広帯域ＡＤ変換装置
【課題】 高周波信号を帯域分割して複数のＡＤ変換素子によって分担してカバーするダイレクトコンバージョン方式の方式の受信装置を実現する場合において、ＡＤ変換素子のナイキスト周波数の境界にかかわらず任意の周波数の帯域を観測帯域として選択でき、選択された１個の観測帯域を１個のＡＤ変換素子でサンプリングできるような手段を提供する
【解決手段】 複数のＡＤ変換素子によって帯域を分割してサンプリングする場合に生じるナイキスト周波数の境界を、別なサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子を組み合わせて使用することによって回避し、１個の任意の観測帯域を１個のＡＤ変換素子でサンプリングする。
【解決手段】 複数のＡＤ変換素子によって帯域を分割してサンプリングする場合に生じるナイキスト周波数の境界を、別なサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子を組み合わせて使用することによって回避し、１個の任意の観測帯域を１個のＡＤ変換素子でサンプリングする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域な高周波アナログ信号を受信するためのＡＤ変換装置、ＡＤ変換方法、および、無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機および電波計測装置等においては、広帯域な高周波アナログ信号から所望の帯域を選択して受信し処理する必要がある。例えば電波計測装置の一種である電波天文観測装置の場合、数１００ＭＨｚから数１０ＧＨｚの広い周波数範囲から複数の１ＧＨｚ程度の帯域幅を選択し、これを観測信号帯域として受信し計測対象としている。
【０００３】
また、近年の無線受信機および電波計測装置等ではアナログ信号をＡＤ変換素子でサンプリングしデジタルデータに変換してからデジタル信号処理により必要な処理を行うことが一般的となっている。
【０００４】
通常のＡＤ変換素子に入力可能な信号の周波数および帯域幅は、入力される高周波アナログ信号の周波数および帯域幅に比較して小さいため、高周波信号をＡＤ変換素子に入力する前に予め観測信号として必要な数に分配した上で、分配されたそれぞれの高周波信号をダウンコンバータと呼ばれる周波数変換器によって周波数を下げ、ローパスフィルタで帯域制限した上で複数のＡＤ変換素子に入力し、これらを観測信号として後段のデジタル信号処理を行う手法が取られている。このような構成の例を図３に示す。
【０００５】
上述の構成ではアナログ技術によるダウンコンバータが必須であるが、ダウンコンバータは高安定な局部発信器と高性能なミキサが必要なため、必要な観測信号帯域の数が多い場合にはダウンコンバータの数もそれに対応して多くなり、システムの規模とコストの増大を招く。また、ダウンコンバータに内臓された局部発信器の位相変動は、直接、観測信号の位相変動に反映されるため、電波天文観測装置などのように観測信号の位相情報が重視される用途においては致命的な誤差要因となりかねない。
【０００６】
近年では、上述のような問題点を解決するために、アナログ的なダウンコンバータを必要としないダイレクトコンバージョンと呼ばれる方式が実現されている。ダイレクトコンバージョンは、高周波かつ広帯域な信号が入力できるＡＤ変換素子を利用して広帯域な高周波アナログ信号を一括してＡＤ変換素子に入力しデジタルデータに変換し、その中から後段のデジタル信号処理によって周波数変換と帯域制限を行い所望の周波数および帯域幅の複数の信号を観測信号帯域として取り出す手法である。
【０００７】
一方、電波天文観測装置のように数ＧＨｚから数１０ＧＨｚといった非常に広い帯域を計測対象とする装置の場合、ダイレクトコンバージョン方式であっても、全帯域を１個のＡＤ変換素子でカバーすることはできない。例えば２ＧＨｚから１４ＧＨｚの周波数範囲から１ＧＨｚの帯域幅の信号を観測する必要のある装置において、全帯域を１個のＡＤ変換素子で取り込むためには、１４ＧＨｚまでの信号が入力可能で２８ＧＨｚのサンプリング周波数で動作するＡＤ変換素子が必要となるが、現在入手可能な電波天文用途のＡＤ変換素子においては、入力周波数の上限は２０ＧＨｚ以上のものがあり入力信号周波数としては対応可能であるがサンプリング周波数が１６ＧＨｚ程度に制限されているため全帯域を取り込むことはできない。
【０００８】
この場合、広帯域な高周波信号をＡＤ変換素子に入力可能な帯域幅のバンドパスフィルタで複数の帯域に分割し、それぞれを複数のＡＤ変換素子を用いて取り込む構成が考えられる。この場合、高周波信号の周波数はＡＤ変換素子のサンプリング周波数で規定されるナイキスト周波数よりも高くなるが、高次ナイキスト領域でサンプリングすることにより信号を取り込むことが可能なため、アナログ的なダウンコンバータは不要である。このような構成の例を図４に示す。また、この方式によってシステムを単純化した電波天文観測装置の構成についてはすでに非特許文献１に示されるように実験的な取り組みも行われている。
【非特許文献１】高次モードサンプリング３２ＭＨｚ４ｃｈ方式によるＶＬＢＩ
【０００９】
図４に示されるような、帯域分割して複数のＡＤ変換素子を用いて高次ナイキスト領域でサンプリングするダイレクトコンバージョン方式の場合、受信された広帯域な高周波信号から所望の観測信号帯域をアナログ的なダウンコンバータを用いることなくサンプリングして取り出すことが可能であるが、図５に示されるような高周波信号において、ＡＤ変換素子のナイキスト周波数にまたがる観測信号帯域Ｂ３（５１３）は、１個のＡＤ変換素子でサンプリングすることができないため、所望の観測信号帯域の設定はナイキスト周波数をまたがないように制限する必要がある。一方、無線受信機や電波天文観測装置の場合、所望の観測信号帯域は任意に選べることが必要な場合があり、このような場合には図４に示される方式は採用できず、アナログ的なダウンコンバータを導入せざるを得ない。
【００１０】
