周波数変換回路及び受信機
【課題】ローカル信号の基本周波数の整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧可能な受信機を提供する。
【解決手段】第１の素因数と第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサ１０１と、第１の多相ベースバンド信号を第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路１０２及び１０３−１と、第２の多相ベースバンド信号を第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路１０２及び１０３−ｍとを具備する。
【解決手段】第１の素因数と第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサ１０１と、第１の多相ベースバンド信号を第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路１０２及び１０３−１と、第２の多相ベースバンド信号を第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路１０２及び１０３−ｍとを具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号の受信に用いられる周波数変換回路及び受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機において、周波数変換回路はアンテナによって受信された無線信号に対して所定のローカル信号を乗じ、ベースバンド信号を生成するダウンコンバート処理を行う。通常、上記ローカル信号として、所定の基本周波数を有するパルス波が用いられる。上記ローカル信号には、基本周波数成分の他に、基本周波数の整数倍の周波数を有する信号成分である高調波成分が含まれる。従って、受信対象の無線信号との間の周波数差が上記基本周波数の整数倍となるような妨害波が受信された場合、当該妨害波の周波数もダウンコンバート処理によってベースバンド信号と同一周波数帯（以下、単にベースバンド周波数帯と称する）に変換されてしまう。上記妨害波がベースバンド信号に重畳されると、ＳＮ比の劣化が生じる。
【０００３】
従来、周波数変換回路として２相ミキサ（例えば、ダブルバランスミキサやシングルバランスミキサなど）が用いられることが多い。２相ミキサは、互いに位相がπ異なる２相ローカル信号を夫々無線信号に乗じるため、乗算結果として得られる２相ベースバンド信号の差動成分には、ローカル信号の偶数次の高調波に基づく信号成分が現れない。即ち、２相ミキサは、ローカル信号の基本周波数の偶数倍付近（即ち、基本周波数の偶数倍＋ベースバンド周波数）の妨害波に対して感度を有しない。
【０００４】
特許文献１記載の乗算器は、３相ミキサであり、互いに位相が２π／３異なる３相ローカル信号を夫々無線信号に乗じる。３相ミキサの乗算結果である３相ベースバンド信号を適宜組み合わせて演算すれば、ローカル信号の基本周波数の３の倍数次の高調波に基づく信号成分をキャンセルすることができる。即ち、特許文献１記載の乗算器のような３相ミキサは、ローカル信号の基本周波数の、約数に３を含む整数倍付近（即ち、基本周波数の３ｘ倍（以降の説明において、ｘは正の整数とする）＋ベースバンド周波数）の妨害波に対して感度を有しない。
【特許文献１】特開２００７−４３２９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
２相ミキサを用いたとしても、ローカル信号の基本周波数の奇数倍付近（即ち、基本周波数の奇数倍＋ベースバンド周波数）の周波数を有する妨害波を抑圧することはできない。また、特許文献１記載の乗算器のような３相ミキサを用いたとしても、ローカル信号の基本周波数の３を約数に含まない整数倍付近（即ち、基本周波数の（３ｘ−１）倍＋ベースバンド周波数、或いは、基本周波数の（３ｘ−２）倍＋ベースバンド周波数）の周波数を有する妨害波を抑圧することはできない。
【０００６】
従って、本発明はローカル信号の基本周波数の整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧可能な周波数変換回路及び受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係る受信機は、第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路とを具備する。
【０００８】
本発明の他の態様に係る周波数変換回路は、第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路とを具備する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ローカル信号の基本周波数の整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧可能な周波数変換回路及び受信機を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。尚、ミキサの出力信号は、無線信号（高周波信号）とローカル信号との差の周波数成分だけでなく和の周波数成分を含むものの、後者はフィルタ処理等により容易に抑圧可能であるため、以降の説明において、ミキサの出力信号を便宜的にベースバンド信号と称するものとする。
【００１１】
（第１の実施形態）
図１に示すように、本発明の第１の実施形態に係る受信機は、ｎ相ミキサ１０１、フィルタ１０２及びｍ個（ｍは、２以上の整数）の同相モード検出器１０３−１乃至１０３−ｍを少なくとも有する。尚、図１において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ（low noise amplifier）、可変利得増幅器、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ；analog-to-digital converter）及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００１２】
ｎ相ミキサ１０１には、図示しないアンテナ等によって受信された高周波信号c0が入力される。ここで、ｎは、互いに異なるｍ個の素数p1，…，pmを乗じて得られる数である。即ち、ｎは、少なくとも２つの互いに異なる素因数を有する整数である。例えば、ｎは、素数２及び３を乗じて得られる６、素数３及び５を乗じて得られる１５、或いは、素数２、３及び５を乗じて得られる３０等である。ｎ相ミキサ１０１は、高周波信号c0に対してｎ相ローカル信号Φ1，…，Φnを乗じて、ｎ相ベースバンド信号c1，…，cnを得る。
【００１３】
ここで、ｎ相ローカル信号Φ1，…,Φnは、互いに位相が２π／ｎずつ異なるｎ個の信号であり、例えば図１に示すような周期Ｔ（即ち、基本周波数１／Ｔ）、デューティー比１／ｎの方形波である。ｎ相ミキサ１０１は、例えば図１に示すような、高周波信号c0を共通に受ける、ｎ個のスイッチSW1，…，SWnで構成される。ｎ個のスイッチSW1，…，SWnは、夫々上記ｎ相ローカル信号Φ1，…，Φnによって１対１にＯＮ／ＯＦＦが制御される。即ち、スイッチSW1は、制御端子に入力されたローカル信号Φ1が高レベルである場合にＯＮとなり入力端子と出力端子との間が短絡され、上記ローカル信号Φ1が低レベルである場合にＯＦＦとなり入力端子と出力端子との間が開放される。また同様に、スイッチSWnは、ローカル信号Φnが高レベルである場合にＯＮとなり、ローカル信号Φnが低レベルである場合にＯＦＦとなる。このようなスイッチSW1，…，SWnのＯＮ／ＯＦＦにより高周波信号c0と、ｎ相ローカル信号Φ1，…,Φnとの乗算が実現され、ｎ相ベースバンド信号c1，…，cnが夫々生成される。ｎ相ミキサ１０１は、乗算結果であるｎ相ベースバンド信号c1，…，cnをフィルタ１０２に入力する。
【００１４】
フィルタ１０２は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号c1，…，cnに対して所定のフィルタ処理を行って、出力信号out1，…，outnを生成する。上記フィルタ処理によって、ｎ相ベースバンド信号の帯域を制限する機能（以下、単に帯域制限機能と称する）と、後述するｍ個の同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍからのフィードバックに基づいて同相モードを抑圧する機能（以下、単に同相モード抑圧機能と称する）とが実現される。上記帯域制限機能は、ｎ相ベースバンド信号から必要な周波数成分を抽出するための機能であり、例えば上記ｎ相ベースバンド信号のベースバンド周波数帯以外の周波数成分を抑圧する機能である。上記同相モード抑圧機能は、前述したｍ個の素因数p1，…，pmの各々に相当する多相信号グループ（以降の説明において、素因数pに相当する多相信号グループとは、多相信号を素因数pと同じ信号数毎にグループ化したものを指す。）の各々に対して同相モードの抑圧を行う機能である。例えば、ｎ＝６＝２×３の場合であれば、上記同相モード抑圧機能によって３個の２相信号グループの各々の同相モードと、２個の３相信号グループの各々の同相モードとが抑圧される。フィルタ１０２は、このような素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを抑圧することにより、ローカル信号の基本周波数１／Ｔの、素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。即ち、ｎ＝６＝２×３であれば、フィルタ１０２は上記基本周波数１／Ｔの、２及び３の少なくとも一方を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。具体的には、フィルタ１０２は上記基本周波数１／Ｔの、２、３、４、６、８、９・・・倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。
【００１５】
ｍ個の同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍは、フィルタ１０２の出力信号out1，…，outnから上記素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを夫々検出する。同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍの各々は、検出した同相モードをフィルタ１０２にフィードバックする。
【００１６】
フィルタ１０２が比較的高次のフィルタであれば、図２に示すように、低次のフィルタ１０２−１，１０２−２，…を縦続接続したフィルタ１０４として構成してもよい。フィルタ１０４の第１段目として、p1相のフィルタ１０２−１がｎ／p1個配置され、フィルタ１０２−１の各々にはp1相のコモンモードフィードバック回路（以下、単にＣＭＦＢ回路と称する）が同相モード検出器１０３−１として接続される。また、同様に、フィルタ１０４の第２段目として、p2相のフィルタ１０２−２がｎ／p2個配置され、フィルタ１０２−２の各々にはp2相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器１０３−２として接続される。このように、フィルタ１０４をp1，…，pm相のフィルタ１０２−１，…，１０２−ｍを縦続接続して構成するようにすれば、同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍを上記フィルタ１０２−１，…，１０２−ｍに通常備えられるＣＭＦＢ回路により比較的容易に実現できる。
【００１７】
以下、図３を用いて本実施形態に係る受信機の構成をより詳細に説明する。図３に示す受信機は、６相ミキサ１１１及びフィルタ１１２を有する。尚、図３において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ、可変利得増幅器、ＡＤＣ及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００１８】
６相ミキサ１１１には、図示しないアンテナ等によって受信された高周波信号c0が入力される。６相ミキサ１１１は、高周波信号c0に対して６相ローカル信号Φ1，…，Φ6を乗じて、６相ベースバンド信号c1，…，c6を得る。
【００１９】
ここで、６相ローカル信号Φ1，…，Φ6は、互いに位相がπ／３ずつ異なる６個の信号であり、例えば図３に示すような周期Ｔ、デューティー比１／６の方形波である。６相ミキサ１１１は、例えば図３に示すような、高周波信号c0を共通に受ける、６個のスイッチSW1，…，SW6で構成される。６個のスイッチSW1，…，SW6は、夫々上記６相ローカル信号Φ1，…，Φ6によって１対１にＯＮ／ＯＦＦが制御される。即ち、スイッチSW1は、ローカル信号Φ1が高レベルである場合にＯＮとなり、ローカル信号Φ1が低レベルである場合にＯＦＦとなる。また同様に、スイッチSW6は、ローカル信号Φ6が高レベルである場合にＯＮとなり、ローカル信号Φ6が低レベルである場合にＯＦＦとなる。このようなスイッチSW1，…，SW6のＯＮ／ＯＦＦにより高周波信号c0と、６相ローカル信号Φ1，…，Φ6との乗算が実現され、６相ベースバンド信号c1，…，c6が夫々生成される。６相ミキサ１１１は、乗算結果である６相ベースバンド信号c1，…，c6をフィルタ１１２に入力する。
【００２０】
フィルタ１１２は、６相ミキサ１１１からの６相ベースバンド信号c1，…，c6に対して所定のフィルタ処理を行って、出力信号out1，…，out6を生成する。上記フィルタ処理には、６相ベースバンド信号のベースバンド周波数帯以外の周波数成分を抑圧する帯域制限機能と、２相信号グループ毎の同相モード及び３相信号グループ毎の同相モードを抑圧する同相モード抑圧機能が含まれる。
【００２１】
フィルタ１１２は、図３に示すように、フィルタ１１４−１及びフィルタ１１４−２を縦続接続して構成される。フィルタ１１２の第１段目として、２相のフィルタ１１２−１が３個配置され、フィルタ１１２−１の各々には２相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器１１３−１として接続される。また、同様に、フィルタ１１２の第２段目として、３相のフィルタ１１２−２が２個配置され、フィルタ１１２−２の各々には３相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器１１３−２として接続される。
