定電流回路
【課題】電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を提供する。
【解決手段】定電流回路は単スイッチ逆磁変換器であり、制御回路と、検出抵抗Rsと、変圧器T5と、分圧補償回路と、一次電力開閉器Q5とを含む。該制御回路は検出抵抗Rsによって変圧器T5の一次電流情報を取得し、かつ該分圧補償回路によって、入力電圧より補償信号を取得し一次電力開閉器Q5の閾値電圧を制御する。該一次電流のピーク電圧は該補償信号の補償働きによって、所定の参照電圧に固定させ、該定電流回路の出力電流を一定状態に維持する。
【解決手段】定電流回路は単スイッチ逆磁変換器であり、制御回路と、検出抵抗Rsと、変圧器T5と、分圧補償回路と、一次電力開閉器Q5とを含む。該制御回路は検出抵抗Rsによって変圧器T5の一次電流情報を取得し、かつ該分圧補償回路によって、入力電圧より補償信号を取得し一次電力開閉器Q5の閾値電圧を制御する。該一次電流のピーク電圧は該補償信号の補償働きによって、所定の参照電圧に固定させ、該定電流回路の出力電流を一定状態に維持する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は一種の定電流回路に関し、特に一種の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路に関する。
【背景技術】
【0002】
近年はエネルギー節約、カーボン排出の減少と環境保護意識の高まりから従来白熱灯または蛍光灯を使用してきた照明装置は、消費電力が小さく、かつ寿命がより長い発光ダイオード(Light Emitting Diode:以下LEDという)照明装置によって取り代わる潮流が見られる。現在、業者はLEDの設計された発光輝度の維持を確保することによって、該LED照明装置がより高効率と高精度の照明を実現するため、該LED照明装置にLED駆動回路を取付けて、該LED駆動回路によって安定な出力電流をLEDに提供し該駆動回路の入力電圧が不安定なため、LEDの輝度が不安定または出力電流が高すぎて、LEDを焼損する問題を防止し、LEDに所定の輝度を出射させる。
【0003】
当業者は図1に示すように、従来、LEDの駆動回路を設計するときに、もっとも簡単な方法であるツェナーダイオードDZ1、PNPトランジスタQ1と2つの抵抗器R1、R2等の素子を使って簡易な定電流回路を作る。該定電流回路は下記の公式(1)によって、出力電流IOが形成される。
【0004】
【0005】
そのうち、VZenerは該ツェナーダイオードDZ1の降伏電圧であり、VEB(PNP)は該PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース電圧を表す。これにより、該定電流回路の入力電源Inputを所定の出力電流IOに変換できる。よって、該ツェナーダイオードDZ1の降伏電圧VZenerが5.1ボルト、R1が10オーム、かつ該PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース電圧VEB(PNP)が0.7ボルトのとき、数式(1)により、該定電流回路の出力電流IOは440ミリアンペア(mA)である。
【0006】
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
この種の簡易型の定電流回路は構造が簡単、かつ低コストの長所を有する。しかし、該ツェナーダイオードDZ1の降伏電圧VZenerと該PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース電圧VEB(PNP)とも温度によって変化するため、該定電流回路の出力電流IOは強い温度依存性を有し、かつ該定電流回路は入力電圧と出力電圧との差が大きいとき、大きい電気エネルギーロスを発生し電気エネルギーの利用効率が低下する。
【0008】
前述の簡易な定電流回路の温度依存性および効率が低い欠点を改善するため、業者より単スイッチ隔離式フライバックコンバータ(Single Switch Isolated Flyback Converter)の定電流回路が設計されている。図2に示す通り、該定電流回路は主に出力電流IOのパスに電流検出素子RSを直列接続し該電流検出素子RSの抵抗値によって該出力電流IOの情報を取得する。さらに、該出力電流IOの情報を電圧増幅回路V−AmpによってA倍に増幅した後、増幅の結果A×Rs×Ioを誤差増幅器EA(Error Amplifier)に入力し該誤差増幅器EAによって参照電圧Vrefとの比較を行った上、制御信号を発生し、光カプラ(Optical Coupler: OC)を介して制御回路CCに転送することによって、該制御回路CCは該制御信号と以下数式(2)に基づき、電力開閉器Q2の切替えを行い変圧器Tの一次コイルNpの電圧を調節した上、二次コイルNsに一定の出力電流IOを維持させる。
【0009】
【0010】
よって、該電流検出素子RSの抵抗値が0.1オームのとき、該電圧増幅回路V−Ampの増幅倍率は100倍であり、かつ該参照電圧Vrefが2.5ボルトのとき、数式(2)に基づき、該定電流回路の出力電流IOは250ミリアンペア(mA)である。
【0011】
【0012】
前述の簡易型の定電流回路の欠点は、この種の単スイッチ隔離式フライバックコンバータの定電流回路によって改善されている。しかし、欠点として電気回路が複雑、かつコスト高のほか制御回路CCは信号転送素子として光アイソレータ(すなわち、光カプラ: OC)が必要である。そのため、全体の製造コストならびに回路配置も前記簡易型の定電流回路より大幅に高くなる。
【0013】
前記光アイソレータを省くため、業者より新たに単スイッチ隔離式フライバックコンバータの定電流回路が設計されている。図3に示す通り、電気回路の構造は図2に示す定電流回路と極めて類似しているが、その制御回路CCを稼働させるには、以下3つのモード(図2に示す定電流回路にはこのような制限はない)と合わせて制御する必要がある。
【0014】
イ、 電力開閉器Q3を固定の切替え周波数に維持させる。
【0015】
ロ、 変圧器Tの電流は不連続モード(Discontinuous Mode: DCM)で稼働させる。
【0016】
ハ、 該制御回路CCは電流モード(Current Mode)による制御の必要がある。
前述の3つのモードによって、該変圧器Tの一次コイルNpの電流のipピーク値峰ip-peakを固定できた場合は、以下の数式(3)に基づき、所定パワーの出力電流を形成できる。
【0017】
【0018】
そのうち、R4は抵抗値を表す。該制御回路CCは該抵抗値R4によって該一次コイルNpの電流のip情報を取得する。その電圧の波形ip×RSで、Vrefは直流参照電圧を表す。もし、一次コイルNpの電流ipのピーク電圧値ip-peak×RSが該直流参照電圧Vrefに等しい場合、数式(3)に基づき、一次コイルNpの電流ipピーク値ip-peakを固定値に維持することができる(図4に示す)。よって、図3に示す電流回路を定電力出力から定電流出力に変更させ、かつ(二次コイルの電流情報を取得するため)図2に示す光アイソレータを省くため、図3に示す定電流回路は、該変圧器Tに備える一次コイルに属し、ただし、二次コイルNsと同じ位相の検出コイルNVを利用し出力電圧VOの情報を取得する。これにより、該制御回路CCは出力電圧VOの情報を演算に加えて、一次コイルNpの電流ipのピーク電圧ip-peak×RSを算出し出力電流IOを一定状態において固定を維持させる。
【0019】