ナイキスト周波数にまたがる観測信号帯域を複数のＡＤ変換素子でサンプリングしてからデジタル信号処理によって１個のサンプリングデータに合成する手法が考案されている（特許文献１）。この方式ではナイキスト周波数をまたぐ観測信号帯域について、ナイキスト周波数の両側をサンプリング帯域に含む複数のＡＤ変換素子でサンプリングし、それぞれのＡＤ変換素子の出力データに部分的に含まれる観測信号帯域の信号を、ＦＦＴにより周波数変換して周波数領域で加算、もしくは、デジタルフィルタで抽出後に時間領域で加算することによって単一のデジタルデータに合成する。この方式によれば広帯域な高周波信号から任意の観測信号帯域をサンプリングして取り出すことが可能であるが、複数のＡＤ変換素子の出力データは、それぞれのＡＤ変換素子間におけるアナログ回路の位相差および、サンプリングクロックの位相差により、位相が厳密に一致していない。電波天文観測装置等のように観測信号帯域内の位相連続性が特に重要な場合、複数のＡＤ変換素子の出力データの位相差は大きな問題であり、これを補正するために特別な較正手段を必要とし、システムが複雑になるため、これを避けるために１個の観測信号帯域は単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることが望まれる。
【特許文献１】特許公開２００６−３１９５３７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明が解決しようとする課題は、広帯域な高周波信号から単一もしくは複数の所望の観測信号帯域を選択してサンプリングする受信装置を、高周波信号を帯域分割して複数のＡＤ変換素子によって分担してカバーするダイレクトコンバージョン方式で実現する場合において、ＡＤ変換素子のナイキスト周波数の境界にかかわらず任意の周波数の帯域を観測信号帯域として選択でき、選択された１個の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングできるような手段を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、広帯域な高周波信号を複数のＡＤ変換素子によって帯域を分割してサンプリングする場合に生じるナイキスト周波数の境界を、別なサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子を組み合わせて使用することによって回避し、１個の任意の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることを特徴とする。
【００１３】
例えば、０〜１５ＧＨｚの広帯域な高周波信号から、４個の１ＧＨｚ幅の観測信号帯域をＡＤ変換して取出す場合において、図４の構成によるダイレクトコンバージョン方式の受信装置を用いて、図５に示されるように０〜１５ＧＨｚの高周波信号を３個の５ＧＨｚ幅の帯域（５０１、５０２、５０３）に分割し、１０ＧＨｚのサンプリング周波数で動作する３個のＡＤ変換素子でサンプリングすれば、ナイキスト周波数である５ＧＨｚの倍数にまたがらない観測信号帯域Ｂ１（５１１）、Ｂ２（５１２）、Ｂ４（５１４）は、３個のＡＤ変換素子のいずれかの単一のＡＤ変換素子で問題なくサンプリング可能である。しかし、１０ＧＨｚのナイキスト周波数をまたぐ観測信号帯域Ｂ３（５１３）は単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることができない。同様に５ＧＨｚのナイキスト周波数をまたぐような観測信号帯域もサンプリングすることはできない。
【００１４】
ここで、１０ＧＨｚのサンプリング周波数で動作する基本的なＡＤ変換素子に加えて、補助的なＡＤ変換素子として８ＧＨｚのサンプリング周波数で動作するＡＤ変換素子を追加し、図１に示すように、３個の基本的なＡＤ変換素子でサンプリングする５ＧＨｚ幅の帯域（１０１、１０２、１０３）に加えて、補助的なＡＤ変換素子によって、新たに４〜８ＧＨｚの帯域（１０４）および８〜１２ＧＨｚの帯域（１０５）をサンプリングするようにして、全体として５個のＡＤ変換素子で高周波信号をサンプリングして、その内から最適なＡＤ変換素子の出力を選択するようにすれば、０〜１５ＧＨｚの間の任意の１ＧＨｚ幅の観測信号帯域は、必ずいずれか１個の単一のＡＤ変換素子で全体をサンプリングすることが可能となる。上述の例においては、３個の基本的なＡＤ変換素子でサンプリングできなかった観測信号帯域Ｂ３（１１４）は、新たに追加された８ＧＨｚのサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子のうち、８〜１２ＧＨｚを分担するＡＤ変換素子で全体をサンプリングすることができる。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、広帯域な高周波信号から単一もしくは複数の所望の観測信号帯域を選択してサンプリングする受信装置を、高周波信号を帯域分割して複数のＡＤ変換素子によって分担してカバーするダイレクトコンバージョン方式で実現する場合において、ＡＤ変換素子のナイキスト周波数の境界にかかわらず任意の周波数の帯域を観測信号帯域として選択でき、選択された１個の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることが可能となる。
【００１６】
例えば電波天文観測装置のように、任意の周波数を選択する必要があり、かつ取得した信号の位相情報が重要な用途において、アナログ的なダウンコンバータを用いないで受信装置を構成することが可能となり、位相誤差の軽減と同時に、システム全体の規模やコストを縮小することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態を図面に沿って説明する。
【００１８】
