単相３線式インバータ装置及び単相３線式インバータ装置制御プログラム
【課題】単相３線式インバータ装置における中間線に含まれる直流成分の抑制によるインバータ装置としての安定性の向上と上記した損失による発熱の抑制とを両立させることが可能な単相３線式インバータ装置を提供する。
【解決手段】一つの直流電源Ｖから単相３線式の交流電圧を生成するインバータ部ＩＶと、単相３線式における中間線Ｍに含まれる直流成分の電圧値を検出する第２電圧検出部７と、直流電源Ｖとインバータ部ＩＶとの間に接続され、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２を用いて直流成分を抑制する中間線安定化部ＳＶと、直流成分の電圧値が、ゼロボルトを含んで予め設定された不感帯の電圧範囲内であるとき、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２におけるスイッチング動作を禁止するＰＷＭ駆動部１及び２と、を備える。
【解決手段】一つの直流電源Ｖから単相３線式の交流電圧を生成するインバータ部ＩＶと、単相３線式における中間線Ｍに含まれる直流成分の電圧値を検出する第２電圧検出部７と、直流電源Ｖとインバータ部ＩＶとの間に接続され、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２を用いて直流成分を抑制する中間線安定化部ＳＶと、直流成分の電圧値が、ゼロボルトを含んで予め設定された不感帯の電圧範囲内であるとき、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２におけるスイッチング動作を禁止するＰＷＭ駆動部１及び２と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は単相３線式インバータ装置及び単相３線式インバータ装置制御プログラムの技術分野に属する。より詳細には、直流電源から単相３線式の交流電圧を生成する単相３線式インバータ装置及び当該単相３線式インバータ装置用の制御プログラムの技術分野に属する。
【背景技術】
【０００２】
現在、各電力会社から一般家庭等に供給されている商用の交流電圧（いわゆる系統）は、通常、単相３線式（中間線と一方の端線間で実効値１００ボルト）とされている場合が多い。これは、各家庭においていわゆる床暖房の設備や誘導加熱（ＩＨ；Induction Heating）式の電磁調理器具等が普及するようになった昨今、それらのための交流電源としての２００ボルトの交流電圧が、建築工事等の際に簡単に得られるようにすることを考慮したものである。
【０００３】
一方近年では、系統が停電した場合に備えて、一般家庭等においても自家発電の施設を備えることが検討されている。この場合、系統から交流電圧が供給されている場合と同じ機器（照明や電磁調理器具等）を、自家発電時においてもそのまま用いることができれば好適である。これに対して、上記自家発電の施設として普及しつつある太陽光発電システムや家庭用蓄電池システム或いは家庭用小型発電機等から出力される電力は、直流である場合が多い。そこでこのような自家発電の施設から出力されてくる直流電圧を単相３線式の交流電圧に変換する、単相３線式インバータ装置が望まれることとなる。このような単相３線式インバータ装置についての先行技術文献としては、例えば下記特許文献１及び特許文献２等がある。
【０００４】
ここで、単相３線式インバータ装置においては、単相３線式における中間線（中性線と称される場合もある）の電圧（いわゆる中点電圧）を安定化して、当該中間線に直流成分が生じないようにする必要がある。即ち、単相３線式インバータ装置から出力される交流電圧を利用する負荷が通常の負荷である場合には、当該中間線に流れる直流成分は極少ないものである。しかしながら、例えば一部のハロゲンヒータなどでは、ヒータとしての電力を調整するために半波整流回路を用いるものがある。そしてこのようなハロゲンヒータが単相３線式インバータ装置の出力端に接続された場合、当該ハロゲンヒータに流れる負荷電流には、大きな直流成分が含まれることになる。またこの他に、例えばサイリスタ及びトライアーク等を用いた位相角制御をそのモータの回転制御に用いる掃除機においても、その位相角制御に誤差（アンバランス）が生じると、その誤差分が直流成分として負荷電流に含まれ得ることになる。更に言えば、負荷電流に直流成分が全く含まれない負荷は、通常では考え難い。そして、このような直流成分が中間線に流れると、当該中間線と両端線間の電圧バランスがアンバランスとなることで、その出力としての交流電圧にその直流成分がそのまま重畳される。この結果、例えば変圧器等を含む負荷が単相３線式インバータ装置の出力端に接続された場合、当該直流成分が流れ続けると、当該変圧器等のコアの飽和、及びこれによる当該変圧器等の破損を招くことになる。よってこのような中間線に含まれる直流成分は極力抑制されることが望ましい。このため従来では、例えば図３に例示するような中間線安定化部を含む単相３線式インバータ装置が用いられている。
【０００５】
図３（ａ）に示すように従来の単相３線式インバータ装置ＳＳは、実質的に一つと見なされる直流電源Ｖと、コンデンサＣ１及びＣ２と、例えばそれぞれがＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６と、リアクトルＬ２及びＬ３と、コンデンサＣ３及びＣ４と、を含むインバータ部ＩＶを備えており、それぞれの相に対して負荷ＬＤ１及びＬＤ２が接続される単相３線式のインバータ装置である。この構成においてインバータ部ＩＶに含まれているスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６は、例えばパルス幅変調（Pulse Width Modulation。以下、ＰＷＭと称する）方式により、図示しないＰＷＭ駆動部により駆動される。そして、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４の接続点及びスイッチング素子Ｓ５及びＳ６の接続点それぞれから出力されるパルス信号が、リアクトルＬ２及びＬ３並びにコンデンサＣ３及びＣ４によりそれぞれ平滑化され、単相３線式の交流電圧として負荷ＬＤ１及びＬＤ２にそれぞれ印加される。
【０００６】
ここで、図３（ａ）に例示する単相３線式インバータ装置ＳＳにおいて、負荷ＬＤ１が接続されている側の相を「Ｓ相」と称し、負荷ＬＤ２が接続されている側の相を「Ｗ相」と称することとする。また、上記の構成において「実質的に一つと見なされる直流電源Ｖ」とは、例えば太陽光パネル、家庭用蓄電池システム及び家庭用小型発電機等のように、それぞれが直流電源として機能し得るが装置としては独立しているものを、纏めて一つの直流電源Ｖとして取り扱うことを意味する。そして、このような一つの（換言すれば、単相３線式における中間線Ｍが接続されない）直流電源Ｖから交流電圧を得るために、コンデンサＣ１及びＣ２がＳ相及びＷ相にそれぞれ接続されている。
【０００７】
一方、上記従来の単相３線式インバータ装置ＳＳには、上記負荷ＬＤ１の特性等に起因して中間線Ｍに含まれる上記直流成分を抑制して当該中間線Ｍの電圧を安定化させるための中間線安定化部ＳＶとして、例えばそれぞれがＩＧＢＴ等からなるスイッチング素子Ｓ１及びＳ２とリアクトルＬ１とが備えられている。これらスイッチング素子Ｓ１及びＳ２の動作により生成されるパルス信号がリアクトルＬ１により平滑化されて直流電圧化され、この直流電圧が中間線Ｍに対して加算又は減算されることにより、中間線Ｍに含まれる直流成分を相殺して当該中間線Ｍの電圧を安定化させる。
【０００８】
ここで、上記中間線安定化部ＳＶにおいて上記の直流成分が中間線Ｍに含まれる場合、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２とリアクトルＬ１については動作上問題となることはないが、本来は同じ電圧が印加されるべき上記コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間での上記電圧バランスがアンバランスとなることになる。そしてこの結果として、負荷ＬＤ１又はＬＤ２に印加される交流電圧の値がＳ相とＷ相との間で異なることとなってしまう。そこで従来の単相３線式インバータ装置ＳＳでは、図３（ｂ）の最上段及び上から二段目に例示するように、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２を交互にスイッチング動作させ、且つそれぞれにおけるＰＷＭ方式の駆動信号のデューティ比を共に５０％に維持することで、図３に示す電圧Ｖ１を、ちょうど電圧Ｖ２（即ち中間線Ｍの電圧）の二倍とし、これにより中間線Ｍに含まれる直流成分を相殺して中間線Ｍの電圧を安定させていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平７−４６８５９号公報
【特許文献２】特開平７−１６３１５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図３（ａ）に例示する単相３線式インバータ装置ＳＳの場合、負荷ＬＤ１及びＬＤ２に接続される機器の種類等に拘わらず、常に上記中間線安定化部ＳＶが動作している。そして、中間線Ｍの電圧の安定化のためにスイッチング素子Ｓ１及びＳ２がＰＷＭ方式により常に駆動されることで、リアクトルＬ１には、その両端に図３（ｂ）下から二段目に例示される電圧ＶＬ１が常に発生し、更にスイッチング素子Ｓ１及びＳ２におけるスイッチング時間及びリアクトルＬ１自体のインダクタンスによって定まる励磁電流ＩＬ１（図３（ｂ）最下段参照）が常に流れることになる。これらのことは、リアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｓ１及びＳ２における損失の発生（即ち発熱）の原因となる。このような損失の発生は、例えば系統が停電している間には常時動作するべきインバータ装置においては、周囲温度の上昇、ひいては火災にも繋がり得るものであり、大きな問題点である。
【００１１】
そこで、本発明は上記の問題点に鑑みて為されものであり、その課題の一例は、単相３線式における中間線に含まれる直流成分の抑制による単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と上記した損失による発熱の抑制とを両立させることが可能な単相３線式インバータ装置及び当該単相３線式インバータ装置用の制御プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、実質的に一つの直流電源から単相３線式の交流電圧を生成するインバータ部と、前記単相３線式における中間線に含まれる直流成分の電圧値を検出する第２電圧検出部等の検出手段と、前記直流電源と前記インバータ部との間に接続され、スイッチング素子を用いて前記直流成分を抑制する中間線安定化部と、前記検出された電圧値が、ゼロボルトを含んで予め設定された所定電圧範囲内であるとき、前記スイッチング素子におけるスイッチング動作を禁止するＰＷＭ駆動部等の禁止手段と、を備える。