図3に示す定電流回路の長所は、該制御回路CCは二次側からの情報取得の必要はないということである。一連の情報取得、演算と変換制御すべては一次側で完結できる。その電気回路の構造は図2に示す定電流回路に比べ、大幅に簡素化されている。現在市販のLED専用の制御ICのほとんどは、この種の定電流回路を使用している。しかし、その欠点として、該制御回路CCには入力電圧の情報取得が行われていない。よって、図3に示す定電流回路は入力電圧が狭いケースのみに適用できる。このほか、該制御回路CCは固定周波数の不連続モード(DCM)で稼働するため、必然的に該電力開閉器Q3に一定程度の切替えロスが発生される。なお、該変圧器Tの電流は固定周波数の不連続モード(DCM)で稼働するとき、下記の数式(4)に基づき、そのフライバックコンバータのエネルギーを算出する。
【0020】
【0021】
そのうち、POは図3に示す定電流回路の出力電力、TSは該電力開閉器Q3のスイッチ周期(Switching period)、Lmは変圧器Tの磁化インダクター(Transformer magnetizing inductance)である。よって、数式(3)と数式(4)に基づき、図3に示す定電流回路の出力電力POは下記数式(5)で表される。
【0022】
【0023】
このとき、もし該変圧器Tの磁化インダクターLmと該抵抗値R4が固定値である場合、図3に示す定電流回路は固定周波数モードのため、該電力開閉器Q3の切替え周期TSも固定値となる。よって、該直流参照電圧Vrefを固定できれば、図3に示す定電流回路の出力電力POは入力または出力電圧に追随し変動しない。しかし、図3に示す定電流回路を固定周波数の不連続モード(DCM)で稼働するとき、図5に示す通り、該電力開閉器Q3のドレイン−ソース間電圧の波形から明らかのように、該電力開閉器Q3が導通される瞬間に、ドレイン−ソース間電圧にはVbulkの電圧エネルギーがなお存在している。該電圧エネルギーVbulkは該電力開閉器Q3が導通されたときに、すべては該電力開閉器Q3に消費されるため、該電力開閉器Q3の発熱を引き起し易い。よって、図3に示す定電流回路が固定周波数の不連続モード(DCM)において、電力開閉器Q3の導通される瞬間に極めて大きい電気ロスを発生し、電圧エネルギーは浪費される。
【0024】
現在市販の電流回路のほとんどは、図3に示す定電流回路の基本構造より派生された応用回路である。図6に示す定電流回路はFairchild Semiconductor社型番FSEZ1016Aの電流制御ICを使用し製作される定電流回路、図7に示すものはFairchild Semiconductor社型番FAN103の電流制御ICを使用し製作される定電流回路、図8に示すものはPower Integrations社型番LNK605DGの電流制御ICを使用し製作される定電流回路である。よって、前記定電流回路は固定周波数不連続モード(DCM)で稼働するとき、その電力開閉器は導通される瞬間に、発熱しやすいという問題およびパワーロスが大きいという問題が存在している。
【0025】
このため、公知の定電流回路に存在する前述種々の欠点を改善でき、かつ二次側定電流検出回路とフィードバック回路を使用しない前提において、簡素化の回路配置と少ない電子素子でもって、定電流回路が一次側ですべての必要情報を取得し演算と実行ができるほか、形成された出力電流は広範囲の入力電圧においても固定値が維持され、かつ電力半導体(一次側の電力開閉器と、二次側の整流素子を含む)の切替えロスを有効に軽減しエネルギー変換効率を向上させることは、本発明の重要課題である。
【課題を解決するための手段】
【0026】
前述した市販の定電流回路の問題と欠点について、本発明人は長年の実務経験と研究実験を重ねた結果、本発明の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を開発した。本発明を適用すれば、発生された出力電流は広範囲の入力電圧においても、固定値が維持され、かつ電力半導体の切替えロスを有効に軽減しエネルギー変換効率を向上できる。
【0027】
本発明の一つの目的は、電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を提供することにある。該定電流回路は単スイッチ隔離式フライバックコンバータであり、主に制御回路と、検出抵抗と、変圧器と、分圧補償回路と、一次電力開閉器とを含む。該制御回路は該検出抵抗によって該変圧器の一次側の電流情報を取得し該分圧補償回路によって、入力電圧より補償信号を取得し該一次電力開閉器の閾値電圧を制御する。該一次電流のピーク電圧は該補償信号の補償働きによって、所定の参照電圧に固定させ、出力電流を一定状態に維持し該定電流回路の出力電流を一定の出力電流を形成させる。これにより、本発明は二次電流検出回路とフィードバック回路を使用する必要がなく、廉価な電子素子と極めて簡単な回路配置によって、一次側よりすべての必需情報を取得でき、該一次電力開閉器の閾値電圧を制御することによって、該定電流回路は広範囲の入力電圧においても、一定の出力電流を形成させる。
【0028】
本発明のもう一つの目的は、該制御回路は該変圧器の一次側に巻き付け、かつ一次コイルと同じ位相の検出コイルによって、該一次側電力開閉器の電圧または一次電流を検出する。さらに、該一次側電力開閉器の電圧が零電圧または一次側の電流が零電流と判断されたときに、該一次側電力開閉器を切替えるとともに、該一次側電力開閉器を導通させる。これにより、該一次側電力開閉器が導通される瞬間に発生する切替えロスを大幅に軽減できる。
【図面の簡単な説明】
【0029】
【図1】従来の簡易型の定電流回路を示す図。
【図2】従来の単スイッチ隔離式フライバックコンバータを示す図。
【図3】従来の固定周波数不連続モード(DCM)の単スイッチ隔離式フライバックコンバータの図。
【図4】図3に示す従来のフライバックコンバータの一次コイルNpの電流ipのピーク電圧ip-peak×RSを参照電圧Vrefに維持したときの波形を示す図。
【図5】図3に示す従来のフライバックコンバータの電力開閉器Q3のドレイン−ソース間電圧の波形を示す図。
【図6】Fairchild Semiconductor社の型番FSEZ1016Aの電流制御ICを使用し製作される定電流回路の回路図。
【図7】Fairchild Semiconductor社の型番FAN103の電流制御ICを使用し製作される定電流回路の回路図。
【図8】Power Integrations社の型番LNK605DGの電流制御ICを使用し製作される定電流回路の回路図。
【図9】本発明の一実施形態の定電流回路を示す図。
【図10】本発明の一実施形態の一次側電力開閉器Q5のドレイン−ソース間電圧Vdsの波形を示す図。
【図11】本発明の一実施形態の入力電圧Vbulkが低電圧のとき、比較器の2つの入力端の電圧波形を示す図。
【図12】本発明の一実施形態の入力電圧Vbulkが高電圧のとき、比較器の2つの入力端の電圧波形を示す図。
【図13】本発明の他の実施形態を示す図。
【図14】本発明の他の実施形態を示す図。
【図15】本発明の他の実施形態を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0030】
本発明の目的、構造及びその効果のさらなる認識と理解を図るため、以下の通り実施形態と図式を合わせて、詳細を説明する。
(一実施形態)
