レーダ装置
【課題】２周波数を同時に受信し２周波数を独立に可変できるレーダ装置。
【解決手段】異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ異なるＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信する装置で、第１及び第２ＲＦ中心周波数の平均周波数を発生するローカル周波数発生器3の出力に基づき９０度位相差を有する２つのローカル信号を生成し出力する９０度分配器5の出力と第１及び第２ＲＦ信号の各々を同一の２つのＲＦ信号に分配する分配器1の出力とを混合するミクサ7a,7b、ミクサのＩＦ信号をフィルタリングするフィルタ9a,9b、この出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器11a,11b、この出力をリサンプルしてサンプリング間隔を変更するリサンプル回路13a,13bの各々は同一特性であって、この出力を合成する９０度ハイブリッド15を有する。
【解決手段】異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ異なるＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信する装置で、第１及び第２ＲＦ中心周波数の平均周波数を発生するローカル周波数発生器3の出力に基づき９０度位相差を有する２つのローカル信号を生成し出力する９０度分配器5の出力と第１及び第２ＲＦ信号の各々を同一の２つのＲＦ信号に分配する分配器1の出力とを混合するミクサ7a,7b、ミクサのＩＦ信号をフィルタリングするフィルタ9a,9b、この出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器11a,11b、この出力をリサンプルしてサンプリング間隔を変更するリサンプル回路13a,13bの各々は同一特性であって、この出力を合成する９０度ハイブリッド15を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、２つの周波数を同時に受信するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のレーダ装置の受信系では、受信されるＲＦ信号が一度、中間周波数信号（ＩＦ信号）にダウンコンバートされた後に、このＩＦ信号は、位相検波回路によりＩ／Ｑビデオ信号に周波数変換されていた。
【０００３】
しかし、Ｉ／Ｑビデオ信号に重畳されるＤＣオフセットの除去が困難であった。このため、元のＩＦ信号を直接Ａ／Ｄ変換することで位相検波処理をディジタル処理で行うＩＦダイレクトサンプリングと言う方法が主力となりつつある。
【０００４】
このＩＦダイレクトサンプリング方式においては、Ｉ／Ｑビデオ信号よりも周波数の高いＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する。このため、Ａ／Ｄ変換速度の制約により比較的低いＩＦ周波数を用いる必要がある。このため、ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする時に発生するイメージ信号（不要信号）を除去するＲＦフィルタは、イメージ周波数を除去可能な狭帯域の特性が必要となる。
【０００５】
ここで、リファレンスであるローカル信号周波数をｆｒ、ダウンコンバートした後のＩＦ周波数をｆｃとした場合、受信すべき周波数が（ｆｒ＋ｆｃ）とした場合のイメージ周波数は（ｆｒ−ｆｃ）である。この組み合わせは逆の場合もあるが、ここでは受信すべき周波数を（ｆｒ＋ｆｃ）、イメージ周波数を（ｆｒ−ｆｃ）として説明する。
【０００６】
なお、イメージ周波数は、イメージ周波数帯に不要信号などがある場合は勿論、イメージ周波数の帯域に含まれる雑音も希望信号に混入して性能劣化を引き起こすため、イメージ周波数を除去する必要がある。受信すべきＲＦ周波数にも帯域幅が必要であり、それと同様にイメージ周波数にも同じ帯域幅が発生する。このため、低いＩＦ周波数を用いる場合のイメージ周波数除去フィルタは設計が困難であるばかりでなく、その狭帯域のＲＦフィルタを用いる構成では受信周波数を広帯域にわたって可変できない。
【０００７】
このような受信系構成において、広帯域に受信周波数を可変し、かつ、イメージ周波数を容易に除去するためには、周波数の高いＩＦを用いる必要がある。このため、高周波数の第１―ＩＦ，低周波数の第２―ＩＦという２回（もしくは、それ以上）のダウンコンバートを行う構成を採用し、ＩＦダイレクトサンプリング方式を適用することも行われていた。
【０００８】
ここで、ＲＦフィルタによらないイメージ周波数除去の原理について説明する。図５は、従来のレーダ装置の構成図で、イメージ周波数除去の受信系構成例を示している。ローカル信号周波数がｆｒでＩＦ周波数がｆｃであるとき、ＲＦ周波数が（ｆｒ＋ｆｃ）の信号をダウンコンバートしたＩＦ信号が９０度ハイブリッド１５の上側周波数端子（端子番号３）に出力される。ＲＦ周波数が（ｆｒ−ｆｃ）の信号をダウンコンバートした信号は９０度ハイブリッド１５の下側周波数端子（端子番号４）に分離されて出力される。
【０００９】
この場合、イメージ周波数である（ｆｒ−ｆｃ）の周波数が分離されて、受信すべき信号とは別の端子に出力されるため、イメージ周波数成分をＲＦフィルタで事前に除去する必要がなく、ＩＦとして低周波数のＩＦ信号を採用することができる。
【００１０】
なお、この回路構成を採用しない場合には、前述したようにＲＦ入力の手前でイメージ周波数のＲＦ信号を除去するため、ＩＦ周波数帯域に相当するような狭帯域のＲＦフィルタを挿入する必要があり、ＲＦを広帯域に可変できない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平８−２４８１２４号公報
【特許文献２】特開２００２−１９８７４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上述の構成を採用した場合には、受信系の構成部品数が増加、即ち、コストが増加するという欠点がある。さらに、異なる周波数の送信パルスからなる複合した送信パルスを用いるような２周波数を同時に受信する必要があるレーダにおいては、この受信系を２系統独立に必要とするため、小型化も困難であり、簡易な構成が求められていた。
【００１３】
本発明が解決しようとする課題は、ＲＦ周波数からＩＦ周波数に直接ダウンコンバートするとともにイメージ除去フィルタを用いずにイメージ周波数を除去でき、２周波数を同時に受信でき且つ２周波数を独立に可変できる受信系を持つ小型で安価なレーダ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の課題を解決するために、実施形態に係るレーダ装置は、異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信するレーダ装置であって、前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の平均周波数をローカル周波数として発生するローカル周波数発生器と、前記ローカル周波数発生器の出力に基づき互いに９０度位相差を有する２つのローカル信号を生成し生成された２つのローカル信号を出力する９０度分配器と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について同一の２つのＲＦ信号に分配する分配器と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記分配器の出力を前記９０度分配器の出力と混合してＩＦ信号を出力する一対のミクサと、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のミクサからのＩＦ信号をフィルタリングする一対のフィルタと、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のＡ／Ｄ変換器の出力をリサンプルしてサンプリング間隔を変更する一対のリサンプル回路と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のリサンプル回路の出力を合成する９０度ハイブリッドとを有し、前記一対のミクサ、前記一対のフィルタ、前記一対のＡ／Ｄ変換器及び前記一対のリサンプル回路の各々は、同一特性を有することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施形態に係るレーダ装置の構成ブロック図である。
