周波数合成装置及び周波数合成方法
【課題】 正確に位相が合わされた複数のキャリア周波数を生成する。
【解決手段】 基準周波数４２２４ＭＨｚを８分周して、５２８ＭＨｚを生成する。ＤＬＬを用いて生成した１２０度位相差のある５２８ＭＨｚ矩形波の加算により基本波を打ち消して３逓倍した後、２分周して７９６ＭＨｚを得る。また、５２８ＭＨｚの複素信号対を２分周して４５度ずつ位相が異なる２６４ＭＨｚ波形を生成し、これらを重み付け電流加算して、３次と５次の高調波が抑圧されたデジタル正弦波を得る。そして、７９６ＭＨｚと２６４ＭＨｚを４２２４ＭＨｚに選択的に周波数加算して、所要の周波数帯を得る。
【解決手段】 基準周波数４２２４ＭＨｚを８分周して、５２８ＭＨｚを生成する。ＤＬＬを用いて生成した１２０度位相差のある５２８ＭＨｚ矩形波の加算により基本波を打ち消して３逓倍した後、２分周して７９６ＭＨｚを得る。また、５２８ＭＨｚの複素信号対を２分周して４５度ずつ位相が異なる２６４ＭＨｚ波形を生成し、これらを重み付け電流加算して、３次と５次の高調波が抑圧されたデジタル正弦波を得る。そして、７９６ＭＨｚと２６４ＭＨｚを４２２４ＭＨｚに選択的に周波数加算して、所要の周波数帯を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２以上の周波数を合成して新たな周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に係り、特に、複数のバンドからなるマルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、基準となる周波数の分周と周波数演算により複数バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に係り、特に、単一の基準周波数から位相誤差や振幅誤差なく複数バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。
【０００４】
無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（例えば、非特許文献１を参照のこと）や、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２（例えば、非特許文献２又は非特許文献３を参照のこと）やＩＥＥＥ８０２．１５．３、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ通信などを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１規格については、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格…などの各種無線通信方式が存在する。
【０００５】
また、近年では、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、非常に広い周波数帯域でキャリアを使用せず１ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている（例えば、非特許文献４を参照のこと）。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。
【０００６】
また、ＵＷＢが用いられるＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）では、基地局のようなものが一元的に周波数リソースを管理するのではなく、偏在する各無線局が周辺局のリソース利用の様子を把握し、分散的な制御により周波数を利用することが空間的周波数再利用の観点から好ましいと思料される。ＵＷＢの場合、超広帯域を利用し、周波数分割による空間的周波数再利用ができないので、特にその要求は高い。
【０００７】
将来、ＵＷＢに代表される近距離通信のＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ）はあらゆる家電品やＣＥ（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）機器に搭載されることが予想され、１００Ｍｂｐｓ超のＣＥ機器間のＰ−ｔｏ−Ｐ伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されている。ミリ波帯の利用が普及した場合には１Ｇｂｐｓ超の短距離無線も可能となり、ストレージデバイスなどを含む超高速な近距離用のＤＡＮ（Ｄｅｖｉｃｅ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）も実現可能となる。
【０００８】
ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した場合、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チャネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。
【０００９】
このため、通信チャネルをあらかじめ複数用意しておくというマルチチャネル通信方式が採用される。通信中に他のシステムが割り込んだり、参入局数が多くなって帯域の余裕がなくなってきたりしたことが原因で、干渉により通信品質が低下したときときに、使用する通信チャネルを選択して動作を開始することにより、ネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実現することができる。
【００１０】
例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．３の高速無線ＰＡＮシステムにおいても、マルチチャネル通信方式が採用されている。すなわち、システムで利用可能な周波数チャネルが複数用意され、無線通信デバイスは、電源投入後にすべての利用可能なチャネルにわたってスキャン動作を行なうことで、周囲にピコネット・コーディネータ（ＰＮＣ）としてビーコン信号を送信しているデバイスの有無を確認し、利用する周波数チャネルを選択する、というアルゴリズムが採用されている。
【００１１】
また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。
【００１２】
主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。
【００１３】
例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。
【００１４】
ＯＦＤＭ変調方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．３においても、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式や、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式以外に、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる複数のサブバンドを周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が検討されている（例えば、非特許文献５を参照のこと）。
【００１５】
図１０には、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当て例を示している。同図に示すように、中心周波数をそれぞれ３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚとするバンド＃１〜＃３からなるグループ１と、中心周波数をそれぞれ５０１６ＭＨｚ、５５４８ＭＨｚ、６０７２ＭＨｚとするバンド＃４〜バンド＃６からなるグループ２と、中心周波数をそれぞれ６６００ＭＨｚ、７１２８ＭＨｚ、７６５６ＭＨｚとするバンド＃７〜＃９からなるグループ３と、中心周波数をそれぞれ８１８４ＭＨｚ、８７１２ＭＨｚ、９２４０ＭＨｚとするグループ＃１０〜＃１２からなるグループＤと、中心周波数をそれぞれ９７６８ＭＨｚ並びに１０２９６ＭＨｚとするバンド＃１３〜＃１４からなるグループ５とで構成される。このうち、グループ１の３バンドを用いることが義務化（ｍａｎｄａｔｏｒｙ）されているとともに、それ以外のグループや帯域は将来の拡張のために用意されている。
【００１６】
一般には、周波数切り替えにはＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により同一の発振周波数を逓倍することが考えられるが、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムにおいては、図１０に示したようにチャネルの切り替え幅が大きいという問題があり、単一のＰＬＬではこのような広帯域での周波数切り替えを行なうことができない。
【００１７】
また、複数の発振器を備え、それぞれの周波数帯域を生成するようにすれば、高精度のマルチバンド・ジェネレータを構成することができるが、回路の面積や消費電力、発振器毎の周波数の位相差などの点で問題となる。したがって、単一の発振器から分周により複数の周波数帯域を作りたいという技術的要望がある。
【００１８】
例えば、発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力を基準周波数とミキシングすること（すなわち、周波数の和又は差のいずれかを出力する）により、マルチバンド・ジェネレーションを行なうことができる。
【００１９】
図１１には、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられる周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロック（但し、グループ１の３バンド・モードとする）の従来例を図解している（例えば、非特許文献６を参照のこと）。各バンドの中心周波数は、図示の通り、単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ（温度補償方水晶発振器））から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて合成（周波数加減算）することができる。
【００２０】
同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により逓倍して得られる周波数４２２４ＭＨｚを基準周波数とする。まず、４分周により１０５６ＭＨｚの周波数が取り出され、続いて２分周により５２８ＭＨｚの周波数が取り出され、これからサンプル・クロックに使用される。さらに２分周により５２８ＭＨｚから２６４ＭＨｚの周波数が取り出される。
【００２１】
次いで、ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）と記載されている各ミキサでは、上述のようにして得られた各周波数信号についての周波数加減算すなわちミキシングを行なう。すなわち、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより、さらに７９４ＭＨｚの周波数を得る。そして、選択器（Ｓｅｌｅｃｔ）により２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚの一方が選択される。後段のＳＳＢでは、その選択出力された２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚいずれかの周波数信号と元の４２２４ＭＨｚの周波数信号との周波数加減算を行なうことにより、４通りの周波数を得ることができる。
【００２２】
但し、グループ１としては、このうち３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３通りのみを使用する。すなわち、４２２４ＭＨｚから７９２ＭＨｚを周波数減算して３４２２ＭＨｚを生成し、４２２４ＭＨｚから２６４ＭＨｚを周波数減算して３９６０ＭＨｚを生成し、４２２４ＭＨｚに２６４ＭＨｚを周波数加算して４４８８ＭＨｚを生成する。
【００２３】
図１１中でＳＳＢと記載されているデバイスは周波数の加算又は減算すなわちミキシングを行なうデバイスであり、例えばイメージ・リジェクション・ミキサが挙げられる。イメージ・リジェクション・ミキサは、それぞれ位相の直交した２つの複素信号対をアナログ乗算することにより片側波帯の信号を得ることができる。すなわち、図１２及び図１３に示すように、それぞれの周波数信号ｆ1及びｆ2において互いに直交成分を用意し、三角関数の加法定理を用いて周波数の加算、減算を行なうことで周波数合成することができる。ここで、ｆ1＝４２２４ＭＨｚであり、ｆ2＝２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚである。但し、図１３では、一方の入力の制限は成分ｓｉｎ（２πｆ2ｔ＋φ2）の極性を図１２から切り替えている。