図２は本発明の代表的な実施形態として、広帯域な高周波信号から４個の観測信号帯域を選択的にサンプリングしてデジタルデータとして出力するための受信装置において、高周波信号の帯域全体を３個の基本的なＡＤ変換素子で分担し、これらのＡＤ変換素子におけるナイキスト周波数による帯域の境界を補間するために２個の補助的なＡＤ変換素子を用いて、合計５個のＡＤ変換素子を用いる場合の構成を示す。
【００１９】
図２に示す受信装置は、電波天文観測装置に用いる受信装置の例を示している。受信装置に入力される高周波信号は非常に広帯域であり、このうち観測信号帯域として選択される信号は０〜１５ＧＨｚの周波数範囲のうちの任意の１ＧＨｚの帯域幅の信号である。また、観測信号帯域として４個の異なる帯域が選択される。４個の観測信号帯域の信号は、最終的に２ＧＨｚのサンプリング周波数を持つ４個のデジタルデータとして後段の装置に向けて出力される。基本的なＡＤ変換素子のサンプリング周波数は１０ＧＨｚ、補助的なＡＤ変換素子のサンプリング周波数は８ＧＨｚである。
【００２０】
観測信号帯域としては図１に示されるように、４〜５ＧＨｚのＢ１（１１１）、６〜７ＧＨｚのＢ２（１１２）、９．２〜１０．２ＧＨｚのＢ３（１１３）、１２〜１３ＧＨｚのＢ４（１１４）の４個が所望されている。
【００２１】
アンテナ（２０１）で受信された高周波信号は、ローノイズアンプ（２１１）で増幅された後、５系統に分配され、５個のバンドパスフィルタＢＰＦ１（２２１）〜ＢＰＦ５（２２５）で帯域制限される。これらのバンドパスフィルタは、後段のＡＤ変換素子におけるエイリアシングを防止するためのアンチエイリアスフィルタである。それぞれのバンドパスフィルタの通過帯域は図１に示すように、ＢＰＦ１（２２１）の通過帯域であるＲＦ１（１０１）〜ＢＰＦ３（２２３）の通過帯域であるＲＦ３（１０３）によって高周波信号全体をカバーし、ＢＰＦ４（２２４）の通過帯域であるＲＦ４（１０４）およびＢＰＦ５（２２５）の通過帯域であるＲＦ５（１０５）が、前述３個のバンドパスフィルタの通過帯域の境界を補間するように選ばれている。
【００２２】
バンドパスフィルタで帯域制限された高周波信号は、ＡＤ変換素子ＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ５（２３５）に入力され、サンプリングされる。ここでＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ３（２３３）は基本的なＡＤ変換素子としてサンプリング周波数ｆｓ１（２４１）で動作し、ＡＤＣ４（２３４）、ＡＤＣ５（２３５）は補助的なＡＤ変換素子として、サンプリング周波数ｆｓ２（２４２）で動作する。ここではｆｓ１（２４１）は１０ＧＨｚ、ｆｓ２（２４２）は８ＧＨｚが選択される。それぞれのＡＤ変換素子は、１５ＧＨｚまでの信号の入力が可能で高次ナイキスト領域におけるサンプリングに対応する。各ＡＤ変換素子に入力される観測信号帯域およびサンプリング周波数の関係を図６に示す。
【００２３】
ＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ５（２３５）でサンプリングされたデータは、４個のセレクタ（２５１〜２５４）で選択されて、デジタルダウンコンバータ１（２６１）〜デジタルダウンコンバータ４（２６４）に入力される。それぞれのデジタルダウンコンバータの内部では、所望の観測信号帯域が０ＧＨｚを下端とするベースバンド周波数になるように、ローカル信号ＬＯ１（２７１）〜ＬＯ４（２７４）によって周波数変換される。これらのデジタルダウンコンバータの内部での周波数変換は、すべてデジタル信号に対する論理的な演算処理によって行われるため、アナログ的なダウンコンバータで発生するようなローカル信号の位相変動による誤差は発生しない。
【００２４】
ＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ５（２３５）とデジタルダウンコンバータ１（２６１）〜デジタルダウンコンバータ４（２６４）の対応、および各デジタルダウンコンバータにおけるローカル信号ＬＯ１（２７１）〜ＬＯ４（２７４）の周波数は、デジタルダウンコンバータ１（２６１）〜デジタルダウンコンバータ４（２６４）のそれぞれから、どの観測信号帯域を出力するかによって決まる。ここでの例のように、図１における４〜５ＧＨｚのＢ１（１１１）をデジタルダウンコンバータ１（２６１）、６〜７ＧＨｚのＢ２（１１２）をデジタルダウンコンバータ２（２６２）、９．２〜１０．２ＧＨｚのＢ３（１１３）をデジタルダウンコンバータ３（２６３）、１２〜１３ＧＨｚのＢ４（１１４）をデジタルダウンコンバータ４（２６４）から出力する場合、デジタルダウンコンバータ１（２６１）においては、観測信号帯域Ｂ１（１１１）を含むＡＤＣ１（２３１）の出力を選択し、ＬＯ１（２７１）の周波数は観測信号帯域Ｂ１（１１１）の下端の周波数である４ＧＨｚに設定される。デジタルダウンコンバータ２（２６２）においては、観測信号帯域Ｂ２（１１２）を含むＡＤＣ２（２３２）を選択するが、ＡＤＣ２（２３２）は１０ＧＨｚのｆｓ１（２４１）によって第２ナイキスト領域でサンプリングしているためサンプリングされたデータは周波数が５ＧＨｚ逓減されたベースバンドに変換され、かつ周波数方向が逆になっている。従ってＬＯ２（２７２）の周波数は、ベースバンドに折り返された観測信号帯域Ｂ２（１１２）の下端に対応する４ＧＨｚに設定し、かつ、周波数方向を正順にするために下側波帯（ＬＳＢ）の信号を出力するようにする。デジタルダウンコンバータ３（２６３）においては、観測信号帯域Ｂ３（１１３）を含むＡＤ変換素子を選択することになるが、観測信号帯域Ｂ３（１１３）は基本的なＡＤ変換素子であるＡＤＣ２（２３２）とＡＤＣ３（２３３）のナイキスト周波数にまたがっているため、これらのＡＤ変換素子では正しくサンプリングできないため、補助的なＡＤ変換素子であるＡＤＣ５（２３５）を選択することによって、基本的なＡＤ変換素子のナイキスト周波数を避け単一のＡＤ変換素子で正しくサンプリングすることができる。ＡＤＣ５（２３５）は８ＧＨｚのｆｓ２（２４２）によって第３ナイキスト領域でサンプリングしているため、サンプリングされたデータは周波数が８ＧＨｚ逓減されたベースバンドに変換され、周波数方向は元通りである。