信号処理方法、信号処理装置、およびコリオリ流量計
【課題】被測定流体の温度の変化、気泡の混入、気体から液体への急速な変化がある場合でも、常に一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもち位相計測を少ない演算量で行うことのできる信号処理方法、信号処理装置、およびコリオリ流量計を提供する。
【解決手段】少なくとも１本、若しくは一対のフローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出し、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，一対の振動検出センサの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と，デジタル信号を周波数変換する直交周波数変換器と，一対の振動検出センサから出力されるいずれかのデジタル信号に基づき周波数を計測する周波数計測器と，該デジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得るようにする。
【解決手段】少なくとも１本、若しくは一対のフローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出し、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，一対の振動検出センサの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と，デジタル信号を周波数変換する直交周波数変換器と，一対の振動検出センサから出力されるいずれかのデジタル信号に基づき周波数を計測する周波数計測器と，該デジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得るようにする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、流管に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計に関する。
【背景技術】
【０００２】
コリオリ流量計は、被測定流体の流通する流管の両端を支持し、その支持点回りに流管の流れ方向と垂直な方向に振動を加えたときに、流管（以下、振動が加えられるべき流管をフローチューブという）に作用するコリオリの力が質量流量に比例することを利用した質量流量計である。コリオリ流量計は周知のものであり、コリオリ流量計におけるフローチューブの形状は直管式と湾曲管式とに大別されている。
【０００３】
そして、コリオリ流量計は、被測定流体が流れる測定管を両端で支持し、支持された測定管の中央部を支持線に対し、直角な方向に交番駆動したとき、測定管の両端支持部と中央部との間の対称位置に質量流量に比例した位相差信号を検出する質量流量計である。位相差信号は質量流量に比例している量であるが、駆動周波数を一定とすると、位相差信号は測定管の観測位置における時間差信号として検出することができる。
【０００４】
測定管の交番駆動の周波数を測定管の固有の振動数と等しくすると、被測定流体の密度に応じた一定の駆動周波数が得られ、小さい駆動エネルギで駆動することが可能となることから、最近では測定管を固有振動数で駆動するのが一般的となっており、位相差信号は時間差信号として検出される。
【０００５】
直管式のコリオリ流量計は、両端が支持された直管の中央部直管軸に垂直な方向の振動を加えたとき、直管の支持部と中央部との間でコリオリの力による直管の変位差、すなわち位相差信号が得られ、その位相差信号に基づいて質量流量を検知するように構成されている。このような直管式のコリオリ流量計は、シンプル、コンパクトで堅牢な構造を有している。しかしながら、高い検出感度を得ることができないという問題点もあわせ持っている。
【０００６】
これに対して、湾曲管式のコリオリ流量計は、コリオリの力を有効に取り出すための形状を選択できる面で、直管式のコリオリ流量計よりも優れており、実際、高感度の質量流量を検出することができている。
そして、フローチューブを駆動するための駆動手段としては、コイルとマグネットの組み合わせで用いられることが一般的になっている。そのコイルとマグネットの取り付けに関しては、フローチューブの振動方向に対してオフセットしてない位置に取り付けることが、コイルとマグネットの位置関係のズレを最小にする上で好ましい。そこで、並列二本のフローチューブを備える湾曲管式のコリオリ流量計のような並列二本のフローチューブにあっては、コイルとマグネットとを挟み込む状態に取り付けられている。そのため、相対する二本のフローチューブの距離が少なくともコイルとマグネットとを挟み込む分だけ離れるような設計がなされている。
【０００７】
二本のフローチューブがそれぞれ平行する面内に存在するコリオリ流量計であって、口径が大きいコリオリ流量計やフローチューブの剛性が高いコリオリ流量計の場合には、駆動手段のパワーを高める必要があることから、大きな駆動手段を二本のフローチューブの間に挟み込まなければならない。そのため、フローチューブの根元である固定端部においても、そのフローチューブ同士の距離が必然的に広くなるように設計されている。
【０００８】
一般的に知られているＵ字管の測定チューブからなるコリオリ流量計１は、図１６に示す如く、２本のＵ字管状の測定チューブ２，３の検出器４と、変換器５とを有して構成されている。
測定チューブ２，３の検出器４には、測定チューブ２，３を共振振動させる加振器６と、該加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７と、該加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８と、振動速度検出時の測定チューブ２，３内を流れる被測定流体の温度を検出する温度センサ９とを備えている。これら加振器６と、左速度センサ７と、右速度センサ８と、温度センサ９は、それぞれ変換器５に接続されている。
【０００９】
このコリオリ流量計１の測定チューブ２，３内に流れる被測定流体は、測定チューブ２，３の右側（右速度センサ８が設置されている側）から左側（左速度センサ７が設置されている側）に流れるようになっている。
したがって、右速度センサ８によって検出される速度信号は、測定チューブ２，３に流入する被測定流体の入口速度信号となる。また、左速度センサ７によって検出される速度信号は、測定チューブ２，３から流出する被測定流体の出口速度信号となる。
なお、振動速度を検出する左速度センサ７、右速度センサ８は、各々加速度センサであっても、もちろんよい。
【００１０】
コリオリ流量計変換器５は、図１７に示す如きブロック構成を有している。
このコリオリ流量計変換器５は、駆動制御部１０と、位相計測部１１と、温度計測部１２とによって構成されている。
すなわち、コリオリ流量計変換器５は、入出力ポート１５を有している。この入出力ポート１５には、駆動制御部１０を構成する駆動信号出力端子１６が設けられている。駆動制御部１０は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６に、所定のモードの信号を駆動信号出力端子１６から出力し、測定チューブ２，３が共振振動させている。
【００１１】
この駆動信号出力端子１６には、増幅器１７を介して、駆動回路１８が接続されている。この駆動回路１８においては、測定チューブ２，３を共振振動させる駆動信号を生成し、該駆動信号を増幅器１７に出力する。この増幅器においては、入力した駆動信号を増幅して、駆動信号出力端子１６に出力する。この駆動信号出力端子１６においては、増幅器１７から出力されてくる駆動信号を加振器６に出力する。
【００１２】
また、入出力ポート１５には、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号を入力する左速度信号入力端子１９が設けられており、この左速度信号入力端子１９は、位相計測部１１を構成している。
また、入出力ポート１５には、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号を入力する右速度信号入力端子２０が設けられており、この右速度信号入力端子２０は、位相計測部１１を構成している。
【００１３】
位相計測部１１は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６に、所定のモードの信号を駆動信号出力端子１６から出力して、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときの一対の速度センサの振動信号をＡ／Ｄ変換しデジタル変換処理をした後、変換された信号の位相差を求めている。
左速度信号入力端子１９には、増幅器２１の入力端子が接続されており、この増幅器２１の出力端子には、Ａ／Ｄ変換器２２が接続されている。このＡ／Ｄ変換器２２においては、左速度信号入力端子１９から出力される振動信号を増幅器２１で増幅したアナログ信号をデジタル値に変換している。
Ａ／Ｄ変換器２２には、演算器２３が接続されている。
【００１４】
また、右速度信号入力端子２０には、増幅器２４の入力端子が接続されており、この増幅器２４の出力端子には、Ａ／Ｄ変換器２５が接続されている。このＡ／Ｄ変換器２５においては、右速度信号入力端子２０から出力される振動信号を増幅器２４で増幅したアナログ信号をデジタル値に変換している。
そして、Ａ／Ｄ変換器２５の出力されるデジタル信号は、演算器２３に入力される。
【００１５】
さらに、入出力ポート１５には、温度センサ９からの検出値を入力する温度計測部１１を構成する温度信号入力端子２６が設けられている。温度計測部１２は、測定チューブ２，３内に設けられ測定チューブ２，３内の温度を検出する温度センサ９による検出温度によってチューブ温度の補償を行っている。
この温度センサ９には、一般に抵抗型温度センサが用いられており、抵抗値を計測することによって温度を算出している。
温度信号入力端子２６には、温度計測回路２７が接続されており、この温度計測回路２７によって温度センサ９から出力される抵抗値に基づいて測定チューブ２，３内の温度を算出している。この温度計測回路２７において算出した測定チューブ２，３内の温度は、演算器２３に入力されるようになっている。
【００１６】
このようなコリオリ流量計１による位相計測方法は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６から、測定チューブ２，３に１次モードで振動が与えられ、この振動が与えられた状態で、測定チューブ２，３内に被測定流体が流れると、測定チューブ２，３に位相モードが生成される。
したがって、コリオリ流量計１の右速度センサ８からの信号（入口速度信号）と左速度センサ７からの信号（出口速度信号）は、この２つの信号が重畳された形で出力される。この２つの信号が重畳された形で出力される信号は、流量信号だけでなく不要なノイズ成分を多く含んでおり、さらに計測流体の密度変化などによっても振動数が変化してしまう。
【００１７】
そのために、左速度センサ７と右速度センサ８からの信号の内、不要な信号を取り除く必要がある。しかしながら、左速度センサ７と右速度センサ８からの信号の内、不要な信号を取り除き、位相を計算することは非常に難しい。
さらに、コリオリ流量計１は、非常に高精度な計測と高速な応答性を要求されることがしばしばある。この要求を満足するためには、非常に複雑な演算と高い処理能力をもった演算器を必要とし、コリオリ流量計１そのものが非常に高価なものになっている。
このようなことから、コリオリ流量計１には、常に計測周波数に合わせた最適なフィルタと高速な演算方法を併せ持った位相差計測方法の確立が必要とされている。
【００１８】
従来の流量を計算するための位相差計測方法において、ノイズを除去するためのフィルタ処理方法としては、アナログフィルタを用いた方法と、デジタルフィルタを用いた方法とがある。
アナログフィルタを用いた方法は、比較的安価に構成できる（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。しかし、この特許文献１、特許文献２においてフィルタの能力を上げることには限界があり、コリオリ流量計のフィルタとしては、十分ではないという問題点がある。
【００１９】
近年、デジタル信号処理を用いたコリオリ流量計が数多く開発されており、
従来の流量を計算するための位相差計測方法において、ノイズを除去するためのフィルタ処理方法としてデジタルフィルタを用いた方法が開発されている。
デジタル信号処理を用いたコリオリ流量計のタイプとしては、従来、フーリエ変換を用いて位相を計測する方法（例えば、特許文献３参照）、ノッチフィルタ、バンドパスフィルタなどのフィルタテーブルを持つことによって、入力周波数に併せた最適なテーブルを選択し、位相を計測する方法（例えば、特許文献４、特許文献５参照）などがある。
【００２０】
《フーリエ変換を用いた位相計測方法》
フーリエ変換を用いた位相計測方法によるコリオリ流量計変換器は、図１８に示す如きブロック構成を用いて行われる。
図１８において、左速度センサ７によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている左速度信号入力端子１９には、ローパスフィルタ３０が接続されている。このローパスフィルタ３０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００２１】
このローパスフィルタ３０には、Ａ／Ｄコンバータ３１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１は、ローパスフィルタ３０から出力されてくるアナログ信号である左速度信号をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号は、位相差計測器３２に入力される。
また、このＡ／Ｄコンバータ３１には、タイミング発生器３３が接続されている。このタイミング発生器３３は、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングを生成するものである。
【００２２】
一方、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている右速度信号入力端子２０には、ローパスフィルタ３４が接続されている。このローパスフィルタ３４は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００２３】
このローパスフィルタ３４には、Ａ／Ｄコンバータ３５が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３５は、ローパスフィルタ３４から出力されてくるアナログ信号である右速度信号をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された右速度信号は、位相差計測器３２に入力される。
また、このＡ／Ｄコンバータ３５には、タイミング発生器３３が接続されている。このタイミング発生器３３は、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングを生成するものである。
【００２４】
また、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている右速度信号入力端子２０には、周波数計測器３６が接続されている。この周波数計測器３６は、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）の周波数を計測するものである。
この周波数計測器３６には、タイミング発生器３３が接続されている。この周波数計測器３６において計測された周波数は、タイミング発生器３３に出力され、タイミング発生器３３において入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングが生成され、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に出力される。
この位相差計測器３２と、タイミング発生器３３と、周波数計測器３６とによって位相計測演算器４０が構成されている。
【００２５】
図１８に示すように構成されるフーリエ変換を用いた位相計測方法においては、右速度センサ８からの入力信号（入口側速度信号）が、まず、周波数計測器３６に入力され周波数が計測される。この周波数計測器３６において計測された周波数は、タイミング発生器３３に入力され、このタイミング発生器３３においては、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングが生成され、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力される。
また、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）と、Ａ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、位相差計測器３２に入力される。そして、この位相差計測器３２において、内蔵されるディスクリートフーリエ変換器でフーリエ変換され、その変換された信号の実数成分と虚数成分との比から位相差が演算される。
【００２６】
《デジタルフィルタを用いた位相計測方法》
デジタルフィルタを用いた位相計測方法によるコリオリ流量計変換器は、図１９，図２０に示されるブロック構成図を用いて説明する。
デジタルフィルタには、ノッチフィルタやバンドパスフィルタなどの周波数選択手段があり、このノッチフィルタやバンドパスフィルタなどの周波数選択手段を用い入力信号のＳ／Ｎ比を向上させるものである。
図１９には、デジタルフィルタとしてノッチフィルタを用いたコリオリ流量計変換器のブロック構成が示されている。
図１９に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５は、図１８に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５と同一の構成を有するものである。
【００２７】
図１９において、Ａ／Ｄコンバータ３１には、ノッチフィルタ５１が接続されている。このノッチフィルタ５１は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号を基に周波数を選択し、入力信号のＳ／Ｎ比を向上して出力するものである。
このノッチフィルタ５１には、位相計測器５２が接続されており、この位相計測器５２は、ノッチフィルタ５１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。
また、ノッチフィルタ５１には、周波数計測器５３が接続されている。この周波数計測器５３は、ノッチフィルタ５１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の周波数を計測するものである。
そして、この周波数計測器５３において計測された周波数は、ノッチフィルタ５１に入力される。
【００２８】
また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、ノッチフィルタ５４が接続されている。このノッチフィルタ５４は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号を基に周波数を選択し、入力信号のＳ／Ｎ比を向上して出力するものである。
このノッチフィルタ５４には、位相計測器５２が接続されており、この位相計測器５２は、ノッチフィルタ５４によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された右速度信号の位相を計測するものである。
また、ノッチフィルタ５４には、周波数計測器５３において計測された周波数が、入力されるようになっている。
【００２９】
図１９において、クロック５５は、同期を取るためのもので、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力され、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の同期を取っている。
このノッチフィルタ５１，５４と、位相計測器５２と、周波数計測器５３と、クロック５５とによって位相計測演算器５０が構成されている。
【００３０】
図２０には、デジタルフィルタとしてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を用いたコリオリ流量計変換器のブロック構成が示されている。
図２０に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５は、図１９に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５と同一の構成を有するものである。
【００３１】
図２０において、Ａ／Ｄコンバータ３１には、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６１が接続されている。このバンドパスフィルタ６１は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を、周波数フィルタを通して、設定された周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。