【００２４】
しかしながら、図１２及び図１３に示したような従来の周波数合成ブロックにおいては、以下のような問題点がある。
【００２５】
（１）２６４ＭＨｚは矩形波なので、３次高調波によって最大で−１０ｄＢｃ程度のスプリアスがグループ１内に生じてしまう。
【００２６】
具体的には、７９２ＭＨｚを生成するための前段のＳＳＢには、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの他に、２６４ＭＨｚの３次高調波である−７９２ＨＭｚが入力され、出力として所望周波数である７９２ＭＨｚの他に、−２６４ＭＨｚが生成され、グループ１内でのスプリアスの原因になる。
【００２７】
図１４には、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより４４８８ＭＨｚを生成する際に、２６４ＭＨｚの高調波によって３４３２ＭＨｚに−１０ｄＢｃ程度のスプリアスが生じる様子を示している。３４３２ＭＨｚと４４８８ＭＨｚはともにグループ１内の周波数帯なので、バンドパス・フィルタなどを用いて除去することはできない。
【００２８】
（２）２６４ＭＨｚは矩形波なので、５次高調波によって最大で−１４ｄＢｃ程度のスプリアスがグループ１内に生じてしまう。
【００２９】
（３）２６４ＭＨｚの高調波を除去するために、アナログ・フィルタを用いると（例えば、図１１中で、５２８ＭＨｚを２分周する分周器の後段にアナログ・フィルタを設ける）、フィルタの周波数ばらつきによって出力レベルの個体差が生じ易く、また消費電力も大きくなる。
【００３０】
（４）７９２ＭＨｚは５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚがＳＳＢを通過して生成されるため、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚの振幅レベルに不揃いが生じ易く、周波数帯域間での出力レベルが不揃いになる。
【００３１】
（５）周波数切り替えにアナログ・スイッチを用いているので、アイソレーション不足によるスプリアスが生じる。高周波ゆえ、わずかな容量でも結合が生じてしまうからである。
【００３２】
（６）ＦＨでキャリアの周波数が変わる度に初期位相が変化する。２６４ＭＨｚがアナログ・フィルタを通過すると位相が遅延する。また、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚをそれぞれ別にフィルタに掛けると、位相差が生じる。
【００３３】
【非特許文献１】Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ８８０２−１１：１９９９（Ｅ） ＡＮＳＩ／ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１， １９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ， Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ
【非特許文献２】ＥＴＳＩ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−１ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ１： Ｂａｓｉｃ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ
【非特許文献３】ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−２ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ２： Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＲＬＣ） ｓｕｂｌａｙｅｒ
【非特許文献４】日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ」 Ｐ．５５−６６
【非特許文献５】ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａ ＴＩ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／１５／ｐｕｂ／２００３／Ｍａｙ０３ ファイル名：０３１４２ｒ２Ｐ８０２−１５＿ＴＩ−ＣＦＰ−Ｄｏｃｕｍｅｎｔ．ｄｏｃ＞
【非特許文献６】Ａｎｕｊ Ｂａｔｒａ，“０３２６７ｒ１Ｐ８０２−１５＿ＴＧ３ａ−Ｍｕｌｔｉ−ｂａｎｄ−ＯＦＤＭ−ＣＦＰ−Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ．ｐｐｔ”，ｐｐ．１７，Ｊｕｌｙ ２００３．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
本発明の目的は、複数のバンドからなるマルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【００３５】
本発明のさらなる目的は、基準となる単一の周波数から分周と周波数演算を利用して、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【００３６】
本発明のさらなる目的は、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を位相誤差や振幅誤差なく正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【００３７】
本発明のさらなる目的は、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおける周波数ホッピングに用いるための、正確に位相が合わされたキャリア周波数を生成することができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、基準周波数Ｆを基に複数の周波数を合成する周波数合成装置であって、
前記基準周波数Ｆを２Ｎ分周する２Ｎ分周手段と（但し、Ｎは正の整数）、
前記の２Ｎ分周された位相が直交する複素信号対Ｉ（Ｆ／２Ｎ）及びＱ（Ｆ／２Ｎ）をそれぞれ２分周し、４Ｎ分周された複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ）、並びに４５度だけ位相が遅延した４Ｎ分周複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）を得る２分周手段と、
４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｉ（Ｆ／４Ｎ）、Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル余弦波ＤＣＯＳ（Ｆ／４Ｎ）を生成するとともに、４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｑ（Ｆ／４Ｎ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、−Ｉ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル正弦波ＤＳＩＮ（Ｆ／４Ｎ）を生成し、第１の分周周波数として出力する第１の分周周波数生成手段と、
前記基準周波数を３／２Ｍ倍した複素信号対Ｉ（３Ｆ／２Ｍ）及びＱ（３Ｆ／２Ｍ）からなる第２の分周周波数を生成する第２の分周周波数生成手段と（但し、４Ｎ＝２Ｍ）、
前記第１の分周周波数及び前記第２の分周周波数を前記基準周波数Ｆ（若しくはその他の所要の周波数）と選択的に周波数加算して、複数の周波数を生成する周波数加算手段と、
を具備することを特徴とする周波数合成装置である。
【００３９】
２分周器は一般にフリップ・フロップで構成され、フリップの初期状態に応じて位相遅延が−４５度又は−２２５度のいずれか不定となる。そこで、前記２分周手段において４５度ずつ位相差のある４つの４Ｎ分周波形を生成する際に、波形が正しい極性となるように位相関係を判定して極性を切り替える極性切り替え手段をさらに備えていてもよい。
【００４０】
前記極性切り替え手段は、前記デジタル正弦波の極性の切り替えを行なうＸＯＲにより構成することができる。この場合、ＸＯＲを２重に通過して遅延時間が大きくならないようにすることができる。
【００４１】
また、前記第１の分周周波数生成手段は、各波形の重み付けを整数比で行なうようにしてもよい。デジタル正弦波形を生成する場合、４Ｎ分周した波形に対し、これと４５度だけ遅延した波形にｓｑｒ（２）の重み付けを行なうことが理想的であるが、整数比としてもわずかな誤差で近似することができ、回路で実現する場合は整数比にすることが好ましい。
【００４２】
また、前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数を３逓倍した後に２分周して第２の分周周波数を生成するようにしてもよい。
【００４３】
ここで、前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数からＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの波形を生成し、これらを加算することにより、基本波を打ち消して３次高調波成分を合成して３逓倍することができる。
【００４４】
また、前記周波数加算手段は、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の切り替えを電流源のオン／オフ操作により行なうようにしてもよい。電荷は電流の積分であり、高速な切り替えが可能である。ここで、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の振幅が等しくなるように電流源の重み付けを行なうようにしてもよい。
【００４５】
また、前記周波数加算手段において周波数切り替えを行ない周波数ホッピングする度に、前記２分周手段をリセットすることにより、周波数ホッピングでキャリアの周波数が変わっても初期位相を同じに揃えるようにすることができる。
【００４６】
図１には、本発明に係る周波数合成装置の構成を模式的に示している。図示の周波数合成装置は、例えばマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信システムに適用され、基準となる周波数の分周と周波数加算により、グループ１を構成する３バンドの各中心周波数を好適に得ることができる。
【００４７】
図示の周波数合成装置は、４２２４ＭＨｚを基準周波数として用いる。この４２２４ＭＨｚ発振出力から、位相の直交した２つの複素信号対Ｉ（４２２４ＭＨｚ）及びＱ（４２２４ＭＨｚ）を生成する。
【００４８】
次に、基準周波数Ｉ（４２２４ＭＨｚ）を８分周して、位相の直交した２つの複素信号対Ｉ（５２８ＭＨｚ）及びＱ（５２８ＭＨｚ）を生成する。
【００４９】
そして、Ｉ（５２８ＭＨｚ）を３逓倍して１５８４ＭＨｚを得た後に、さらにこれを２分周して７９２ＭＨｚの周波数信号を生成する。ここで、５２８ＭＨｚを３逓倍した１５８４ＭＨｚの波形を生成する際に、ＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの５２８ＭＨｚ矩形波を生成し、これらの加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成しているので、共振回路などのフィルタを用いる必要がない。
【００５０】
また、Ｉ（５２８ＭＨｚ）を２分周してＩ（２６４ＭＨｚ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ）を生成するとともに、Ｑ（５２８ＭＨｚ）を２分周して、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とは−４５度位相差のあるＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）を生成する。
【００５１】
ここで、Ｑ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）を重み付けして電流加算することにより、階段状の正弦波形をしたデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）を得ることができる。
【００５２】
このようにして得られたデジタル正弦波は、３次と５次の高調波が抑圧された波形であり、スプリアスが生じないという特徴がある。
【００５３】
このようにして得られた周波数信号Ｉ（７９４ＭＨｚ）並びにＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）は、周波数ホッピング・コントローラにより指定された極性で、周波数合成部に供給される。
【００５４】
