波形等化装置
【目的】 トランスバーサルフィルタを有する波形等化装置において、トランスバーサルフィルタのタップ数を増加することなく波形等化性能を向上する。
【構成】 この波形等化装置は、Ｉ軸、Ｑ軸にそれぞれ従来と同じタップ数（128 タップ）で、従来よりもタップ間隔が広いT/2 −トランスバーサルフィルタ５、６と、複数のデータをT/10周期でサンプリングしてその中から一つのデータを出力するデータ選択回路７、８と、各Ｉ軸、Ｑ軸よりの等化基準信号を５点差分してインパルス波の波高値を高めてピーク検出を行い、最適サンプル位相を求めるＣＰＵ１５とを備えており、選択したデータをT/2 周期でT/2 −トランスバーサルフィルタ５、６に出力する。これにより、広範囲にゴーストが除去された多重データが得られる。
【構成】 この波形等化装置は、Ｉ軸、Ｑ軸にそれぞれ従来と同じタップ数（128 タップ）で、従来よりもタップ間隔が広いT/2 −トランスバーサルフィルタ５、６と、複数のデータをT/10周期でサンプリングしてその中から一つのデータを出力するデータ選択回路７、８と、各Ｉ軸、Ｑ軸よりの等化基準信号を５点差分してインパルス波の波高値を高めてピーク検出を行い、最適サンプル位相を求めるＣＰＵ１５とを備えており、選択したデータをT/2 周期でT/2 −トランスバーサルフィルタ５、６に出力する。これにより、広範囲にゴーストが除去された多重データが得られる。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば映像信号とシンボル周期T のディジタルデータ信号とが直交変調されて伝送されるテレビジョン信号などより、伝送時に生じるゴーストなどの線形歪を除去し所望のディジタルデータ信号を得る波形等化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、テレビジョン信号が両側波帯で伝送される帯域（1MHz以下）の部分に、ディジタル信号を直交軸に変調して映像信号に多重する試みがなされている。
【０００３】このときのテレビジョン受信機の構成例を図７に示す。なお、この例は、文献１（特開昭2-156786号公報）に開示されている。
【０００４】同図において、７１はアンテナ、７２はチューナ、７３はナイキストフィルタ、７４は音声検波回路、７５は映像検波回路、７６は帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと称す）であり、カットオフ周波数は750KHzである。７７は搬送波再生回路、７８、７９は同期検波回路、８０は波形等化装置である。
【０００５】この場合、アンテナ７１で受信されたテレビジョン信号は、チューナ７２により検波されて、ナイキストフィルタ７３およびＢＰＦ７６にそれぞれ出力される。このチューナ７２の出力（ＩＦ信号）は、同相（Ｉ）軸に変調された映像信号（Ｖ）と、直交（Ｑ）軸に変調されたディジタル多重信号（Ｍ）とからなり、このうち、映像信号（Ｖ）は、従来のＮＴＳＣ信号と同様、図８（ａ）に示すように、ＶＳＢ変調された伝送帯域をもち、ナイキストフィルタ７３により帯域整形された後、音声検波器７４と映像検波器７５とによってそれぞれ音声信号と映像信号とになる。
【０００６】一方、ディジタル多重信号（Ｍ）は、図８（ｂ）に示すように、0.716MHz(4fsc/(10 ×2)) でレベルが半分になり、0.75MHz でレベルが0 になる、いわゆるレイズドコサイン形状をなす帯域形状をしている。なおfsc とは、色副搬送波の周波数（3.579545MHz ）である。
【０００７】この帯域整形されたディジタル多重信号（Ｍ）は、 周期T ＝10/(4fsc) ＝0.698 μs （１）
で伝送される。そして、ＢＰＦ７６を通じて出力されるディジタル多重信号（Ｍ）は、図８（ｃ）に示すように、送信側で予め逆ナイキスト特性になるように整形されたスペクトル（多重信号）となる。このスペクトルは、搬送波再生器７７に出力されて、直交（Ｑ）軸に変調されたディジタル多重信号（Ｍ）を復調するための搬送波−ｓｉｎ（ωIFｔ）と、同相（Ｉ）軸に変調された映像信号（Ｖ）を復調するための搬送波ｃｏｓ（ωIFｔ）とに分離される。同期検波器７８、７９は、それぞれの復調用搬送波を用いてディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）とに復調する。
【０００８】ここで、図９を参照して遅延時間τ秒、強度ｇのゴーストが存在するときのディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）の位相関係について説明する。ディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）のゴースト成分（Ｍ′およびＶ′）とは、それぞれ振幅がｇ倍になる。これらの位相は、遅延時間τとＲＦ搬送波周波数とで決まる位相θの分だけ主信号から回る。
【０００９】例えば同期検波器７９の出力信号は、 Ｍ＋ｇＭｃｏｓθ＋ｇＶｓｉｎθ （２）
となる。但し、この式の第１項（Ｍ）は所望のディジタル多重信号の主信号成分、第２項（ｇＭｃｏｓθ）はディジタル多重信号のゴースト成分、第３項（ｇＶｓｉｎθ）は映像信号の漏れ混みゴースト成分である。
【００１０】ところで、一般のテレビジョン受像機において、受信妨害を少なくするためには、文献２（野田ほか、「現行ＮＴＳＣテレビ放送のためのディジタル音声多重方式と両立性について」、テレビジョン学会誌、Vol.42,No.9,1988）に開示されているように、多重信号のレベルを映像信号のレベルよりも32dB程度下げる必要がある。したがって、ディジタル多重信号に重畳される映像信号の漏れ混みゴースト成分、この場合、式（２）の第３項は、ディジタル多重信号の主信号成分よりも大きくなる。
【００１１】また、同期検波器７８の出力信号は、 Ｖ＋ｇＶｃｏｓθ−ｇＭｓｉｎθ （３）
となる。但し、第１項（Ｖ）は映像信号の主信号成分、第２項（ｇＶｃｏｓθ）は映像信号のゴースト成分、第３項（−ｇＭｓｉｎθ）はディジタル多重信号の漏れ混みゴースト成分である。
【００１２】上記した式のうち、式（２）の第２項および第３項を除去して波形歪のないディジタル多重信号を再生するものが、図１０に示すようなブロック構成をなす波形等化装置８０であり、このブロック図を参照して従来の波形等化装置の動作について説明する。
【００１３】同期検波器７８よりの出力信号がＬＰＦ８１に入力されると、ＬＰＦ８１はその信号を、図８（ｄ）に示すように、750kHzでカットオフしてＩ軸の入力信号として8bitＡ／Ｄ変換器８２に出力する。このときＡ／Ｄ変換器８２には、クロックタイミング発生器８３より周期T/10のクロックＣＫ１が入力されるので、このクロックＣＫ１によりこの信号はＡ／Ｄ変換される。
【００１４】一方、同期検波器７９よりの出力信号は、ＬＰＦ８１と同じ特性のＬＰＦ８４に入力されて750kHzでカットオフされ、Ｑ軸の入力信号としてＡ／Ｄ変換器８５に出力されてＩ軸の信号同様にＡ／Ｄ変換される。
【００１５】ここで、図１１（ａ）および図１１（ｂ）を参照してクロックタイミング発生器８３が発生するタイミング信号について説明する。このクロックタイミング発生器８３は、映像検波器７５の映像出力信号から波形等化装置８０が必要とする等化基準信号を取り込むためのクロックタイミングを発生する。
【００１６】例えば、同図（ａ）に示すように、映像信号の漏れ混み成分を除去するために必要な基準信号は、ＧＣＲ（Ghost Cancell Reference ）信号である。このＧＣＲ信号は既にテビジョン信号の第18ラインおよび第 281ラインにそれぞれ挿入されている。これについては、文献３（杉森、「放送局におけるＥＤＴＶ技術」、テレビジョン学会誌、Vol.43,No.5,1989）などに詳細が説明されている。なお、このＧＣＲ信号を用いてゴースト除去を行うときのゴースト除去遅延時間は、前ゴーストと後ゴーストを合わせて44.7μs になる。また、同図（ｂ）に示すように、ディジタル多重信号のゴースト成分を除去するために必要な基準信号はインパルス形状の基準信号である。
【００１７】これらの基準信号は、テレビジョン信号に所定のシーケンスで挿入されており、このシーケンスを対応させることにより分離させることができる。この分離技術については、文献４（Kageyama et al."Waveform Equalization for EDTV Systems using QAM".IEEE Internatinal Conference on Consumer Electronics,DIGEST,WAM3.2 pp.34-5,June.1991）で開示されている。