【００１３】
請求項１に記載の発明によれば、単相３線式の中間線に含まれる直流成分の電圧値がゼロボルトを含む所定電圧範囲内であるとき、中間線安定化部のスイッチング素子におけるスイッチング動作を禁止するので、中間線安定化部のスイッチング素子において過度のスイッチング動作が行われることに起因する損失を抑制することができる。
【００１４】
上記の課題を解決するために、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の単相３線式インバータ装置において、前記所定電圧範囲は、前記直流電源の電圧値と、前記インバータ部による前記直流成分の補正可能範囲と、に基づいて予め設定された所定電圧範囲であるように構成される。
【００１５】
請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明の作用に加えて、所定電圧範囲が、直流電源の電圧値と、インバータ部による直流成分の補正可能範囲と、に基づいて予め設定されているので、中間線安定化部のスイッチング素子における過度のスイッチング動作による損失を確実に抑制することができる。
【００１６】
上記の課題を解決するために、請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の単相３線式インバータ装置において、前記所定電圧範囲を、ゼロボルトを含んで−ａボルトから＋ａボルト（ａは正数）までの電圧範囲とした場合であって、前記直流電源の電圧値をＶ１ボルトとし、前記単相３線式の両端線と前記中間線との間にそれぞれ接続されている二つのコンデンサの最小電圧値をＶcminボルトとし、ｂ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２（ボルト）としたとき、ｂ／３≦ａ≦ｂ／２であるように構成される。
【００１７】
請求項３に記載の発明によれば、請求項１又は請求項２に記載の発明の作用に加えて、所定電圧範囲を−ａボルトから＋ａボルトまでの電圧範囲とした場合であって、直流電源の電圧値をＶ１ボルトとし、単相３線式の両端線と中間線との間にそれぞれ接続されている各コンデンサの最小電圧値をＶcminボルトとし、ｂ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２ボルトとしたとき、ａの値がｂ／３以上ｂ／２以下であるので、単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と上記損失の抑制とを両立させることができる。
【００１８】
上記の課題を解決するために、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の単相３線式インバータ装置において、ａ＝ｂ／２であるように構成される。
【００１９】
請求項４に記載の発明によれば、請求項３に記載の発明の作用に加えて、ａ＝ｂ／２であるので、上記安定性の向上と上記損失の抑制とを高度に両立させることができる。
【００２０】
上記の課題を解決するために、請求項５に記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置において、正弦波信号を生成するサインジェネレータ等の正弦波生成手段と、前記検出された電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する加算器等の制御手段と、を備える。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の発明の作用に加えて、直流成分の電圧値が所定電圧範囲内であるとき、正弦波信号に基づいてインバータ部において直流成分を抑制するので、中間線安定化部のスイッチング素子が機能していない場合でも、当該中間線に含まれる直流成分を抑制して単相３線式インバータ装置としての安定性を向上させることができ、結果として当該安定性の向上と中間線安定化部における損失の抑制を両立させることができる。
【００２２】
上記の課題を解決するために、請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の単相３線式インバータ装置において、前記インバータ部は、インバータ部スイッチング素子と、前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動するＰＷＭ駆動部等の駆動手段と、を備え、前記制御手段は、前記生成された正弦波信号と前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御するように構成される。
【００２３】
請求項６に記載の発明によれば、請求項５に記載の発明の作用に加えて、インバータ部がインバータ部スイッチング素子とパルス幅変調方式の駆動手段と、を備え、正弦波信号と直流成分の電圧値との差分に基づいてパルス幅変調方式のパルス幅を制御して直流成分を抑制するので、より効果的に単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と損失の抑制を両立させることができる。
【００２４】
上記の課題を解決するために、請求項７に記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置であって、正弦波信号を生成するサインジェネレータ等の正弦波生成手段を備える単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータを、前記検出された直流成分の電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する制御手段として機能させるように構成される。
【００２５】
請求項７に記載の発明によれば、直流成分の電圧値が所定電圧範囲内であるとき、正弦波信号に基づいてインバータ部において直流成分を抑制するように単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータが機能するので、中間線安定化部のスイッチング素子が機能していない場合でも、当該中間線に含まれる直流成分を抑制して単相３線式インバータ装置としての安定性を向上させることができ、結果として当該安定性の向上と中間線安定化部における損失の抑制を両立させることができる。
【００２６】
上記の課題を解決するために、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の単相３線式インバータ装置制御プログラムにおいて、前記単相３線式インバータ装置における前記インバータ部は、インバータ部スイッチング素子と、前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動するＰＷＭ駆動部等の駆動手段と、を備え、前記制御手段として機能する前記コンピュータを、前記生成された正弦波信号と前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御するように機能させるように構成される。
【００２７】
請求項８に記載の発明によれば、請求項７に記載の発明の作用に加えて、インバータ部がインバータ部スイッチング素子とパルス幅変調方式の駆動手段と、を備え、正弦波信号と直流成分の電圧値との差分に基づいてパルス幅変調方式のパルス幅を制御して直流成分を抑制するように単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータを機能させるので、より効果的に単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と損失の抑制を両立させることができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、単相３線式インバータ装置において、中間線安定化部のスイッチング素子において過度のスイッチング動作が行われることに起因する損失を抑制することができる。
【００２９】
従って、中間線に含まれる直流成分の抑制による単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と当該損失による発熱の抑制とを両立させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施形態に係る単相３線式インバータ装置の構成を示す図である。
【図２】実施形態に係る単相３線式インバータ装置の動作を説明する図であり、（ａ）は実施形態に係る中間線安定化部における電圧制御可能範囲を示す概念図であり、（ｂ）は実施形態に係る不感帯を説明する図であり、（ｃ）は実施形態に係る中間線安定化部の動作を例示する図である。
【図３】背景技術に係る単相３線式インバータ装置を示す図であり、（ａ）は背景技術に係る単相３線式インバータ装置の構成を示す図であり、（ｂ）はその動作を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
次に、本発明に係る実施形態について、図１及び図２を用いて説明する。なお以下に説明する実施形態は、直流電源から単相３線式の交流電圧を生成する単相３線式インバータ装置に本発明を適用した場合の実施形態である。
【００３２】
また、図１は実施形態に係る単相３線式インバータ装置の構成を示す図であり、図２は当該単相３線式インバータ装置の動作を説明する図である。なお図１及び図２においては、図３に示した単相３線式インバータ装置ＳＳと同一の構成部材については同一の部材番号を付して、細部の説明を省略する。
【００３３】
（Ａ）全体構成
初めに、実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓの全体構成について、図１を用いて説明する。
【００３４】
図１に示すように、実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓには、図３に示した単相３線式インバータ装置ＳＳと同一の直流電源Ｖと、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２並びにリアクトルＬ１を含む中間線安定化部ＳＶと、コンデンサＣ１及びＣ２と、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６、リアクトルＬ２及びＬ３並びにコンデンサＣ３及びＣ４を含むインバータ部ＩＶと、が含まれている。これに加えて実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓは、スイッチング素子Ｓ１をＰＷＭ駆動する禁止手段の一例としてのＰＷＭ駆動部１と、スイッチング素子Ｓ２をＰＷＭ駆動する禁止手段の一例としてのＰＷＭ駆動部２と、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４を同期させてＰＷＭ駆動してＷ相の交流電圧を生成する駆動手段の一例としてのＰＷＭ駆動部３と、スイッチング素子Ｓ５及びＳ６を同期させてＰＷＭ駆動してＳ相の交流電圧を生成する駆動手段の一例としてのＰＷＭ駆動部４と、正弦波生成手段の一例としてのサインジェネレータ５と、図１に示す両端線間の電圧（即ち、直流電源Ｖの出力電圧）Ｖ１を検出する第１電圧検出部６と、図１に示す中間線Ｍの電圧Ｖ２を検出する検出手段の一例としての第２電圧検出部７と、除算部８と、加算器９と、制御手段の一例としての加算器１０及び１１と、により構成されている。