このバンドパスフィルタ６１には、位相計測器６２が接続されており、この位相計測器６２は、バンドパスフィルタ６１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。
【００３２】
また、バンドパスフィルタ６１には、周波数計測器６３が接続されている。この周波数計測器６３は、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換され、バンドパスフィルタ６１によってＳ／Ｎ比を向上させた後の左速度信号の周波数を計測するものである。
そして、この周波数計測器６３において計測された周波数は、バンドパスフィルタ６１に入力される。
【００３３】
また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、バンドパスフィルタ６４が接続されている。このバンドパスフィルタ６４は、Ａ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を、周波数フィルタを通して、設定された周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。
このバンドパスフィルタ６４には、位相計測器６２が接続されており、この位相計測器６２は、バンドパスフィルタ６４によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。
【００３４】
また、バンドパスフィルタ６４には、周波数計測器６３が接続されている。そして、この周波数計測器６３において計測された周波数は、バンドパスフィルタ６４に入力される。
図２０において、クロック６５は、同期を取るためのもので、クロック６５からのクロック信号は、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力され、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の同期を取っている。
このバンドパスフィルタ６１，６４と、位相計測器６２と、周波数計測器６３と、クロック６５とによって位相計測演算器６０が構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３５】
【特許文献１】特開平２−６６４１０号公報
【特許文献２】特表平１０−５０３０１７号公報
【特許文献３】特許第２７９９２４３号公報
【特許文献４】特許第２９３０４３０号公報
【特許文献５】特許第３２１９１２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
特許文献３に示すようなフーリエ変換を用いた位相計測方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が一定である場合、周波数の選択においてフーリエ変換を用いるために、非常に周波数選択性の高い位相計測方法を行うことができる。
しかし、この特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が、密度や温度などによって変化した場合、変換方法やサンプリングレートを変えなければならないために、演算周期や演算方法が変わり、測定値が変動し不安定になってしまう。
【００３７】
さらに、特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が、密度や温度などによって変化した場合、サンプリングレートを入力される振動速度信号の入力周波数に正確に同期させなければならないために、設計が非常に複雑なものになる。
このために被測定流体の温度や、気泡などが流体に混ざり密度が急激に変化した場合、極端に計測精度が落ちてしまうという問題点を有している。
加えて、特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、フーリエ変換を行うため、非常に演算処理が多くなってしまうという問題点を有している。
【００３８】
特許文献４、特許文献５に示すようなノッチフィルタ、バンドパスフィルタなどのフィルタテーブルを持つことによって、入力周波数に併せた最適なテーブルを選択し、位相を計測する方法にあっては、サンプリングレートを固定することによって設計を単純化することができる。
しかし、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法も特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法と同様に、入力周波数の変化に対して非常に多くのフィルタテーブルを持つこととなり、演算器のメモリの消費が大きくなってしまうという問題点を有している。
また、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、入力周波数が急激に変化した場合に最適なフィルタを選択することが困難になってしまうという問題点を有している。
さらに、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、周波数の選択能力を上げるために、非常に多くの演算をしなければならないという問題点を有している。
【００３９】
この特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、以下に示す如き問題を有している。
（１）入力周波数の変化に対して精度良く追従することができない。すなわち、被測定流体の密度が急速に変化する気泡混入時での計測などを実現することが非常に困難である。
（２）周波数の選択能力を向上させるためには、非常に多くの演算をしなければならない。このため高速な応答性を実現させることが困難であり、短時間でのバッチ処理などに不向きである。
（３）演算器メモリの消費が大きく、設計が複雑になってしまう。したがって、回路構成や設計が複雑になり、コスト的に非常にデメリットになる。
【００４０】
以上総合すると、従来のデジタルフィルタ処理による位相計測方法にあっては、いずれも測定チューブ２，３のチューブ振動数以外の帯域のノイズを取り除くため、常に測定チューブ２，３のチューブ周波数に追従するようにフィルタテーブルの切り替えや演算方法の変更、さらには、サンプリングレートの変更などを行う必要があるために、非常に複雑且つ高速性に欠ける演算を行わなければならないという問題点を有していた。
このため、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８，測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７によって検出される振動速度信号の入力周波数が変動するたびに演算誤差を生じ易く、非常に計測精度が悪いものであるという問題点を有していた。
【００４１】
本発明の目的は、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を実現し、極めて少ない演算処理量で行うことのできる信号処理方法、信号処理装置、およびコリオリ流量計を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
上記課題を解決するためなされた請求項１に記載の信号処理方法は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する第１のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれを周波数変換する第２のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する第３のステップと，
前記第３のステップにおいて計測されるデジタル周波数信号の１／Ｎの周波数信号を生成する第４のステップとを備え，
前記第４のステップにおいて生成されたデジタル信号の１／Ｎの周波数信号を用いて前記一対の振動検出センサの検出信号の位相差を検出できるようにしたことを特徴としている。
【００４３】
上記課題を解決するためなされた請求項２に記載の信号処理方法は、請求項１に記載の信号処理方法の周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号を生成する過程において、θ／Ｎ＝θ―θｘとなるような周波数θｘをもとめ周波数変換を行うようにしたことを特徴としている。
【００４４】
上記課題を解決するためなされた請求項３に記載の信号処理方法は、請求項１に記載の信号処理方法において、前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号が50Hz未満となるようにNを決定するようにしたことを特徴としている。
【００４５】
上記課題を解決するためなされた請求項４に記載の信号処理装置は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得るようにしたことを特徴としている。
【００４６】
上記課題を解決するためなされた請求項５に記載の信号処理装置は、請求項４に記載の信号処理装置のＡ／Ｄ変換器から出力される一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器において、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いて周波数計測を行うようにしたことを特徴としている。
【００４７】
上記課題を解決するためなされた請求項６に記載のコリオリ流量計は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し該フローチューブを振動させて、振動検出センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得る信号処理装置を設けたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００４８】
コリオリ式流量計にはさまざまな測定管の形状がある。たとえば湾曲管のものやストレート管などである。また測定管を駆動するモードにおいても１次や２次のモードなどさまざまなモードにおいて駆動されるタイプが存在する。
【００４９】
周知の如く振動管から得られる駆動周波数帯域は数十Ｈｚ〜数ＫＨｚに及ぶ、たとえばＵ字管を用いて１次のモードで測定管を振動させた場合、周波数は１００Ｈｚ前後であり、またストレート形状の測定管を１次のモードで振動させた場合は５００Ｈｚ〜１０００Ｈｚ程度が実現されている。
しかし、ひとつの流量計変換器に於いて、コリオリ式流量計の位相計測を、数十Ｈｚ〜数ＫＨｚの周波数帯域で常に同様な処理を用いて位相計測を行うことは非常に困難で、数種のタイプに分けて設計する必要があった。
【００５０】
本発明に係る信号処理方法によれば、同定のアルゴリズムに基づく有利な信号処理によって、上記の如き本質的な課題を払拭でき、かつ被測定流体の温度変化や、気泡混入、さらに被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に安定した一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を特長にして、高い性能を提供できる。
【００５１】
本発明に係る信号処理装置によれば、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速な変化があった場合であっても、常に一定の精度で安定した計測をすることができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を少ない演算処理量で行うことができる。
【００５２】
本発明に係るコリオリ流量計によれば、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速な変化があった場合であっても、常に一定の精度で安定した計測をすることができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を少ない演算処理量で行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明に係る信号処理方法、およびその装置の原理を示すブロック図である。
【図２】図１に図示の信号処理装置における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計と駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計の周波数波形を示す図である。
【図３】図１に図示の信号処理装置における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数を分周したときの周波数波形を示す図である。
【図４】図１に図示の信号処理装置における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数をシフトしたときの周波数波形を示す図である。
【図５】図１に図示の信号処理装置の具体的構成図である。
【図６】図５に図示のローパスフィルタから出力される測定チューブの左側に生じる振動速度の検出信号を示す図である。
【図７】図５に図示のＡ／Ｄコンバータにおいてから出力される図６に図示の信号を任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化した信号を示す図である。
【図８】図５に図示の発信器から出力される発信周波数信号（θＸｎ）を示す図である。
【図９】図５に図示の直交変調器の内部において生成したＡ／Ｄコンバータからの出力信号（cosθ）の９０度シフト信号を示す図である。
【図１０】図５に図示の直交変調器の内部において生成した発信器からの出力信号（cosθＸｎ）の９０度シフト信号を示す図である。
【図１１】図５に図示の直交変調器において直交周波数変換をした信号を示す図である。
【図１２】図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。
【図１３】図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。
【図１４】図５に図示の信号処理装置の具体的構成図の動作フローチャートである。
【図１５】図５に図示の周波数計測器のブロック図である。
【図１６】本発明が適用される一般的なコリオリ流量計の構成図である。
【図１７】図１６に図示のコリオリ流量計のコリオリ流量計変換器のブロック構成図である。
【図１８】図１７に図示のコリオリ流量計変換器のフーリエ変換を用いた位相計測方法を示すブロック図である。
【図１９】図１７に図示のコリオリ流量計変換器のノッチフィルタを用いた位相計測方法を示すブロック図である。
【図２０】図１７に図示のコリオリ流量計変換器のバンドパスフィルタを用いた位相計測方法を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００５４】
本発明は、常に一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を実現し、極めて少ない演算処理量で行うことができるという目的を、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合においても、実現できるようにした。
【実施例１】
【００５５】
以下、本発明を実施するための形態の実施例１について図１〜図１３を用いて説明する。
図１は本発明に係る信号処理方法、およびその装置の原理図、図２は駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計と駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計の周波数波形を示す図、図３は駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数を分周したときの周波数波形を示す図、図４は駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数をシフトしたときの周波数波形を示す図、図５は図１に図示の信号処理装置の具体的構成図、図６は図５に図示のローパスフィルタから出力される測定チューブの左側に生じる振動速度の検出信号を示す図、図７は図５に図示のＡ／Ｄコンバータから出力される図６に図示の信号を任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化した信号を示す図、図８は図５に図示の発信器から出力される発信周波数信号（θＸｎ）を示す図、図９は図５に図示の直交変調器の内部において生成したＡ／Ｄコンバータからの出力信号（cosθ）の９０度シフト信号を示す図、図１０は図５に図示の直交変調器の内部において生成した発信器からの出力信号（cosθＸｎ）の９０度シフト信号を示す図、図１１は図５に図示の直交変調器において直交周波数変換をした信号を示す図、図１２は図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図、図１３は図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。
【００５６】
図１には、本発明に係る信号処理方法、およびその装置の原理図が示されている。
図１において、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に生じる振動速度は、振動速度センサ７０によって検出され、この検出された振動速度は、振動速度信号演算器８０において演算処理される。この振動速度センサ７０は、図１６における左速度センサ７と右速度センサ８に相当している。
【００５７】
振動速度信号演算器８０は、直交変調器８５と、発信器９０と、位相計測器９５とによって構成される。
直交変調器８５は、振動速度センサ７０によって検出される加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに測定チューブ２，３に生じる振動速度を直交変調するものである。この直交変調器８５には、発信器９０からの信号が入力されるようになっている。
そして、この直交変調器８５において直交変調された信号は、直交変調器８５の後段に設けられている位相計測器９５に入力される。この位相計測器９５は、振動速度センサ７０からの速度信号をＡ／Ｄ変換しデジタル変換処理をした後、その位相差を求めるものである。
【００５８】
図１に図示の信号処理方法、およびその装置は、入力信号を１／Ｎに直交周波数変換し、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力周波数の帯域を１／Ｎにし、かつ安定的な位相計測が行えるようにしたものである。
前述のように本発明では、センサから入力される位相／及び速度信号を周波数変換を用い１／Ｎ（Ｎは任意の数）の周波数に変換し、変換後の位相差を計測することにより、常に同じ帯域のフィルタを用いることで実現している。また測定流体の密度や温度などが変化することによる位相及び速度信号の周波数変化に対しても、計算精度や演算周期が影響をほとんど受けずに流量を計測することができる。
【００５９】
例えば、図２に示すような駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計においては、フィルタの周波数帯域を９５〜１０５Ｈｚとした場合、密度や温度の変化により駆動周波数がフィルタの周波数帯域の外に出てしまう場合がある。このため、その前後の周波数帯域のフィルタテーブル、例えば、８５Ｈｚ〜９５Ｈｚと１０５Ｈｚ〜１１５Ｈｚのテーブルが必要である。フィルタの周波数帯域を拡げれば少ない数のテーブルですむが、計測波形がノイズの多い位相及び速度信号となってしまうため、非常に計測精度を悪化させてしまう。
さらに駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計の位相及び速度信号を計測しようとした場合、サンプリングレートやフィルタテーブルを変えなければならないため、計算精度や演算周期が変化する。
【００６０】
本発明に係る信号処理における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計では、図３に示すように、例えばＮの値を４に設定することによって、センサから入力される位相及び速度信号が１００Ｈｚの場合、１００／４の２５Ｈｚに周波数変換され、周波数変換した位相及び速度信号をフィルタリング後、位相計算を行う。
使用するフィルタの帯域は、２０Ｈｚ〜３０Ｈｚ程度の帯域を使用することによって、密度や温度の変化により駆動周波数が変化しても８０Ｈｚ〜１２０Ｈｚの帯域外であれば常に同じフィルタテーブルを用いることができるため、常に安定した計算精度と演算周期で計測をすることができる。
また、駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計では、Ｎの値を４０に設定することによって駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計とまったく同様なフィルタの帯域を用いて流量計測を行うことができる。
【００６１】
さらに、本発明においては、図４に示すように、位相及び速度信号の１／Ｎ変換する方法において、入力周波数を分周せずに周波数シフトする方法がある。この図４に図示のコリオリ流量計の場合、入力周波数を分周せずに周波数シフトするために、フィルタリングの効果を損なわずに流量計算を行うことができるという特長を有している。