【００１８】また、ディジタル多重信号は、ＧＣＲ信号部分およびその前ライン部分を除いたテレビジョン信号の部分に多重されている。このようなテレビジョン信号の垂直帰線期間内における所定範囲の多重信号を遮断する技術については文献１に開示されている。
【００１９】そして、各Ａ／Ｄ変換器８２、８５の出力は、クロックＣＫ１のタイミングでT/10−トランスバーサルフィルタ（以下、T/10−ＴＦと称す）８６、８７にそれぞれ入力される。これらのT/10−ＴＦ８６、８７は、図１２に示すように、タップ間隔が伝送周期T に対してT/10で 128個直列接続されたラッチ１２１と 128個の乗算器１２２と、それぞれの乗算器１２２の出力を加算する加算器１２３とを有する 128タップのＴＦである。
【００２０】この場合、例えばＩ軸用のＡ／Ｄ変換器８２の出力は、それぞれのラッチ１２１に加えられる。また、ラッチ１２１にはそれぞれ図示していないクロックＣＫ１が加えられており、T/10秒毎に遅延した信号がそれぞれの乗算器１２２に加えられる。乗算器１２２には、それぞれｃI,-6〜ｃI,121 のタップ係数が与えられており、乗算器１２２の 128個の出力信号は、加算器１２３でそれぞれ加算されて出力される。このT/10−ＴＦ８６のタップ間隔T/10を時間で表記すると、T/10＝1/(4fec)＝0.07μs なので、ｃI,-6〜ｃI,121 のタップ係数をもつこのT/10−ＴＦ８６は、−0.42〜8.47μs のゴースト除去遅延時間範囲をもつ。
【００２１】一方、Ｑ軸用のＡ／Ｄ変換器８５の出力は、T/10−ＴＦ８６と同様に構成されているタップ間隔T/10の 128タップのＴＦ８７に入力されてディジタル多重信号のゴースト成分が除去される。このときのT/10−ＴＦ８７のタップ係数はｃQ,-6〜ｃQ,121 と表わされ、このゴースト除去遅延時間範囲は上記同様−0.42〜8.47μs である。そして、T/10−ＴＦ８６、８７の各出力は加算器８８で加算されてこの波形等化装置８０の出力になる。
【００２２】以下、図１３のフローチャートを参照してこの波形等化装置の動作を説明する。 一方、テレビジョン受信機の電源投入あるいは選局切り換えなどが行われると、波形等化装置８０のＣＰＵ８９が動作を開始する。
【００２３】まず、ＣＰＵ８９は、ＲＯＭ９０に予め格納されているプログラムを読み出し、ＲＡＭ９１を用いてタップ係数メモリ９２および各入出力波形メモリ９３、９４、９５、９６などの初期設定を行う（ステップ131 ）。例えば、次式に示すように、タップ係数メモリ９２に格納されているタップ係数の初期化を実行する。
【００２４】ｃI,i ＝0 、 i ＝-6,121ｃQ,0 ＝1ｃQ,i ＝0 、 i ＝-6,121、但し i≠0つまり、Ｉ軸等化用のT/10−ＴＦ８６のタップ係数は全て0 にして、Ｑ軸等化用のT/10−ＴＦ８７のタップ係数は、主タップ係数ｃQ,0 のみ 1で他を全て 0にする。
【００２５】次に、ＣＰＵ８９は、制御をクロックタイミング発生回路８３に委ねて、Ｉ軸入力波形メモリ９３およびＩ軸出力波形メモリ９４とにそれぞれＧＣＲ信号｛ｘI,i ｝｛ｙI,i ｝を取り込む。Ｉ軸入力波形メモリ９３には、Ａ／Ｄ変換器８２の出力からＧＣＲ信号を取り込み、Ｉ軸出力波形メモリ９４には、加算器８８の出力からＧＣＲ信号を取り込む（ステップ131 ）。
【００２６】次に、ＣＰＵ８９は、文献３などに明示されている８フィールドシーケンスのＧＣＲ計算を行い、得られたステップ状の基準波形に対して１点差分を行い入力インパルス波形｛ｘI,i ｝と、出力インパルス波形｛ｙI,i ｝とを計算により生成する（ステップ132 ）。
【００２７】そして、ＣＰＵ８９は、次式に示すように相関演算を行い（ステップ133 ）、 ｄI,i ＝ 0ΣｘI,k ｙI,i+k 、 但し i＝-6,121 （４）
さらに、次式に示すように、タップ係数計算演算を行う（ステップ134 ）。
【００２８】
ｃI,i,new ＝ｃI,i,old −αｄI,i 但し i＝-6,121 （５）
ここで、αは正の微小値である。
【００２９】続いて、ＣＰＵ８９は、制御をクロックタイミング発生回路８３に委ねて、Ｑ軸入力波形メモリ９５とＱ軸出力波形メモリ９６とに、それぞれディジタル多重信号｛ｘQ,i ｝｛ｙQ,i ｝を取り込む。Ｑ軸入力波形メモリ９５には、Ａ／Ｄ変換器８５の出力のディジタル多重信号を取り込み、Ｑ軸出力波形メモリ９６には、T/10−ＴＦ８７の出力のディジタル多重信号を取り込む（ステップ135 ）。
【００３０】続いて、ＣＰＵ８９は、出力波形のピーク検出を行い（ステップ136 ）、次式に示すように、誤差波形計算を行う（ステップ137 ）。
【００３１】
ｅQ,i ＝ｙQ,i −ｒ（ｙQ,i ） （６）
但し、ｒ（ｙQ,i ）は送信側で挿入しているインパルス状の基準波形列である。続いて、ＣＰＵ８９は、次式に示すように相関計算を行い（ステップ138 ）、 ｄQ,i ＝ kΣｘQ,k ＊ｅQ,i+k 但し i＝-6,121 （７）
ＲＡＭ９１とタップ係数メモリ９２を用いて、次式に示すように、タップ係数計算演算を行う（ステップ139 ）。
【００３２】
ｃQ,i,new ＝ｃQ,i,old −αｄQ,i 但し i＝-6,121 （８）
ここで、αは正の微小値である。
【００３３】最後にＣＰＵ８９は、タップ係数の修正回数を見て（ステップ140 ）、この修正回数が所定回数に満たない場合は、Ｉ軸の波形取り込みに戻る。また、修正回数が一致したときは、タップ係数の修正が完了したとして、タップ係数の修正動作を停止する。
【００３４】このような波形等化技術は、従来のＮＴＳＣ用（映像用）ゴーストキャンセラ技術をそのまま流用しているので、4.2MHz程度までの波形等化を行うことができる。
【００３５】一方、本来等化すべき多重信号の周波数帯域は、高々0.8MHz以下であることからナイキスト条件を考慮するとＴＦのタップ間隔はさらに広げることが可能である。このような点では従来用いられているT/10−ＴＦはタップ間隔が狭く、遅延時間が短いといえる。ＴＦのタップ間隔を広げることによってタップ数を増加することなくゴースト除去範囲を拡大することができるので、例えばT/2 −ＴＦなどを用いることが想定される。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来のT/10−ＴＦをT/2 −ＴＦに変更するだけでは、信号の伝送周期と、信号を取り込むときのサンプル周期との位相差が生じてしまい、タイミングよく信号（データ）の取り込みができないという問題があった。
【００３７】本発明は、少なくともＩ軸にタップ間隔の広いＴＦを用いることによってＴＦの規模を増加することなくゴースト除去範囲を拡大し、この結果、波形等化性能の優れた波形等化装置を提供することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】本発明の波形等化装置は上記した目的を達成するために、Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、少なくとも前記Ｉ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有するトランスバーサルフィルタと、前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記トランスバーサルフィルタに出力するデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記等化基準信号を m点差分してインパルス波を求める手段と、前記インパルス波のピーク位置を検出することにより前記トランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相を算出する手段と、前記データ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するよう指示する手段とを具備している。