【００３５】
（Ｂ）中間線安定化部の構成及び動作
次に、実施形態に係る中間線安定化部ＳＶの構成及び動作について、図１及び図２を用いて説明する。
【００３６】
図１に示す単相３線インバータ装置Ｓにおいて第１電圧検出部６は、例えば従来と同様の手法により上記電圧Ｖ１を検出し、その検出結果を除算器８に出力する。また第２電圧検出部７は、例えば従来と同様の手法により上記電圧Ｖ２を検出し、その検出結果を加算器９の負端子に出力する。次に除算部８は、第１電圧検出部６からの出力結果である電圧Ｖ１を２で除してＶ１／２を算出し、その除算結果を加算器９の正端子に出力する。これにより加算器９は、正端子に入力されている除算結果（Ｖ１／２）から負端子に入力されている第２電圧検出部７の検出結果Ｖ２を減算し、その減算結果ＳdをＰＷＭ駆動部１及び２並びに加算器１０及び１１それぞれの負端子に出力する。ここで、図１に示す中間線Ｍに直流成分が含まれている場合、加算器９から出力される減算結果Ｓd（即ち、Ｖ１／２−Ｖ２の値）は、正又は負いずれかの当該直流成分の値を有することになる。これに対して中間線Ｍに直流成分が含まれていない場合、減算結果Ｓdの値はゼロとなる。
【００３７】
次に、加算器９から出力される減算結果Ｓdが入力されるＰＷＭ駆動部１及び２は、当該減算結果Ｓd、即ち、中間線Ｍに含まれている直流成分の値に基づいてスイッチング素子Ｓ１又はＳ２のいずれか一方をＰＷＭ駆動する。
【００３８】
ここで、実施形態に係るＰＷＭ駆動部１及び２によるスイッチング素子Ｓ１又はＳ２のＰＷＭ駆動について、具体的に図１及び図２を用いて説明する。
【００３９】
上述したように、中間線Ｍに直流成分が含まれた場合には、上記「Ｖ１／２」と「Ｖ２」とが異なる（即ち、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧にアンバランスが生じる）こととなる。これを言い換えれば、大きな直流成分が中間線Ｍに含まれることにはなり難い通常の負荷が負荷ＬＤ１又はＬＤ２である場合、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧には、アンバランスは生じないか、若しくは生じても極少ない。そしてこのような場合にまで上記中間線安定化部ＳＶを動作させる（即ち、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２を動作させる）と、上述したような単相３線式インバータ装置Ｓ全体としての損失の増大に繋がる。そこで実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓでは、中間線Ｍに含まれている直流成分の値が、後述する実施形態に係るインバータ部ＩＶの動作により補正（相殺）し得る許容範囲内の所定範囲内にある場合には、中間線安定化部ＳＶとしての動作を禁止する。この許容範囲が後述する中間線安定化部ＳＶにおける電圧制御可能範囲であり、上記所定範囲が本発明に係る所定電圧範囲（不感帯）に相当する。そして、当該不感帯を越えた値の直流成分が中間線Ｍに含まれることとなったときのみ、スイッチング素子Ｓ１又はＳ２のいずれか一方のみをＰＷＭ駆動して、中間線安定化部ＳＶにより当該直流成分を相殺するようにする。
【００４０】
次に、上記不感帯を用いた実施形態に係る中間線安定化部ＳＶの動作について、具体的に説明する。
【００４１】
先ず、単相３線式インバータ装置Ｓとして要求されている交流電圧が片相についてＶRMSボルト（実効値。両相で２×ＶRMSボルト）である場合、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧として必要とされる最小電圧Ｖcminは、以下の式（１）により求められる。
【００４２】
Ｖcmin＝ＶRMS×√２×１．１ …（１）
ここで、上記「√２（２の平方根）」は実効値ＶRMSに対してピーク値を考慮した値であり、また上記「１．１」は、インバータ部ＩＶを構成するスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６それぞれが飽和しない（クリップしない）ことを考慮した係数である。この最小電圧Ｖcminは、単相３線インバータ装置Ｓの機能発揮上、それぞれの相のコンデンサＣ１及びＣ２について確保されなければならないので、結局、実施形態に係る中間線安定化部ＳＶとしての電圧制御可能範囲（片相についてＶａ（Ｖａ＞０。以下、同様））は、直流電源Ｖの電圧Ｖ１と上記最小電圧Ｖcminを用いて以下の式（２）により求められる（図２（ａ）参照）。
【００４３】
２×Ｖａ＝Ｖ１−２×Ｖcmin …（２）
このとき、上記最小電圧Ｖcminを上記式（１）により決定する際には、上述したように、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６それぞれが飽和しないことを考慮した係数（即ち、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６のスイッチング能力（スイッチング速度）を考慮した係数）が用いられる。このことから結果として、中間線安定化部ＳＶとしての電圧制御可能範囲は、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６のスイッチング能力（言い換えれば、後述するようにインバータ部ＩＶにおける直流成分の抑制能力（補正可能範囲））と、直流電源Ｖの電圧Ｖ１と、に基づいて決定されることになる。
【００４４】
中間線安定化部ＳＶとしての電圧制御可能範囲の算出についてより具体的に例えば、一般家庭用の単相３線式インバータ装置Ｓとして要求されている交流電圧が片相について実効値１００ボルト（両相で２００ボルト）である場合、上記最小電圧Ｖcminは、上記式（１）によれば、コンデンサＣ１又はＣ２それぞれにつき、
Ｖcmin＝１００×√２×１．１≒１５５（ボルト）
となる。一方、通常の単相３線式インバータ装置Ｓの場合、直流電源Ｖの電圧Ｖ１は通常３７０ボルト程度に設定される。よってこの場合、上記電圧制御可能範囲２×Ｖａは、
３７０−１５５×２＝６０（ボルト）
となる。つまり、上記式（２）により、「３０ボルト」が片相についての電圧制御可能範囲Ｖａとなる。そして実施形態に係るスイッチング素子Ｓ１及びＳ２の駆動に当たっては、上述したように±３０ボルトの範囲で最大値が５０％となるようにＰＷＭ駆動すると共に、図２（ｂ）に例示するように、例えば片相についての電圧制御可能範囲Ｖａの１／２を上記不感帯Ｎとして、その範囲内に直流成分の値が入っている場合、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の駆動を禁止する。
【００４５】
ここで、図２（ｂ）において、減算結果Ｓdの値がＶａ／２以上Ｖａ以下の範囲（即ち、Ｓ相側の電圧が高い場合）においては、スイッチング素子Ｓ２（図１参照）のみをＰＷＭ駆動部２により駆動する。このときスイッチング素子Ｓ１は開放（オフ）のままとされる。この場合にＰＷＭ駆動部２は、減算結果Ｓd（Ｖａ／２以上Ｖａ以下の範囲で値が変化する）に基づき、図２（ｂ）に例示するように、スイッチング素子Ｓ２をＰＷＭ駆動する際のデューティ比を、最大値が５０％となるように且つ単調増加するように制御する。これに対し、図２（ｂ）において、減算結果Ｓdの値が−Ｖａ以上−Ｖａ／２以下の範囲（即ち、Ｗ相側の電圧が高い場合）においては、スイッチング素子Ｓ１（図１参照）のみをＰＷＭ駆動部１により駆動する。このときスイッチング素子Ｓ２は開放（オフ）のままとされる。この場合にＰＷＭ駆動部１は、減算結果Ｓd（−Ｖａ以上−Ｖａ／２以下の範囲で値が変化する）に基づき、図２（ｂ）に例示するように、スイッチング素子Ｓ１をＰＷＭ駆動する際のデューティ比を、最大値が５０％となるように且つ単調増加するように制御する。
【００４６】
なお、実施形態に係る不感帯Ｎの範囲（その上限値及び下限値）については、当該範囲が広すぎるとスイッチング素子Ｓ１及びＳ２をＰＷＭ方式により駆動する際のデューティ比のゲインが高すぎることによりその動作が不安定になり、また反対に狭すぎるとスイッチング素子Ｓ１及びＳ２としての損失が頻繁に発生することとなって実施形態の趣旨に反する。よって不感帯Ｎの範囲については、これらの要素を勘案して予め例えば経験的又は実験的に定められる。本発明の発明者らは、不感帯Ｎの範囲の下限値については、例えば−Ｖａ／３以上−Ｖａ／２以下程度が好適であり、また上限値については、例えばＶａ／３以上Ｖａ／２以下程度が好適であると考えている。なお図２（ｂ）は、不感帯Ｎの範囲の下限値が−Ｖａ／２であり、上限値がＶａ／２の場合について例示している。
【００４７】
次に、例えば実施形態に係るスイッチング素子Ｓ１のみがデューティ比５０％でＰＷＭ駆動される（即ち図２（ｂ）に例示する場合において、減算結果Ｓdの値が−Ｖａ／２であった場合）ことにより中間線Ｍの直流成分が抑制されている場合の動作について、図２（ｃ）を用いて説明する。
【００４８】
実施形態に係る中間線安定化部ＳＶにおいて、例えばスイッチング素子Ｓ１のみがデューティ比５０％（スイッチング素子Ｓ１のデューティ比としての最大値）によりＰＷＭ駆動されると、リアクトルＬ１の両端に発生する電圧ＶＬ１及びリアクトルＬ１に流れる電流Ｉ（図３に例示した励磁電流ＩＬ１とは異なる）は、それぞれ図２（ｃ）に例示されるものとなる。この場合には、スイッチング素子Ｓ２は常に開放（オフ）であることもあり、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦが切り替わるタイミングでちょうど電圧ＶＬ１及び電流Ｉの変化点となる、いわゆる「ゼロ電流スイッチング」の動作となる。よって実施形態に係る中間線安定化部ＳＶによれば、図３に例示した従来の単相３線式インバータ装置ＳＳの中間安定化部ＳＶに比して、より損失が少ないこととなる。
【００４９】
（Ｃ）インバータ部の構成及び動作
次に、実施形態に係るインバータ部ＩＶの構成及び動作について、図１を用いて説明する。実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓでは、加算器９からの減算結果Ｓdの値が上記不感帯Ｎの範囲内である場合、中間線安定化部ＳＶとしての動作は禁止される。そこでこの場合、実施形態に係るインバータ部ＩＶの動作により、中間線安定化部ＳＶとしての動作が禁止されている場合に中間線Ｍに含まれることとなる直流成分を抑制して、コンデンサＣ１及びＣ２の端子電圧を安定化させる。