【図２】アナログ回路で表現された９０度ハイブリッドの構成ブロック図である。
【図３】デジタル回路で表現された９０度ハイブリッドの構成ブロック図である。
【図４】第２の実施形態に係るレーダ装置の構成ブロック図である。
【図５】従来のレーダ装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、実施形態に係るレーダ装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１７】
（第１の実施形態）
図５に示す従来のレーダ装置における９０度ハイブリッド１５は、上側周波数と下側周波数を分離するための回路であって、そのいずれかがイメージ周波数（不要信号）である場合にそのイメージ信号の分離・除去を行うことができるが、図１に示す第１の実施形態のレーダ装置は、上側周波数と下側周波数との両方の２周波数を受信する２周波数受信系として積極的に使用することが１つの特徴である。
【００１８】
図１に示すレーダ装置は、分配器１、可変ローカル発生器３、９０度分配器５、ミクサ７ａ，７ｂ、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）９ａ，９ｂ、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂ、リサンプル回路１３ａ，１３ｂ、９０度ハイブリッド１５を有して構成されている。
【００１９】
このレーダ装置は、異なる第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）及び第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスを送信し、送信された２種類の第１及び第２ＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信する。分配器１は、第１及び第２ＲＦ信号の各々について同一の２つのＲＦ信号に分配する。
【００２０】
可変ローカル発生器３は、第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）との平均周波数をローカル周波数ｆｒとして発生する。２周波数を受信する受信系として使用するために、受信したい２周波数が９０度ハイブリッド１５の上側周波数、即ち、第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と、下側周波数、即ち、第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）となるようにローカル周波数ｆｒを上側周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と下側周波数（ｆｒ−ｆｃ）との中央の周波数ｆｒに設定する。可変ローカル発生器３は、上側周波数と下側周波数のそれぞれの周波数を自由に選択できるようにローカル周波数ｆｒを設定により可変する。
【００２１】
なお、受信したい第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）の２周波数にも一定の帯域幅が必要であるが、一般にレーダの帯域はＩＦ周波数の帯域、もしくはそれに相当する受信系としての最小帯域によって決定される。
【００２２】
９０度分配器５は、可変ローカル発生器３の出力に基づき互いに９０度位相差を有する２つのローカル信号（ＳＩＮ，ＣＯＳ）を生成し生成された２つのローカル信号を出力する。
【００２３】
ミクサ７ａは、第１及び第２ＲＦ信号の各々について分配器１の出力を９０度分配器５からのローカル信号（ＳＩＮ）と混合して低周波数のＩＦ信号をＬＰＦ９ａに出力する。ミクサ７ｂは、第１及び第２ＲＦ信号の各々について分配器１の出力を９０度分配器５からのローカル信号（ＣＯＳ）と混合して低周波数のＩＦ信号をＬＰＦ９ｂに出力する。
【００２４】
なお、以下に示すＩＦ周波数は、ＩＦ周波数帯域における中心周波数（即ち、ＲＦ中心周波数をダウンコンバートした周波数）を意味するものとして説明する。入力されるＲＦ信号の周波数およびダウンコンバートした結果であるＩＦ信号の周波数はこの帯域内であれば任意の周波数に設定できる。即ち、ＩＦ信号の周波数は上記の中心周波数とは必ずしも一致しない。
【００２５】
従って、受信すべきＲＦ周波数に対してＩＦ周波数帯域内にダウンコンバートした後のＩＦ信号が入るようにローカル周波数を設定すればよいため、その条件を満たす範囲内において２つの周波数の概ね中央の周波数にローカル周波数を設定することができる。
【００２６】
ＬＰＦ９ａは、第１及び第２ＲＦ信号の各々についてミクサ７ａからのＩＦ信号を低域フィルタリングしてＡ／Ｄ変換器１１ａに出力する。ＬＰＦ９ｂは、第１及び第２ＲＦ信号の各々についてミクサ７ｂからのＩＦ信号を低域フィルタリングしてＡ／Ｄ変換器１１ｂに出力する。
【００２７】
Ａ／Ｄ変換器１１ａは、ＬＰＦ９ａからのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号をリサンプル回路１３ａに出力する。Ａ／Ｄ変換器１１ｂは、ＬＰＦ９ｂからのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号をリサンプル回路１３ｂに出力する。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂの以降の処理をディジタル制御により柔軟に可変できるようにする。上側周波数と下側周波数の組み合わせによって、ＩＦ周波数は変化するが、Ａ／Ｄ変換におけるサンプリング速度の制約からその上限周波数は決定される。Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数をｆｓとしたとき、ＩＦ周波数の上限値はｆｓ／２となることは原理的な制約である。
【００２９】
なお、図１に示すＬＰＦ９ａ，９ｂは、ＩＦ周波数の上限周波数（ｆｓ／２）を超える周波数の信号及び雑音が折り返し雑音として混入することを防ぐためのフィルタに相当する。
【００３０】
図１ではＬＰＦ９ａ，９ｂを用いたが、取り扱うＩＦ信号によってはＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を用いたり、異なる特性の複数のフィルタを切り替えたりすることもできる。
【００３１】
このようにＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂによりＡ／Ｄ変換された信号は、９０度ハイブリッド１５により上側周波数と下側周波数に分離することができる。上側周波数と下側周波数に分離されて以降の処理は、従来ＩＦダイレクトサンプリング方式で行われていたディジタル処理による位相検波などである。
【００３２】
ここで、９０度ハイブリッド１５は、アナログ回路で表現した場合（図５に示す構成の場合）には、図２に示す入力側の端子１に接続される分配器１７ａ、入力側の端子２に接続される分配器１７ｂ、＋９０度移相器１９ａ，１９ｂ，出力側の端子３に接続される合成器２１ａ、出力側の端子４に接続される合成器２１ｂで構成される。
【００３３】
