交流−直流変換回路
【課題】従来の昇圧形交流−直流変換回路では、電流が通過する半導体素子の数が多く、装置の変換効率の低下と冷却装置の大型化・高コスト化が問題であった。
【解決手段】単相交流電源と第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続された第２のダイオードブリッジ回路と、第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したスイッチ素子直列回路と、を備え、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点とを接続する。
【解決手段】単相交流電源と第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続された第２のダイオードブリッジ回路と、第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したスイッチ素子直列回路と、を備え、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点とを接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流入力を直流出力に変換する交流−直流変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に、従来の技術を用いた交流−直流変換回路図を、図６にその動作図例を示す。この回路は、特許文献１の三相整流回路を単相交流入力に簡略化した構成としている。図５に示すように、交流電源１とダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力との間にはリアクトル２が、ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間にはスイッチ素子としてのＭＯＳＦＥＴ１１と１２の直列回路が、ＭＯＳＦＥＴ１１と並列にダイオード２１とコンデンサ３との直列回路が、ＭＯＳＦＥＴ１２と並列にコンデンサ３とダイオード２２との直列回路が、コンデンサ３と４の直列回路と並列に負荷５が、各々接続された構成である。
【０００３】
この回路の動作を図６に基づいて順次説明する。交流電源１の電圧vinのピーク値より高い直流出力電圧を得る昇圧形の交流−直流変換回路で、高力率コンバータ回路とも呼ばれる。
交流電源1の電圧vinがvin＞0（矢印方向が正、以下同様）かつvin＜E（Eはコンデンサ3と4の各々の電圧）の時、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル2→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源1の経路で流れて増加する。この時、リアクトル２には交流電源1の電圧vinが印加されるが、vinが小さいためにリアクトル２に印加される電圧も小さくなる。ここで、リアクトル２にvinが印加されるため、リアクトル２の電流が増加し、入力電流も増加する。
【０００４】
次に、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフした場合、電流は、リアクトル2→ダイオード２３→ダイオード２１→コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。一方、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフした場合、電流はリアクトル2→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→コンデンサ４→ダイオード２２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。ここで、ダイオード２３〜２６で構成したダイオードブリッジの交流入力電圧v1にはコンデンサ3の電圧（ＭＯＳＦＥＴ１１がオフした場合）又はコンデンサ4の電圧（ＭＯＳＦＥＴ１２がオフした場合）が発生する。コンデンサ3とコンデンサ4の電圧は同じ値に制御されるため、この時の電圧v1はEとなる。従って、リアクトル2に印加される電圧はvin−Eとなり、負の値（この時vin＜Eであるため）となり、リアクトル2の電流は減少し、入力電流も減少する。ここで、電圧Eの値は出力電圧の半分であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値も小さな値となる。
【０００５】
次に、vin＞0かつvin＞Eの場合、ＭＯＳＦＥＴ１１又は１２がオンする。電流の経路は上述と同じであり、リアクトル2に印加される電圧も同様にvin−Eとなる。しかし、vin−Eは正の値になるため（このときvin＞Eであるため）、リアクトル2に流れる電流は増加し、入力電流も増加する。この時電圧v1の値はEであり、零まで下がることはないので、リアクトル2に印加される電圧は小さくなる。
【０００６】
次に、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２が同時にオフすると、電流はリアクトル２→ダイオード２３→ダイオード２１→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード２２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路で流れる。ここで、ダイオード２３、２１、２２及び２６が導通するので、電圧v1の値はコンデンサ3の電圧とコンデンサ4の電圧の和の電圧２Ｅとなる。リアクトル2に印加される電圧はvin−2Eとなり、負の値となる。従って、リアクトル２に流れる電流は減少し、入力電流も減少する。この時vinは高い値となっているが、v1も高い値（2E）であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値は小さな値となる。
【０００７】
ここではvin＞0の場合の動作を説明したが、vin＜0の場合にはダイオード２３と２６が導通する代わりにダイオード２５と２４が導通し、その他は同様な動作となる。
このようなスイッチング動作を繰り返すことで、入力電流を正弦波状に制御する。同時に、コンデンサ3と4への充電電流を制御し、コンデンサ3とコンデンサ4の電圧をバランスさせながら出力電圧を制御することができる。さらに、リアクトル2に印加される電圧が小さくなるので、リアクトル2に流れる電流リプルが小さくなり、リアクトル2の小形化、低損失化が図れる。さらに、入力電流に流れるリプルも小さくなるので、低ノイズ化やノイズフィルタの小形化も可能となる。
【０００８】