周波数合成部では、周波数ホッピング・コントローラの指示に従い、Ｑ（４２２４ＭＨｚ）と、極性指定された周波数信号Ｉ（７９４ＭＨｚ）又はＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）のいずれかと選択的に周波数加算される。この結果、４２２４ＭＨｚ±７９４ＭＨｚ、４２２４ＭＨｚ±２６４ＭＨｚの４通りの中心周波数を得ることができる。但し、マルチバンドＯＦＤＭシステムとしては、グループ１を構成する３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚという３バンドのみを使用する。
【００５５】
周波数ホッピング・コントローラは、マルチバンドＯＦＤＭシステムのグループ１における周波数ホッピング動作を制御するために、周波数信号Ｉ（７９４ＭＨｚ）及びデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）の極性指定信号と、周波数合成部に対するＩ（７９４ＭＨｚ）又はデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）の周波数選択信号、並びに２分周器を構成するＤフリップ・フロップのリセット信号を出力する。
【００５６】
本発明によれば、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されているグループ１の各周波数帯を単一の基準周波数から生成する際に、２６４ＭＨｚのデジタル正弦波を用いるので、スプリアスの少ない周波数合成を実現することができる。また、２６４ＭＨｚの高調波除去にアナログ・フィルタを使わないので、位相差、振幅差などの誤差を生じることはなく、且つ、周波数の切り替えを高速に行なうことができる。
【００５７】
また、２６４ＭＨｚのデジタル正弦波を生成する際に、４５度ずつ位相が異なる２６４ＭＨｚ波形を生成する必要があるが、２分周器内のフリップ・フロップの初期状態に応じて位相差が−４５度又は−２２５度のうちいずれか不定となるという問題がある。これに対し、本発明によれば、波形が常に正しい極性になるように位相関係を判定して切り替えるので、２６４ＭＨｚのデジタル正弦波に誤りを生じることがない。
【００５８】
また、本発明によれば、周波数の切り替えは高周波信号そのものをアナログ・スイッチで切り替えないのでアイソレーション不足によるスプリアスが生じることがない。
【００５９】
また、周波数を３逓倍する際に、ＤＬＬで生成した１２０度ずつ位相差のある３つの矩形波の加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成しているので、共振回路などのフィルタを用いる必要がない。
【００６０】
また、本発明によれば、周波数ホッピングでキャリアの周波数が変わっても、初期位相を同じに揃えることができる。
【００６１】
また、有線伝送など他の用途にＵＷＢ−ＯＦＤＭの変調方式を用いる場合には、基準周波数４２２４ＭＨｚを２分周した２１１２ＭＨｚと、上述のようにして生成した２６４ＭＨｚ及び７９２ＭＨｚとの周波数加算（複素数乗算）を行なうことにより、１３２０ＭＨｚ、１８４８ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２９０４ＭＨｚの周波数を合成することができる。
【発明の効果】
【００６２】
本発明によれば、基準となる単一の周波数から分周と周波数演算を利用して、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。
【００６３】
また、本発明によれば、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を位相誤差や振幅誤差なく正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。
【００６４】
また、本発明によれば、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおける周波数ホッピングに用いるための、正確に位相が合わされたキャリア周波数を生成することができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。
【００６５】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６６】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００６７】
図２には、本実施形態に係る周波数合成装置の具体的な回路構成を示している。
【００６８】
８４４８ＭＨｚの発振出力を２分周する、４２２４ＭＨｚの発振出力を多位相フィルタ（Ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）でＩ（４２２４ＭＨｚ）とＱ（４２２４ＭＨｚ）を生成する、又はＩ（４２２４ＭＨｚ）とＱ（４２２４ＭＨｚ）をＱｕａｄｒａｔｕｒｅ ＶＣＯで直接発振する、のうちいずれかの方法によって、Ｉ（４２２４ＭＨｚ）とＱ（４２２４ＭＨｚ）を生成する。但し、本発明の要旨は、基準周波数４２２４ＭＨｚに特に限定されない。
【００６９】
続いて、このＩ（４２２４ＭＨｚ）又はＱ（４２２４ＭＨｚ）の何れかを８分周して（図示の例ではＩ（４２２４ＭＨｚ）を８分周）、Ｉ（５２８ＭＨｚ）とＱ（５２８ＭＨｚ）を生成する。
【００７０】
以降では、Ｉ（５２８ＭＨｚ）とＱ（５２８ＭＨｚ）を用いて、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚを生成するが、まず２６４ＭＨｚを生成する部分について説明する。
【００７１】
Ｉ（５２８ＭＨｚ）を２分周して、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＱ（２６４ＭＨｚ）を生成するとともに、Ｑ（５２８ＭＨｚ）を２分周してＩ（２６４ＭＨｚ＋φ）とＱ（２６４ＭＨｚ＋φ）の４つの波形を生成する。
【００７２】
２分周器はフリップ・フロップにより構成されるが、その内部の初期状態によりφの値は−４５度又はφ＝−２２５度のいずれか不定になる。図３には、φ＝−４５度並びにφ＝−２２５度とした場合にそれぞれ得られる周波数信号を示している。ここでは、これら矩形波の電流加算によりデジタル正弦波を生成する（後述）という目的で、図５の上部に示すような４５度位相の異なる４つの波形を生成したい。そこで、常にφ＝−４５［ｄｅｇｒｅｅ］となるようにする。具体的には、ＤＦＦを用いてＱ（２６４ＭＨｚ＋φ）をＩ（２６４ＭＨｚ）の立ち上がりエッジで判定する。そして、もし値が“１”であればφ＝−２２５［ｄｅｇｒｅｅ］であるから、ＤＦＦの出力ＱとのＸＯＲ（排他的論理和）をとることで、Ｉ（２６４ＭＨｚ＋φ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ＋φ）の位相を１８０度だけ反転してφ＝−４５［ｄｅｇｒｅｅ］と同じになるようにする。
【００７３】
次に、図４に示すように、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）とＱ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、階段状の波形すなわちデジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）を生成する。同様に、図５に示すように、Ｑ（２６４ＭＨｚ）とＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）と−Ｉ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、階段状の波形すなわちデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）を生成する。
【００７４】
ここで、電流加算時における各周波数信号に対する重み付けは、理想的には下表の１行目に示すように、Ａ１＝１、Ａ２＝ｓｑｒｔ（２）であるが、２行目以下に示すように整数比でも僅かな誤差で近似できるので回路で実現する場合は整数比にするのが望ましい。
【００７５】
【表１】
【００７６】
このようにして得られたデジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）とデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）は３次と５次の高調波が抑圧された波形であるので、従来例で問題になったスプリアスが生じない特徴がある。このようにして、３次と５次の高調波を抑圧した２６４ＭＨｚを生成することができる訳である。
【００７７】
続いて、７９２ＭＨｚを生成する部分について説明する。
【００７８】
まず、Ｉ（５２８ＭＨｚ）又はＱ（５２８ＭＨｚ）のいずれかを（図示の例ではＩ（５２８ＭＨｚ））、Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ （ＤＬＬ）回路を用いて、位相差が１２０度ある３つの波形を生成する。図６には、それぞれの位相差が１２０度だけある３つの波形Ｉ（５２８ＭＨｚ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−１２０ｄｅｇ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−２４０ｄｅｇ）を示している。
【００７９】
これらの３波形を等しい重み付けをして加算すると、基本波成分は打ち消され、３次高調波成分は同相加算されて、図示のように１５８４ＭＨｚを得る。次にこの１５８４ＭＨｚを２分周して、Ｉ（７９２ＭＨｚ）とＱ（７９２ＭＨｚ）を得ることができる。
【００８０】
このＩ（７９２ＭＨｚ）とＱ（７９２ＭＨｚ）には、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）及びデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）とレベルを等しくするために、Ａ３の重み付けをする。Ａ３は、Ａ１が１の場合、およそ２から３程度になる。
【００８１】
Ｉ（７９２ＭＨｚ）とＱ（７９２ＭＨｚ）は矩形波であるので、高調波成分を含んでいる。但し、これによるスプリアスはグループ１の外であるのでバンドパス・フィルタで容易に除去が可能である。
【００８２】
このようにして生成した２６４ＭＨｚ及び７９２ＭＨｚと、４２２４ＭＨｚとの周波数加算（複素数乗算）を行なうことで、３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚを得ることができる。
【００８３】
２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚの切り替えは、重み付けを行なう電流源のオン／オフ操作によって行なえる。図７には、重み付けを行なう電流源のオン／オフ操作によって行なう切り替え回路の構成例を示している。図示の回路構成では、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚの切り替えを、Ｍ１〜Ｍ４の電流源ＦＥＴの各ゲートでオン／オフ操作する。ここで、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）と振幅が同じになうようにＩ（７９２ＭＨｚ）に重みを付ける。Ｍ１〜Ｍ４の電流源ＦＥＴのゲート幅を、Ｍ１のゲート幅∝Ａ３、Ｍ２のゲート幅∝Ａ１、Ｍ３のゲート幅∝Ａ２、Ｍ４のゲート幅∝Ａ１とする（∝は比例関係を表す）。図８には、Ｉ（７９２ＭＨｚ）の重み付けにより、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）とレベルを等しくした様子を示している。
【００８４】
例えば、電流源に用いたＦＥＴのゲート容量や配線容量（Ｃ）の和が５００ｆＦでゲート電圧（Ｖ）が０．６Ｖである場合に蓄積された電荷（Ｑ）は、Ｑ＝ＣＶの関係より、３００ｆＣである。電荷Ｑは電流Ｉの時間積分なので、３００ｕＡで電荷を移動すれば、１ナノ秒で電流源の切り替えが可能である。
【００８５】
また、２６４ＭＨｚ及び７９２ＭＨｚを加算するか減算するかは、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）とＱ（２６４ＭＨｚ）、及びＱ（７９２ＭＨｚ）の極性をＸＯＲで切り替えることで行なう。ここで、Ｉ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）は既にＸＯＲを用いて極性を切り替えているので、Ｉ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）が２重にＸＯＲを通過して遅延時間が大きくならないように、制御信号をＸＯＲで切り替えている。ＸＯＲは２進数の“１”を“−１”に、“０”を“１”にマッピングすると乗算器と同じ回路になるので、例えば１００ピコ秒以下といった高速な切り替えが可能である。
【００８６】
