無線送信装置および送信方法
【課題】ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に代表されるマルチキャリア信号を生成する方式を利用してシングルキャリア信号を送信する場合に、ＰＡＰＲ特性を良い状態に保持したまま、１シンボルでできるだけ多くの送信ダイバーシチゲインを得る。
【解決手段】複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう符号化部５と、前記符号化した信号を送信する送信部１１−１、１１−２と、を備える。
【解決手段】複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう符号化部５と、前記符号化した信号を送信する送信部１１−１、１１−２と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルキャリア通信方式で無線送信を行なう無線送信装置および送信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行なわれており、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用する１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。下りリンク、すなわち、基地局装置から移動局装置への通信においては、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに６４ＱＡＭ（64-ary Quadrature Amplitude Modulation：６４値直交振幅変調）や、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相変調）などの変調をかけたＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸で構成されるアクセス単位であるリソースブロックを複数の移動端末装置で分割して通信を行なうシステムである。
【０００３】
ＯＦＤＭＡ方式では、ＯＦＤＭ信号を使用するため、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が非常に高くなることがある。このような高いピーク電力は、送信電力増幅機能に比較的余裕のある下りリンクの通信においては大きな問題とはならないが、送信電力増幅機能に余裕のない上りリンク、すなわち、移動局装置から基地局装置への通信では、致命的な問題となってしまう。そこで、上りリンクの通信においては、ＰＡＰＲが比較的低いシングルキャリアの通信方式が提案されている。その１つがＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Discrete Fourier Transform-Spread-OFDM：離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ）である（非特許文献１）。
【０００４】
図６は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式に適用される送信機の概略構成を示すブロック図である。この送信機では、符号化部１００が、入力された送信データを誤り訂正符号化し、変調部１０１がＢＰＳＫなどの変調を施す（以下本明細書ではこの変調を施すことを1次変調と呼称する）。さらに、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０２が直列信号を並列信号に変換した後に、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）部１０３がフーリエ変換をすることより、時間軸信号を周波数信号に変換する。
【０００５】
サブキャリア割り当て部１０４は、ＤＦＴ部１０３で変換された周波数信号を、後述する規則に従ってＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）部１０５の入力に配置する。入力がないＩＤＦＴポイントには０を挿入し、逆離散フーリエ変換することにより時間波形を得る。これらの時間波形について、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１０６がガードインターバルを挿入し、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１０７がこれを直列信号に変換する。Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部１０８は、この直列信号をアナログ信号に変換し、ＲＦ（高周波）部１０９は、無線周波数帯域信号にさらに周波数変換して、図示しないアンテナを通して送信する。
【０００６】
複数のユーザのデータを多重するシステムでは、離散フーリエ変換ＤＦＴのポイント数より逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴのポイント数の方を大きくして、０入力されたサブキャリアは他の移動端末装置によって使用される。