次に、図７の従来回路について説明する。この回路は特許文献２に示された単相交流電圧のピーク値より高い直流出力電圧を得る交流−直流変換回路である。交流電源１とダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力との間にはリアクトル２が、ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極の間にはコンデンサ３と４が直列接続されたコンデンサ直列回路が、ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々とコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間には各々交流スイッチ１５と１６が接続される。
【０００９】
このように構成された交流−直流変換回路の動作は図６と同様である。交流電源1の電圧vin＞0かつvin＜Eの時、交流スイッチ１５と１６を同時にオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル2→交流スイッチ１５→交流スイッチ１６→交流電源1の経路で流れて増加する。この時、リアクトル２には交流電源1の電圧vinが印加されるが、vinが小さいためにリアクトル2にも低い電圧が印加される。ここで、リアクトル2にvinが印加されるため、リアクトル2の電流が増加し、入力電流も増加する。次に、交流スイッチ１５がオフした場合、電流はリアクトル２→ダイオード２３→コンデンサ３→交流スイッチ１６→交流電源1→リアクトル2の経路に転流する。一方、交流スイッチ１６がオフした場合、電流はリアクトル2→交流スイッチ１５→コンデンサ4→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。
【００１０】
ここで、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジの交流入力電圧v1にはコンデンサ3の電圧（交流スイッチ１５がオフした場合）又はコンデンサ4の電圧（交流スイッチ１６がオフした場合）が発生する。コンデンサ3とコンデンサ4の電圧は同じ値に制御されるため、このときの電圧v1はEとなる。従って、リアクトル2に印加される電圧はvin−Eとなり、負の値（この時vin＜Eであるため）となるので、リアクトル2の電流は減少し、入力電流も減少する。ここで、Eの値は出力電圧の半分であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値も小さな値となる。
【００１１】
次に、vin＞0かつvin＞Eの場合、交流スイッチ１５又は１６がオンすると、電流の経路は上述と同じであり、リアクトル2に印加される電圧も同様にvin−Eとなる。しかし、vin−Eは正の値になるため（この時vin＞Eであるため）、リアクトル2に流れる電流は増加し、入力電流も増加する。この時電圧v1の値はＥであり、零まで下がることはないので、リアクトル2に印加される電圧は小さくなる。
次に、交流スイッチ１５と１６が同時にオフすると、電流はリアクトル２→ダイオード２３→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路となる。ここで、ダイオード２３と２６が導通するので、電圧v1の値はコンデンサ３の電圧とコンデンサ４の電圧の和で２Ｅとなる。リアクトル2に印加される電圧はvin−2Eとなり、負の値となる。従って、リアクトル２に流れる電流は減少し、入力電流も減少する。この時vinは高い値となっているが、電圧v1も高い値２Ｅであるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値は小さな値となる。
【００１２】
ここではvin＞0の場合の動作を説明したが、vin＜0の場合にも回路の対称性から同様な動作となる。このようなスイッチング動作を繰り返すことで、入力電流を正弦波状に制御する。同時に、コンデンサ3と4への充電電流を制御し、コンデンサ3とコンデンサ4の電圧をバランスさせながら出力電圧を制御することができる。さらに、リアクトル2に印加される電圧が小さくなるので、リアクトル２に流れる電流リプルが小さくなり、リアクトル２の小形化、低損失化が図れる。さらに、入力電流に流れる電流リプルも小さくなるので、低ノイズ化やノイズフィルタの小形化も可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平６−２５３５４０号公報
【特許文献２】特開２００８−２２６２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述のように、図５に示す従来の交流−直流変換回路において、ＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１２が同時にオンしている期間では電流が通過する半導体素子数は４個となる。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の４個で、ある。
また、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフしている期間は同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２１、ＭＯＳＦＥＴ１２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２１、ＭＯＳＦＥＴ１２の４個である。
また、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフしている期間は同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２２、ＭＯＳＦＥＴ１１の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２２、ＭＯＳＦＥＴ１１の４個である。
さらに、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２が同時にオフしている期間も同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２１、２２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２１、２２の４個である。
【００１５】
このように、図５に示す従来回路においては、電流が通過する半導体素子数は常に４個となり、大きな導通損失が発生してしまう。この結果、変換装置の変換効率が低下し、冷却部品の大形化とコストの増加を招くという問題がある。
【００１６】
図７に示す従来の整流回路においては、交流スイッチ１５と１６が同時にオンしている期間では、電流が通過する半導体素子数は２個（交流スイッチ１５と１６）となる。同様に、交流スイッチ１５又は１６がオフしている期間では、ダイオード１個と交流スイッチ１個となる。また、交流スイッチ１５と１６が同時にオフしている期間では、ダイオード２個となる。リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子は交流スイッチ２個であり、交流スイッチをスイッチ素子とダイオードを組合せて実現する場合、発生損失が増加する。この結果、変換装置の変換効率が低下し、冷却部品の大形化とコストの増加を招くという問題がある。