さらにこれらの周波数切り替えは、高周波信号そのものをアナログ・スイッチでオン／オフ操作する訳ではないので、アナログ・スイッチのアイソレーション不足によるスプリアス発生の心配がない。
【００８７】
キャリア周波数が３．２ＭＨｚで割り切れないことから、周波数ホッピングの度にキャリアの位相が反転するという問題がある。そこで、図２に示した回路構成では、太線で囲った３箇所の２分周器を、周波数ホッピングの度にリセットすることによって初期位相を同じに揃えるようにしている。
【００８８】
図９には、図２に示した周波数合成装置の変形例を示している。図示の周波数合成装置は、上述した周波数合成の仕組みを利用して、生成可能な周波数帯を拡張している。
【００８９】
図示の例では、発振出力により得られた４２２４ＭＨｚを２分周して２１１ＭＨｚを生成し、これを上述のようにして生成した２６４ＭＨｚ及び７９６ＭＨｚとそれぞれ周波数加算（複素数乗算）することによって、さらに１３２０ＭＨｚ、１８４８ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２９０４ＭＨｚを得ている。
【００９０】
現在のＵＷＢ−ＯＦＤＭの仕様（例えば、非特許文献５、非特許文献６を参照のこと）には含まれないが、このような周波数帯域を用いて、有線伝送など他の用途にもＵＷＢ変調方式を適用することが考えられる。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【００９２】
本明細書では、マルチバンドＯＦＤＭを採用するＵＷＢ無線通信システムに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。
【００９３】
例えば、ＵＷＢ以外の通信方式に基づくマルチバンド・システムや、無線ではなく有線を伝送路とするマルチバンドＵＷＢ通信システムに対しても、同様に本発明を適用することができる。ＵＷＢを用いた有線伝送の適用例として、ケーブルＴＶなどの同軸ケーブルを用いたデータ伝送や電力線搬送などを挙げることができる。
【００９４】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】図１は、本発明の一実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示した図である。
【図２】図２は、周波数合成装置の具体的な回路構成を示した図である。
【図３】図３は、φ＝−４５［ｄｅｇｒｅｅ］並びにφ＝−２２５［ｄｅｇｒｅｅ］とした場合に得られる周波数信号を示した図である。
【図４】図４は、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）とＱ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）を生成する様子を示した図である。
【図５】図５は、Ｑ（２６４ＭＨｚ）とＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）と−Ｉ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、デジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）を生成する様子を示した図である。
【図６】図６は、位相差が１２０度だけある３つの波形Ｉ（５２８ＭＨｚ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−１２０ｄｅｇ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−２４０ｄｅｇ）により３逓倍し、さらに２分周して７９６ＭＨｚを生成する様子を示した図である。
【図７】図７は、重み付けを行なう電流源のオン／オフ操作によって行なう切り替え回路の構成例を示した図である。
【図８】図８は、Ｉ（７９２ＭＨｚ）の重み付けにより、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）とレベルを等しくした様子を示した図である。
【図９】図９は、図２に示した周波数合成装置の変形例を示した図である。
【図１０】図１０は、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当てを示した図である。
【図１１】図１１は、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられる周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロック（従来例）を示した図である。
【図１２】図１２は、イメージ・リジェクション・ミキサの動作原理を説明するための図である。
【図１３】図１３は、イメージ・リジェクション・ミキサの動作原理を説明するための図である。
【図１４】図１４は、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより４４８８ＭＨｚを生成する際に、２６４ＭＨｚの高調波によって３４３２ＭＨｚに−１０ｄＢｃ程度のスプリアスが生じる様子を示した図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２以上の周波数を合成して新たな周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に係り、特に、複数のバンドからなるマルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、基準となる周波数の分周と周波数演算により複数バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に係り、特に、単一の基準周波数から位相誤差や振幅誤差なく複数バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。
【０００４】
無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（例えば、非特許文献１を参照のこと）や、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２（例えば、非特許文献２又は非特許文献３を参照のこと）やＩＥＥＥ８０２．１５．３、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ通信などを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１規格については、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格…などの各種無線通信方式が存在する。
【０００５】
また、近年では、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、非常に広い周波数帯域でキャリアを使用せず１ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている（例えば、非特許文献４を参照のこと）。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。
【０００６】
また、ＵＷＢが用いられるＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）では、基地局のようなものが一元的に周波数リソースを管理するのではなく、偏在する各無線局が周辺局のリソース利用の様子を把握し、分散的な制御により周波数を利用することが空間的周波数再利用の観点から好ましいと思料される。ＵＷＢの場合、超広帯域を利用し、周波数分割による空間的周波数再利用ができないので、特にその要求は高い。
【０００７】
将来、ＵＷＢに代表される近距離通信のＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ）はあらゆる家電品やＣＥ（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）機器に搭載されることが予想され、１００Ｍｂｐｓ超のＣＥ機器間のＰ−ｔｏ−Ｐ伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されている。ミリ波帯の利用が普及した場合には１Ｇｂｐｓ超の短距離無線も可能となり、ストレージデバイスなどを含む超高速な近距離用のＤＡＮ（Ｄｅｖｉｃｅ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）も実現可能となる。
【０００８】
ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した場合、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チャネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。
【０００９】
このため、通信チャネルをあらかじめ複数用意しておくというマルチチャネル通信方式が採用される。通信中に他のシステムが割り込んだり、参入局数が多くなって帯域の余裕がなくなってきたりしたことが原因で、干渉により通信品質が低下したときときに、使用する通信チャネルを選択して動作を開始することにより、ネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実現することができる。
【００１０】
例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．３の高速無線ＰＡＮシステムにおいても、マルチチャネル通信方式が採用されている。すなわち、システムで利用可能な周波数チャネルが複数用意され、無線通信デバイスは、電源投入後にすべての利用可能なチャネルにわたってスキャン動作を行なうことで、周囲にピコネット・コーディネータ（ＰＮＣ）としてビーコン信号を送信しているデバイスの有無を確認し、利用する周波数チャネルを選択する、というアルゴリズムが採用されている。
【００１１】
また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。
【００１２】
主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。
【００１３】
例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。
【００１４】
ＯＦＤＭ変調方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．３においても、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式や、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式以外に、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる複数のサブバンドを周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が検討されている（例えば、非特許文献５を参照のこと）。
【００１５】
図１０には、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当て例を示している。同図に示すように、中心周波数をそれぞれ３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚとするバンド＃１〜＃３からなるグループ１と、中心周波数をそれぞれ５０１６ＭＨｚ、５５４８ＭＨｚ、６０７２ＭＨｚとするバンド＃４〜バンド＃６からなるグループ２と、中心周波数をそれぞれ６６００ＭＨｚ、７１２８ＭＨｚ、７６５６ＭＨｚとするバンド＃７〜＃９からなるグループ３と、中心周波数をそれぞれ８１８４ＭＨｚ、８７１２ＭＨｚ、９２４０ＭＨｚとするグループ＃１０〜＃１２からなるグループＤと、中心周波数をそれぞれ９７６８ＭＨｚ並びに１０２９６ＭＨｚとするバンド＃１３〜＃１４からなるグループ５とで構成される。このうち、グループ１の３バンドを用いることが義務化（ｍａｎｄａｔｏｒｙ）されているとともに、それ以外のグループや帯域は将来の拡張のために用意されている。
【００１６】
一般には、周波数切り替えにはＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により同一の発振周波数を逓倍することが考えられるが、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムにおいては、図１０に示したようにチャネルの切り替え幅が大きいという問題があり、単一のＰＬＬではこのような広帯域での周波数切り替えを行なうことができない。
【００１７】