【００３９】また、この波形等化装置はＩ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、前記Ｉ軸およびＱ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記Ｉ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2以上の整数）のタップ間隔を有する第１のトランスバーサルフィルタと、前記Ｑ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有する第２のトランスバーサルフィルタと、前記Ｉ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第１のトランスバーサルフィルタに出力する第１のデータ選択手段と、前記Ｑ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第２のトランスバーサルフィルタに出力する第２のデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記Ｉ軸およびＱ軸それぞれの前記等化基準信号を m点差分してそれぞれのインパルス波を求める手段と、前記各インパルス波のピーク位置を検出することにより前記第１および第２のトランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相をそれぞれ算出する手段と、前記第１および第２のデータ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するようそれぞれに指示する手段とを具備している。
【００４０】
【作用】この発明では、少なくともＩ軸の等化基準信号をm 点差分（m は2 以上の整数）して波高値を高めたインパルス波をピーク検出に用いることによって、より正確にインパルス波のピーク位置を算出し、このピーク位置からトランスバーサルフィルタのタップ間隔に同期する最適な位相を求めて、データ選択手段に対してこの位相でサンプリングしたディジタル多重信号を出力するよう指示するので、タップ間隔の広い（周期T/n のm 倍）トランスバーサルフィルタにもそのタップ間隔に同期してディジタル多重信号が出力される。
【００４１】すなわち、トランスバーサルフィルタの規模（タップ数など）を増加しなくともタップ間隔を拡大することによりディジタル多重信号に含まれている線形歪を広い範囲で等化し、データ誤り率の向上されたディジタル多重信号を得ることができる。
【００４２】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する。
【００４３】図１は本発明に係る一実施例の波形等化装置の構成を示すブロック図である。なお、従来と同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４４】同図において、１はクロックタイミング回路であり、伝送データのシンボル周期（伝送周期）T に対して所定周期T/n 、（ nは2 以上の偶数）例えば n＝10とすると、周期T/10のクロックＣＫ１を発生する。２は分周器であり、クロックＣＫ１（周期T/10）を1/m （m は2 以上の整数）分周、例えば1/5 分周してm 倍、この場合、5 倍の周期T/2 のクロックＣＫ２を発生する。３、４はラッチよりなるゲートであり、クロックＣＫ２の立ち上がりに同期するようデータ取り込み信号の発生時期を決定する。５、６はトランスバーサルフィルタ（以下ＴＦと称す）であり、クロックＣＫ２の周期T/2 と同じタップ間隔、例えばT/2 をもつ。なお、これらのＴＦ５、６を用いることにより、従来のT/10−ＴＦを用いたときよりも等化能力のサンプリング位相依存性が低減される。７、８はデータ選択回路であり、それぞれラッチ回路９、１０、バッファ１１、１２およびセレクタ１３、１４で構成されており、各ラッチ回路９、１０はそれぞれ5 個のラッチ群９ａ〜９ｅ、１０ａ〜１０ｅからなっている。これらの各ラッチ９ａ〜９ｅ、１０ａ〜１０ｅには、クロックＣＫ１が共通に供給される。このデータ選択回路７、８は、Ｉ軸およびＱ軸それぞれのディジタル多重信号データをサンプリングし、バッファ１１、１２に一時記憶し、セレクタ１３、１４が最適サンプル位相となるラッチ回路９、１０の出力を選択し、それぞれのＴＦ５、６に送出する。１５はＣＰＵであり、各メモリを制御すると共に8 フィールドシーケンスＧＣＲ計算、インパルス位相演算およびタップ演算などを行う。
【００４５】図２に示すように、ＴＦ５、６は直列接続された 128個のラッチ２１と、各ラッチ２１にそれぞれ接続された乗算器２２と、各乗算器２２の出力が加算される加算器２３とから構成されている。
【００４６】これらのＴＦ５、６はタップ間隔が広いことから、データサンプリング時にサンプル点の間引きが必要になる。これを図１のＣＰＵ１５とデータ選択回路７、８とにより実現している。
【００４７】以下、図３のフローチャートを参照してこの波形等化装置の動作を説明する。始めにＩ軸に対する等化動作について説明する。
【００４８】まず、テレビジョン受信機の電源投入あるいは選局切り換えなどによってＣＰＵ１５は動作を開始し、ＲＯＭ９０に予め格納されているプログラムを読み出し、ＲＡＭ９１を用いてタップ係数メモリ９２および各入出力波形メモリ９３、９５、９４、９６などの初期設定を行う（ステップ301 ）。これは従来と同じ動作である。
【００４９】ＣＰＵ１５は、初期設定後、データ取り込みのタイミング制御をクロックタイミング発生回路１に委ね、ゲート回路３より発生するデータ取り込み信号に基づきＡ／Ｄ変換器８２の出力からＩ軸入力波形メモリ９３に、また、加算器８８の出力からＩ軸出力波形メモリ９４にそれぞれ等化基準信号としてのＧＣＲ信号｛ｘI,i ｝、｛ｙI,i ｝を取り込む（ステップ302 ）。
【００５０】続いて、ＣＰＵ１５は作業用ＲＡＭ９１を用いて８フィールドシーケンスＧＣＲ計算を行い、得られたステップ状の基準信号を、ｍ点差分、例えば５点差分して入力信号および出力信号のインパルス波を求める（ステップ303 ）。これは、従来の一点差分を、例えば図４（ｂ）に示すようなフィルタをかけたものとすると、この実施例の場合は、図４（ａ）に示すようなフィルタをかけたのと同じことになる。
【００５１】これら2 つのフィルタの周波数特性を図５に示す。
【００５２】同図において、Ｓａは１点差分を行ったときの周波数特性であり、Ｓｂは５点差分を行ったときの周波数特性である。また、ＳｃはＩ軸の入力信号であり、図８（ｄ）と同じ周波数特性のＬＰＦ８１を通過しているため従来の１点差分では、図６（ａ）に示すように、インパルス波Ｉａの波高値が低くなり、後のピーク検出が雑音などによって正常に行えなくなることがあるが、本実施例の５点差分では、図６（ｂ）に示すように、インパルス波Ｉｂの波高値を高くする（制御ゲインを上げる）ことができるのでピーク検出する際に雑音の影響を受けにくくなる。
【００５３】したがって、ＣＰＵ１５がインパルス波Ｉｂのピーク検出を行うと、そのピーク位置ｐI,k （ｋはデータ番号）が正確に求められる（ステップ304 ）。
【００５４】次に、ＣＰＵ１５は、このインパルス波Ｉｂのピーク位置ｐI,k がどのサンプル系列｛ｘI,5k｝、｛ｘI,5k+1｝〜｛ｘI,5k+4｝から得られたのもなのかを次式（９）に従って判定する（ステップ304 ）。なお、サンプル系列｛ｘI,5k｝は、データ取り込み信号に同期したサンプル系列であり、サンプル系列｛ｘI,5k+1｝〜｛ｘI,5k+4｝は、サンプル系列｛ｘI,5k｝よりもT/10毎に遅延してサンプリングされたサンプル系列である。
【００５５】
φI ＝ｍｏｄ（ｋ） （９）
ここで、ｍｏｄ（ｘ）は、ｘを 5で割った余り（ 0〜 4）であり、ＣＰＵ１５の判定として、例えばφI ＝ 0のときは、サンプル系列｛ｘI,5k｝が選択すべきデータ系列となり、φI ＝ 1のときは、サンプル系列｛ｘI,5k+1｝が選択すべきデータ系列となる。
【００５６】このようにφI の値に応じてＣＰＵ１５はデータ系列を選択し（ステップ305）、セレクタ１３にクロック選択信号を出力し、サンプル周期がT/2 になるようにサンプル点の間引きを行う（ステップ306 ）。例えばラッチ回路９の各ラッチ９ａ〜９ｅの出力は、バッファ１１に一時記憶され、クロック選択信号の極性に応じてセレクタ１３によってその中の一つが選択される。そして、ＣＰＵ１５はその一つのデータを用いて相関計算を行う（ステップ307 ）。その後は、従来例と同様にＩ軸のタップ係数計算を行う（ステップ308 ）。
【００５７】次に、Ｑ軸に対する等化動作について説明する。
【００５８】Ｑ軸もＩ軸と同様にゲート回路４のデータ取り込み信号に基づき出力波形を取り込み（ステップ309 ）、従来と同様にピーク検出を行う（ステップ310 ）。そして、ＣＰＵ１５はＩ軸と同様、φQ を求めピーク位置ｐQ,k を含むようにサンプル位相を選択し、（ステップ311 ）、セレクタ１４を用いて入出力信号のサンプル周期がT/2 になるようにサンプル点の間引きを行う（ステップ312 ）。例えばラッチ回路１０の各ラッチ１０ａ〜１０ｅの出力は、バッファ１２に一時記憶され、クロック選択信号Ｓ１の極性に応じてセレクタ１４によってその中の一つが選択される。