本発明は電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路に関する。本発明の一実施形態による該定電流回路は発光ダイオードの駆動回路として、発光ダイオード(LED)の照明装置に適用することにより、該駆動回路の出力電流を一定の状態に維持できる。該定電流回路は電流モードで稼働する単スイッチ隔離式フライバックコンバータ(Single Switch Isolated Flyback Converter)である。図9に示す通り、主に変圧器T5と、入力電圧フィルタコンデンサーCinと、線形抵抗Rline、と補助抵抗Raと、RSラッチ(latch)10と、検出(Detection)回路20と、比較器(comparator)30と、一次電力開閉器Q5と、検出抵抗Rsと、二次側パワーダイオードD5と出力電圧フィルタコンデンサーCo等の素子を含む。そのうち、該入力電圧フィルタコンデンサーCinの正負極は入力電圧 Vbulkの正負極にジャンパー接続される。該変圧器T5の電流は固定周波数不連続モード(DCM)ではなく、可変周波数遷移モード(Transition Mode)で稼働される。主に一次コイルNPと、二次コイルNSと、検出コイルNVとを含む。そのうち、該検出コイルNVは一次側に巻き付けられているが、該二次コイルNSと同じ位相のコイルである。該一次コイルNPの一端は該入力電圧フィルタコンデンサーCinの正極に接続され、他端は該一次電力開閉器Q5のドレイン極に接続される。該二次コイルNsの一端は該出力電圧フィルタコンデンサーCoの負極に接続され、他端は該二次側パワーダイオードD5の正極に接続される。該二次側パワーダイオードD5の負極は該出力電圧フィルタコンデンサーCoの正極に接続されることによって、該出力電圧フィルタコンデンサーCoより固定の出力電流Ioを出力端(output)にジャンパー接続されたLEDに提供する。該一次電力開閉器Q5のソース極は、該検出抵抗Rsの一端に接続される。該検出コイルNVの一端は該検出抵抗Rsの他端と、該入力電圧フィルタコンデンサーCinの負極とそれぞれ接続される。該検出コイルNVの他端は該検出回路20の入力端に接続される。該検出回路20の出力端は該RSラッチ10によって設定された入力端Sに接続される。該RSラッチ10の出力端は該一次電力開閉器Q5のゲート電極に接続される。
【0031】
前述の通り、本実施形態の定電流回路は遷移モードで稼働されるため、変圧器T5内部に残存されたエネルギーは二次側パワーダイオードD5が導通状態のとき、該二次側パワーダイオードD5の電流はたたちゼロに降下しオフ状態に変わり、ループ状の寄生コンデンサーとインダクターを共振し、該一次電力開閉器Q5のドレイン−ソース間電圧Vdsは入力電圧Vbulkをベースに、正弦波(sin wave)の振動電圧を発生する。図10に示すNV0は電圧の発振振幅を表す。該振動電圧は、該検出コイルNVに反映されるため、本発明は該検出回路20を利用し該検出コイルNVによってドレイン−ソース間電圧Vds(または一次電流)を検出する。該検出回路20によってドレイン−ソース間電圧Vdsが谷底に振動されたとき(理論上、最低点Vbulk NV0は零電圧であり、もし零電圧より低い場合も、なお零電圧と見なす)、またはドレイン−ソース間電圧Vdsが零電圧、あるいは一次電流ipが零電流と判断されたときに、設定信号を出力させる。該RSラッチ10は該設定信号に基づき、該一次電力開閉器Q5の切替えを制御し、かつ該一次電力開閉器Q5を導通させる。これにより、該一次電力開閉器Q5が導通される瞬間の切替えロスを大幅に軽減できる。
【0032】
【0033】
前述の通り、本実施形態の定電流回路は、可変周波数単スイッチ隔離式フライバックコンバータであり、以下の数式(6)によって出力電流Ioが算出される。
【0034】
【0035】
そのうち、VOは出力端の出力電圧である。よって、該出力電流Ioを該入力電圧Vbulkに対して微分を掛けると、前述数式(6)は以下の数式(7)に置き換えられる。
【0036】
【0037】
【0038】
【0039】
【0040】
本発明の定電流回路の効果を確認するため、本発明者は図9に示す定電流回路に基づき、該分圧補償回路が設計されていない状態において実測を行った。その詳細は90〜260ボルトの交流電気を127〜368ボルトの直流電気に整流して、該定電流回路の入力電圧Vbulkとする。該出力電圧Voは24ボルト(直流)、一次コイルNPと二次コイルNS(および検出コイルNV)の巻き数比Nは2.5、検出抵抗Rsは1オーム、参照電圧Vrefは0.5ボルト(直流)にそれぞれ設計する。そこで、該入力電圧Vbulkの補償信号を取得できない状態において、該定電流回路は、様々な入力電圧Vbulkの状態(127〜368ボルト)で、その出力電流Ioと入力電圧Vbulkが90ボルトのとき出力電流Ioの比率差は下表に示す通りである。
【0041】
【0042】
すなわち、該定電流回路は分圧補償回路が設計されていない状態において、該定電流回路の出力電流Ioは入力電圧Vbulkによって激しく変動し、安定な出力電流IoをLEDに提供することができない。よって、LEDは一定の輝度を出射できない。さらに、出力電流Ioが高すぎるため、LEDに焼損の問題が発生する。
【0043】
【0044】
【0045】
すなわち、該分圧補償回路を設計した場合、該電流回路の出力電流Ioはほとんど入力電圧Vbulkに追随変動せず、安定な出力電流IoがLEDに提供されるため、LEDは一定輝度の光線を出射できるほか、LEDの焼損問題を有効に防止できる。
【0046】
ここで特に説明することは、本発明は前記実施形態において、該出力電圧フィルタコンデンサーCoに高容量の電解コンデンサーが使用されている。本発明の定電流回路全体の使用寿命を低下させることを避けるため、本発明の他の実施形態において、電解コンデンサー以外の素子を使用し、本発明の定電流回路の出力端にインダクターLを直列接続すれば、図15に示すように、電解コンデンサーに取り代わって、該定電流回路全体の使用寿命を有効に向上できる。
【0047】
【0048】
以上に開示した本発明の一実施形態である。ただし、本発明の特徴はこれに限らない。当該技術を熟知する者は、本発明の領域において、容易に思料と変化又は修飾できるものは、なお本発明の技術的範囲に含まれる。
【符号の説明】
【0049】
T5 ・・・変圧器
NP ・・・一次コイル
NS ・・・二次コイル
NV ・・・検出コイル
Cin ・・・入力電圧フィルタコンデンサー
Rline ・・・線形抵抗
Ra ・・・補助抵抗
10 ・・・RSラッチ
20 ・・・検出回路
30 ・・・比較器
40、50・・・制御回路
Q5 ・・・一次電力開閉器
Rs ・・・検出抵抗
D5 ・・・二次側パワーダイオード
Co ・・・出力電圧フィルタコンデンサー
L ・・・インダクター
Vbulk ・・・入力電圧
NV0 ・・・電圧の発振振幅
Vref ・・・参照電圧
Ip ・・・一次電流
V0 ・・・出力電圧
Vds ・・・ドレイン−ソース間電圧
Io ・・・出力電流
【技術分野】
【0001】
本発明は一種の定電流回路に関し、特に一種の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路に関する。
【背景技術】
【0002】
近年はエネルギー節約、カーボン排出の減少と環境保護意識の高まりから従来白熱灯または蛍光灯を使用してきた照明装置は、消費電力が小さく、かつ寿命がより長い発光ダイオード(Light Emitting Diode:以下LEDという)照明装置によって取り代わる潮流が見られる。現在、業者はLEDの設計された発光輝度の維持を確保することによって、該LED照明装置がより高効率と高精度の照明を実現するため、該LED照明装置にLED駆動回路を取付けて、該LED駆動回路によって安定な出力電流をLEDに提供し該駆動回路の入力電圧が不安定なため、LEDの輝度が不安定または出力電流が高すぎて、LEDを焼損する問題を防止し、LEDに所定の輝度を出射させる。
