電圧から負電圧にゼロクロスする位置となる。
【００１５】
以下、駆動制御回路１００の構成についてより具体的に説明する。まず、駆動部２０、誘起電圧検出部３０、ゼロクロス検出部４０の構成について説明する。ゼロクロス検出部４０は、コンパレータ４１およびエッジ検出部４２を含む。コンパレータ４１は、誘起電圧検出部３０により検出された誘起電圧と、ゼロクロスを検出するための基準電圧とを比較する。コンパレータ４１は、当該誘起電圧が当該基準電圧をクロスするタイミングで、出力を反転させる。たとえば、ローレベル信号からハイレベル信号に反転させる。エッジ検出部４２は、コンパレータ４１の出力が反転した位置をエッジとして検出する。
【００１６】
図２は、駆動部２０、誘起電圧検出部３０およびコンパレータ４１の構成例を示す図である。図２では、駆動部２０をＨブリッジ回路で、および誘起電圧検出部３０を差動増幅回路で構成する例を示している。
【００１７】
当該Ｈブリッジ回路は、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４を含む。なお、図２では説明の便宜上、リニア振動モータ２００のコイルＬ１も駆動部２０の枠内に描いている。第１トランジスタＭ１と第３トランジスタＭ３との第１直列回路、および第２トランジスタＭ２と第４トランジスタＭ４との第２直列回路が、それぞれ電源電位Ｖｄｄとグラウンド電位間に接続される。第１トランジスタＭ１と第３トランジスタＭ３との接続点（以下、Ａ点という）と、第２トランジスタＭ２と第４トランジスタＭ４との接続点（以下、Ｂ点という）との間に、コイルＬ１が接続される。
【００１８】
図２では、第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、それぞれのソース−ドレイン間にボディダイオードとして、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２が接続されている。第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、それぞれのソース−ドレイン間にボディダイオードとして、第３ダイオードＤ３および第４ダイオードＤ４が接続されている。
【００１９】
第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４のゲートには、駆動信号生成部１０（より厳密には、後述するデコーダ１４）から上記駆動信号が入力される。当該駆動信号により、第１トランジスタＭ１と第４トランジスタＭ４がオン、および第２トランジスタＭ２と第３トランジスタＭ３がオフに制御されると、コイルＬ１に正電流が流れ、第１トランジスタＭ１と第４トランジスタＭ４がオフ、および第２トランジスタＭ２と第３トランジスタＭ３がオンに制御されると、コイルＬ１に負電流が流れる。
【００２０】
上記差動増幅回路は、オペアンプＯＰ１、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を含む。オペアンプＯＰ１の反転入力端子は第１抵抗Ｒ１を介してＢ点と接続され、非反転入力端子は第２抵抗Ｒ２を介してＡ点と接続される。オペアンプＯＰ１の、反転入力端子と出力端子とは第３抵抗Ｒ３を介して接続される。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、第４抵抗Ｒ４を介して基準電圧Ｖｒｅｆがオフセット電圧として印加される。
【００２１】
第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の抵抗値を同じ値に設定し、第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４の抵抗値を同じ値に設定する。この条件では、上記差動増幅回路の増幅率はＲ３／Ｒ１となる。たとえば、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の抵抗値を１０ｋΩ、および第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４の抵抗値を２０ｋΩに設定して、コイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）を２倍に増幅する。
【００２２】
コンパレータ４１（オープンループのオペアンプで構成される）の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。コンパレータ４１の非反転入力端子はオペアンプＯＰ１の出力端子と接続され、当該非反転入力端子にはオペアンプＯＰ１の出力電圧が印加される。上記差動増幅回路に基準電圧Ｖｒｅｆがオフセット電圧（たとえば、１／２Ｖｄｄ）として印加される場合、オペアンプＯＰ１とコンパレータ４１とのレンジを合わせるために、コンパレータ４１の参照電圧として、基準電圧Ｖｒｅｆが使用される。なお、上記差動増幅回路にオフセット電圧が印加されない場合、コンパレータ４１の参照電圧として、グラウンド電圧が使用される。
【００２３】
このように、コイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）を上記差動増幅回路により増幅してからコンパレータ４１に入力することにより、コイルＬ１に発生する誘起電圧のゼロクロスの検出精度を高めることができる。
【００２４】
図３は、実施の形態に係る駆動制御回路１００の動作例を示すタイミングチャートである。この動作例は、単相全波にてリニア振動モータ２００を駆動する例である。その際、非通電期間を設定する。非通電期間は、正電流通電期間および負電流通電期間のそれぞれの前後に設定される。すなわち、全周期のうち、第１半周期は非通電期間、正電流通電期間および非通電期間で構成され、第２半周期は非通電期間、負電流通電期間および非通電期間で構成される。以下の例では、半周期の１８０°のうち、非通電期間に４０°、正（負）電流通電期間に１００°および非通電期間に４０°を割り当てる。したがって、一周期のうち、５／９が通電期間に割り当てられ、４／９が非通電期間に割り当てられる。以下、本明細書では、この比率にしたがった駆動方式を１００度通電と呼ぶ。
【００２５】
図３にて、上記Ｈブリッジ回路のオン−１状態（Ｍ１、Ｍ４がオン、Ｍ２、Ｍ３がオフ）ではコイルＬ１に正電流が流れる。上記Ｈブリッジ回路のオフ状態（Ｍ１〜Ｍ４がオフ）ではコイルＬ１に駆動電流は流れない。上記Ｈブリッジ回路のオン−２状態（Ｍ１、Ｍ４がオフ、Ｍ２、Ｍ３がオン）ではコイルＬ１に負電流が流れる。
【００２６】
コイルＬ１に正電流が流れている状態では固定子２１０がＮ極に励磁され、その磁力により、振動子２２０は永久磁石２２１のＳ極側への力を受ける。その力により、振動子２２０はバネ２２２ａに抗して永久磁石２２１のＳ極側へ移動し、バネ２２２ａの収縮限界まで移動する。コイルＬ１に駆動電流が流れていない状態では固定子２１０が励磁されず、磁力は発生しない。振動子２２０は、バネ２２２ａの復元力により中心位置に向けて移動する。コイルＬ１に負電流が流れている状態では固定子２１０がＳ極に励磁され、その磁力により、振動子２２０は永久磁石２２１のＮ極側への力を受ける。その力により、振動子２２０はバネ２２２ｂに抗して永久磁石２２１のＮ極側へ移動し、バネ２２２ｂの収縮限界まで移動する。
【００２７】
このように、駆動信号生成部１０は、上記Ｈブリッジ回路をオフ状態→オン−１状態→オフ状態→オン−２状態→オフ状態というサイクルで制御することにより、リニア振動モータ２００を往復運動させることができる。
【００２８】
上記Ｈブリッジ回路がオン−１状態からオフ状態に遷移し、第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４がすべてオフに切り替えられると、上記ボディーダイオードを通じて回生電流が流れる。上記Ｈブリッジ回路がオン−２状態からオフ状態に遷移する際も同様である。この回生電流を活用することにより、エネルギー効率を高め、駆動制御回路１００の消費電力を低減することができる。
【００２９】
上記回生電流は、コイルＬ１にそれまで流れていた電流と同じ方向に流れる。上記回生電流が流れ終わると、コイルＬ１に、振動子２２０の移動により誘起される誘起電流が流れる。振動子２２０が停止している状態ではこの誘起電流は流れない。振動子２２０が停止している状態は、振動子２２０の振動レンジの両端に振動子２２０が到達した瞬間に発生する。
【００３０】
誘起電圧検出部３０は、非通電期間においてコイルＬ１に発生する逆起電圧を監視することにより、振動子２２０の位置を推定することができる。当該逆起電圧がゼロの状態は、振動子２２０が停止している（すなわち、振動レンジのＳ極側最大到達地点またはＮ極側最大到達地点に位置する）ことを示している。
【００３１】
したがって、ゼロクロス検出部４０は、コイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）がゼロクロス（駆動電流および回生電流によるゼロクロスを除く）するタイミングを検出し、検出したゼロクロス間の期間を測定することにより、リニア振動モータ２００の固有振動数を求めることができる。なお、連続するゼロクロス間の期間が、リニア振動モータ２００の半振動周期幅を示し、一つ飛ばしのゼロクロス間の期間がその全振動周期幅を示す。
【００３２】
本実施の形態では、ゼロクロス検出部４０は非通電期間にてコイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）が負から正にゼロクロスするタイミングのみを検出する。この場合、図２に示したコンパレータ４１は、オペアンプＯＰ１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い間、ローレベル信号を出力し、オペアンプＯＰ１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、ハイレベル信号を出力するよう、設定される。
【００３３】
駆動信号生成部１０は、測定されたリニア振動モータ２００の固有振動数に対応する周期幅を用いて、つぎの駆動信号の周期幅を調整する。この測定と調整が繰り返されることにより、駆動制御回路１００は、リニア振動モータ２００をその共振周波数またはその近傍の周波数で継続的に駆動することができる。
【００３４】
図１に戻り、駆動信号生成部１０をより具体的に説明する。駆動信号生成部１０は、第１ラッチ回路１１、メインカウンタ１２、ループカウンタ１３、デコーダ１４、第２ラッチ回路１５、差分算出回路１６、第３ラッチ回路１７、加算回路１８および第４ラッチ回路１９を含む。
【００３５】
第１ラッチ回路１１は、上記駆動信号の一周期の終了位置に対応すべきカウント終了値をラッチし、第３クロック信号ＣＬＫ３により指示されたタイミングでメインカウンタ１２およびデコーダ１４に出力する。なお、差分算出回路１６にも出力することができる。第１ラッチ回路１１には、リニア振動モータ２００の駆動開始時には、図示しないレジスタなどから上記カウント終了値の初期値が設定される。駆動開始後は、第４ラッチ回路１９から入力される値が上記カウント終了値となる。
【００３６】
メインカウンタ１２は、第１ラッチ回路１１から上記カウント終了値が設定され、カウント初期値から当該カウント終了値までを繰り返しカウントする。カウント初期値には、通常、０が設定される。たとえば、当該カウント終了値として１９９が設定された場合、メインカウンタ１２は０〜１９９までを繰り返しカウントアップする２００進カウンタとなる。メインカウンタ１２のカウント値は、ループカウンタ１３、デコーダ１４および第２ラッチ回路１５に出力される。
【００３７】
ループカウンタ１３は、メインカウンタ１２の一カウントループが終了するたびにインクリメントし、メインカウンタ１２のカウントループ回数を保持する。ここで、一カウントループとは、メインカウンタ１２の上記カウント初期値から上記カウント終了値までカウントすることを指す。一カウントループは一駆動周期に対応するため、カウントループ回数は駆動周期回数に対応する。
【００３８】
デコーダ１４は、メインカウンタ１２から供給されるカウント値を用いて、上記カウント終了値に応じた周期幅の駆動信号を生成する。デコーダ１４の詳細な構成は後述する。第２ラッチ回路１５は、メインカウンタ１２から供給されるカウント値を順次ラッチし、ゼロクロス検出部４０によりゼロクロスが検出された位置でラッチしたカウント値を差分算出回路１６に出力する。当該ゼロクロスが検出された位置は、エッジ検出部４２から入力されるエッジ信号により通知される。当該ゼロクロスが検出された位置が、理想的に常に同じタイミングで発生すれば、第２ラッチ回路１５の出力は常に同じカウント値となる。
【００３９】
差分算出回路１６は、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値と、現在のカウント終了値との差分を算出する。図１では現在のカウント終了値は第１ラッチ回路１１から入力される例を描いている。なお、差分算出回路１６が現在のカウント終了値を保持する構成であってもよいし、第４ラッチ回路１９から供給される構成であってもよい。
【００４０】
ゼロクロスが検出された位置のカウント値（＝第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値）が、現在のカウント終了値より小さい場合、差分算出回路１６は、前者から後者を減算する。たとえば、ゼロクロスが検出された位置のカウント値が１９７で、現在のカウント終了値が１９９の場合、差分算出回路１６は、−２を出力する。
【００４１】
ゼロクロスが検出された位置のカウント値が、現在のカウント終了値より大きい場合、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値は、現在のカウント終了値に対する増分値となる。この場合、差分算出回路１６は、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値をそのまま出力する。たとえば、ゼロクロスが検出された位置の本来のカウント値が２０１で、現在のカウント終了値が１９９の場合、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値は２となり、差分算出回路１６は２をそのまま出力する。当該カウント値は１９９でリセットされるため、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値は、２０１ではなく、２となる。
【００４２】
第３ラッチ回路１７は、差分算出回路１６から入力される差分値をラッチし、第１クロック信号ＣＬＫ１により指示されたタイミングで、その差分値を加算回路１８に出力する。加算回路１８は、第３ラッチ回路１７から入力される差分値を、第４ラッチ回路１９から入力される現在のカウント終了値に加算する。第４ラッチ回路１９は、加算回路１８から入力される値をラッチし、第２クロック信号ＣＬＫ２により指示されたタイミングで第１ラッチ回路１１に出力する。第４ラッチ回路１９にも、リニア振動モータ２００の駆動開始時には、図示しないレジスタなどから上記カウント終了値の初期値が設定される。
【００４３】
加算回路１８により生成された値は新たなカウント終了値として、第４ラッチ回路１９および第１ラッチ回路１１を介してメインカウンタ１２およびデコーダ１４に設定される。したがって、メインカウンタ１２およびデコーダ１４には、直前のゼロクロスの検出位置を反映したカウント終了値が常に設定される。
【００４４】