【００５０】
即ち、実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓでは、図１に示すように、上記加算器９からの減算結果Ｓdが加算器１０及び１１それぞれの負端子に入力されている。一方、サインジェネレータ５からは単相３線式インバータ装置Ｓの出力としての交流電圧の位相に同期した位相の正弦波信号が出力され、この正弦波信号が加算器１０及び１１それぞれの正端子に入力される。そして加算器１０及び１１は、当該正弦波信号から減算結果Ｓdを減算し、その結果をＰＷＭ駆動部３及び４にそれぞれ出力する。
【００５１】
これによりＰＷＭ駆動部３は、加算器１０からの出力された減算結果がゼロとなるように（換言すれば、加算器９からの減算結果Ｓdがゼロとなるように）、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４をＰＷＭ方式により駆動する際のデューティ比等を制御して、当該スイッチング素子Ｓ３及びＳ４を駆動する。一方、ＰＷＭ駆動部４は、加算器１１からの出力された減算結果（換言すれば減算結果Ｓd）がゼロとなるように、スイッチング素子Ｓ５及びＳ６をＰＷＭ方式により駆動する際のデューティ比等を制御して、当該スイッチング素子Ｓ５及びＳ６を駆動する。これらにより結果として、減算結果Ｓdがゼロとなるように、サインジェネレータ５からの正弦波信号を基礎としたフィードバック制御が実行されることとなり、中間線Ｍに含まれる直流成分（即ち減算結果Ｓd）が時間の経過と共に抑制されることとなる。なお、加算器９からの減算結果Ｓdの値が上記不感帯Ｎの範囲外である場合には、上述した実施形態に係る中間線安定化部ＳＶによる直流成分の抑制動作と合わせて、上述したインバータ部ＩＶによる直流成分の抑制動作が実行されることとなる。
【００５２】
以上説明したように、実施形態に係る中間線安定化部ＳＶ及びインバータ部ＩＶを備える単相３線式インバータ装置Ｓの動作によれば、中間線Ｍに含まれる直流成分の電圧値がゼロボルトを含む不感帯Ｎの電圧範囲内であるとき、中間線安定化部ＳＶのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２におけるスイッチング動作を禁止するので、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２において過度のスイッチング動作が行われることに起因する損失を抑制することができる。
【００５３】
また、上記不感帯Ｎの電圧範囲が、直流電源Ｖの電圧値Ｖ１と、インバータ部ＩＶにおける直流成分の補正可能範囲（即ち、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６のスイッチング能力）と、に基づいて予め設定されているので、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２における過度のスイッチング動作による損失を確実に抑制することができる。
【００５４】
更に、直流電源Ｖの電圧値をＶ１ボルトとし、コンデンサＣ１及びＣ２の最小電圧値をＶcminボルトとし、Ｖａ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２ボルトとしたとき、不感帯Ｎの下限値が−Ｖａ／２以上−Ｖａ／３以下であり、上限値がＶａ／３以上Ｖａ／２以下であるので、単相３線式インバータ装置Ｓとしての安定性と上記損失の抑制とを両立させることができる。
【００５５】
更にまた、不感帯Ｎの下限値が−Ｖａ／２であり上限値がＶａ／２である場合には、上記安定性と上記損失の抑制とを高度に両立させることができる。
【００５６】
また、直流成分の電圧値が不感帯Ｎの電圧範囲内であるとき、サインジェネレータ５からの正弦波信号に基づいてインバータ部ＩＶにおいて直流成分を抑制するので、中間線安定化部ＳＶのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２が機能していない場合でも、中間線Ｍに含まれる直流成分を抑制して単相３線式インバータ装置Ｓとしての安定性を向上させることができ、結果として当該安定性の向上と中間線安定化部ＳＶにおける損失の抑制を両立させることができる。
【００５７】
更に、サインジェネレータ５、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６並びにＰＷＭ駆動部３及び４を備え、正弦波信号と直流成分の電圧値との差分に基づいてＰＷＭ方式のパルス幅を制御して直流成分を抑制するので、より効果的に単相３線式インバータ装置Ｓとしての安定性を向上と損失の抑制を両立させることができる。
【００５８】
なお上述した実施形態においては、実施形態に係る不感帯Ｎの範囲を、複数の要素を勘案して予め例えば経験的又は実験的に定められる一定値とした。一方当該不感帯Ｎの範囲は上述したように、直流電源Ｖの電圧Ｖ１と、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧における最小電圧Ｖcminと、に基づいて決定され、この最小電圧Ｖcminはスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６それぞれが飽和しないことを考慮した係数を用いて定められる。そこで、直流電圧Ｖの電圧Ｖ１とスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６に係る当該係数とを例えば監視／検出することにより、当該検出された電圧Ｖ１及び係数を用いて、不感帯Ｎの範囲を可変とするように構成することもできる。
【００５９】
また、上述した単相３線式インバータ装置Ｓとしての機能のうち、インバータ部ＩＶに係るＰＷＭ駆動部３及び４の機能は、プログラムとしてマイクロコンピュータ等の汎用のコンピュータにより実現することできる。この場合の当該プログラムは、例えばコンパクトディスク等の記録媒体に記録させておいたものを当該汎用のコンピュータにより読み出して実行させても良いし、例えばインターネット等のネットワークから取得した当該プログラムを当該汎用のコンピュータにより実行させても良い。いずれの場合でも、ＰＷＭ駆動部３及び４の機能をコンピュータとして実現させることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
以上説明したように、本発明は、単相３線式インバータ装置の分野に広く適用可能であり、特に負荷電流に直流成分が含まれ得る負荷が接続される可能性のある単相３線式インバータ装置の分野に適用すれば顕著な作用効果が得られる。
【符号の説明】
【００６１】
１、２、３、４ ＰＷＭ駆動部
５ サインジェネレータ
６ 第１電圧検出部
７ 第２電圧検出部
８ 除算部
９、１０、１１ 加算器
Ｓ、ＳＳ 単相３線式インバータ装置
Ｖ 直流電源
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ コンデンサ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６ スイッチング素子
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ リアクトル
ＬＤ１、ＬＤ２ 負荷
Ｍ 中間線
ＩＶ インバータ部
ＳＶ 中間線安定化部
【技術分野】
【０００１】
本発明は単相３線式インバータ装置及び単相３線式インバータ装置制御プログラムの技術分野に属する。より詳細には、直流電源から単相３線式の交流電圧を生成する単相３線式インバータ装置及び当該単相３線式インバータ装置用の制御プログラムの技術分野に属する。
【背景技術】
【０００２】
現在、各電力会社から一般家庭等に供給されている商用の交流電圧（いわゆる系統）は、通常、単相３線式（中間線と一方の端線間で実効値１００ボルト）とされている場合が多い。これは、各家庭においていわゆる床暖房の設備や誘導加熱（ＩＨ；Induction Heating）式の電磁調理器具等が普及するようになった昨今、それらのための交流電源としての２００ボルトの交流電圧が、建築工事等の際に簡単に得られるようにすることを考慮したものである。
【０００３】
一方近年では、系統が停電した場合に備えて、一般家庭等においても自家発電の施設を備えることが検討されている。この場合、系統から交流電圧が供給されている場合と同じ機器（照明や電磁調理器具等）を、自家発電時においてもそのまま用いることができれば好適である。これに対して、上記自家発電の施設として普及しつつある太陽光発電システムや家庭用蓄電池システム或いは家庭用小型発電機等から出力される電力は、直流である場合が多い。そこでこのような自家発電の施設から出力されてくる直流電圧を単相３線式の交流電圧に変換する、単相３線式インバータ装置が望まれることとなる。このような単相３線式インバータ装置についての先行技術文献としては、例えば下記特許文献１及び特許文献２等がある。
【０００４】
ここで、単相３線式インバータ装置においては、単相３線式における中間線（中性線と称される場合もある）の電圧（いわゆる中点電圧）を安定化して、当該中間線に直流成分が生じないようにする必要がある。即ち、単相３線式インバータ装置から出力される交流電圧を利用する負荷が通常の負荷である場合には、当該中間線に流れる直流成分は極少ないものである。しかしながら、例えば一部のハロゲンヒータなどでは、ヒータとしての電力を調整するために半波整流回路を用いるものがある。そしてこのようなハロゲンヒータが単相３線式インバータ装置の出力端に接続された場合、当該ハロゲンヒータに流れる負荷電流には、大きな直流成分が含まれることになる。またこの他に、例えばサイリスタ及びトライアーク等を用いた位相角制御をそのモータの回転制御に用いる掃除機においても、その位相角制御に誤差（アンバランス）が生じると、その誤差分が直流成分として負荷電流に含まれ得ることになる。更に言えば、負荷電流に直流成分が全く含まれない負荷は、通常では考え難い。そして、このような直流成分が中間線に流れると、当該中間線と両端線間の電圧バランスがアンバランスとなることで、その出力としての交流電圧にその直流成分がそのまま重畳される。この結果、例えば変圧器等を含む負荷が単相３線式インバータ装置の出力端に接続された場合、当該直流成分が流れ続けると、当該変圧器等のコアの飽和、及びこれによる当該変圧器等の破損を招くことになる。よってこのような中間線に含まれる直流成分は極力抑制されることが望ましい。このため従来では、例えば図３に例示するような中間線安定化部を含む単相３線式インバータ装置が用いられている。
【０００５】