従ってＬＯ３（２７３）の周波数は、ベースバンドに変換された観測信号帯域Ｂ３（１１３）の下端に対応する１．２ＧＨｚに設定される。デジタルダウンコンバータ４（２６４）においては、観測信号帯域Ｂ４（１１４）を含むＡＤＣ３（２３３）を選択するが、ＡＤＣ３（２３３）は１０ＧＨｚのｆｓ１（２４１）によって第３ナイキスト領域でサンプリングしているため、サンプリングされたデータは周波数が１０ＧＨｚ逓減されたベースバンドに変換され、周波数方向は元通りである。従ってＬＯ４（２７４）の周波数は、ベースバンドに変換された観測信号帯域Ｂ４（１１４）の下端の周波数に対応する２ＧＨｚに設定される。ここまでの手順によって高周波信号に含まれていたＢ１（１１１）〜Ｂ４（１１４）の各観測信号帯域は、下端を０ＧＨｚとするベースバンドに変換される。このときのサンプリングされたデータおよびローカル信号、および周波数変換されたデータの周波数関係を図７に示す。
【００２５】
各デジタルダウンコンバータにおいて観測信号帯域の下端を０ＧＨｚとするベースバンド周波数変換されたデータは、ローパスフィルタＬＰＦ１（２８１）〜ＬＰＦ４（２８４）によって上限周波数が１ＧＨｚの帯域幅に帯域制限される。
【００２６】
１ＧＨｚの帯域幅に制限された各観測信号帯域のデータは、デシメータ１（２９１）〜デシメータ４（２９４）によってサンプリング周波数ｆｓ３（２ｉ１）までダウンサンプリングされ、最終的にサンプリング周波数がｆｓ３（２ｉ１）のデジタルデータとして出力される。この場合、サンプリング周波数ｆｓ３（２ｉ１）は２ＧＨｚとなる。また、デシメータによるダウンサンプリングの比率は、入力として選択されたＡＤ変換素子のサンプリング周波数であるｆｓ１（２４１）もしくはｆｓ２（２４２）と、出力されるデジタルデータのサンプリング周波数であるｆｓ３（２ｉ１）の比率によって決まる。ここで示された例においては、デシメータ１（２９１）、デシメータ２（２９２）、デシメータ４（２９４）は１／５、デシメータ３（２９３）１／４の比率でダウンサンプリングを行う。
【００２７】
デシメータ１（２９１）〜デシメータ４（２９４）でダウンサンプリングされたデータは観測信号帯域Ｂ１（１１１）〜観測信号帯域Ｂ４（１１４）に対応したデジタルデータとして出力データ１（２ｉｉ１）〜出力データ４（２ｉｉ４）として出力される。
【００２８】
上述の手順によって、アナログ的なダウンコンバータを用いることなく、広帯域な高周波信号を複数のＡＤ変換素子によって帯域を分割してサンプリングする、ダイレクトコンバージョン方式の受信装置において、ナイキスト周波数にかかわらず、１個の任意の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることができた。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】 本発明の手法によって構成された受信装置において、補助的なＡＤ変換素子を追加して、すべての観測信号帯域についてナイキスト周波数をまたがないようにした場合の、各ＡＤ変換素子の入力帯域と観測信号帯域の周波数の関係。
【図２】 本発明の手法により、補助的なＡＤ変換素子を追加したダイレクトコンバージョン方式の受信装置のブロック図。
【図３】 従来の手法により、アナログ的なダウンコンバータを用いて構成された受信装置のブロック図。
【図４】 従来の手法により、基本的なＡＤ変換素子のみで構成されたダイレクトコンバージョン方式の受信装置のブロック図。
【図５】 従来の手法によって構成された受信装置において、特定の観測信号帯域がナイキスト周波数をまたいでしまう場合の、各ＡＤ変換素子の入力帯域と観測信号帯域の周波数の関係。
【図６】 本発明の手法によって構成された受信装置における、各ＡＤ変換素子に入力される観測信号帯域およびサンプリング周波数の関係。
【図７】 本発明の手法によって構成された受信装置における、サンプリングデータおよびローカル周波数、および周波数変換されたデータの周波数関係。
【符号の説明】
【００３０】
１０１〜１０５ ＡＤ変換素子１〜５の入力帯域
１１１〜１１４ 観測信号帯域Ｂ１〜Ｂ４
２０１ アンテナ
２１１ ローノイズアンプ
２２１〜２２５ ＡＤ変換素子１〜５用アンチエイリアスバンドパスフィルタ
２３１〜２３３ 基本的なＡＤ変換素子１〜３
２３４〜２３５ 補助的なＡＤ変換素子４〜５
２４１ 基本的なＡＤ変換素子１〜３用のサンプリングクロック
２４２ 補助的なＡＤ変換素子４、５用のサンプリングクロック
２５１〜２５４ デジタルダウンコンバータ１〜４用入力セレクタ
２６１〜２６４ デジタルダウンコンバータ１〜４
２７１〜２７４ ローカル信号１〜４
２８１〜２８４ ローパスフィルタ１〜４
２９１〜２９４ デシメータ１〜４
２ｉ１ 出力データ用サンプリングクロック
２ｉｉ１〜２ｉｉ４ 出力データ
５０１〜５０３ 従来の方式による３個のＡＤ変換素子への入力帯域
５１１〜５１４ 観測信号帯域Ｂ１〜Ｂ４
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域な高周波アナログ信号を受信するためのＡＤ変換装置、ＡＤ変換方法、および、無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機および電波計測装置等においては、広帯域な高周波アナログ信号から所望の帯域を選択して受信し処理する必要がある。例えば電波計測装置の一種である電波天文観測装置の場合、数１００ＭＨｚから数１０ＧＨｚの広い周波数範囲から複数の１ＧＨｚ程度の帯域幅を選択し、これを観測信号帯域として受信し計測対象としている。
【０００３】
また、近年の無線受信機および電波計測装置等ではアナログ信号をＡＤ変換素子でサンプリングしデジタルデータに変換してからデジタル信号処理により必要な処理を行うことが一般的となっている。
【０００４】