図４は、エッジ信号、第１クロック信号ＣＬＫ１、第２クロック信号ＣＬＫ２および第３クロック信号ＣＬＫ３の一例を示すタイミングチャートである。エッジ信号はエッジ検出部４２から第２ラッチ回路１５に設定される。第１クロック信号ＣＬＫ１は、エッジ信号を半クロック、遅延させた信号である。この半クロックの遅延は、差分算出回路１６による演算処理を考慮したものである。第２クロック信号ＣＬＫ２は、第１クロック信号ＣＬＫ１を半クロック、遅延させた信号である。この半クロックの遅延は、加算回路１８による演算処理を考慮したものである。
【００４５】
第３クロック信号ＣＬＫ３は、第２クロック信号ＣＫ２を数クロック、遅延させた信号である。この数クロックの遅延は、現在の駆動周期のカウント終了前に、現在の駆動周期のカウント終了値が変更されることを抑制するための遅延である。たとえば、第１ラッチ回路１１が設置されない場合であって、現在の駆動周期において、その終了位置より前にゼロクロスが検出された場合、そのゼロクロス位置を反映した新たなカウント終了値が、次回の駆動周期からではなく、現在の駆動周期から適用されてしまう可能性がある。その場合、更新前のカウント終了値を基準に通電期間が決定されるため、通電期間と非通電期間との比率が維持できなくなってしまう。本実施の形態では、１００度通電が維持できなくなってしまう。
【００４６】
第４ラッチ回路１９とメインカウンタ１２との間に第１ラッチ回路１１を設置することにより、メインカウンタ１２に設定されている現在のカウント終了値を、ゼロクロス位置を反映した新たなカウント終了値に更新するタイミングを遅らせることができる。
【００４７】
（デコーダ構成）
図５は、デコーダ１４の構成例を示す図である。デコーダ１４は、上記カウント終了値に、上記駆動信号の一周期に対する通電期間の比率を一定にするための係数を乗算して得られる値に応じて、上記駆動信号の通電期間に対応するカウント幅を決定する。上述したように、上記駆動信号の一周期には、正電流通電期間と負電流通電期間とが含まれる。したがって、上記１００度通電の場合、上記駆動信号の一周期に対する各通電期間の比率は、１００°／３６０°（≒０．２８）となる。また、上記駆動信号の一周期に対する各通電期間の半期間の比率は、５０°／３６０°（≒０．１４）となる。
【００４８】
また、デコーダ１４は、上記カウント終了値に、上記駆動信号の通電期間の中心位置を決定するための係数を乗算して得られる値に応じて、上記駆動信号の通電期間の開始位置および終了位置に対応するカウント値を決定する。上述したように、上記駆動信号の一周期は、前後に非通電期間が設定された正電流通電期間および前後に非通電期間が設定された負電流通電期間により形成される。ここで、正電流通電期間の長さおよび負電流通電期間の長さは等しく設定され、非通電期間の長さも、すべて等しく設定される。
【００４９】
したがって、上記駆動信号の正電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．２５に設定され、上記駆動信号の負電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．７５に設定される。なお、上記駆動信号の位相が逆の場合、負電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．２５に設定され、正電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．７５に設定される。
【００５０】
このように、デコーダ１４は、各通電期間に対応するカウント幅、および各通電期間の中心位置に対応するカウント値を算出することができる。そして、当該中心位置に対応するカウント値から、上記カウント幅の半分の値を減算することにより、各通電期間の開始位置に対応するカウント値を算出することができる。また、当該中心位置に対応するカウント値に、上記カウント幅の半分の値を加算することにより、各通電期間の終了位置に対応するカウント値を算出することができる。
【００５１】
以下、より具体的に説明する。デコーダ１４は、駆動幅算出部５１、正駆動中心値算出部５２、負駆動中心値算出部５３、正側減算部５４、正側加算部５５、負側減算部５６、負側加算部５７、正駆動信号生成部５８および負駆動信号生成部５９を含む。
【００５２】
駆動幅算出部５１は、上記駆動信号の一周期に対する各通電期間（以下適宜、駆動期間ともいう）の半期間の比率を係数として保持する。上記１００度通電の場合、０．１４を保持する。駆動幅算出部５１は、第１ラッチ回路１１からカウント終了値が供給される。駆動幅算出部５１は、そのカウント終了値に当該係数を乗算する。これにより、各駆動期間の半期間に対応するカウント幅を算出することができる。
【００５３】
正駆動中心値算出部５２は、上記駆動信号の正電流通電期間（以下適宜、正駆動期間ともいう）の中心位置を決定するための係数を保持する。本実施の形態では、０．２５を保持する。正駆動中心値算出部５２は、第１ラッチ回路１１からカウント終了値が供給される。正駆動中心値算出部５２は、そのカウント終了値に当該係数を乗算する。これにより、各正駆動期間の中心位置に対応するカウント値を算出することができる。
【００５４】
負駆動中心値算出部５３は、上記駆動信号の負電流通電期間（以下適宜、負駆動期間ともいう）の中心位置を決定するための係数を保持する。本実施の形態では、０．７５を保持する。負駆動中心値算出部５３は、第１ラッチ回路１１からカウント終了値が供給される。負駆動中心値算出部５３は、そのカウント終了値に当該係数を乗算する。これにより、各負駆動期間の中心位置に対応するカウント値を算出することができる。
【００５５】
正側減算部５４は、正駆動中心値算出部５２から供給される正駆動期間の中心位置に対応するカウント値から、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を減算することにより、正駆動期間の開始位置に対応するカウント値を算出する。正側加算部５５は、正駆動中心値算出部５２から供給される正駆動期間の中心位置に対応するカウント値に、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を加算することにより、正駆動期間の終了位置に対応するカウント値を算出する。
【００５６】
負側減算部５６は、負駆動中心値算出部５３から供給される負駆動期間の中心位置に対応するカウント値から、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を減算することにより、負駆動期間の開始位置に対応するカウント値を算出する。負側加算部５７は、負駆動中心値算出部５３から供給される負駆動期間の中心位置に対応するカウント値に、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を加算することにより、負駆動期間の終了位置に対応するカウント値を算出する。
【００５７】
正駆動信号生成部５８は、メインカウンタ１２から同期クロックとしてのカウント値、正側減算部５４から正駆動期間の開始位置に対応するカウント値、および正側加算部５５から正駆動期間の終了位置に対応するカウント値が供給される。正駆動信号生成部５８は、同期クロックとしてのカウント値にしたがい、正駆動期間の開始位置に対応するカウント値から正駆動期間の終了位置に対応するカウント値まで有意な信号（たとえば、ハイレベル信号）を正駆動信号として出力する。それ以外の期間は、非有意な信号（たとえば、ローレベル信号）を出力する。
【００５８】
なお、正駆動信号生成部５８は、当該正駆動信号を、設定されたデューティ比のＰＷＭ信号で生成することができる。正駆動信号生成部５８により生成された正駆動信号は、駆動部２０、より具体的には第１トランジスタＭ１および第４トランジスタＭ４のゲートに入力される。なお、第１トランジスタＭ１の前段には、図示しないインバータが設けられ、当該正駆動信号は位相が反転されて、第１トランジスタＭ１のゲートに入力される。
【００５９】
負駆動信号生成部５９は、メインカウンタ１２から同期クロックとしてのカウント値、負側減算部５６から負駆動期間の開始位置に対応するカウント値、および負側加算部５７から負駆動期間の終了位置に対応するカウント値が供給される。負駆動信号生成部５９は、同期クロックとしてのカウント値にしたがい、負駆動期間の開始位置に対応するカウント値から負駆動期間の終了位置に対応するカウント値まで有意な信号（たとえば、ハイレベル信号）を負駆動信号として出力する。それ以外の期間は、非有意な信号（たとえば、ローレベル信号）を出力する。
【００６０】
なお、負駆動信号生成部５９は、当該負駆動信号を、設定されたデューティ比のＰＷＭ信号で生成することができる。負駆動信号生成部５９により生成された負駆動信号は、駆動部２０、より具体的には第２トランジスタＭ２および第３トランジスタＭ３のゲートに入力される。なお、第２トランジスタＭ２の前段には、図示しないインバータが設けられ、当該負駆動信号は位相が反転されて、第２トランジスタＭ２のゲートに入力される。
【００６１】
図６は、駆動信号の一周期の波形を示す図である。図６にて網点領域が、正駆動期間（先）および負駆動期間（後）を示している。正駆動開始値ａに対応するカウント値は正側減算部５４により生成され、正駆動中心値ｂに対応するカウント値は正駆動中心値算出部５２により生成され、正駆動終了値ｃに対応するカウント値は正側加算部５５により生成される。同様に、負駆動開始値ｄに対応するカウント値は負側減算部５６により生成され、負駆動中心値ｅに対応するカウント値は負駆動中心値算出部５３により生成され、負駆動終了値ｆに対応するカウント値は負側加算部５７により生成される。
【００６２】
図５に示すようにデコーダ１４を構成することにより、駆動信号生成部１０は、上記駆動信号の周波数の変更によりその周期幅が変更されても、上記駆動信号の通電期間と非通電期間との比が維持されるよう、上記駆動信号を調整することができる。また、駆動信号生成部１０は、上記駆動信号の周期幅が変更されても、一周期における通電期間の信号位相の相対的位置関係が維持されるよう、上記駆動信号を調整することができる。
【００６３】
図７は、駆動信号の通電期間幅の制御を説明するための図である。図７（ａ）は、駆動周期がデフォルト状態における、コイル駆動電圧の推移を示す図であり、図７（ｂ）は、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後の、コイル駆動電圧（通電期間幅の調整なし）の推移を示す図であり、図７（ｃ）は、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後の、コイル駆動電圧（通電期間幅の調整あり）の推移を示す図である。
【００６４】
図７（ａ）では、上記１００度通電に設定されている。すなわち、１駆動周期における通電期間と非通電期間との比が５：４に設定されている。図７（ｂ）では、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後も、デフォルト状態における通電期間幅が維持される例を示している。この場合、リニア振動モータ２００に対する駆動力が低下し、リニア振動モータ２００の振動が弱くなる可能性がある。
【００６５】
図７（ｃ）では、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後も、１駆動周期における通電期間と非通電期間との比が維持されるよう制御される。本実施の形態では、上記１００度通電が維持されるよう制御される。この制御は、デコーダ１４内の駆動幅算出部５１の作用により実現される。
【００６６】
ここでは、駆動周期がデフォルト状態から長く調整される例を説明したが、デフォルト状態から短く調整される例も同様である。駆動周期がデフォルト状態から短く調整された後も、デフォルト状態における通電期間幅が維持されると、リニア振動モータ２００に対する駆動力が上昇し、リニア振動モータ２００の振動が強くなる可能性がある。この点、本実施の形態では、駆動周期がデフォルト状態から短く調整された後も、１００度通電が維持されるよう制御される。
【００６７】
図８は、駆動信号の位相制御を説明するための図である。図８は、リニア振動モータ２００の共振周波数に調整された後の、コイルＬ１の両端電圧の推移を示している。なお、説明を単純化するために回生電圧は省略して描いている。一段目の波形は、駆動信号の位相が最適な状態で、リニア振動モータ２００が駆動されている状態を示している。
【００６８】
二段目の波形は、その二周期目から、駆動信号の位相が位相遅れ状態で、リニア振動モータ２００が駆動されている状態を示している。この状態は、駆動周期がそれまでより短く調整された場合であって、その調整後も、各通電期間の開始位置および終了位置が、その調整前の位置を維持している場合に発生する。
【００６９】
三段目の波形は、その二周期目から、駆動信号の位相が位相進み状態で、リニア振動モータ２００が駆動されている状態を示している。この状態は、駆動周期がそれまでより長く調整された場合であって、その調整後も、各通電期間の開始位置および終了位置が、その調整前の位置を維持している場合に発生する。
【００７０】
すなわち、各通電期間の開始位置および終了位置が固定の場合にて、駆動周期幅が変更されると、駆動信号の位相に遅れや進みが発生する。これに対し、本実施の形態では駆動周期が変更されると、各通電期間の開始位置および終了位置が適応的に調整されるため、駆動信号の位相を最適に保つことができる。この開始位置および終了位置の調整は、デコーダ１４内の主に、正駆動中心値算出部５２および負駆動中心値算出部５３の作用により実現される。
【００７１】
以上説明したように、本実施の形態に係る駆動制御回路１００によれば、測定されたリニア振動モータ２００の固有振動数に対応する周期幅を用いて、つぎの駆動信号の周期幅を調整することにより、リニア振動モータ２００がどのような状態であっても、その固有振動数にできるだけ近い周波数で継続的に駆動することができる。
【００７２】
したがって、リニア振動モータ２００の製品間による固有振動数のばらつきを吸収することができ、モータを量産する場合の歩留の低減を防止することが可能となる。また、バネ２２２ａ、２２０ｂなどが経時変化しても、経時変化後の固有振動数に対応した駆動周波数で駆動されるため、振動が弱まることを抑制することができる。
【００７３】
また、リニア振動モータ２００の固有振動数と駆動信号の周波数とが一致するよう、駆動信号の周期幅を適応的に制御する際、その周期幅変更による影響を最小限に抑えることができる。具体的には、駆動信号の周期幅が変更されても、一周期における通電期間と非通電期間との比率を維持するよう通電期間幅を調整することにより、リニア振動モータ２００に対する駆動力を維持することができる。したがって、駆動力の変動によって、リニア振動モータ２００の動きが弱くなることを抑制することができる。
【００７４】
また、駆動信号の周期幅が変更されても、一周期における通電期間の相対的位置関係が維持されるよう、各通電期間の開始位置および終了位置を最適な位置に調整することにより、駆動効率の低下を抑制することができる。すなわち、駆動信号の位相がずれると、振動子２２０の位置と、駆動力の供給位置とにずれが発生し、駆動効率が低下してしまう。この点、駆動信号の位相を最適な位置に維持することにより、同じ消費電力で、最大限の振動を得ることができる。
【００７５】
（停止制御）
以下、本実施の形態に係る駆動制御回路１００による、上述した駆動制御に追加することが可能な停止制御について説明する。駆動信号生成部１０は、リニア振動モータ２００の駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、駆動部２０がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成する。駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成された逆位相の駆動信号に応じた逆位相の駆動電流をコイルＬ１に供給することにより、リニア振動モータ２００の停止を早める。コイルＬ１に当該逆位相の駆動電流が供給されると、固定子２１０は振動子２２０の動きを止めるためのブレーキ作用を発揮する。