図３（ａ）に示すように従来の単相３線式インバータ装置ＳＳは、実質的に一つと見なされる直流電源Ｖと、コンデンサＣ１及びＣ２と、例えばそれぞれがＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６と、リアクトルＬ２及びＬ３と、コンデンサＣ３及びＣ４と、を含むインバータ部ＩＶを備えており、それぞれの相に対して負荷ＬＤ１及びＬＤ２が接続される単相３線式のインバータ装置である。この構成においてインバータ部ＩＶに含まれているスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６は、例えばパルス幅変調（Pulse Width Modulation。以下、ＰＷＭと称する）方式により、図示しないＰＷＭ駆動部により駆動される。そして、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４の接続点及びスイッチング素子Ｓ５及びＳ６の接続点それぞれから出力されるパルス信号が、リアクトルＬ２及びＬ３並びにコンデンサＣ３及びＣ４によりそれぞれ平滑化され、単相３線式の交流電圧として負荷ＬＤ１及びＬＤ２にそれぞれ印加される。
【０００６】
ここで、図３（ａ）に例示する単相３線式インバータ装置ＳＳにおいて、負荷ＬＤ１が接続されている側の相を「Ｓ相」と称し、負荷ＬＤ２が接続されている側の相を「Ｗ相」と称することとする。また、上記の構成において「実質的に一つと見なされる直流電源Ｖ」とは、例えば太陽光パネル、家庭用蓄電池システム及び家庭用小型発電機等のように、それぞれが直流電源として機能し得るが装置としては独立しているものを、纏めて一つの直流電源Ｖとして取り扱うことを意味する。そして、このような一つの（換言すれば、単相３線式における中間線Ｍが接続されない）直流電源Ｖから交流電圧を得るために、コンデンサＣ１及びＣ２がＳ相及びＷ相にそれぞれ接続されている。
【０００７】
一方、上記従来の単相３線式インバータ装置ＳＳには、上記負荷ＬＤ１の特性等に起因して中間線Ｍに含まれる上記直流成分を抑制して当該中間線Ｍの電圧を安定化させるための中間線安定化部ＳＶとして、例えばそれぞれがＩＧＢＴ等からなるスイッチング素子Ｓ１及びＳ２とリアクトルＬ１とが備えられている。これらスイッチング素子Ｓ１及びＳ２の動作により生成されるパルス信号がリアクトルＬ１により平滑化されて直流電圧化され、この直流電圧が中間線Ｍに対して加算又は減算されることにより、中間線Ｍに含まれる直流成分を相殺して当該中間線Ｍの電圧を安定化させる。
【０００８】
ここで、上記中間線安定化部ＳＶにおいて上記の直流成分が中間線Ｍに含まれる場合、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２とリアクトルＬ１については動作上問題となることはないが、本来は同じ電圧が印加されるべき上記コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間での上記電圧バランスがアンバランスとなることになる。そしてこの結果として、負荷ＬＤ１又はＬＤ２に印加される交流電圧の値がＳ相とＷ相との間で異なることとなってしまう。そこで従来の単相３線式インバータ装置ＳＳでは、図３（ｂ）の最上段及び上から二段目に例示するように、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２を交互にスイッチング動作させ、且つそれぞれにおけるＰＷＭ方式の駆動信号のデューティ比を共に５０％に維持することで、図３に示す電圧Ｖ１を、ちょうど電圧Ｖ２（即ち中間線Ｍの電圧）の二倍とし、これにより中間線Ｍに含まれる直流成分を相殺して中間線Ｍの電圧を安定させていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平７−４６８５９号公報
【特許文献２】特開平７−１６３１５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図３（ａ）に例示する単相３線式インバータ装置ＳＳの場合、負荷ＬＤ１及びＬＤ２に接続される機器の種類等に拘わらず、常に上記中間線安定化部ＳＶが動作している。そして、中間線Ｍの電圧の安定化のためにスイッチング素子Ｓ１及びＳ２がＰＷＭ方式により常に駆動されることで、リアクトルＬ１には、その両端に図３（ｂ）下から二段目に例示される電圧ＶＬ１が常に発生し、更にスイッチング素子Ｓ１及びＳ２におけるスイッチング時間及びリアクトルＬ１自体のインダクタンスによって定まる励磁電流ＩＬ１（図３（ｂ）最下段参照）が常に流れることになる。これらのことは、リアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｓ１及びＳ２における損失の発生（即ち発熱）の原因となる。このような損失の発生は、例えば系統が停電している間には常時動作するべきインバータ装置においては、周囲温度の上昇、ひいては火災にも繋がり得るものであり、大きな問題点である。
【００１１】
そこで、本発明は上記の問題点に鑑みて為されものであり、その課題の一例は、単相３線式における中間線に含まれる直流成分の抑制による単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と上記した損失による発熱の抑制とを両立させることが可能な単相３線式インバータ装置及び当該単相３線式インバータ装置用の制御プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、実質的に一つの直流電源から単相３線式の交流電圧を生成するインバータ部と、前記単相３線式における中間線に含まれる直流成分の電圧値を検出する第２電圧検出部等の検出手段と、前記直流電源と前記インバータ部との間に接続され、スイッチング素子を用いて前記直流成分を抑制する中間線安定化部と、前記検出された電圧値が、ゼロボルトを含んで予め設定された所定電圧範囲内であるとき、前記スイッチング素子におけるスイッチング動作を禁止するＰＷＭ駆動部等の禁止手段と、を備える。
【００１３】
請求項１に記載の発明によれば、単相３線式の中間線に含まれる直流成分の電圧値がゼロボルトを含む所定電圧範囲内であるとき、中間線安定化部のスイッチング素子におけるスイッチング動作を禁止するので、中間線安定化部のスイッチング素子において過度のスイッチング動作が行われることに起因する損失を抑制することができる。
【００１４】
上記の課題を解決するために、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の単相３線式インバータ装置において、前記所定電圧範囲は、前記直流電源の電圧値と、前記インバータ部による前記直流成分の補正可能範囲と、に基づいて予め設定された所定電圧範囲であるように構成される。
【００１５】
請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明の作用に加えて、所定電圧範囲が、直流電源の電圧値と、インバータ部による直流成分の補正可能範囲と、に基づいて予め設定されているので、中間線安定化部のスイッチング素子における過度のスイッチング動作による損失を確実に抑制することができる。
【００１６】
上記の課題を解決するために、請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の単相３線式インバータ装置において、前記所定電圧範囲を、ゼロボルトを含んで−ａボルトから＋ａボルト（ａは正数）までの電圧範囲とした場合であって、前記直流電源の電圧値をＶ１ボルトとし、前記単相３線式の両端線と前記中間線との間にそれぞれ接続されている二つのコンデンサの最小電圧値をＶcminボルトとし、ｂ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２（ボルト）としたとき、ｂ／３≦ａ≦ｂ／２であるように構成される。
【００１７】
請求項３に記載の発明によれば、請求項１又は請求項２に記載の発明の作用に加えて、所定電圧範囲を−ａボルトから＋ａボルトまでの電圧範囲とした場合であって、直流電源の電圧値をＶ１ボルトとし、単相３線式の両端線と中間線との間にそれぞれ接続されている各コンデンサの最小電圧値をＶcminボルトとし、ｂ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２ボルトとしたとき、ａの値がｂ／３以上ｂ／２以下であるので、単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と上記損失の抑制とを両立させることができる。
【００１８】
上記の課題を解決するために、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の単相３線式インバータ装置において、ａ＝ｂ／２であるように構成される。
【００１９】
請求項４に記載の発明によれば、請求項３に記載の発明の作用に加えて、ａ＝ｂ／２であるので、上記安定性の向上と上記損失の抑制とを高度に両立させることができる。
【００２０】
上記の課題を解決するために、請求項５に記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置において、正弦波信号を生成するサインジェネレータ等の正弦波生成手段と、前記検出された電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する加算器等の制御手段と、を備える。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の発明の作用に加えて、直流成分の電圧値が所定電圧範囲内であるとき、正弦波信号に基づいてインバータ部において直流成分を抑制するので、中間線安定化部のスイッチング素子が機能していない場合でも、当該中間線に含まれる直流成分を抑制して単相３線式インバータ装置としての安定性を向上させることができ、結果として当該安定性の向上と中間線安定化部における損失の抑制を両立させることができる。
【００２２】
上記の課題を解決するために、請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の単相３線式インバータ装置において、前記インバータ部は、インバータ部スイッチング素子と、前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動するＰＷＭ駆動部等の駆動手段と、を備え、前記制御手段は、前記生成された正弦波信号と前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御するように構成される。
【００２３】
請求項６に記載の発明によれば、請求項５に記載の発明の作用に加えて、インバータ部がインバータ部スイッチング素子とパルス幅変調方式の駆動手段と、を備え、正弦波信号と直流成分の電圧値との差分に基づいてパルス幅変調方式のパルス幅を制御して直流成分を抑制するので、より効果的に単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と損失の抑制を両立させることができる。