また、複数の発振器を備え、それぞれの周波数帯域を生成するようにすれば、高精度のマルチバンド・ジェネレータを構成することができるが、回路の面積や消費電力、発振器毎の周波数の位相差などの点で問題となる。したがって、単一の発振器から分周により複数の周波数帯域を作りたいという技術的要望がある。
【００１８】
例えば、発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力を基準周波数とミキシングすること（すなわち、周波数の和又は差のいずれかを出力する）により、マルチバンド・ジェネレーションを行なうことができる。
【００１９】
図１１には、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられる周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロック（但し、グループ１の３バンド・モードとする）の従来例を図解している（例えば、非特許文献６を参照のこと）。各バンドの中心周波数は、図示の通り、単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ（温度補償方水晶発振器））から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて合成（周波数加減算）することができる。
【００２０】
同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により逓倍して得られる周波数４２２４ＭＨｚを基準周波数とする。まず、４分周により１０５６ＭＨｚの周波数が取り出され、続いて２分周により５２８ＭＨｚの周波数が取り出され、これからサンプル・クロックに使用される。さらに２分周により５２８ＭＨｚから２６４ＭＨｚの周波数が取り出される。
【００２１】
次いで、ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）と記載されている各ミキサでは、上述のようにして得られた各周波数信号についての周波数加減算すなわちミキシングを行なう。すなわち、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより、さらに７９４ＭＨｚの周波数を得る。そして、選択器（Ｓｅｌｅｃｔ）により２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚの一方が選択される。後段のＳＳＢでは、その選択出力された２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚいずれかの周波数信号と元の４２２４ＭＨｚの周波数信号との周波数加減算を行なうことにより、４通りの周波数を得ることができる。
【００２２】
但し、グループ１としては、このうち３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３通りのみを使用する。すなわち、４２２４ＭＨｚから７９２ＭＨｚを周波数減算して３４２２ＭＨｚを生成し、４２２４ＭＨｚから２６４ＭＨｚを周波数減算して３９６０ＭＨｚを生成し、４２２４ＭＨｚに２６４ＭＨｚを周波数加算して４４８８ＭＨｚを生成する。
【００２３】
図１１中でＳＳＢと記載されているデバイスは周波数の加算又は減算すなわちミキシングを行なうデバイスであり、例えばイメージ・リジェクション・ミキサが挙げられる。イメージ・リジェクション・ミキサは、それぞれ位相の直交した２つの複素信号対をアナログ乗算することにより片側波帯の信号を得ることができる。すなわち、図１２及び図１３に示すように、それぞれの周波数信号ｆ1及びｆ2において互いに直交成分を用意し、三角関数の加法定理を用いて周波数の加算、減算を行なうことで周波数合成することができる。ここで、ｆ1＝４２２４ＭＨｚであり、ｆ2＝２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚである。但し、図１３では、一方の入力の制限は成分ｓｉｎ（２πｆ2ｔ＋φ2）の極性を図１２から切り替えている。
【００２４】
しかしながら、図１２及び図１３に示したような従来の周波数合成ブロックにおいては、以下のような問題点がある。
【００２５】
（１）２６４ＭＨｚは矩形波なので、３次高調波によって最大で−１０ｄＢｃ程度のスプリアスがグループ１内に生じてしまう。
【００２６】
具体的には、７９２ＭＨｚを生成するための前段のＳＳＢには、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの他に、２６４ＭＨｚの３次高調波である−７９２ＨＭｚが入力され、出力として所望周波数である７９２ＭＨｚの他に、−２６４ＭＨｚが生成され、グループ１内でのスプリアスの原因になる。
【００２７】
図１４には、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより４４８８ＭＨｚを生成する際に、２６４ＭＨｚの高調波によって３４３２ＭＨｚに−１０ｄＢｃ程度のスプリアスが生じる様子を示している。３４３２ＭＨｚと４４８８ＭＨｚはともにグループ１内の周波数帯なので、バンドパス・フィルタなどを用いて除去することはできない。
【００２８】
（２）２６４ＭＨｚは矩形波なので、５次高調波によって最大で−１４ｄＢｃ程度のスプリアスがグループ１内に生じてしまう。
【００２９】
（３）２６４ＭＨｚの高調波を除去するために、アナログ・フィルタを用いると（例えば、図１１中で、５２８ＭＨｚを２分周する分周器の後段にアナログ・フィルタを設ける）、フィルタの周波数ばらつきによって出力レベルの個体差が生じ易く、また消費電力も大きくなる。
【００３０】
（４）７９２ＭＨｚは５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚがＳＳＢを通過して生成されるため、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚの振幅レベルに不揃いが生じ易く、周波数帯域間での出力レベルが不揃いになる。
【００３１】
（５）周波数切り替えにアナログ・スイッチを用いているので、アイソレーション不足によるスプリアスが生じる。高周波ゆえ、わずかな容量でも結合が生じてしまうからである。
【００３２】
（６）ＦＨでキャリアの周波数が変わる度に初期位相が変化する。２６４ＭＨｚがアナログ・フィルタを通過すると位相が遅延する。また、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚをそれぞれ別にフィルタに掛けると、位相差が生じる。
【００３３】
【非特許文献１】Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ８８０２−１１：１９９９（Ｅ） ＡＮＳＩ／ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１， １９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ， Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ
【非特許文献２】ＥＴＳＩ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−１ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ１： Ｂａｓｉｃ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ
【非特許文献３】ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−２ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ２： Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＲＬＣ） ｓｕｂｌａｙｅｒ
【非特許文献４】日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ」 Ｐ．５５−６６
【非特許文献５】ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａ ＴＩ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／１５／ｐｕｂ／２００３／Ｍａｙ０３ ファイル名：０３１４２ｒ２Ｐ８０２−１５＿ＴＩ−ＣＦＰ−Ｄｏｃｕｍｅｎｔ．ｄｏｃ＞
【非特許文献６】Ａｎｕｊ Ｂａｔｒａ，“０３２６７ｒ１Ｐ８０２−１５＿ＴＧ３ａ−Ｍｕｌｔｉ−ｂａｎｄ−ＯＦＤＭ−ＣＦＰ−Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ．ｐｐｔ”，ｐｐ．１７，Ｊｕｌｙ ２００３．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
本発明の目的は、複数のバンドからなるマルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【００３５】
本発明のさらなる目的は、基準となる単一の周波数から分周と周波数演算を利用して、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【００３６】
本発明のさらなる目的は、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を位相誤差や振幅誤差なく正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【００３７】
本発明のさらなる目的は、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおける周波数ホッピングに用いるための、正確に位相が合わされたキャリア周波数を生成することができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、基準周波数Ｆを基に複数の周波数を合成する周波数合成装置であって、
前記基準周波数Ｆを２Ｎ分周する２Ｎ分周手段と（但し、Ｎは正の整数）、
前記の２Ｎ分周された位相が直交する複素信号対Ｉ（Ｆ／２Ｎ）及びＱ（Ｆ／２Ｎ）をそれぞれ２分周し、４Ｎ分周された複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ）、並びに４５度だけ位相が遅延した４Ｎ分周複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）を得る２分周手段と、
４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｉ（Ｆ／４Ｎ）、Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル余弦波ＤＣＯＳ（Ｆ／４Ｎ）を生成するとともに、４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｑ（Ｆ／４Ｎ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、−Ｉ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル正弦波ＤＳＩＮ（Ｆ／４Ｎ）を生成し、第１の分周周波数として出力する第１の分周周波数生成手段と、
前記基準周波数を３／２Ｍ倍した複素信号対Ｉ（３Ｆ／２Ｍ）及びＱ（３Ｆ／２Ｍ）からなる第２の分周周波数を生成する第２の分周周波数生成手段と（但し、４Ｎ＝２Ｍ）、
前記第１の分周周波数及び前記第２の分周周波数を前記基準周波数Ｆ（若しくはその他の所要の周波数）と選択的に周波数加算して、複数の周波数を生成する周波数加算手段と、
を具備することを特徴とする周波数合成装置である。
【００３９】
２分周器は一般にフリップ・フロップで構成され、フリップの初期状態に応じて位相遅延が−４５度又は−２２５度のいずれか不定となる。そこで、前記２分周手段において４５度ずつ位相差のある４つの４Ｎ分周波形を生成する際に、波形が正しい極性となるように位相関係を判定して極性を切り替える極性切り替え手段をさらに備えていてもよい。
【００４０】
前記極性切り替え手段は、前記デジタル正弦波の極性の切り替えを行なうＸＯＲにより構成することができる。この場合、ＸＯＲを２重に通過して遅延時間が大きくならないようにすることができる。
【００４１】
また、前記第１の分周周波数生成手段は、各波形の重み付けを整数比で行なうようにしてもよい。デジタル正弦波形を生成する場合、４Ｎ分周した波形に対し、これと４５度だけ遅延した波形にｓｑｒ（２）の重み付けを行なうことが理想的であるが、整数比としてもわずかな誤差で近似することができ、回路で実現する場合は整数比にすることが好ましい。
【００４２】
また、前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数を３逓倍した後に２分周して第２の分周周波数を生成するようにしてもよい。