【００７６】
誘起電圧検出部３０は、上記ハイインピーダンス期間にコイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。駆動信号生成部１０は、当該誘起電圧からリニア振動モータ２００の駆動終了後の振動力を推定し、その振動力をもとに上記逆位相の駆動信号を制御する。たとえば、駆動信号生成部１０は、当該誘起電圧が所定の電圧レンジ内に収まったとき、リニア振動モータ２００が停止したと判定してもよい。すなわち、当該振動力がゼロまたは所定の基準値より小さくなったとみなす。
【００７７】
駆動信号生成部１０は、上記条件を満たしたとき当該駆動信号の駆動部２０への供給を停止する。なお、その基準を満たした後、半周期または一周期分の当該駆動信号を駆動部２０に供給してから、その供給を停止してもよい。なお、本明細書ではリニア振動モータ２００の駆動終了時とは、停止制御のための逆駆動期間を含まない正規の駆動終了時を意味することとする。
【００７８】
図９は、停止制御機能が追加されたデコーダ１４の構成例を示す図である。図９に示すデコーダ１４は、図５に示したデコーダ１４に停止制御部６１が追加された構成である。停止制御部６１は、リニア振動モータ２００の駆動終了指示をループカウンタ１３から受けると、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号を生成するよう正駆動信号生成部５８および負駆動信号生成部５９に指示する。正駆動信号生成部５８は正駆動信号内にハイインピーダンス期間を設ける。同様に、負駆動信号生成部５９は負駆動信号内にハイインピーダンス期間を設ける。
【００７９】
図１０は、逆位相の駆動信号の一周期の波形を示す図である。当該駆動信号には、負駆動期間および正駆動期間のそれぞれにハイインピーダンス期間が挿入される。ハイインピーダンス期間は、図２に示した第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４がすべてオフに制御され、駆動部２０がハイインピーダンス状態となる期間である。このハイインピーダンス期間においては、コイルＬ１に発生する誘起電圧がそのまま誘起電圧検出部３０により検出される。なお、図９、図１０に示すデコーダ１４の詳細な動作は、ハイインピーダンス期間の挿入を除き、図５、６に示したデコーダ１４の動作を逆位相の動作にしたものと同様であるため、その詳細な説明を省略する。
【００８０】
コンパレータ４１は上記ハイインピーダンス期間が到来するたびに、誘起電圧検出部３０により検出される誘起電圧に対応する出力信号として、ハイレベル信号またはローレベル信号を出力する。駆動信号生成部１０は、コンパレータ４１から、連続するハイインピーダンス期間に、連続して同相信号が出力されたとき、またはコンパレータ４１からハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号の期間とで、連続して同相信号が出力されたとき、リニア振動モータ２００が停止したと判定する。すなわち、連続してハイレベル信号が出力されるか、または連続してローレベル信号が出力されたとき停止したと判定する。この具体例は後述する。
【００８１】
図１１は、コンパレータ４１をヒステリシスコンパレータで構成する例を示す図である。ヒステリシスコンパレータは、入力電圧の変化にもかからわず、出力レベルが変化しない不感帯を持つコンパレータである。ここでは、誘起電圧検出部３０からの出力電圧にかからわずに前値をエッジ検出部４２に出力する不感帯を持つ。
【００８２】
コンパレータ４１の非反転入力端子とその出力端子との間にスイッチング素子Ｍ５（たとえば、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ）が挿入される。スイッチング素子Ｍ５の両端には抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２がそれぞれ接続される。当該スイッチング素子Ｍ５がオンに制御されると、そのオン抵抗によりヒステリシスコンパレータとして機能する。当該スイッチング素子Ｍ５がオフに制御されると、通常のコンパレータとして機能する。不感帯の幅は、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２に応じて決定される。
【００８３】
リニア振動モータ２００の駆動中、駆動信号生成部１０（より厳密にはデコーダ１４の停止制御部６１）は、スイッチング素子Ｍ５をオフして、不感帯を持たない通常のコンパレータとして機能せさる。リニア振動モータ２００の駆動終了後、スイッチング素子Ｍ５をオンして、不感帯を持つヒステリシスコンパレータとして機能せさる。なお、スイッチング素子Ｍ５の代わりに可変抵抗を用いてもよい。
【００８４】
つぎに、上記逆位相の駆動信号がＨブリッジ回路に供給される期間における回生電流について考える。当該逆位相の駆動信号にはハイインピーダンス期間が設定されるため、駆動信号生成部１０は、当該Ｈブリッジ回路をハイインピーダンス状態に制御する前に回生電流を流すよう制御する。その際、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４（両者ともにＮチャンネル型）をオンして、コイルＬ、第３トランジスタＭ３、第４トランジスタＭ４およびグラウンド電位間に回生電流を流す第１方法と、第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２（両者ともにＰチャンネル型）をオンして、コイルＬ、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２および電源電位間に回生電流を流す第２方法との二種類がある（図２参照）。
【００８５】
第１方法を採用する場合、入力電圧を受けるトランジスタにＰチャンネル型が使用されるオペアンプＯＰ１（以下、本明細書ではＰｃｈ受けオペアンプという）を含む差動増幅回路を使用するのが好適である。一方、第２方法を採用する場合、入力電圧を受けるトランジスタにＮチャンネル型が使用されるオペアンプＯＰ１（以下、本明細書ではＮｃｈ受けオペアンプという）を含む差動増幅回路を使用するのが好適である。
【００８６】
図１２は、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐの構成例を示す図である。当該Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐは、差動入力段と出力段を含む。当該差動入力段は、差動入力電圧（本実施の形態ではコイル両端電圧（Ａ−Ｂ点））が入力される、一対をなす第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２を含む。
【００８７】
グラウンド電位と、第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２のそれぞれのドレイン端子との間に、負荷とすべきカレントミラー回路が接続される。当該カレントミラー回路は、一対をなす第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４により構成される。第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のソース端子はグラウンド電位に接続され、第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のドレイン端子は、それぞれ第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２のドレイン端子に接続される。
【００８８】
第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のゲート端子は、第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３のドレイン端子に接続される。第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のドレイン端子は、上記出力段に接続される。
【００８９】
電源電位と、第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２の共通ソースとの間に、定電流源とすべき第１５Ｐチャンネル型トランジスタＭ１５が接続される。第１５Ｐチャンネル型トランジスタＭ１５のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９０】
上記出力段に含まれる第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６のゲート端子は、差動入力段から、第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のドレイン端子の電圧を受ける。第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６のソース端子はグラウンド電位に接続され、そのドレイン端子は定電流源とすべき第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のドレイン端子と接続される。第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９１】
第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６のゲート端子と、第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６および第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のドレイン端子との間に第１１容量Ｃ１１が接続される。第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６および第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のドレイン端子の電圧が、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐの出力電圧となる。Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐは、電源電位付近の入力電圧に対する同相入力電圧範囲が狭いという性質がある。
【００９２】
図１３は、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎの構成例を示す図である。当該Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎは、差動入力段と出力段を含む。当該差動入力段は、差動入力電圧（本実施の形態ではコイル両端電圧（Ａ−Ｂ点））が入力される、一対をなす第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２を含む。
【００９３】
電源電位と、第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２のそれぞれのドレイン端子との間に、負荷とすべきカレントミラー回路が接続される。当該カレントミラー回路は、一対をなす第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４により構成される。第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のソース端子は電源電位に接続され、第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のドレイン端子は、それぞれ第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２のドレイン端子に接続される。
【００９４】
第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のゲート端子は、第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３のドレイン端子に接続される。第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のドレイン端子は、上記出力段に接続される。
【００９５】
グラウンド電位と、第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２の共通ソースとの間に、定電流源とすべき第２５Ｎチャンネル型トランジスタＭ２５が接続される。第２５Ｎチャンネル型トランジスタＭ２５のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９６】
上記出力段に含まれる第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６のゲート端子は、差動入力段から、第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のドレイン端子の電圧を受ける。第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６のソース端子は電源電位に接続され、そのドレイン端子は定電流源とすべき第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のドレイン端子と接続される。第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９７】
第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６のゲート端子と、第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６および第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のドレイン端子との間に第２１容量Ｃ２１が接続される。第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６および第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のドレイン端子の電圧が、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎの出力電圧となる。Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎは、グラウンド電位付近の入力電圧に対する同相入力電圧範囲が狭いという性質がある。
【００９８】
上記回生電流を流す際に上記第１方法を採用した場合、回生電流が流れる際、Ａ点およびＢ点の電圧は電源電位付近に上がる。反対に、上記第２方法を採用した場合、回生電流が流れる際、Ａ点およびＢ点の電圧はグラウンド電位付近に下がる。
【００９９】
したがって、上記第１方法を採用した場合であって、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した場合、回生電流が流れている間はＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐはほとんど動作せず、その出力電圧は増幅されないが、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用した場合、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎが動作し、その出力電圧は増幅された値となる。