【００１７】
従って、本発明の課題は、電流が通過する素子数を減らすことができ、発生損失の低下により変換効率を向上させ、冷却部品の小型化と低コスト化を図れる交流−直流変換回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源と第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続された第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、を備え、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力とする。
【００１９】
第２の発明においては、第１の発明における前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチを接続する。
第３の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したアノードが前記正極に接続された第１のダイオードと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、カソードが前記負極に接続された第２のダイオードと、をこの順に直列接続したダイオード・コンデンサ直列回路と、を備え、前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点とを接続し、前記第１のダイオードと前記第１のコンデンサとの接続点及び前記第２のコンデンサと前記第２のダイオードとの接続点とを直流出力とする。
【００２０】
第４の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した第１の交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に各々接続した第２及び第３の交流スイッチと、を備え、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明では、リアクトルの電流を増加させるための回路と、リアクトルの電流をコンデンサに充電させるための回路の共通部分を減少させた回路構成としているため、各モードにおける電流が通過する半導体素子数を減少させている。その結果、発生損失の低減による変換効率向上と、冷却装置の小型化による装置の小型化と低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】従来の第１の実施例を示す回路図である。
【図６】図５の変換動作を示す動作波形図である。
【図７】従来の第２の実施例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の要点は、単相交流電源電圧を整流して交流電源電圧のピーク値より高い直流電圧に変換する交流−直流変換回路において、交流電源と変換回路との間に接続されたリアクトルの電流を増加させるための回路と、リアクトルの電流を直流出力コンデンサに充電させるための回路の共通部分を減少させた回路構成としているため、各モードにおける電流が通過する半導体素子数を減少させている点である。
【実施例１】
【００２４】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた時の実施例である。回路は、単相交流電源１とダイオード２７〜３０で構成された第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトル２と、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサ３、４を直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続されたダイオード２３〜２６で構成した第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したＭＯＳＦＥＴ１１、１２を２個直列接続したＭＯＳＦＥＴ直列回路と、を備えた構成である。また、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記ＭＯＳＦＥＴ直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端には、負荷５を接続する。
【００２５】
このような構成において、交流電源電圧vinが矢印の極性に正である時、リアクトル２の電流を増加させる時には、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオンさせる。ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンすると、電流は交流電源1→リアクトル２→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード26→交流電源１の経路で増加する。次にＭＯＳＦＥＴ１２をオフすると、リアクトル２の電流は、ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→コンデンサ４→ダイオード３０→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ４を充電する経路に転流し、減少する。また、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンの状態から、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフすると、リアクトルの電流は、ダイオード２７→コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ３を充電する経路に転流し、減少する。また、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンの状態から、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオフすると、リアクトル２の電流は、ダイオード２７→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード３０→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ３と４の直列回路を充電して、減少する。
【００２６】