【0003】
当業者は図1に示すように、従来、LEDの駆動回路を設計するときに、もっとも簡単な方法であるツェナーダイオードDZ1、PNPトランジスタQ1と2つの抵抗器R1、R2等の素子を使って簡易な定電流回路を作る。該定電流回路は下記の公式(1)によって、出力電流IOが形成される。
【0004】
【0005】
そのうち、VZenerは該ツェナーダイオードDZ1の降伏電圧であり、VEB(PNP)は該PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース電圧を表す。これにより、該定電流回路の入力電源Inputを所定の出力電流IOに変換できる。よって、該ツェナーダイオードDZ1の降伏電圧VZenerが5.1ボルト、R1が10オーム、かつ該PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース電圧VEB(PNP)が0.7ボルトのとき、数式(1)により、該定電流回路の出力電流IOは440ミリアンペア(mA)である。
【0006】
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
この種の簡易型の定電流回路は構造が簡単、かつ低コストの長所を有する。しかし、該ツェナーダイオードDZ1の降伏電圧VZenerと該PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース電圧VEB(PNP)とも温度によって変化するため、該定電流回路の出力電流IOは強い温度依存性を有し、かつ該定電流回路は入力電圧と出力電圧との差が大きいとき、大きい電気エネルギーロスを発生し電気エネルギーの利用効率が低下する。
【0008】
前述の簡易な定電流回路の温度依存性および効率が低い欠点を改善するため、業者より単スイッチ隔離式フライバックコンバータ(Single Switch Isolated Flyback Converter)の定電流回路が設計されている。図2に示す通り、該定電流回路は主に出力電流IOのパスに電流検出素子RSを直列接続し該電流検出素子RSの抵抗値によって該出力電流IOの情報を取得する。さらに、該出力電流IOの情報を電圧増幅回路V−AmpによってA倍に増幅した後、増幅の結果A×Rs×Ioを誤差増幅器EA(Error Amplifier)に入力し該誤差増幅器EAによって参照電圧Vrefとの比較を行った上、制御信号を発生し、光カプラ(Optical Coupler: OC)を介して制御回路CCに転送することによって、該制御回路CCは該制御信号と以下数式(2)に基づき、電力開閉器Q2の切替えを行い変圧器Tの一次コイルNpの電圧を調節した上、二次コイルNsに一定の出力電流IOを維持させる。
【0009】
【0010】
よって、該電流検出素子RSの抵抗値が0.1オームのとき、該電圧増幅回路V−Ampの増幅倍率は100倍であり、かつ該参照電圧Vrefが2.5ボルトのとき、数式(2)に基づき、該定電流回路の出力電流IOは250ミリアンペア(mA)である。
【0011】
【0012】
前述の簡易型の定電流回路の欠点は、この種の単スイッチ隔離式フライバックコンバータの定電流回路によって改善されている。しかし、欠点として電気回路が複雑、かつコスト高のほか制御回路CCは信号転送素子として光アイソレータ(すなわち、光カプラ: OC)が必要である。そのため、全体の製造コストならびに回路配置も前記簡易型の定電流回路より大幅に高くなる。
【0013】
前記光アイソレータを省くため、業者より新たに単スイッチ隔離式フライバックコンバータの定電流回路が設計されている。図3に示す通り、電気回路の構造は図2に示す定電流回路と極めて類似しているが、その制御回路CCを稼働させるには、以下3つのモード(図2に示す定電流回路にはこのような制限はない)と合わせて制御する必要がある。
【0014】
イ、 電力開閉器Q3を固定の切替え周波数に維持させる。
【0015】
ロ、 変圧器Tの電流は不連続モード(Discontinuous Mode: DCM)で稼働させる。
【0016】
ハ、 該制御回路CCは電流モード(Current Mode)による制御の必要がある。
前述の3つのモードによって、該変圧器Tの一次コイルNpの電流のipピーク値峰ip-peakを固定できた場合は、以下の数式(3)に基づき、所定パワーの出力電流を形成できる。
【0017】
【0018】
そのうち、R4は抵抗値を表す。該制御回路CCは該抵抗値R4によって該一次コイルNpの電流のip情報を取得する。その電圧の波形ip×RSで、Vrefは直流参照電圧を表す。もし、一次コイルNpの電流ipのピーク電圧値ip-peak×RSが該直流参照電圧Vrefに等しい場合、数式(3)に基づき、一次コイルNpの電流ipピーク値ip-peakを固定値に維持することができる(図4に示す)。よって、図3に示す電流回路を定電力出力から定電流出力に変更させ、かつ(二次コイルの電流情報を取得するため)図2に示す光アイソレータを省くため、図3に示す定電流回路は、該変圧器Tに備える一次コイルに属し、ただし、二次コイルNsと同じ位相の検出コイルNVを利用し出力電圧VOの情報を取得する。これにより、該制御回路CCは出力電圧VOの情報を演算に加えて、一次コイルNpの電流ipのピーク電圧ip-peak×RSを算出し出力電流IOを一定状態において固定を維持させる。
【0019】
図3に示す定電流回路の長所は、該制御回路CCは二次側からの情報取得の必要はないということである。一連の情報取得、演算と変換制御すべては一次側で完結できる。その電気回路の構造は図2に示す定電流回路に比べ、大幅に簡素化されている。現在市販のLED専用の制御ICのほとんどは、この種の定電流回路を使用している。しかし、その欠点として、該制御回路CCには入力電圧の情報取得が行われていない。よって、図3に示す定電流回路は入力電圧が狭いケースのみに適用できる。このほか、該制御回路CCは固定周波数の不連続モード(DCM)で稼働するため、必然的に該電力開閉器Q3に一定程度の切替えロスが発生される。なお、該変圧器Tの電流は固定周波数の不連続モード(DCM)で稼働するとき、下記の数式(4)に基づき、そのフライバックコンバータのエネルギーを算出する。
【0020】
【0021】
そのうち、POは図3に示す定電流回路の出力電力、TSは該電力開閉器Q3のスイッチ周期(Switching period)、Lmは変圧器Tの磁化インダクター(Transformer magnetizing inductance)である。よって、数式(3)と数式(4)に基づき、図3に示す定電流回路の出力電力POは下記数式(5)で表される。
【0022】
【0023】
このとき、もし該変圧器Tの磁化インダクターLmと該抵抗値R4が固定値である場合、図3に示す定電流回路は固定周波数モードのため、該電力開閉器Q3の切替え周期TSも固定値となる。よって、該直流参照電圧Vrefを固定できれば、図3に示す定電流回路の出力電力POは入力または出力電圧に追随し変動しない。しかし、図3に示す定電流回路を固定周波数の不連続モード(DCM)で稼働するとき、図5に示す通り、該電力開閉器Q3のドレイン−ソース間電圧の波形から明らかのように、該電力開閉器Q3が導通される瞬間に、ドレイン−ソース間電圧にはVbulkの電圧エネルギーがなお存在している。該電圧エネルギーVbulkは該電力開閉器Q3が導通されたときに、すべては該電力開閉器Q3に消費されるため、該電力開閉器Q3の発熱を引き起し易い。よって、図3に示す定電流回路が固定周波数の不連続モード(DCM)において、電力開閉器Q3の導通される瞬間に極めて大きい電気ロスを発生し、電圧エネルギーは浪費される。