【０００７】
このように生成されたデータは、シングルキャリアの変調と同等であり、ピーク対平均電力比ＰＡＰＲは低い。また、ＯＦＤＭ信号のように、ガードインターバルを挿入することでシンボル間干渉は無く、データを処理することが可能となる。しかも、離散フーリエ変換ＤＦＴにより周波数波形を一旦作っているため、周波数軸の制御が容易にできるといったメリットがある。なお、本明細書では、ガードインターバルを挿入する間隔、すなわち、ＤＦＴを行なうデータ処理単位を「シンボル」と呼称する。
【０００８】
この周波数配置の規則として２つの方法が提案されている。１つはローカライズド（Localized：以下、「Ｌ配置」と呼称する。）という方式であり、もう１つはディストリビューティッド（Distributed：以下、「Ｄ配置」と呼称する。）という方式である。図７（ａ）は、Ｌ配置の例を示す図であり、図７（ｂ）は、Ｄ配置の例を示すである。図示するように、Ｌ配置は、離散フーリエ変換ＤＦＴ後の周波数データを逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴの入力にその配置を変えずに連続して割り当てる方式である。また、Ｄ配置は、同データを逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴの入力に一定間隔で離散的に割り当てる方式である。
【０００９】
非特許文献２には、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ方式に用いることができる送信ダイバーシチ技術が記載されている。本文献の図１にはＳＴＢＣ（Space Time Block Coding）と呼ばれる送信ダイバーシチ方法が記載されている。この方法は、送信する際、送信データに対して符号化を行ない、受信する際には送信装置で符号化されたデータを復号することでダイバーシチゲインを得る方法である。この方法は、伝搬路情報をフィードバックしない送信ダイバーシチ方法としては最も特性がよいとされている。
【００１０】
ＳＴＢＣについて一例を示すと、アンテナが２本の場合、送信データＳ１、Ｓ２に対して、最初のシンボルでアンテナ１からＳ１、アンテナ２からＳ２を、続くシンボルでアンテナ１からＳ２＊、アンテナ２から−Ｓ１＊を送信する。これを行列で表すと式（１）のように示される。（１）において、ｔは時刻を示し、ｈ１１は送信アンテナ１から受信アンテナ１への周波数応答、ｈ１２は送信アンテナ２から受信アンテナ１への周波数応答を示す。
【００１１】
【数１】
式（１）において、「＊」は複素共役を意味する。この受信された信号に対し、
ｈ１１＊×ｒ（ｔ）−ｈ１２×ｒ（ｔ＋１）＊を演算すると、
【数２】
となり、送信信号Ｓ１ に対し、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。同様な演算処理を用いるとＳ２についても最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００１２】
また、同様な送信ダイバーシチの方法として、ＯＦＤＭ信号のようにマルチキャリア信号を使用する場合、ＳＦＢＣ（Space Frequency Block Coding）という技術が使用されている。これは式（１）の時間を周波数領域に展開した方法である。
【００１３】
【数３】
ただし、式（３）において、ｋは、マルチキャリア信号におけるサブキャリア番号に対応する。ここで、隣接するサブキャリアでは周波数応答を同一とみなしても問題ないような伝搬路環境、すなわち、ｈ１１，ｋ＝ｈ１１，ｋ＋１のような条件を考えると、式（３）は、式（４）のように変換でき、ＳＴＢＣで示した場合と同様な演算により最大のダイバーシチゲインを得ることが可能になる。
【００１４】
【数４】
【非特許文献１】3GPP R1−050702 “DFT-Spread OFDM with Pulse Shaping Filter in Frequency Domain in Evolved UTRA Uplink” NTT DoCoMo
【非特許文献２】3GPP R1−062192 “Consideration on transmit diversity in E-UTRA uplink ” 東芝
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、非特許文献２に示されるように、マルチキャリア信号に対しＳＴＢＣを用いると、最大限のダイバーシチゲインを得ることができるものの、複数のシンボルにまたがって符号化する必要があるという問題がある。ｍシンボルにまたがって符号化をする必要性がある場合は、通信のフレームをｍシンボルの倍数の構成にしなければならない。また、制御信号のようにできるだけ早い処理が必要となるデータに対しては、符号化された全てのシンボルを受信するまで復調できないといった問題があった。また、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭ信号に用いられるＳＦＢＣを用いると、周波数領域の信号、例えば、図６では、ＤＦＴ部１０３の出力信号に対し、式（３）のＳ行列で示すような符号化を施す必要があるため、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの特徴であるＰＡＰＲ特性がよいというメリットが殆どなくなってしまう。