このような動作を組合せることにより、交流電源１の電流が正弦波状になるようにしつつ、コンデンサ３と４の電圧が均等になるように、制御する。このように、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する素子数はダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個、リアクトル２の電流でコンデンサ３又は４を充電する時はダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ１個、リアクトル２の電流でコンデンサ３及び４を充電する時はダイオード２個となる。
また、交流入力電圧の極性が負である時には、ダイオード２７の動作がダイオード２９に、ダイオード３０の動作がダイオード２８に、ダイオード２３の動作がダイオード２５に、ダイオード２６の動作がダイオード２４に、各々置き換わることになる。
以上の説明から判るように、従来技術で説明した図５の回路構成に比べると、リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子数は同じであるが、リアクトル２の電流でコンデンサ３、４を充電する時の電流の通過素子数は減少する。
【実施例２】
【００２７】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。図１に示した第１の実施例の第１及び第２のダイオードブリッジ整流回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７を接続した構成である。リアクトル２の電流を増加させる時にはこの交流スイッチ１７をオンさせる。また、リアクトル２の電流でコンデンサ３、４を充電する時には、実施例１と同様にＭＯＳＦＥＴ１１、１２を制御する。この結果、第１の実施例に比べて、リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子数を減少させることができる。即ち、実施例１がダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個であるのに対して、本実施例では交流スイッチ１個となる。
【実施例３】
【００２８】
図３に、本発明の第３の実施例を示す。図５に示した従来例の回路に交流スイッチ１７を追加した構成である。即ち、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７が接続される。この構成においては、リアクトル２の電流を増加させる時には交流スイッチ１７をオンさせる。コンデンサ３、４を充電する時の動作は従来例図５と同じである。この結果、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する半導体素子数は交流スイッチ１７だけとなり、従来例の図５に比べて減少する。即ち、従来例の図５がダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個であるのに対し、本実施例では交流スイッチ１個となる。
【実施例４】
【００２９】
図４に、本発明の第４の実施例を示す。図７に示した従来例の回路に交流スイッチ１７を追加した構成である。即ち、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７が接続される。この構成においては、リアクトル２の電流を増加させる時には交流スイッチ１７をオンさせる。コンデンサ３、４を充電する時の動作は、交流スイッチ１７をオフすると共に交流スイッチ１５、１６を制御するがこの動作は従来例図７と同じである。この結果、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する半導体素子数は交流スイッチ１７だけとなり、従来例の図７に比べて減少する。即ち、従来例の図７が交流スイッチ２個であるのに対し、本実施例では交流スイッチ１個となる。
【００３０】
尚、上記実施例には、交流電源１の一方とダイオードブリッジ回路の交流入力端子の一方との間に、リアクトル２が接続された例を示したが、交流入力電源１の他方の端子とダイオードブリッジ回路の交流入力端子の他方との間にリアクトルを追加接続しても同様の動作と効果が得られる。
また、交流スイッチとしては、逆阻止形のスイッチ素子を逆並列接続する構成や、ダイオードと逆阻止能力の無いスイッチ素子を組合せる構成があることは周知である。
さらに、直流出力の正極と負極との間に負荷を接続する構成を示したが、直流出力の中間点を用いて、正電圧出力や負電圧出力としても使用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明は、交流電源から３レベルの直流電圧を出力する交流−直流変換回路であり、スイッチング電源、無停電電源装置（ＵＰＳ）、電動機駆動用インバータなどへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３２】
１・・・単相交流電源 ２・・・リアクトル
３、４・・・コンデンサ ５・・・負荷
１５〜１７・・・交流スイッチ
１１、１２・・・ＭＯＳＦＥＴ ２１〜３０・・・ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流入力を直流出力に変換する交流−直流変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に、従来の技術を用いた交流−直流変換回路図を、図６にその動作図例を示す。この回路は、特許文献１の三相整流回路を単相交流入力に簡略化した構成としている。図５に示すように、交流電源１とダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力との間にはリアクトル２が、ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間にはスイッチ素子としてのＭＯＳＦＥＴ１１と１２の直列回路が、ＭＯＳＦＥＴ１１と並列にダイオード２１とコンデンサ３との直列回路が、ＭＯＳＦＥＴ１２と並列にコンデンサ３とダイオード２２との直列回路が、コンデンサ３と４の直列回路と並列に負荷５が、各々接続された構成である。
【０００３】
この回路の動作を図６に基づいて順次説明する。交流電源１の電圧vinのピーク値より高い直流出力電圧を得る昇圧形の交流−直流変換回路で、高力率コンバータ回路とも呼ばれる。
交流電源1の電圧vinがvin＞0（矢印方向が正、以下同様）かつvin＜E（Eはコンデンサ3と4の各々の電圧）の時、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル2→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源1の経路で流れて増加する。この時、リアクトル２には交流電源1の電圧vinが印加されるが、vinが小さいためにリアクトル２に印加される電圧も小さくなる。ここで、リアクトル２にvinが印加されるため、リアクトル２の電流が増加し、入力電流も増加する。