たとえば、図３に図示のコリオリ流量計のように入力される信号を全て１／Ｎ分周する場合は、ノイズ成分も同様に１／Ｎされてしまうため、フィルタリングの帯域を狭めてもあまり効果が期待できない。
したがって、図４に図示のコリオリ流量計のように、周波数シフトによって位相及び速度信号の１／Ｎ変換した場合、ノイズ成分も同時に周波数シフトされるが、フィルタの帯域を１／Ｎにすることができるため、周波数シフト前にくらべ非常に効果的なフィルタリングを行うことができる。
【００６２】
図５には、図１に図示の信号処理装置の具体的構成が示されている。
図５において、レフトピックオフ（ＬＰＯ）７（左速度センサ７に相当）には、ローパスフィルタ３０が接続されている。すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）をレフトピックオフ７が検出すると、この振動速度の検出信号（出口側速度信号）は、ローパスフィルタ３０に入力される。
このローパスフィルタ３０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００６３】
このローパスフィルタ３０には、Ａ／Ｄコンバータ３１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１は、ローパスフィルタ３０から出力されてくるアナログ信号である左速度信号（出口側速度信号）をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）は、信号処理装置１００に入力される。
【００６４】
一方、ライトピックオフ（ＲＰＯ）８（右速度センサ８に相当）には、ローパスフィルタ３４が接続されている。すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）をライトピックオフ８が検出すると、この振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、ローパスフィルタ３４に入力される。
このローパスフィルタ３４は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００６５】
このローパスフィルタ３４には、Ａ／Ｄコンバータ３５が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３５は、ローパスフィルタ３４から出力されてくるアナログ信号である右速度信号（入口側速度信号）をデジタル信号に変換するものである。
また、この信号処理装置１００は、Ａ／Ｄコンバータ３５に接続されている。この信号処理装置１００は、右速度信号（入口側速度信号）、左速度信号（出口側速度信号）の各々を１／Ｎに直交周波数変換し、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力周波数の帯域を１／Ｎにし、かつ安定的な位相計測が行えるようにするものである。
【００６６】
信号処理装置１００においてＡ／Ｄコンバータ３１からの信号は、直交変調器１１０が接続されている。この直交変調器１１０は、左速度信号（出口側速度信号）を１／Ｎに直交周波数変換するものである。
また、Ａ／Ｄコンバータ３１からの信号は、周波数計測器１２０にも接続されている。この周波数計測器１２０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）をＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）の周波数を計測するものである。
また、Ａ／Ｄコンバータ３５からの信号は、直交変調器１３０が接続されている。この直交変調器１３０は、右速度信号（入口側速度信号）を１／Ｎに直交周波数変換するものである。
【００６７】
周波数計測器１２０において計測された周波数計測値は、発信器１４０に出力される。この発信器１４０は、周波数計測器１２０から出力される周波数計測値に基づいて、所定の周波数信号を発信出力するものである。
この発信器１４０の出力信号は、直交変調器１１０と直交変調器１３０に入力される。
この周波数計測器１２０→発信器１４０→直交変調器１１０によって搬送周波数を求め、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数と発信器１４０から出力される出力周波数を直交変調器１１０で変調する。その結果得られる、つまり加法定理に基づく両入力信号の周波数の和と差のいずれかを用いて周波数をシフトさせる。そして変調周波数が、入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎになるように発信器１４０の出力周波数をコントロールする。
このように発信器１４０がコントロールされると、この発信器１４０から出力される出力周波数によって、直交変調器１１０同様、直交変調器１３０においても、周波数変換を行った後の周波数が、Ａ／Ｄコンバータ３５から入力される右速度信号（入口速度信号）の入力周波数の１／Ｎになるように制御される。
【００６８】
直交変調器１１０及び直交変調器１３０には、位相差計測器１５０が接続されている。この位相差計測器１５０は、直交変調器１１０から出力されてくるＡ／Ｄコンバータ３１から入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号と、直交変調器１３０から出力されてくるＡ／Ｄコンバータ３５から入力される右速度信号（入口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号とを用いて位相計測を行うものである。
このように構成することにより、本実施の形態によれば、入力周波数（左速度信号，右速度信号）を低い周波数帯域（１／Ｎの周波数）に変換することによって、入力周波数（左速度信号，右速度信号）の帯域を１／Ｎにし、フィルタのテーブル数を大幅に減らし、さらに位相計測処理をより効果的に行うことができる。
【００６９】
Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５には、クロック１６０から、クロック信号が入力するようになっている。このクロック１６０は、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の出力の同期を取るもので、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される左速度信号のデジタル信号と、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力される右速度信号のデジタル信号の同期を取るためのものである。
この直交変調器１１０と、周波数計測器１２０と、直交変調器１３０と、発信器１４０と、位相差計測器１５０と、クロック１６０とによって信号処理装置１００が構成されている。
【００７０】
次に、図５に図示の信号処理装置１００における位相差計測演算の具体的な演算方法について説明する。
コリオリ流量計１の加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に設けられる振動速度センサ７０（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号，右速度信号）を図２に図示の如く、ＬＰＯ、ＲＰＯの入力信号として得る。
このとき、ＬＰＯ、ＲＰＯの入力信号を定義すると、（δφ：ＬＰＯとＲＰＯ間の位相差とする）
〔式１〕
ライトピックオフ ： sin（θ） ………………（１）
〔式２〕
レフトピックオフ ： sin（θ＋δφ） ………………（２）
となる。
【００７１】
この２つのセンサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）は、コリオリ流量計１の変換器の内部のローバスフィルタ３０，３４をそれぞれ通って、Ａ／Ｄ変換器３１，３５によってアナログ値からデジタル値に変換され、信号処理装置１００に送られる。
この信号処理装置１００は、前述した如く、直交変調器１１０，１３０と、周波数計測器１２０と、発信器１４０と、位相差計測器１５０の４つのブロックによって構成されており、レフトピックオフ７からの出力信号ＬＰＯと、ライトピックオフ８からの出力信号ＲＰＯの位相差を演算した後、周波数計測器１２０から出力される周波数信号と、温度センサ９によって検出される温度のデータをもとに流量信号に変換する。
【００７２】
レフトピックオフ７によって検出された測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）は、図５に図示のローパスフィルタ３０に入力され、このローパスフィルタ３０において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除いた、図６に示す如きsin信号（sinθ）が出力される。
このローパスフィルタ３０から出力された図６に示す如きsin信号（sinθ）は、Ａ／Ｄコンバータ３１において、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われ、図７に示す如きサンプリング信号（sinθ）が得られ、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される。
【００７３】
このローパスフィルタ３０から出力され、Ａ／Ｄコンバータ３１においてサンプリングされデジタル信号化が行われた図７に示す如き信号（sinθ）は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０と周波数計測器１２０に入力される。そして、この直交変調器１１０には、発信器１４０から出力される発信器出力信号が入力される。
この発信器１４０においては、周波数計測部１２０から出力される出力信号周波数の計測値の入力によって、この出力信号周波数の計測値に基づいて、所望の周波数で発信器１４０における発信周波数信号（θＸｎ）を発信し、発信出力レートを入力信号のＡ／Ｄコンバータ３１におけるサンプリング周期と同じレートで図８に示す如きcos信号（cosθＸｎ）を出力する。
【００７４】
この直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１においてサンプリングされデジタル信号化が行われた図７に示す如き信号（sinθ）を入力すると、直交変調器１１０の内部において、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）を９０度シフトして、図９に示す如き信号（cosθ）を生成する。また、直交変調器１１０においては、発信器１４０から出力される図８に示す如き信号（cosθＸｎ）を入力すると、直交変調器１１０の内部において、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）を９０度シフトして、図１０に示す如き信号（sinθＸｎ）を生成する。
そして、この直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の０度、９０度の信号と、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）の０度、９０度の信号とを用いて、直交周波数変換をし、変調シフトして、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の１／Ｎの信号（sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ）を図１１に示す如く生成し、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０から出力する。
【００７５】
コリオリ流量計１の加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に設けられる振動速度センサ７０（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号，右速度信号）は、図５に図示の信号処理装置１００を構成する直交変調器１１０，１３０と、発信器１４０と、位相差計測器１５０と、周波数計測器１２０の４つのブロックにおいて、位相差が演算された後、周波数計測器１２０から出力される周波数信号と、温度センサ９によって検出される温度のデータをもとに流量信号に変換される。
【００７６】
次に、図１２，図１３に示すタイムチャートを用いて、図５に図示の信号処理装置１００における動作について説明する。
まず、図５に図示のローパスフィルタ３０において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除くと、図６に示す如きsin信号（sinθ）が出力される。
この図６に示されるsin信号（sinθ）が出力されると、この図６に図示のsin信号（sinθ）がＡ／Ｄコンバータ３１に入力される。そして、このＡ／Ｄコンバータ３１においては、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われ、図１２（Ａ）に示す如きサンプリング信号（Ｙ１＝sinθ）が得られ、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される。
【００７７】
このＡ／Ｄコンバータ３１から出力された図１２（Ａ）に図示のサンプリング信号（sinθ）は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０と、周波数計測部１２０に入力される。
この信号処理装置１００の周波数計測部１２０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）の周波数を計測するものである。
この図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）が入力されると、内部において、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）を９０度シフトして、図１２（Ｂ）に示す如き信号（cosθ）を生成する。
【００７８】
この信号処理装置１００の周波数計測部１２０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力されるデジタル信号に基づいて計測された周波数信号が出力される。
この周波数計測部１２０から出力される出力信号周波数の計測値は、発信器１２０に入力され、この出力信号周波数が入力される発信器１２０においては、この出力信号周波数に基づいて、
θＸｎ＝θ×（１−１／Ｎ）
の式を満たす発信周波数信号（θＸｎ）を発信し、発信出力レートを入力信号のＡ／Ｄコンバータ３１におけるサンプリング周期と同じレートで図１２（Ｃ）に示す如きcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）を出力する。
【００７９】
この発信器１２０から出力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）は、直交変調器１１０に入力される。この図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）が入力されると、直交変調器１１０においては、発信器１４０からの入力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）を９０度シフトして、図１２（Ｄ）に示す如きsin信号（Ｙ４＝sinθＸｎ）を生成する。
【００８０】
そして、この直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の０度、９０度の信号と、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）の０度、９０度の信号とを用いて、直交周波数変換をし、変調シフトして、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の１／Ｎの信号（sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ）を図１３（Ｅ）に示す如きsin信号（Ｙ５＝sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ＝sin（θ／Ｎ））を生成する。この直交変調器１１０において生成された図１３（Ｅ）に図示のsin信号（Ｙ５＝sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ＝sin（θ／Ｎ））は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０から出力されて、位相差計測器１５０に入力される。
【００８１】
また、図５に図示のローパスフィルタ３４において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除くと、sin信号（sin（θ＋δφ））が出力される。
このローパスフィルタ３４からsin信号（sin（θ＋δφ））が出力されると、このsin信号（sin（θ＋δφ））は、Ａ／Ｄコンバータ３５に入力される。そして、このＡ／Ｄコンバータ３５においては、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われる。
そして、このＡ／Ｄコンバータ３５から出力されるサンプリング信号（sin（θ＋δφ））は、直交変調器１３０の内部において、９０度シフトして、cos信号（cos（θ＋δφ））を生成する。
【００８２】
また、発信器１２０から出力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）は、直交変調器１３０に入力される。この図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）が入力されると、直交変調器１３０においては、発信器１４０からの入力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）を９０度シフトして、図１２（Ｄ）に示す如きsin信号（Ｙ４＝sinθＸｎ）を生成する。
【００８３】
そして、この直交変調器１３０においては、Ａ／Ｄコンバータ３５からの入力信号（sin（θ＋δφ））の０度、９０度の信号と、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）の０度、９０度の信号とを用いて、直交周波数変換をし、変調シフトして、Ａ／Ｄコンバータ３５からの入力信号（sinθ）の１／Ｎの信号として、図１３（Ｆ）に示す如きsin信号（Ｙ６＝（sin（θ＋δφ−θＸｎ）＝sin（θ／Ｎ＋δφ））を生成する。この直交変調器１３０において生成された図１３（Ｆ）に図示のsin信号（Ｙ６＝（sin（θ＋δφ−θＸｎ）＝sin（θ／Ｎ＋δφ））は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１３０から出力されて、位相差計測器１５０に入力される。
【００８４】
このように直交変調器１１０から出力される図１３（Ｅ）に図示のsin信号（Ｙ５＝sin（θ／Ｎ））と、直交変調器１３０から出力される図１３（Ｆ）に図示のsin信号（Ｙ６＝sin（θ／Ｎ＋δφ））とは、共に位相差計測器１５０に入力される。
この位相差計測器１５０においては、直交変調器１１０から出力されて位相差計測器１５０に入力される図１３（Ｅ）に図示のsin信号（Ｙ５＝sin（θ／Ｎ））と、直交変調器１３０から出力されて位相差計測器１５０に入力される図１３（Ｆ）に図示のsin信号（Ｙ６sin（θ／Ｎ＋δφ））とに基づいて、図１３（Ｇ）に示す如き信号（Ｙ７＝δφ）を、その位相差δφとして出力する。
【００８５】
このように演算周期をサンプリング時間と同期させることによって、位相計測時のリアルタイム性をあげることができる。
また、一対の振動速度信号（sinθ，sin（θ＋δφ））は、どちらも同じ処理を行い位相計算されるため演算誤差がほとんど無く、正確な位相計算を行うことができる。
【実施例２】
【００８６】
以下、本発明を実施するための形態の実施例２について図１４，図１５を用いて説明する。
図１４は図５に図示の信号処理装置の具体的構成図の動作フローチャートを示す図、図１５は図５に図示の信号処理装置の周波数計測器のブロック図である。
【００８７】
図１４には、図５に図示の信号処理装置１００に用いられる図１に図示の振動速度信号演算器８０における位相差計測演算の直行周波数変調および位相計測におけるフローチャートが示されている。
図１４において、ステップ２００では、図１に図示の振動速度信号演算器８０のパラメータを初期化する。このステップ２００において振動速度信号演算器８０のパラメータの初期化が行われると、ステップ２１０において、２つのセンサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの位相／及び速度信号をＡ／Ｄコンバータ３１、Ａ／Ｄコンバータ３５によって任意のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプリングしたデータからｓｉｎ波形、ｃｏｓ波形を生成する。
【００８８】
このステップ２１０においてｓｉｎ波形、ｃｏｓ波形を生成すると、ステップ２２０において、周波数計測器１２０でサンプリングしたデータの周波数を計測し、その計測周波数を基にＮ値を決定する。