通常のＡＤ変換素子に入力可能な信号の周波数および帯域幅は、入力される高周波アナログ信号の周波数および帯域幅に比較して小さいため、高周波信号をＡＤ変換素子に入力する前に予め観測信号として必要な数に分配した上で、分配されたそれぞれの高周波信号をダウンコンバータと呼ばれる周波数変換器によって周波数を下げ、ローパスフィルタで帯域制限した上で複数のＡＤ変換素子に入力し、これらを観測信号として後段のデジタル信号処理を行う手法が取られている。このような構成の例を図３に示す。
【０００５】
上述の構成ではアナログ技術によるダウンコンバータが必須であるが、ダウンコンバータは高安定な局部発信器と高性能なミキサが必要なため、必要な観測信号帯域の数が多い場合にはダウンコンバータの数もそれに対応して多くなり、システムの規模とコストの増大を招く。また、ダウンコンバータに内臓された局部発信器の位相変動は、直接、観測信号の位相変動に反映されるため、電波天文観測装置などのように観測信号の位相情報が重視される用途においては致命的な誤差要因となりかねない。
【０００６】
近年では、上述のような問題点を解決するために、アナログ的なダウンコンバータを必要としないダイレクトコンバージョンと呼ばれる方式が実現されている。ダイレクトコンバージョンは、高周波かつ広帯域な信号が入力できるＡＤ変換素子を利用して広帯域な高周波アナログ信号を一括してＡＤ変換素子に入力しデジタルデータに変換し、その中から後段のデジタル信号処理によって周波数変換と帯域制限を行い所望の周波数および帯域幅の複数の信号を観測信号帯域として取り出す手法である。
【０００７】
一方、電波天文観測装置のように数ＧＨｚから数１０ＧＨｚといった非常に広い帯域を計測対象とする装置の場合、ダイレクトコンバージョン方式であっても、全帯域を１個のＡＤ変換素子でカバーすることはできない。例えば２ＧＨｚから１４ＧＨｚの周波数範囲から１ＧＨｚの帯域幅の信号を観測する必要のある装置において、全帯域を１個のＡＤ変換素子で取り込むためには、１４ＧＨｚまでの信号が入力可能で２８ＧＨｚのサンプリング周波数で動作するＡＤ変換素子が必要となるが、現在入手可能な電波天文用途のＡＤ変換素子においては、入力周波数の上限は２０ＧＨｚ以上のものがあり入力信号周波数としては対応可能であるがサンプリング周波数が１６ＧＨｚ程度に制限されているため全帯域を取り込むことはできない。
【０００８】
この場合、広帯域な高周波信号をＡＤ変換素子に入力可能な帯域幅のバンドパスフィルタで複数の帯域に分割し、それぞれを複数のＡＤ変換素子を用いて取り込む構成が考えられる。この場合、高周波信号の周波数はＡＤ変換素子のサンプリング周波数で規定されるナイキスト周波数よりも高くなるが、高次ナイキスト領域でサンプリングすることにより信号を取り込むことが可能なため、アナログ的なダウンコンバータは不要である。このような構成の例を図４に示す。また、この方式によってシステムを単純化した電波天文観測装置の構成についてはすでに非特許文献１に示されるように実験的な取り組みも行われている。
【非特許文献１】高次モードサンプリング３２ＭＨｚ４ｃｈ方式によるＶＬＢＩ
【０００９】
図４に示されるような、帯域分割して複数のＡＤ変換素子を用いて高次ナイキスト領域でサンプリングするダイレクトコンバージョン方式の場合、受信された広帯域な高周波信号から所望の観測信号帯域をアナログ的なダウンコンバータを用いることなくサンプリングして取り出すことが可能であるが、図５に示されるような高周波信号において、ＡＤ変換素子のナイキスト周波数にまたがる観測信号帯域Ｂ３（５１３）は、１個のＡＤ変換素子でサンプリングすることができないため、所望の観測信号帯域の設定はナイキスト周波数をまたがないように制限する必要がある。一方、無線受信機や電波天文観測装置の場合、所望の観測信号帯域は任意に選べることが必要な場合があり、このような場合には図４に示される方式は採用できず、アナログ的なダウンコンバータを導入せざるを得ない。
【００１０】
ナイキスト周波数にまたがる観測信号帯域を複数のＡＤ変換素子でサンプリングしてからデジタル信号処理によって１個のサンプリングデータに合成する手法が考案されている（特許文献１）。この方式ではナイキスト周波数をまたぐ観測信号帯域について、ナイキスト周波数の両側をサンプリング帯域に含む複数のＡＤ変換素子でサンプリングし、それぞれのＡＤ変換素子の出力データに部分的に含まれる観測信号帯域の信号を、ＦＦＴにより周波数変換して周波数領域で加算、もしくは、デジタルフィルタで抽出後に時間領域で加算することによって単一のデジタルデータに合成する。この方式によれば広帯域な高周波信号から任意の観測信号帯域をサンプリングして取り出すことが可能であるが、複数のＡＤ変換素子の出力データは、それぞれのＡＤ変換素子間におけるアナログ回路の位相差および、サンプリングクロックの位相差により、位相が厳密に一致していない。電波天文観測装置等のように観測信号帯域内の位相連続性が特に重要な場合、複数のＡＤ変換素子の出力データの位相差は大きな問題であり、これを補正するために特別な較正手段を必要とし、システムが複雑になるため、これを避けるために１個の観測信号帯域は単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることが望まれる。
【特許文献１】特許公開２００６−３１９５３７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明が解決しようとする課題は、広帯域な高周波信号から単一もしくは複数の所望の観測信号帯域を選択してサンプリングする受信装置を、高周波信号を帯域分割して複数のＡＤ変換素子によって分担してカバーするダイレクトコンバージョン方式で実現する場合において、ＡＤ変換素子のナイキスト周波数の境界にかかわらず任意の周波数の帯域を観測信号帯域として選択でき、選択された１個の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングできるような手段を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、広帯域な高周波信号を複数のＡＤ変換素子によって帯域を分割してサンプリングする場合に生じるナイキスト周波数の境界を、別なサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子を組み合わせて使用することによって回避し、１個の任意の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることを特徴とする。