【０００４】
次に、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフした場合、電流は、リアクトル2→ダイオード２３→ダイオード２１→コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。一方、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフした場合、電流はリアクトル2→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→コンデンサ４→ダイオード２２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。ここで、ダイオード２３〜２６で構成したダイオードブリッジの交流入力電圧v1にはコンデンサ3の電圧（ＭＯＳＦＥＴ１１がオフした場合）又はコンデンサ4の電圧（ＭＯＳＦＥＴ１２がオフした場合）が発生する。コンデンサ3とコンデンサ4の電圧は同じ値に制御されるため、この時の電圧v1はEとなる。従って、リアクトル2に印加される電圧はvin−Eとなり、負の値（この時vin＜Eであるため）となり、リアクトル2の電流は減少し、入力電流も減少する。ここで、電圧Eの値は出力電圧の半分であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値も小さな値となる。
【０００５】
次に、vin＞0かつvin＞Eの場合、ＭＯＳＦＥＴ１１又は１２がオンする。電流の経路は上述と同じであり、リアクトル2に印加される電圧も同様にvin−Eとなる。しかし、vin−Eは正の値になるため（このときvin＞Eであるため）、リアクトル2に流れる電流は増加し、入力電流も増加する。この時電圧v1の値はEであり、零まで下がることはないので、リアクトル2に印加される電圧は小さくなる。
【０００６】
次に、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２が同時にオフすると、電流はリアクトル２→ダイオード２３→ダイオード２１→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード２２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路で流れる。ここで、ダイオード２３、２１、２２及び２６が導通するので、電圧v1の値はコンデンサ3の電圧とコンデンサ4の電圧の和の電圧２Ｅとなる。リアクトル2に印加される電圧はvin−2Eとなり、負の値となる。従って、リアクトル２に流れる電流は減少し、入力電流も減少する。この時vinは高い値となっているが、v1も高い値（2E）であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値は小さな値となる。
【０００７】
ここではvin＞0の場合の動作を説明したが、vin＜0の場合にはダイオード２３と２６が導通する代わりにダイオード２５と２４が導通し、その他は同様な動作となる。
このようなスイッチング動作を繰り返すことで、入力電流を正弦波状に制御する。同時に、コンデンサ3と4への充電電流を制御し、コンデンサ3とコンデンサ4の電圧をバランスさせながら出力電圧を制御することができる。さらに、リアクトル2に印加される電圧が小さくなるので、リアクトル2に流れる電流リプルが小さくなり、リアクトル2の小形化、低損失化が図れる。さらに、入力電流に流れるリプルも小さくなるので、低ノイズ化やノイズフィルタの小形化も可能となる。
【０００８】
次に、図７の従来回路について説明する。この回路は特許文献２に示された単相交流電圧のピーク値より高い直流出力電圧を得る交流−直流変換回路である。交流電源１とダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力との間にはリアクトル２が、ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極の間にはコンデンサ３と４が直列接続されたコンデンサ直列回路が、ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々とコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間には各々交流スイッチ１５と１６が接続される。
【０００９】
このように構成された交流−直流変換回路の動作は図６と同様である。交流電源1の電圧vin＞0かつvin＜Eの時、交流スイッチ１５と１６を同時にオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル2→交流スイッチ１５→交流スイッチ１６→交流電源1の経路で流れて増加する。この時、リアクトル２には交流電源1の電圧vinが印加されるが、vinが小さいためにリアクトル2にも低い電圧が印加される。ここで、リアクトル2にvinが印加されるため、リアクトル2の電流が増加し、入力電流も増加する。次に、交流スイッチ１５がオフした場合、電流はリアクトル２→ダイオード２３→コンデンサ３→交流スイッチ１６→交流電源1→リアクトル2の経路に転流する。一方、交流スイッチ１６がオフした場合、電流はリアクトル2→交流スイッチ１５→コンデンサ4→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。
【００１０】
ここで、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジの交流入力電圧v1にはコンデンサ3の電圧（交流スイッチ１５がオフした場合）又はコンデンサ4の電圧（交流スイッチ１６がオフした場合）が発生する。コンデンサ3とコンデンサ4の電圧は同じ値に制御されるため、このときの電圧v1はEとなる。従って、リアクトル2に印加される電圧はvin−Eとなり、負の値（この時vin＜Eであるため）となるので、リアクトル2の電流は減少し、入力電流も減少する。ここで、Eの値は出力電圧の半分であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値も小さな値となる。
【００１１】
次に、vin＞0かつvin＞Eの場合、交流スイッチ１５又は１６がオンすると、電流の経路は上述と同じであり、リアクトル2に印加される電圧も同様にvin−Eとなる。しかし、vin−Eは正の値になるため（この時vin＞Eであるため）、リアクトル2に流れる電流は増加し、入力電流も増加する。この時電圧v1の値はＥであり、零まで下がることはないので、リアクトル2に印加される電圧は小さくなる。