このステップ２２０においてＮ値を決定すると、ステップ２３０において、計測した周波数を設定した目標分周値Ｎで除算し、直交周波数変調後の周波数を決定する。
このステップ２３０において直交周波数変調後の周波数を決定すると、ステップ２４０において、参照信号発信器１４０よりｓｉｎの参照信号波形、ｃｏｓの参照信号波形を生成し、参照波形を用いて直交周波数変調器１１０，１３０において直交周波数変調を行う。この結果、周波数変調を行った信号は入力周波数の１／Ｎの値となる。
【００８９】
このステップ２４０において直交周波数変調を行うと、ステップ２５０において、直交周波数変調器１１０，１３０は、位相／及び速度信号をＡ／Ｄコンバータ３１、Ａ／Ｄコンバータ３５によって任意のサンプリング周期でサンプリングした信号を入力周波数の１／Ｎの周波数のｓｉｎ波形、ｃｏｓ波形を参照波形によって直交周波数変調して生成したｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号を位相差計測器１５０に送る。
このステップ２５０においてｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号を位相差計測器１５０に送ると、ステップ２６０において、位相差計測器１５０は、直交周波数変調器１１０，１３０から出力される周波数変調された１／Ｎの周波数の位相／及び速度信号のｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号を用いて位相差を計算する。そして、この周波数変換された位相／及び速度信号を用いて位相計測を行う。
【００９０】
（１）周波数計測器
周波数の計測方法としては、本実施の形態においては、ＰＬＬ（PLL; Phase-locked loop 位相同期回路）の原理を用いた方法を用いている。このＰＬＬは、入力される交流信号と周波数が等しく、かつ位相が同期した信号を、フィードバック制御により別の発振器から出力する電子回路である。
このようにＰＬＬは、もともと位相を同期するための回路で、入力信号に対して位相の同期した信号を作ることができるようになっている。
このＰＬＬは、外部から入力された基準信号と、ループ内の発振器からの出力との位相差が一定になるよう、ループ内発振器にフィードバック制御をかけて発振させる発振回路で、演算器で構成することが比較的簡単で、さらに高速で演算することが可能である。
【００９１】
周波数計測器１２０は、図１５に示す如く構成されている。
すなわち、Ａ／Ｄコンバータ３１には、掛け算器１２１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１からは、加振器６によって測定チューブ２，３を交番駆動したときに一対の測定チューブ２，３の左側に生じるコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を有する振動速度の検出信号（出口側速度信号）をレフトピックオフ７で検出し、ローパスフィルタ３０に入力され、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみが取り出され、デジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）ｓｉｎθが出力されている。
そして、この掛け算器１２１は、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）ｓｉｎθと、周波数計測用発信器１２３から出力される出力信号ｃｏｓδの位相を比較し、ローパスフィルタ１２２に出力するものである。
【００９２】
したがって、掛け算器１２１の出力端子には、ローパスフィルタ１２２が接続されている。このローパスフィルタ１２２は、掛け算器１２１から出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すものである。
したがって、掛け算器１２１では左速度信号ｓｉｎθと周波数計測用発信器出力ｃｏｓδの積により、θとδの和及び差信号が生成されるが、ここでは、掛け算器１２１から出力される出力信号の中で差の成分のみを取り出している。
【００９３】
また、ローパスフィルタ１２２には、周波数計測用発信器１２３が接続されている。この周波数計測用発信器１２３は、ローパスフィルタ１２２から出力される低い周波数の信号を基に位相データδを生成するものである。
そして、この周波数計測用発信器１２３においては、掛け算器１２１に出力信号ｃｏｓδを出力し、この掛け算器１２１において、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎθ）の位相と、出力信号ｃｏｓδの位相とが比較され、その差信号と和信号としてローパスフィルタ１２２から出力され、このローパスフィルタ１２２によって濾波出力される差の成分のみの出力データＶ（周波数演算関数Ｖ）が０になるように帰還ループが形成される。
【００９４】
このような構成を数式的に表現すると、図１５に図示の周波数計測器１２０のように入力信号をｓｉｎθ、周波数計測用発信器１２３の出力信号をｃｏｓδとおき、その２つの波形を掛け算器１２１において掛け算すると、
〔式３〕
となる。
【００９５】
この掛け算値（ｓｉｎθ・ｃｏｓδ）をローパスフィルタ１２２に掛けると、このローパスフィルタ１２２によって高い周波数成分を除去され、ローパスフィルタ１２２からの出力される周波数演算関数Ｖは、
〔式４〕
Ｖ＝sin（θ−δ） ………………（４）
となる。
この式（４）における（θ−δ）の値が十分小さい値（Ｖ≒０）のときは、周波数演算関数Ｖは、
〔式５〕
Ｖ＝θ−δ≒０ ………………（５）
と近似することができる。
【００９６】
ここで、周波数演算関数Ｖが０になるように、周波数計測用発信器１２３の出力信号の出力波形をコントロールすることによって、式（５）の位相θを求めることができる。
このような方法によって、計測サンプリング周期をＴａとしたとき求めた周波数変換前の位相θを、次の式（６）、式（７）、式（８）を用いて演算することによって周波数ｆを求めることができる。
【００９７】
〔式６〕
ΔＴは時間変化をあらわし演算周期（サンプリングレート）と等しくなる。
よって位相θは、
〔式７〕
θ＝２・π・ｆ・Ｔａ …………………（７）
但）Ｔａ：時間変化（サンプリング周期）(sec)
ｆ：入力周波数（Hz）
θ：位相変化（rad）
〔式８〕
このような計算を周波数計測器１２０において行うことによって、高速な周波数計測を行うことができる。
【００９８】
（２）直交周波数変調器
図５において直交周波数変調器１１０，１３０は、それぞれ同じ構成となっており、各々入力された２つの信号の周波数差を求め出力し、さらにその信号に直交した信号を同時に生成し出力するものである。
すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口速度信号）をレフトピックオフ７が検出し、このレフトピックオフ７が検出した振動速度の検出信号（出口側速度信号）は、ローパスフィルタ３０に入力される。
【００９９】
このローパスフィルタ３０においては、左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）のうち、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみのアナログ信号を取り出し、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換して直交周波数変調器１１０に入力される。
直交周波数変調器１１０においては、直交周波数変調器１１０に入力されるＡ／Ｄコンバータ３１から出力される左速度センサ７で検出される左速度信号（出口側速度信号）と、周波数計測器１２０から出力される周波数計測値に基づいて、発信器１４０において発信出力される所定の周波数信号との周波数差を求めて、この周波数信号に直交した信号を同時に生成し出力する。
【０１００】
また、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）をライトピックオフ８が検出し、このライトピックオフ８が検出した振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、ローパスフィルタ３４に入力される。
このローパスフィルタ３４においては、右速度センサ７から出力される右速度信号（入口側速度信号）のうち、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみのアナログ信号を取り出し、Ａ／Ｄコンバータ３５によってデジタル信号に変換して直交周波数変調器１３０に入力される。
直交周波数変調器１３０においては、直交周波数変調器１３０に入力されるＡ／Ｄコンバータ３５から出力される右速度センサ８で検出される右速度信号（入口側速度信号）と、周波数計測器１２０から出力される周波数計測値に基づいて、発信器１４０において発信出力される所定の周波数信号との周波数差を求めて、この周波数信号に直交した信号を同時に生成し出力する。
【０１０１】
振動速度の検出信号を検出する振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）と、直交周波数変調器（具体的には、直交周波数変調器１１０，１３０）に入力される発信器１４０からの出力される信号のそれぞれを、
〔式９〕
振動速度センサ信号： sin（θ）
発信器の出力信号 ： cos（θＸ） ……………………（９）
とおく。
【０１０２】
すると、直交周波数変調器１１０，１３０においては、振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）と、直交周波数変調器（具体的には、直交周波数変調器１１０，１３０）に入力される発信器１４０からのそれぞれについて、式１０、式１１により、９０°シフト信号が得られる。
〔式１０〕
センサ信号 ： sin（θ）
センサ信号９０°シフト信号： cos（θ） …………………（１０）
〔式１１〕
発信器の出力信号 ： sin（θＸ）
発信器９０°シフト信号： cos（θＸ） …………………（１１）
【０１０３】
さらに、式（１０），式（１１）の各信号から周波数変換した信号と、周波数変換後の９０゜シフト信号をより周波数差、つまり（θ―θＸ）成分が算出される。
〔式１２〕
〔式１３〕
したがって、周波数変調器１１０，１３０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５からの入力信号周波数と、発信器１４０からの出力信号周波数との周波数差のＩＱ信号を生成し、各々の直交変調出力より送出される。
【０１０４】
（３）発信器
発信器１４０は、周波数計測器１２０の計測結果θに基づいて発信器１４０の周波数を制御する。
すなわち、発信器１４０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときにレフトピックオフ７によって検出され周波数変調器１１０に入力される測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）の周波数θに比して直交変調器１１０の出力周波数が１／Ｎになるように発信器１４０出力cosθxnを確定させる。
この周波数変調器１１０と周波数変調器１３０とが同じく構成されているため、周波数変調器１１０から出力される周波数同様、周波数変調器１３０から出力される周波数は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときにライトピックオフ８によって検出され周波数変調器１３０に入力される測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）の周波数θに比して直交変調器１３０の出力周波数が１／Ｎとなる。
【０１０５】
この周波数変調器１１０と周波数変調器１３０は、式（１２），式（１３）に基づきそれぞれの周波数変調器に入力された２つの周波数の差を求めるように構成され、かつ左速度信号、右速度信号周波数に対して１／Ｎとなる条件を備えて次式（式１４）が成り立つ。
〔式１４〕
前述の如く発信器１４０出力cosθＸの確定にてθＸをコントロールすればよいことになる。
直交周波数変調器１１０，１３０の出力は、入力信号の１／Ｎになり、さらにレフトピックオフ７とライトピックオフ８のそれぞれの直交周波数変調器１１０，１３０の出力結果は、
〔式１５〕
〔式１６〕
と表される。
【０１０６】
コリオリ式流量計１の左速度センサ７の駆動周波数と、右速度センサ８の駆動周波数は、高いものでも１ＫＨｚである。したがって、いま、仮に、Ｎの値を３２とした場合、直交周波数変調器１１０，１３０において変調出力される周波数は、３０Ｈｚ程度になり、非常に低い周波数で、かつ狭い帯域のフィルタを用意するだけで良いことになる。
【０１０７】
式（１５），式（１６）においてＮ値は上記の如く流量計のタイプにより異なることになる。ここでＮの取り扱いについての一例を以下に述べる。
センサの駆動周波数を５０Ｈｚ〜１６００Ｈｚとし、変換器のフィルタ周波数帯域を１０Ｈｚ〜４０Ｈｚとしたとき、以下の表のように決定することができる。
なお、Ｎ値とフィルタ帯域の設定条件として、直交変調後の周波数が５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ（商用周波数）帯域と重ならないようにすることも重要である。
【０１０８】
駆動周波数 N値（分周値） 直交変調後の周波数
５０Hz〜２００Hz ５ １０Hz〜４０Hz
１００Hz〜４００Hz １０ １０Hz〜４０Hz
２００Hz〜８００Hz ２０ １０Hz〜４０Hz
４００Hz〜１６００Hz ４０ １０Hz〜４０Hz
【０１０９】
上記のようにＮ値を選択することによって位相計測時に用いるフィルタリング帯域を同一化し、駆動周波数（入力周波数）に影響されないフィルタリングが行える。
ただし、ここで述べたＮ値の取り扱いは具体例として挙げたものであり、実際のＮ値の取り扱いは、適応させるセンサや変換器で用いるフィルタの帯域などの設計条件によって異なることはいうまでもない。
【０１１０】
（４）位相計測器
直交周波数変調器の出力結果を以下に関係式に代入し算出すると、
〔式１７〕
となる。
【０１１１】
ここで
〔式１８〕
とすると、
〔式１９〕
となり、位相差を求めることができる。
【０１１２】
また、別の計算方法では、
〔式２０〕
及び、
〔式２１〕
より、それぞれのアークタンジェントを計算し、その差をとることにより位相差を計算することができる。
【０１１３】
《周波数変換を用いた位相計測方法の特長》
本発明に係る位相計測システムの特徴は、直交周波数変調器（具体的には、直交周波数変調器１１０，１３０）に入力される振動速度の検出信号を検出する振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）の周波数とは無関係なサンプリング周期で振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）をサンプリングできるので、非常に構成が簡単で、フィルタのテーブルを大幅に減らすことができ、さらに誤差が少ない演算を可能とすることができる。
また、入力周波数による位相計測の帯域制限が殆ど無いため、さまざまな駆動周波数のセンサと結合することが可能であり、本システムにて多種に渉るタイプに適用させることができる利点を有する。更には入力周波数によって演算精度が影響されないため、常に高精度な位相計測が可能となる。
【実施例３】
【０１１４】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３を駆動装置によって加振器６を作動させる。この加振器によって、少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３を交番駆動して、このフローチューブを振動させる。
そして、フローチューブ２，３の左右に設けられるレフトピックオフ（ＬＰＯ）７とライトピックオフ（ＲＰＯ）８とによって構成される振動検出センサである一対の速度センサ若しくは加速度センサによって、少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計が構成されている。
【０１１５】
このコリオリ流量計に、速度センサ若しくは加速度センサから検出される一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数の２つのアナログ入力信号のそれぞれをデジタル信号に変換して得る２つの流量信号の内、少なくとも一方のセンサ（例えば、レフトピックオフ７）から出力され、Ａ／Ｄ変換器３１を介してデジタル変換されたデジタル入力信号（出口側速度信号）の入力信号周波数に基づいて周波数を計測する周波数計測器１２０を設ける。
また、この周波数計測器１２０から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成発信して、出力する発信器１４０を設ける。
【０１１６】
さらに、一対の振動検出センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）のそれぞれの速度センサ（例えば、レフトピックオフ７から入力される入力信号（出口側速度信号））を２つのＡ／Ｄコンバータ３１，３５によってそれぞれデジタル信号に変換する。そして、この入力信号周波数θを、発信器１４０から出力される出力周波数θＸｎを用いて、加算（又は減算）して、それぞれの周波数を直交変調する一対の直交周波数変換器１１０，１３０を設ける。
【０１１７】
またさらに、一対の直交周波数変換器１１０，１３０から一定の周波数信号に変換された周波数信号sinθ，sin（θ＋δφ）の位相差の計測を行う位相差計測部１５０を設ける。
そして、直交変調器１１０から出力されてくるつまりは、Ａ／Ｄコンバータ３１から入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号と、直交変調器１３０から出力されてくるつまりはＡ／Ｄコンバータ３５から入力される右速度信号（入口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号とを用いて位相差を得る信号処理装置１００を設けてコリオリ流量計を構成する。
【符号の説明】
【０１１８】
１………………………コリオリ流量計
２，３…………………測定チューブ
４………………………検出器
５………………………変換器
６………………………加振器
７………………………左速度センサ
８………………………右速度センサ
９………………………温度センサ
１０……………………駆動制御部
１１……………………位相計測部
１２……………………温度計測部
３０，３４……………ローパスフィルタ
３１，３５……………Ａ／Ｄコンバータ
７０……………………振動速度センサ
８０……………………振動速度信号演算器
８５……………………直交変調器
９０……………………発信器
９５……………………位相計測器
１００…………………信号処理装置
１１０…………………直交変調器
１２０…………………周波数計測器
１２１…………………掛け算器
１２２…………………ローパスフィルタ
１２３…………………周波数計測用発信器
１３０…………………直交変調器
１４０…………………発信器
１５０…………………位相差計測器
１６０…………………クロック
【技術分野】
【０００１】
本発明は、流管に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計に関する。
【背景技術】
【０００２】
コリオリ流量計は、被測定流体の流通する流管の両端を支持し、その支持点回りに流管の流れ方向と垂直な方向に振動を加えたときに、流管（以下、振動が加えられるべき流管をフローチューブという）に作用するコリオリの力が質量流量に比例することを利用した質量流量計である。コリオリ流量計は周知のものであり、コリオリ流量計におけるフローチューブの形状は直管式と湾曲管式とに大別されている。
【０００３】
そして、コリオリ流量計は、被測定流体が流れる測定管を両端で支持し、支持された測定管の中央部を支持線に対し、直角な方向に交番駆動したとき、測定管の両端支持部と中央部との間の対称位置に質量流量に比例した位相差信号を検出する質量流量計である。位相差信号は質量流量に比例している量であるが、駆動周波数を一定とすると、位相差信号は測定管の観測位置における時間差信号として検出することができる。
【０００４】
測定管の交番駆動の周波数を測定管の固有の振動数と等しくすると、被測定流体の密度に応じた一定の駆動周波数が得られ、小さい駆動エネルギで駆動することが可能となることから、最近では測定管を固有振動数で駆動するのが一般的となっており、位相差信号は時間差信号として検出される。
【０００５】
直管式のコリオリ流量計は、両端が支持された直管の中央部直管軸に垂直な方向の振動を加えたとき、直管の支持部と中央部との間でコリオリの力による直管の変位差、すなわち位相差信号が得られ、その位相差信号に基づいて質量流量を検知するように構成されている。このような直管式のコリオリ流量計は、シンプル、コンパクトで堅牢な構造を有している。しかしながら、高い検出感度を得ることができないという問題点もあわせ持っている。
【０００６】
これに対して、湾曲管式のコリオリ流量計は、コリオリの力を有効に取り出すための形状を選択できる面で、直管式のコリオリ流量計よりも優れており、実際、高感度の質量流量を検出することができている。