【０１００】
また、上記第２方法を採用した場合であって、オペアンプＯＰ１にＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用した場合、回生電流が流れている間はＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐはほとんど動作せず、その出力電圧は増幅されないが、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した場合、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐが動作し、その出力電圧は増幅された値となる。
【０１０１】
このオペアンプＯＰ１の出力電圧は、ハイインピーダンス状態に遷移する直前に、回生電流が流れている間に増幅動作していると、インパルス状の電圧となって出現し、コンパレータの出力を反転させてしまうため、駆動信号生成部１０による停止制御判定を狂わす要因となる。上記第１方法を採用した場合、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用することにより、また、上記第２方法を採用した場合、オペアンプＯＰ１にＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用することにより、このインパルス状の電圧の発生を抑制することができる。
【０１０２】
図１４は、上記停止制御の一例を説明するための図（その１）である。リニア振動モータ２００の駆動期間中の、コイル駆動電圧（Ａ点）、コイル駆動電圧（Ｂ点）およびコイル両端電圧（Ａ−Ｂ点）の推移は、図３に示した推移と同様である。図１２では、コンパレータ４１は、コイル両端電圧（Ａ−Ｂ点）が正の期間、ハイレベル信号を出力し、コイル両端電圧（Ａ−Ｂ点）が負の期間、ローレベル信号を出力する。
【０１０３】
ブレーキ期間中には、上記逆位相の駆動信号が駆動部２０に供給される。当該駆動信号にはハイインピーダンス期間が設定されるため、その期間に、駆動部２０による直接的な逆回転制御に起因しない、リニア振動モータ２００に残存する振動力を示す誘起電圧がコンパレータ４１に入力される。このコンパレータ４１は不感帯ｄｂを持つヒステリシスコンパレータである。当該ヒステリシスコンパレータは、当該誘起電圧が不感帯ｄｂを負電位側から正電位側にクロスするとハイレベル信号を出力する。反対に、当該誘起電圧が不感帯ｄｂを正電位側から負電位側にクロスするとローレベル信号を出力する。
【０１０４】
ただし、ハイインピーダンス状態に遷移する直前に流れる回生電流により、上記インパルス状の電圧（縦点線参照）が発生している。すなわち、図１４に示す例は、上記第２方法を採用し、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した例を示している。したがって、残存する振動力を示す誘起電圧が小さくなっても（すなわち、不感帯ｄｂに収まっても）、当該振動力が収束したとのサインが出なくなってしまう。
【０１０５】
図１５は、上記停止制御の一例を説明するための図（その２）である。図１５に示す例は、上記第１方法を採用し、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した例を示している。図１５では、残存する振動力を示す誘起電圧が小さくなると（すなわち、不感帯ｄｂに収まると）、当該ヒステリシスコンパレータが当該誘起電圧に反応しなくなる。すなわち、連続するハイインピーダンス期間に、連続してローレベル信号が出力されている。これにより、残存する振動力がほとんど失われたことを的確に検知することができる。なお、上記停止制御における振動力の検知は、ハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号のヒステリシスコンパレータの出力を比較して行ってもよい。ハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号のヒステリシスコンパレータの出力が一致したとき、残存する振動力がほとんど失われたことを検知することができる。
【０１０６】
以上説明したように本実施の形態に係る停止制御によれば、上記逆位相の駆動信号にハイインピーダンス期間を設定し、その期間に発生する誘起電圧を検出することにより、最適なブレーキ期間を制御することができる。したがって、リニア振動モータの駆動終了時において最適な停止制御を実現することができる。より具体的には、リニア振動モータの種類、終了時までの駆動期間、個々のモータの特性バラツキによるブレーキ応答などが異なっていても、最適な停止制御を実現することができる。
【０１０７】
また、ヒステリシスコンパレータを用いて当該誘起電圧を検出することにより、リニア振動モータ２００の停止ポイントを正確に特定することができる。不感帯を設けない場合、上記誘起電圧の細かな変動やノイズの影響により、振動モータ２００の停止ポイントを誤認識する可能性が発生するが、不感帯を設けることにより、誤認識する可能性を低減することができる。
【０１０８】
また、リニア振動モータ２００の駆動中と、駆動終了後とでコンパレータ４１のモードを切り替える構成を設けたことにより、駆動終了後の停止制御時の振動力検出にコンパレータ４１を転用することができ、回路規模および消費電力の増大を抑制することができる。なお、リニア振動モータ２００の駆動中は、共振周波数制御の誤差を低減するため、不感帯を設けない、または狭くすることが望ましい。
【０１０９】
また、駆動終了後に使用するヒステリシスコンパレータの代わりにアナログ／デジタル変換器を設けることも考えられるが、その場合、チップコスト、消費電力が増大し、テスト工程も多くなる。
【０１１０】
オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した場合にて、上記ハイインピーダンス期間に入る前に、電源電位側に回生電流を流すことにより、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐの動作を抑制することができる。また、オペアンプＯＰ１にＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用した場合にて、上記ハイインピーダンス期間に入る前に、グラウンド電位側に回生電流を流すことにより、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎの動作を抑制することができる。これにより、上記ハイインピーダンス期間に入る直前に発生するインパルス状の電圧により、ヒステリシスコンパレータが誘起電圧の存在またはその大きさを誤認識することを回避することができる。
【０１１１】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【０１１２】
図１６は、図１１に示したヒステリシスコンパレータの変形例を示す図である。コンパレータ４１の非反転入力端子とその出力端子との間に、並列に複数のスイッチング素子が挿入される。図１６では、三つのスイッチング素子Ｍ５〜Ｍ７が並列に接続される。駆動信号生成部１０（より厳密にはデコーダ１４の停止制御部６１）は、それらスイッチング素子をオンする数を制御することにより、不感帯の幅を調整することができる。オンする数が多いほど不感帯の幅が広くなり、すべてオフすると、通常のコンパレータとなる。
【０１１３】
図１７は、図１に示したリニア振動モータ２００の駆動制御回路１００の構成の変形例を示す図である。図１７に示すゼロクロス検出部４０では、コンパレータ４１の代わりにアナログ／デジタル変換器４１ａを用いる。アナログ／デジタル変換器４１ａは、誘起電圧検出部３０(図１７の例では差動増幅回路）の出力アナログ信号をデジタル信号に変換する。駆動信号生成部１０は、リニア振動モータ２００の駆動終了後、アナログ／デジタル変換器４１ａの出力デジタル信号をもとに、リニア振動モータ２００が停止したか否かを判定する。上述したようにコストや消費電力は増大するが、高精度なデジタル処理による停止制御を実現することができる。
【符号の説明】
【０１１４】
１００ 駆動制御回路、 １０ 駆動信号生成部、 １４ デコーダ、 １６ 差分算出回路、 １８ 加算回路、 ２０ 駆動部、 ３０ 誘起電圧検出部、 ４０ ゼロクロス検出部、 ２００ リニア振動モータ、 ２１０ 固定子、 Ｌ１ コイル、 ２２０ 振動子。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動子が固定子に対して直線状に往復振動するリニア振動モータを駆動制御するための駆動制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、リニア振動モータは、電気カミソリなど特定の用途で使用されてきたが、近年、その用途が拡大している。たとえば、タッチパネルを押下した際の操作感覚をユーザにフィードバックさせるための振動を作り出す素子に採用されている。このようなハプティクス用途の拡大に伴い、今後、リニア振動モータの出荷数が伸びていくと予想される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１６８９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
リニア振動モータの駆動制御では、駆動終了時における、振動停止開始から振動停止完了までの時間（以下、振動停止時間という）の短縮が求められ、逆位相で駆動することにより、その振動停止時間を短縮するブレーキ制御の開発が試みられている。ただし、ブレーキ回数を固定にした場合、リニア振動モータの種類や終了時までの駆動回数などにより、必要なブレーキ力は異なるため、ブレーキ力に過不足が生じてしまう。
【０００５】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、リニア振動モータの駆動終了時における最適な停止制御技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある態様のリニア振動モータの駆動制御回路は、固定子と振動子とを有し、両者の少なくとも一方は電磁石で構成され、この電磁石のコイルに駆動電流を供給して、振動子を固定子に対して振動させるリニア振動モータの駆動制御回路であって、コイルに正電流と負電流とを交互に流すための駆動信号を生成する駆動信号生成部と、駆動信号生成部により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、コイルに供給する駆動部と、コイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、を備える。駆動信号生成部は、リニア振動モータの駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、駆動部がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成し、誘起電圧検出部は、ハイインピーダンス期間にコイルに発生する誘起電圧を検出し、駆動信号生成部は、誘起電圧からリニア振動モータの駆動終了後の振動力を推定し、その振動力をもとに逆位相の駆動信号を制御する。
【０００７】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、リニア振動モータの駆動終了時において、最適な停止制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態に係る、リニア振動モータの駆動制御回路の構成を示す図である。
【図２】駆動部、誘起電圧検出部およびコンパレータの構成例を示す図である。
【図３】実施の形態に係る駆動制御回路の動作例を示すタイミングチャートである。
【図４】エッジ信号、第１クロック信号、第２クロック信号および第３クロック信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図５】デコーダの構成例を示す図である。
【図６】駆動信号の一周期の波形を示す図である。
【図７】駆動信号の通電期間幅の制御を説明するための図である。
【図８】駆動信号の位相制御を説明するための図である。
【図９】停止制御機能が追加されたデコーダの構成例を示す図である。
【図１０】逆位相の駆動信号の一周期の波形を示す図である。
【図１１】コンパレータをヒステリシスコンパレータで構成する例を示す図である。
【図１２】Ｐｃｈ受けオペアンプの構成例を示す図である。
【図１３】Ｎｃｈ受けオペアンプの構成例を示す図である。
【図１４】上記停止制御の一例を説明するための図（その１）である。
【図１５】上記停止制御の一例を説明するための図（その２）である。
【図１６】図１１に示したヒステリシスコンパレータの変形例を示す図である。
【図１７】図１に示したリニア振動モータの駆動制御回路の構成の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（基本構成）
図１は、本発明の実施の形態に係る、リニア振動モータ２００の駆動制御回路１００の構成を示す図である。まず、リニア振動モータ２００は、固定子２１０と振動子２２０とを有し、両者の少なくとも一方は電磁石で構成される。本実施の形態では、固定子２１０が電磁石で構成される。固定子２１０は、磁性材料の芯２１１にコイルＬ１が巻き付けられて形成され、コイルＬ１に通電されると磁石として作用する。振動子２２０は、永久磁石２２１を含み、永久磁石２２１の両端（Ｓ極側とＮ極側）は、それぞれバネ２２２ａ、２２２ｂを介してフレーム２２３に固定される。固定子２１０と振動子２２０とは、所定の隙間を空けて並べて配置される。なお、図１の例と反対に、振動子２２０が電磁石で構成され、固定子２１０が永久磁石で構成されてもよい。
【００１１】
駆動制御回路１００は、上記コイルＬ１に駆動電流を供給して、振動子２２０を固定子２１０に対して直線状に往復振動させる。駆動制御回路１００は、駆動信号生成部１０、駆動部２０、誘起電圧検出部３０およびゼロクロス検出部４０を備える。
【００１２】
駆動信号生成部１０は、コイルＬ１に正電流と負電流とを非通電期間を挟んで交互に流すための駆動信号を生成する。駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、コイルＬ１に供給する。誘起電圧検出部３０は、コイルＬ１の両端に接続され、コイルＬ１の両端電位差を検出する。主に、非通電期間において、コイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。ゼロクロス検出部４０は、誘起電圧検出部３０により検出された誘起電圧のゼロクロスを検出する。
【００１３】
駆動信号生成部１０は、ゼロクロス検出部４０により検出された誘起電圧のゼロクロスの検出位置から、リニア振動モータ２００の固有振動数を推定し、上記駆動信号の周波数を、当該固有振動数にできる限り近づける。すなわち、上記駆動信号の周波数が当該固有振動数に一致するよう、上記駆動信号の周波数を適応的に変化させる。
【００１４】
より具体的には、駆動信号生成部１０は、上記駆動信号の一周期の終了位置と、その終了位置に対応すべきゼロクロスの検出位置との差分を算出し、その差分を現在の駆動信号の周期幅に加算して、上記駆動信号の周期幅を適応的に制御する。上記駆動信号の一周期が通常の位相（ゼロ→正電圧→ゼロ→負電圧→ゼロ）で形成される場合、上記終了位置に対応すべきゼロクロスの検出位置は、上記誘起電圧の負電圧から正電圧にゼロクロスする位置となる。反対に、上記駆動信号の一周期が逆位相（ゼロ→負電圧→ゼロ→正電圧→ゼロ）で形成される場合、上記終了位置に対応すべきゼロクロスの検出位置は、上記誘起電圧の正電圧から負電圧にゼロクロスする位置となる。