次に、交流スイッチ１５と１６が同時にオフすると、電流はリアクトル２→ダイオード２３→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路となる。ここで、ダイオード２３と２６が導通するので、電圧v1の値はコンデンサ３の電圧とコンデンサ４の電圧の和で２Ｅとなる。リアクトル2に印加される電圧はvin−2Eとなり、負の値となる。従って、リアクトル２に流れる電流は減少し、入力電流も減少する。この時vinは高い値となっているが、電圧v1も高い値２Ｅであるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値は小さな値となる。
【００１２】
ここではvin＞0の場合の動作を説明したが、vin＜0の場合にも回路の対称性から同様な動作となる。このようなスイッチング動作を繰り返すことで、入力電流を正弦波状に制御する。同時に、コンデンサ3と4への充電電流を制御し、コンデンサ3とコンデンサ4の電圧をバランスさせながら出力電圧を制御することができる。さらに、リアクトル2に印加される電圧が小さくなるので、リアクトル２に流れる電流リプルが小さくなり、リアクトル２の小形化、低損失化が図れる。さらに、入力電流に流れる電流リプルも小さくなるので、低ノイズ化やノイズフィルタの小形化も可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平６−２５３５４０号公報
【特許文献２】特開２００８−２２６２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述のように、図５に示す従来の交流−直流変換回路において、ＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１２が同時にオンしている期間では電流が通過する半導体素子数は４個となる。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の４個で、ある。
また、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフしている期間は同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２１、ＭＯＳＦＥＴ１２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２１、ＭＯＳＦＥＴ１２の４個である。
また、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフしている期間は同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２２、ＭＯＳＦＥＴ１１の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２２、ＭＯＳＦＥＴ１１の４個である。
さらに、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２が同時にオフしている期間も同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２１、２２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２１、２２の４個である。
【００１５】
このように、図５に示す従来回路においては、電流が通過する半導体素子数は常に４個となり、大きな導通損失が発生してしまう。この結果、変換装置の変換効率が低下し、冷却部品の大形化とコストの増加を招くという問題がある。
【００１６】
図７に示す従来の整流回路においては、交流スイッチ１５と１６が同時にオンしている期間では、電流が通過する半導体素子数は２個（交流スイッチ１５と１６）となる。同様に、交流スイッチ１５又は１６がオフしている期間では、ダイオード１個と交流スイッチ１個となる。また、交流スイッチ１５と１６が同時にオフしている期間では、ダイオード２個となる。リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子は交流スイッチ２個であり、交流スイッチをスイッチ素子とダイオードを組合せて実現する場合、発生損失が増加する。この結果、変換装置の変換効率が低下し、冷却部品の大形化とコストの増加を招くという問題がある。
【００１７】
従って、本発明の課題は、電流が通過する素子数を減らすことができ、発生損失の低下により変換効率を向上させ、冷却部品の小型化と低コスト化を図れる交流−直流変換回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源と第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続された第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、を備え、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力とする。
【００１９】
第２の発明においては、第１の発明における前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチを接続する。
第３の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したアノードが前記正極に接続された第１のダイオードと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、カソードが前記負極に接続された第２のダイオードと、をこの順に直列接続したダイオード・コンデンサ直列回路と、を備え、前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点とを接続し、前記第１のダイオードと前記第１のコンデンサとの接続点及び前記第２のコンデンサと前記第２のダイオードとの接続点とを直流出力とする。
【００２０】
第４の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した第１の交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に各々接続した第２及び第３の交流スイッチと、を備え、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明では、リアクトルの電流を増加させるための回路と、リアクトルの電流をコンデンサに充電させるための回路の共通部分を減少させた回路構成としているため、各モードにおける電流が通過する半導体素子数を減少させている。その結果、発生損失の低減による変換効率向上と、冷却装置の小型化による装置の小型化と低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】従来の第１の実施例を示す回路図である。
【図６】図５の変換動作を示す動作波形図である。