【００２２】
以下、図４を用いて図３の受信機による妨害波抑圧の原理を説明する。
６相ミキサ１１１に入力される高周波信号c0には、受信対象となる無線信号の他に第１乃至第５の妨害波が含まれているものとする。受信対象とする無線信号の周波数はωBB+LOである。第１乃至第５の妨害波は、夫々ローカル信号の基本周波数ωLOの２倍付近、３倍付近、４倍付近、５倍付近及び６倍付近の信号であり、より詳細には、ωBB+2LO、ωBB+3LO、ωBB+4LO、ωBB+5LO及びωBB+6LOの周波数を有する。
【００２３】
スイッチSW1は、基本周波数ωLO、位相＝０のローカル信号Φ1によって制御される。ローカル信号Φ1には、基本周波数成分の他に、２次高調波成分（位相＝０）、３次高調波成分（位相＝０）、４次高調波成分（位相＝０）、５次高調波成分（位相＝０）及び６次高調波成分（位相＝０）が含まれている。スイッチSW1が行った乗算によってベースバンド信号c1が生成される。ここで、ベースバンド信号c1には、受信対象とする無線信号及び第１乃至第５の妨害波と、ローカル信号との乗算によって生じる様々な周波数の信号成分が混在しているが、以下の説明において、ベースバンド信号c1に含まれる信号成分のうち以下の６つを中心に述べる。尚、その他の周波数成分は、フィルタ１１２の帯域制限機能によって十分に抑圧されるものとする。
【００２４】
上記６つの信号成分は、（１）受信対象とする無線信号の周波数ωBB+LOと、ローカル信号の基本周波数ωLOとの間の差である周波数ωBB1の信号成分（位相＝０）、（２）第１の妨害波の周波数ωBB+2LOと、ローカル信号の２次高調波の周波数2ωLOとの間の差である周波数ωBB2の信号成分（位相＝０）、（３）第２の妨害波の周波数ωBB+3LOと、ローカル信号の３次高調波の周波数3ωLOとの間の差である周波数ωBB3の信号成分（位相＝０）、（４）第３の妨害波の周波数ωBB+4LOと、ローカル信号の４次高調波の周波数4ωLOとの間の差である周波数ωBB4の信号成分（位相＝０）、（５）第４の妨害波の周波数ωBB+5LOと、ローカル信号の５次高調波の周波数5ωLOとの間の差である周波数ωBB5の信号成分（位相＝０）及び（６）第５の妨害波の周波数ωBB+6LOと、ローカル信号の６次高調波の周波数6ωLOとの間の差である周波数ωBB6の信号成分（位相＝０）である。尚、その他のスイッチSW2，…，SW6によって生成されるベースバンド信号c2，…，c6に関しても前述した上記６つの信号成分を中心に説明する。また、図４に示すように、ベースバンド信号c1，…，c6の各々に含まれる上記６つの信号成分は、位相が夫々異なる点に注意されたい。
【００２５】
第１段目のフィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃには、上記ベースバンド信号c1，…，c6のうち、周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が同じである信号ペア（２相信号グループ）が夫々入力される。即ち、フィルタ１１４−１−ａにはベースバンド信号c1及びc4（周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が共に０）が入力され、フィルタ１１４−１−ｂにはベースバンド信号c2及びc5（周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が４π／３、２π／３、０）が入力され、フィルタ１１４−１−ｃにはベースバンド信号c3及びc6（周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が２π／３、４π／３及び０）が入力される。
【００２６】
フィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃは、夫々２相のＣＭＦＢ回路を有しており、当該ＣＭＦＢ回路を利用して入力信号の同相モードを抑圧する。即ち、フィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃは、入力信号のうち周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分を抑圧する。フィルタ１１４−１−ａの正相出力信号（周波数ωBB1、ωBB3及びωBB5の信号成分の位相が共に０）はフィルタ１１４−２−ａに入力され、フィルタ１１４−１−ａの逆相出力信号はフィルタ１１４−２−ｂに入力される。フィルタ１１４−１−ｂの正相出力信号（周波数ωBB1、ωBB3及びωBB5の信号成分の位相が夫々５π／３、π、π／３）はフィルタ１１４−２−ｂに入力され、フィルタ１１４−１−ｂの逆相出力信号はフィルタ１１４−２−ａに入力される。フィルタ１１４−１−ｃの正相出力信号（周波数ωBB1、ωBB3及びωBB5の信号成分の位相が夫々４π／３、０、２π／３）はフィルタ１１４−２−ａに入力され、フィルタ１１４−１−ｃの逆相出力信号はフィルタ１１４−２−ｂに入力される。
【００２７】
フィルタ１１４−２−ａ及び１１４−２−ｂは、夫々３相のＣＭＦＢ回路を有しており、当該ＣＭＦＢ回路を利用して入力信号の同相モードを抑圧する。即ち、フィルタ１１４−２−ａ及びフィルタ１１４−２−ｂは、入力信号のうち周波数ωBB3の信号成分を抑圧する。フィルタ１１４−２−ａは、出力信号out1（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が共に０）、出力信号out2（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が夫々２π／３及び４π／３）及び出力信号out3（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が夫々４π／３及び２π／３）を夫々出力する。フィルタ１１４−２−ｂは、出力信号out4（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が共にπ）、出力信号out5（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が夫々５π／３及びπ／３）を夫々出力する。
【００２８】
以上説明したように、フィルタ１１２は、６相ミキサ１１１からの入力信号c1，…，c6における周波数ωBB2、ωBB3、ωBB4及びωBB6の信号成分を抑圧した出力信号out1，…，out6を生成することができる。周波数ωBB2、ωBB3、ωBB4及びωBB6の信号成分は、前述した第１、第２、第３及び第５の妨害波に起因する信号成分である。即ち、フィルタ１１２によれば、ローカル信号の基本周波数の、素因数２及び３の少なくとも一方を約数に含む整数（２，３，４，６，８，９，１２，・・・）倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧することができる。
【００２９】
ところで、現在の無線通信において、受信機が処理対象とする信号は、直交２相信号、即ちIn-Phase信号及びQuadrature-phase信号であることが多い。一方、フィルタ１１２の出力信号は６相であるから、当該フィルタ１１２の後段において上記直交２相信号を処理対象とするのであれば、上記出力信号の冗長成分を削減するための信号処理が行われてもよい。
【００３０】
例えば、図４におけるフィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃは、図５に示すような信号処理を行う冗長成分削減回路として使用できる。図５の冗長成分削減回路は、２相入力信号のうち一方の入力信号と、他方の入力信号を−１倍した信号とを加算して出力信号を生成している。従って、図５の冗長成分削減回路によれば、２相信号グループの同相モードを抑圧しつつ、出力信号のための信号線を１本削減することができる。
【００３１】
図４におけるフィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃを、図５の冗長成分削減回路として使用すれば、フィルタ１１４−２−ｂは不要となる。このような場合には、フィルタ１１４−２−ａは、図６に示すような信号処理を行う冗長成分削減回路として使用できる。図６の冗長成分削減回路は、直交２相信号ＤI及びＤQを得るために、３相入力信号Ｄ1、Ｄ2及びＤ3に対して次の数式（１）に示す行列演算を行う。
【数１】
【００３２】
即ち、図６の冗長成分削減回路は、入力信号Ｄ1を２／３倍したものと、入力信号Ｄ2を−１／３倍したものと、入力信号Ｄ3を−１／３倍したものとを加算してIn-phase信号ＤIを生成している。また、図６の冗長成分削減回路は、上記入力信号Ｄ2を√３／２倍したものと、上記入力信号Ｄ3を−√３／２倍したものとを加算してQuadrature-phase信号ＤQを生成している。従って、図５の冗長成分削減回路によれば、３相信号グループの同相モードを抑圧しつつ、出力信号のための信号線を１本削減することができる。
【００３３】
図３におけるフィルタ１１２は、例えば図７に示すフィルタとして構成できる。図７のフィルタは、１次フィルタを２段縦続接続して構成され、第１段目に３つの２相フィルタ、第２段目に１つの３相フィルタを夫々含む。
【００３４】
第１段目の２相フィルタの各々は、差動演算増幅器１１７、抵抗器及びキャパシタと、同相モード検出器１１３−１とで構成される１次の低域通過型フィルタである。第１段目の２相フィルタの各々の差動出力は、電圧制御電流源１１８によって差動−単相変換され第２段目の３相フィルタに入力される。第２段目の３相フィルタは、３相演算増幅器１１９、抵抗器及びキャパシタと、同相モード検出器１１３−２とで構成される１次の低域通過型フィルタである。
【００３５】
尚、図７に示すフィルタ構成は、一例に過ぎない。即ち、本実施形態に係る受信機におけるフィルタは、演算増幅器を用いた構成に限らず、電圧制御電流源またはスイッチトキャパシタ回路を用いた構成でもよい。また、本実施形態に係る受信機におけるフィルタは、１次フィルタの多段接続に限らず、２次以上のフィルタの多段接続であってもよいし、１段で構成してもよい。
【００３６】
図８は、多相ベースバンド信号に対し、２相信号の同相モード抑圧、３相信号の同相モード抑圧、５相信号の同相モード抑圧及び６相信号の同相モード抑圧（即ち、２相信号グループ毎の同相モード抑圧及び３相信号グループ毎の同相モード抑圧）を行った場合において、受信対象となる無線信号に基づく信号成分及び妨害波（ローカル信号の基本周波数の２倍、３倍、４倍、５倍、６倍及び７倍付近）に基づく信号成分の変換利得の理論値を示す。図８によれば、２相信号、３相信号及び５相信号の同相モード抑圧を行う場合には、ローカル信号の基本周波数の、２を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波、３を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波及び５を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を夫々抑圧することができる。また、図８によれば、６相信号の同相モード抑圧を行う場合には、ローカル信号の基本周波数の、２及び３（即ち、６の素因数）の少なくとも一方を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧することができる。
【００３７】
以下、図９乃至図１５を用いて、図３の受信機による６相信号の同相モード抑圧のシミュレーション結果を説明する。
図９は、受信対象となる無線信号の振幅を１００μＡ、周波数を３１ＭＨｚとし、ローカル信号の振幅を６００ｍＶ、周波数を３０ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、フィルタ１１２の振幅特性は通過帯域において利得１とし、同相モードの抑圧は理想素子を用いて実現している。図９に係るシミュレーションにおいて、ベースバンド周波数は受信対象となる無線信号の周波数３１ＭＨｚと、ローカル信号の基本周波数３０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚである。従って、図９によれば、図３の受信機は受信対象の無線信号に対して感度を有しているといえる。
【００３８】
図１０は、ローカル信号の基本周波数の２倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を６１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１０に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９と同様であるものとする。図１０に示すように、上記妨害波の周波数６１ＭＨｚと、ローカル信号の２次高調波の周波数６０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１０によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００３９】
図１１は、ローカル信号の基本周波数の３倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を９１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１１に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９及び図１０と同様であるものとする。図１１に示すように、上記妨害波の周波数９１ＭＨｚと、ローカル信号の３次高調波の周波数９０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１１によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００４０】
図１２は、ローカル信号の基本周波数の４倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を１２１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１２に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１１と同様であるものとする。図１２に示すように、上記妨害波の周波数１２１ＭＨｚと、ローカル信号の４次高調波の周波数１２０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１２によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００４１】