【００１６】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に代表されるマルチキャリア信号を生成する方式を利用してシングルキャリア信号を送信する場合に、ＰＡＰＲ特性を良い状態に保持したまま、１シンボルでできるだけ多くの送信ダイバーシチゲインを得ることができる無線送信装置および送信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の無線送信装置は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう符号化部と、前記符号化した信号を送信する送信部と、を備えることを特徴としている。
【００１８】
このように、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００１９】
（２）また、本発明の無線送信装置は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記時間周波数変換部の前段または後段に設けられ、入力信号を符号化する符号化部と、前記符号化した信号を送信する送信部と、を備え、前記符号化部は、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴としている。
【００２０】
このように、符号化部が、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２１】
（３）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、時間領域の信号または周波数領域の信号に対し、信号順序の並び替えを行なうことにより、位相回転を行なうことにより、または複素共役を取ることにより、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴としている。
【００２２】
このように、時間領域の信号または周波数領域の信号に対し、信号順序の並び替えを行なうことにより、位相回転を行なうことにより、または複素共役を取ることにより、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２３】
（４）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、使用するサブキャリア数をｎ（ｎは自然数）とした場合、周波数軸方向に相互にｎ／２離れた一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴としている。
【００２４】
このように、使用するサブキャリア数をｎ（ｎは自然数）とした場合、周波数軸方向に相互にｎ／２離れた一対のサブキャリアに対して符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２５】
（５）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、ｎ−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴としている。
【００２６】
このように、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、ｎ−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２７】
（６）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、（ｎ／２）−１、または（３ｎ／２）−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴としている。
【００２８】
このように、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、（ｎ／２）−１、または（３ｎ／２）−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２９】
（７）また、本発明の送信方法は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置の送信方法であって、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうステップと、前記符号化した信号を送信するステップと、を少なくとも含むことを特徴としている。
【００３０】
このように、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
次に、本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら説明する。本発明は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置において、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう。