分配器１７ａは、リサンプル回路１３ａからのディジタル信号を合成器２１ａと＋９０度移相器１９ｂとに分配する。分配器１７ｂは、リサンプル回路１３ｂからのディジタル信号を合成器２１ｂと＋９０度移相器１９ａとに分配する。合成器２１ａは、分配器１７ａからの信号と＋９０度移相器１９ａからの信号とを合成する。合成器２１ｂは、分配器１７ｂからの信号と＋９０度移相器１９ｂからの信号とを合成する。
【００３４】
ここで、９０度ハイブリッド１５の上側周波数と下側周波数との分離の原理を説明する。まず、三角関数の積和公式から、
2*cosα*sinβ=sin(α＋β)―sin(α―β) ・・・上側経路（ミクサ７ａ〜９０度ハイブリッド１５の端子１）
2*cosα*cosβ=cos(α＋β)＋cos(α―β) ・・・下側経路（ミクサ７ｂ〜９０度ハイブリッド１５の端子２）
ここで、βをローカル周波数（２πfrｔ）と考え、αを入力ＲＦ周波数と想定する。上側周波数（即ち、α＝β＋γ（γ＞０））の場合、右辺の２つの信号がミキサ出力であり、ＬＰＦ出力であるＩＦ信号はその第２項であるため、上側経路出力（端子１入力）は−sinγとなり、下側経路出力（端子２入力）は、cosγとなる。
【００３５】
ここで、sin(γ＋π/2)=cosγ、cos(γ＋π/2)=―sinγであることを考慮して、９０度ハイブリッド出力は、端子３において、ー2*sinγであり、端子４において、0となり、ＲＦ周波数とローカル周波数の差周波数が端子３に出力される。
【００３６】
逆に、下側周波数（即ち、α＝β―γ（γ＞０））の場合、ＬＰＦ出力であるＩＦ信号を表す第２項は、上側経路出力（端子１入力）において、sinγとなり、下側経路出力（端子２入力）において、cosγとなる。
【００３７】
この場合、９０度ハイブリッド出力は、端子３において、0となり、端子４において、2*sinγとなり、ＲＦ周波数とＩＦ周波数の差周波数が端子４に出力される。
【００３８】
なお、第1の実施形態においては、ディジタル化されたＩＦ信号に対して９０度ハイブリッド処理を行っているため、位相シフトとして扱っている。これに対して、ＩＦダイレクトサンプリング方式で行われているディジタル処理により位相検波までを予め行って、Ｉ／Ｑ信号と呼ばれるベースバンド信号において実部虚部の入れ替えなどの演算によって９０度ハイブリッド処理を行うこともできる。
【００３９】
即ち、Ａ／Ｄ変換以降においても、位相情報が保存される同一のディジタル処理を施した両方の結果である上側経路及び下側経路の結果に対して９０度ハイブリッド処理を行うことも可能である。
【００４０】
また、９０度ハイブリッド１５をディジタル回路で構成する場合には、図３に示すような分岐器１８ａ，１８ｂ、遅延回路２３ａ，２３ｂ、加算回路２２ａ，２２ｂにより実現することができる。
【００４１】
分岐器１８ａは、リサンプル回路１３ａからのディジタル信号を加算器２２ａと遅延回路２３ｂとに分岐する。分岐器１８ｂは、リサンプル回路１３ｂからのディジタル信号を加算器２２ｂと遅延回路２３ａとに分岐する。加算器２２ａは、分岐器１８ａからの信号と遅延回路２３ａからの信号とを加算する。加算器２２ｂは、分岐器１８ｂからの信号と遅延回路２３ｂからの信号とを加算する。
【００４２】
遅延回路２３ａ，２３ｂの遅延量は、図２に示すアナログ回路の＋９０度移相器１９ａ，１９ｂにおける９０度遅延量と等価なものであり、ＩＦ周波数の４倍オーバーサンプリングにおける１クロック遅延として取り扱うことができる。
【００４３】
ＩＦ周波数の４倍オーバーサンプリングとは、この方式ではＲＦ信号の２周波数の差周波数の概ね半分であるＩＦ信号の中心周波数（ＩＦ周波数）の４倍のサンプリング周波数（この場合には、リサンプル後のデータレート：ｆｄ＝４＊ｆｃ）でリサンプリングすることを指すものであり、この時に１クロック遅延が９０度遅延に対応する。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂのサンプリング周波数はｆｓ（即ち、データ間隔は１／ｆｓ）である。リサンプル回路１３ａ，１３ｂは、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂからの信号を４倍オーバーサンプリングのデータ間隔（即ち、１／ｆｄ＝１／（４＊ｆｃ））にリサンプリングして、データ間隔を変更することで処理を実現している。
【００４５】
さらに、リサンプル回路１３ａ，１３ｂは、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂで変換されたデータから受信すべき帯域の信号を取り出す、即ち、他の不要な帯域の信号・雑音などを除去するためのＢＰＦとしてのディジタルフィルタの役割を有している。
【００４６】
前述したように、レーダの帯域はＩＦ周波数の帯域、もしくはそれに相当する受信系としての最小帯域で決まるが、このようなリサンプルを行う場合には、ＩＦ信号段におけるフィルタとこのリサンプリングのフィルタ特性との両者の特性で受信系としての最小帯域が決定される。例えば、フィルタとしてＬＰＦ９ａ，９ｂを用いれば、ＩＦ周波数が自由に変更できるという利点があり、その場合の受信系の帯域はリサンプル回路１３ａ，１３ｂのフィルタ特性で受信系としての周波数特性が決定される。
【００４７】
また、４倍オーバーサンプリング周波数の整数倍（例えば８倍など）の周波数でリサンプルを行うことも可能であり、処理データ量の増加は発生するが、整数クロックの遅延となるため、同様の効果が得られる。
【００４８】
なお、上記内容は設計中心周波数とＩＦ周波数（ｆｃ）とが同じであるとして４倍オーバーサンプリングなどについて説明しているが、前述したようにＲＦ入力として取り扱う周波数には一定の帯域幅があり、同様にＩＦ周波数も同じ帯域幅がある。
【００４９】
このため、入力されるＩＦ信号そのものの４倍オーバーサンプリングを実施するものではなく、ＩＦ信号の帯域内で設計の中心周波数を選定することもできるため、その設計中心周波数をＩＦ周波数としてディジタル回路の設計が行われることに注意が必要である。
【００５０】
また、ミクサ７ａ，７ｂの出力であるＩＦ信号には上側周波数及び下側周波数のＲＦ受信帯域内の信号が両者ともに存在して、最終的には９０度ハイブリッド１５において上側周波数と下側周波数として合成・分離される。
【００５１】
このため、ミクサ７ａ，７ｂから９０度ハイブリッド１５までの各々の回路は同一の特性を持つ回路である必要がある。即ち、ミクサ７ａとＬＰＦ９ａとＡ／Ｄ変換器１１ａとリサンプル回路１３ａと、ミクサ７ｂとＬＰＦ９ｂとＡ／Ｄ変換器１１ｂとリサンプル回路１３ｂとの対応する各部において、ＩＦ信号に対する周波数特性が同一特性を持つ回路を用いている。以上の回路において２周波数を受信可能な受信系を１系統で構成することができる。
【００５２】
なお、図１においては、ローカル信号を９０度分配器で分配し、ＲＦ信号を同一信号に２分配したが、逆に、ローカル信号を２分配し、ＲＦ信号を９０度分配器で分配することもできる。
【００５３】
このように第１の実施形態のレーダ装置によれば、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂ、リサンプル回路１３ａ，１３ｂ及びディジタル回路の９０度ハイブリッド１５を用い、且つ一対のミクサ７ａ，７ｂ、ＬＰＦ９ａ，９ｂ、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂ及びリサンプル回路１３ａ，１３ｂの各々を同一特性を有する回路を用いたので、ＲＦ周波数からＩＦ周波数に直接ダウンコンバートするとともにイメージ除去フィルタを用いずにイメージ周波数を除去でき、また、２周波数を同時に受信できる簡易な受信系を構成できるため、２周波数を同時に受信でき、かつ、その周波数を可変できる小型で安価なレーダ装置を提供することができる。
【００５４】
（第２の実施形態）