そして、フローチューブを駆動するための駆動手段としては、コイルとマグネットの組み合わせで用いられることが一般的になっている。そのコイルとマグネットの取り付けに関しては、フローチューブの振動方向に対してオフセットしてない位置に取り付けることが、コイルとマグネットの位置関係のズレを最小にする上で好ましい。そこで、並列二本のフローチューブを備える湾曲管式のコリオリ流量計のような並列二本のフローチューブにあっては、コイルとマグネットとを挟み込む状態に取り付けられている。そのため、相対する二本のフローチューブの距離が少なくともコイルとマグネットとを挟み込む分だけ離れるような設計がなされている。
【０００７】
二本のフローチューブがそれぞれ平行する面内に存在するコリオリ流量計であって、口径が大きいコリオリ流量計やフローチューブの剛性が高いコリオリ流量計の場合には、駆動手段のパワーを高める必要があることから、大きな駆動手段を二本のフローチューブの間に挟み込まなければならない。そのため、フローチューブの根元である固定端部においても、そのフローチューブ同士の距離が必然的に広くなるように設計されている。
【０００８】
一般的に知られているＵ字管の測定チューブからなるコリオリ流量計１は、図１６に示す如く、２本のＵ字管状の測定チューブ２，３の検出器４と、変換器５とを有して構成されている。
測定チューブ２，３の検出器４には、測定チューブ２，３を共振振動させる加振器６と、該加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７と、該加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８と、振動速度検出時の測定チューブ２，３内を流れる被測定流体の温度を検出する温度センサ９とを備えている。これら加振器６と、左速度センサ７と、右速度センサ８と、温度センサ９は、それぞれ変換器５に接続されている。
【０００９】
このコリオリ流量計１の測定チューブ２，３内に流れる被測定流体は、測定チューブ２，３の右側（右速度センサ８が設置されている側）から左側（左速度センサ７が設置されている側）に流れるようになっている。
したがって、右速度センサ８によって検出される速度信号は、測定チューブ２，３に流入する被測定流体の入口速度信号となる。また、左速度センサ７によって検出される速度信号は、測定チューブ２，３から流出する被測定流体の出口速度信号となる。
なお、振動速度を検出する左速度センサ７、右速度センサ８は、各々加速度センサであっても、もちろんよい。
【００１０】
コリオリ流量計変換器５は、図１７に示す如きブロック構成を有している。
このコリオリ流量計変換器５は、駆動制御部１０と、位相計測部１１と、温度計測部１２とによって構成されている。
すなわち、コリオリ流量計変換器５は、入出力ポート１５を有している。この入出力ポート１５には、駆動制御部１０を構成する駆動信号出力端子１６が設けられている。駆動制御部１０は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６に、所定のモードの信号を駆動信号出力端子１６から出力し、測定チューブ２，３が共振振動させている。
【００１１】
この駆動信号出力端子１６には、増幅器１７を介して、駆動回路１８が接続されている。この駆動回路１８においては、測定チューブ２，３を共振振動させる駆動信号を生成し、該駆動信号を増幅器１７に出力する。この増幅器においては、入力した駆動信号を増幅して、駆動信号出力端子１６に出力する。この駆動信号出力端子１６においては、増幅器１７から出力されてくる駆動信号を加振器６に出力する。
【００１２】
また、入出力ポート１５には、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号を入力する左速度信号入力端子１９が設けられており、この左速度信号入力端子１９は、位相計測部１１を構成している。
また、入出力ポート１５には、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号を入力する右速度信号入力端子２０が設けられており、この右速度信号入力端子２０は、位相計測部１１を構成している。
【００１３】
位相計測部１１は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６に、所定のモードの信号を駆動信号出力端子１６から出力して、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときの一対の速度センサの振動信号をＡ／Ｄ変換しデジタル変換処理をした後、変換された信号の位相差を求めている。
左速度信号入力端子１９には、増幅器２１の入力端子が接続されており、この増幅器２１の出力端子には、Ａ／Ｄ変換器２２が接続されている。このＡ／Ｄ変換器２２においては、左速度信号入力端子１９から出力される振動信号を増幅器２１で増幅したアナログ信号をデジタル値に変換している。
Ａ／Ｄ変換器２２には、演算器２３が接続されている。
【００１４】
また、右速度信号入力端子２０には、増幅器２４の入力端子が接続されており、この増幅器２４の出力端子には、Ａ／Ｄ変換器２５が接続されている。このＡ／Ｄ変換器２５においては、右速度信号入力端子２０から出力される振動信号を増幅器２４で増幅したアナログ信号をデジタル値に変換している。
そして、Ａ／Ｄ変換器２５の出力されるデジタル信号は、演算器２３に入力される。
【００１５】
さらに、入出力ポート１５には、温度センサ９からの検出値を入力する温度計測部１１を構成する温度信号入力端子２６が設けられている。温度計測部１２は、測定チューブ２，３内に設けられ測定チューブ２，３内の温度を検出する温度センサ９による検出温度によってチューブ温度の補償を行っている。
この温度センサ９には、一般に抵抗型温度センサが用いられており、抵抗値を計測することによって温度を算出している。
温度信号入力端子２６には、温度計測回路２７が接続されており、この温度計測回路２７によって温度センサ９から出力される抵抗値に基づいて測定チューブ２，３内の温度を算出している。この温度計測回路２７において算出した測定チューブ２，３内の温度は、演算器２３に入力されるようになっている。
【００１６】
このようなコリオリ流量計１による位相計測方法は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６から、測定チューブ２，３に１次モードで振動が与えられ、この振動が与えられた状態で、測定チューブ２，３内に被測定流体が流れると、測定チューブ２，３に位相モードが生成される。
したがって、コリオリ流量計１の右速度センサ８からの信号（入口速度信号）と左速度センサ７からの信号（出口速度信号）は、この２つの信号が重畳された形で出力される。この２つの信号が重畳された形で出力される信号は、流量信号だけでなく不要なノイズ成分を多く含んでおり、さらに計測流体の密度変化などによっても振動数が変化してしまう。
【００１７】
そのために、左速度センサ７と右速度センサ８からの信号の内、不要な信号を取り除く必要がある。しかしながら、左速度センサ７と右速度センサ８からの信号の内、不要な信号を取り除き、位相を計算することは非常に難しい。
さらに、コリオリ流量計１は、非常に高精度な計測と高速な応答性を要求されることがしばしばある。この要求を満足するためには、非常に複雑な演算と高い処理能力をもった演算器を必要とし、コリオリ流量計１そのものが非常に高価なものになっている。
このようなことから、コリオリ流量計１には、常に計測周波数に合わせた最適なフィルタと高速な演算方法を併せ持った位相差計測方法の確立が必要とされている。
【００１８】
従来の流量を計算するための位相差計測方法において、ノイズを除去するためのフィルタ処理方法としては、アナログフィルタを用いた方法と、デジタルフィルタを用いた方法とがある。
アナログフィルタを用いた方法は、比較的安価に構成できる（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。しかし、この特許文献１、特許文献２においてフィルタの能力を上げることには限界があり、コリオリ流量計のフィルタとしては、十分ではないという問題点がある。
【００１９】
近年、デジタル信号処理を用いたコリオリ流量計が数多く開発されており、
従来の流量を計算するための位相差計測方法において、ノイズを除去するためのフィルタ処理方法としてデジタルフィルタを用いた方法が開発されている。
デジタル信号処理を用いたコリオリ流量計のタイプとしては、従来、フーリエ変換を用いて位相を計測する方法（例えば、特許文献３参照）、ノッチフィルタ、バンドパスフィルタなどのフィルタテーブルを持つことによって、入力周波数に併せた最適なテーブルを選択し、位相を計測する方法（例えば、特許文献４、特許文献５参照）などがある。
【００２０】
《フーリエ変換を用いた位相計測方法》
フーリエ変換を用いた位相計測方法によるコリオリ流量計変換器は、図１８に示す如きブロック構成を用いて行われる。
図１８において、左速度センサ７によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている左速度信号入力端子１９には、ローパスフィルタ３０が接続されている。このローパスフィルタ３０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００２１】
このローパスフィルタ３０には、Ａ／Ｄコンバータ３１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１は、ローパスフィルタ３０から出力されてくるアナログ信号である左速度信号をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号は、位相差計測器３２に入力される。
また、このＡ／Ｄコンバータ３１には、タイミング発生器３３が接続されている。このタイミング発生器３３は、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングを生成するものである。
【００２２】
一方、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている右速度信号入力端子２０には、ローパスフィルタ３４が接続されている。このローパスフィルタ３４は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００２３】
このローパスフィルタ３４には、Ａ／Ｄコンバータ３５が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３５は、ローパスフィルタ３４から出力されてくるアナログ信号である右速度信号をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された右速度信号は、位相差計測器３２に入力される。
また、このＡ／Ｄコンバータ３５には、タイミング発生器３３が接続されている。このタイミング発生器３３は、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングを生成するものである。
【００２４】
また、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている右速度信号入力端子２０には、周波数計測器３６が接続されている。この周波数計測器３６は、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）の周波数を計測するものである。
この周波数計測器３６には、タイミング発生器３３が接続されている。この周波数計測器３６において計測された周波数は、タイミング発生器３３に出力され、タイミング発生器３３において入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングが生成され、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に出力される。
この位相差計測器３２と、タイミング発生器３３と、周波数計測器３６とによって位相計測演算器４０が構成されている。
【００２５】
図１８に示すように構成されるフーリエ変換を用いた位相計測方法においては、右速度センサ８からの入力信号（入口側速度信号）が、まず、周波数計測器３６に入力され周波数が計測される。この周波数計測器３６において計測された周波数は、タイミング発生器３３に入力され、このタイミング発生器３３においては、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングが生成され、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力される。
また、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）と、Ａ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、位相差計測器３２に入力される。そして、この位相差計測器３２において、内蔵されるディスクリートフーリエ変換器でフーリエ変換され、その変換された信号の実数成分と虚数成分との比から位相差が演算される。
【００２６】
《デジタルフィルタを用いた位相計測方法》
デジタルフィルタを用いた位相計測方法によるコリオリ流量計変換器は、図１９，図２０に示されるブロック構成図を用いて説明する。
デジタルフィルタには、ノッチフィルタやバンドパスフィルタなどの周波数選択手段があり、このノッチフィルタやバンドパスフィルタなどの周波数選択手段を用い入力信号のＳ／Ｎ比を向上させるものである。
図１９には、デジタルフィルタとしてノッチフィルタを用いたコリオリ流量計変換器のブロック構成が示されている。
図１９に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５は、図１８に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５と同一の構成を有するものである。
【００２７】
図１９において、Ａ／Ｄコンバータ３１には、ノッチフィルタ５１が接続されている。このノッチフィルタ５１は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号を基に周波数を選択し、入力信号のＳ／Ｎ比を向上して出力するものである。
このノッチフィルタ５１には、位相計測器５２が接続されており、この位相計測器５２は、ノッチフィルタ５１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。
また、ノッチフィルタ５１には、周波数計測器５３が接続されている。この周波数計測器５３は、ノッチフィルタ５１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の周波数を計測するものである。
そして、この周波数計測器５３において計測された周波数は、ノッチフィルタ５１に入力される。
【００２８】
また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、ノッチフィルタ５４が接続されている。このノッチフィルタ５４は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号を基に周波数を選択し、入力信号のＳ／Ｎ比を向上して出力するものである。
このノッチフィルタ５４には、位相計測器５２が接続されており、この位相計測器５２は、ノッチフィルタ５４によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された右速度信号の位相を計測するものである。
また、ノッチフィルタ５４には、周波数計測器５３において計測された周波数が、入力されるようになっている。
【００２９】
図１９において、クロック５５は、同期を取るためのもので、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力され、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の同期を取っている。
このノッチフィルタ５１，５４と、位相計測器５２と、周波数計測器５３と、クロック５５とによって位相計測演算器５０が構成されている。
【００３０】
図２０には、デジタルフィルタとしてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を用いたコリオリ流量計変換器のブロック構成が示されている。
図２０に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５は、図１９に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５と同一の構成を有するものである。
【００３１】
図２０において、Ａ／Ｄコンバータ３１には、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６１が接続されている。このバンドパスフィルタ６１は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を、周波数フィルタを通して、設定された周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。
このバンドパスフィルタ６１には、位相計測器６２が接続されており、この位相計測器６２は、バンドパスフィルタ６１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。
【００３２】
また、バンドパスフィルタ６１には、周波数計測器６３が接続されている。この周波数計測器６３は、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換され、バンドパスフィルタ６１によってＳ／Ｎ比を向上させた後の左速度信号の周波数を計測するものである。
そして、この周波数計測器６３において計測された周波数は、バンドパスフィルタ６１に入力される。
【００３３】
また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、バンドパスフィルタ６４が接続されている。このバンドパスフィルタ６４は、Ａ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を、周波数フィルタを通して、設定された周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。
このバンドパスフィルタ６４には、位相計測器６２が接続されており、この位相計測器６２は、バンドパスフィルタ６４によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。
【００３４】
また、バンドパスフィルタ６４には、周波数計測器６３が接続されている。そして、この周波数計測器６３において計測された周波数は、バンドパスフィルタ６４に入力される。
図２０において、クロック６５は、同期を取るためのもので、クロック６５からのクロック信号は、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力され、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の同期を取っている。
このバンドパスフィルタ６１，６４と、位相計測器６２と、周波数計測器６３と、クロック６５とによって位相計測演算器６０が構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３５】
【特許文献１】特開平２−６６４１０号公報
【特許文献２】特表平１０−５０３０１７号公報
【特許文献３】特許第２７９９２４３号公報
【特許文献４】特許第２９３０４３０号公報
【特許文献５】特許第３２１９１２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
特許文献３に示すようなフーリエ変換を用いた位相計測方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が一定である場合、周波数の選択においてフーリエ変換を用いるために、非常に周波数選択性の高い位相計測方法を行うことができる。
しかし、この特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が、密度や温度などによって変化した場合、変換方法やサンプリングレートを変えなければならないために、演算周期や演算方法が変わり、測定値が変動し不安定になってしまう。
【００３７】
さらに、特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が、密度や温度などによって変化した場合、サンプリングレートを入力される振動速度信号の入力周波数に正確に同期させなければならないために、設計が非常に複雑なものになる。
このために被測定流体の温度や、気泡などが流体に混ざり密度が急激に変化した場合、極端に計測精度が落ちてしまうという問題点を有している。
加えて、特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、フーリエ変換を行うため、非常に演算処理が多くなってしまうという問題点を有している。
【００３８】