【００３３】
まず、ＰＡＰＲ特性が変わらない信号の変形について説明する。ここで、ＰＡＰＲ特性とは瞬時のＰＡＰＲを示すのではなく、統計的な特性を指している。元のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ特性を悪化させない信号の変形法には、ＤＦＴに入力する順番を入れ替える、複素共役をとる、位相を回転させるなどがある。これらの変形はいずれも振幅変動はなく、また、シングルキャリアのデータの変化点を変えるものではないので、ＰＡＰＲ特性を劣化させることはない信号変形である。
【００３４】
次にこれらの変形をＤＦＴに入力する前に行なった場合、ＤＦＴ後の信号にどのような影響を与えるかについて示す。ただし、ＤＦＴとＩＤＦＴは可逆の関係になるため、ＤＦＴとＩＤＦＴを入れ替えても同じ関係が成立する。
【００３５】
順番を入れ替える方法については、回転によるデータ順の入れ替えについてのみ着目する。この回転によるデータ入れ替えは、ＤＦＴにより位相回転と関連付けられる。ＤＦＴのポイント数をｎとし、信号Ｔ１＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）をＤＦＴした結果を、
Ｆ１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）とした場合、
Ｔ１をｍ個回転させた信号Ｔｍ＝（ｔｎ−ｍ、ｔｎ−ｍ＋１、…、ｔ０、…、ｔｍ−１）をＤＦＴした結果Ｆｍは、
Ｆｍ＝（ｆ０×ｅ−２π×ｍ×０／ｎ、ｆ１×ｅ−２π×ｍ×１／ｎ、…、ｆｎ−１×ｅ−２π×ｍ×（ｎ−１）／ｎ）となる。このＦｍはＦ１に対して、隣接するサブキャリア間でｅ−２π×ｍ／ｎの位相回転が加えられたものである。また、このデータ回転はｍ個のデータ回転に対して、全体では２×π×ｍの位相回転が加えられることになる。
【００３６】
次に、複素共役をとった場合について示す。Ｔ１を複素共役した信号をＴＣとし、ＴＣをＤＦＴした結果をＦＣとすると、ＦＣはＦ１の要素を用いて、
ＦＣ＝（ｆ０＊、ｆｎ−１＊、ｆｎ−２＊、…、ｆ１＊）となる。
【００３７】
このような信号の変形のみで、ＳＦＢＣを実現することができれば、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのＰＡＰＲ特性を劣化させることなく、送信ダイバーシチゲインを獲得できる送信ダイバーシチを実現できる。
【００３８】
（第１の実施形態）
本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明におけるＰＡＰＲ特性の劣化をさせないＳＦＢＣ符号化を用いたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の送信装置の概略構成を示すブロック図である。ただし、送信ダイバーシチ実行時の送信アンテナ数を「２」、受信アンテナ数を「１」とする。以下の実施形態においては、ＰＡＰＲ特性の良好なシングルキャリア方式として、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式を用いて説明する。
【００３９】
図１において、誤り訂正符号化部１は、入力された送信データに対して、誤り訂正などの符号化を行なう。変調部２は、ＰＳＫやＱＡＭなどの変調を行なう。この変調は、ディジタル（１次変調）変調である。Ｓ／Ｐ（Serial/Parallel）変換部３は、符号化、変調等が施された時間領域信号をＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部４に入力するためにシリアル／パラレル変換を行なう。本実施形態では、使用するサブキャリア数、すなわち、ＤＦＴポイント数を「ｎ」とするため、Ｓ／Ｐ変換部３の出力は、ｎ個のベクトルとなる。
【００４０】
ＤＦＴ部４は、時間軸信号に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行ない、周波数信号を生成する。ＤＦＴ部４は、時間周波数変換部を構成する。また、符号化部５は、入力される周波数信号に対してＰＡＰＲ特性を劣化させないようにＳＦＢＣ符号化を行なう。詳しくは後述する。サブキャリア割り当て部６−１、６−２は、送信するサブキャリアに周波数信号や符号化された周波数信号を割り当てる。ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）部７−１、７−２は、サブキャリアに割り当てられた周波数信号に逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴを行なう。ＩＤＦＴ部７−１、７−２は、周波数時間変換手段を構成する。本実施形態では、システム帯域のサブキャリア数をＭ（≧ｎ）とするため、ＩＤＦＴポイント数はＭとなり、ｎ個の入力以外は０が挿入される。通常、この０が挿入されるサブキャリアは他の端末が使用する。
【００４１】