図４は第２の実施形態に係るレーダ装置の構成ブロック図である。図１に示す構成では、受信可能な２周波数の周波数差はＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂのサンプリング周波数が上限値となる。この周波数差がさらに大きな周波数差となる場合に対応する方法として、図４に示すようにＡ／Ｄ変換をアンダーサンプリングまたはバンドパスサンプリングと呼ばれる手法で使用する方法も考えられる。
【００５５】
この場合、ＩＦ信号に対するフィルタにはＢＰＦ２５ａ，２５ｂを用いて帯域制限を行い、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂによってＡ／Ｄ変換を行う。これにより、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ周波数がｆｃ−Ｎ＊ｆｓ（ただし、Ｎは次の条件を満たす任意の整数；−ｆｓ／２＜ｆｃ−Ｎ＊ｆｓ＜ｆｓ／２）のように周波数変換される。
【００５６】
なお、Ｎ＝０の場合、図１に示した第１の実施形態に相当するものであり、Ｎ＞０の場合、アンダーサンプリングに該当する。
【００５７】
このように第２の実施形態のレーダ装置によれば、第１の実施形態のレーダ装置の効果が得られるとともに、さらに、受信可能な２周波数はＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数（ｆｓ）よりも大きな差をもつ２周波数についても同一の受信系で取り扱うことができる。
【００５８】
但し、この方法の場合、周波数を可変するためにはＢＰＦ２５ａ，２５ｂを可変型とする必要があるが、勿論ＢＰＦ２５ａ，２５ｂをいくつか用意して切り替えることも可能であり、その必要性に応じてフィルタを構成することができる。
【００５９】
さらに、ＩＦ信号に対する受信系の特性がこのＢＰＦ２５ａ，２５ｂによって決定されるならば、リサンプル回路１３ａ，１３ｂにおけるフィルタ特性は第１の実施形態で示したようなＢＰＦの特性ではなく、ＬＰＦの特性をもつディジタルフィルタによっても実現することができる。
【００６０】
また、上記Ｎの値によって９０度ハイブリッド１５の出力端子のどちらに上側周波数の信号が出力されるかが変わってしまうため、その点を考慮して制御する必要がある。
【００６１】
このように、第１及び第２の実施形態のレーダ装置によれば、ＲＦ周波数からＩＦ周波数に直接ダウンコンバートするとともにイメージ除去フィルタを用いずにイメージ周波数を除去でき、また、２周波数を同時に受信できる簡易な受信系を構成できるため、２周波数を同時に受信でき、かつ、その周波数を可変できる小型で安価なレーダ装置を提供することができる。
【００６２】
第１及び第２の実施形態のレーダ装置は、異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスを送信したが、例えば、レーダ装置が第１ＲＦパルスを送信し、外部のレーダ装置が第２ＲＦパルスを送信し、当該レーダ装置が、第１ＲＦパルスに対する第１ＲＦ信号と外部のレーダ装置で送信された第２ＲＦパルスに対する第２ＲＦ信号とを同時に受信するようにしても良い。
【００６３】
さらに、レーダ装置が第１ＲＦパルスを送信し、第１ＲＦパルスに対する第１ＲＦ信号とともに、これとは周波数の異なる電波であって外部の装置が発する電波を第２ＲＦ信号として同時に受信するようにしても良い。
【００６４】
以上のように、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００６５】
１，１７ａ，１７ｂ 分配器
３ 可変ローカル発生器
５ ９０度分配器
７ａ，７ｂ ミキサ
９ａ，９ｂ ＬＰＦ
１１ａ，１１ｂ Ａ／Ｄ変換器
１３ａ，１３ｂ リサンプル回路
１５ ９０度ハイブリッド
１８ａ，１８ｂ 分岐器
１９ａ，１９ｂ ＋９０度移相器
２１ａ，２２ｂ 合成器
２２ａ，２２ｂ 加算器
２３ａ，２３ｂ 遅延回路
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、２つの周波数を同時に受信するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のレーダ装置の受信系では、受信されるＲＦ信号が一度、中間周波数信号（ＩＦ信号）にダウンコンバートされた後に、このＩＦ信号は、位相検波回路によりＩ／Ｑビデオ信号に周波数変換されていた。
【０００３】
しかし、Ｉ／Ｑビデオ信号に重畳されるＤＣオフセットの除去が困難であった。このため、元のＩＦ信号を直接Ａ／Ｄ変換することで位相検波処理をディジタル処理で行うＩＦダイレクトサンプリングと言う方法が主力となりつつある。
【０００４】
このＩＦダイレクトサンプリング方式においては、Ｉ／Ｑビデオ信号よりも周波数の高いＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する。このため、Ａ／Ｄ変換速度の制約により比較的低いＩＦ周波数を用いる必要がある。このため、ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする時に発生するイメージ信号（不要信号）を除去するＲＦフィルタは、イメージ周波数を除去可能な狭帯域の特性が必要となる。
【０００５】
ここで、リファレンスであるローカル信号周波数をｆｒ、ダウンコンバートした後のＩＦ周波数をｆｃとした場合、受信すべき周波数が（ｆｒ＋ｆｃ）とした場合のイメージ周波数は（ｆｒ−ｆｃ）である。この組み合わせは逆の場合もあるが、ここでは受信すべき周波数を（ｆｒ＋ｆｃ）、イメージ周波数を（ｆｒ−ｆｃ）として説明する。
【０００６】
なお、イメージ周波数は、イメージ周波数帯に不要信号などがある場合は勿論、イメージ周波数の帯域に含まれる雑音も希望信号に混入して性能劣化を引き起こすため、イメージ周波数を除去する必要がある。受信すべきＲＦ周波数にも帯域幅が必要であり、それと同様にイメージ周波数にも同じ帯域幅が発生する。このため、低いＩＦ周波数を用いる場合のイメージ周波数除去フィルタは設計が困難であるばかりでなく、その狭帯域のＲＦフィルタを用いる構成では受信周波数を広帯域にわたって可変できない。
【０００７】
このような受信系構成において、広帯域に受信周波数を可変し、かつ、イメージ周波数を容易に除去するためには、周波数の高いＩＦを用いる必要がある。このため、高周波数の第１―ＩＦ，低周波数の第２―ＩＦという２回（もしくは、それ以上）のダウンコンバートを行う構成を採用し、ＩＦダイレクトサンプリング方式を適用することも行われていた。
【０００８】
ここで、ＲＦフィルタによらないイメージ周波数除去の原理について説明する。図５は、従来のレーダ装置の構成図で、イメージ周波数除去の受信系構成例を示している。ローカル信号周波数がｆｒでＩＦ周波数がｆｃであるとき、ＲＦ周波数が（ｆｒ＋ｆｃ）の信号をダウンコンバートしたＩＦ信号が９０度ハイブリッド１５の上側周波数端子（端子番号３）に出力される。ＲＦ周波数が（ｆｒ−ｆｃ）の信号をダウンコンバートした信号は９０度ハイブリッド１５の下側周波数端子（端子番号４）に分離されて出力される。
【０００９】
この場合、イメージ周波数である（ｆｒ−ｆｃ）の周波数が分離されて、受信すべき信号とは別の端子に出力されるため、イメージ周波数成分をＲＦフィルタで事前に除去する必要がなく、ＩＦとして低周波数のＩＦ信号を採用することができる。
【００１０】
なお、この回路構成を採用しない場合には、前述したようにＲＦ入力の手前でイメージ周波数のＲＦ信号を除去するため、ＩＦ周波数帯域に相当するような狭帯域のＲＦフィルタを挿入する必要があり、ＲＦを広帯域に可変できない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平８−２４８１２４号公報