【００２４】
上記の課題を解決するために、請求項７に記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置であって、正弦波信号を生成するサインジェネレータ等の正弦波生成手段を備える単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータを、前記検出された直流成分の電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する制御手段として機能させるように構成される。
【００２５】
請求項７に記載の発明によれば、直流成分の電圧値が所定電圧範囲内であるとき、正弦波信号に基づいてインバータ部において直流成分を抑制するように単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータが機能するので、中間線安定化部のスイッチング素子が機能していない場合でも、当該中間線に含まれる直流成分を抑制して単相３線式インバータ装置としての安定性を向上させることができ、結果として当該安定性の向上と中間線安定化部における損失の抑制を両立させることができる。
【００２６】
上記の課題を解決するために、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の単相３線式インバータ装置制御プログラムにおいて、前記単相３線式インバータ装置における前記インバータ部は、インバータ部スイッチング素子と、前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動するＰＷＭ駆動部等の駆動手段と、を備え、前記制御手段として機能する前記コンピュータを、前記生成された正弦波信号と前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御するように機能させるように構成される。
【００２７】
請求項８に記載の発明によれば、請求項７に記載の発明の作用に加えて、インバータ部がインバータ部スイッチング素子とパルス幅変調方式の駆動手段と、を備え、正弦波信号と直流成分の電圧値との差分に基づいてパルス幅変調方式のパルス幅を制御して直流成分を抑制するように単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータを機能させるので、より効果的に単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と損失の抑制を両立させることができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、単相３線式インバータ装置において、中間線安定化部のスイッチング素子において過度のスイッチング動作が行われることに起因する損失を抑制することができる。
【００２９】
従って、中間線に含まれる直流成分の抑制による単相３線式インバータ装置としての安定性の向上と当該損失による発熱の抑制とを両立させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施形態に係る単相３線式インバータ装置の構成を示す図である。
【図２】実施形態に係る単相３線式インバータ装置の動作を説明する図であり、（ａ）は実施形態に係る中間線安定化部における電圧制御可能範囲を示す概念図であり、（ｂ）は実施形態に係る不感帯を説明する図であり、（ｃ）は実施形態に係る中間線安定化部の動作を例示する図である。
【図３】背景技術に係る単相３線式インバータ装置を示す図であり、（ａ）は背景技術に係る単相３線式インバータ装置の構成を示す図であり、（ｂ）はその動作を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
次に、本発明に係る実施形態について、図１及び図２を用いて説明する。なお以下に説明する実施形態は、直流電源から単相３線式の交流電圧を生成する単相３線式インバータ装置に本発明を適用した場合の実施形態である。
【００３２】
また、図１は実施形態に係る単相３線式インバータ装置の構成を示す図であり、図２は当該単相３線式インバータ装置の動作を説明する図である。なお図１及び図２においては、図３に示した単相３線式インバータ装置ＳＳと同一の構成部材については同一の部材番号を付して、細部の説明を省略する。
【００３３】
（Ａ）全体構成
初めに、実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓの全体構成について、図１を用いて説明する。
【００３４】
図１に示すように、実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓには、図３に示した単相３線式インバータ装置ＳＳと同一の直流電源Ｖと、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２並びにリアクトルＬ１を含む中間線安定化部ＳＶと、コンデンサＣ１及びＣ２と、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６、リアクトルＬ２及びＬ３並びにコンデンサＣ３及びＣ４を含むインバータ部ＩＶと、が含まれている。これに加えて実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓは、スイッチング素子Ｓ１をＰＷＭ駆動する禁止手段の一例としてのＰＷＭ駆動部１と、スイッチング素子Ｓ２をＰＷＭ駆動する禁止手段の一例としてのＰＷＭ駆動部２と、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４を同期させてＰＷＭ駆動してＷ相の交流電圧を生成する駆動手段の一例としてのＰＷＭ駆動部３と、スイッチング素子Ｓ５及びＳ６を同期させてＰＷＭ駆動してＳ相の交流電圧を生成する駆動手段の一例としてのＰＷＭ駆動部４と、正弦波生成手段の一例としてのサインジェネレータ５と、図１に示す両端線間の電圧（即ち、直流電源Ｖの出力電圧）Ｖ１を検出する第１電圧検出部６と、図１に示す中間線Ｍの電圧Ｖ２を検出する検出手段の一例としての第２電圧検出部７と、除算部８と、加算器９と、制御手段の一例としての加算器１０及び１１と、により構成されている。
【００３５】
（Ｂ）中間線安定化部の構成及び動作
次に、実施形態に係る中間線安定化部ＳＶの構成及び動作について、図１及び図２を用いて説明する。
【００３６】
図１に示す単相３線インバータ装置Ｓにおいて第１電圧検出部６は、例えば従来と同様の手法により上記電圧Ｖ１を検出し、その検出結果を除算器８に出力する。また第２電圧検出部７は、例えば従来と同様の手法により上記電圧Ｖ２を検出し、その検出結果を加算器９の負端子に出力する。次に除算部８は、第１電圧検出部６からの出力結果である電圧Ｖ１を２で除してＶ１／２を算出し、その除算結果を加算器９の正端子に出力する。これにより加算器９は、正端子に入力されている除算結果（Ｖ１／２）から負端子に入力されている第２電圧検出部７の検出結果Ｖ２を減算し、その減算結果ＳdをＰＷＭ駆動部１及び２並びに加算器１０及び１１それぞれの負端子に出力する。ここで、図１に示す中間線Ｍに直流成分が含まれている場合、加算器９から出力される減算結果Ｓd（即ち、Ｖ１／２−Ｖ２の値）は、正又は負いずれかの当該直流成分の値を有することになる。これに対して中間線Ｍに直流成分が含まれていない場合、減算結果Ｓdの値はゼロとなる。
【００３７】
次に、加算器９から出力される減算結果Ｓdが入力されるＰＷＭ駆動部１及び２は、当該減算結果Ｓd、即ち、中間線Ｍに含まれている直流成分の値に基づいてスイッチング素子Ｓ１又はＳ２のいずれか一方をＰＷＭ駆動する。
【００３８】
ここで、実施形態に係るＰＷＭ駆動部１及び２によるスイッチング素子Ｓ１又はＳ２のＰＷＭ駆動について、具体的に図１及び図２を用いて説明する。
【００３９】
上述したように、中間線Ｍに直流成分が含まれた場合には、上記「Ｖ１／２」と「Ｖ２」とが異なる（即ち、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧にアンバランスが生じる）こととなる。これを言い換えれば、大きな直流成分が中間線Ｍに含まれることにはなり難い通常の負荷が負荷ＬＤ１又はＬＤ２である場合、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧には、アンバランスは生じないか、若しくは生じても極少ない。そしてこのような場合にまで上記中間線安定化部ＳＶを動作させる（即ち、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２を動作させる）と、上述したような単相３線式インバータ装置Ｓ全体としての損失の増大に繋がる。そこで実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓでは、中間線Ｍに含まれている直流成分の値が、後述する実施形態に係るインバータ部ＩＶの動作により補正（相殺）し得る許容範囲内の所定範囲内にある場合には、中間線安定化部ＳＶとしての動作を禁止する。この許容範囲が後述する中間線安定化部ＳＶにおける電圧制御可能範囲であり、上記所定範囲が本発明に係る所定電圧範囲（不感帯）に相当する。そして、当該不感帯を越えた値の直流成分が中間線Ｍに含まれることとなったときのみ、スイッチング素子Ｓ１又はＳ２のいずれか一方のみをＰＷＭ駆動して、中間線安定化部ＳＶにより当該直流成分を相殺するようにする。
【００４０】
次に、上記不感帯を用いた実施形態に係る中間線安定化部ＳＶの動作について、具体的に説明する。
【００４１】
先ず、単相３線式インバータ装置Ｓとして要求されている交流電圧が片相についてＶRMSボルト（実効値。両相で２×ＶRMSボルト）である場合、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧として必要とされる最小電圧Ｖcminは、以下の式（１）により求められる。
【００４２】
Ｖcmin＝ＶRMS×√２×１．１ …（１）
ここで、上記「√２（２の平方根）」は実効値ＶRMSに対してピーク値を考慮した値であり、また上記「１．１」は、インバータ部ＩＶを構成するスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６それぞれが飽和しない（クリップしない）ことを考慮した係数である。この最小電圧Ｖcminは、単相３線インバータ装置Ｓの機能発揮上、それぞれの相のコンデンサＣ１及びＣ２について確保されなければならないので、結局、実施形態に係る中間線安定化部ＳＶとしての電圧制御可能範囲（片相についてＶａ（Ｖａ＞０。以下、同様））は、直流電源Ｖの電圧Ｖ１と上記最小電圧Ｖcminを用いて以下の式（２）により求められる（図２（ａ）参照）。