ＧＩ挿入部８−１、８−２は、ＩＤＦＴ部７−１、７−２の出力にシステムで規定されるガードインターバル（ＧＩ）を挿入する。ＧＩとしてはシンボルの後半部のコピーを、シンボルの先頭に配置することが殆どであり、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）と呼ばれることもある。Ｐ／Ｓ（Parallel/Serial）変換部９−１、９−２は、ＧＩ挿入部８−１、８−２の出力に対してパラレル／シリアル変換を行なう。Ｄ／Ａ（Digital/Analog)変換部１０−１、１０−２は、Ｐ／Ｓ変換部９−１、９−２の出力に対しディジタル信号をアナログ信号に変換する。また、ＲＦ部１１−１、１１−２は、送信帯域に信号を変換し、図示しないアンテナからデータを送信する。このＲＦ部には、送信する信号を高出力信号にするための高利得アンプ（ＨＰＡ：High Power Amplifier）が含まれる。通常、ＨＰＡおいて、高出力領域まで線形性を保つことは難しく、また、保つためには消費電力が大きくなるという問題点があり、上りリンクの通信方式においてはＰＡＰＲ特性のよいシングルキャリア変調方式が選択される。
【００４２】
次にＰＡＰＲ特性を劣化させない符号化について説明する。従来例でも説明したように、ＳＦＢＣを行なう際、２つのサブキャリアに対して式（５）の右辺の一項目の行列（以下、「符号化行列」と呼称する。）で示したような符号化を行なえば、
ｈ１１，ｋ＝ｈ１１，ｍ、ｈ１２，ｋ＝ｈ１２，ｍという条件の下、受信機で最大のダイバーシチゲインを得ることができる。なお、ｈｘｙ，ｚは送信アンテナｙから受信アンテナｘへのサブキャリアｚにおける周波数応答を意味する。
【００４３】
【数５】
式（５）において、ｋ、ｍはサブキャリア番号を示し、０≦ｋ、ｍ≦ｎ−１の整数である。＊は複素共役を意味する。式（５）の符号化行列（右辺の１項目の行列）の２列目、すなわち、ｍ番目のサブキャリアで送信する信号に着目すると、アンテナ２から送信されるデータに「−」が付いている。これは、アンテナ１で送信される信号に対して位相がπ回転していると解釈しても問題はない。（詳しくは受信処理の説明で示す。）従って、式（５）を任意の位相θを用いて、式（６）に変形する。
【００４４】
【数６】
以下、式(６)に示される符号化行列に基づいて、ＳＦＢＣ符号化する方法を示す。参考までに、ＰＡＰＲ特性の劣化を考慮しない場合（従来例と同じ）は、符号化部５に入力されるＦ＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）に対して、
Ｆ１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）、
Ｆ２＝（ｆ１＊、−ｆ０＊、…、−ｆｎ−２＊）、
と符号化される。これに対して、ＰＡＰＲ特性を考慮する本発明は、
Ｆ１＿１＝（ｆ０、ｆ１、…ｆｎ／２−１、ｆｎ／２−１、…、ｆｎ−２、ｆｎ−１）、
Ｆ１＿２＝（ｆｎ／２＊×ｅ−ｊ×２π×０／ｎ、ｆｎ／２＋１＊×ｅ−ｊ×２π×１／ｎ、…ｆｎ−１＊×ｅ−ｊ×２π×(ｎ／２−１)／ｎ、ｆ１＊×ｅ−ｊ×２π×ｎ／２／ｎ、…、ｆｎ／２−２×ｅ−ｊ×２π×(ｎ−２)／ｎ、ｆｎ／２−１×ｅ−ｊ×２π×(ｎ−１)／ｎ）となる。
【００４５】
従来例では隣接するサブキャリア間で符号化行列により符号化を行なったが、本実施形態では整数ｐとして、サブキャリアｋ＝ｐと、サブキャリアｍ＝ｐ＋ｎ／２（０≦ｐ≦ｎ／２−１）の組で符号化が行なわれる。また、ｐを用いて式(６)を書き直し整理すると式(７)のようになる。
【００４６】
【数７】
θ＝２π×ｐ／ｎとすると、式(６)と同じ符号化行列になり、ＳＦＢＣがサブキャリアｐとｐ＋ｎ／２間で実現できる。ｆｐは各サブキャリアで送信されるスペクトル成分である。
【００４７】
次に、Ｆ１＿１、Ｆ１＿２をＦと比較すると、Ｆ１＿１は、Ｆと全く同じ信号であるためＰＡＰＲ特性の劣化はない。Ｆ１＿２は、Ｆをｎ／２回転（１ステップ）し、複素共役（２ステップ）をとり、サブキャリア間で、ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ、全体で２πの位相回転（３ステップ）、すなわち、ＳＦＢＣの組となるｐ／２離れたサブキャリア間でπの位相回転を与えることにより生成される。これは、実施形態の最初に示したように、ＰＡＰＲ特性を劣化させない信号の変形のみで実現できている。
【００４８】
次に、Ｆ１＿２の信号に対応する時間領域の信号がどのようになっているかを確認する。Ｆ１＿１およびＦの信号に対応する時間領域の信号を、
Ｔ＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）とすると、Ｆ１＿２は、１ステップ目ではＦをｎ／２回転するためＴに対してデータ間でπの位相回転が加えられ、１データおきに符号が反転し、
Ｔａ＝（ｔ０、−ｔ１、…、−ｔｎ−１）となる。さらに、２ステップ目では、複素共役を取るためｔ０を基準としデータの並びが反転しながら複素共役がとられ、
Ｔｂ＝（ｔ０＊、−ｔｎ−１＊、…、−ｔ１＊）となる。さらに、３ステップ目ではサブキャリア間で、ｅ−ｊ×２πｐ／ｎの位相回転を与えるため、データが１つ回転し、
Ｔｃ＝（−ｔｎ−１＊、…、−ｔ１＊、ｔ０＊）となり、Ｆ２の信号に対応する時間領域の信号はＴｃである。Ｔｃを見ると、各要素がＴの各要素に対する並び替えと複素共役、およびマイナスで構成されているため、ＰＡＰＲ特性が変わらないことが明らかとなる。