【0024】
現在市販の電流回路のほとんどは、図3に示す定電流回路の基本構造より派生された応用回路である。図6に示す定電流回路はFairchild Semiconductor社型番FSEZ1016Aの電流制御ICを使用し製作される定電流回路、図7に示すものはFairchild Semiconductor社型番FAN103の電流制御ICを使用し製作される定電流回路、図8に示すものはPower Integrations社型番LNK605DGの電流制御ICを使用し製作される定電流回路である。よって、前記定電流回路は固定周波数不連続モード(DCM)で稼働するとき、その電力開閉器は導通される瞬間に、発熱しやすいという問題およびパワーロスが大きいという問題が存在している。
【0025】
このため、公知の定電流回路に存在する前述種々の欠点を改善でき、かつ二次側定電流検出回路とフィードバック回路を使用しない前提において、簡素化の回路配置と少ない電子素子でもって、定電流回路が一次側ですべての必要情報を取得し演算と実行ができるほか、形成された出力電流は広範囲の入力電圧においても固定値が維持され、かつ電力半導体(一次側の電力開閉器と、二次側の整流素子を含む)の切替えロスを有効に軽減しエネルギー変換効率を向上させることは、本発明の重要課題である。
【課題を解決するための手段】
【0026】
前述した市販の定電流回路の問題と欠点について、本発明人は長年の実務経験と研究実験を重ねた結果、本発明の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を開発した。本発明を適用すれば、発生された出力電流は広範囲の入力電圧においても、固定値が維持され、かつ電力半導体の切替えロスを有効に軽減しエネルギー変換効率を向上できる。
【0027】
本発明の一つの目的は、電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を提供することにある。該定電流回路は単スイッチ隔離式フライバックコンバータであり、主に制御回路と、検出抵抗と、変圧器と、分圧補償回路と、一次電力開閉器とを含む。該制御回路は該検出抵抗によって該変圧器の一次側の電流情報を取得し該分圧補償回路によって、入力電圧より補償信号を取得し該一次電力開閉器の閾値電圧を制御する。該一次電流のピーク電圧は該補償信号の補償働きによって、所定の参照電圧に固定させ、出力電流を一定状態に維持し該定電流回路の出力電流を一定の出力電流を形成させる。これにより、本発明は二次電流検出回路とフィードバック回路を使用する必要がなく、廉価な電子素子と極めて簡単な回路配置によって、一次側よりすべての必需情報を取得でき、該一次電力開閉器の閾値電圧を制御することによって、該定電流回路は広範囲の入力電圧においても、一定の出力電流を形成させる。
【0028】
本発明のもう一つの目的は、該制御回路は該変圧器の一次側に巻き付け、かつ一次コイルと同じ位相の検出コイルによって、該一次側電力開閉器の電圧または一次電流を検出する。さらに、該一次側電力開閉器の電圧が零電圧または一次側の電流が零電流と判断されたときに、該一次側電力開閉器を切替えるとともに、該一次側電力開閉器を導通させる。これにより、該一次側電力開閉器が導通される瞬間に発生する切替えロスを大幅に軽減できる。
【図面の簡単な説明】
【0029】
【図1】従来の簡易型の定電流回路を示す図。
【図2】従来の単スイッチ隔離式フライバックコンバータを示す図。
【図3】従来の固定周波数不連続モード(DCM)の単スイッチ隔離式フライバックコンバータの図。
【図4】図3に示す従来のフライバックコンバータの一次コイルNpの電流ipのピーク電圧ip-peak×RSを参照電圧Vrefに維持したときの波形を示す図。
【図5】図3に示す従来のフライバックコンバータの電力開閉器Q3のドレイン−ソース間電圧の波形を示す図。
【図6】Fairchild Semiconductor社の型番FSEZ1016Aの電流制御ICを使用し製作される定電流回路の回路図。
【図7】Fairchild Semiconductor社の型番FAN103の電流制御ICを使用し製作される定電流回路の回路図。
【図8】Power Integrations社の型番LNK605DGの電流制御ICを使用し製作される定電流回路の回路図。
【図9】本発明の一実施形態の定電流回路を示す図。
【図10】本発明の一実施形態の一次側電力開閉器Q5のドレイン−ソース間電圧Vdsの波形を示す図。
【図11】本発明の一実施形態の入力電圧Vbulkが低電圧のとき、比較器の2つの入力端の電圧波形を示す図。
【図12】本発明の一実施形態の入力電圧Vbulkが高電圧のとき、比較器の2つの入力端の電圧波形を示す図。
【図13】本発明の他の実施形態を示す図。
【図14】本発明の他の実施形態を示す図。
【図15】本発明の他の実施形態を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0030】
本発明の目的、構造及びその効果のさらなる認識と理解を図るため、以下の通り実施形態と図式を合わせて、詳細を説明する。
(一実施形態)
本発明は電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路に関する。本発明の一実施形態による該定電流回路は発光ダイオードの駆動回路として、発光ダイオード(LED)の照明装置に適用することにより、該駆動回路の出力電流を一定の状態に維持できる。該定電流回路は電流モードで稼働する単スイッチ隔離式フライバックコンバータ(Single Switch Isolated Flyback Converter)である。図9に示す通り、主に変圧器T5と、入力電圧フィルタコンデンサーCinと、線形抵抗Rline、と補助抵抗Raと、RSラッチ(latch)10と、検出(Detection)回路20と、比較器(comparator)30と、一次電力開閉器Q5と、検出抵抗Rsと、二次側パワーダイオードD5と出力電圧フィルタコンデンサーCo等の素子を含む。そのうち、該入力電圧フィルタコンデンサーCinの正負極は入力電圧 Vbulkの正負極にジャンパー接続される。該変圧器T5の電流は固定周波数不連続モード(DCM)ではなく、可変周波数遷移モード(Transition Mode)で稼働される。主に一次コイルNPと、二次コイルNSと、検出コイルNVとを含む。そのうち、該検出コイルNVは一次側に巻き付けられているが、該二次コイルNSと同じ位相のコイルである。該一次コイルNPの一端は該入力電圧フィルタコンデンサーCinの正極に接続され、他端は該一次電力開閉器Q5のドレイン極に接続される。該二次コイルNsの一端は該出力電圧フィルタコンデンサーCoの負極に接続され、他端は該二次側パワーダイオードD5の正極に接続される。該二次側パワーダイオードD5の負極は該出力電圧フィルタコンデンサーCoの正極に接続されることによって、該出力電圧フィルタコンデンサーCoより固定の出力電流Ioを出力端(output)にジャンパー接続されたLEDに提供する。該一次電力開閉器Q5のソース極は、該検出抵抗Rsの一端に接続される。該検出コイルNVの一端は該検出抵抗Rsの他端と、該入力電圧フィルタコンデンサーCinの負極とそれぞれ接続される。該検出コイルNVの他端は該検出回路20の入力端に接続される。該検出回路20の出力端は該RSラッチ10によって設定された入力端Sに接続される。該RSラッチ10の出力端は該一次電力開閉器Q5のゲート電極に接続される。