図１３は、ローカル信号の基本周波数の５倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を１５１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１３に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１２と同様であるものとする。図１３に示すように、上記妨害波の周波数１５１ＭＨｚと、ローカル信号の５次高調波の周波数１５０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は抑圧されていない。従って、図１３によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有しているといえる。図１３のシミュレーション結果は、図８に示した理想的な変換利得に適うものである。
【００４２】
図１４は、ローカル信号の基本周波数の６倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を１８１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１４に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１３と同様であるものとする。図１４に示すように、上記妨害波の周波数１８１ＭＨｚと、ローカル信号の６次高調波の周波数１８０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１４によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００４３】
図１５は、ローカル信号の基本周波数の７倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を２１１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１５に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１４と同様であるものとする。図１５に示すように、上記妨害波の周波数２１１ＭＨｚと、ローカル信号の７次高調波の周波数２１０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は抑圧されていない。従って、図１５によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有しているといえる。図１５のシミュレーション結果は、図８に示した理想的な変換利得に適うものである。
【００４４】
以上説明したように本実施形態に係る受信機は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る受信機によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００４５】
特に、本実施形態に係る受信機では、無線信号の帯域制限のために通常使用されるフィルタを、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号に関してＣＭＦＢ回路を有するフィルタをｍ段縦続接続することにより構成し得る。従って本実施形態に係る受信機によれば、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎の同相モードの抑圧をフィルタに備えられたＣＭＦＢ回路によって比較的容易に実現できる。
【００４６】
（第２の実施形態）
図１６に示すように、本発明の第２の実施形態に係る受信機は、ｎ相ミキサ１０１及びデルタシグマＡＤＣ２００を少なくとも有する。尚、図１６におけるｎ相ミキサ１０１は、前述した第１の実施形態におけるｎ相ミキサ１０１と同様である。また、図１６において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ、フィルタ、可変利得増幅器及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００４７】
デルタシグマＡＤＣ２００は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号をアナログ−デジタル変換して、デジタル信号out1，…，outnを出力する。尚、デジタル信号out1，…，outnの信号数は、例えば図５及び図６に関して説明したような冗長成分削減のための信号処理が行われた場合には、ｎよりも少なくなり得る。デルタシグマＡＤＣ２００は、図１６に示すように、ループフィルタ２０１、ｍ個の同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍ及び量子化器２０３−１，…，２０３−ｎを含む。
【００４８】
ループフィルタ２０１は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号c1，…，cnを入力するための入力端子群Ｌ0と、量子化器２０３−１，…，２０３−ｎからの多くともｎ個の帰還信号を入力するための入力端子群L1とを有する。ループフィルタ２０１は、所望信号帯域において少なくとも１の利得を有する。ループフィルタ２０１は、入力されたｎ相ベースバンド信号c1，…，cnと、帰還信号との合成信号を量子化器２０３−１，…，２０３−ｎに入力する。尚、上記帰還信号はデジタル信号であるため、ループフィルタ２０１内部において、或いは、ループフィルタ２０１に入力される前に、デジタル−アナログ変換が適宜行われてもよい。
【００４９】
また、ループフィルタ２０１は、前述した同相モード抑圧機能を有する。即ち、ループフィルタ２０１は、後述するｍ個の同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍからのフィードバックに基づいて、ｍ個の素因数p1，…，pmの各々に相当する多相信号グループ毎の同相モードの抑圧を行うことができる。ループフィルタ２０１は、このような素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを抑圧することにより、ローカル信号の基本周波数の、素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。
【００５０】
ｍ個の同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍは、ループフィルタ２０１の出力信号から上記素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループの同相モードを夫々検出する。同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍの各々は、検出した同相モードをループフィルタ２０１にフィードバックする。
【００５１】
量子化器２０３−１，…，２０３−ｎは、ループフィルタ２０１から入力される信号の各々に対して量子化を行って、デジタル信号out1，…，outnに夫々変換する。量子化器２０３−１，…，２０３−ｎは、上記デジタル信号out1，…，outnをループフィルタ２０１の入力端子群Ｌ1にフィードバックすると共に、デルタシグマ変換器２００の出力信号として出力する。
【００５２】
ループフィルタ２０１が比較的高次のフィルタであれば、図１７に示すように、低次のフィルタを縦続接続して構成してもよい。図１７に示すループフィルタは、低次のフィルタ２０４−１，…，２０４−ｍを縦続接続し、フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍの各々の前段に、ｎ相加算器２０５−１，…，２０５−ｍを夫々挿入して構成される。
【００５３】
フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍは、夫々p1相，…，pm相のフィルタであって、ｎ／p1，…，ｎ／pm個配置される。フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍは、ｎ相加算器２０５−１，…，２０５−ｍから入力される信号に対して、ＣＭＦＢ回路によって実現される同相モード検出器を利用した同相モードの抑圧を少なくとも含むフィルタ処理を行う。
【００５４】
ｎ相加算器２０５−１は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号と、後述するＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎからのｎ相帰還信号とを加算し、後段のフィルタ２０４−１に入力する。また、ｎ相加算器２０５−２，…，２０５−（ｍ−１）は、前段のフィルタ２０４−１，…，２０４−（ｍ−２）からのｎ相入力信号と、ＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎからのｎ相帰還信号とを加算し、後段のフィルタ２０４−２，…，２０４−（ｍ−１）に入力する。また、ｎ相加算器２０５−ｍは、前段のフィルタ２０４−（ｍ−１）からのｎ相入力信号と、ＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎからのｎ相帰還信号とを加算し、量子化器２０３−１，…，２０３−ｎに入力する。
【００５５】
ｎ個のＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎは、量子化器２０３−１，…２０３−ｎから入力されるデジタル信号をデジタル−アナログ変換し、生成したアナログ信号を上記ｎ相帰還信号として、ｎ相加算器２０５−１，…，２０５−ｍにフィードバックする。
【００５６】
このように、ループフィルタ２０１をp1，…，pm相のフィルタ２０４−１，…，２０４−ｍを縦続接続して構成するようにすれば、同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍを上記フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍに通常備えられるＣＭＦＢ回路により比較的容易に実現できる。
【００５７】
図１６におけるデルタシグマＡＤＣ２００に用いられるループフィルタは、ｎ＝６＝２×３である場合には、例えば図１８に示す回路によって構成できる。図１８のループフィルタは、演算増幅器を用いた連続時間系フィードフォワード型のループフィルタである。図１８のループフィルタでは、同相モード検出器２０８を利用して２相信号の同相モードの抑圧が行われ、同相モード検出器２１１及び２１４を利用して３相信号の同相モードの抑圧が行われる。尚、デルタシグマＡＤＣ２００に適用可能なループフィルタは、図１８に示すものに限らず、離散時間系であってもよいし、演算増幅器に代えて電圧制御電流源が用いられてもよい。
【００５８】
以上説明したように本実施形態に係る受信機は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る受信機によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００５９】
特に、本実施形態に係る受信機では、無線信号に対してアナログ−デジタル変換を行うために通常使用されるＡＤＣに含まれるループフィルタを、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号に関してＣＭＦＢ回路を有する低次フィルタをｍ段縦続接続することにより構成し得る。従って本実施形態に係る受信機によれば、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎の同相モードの抑圧をＡＤＣ中のループフィルタに備えられたＣＭＦＢ回路によって比較的容易に実現できる。
【００６０】
（第３の実施形態）
図１９に示すように、本発明の第３の実施形態に係る受信機は、ｎ相ミキサ１０１、可変利得増幅器３００及びｍ個の同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍを少なくとも有する。尚、図１９におけるｎ相ミキサ１０１は、前述した第１及び第２の実施形態に係るｎ相ミキサ１０１と同様である。また、図１９において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ、フィルタ、ＡＤＣ及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００６１】
可変利得増幅器３００は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号の信号レベルを増幅して、出力信号out1，…，outnを出力する。尚、出力信号out1，…，outnの数は、例えば図５及び図６に関して説明したような冗長成分削減のための信号処理が行われた場合には、ｎよりも少なくなり得る。
【００６２】
また、可変利得増幅器３００は、前述した同相モード抑圧機能を有する。即ち、可変利得増幅器３００は、後述するｍ個の同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍからのフィードバックに基づいて、ｎのｍ個の素因数p1，…，pmの各々に相当する多相信号グループ毎の同相モードの抑圧を行うことができる。可変利得増幅器３００は、このような各素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを抑圧することにより、ローカル信号の基本周波数の、素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。
【００６３】
ｍ個の同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍは、可変利得増幅器３００の出力信号から上記素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループの同相モードを夫々検出する。同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍの各々は、検出した同相モードを可変利得増幅器３００にフィードバックする。