【００１３】
例えば、０〜１５ＧＨｚの広帯域な高周波信号から、４個の１ＧＨｚ幅の観測信号帯域をＡＤ変換して取出す場合において、図４の構成によるダイレクトコンバージョン方式の受信装置を用いて、図５に示されるように０〜１５ＧＨｚの高周波信号を３個の５ＧＨｚ幅の帯域（５０１、５０２、５０３）に分割し、１０ＧＨｚのサンプリング周波数で動作する３個のＡＤ変換素子でサンプリングすれば、ナイキスト周波数である５ＧＨｚの倍数にまたがらない観測信号帯域Ｂ１（５１１）、Ｂ２（５１２）、Ｂ４（５１４）は、３個のＡＤ変換素子のいずれかの単一のＡＤ変換素子で問題なくサンプリング可能である。しかし、１０ＧＨｚのナイキスト周波数をまたぐ観測信号帯域Ｂ３（５１３）は単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることができない。同様に５ＧＨｚのナイキスト周波数をまたぐような観測信号帯域もサンプリングすることはできない。
【００１４】
ここで、１０ＧＨｚのサンプリング周波数で動作する基本的なＡＤ変換素子に加えて、補助的なＡＤ変換素子として８ＧＨｚのサンプリング周波数で動作するＡＤ変換素子を追加し、図１に示すように、３個の基本的なＡＤ変換素子でサンプリングする５ＧＨｚ幅の帯域（１０１、１０２、１０３）に加えて、補助的なＡＤ変換素子によって、新たに４〜８ＧＨｚの帯域（１０４）および８〜１２ＧＨｚの帯域（１０５）をサンプリングするようにして、全体として５個のＡＤ変換素子で高周波信号をサンプリングして、その内から最適なＡＤ変換素子の出力を選択するようにすれば、０〜１５ＧＨｚの間の任意の１ＧＨｚ幅の観測信号帯域は、必ずいずれか１個の単一のＡＤ変換素子で全体をサンプリングすることが可能となる。上述の例においては、３個の基本的なＡＤ変換素子でサンプリングできなかった観測信号帯域Ｂ３（１１４）は、新たに追加された８ＧＨｚのサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子のうち、８〜１２ＧＨｚを分担するＡＤ変換素子で全体をサンプリングすることができる。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、広帯域な高周波信号から単一もしくは複数の所望の観測信号帯域を選択してサンプリングする受信装置を、高周波信号を帯域分割して複数のＡＤ変換素子によって分担してカバーするダイレクトコンバージョン方式で実現する場合において、ＡＤ変換素子のナイキスト周波数の境界にかかわらず任意の周波数の帯域を観測信号帯域として選択でき、選択された１個の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることが可能となる。
【００１６】
例えば電波天文観測装置のように、任意の周波数を選択する必要があり、かつ取得した信号の位相情報が重要な用途において、アナログ的なダウンコンバータを用いないで受信装置を構成することが可能となり、位相誤差の軽減と同時に、システム全体の規模やコストを縮小することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態を図面に沿って説明する。
【００１８】
図２は本発明の代表的な実施形態として、広帯域な高周波信号から４個の観測信号帯域を選択的にサンプリングしてデジタルデータとして出力するための受信装置において、高周波信号の帯域全体を３個の基本的なＡＤ変換素子で分担し、これらのＡＤ変換素子におけるナイキスト周波数による帯域の境界を補間するために２個の補助的なＡＤ変換素子を用いて、合計５個のＡＤ変換素子を用いる場合の構成を示す。
【００１９】
図２に示す受信装置は、電波天文観測装置に用いる受信装置の例を示している。受信装置に入力される高周波信号は非常に広帯域であり、このうち観測信号帯域として選択される信号は０〜１５ＧＨｚの周波数範囲のうちの任意の１ＧＨｚの帯域幅の信号である。また、観測信号帯域として４個の異なる帯域が選択される。４個の観測信号帯域の信号は、最終的に２ＧＨｚのサンプリング周波数を持つ４個のデジタルデータとして後段の装置に向けて出力される。基本的なＡＤ変換素子のサンプリング周波数は１０ＧＨｚ、補助的なＡＤ変換素子のサンプリング周波数は８ＧＨｚである。
【００２０】
観測信号帯域としては図１に示されるように、４〜５ＧＨｚのＢ１（１１１）、６〜７ＧＨｚのＢ２（１１２）、９．２〜１０．２ＧＨｚのＢ３（１１３）、１２〜１３ＧＨｚのＢ４（１１４）の４個が所望されている。
【００２１】
アンテナ（２０１）で受信された高周波信号は、ローノイズアンプ（２１１）で増幅された後、５系統に分配され、５個のバンドパスフィルタＢＰＦ１（２２１）〜ＢＰＦ５（２２５）で帯域制限される。これらのバンドパスフィルタは、後段のＡＤ変換素子におけるエイリアシングを防止するためのアンチエイリアスフィルタである。それぞれのバンドパスフィルタの通過帯域は図１に示すように、ＢＰＦ１（２２１）の通過帯域であるＲＦ１（１０１）〜ＢＰＦ３（２２３）の通過帯域であるＲＦ３（１０３）によって高周波信号全体をカバーし、ＢＰＦ４（２２４）の通過帯域であるＲＦ４（１０４）およびＢＰＦ５（２２５）の通過帯域であるＲＦ５（１０５）が、前述３個のバンドパスフィルタの通過帯域の境界を補間するように選ばれている。
【００２２】