【００４３】
２×Ｖａ＝Ｖ１−２×Ｖcmin …（２）
このとき、上記最小電圧Ｖcminを上記式（１）により決定する際には、上述したように、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６それぞれが飽和しないことを考慮した係数（即ち、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６のスイッチング能力（スイッチング速度）を考慮した係数）が用いられる。このことから結果として、中間線安定化部ＳＶとしての電圧制御可能範囲は、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６のスイッチング能力（言い換えれば、後述するようにインバータ部ＩＶにおける直流成分の抑制能力（補正可能範囲））と、直流電源Ｖの電圧Ｖ１と、に基づいて決定されることになる。
【００４４】
中間線安定化部ＳＶとしての電圧制御可能範囲の算出についてより具体的に例えば、一般家庭用の単相３線式インバータ装置Ｓとして要求されている交流電圧が片相について実効値１００ボルト（両相で２００ボルト）である場合、上記最小電圧Ｖcminは、上記式（１）によれば、コンデンサＣ１又はＣ２それぞれにつき、
Ｖcmin＝１００×√２×１．１≒１５５（ボルト）
となる。一方、通常の単相３線式インバータ装置Ｓの場合、直流電源Ｖの電圧Ｖ１は通常３７０ボルト程度に設定される。よってこの場合、上記電圧制御可能範囲２×Ｖａは、
３７０−１５５×２＝６０（ボルト）
となる。つまり、上記式（２）により、「３０ボルト」が片相についての電圧制御可能範囲Ｖａとなる。そして実施形態に係るスイッチング素子Ｓ１及びＳ２の駆動に当たっては、上述したように±３０ボルトの範囲で最大値が５０％となるようにＰＷＭ駆動すると共に、図２（ｂ）に例示するように、例えば片相についての電圧制御可能範囲Ｖａの１／２を上記不感帯Ｎとして、その範囲内に直流成分の値が入っている場合、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の駆動を禁止する。
【００４５】
ここで、図２（ｂ）において、減算結果Ｓdの値がＶａ／２以上Ｖａ以下の範囲（即ち、Ｓ相側の電圧が高い場合）においては、スイッチング素子Ｓ２（図１参照）のみをＰＷＭ駆動部２により駆動する。このときスイッチング素子Ｓ１は開放（オフ）のままとされる。この場合にＰＷＭ駆動部２は、減算結果Ｓd（Ｖａ／２以上Ｖａ以下の範囲で値が変化する）に基づき、図２（ｂ）に例示するように、スイッチング素子Ｓ２をＰＷＭ駆動する際のデューティ比を、最大値が５０％となるように且つ単調増加するように制御する。これに対し、図２（ｂ）において、減算結果Ｓdの値が−Ｖａ以上−Ｖａ／２以下の範囲（即ち、Ｗ相側の電圧が高い場合）においては、スイッチング素子Ｓ１（図１参照）のみをＰＷＭ駆動部１により駆動する。このときスイッチング素子Ｓ２は開放（オフ）のままとされる。この場合にＰＷＭ駆動部１は、減算結果Ｓd（−Ｖａ以上−Ｖａ／２以下の範囲で値が変化する）に基づき、図２（ｂ）に例示するように、スイッチング素子Ｓ１をＰＷＭ駆動する際のデューティ比を、最大値が５０％となるように且つ単調増加するように制御する。
【００４６】
なお、実施形態に係る不感帯Ｎの範囲（その上限値及び下限値）については、当該範囲が広すぎるとスイッチング素子Ｓ１及びＳ２をＰＷＭ方式により駆動する際のデューティ比のゲインが高すぎることによりその動作が不安定になり、また反対に狭すぎるとスイッチング素子Ｓ１及びＳ２としての損失が頻繁に発生することとなって実施形態の趣旨に反する。よって不感帯Ｎの範囲については、これらの要素を勘案して予め例えば経験的又は実験的に定められる。本発明の発明者らは、不感帯Ｎの範囲の下限値については、例えば−Ｖａ／３以上−Ｖａ／２以下程度が好適であり、また上限値については、例えばＶａ／３以上Ｖａ／２以下程度が好適であると考えている。なお図２（ｂ）は、不感帯Ｎの範囲の下限値が−Ｖａ／２であり、上限値がＶａ／２の場合について例示している。
【００４７】
次に、例えば実施形態に係るスイッチング素子Ｓ１のみがデューティ比５０％でＰＷＭ駆動される（即ち図２（ｂ）に例示する場合において、減算結果Ｓdの値が−Ｖａ／２であった場合）ことにより中間線Ｍの直流成分が抑制されている場合の動作について、図２（ｃ）を用いて説明する。
【００４８】
実施形態に係る中間線安定化部ＳＶにおいて、例えばスイッチング素子Ｓ１のみがデューティ比５０％（スイッチング素子Ｓ１のデューティ比としての最大値）によりＰＷＭ駆動されると、リアクトルＬ１の両端に発生する電圧ＶＬ１及びリアクトルＬ１に流れる電流Ｉ（図３に例示した励磁電流ＩＬ１とは異なる）は、それぞれ図２（ｃ）に例示されるものとなる。この場合には、スイッチング素子Ｓ２は常に開放（オフ）であることもあり、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦが切り替わるタイミングでちょうど電圧ＶＬ１及び電流Ｉの変化点となる、いわゆる「ゼロ電流スイッチング」の動作となる。よって実施形態に係る中間線安定化部ＳＶによれば、図３に例示した従来の単相３線式インバータ装置ＳＳの中間安定化部ＳＶに比して、より損失が少ないこととなる。
【００４９】
（Ｃ）インバータ部の構成及び動作
次に、実施形態に係るインバータ部ＩＶの構成及び動作について、図１を用いて説明する。実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓでは、加算器９からの減算結果Ｓdの値が上記不感帯Ｎの範囲内である場合、中間線安定化部ＳＶとしての動作は禁止される。そこでこの場合、実施形態に係るインバータ部ＩＶの動作により、中間線安定化部ＳＶとしての動作が禁止されている場合に中間線Ｍに含まれることとなる直流成分を抑制して、コンデンサＣ１及びＣ２の端子電圧を安定化させる。
【００５０】
即ち、実施形態に係る単相３線式インバータ装置Ｓでは、図１に示すように、上記加算器９からの減算結果Ｓdが加算器１０及び１１それぞれの負端子に入力されている。一方、サインジェネレータ５からは単相３線式インバータ装置Ｓの出力としての交流電圧の位相に同期した位相の正弦波信号が出力され、この正弦波信号が加算器１０及び１１それぞれの正端子に入力される。そして加算器１０及び１１は、当該正弦波信号から減算結果Ｓdを減算し、その結果をＰＷＭ駆動部３及び４にそれぞれ出力する。
【００５１】
これによりＰＷＭ駆動部３は、加算器１０からの出力された減算結果がゼロとなるように（換言すれば、加算器９からの減算結果Ｓdがゼロとなるように）、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４をＰＷＭ方式により駆動する際のデューティ比等を制御して、当該スイッチング素子Ｓ３及びＳ４を駆動する。一方、ＰＷＭ駆動部４は、加算器１１からの出力された減算結果（換言すれば減算結果Ｓd）がゼロとなるように、スイッチング素子Ｓ５及びＳ６をＰＷＭ方式により駆動する際のデューティ比等を制御して、当該スイッチング素子Ｓ５及びＳ６を駆動する。これらにより結果として、減算結果Ｓdがゼロとなるように、サインジェネレータ５からの正弦波信号を基礎としたフィードバック制御が実行されることとなり、中間線Ｍに含まれる直流成分（即ち減算結果Ｓd）が時間の経過と共に抑制されることとなる。なお、加算器９からの減算結果Ｓdの値が上記不感帯Ｎの範囲外である場合には、上述した実施形態に係る中間線安定化部ＳＶによる直流成分の抑制動作と合わせて、上述したインバータ部ＩＶによる直流成分の抑制動作が実行されることとなる。
【００５２】
以上説明したように、実施形態に係る中間線安定化部ＳＶ及びインバータ部ＩＶを備える単相３線式インバータ装置Ｓの動作によれば、中間線Ｍに含まれる直流成分の電圧値がゼロボルトを含む不感帯Ｎの電圧範囲内であるとき、中間線安定化部ＳＶのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２におけるスイッチング動作を禁止するので、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２において過度のスイッチング動作が行われることに起因する損失を抑制することができる。
【００５３】
また、上記不感帯Ｎの電圧範囲が、直流電源Ｖの電圧値Ｖ１と、インバータ部ＩＶにおける直流成分の補正可能範囲（即ち、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６のスイッチング能力）と、に基づいて予め設定されているので、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２における過度のスイッチング動作による損失を確実に抑制することができる。
【００５４】
更に、直流電源Ｖの電圧値をＶ１ボルトとし、コンデンサＣ１及びＣ２の最小電圧値をＶcminボルトとし、Ｖａ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２ボルトとしたとき、不感帯Ｎの下限値が−Ｖａ／２以上−Ｖａ／３以下であり、上限値がＶａ／３以上Ｖａ／２以下であるので、単相３線式インバータ装置Ｓとしての安定性と上記損失の抑制とを両立させることができる。
【００５５】
更にまた、不感帯Ｎの下限値が−Ｖａ／２であり上限値がＶａ／２である場合には、上記安定性と上記損失の抑制とを高度に両立させることができる。
【００５６】
また、直流成分の電圧値が不感帯Ｎの電圧範囲内であるとき、サインジェネレータ５からの正弦波信号に基づいてインバータ部ＩＶにおいて直流成分を抑制するので、中間線安定化部ＳＶのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２が機能していない場合でも、中間線Ｍに含まれる直流成分を抑制して単相３線式インバータ装置Ｓとしての安定性を向上させることができ、結果として当該安定性の向上と中間線安定化部ＳＶにおける損失の抑制を両立させることができる。
【００５７】
更に、サインジェネレータ５、スイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６並びにＰＷＭ駆動部３及び４を備え、正弦波信号と直流成分の電圧値との差分に基づいてＰＷＭ方式のパルス幅を制御して直流成分を抑制するので、より効果的に単相３線式インバータ装置Ｓとしての安定性を向上と損失の抑制を両立させることができる。
【００５８】
なお上述した実施形態においては、実施形態に係る不感帯Ｎの範囲を、複数の要素を勘案して予め例えば経験的又は実験的に定められる一定値とした。一方当該不感帯Ｎの範囲は上述したように、直流電源Ｖの電圧Ｖ１と、コンデンサＣ１及びＣ２それぞれの端子電圧における最小電圧Ｖcminと、に基づいて決定され、この最小電圧Ｖcminはスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６それぞれが飽和しないことを考慮した係数を用いて定められる。そこで、直流電圧Ｖの電圧Ｖ１とスイッチング素子Ｓ３乃至Ｓ６に係る当該係数とを例えば監視／検出することにより、当該検出された電圧Ｖ１及び係数を用いて、不感帯Ｎの範囲を可変とするように構成することもできる。