【００５９】そして、ＣＰＵ１５は、その一つのデータを用いて誤差計算し（ステップ313）、相関計算を行う（ステップ314 ）。その後は従来と同様にＱ軸のタップ係数計算を行い（ステップ315 ）、このタップ係数の修正回数を見る動作を実行する（ステップ316 ）。
【００６０】上記の結果、Ｉ、Ｑ軸共に5 個のデータの中から選択された最適サンプル位相となるラッチ回路９、１０の出力がＴＦ５、６に出力される。
【００６１】以下、ＴＦ５、６の各動作を説明する。
【００６２】ＴＦ５に最適サンプル位相の出力（Ｉ軸用のＡ／Ｄ変換器８２の出力）が入力されると、この出力は 128個直列接続されたラッチ２１に加えられる。ラッチ２１にはそれぞれ図示していないクロックＣＫ２が加えられており、T/2 秒毎に遅延した信号がそれぞれ 128個の乗算器２２に加えられる。これらの乗算器２２には、上記したように算出されたタップ係数ｃI,-6〜ｃI,121 が加えられている。これらの乗算器２２の 128個の出力信号は、加算器２３で加算されてＴＦ５の出力となる。
【００６３】このＴＦ５のタップ間隔 T/2を遅延時間で表すと、 T/2＝5/(4fsc)＝ 0.349μs なので、ｃI,-6〜ｃI,121 のタップ係数をもつ 128タップのＴＦ５では、ゴースト除去遅延時間の範囲が−2.1 〜42.3μs になる。つまり、このＴＦ５は、従来と同じタップ数にもかかわらず広い範囲のゴースト除去を行うことができる。
【００６４】一方、ＴＦ６にＱ軸用のＡ／Ｄ変換器８の出力が入力されると、ＴＦ５と同様に、ディジタル多重信号のゴースト成分が除去される。ここで、ＴＦ６のタップ係数をｃQ,-6〜ｃQ,121 と表記する。ＴＦ６のゴースト除去遅延時間の範囲も−2.1 〜42.3μs である。
【００６５】そして、それぞれのＴＦ５、６により広範囲にゴーストが除去され、この結果互いの各出力が加算器８８で加算されたものが波形等化回路の多重データ出力となる。
【００６６】このように本実施例の波形等化装置によれば、Ｉ軸、Ｑ軸ともにT/2 −ＴＦ５、６を用いることにより、ＴＦ自体のタップ数を増加することなくゴースト除去を広範囲で行うことができるようになる。また、それに伴う補間動作の際、ＣＰＵはＧＣＲ信号を５点差分して、正確にサンプル位相を求め、この位相でラッチ回路の出力を選択して出力するようにデータ選択回路に指示するのでデータ選択回路よりT/2 −トランスバーサルフィルタには位相ずれのないディジタル多重信号が出力される。したがって、T/2 トランスバーサルフィルタでは、従来よりタップ間隔が広い分、広範囲にゴースト除去が行われる。
【００６７】この結果、トランスバーサルフィルタからはデータ誤り率が向上されたディジタル多重信号を出力することができる。このデータ誤り率が向上するということはディジタル信号伝送において大変有効なことである。
【００６８】なお、本発明において、Ｑ軸の基準信号の形状に基づきＱ軸の基準信号からそのピークを求めるときには、各種さまざまな手法があることは明らかである。また、Ｑ軸にインパルス波となる基準信号が挿入されていない場合、ディジタルデータ自身の等化を行うことにより（公知の技術）、Ｑ軸を等化することができる。この場合でも、本発明はＩ軸にステップ形状の基準信号（ＧＣＲ）が挿入されていればＩ軸に対する等化手段として有効に適応できる。
【００６９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の波形等化装置によれば、少なくともＩ軸側のディジタル多重信号の等化基準信号を m点差分して、より正確にインパルス波のピーク位置を検出し、このピーク位置から最適サンプル位相を求めることによってサンプル周期T/n の m倍のタップ間隔を有するトランスバーサルフィルタに最適な位相でディジタル多重信号を出力し、このトランスバーサルフィルタがディジタル多重信号に含まれている線形歪を広範囲に等化するので波形等化装置の波形等化性能を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る一実施例の波形等化装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の波形等化装置に用いられているＴＦの構成を示すブロック図である。
【図３】この実施例の波形等化装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】（ａ）は一点差分したとき（従来）の仮想フィルタを示す図である。（ｂ）は５点差分したときの仮想フィルタを示す図である。
【図５】図４（ａ）および図４（ｂ）のフィルタの各周波数特性を示す図である。
【図６】（ａ）は一点差分により求められたインパルス波Ｉａを示す図である。（ｂ）は５点差分により求められたインパルス波Ｉｂを示す図である。
【図７】従来のテレビジョン受信機の構成を示すブロック図である。
【図８】（ａ）は映像信号（Ｖ）の伝送帯域を示す図である。（ｂ）はディジタル多重信号（Ｍ）の帯域形状を示す図である。（ｃ）はディジタル多重信号（Ｍ）のスペクトルを示す図である。（ｄ）は従来の同期検波器のカットオフ周波数を示す図である。
【図９】遅延時間τ秒、強度ｇのゴーストが存在するときのディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）の位相関係を示すベクトル図である。
【図１０】従来の波形等化装置の構成を示す図である。
【図１１】（ａ）はＧＣＲ信号を示す図である。（ｂ）はインパルス形状の基準信号を示す図である。
【図１２】従来の波形等化装置に用いられているT/10のトランスバーサルフィルタの構成を示す図である。
【図１３】従来の波形等化装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
１…クロックタイミング回路、２…分周器、３、４…ゲート、５、６…トランスバーサルフィルタ、７、８…データ選択回路、９、１０…ラッチ回路、１１、１２…バッファ、１３、１４…セレクタ、１５…ＣＰＵ。
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば映像信号とシンボル周期T のディジタルデータ信号とが直交変調されて伝送されるテレビジョン信号などより、伝送時に生じるゴーストなどの線形歪を除去し所望のディジタルデータ信号を得る波形等化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、テレビジョン信号が両側波帯で伝送される帯域（1MHz以下）の部分に、ディジタル信号を直交軸に変調して映像信号に多重する試みがなされている。
【０００３】このときのテレビジョン受信機の構成例を図７に示す。なお、この例は、文献１（特開昭2-156786号公報）に開示されている。
【０００４】同図において、７１はアンテナ、７２はチューナ、７３はナイキストフィルタ、７４は音声検波回路、７５は映像検波回路、７６は帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと称す）であり、カットオフ周波数は750KHzである。７７は搬送波再生回路、７８、７９は同期検波回路、８０は波形等化装置である。
【０００５】この場合、アンテナ７１で受信されたテレビジョン信号は、チューナ７２により検波されて、ナイキストフィルタ７３およびＢＰＦ７６にそれぞれ出力される。このチューナ７２の出力（ＩＦ信号）は、同相（Ｉ）軸に変調された映像信号（Ｖ）と、直交（Ｑ）軸に変調されたディジタル多重信号（Ｍ）とからなり、このうち、映像信号（Ｖ）は、従来のＮＴＳＣ信号と同様、図８（ａ）に示すように、ＶＳＢ変調された伝送帯域をもち、ナイキストフィルタ７３により帯域整形された後、音声検波器７４と映像検波器７５とによってそれぞれ音声信号と映像信号とになる。
【０００６】一方、ディジタル多重信号（Ｍ）は、図８（ｂ）に示すように、0.716MHz(4fsc/(10 ×2)) でレベルが半分になり、0.75MHz でレベルが0 になる、いわゆるレイズドコサイン形状をなす帯域形状をしている。なおfsc とは、色副搬送波の周波数（3.579545MHz ）である。
【０００７】この帯域整形されたディジタル多重信号（Ｍ）は、 周期T ＝10/(4fsc) ＝0.698 μs （１）
で伝送される。そして、ＢＰＦ７６を通じて出力されるディジタル多重信号（Ｍ）は、図８（ｃ）に示すように、送信側で予め逆ナイキスト特性になるように整形されたスペクトル（多重信号）となる。このスペクトルは、搬送波再生器７７に出力されて、直交（Ｑ）軸に変調されたディジタル多重信号（Ｍ）を復調するための搬送波−ｓｉｎ（ωIFｔ）と、同相（Ｉ）軸に変調された映像信号（Ｖ）を復調するための搬送波ｃｏｓ（ωIFｔ）とに分離される。同期検波器７８、７９は、それぞれの復調用搬送波を用いてディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）とに復調する。