【００６４】
可変利得増幅器３００が比較的高利得の増幅器であれば、図２０に示すように、低利得の可変利得増幅器を縦続接続して可変利得増幅器３０３として構成してもよい。可変利得増幅器３０３の第１段目として、p1相の可変利得増幅器３０２−１がｎ／p1個配置され、可変利得増幅器３０２−１の各々にはp1相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器３０１−１として接続される。また、同様に、可変利得増幅器３０３の第２段目として、p2相の可変利得増幅器３０２−２がｎ／p2個配置され、可変利得増幅器３０２−２の各々にはp2相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器３０１−２として接続される。このように、可変利得増幅器３０３をp1，…，pm相の可変利得増幅器３０２−１，…，３０２−ｍを縦続接続して構成するようにすれば、同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍを上記可変利得増幅器３０２−１，…，３０２−ｍに通常備えられるＣＭＦＢ回路により比較的容易に実現できる。
【００６５】
ｎ＝６＝２×３である場合、本実施形態に係る受信機に用いられる可変利得増幅器は、例えば図２１に示す回路によって構成できる。図２１の可変利得増幅器では、同相モード検出器３０６を利用して２相信号グループ毎の同相モードの抑圧が行われ、同相モード検出器３０８を利用して３相信号グループ毎の同相モードの抑圧が行われる。尚、本実施形態に係る受信器に用いられる可変利得増幅器は、演算増幅器に限られず、例えば電圧制御電流源を用いて構成したものでもよい。
【００６６】
以上説明したように本実施形態に係る受信機は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る受信機によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００６７】
特に、本実施形態に係る受信機では、無線信号の信号レベルを増幅するために通常使用される可変利得増幅器を、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号に関してＣＭＦＢ回路を有する可変利得増幅器をｍ段縦続接続することにより構成し得る。従って本実施形態に係る受信機によれば、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎の同相モードの抑圧を可変利得増幅器に備えられたＣＭＦＢ回路によって比較的容易に実現できる。
【００６８】
（第４の実施形態）
図２２に示すように、本発明の第４の実施形態に係る周波数変換回路は、ｎ相ミキサ１０１及びｍ段縦続接続された処理回路４００−１，…，４００−ｍを有する。尚、図２２においてｎ相ミキサ１０１は、前述した第１乃至第３の実施形態に係るｎ相ミキサ１０１と同様である。
【００６９】
処理回路４００−１，…，４００−ｍの各々は、入力された多相信号に対して、ｎの素因数p1，…，pmの各々と同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧する。
図２２の周波数変換回路によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００７０】
例えば、本実施形態に係る周波数変換回路は、図２３に示すような６相信号を処理対象とするものであってもよい。図２３の周波数変換回路は、６相ミキサ１１１及び２段縦続接続された処理回路４１０−１及び４１０−２を有する。尚、図２３において、６相ミキサ１１１は、前述した第１の実施形態に係る６相ミキサ１１１と同様である。
【００７１】
処理回路４１０−１は、６相ミキサ１１１からの６相ベースバンド信号に対して、２相信号グループ毎に同相モードの抑圧を行い、同相モード抑圧後の信号を処理回路４１０−２に入力する。処理回路４１０−２は、処理回路４１０−１からの入力信号に対して３相信号グループ毎に同相モードの抑圧を行い、同相モード抑圧後の信号を出力する。尚、処理回路４１０−１及び４１０−２の順序は逆順であってもよい。
図２３の周波数変換回路によれば、ローカル信号の基本周波数の、２及び３の少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００７２】
図２４は、図２３の処理回路４１０−１及び４１０−２の構成例を示す。処理回路４１０−１は、カレントミラーで能動負荷回路を構成した３個のＣＭＯＳ差動対であり、２相信号の同相モードを抑圧すると共に単相信号に変換して出力する。処理回路４１０−２は、上記３個のＣＭＯＳ差動対から入力される３相信号を増幅する３相演算増幅器であって、出力側において抵抗器によって同相モードを検出して電流源負荷にフィードバックすることにより、３相信号の同相モードを抑圧している。
【００７３】
以上説明したように本実施形態に係る周波数変換回路は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る周波数変換回路によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００７４】
尚、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また上記各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】第１の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図２】図１のフィルタ及び同相モード検出器の構成例を示すブロック図。
【図３】第１の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図４】図３の受信機による妨害波抑圧の説明図。
【図５】２相信号の冗長成分を削減する冗長成分削減回路の行う信号処理の一例を示す図。
【図６】３相信号の冗長成分を削減する冗長成分削減回路の行う信号処理の一例を示す図。
【図７】図３のフィルタ及び同相モード検出器の構成例を示すブロック図。
【図８】多相ベースバンド信号に対して同相モード抑圧を行った場合における、変換利得の理論値を示すテーブル。
【図９】受信対象となる無線信号に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１０】ローカル信号の基本周波数の２倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１１】ローカル信号の基本周波数の３倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１２】ローカル信号の基本周波数の４倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１３】ローカル信号の基本周波数の５倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１４】ローカル信号の基本周波数の６倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１５】ローカル信号の基本周波数の７倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１６】第２の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図１７】図１６のデルタシグマＡＤＣの構成例を示すブロック図。
【図１８】図１６のデルタシグマＡＤＣに用いられるループフィルタの一例を示すブロック図。
【図１９】第３の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図２０】図１９の可変利得増幅器及び同相モード検出器の構成例を示すブロック図。
【図２１】第３の実施形態に係る受信機に用いられる可変利得増幅器の構成例を示すブロック図。
【図２２】第４の実施形態に係る周波数変換回路を示すブロック図。
【図２３】第４の実施形態に係る周波数変換回路を示すブロック図。
【図２４】図２３の処理回路の構成例を示す回路図。
【符号の説明】
【００７６】
１０１・・・ｎ相ミキサ
１０２・・・フィルタ
１０３−１，…，１０３−ｍ・・・同相モード検出器
１０４・・・フィルタ
１１１・・・６相ミキサ
１１２・・・フィルタ
１１５，１１６・・・冗長成分削減回路
１１７・・・差動演算増幅器
１１８・・・電圧制御電流源
１１９・・・３相演算増幅器
２００・・・デルタシグマＡＤＣ
２０１・・・ループフィルタ
２０２−１，…，２０２−ｍ・・・同相モード検出器
２０３−１，…，２０３−ｎ・・・量子化器
３００，３０３・・・可変利得増幅器
４００−１，・・・，４００−ｍ・・・処理回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号の受信に用いられる周波数変換回路及び受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機において、周波数変換回路はアンテナによって受信された無線信号に対して所定のローカル信号を乗じ、ベースバンド信号を生成するダウンコンバート処理を行う。通常、上記ローカル信号として、所定の基本周波数を有するパルス波が用いられる。上記ローカル信号には、基本周波数成分の他に、基本周波数の整数倍の周波数を有する信号成分である高調波成分が含まれる。従って、受信対象の無線信号との間の周波数差が上記基本周波数の整数倍となるような妨害波が受信された場合、当該妨害波の周波数もダウンコンバート処理によってベースバンド信号と同一周波数帯（以下、単にベースバンド周波数帯と称する）に変換されてしまう。上記妨害波がベースバンド信号に重畳されると、ＳＮ比の劣化が生じる。
【０００３】
従来、周波数変換回路として２相ミキサ（例えば、ダブルバランスミキサやシングルバランスミキサなど）が用いられることが多い。２相ミキサは、互いに位相がπ異なる２相ローカル信号を夫々無線信号に乗じるため、乗算結果として得られる２相ベースバンド信号の差動成分には、ローカル信号の偶数次の高調波に基づく信号成分が現れない。即ち、２相ミキサは、ローカル信号の基本周波数の偶数倍付近（即ち、基本周波数の偶数倍＋ベースバンド周波数）の妨害波に対して感度を有しない。
【０００４】
特許文献１記載の乗算器は、３相ミキサであり、互いに位相が２π／３異なる３相ローカル信号を夫々無線信号に乗じる。３相ミキサの乗算結果である３相ベースバンド信号を適宜組み合わせて演算すれば、ローカル信号の基本周波数の３の倍数次の高調波に基づく信号成分をキャンセルすることができる。即ち、特許文献１記載の乗算器のような３相ミキサは、ローカル信号の基本周波数の、約数に３を含む整数倍付近（即ち、基本周波数の３ｘ倍（以降の説明において、ｘは正の整数とする）＋ベースバンド周波数）の妨害波に対して感度を有しない。
【特許文献１】特開２００７−４３２９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
２相ミキサを用いたとしても、ローカル信号の基本周波数の奇数倍付近（即ち、基本周波数の奇数倍＋ベースバンド周波数）の周波数を有する妨害波を抑圧することはできない。また、特許文献１記載の乗算器のような３相ミキサを用いたとしても、ローカル信号の基本周波数の３を約数に含まない整数倍付近（即ち、基本周波数の（３ｘ−１）倍＋ベースバンド周波数、或いは、基本周波数の（３ｘ−２）倍＋ベースバンド周波数）の周波数を有する妨害波を抑圧することはできない。
【０００６】
従って、本発明はローカル信号の基本周波数の整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧可能な周波数変換回路及び受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係る受信機は、第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路とを具備する。
【０００８】
本発明の他の態様に係る周波数変換回路は、第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路とを具備する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ローカル信号の基本周波数の整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧可能な周波数変換回路及び受信機を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。尚、ミキサの出力信号は、無線信号（高周波信号）とローカル信号との差の周波数成分だけでなく和の周波数成分を含むものの、後者はフィルタ処理等により容易に抑圧可能であるため、以降の説明において、ミキサの出力信号を便宜的にベースバンド信号と称するものとする。
【００１１】
（第１の実施形態）
図１に示すように、本発明の第１の実施形態に係る受信機は、ｎ相ミキサ１０１、フィルタ１０２及びｍ個（ｍは、２以上の整数）の同相モード検出器１０３−１乃至１０３−ｍを少なくとも有する。尚、図１において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ（low noise amplifier）、可変利得増幅器、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ；analog-to-digital converter）及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００１２】
ｎ相ミキサ１０１には、図示しないアンテナ等によって受信された高周波信号c0が入力される。ここで、ｎは、互いに異なるｍ個の素数p1，…，pmを乗じて得られる数である。即ち、ｎは、少なくとも２つの互いに異なる素因数を有する整数である。例えば、ｎは、素数２及び３を乗じて得られる６、素数３及び５を乗じて得られる１５、或いは、素数２、３及び５を乗じて得られる３０等である。ｎ相ミキサ１０１は、高周波信号c0に対してｎ相ローカル信号Φ1，…，Φnを乗じて、ｎ相ベースバンド信号c1，…，cnを得る。
【００１３】