バンドパスフィルタで帯域制限された高周波信号は、ＡＤ変換素子ＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ５（２３５）に入力され、サンプリングされる。ここでＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ３（２３３）は基本的なＡＤ変換素子としてサンプリング周波数ｆｓ１（２４１）で動作し、ＡＤＣ４（２３４）、ＡＤＣ５（２３５）は補助的なＡＤ変換素子として、サンプリング周波数ｆｓ２（２４２）で動作する。ここではｆｓ１（２４１）は１０ＧＨｚ、ｆｓ２（２４２）は８ＧＨｚが選択される。それぞれのＡＤ変換素子は、１５ＧＨｚまでの信号の入力が可能で高次ナイキスト領域におけるサンプリングに対応する。各ＡＤ変換素子に入力される観測信号帯域およびサンプリング周波数の関係を図６に示す。
【００２３】
ＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ５（２３５）でサンプリングされたデータは、４個のセレクタ（２５１〜２５４）で選択されて、デジタルダウンコンバータ１（２６１）〜デジタルダウンコンバータ４（２６４）に入力される。それぞれのデジタルダウンコンバータの内部では、所望の観測信号帯域が０ＧＨｚを下端とするベースバンド周波数になるように、ローカル信号ＬＯ１（２７１）〜ＬＯ４（２７４）によって周波数変換される。これらのデジタルダウンコンバータの内部での周波数変換は、すべてデジタル信号に対する論理的な演算処理によって行われるため、アナログ的なダウンコンバータで発生するようなローカル信号の位相変動による誤差は発生しない。
【００２４】
ＡＤＣ１（２３１）〜ＡＤＣ５（２３５）とデジタルダウンコンバータ１（２６１）〜デジタルダウンコンバータ４（２６４）の対応、および各デジタルダウンコンバータにおけるローカル信号ＬＯ１（２７１）〜ＬＯ４（２７４）の周波数は、デジタルダウンコンバータ１（２６１）〜デジタルダウンコンバータ４（２６４）のそれぞれから、どの観測信号帯域を出力するかによって決まる。ここでの例のように、図１における４〜５ＧＨｚのＢ１（１１１）をデジタルダウンコンバータ１（２６１）、６〜７ＧＨｚのＢ２（１１２）をデジタルダウンコンバータ２（２６２）、９．２〜１０．２ＧＨｚのＢ３（１１３）をデジタルダウンコンバータ３（２６３）、１２〜１３ＧＨｚのＢ４（１１４）をデジタルダウンコンバータ４（２６４）から出力する場合、デジタルダウンコンバータ１（２６１）においては、観測信号帯域Ｂ１（１１１）を含むＡＤＣ１（２３１）の出力を選択し、ＬＯ１（２７１）の周波数は観測信号帯域Ｂ１（１１１）の下端の周波数である４ＧＨｚに設定される。デジタルダウンコンバータ２（２６２）においては、観測信号帯域Ｂ２（１１２）を含むＡＤＣ２（２３２）を選択するが、ＡＤＣ２（２３２）は１０ＧＨｚのｆｓ１（２４１）によって第２ナイキスト領域でサンプリングしているためサンプリングされたデータは周波数が５ＧＨｚ逓減されたベースバンドに変換され、かつ周波数方向が逆になっている。従ってＬＯ２（２７２）の周波数は、ベースバンドに折り返された観測信号帯域Ｂ２（１１２）の下端に対応する４ＧＨｚに設定し、かつ、周波数方向を正順にするために下側波帯（ＬＳＢ）の信号を出力するようにする。デジタルダウンコンバータ３（２６３）においては、観測信号帯域Ｂ３（１１３）を含むＡＤ変換素子を選択することになるが、観測信号帯域Ｂ３（１１３）は基本的なＡＤ変換素子であるＡＤＣ２（２３２）とＡＤＣ３（２３３）のナイキスト周波数にまたがっているため、これらのＡＤ変換素子では正しくサンプリングできないため、補助的なＡＤ変換素子であるＡＤＣ５（２３５）を選択することによって、基本的なＡＤ変換素子のナイキスト周波数を避け単一のＡＤ変換素子で正しくサンプリングすることができる。ＡＤＣ５（２３５）は８ＧＨｚのｆｓ２（２４２）によって第３ナイキスト領域でサンプリングしているため、サンプリングされたデータは周波数が８ＧＨｚ逓減されたベースバンドに変換され、周波数方向は元通りである。従ってＬＯ３（２７３）の周波数は、ベースバンドに変換された観測信号帯域Ｂ３（１１３）の下端に対応する１．２ＧＨｚに設定される。デジタルダウンコンバータ４（２６４）においては、観測信号帯域Ｂ４（１１４）を含むＡＤＣ３（２３３）を選択するが、ＡＤＣ３（２３３）は１０ＧＨｚのｆｓ１（２４１）によって第３ナイキスト領域でサンプリングしているため、サンプリングされたデータは周波数が１０ＧＨｚ逓減されたベースバンドに変換され、周波数方向は元通りである。従ってＬＯ４（２７４）の周波数は、ベースバンドに変換された観測信号帯域Ｂ４（１１４）の下端の周波数に対応する２ＧＨｚに設定される。ここまでの手順によって高周波信号に含まれていたＢ１（１１１）〜Ｂ４（１１４）の各観測信号帯域は、下端を０ＧＨｚとするベースバンドに変換される。このときのサンプリングされたデータおよびローカル信号、および周波数変換されたデータの周波数関係を図７に示す。
【００２５】
各デジタルダウンコンバータにおいて観測信号帯域の下端を０ＧＨｚとするベースバンド周波数変換されたデータは、ローパスフィルタＬＰＦ１（２８１）〜ＬＰＦ４（２８４）によって上限周波数が１ＧＨｚの帯域幅に帯域制限される。
【００２６】
１ＧＨｚの帯域幅に制限された各観測信号帯域のデータは、デシメータ１（２９１）〜デシメータ４（２９４）によってサンプリング周波数ｆｓ３（２ｉ１）までダウンサンプリングされ、最終的にサンプリング周波数がｆｓ３（２ｉ１）のデジタルデータとして出力される。この場合、サンプリング周波数ｆｓ３（２ｉ１）は２ＧＨｚとなる。また、デシメータによるダウンサンプリングの比率は、入力として選択されたＡＤ変換素子のサンプリング周波数であるｆｓ１（２４１）もしくはｆｓ２（２４２）と、出力されるデジタルデータのサンプリング周波数であるｆｓ３（２ｉ１）の比率によって決まる。ここで示された例においては、デシメータ１（２９１）、デシメータ２（２９２）、デシメータ４（２９４）は１／５、デシメータ３（２９３）１／４の比率でダウンサンプリングを行う。
【００２７】
デシメータ１（２９１）〜デシメータ４（２９４）でダウンサンプリングされたデータは観測信号帯域Ｂ１（１１１）〜観測信号帯域Ｂ４（１１４）に対応したデジタルデータとして出力データ１（２ｉｉ１）〜出力データ４（２ｉｉ４）として出力される。