【0031】
前述の通り、本実施形態の定電流回路は遷移モードで稼働されるため、変圧器T5内部に残存されたエネルギーは二次側パワーダイオードD5が導通状態のとき、該二次側パワーダイオードD5の電流はたたちゼロに降下しオフ状態に変わり、ループ状の寄生コンデンサーとインダクターを共振し、該一次電力開閉器Q5のドレイン−ソース間電圧Vdsは入力電圧Vbulkをベースに、正弦波(sin wave)の振動電圧を発生する。図10に示すNV0は電圧の発振振幅を表す。該振動電圧は、該検出コイルNVに反映されるため、本発明は該検出回路20を利用し該検出コイルNVによってドレイン−ソース間電圧Vds(または一次電流)を検出する。該検出回路20によってドレイン−ソース間電圧Vdsが谷底に振動されたとき(理論上、最低点Vbulk NV0は零電圧であり、もし零電圧より低い場合も、なお零電圧と見なす)、またはドレイン−ソース間電圧Vdsが零電圧、あるいは一次電流ipが零電流と判断されたときに、設定信号を出力させる。該RSラッチ10は該設定信号に基づき、該一次電力開閉器Q5の切替えを制御し、かつ該一次電力開閉器Q5を導通させる。これにより、該一次電力開閉器Q5が導通される瞬間の切替えロスを大幅に軽減できる。
【0032】
【0033】
前述の通り、本実施形態の定電流回路は、可変周波数単スイッチ隔離式フライバックコンバータであり、以下の数式(6)によって出力電流Ioが算出される。
【0034】
【0035】
そのうち、VOは出力端の出力電圧である。よって、該出力電流Ioを該入力電圧Vbulkに対して微分を掛けると、前述数式(6)は以下の数式(7)に置き換えられる。
【0036】
【0037】
【0038】
【0039】
【0040】
本発明の定電流回路の効果を確認するため、本発明者は図9に示す定電流回路に基づき、該分圧補償回路が設計されていない状態において実測を行った。その詳細は90〜260ボルトの交流電気を127〜368ボルトの直流電気に整流して、該定電流回路の入力電圧Vbulkとする。該出力電圧Voは24ボルト(直流)、一次コイルNPと二次コイルNS(および検出コイルNV)の巻き数比Nは2.5、検出抵抗Rsは1オーム、参照電圧Vrefは0.5ボルト(直流)にそれぞれ設計する。そこで、該入力電圧Vbulkの補償信号を取得できない状態において、該定電流回路は、様々な入力電圧Vbulkの状態(127〜368ボルト)で、その出力電流Ioと入力電圧Vbulkが90ボルトのとき出力電流Ioの比率差は下表に示す通りである。
【0041】
【0042】
すなわち、該定電流回路は分圧補償回路が設計されていない状態において、該定電流回路の出力電流Ioは入力電圧Vbulkによって激しく変動し、安定な出力電流IoをLEDに提供することができない。よって、LEDは一定の輝度を出射できない。さらに、出力電流Ioが高すぎるため、LEDに焼損の問題が発生する。
【0043】
【0044】
【0045】
すなわち、該分圧補償回路を設計した場合、該電流回路の出力電流Ioはほとんど入力電圧Vbulkに追随変動せず、安定な出力電流IoがLEDに提供されるため、LEDは一定輝度の光線を出射できるほか、LEDの焼損問題を有効に防止できる。
【0046】
ここで特に説明することは、本発明は前記実施形態において、該出力電圧フィルタコンデンサーCoに高容量の電解コンデンサーが使用されている。本発明の定電流回路全体の使用寿命を低下させることを避けるため、本発明の他の実施形態において、電解コンデンサー以外の素子を使用し、本発明の定電流回路の出力端にインダクターLを直列接続すれば、図15に示すように、電解コンデンサーに取り代わって、該定電流回路全体の使用寿命を有効に向上できる。
【0047】
【0048】
以上に開示した本発明の一実施形態である。ただし、本発明の特徴はこれに限らない。当該技術を熟知する者は、本発明の領域において、容易に思料と変化又は修飾できるものは、なお本発明の技術的範囲に含まれる。
【符号の説明】
【0049】
T5 ・・・変圧器
NP ・・・一次コイル
NS ・・・二次コイル
NV ・・・検出コイル
Cin ・・・入力電圧フィルタコンデンサー
Rline ・・・線形抵抗
Ra ・・・補助抵抗
10 ・・・RSラッチ
20 ・・・検出回路
30 ・・・比較器
40、50・・・制御回路
Q5 ・・・一次電力開閉器
Rs ・・・検出抵抗
D5 ・・・二次側パワーダイオード
Co ・・・出力電圧フィルタコンデンサー
L ・・・インダクター
Vbulk ・・・入力電圧
NV0 ・・・電圧の発振振幅
Vref ・・・参照電圧
Ip ・・・一次電流
V0 ・・・出力電圧
Vds ・・・ドレイン−ソース間電圧
Io ・・・出力電流
【特許請求の範囲】
【請求項1】
単スイッチ隔離式フライバックコンバータである電流回路の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路であって、
一次側は入力電圧を受入れ、二次側は出力電圧を提供する変圧器と、
前記一次側に接続される一次電力開閉器と、
前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電流の情報を検出する検出抵抗と、
一端が前記入力電圧を受入れ、他端が前記検出抵抗および前記一次電力開閉器との間の回路に接続され、補償信号を形成する分圧補償回路と、
前記検出抵抗によって前記一次電流の情報を取得し、かつ前記分圧補償回路によって前記補償信号を取得した上、前記一次電力開閉器の閾値電圧を制御し、前記一次電流のピーク電圧を前記補償信号の補償働きによって、参照電圧に固定させ、二次側に固定の出力電流を発生させる制御回路とを含むことを特徴とする定電流回路。
【請求項2】
前記一次側は一次コイルと、検出コイルとを含み、
前記二次側は二次コイルを含み、
前記一次コイルの一端は前記入力電圧に、他端は前記一次電力開閉器にそれぞれ接続され、
前記検出コイルは前記二次コイルと同じ位相であり、
前記検出コイルの一端が前記入力電圧に接続され他端が制御回路の入力端に接続されることによって、前記制御回路は前記検出コイルによって前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出し、かつ前記一次電力開閉器の電圧が零電圧または前記一次側の電流が零電圧と判断したときに、前記一次電力開閉器を導通させることを特徴とする請求項1記載の定電流回路。
【請求項3】
前記検出抵抗の一端は前記一次電力開閉器に、前記検出抵抗の他端は前記検出コイルの一端にそれぞれ接続され、
前記分圧補償回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続され、前記制御回路の出力端は前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電力開閉器を制御することを特徴とする請求項2記載の定電流回路。
【請求項4】
前記分圧補償回路は線形抵抗と補助抵抗とを含み、
前記線形抵抗の一端は前記入力電圧と前記一次コイルとの間の回路に接続され、前記入力電圧を受入れ、