【００１５】
以下、駆動制御回路１００の構成についてより具体的に説明する。まず、駆動部２０、誘起電圧検出部３０、ゼロクロス検出部４０の構成について説明する。ゼロクロス検出部４０は、コンパレータ４１およびエッジ検出部４２を含む。コンパレータ４１は、誘起電圧検出部３０により検出された誘起電圧と、ゼロクロスを検出するための基準電圧とを比較する。コンパレータ４１は、当該誘起電圧が当該基準電圧をクロスするタイミングで、出力を反転させる。たとえば、ローレベル信号からハイレベル信号に反転させる。エッジ検出部４２は、コンパレータ４１の出力が反転した位置をエッジとして検出する。
【００１６】
図２は、駆動部２０、誘起電圧検出部３０およびコンパレータ４１の構成例を示す図である。図２では、駆動部２０をＨブリッジ回路で、および誘起電圧検出部３０を差動増幅回路で構成する例を示している。
【００１７】
当該Ｈブリッジ回路は、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４を含む。なお、図２では説明の便宜上、リニア振動モータ２００のコイルＬ１も駆動部２０の枠内に描いている。第１トランジスタＭ１と第３トランジスタＭ３との第１直列回路、および第２トランジスタＭ２と第４トランジスタＭ４との第２直列回路が、それぞれ電源電位Ｖｄｄとグラウンド電位間に接続される。第１トランジスタＭ１と第３トランジスタＭ３との接続点（以下、Ａ点という）と、第２トランジスタＭ２と第４トランジスタＭ４との接続点（以下、Ｂ点という）との間に、コイルＬ１が接続される。
【００１８】
図２では、第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、それぞれのソース−ドレイン間にボディダイオードとして、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２が接続されている。第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、それぞれのソース−ドレイン間にボディダイオードとして、第３ダイオードＤ３および第４ダイオードＤ４が接続されている。
【００１９】
第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４のゲートには、駆動信号生成部１０（より厳密には、後述するデコーダ１４）から上記駆動信号が入力される。当該駆動信号により、第１トランジスタＭ１と第４トランジスタＭ４がオン、および第２トランジスタＭ２と第３トランジスタＭ３がオフに制御されると、コイルＬ１に正電流が流れ、第１トランジスタＭ１と第４トランジスタＭ４がオフ、および第２トランジスタＭ２と第３トランジスタＭ３がオンに制御されると、コイルＬ１に負電流が流れる。
【００２０】
上記差動増幅回路は、オペアンプＯＰ１、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を含む。オペアンプＯＰ１の反転入力端子は第１抵抗Ｒ１を介してＢ点と接続され、非反転入力端子は第２抵抗Ｒ２を介してＡ点と接続される。オペアンプＯＰ１の、反転入力端子と出力端子とは第３抵抗Ｒ３を介して接続される。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、第４抵抗Ｒ４を介して基準電圧Ｖｒｅｆがオフセット電圧として印加される。
【００２１】
第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の抵抗値を同じ値に設定し、第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４の抵抗値を同じ値に設定する。この条件では、上記差動増幅回路の増幅率はＲ３／Ｒ１となる。たとえば、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の抵抗値を１０ｋΩ、および第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４の抵抗値を２０ｋΩに設定して、コイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）を２倍に増幅する。
【００２２】
コンパレータ４１（オープンループのオペアンプで構成される）の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。コンパレータ４１の非反転入力端子はオペアンプＯＰ１の出力端子と接続され、当該非反転入力端子にはオペアンプＯＰ１の出力電圧が印加される。上記差動増幅回路に基準電圧Ｖｒｅｆがオフセット電圧（たとえば、１／２Ｖｄｄ）として印加される場合、オペアンプＯＰ１とコンパレータ４１とのレンジを合わせるために、コンパレータ４１の参照電圧として、基準電圧Ｖｒｅｆが使用される。なお、上記差動増幅回路にオフセット電圧が印加されない場合、コンパレータ４１の参照電圧として、グラウンド電圧が使用される。
【００２３】
このように、コイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）を上記差動増幅回路により増幅してからコンパレータ４１に入力することにより、コイルＬ１に発生する誘起電圧のゼロクロスの検出精度を高めることができる。
【００２４】
図３は、実施の形態に係る駆動制御回路１００の動作例を示すタイミングチャートである。この動作例は、単相全波にてリニア振動モータ２００を駆動する例である。その際、非通電期間を設定する。非通電期間は、正電流通電期間および負電流通電期間のそれぞれの前後に設定される。すなわち、全周期のうち、第１半周期は非通電期間、正電流通電期間および非通電期間で構成され、第２半周期は非通電期間、負電流通電期間および非通電期間で構成される。以下の例では、半周期の１８０°のうち、非通電期間に４０°、正（負）電流通電期間に１００°および非通電期間に４０°を割り当てる。したがって、一周期のうち、５／９が通電期間に割り当てられ、４／９が非通電期間に割り当てられる。以下、本明細書では、この比率にしたがった駆動方式を１００度通電と呼ぶ。
【００２５】
図３にて、上記Ｈブリッジ回路のオン−１状態（Ｍ１、Ｍ４がオン、Ｍ２、Ｍ３がオフ）ではコイルＬ１に正電流が流れる。上記Ｈブリッジ回路のオフ状態（Ｍ１〜Ｍ４がオフ）ではコイルＬ１に駆動電流は流れない。上記Ｈブリッジ回路のオン−２状態（Ｍ１、Ｍ４がオフ、Ｍ２、Ｍ３がオン）ではコイルＬ１に負電流が流れる。
【００２６】
コイルＬ１に正電流が流れている状態では固定子２１０がＮ極に励磁され、その磁力により、振動子２２０は永久磁石２２１のＳ極側への力を受ける。その力により、振動子２２０はバネ２２２ａに抗して永久磁石２２１のＳ極側へ移動し、バネ２２２ａの収縮限界まで移動する。コイルＬ１に駆動電流が流れていない状態では固定子２１０が励磁されず、磁力は発生しない。振動子２２０は、バネ２２２ａの復元力により中心位置に向けて移動する。コイルＬ１に負電流が流れている状態では固定子２１０がＳ極に励磁され、その磁力により、振動子２２０は永久磁石２２１のＮ極側への力を受ける。その力により、振動子２２０はバネ２２２ｂに抗して永久磁石２２１のＮ極側へ移動し、バネ２２２ｂの収縮限界まで移動する。
【００２７】
このように、駆動信号生成部１０は、上記Ｈブリッジ回路をオフ状態→オン−１状態→オフ状態→オン−２状態→オフ状態というサイクルで制御することにより、リニア振動モータ２００を往復運動させることができる。
【００２８】
上記Ｈブリッジ回路がオン−１状態からオフ状態に遷移し、第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４がすべてオフに切り替えられると、上記ボディーダイオードを通じて回生電流が流れる。上記Ｈブリッジ回路がオン−２状態からオフ状態に遷移する際も同様である。この回生電流を活用することにより、エネルギー効率を高め、駆動制御回路１００の消費電力を低減することができる。
【００２９】
上記回生電流は、コイルＬ１にそれまで流れていた電流と同じ方向に流れる。上記回生電流が流れ終わると、コイルＬ１に、振動子２２０の移動により誘起される誘起電流が流れる。振動子２２０が停止している状態ではこの誘起電流は流れない。振動子２２０が停止している状態は、振動子２２０の振動レンジの両端に振動子２２０が到達した瞬間に発生する。
【００３０】
誘起電圧検出部３０は、非通電期間においてコイルＬ１に発生する逆起電圧を監視することにより、振動子２２０の位置を推定することができる。当該逆起電圧がゼロの状態は、振動子２２０が停止している（すなわち、振動レンジのＳ極側最大到達地点またはＮ極側最大到達地点に位置する）ことを示している。
【００３１】
したがって、ゼロクロス検出部４０は、コイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）がゼロクロス（駆動電流および回生電流によるゼロクロスを除く）するタイミングを検出し、検出したゼロクロス間の期間を測定することにより、リニア振動モータ２００の固有振動数を求めることができる。なお、連続するゼロクロス間の期間が、リニア振動モータ２００の半振動周期幅を示し、一つ飛ばしのゼロクロス間の期間がその全振動周期幅を示す。
【００３２】
本実施の形態では、ゼロクロス検出部４０は非通電期間にてコイルＬ１の両端電圧（Ａ−Ｂ間電圧）が負から正にゼロクロスするタイミングのみを検出する。この場合、図２に示したコンパレータ４１は、オペアンプＯＰ１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い間、ローレベル信号を出力し、オペアンプＯＰ１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、ハイレベル信号を出力するよう、設定される。
【００３３】
駆動信号生成部１０は、測定されたリニア振動モータ２００の固有振動数に対応する周期幅を用いて、つぎの駆動信号の周期幅を調整する。この測定と調整が繰り返されることにより、駆動制御回路１００は、リニア振動モータ２００をその共振周波数またはその近傍の周波数で継続的に駆動することができる。
【００３４】
図１に戻り、駆動信号生成部１０をより具体的に説明する。駆動信号生成部１０は、第１ラッチ回路１１、メインカウンタ１２、ループカウンタ１３、デコーダ１４、第２ラッチ回路１５、差分算出回路１６、第３ラッチ回路１７、加算回路１８および第４ラッチ回路１９を含む。
【００３５】
第１ラッチ回路１１は、上記駆動信号の一周期の終了位置に対応すべきカウント終了値をラッチし、第３クロック信号ＣＬＫ３により指示されたタイミングでメインカウンタ１２およびデコーダ１４に出力する。なお、差分算出回路１６にも出力することができる。第１ラッチ回路１１には、リニア振動モータ２００の駆動開始時には、図示しないレジスタなどから上記カウント終了値の初期値が設定される。駆動開始後は、第４ラッチ回路１９から入力される値が上記カウント終了値となる。
【００３６】
メインカウンタ１２は、第１ラッチ回路１１から上記カウント終了値が設定され、カウント初期値から当該カウント終了値までを繰り返しカウントする。カウント初期値には、通常、０が設定される。たとえば、当該カウント終了値として１９９が設定された場合、メインカウンタ１２は０〜１９９までを繰り返しカウントアップする２００進カウンタとなる。メインカウンタ１２のカウント値は、ループカウンタ１３、デコーダ１４および第２ラッチ回路１５に出力される。
【００３７】
ループカウンタ１３は、メインカウンタ１２の一カウントループが終了するたびにインクリメントし、メインカウンタ１２のカウントループ回数を保持する。ここで、一カウントループとは、メインカウンタ１２の上記カウント初期値から上記カウント終了値までカウントすることを指す。一カウントループは一駆動周期に対応するため、カウントループ回数は駆動周期回数に対応する。
【００３８】
デコーダ１４は、メインカウンタ１２から供給されるカウント値を用いて、上記カウント終了値に応じた周期幅の駆動信号を生成する。デコーダ１４の詳細な構成は後述する。第２ラッチ回路１５は、メインカウンタ１２から供給されるカウント値を順次ラッチし、ゼロクロス検出部４０によりゼロクロスが検出された位置でラッチしたカウント値を差分算出回路１６に出力する。当該ゼロクロスが検出された位置は、エッジ検出部４２から入力されるエッジ信号により通知される。当該ゼロクロスが検出された位置が、理想的に常に同じタイミングで発生すれば、第２ラッチ回路１５の出力は常に同じカウント値となる。
【００３９】
差分算出回路１６は、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値と、現在のカウント終了値との差分を算出する。図１では現在のカウント終了値は第１ラッチ回路１１から入力される例を描いている。なお、差分算出回路１６が現在のカウント終了値を保持する構成であってもよいし、第４ラッチ回路１９から供給される構成であってもよい。
【００４０】
ゼロクロスが検出された位置のカウント値（＝第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値）が、現在のカウント終了値より小さい場合、差分算出回路１６は、前者から後者を減算する。たとえば、ゼロクロスが検出された位置のカウント値が１９７で、現在のカウント終了値が１９９の場合、差分算出回路１６は、−２を出力する。
【００４１】
ゼロクロスが検出された位置のカウント値が、現在のカウント終了値より大きい場合、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値は、現在のカウント終了値に対する増分値となる。この場合、差分算出回路１６は、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値をそのまま出力する。たとえば、ゼロクロスが検出された位置の本来のカウント値が２０１で、現在のカウント終了値が１９９の場合、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値は２となり、差分算出回路１６は２をそのまま出力する。当該カウント値は１９９でリセットされるため、第２ラッチ回路１５から入力されるカウント値は、２０１ではなく、２となる。
【００４２】
第３ラッチ回路１７は、差分算出回路１６から入力される差分値をラッチし、第１クロック信号ＣＬＫ１により指示されたタイミングで、その差分値を加算回路１８に出力する。加算回路１８は、第３ラッチ回路１７から入力される差分値を、第４ラッチ回路１９から入力される現在のカウント終了値に加算する。第４ラッチ回路１９は、加算回路１８から入力される値をラッチし、第２クロック信号ＣＬＫ２により指示されたタイミングで第１ラッチ回路１１に出力する。第４ラッチ回路１９にも、リニア振動モータ２００の駆動開始時には、図示しないレジスタなどから上記カウント終了値の初期値が設定される。
【００４３】
加算回路１８により生成された値は新たなカウント終了値として、第４ラッチ回路１９および第１ラッチ回路１１を介してメインカウンタ１２およびデコーダ１４に設定される。したがって、メインカウンタ１２およびデコーダ１４には、直前のゼロクロスの検出位置を反映したカウント終了値が常に設定される。
【００４４】