【００５９】
また、上述した単相３線式インバータ装置Ｓとしての機能のうち、インバータ部ＩＶに係るＰＷＭ駆動部３及び４の機能は、プログラムとしてマイクロコンピュータ等の汎用のコンピュータにより実現することできる。この場合の当該プログラムは、例えばコンパクトディスク等の記録媒体に記録させておいたものを当該汎用のコンピュータにより読み出して実行させても良いし、例えばインターネット等のネットワークから取得した当該プログラムを当該汎用のコンピュータにより実行させても良い。いずれの場合でも、ＰＷＭ駆動部３及び４の機能をコンピュータとして実現させることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
以上説明したように、本発明は、単相３線式インバータ装置の分野に広く適用可能であり、特に負荷電流に直流成分が含まれ得る負荷が接続される可能性のある単相３線式インバータ装置の分野に適用すれば顕著な作用効果が得られる。
【符号の説明】
【００６１】
１、２、３、４ ＰＷＭ駆動部
５ サインジェネレータ
６ 第１電圧検出部
７ 第２電圧検出部
８ 除算部
９、１０、１１ 加算器
Ｓ、ＳＳ 単相３線式インバータ装置
Ｖ 直流電源
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ コンデンサ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６ スイッチング素子
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ リアクトル
ＬＤ１、ＬＤ２ 負荷
Ｍ 中間線
ＩＶ インバータ部
ＳＶ 中間線安定化部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
実質的に一つの直流電源から単相３線式の交流電圧を生成するインバータ部と、
前記単相３線式における中間線に含まれる直流成分の電圧値を検出する検出手段と、
前記直流電源と前記インバータ部との間に接続され、スイッチング素子を用いて前記直流成分を抑制する中間線安定化部と、
前記検出された電圧値が、ゼロボルトを含んで予め設定された所定電圧範囲内であるとき、前記スイッチング素子におけるスイッチング動作を禁止する禁止手段と、
を備えることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載の単相３線式インバータ装置において、
前記所定電圧範囲は、前記直流電源の電圧値と、前記インバータ部による前記直流成分の補正可能範囲と、に基づいて予め設定された所定電圧範囲であることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の単相３線式インバータ装置において、
前記所定電圧範囲を、ゼロボルトを含んで−ａボルトから＋ａボルト（ａは正数）までの電圧範囲とした場合であって、前記直流電源の電圧値をＶ１ボルトとし、前記単相３線式の両端線と前記中間線との間にそれぞれ接続されている二つのコンデンサの最小電圧値をＶcminボルトとし、
ｂ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２（ボルト）
としたとき、
ｂ／３≦ａ≦ｂ／２
であることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項４】
請求項３に記載の単相３線式インバータ装置において、ａ＝ｂ／２であることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置において、
正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、
前記検出された電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する制御手段と、
を備えることを特徴する単相３線式インバータ装置。
【請求項６】
請求項５に記載の単相３線式インバータ装置において、
前記インバータ部は、
インバータ部スイッチング素子と、
前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動する駆動手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記生成された正弦波信号と前記前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御することを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項７】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置であって、正弦波信号を生成する正弦波生成手段を備える単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータを、前記検出された直流成分の電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する制御手段として機能させることを特徴とする単相３線式インバータ装置制御プログラム。
【請求項８】
請求項７に記載の単相３線式インバータ装置制御プログラムにおいて、
前記単相３線式インバータ装置における前記インバータ部は、
インバータ部スイッチング素子と、
前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動する駆動手段と、
を備え、
前記制御手段として機能する前記コンピュータを、前記生成された正弦波信号と前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御するように機能させることを特徴とする単相３線式インバータ装置制御プログラム。
【請求項１】
実質的に一つの直流電源から単相３線式の交流電圧を生成するインバータ部と、
前記単相３線式における中間線に含まれる直流成分の電圧値を検出する検出手段と、
前記直流電源と前記インバータ部との間に接続され、スイッチング素子を用いて前記直流成分を抑制する中間線安定化部と、
前記検出された電圧値が、ゼロボルトを含んで予め設定された所定電圧範囲内であるとき、前記スイッチング素子におけるスイッチング動作を禁止する禁止手段と、
を備えることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載の単相３線式インバータ装置において、
前記所定電圧範囲は、前記直流電源の電圧値と、前記インバータ部による前記直流成分の補正可能範囲と、に基づいて予め設定された所定電圧範囲であることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の単相３線式インバータ装置において、
前記所定電圧範囲を、ゼロボルトを含んで−ａボルトから＋ａボルト（ａは正数）までの電圧範囲とした場合であって、前記直流電源の電圧値をＶ１ボルトとし、前記単相３線式の両端線と前記中間線との間にそれぞれ接続されている二つのコンデンサの最小電圧値をＶcminボルトとし、
ｂ＝｜（Ｖ１−２×Ｖcmin）｜／２（ボルト）
としたとき、
ｂ／３≦ａ≦ｂ／２
であることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項４】
請求項３に記載の単相３線式インバータ装置において、ａ＝ｂ／２であることを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置において、
正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、
前記検出された電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する制御手段と、
を備えることを特徴する単相３線式インバータ装置。
【請求項６】
請求項５に記載の単相３線式インバータ装置において、
前記インバータ部は、
インバータ部スイッチング素子と、
前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動する駆動手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記生成された正弦波信号と前記前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御することを特徴とする単相３線式インバータ装置。
【請求項７】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の単相３線式インバータ装置であって、正弦波信号を生成する正弦波生成手段を備える単相３線式インバータ装置に含まれるコンピュータを、前記検出された直流成分の電圧値が前記所定電圧範囲内であるとき、前記生成された正弦波信号に基づいて前記直流成分を抑制するように前記インバータ部を制御する制御手段として機能させることを特徴とする単相３線式インバータ装置制御プログラム。
【請求項８】
請求項７に記載の単相３線式インバータ装置制御プログラムにおいて、
前記単相３線式インバータ装置における前記インバータ部は、
インバータ部スイッチング素子と、
前記インバータ部スイッチング素子をパルス幅変調方式の駆動信号により駆動する駆動手段と、
を備え、
前記制御手段として機能する前記コンピュータを、前記生成された正弦波信号と前記検出された電圧値との差分に基づいて、前記パルス幅変調方式におけるパルス幅を制御して前記直流成分を抑制するように前記駆動手段を制御するように機能させることを特徴とする単相３線式インバータ装置制御プログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２０１３−２１７７１（Ｐ２０１３−２１７７１Ａ）
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５１４６７（Ｐ２０１１−１５１４６７）
【出願日】平成２３年７月８日（２０１１．７．８）
【出願人】（５９２０１８６８５）株式会社ウインズ (6)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月８日（２０１１．７．８）
【出願人】（５９２０１８６８５）株式会社ウインズ (6)
【Ｆターム（参考）】
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