【特許文献２】特開２００２−１９８７４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上述の構成を採用した場合には、受信系の構成部品数が増加、即ち、コストが増加するという欠点がある。さらに、異なる周波数の送信パルスからなる複合した送信パルスを用いるような２周波数を同時に受信する必要があるレーダにおいては、この受信系を２系統独立に必要とするため、小型化も困難であり、簡易な構成が求められていた。
【００１３】
本発明が解決しようとする課題は、ＲＦ周波数からＩＦ周波数に直接ダウンコンバートするとともにイメージ除去フィルタを用いずにイメージ周波数を除去でき、２周波数を同時に受信でき且つ２周波数を独立に可変できる受信系を持つ小型で安価なレーダ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の課題を解決するために、実施形態に係るレーダ装置は、異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信するレーダ装置であって、前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の平均周波数をローカル周波数として発生するローカル周波数発生器と、前記ローカル周波数発生器の出力に基づき互いに９０度位相差を有する２つのローカル信号を生成し生成された２つのローカル信号を出力する９０度分配器と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について同一の２つのＲＦ信号に分配する分配器と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記分配器の出力を前記９０度分配器の出力と混合してＩＦ信号を出力する一対のミクサと、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のミクサからのＩＦ信号をフィルタリングする一対のフィルタと、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のＡ／Ｄ変換器の出力をリサンプルしてサンプリング間隔を変更する一対のリサンプル回路と、前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のリサンプル回路の出力を合成する９０度ハイブリッドとを有し、前記一対のミクサ、前記一対のフィルタ、前記一対のＡ／Ｄ変換器及び前記一対のリサンプル回路の各々は、同一特性を有することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施形態に係るレーダ装置の構成ブロック図である。
【図２】アナログ回路で表現された９０度ハイブリッドの構成ブロック図である。
【図３】デジタル回路で表現された９０度ハイブリッドの構成ブロック図である。
【図４】第２の実施形態に係るレーダ装置の構成ブロック図である。
【図５】従来のレーダ装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、実施形態に係るレーダ装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１７】
（第１の実施形態）
図５に示す従来のレーダ装置における９０度ハイブリッド１５は、上側周波数と下側周波数を分離するための回路であって、そのいずれかがイメージ周波数（不要信号）である場合にそのイメージ信号の分離・除去を行うことができるが、図１に示す第１の実施形態のレーダ装置は、上側周波数と下側周波数との両方の２周波数を受信する２周波数受信系として積極的に使用することが１つの特徴である。
【００１８】
図１に示すレーダ装置は、分配器１、可変ローカル発生器３、９０度分配器５、ミクサ７ａ，７ｂ、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）９ａ，９ｂ、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂ、リサンプル回路１３ａ，１３ｂ、９０度ハイブリッド１５を有して構成されている。
【００１９】
このレーダ装置は、異なる第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）及び第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスを送信し、送信された２種類の第１及び第２ＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信する。分配器１は、第１及び第２ＲＦ信号の各々について同一の２つのＲＦ信号に分配する。
【００２０】
可変ローカル発生器３は、第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）との平均周波数をローカル周波数ｆｒとして発生する。２周波数を受信する受信系として使用するために、受信したい２周波数が９０度ハイブリッド１５の上側周波数、即ち、第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と、下側周波数、即ち、第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）となるようにローカル周波数ｆｒを上側周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と下側周波数（ｆｒ−ｆｃ）との中央の周波数ｆｒに設定する。可変ローカル発生器３は、上側周波数と下側周波数のそれぞれの周波数を自由に選択できるようにローカル周波数ｆｒを設定により可変する。
【００２１】
なお、受信したい第１ＲＦ中心周波数（ｆｒ＋ｆｃ）と第２ＲＦ中心周波数（ｆｒ−ｆｃ）の２周波数にも一定の帯域幅が必要であるが、一般にレーダの帯域はＩＦ周波数の帯域、もしくはそれに相当する受信系としての最小帯域によって決定される。
【００２２】
９０度分配器５は、可変ローカル発生器３の出力に基づき互いに９０度位相差を有する２つのローカル信号（ＳＩＮ，ＣＯＳ）を生成し生成された２つのローカル信号を出力する。
【００２３】
ミクサ７ａは、第１及び第２ＲＦ信号の各々について分配器１の出力を９０度分配器５からのローカル信号（ＳＩＮ）と混合して低周波数のＩＦ信号をＬＰＦ９ａに出力する。ミクサ７ｂは、第１及び第２ＲＦ信号の各々について分配器１の出力を９０度分配器５からのローカル信号（ＣＯＳ）と混合して低周波数のＩＦ信号をＬＰＦ９ｂに出力する。
【００２４】
なお、以下に示すＩＦ周波数は、ＩＦ周波数帯域における中心周波数（即ち、ＲＦ中心周波数をダウンコンバートした周波数）を意味するものとして説明する。入力されるＲＦ信号の周波数およびダウンコンバートした結果であるＩＦ信号の周波数はこの帯域内であれば任意の周波数に設定できる。即ち、ＩＦ信号の周波数は上記の中心周波数とは必ずしも一致しない。
【００２５】
従って、受信すべきＲＦ周波数に対してＩＦ周波数帯域内にダウンコンバートした後のＩＦ信号が入るようにローカル周波数を設定すればよいため、その条件を満たす範囲内において２つの周波数の概ね中央の周波数にローカル周波数を設定することができる。
【００２６】
ＬＰＦ９ａは、第１及び第２ＲＦ信号の各々についてミクサ７ａからのＩＦ信号を低域フィルタリングしてＡ／Ｄ変換器１１ａに出力する。ＬＰＦ９ｂは、第１及び第２ＲＦ信号の各々についてミクサ７ｂからのＩＦ信号を低域フィルタリングしてＡ／Ｄ変換器１１ｂに出力する。
【００２７】
Ａ／Ｄ変換器１１ａは、ＬＰＦ９ａからのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号をリサンプル回路１３ａに出力する。Ａ／Ｄ変換器１１ｂは、ＬＰＦ９ｂからのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号をリサンプル回路１３ｂに出力する。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂの以降の処理をディジタル制御により柔軟に可変できるようにする。上側周波数と下側周波数の組み合わせによって、ＩＦ周波数は変化するが、Ａ／Ｄ変換におけるサンプリング速度の制約からその上限周波数は決定される。Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数をｆｓとしたとき、ＩＦ周波数の上限値はｆｓ／２となることは原理的な制約である。