【０００８】ここで、図９を参照して遅延時間τ秒、強度ｇのゴーストが存在するときのディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）の位相関係について説明する。ディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）のゴースト成分（Ｍ′およびＶ′）とは、それぞれ振幅がｇ倍になる。これらの位相は、遅延時間τとＲＦ搬送波周波数とで決まる位相θの分だけ主信号から回る。
【０００９】例えば同期検波器７９の出力信号は、 Ｍ＋ｇＭｃｏｓθ＋ｇＶｓｉｎθ （２）
となる。但し、この式の第１項（Ｍ）は所望のディジタル多重信号の主信号成分、第２項（ｇＭｃｏｓθ）はディジタル多重信号のゴースト成分、第３項（ｇＶｓｉｎθ）は映像信号の漏れ混みゴースト成分である。
【００１０】ところで、一般のテレビジョン受像機において、受信妨害を少なくするためには、文献２（野田ほか、「現行ＮＴＳＣテレビ放送のためのディジタル音声多重方式と両立性について」、テレビジョン学会誌、Vol.42,No.9,1988）に開示されているように、多重信号のレベルを映像信号のレベルよりも32dB程度下げる必要がある。したがって、ディジタル多重信号に重畳される映像信号の漏れ混みゴースト成分、この場合、式（２）の第３項は、ディジタル多重信号の主信号成分よりも大きくなる。
【００１１】また、同期検波器７８の出力信号は、 Ｖ＋ｇＶｃｏｓθ−ｇＭｓｉｎθ （３）
となる。但し、第１項（Ｖ）は映像信号の主信号成分、第２項（ｇＶｃｏｓθ）は映像信号のゴースト成分、第３項（−ｇＭｓｉｎθ）はディジタル多重信号の漏れ混みゴースト成分である。
【００１２】上記した式のうち、式（２）の第２項および第３項を除去して波形歪のないディジタル多重信号を再生するものが、図１０に示すようなブロック構成をなす波形等化装置８０であり、このブロック図を参照して従来の波形等化装置の動作について説明する。
【００１３】同期検波器７８よりの出力信号がＬＰＦ８１に入力されると、ＬＰＦ８１はその信号を、図８（ｄ）に示すように、750kHzでカットオフしてＩ軸の入力信号として8bitＡ／Ｄ変換器８２に出力する。このときＡ／Ｄ変換器８２には、クロックタイミング発生器８３より周期T/10のクロックＣＫ１が入力されるので、このクロックＣＫ１によりこの信号はＡ／Ｄ変換される。
【００１４】一方、同期検波器７９よりの出力信号は、ＬＰＦ８１と同じ特性のＬＰＦ８４に入力されて750kHzでカットオフされ、Ｑ軸の入力信号としてＡ／Ｄ変換器８５に出力されてＩ軸の信号同様にＡ／Ｄ変換される。
【００１５】ここで、図１１（ａ）および図１１（ｂ）を参照してクロックタイミング発生器８３が発生するタイミング信号について説明する。このクロックタイミング発生器８３は、映像検波器７５の映像出力信号から波形等化装置８０が必要とする等化基準信号を取り込むためのクロックタイミングを発生する。
【００１６】例えば、同図（ａ）に示すように、映像信号の漏れ混み成分を除去するために必要な基準信号は、ＧＣＲ（Ghost Cancell Reference ）信号である。このＧＣＲ信号は既にテビジョン信号の第18ラインおよび第 281ラインにそれぞれ挿入されている。これについては、文献３（杉森、「放送局におけるＥＤＴＶ技術」、テレビジョン学会誌、Vol.43,No.5,1989）などに詳細が説明されている。なお、このＧＣＲ信号を用いてゴースト除去を行うときのゴースト除去遅延時間は、前ゴーストと後ゴーストを合わせて44.7μs になる。また、同図（ｂ）に示すように、ディジタル多重信号のゴースト成分を除去するために必要な基準信号はインパルス形状の基準信号である。
【００１７】これらの基準信号は、テレビジョン信号に所定のシーケンスで挿入されており、このシーケンスを対応させることにより分離させることができる。この分離技術については、文献４（Kageyama et al."Waveform Equalization for EDTV Systems using QAM".IEEE Internatinal Conference on Consumer Electronics,DIGEST,WAM3.2 pp.34-5,June.1991）で開示されている。
【００１８】また、ディジタル多重信号は、ＧＣＲ信号部分およびその前ライン部分を除いたテレビジョン信号の部分に多重されている。このようなテレビジョン信号の垂直帰線期間内における所定範囲の多重信号を遮断する技術については文献１に開示されている。
【００１９】そして、各Ａ／Ｄ変換器８２、８５の出力は、クロックＣＫ１のタイミングでT/10−トランスバーサルフィルタ（以下、T/10−ＴＦと称す）８６、８７にそれぞれ入力される。これらのT/10−ＴＦ８６、８７は、図１２に示すように、タップ間隔が伝送周期T に対してT/10で 128個直列接続されたラッチ１２１と 128個の乗算器１２２と、それぞれの乗算器１２２の出力を加算する加算器１２３とを有する 128タップのＴＦである。
【００２０】この場合、例えばＩ軸用のＡ／Ｄ変換器８２の出力は、それぞれのラッチ１２１に加えられる。また、ラッチ１２１にはそれぞれ図示していないクロックＣＫ１が加えられており、T/10秒毎に遅延した信号がそれぞれの乗算器１２２に加えられる。乗算器１２２には、それぞれｃI,-6〜ｃI,121 のタップ係数が与えられており、乗算器１２２の 128個の出力信号は、加算器１２３でそれぞれ加算されて出力される。このT/10−ＴＦ８６のタップ間隔T/10を時間で表記すると、T/10＝1/(4fec)＝0.07μs なので、ｃI,-6〜ｃI,121 のタップ係数をもつこのT/10−ＴＦ８６は、−0.42〜8.47μs のゴースト除去遅延時間範囲をもつ。
【００２１】一方、Ｑ軸用のＡ／Ｄ変換器８５の出力は、T/10−ＴＦ８６と同様に構成されているタップ間隔T/10の 128タップのＴＦ８７に入力されてディジタル多重信号のゴースト成分が除去される。このときのT/10−ＴＦ８７のタップ係数はｃQ,-6〜ｃQ,121 と表わされ、このゴースト除去遅延時間範囲は上記同様−0.42〜8.47μs である。そして、T/10−ＴＦ８６、８７の各出力は加算器８８で加算されてこの波形等化装置８０の出力になる。
【００２２】以下、図１３のフローチャートを参照してこの波形等化装置の動作を説明する。 一方、テレビジョン受信機の電源投入あるいは選局切り換えなどが行われると、波形等化装置８０のＣＰＵ８９が動作を開始する。
【００２３】まず、ＣＰＵ８９は、ＲＯＭ９０に予め格納されているプログラムを読み出し、ＲＡＭ９１を用いてタップ係数メモリ９２および各入出力波形メモリ９３、９４、９５、９６などの初期設定を行う（ステップ131 ）。例えば、次式に示すように、タップ係数メモリ９２に格納されているタップ係数の初期化を実行する。
【００２４】ｃI,i ＝0 、 i ＝-6,121ｃQ,0 ＝1ｃQ,i ＝0 、 i ＝-6,121、但し i≠0つまり、Ｉ軸等化用のT/10−ＴＦ８６のタップ係数は全て0 にして、Ｑ軸等化用のT/10−ＴＦ８７のタップ係数は、主タップ係数ｃQ,0 のみ 1で他を全て 0にする。
【００２５】次に、ＣＰＵ８９は、制御をクロックタイミング発生回路８３に委ねて、Ｉ軸入力波形メモリ９３およびＩ軸出力波形メモリ９４とにそれぞれＧＣＲ信号｛ｘI,i ｝｛ｙI,i ｝を取り込む。Ｉ軸入力波形メモリ９３には、Ａ／Ｄ変換器８２の出力からＧＣＲ信号を取り込み、Ｉ軸出力波形メモリ９４には、加算器８８の出力からＧＣＲ信号を取り込む（ステップ131 ）。
【００２６】次に、ＣＰＵ８９は、文献３などに明示されている８フィールドシーケンスのＧＣＲ計算を行い、得られたステップ状の基準波形に対して１点差分を行い入力インパルス波形｛ｘI,i ｝と、出力インパルス波形｛ｙI,i ｝とを計算により生成する（ステップ132 ）。
【００２７】そして、ＣＰＵ８９は、次式に示すように相関演算を行い（ステップ133 ）、 ｄI,i ＝ 0ΣｘI,k ｙI,i+k 、 但し i＝-6,121 （４）
さらに、次式に示すように、タップ係数計算演算を行う（ステップ134 ）。
【００２８】
ｃI,i,new ＝ｃI,i,old −αｄI,i 但し i＝-6,121 （５）
ここで、αは正の微小値である。