ここで、ｎ相ローカル信号Φ1，…,Φnは、互いに位相が２π／ｎずつ異なるｎ個の信号であり、例えば図１に示すような周期Ｔ（即ち、基本周波数１／Ｔ）、デューティー比１／ｎの方形波である。ｎ相ミキサ１０１は、例えば図１に示すような、高周波信号c0を共通に受ける、ｎ個のスイッチSW1，…，SWnで構成される。ｎ個のスイッチSW1，…，SWnは、夫々上記ｎ相ローカル信号Φ1，…，Φnによって１対１にＯＮ／ＯＦＦが制御される。即ち、スイッチSW1は、制御端子に入力されたローカル信号Φ1が高レベルである場合にＯＮとなり入力端子と出力端子との間が短絡され、上記ローカル信号Φ1が低レベルである場合にＯＦＦとなり入力端子と出力端子との間が開放される。また同様に、スイッチSWnは、ローカル信号Φnが高レベルである場合にＯＮとなり、ローカル信号Φnが低レベルである場合にＯＦＦとなる。このようなスイッチSW1，…，SWnのＯＮ／ＯＦＦにより高周波信号c0と、ｎ相ローカル信号Φ1，…,Φnとの乗算が実現され、ｎ相ベースバンド信号c1，…，cnが夫々生成される。ｎ相ミキサ１０１は、乗算結果であるｎ相ベースバンド信号c1，…，cnをフィルタ１０２に入力する。
【００１４】
フィルタ１０２は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号c1，…，cnに対して所定のフィルタ処理を行って、出力信号out1，…，outnを生成する。上記フィルタ処理によって、ｎ相ベースバンド信号の帯域を制限する機能（以下、単に帯域制限機能と称する）と、後述するｍ個の同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍからのフィードバックに基づいて同相モードを抑圧する機能（以下、単に同相モード抑圧機能と称する）とが実現される。上記帯域制限機能は、ｎ相ベースバンド信号から必要な周波数成分を抽出するための機能であり、例えば上記ｎ相ベースバンド信号のベースバンド周波数帯以外の周波数成分を抑圧する機能である。上記同相モード抑圧機能は、前述したｍ個の素因数p1，…，pmの各々に相当する多相信号グループ（以降の説明において、素因数pに相当する多相信号グループとは、多相信号を素因数pと同じ信号数毎にグループ化したものを指す。）の各々に対して同相モードの抑圧を行う機能である。例えば、ｎ＝６＝２×３の場合であれば、上記同相モード抑圧機能によって３個の２相信号グループの各々の同相モードと、２個の３相信号グループの各々の同相モードとが抑圧される。フィルタ１０２は、このような素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを抑圧することにより、ローカル信号の基本周波数１／Ｔの、素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。即ち、ｎ＝６＝２×３であれば、フィルタ１０２は上記基本周波数１／Ｔの、２及び３の少なくとも一方を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。具体的には、フィルタ１０２は上記基本周波数１／Ｔの、２、３、４、６、８、９・・・倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。
【００１５】
ｍ個の同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍは、フィルタ１０２の出力信号out1，…，outnから上記素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを夫々検出する。同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍの各々は、検出した同相モードをフィルタ１０２にフィードバックする。
【００１６】
フィルタ１０２が比較的高次のフィルタであれば、図２に示すように、低次のフィルタ１０２−１，１０２−２，…を縦続接続したフィルタ１０４として構成してもよい。フィルタ１０４の第１段目として、p1相のフィルタ１０２−１がｎ／p1個配置され、フィルタ１０２−１の各々にはp1相のコモンモードフィードバック回路（以下、単にＣＭＦＢ回路と称する）が同相モード検出器１０３−１として接続される。また、同様に、フィルタ１０４の第２段目として、p2相のフィルタ１０２−２がｎ／p2個配置され、フィルタ１０２−２の各々にはp2相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器１０３−２として接続される。このように、フィルタ１０４をp1，…，pm相のフィルタ１０２−１，…，１０２−ｍを縦続接続して構成するようにすれば、同相モード検出器１０３−１，…，１０３−ｍを上記フィルタ１０２−１，…，１０２−ｍに通常備えられるＣＭＦＢ回路により比較的容易に実現できる。
【００１７】
以下、図３を用いて本実施形態に係る受信機の構成をより詳細に説明する。図３に示す受信機は、６相ミキサ１１１及びフィルタ１１２を有する。尚、図３において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ、可変利得増幅器、ＡＤＣ及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００１８】
６相ミキサ１１１には、図示しないアンテナ等によって受信された高周波信号c0が入力される。６相ミキサ１１１は、高周波信号c0に対して６相ローカル信号Φ1，…，Φ6を乗じて、６相ベースバンド信号c1，…，c6を得る。
【００１９】
ここで、６相ローカル信号Φ1，…，Φ6は、互いに位相がπ／３ずつ異なる６個の信号であり、例えば図３に示すような周期Ｔ、デューティー比１／６の方形波である。６相ミキサ１１１は、例えば図３に示すような、高周波信号c0を共通に受ける、６個のスイッチSW1，…，SW6で構成される。６個のスイッチSW1，…，SW6は、夫々上記６相ローカル信号Φ1，…，Φ6によって１対１にＯＮ／ＯＦＦが制御される。即ち、スイッチSW1は、ローカル信号Φ1が高レベルである場合にＯＮとなり、ローカル信号Φ1が低レベルである場合にＯＦＦとなる。また同様に、スイッチSW6は、ローカル信号Φ6が高レベルである場合にＯＮとなり、ローカル信号Φ6が低レベルである場合にＯＦＦとなる。このようなスイッチSW1，…，SW6のＯＮ／ＯＦＦにより高周波信号c0と、６相ローカル信号Φ1，…，Φ6との乗算が実現され、６相ベースバンド信号c1，…，c6が夫々生成される。６相ミキサ１１１は、乗算結果である６相ベースバンド信号c1，…，c6をフィルタ１１２に入力する。
【００２０】
フィルタ１１２は、６相ミキサ１１１からの６相ベースバンド信号c1，…，c6に対して所定のフィルタ処理を行って、出力信号out1，…，out6を生成する。上記フィルタ処理には、６相ベースバンド信号のベースバンド周波数帯以外の周波数成分を抑圧する帯域制限機能と、２相信号グループ毎の同相モード及び３相信号グループ毎の同相モードを抑圧する同相モード抑圧機能が含まれる。
【００２１】
フィルタ１１２は、図３に示すように、フィルタ１１４−１及びフィルタ１１４−２を縦続接続して構成される。フィルタ１１２の第１段目として、２相のフィルタ１１２−１が３個配置され、フィルタ１１２−１の各々には２相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器１１３−１として接続される。また、同様に、フィルタ１１２の第２段目として、３相のフィルタ１１２−２が２個配置され、フィルタ１１２−２の各々には３相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器１１３−２として接続される。
【００２２】
以下、図４を用いて図３の受信機による妨害波抑圧の原理を説明する。
６相ミキサ１１１に入力される高周波信号c0には、受信対象となる無線信号の他に第１乃至第５の妨害波が含まれているものとする。受信対象とする無線信号の周波数はωBB+LOである。第１乃至第５の妨害波は、夫々ローカル信号の基本周波数ωLOの２倍付近、３倍付近、４倍付近、５倍付近及び６倍付近の信号であり、より詳細には、ωBB+2LO、ωBB+3LO、ωBB+4LO、ωBB+5LO及びωBB+6LOの周波数を有する。
【００２３】
スイッチSW1は、基本周波数ωLO、位相＝０のローカル信号Φ1によって制御される。ローカル信号Φ1には、基本周波数成分の他に、２次高調波成分（位相＝０）、３次高調波成分（位相＝０）、４次高調波成分（位相＝０）、５次高調波成分（位相＝０）及び６次高調波成分（位相＝０）が含まれている。スイッチSW1が行った乗算によってベースバンド信号c1が生成される。ここで、ベースバンド信号c1には、受信対象とする無線信号及び第１乃至第５の妨害波と、ローカル信号との乗算によって生じる様々な周波数の信号成分が混在しているが、以下の説明において、ベースバンド信号c1に含まれる信号成分のうち以下の６つを中心に述べる。尚、その他の周波数成分は、フィルタ１１２の帯域制限機能によって十分に抑圧されるものとする。
【００２４】
上記６つの信号成分は、（１）受信対象とする無線信号の周波数ωBB+LOと、ローカル信号の基本周波数ωLOとの間の差である周波数ωBB1の信号成分（位相＝０）、（２）第１の妨害波の周波数ωBB+2LOと、ローカル信号の２次高調波の周波数2ωLOとの間の差である周波数ωBB2の信号成分（位相＝０）、（３）第２の妨害波の周波数ωBB+3LOと、ローカル信号の３次高調波の周波数3ωLOとの間の差である周波数ωBB3の信号成分（位相＝０）、（４）第３の妨害波の周波数ωBB+4LOと、ローカル信号の４次高調波の周波数4ωLOとの間の差である周波数ωBB4の信号成分（位相＝０）、（５）第４の妨害波の周波数ωBB+5LOと、ローカル信号の５次高調波の周波数5ωLOとの間の差である周波数ωBB5の信号成分（位相＝０）及び（６）第５の妨害波の周波数ωBB+6LOと、ローカル信号の６次高調波の周波数6ωLOとの間の差である周波数ωBB6の信号成分（位相＝０）である。尚、その他のスイッチSW2，…，SW6によって生成されるベースバンド信号c2，…，c6に関しても前述した上記６つの信号成分を中心に説明する。また、図４に示すように、ベースバンド信号c1，…，c6の各々に含まれる上記６つの信号成分は、位相が夫々異なる点に注意されたい。
【００２５】
第１段目のフィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃには、上記ベースバンド信号c1，…，c6のうち、周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が同じである信号ペア（２相信号グループ）が夫々入力される。即ち、フィルタ１１４−１−ａにはベースバンド信号c1及びc4（周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が共に０）が入力され、フィルタ１１４−１−ｂにはベースバンド信号c2及びc5（周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が４π／３、２π／３、０）が入力され、フィルタ１１４−１−ｃにはベースバンド信号c3及びc6（周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分の位相が２π／３、４π／３及び０）が入力される。
【００２６】
フィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃは、夫々２相のＣＭＦＢ回路を有しており、当該ＣＭＦＢ回路を利用して入力信号の同相モードを抑圧する。即ち、フィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃは、入力信号のうち周波数ωBB2、ωBB4及びωBB6の信号成分を抑圧する。フィルタ１１４−１−ａの正相出力信号（周波数ωBB1、ωBB3及びωBB5の信号成分の位相が共に０）はフィルタ１１４−２−ａに入力され、フィルタ１１４−１−ａの逆相出力信号はフィルタ１１４−２−ｂに入力される。フィルタ１１４−１−ｂの正相出力信号（周波数ωBB1、ωBB3及びωBB5の信号成分の位相が夫々５π／３、π、π／３）はフィルタ１１４−２−ｂに入力され、フィルタ１１４−１−ｂの逆相出力信号はフィルタ１１４−２−ａに入力される。フィルタ１１４−１−ｃの正相出力信号（周波数ωBB1、ωBB3及びωBB5の信号成分の位相が夫々４π／３、０、２π／３）はフィルタ１１４−２−ａに入力され、フィルタ１１４−１−ｃの逆相出力信号はフィルタ１１４−２−ｂに入力される。
【００２７】
フィルタ１１４−２−ａ及び１１４−２−ｂは、夫々３相のＣＭＦＢ回路を有しており、当該ＣＭＦＢ回路を利用して入力信号の同相モードを抑圧する。即ち、フィルタ１１４−２−ａ及びフィルタ１１４−２−ｂは、入力信号のうち周波数ωBB3の信号成分を抑圧する。フィルタ１１４−２−ａは、出力信号out1（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が共に０）、出力信号out2（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が夫々２π／３及び４π／３）及び出力信号out3（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が夫々４π／３及び２π／３）を夫々出力する。フィルタ１１４−２−ｂは、出力信号out4（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が共にπ）、出力信号out5（周波数ωBB1及びωBB5の信号成分の位相が夫々５π／３及びπ／３）を夫々出力する。
【００２８】
以上説明したように、フィルタ１１２は、６相ミキサ１１１からの入力信号c1，…，c6における周波数ωBB2、ωBB3、ωBB4及びωBB6の信号成分を抑圧した出力信号out1，…，out6を生成することができる。周波数ωBB2、ωBB3、ωBB4及びωBB6の信号成分は、前述した第１、第２、第３及び第５の妨害波に起因する信号成分である。即ち、フィルタ１１２によれば、ローカル信号の基本周波数の、素因数２及び３の少なくとも一方を約数に含む整数（２，３，４，６，８，９，１２，・・・）倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧することができる。
【００２９】