【図７】従来の第２の実施例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の要点は、単相交流電源電圧を整流して交流電源電圧のピーク値より高い直流電圧に変換する交流−直流変換回路において、交流電源と変換回路との間に接続されたリアクトルの電流を増加させるための回路と、リアクトルの電流を直流出力コンデンサに充電させるための回路の共通部分を減少させた回路構成としているため、各モードにおける電流が通過する半導体素子数を減少させている点である。
【実施例１】
【００２４】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた時の実施例である。回路は、単相交流電源１とダイオード２７〜３０で構成された第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトル２と、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサ３、４を直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続されたダイオード２３〜２６で構成した第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したＭＯＳＦＥＴ１１、１２を２個直列接続したＭＯＳＦＥＴ直列回路と、を備えた構成である。また、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記ＭＯＳＦＥＴ直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端には、負荷５を接続する。
【００２５】
このような構成において、交流電源電圧vinが矢印の極性に正である時、リアクトル２の電流を増加させる時には、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオンさせる。ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンすると、電流は交流電源1→リアクトル２→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード26→交流電源１の経路で増加する。次にＭＯＳＦＥＴ１２をオフすると、リアクトル２の電流は、ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→コンデンサ４→ダイオード３０→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ４を充電する経路に転流し、減少する。また、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンの状態から、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフすると、リアクトルの電流は、ダイオード２７→コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ３を充電する経路に転流し、減少する。また、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンの状態から、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオフすると、リアクトル２の電流は、ダイオード２７→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード３０→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ３と４の直列回路を充電して、減少する。
【００２６】
このような動作を組合せることにより、交流電源１の電流が正弦波状になるようにしつつ、コンデンサ３と４の電圧が均等になるように、制御する。このように、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する素子数はダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個、リアクトル２の電流でコンデンサ３又は４を充電する時はダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ１個、リアクトル２の電流でコンデンサ３及び４を充電する時はダイオード２個となる。
また、交流入力電圧の極性が負である時には、ダイオード２７の動作がダイオード２９に、ダイオード３０の動作がダイオード２８に、ダイオード２３の動作がダイオード２５に、ダイオード２６の動作がダイオード２４に、各々置き換わることになる。
以上の説明から判るように、従来技術で説明した図５の回路構成に比べると、リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子数は同じであるが、リアクトル２の電流でコンデンサ３、４を充電する時の電流の通過素子数は減少する。
【実施例２】
【００２７】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。図１に示した第１の実施例の第１及び第２のダイオードブリッジ整流回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７を接続した構成である。リアクトル２の電流を増加させる時にはこの交流スイッチ１７をオンさせる。また、リアクトル２の電流でコンデンサ３、４を充電する時には、実施例１と同様にＭＯＳＦＥＴ１１、１２を制御する。この結果、第１の実施例に比べて、リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子数を減少させることができる。即ち、実施例１がダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個であるのに対して、本実施例では交流スイッチ１個となる。
【実施例３】
【００２８】
図３に、本発明の第３の実施例を示す。図５に示した従来例の回路に交流スイッチ１７を追加した構成である。即ち、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７が接続される。この構成においては、リアクトル２の電流を増加させる時には交流スイッチ１７をオンさせる。コンデンサ３、４を充電する時の動作は従来例図５と同じである。この結果、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する半導体素子数は交流スイッチ１７だけとなり、従来例の図５に比べて減少する。即ち、従来例の図５がダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個であるのに対し、本実施例では交流スイッチ１個となる。