図４は、エッジ信号、第１クロック信号ＣＬＫ１、第２クロック信号ＣＬＫ２および第３クロック信号ＣＬＫ３の一例を示すタイミングチャートである。エッジ信号はエッジ検出部４２から第２ラッチ回路１５に設定される。第１クロック信号ＣＬＫ１は、エッジ信号を半クロック、遅延させた信号である。この半クロックの遅延は、差分算出回路１６による演算処理を考慮したものである。第２クロック信号ＣＬＫ２は、第１クロック信号ＣＬＫ１を半クロック、遅延させた信号である。この半クロックの遅延は、加算回路１８による演算処理を考慮したものである。
【００４５】
第３クロック信号ＣＬＫ３は、第２クロック信号ＣＫ２を数クロック、遅延させた信号である。この数クロックの遅延は、現在の駆動周期のカウント終了前に、現在の駆動周期のカウント終了値が変更されることを抑制するための遅延である。たとえば、第１ラッチ回路１１が設置されない場合であって、現在の駆動周期において、その終了位置より前にゼロクロスが検出された場合、そのゼロクロス位置を反映した新たなカウント終了値が、次回の駆動周期からではなく、現在の駆動周期から適用されてしまう可能性がある。その場合、更新前のカウント終了値を基準に通電期間が決定されるため、通電期間と非通電期間との比率が維持できなくなってしまう。本実施の形態では、１００度通電が維持できなくなってしまう。
【００４６】
第４ラッチ回路１９とメインカウンタ１２との間に第１ラッチ回路１１を設置することにより、メインカウンタ１２に設定されている現在のカウント終了値を、ゼロクロス位置を反映した新たなカウント終了値に更新するタイミングを遅らせることができる。
【００４７】
（デコーダ構成）
図５は、デコーダ１４の構成例を示す図である。デコーダ１４は、上記カウント終了値に、上記駆動信号の一周期に対する通電期間の比率を一定にするための係数を乗算して得られる値に応じて、上記駆動信号の通電期間に対応するカウント幅を決定する。上述したように、上記駆動信号の一周期には、正電流通電期間と負電流通電期間とが含まれる。したがって、上記１００度通電の場合、上記駆動信号の一周期に対する各通電期間の比率は、１００°／３６０°（≒０．２８）となる。また、上記駆動信号の一周期に対する各通電期間の半期間の比率は、５０°／３６０°（≒０．１４）となる。
【００４８】
また、デコーダ１４は、上記カウント終了値に、上記駆動信号の通電期間の中心位置を決定するための係数を乗算して得られる値に応じて、上記駆動信号の通電期間の開始位置および終了位置に対応するカウント値を決定する。上述したように、上記駆動信号の一周期は、前後に非通電期間が設定された正電流通電期間および前後に非通電期間が設定された負電流通電期間により形成される。ここで、正電流通電期間の長さおよび負電流通電期間の長さは等しく設定され、非通電期間の長さも、すべて等しく設定される。
【００４９】
したがって、上記駆動信号の正電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．２５に設定され、上記駆動信号の負電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．７５に設定される。なお、上記駆動信号の位相が逆の場合、負電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．２５に設定され、正電流通電期間の中心位置を決定するための係数は、０．７５に設定される。
【００５０】
このように、デコーダ１４は、各通電期間に対応するカウント幅、および各通電期間の中心位置に対応するカウント値を算出することができる。そして、当該中心位置に対応するカウント値から、上記カウント幅の半分の値を減算することにより、各通電期間の開始位置に対応するカウント値を算出することができる。また、当該中心位置に対応するカウント値に、上記カウント幅の半分の値を加算することにより、各通電期間の終了位置に対応するカウント値を算出することができる。
【００５１】
以下、より具体的に説明する。デコーダ１４は、駆動幅算出部５１、正駆動中心値算出部５２、負駆動中心値算出部５３、正側減算部５４、正側加算部５５、負側減算部５６、負側加算部５７、正駆動信号生成部５８および負駆動信号生成部５９を含む。
【００５２】
駆動幅算出部５１は、上記駆動信号の一周期に対する各通電期間（以下適宜、駆動期間ともいう）の半期間の比率を係数として保持する。上記１００度通電の場合、０．１４を保持する。駆動幅算出部５１は、第１ラッチ回路１１からカウント終了値が供給される。駆動幅算出部５１は、そのカウント終了値に当該係数を乗算する。これにより、各駆動期間の半期間に対応するカウント幅を算出することができる。
【００５３】
正駆動中心値算出部５２は、上記駆動信号の正電流通電期間（以下適宜、正駆動期間ともいう）の中心位置を決定するための係数を保持する。本実施の形態では、０．２５を保持する。正駆動中心値算出部５２は、第１ラッチ回路１１からカウント終了値が供給される。正駆動中心値算出部５２は、そのカウント終了値に当該係数を乗算する。これにより、各正駆動期間の中心位置に対応するカウント値を算出することができる。
【００５４】
負駆動中心値算出部５３は、上記駆動信号の負電流通電期間（以下適宜、負駆動期間ともいう）の中心位置を決定するための係数を保持する。本実施の形態では、０．７５を保持する。負駆動中心値算出部５３は、第１ラッチ回路１１からカウント終了値が供給される。負駆動中心値算出部５３は、そのカウント終了値に当該係数を乗算する。これにより、各負駆動期間の中心位置に対応するカウント値を算出することができる。
【００５５】
正側減算部５４は、正駆動中心値算出部５２から供給される正駆動期間の中心位置に対応するカウント値から、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を減算することにより、正駆動期間の開始位置に対応するカウント値を算出する。正側加算部５５は、正駆動中心値算出部５２から供給される正駆動期間の中心位置に対応するカウント値に、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を加算することにより、正駆動期間の終了位置に対応するカウント値を算出する。
【００５６】
負側減算部５６は、負駆動中心値算出部５３から供給される負駆動期間の中心位置に対応するカウント値から、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を減算することにより、負駆動期間の開始位置に対応するカウント値を算出する。負側加算部５７は、負駆動中心値算出部５３から供給される負駆動期間の中心位置に対応するカウント値に、駆動幅算出部５１から供給されるカウント幅を加算することにより、負駆動期間の終了位置に対応するカウント値を算出する。
【００５７】
正駆動信号生成部５８は、メインカウンタ１２から同期クロックとしてのカウント値、正側減算部５４から正駆動期間の開始位置に対応するカウント値、および正側加算部５５から正駆動期間の終了位置に対応するカウント値が供給される。正駆動信号生成部５８は、同期クロックとしてのカウント値にしたがい、正駆動期間の開始位置に対応するカウント値から正駆動期間の終了位置に対応するカウント値まで有意な信号（たとえば、ハイレベル信号）を正駆動信号として出力する。それ以外の期間は、非有意な信号（たとえば、ローレベル信号）を出力する。
【００５８】
なお、正駆動信号生成部５８は、当該正駆動信号を、設定されたデューティ比のＰＷＭ信号で生成することができる。正駆動信号生成部５８により生成された正駆動信号は、駆動部２０、より具体的には第１トランジスタＭ１および第４トランジスタＭ４のゲートに入力される。なお、第１トランジスタＭ１の前段には、図示しないインバータが設けられ、当該正駆動信号は位相が反転されて、第１トランジスタＭ１のゲートに入力される。
【００５９】
負駆動信号生成部５９は、メインカウンタ１２から同期クロックとしてのカウント値、負側減算部５６から負駆動期間の開始位置に対応するカウント値、および負側加算部５７から負駆動期間の終了位置に対応するカウント値が供給される。負駆動信号生成部５９は、同期クロックとしてのカウント値にしたがい、負駆動期間の開始位置に対応するカウント値から負駆動期間の終了位置に対応するカウント値まで有意な信号（たとえば、ハイレベル信号）を負駆動信号として出力する。それ以外の期間は、非有意な信号（たとえば、ローレベル信号）を出力する。
【００６０】
なお、負駆動信号生成部５９は、当該負駆動信号を、設定されたデューティ比のＰＷＭ信号で生成することができる。負駆動信号生成部５９により生成された負駆動信号は、駆動部２０、より具体的には第２トランジスタＭ２および第３トランジスタＭ３のゲートに入力される。なお、第２トランジスタＭ２の前段には、図示しないインバータが設けられ、当該負駆動信号は位相が反転されて、第２トランジスタＭ２のゲートに入力される。
【００６１】
図６は、駆動信号の一周期の波形を示す図である。図６にて網点領域が、正駆動期間（先）および負駆動期間（後）を示している。正駆動開始値ａに対応するカウント値は正側減算部５４により生成され、正駆動中心値ｂに対応するカウント値は正駆動中心値算出部５２により生成され、正駆動終了値ｃに対応するカウント値は正側加算部５５により生成される。同様に、負駆動開始値ｄに対応するカウント値は負側減算部５６により生成され、負駆動中心値ｅに対応するカウント値は負駆動中心値算出部５３により生成され、負駆動終了値ｆに対応するカウント値は負側加算部５７により生成される。
【００６２】
図５に示すようにデコーダ１４を構成することにより、駆動信号生成部１０は、上記駆動信号の周波数の変更によりその周期幅が変更されても、上記駆動信号の通電期間と非通電期間との比が維持されるよう、上記駆動信号を調整することができる。また、駆動信号生成部１０は、上記駆動信号の周期幅が変更されても、一周期における通電期間の信号位相の相対的位置関係が維持されるよう、上記駆動信号を調整することができる。
【００６３】
図７は、駆動信号の通電期間幅の制御を説明するための図である。図７（ａ）は、駆動周期がデフォルト状態における、コイル駆動電圧の推移を示す図であり、図７（ｂ）は、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後の、コイル駆動電圧（通電期間幅の調整なし）の推移を示す図であり、図７（ｃ）は、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後の、コイル駆動電圧（通電期間幅の調整あり）の推移を示す図である。
【００６４】
図７（ａ）では、上記１００度通電に設定されている。すなわち、１駆動周期における通電期間と非通電期間との比が５：４に設定されている。図７（ｂ）では、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後も、デフォルト状態における通電期間幅が維持される例を示している。この場合、リニア振動モータ２００に対する駆動力が低下し、リニア振動モータ２００の振動が弱くなる可能性がある。
【００６５】
図７（ｃ）では、駆動周期がデフォルト状態から長く調整された後も、１駆動周期における通電期間と非通電期間との比が維持されるよう制御される。本実施の形態では、上記１００度通電が維持されるよう制御される。この制御は、デコーダ１４内の駆動幅算出部５１の作用により実現される。
【００６６】
ここでは、駆動周期がデフォルト状態から長く調整される例を説明したが、デフォルト状態から短く調整される例も同様である。駆動周期がデフォルト状態から短く調整された後も、デフォルト状態における通電期間幅が維持されると、リニア振動モータ２００に対する駆動力が上昇し、リニア振動モータ２００の振動が強くなる可能性がある。この点、本実施の形態では、駆動周期がデフォルト状態から短く調整された後も、１００度通電が維持されるよう制御される。
【００６７】
図８は、駆動信号の位相制御を説明するための図である。図８は、リニア振動モータ２００の共振周波数に調整された後の、コイルＬ１の両端電圧の推移を示している。なお、説明を単純化するために回生電圧は省略して描いている。一段目の波形は、駆動信号の位相が最適な状態で、リニア振動モータ２００が駆動されている状態を示している。
【００６８】
二段目の波形は、その二周期目から、駆動信号の位相が位相遅れ状態で、リニア振動モータ２００が駆動されている状態を示している。この状態は、駆動周期がそれまでより短く調整された場合であって、その調整後も、各通電期間の開始位置および終了位置が、その調整前の位置を維持している場合に発生する。
【００６９】
三段目の波形は、その二周期目から、駆動信号の位相が位相進み状態で、リニア振動モータ２００が駆動されている状態を示している。この状態は、駆動周期がそれまでより長く調整された場合であって、その調整後も、各通電期間の開始位置および終了位置が、その調整前の位置を維持している場合に発生する。
【００７０】
すなわち、各通電期間の開始位置および終了位置が固定の場合にて、駆動周期幅が変更されると、駆動信号の位相に遅れや進みが発生する。これに対し、本実施の形態では駆動周期が変更されると、各通電期間の開始位置および終了位置が適応的に調整されるため、駆動信号の位相を最適に保つことができる。この開始位置および終了位置の調整は、デコーダ１４内の主に、正駆動中心値算出部５２および負駆動中心値算出部５３の作用により実現される。
【００７１】
以上説明したように、本実施の形態に係る駆動制御回路１００によれば、測定されたリニア振動モータ２００の固有振動数に対応する周期幅を用いて、つぎの駆動信号の周期幅を調整することにより、リニア振動モータ２００がどのような状態であっても、その固有振動数にできるだけ近い周波数で継続的に駆動することができる。
【００７２】
したがって、リニア振動モータ２００の製品間による固有振動数のばらつきを吸収することができ、モータを量産する場合の歩留の低減を防止することが可能となる。また、バネ２２２ａ、２２０ｂなどが経時変化しても、経時変化後の固有振動数に対応した駆動周波数で駆動されるため、振動が弱まることを抑制することができる。
【００７３】
また、リニア振動モータ２００の固有振動数と駆動信号の周波数とが一致するよう、駆動信号の周期幅を適応的に制御する際、その周期幅変更による影響を最小限に抑えることができる。具体的には、駆動信号の周期幅が変更されても、一周期における通電期間と非通電期間との比率を維持するよう通電期間幅を調整することにより、リニア振動モータ２００に対する駆動力を維持することができる。したがって、駆動力の変動によって、リニア振動モータ２００の動きが弱くなることを抑制することができる。
【００７４】
また、駆動信号の周期幅が変更されても、一周期における通電期間の相対的位置関係が維持されるよう、各通電期間の開始位置および終了位置を最適な位置に調整することにより、駆動効率の低下を抑制することができる。すなわち、駆動信号の位相がずれると、振動子２２０の位置と、駆動力の供給位置とにずれが発生し、駆動効率が低下してしまう。この点、駆動信号の位相を最適な位置に維持することにより、同じ消費電力で、最大限の振動を得ることができる。
【００７５】
（停止制御）
以下、本実施の形態に係る駆動制御回路１００による、上述した駆動制御に追加することが可能な停止制御について説明する。駆動信号生成部１０は、リニア振動モータ２００の駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、駆動部２０がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成する。駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成された逆位相の駆動信号に応じた逆位相の駆動電流をコイルＬ１に供給することにより、リニア振動モータ２００の停止を早める。コイルＬ１に当該逆位相の駆動電流が供給されると、固定子２１０は振動子２２０の動きを止めるためのブレーキ作用を発揮する。