ところで、現在の無線通信において、受信機が処理対象とする信号は、直交２相信号、即ちIn-Phase信号及びQuadrature-phase信号であることが多い。一方、フィルタ１１２の出力信号は６相であるから、当該フィルタ１１２の後段において上記直交２相信号を処理対象とするのであれば、上記出力信号の冗長成分を削減するための信号処理が行われてもよい。
【００３０】
例えば、図４におけるフィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃは、図５に示すような信号処理を行う冗長成分削減回路として使用できる。図５の冗長成分削減回路は、２相入力信号のうち一方の入力信号と、他方の入力信号を−１倍した信号とを加算して出力信号を生成している。従って、図５の冗長成分削減回路によれば、２相信号グループの同相モードを抑圧しつつ、出力信号のための信号線を１本削減することができる。
【００３１】
図４におけるフィルタ１１４−１−ａ、１１４−１−ｂ及び１１４−１−ｃを、図５の冗長成分削減回路として使用すれば、フィルタ１１４−２−ｂは不要となる。このような場合には、フィルタ１１４−２−ａは、図６に示すような信号処理を行う冗長成分削減回路として使用できる。図６の冗長成分削減回路は、直交２相信号ＤI及びＤQを得るために、３相入力信号Ｄ1、Ｄ2及びＤ3に対して次の数式（１）に示す行列演算を行う。
【数１】
【００３２】
即ち、図６の冗長成分削減回路は、入力信号Ｄ1を２／３倍したものと、入力信号Ｄ2を−１／３倍したものと、入力信号Ｄ3を−１／３倍したものとを加算してIn-phase信号ＤIを生成している。また、図６の冗長成分削減回路は、上記入力信号Ｄ2を√３／２倍したものと、上記入力信号Ｄ3を−√３／２倍したものとを加算してQuadrature-phase信号ＤQを生成している。従って、図５の冗長成分削減回路によれば、３相信号グループの同相モードを抑圧しつつ、出力信号のための信号線を１本削減することができる。
【００３３】
図３におけるフィルタ１１２は、例えば図７に示すフィルタとして構成できる。図７のフィルタは、１次フィルタを２段縦続接続して構成され、第１段目に３つの２相フィルタ、第２段目に１つの３相フィルタを夫々含む。
【００３４】
第１段目の２相フィルタの各々は、差動演算増幅器１１７、抵抗器及びキャパシタと、同相モード検出器１１３−１とで構成される１次の低域通過型フィルタである。第１段目の２相フィルタの各々の差動出力は、電圧制御電流源１１８によって差動−単相変換され第２段目の３相フィルタに入力される。第２段目の３相フィルタは、３相演算増幅器１１９、抵抗器及びキャパシタと、同相モード検出器１１３−２とで構成される１次の低域通過型フィルタである。
【００３５】
尚、図７に示すフィルタ構成は、一例に過ぎない。即ち、本実施形態に係る受信機におけるフィルタは、演算増幅器を用いた構成に限らず、電圧制御電流源またはスイッチトキャパシタ回路を用いた構成でもよい。また、本実施形態に係る受信機におけるフィルタは、１次フィルタの多段接続に限らず、２次以上のフィルタの多段接続であってもよいし、１段で構成してもよい。
【００３６】
図８は、多相ベースバンド信号に対し、２相信号の同相モード抑圧、３相信号の同相モード抑圧、５相信号の同相モード抑圧及び６相信号の同相モード抑圧（即ち、２相信号グループ毎の同相モード抑圧及び３相信号グループ毎の同相モード抑圧）を行った場合において、受信対象となる無線信号に基づく信号成分及び妨害波（ローカル信号の基本周波数の２倍、３倍、４倍、５倍、６倍及び７倍付近）に基づく信号成分の変換利得の理論値を示す。図８によれば、２相信号、３相信号及び５相信号の同相モード抑圧を行う場合には、ローカル信号の基本周波数の、２を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波、３を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波及び５を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を夫々抑圧することができる。また、図８によれば、６相信号の同相モード抑圧を行う場合には、ローカル信号の基本周波数の、２及び３（即ち、６の素因数）の少なくとも一方を約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧することができる。
【００３７】
以下、図９乃至図１５を用いて、図３の受信機による６相信号の同相モード抑圧のシミュレーション結果を説明する。
図９は、受信対象となる無線信号の振幅を１００μＡ、周波数を３１ＭＨｚとし、ローカル信号の振幅を６００ｍＶ、周波数を３０ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、フィルタ１１２の振幅特性は通過帯域において利得１とし、同相モードの抑圧は理想素子を用いて実現している。図９に係るシミュレーションにおいて、ベースバンド周波数は受信対象となる無線信号の周波数３１ＭＨｚと、ローカル信号の基本周波数３０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚである。従って、図９によれば、図３の受信機は受信対象の無線信号に対して感度を有しているといえる。
【００３８】
図１０は、ローカル信号の基本周波数の２倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を６１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１０に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９と同様であるものとする。図１０に示すように、上記妨害波の周波数６１ＭＨｚと、ローカル信号の２次高調波の周波数６０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１０によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００３９】
図１１は、ローカル信号の基本周波数の３倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を９１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１１に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９及び図１０と同様であるものとする。図１１に示すように、上記妨害波の周波数９１ＭＨｚと、ローカル信号の３次高調波の周波数９０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１１によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００４０】
図１２は、ローカル信号の基本周波数の４倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を１２１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１２に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１１と同様であるものとする。図１２に示すように、上記妨害波の周波数１２１ＭＨｚと、ローカル信号の４次高調波の周波数１２０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１２によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００４１】
図１３は、ローカル信号の基本周波数の５倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を１５１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１３に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１２と同様であるものとする。図１３に示すように、上記妨害波の周波数１５１ＭＨｚと、ローカル信号の５次高調波の周波数１５０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は抑圧されていない。従って、図１３によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有しているといえる。図１３のシミュレーション結果は、図８に示した理想的な変換利得に適うものである。
【００４２】
図１４は、ローカル信号の基本周波数の６倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を１８１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１４に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１３と同様であるものとする。図１４に示すように、上記妨害波の周波数１８１ＭＨｚと、ローカル信号の６次高調波の周波数１８０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は十分に抑圧されている。従って、図１４によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有していないといえる。
【００４３】
図１５は、ローカル信号の基本周波数の７倍付近の周波数を有する妨害波の振幅を１００μＡ、周波数を２１１ＭＨｚとした場合に、６相信号の同相モード抑圧を行って得られる出力信号のフーリエ変換結果を示す。尚、図１５に係るシミュレーションにおいて、ローカル信号やフィルタ特性等の条件は、図９乃至１４と同様であるものとする。図１５に示すように、上記妨害波の周波数２１１ＭＨｚと、ローカル信号の７次高調波の周波数２１０ＭＨｚとの間の差に相当する１ＭＨｚの信号成分は抑圧されていない。従って、図１５によれば、図３の受信機は上記妨害波に対して感度を有しているといえる。図１５のシミュレーション結果は、図８に示した理想的な変換利得に適うものである。
【００４４】
以上説明したように本実施形態に係る受信機は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る受信機によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００４５】
特に、本実施形態に係る受信機では、無線信号の帯域制限のために通常使用されるフィルタを、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号に関してＣＭＦＢ回路を有するフィルタをｍ段縦続接続することにより構成し得る。従って本実施形態に係る受信機によれば、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎の同相モードの抑圧をフィルタに備えられたＣＭＦＢ回路によって比較的容易に実現できる。
【００４６】
（第２の実施形態）
図１６に示すように、本発明の第２の実施形態に係る受信機は、ｎ相ミキサ１０１及びデルタシグマＡＤＣ２００を少なくとも有する。尚、図１６におけるｎ相ミキサ１０１は、前述した第１の実施形態におけるｎ相ミキサ１０１と同様である。また、図１６において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ、フィルタ、可変利得増幅器及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００４７】
デルタシグマＡＤＣ２００は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号をアナログ−デジタル変換して、デジタル信号out1，…，outnを出力する。尚、デジタル信号out1，…，outnの信号数は、例えば図５及び図６に関して説明したような冗長成分削減のための信号処理が行われた場合には、ｎよりも少なくなり得る。デルタシグマＡＤＣ２００は、図１６に示すように、ループフィルタ２０１、ｍ個の同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍ及び量子化器２０３−１，…，２０３−ｎを含む。
【００４８】
ループフィルタ２０１は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号c1，…，cnを入力するための入力端子群Ｌ0と、量子化器２０３−１，…，２０３−ｎからの多くともｎ個の帰還信号を入力するための入力端子群L1とを有する。ループフィルタ２０１は、所望信号帯域において少なくとも１の利得を有する。ループフィルタ２０１は、入力されたｎ相ベースバンド信号c1，…，cnと、帰還信号との合成信号を量子化器２０３−１，…，２０３−ｎに入力する。尚、上記帰還信号はデジタル信号であるため、ループフィルタ２０１内部において、或いは、ループフィルタ２０１に入力される前に、デジタル−アナログ変換が適宜行われてもよい。
【００４９】
また、ループフィルタ２０１は、前述した同相モード抑圧機能を有する。即ち、ループフィルタ２０１は、後述するｍ個の同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍからのフィードバックに基づいて、ｍ個の素因数p1，…，pmの各々に相当する多相信号グループ毎の同相モードの抑圧を行うことができる。ループフィルタ２０１は、このような素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを抑圧することにより、ローカル信号の基本周波数の、素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。
【００５０】
ｍ個の同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍは、ループフィルタ２０１の出力信号から上記素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループの同相モードを夫々検出する。同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍの各々は、検出した同相モードをループフィルタ２０１にフィードバックする。