【００２９】続いて、ＣＰＵ８９は、制御をクロックタイミング発生回路８３に委ねて、Ｑ軸入力波形メモリ９５とＱ軸出力波形メモリ９６とに、それぞれディジタル多重信号｛ｘQ,i ｝｛ｙQ,i ｝を取り込む。Ｑ軸入力波形メモリ９５には、Ａ／Ｄ変換器８５の出力のディジタル多重信号を取り込み、Ｑ軸出力波形メモリ９６には、T/10−ＴＦ８７の出力のディジタル多重信号を取り込む（ステップ135 ）。
【００３０】続いて、ＣＰＵ８９は、出力波形のピーク検出を行い（ステップ136 ）、次式に示すように、誤差波形計算を行う（ステップ137 ）。
【００３１】
ｅQ,i ＝ｙQ,i −ｒ（ｙQ,i ） （６）
但し、ｒ（ｙQ,i ）は送信側で挿入しているインパルス状の基準波形列である。続いて、ＣＰＵ８９は、次式に示すように相関計算を行い（ステップ138 ）、 ｄQ,i ＝ kΣｘQ,k ＊ｅQ,i+k 但し i＝-6,121 （７）
ＲＡＭ９１とタップ係数メモリ９２を用いて、次式に示すように、タップ係数計算演算を行う（ステップ139 ）。
【００３２】
ｃQ,i,new ＝ｃQ,i,old −αｄQ,i 但し i＝-6,121 （８）
ここで、αは正の微小値である。
【００３３】最後にＣＰＵ８９は、タップ係数の修正回数を見て（ステップ140 ）、この修正回数が所定回数に満たない場合は、Ｉ軸の波形取り込みに戻る。また、修正回数が一致したときは、タップ係数の修正が完了したとして、タップ係数の修正動作を停止する。
【００３４】このような波形等化技術は、従来のＮＴＳＣ用（映像用）ゴーストキャンセラ技術をそのまま流用しているので、4.2MHz程度までの波形等化を行うことができる。
【００３５】一方、本来等化すべき多重信号の周波数帯域は、高々0.8MHz以下であることからナイキスト条件を考慮するとＴＦのタップ間隔はさらに広げることが可能である。このような点では従来用いられているT/10−ＴＦはタップ間隔が狭く、遅延時間が短いといえる。ＴＦのタップ間隔を広げることによってタップ数を増加することなくゴースト除去範囲を拡大することができるので、例えばT/2 −ＴＦなどを用いることが想定される。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来のT/10−ＴＦをT/2 −ＴＦに変更するだけでは、信号の伝送周期と、信号を取り込むときのサンプル周期との位相差が生じてしまい、タイミングよく信号（データ）の取り込みができないという問題があった。
【００３７】本発明は、少なくともＩ軸にタップ間隔の広いＴＦを用いることによってＴＦの規模を増加することなくゴースト除去範囲を拡大し、この結果、波形等化性能の優れた波形等化装置を提供することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】本発明の波形等化装置は上記した目的を達成するために、Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、少なくとも前記Ｉ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有するトランスバーサルフィルタと、前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記トランスバーサルフィルタに出力するデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記等化基準信号を m点差分してインパルス波を求める手段と、前記インパルス波のピーク位置を検出することにより前記トランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相を算出する手段と、前記データ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するよう指示する手段とを具備している。
【００３９】また、この波形等化装置はＩ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、前記Ｉ軸およびＱ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記Ｉ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2以上の整数）のタップ間隔を有する第１のトランスバーサルフィルタと、前記Ｑ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有する第２のトランスバーサルフィルタと、前記Ｉ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第１のトランスバーサルフィルタに出力する第１のデータ選択手段と、前記Ｑ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第２のトランスバーサルフィルタに出力する第２のデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記Ｉ軸およびＱ軸それぞれの前記等化基準信号を m点差分してそれぞれのインパルス波を求める手段と、前記各インパルス波のピーク位置を検出することにより前記第１および第２のトランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相をそれぞれ算出する手段と、前記第１および第２のデータ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するようそれぞれに指示する手段とを具備している。
【００４０】
【作用】この発明では、少なくともＩ軸の等化基準信号をm 点差分（m は2 以上の整数）して波高値を高めたインパルス波をピーク検出に用いることによって、より正確にインパルス波のピーク位置を算出し、このピーク位置からトランスバーサルフィルタのタップ間隔に同期する最適な位相を求めて、データ選択手段に対してこの位相でサンプリングしたディジタル多重信号を出力するよう指示するので、タップ間隔の広い（周期T/n のm 倍）トランスバーサルフィルタにもそのタップ間隔に同期してディジタル多重信号が出力される。
【００４１】すなわち、トランスバーサルフィルタの規模（タップ数など）を増加しなくともタップ間隔を拡大することによりディジタル多重信号に含まれている線形歪を広い範囲で等化し、データ誤り率の向上されたディジタル多重信号を得ることができる。
【００４２】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する。
【００４３】図１は本発明に係る一実施例の波形等化装置の構成を示すブロック図である。なお、従来と同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４４】同図において、１はクロックタイミング回路であり、伝送データのシンボル周期（伝送周期）T に対して所定周期T/n 、（ nは2 以上の偶数）例えば n＝10とすると、周期T/10のクロックＣＫ１を発生する。２は分周器であり、クロックＣＫ１（周期T/10）を1/m （m は2 以上の整数）分周、例えば1/5 分周してm 倍、この場合、5 倍の周期T/2 のクロックＣＫ２を発生する。３、４はラッチよりなるゲートであり、クロックＣＫ２の立ち上がりに同期するようデータ取り込み信号の発生時期を決定する。５、６はトランスバーサルフィルタ（以下ＴＦと称す）であり、クロックＣＫ２の周期T/2 と同じタップ間隔、例えばT/2 をもつ。なお、これらのＴＦ５、６を用いることにより、従来のT/10−ＴＦを用いたときよりも等化能力のサンプリング位相依存性が低減される。７、８はデータ選択回路であり、それぞれラッチ回路９、１０、バッファ１１、１２およびセレクタ１３、１４で構成されており、各ラッチ回路９、１０はそれぞれ5 個のラッチ群９ａ〜９ｅ、１０ａ〜１０ｅからなっている。これらの各ラッチ９ａ〜９ｅ、１０ａ〜１０ｅには、クロックＣＫ１が共通に供給される。このデータ選択回路７、８は、Ｉ軸およびＱ軸それぞれのディジタル多重信号データをサンプリングし、バッファ１１、１２に一時記憶し、セレクタ１３、１４が最適サンプル位相となるラッチ回路９、１０の出力を選択し、それぞれのＴＦ５、６に送出する。１５はＣＰＵであり、各メモリを制御すると共に8 フィールドシーケンスＧＣＲ計算、インパルス位相演算およびタップ演算などを行う。
【００４５】図２に示すように、ＴＦ５、６は直列接続された 128個のラッチ２１と、各ラッチ２１にそれぞれ接続された乗算器２２と、各乗算器２２の出力が加算される加算器２３とから構成されている。