特許文献４、特許文献５に示すようなノッチフィルタ、バンドパスフィルタなどのフィルタテーブルを持つことによって、入力周波数に併せた最適なテーブルを選択し、位相を計測する方法にあっては、サンプリングレートを固定することによって設計を単純化することができる。
しかし、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法も特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法と同様に、入力周波数の変化に対して非常に多くのフィルタテーブルを持つこととなり、演算器のメモリの消費が大きくなってしまうという問題点を有している。
また、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、入力周波数が急激に変化した場合に最適なフィルタを選択することが困難になってしまうという問題点を有している。
さらに、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、周波数の選択能力を上げるために、非常に多くの演算をしなければならないという問題点を有している。
【００３９】
この特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、以下に示す如き問題を有している。
（１）入力周波数の変化に対して精度良く追従することができない。すなわち、被測定流体の密度が急速に変化する気泡混入時での計測などを実現することが非常に困難である。
（２）周波数の選択能力を向上させるためには、非常に多くの演算をしなければならない。このため高速な応答性を実現させることが困難であり、短時間でのバッチ処理などに不向きである。
（３）演算器メモリの消費が大きく、設計が複雑になってしまう。したがって、回路構成や設計が複雑になり、コスト的に非常にデメリットになる。
【００４０】
以上総合すると、従来のデジタルフィルタ処理による位相計測方法にあっては、いずれも測定チューブ２，３のチューブ振動数以外の帯域のノイズを取り除くため、常に測定チューブ２，３のチューブ周波数に追従するようにフィルタテーブルの切り替えや演算方法の変更、さらには、サンプリングレートの変更などを行う必要があるために、非常に複雑且つ高速性に欠ける演算を行わなければならないという問題点を有していた。
このため、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８，測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７によって検出される振動速度信号の入力周波数が変動するたびに演算誤差を生じ易く、非常に計測精度が悪いものであるという問題点を有していた。
【００４１】
本発明の目的は、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を実現し、極めて少ない演算処理量で行うことのできる信号処理方法、信号処理装置、およびコリオリ流量計を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
上記課題を解決するためなされた請求項１に記載の信号処理方法は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する第１のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれを周波数変換する第２のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する第３のステップと，
前記第３のステップにおいて計測されるデジタル周波数信号の１／Ｎの周波数信号を生成する第４のステップとを備え，
前記第４のステップにおいて生成されたデジタル信号の１／Ｎの周波数信号を用いて前記一対の振動検出センサの検出信号の位相差を検出できるようにしたことを特徴としている。
【００４３】
上記課題を解決するためなされた請求項２に記載の信号処理方法は、請求項１に記載の信号処理方法の周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号を生成する過程において、θ／Ｎ＝θ―θｘとなるような周波数θｘをもとめ周波数変換を行うようにしたことを特徴としている。
【００４４】
上記課題を解決するためなされた請求項３に記載の信号処理方法は、請求項１に記載の信号処理方法において、前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号が50Hz未満となるようにNを決定するようにしたことを特徴としている。
【００４５】
上記課題を解決するためなされた請求項４に記載の信号処理装置は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得るようにしたことを特徴としている。
【００４６】
上記課題を解決するためなされた請求項５に記載の信号処理装置は、請求項４に記載の信号処理装置のＡ／Ｄ変換器から出力される一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器において、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いて周波数計測を行うようにしたことを特徴としている。
【００４７】
上記課題を解決するためなされた請求項６に記載のコリオリ流量計は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し該フローチューブを振動させて、振動検出センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得る信号処理装置を設けたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００４８】
コリオリ式流量計にはさまざまな測定管の形状がある。たとえば湾曲管のものやストレート管などである。また測定管を駆動するモードにおいても１次や２次のモードなどさまざまなモードにおいて駆動されるタイプが存在する。
【００４９】
周知の如く振動管から得られる駆動周波数帯域は数十Ｈｚ〜数ＫＨｚに及ぶ、たとえばＵ字管を用いて１次のモードで測定管を振動させた場合、周波数は１００Ｈｚ前後であり、またストレート形状の測定管を１次のモードで振動させた場合は５００Ｈｚ〜１０００Ｈｚ程度が実現されている。
しかし、ひとつの流量計変換器に於いて、コリオリ式流量計の位相計測を、数十Ｈｚ〜数ＫＨｚの周波数帯域で常に同様な処理を用いて位相計測を行うことは非常に困難で、数種のタイプに分けて設計する必要があった。
【００５０】
本発明に係る信号処理方法によれば、同定のアルゴリズムに基づく有利な信号処理によって、上記の如き本質的な課題を払拭でき、かつ被測定流体の温度変化や、気泡混入、さらに被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に安定した一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を特長にして、高い性能を提供できる。
【００５１】
本発明に係る信号処理装置によれば、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速な変化があった場合であっても、常に一定の精度で安定した計測をすることができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を少ない演算処理量で行うことができる。
【００５２】
本発明に係るコリオリ流量計によれば、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速な変化があった場合であっても、常に一定の精度で安定した計測をすることができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を少ない演算処理量で行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明に係る信号処理方法、およびその装置の原理を示すブロック図である。
【図２】図１に図示の信号処理装置における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計と駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計の周波数波形を示す図である。
【図３】図１に図示の信号処理装置における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数を分周したときの周波数波形を示す図である。
【図４】図１に図示の信号処理装置における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数をシフトしたときの周波数波形を示す図である。
【図５】図１に図示の信号処理装置の具体的構成図である。
【図６】図５に図示のローパスフィルタから出力される測定チューブの左側に生じる振動速度の検出信号を示す図である。
【図７】図５に図示のＡ／Ｄコンバータにおいてから出力される図６に図示の信号を任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化した信号を示す図である。
【図８】図５に図示の発信器から出力される発信周波数信号（θＸｎ）を示す図である。
【図９】図５に図示の直交変調器の内部において生成したＡ／Ｄコンバータからの出力信号（cosθ）の９０度シフト信号を示す図である。
【図１０】図５に図示の直交変調器の内部において生成した発信器からの出力信号（cosθＸｎ）の９０度シフト信号を示す図である。
【図１１】図５に図示の直交変調器において直交周波数変換をした信号を示す図である。
【図１２】図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。
【図１３】図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。
【図１４】図５に図示の信号処理装置の具体的構成図の動作フローチャートである。
【図１５】図５に図示の周波数計測器のブロック図である。
【図１６】本発明が適用される一般的なコリオリ流量計の構成図である。
【図１７】図１６に図示のコリオリ流量計のコリオリ流量計変換器のブロック構成図である。
【図１８】図１７に図示のコリオリ流量計変換器のフーリエ変換を用いた位相計測方法を示すブロック図である。
【図１９】図１７に図示のコリオリ流量計変換器のノッチフィルタを用いた位相計測方法を示すブロック図である。
【図２０】図１７に図示のコリオリ流量計変換器のバンドパスフィルタを用いた位相計測方法を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００５４】
本発明は、常に一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測を実現し、極めて少ない演算処理量で行うことができるという目的を、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合においても、実現できるようにした。
【実施例１】
【００５５】
以下、本発明を実施するための形態の実施例１について図１〜図１３を用いて説明する。
図１は本発明に係る信号処理方法、およびその装置の原理図、図２は駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計と駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計の周波数波形を示す図、図３は駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数を分周したときの周波数波形を示す図、図４は駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計の駆動周波数をシフトしたときの周波数波形を示す図、図５は図１に図示の信号処理装置の具体的構成図、図６は図５に図示のローパスフィルタから出力される測定チューブの左側に生じる振動速度の検出信号を示す図、図７は図５に図示のＡ／Ｄコンバータから出力される図６に図示の信号を任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化した信号を示す図、図８は図５に図示の発信器から出力される発信周波数信号（θＸｎ）を示す図、図９は図５に図示の直交変調器の内部において生成したＡ／Ｄコンバータからの出力信号（cosθ）の９０度シフト信号を示す図、図１０は図５に図示の直交変調器の内部において生成した発信器からの出力信号（cosθＸｎ）の９０度シフト信号を示す図、図１１は図５に図示の直交変調器において直交周波数変換をした信号を示す図、図１２は図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図、図１３は図５に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。
【００５６】
図１には、本発明に係る信号処理方法、およびその装置の原理図が示されている。
図１において、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に生じる振動速度は、振動速度センサ７０によって検出され、この検出された振動速度は、振動速度信号演算器８０において演算処理される。この振動速度センサ７０は、図１６における左速度センサ７と右速度センサ８に相当している。
【００５７】
振動速度信号演算器８０は、直交変調器８５と、発信器９０と、位相計測器９５とによって構成される。
直交変調器８５は、振動速度センサ７０によって検出される加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに測定チューブ２，３に生じる振動速度を直交変調するものである。この直交変調器８５には、発信器９０からの信号が入力されるようになっている。
そして、この直交変調器８５において直交変調された信号は、直交変調器８５の後段に設けられている位相計測器９５に入力される。この位相計測器９５は、振動速度センサ７０からの速度信号をＡ／Ｄ変換しデジタル変換処理をした後、その位相差を求めるものである。
【００５８】
図１に図示の信号処理方法、およびその装置は、入力信号を１／Ｎに直交周波数変換し、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力周波数の帯域を１／Ｎにし、かつ安定的な位相計測が行えるようにしたものである。
前述のように本発明では、センサから入力される位相／及び速度信号を周波数変換を用い１／Ｎ（Ｎは任意の数）の周波数に変換し、変換後の位相差を計測することにより、常に同じ帯域のフィルタを用いることで実現している。また測定流体の密度や温度などが変化することによる位相及び速度信号の周波数変化に対しても、計算精度や演算周期が影響をほとんど受けずに流量を計測することができる。
【００５９】
例えば、図２に示すような駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計においては、フィルタの周波数帯域を９５〜１０５Ｈｚとした場合、密度や温度の変化により駆動周波数がフィルタの周波数帯域の外に出てしまう場合がある。このため、その前後の周波数帯域のフィルタテーブル、例えば、８５Ｈｚ〜９５Ｈｚと１０５Ｈｚ〜１１５Ｈｚのテーブルが必要である。フィルタの周波数帯域を拡げれば少ない数のテーブルですむが、計測波形がノイズの多い位相及び速度信号となってしまうため、非常に計測精度を悪化させてしまう。
さらに駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計の位相及び速度信号を計測しようとした場合、サンプリングレートやフィルタテーブルを変えなければならないため、計算精度や演算周期が変化する。
【００６０】
本発明に係る信号処理における駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計では、図３に示すように、例えばＮの値を４に設定することによって、センサから入力される位相及び速度信号が１００Ｈｚの場合、１００／４の２５Ｈｚに周波数変換され、周波数変換した位相及び速度信号をフィルタリング後、位相計算を行う。
使用するフィルタの帯域は、２０Ｈｚ〜３０Ｈｚ程度の帯域を使用することによって、密度や温度の変化により駆動周波数が変化しても８０Ｈｚ〜１２０Ｈｚの帯域外であれば常に同じフィルタテーブルを用いることができるため、常に安定した計算精度と演算周期で計測をすることができる。
また、駆動周波数が１０００Ｈｚのコリオリ流量計では、Ｎの値を４０に設定することによって駆動周波数が１００Ｈｚのコリオリ流量計とまったく同様なフィルタの帯域を用いて流量計測を行うことができる。
【００６１】
さらに、本発明においては、図４に示すように、位相及び速度信号の１／Ｎ変換する方法において、入力周波数を分周せずに周波数シフトする方法がある。この図４に図示のコリオリ流量計の場合、入力周波数を分周せずに周波数シフトするために、フィルタリングの効果を損なわずに流量計算を行うことができるという特長を有している。
たとえば、図３に図示のコリオリ流量計のように入力される信号を全て１／Ｎ分周する場合は、ノイズ成分も同様に１／Ｎされてしまうため、フィルタリングの帯域を狭めてもあまり効果が期待できない。
したがって、図４に図示のコリオリ流量計のように、周波数シフトによって位相及び速度信号の１／Ｎ変換した場合、ノイズ成分も同時に周波数シフトされるが、フィルタの帯域を１／Ｎにすることができるため、周波数シフト前にくらべ非常に効果的なフィルタリングを行うことができる。
【００６２】
図５には、図１に図示の信号処理装置の具体的構成が示されている。
図５において、レフトピックオフ（ＬＰＯ）７（左速度センサ７に相当）には、ローパスフィルタ３０が接続されている。すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）をレフトピックオフ７が検出すると、この振動速度の検出信号（出口側速度信号）は、ローパスフィルタ３０に入力される。
このローパスフィルタ３０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００６３】
このローパスフィルタ３０には、Ａ／Ｄコンバータ３１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１は、ローパスフィルタ３０から出力されてくるアナログ信号である左速度信号（出口側速度信号）をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）は、信号処理装置１００に入力される。
【００６４】
一方、ライトピックオフ（ＲＰＯ）８（右速度センサ８に相当）には、ローパスフィルタ３４が接続されている。すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）をライトピックオフ８が検出すると、この振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、ローパスフィルタ３４に入力される。
このローパスフィルタ３４は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。
【００６５】
このローパスフィルタ３４には、Ａ／Ｄコンバータ３５が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３５は、ローパスフィルタ３４から出力されてくるアナログ信号である右速度信号（入口側速度信号）をデジタル信号に変換するものである。
また、この信号処理装置１００は、Ａ／Ｄコンバータ３５に接続されている。この信号処理装置１００は、右速度信号（入口側速度信号）、左速度信号（出口側速度信号）の各々を１／Ｎに直交周波数変換し、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力周波数の帯域を１／Ｎにし、かつ安定的な位相計測が行えるようにするものである。
【００６６】
信号処理装置１００においてＡ／Ｄコンバータ３１からの信号は、直交変調器１１０が接続されている。この直交変調器１１０は、左速度信号（出口側速度信号）を１／Ｎに直交周波数変換するものである。
また、Ａ／Ｄコンバータ３１からの信号は、周波数計測器１２０にも接続されている。この周波数計測器１２０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）をＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）の周波数を計測するものである。
また、Ａ／Ｄコンバータ３５からの信号は、直交変調器１３０が接続されている。この直交変調器１３０は、右速度信号（入口側速度信号）を１／Ｎに直交周波数変換するものである。
【００６７】
周波数計測器１２０において計測された周波数計測値は、発信器１４０に出力される。この発信器１４０は、周波数計測器１２０から出力される周波数計測値に基づいて、所定の周波数信号を発信出力するものである。
この発信器１４０の出力信号は、直交変調器１１０と直交変調器１３０に入力される。