【００４３】
ここで、前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数からＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの波形を生成し、これらを加算することにより、基本波を打ち消して３次高調波成分を合成して３逓倍することができる。
【００４４】
また、前記周波数加算手段は、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の切り替えを電流源のオン／オフ操作により行なうようにしてもよい。電荷は電流の積分であり、高速な切り替えが可能である。ここで、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の振幅が等しくなるように電流源の重み付けを行なうようにしてもよい。
【００４５】
また、前記周波数加算手段において周波数切り替えを行ない周波数ホッピングする度に、前記２分周手段をリセットすることにより、周波数ホッピングでキャリアの周波数が変わっても初期位相を同じに揃えるようにすることができる。
【００４６】
図１には、本発明に係る周波数合成装置の構成を模式的に示している。図示の周波数合成装置は、例えばマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信システムに適用され、基準となる周波数の分周と周波数加算により、グループ１を構成する３バンドの各中心周波数を好適に得ることができる。
【００４７】
図示の周波数合成装置は、４２２４ＭＨｚを基準周波数として用いる。この４２２４ＭＨｚ発振出力から、位相の直交した２つの複素信号対Ｉ（４２２４ＭＨｚ）及びＱ（４２２４ＭＨｚ）を生成する。
【００４８】
次に、基準周波数Ｉ（４２２４ＭＨｚ）を８分周して、位相の直交した２つの複素信号対Ｉ（５２８ＭＨｚ）及びＱ（５２８ＭＨｚ）を生成する。
【００４９】
そして、Ｉ（５２８ＭＨｚ）を３逓倍して１５８４ＭＨｚを得た後に、さらにこれを２分周して７９２ＭＨｚの周波数信号を生成する。ここで、５２８ＭＨｚを３逓倍した１５８４ＭＨｚの波形を生成する際に、ＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの５２８ＭＨｚ矩形波を生成し、これらの加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成しているので、共振回路などのフィルタを用いる必要がない。
【００５０】
また、Ｉ（５２８ＭＨｚ）を２分周してＩ（２６４ＭＨｚ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ）を生成するとともに、Ｑ（５２８ＭＨｚ）を２分周して、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とは−４５度位相差のあるＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）を生成する。
【００５１】
ここで、Ｑ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）を重み付けして電流加算することにより、階段状の正弦波形をしたデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）を得ることができる。
【００５２】
このようにして得られたデジタル正弦波は、３次と５次の高調波が抑圧された波形であり、スプリアスが生じないという特徴がある。
【００５３】
このようにして得られた周波数信号Ｉ（７９４ＭＨｚ）並びにＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）は、周波数ホッピング・コントローラにより指定された極性で、周波数合成部に供給される。
【００５４】
周波数合成部では、周波数ホッピング・コントローラの指示に従い、Ｑ（４２２４ＭＨｚ）と、極性指定された周波数信号Ｉ（７９４ＭＨｚ）又はＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）のいずれかと選択的に周波数加算される。この結果、４２２４ＭＨｚ±７９４ＭＨｚ、４２２４ＭＨｚ±２６４ＭＨｚの４通りの中心周波数を得ることができる。但し、マルチバンドＯＦＤＭシステムとしては、グループ１を構成する３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚという３バンドのみを使用する。
【００５５】
周波数ホッピング・コントローラは、マルチバンドＯＦＤＭシステムのグループ１における周波数ホッピング動作を制御するために、周波数信号Ｉ（７９４ＭＨｚ）及びデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）の極性指定信号と、周波数合成部に対するＩ（７９４ＭＨｚ）又はデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）の周波数選択信号、並びに２分周器を構成するＤフリップ・フロップのリセット信号を出力する。
【００５６】
本発明によれば、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されているグループ１の各周波数帯を単一の基準周波数から生成する際に、２６４ＭＨｚのデジタル正弦波を用いるので、スプリアスの少ない周波数合成を実現することができる。また、２６４ＭＨｚの高調波除去にアナログ・フィルタを使わないので、位相差、振幅差などの誤差を生じることはなく、且つ、周波数の切り替えを高速に行なうことができる。
【００５７】
また、２６４ＭＨｚのデジタル正弦波を生成する際に、４５度ずつ位相が異なる２６４ＭＨｚ波形を生成する必要があるが、２分周器内のフリップ・フロップの初期状態に応じて位相差が−４５度又は−２２５度のうちいずれか不定となるという問題がある。これに対し、本発明によれば、波形が常に正しい極性になるように位相関係を判定して切り替えるので、２６４ＭＨｚのデジタル正弦波に誤りを生じることがない。
【００５８】
また、本発明によれば、周波数の切り替えは高周波信号そのものをアナログ・スイッチで切り替えないのでアイソレーション不足によるスプリアスが生じることがない。
【００５９】
また、周波数を３逓倍する際に、ＤＬＬで生成した１２０度ずつ位相差のある３つの矩形波の加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成しているので、共振回路などのフィルタを用いる必要がない。
【００６０】
また、本発明によれば、周波数ホッピングでキャリアの周波数が変わっても、初期位相を同じに揃えることができる。
【００６１】
また、有線伝送など他の用途にＵＷＢ−ＯＦＤＭの変調方式を用いる場合には、基準周波数４２２４ＭＨｚを２分周した２１１２ＭＨｚと、上述のようにして生成した２６４ＭＨｚ及び７９２ＭＨｚとの周波数加算（複素数乗算）を行なうことにより、１３２０ＭＨｚ、１８４８ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２９０４ＭＨｚの周波数を合成することができる。
【発明の効果】
【００６２】
本発明によれば、基準となる単一の周波数から分周と周波数演算を利用して、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。
【００６３】
また、本発明によれば、マルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を位相誤差や振幅誤差なく正確に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。
【００６４】
また、本発明によれば、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおける周波数ホッピングに用いるための、正確に位相が合わされたキャリア周波数を生成することができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。
【００６５】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６６】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００６７】
図２には、本実施形態に係る周波数合成装置の具体的な回路構成を示している。
【００６８】
８４４８ＭＨｚの発振出力を２分周する、４２２４ＭＨｚの発振出力を多位相フィルタ（Ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）でＩ（４２２４ＭＨｚ）とＱ（４２２４ＭＨｚ）を生成する、又はＩ（４２２４ＭＨｚ）とＱ（４２２４ＭＨｚ）をＱｕａｄｒａｔｕｒｅ ＶＣＯで直接発振する、のうちいずれかの方法によって、Ｉ（４２２４ＭＨｚ）とＱ（４２２４ＭＨｚ）を生成する。但し、本発明の要旨は、基準周波数４２２４ＭＨｚに特に限定されない。
【００６９】
続いて、このＩ（４２２４ＭＨｚ）又はＱ（４２２４ＭＨｚ）の何れかを８分周して（図示の例ではＩ（４２２４ＭＨｚ）を８分周）、Ｉ（５２８ＭＨｚ）とＱ（５２８ＭＨｚ）を生成する。
【００７０】
以降では、Ｉ（５２８ＭＨｚ）とＱ（５２８ＭＨｚ）を用いて、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚを生成するが、まず２６４ＭＨｚを生成する部分について説明する。
【００７１】
Ｉ（５２８ＭＨｚ）を２分周して、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＱ（２６４ＭＨｚ）を生成するとともに、Ｑ（５２８ＭＨｚ）を２分周してＩ（２６４ＭＨｚ＋φ）とＱ（２６４ＭＨｚ＋φ）の４つの波形を生成する。
【００７２】
２分周器はフリップ・フロップにより構成されるが、その内部の初期状態によりφの値は−４５度又はφ＝−２２５度のいずれか不定になる。図３には、φ＝−４５度並びにφ＝−２２５度とした場合にそれぞれ得られる周波数信号を示している。ここでは、これら矩形波の電流加算によりデジタル正弦波を生成する（後述）という目的で、図５の上部に示すような４５度位相の異なる４つの波形を生成したい。そこで、常にφ＝−４５［ｄｅｇｒｅｅ］となるようにする。具体的には、ＤＦＦを用いてＱ（２６４ＭＨｚ＋φ）をＩ（２６４ＭＨｚ）の立ち上がりエッジで判定する。そして、もし値が“１”であればφ＝−２２５［ｄｅｇｒｅｅ］であるから、ＤＦＦの出力ＱとのＸＯＲ（排他的論理和）をとることで、Ｉ（２６４ＭＨｚ＋φ）並びにＱ（２６４ＭＨｚ＋φ）の位相を１８０度だけ反転してφ＝−４５［ｄｅｇｒｅｅ］と同じになるようにする。
【００７３】
次に、図４に示すように、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）とＱ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、階段状の波形すなわちデジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）を生成する。同様に、図５に示すように、Ｑ（２６４ＭＨｚ）とＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）と−Ｉ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、階段状の波形すなわちデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）を生成する。
【００７４】
ここで、電流加算時における各周波数信号に対する重み付けは、理想的には下表の１行目に示すように、Ａ１＝１、Ａ２＝ｓｑｒｔ（２）であるが、２行目以下に示すように整数比でも僅かな誤差で近似できるので回路で実現する場合は整数比にするのが望ましい。
【００７５】
【表１】
【００７６】
このようにして得られたデジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）とデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）は３次と５次の高調波が抑圧された波形であるので、従来例で問題になったスプリアスが生じない特徴がある。このようにして、３次と５次の高調波を抑圧した２６４ＭＨｚを生成することができる訳である。
【００７７】
続いて、７９２ＭＨｚを生成する部分について説明する。
【００７８】
まず、Ｉ（５２８ＭＨｚ）又はＱ（５２８ＭＨｚ）のいずれかを（図示の例ではＩ（５２８ＭＨｚ））、Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ （ＤＬＬ）回路を用いて、位相差が１２０度ある３つの波形を生成する。図６には、それぞれの位相差が１２０度だけある３つの波形Ｉ（５２８ＭＨｚ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−１２０ｄｅｇ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−２４０ｄｅｇ）を示している。