【００２９】
なお、図１に示すＬＰＦ９ａ，９ｂは、ＩＦ周波数の上限周波数（ｆｓ／２）を超える周波数の信号及び雑音が折り返し雑音として混入することを防ぐためのフィルタに相当する。
【００３０】
図１ではＬＰＦ９ａ，９ｂを用いたが、取り扱うＩＦ信号によってはＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を用いたり、異なる特性の複数のフィルタを切り替えたりすることもできる。
【００３１】
このようにＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂによりＡ／Ｄ変換された信号は、９０度ハイブリッド１５により上側周波数と下側周波数に分離することができる。上側周波数と下側周波数に分離されて以降の処理は、従来ＩＦダイレクトサンプリング方式で行われていたディジタル処理による位相検波などである。
【００３２】
ここで、９０度ハイブリッド１５は、アナログ回路で表現した場合（図５に示す構成の場合）には、図２に示す入力側の端子１に接続される分配器１７ａ、入力側の端子２に接続される分配器１７ｂ、＋９０度移相器１９ａ，１９ｂ，出力側の端子３に接続される合成器２１ａ、出力側の端子４に接続される合成器２１ｂで構成される。
【００３３】
分配器１７ａは、リサンプル回路１３ａからのディジタル信号を合成器２１ａと＋９０度移相器１９ｂとに分配する。分配器１７ｂは、リサンプル回路１３ｂからのディジタル信号を合成器２１ｂと＋９０度移相器１９ａとに分配する。合成器２１ａは、分配器１７ａからの信号と＋９０度移相器１９ａからの信号とを合成する。合成器２１ｂは、分配器１７ｂからの信号と＋９０度移相器１９ｂからの信号とを合成する。
【００３４】
ここで、９０度ハイブリッド１５の上側周波数と下側周波数との分離の原理を説明する。まず、三角関数の積和公式から、
2*cosα*sinβ=sin(α＋β)―sin(α―β) ・・・上側経路（ミクサ７ａ〜９０度ハイブリッド１５の端子１）
2*cosα*cosβ=cos(α＋β)＋cos(α―β) ・・・下側経路（ミクサ７ｂ〜９０度ハイブリッド１５の端子２）
ここで、βをローカル周波数（２πfrｔ）と考え、αを入力ＲＦ周波数と想定する。上側周波数（即ち、α＝β＋γ（γ＞０））の場合、右辺の２つの信号がミキサ出力であり、ＬＰＦ出力であるＩＦ信号はその第２項であるため、上側経路出力（端子１入力）は−sinγとなり、下側経路出力（端子２入力）は、cosγとなる。
【００３５】
ここで、sin(γ＋π/2)=cosγ、cos(γ＋π/2)=―sinγであることを考慮して、９０度ハイブリッド出力は、端子３において、ー2*sinγであり、端子４において、0となり、ＲＦ周波数とローカル周波数の差周波数が端子３に出力される。
【００３６】
逆に、下側周波数（即ち、α＝β―γ（γ＞０））の場合、ＬＰＦ出力であるＩＦ信号を表す第２項は、上側経路出力（端子１入力）において、sinγとなり、下側経路出力（端子２入力）において、cosγとなる。
【００３７】
この場合、９０度ハイブリッド出力は、端子３において、0となり、端子４において、2*sinγとなり、ＲＦ周波数とＩＦ周波数の差周波数が端子４に出力される。
【００３８】
なお、第1の実施形態においては、ディジタル化されたＩＦ信号に対して９０度ハイブリッド処理を行っているため、位相シフトとして扱っている。これに対して、ＩＦダイレクトサンプリング方式で行われているディジタル処理により位相検波までを予め行って、Ｉ／Ｑ信号と呼ばれるベースバンド信号において実部虚部の入れ替えなどの演算によって９０度ハイブリッド処理を行うこともできる。
【００３９】
即ち、Ａ／Ｄ変換以降においても、位相情報が保存される同一のディジタル処理を施した両方の結果である上側経路及び下側経路の結果に対して９０度ハイブリッド処理を行うことも可能である。
【００４０】
また、９０度ハイブリッド１５をディジタル回路で構成する場合には、図３に示すような分岐器１８ａ，１８ｂ、遅延回路２３ａ，２３ｂ、加算回路２２ａ，２２ｂにより実現することができる。
【００４１】
分岐器１８ａは、リサンプル回路１３ａからのディジタル信号を加算器２２ａと遅延回路２３ｂとに分岐する。分岐器１８ｂは、リサンプル回路１３ｂからのディジタル信号を加算器２２ｂと遅延回路２３ａとに分岐する。加算器２２ａは、分岐器１８ａからの信号と遅延回路２３ａからの信号とを加算する。加算器２２ｂは、分岐器１８ｂからの信号と遅延回路２３ｂからの信号とを加算する。
【００４２】
遅延回路２３ａ，２３ｂの遅延量は、図２に示すアナログ回路の＋９０度移相器１９ａ，１９ｂにおける９０度遅延量と等価なものであり、ＩＦ周波数の４倍オーバーサンプリングにおける１クロック遅延として取り扱うことができる。
【００４３】
ＩＦ周波数の４倍オーバーサンプリングとは、この方式ではＲＦ信号の２周波数の差周波数の概ね半分であるＩＦ信号の中心周波数（ＩＦ周波数）の４倍のサンプリング周波数（この場合には、リサンプル後のデータレート：ｆｄ＝４＊ｆｃ）でリサンプリングすることを指すものであり、この時に１クロック遅延が９０度遅延に対応する。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂのサンプリング周波数はｆｓ（即ち、データ間隔は１／ｆｓ）である。リサンプル回路１３ａ，１３ｂは、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂからの信号を４倍オーバーサンプリングのデータ間隔（即ち、１／ｆｄ＝１／（４＊ｆｃ））にリサンプリングして、データ間隔を変更することで処理を実現している。
【００４５】
さらに、リサンプル回路１３ａ，１３ｂは、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂで変換されたデータから受信すべき帯域の信号を取り出す、即ち、他の不要な帯域の信号・雑音などを除去するためのＢＰＦとしてのディジタルフィルタの役割を有している。
【００４６】
前述したように、レーダの帯域はＩＦ周波数の帯域、もしくはそれに相当する受信系としての最小帯域で決まるが、このようなリサンプルを行う場合には、ＩＦ信号段におけるフィルタとこのリサンプリングのフィルタ特性との両者の特性で受信系としての最小帯域が決定される。例えば、フィルタとしてＬＰＦ９ａ，９ｂを用いれば、ＩＦ周波数が自由に変更できるという利点があり、その場合の受信系の帯域はリサンプル回路１３ａ，１３ｂのフィルタ特性で受信系としての周波数特性が決定される。
【００４７】
また、４倍オーバーサンプリング周波数の整数倍（例えば８倍など）の周波数でリサンプルを行うことも可能であり、処理データ量の増加は発生するが、整数クロックの遅延となるため、同様の効果が得られる。
【００４８】
なお、上記内容は設計中心周波数とＩＦ周波数（ｆｃ）とが同じであるとして４倍オーバーサンプリングなどについて説明しているが、前述したようにＲＦ入力として取り扱う周波数には一定の帯域幅があり、同様にＩＦ周波数も同じ帯域幅がある。
【００４９】
このため、入力されるＩＦ信号そのものの４倍オーバーサンプリングを実施するものではなく、ＩＦ信号の帯域内で設計の中心周波数を選定することもできるため、その設計中心周波数をＩＦ周波数としてディジタル回路の設計が行われることに注意が必要である。
【００５０】