この周波数計測器１２０→発信器１４０→直交変調器１１０によって搬送周波数を求め、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数と発信器１４０から出力される出力周波数を直交変調器１１０で変調する。その結果得られる、つまり加法定理に基づく両入力信号の周波数の和と差のいずれかを用いて周波数をシフトさせる。そして変調周波数が、入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎになるように発信器１４０の出力周波数をコントロールする。
このように発信器１４０がコントロールされると、この発信器１４０から出力される出力周波数によって、直交変調器１１０同様、直交変調器１３０においても、周波数変換を行った後の周波数が、Ａ／Ｄコンバータ３５から入力される右速度信号（入口速度信号）の入力周波数の１／Ｎになるように制御される。
【００６８】
直交変調器１１０及び直交変調器１３０には、位相差計測器１５０が接続されている。この位相差計測器１５０は、直交変調器１１０から出力されてくるＡ／Ｄコンバータ３１から入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号と、直交変調器１３０から出力されてくるＡ／Ｄコンバータ３５から入力される右速度信号（入口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号とを用いて位相計測を行うものである。
このように構成することにより、本実施の形態によれば、入力周波数（左速度信号，右速度信号）を低い周波数帯域（１／Ｎの周波数）に変換することによって、入力周波数（左速度信号，右速度信号）の帯域を１／Ｎにし、フィルタのテーブル数を大幅に減らし、さらに位相計測処理をより効果的に行うことができる。
【００６９】
Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５には、クロック１６０から、クロック信号が入力するようになっている。このクロック１６０は、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の出力の同期を取るもので、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される左速度信号のデジタル信号と、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力される右速度信号のデジタル信号の同期を取るためのものである。
この直交変調器１１０と、周波数計測器１２０と、直交変調器１３０と、発信器１４０と、位相差計測器１５０と、クロック１６０とによって信号処理装置１００が構成されている。
【００７０】
次に、図５に図示の信号処理装置１００における位相差計測演算の具体的な演算方法について説明する。
コリオリ流量計１の加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に設けられる振動速度センサ７０（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号，右速度信号）を図２に図示の如く、ＬＰＯ、ＲＰＯの入力信号として得る。
このとき、ＬＰＯ、ＲＰＯの入力信号を定義すると、（δφ：ＬＰＯとＲＰＯ間の位相差とする）
〔式１〕
ライトピックオフ ： sin（θ） ………………（１）
〔式２〕
レフトピックオフ ： sin（θ＋δφ） ………………（２）
となる。
【００７１】
この２つのセンサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）は、コリオリ流量計１の変換器の内部のローバスフィルタ３０，３４をそれぞれ通って、Ａ／Ｄ変換器３１，３５によってアナログ値からデジタル値に変換され、信号処理装置１００に送られる。
この信号処理装置１００は、前述した如く、直交変調器１１０，１３０と、周波数計測器１２０と、発信器１４０と、位相差計測器１５０の４つのブロックによって構成されており、レフトピックオフ７からの出力信号ＬＰＯと、ライトピックオフ８からの出力信号ＲＰＯの位相差を演算した後、周波数計測器１２０から出力される周波数信号と、温度センサ９によって検出される温度のデータをもとに流量信号に変換する。
【００７２】
レフトピックオフ７によって検出された測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）は、図５に図示のローパスフィルタ３０に入力され、このローパスフィルタ３０において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除いた、図６に示す如きsin信号（sinθ）が出力される。
このローパスフィルタ３０から出力された図６に示す如きsin信号（sinθ）は、Ａ／Ｄコンバータ３１において、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われ、図７に示す如きサンプリング信号（sinθ）が得られ、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される。
【００７３】
このローパスフィルタ３０から出力され、Ａ／Ｄコンバータ３１においてサンプリングされデジタル信号化が行われた図７に示す如き信号（sinθ）は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０と周波数計測器１２０に入力される。そして、この直交変調器１１０には、発信器１４０から出力される発信器出力信号が入力される。
この発信器１４０においては、周波数計測部１２０から出力される出力信号周波数の計測値の入力によって、この出力信号周波数の計測値に基づいて、所望の周波数で発信器１４０における発信周波数信号（θＸｎ）を発信し、発信出力レートを入力信号のＡ／Ｄコンバータ３１におけるサンプリング周期と同じレートで図８に示す如きcos信号（cosθＸｎ）を出力する。
【００７４】
この直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１においてサンプリングされデジタル信号化が行われた図７に示す如き信号（sinθ）を入力すると、直交変調器１１０の内部において、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）を９０度シフトして、図９に示す如き信号（cosθ）を生成する。また、直交変調器１１０においては、発信器１４０から出力される図８に示す如き信号（cosθＸｎ）を入力すると、直交変調器１１０の内部において、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）を９０度シフトして、図１０に示す如き信号（sinθＸｎ）を生成する。
そして、この直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の０度、９０度の信号と、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）の０度、９０度の信号とを用いて、直交周波数変換をし、変調シフトして、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の１／Ｎの信号（sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ）を図１１に示す如く生成し、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０から出力する。
【００７５】
コリオリ流量計１の加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に設けられる振動速度センサ７０（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号，右速度信号）は、図５に図示の信号処理装置１００を構成する直交変調器１１０，１３０と、発信器１４０と、位相差計測器１５０と、周波数計測器１２０の４つのブロックにおいて、位相差が演算された後、周波数計測器１２０から出力される周波数信号と、温度センサ９によって検出される温度のデータをもとに流量信号に変換される。
【００７６】
次に、図１２，図１３に示すタイムチャートを用いて、図５に図示の信号処理装置１００における動作について説明する。
まず、図５に図示のローパスフィルタ３０において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除くと、図６に示す如きsin信号（sinθ）が出力される。
この図６に示されるsin信号（sinθ）が出力されると、この図６に図示のsin信号（sinθ）がＡ／Ｄコンバータ３１に入力される。そして、このＡ／Ｄコンバータ３１においては、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われ、図１２（Ａ）に示す如きサンプリング信号（Ｙ１＝sinθ）が得られ、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される。
【００７７】
このＡ／Ｄコンバータ３１から出力された図１２（Ａ）に図示のサンプリング信号（sinθ）は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０と、周波数計測部１２０に入力される。
この信号処理装置１００の周波数計測部１２０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）の周波数を計測するものである。
この図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）が入力されると、内部において、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）を９０度シフトして、図１２（Ｂ）に示す如き信号（cosθ）を生成する。
【００７８】
この信号処理装置１００の周波数計測部１２０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力されるデジタル信号に基づいて計測された周波数信号が出力される。
この周波数計測部１２０から出力される出力信号周波数の計測値は、発信器１２０に入力され、この出力信号周波数が入力される発信器１２０においては、この出力信号周波数に基づいて、
θＸｎ＝θ×（１−１／Ｎ）
の式を満たす発信周波数信号（θＸｎ）を発信し、発信出力レートを入力信号のＡ／Ｄコンバータ３１におけるサンプリング周期と同じレートで図１２（Ｃ）に示す如きcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）を出力する。
【００７９】
この発信器１２０から出力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）は、直交変調器１１０に入力される。この図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）が入力されると、直交変調器１１０においては、発信器１４０からの入力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）を９０度シフトして、図１２（Ｄ）に示す如きsin信号（Ｙ４＝sinθＸｎ）を生成する。
【００８０】
そして、この直交変調器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の０度、９０度の信号と、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）の０度、９０度の信号とを用いて、直交周波数変換をし、変調シフトして、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号（sinθ）の１／Ｎの信号（sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ）を図１３（Ｅ）に示す如きsin信号（Ｙ５＝sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ＝sin（θ／Ｎ））を生成する。この直交変調器１１０において生成された図１３（Ｅ）に図示のsin信号（Ｙ５＝sinθcosθＸｎ−cosθsinθＸｎ＝sin（θ／Ｎ））は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１１０から出力されて、位相差計測器１５０に入力される。
【００８１】
また、図５に図示のローパスフィルタ３４において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除くと、sin信号（sin（θ＋δφ））が出力される。
このローパスフィルタ３４からsin信号（sin（θ＋δφ））が出力されると、このsin信号（sin（θ＋δφ））は、Ａ／Ｄコンバータ３５に入力される。そして、このＡ／Ｄコンバータ３５においては、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われる。
そして、このＡ／Ｄコンバータ３５から出力されるサンプリング信号（sin（θ＋δφ））は、直交変調器１３０の内部において、９０度シフトして、cos信号（cos（θ＋δφ））を生成する。
【００８２】
また、発信器１２０から出力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）は、直交変調器１３０に入力される。この図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）が入力されると、直交変調器１３０においては、発信器１４０からの入力される図１２（Ｃ）に図示のcos信号（Ｙ３＝cosθＸｎ）を９０度シフトして、図１２（Ｄ）に示す如きsin信号（Ｙ４＝sinθＸｎ）を生成する。
【００８３】
そして、この直交変調器１３０においては、Ａ／Ｄコンバータ３５からの入力信号（sin（θ＋δφ））の０度、９０度の信号と、発信器１４０からの入力信号（cosθＸｎ）の０度、９０度の信号とを用いて、直交周波数変換をし、変調シフトして、Ａ／Ｄコンバータ３５からの入力信号（sinθ）の１／Ｎの信号として、図１３（Ｆ）に示す如きsin信号（Ｙ６＝（sin（θ＋δφ−θＸｎ）＝sin（θ／Ｎ＋δφ））を生成する。この直交変調器１３０において生成された図１３（Ｆ）に図示のsin信号（Ｙ６＝（sin（θ＋δφ−θＸｎ）＝sin（θ／Ｎ＋δφ））は、図５に図示の信号処理装置１００の直交変調器１３０から出力されて、位相差計測器１５０に入力される。
【００８４】
このように直交変調器１１０から出力される図１３（Ｅ）に図示のsin信号（Ｙ５＝sin（θ／Ｎ））と、直交変調器１３０から出力される図１３（Ｆ）に図示のsin信号（Ｙ６＝sin（θ／Ｎ＋δφ））とは、共に位相差計測器１５０に入力される。
この位相差計測器１５０においては、直交変調器１１０から出力されて位相差計測器１５０に入力される図１３（Ｅ）に図示のsin信号（Ｙ５＝sin（θ／Ｎ））と、直交変調器１３０から出力されて位相差計測器１５０に入力される図１３（Ｆ）に図示のsin信号（Ｙ６sin（θ／Ｎ＋δφ））とに基づいて、図１３（Ｇ）に示す如き信号（Ｙ７＝δφ）を、その位相差δφとして出力する。
【００８５】
このように演算周期をサンプリング時間と同期させることによって、位相計測時のリアルタイム性をあげることができる。
また、一対の振動速度信号（sinθ，sin（θ＋δφ））は、どちらも同じ処理を行い位相計算されるため演算誤差がほとんど無く、正確な位相計算を行うことができる。
【実施例２】
【００８６】
以下、本発明を実施するための形態の実施例２について図１４，図１５を用いて説明する。
図１４は図５に図示の信号処理装置の具体的構成図の動作フローチャートを示す図、図１５は図５に図示の信号処理装置の周波数計測器のブロック図である。
【００８７】
図１４には、図５に図示の信号処理装置１００に用いられる図１に図示の振動速度信号演算器８０における位相差計測演算の直行周波数変調および位相計測におけるフローチャートが示されている。
図１４において、ステップ２００では、図１に図示の振動速度信号演算器８０のパラメータを初期化する。このステップ２００において振動速度信号演算器８０のパラメータの初期化が行われると、ステップ２１０において、２つのセンサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの位相／及び速度信号をＡ／Ｄコンバータ３１、Ａ／Ｄコンバータ３５によって任意のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプリングしたデータからｓｉｎ波形、ｃｏｓ波形を生成する。
【００８８】
このステップ２１０においてｓｉｎ波形、ｃｏｓ波形を生成すると、ステップ２２０において、周波数計測器１２０でサンプリングしたデータの周波数を計測し、その計測周波数を基にＮ値を決定する。
このステップ２２０においてＮ値を決定すると、ステップ２３０において、計測した周波数を設定した目標分周値Ｎで除算し、直交周波数変調後の周波数を決定する。
このステップ２３０において直交周波数変調後の周波数を決定すると、ステップ２４０において、参照信号発信器１４０よりｓｉｎの参照信号波形、ｃｏｓの参照信号波形を生成し、参照波形を用いて直交周波数変調器１１０，１３０において直交周波数変調を行う。この結果、周波数変調を行った信号は入力周波数の１／Ｎの値となる。
【００８９】
このステップ２４０において直交周波数変調を行うと、ステップ２５０において、直交周波数変調器１１０，１３０は、位相／及び速度信号をＡ／Ｄコンバータ３１、Ａ／Ｄコンバータ３５によって任意のサンプリング周期でサンプリングした信号を入力周波数の１／Ｎの周波数のｓｉｎ波形、ｃｏｓ波形を参照波形によって直交周波数変調して生成したｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号を位相差計測器１５０に送る。
このステップ２５０においてｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号を位相差計測器１５０に送ると、ステップ２６０において、位相差計測器１５０は、直交周波数変調器１１０，１３０から出力される周波数変調された１／Ｎの周波数の位相／及び速度信号のｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号を用いて位相差を計算する。そして、この周波数変換された位相／及び速度信号を用いて位相計測を行う。
【００９０】
（１）周波数計測器
周波数の計測方法としては、本実施の形態においては、ＰＬＬ（PLL; Phase-locked loop 位相同期回路）の原理を用いた方法を用いている。このＰＬＬは、入力される交流信号と周波数が等しく、かつ位相が同期した信号を、フィードバック制御により別の発振器から出力する電子回路である。
このようにＰＬＬは、もともと位相を同期するための回路で、入力信号に対して位相の同期した信号を作ることができるようになっている。
このＰＬＬは、外部から入力された基準信号と、ループ内の発振器からの出力との位相差が一定になるよう、ループ内発振器にフィードバック制御をかけて発振させる発振回路で、演算器で構成することが比較的簡単で、さらに高速で演算することが可能である。
【００９１】
周波数計測器１２０は、図１５に示す如く構成されている。
すなわち、Ａ／Ｄコンバータ３１には、掛け算器１２１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１からは、加振器６によって測定チューブ２，３を交番駆動したときに一対の測定チューブ２，３の左側に生じるコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を有する振動速度の検出信号（出口側速度信号）をレフトピックオフ７で検出し、ローパスフィルタ３０に入力され、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみが取り出され、デジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）ｓｉｎθが出力されている。
そして、この掛け算器１２１は、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）ｓｉｎθと、周波数計測用発信器１２３から出力される出力信号ｃｏｓδの位相を比較し、ローパスフィルタ１２２に出力するものである。
【００９２】
したがって、掛け算器１２１の出力端子には、ローパスフィルタ１２２が接続されている。このローパスフィルタ１２２は、掛け算器１２１から出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すものである。
したがって、掛け算器１２１では左速度信号ｓｉｎθと周波数計測用発信器出力ｃｏｓδの積により、θとδの和及び差信号が生成されるが、ここでは、掛け算器１２１から出力される出力信号の中で差の成分のみを取り出している。
【００９３】
また、ローパスフィルタ１２２には、周波数計測用発信器１２３が接続されている。この周波数計測用発信器１２３は、ローパスフィルタ１２２から出力される低い周波数の信号を基に位相データδを生成するものである。