【００２８】
上述の手順によって、アナログ的なダウンコンバータを用いることなく、広帯域な高周波信号を複数のＡＤ変換素子によって帯域を分割してサンプリングする、ダイレクトコンバージョン方式の受信装置において、ナイキスト周波数にかかわらず、１個の任意の観測信号帯域を単一のＡＤ変換素子でサンプリングすることができた。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】 本発明の手法によって構成された受信装置において、補助的なＡＤ変換素子を追加して、すべての観測信号帯域についてナイキスト周波数をまたがないようにした場合の、各ＡＤ変換素子の入力帯域と観測信号帯域の周波数の関係。
【図２】 本発明の手法により、補助的なＡＤ変換素子を追加したダイレクトコンバージョン方式の受信装置のブロック図。
【図３】 従来の手法により、アナログ的なダウンコンバータを用いて構成された受信装置のブロック図。
【図４】 従来の手法により、基本的なＡＤ変換素子のみで構成されたダイレクトコンバージョン方式の受信装置のブロック図。
【図５】 従来の手法によって構成された受信装置において、特定の観測信号帯域がナイキスト周波数をまたいでしまう場合の、各ＡＤ変換素子の入力帯域と観測信号帯域の周波数の関係。
【図６】 本発明の手法によって構成された受信装置における、各ＡＤ変換素子に入力される観測信号帯域およびサンプリング周波数の関係。
【図７】 本発明の手法によって構成された受信装置における、サンプリングデータおよびローカル周波数、および周波数変換されたデータの周波数関係。
【符号の説明】
【００３０】
１０１〜１０５ ＡＤ変換素子１〜５の入力帯域
１１１〜１１４ 観測信号帯域Ｂ１〜Ｂ４
２０１ アンテナ
２１１ ローノイズアンプ
２２１〜２２５ ＡＤ変換素子１〜５用アンチエイリアスバンドパスフィルタ
２３１〜２３３ 基本的なＡＤ変換素子１〜３
２３４〜２３５ 補助的なＡＤ変換素子４〜５
２４１ 基本的なＡＤ変換素子１〜３用のサンプリングクロック
２４２ 補助的なＡＤ変換素子４、５用のサンプリングクロック
２５１〜２５４ デジタルダウンコンバータ１〜４用入力セレクタ
２６１〜２６４ デジタルダウンコンバータ１〜４
２７１〜２７４ ローカル信号１〜４
２８１〜２８４ ローパスフィルタ１〜４
２９１〜２９４ デシメータ１〜４
２ｉ１ 出力データ用サンプリングクロック
２ｉｉ１〜２ｉｉ４ 出力データ
５０１〜５０３ 従来の方式による３個のＡＤ変換素子への入力帯域
５１１〜５１４ 観測信号帯域Ｂ１〜Ｂ４
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号をサンプリングするための基本的なＡＤ変換素子と、基本的なＡＤ変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのＡＤ変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするＡＤ変換装置。
【請求項２】
高周波信号をサンプリングするために基本的なＡＤ変換素子と、基本的なＡＤ変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのＡＤ変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするＡＤ変換方法。
【請求項３】
高周波信号をサンプリングするための基本的なＡＤ変換素子と、基本的なＡＤ変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのＡＤ変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするＡＤ変換部を有した無線受信装置。
【請求項１】
高周波信号をサンプリングするための基本的なＡＤ変換素子と、基本的なＡＤ変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのＡＤ変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするＡＤ変換装置。
【請求項２】
高周波信号をサンプリングするために基本的なＡＤ変換素子と、基本的なＡＤ変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのＡＤ変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするＡＤ変換方法。
【請求項３】
高周波信号をサンプリングするための基本的なＡＤ変換素子と、基本的なＡＤ変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なＡＤ変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのＡＤ変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするＡＤ変換部を有した無線受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−１０６３３９（Ｐ２０１３−１０６３３９Ａ）
【公開日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２６６２６９（Ｐ２０１１−２６６２６９）
【出願日】平成２３年１１月１６日（２０１１．１１．１６）
【出願人】（５９５１３８６１６）エレックス工業株式会社 (3)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月１６日（２０１１．１１．１６）
【出願人】（５９５１３８６１６）エレックス工業株式会社 (3)
【Ｆターム（参考）】
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