【００７６】
誘起電圧検出部３０は、上記ハイインピーダンス期間にコイルＬ１に発生する誘起電圧を検出する。駆動信号生成部１０は、当該誘起電圧からリニア振動モータ２００の駆動終了後の振動力を推定し、その振動力をもとに上記逆位相の駆動信号を制御する。たとえば、駆動信号生成部１０は、当該誘起電圧が所定の電圧レンジ内に収まったとき、リニア振動モータ２００が停止したと判定してもよい。すなわち、当該振動力がゼロまたは所定の基準値より小さくなったとみなす。
【００７７】
駆動信号生成部１０は、上記条件を満たしたとき当該駆動信号の駆動部２０への供給を停止する。なお、その基準を満たした後、半周期または一周期分の当該駆動信号を駆動部２０に供給してから、その供給を停止してもよい。なお、本明細書ではリニア振動モータ２００の駆動終了時とは、停止制御のための逆駆動期間を含まない正規の駆動終了時を意味することとする。
【００７８】
図９は、停止制御機能が追加されたデコーダ１４の構成例を示す図である。図９に示すデコーダ１４は、図５に示したデコーダ１４に停止制御部６１が追加された構成である。停止制御部６１は、リニア振動モータ２００の駆動終了指示をループカウンタ１３から受けると、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号を生成するよう正駆動信号生成部５８および負駆動信号生成部５９に指示する。正駆動信号生成部５８は正駆動信号内にハイインピーダンス期間を設ける。同様に、負駆動信号生成部５９は負駆動信号内にハイインピーダンス期間を設ける。
【００７９】
図１０は、逆位相の駆動信号の一周期の波形を示す図である。当該駆動信号には、負駆動期間および正駆動期間のそれぞれにハイインピーダンス期間が挿入される。ハイインピーダンス期間は、図２に示した第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４がすべてオフに制御され、駆動部２０がハイインピーダンス状態となる期間である。このハイインピーダンス期間においては、コイルＬ１に発生する誘起電圧がそのまま誘起電圧検出部３０により検出される。なお、図９、図１０に示すデコーダ１４の詳細な動作は、ハイインピーダンス期間の挿入を除き、図５、６に示したデコーダ１４の動作を逆位相の動作にしたものと同様であるため、その詳細な説明を省略する。
【００８０】
コンパレータ４１は上記ハイインピーダンス期間が到来するたびに、誘起電圧検出部３０により検出される誘起電圧に対応する出力信号として、ハイレベル信号またはローレベル信号を出力する。駆動信号生成部１０は、コンパレータ４１から、連続するハイインピーダンス期間に、連続して同相信号が出力されたとき、またはコンパレータ４１からハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号の期間とで、連続して同相信号が出力されたとき、リニア振動モータ２００が停止したと判定する。すなわち、連続してハイレベル信号が出力されるか、または連続してローレベル信号が出力されたとき停止したと判定する。この具体例は後述する。
【００８１】
図１１は、コンパレータ４１をヒステリシスコンパレータで構成する例を示す図である。ヒステリシスコンパレータは、入力電圧の変化にもかからわず、出力レベルが変化しない不感帯を持つコンパレータである。ここでは、誘起電圧検出部３０からの出力電圧にかからわずに前値をエッジ検出部４２に出力する不感帯を持つ。
【００８２】
コンパレータ４１の非反転入力端子とその出力端子との間にスイッチング素子Ｍ５（たとえば、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ）が挿入される。スイッチング素子Ｍ５の両端には抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２がそれぞれ接続される。当該スイッチング素子Ｍ５がオンに制御されると、そのオン抵抗によりヒステリシスコンパレータとして機能する。当該スイッチング素子Ｍ５がオフに制御されると、通常のコンパレータとして機能する。不感帯の幅は、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２に応じて決定される。
【００８３】
リニア振動モータ２００の駆動中、駆動信号生成部１０（より厳密にはデコーダ１４の停止制御部６１）は、スイッチング素子Ｍ５をオフして、不感帯を持たない通常のコンパレータとして機能せさる。リニア振動モータ２００の駆動終了後、スイッチング素子Ｍ５をオンして、不感帯を持つヒステリシスコンパレータとして機能せさる。なお、スイッチング素子Ｍ５の代わりに可変抵抗を用いてもよい。
【００８４】
つぎに、上記逆位相の駆動信号がＨブリッジ回路に供給される期間における回生電流について考える。当該逆位相の駆動信号にはハイインピーダンス期間が設定されるため、駆動信号生成部１０は、当該Ｈブリッジ回路をハイインピーダンス状態に制御する前に回生電流を流すよう制御する。その際、第３トランジスタＭ３および第４トランジスタＭ４（両者ともにＮチャンネル型）をオンして、コイルＬ、第３トランジスタＭ３、第４トランジスタＭ４およびグラウンド電位間に回生電流を流す第１方法と、第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２（両者ともにＰチャンネル型）をオンして、コイルＬ、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２および電源電位間に回生電流を流す第２方法との二種類がある（図２参照）。
【００８５】
第１方法を採用する場合、入力電圧を受けるトランジスタにＰチャンネル型が使用されるオペアンプＯＰ１（以下、本明細書ではＰｃｈ受けオペアンプという）を含む差動増幅回路を使用するのが好適である。一方、第２方法を採用する場合、入力電圧を受けるトランジスタにＮチャンネル型が使用されるオペアンプＯＰ１（以下、本明細書ではＮｃｈ受けオペアンプという）を含む差動増幅回路を使用するのが好適である。
【００８６】
図１２は、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐの構成例を示す図である。当該Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐは、差動入力段と出力段を含む。当該差動入力段は、差動入力電圧（本実施の形態ではコイル両端電圧（Ａ−Ｂ点））が入力される、一対をなす第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２を含む。
【００８７】
グラウンド電位と、第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２のそれぞれのドレイン端子との間に、負荷とすべきカレントミラー回路が接続される。当該カレントミラー回路は、一対をなす第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４により構成される。第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のソース端子はグラウンド電位に接続され、第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のドレイン端子は、それぞれ第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２のドレイン端子に接続される。
【００８８】
第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のゲート端子は、第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１３Ｎチャンネル型トランジスタＭ１３のドレイン端子に接続される。第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のドレイン端子は、上記出力段に接続される。
【００８９】
電源電位と、第１１Ｐチャンネル型トランジスタＭ１１および第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２の共通ソースとの間に、定電流源とすべき第１５Ｐチャンネル型トランジスタＭ１５が接続される。第１５Ｐチャンネル型トランジスタＭ１５のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９０】
上記出力段に含まれる第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６のゲート端子は、差動入力段から、第１２Ｐチャンネル型トランジスタＭ１２および第１４Ｎチャンネル型トランジスタＭ１４のドレイン端子の電圧を受ける。第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６のソース端子はグラウンド電位に接続され、そのドレイン端子は定電流源とすべき第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のドレイン端子と接続される。第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９１】
第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６のゲート端子と、第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６および第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のドレイン端子との間に第１１容量Ｃ１１が接続される。第１６Ｎチャンネル型トランジスタＭ１６および第１７Ｐチャンネル型トランジスタＭ１７のドレイン端子の電圧が、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐの出力電圧となる。Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐは、電源電位付近の入力電圧に対する同相入力電圧範囲が狭いという性質がある。
【００９２】
図１３は、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎの構成例を示す図である。当該Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎは、差動入力段と出力段を含む。当該差動入力段は、差動入力電圧（本実施の形態ではコイル両端電圧（Ａ−Ｂ点））が入力される、一対をなす第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２を含む。
【００９３】
電源電位と、第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２のそれぞれのドレイン端子との間に、負荷とすべきカレントミラー回路が接続される。当該カレントミラー回路は、一対をなす第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４により構成される。第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のソース端子は電源電位に接続され、第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のドレイン端子は、それぞれ第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２のドレイン端子に接続される。
【００９４】
第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のゲート端子は、第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２３Ｐチャンネル型トランジスタＭ２３のドレイン端子に接続される。第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のドレイン端子は、上記出力段に接続される。
【００９５】
グラウンド電位と、第２１Ｎチャンネル型トランジスタＭ２１および第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２の共通ソースとの間に、定電流源とすべき第２５Ｎチャンネル型トランジスタＭ２５が接続される。第２５Ｎチャンネル型トランジスタＭ２５のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９６】
上記出力段に含まれる第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６のゲート端子は、差動入力段から、第２２Ｎチャンネル型トランジスタＭ２２および第２４Ｐチャンネル型トランジスタＭ２４のドレイン端子の電圧を受ける。第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６のソース端子は電源電位に接続され、そのドレイン端子は定電流源とすべき第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のドレイン端子と接続される。第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のゲート端子には所定のバイアス電圧が印加され、定電流源として機能する。
【００９７】
第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６のゲート端子と、第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６および第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のドレイン端子との間に第２１容量Ｃ２１が接続される。第２６Ｐチャンネル型トランジスタＭ２６および第２７Ｎチャンネル型トランジスタＭ２７のドレイン端子の電圧が、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎの出力電圧となる。Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎは、グラウンド電位付近の入力電圧に対する同相入力電圧範囲が狭いという性質がある。
【００９８】
上記回生電流を流す際に上記第１方法を採用した場合、回生電流が流れる際、Ａ点およびＢ点の電圧は電源電位付近に上がる。反対に、上記第２方法を採用した場合、回生電流が流れる際、Ａ点およびＢ点の電圧はグラウンド電位付近に下がる。
【００９９】
したがって、上記第１方法を採用した場合であって、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した場合、回生電流が流れている間はＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐはほとんど動作せず、その出力電圧は増幅されないが、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用した場合、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎが動作し、その出力電圧は増幅された値となる。
【０１００】