前記補助抵抗の一端は前記一次電力開閉器と前記検出抵抗との間の回路に接続され、他端は前記線形抵抗の他端に接続され、かつ前記補助抵抗と前記線形抵抗との間の回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続されることを特徴とする請求項3記載の定電流回路。
【請求項5】
さらに入力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記入力電圧フィルタコンデンサーは前記入力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項4記載の定電流回路。
【請求項6】
さらに出力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記出力電圧フィルタコンデンサーは前記出力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項4または5記載の定電流回路。
【請求項7】
さらに二次側パワーダイオードを含み、
前記二次側パワーダイオードは、前記二次コイルの一端と前記出力電圧フィルタコンデンサーの一端の回路に直列接続されることを特徴とする請求項6記載の定電流回路。
【請求項8】
さらにインダクターを含み、
前記インダクターは前記出力電流の回路に接続されることを特徴とする請求項7記載の定電流回路。
【請求項9】
単スイッチ隔離式フライバックコンバータである電流回路の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路であって、
一次側は入力電圧を受入れ、二次側は出力電圧を提供する変圧器と、
前記一次側に接続される一次電力開閉器と、
前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電流の情報を検出する検出抵抗と、
一端が前記入力電圧を受入れ、他端が前記検出抵抗および前記一次電力開閉器との間の回路に接続され、補償信号を形成する分圧補償回路と、
一端が前記分圧補償回路と接続され、他端が参照電圧に接続される比較器と、
一端が前記比較器の出力端に接続され、前記比較器によって取得された前記一次電流の情報と前記補償信号に基づき、前記一次電力開閉器の閾値電圧を制御することによって、前記一次電流のピーク電圧は、前記補償信号の補償働きによって、前記参照電圧に固定させ、前記二次側に固定の出力電流を発生させる制御回路とを含むことを特徴とする定電流回路。
【請求項10】
前記一次側は一次コイルと、検出コイルとを含み、
前記二次側は二次コイルを含み、
前記一次コイルの一端は前記入力電圧に、他端は前記一次電力開閉器にそれぞれ接続され、
前記検出コイルは前記二次コイルと同じ位相であり、
前記検出コイルの一端が前記入力電圧に接続され他端が制御回路の入力端に接続されることによって、前記制御回路は前記検出コイルによって前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出し、かつ前記一次電力開閉器の電圧が零電圧または前記一次側の電流が零電圧と判断したときに、前記一次電力開閉器を導通させることを特徴とする請求項9記載の定電流回路。
【請求項11】
前記検出抵抗の一端は前記一次電力開閉器に、前記検出抵抗の他端は前記検出コイルの一端にそれぞれ接続され、
前記分圧補償回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続され、前記制御回路の出力端は前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電力開閉器を制御することを特徴とする請求項10記載の定電流回路。
【請求項12】
前記分圧補償回路は線形抵抗と補助抵抗とを含み、
前記線形抵抗の一端は前記入力電圧と前記一次コイルとの間の回路に接続され、前記入力電圧を受入れ、
前記補助抵抗の一端は前記一次電力開閉器と前記検出抵抗との間の回路に接続され、他端は前記線形抵抗の他端に接続され、かつ前記補助抵抗と前記線形抵抗との間の回路は前記比較器の入力端に接続されることを特徴とする請求項11記載の定電流回路。
【請求項13】
前記制御回路において、
入力端が前記検出コイルの他端に接続され、前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出する検出回路と、
設定された入力端が前記検出回路の出力端に接続され、リセット入力端が前記比較器の出力端に接続され、出力端は前記一次電力開閉器に接続されることによって、前記一次電力開閉器を制御するRSラッチと、を含むことを特徴とする請求項12記載の定電流回路。
【請求項14】
さらに入力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記入力電圧フィルタコンデンサーは前記入力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項13記載の定電流回路。
【請求項15】
さらに出力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記出力電圧フィルタコンデンサーは前記出力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項13または14記載の定電流回路。
【請求項16】
さらに二次側パワーダイオードを含み、
前記二次側パワーダイオードは、前記二次コイルの一端と前記出力電圧フィルタコンデンサーの一端との間の回路に直列接続されることを特徴とする請求項15記載の定電流回路。
【請求項17】
さらにインダクターを含み、
前記インダクターは前記出力電流の回路に接続されることを特徴とする請求項16記載の定電流回路。
【請求項1】
単スイッチ隔離式フライバックコンバータである電流回路の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路であって、
一次側は入力電圧を受入れ、二次側は出力電圧を提供する変圧器と、
前記一次側に接続される一次電力開閉器と、
前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電流の情報を検出する検出抵抗と、
一端が前記入力電圧を受入れ、他端が前記検出抵抗および前記一次電力開閉器との間の回路に接続され、補償信号を形成する分圧補償回路と、
前記検出抵抗によって前記一次電流の情報を取得し、かつ前記分圧補償回路によって前記補償信号を取得した上、前記一次電力開閉器の閾値電圧を制御し、前記一次電流のピーク電圧を前記補償信号の補償働きによって、参照電圧に固定させ、二次側に固定の出力電流を発生させる制御回路とを含むことを特徴とする定電流回路。
【請求項2】
前記一次側は一次コイルと、検出コイルとを含み、
前記二次側は二次コイルを含み、
前記一次コイルの一端は前記入力電圧に、他端は前記一次電力開閉器にそれぞれ接続され、
前記検出コイルは前記二次コイルと同じ位相であり、
前記検出コイルの一端が前記入力電圧に接続され他端が制御回路の入力端に接続されることによって、前記制御回路は前記検出コイルによって前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出し、かつ前記一次電力開閉器の電圧が零電圧または前記一次側の電流が零電圧と判断したときに、前記一次電力開閉器を導通させることを特徴とする請求項1記載の定電流回路。
【請求項3】
前記検出抵抗の一端は前記一次電力開閉器に、前記検出抵抗の他端は前記検出コイルの一端にそれぞれ接続され、