【００４６】これらのＴＦ５、６はタップ間隔が広いことから、データサンプリング時にサンプル点の間引きが必要になる。これを図１のＣＰＵ１５とデータ選択回路７、８とにより実現している。
【００４７】以下、図３のフローチャートを参照してこの波形等化装置の動作を説明する。始めにＩ軸に対する等化動作について説明する。
【００４８】まず、テレビジョン受信機の電源投入あるいは選局切り換えなどによってＣＰＵ１５は動作を開始し、ＲＯＭ９０に予め格納されているプログラムを読み出し、ＲＡＭ９１を用いてタップ係数メモリ９２および各入出力波形メモリ９３、９５、９４、９６などの初期設定を行う（ステップ301 ）。これは従来と同じ動作である。
【００４９】ＣＰＵ１５は、初期設定後、データ取り込みのタイミング制御をクロックタイミング発生回路１に委ね、ゲート回路３より発生するデータ取り込み信号に基づきＡ／Ｄ変換器８２の出力からＩ軸入力波形メモリ９３に、また、加算器８８の出力からＩ軸出力波形メモリ９４にそれぞれ等化基準信号としてのＧＣＲ信号｛ｘI,i ｝、｛ｙI,i ｝を取り込む（ステップ302 ）。
【００５０】続いて、ＣＰＵ１５は作業用ＲＡＭ９１を用いて８フィールドシーケンスＧＣＲ計算を行い、得られたステップ状の基準信号を、ｍ点差分、例えば５点差分して入力信号および出力信号のインパルス波を求める（ステップ303 ）。これは、従来の一点差分を、例えば図４（ｂ）に示すようなフィルタをかけたものとすると、この実施例の場合は、図４（ａ）に示すようなフィルタをかけたのと同じことになる。
【００５１】これら2 つのフィルタの周波数特性を図５に示す。
【００５２】同図において、Ｓａは１点差分を行ったときの周波数特性であり、Ｓｂは５点差分を行ったときの周波数特性である。また、ＳｃはＩ軸の入力信号であり、図８（ｄ）と同じ周波数特性のＬＰＦ８１を通過しているため従来の１点差分では、図６（ａ）に示すように、インパルス波Ｉａの波高値が低くなり、後のピーク検出が雑音などによって正常に行えなくなることがあるが、本実施例の５点差分では、図６（ｂ）に示すように、インパルス波Ｉｂの波高値を高くする（制御ゲインを上げる）ことができるのでピーク検出する際に雑音の影響を受けにくくなる。
【００５３】したがって、ＣＰＵ１５がインパルス波Ｉｂのピーク検出を行うと、そのピーク位置ｐI,k （ｋはデータ番号）が正確に求められる（ステップ304 ）。
【００５４】次に、ＣＰＵ１５は、このインパルス波Ｉｂのピーク位置ｐI,k がどのサンプル系列｛ｘI,5k｝、｛ｘI,5k+1｝〜｛ｘI,5k+4｝から得られたのもなのかを次式（９）に従って判定する（ステップ304 ）。なお、サンプル系列｛ｘI,5k｝は、データ取り込み信号に同期したサンプル系列であり、サンプル系列｛ｘI,5k+1｝〜｛ｘI,5k+4｝は、サンプル系列｛ｘI,5k｝よりもT/10毎に遅延してサンプリングされたサンプル系列である。
【００５５】
φI ＝ｍｏｄ（ｋ） （９）
ここで、ｍｏｄ（ｘ）は、ｘを 5で割った余り（ 0〜 4）であり、ＣＰＵ１５の判定として、例えばφI ＝ 0のときは、サンプル系列｛ｘI,5k｝が選択すべきデータ系列となり、φI ＝ 1のときは、サンプル系列｛ｘI,5k+1｝が選択すべきデータ系列となる。
【００５６】このようにφI の値に応じてＣＰＵ１５はデータ系列を選択し（ステップ305）、セレクタ１３にクロック選択信号を出力し、サンプル周期がT/2 になるようにサンプル点の間引きを行う（ステップ306 ）。例えばラッチ回路９の各ラッチ９ａ〜９ｅの出力は、バッファ１１に一時記憶され、クロック選択信号の極性に応じてセレクタ１３によってその中の一つが選択される。そして、ＣＰＵ１５はその一つのデータを用いて相関計算を行う（ステップ307 ）。その後は、従来例と同様にＩ軸のタップ係数計算を行う（ステップ308 ）。
【００５７】次に、Ｑ軸に対する等化動作について説明する。
【００５８】Ｑ軸もＩ軸と同様にゲート回路４のデータ取り込み信号に基づき出力波形を取り込み（ステップ309 ）、従来と同様にピーク検出を行う（ステップ310 ）。そして、ＣＰＵ１５はＩ軸と同様、φQ を求めピーク位置ｐQ,k を含むようにサンプル位相を選択し、（ステップ311 ）、セレクタ１４を用いて入出力信号のサンプル周期がT/2 になるようにサンプル点の間引きを行う（ステップ312 ）。例えばラッチ回路１０の各ラッチ１０ａ〜１０ｅの出力は、バッファ１２に一時記憶され、クロック選択信号Ｓ１の極性に応じてセレクタ１４によってその中の一つが選択される。
【００５９】そして、ＣＰＵ１５は、その一つのデータを用いて誤差計算し（ステップ313）、相関計算を行う（ステップ314 ）。その後は従来と同様にＱ軸のタップ係数計算を行い（ステップ315 ）、このタップ係数の修正回数を見る動作を実行する（ステップ316 ）。
【００６０】上記の結果、Ｉ、Ｑ軸共に5 個のデータの中から選択された最適サンプル位相となるラッチ回路９、１０の出力がＴＦ５、６に出力される。
【００６１】以下、ＴＦ５、６の各動作を説明する。
【００６２】ＴＦ５に最適サンプル位相の出力（Ｉ軸用のＡ／Ｄ変換器８２の出力）が入力されると、この出力は 128個直列接続されたラッチ２１に加えられる。ラッチ２１にはそれぞれ図示していないクロックＣＫ２が加えられており、T/2 秒毎に遅延した信号がそれぞれ 128個の乗算器２２に加えられる。これらの乗算器２２には、上記したように算出されたタップ係数ｃI,-6〜ｃI,121 が加えられている。これらの乗算器２２の 128個の出力信号は、加算器２３で加算されてＴＦ５の出力となる。
【００６３】このＴＦ５のタップ間隔 T/2を遅延時間で表すと、 T/2＝5/(4fsc)＝ 0.349μs なので、ｃI,-6〜ｃI,121 のタップ係数をもつ 128タップのＴＦ５では、ゴースト除去遅延時間の範囲が−2.1 〜42.3μs になる。つまり、このＴＦ５は、従来と同じタップ数にもかかわらず広い範囲のゴースト除去を行うことができる。
【００６４】一方、ＴＦ６にＱ軸用のＡ／Ｄ変換器８の出力が入力されると、ＴＦ５と同様に、ディジタル多重信号のゴースト成分が除去される。ここで、ＴＦ６のタップ係数をｃQ,-6〜ｃQ,121 と表記する。ＴＦ６のゴースト除去遅延時間の範囲も−2.1 〜42.3μs である。
【００６５】そして、それぞれのＴＦ５、６により広範囲にゴーストが除去され、この結果互いの各出力が加算器８８で加算されたものが波形等化回路の多重データ出力となる。
【００６６】このように本実施例の波形等化装置によれば、Ｉ軸、Ｑ軸ともにT/2 −ＴＦ５、６を用いることにより、ＴＦ自体のタップ数を増加することなくゴースト除去を広範囲で行うことができるようになる。また、それに伴う補間動作の際、ＣＰＵはＧＣＲ信号を５点差分して、正確にサンプル位相を求め、この位相でラッチ回路の出力を選択して出力するようにデータ選択回路に指示するのでデータ選択回路よりT/2 −トランスバーサルフィルタには位相ずれのないディジタル多重信号が出力される。したがって、T/2 トランスバーサルフィルタでは、従来よりタップ間隔が広い分、広範囲にゴースト除去が行われる。
【００６７】この結果、トランスバーサルフィルタからはデータ誤り率が向上されたディジタル多重信号を出力することができる。このデータ誤り率が向上するということはディジタル信号伝送において大変有効なことである。
【００６８】なお、本発明において、Ｑ軸の基準信号の形状に基づきＱ軸の基準信号からそのピークを求めるときには、各種さまざまな手法があることは明らかである。また、Ｑ軸にインパルス波となる基準信号が挿入されていない場合、ディジタルデータ自身の等化を行うことにより（公知の技術）、Ｑ軸を等化することができる。この場合でも、本発明はＩ軸にステップ形状の基準信号（ＧＣＲ）が挿入されていればＩ軸に対する等化手段として有効に適応できる。
【００６９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の波形等化装置によれば、少なくともＩ軸側のディジタル多重信号の等化基準信号を m点差分して、より正確にインパルス波のピーク位置を検出し、このピーク位置から最適サンプル位相を求めることによってサンプル周期T/n の m倍のタップ間隔を有するトランスバーサルフィルタに最適な位相でディジタル多重信号を出力し、このトランスバーサルフィルタがディジタル多重信号に含まれている線形歪を広範囲に等化するので波形等化装置の波形等化性能を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る一実施例の波形等化装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の波形等化装置に用いられているＴＦの構成を示すブロック図である。