【００５１】
量子化器２０３−１，…，２０３−ｎは、ループフィルタ２０１から入力される信号の各々に対して量子化を行って、デジタル信号out1，…，outnに夫々変換する。量子化器２０３−１，…，２０３−ｎは、上記デジタル信号out1，…，outnをループフィルタ２０１の入力端子群Ｌ1にフィードバックすると共に、デルタシグマ変換器２００の出力信号として出力する。
【００５２】
ループフィルタ２０１が比較的高次のフィルタであれば、図１７に示すように、低次のフィルタを縦続接続して構成してもよい。図１７に示すループフィルタは、低次のフィルタ２０４−１，…，２０４−ｍを縦続接続し、フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍの各々の前段に、ｎ相加算器２０５−１，…，２０５−ｍを夫々挿入して構成される。
【００５３】
フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍは、夫々p1相，…，pm相のフィルタであって、ｎ／p1，…，ｎ／pm個配置される。フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍは、ｎ相加算器２０５−１，…，２０５−ｍから入力される信号に対して、ＣＭＦＢ回路によって実現される同相モード検出器を利用した同相モードの抑圧を少なくとも含むフィルタ処理を行う。
【００５４】
ｎ相加算器２０５−１は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号と、後述するＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎからのｎ相帰還信号とを加算し、後段のフィルタ２０４−１に入力する。また、ｎ相加算器２０５−２，…，２０５−（ｍ−１）は、前段のフィルタ２０４−１，…，２０４−（ｍ−２）からのｎ相入力信号と、ＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎからのｎ相帰還信号とを加算し、後段のフィルタ２０４−２，…，２０４−（ｍ−１）に入力する。また、ｎ相加算器２０５−ｍは、前段のフィルタ２０４−（ｍ−１）からのｎ相入力信号と、ＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎからのｎ相帰還信号とを加算し、量子化器２０３−１，…，２０３−ｎに入力する。
【００５５】
ｎ個のＤＡＣ２０６−１，…，２０６−ｎは、量子化器２０３−１，…２０３−ｎから入力されるデジタル信号をデジタル−アナログ変換し、生成したアナログ信号を上記ｎ相帰還信号として、ｎ相加算器２０５−１，…，２０５−ｍにフィードバックする。
【００５６】
このように、ループフィルタ２０１をp1，…，pm相のフィルタ２０４−１，…，２０４−ｍを縦続接続して構成するようにすれば、同相モード検出器２０２−１，…，２０２−ｍを上記フィルタ２０４−１，…，２０４−ｍに通常備えられるＣＭＦＢ回路により比較的容易に実現できる。
【００５７】
図１６におけるデルタシグマＡＤＣ２００に用いられるループフィルタは、ｎ＝６＝２×３である場合には、例えば図１８に示す回路によって構成できる。図１８のループフィルタは、演算増幅器を用いた連続時間系フィードフォワード型のループフィルタである。図１８のループフィルタでは、同相モード検出器２０８を利用して２相信号の同相モードの抑圧が行われ、同相モード検出器２１１及び２１４を利用して３相信号の同相モードの抑圧が行われる。尚、デルタシグマＡＤＣ２００に適用可能なループフィルタは、図１８に示すものに限らず、離散時間系であってもよいし、演算増幅器に代えて電圧制御電流源が用いられてもよい。
【００５８】
以上説明したように本実施形態に係る受信機は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る受信機によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００５９】
特に、本実施形態に係る受信機では、無線信号に対してアナログ−デジタル変換を行うために通常使用されるＡＤＣに含まれるループフィルタを、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号に関してＣＭＦＢ回路を有する低次フィルタをｍ段縦続接続することにより構成し得る。従って本実施形態に係る受信機によれば、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎の同相モードの抑圧をＡＤＣ中のループフィルタに備えられたＣＭＦＢ回路によって比較的容易に実現できる。
【００６０】
（第３の実施形態）
図１９に示すように、本発明の第３の実施形態に係る受信機は、ｎ相ミキサ１０１、可変利得増幅器３００及びｍ個の同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍを少なくとも有する。尚、図１９におけるｎ相ミキサ１０１は、前述した第１及び第２の実施形態に係るｎ相ミキサ１０１と同様である。また、図１９において、無線信号の受信処理に通常必要とされるアンテナ、ＬＮＡ、フィルタ、ＡＤＣ及びデジタル信号処理部等を示していないが、当業者であれば以降の説明に基づきこれらを適宜組み合わせて受信機全体を構成することが可能である。
【００６１】
可変利得増幅器３００は、ｎ相ミキサ１０１からのｎ相ベースバンド信号の信号レベルを増幅して、出力信号out1，…，outnを出力する。尚、出力信号out1，…，outnの数は、例えば図５及び図６に関して説明したような冗長成分削減のための信号処理が行われた場合には、ｎよりも少なくなり得る。
【００６２】
また、可変利得増幅器３００は、前述した同相モード抑圧機能を有する。即ち、可変利得増幅器３００は、後述するｍ個の同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍからのフィードバックに基づいて、ｎのｍ個の素因数p1，…，pmの各々に相当する多相信号グループ毎の同相モードの抑圧を行うことができる。可変利得増幅器３００は、このような各素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループ毎の同相モードを抑圧することにより、ローカル信号の基本周波数の、素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧できる。
【００６３】
ｍ個の同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍは、可変利得増幅器３００の出力信号から上記素因数p1，…，pmに相当する多相信号グループの同相モードを夫々検出する。同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍの各々は、検出した同相モードを可変利得増幅器３００にフィードバックする。
【００６４】
可変利得増幅器３００が比較的高利得の増幅器であれば、図２０に示すように、低利得の可変利得増幅器を縦続接続して可変利得増幅器３０３として構成してもよい。可変利得増幅器３０３の第１段目として、p1相の可変利得増幅器３０２−１がｎ／p1個配置され、可変利得増幅器３０２−１の各々にはp1相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器３０１−１として接続される。また、同様に、可変利得増幅器３０３の第２段目として、p2相の可変利得増幅器３０２−２がｎ／p2個配置され、可変利得増幅器３０２−２の各々にはp2相のＣＭＦＢ回路が同相モード検出器３０１−２として接続される。このように、可変利得増幅器３０３をp1，…，pm相の可変利得増幅器３０２−１，…，３０２−ｍを縦続接続して構成するようにすれば、同相モード検出器３０１−１，…，３０１−ｍを上記可変利得増幅器３０２−１，…，３０２−ｍに通常備えられるＣＭＦＢ回路により比較的容易に実現できる。
【００６５】
ｎ＝６＝２×３である場合、本実施形態に係る受信機に用いられる可変利得増幅器は、例えば図２１に示す回路によって構成できる。図２１の可変利得増幅器では、同相モード検出器３０６を利用して２相信号グループ毎の同相モードの抑圧が行われ、同相モード検出器３０８を利用して３相信号グループ毎の同相モードの抑圧が行われる。尚、本実施形態に係る受信器に用いられる可変利得増幅器は、演算増幅器に限られず、例えば電圧制御電流源を用いて構成したものでもよい。
【００６６】
以上説明したように本実施形態に係る受信機は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る受信機によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００６７】
特に、本実施形態に係る受信機では、無線信号の信号レベルを増幅するために通常使用される可変利得増幅器を、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号に関してＣＭＦＢ回路を有する可変利得増幅器をｍ段縦続接続することにより構成し得る。従って本実施形態に係る受信機によれば、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎の同相モードの抑圧を可変利得増幅器に備えられたＣＭＦＢ回路によって比較的容易に実現できる。
【００６８】
（第４の実施形態）
図２２に示すように、本発明の第４の実施形態に係る周波数変換回路は、ｎ相ミキサ１０１及びｍ段縦続接続された処理回路４００−１，…，４００−ｍを有する。尚、図２２においてｎ相ミキサ１０１は、前述した第１乃至第３の実施形態に係るｎ相ミキサ１０１と同様である。
【００６９】
処理回路４００−１，…，４００−ｍの各々は、入力された多相信号に対して、ｎの素因数p1，…，pmの各々と同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧する。
図２２の周波数変換回路によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００７０】
例えば、本実施形態に係る周波数変換回路は、図２３に示すような６相信号を処理対象とするものであってもよい。図２３の周波数変換回路は、６相ミキサ１１１及び２段縦続接続された処理回路４１０−１及び４１０−２を有する。尚、図２３において、６相ミキサ１１１は、前述した第１の実施形態に係る６相ミキサ１１１と同様である。
【００７１】
処理回路４１０−１は、６相ミキサ１１１からの６相ベースバンド信号に対して、２相信号グループ毎に同相モードの抑圧を行い、同相モード抑圧後の信号を処理回路４１０−２に入力する。処理回路４１０−２は、処理回路４１０−１からの入力信号に対して３相信号グループ毎に同相モードの抑圧を行い、同相モード抑圧後の信号を出力する。尚、処理回路４１０−１及び４１０−２の順序は逆順であってもよい。
図２３の周波数変換回路によれば、ローカル信号の基本周波数の、２及び３の少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００７２】
図２４は、図２３の処理回路４１０−１及び４１０−２の構成例を示す。処理回路４１０−１は、カレントミラーで能動負荷回路を構成した３個のＣＭＯＳ差動対であり、２相信号の同相モードを抑圧すると共に単相信号に変換して出力する。処理回路４１０−２は、上記３個のＣＭＯＳ差動対から入力される３相信号を増幅する３相演算増幅器であって、出力側において抵抗器によって同相モードを検出して電流源負荷にフィードバックすることにより、３相信号の同相モードを抑圧している。
【００７３】
以上説明したように本実施形態に係る周波数変換回路は、ｍ個の異なる素因数p1，…，pmを有する整数ｎと同じ信号数の多相ローカル信号を無線信号に乗算して多相ベースバンド信号を生成し、上記素因数p1，…，pmと同じ信号数の多相信号グループ毎に同相モードを抑圧するようにしている。従って、本実施形態に係る周波数変換回路によれば、ローカル信号の基本周波数の、上記素因数p1，…，pmの少なくとも１つを約数に含む整数倍付近の周波数の有する妨害波を抑圧することができる。
【００７４】
尚、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また上記各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】第１の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図２】図１のフィルタ及び同相モード検出器の構成例を示すブロック図。
【図３】第１の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図４】図３の受信機による妨害波抑圧の説明図。
【図５】２相信号の冗長成分を削減する冗長成分削減回路の行う信号処理の一例を示す図。
【図６】３相信号の冗長成分を削減する冗長成分削減回路の行う信号処理の一例を示す図。
【図７】図３のフィルタ及び同相モード検出器の構成例を示すブロック図。
【図８】多相ベースバンド信号に対して同相モード抑圧を行った場合における、変換利得の理論値を示すテーブル。
【図９】受信対象となる無線信号に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１０】ローカル信号の基本周波数の２倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１１】ローカル信号の基本周波数の３倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１２】ローカル信号の基本周波数の４倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１３】ローカル信号の基本周波数の５倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１４】ローカル信号の基本周波数の６倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１５】ローカル信号の基本周波数の７倍付近の周波数を有する妨害波に対する図３の受信機の受信性能を示すグラフ図。
【図１６】第２の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図１７】図１６のデルタシグマＡＤＣの構成例を示すブロック図。