また、ミクサ７ａ，７ｂの出力であるＩＦ信号には上側周波数及び下側周波数のＲＦ受信帯域内の信号が両者ともに存在して、最終的には９０度ハイブリッド１５において上側周波数と下側周波数として合成・分離される。
【００５１】
このため、ミクサ７ａ，７ｂから９０度ハイブリッド１５までの各々の回路は同一の特性を持つ回路である必要がある。即ち、ミクサ７ａとＬＰＦ９ａとＡ／Ｄ変換器１１ａとリサンプル回路１３ａと、ミクサ７ｂとＬＰＦ９ｂとＡ／Ｄ変換器１１ｂとリサンプル回路１３ｂとの対応する各部において、ＩＦ信号に対する周波数特性が同一特性を持つ回路を用いている。以上の回路において２周波数を受信可能な受信系を１系統で構成することができる。
【００５２】
なお、図１においては、ローカル信号を９０度分配器で分配し、ＲＦ信号を同一信号に２分配したが、逆に、ローカル信号を２分配し、ＲＦ信号を９０度分配器で分配することもできる。
【００５３】
このように第１の実施形態のレーダ装置によれば、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂ、リサンプル回路１３ａ，１３ｂ及びディジタル回路の９０度ハイブリッド１５を用い、且つ一対のミクサ７ａ，７ｂ、ＬＰＦ９ａ，９ｂ、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂ及びリサンプル回路１３ａ，１３ｂの各々を同一特性を有する回路を用いたので、ＲＦ周波数からＩＦ周波数に直接ダウンコンバートするとともにイメージ除去フィルタを用いずにイメージ周波数を除去でき、また、２周波数を同時に受信できる簡易な受信系を構成できるため、２周波数を同時に受信でき、かつ、その周波数を可変できる小型で安価なレーダ装置を提供することができる。
【００５４】
（第２の実施形態）
図４は第２の実施形態に係るレーダ装置の構成ブロック図である。図１に示す構成では、受信可能な２周波数の周波数差はＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂのサンプリング周波数が上限値となる。この周波数差がさらに大きな周波数差となる場合に対応する方法として、図４に示すようにＡ／Ｄ変換をアンダーサンプリングまたはバンドパスサンプリングと呼ばれる手法で使用する方法も考えられる。
【００５５】
この場合、ＩＦ信号に対するフィルタにはＢＰＦ２５ａ，２５ｂを用いて帯域制限を行い、Ａ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂによってＡ／Ｄ変換を行う。これにより、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ周波数がｆｃ−Ｎ＊ｆｓ（ただし、Ｎは次の条件を満たす任意の整数；−ｆｓ／２＜ｆｃ−Ｎ＊ｆｓ＜ｆｓ／２）のように周波数変換される。
【００５６】
なお、Ｎ＝０の場合、図１に示した第１の実施形態に相当するものであり、Ｎ＞０の場合、アンダーサンプリングに該当する。
【００５７】
このように第２の実施形態のレーダ装置によれば、第１の実施形態のレーダ装置の効果が得られるとともに、さらに、受信可能な２周波数はＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数（ｆｓ）よりも大きな差をもつ２周波数についても同一の受信系で取り扱うことができる。
【００５８】
但し、この方法の場合、周波数を可変するためにはＢＰＦ２５ａ，２５ｂを可変型とする必要があるが、勿論ＢＰＦ２５ａ，２５ｂをいくつか用意して切り替えることも可能であり、その必要性に応じてフィルタを構成することができる。
【００５９】
さらに、ＩＦ信号に対する受信系の特性がこのＢＰＦ２５ａ，２５ｂによって決定されるならば、リサンプル回路１３ａ，１３ｂにおけるフィルタ特性は第１の実施形態で示したようなＢＰＦの特性ではなく、ＬＰＦの特性をもつディジタルフィルタによっても実現することができる。
【００６０】
また、上記Ｎの値によって９０度ハイブリッド１５の出力端子のどちらに上側周波数の信号が出力されるかが変わってしまうため、その点を考慮して制御する必要がある。
【００６１】
このように、第１及び第２の実施形態のレーダ装置によれば、ＲＦ周波数からＩＦ周波数に直接ダウンコンバートするとともにイメージ除去フィルタを用いずにイメージ周波数を除去でき、また、２周波数を同時に受信できる簡易な受信系を構成できるため、２周波数を同時に受信でき、かつ、その周波数を可変できる小型で安価なレーダ装置を提供することができる。
【００６２】
第１及び第２の実施形態のレーダ装置は、異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスを送信したが、例えば、レーダ装置が第１ＲＦパルスを送信し、外部のレーダ装置が第２ＲＦパルスを送信し、当該レーダ装置が、第１ＲＦパルスに対する第１ＲＦ信号と外部のレーダ装置で送信された第２ＲＦパルスに対する第２ＲＦ信号とを同時に受信するようにしても良い。
【００６３】
さらに、レーダ装置が第１ＲＦパルスを送信し、第１ＲＦパルスに対する第１ＲＦ信号とともに、これとは周波数の異なる電波であって外部の装置が発する電波を第２ＲＦ信号として同時に受信するようにしても良い。
【００６４】
以上のように、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００６５】
１，１７ａ，１７ｂ 分配器
３ 可変ローカル発生器
５ ９０度分配器
７ａ，７ｂ ミキサ
９ａ，９ｂ ＬＰＦ
１１ａ，１１ｂ Ａ／Ｄ変換器
１３ａ，１３ｂ リサンプル回路
１５ ９０度ハイブリッド
１８ａ，１８ｂ 分岐器
１９ａ，１９ｂ ＋９０度移相器
２１ａ，２２ｂ 合成器
２２ａ，２２ｂ 加算器
２３ａ，２３ｂ 遅延回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信するレーダ装置であって、
前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の平均周波数をローカル周波数として発生するローカル周波数発生器と、
前記ローカル周波数発生器の出力に基づき互いに９０度位相差を有する２つのローカル信号を生成し生成された２つのローカル信号を出力する９０度分配器と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について同一の２つのＲＦ信号に分配する分配器と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記分配器の出力を前記９０度分配器の出力と混合してＩＦ信号を出力する一対のミクサと、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のミクサからのＩＦ信号をフィルタリングする一対のフィルタと、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のＡ／Ｄ変換器の出力をリサンプルしてサンプリング間隔を変更する一対のリサンプル回路と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のリサンプル回路の出力を合成する９０度ハイブリッドとを有し、
前記一対のミクサ、前記一対のフィルタ、前記一対のＡ／Ｄ変換器及び前記一対のリサンプル回路の各々は、同一特性を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記９０度ハイブリッドは、前記リサンプル回路からのディジタル信号を遅延させる遅延回路と、
前記ディジタル信号と前記遅延素子で遅延されたディジタル信号とを加算する加算器と、