【００７９】
これらの３波形を等しい重み付けをして加算すると、基本波成分は打ち消され、３次高調波成分は同相加算されて、図示のように１５８４ＭＨｚを得る。次にこの１５８４ＭＨｚを２分周して、Ｉ（７９２ＭＨｚ）とＱ（７９２ＭＨｚ）を得ることができる。
【００８０】
このＩ（７９２ＭＨｚ）とＱ（７９２ＭＨｚ）には、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）及びデジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）とレベルを等しくするために、Ａ３の重み付けをする。Ａ３は、Ａ１が１の場合、およそ２から３程度になる。
【００８１】
Ｉ（７９２ＭＨｚ）とＱ（７９２ＭＨｚ）は矩形波であるので、高調波成分を含んでいる。但し、これによるスプリアスはグループ１の外であるのでバンドパス・フィルタで容易に除去が可能である。
【００８２】
このようにして生成した２６４ＭＨｚ及び７９２ＭＨｚと、４２２４ＭＨｚとの周波数加算（複素数乗算）を行なうことで、３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚを得ることができる。
【００８３】
２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚの切り替えは、重み付けを行なう電流源のオン／オフ操作によって行なえる。図７には、重み付けを行なう電流源のオン／オフ操作によって行なう切り替え回路の構成例を示している。図示の回路構成では、２６４ＭＨｚと７９２ＭＨｚの切り替えを、Ｍ１〜Ｍ４の電流源ＦＥＴの各ゲートでオン／オフ操作する。ここで、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）と振幅が同じになうようにＩ（７９２ＭＨｚ）に重みを付ける。Ｍ１〜Ｍ４の電流源ＦＥＴのゲート幅を、Ｍ１のゲート幅∝Ａ３、Ｍ２のゲート幅∝Ａ１、Ｍ３のゲート幅∝Ａ２、Ｍ４のゲート幅∝Ａ１とする（∝は比例関係を表す）。図８には、Ｉ（７９２ＭＨｚ）の重み付けにより、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）とレベルを等しくした様子を示している。
【００８４】
例えば、電流源に用いたＦＥＴのゲート容量や配線容量（Ｃ）の和が５００ｆＦでゲート電圧（Ｖ）が０．６Ｖである場合に蓄積された電荷（Ｑ）は、Ｑ＝ＣＶの関係より、３００ｆＣである。電荷Ｑは電流Ｉの時間積分なので、３００ｕＡで電荷を移動すれば、１ナノ秒で電流源の切り替えが可能である。
【００８５】
また、２６４ＭＨｚ及び７９２ＭＨｚを加算するか減算するかは、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）とＱ（２６４ＭＨｚ）、及びＱ（７９２ＭＨｚ）の極性をＸＯＲで切り替えることで行なう。ここで、Ｉ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）は既にＸＯＲを用いて極性を切り替えているので、Ｉ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）が２重にＸＯＲを通過して遅延時間が大きくならないように、制御信号をＸＯＲで切り替えている。ＸＯＲは２進数の“１”を“−１”に、“０”を“１”にマッピングすると乗算器と同じ回路になるので、例えば１００ピコ秒以下といった高速な切り替えが可能である。
【００８６】
さらにこれらの周波数切り替えは、高周波信号そのものをアナログ・スイッチでオン／オフ操作する訳ではないので、アナログ・スイッチのアイソレーション不足によるスプリアス発生の心配がない。
【００８７】
キャリア周波数が３．２ＭＨｚで割り切れないことから、周波数ホッピングの度にキャリアの位相が反転するという問題がある。そこで、図２に示した回路構成では、太線で囲った３箇所の２分周器を、周波数ホッピングの度にリセットすることによって初期位相を同じに揃えるようにしている。
【００８８】
図９には、図２に示した周波数合成装置の変形例を示している。図示の周波数合成装置は、上述した周波数合成の仕組みを利用して、生成可能な周波数帯を拡張している。
【００８９】
図示の例では、発振出力により得られた４２２４ＭＨｚを２分周して２１１ＭＨｚを生成し、これを上述のようにして生成した２６４ＭＨｚ及び７９６ＭＨｚとそれぞれ周波数加算（複素数乗算）することによって、さらに１３２０ＭＨｚ、１８４８ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２９０４ＭＨｚを得ている。
【００９０】
現在のＵＷＢ−ＯＦＤＭの仕様（例えば、非特許文献５、非特許文献６を参照のこと）には含まれないが、このような周波数帯域を用いて、有線伝送など他の用途にもＵＷＢ変調方式を適用することが考えられる。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【００９２】
本明細書では、マルチバンドＯＦＤＭを採用するＵＷＢ無線通信システムに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。
【００９３】
例えば、ＵＷＢ以外の通信方式に基づくマルチバンド・システムや、無線ではなく有線を伝送路とするマルチバンドＵＷＢ通信システムに対しても、同様に本発明を適用することができる。ＵＷＢを用いた有線伝送の適用例として、ケーブルＴＶなどの同軸ケーブルを用いたデータ伝送や電力線搬送などを挙げることができる。
【００９４】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】図１は、本発明の一実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示した図である。
【図２】図２は、周波数合成装置の具体的な回路構成を示した図である。
【図３】図３は、φ＝−４５［ｄｅｇｒｅｅ］並びにφ＝−２２５［ｄｅｇｒｅｅ］とした場合に得られる周波数信号を示した図である。
【図４】図４は、Ｉ（２６４ＭＨｚ）とＩ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）とＱ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）を生成する様子を示した図である。
【図５】図５は、Ｑ（２６４ＭＨｚ）とＱ（２６４ＭＨｚ−４５ｄｅｇ）と−Ｉ（２６４ＭＨｚ）にそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ１の重み付けをして電流加算することにより、デジタル正弦波ＤＳＩＮ（２６４ＭＨｚ）を生成する様子を示した図である。
【図６】図６は、位相差が１２０度だけある３つの波形Ｉ（５２８ＭＨｚ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−１２０ｄｅｇ）、Ｉ（５２８ＭＨｚ−２４０ｄｅｇ）により３逓倍し、さらに２分周して７９６ＭＨｚを生成する様子を示した図である。
【図７】図７は、重み付けを行なう電流源のオン／オフ操作によって行なう切り替え回路の構成例を示した図である。
【図８】図８は、Ｉ（７９２ＭＨｚ）の重み付けにより、デジタル余弦波ＤＣＯＳ（２６４ＭＨｚ）とレベルを等しくした様子を示した図である。
【図９】図９は、図２に示した周波数合成装置の変形例を示した図である。
【図１０】図１０は、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当てを示した図である。
【図１１】図１１は、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられる周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロック（従来例）を示した図である。
【図１２】図１２は、イメージ・リジェクション・ミキサの動作原理を説明するための図である。
【図１３】図１３は、イメージ・リジェクション・ミキサの動作原理を説明するための図である。
【図１４】図１４は、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより４４８８ＭＨｚを生成する際に、２６４ＭＨｚの高調波によって３４３２ＭＨｚに−１０ｄＢｃ程度のスプリアスが生じる様子を示した図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準周波数Ｆを基に複数の周波数を合成する周波数合成装置であって、
前記基準周波数Ｆを２Ｎ分周する２Ｎ分周手段と（但し、Ｎは正の整数）、
前記の２Ｎ分周された位相が直交する複素信号対Ｉ（Ｆ／２Ｎ）及びＱ（Ｆ／２Ｎ）をそれぞれ２分周し、４Ｎ分周された複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ）、並びに４５度だけ位相が遅延した４Ｎ分周複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）を得る２分周手段と、
４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｉ（Ｆ／４Ｎ）、Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル余弦波ＤＣＯＳ（Ｆ／４Ｎ）を生成するとともに、４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｑ（Ｆ／４Ｎ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、−Ｉ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル正弦波ＤＳＩＮ（Ｆ／４Ｎ）を生成し、第１の分周周波数として出力する第１の分周周波数生成手段と、
前記基準周波数を３／２Ｍ倍した複素信号対Ｉ（３Ｆ／２Ｍ）及びＱ（３Ｆ／２Ｍ）からなる第２の分周周波数を生成する第２の分周周波数生成手段と（但し、４Ｎ＝２Ｍ）、
前記第１の分周周波数及び前記第２の分周周波数を所要の周波数と選択的に周波数加算して、複数の周波数を生成する周波数加算手段と、
を具備することを特徴とする周波数合成装置。
【請求項２】
前記２分周手段において４５度ずつ位相差のある４つの４Ｎ分周波形を生成する際に、波形が正しい極性となるように位相関係を判定して極性を切り替える極性切り替え手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項３】
前記極性切り替え手段は、前記デジタル正弦波の極性の切り替えを行なうＸＯＲにより構成される、
ことを特徴とする請求項２に記載の周波数合成装置。
【請求項４】
前記第１の分周周波数生成手段は、各波形の重み付けを整数比で行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項５】
前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数を３逓倍した後に２分周して第２の分周周波数を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項６】
前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数からＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの波形を生成し、これらの加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成して３逓倍する、
ことを特徴とする請求項４に記載の周波数合成装置。
【請求項７】
前記周波数加算手段は、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の切り替えを電流源のオン／オフ操作により行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項８】
前記周波数加算手段は、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の振幅が等しくなるように電流源の重み付けを行なう、
ことを特徴とする請求項６に記載の周波数合成装置。
【請求項９】
前記周波数加算手段において周波数切り替えを行ない周波数ホッピングする度に、前記２分周手段をリセットする、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項１０】
基準周波数Ｆを基に複数の周波数を合成する周波数合成方法であって、