【図３】この実施例の波形等化装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】（ａ）は一点差分したとき（従来）の仮想フィルタを示す図である。（ｂ）は５点差分したときの仮想フィルタを示す図である。
【図５】図４（ａ）および図４（ｂ）のフィルタの各周波数特性を示す図である。
【図６】（ａ）は一点差分により求められたインパルス波Ｉａを示す図である。（ｂ）は５点差分により求められたインパルス波Ｉｂを示す図である。
【図７】従来のテレビジョン受信機の構成を示すブロック図である。
【図８】（ａ）は映像信号（Ｖ）の伝送帯域を示す図である。（ｂ）はディジタル多重信号（Ｍ）の帯域形状を示す図である。（ｃ）はディジタル多重信号（Ｍ）のスペクトルを示す図である。（ｄ）は従来の同期検波器のカットオフ周波数を示す図である。
【図９】遅延時間τ秒、強度ｇのゴーストが存在するときのディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）の位相関係を示すベクトル図である。
【図１０】従来の波形等化装置の構成を示す図である。
【図１１】（ａ）はＧＣＲ信号を示す図である。（ｂ）はインパルス形状の基準信号を示す図である。
【図１２】従来の波形等化装置に用いられているT/10のトランスバーサルフィルタの構成を示す図である。
【図１３】従来の波形等化装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
１…クロックタイミング回路、２…分周器、３、４…ゲート、５、６…トランスバーサルフィルタ、７、８…データ選択回路、９、１０…ラッチ回路、１１、１２…バッファ、１３、１４…セレクタ、１５…ＣＰＵ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】 Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、少なくとも前記Ｉ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有するトランスバーサルフィルタと、前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記トランスバーサルフィルタに出力するデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記等化基準信号を m点差分してインパルス波を求める手段と、前記インパルス波のピーク位置を検出することにより前記トランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相を算出する手段と、前記データ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するよう指示する手段とを具備することを特徴とする波形等化装置。
【請求項２】 Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、前記Ｉ軸およびＱ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記Ｉ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有する第１のトランスバーサルフィルタと、前記Ｑ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有する第２のトランスバーサルフィルタと、前記Ｉ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第１のトランスバーサルフィルタに出力する第１のデータ選択手段と、前記Ｑ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第２のトランスバーサルフィルタに出力する第２のデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記Ｉ軸およびＱ軸それぞれの前記等化基準信号を m点差分してそれぞれのインパルス波を求める手段と、前記各インパルス波のピーク位置を検出することにより前記第１および第２のトランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相をそれぞれ算出する手段と、前記第１および第２のデータ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するようそれぞれに指示する手段とを具備することを特徴とする波形等化装置。
【請求項１】 Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、少なくとも前記Ｉ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有するトランスバーサルフィルタと、前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記トランスバーサルフィルタに出力するデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記等化基準信号を m点差分してインパルス波を求める手段と、前記インパルス波のピーク位置を検出することにより前記トランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相を算出する手段と、前記データ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するよう指示する手段とを具備することを特徴とする波形等化装置。
【請求項２】 Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、前記Ｉ軸およびＱ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置において、前記Ｉ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有する第１のトランスバーサルフィルタと、前記Ｑ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有する第２のトランスバーサルフィルタと、前記Ｉ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第１のトランスバーサルフィルタに出力する第１のデータ選択手段と、前記Ｑ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択して前記第２のトランスバーサルフィルタに出力する第２のデータ選択手段と、前記周期T/n でサンプリングされた前記Ｉ軸およびＱ軸それぞれの前記等化基準信号を m点差分してそれぞれのインパルス波を求める手段と、前記各インパルス波のピーク位置を検出することにより前記第１および第２のトランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるための位相をそれぞれ算出する手段と、前記第１および第２のデータ選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力するようそれぞれに指示する手段とを具備することを特徴とする波形等化装置。
【図１】
【図２】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図９】
【図３】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図９】
【図３】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開平５−２８４０６２
【公開日】平成５年（１９９３）１０月２９日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平４−８００１１
【出願日】平成４年（１９９２）４月１日
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【公開日】平成５年（１９９３）１０月２９日
【国際特許分類】
【出願日】平成４年（１９９２）４月１日
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
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