【図１８】図１６のデルタシグマＡＤＣに用いられるループフィルタの一例を示すブロック図。
【図１９】第３の実施形態に係る受信機の一部を示すブロック図。
【図２０】図１９の可変利得増幅器及び同相モード検出器の構成例を示すブロック図。
【図２１】第３の実施形態に係る受信機に用いられる可変利得増幅器の構成例を示すブロック図。
【図２２】第４の実施形態に係る周波数変換回路を示すブロック図。
【図２３】第４の実施形態に係る周波数変換回路を示すブロック図。
【図２４】図２３の処理回路の構成例を示す回路図。
【符号の説明】
【００７６】
１０１・・・ｎ相ミキサ
１０２・・・フィルタ
１０３−１，…，１０３−ｍ・・・同相モード検出器
１０４・・・フィルタ
１１１・・・６相ミキサ
１１２・・・フィルタ
１１５，１１６・・・冗長成分削減回路
１１７・・・差動演算増幅器
１１８・・・電圧制御電流源
１１９・・・３相演算増幅器
２００・・・デルタシグマＡＤＣ
２０１・・・ループフィルタ
２０２−１，…，２０２−ｍ・・・同相モード検出器
２０３−１，…，２０３−ｎ・・・量子化器
３００，３０３・・・可変利得増幅器
４００−１，・・・，４００−ｍ・・・処理回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、
前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、
前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路と
を具備することを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記第１の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第１の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び帯域制限を行って前記第２の多相ベースバンド信号を生成するフィルタ
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記第２の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第２の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び帯域制限を行って前記第３の多相ベースバンド信号を生成するフィルタ
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項４】
前記第１の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第２の多相ベースバンド信号がフィードバックされた多相帰還信号と前記第１の多相ベースバンド信号とを合成した多相合成信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第３の多相信号グループの各々に対して、前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って第４の多相ベースバンド信号を生成するフィルタと、
前記第４の多相ベースバンド信号を量子化して前記第２の多相ベースバンド信号を生成する量子化器と
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項５】
前記第２の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第３の多相ベースバンド信号がフィードバックされた多相帰還信号と前記第２の多相ベースバンド信号とを合成した多相合成信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第３の多相信号グループの各々に対して、前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って第４の多相ベースバンド信号を生成するフィルタと、
前記第４の多相ベースバンド信号を量子化して前記第３の多相ベースバンド信号を生成する量子化器と
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項６】
前記第１の処理回路は、
第１のコモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第３の多相ベースバンド信号がフィードバックされた多相帰還信号と前記第１の多相ベースバンド信号とを合成した第１の多相合成信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第３の多相信号グループの各々に対して、前記第１のコモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って前記第２の多相ベースバンド信号を生成する第１のフィルタ
を含み、
前記第２の処理回路は、
第２のコモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記多相帰還信号と前記第２の多相ベースバンド信号とを合成した第２の多相合成信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第４の多相信号グループの各々に対して、前記第２のコモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って第４の多相ベースバンド信号を生成する第２のフィルタと、
前記第４の多相ベースバンド信号を量子化して前記第３の多相ベースバンド信号を生成する量子化器と
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項７】
前記第１の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第１の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び信号レベルの増幅を行って前記第２の多相ベースバンド信号を生成する可変利得増幅器
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項８】
前記第２の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第２の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び信号レベルの増幅を行って前記第３の多相ベースバンド信号を生成する可変利得増幅器
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項９】
第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、
前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、
前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路と
を具備することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項１】
第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、
前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、
前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路と
を具備することを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記第１の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第１の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び帯域制限を行って前記第２の多相ベースバンド信号を生成するフィルタ
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記第２の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第２の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び帯域制限を行って前記第３の多相ベースバンド信号を生成するフィルタ
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項４】
前記第１の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第２の多相ベースバンド信号がフィードバックされた多相帰還信号と前記第１の多相ベースバンド信号とを合成した多相合成信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第３の多相信号グループの各々に対して、前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って第４の多相ベースバンド信号を生成するフィルタと、
前記第４の多相ベースバンド信号を量子化して前記第２の多相ベースバンド信号を生成する量子化器と
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項５】
前記第２の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第３の多相ベースバンド信号がフィードバックされた多相帰還信号と前記第２の多相ベースバンド信号とを合成した多相合成信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第３の多相信号グループの各々に対して、前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って第４の多相ベースバンド信号を生成するフィルタと、
前記第４の多相ベースバンド信号を量子化して前記第３の多相ベースバンド信号を生成する量子化器と
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項６】
前記第１の処理回路は、
第１のコモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第３の多相ベースバンド信号がフィードバックされた多相帰還信号と前記第１の多相ベースバンド信号とを合成した第１の多相合成信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第３の多相信号グループの各々に対して、前記第１のコモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って前記第２の多相ベースバンド信号を生成する第１のフィルタ
を含み、
前記第２の処理回路は、
第２のコモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記多相帰還信号と前記第２の多相ベースバンド信号とを合成した第２の多相合成信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第４の多相信号グループの各々に対して、前記第２のコモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧を行って第４の多相ベースバンド信号を生成する第２のフィルタと、
前記第４の多相ベースバンド信号を量子化して前記第３の多相ベースバンド信号を生成する量子化器と
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項７】
前記第１の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第１の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び信号レベルの増幅を行って前記第２の多相ベースバンド信号を生成する可変利得増幅器
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項８】
前記第２の処理回路は、
コモンモードフィードバック回路を有し、かつ、前記第２の多相信号グループの各々に対して前記コモンモードフィードバック回路によって検出された同相モードの抑圧及び信号レベルの増幅を行って前記第３の多相ベースバンド信号を生成する可変利得増幅器
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項９】
第１の素因数と前記第１の素因数とは異なる第２の素因数とを有する整数と同じ信号数の多相ローカル信号と、受信された無線信号とを乗算し、前記整数と同じ信号数の第１の多相ベースバンド信号を生成する多相ミキサと、
前記第１の多相ベースバンド信号を前記第１の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第１の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第２の多相ベースバンド信号を生成する第１の処理回路と、
前記第２の多相ベースバンド信号を前記第２の素因数と同じ信号数毎にグループ化した第２の多相信号グループの各々に対して、同相モードの抑圧を行って第３の多相ベースバンド信号を生成する第２の処理回路と
を具備することを特徴とする周波数変換回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【公開番号】特開２０１０−１０９９１８（Ｐ２０１０−１０９９１８Ａ）
【公開日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２８２２８７（Ｐ２００８−２８２２８７）
【出願日】平成２０年１０月３１日（２００８．１０．３１）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１０月３１日（２００８．１０．３１）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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