前記分圧補償回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続され、前記制御回路の出力端は前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電力開閉器を制御することを特徴とする請求項2記載の定電流回路。
【請求項4】
前記分圧補償回路は線形抵抗と補助抵抗とを含み、
前記線形抵抗の一端は前記入力電圧と前記一次コイルとの間の回路に接続され、前記入力電圧を受入れ、
前記補助抵抗の一端は前記一次電力開閉器と前記検出抵抗との間の回路に接続され、他端は前記線形抵抗の他端に接続され、かつ前記補助抵抗と前記線形抵抗との間の回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続されることを特徴とする請求項3記載の定電流回路。
【請求項5】
さらに入力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記入力電圧フィルタコンデンサーは前記入力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項4記載の定電流回路。
【請求項6】
さらに出力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記出力電圧フィルタコンデンサーは前記出力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項4または5記載の定電流回路。
【請求項7】
さらに二次側パワーダイオードを含み、
前記二次側パワーダイオードは、前記二次コイルの一端と前記出力電圧フィルタコンデンサーの一端の回路に直列接続されることを特徴とする請求項6記載の定電流回路。
【請求項8】
さらにインダクターを含み、
前記インダクターは前記出力電流の回路に接続されることを特徴とする請求項7記載の定電流回路。
【請求項9】
単スイッチ隔離式フライバックコンバータである電流回路の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路であって、
一次側は入力電圧を受入れ、二次側は出力電圧を提供する変圧器と、
前記一次側に接続される一次電力開閉器と、
前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電流の情報を検出する検出抵抗と、
一端が前記入力電圧を受入れ、他端が前記検出抵抗および前記一次電力開閉器との間の回路に接続され、補償信号を形成する分圧補償回路と、
一端が前記分圧補償回路と接続され、他端が参照電圧に接続される比較器と、
一端が前記比較器の出力端に接続され、前記比較器によって取得された前記一次電流の情報と前記補償信号に基づき、前記一次電力開閉器の閾値電圧を制御することによって、前記一次電流のピーク電圧は、前記補償信号の補償働きによって、前記参照電圧に固定させ、前記二次側に固定の出力電流を発生させる制御回路とを含むことを特徴とする定電流回路。
【請求項10】
前記一次側は一次コイルと、検出コイルとを含み、
前記二次側は二次コイルを含み、
前記一次コイルの一端は前記入力電圧に、他端は前記一次電力開閉器にそれぞれ接続され、
前記検出コイルは前記二次コイルと同じ位相であり、
前記検出コイルの一端が前記入力電圧に接続され他端が制御回路の入力端に接続されることによって、前記制御回路は前記検出コイルによって前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出し、かつ前記一次電力開閉器の電圧が零電圧または前記一次側の電流が零電圧と判断したときに、前記一次電力開閉器を導通させることを特徴とする請求項9記載の定電流回路。
【請求項11】
前記検出抵抗の一端は前記一次電力開閉器に、前記検出抵抗の他端は前記検出コイルの一端にそれぞれ接続され、
前記分圧補償回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続され、前記制御回路の出力端は前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電力開閉器を制御することを特徴とする請求項10記載の定電流回路。
【請求項12】
前記分圧補償回路は線形抵抗と補助抵抗とを含み、
前記線形抵抗の一端は前記入力電圧と前記一次コイルとの間の回路に接続され、前記入力電圧を受入れ、
前記補助抵抗の一端は前記一次電力開閉器と前記検出抵抗との間の回路に接続され、他端は前記線形抵抗の他端に接続され、かつ前記補助抵抗と前記線形抵抗との間の回路は前記比較器の入力端に接続されることを特徴とする請求項11記載の定電流回路。
【請求項13】
前記制御回路において、
入力端が前記検出コイルの他端に接続され、前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出する検出回路と、
設定された入力端が前記検出回路の出力端に接続され、リセット入力端が前記比較器の出力端に接続され、出力端は前記一次電力開閉器に接続されることによって、前記一次電力開閉器を制御するRSラッチと、を含むことを特徴とする請求項12記載の定電流回路。
【請求項14】
さらに入力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記入力電圧フィルタコンデンサーは前記入力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項13記載の定電流回路。
【請求項15】
さらに出力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記出力電圧フィルタコンデンサーは前記出力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項13または14記載の定電流回路。
【請求項16】
さらに二次側パワーダイオードを含み、
前記二次側パワーダイオードは、前記二次コイルの一端と前記出力電圧フィルタコンデンサーの一端との間の回路に直列接続されることを特徴とする請求項15記載の定電流回路。
【請求項17】
さらにインダクターを含み、
前記インダクターは前記出力電流の回路に接続されることを特徴とする請求項16記載の定電流回路。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
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【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【公開番号】特開2011−155823(P2011−155823A)
【公開日】平成23年8月11日(2011.8.11)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2010−97783(P2010−97783)
【出願日】平成22年4月21日(2010.4.21)
【出願人】(599084131)天網電子股▲分▼有限公司 (8)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成23年8月11日(2011.8.11)
【国際特許分類】
【出願日】平成22年4月21日(2010.4.21)
【出願人】(599084131)天網電子股▲分▼有限公司 (8)
【Fターム(参考)】
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