また、上記第２方法を採用した場合であって、オペアンプＯＰ１にＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用した場合、回生電流が流れている間はＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐはほとんど動作せず、その出力電圧は増幅されないが、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した場合、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐが動作し、その出力電圧は増幅された値となる。
【０１０１】
このオペアンプＯＰ１の出力電圧は、ハイインピーダンス状態に遷移する直前に、回生電流が流れている間に増幅動作していると、インパルス状の電圧となって出現し、コンパレータの出力を反転させてしまうため、駆動信号生成部１０による停止制御判定を狂わす要因となる。上記第１方法を採用した場合、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用することにより、また、上記第２方法を採用した場合、オペアンプＯＰ１にＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用することにより、このインパルス状の電圧の発生を抑制することができる。
【０１０２】
図１４は、上記停止制御の一例を説明するための図（その１）である。リニア振動モータ２００の駆動期間中の、コイル駆動電圧（Ａ点）、コイル駆動電圧（Ｂ点）およびコイル両端電圧（Ａ−Ｂ点）の推移は、図３に示した推移と同様である。図１２では、コンパレータ４１は、コイル両端電圧（Ａ−Ｂ点）が正の期間、ハイレベル信号を出力し、コイル両端電圧（Ａ−Ｂ点）が負の期間、ローレベル信号を出力する。
【０１０３】
ブレーキ期間中には、上記逆位相の駆動信号が駆動部２０に供給される。当該駆動信号にはハイインピーダンス期間が設定されるため、その期間に、駆動部２０による直接的な逆回転制御に起因しない、リニア振動モータ２００に残存する振動力を示す誘起電圧がコンパレータ４１に入力される。このコンパレータ４１は不感帯ｄｂを持つヒステリシスコンパレータである。当該ヒステリシスコンパレータは、当該誘起電圧が不感帯ｄｂを負電位側から正電位側にクロスするとハイレベル信号を出力する。反対に、当該誘起電圧が不感帯ｄｂを正電位側から負電位側にクロスするとローレベル信号を出力する。
【０１０４】
ただし、ハイインピーダンス状態に遷移する直前に流れる回生電流により、上記インパルス状の電圧（縦点線参照）が発生している。すなわち、図１４に示す例は、上記第２方法を採用し、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した例を示している。したがって、残存する振動力を示す誘起電圧が小さくなっても（すなわち、不感帯ｄｂに収まっても）、当該振動力が収束したとのサインが出なくなってしまう。
【０１０５】
図１５は、上記停止制御の一例を説明するための図（その２）である。図１５に示す例は、上記第１方法を採用し、オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した例を示している。図１５では、残存する振動力を示す誘起電圧が小さくなると（すなわち、不感帯ｄｂに収まると）、当該ヒステリシスコンパレータが当該誘起電圧に反応しなくなる。すなわち、連続するハイインピーダンス期間に、連続してローレベル信号が出力されている。これにより、残存する振動力がほとんど失われたことを的確に検知することができる。なお、上記停止制御における振動力の検知は、ハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号のヒステリシスコンパレータの出力を比較して行ってもよい。ハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号のヒステリシスコンパレータの出力が一致したとき、残存する振動力がほとんど失われたことを検知することができる。
【０１０６】
以上説明したように本実施の形態に係る停止制御によれば、上記逆位相の駆動信号にハイインピーダンス期間を設定し、その期間に発生する誘起電圧を検出することにより、最適なブレーキ期間を制御することができる。したがって、リニア振動モータの駆動終了時において最適な停止制御を実現することができる。より具体的には、リニア振動モータの種類、終了時までの駆動期間、個々のモータの特性バラツキによるブレーキ応答などが異なっていても、最適な停止制御を実現することができる。
【０１０７】
また、ヒステリシスコンパレータを用いて当該誘起電圧を検出することにより、リニア振動モータ２００の停止ポイントを正確に特定することができる。不感帯を設けない場合、上記誘起電圧の細かな変動やノイズの影響により、振動モータ２００の停止ポイントを誤認識する可能性が発生するが、不感帯を設けることにより、誤認識する可能性を低減することができる。
【０１０８】
また、リニア振動モータ２００の駆動中と、駆動終了後とでコンパレータ４１のモードを切り替える構成を設けたことにより、駆動終了後の停止制御時の振動力検出にコンパレータ４１を転用することができ、回路規模および消費電力の増大を抑制することができる。なお、リニア振動モータ２００の駆動中は、共振周波数制御の誤差を低減するため、不感帯を設けない、または狭くすることが望ましい。
【０１０９】
また、駆動終了後に使用するヒステリシスコンパレータの代わりにアナログ／デジタル変換器を設けることも考えられるが、その場合、チップコスト、消費電力が増大し、テスト工程も多くなる。
【０１１０】
オペアンプＯＰ１にＰｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐを採用した場合にて、上記ハイインピーダンス期間に入る前に、電源電位側に回生電流を流すことにより、Ｐｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｐの動作を抑制することができる。また、オペアンプＯＰ１にＮｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎを採用した場合にて、上記ハイインピーダンス期間に入る前に、グラウンド電位側に回生電流を流すことにより、Ｎｃｈ受けオペアンプＯＰ１ｎの動作を抑制することができる。これにより、上記ハイインピーダンス期間に入る直前に発生するインパルス状の電圧により、ヒステリシスコンパレータが誘起電圧の存在またはその大きさを誤認識することを回避することができる。
【０１１１】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【０１１２】
図１６は、図１１に示したヒステリシスコンパレータの変形例を示す図である。コンパレータ４１の非反転入力端子とその出力端子との間に、並列に複数のスイッチング素子が挿入される。図１６では、三つのスイッチング素子Ｍ５〜Ｍ７が並列に接続される。駆動信号生成部１０（より厳密にはデコーダ１４の停止制御部６１）は、それらスイッチング素子をオンする数を制御することにより、不感帯の幅を調整することができる。オンする数が多いほど不感帯の幅が広くなり、すべてオフすると、通常のコンパレータとなる。
【０１１３】
図１７は、図１に示したリニア振動モータ２００の駆動制御回路１００の構成の変形例を示す図である。図１７に示すゼロクロス検出部４０では、コンパレータ４１の代わりにアナログ／デジタル変換器４１ａを用いる。アナログ／デジタル変換器４１ａは、誘起電圧検出部３０(図１７の例では差動増幅回路）の出力アナログ信号をデジタル信号に変換する。駆動信号生成部１０は、リニア振動モータ２００の駆動終了後、アナログ／デジタル変換器４１ａの出力デジタル信号をもとに、リニア振動モータ２００が停止したか否かを判定する。上述したようにコストや消費電力は増大するが、高精度なデジタル処理による停止制御を実現することができる。
【符号の説明】
【０１１４】
１００ 駆動制御回路、 １０ 駆動信号生成部、 １４ デコーダ、 １６ 差分算出回路、 １８ 加算回路、 ２０ 駆動部、 ３０ 誘起電圧検出部、 ４０ ゼロクロス検出部、 ２００ リニア振動モータ、 ２１０ 固定子、 Ｌ１ コイル、 ２２０ 振動子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定子と振動子とを有し、両者の少なくとも一方は電磁石で構成され、この電磁石のコイルに駆動電流を供給して、振動子を固定子に対して振動させるリニア振動モータの駆動制御回路であって、
前記コイルに正電流と負電流とを交互に流すための駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
前記駆動信号生成部により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、前記コイルに供給する駆動部と、
前記コイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、を備え、
前記駆動信号生成部は、前記リニア振動モータの駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、前記駆動部がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成し、
前記誘起電圧検出部は、前記ハイインピーダンス期間に前記コイルに発生する誘起電圧を検出し、
前記駆動信号生成部は、前記誘起電圧から前記リニア振動モータの駆動終了後の振動力を推定し、その振動力をもとに前記逆位相の駆動信号を制御することを特徴とするリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項２】
前記駆動信号生成部は、前記誘起電圧が所定の電圧レンジ内に収まったとき、前記リニア振動モータが停止したと判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項３】
前記誘起電圧検出部により検出された誘起電圧と、その誘起電圧のゼロクロスを検出するための基準電圧とを比較するコンパレータをさらに備え、
前記コンパレータは、前記ハイインピーダンス期間に、ハイレベル信号またはローレベル信号を出力し、
前記駆動信号生成部は、前記コンパレータから、連続する前記ハイインピーダンス期間に、連続して同相信号が出力されたとき、前記リニア振動モータが停止したと判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項４】
前記誘起電圧検出部により検出された誘起電圧をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器をさらに備え、
前記駆動信号生成部は、前記アナログ／デジタル変換器の出力デジタル信号をもとに、前記リニア振動モータが停止したか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項５】
前記誘起電圧検出部により検出された誘起電圧と、その誘起電圧のゼロクロスを検出するための基準電圧とを比較するコンパレータをさらに備え、
前記コンパレータは、前記ハイインピーダンス期間に、ハイレベル信号またはローレベル信号を出力し、
前記駆動信号生成部は、前記コンパレータから、ハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号の期間とで、連続して同相信号が出力されたとき、前記リニア振動モータが停止したと判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項１】
固定子と振動子とを有し、両者の少なくとも一方は電磁石で構成され、この電磁石のコイルに駆動電流を供給して、振動子を固定子に対して振動させるリニア振動モータの駆動制御回路であって、
前記コイルに正電流と負電流とを交互に流すための駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
前記駆動信号生成部により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、前記コイルに供給する駆動部と、
前記コイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、を備え、
前記駆動信号生成部は、前記リニア振動モータの駆動終了後、その駆動時に生成していた駆動信号の位相に対して逆位相の駆動信号であって、前記駆動部がハイインピーダンス状態に制御されるハイインピーダンス期間を含む駆動信号を生成し、
前記誘起電圧検出部は、前記ハイインピーダンス期間に前記コイルに発生する誘起電圧を検出し、
前記駆動信号生成部は、前記誘起電圧から前記リニア振動モータの駆動終了後の振動力を推定し、その振動力をもとに前記逆位相の駆動信号を制御することを特徴とするリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項２】
前記駆動信号生成部は、前記誘起電圧が所定の電圧レンジ内に収まったとき、前記リニア振動モータが停止したと判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項３】
前記誘起電圧検出部により検出された誘起電圧と、その誘起電圧のゼロクロスを検出するための基準電圧とを比較するコンパレータをさらに備え、
前記コンパレータは、前記ハイインピーダンス期間に、ハイレベル信号またはローレベル信号を出力し、
前記駆動信号生成部は、前記コンパレータから、連続する前記ハイインピーダンス期間に、連続して同相信号が出力されたとき、前記リニア振動モータが停止したと判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項４】
前記誘起電圧検出部により検出された誘起電圧をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器をさらに備え、
前記駆動信号生成部は、前記アナログ／デジタル変換器の出力デジタル信号をもとに、前記リニア振動モータが停止したか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【請求項５】
前記誘起電圧検出部により検出された誘起電圧と、その誘起電圧のゼロクロスを検出するための基準電圧とを比較するコンパレータをさらに備え、
前記コンパレータは、前記ハイインピーダンス期間に、ハイレベル信号またはローレベル信号を出力し、
前記駆動信号生成部は、前記コンパレータから、ハイインピーダンス期間とその直前の駆動信号の期間とで、連続して同相信号が出力されたとき、前記リニア振動モータが停止したと判定することを特徴とする請求項１に記載のリニア振動モータの駆動制御回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１１−２３５２６６（Ｐ２０１１−２３５２６６Ａ）
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１１１３１８（Ｐ２０１０−１１１３１８）
【出願日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【出願人】（３１１００３７４３）オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド (166)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【出願人】（３１１００３７４３）オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド (166)
【Ｆターム（参考）】
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