【実施例４】
【００２９】
図４に、本発明の第４の実施例を示す。図７に示した従来例の回路に交流スイッチ１７を追加した構成である。即ち、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７が接続される。この構成においては、リアクトル２の電流を増加させる時には交流スイッチ１７をオンさせる。コンデンサ３、４を充電する時の動作は、交流スイッチ１７をオフすると共に交流スイッチ１５、１６を制御するがこの動作は従来例図７と同じである。この結果、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する半導体素子数は交流スイッチ１７だけとなり、従来例の図７に比べて減少する。即ち、従来例の図７が交流スイッチ２個であるのに対し、本実施例では交流スイッチ１個となる。
【００３０】
尚、上記実施例には、交流電源１の一方とダイオードブリッジ回路の交流入力端子の一方との間に、リアクトル２が接続された例を示したが、交流入力電源１の他方の端子とダイオードブリッジ回路の交流入力端子の他方との間にリアクトルを追加接続しても同様の動作と効果が得られる。
また、交流スイッチとしては、逆阻止形のスイッチ素子を逆並列接続する構成や、ダイオードと逆阻止能力の無いスイッチ素子を組合せる構成があることは周知である。
さらに、直流出力の正極と負極との間に負荷を接続する構成を示したが、直流出力の中間点を用いて、正電圧出力や負電圧出力としても使用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明は、交流電源から３レベルの直流電圧を出力する交流−直流変換回路であり、スイッチング電源、無停電電源装置（ＵＰＳ）、電動機駆動用インバータなどへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３２】
１・・・単相交流電源 ２・・・リアクトル
３、４・・・コンデンサ ５・・・負荷
１５〜１７・・・交流スイッチ
１１、１２・・・ＭＯＳＦＥＴ ２１〜３０・・・ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源と第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続された第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、を備え、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力としたことを特徴とする交流−直流変換回路。
【請求項２】
前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチを接続したことを特徴とする請求項１に記載の交流−直流変換回路。
【請求項３】
単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したアノードが前記正極に接続された第１のダイオードと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、カソードが前記負極に接続された第２のダイオードと、をこの順に直列接続したダイオード・コンデンサ直列回路と、を備え、前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点とを接続し、前記第１のダイオードと前記第１のコンデンサとの接続点及び前記第２のコンデンサと前記第２のダイオードとの接続点とを直流出力としたことを特徴とする交流−直流変換回路。
【請求項４】
単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した第１の交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に各々接続した第２及び第３の交流スイッチと、を備え、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力としたことを特徴とする交流−直流変換回路。
【請求項１】
単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源と第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続された第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、を備え、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力としたことを特徴とする交流−直流変換回路。
【請求項２】
前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチを接続したことを特徴とする請求項１に記載の交流−直流変換回路。
【請求項３】
単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したアノードが前記正極に接続された第１のダイオードと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、カソードが前記負極に接続された第２のダイオードと、をこの順に直列接続したダイオード・コンデンサ直列回路と、を備え、前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点とを接続し、前記第１のダイオードと前記第１のコンデンサとの接続点及び前記第２のコンデンサと前記第２のダイオードとの接続点とを直流出力としたことを特徴とする交流−直流変換回路。
【請求項４】
単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した第１の交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に各々接続した第２及び第３の交流スイッチと、を備え、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力としたことを特徴とする交流−直流変換回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−１９１７６１（Ｐ２０１２−１９１７６１Ａ）
【公開日】平成２４年１０月４日（２０１２．１０．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５３３３０（Ｐ２０１１−５３３３０）
【出願日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月４日（２０１２．１０．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]