そして、この周波数計測用発信器１２３においては、掛け算器１２１に出力信号ｃｏｓδを出力し、この掛け算器１２１において、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎθ）の位相と、出力信号ｃｏｓδの位相とが比較され、その差信号と和信号としてローパスフィルタ１２２から出力され、このローパスフィルタ１２２によって濾波出力される差の成分のみの出力データＶ（周波数演算関数Ｖ）が０になるように帰還ループが形成される。
【００９４】
このような構成を数式的に表現すると、図１５に図示の周波数計測器１２０のように入力信号をｓｉｎθ、周波数計測用発信器１２３の出力信号をｃｏｓδとおき、その２つの波形を掛け算器１２１において掛け算すると、
〔式３〕
となる。
【００９５】
この掛け算値（ｓｉｎθ・ｃｏｓδ）をローパスフィルタ１２２に掛けると、このローパスフィルタ１２２によって高い周波数成分を除去され、ローパスフィルタ１２２からの出力される周波数演算関数Ｖは、
〔式４〕
Ｖ＝sin（θ−δ） ………………（４）
となる。
この式（４）における（θ−δ）の値が十分小さい値（Ｖ≒０）のときは、周波数演算関数Ｖは、
〔式５〕
Ｖ＝θ−δ≒０ ………………（５）
と近似することができる。
【００９６】
ここで、周波数演算関数Ｖが０になるように、周波数計測用発信器１２３の出力信号の出力波形をコントロールすることによって、式（５）の位相θを求めることができる。
このような方法によって、計測サンプリング周期をＴａとしたとき求めた周波数変換前の位相θを、次の式（６）、式（７）、式（８）を用いて演算することによって周波数ｆを求めることができる。
【００９７】
〔式６〕
ΔＴは時間変化をあらわし演算周期（サンプリングレート）と等しくなる。
よって位相θは、
〔式７〕
θ＝２・π・ｆ・Ｔａ …………………（７）
但）Ｔａ：時間変化（サンプリング周期）(sec)
ｆ：入力周波数（Hz）
θ：位相変化（rad）
〔式８〕
このような計算を周波数計測器１２０において行うことによって、高速な周波数計測を行うことができる。
【００９８】
（２）直交周波数変調器
図５において直交周波数変調器１１０，１３０は、それぞれ同じ構成となっており、各々入力された２つの信号の周波数差を求め出力し、さらにその信号に直交した信号を同時に生成し出力するものである。
すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口速度信号）をレフトピックオフ７が検出し、このレフトピックオフ７が検出した振動速度の検出信号（出口側速度信号）は、ローパスフィルタ３０に入力される。
【００９９】
このローパスフィルタ３０においては、左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）のうち、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみのアナログ信号を取り出し、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換して直交周波数変調器１１０に入力される。
直交周波数変調器１１０においては、直交周波数変調器１１０に入力されるＡ／Ｄコンバータ３１から出力される左速度センサ７で検出される左速度信号（出口側速度信号）と、周波数計測器１２０から出力される周波数計測値に基づいて、発信器１４０において発信出力される所定の周波数信号との周波数差を求めて、この周波数信号に直交した信号を同時に生成し出力する。
【０１００】
また、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）をライトピックオフ８が検出し、このライトピックオフ８が検出した振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、ローパスフィルタ３４に入力される。
このローパスフィルタ３４においては、右速度センサ７から出力される右速度信号（入口側速度信号）のうち、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみのアナログ信号を取り出し、Ａ／Ｄコンバータ３５によってデジタル信号に変換して直交周波数変調器１３０に入力される。
直交周波数変調器１３０においては、直交周波数変調器１３０に入力されるＡ／Ｄコンバータ３５から出力される右速度センサ８で検出される右速度信号（入口側速度信号）と、周波数計測器１２０から出力される周波数計測値に基づいて、発信器１４０において発信出力される所定の周波数信号との周波数差を求めて、この周波数信号に直交した信号を同時に生成し出力する。
【０１０１】
振動速度の検出信号を検出する振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）と、直交周波数変調器（具体的には、直交周波数変調器１１０，１３０）に入力される発信器１４０からの出力される信号のそれぞれを、
〔式９〕
振動速度センサ信号： sin（θ）
発信器の出力信号 ： cos（θＸ） ……………………（９）
とおく。
【０１０２】
すると、直交周波数変調器１１０，１３０においては、振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）と、直交周波数変調器（具体的には、直交周波数変調器１１０，１３０）に入力される発信器１４０からのそれぞれについて、式１０、式１１により、９０°シフト信号が得られる。
〔式１０〕
センサ信号 ： sin（θ）
センサ信号９０°シフト信号： cos（θ） …………………（１０）
〔式１１〕
発信器の出力信号 ： sin（θＸ）
発信器９０°シフト信号： cos（θＸ） …………………（１１）
【０１０３】
さらに、式（１０），式（１１）の各信号から周波数変換した信号と、周波数変換後の９０゜シフト信号をより周波数差、つまり（θ―θＸ）成分が算出される。
〔式１２〕
〔式１３〕
したがって、周波数変調器１１０，１３０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５からの入力信号周波数と、発信器１４０からの出力信号周波数との周波数差のＩＱ信号を生成し、各々の直交変調出力より送出される。
【０１０４】
（３）発信器
発信器１４０は、周波数計測器１２０の計測結果θに基づいて発信器１４０の周波数を制御する。
すなわち、発信器１４０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときにレフトピックオフ７によって検出され周波数変調器１１０に入力される測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）の周波数θに比して直交変調器１１０の出力周波数が１／Ｎになるように発信器１４０出力cosθxnを確定させる。
この周波数変調器１１０と周波数変調器１３０とが同じく構成されているため、周波数変調器１１０から出力される周波数同様、周波数変調器１３０から出力される周波数は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときにライトピックオフ８によって検出され周波数変調器１３０に入力される測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）の周波数θに比して直交変調器１３０の出力周波数が１／Ｎとなる。
【０１０５】
この周波数変調器１１０と周波数変調器１３０は、式（１２），式（１３）に基づきそれぞれの周波数変調器に入力された２つの周波数の差を求めるように構成され、かつ左速度信号、右速度信号周波数に対して１／Ｎとなる条件を備えて次式（式１４）が成り立つ。
〔式１４〕
前述の如く発信器１４０出力cosθＸの確定にてθＸをコントロールすればよいことになる。
直交周波数変調器１１０，１３０の出力は、入力信号の１／Ｎになり、さらにレフトピックオフ７とライトピックオフ８のそれぞれの直交周波数変調器１１０，１３０の出力結果は、
〔式１５〕
〔式１６〕
と表される。
【０１０６】
コリオリ式流量計１の左速度センサ７の駆動周波数と、右速度センサ８の駆動周波数は、高いものでも１ＫＨｚである。したがって、いま、仮に、Ｎの値を３２とした場合、直交周波数変調器１１０，１３０において変調出力される周波数は、３０Ｈｚ程度になり、非常に低い周波数で、かつ狭い帯域のフィルタを用意するだけで良いことになる。
【０１０７】
式（１５），式（１６）においてＮ値は上記の如く流量計のタイプにより異なることになる。ここでＮの取り扱いについての一例を以下に述べる。
センサの駆動周波数を５０Ｈｚ〜１６００Ｈｚとし、変換器のフィルタ周波数帯域を１０Ｈｚ〜４０Ｈｚとしたとき、以下の表のように決定することができる。
なお、Ｎ値とフィルタ帯域の設定条件として、直交変調後の周波数が５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ（商用周波数）帯域と重ならないようにすることも重要である。
【０１０８】
駆動周波数 N値（分周値） 直交変調後の周波数
５０Hz〜２００Hz ５ １０Hz〜４０Hz
１００Hz〜４００Hz １０ １０Hz〜４０Hz
２００Hz〜８００Hz ２０ １０Hz〜４０Hz
４００Hz〜１６００Hz ４０ １０Hz〜４０Hz
【０１０９】
上記のようにＮ値を選択することによって位相計測時に用いるフィルタリング帯域を同一化し、駆動周波数（入力周波数）に影響されないフィルタリングが行える。
ただし、ここで述べたＮ値の取り扱いは具体例として挙げたものであり、実際のＮ値の取り扱いは、適応させるセンサや変換器で用いるフィルタの帯域などの設計条件によって異なることはいうまでもない。
【０１１０】
（４）位相計測器
直交周波数変調器の出力結果を以下に関係式に代入し算出すると、
〔式１７〕
となる。
【０１１１】
ここで
〔式１８〕
とすると、
〔式１９〕
となり、位相差を求めることができる。
【０１１２】
また、別の計算方法では、
〔式２０〕
及び、
〔式２１〕
より、それぞれのアークタンジェントを計算し、その差をとることにより位相差を計算することができる。
【０１１３】
《周波数変換を用いた位相計測方法の特長》
本発明に係る位相計測システムの特徴は、直交周波数変調器（具体的には、直交周波数変調器１１０，１３０）に入力される振動速度の検出信号を検出する振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）の周波数とは無関係なサンプリング周期で振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）をサンプリングできるので、非常に構成が簡単で、フィルタのテーブルを大幅に減らすことができ、さらに誤差が少ない演算を可能とすることができる。
また、入力周波数による位相計測の帯域制限が殆ど無いため、さまざまな駆動周波数のセンサと結合することが可能であり、本システムにて多種に渉るタイプに適用させることができる利点を有する。更には入力周波数によって演算精度が影響されないため、常に高精度な位相計測が可能となる。
【実施例３】
【０１１４】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３を駆動装置によって加振器６を作動させる。この加振器によって、少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３を交番駆動して、このフローチューブを振動させる。
そして、フローチューブ２，３の左右に設けられるレフトピックオフ（ＬＰＯ）７とライトピックオフ（ＲＰＯ）８とによって構成される振動検出センサである一対の速度センサ若しくは加速度センサによって、少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計が構成されている。
【０１１５】
このコリオリ流量計に、速度センサ若しくは加速度センサから検出される一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数の２つのアナログ入力信号のそれぞれをデジタル信号に変換して得る２つの流量信号の内、少なくとも一方のセンサ（例えば、レフトピックオフ７）から出力され、Ａ／Ｄ変換器３１を介してデジタル変換されたデジタル入力信号（出口側速度信号）の入力信号周波数に基づいて周波数を計測する周波数計測器１２０を設ける。
また、この周波数計測器１２０から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成発信して、出力する発信器１４０を設ける。
【０１１６】
さらに、一対の振動検出センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）のそれぞれの速度センサ（例えば、レフトピックオフ７から入力される入力信号（出口側速度信号））を２つのＡ／Ｄコンバータ３１，３５によってそれぞれデジタル信号に変換する。そして、この入力信号周波数θを、発信器１４０から出力される出力周波数θＸｎを用いて、加算（又は減算）して、それぞれの周波数を直交変調する一対の直交周波数変換器１１０，１３０を設ける。
【０１１７】
またさらに、一対の直交周波数変換器１１０，１３０から一定の周波数信号に変換された周波数信号sinθ，sin（θ＋δφ）の位相差の計測を行う位相差計測部１５０を設ける。
そして、直交変調器１１０から出力されてくるつまりは、Ａ／Ｄコンバータ３１から入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号と、直交変調器１３０から出力されてくるつまりはＡ／Ｄコンバータ３５から入力される右速度信号（入口側速度信号）の入力周波数の１／Ｎの出力周波数信号とを用いて位相差を得る信号処理装置１００を設けてコリオリ流量計を構成する。
【符号の説明】
【０１１８】
１………………………コリオリ流量計
２，３…………………測定チューブ
４………………………検出器
５………………………変換器
６………………………加振器
７………………………左速度センサ
８………………………右速度センサ
９………………………温度センサ
１０……………………駆動制御部
１１……………………位相計測部
１２……………………温度計測部
３０，３４……………ローパスフィルタ
３１，３５……………Ａ／Ｄコンバータ
７０……………………振動速度センサ
８０……………………振動速度信号演算器
８５……………………直交変調器
９０……………………発信器
９５……………………位相計測器
１００…………………信号処理装置
１１０…………………直交変調器
１２０…………………周波数計測器
１２１…………………掛け算器
１２２…………………ローパスフィルタ
１２３…………………周波数計測用発信器
１３０…………………直交変調器
１４０…………………発信器
１５０…………………位相差計測器
１６０…………………クロック
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する第１のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれを周波数変換する第２のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する第３のステップと，
前記第３のステップにおいて計測されるデジタル周波数信号の１／Ｎの周波数信号を生成する第４のステップとを備え，
前記第４のステップにおいて生成されたデジタル信号の１／Ｎの周波数信号を用いて前記一対の振動検出センサの検出信号の位相差を検出できるようにしたことを特徴とする信号処理方法。
【請求項２】
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号を生成する過程において、θ／Ｎ＝θ―θｘとなるような周波数θｘをもとめ周波数変換を行う請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項３】
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号が50Hz未満となるようにNを決定する請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項４】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得るようにしたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器において、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いて周波数計測を行う請求項４に記載の信号処理装置。
【請求項６】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し該フローチューブを振動させて、振動検出センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得る信号処理装置を設けたことを特徴とするコリオリ流量計。
【請求項１】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する第１のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれを周波数変換する第２のステップと，
前記第１のステップにおいて変換された前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する第３のステップと，
前記第３のステップにおいて計測されるデジタル周波数信号の１／Ｎの周波数信号を生成する第４のステップとを備え，
前記第４のステップにおいて生成されたデジタル信号の１／Ｎの周波数信号を用いて前記一対の振動検出センサの検出信号の位相差を検出できるようにしたことを特徴とする信号処理方法。
【請求項２】
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号を生成する過程において、θ／Ｎ＝θ―θｘとなるような周波数θｘをもとめ周波数変換を行う請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項３】
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号θの１／Ｎの周波数信号が50Hz未満となるようにNを決定する請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項４】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、前記フローチューブの左右に設けられる一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得るようにしたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器において、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いて周波数計測を行う請求項４に記載の信号処理装置。
【請求項６】
測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し該フローチューブを振動させて、振動検出センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記一対の振動検出センサのそれぞれから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のそれぞれのデジタル信号を周波数変換する一対の直交周波数変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される前記一対の振動検出センサに対応する２つのデジタル信号のいずれかのデジタル信号に基づいて周波数を計測する周波数計測器と，
前記周波数計測器から出力されるデジタル周波数信号のθ（１−１/Ｎ）の周波数信号を生成する発信器とを備え，
前記直交周波数変換器によって生成された信号を用いて位相差を得る信号処理装置を設けたことを特徴とするコリオリ流量計。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１０−１８１３０６（Ｐ２０１０−１８１３０６Ａ）
【公開日】平成２２年８月１９日（２０１０．８．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２５７１５（Ｐ２００９−２５７１５）
【出願日】平成２１年２月６日（２００９．２．６）
【特許番号】特許第４４３６８８２号（Ｐ４４３６８８２）
【特許公報発行日】平成２２年３月２４日（２０１０．３．２４）
【出願人】（０００１０３５７４）株式会社オーバル (82)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年８月１９日（２０１０．８．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月６日（２００９．２．６）
【特許番号】特許第４４３６８８２号（Ｐ４４３６８８２）
【特許公報発行日】平成２２年３月２４日（２０１０．３．２４）
【出願人】（０００１０３５７４）株式会社オーバル (82)
【Ｆターム（参考）】
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