を有することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記ローカル周波数発生器は、発生する周波数を可変できる可変ローカル周波数発生器からなり、且つ前記リサンプル回路の出力のデータ間隔が、前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の差周波数、又は前記第１又は第２ＲＦ中心周波数と前記ローカル周波数との差の２倍の周波数、を２倍した周波数の逆数に一致することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記一対のフィルタは、前記ＩＦ信号に対する帯域通過フィルタからなり、前記リサンプル回路の出力のデータ間隔が、前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の差周波数、又は前記第１又は第２ＲＦ中心周波数と前記ローカル周波数との差の２倍の周波数から―ｆｓ＜（ｆ１−ｆ２）−Ｎ＊ｆｓ＜ｆｓ（ｆ１，ｆ２はそれぞれ第１，第２ＲＦ中心周波数（ｆ１＞ｆ２）、Ｎは任意の偶数でｆｓはサンプリング周波数）を満足するように前記サンプリング周波数の整数倍の周波数を引いて、その結果である差周波数を２倍した周波数の逆数と一致することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記ローカル周波数発生器は、発生する周波数が可変できる可変ローカル周波数発生器からなり、且つ前記一対のフィルタは、通過帯域を可変できる帯域通過フィルタ又は異なる通過帯域を持つフィルタを切換えることにより構成されることを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の前記第１及び第２ＲＦパルスを送信する送信手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項７】
前記第１ＲＦパルスを送信し、前記第１ＲＦパルスに対する前記第１ＲＦ信号と外部装置で送信された前記第２ＲＦパルスに対する前記第２ＲＦ信号とを同時に受信する送受信手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項８】
前記第１ＲＦパルスを送信し、前記第１ＲＦパルスに対する前記第１ＲＦ信号と外部装置で送信された第１ＲＦ信号とは周波数の異なるＲＦ信号を第２ＲＦ信号として同時に受信する送受信手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項１】
異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の第１及び第２ＲＦパルスに対する第１及び第２ＲＦ信号を同時に受信するレーダ装置であって、
前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の平均周波数をローカル周波数として発生するローカル周波数発生器と、
前記ローカル周波数発生器の出力に基づき互いに９０度位相差を有する２つのローカル信号を生成し生成された２つのローカル信号を出力する９０度分配器と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について同一の２つのＲＦ信号に分配する分配器と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記分配器の出力を前記９０度分配器の出力と混合してＩＦ信号を出力する一対のミクサと、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のミクサからのＩＦ信号をフィルタリングする一対のフィルタと、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換器と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のＡ／Ｄ変換器の出力をリサンプルしてサンプリング間隔を変更する一対のリサンプル回路と、
前記第１及び第２ＲＦ信号の各々について前記一対のリサンプル回路の出力を合成する９０度ハイブリッドとを有し、
前記一対のミクサ、前記一対のフィルタ、前記一対のＡ／Ｄ変換器及び前記一対のリサンプル回路の各々は、同一特性を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記９０度ハイブリッドは、前記リサンプル回路からのディジタル信号を遅延させる遅延回路と、
前記ディジタル信号と前記遅延素子で遅延されたディジタル信号とを加算する加算器と、
を有することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記ローカル周波数発生器は、発生する周波数を可変できる可変ローカル周波数発生器からなり、且つ前記リサンプル回路の出力のデータ間隔が、前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の差周波数、又は前記第１又は第２ＲＦ中心周波数と前記ローカル周波数との差の２倍の周波数、を２倍した周波数の逆数に一致することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記一対のフィルタは、前記ＩＦ信号に対する帯域通過フィルタからなり、前記リサンプル回路の出力のデータ間隔が、前記第１及び第２ＲＦ中心周波数の差周波数、又は前記第１又は第２ＲＦ中心周波数と前記ローカル周波数との差の２倍の周波数から―ｆｓ＜（ｆ１−ｆ２）−Ｎ＊ｆｓ＜ｆｓ（ｆ１，ｆ２はそれぞれ第１，第２ＲＦ中心周波数（ｆ１＞ｆ２）、Ｎは任意の偶数でｆｓはサンプリング周波数）を満足するように前記サンプリング周波数の整数倍の周波数を引いて、その結果である差周波数を２倍した周波数の逆数と一致することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記ローカル周波数発生器は、発生する周波数が可変できる可変ローカル周波数発生器からなり、且つ前記一対のフィルタは、通過帯域を可変できる帯域通過フィルタ又は異なる通過帯域を持つフィルタを切換えることにより構成されることを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記異なる第１及び第２ＲＦ中心周波数を持つ２種類の前記第１及び第２ＲＦパルスを送信する送信手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項７】
前記第１ＲＦパルスを送信し、前記第１ＲＦパルスに対する前記第１ＲＦ信号と外部装置で送信された前記第２ＲＦパルスに対する前記第２ＲＦ信号とを同時に受信する送受信手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項８】
前記第１ＲＦパルスを送信し、前記第１ＲＦパルスに対する前記第１ＲＦ信号と外部装置で送信された第１ＲＦ信号とは周波数の異なるＲＦ信号を第２ＲＦ信号として同時に受信する送受信手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のレーダ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−４２３８７（Ｐ２０１２−４２３８７Ａ）
【公開日】平成２４年３月１日（２０１２．３．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１８５３０６（Ｐ２０１０−１８５３０６）
【出願日】平成２２年８月２０日（２０１０．８．２０）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月１日（２０１２．３．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月２０日（２０１０．８．２０）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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