前記基準周波数Ｆを２Ｎ分周する２Ｎ分周ステップと（但し、Ｎは正の整数）、
前記の２Ｎ分周された位相が直交する複素信号対Ｉ（Ｆ／２Ｎ）及びＱ（Ｆ／２Ｎ）をそれぞれ２分周し、４Ｎ分周された複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ）、並びに４５度だけ位相が遅延した４Ｎ分周複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）を得る２分周ステップと、
４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｉ（Ｆ／４Ｎ）、Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル余弦波ＤＣＯＳ（Ｆ／４Ｎ）を生成するとともに、４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｑ（Ｆ／４Ｎ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、−Ｉ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル正弦波ＤＳＩＮ（Ｆ／４Ｎ）を生成し、第１の分周周波数として出力する第１の分周周波数生成ステップと、
前記基準周波数を３／２Ｍ倍した複素信号対Ｉ（３Ｆ／２Ｍ）及びＱ（３Ｆ／２Ｍ）からなる第２の分周周波数を生成する第２の分周周波数生成ステップと（但し、４Ｎ＝２Ｍ）、
前記第１の分周周波数及び前記第２の分周周波数を所要の周波数と選択的に周波数加算して、複数の周波数を生成する周波数加算ステップと、
を具備することを特徴とする周波数合成方法。
【請求項１１】
前記２分周手段において４５度ずつ位相差のある４つの４Ｎ分周波形を生成する際に、波形が正しい極性となるように位相関係を判定して極性を切り替える極性切り替えステップをさらに備える、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１２】
前記極性切り替えステップは、前記デジタル正弦波の極性の切り替えを行なう排他的論理和演算により構成される、
ことを特徴とする請求項１１に記載の周波数合成方法。
【請求項１３】
前記第１の分周周波数生成ステップでは、各波形の重み付けを整数比で行なう、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１４】
前記第２の分周周波数生成ステップでは、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数を３逓倍した後に２分周して第２の分周周波数を生成する、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１５】
前記第２の分周周波数生成ステップでは、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数からＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの波形を生成し、これらの加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成して３逓倍する、
ことを特徴とする請求項１４に記載の周波数合成方法。
【請求項１６】
前記周波数加算ステップでは、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の切り替えを電流源のオン／オフ操作により行なう、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１７】
前記周波数加算ステップでは、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の振幅が等しくなるように電流源の重み付けを行なう、
ことを特徴とする請求項１６に記載の周波数合成方法。
【請求項１】
基準周波数Ｆを基に複数の周波数を合成する周波数合成装置であって、
前記基準周波数Ｆを２Ｎ分周する２Ｎ分周手段と（但し、Ｎは正の整数）、
前記の２Ｎ分周された位相が直交する複素信号対Ｉ（Ｆ／２Ｎ）及びＱ（Ｆ／２Ｎ）をそれぞれ２分周し、４Ｎ分周された複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ）、並びに４５度だけ位相が遅延した４Ｎ分周複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）を得る２分周手段と、
４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｉ（Ｆ／４Ｎ）、Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル余弦波ＤＣＯＳ（Ｆ／４Ｎ）を生成するとともに、４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｑ（Ｆ／４Ｎ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、−Ｉ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル正弦波ＤＳＩＮ（Ｆ／４Ｎ）を生成し、第１の分周周波数として出力する第１の分周周波数生成手段と、
前記基準周波数を３／２Ｍ倍した複素信号対Ｉ（３Ｆ／２Ｍ）及びＱ（３Ｆ／２Ｍ）からなる第２の分周周波数を生成する第２の分周周波数生成手段と（但し、４Ｎ＝２Ｍ）、
前記第１の分周周波数及び前記第２の分周周波数を所要の周波数と選択的に周波数加算して、複数の周波数を生成する周波数加算手段と、
を具備することを特徴とする周波数合成装置。
【請求項２】
前記２分周手段において４５度ずつ位相差のある４つの４Ｎ分周波形を生成する際に、波形が正しい極性となるように位相関係を判定して極性を切り替える極性切り替え手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項３】
前記極性切り替え手段は、前記デジタル正弦波の極性の切り替えを行なうＸＯＲにより構成される、
ことを特徴とする請求項２に記載の周波数合成装置。
【請求項４】
前記第１の分周周波数生成手段は、各波形の重み付けを整数比で行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項５】
前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数を３逓倍した後に２分周して第２の分周周波数を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項６】
前記第２の分周周波数生成手段は、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数からＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの波形を生成し、これらの加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成して３逓倍する、
ことを特徴とする請求項４に記載の周波数合成装置。
【請求項７】
前記周波数加算手段は、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の切り替えを電流源のオン／オフ操作により行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項８】
前記周波数加算手段は、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の振幅が等しくなるように電流源の重み付けを行なう、
ことを特徴とする請求項６に記載の周波数合成装置。
【請求項９】
前記周波数加算手段において周波数切り替えを行ない周波数ホッピングする度に、前記２分周手段をリセットする、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
【請求項１０】
基準周波数Ｆを基に複数の周波数を合成する周波数合成方法であって、
前記基準周波数Ｆを２Ｎ分周する２Ｎ分周ステップと（但し、Ｎは正の整数）、
前記の２Ｎ分周された位相が直交する複素信号対Ｉ（Ｆ／２Ｎ）及びＱ（Ｆ／２Ｎ）をそれぞれ２分周し、４Ｎ分周された複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ）、並びに４５度だけ位相が遅延した４Ｎ分周複素信号対Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）及びＱ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）を得る２分周ステップと、
４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｉ（Ｆ／４Ｎ）、Ｉ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル余弦波ＤＣＯＳ（Ｆ／４Ｎ）を生成するとともに、４５度ずつ位相差のある４Ｎ分周された周波数Ｑ（Ｆ／４Ｎ）、Ｑ（Ｆ／４Ｎ−４５ｄｅｇ）、−Ｉ（Ｆ／４Ｎ）を重み付け電流加算してデジタル正弦波ＤＳＩＮ（Ｆ／４Ｎ）を生成し、第１の分周周波数として出力する第１の分周周波数生成ステップと、
前記基準周波数を３／２Ｍ倍した複素信号対Ｉ（３Ｆ／２Ｍ）及びＱ（３Ｆ／２Ｍ）からなる第２の分周周波数を生成する第２の分周周波数生成ステップと（但し、４Ｎ＝２Ｍ）、
前記第１の分周周波数及び前記第２の分周周波数を所要の周波数と選択的に周波数加算して、複数の周波数を生成する周波数加算ステップと、
を具備することを特徴とする周波数合成方法。
【請求項１１】
前記２分周手段において４５度ずつ位相差のある４つの４Ｎ分周波形を生成する際に、波形が正しい極性となるように位相関係を判定して極性を切り替える極性切り替えステップをさらに備える、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１２】
前記極性切り替えステップは、前記デジタル正弦波の極性の切り替えを行なう排他的論理和演算により構成される、
ことを特徴とする請求項１１に記載の周波数合成方法。
【請求項１３】
前記第１の分周周波数生成ステップでは、各波形の重み付けを整数比で行なう、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１４】
前記第２の分周周波数生成ステップでは、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数を３逓倍した後に２分周して第２の分周周波数を生成する、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１５】
前記第２の分周周波数生成ステップでは、前記基準周波数の２Ｎ分周周波数からＤＬＬを用いて１２０度位相差のある３つの波形を生成し、これらの加算により基本波を打ち消して３次高調波成分を合成して３逓倍する、
ことを特徴とする請求項１４に記載の周波数合成方法。
【請求項１６】
前記周波数加算ステップでは、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の切り替えを電流源のオン／オフ操作により行なう、
ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
【請求項１７】
前記周波数加算ステップでは、前記第１の分周周波数と前記第２の分周周波数の振幅が等しくなるように電流源の重み付けを行なう、
ことを特徴とする請求項１６に記載の周波数合成方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２００６−６７５２０（Ｐ２００６−６７５２０Ａ）
【公開日】平成１８年３月９日（２００６．３．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−２５１００６（Ｐ２００４−２５１００６）
【出願日】平成１６年８月３０日（２００４．８．３０）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．Ｂｌｅｕｔｏｏｔｈ
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年３月９日（２００６．３．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年８月３０日（２００４．８．３０）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．Ｂｌｅｕｔｏｏｔｈ
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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