【００４９】
図２は、符号化部５の入力信号と出力の関係を示す図である。図２に示すように、ｆｆ＿１がサブキャリア割り当て部６−１に入力される信号であり、ｆｆ＿２が同じくサブキャリア割り当て部６−２に入力される信号である。
【００５０】
次に、受信機で最大のダイバーシチゲインが得られることを示す。ただし、ＳＦＢＣ符号化を施すサブキャリア間では伝搬路は一定であるとし、簡単のためノイズ成分は無視して示す。図３は、前述した送信装置でデータが送信された信号を復調するための受信機の構成を示す図である。図３において、ＲＦ部２１は、図示しないアンテナで受信した信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦ部２１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。
【００５１】
シンボル同期部２３は、ＧＩを含むスペクトラム制御シングルキャリア信号からＧＩを削除してシンボルの同期をとり、通常のＯＦＤＭシンボル同期と同じような機能とすることができる。Ｓ／Ｐ変換部２４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。ＤＦＴ部２５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じＭである。
【００５２】
伝搬路推定部２６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎およびサブキャリア毎に推定する。サブキャリア抽出部２７は、通信帯域から受信に必要となるサブキャリアを抜き出す。このサブキャリア抽出部２７では、必要となる伝搬路情報とデータとを抽出する機能を有する。スペクトラム合成部２８は、スペクトラムを合成する。このスペクトラム合成部２８には、それぞれの送信アンテナに対する伝搬路（各サブキャリア毎の周波数応答）推定結果ｈ１１，ｋ、ｈ１２，ｋ（ｋは、サブキャリアを表す自然数）と受信データｒ（ｋ）が入力される。
【００５３】
重み付け部３０では入力される伝搬路推定結果とスペクトラム合成結果に対して、伝搬路変動をＭＭＳＥやゼロフォーシングなどを用いて重み付けする機能を有する。ＩＤＦＴ部３１は送信装置のＤＦＴ部４に対応し、周波数領域のデータを時間領域に変換し、復調部３２で送信装置の変調部２に対応した復調が行なわれ、復号部３３で誤り訂正が施され送信データが復号される。
【００５４】
符号化が行なわれるサブキャリア間で伝搬路の周波数変動が一定である場合、
ｈ１１，ｐ＝ｈ１１，ｐ＋ｎ／２、ｈ１２，ｐ＝ｈ１２，ｐ＋ｎ／２、
とすることができ、式(７)は式（８）となる。
【００５５】
【数８】
スペクトル合成部には、伝搬路推定部で算出される伝搬路の情報ｈ１１，ｋｈ１２，ｋ、および受信データｒ（ｋ）が入力され、
ｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊が演算される。その結果、
【数９】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００５６】
同様にｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、
ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）を演算すると、
【数１０】
となる。
【００５７】
また、受信機で伝搬路推定を行なう際、あらかじめ送信装置でｐ＋ｎ／２のサブキャリアに対して、ｅ−ｊ×２πｐ／ｎに相当する回転量を与えることで、受信機では従来のＳＦＢＣとほぼ同じ受信構成でデータを復調することが可能になる。
【００５８】
すなわち、受信機で得られる周波数応答は、ｘを１あるいは２として（１６）式で与えられる。
【００５９】
【数１１】
また、この場合、受信機の処理はデータｆｐを算出する際は、
ｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｈ１２、ｐ＋ｎ／２×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊、
データｆｐ＋ｎ／２を算出する際は、
ｈ１２＊、ｐ×ｒ（ｐ）＋ｈ１１、ｐ×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊となる。
【００６０】
なお、重み付け部には、
【数１２】
が入力され、ＭＭＳＥ等化などの処理が行なわれる。
【００６１】
（第２の実施形態）
第２の実施形態では、第１の実施形態以外の符号化行列でも、最大の送信ダイバーシチ効果を得ることができる方法について示す。式（１３）で示される符号化行列（右辺の第１項）がその例である。
【数１３】
【００６２】
第１の実施形態では、サブキャリアｐとサブキャリアｐ＋ｎ／２で符号化が行なわれる場合を示したが、式（１３）の符号化行列では、サブキャリアｐとサブキャリアｎ−１−ｐで符号化が行なわれる場合を示している。第１の実施形態と同様に、符号化部５の入力をＦ＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）とした場合、出力Ｆ２＿１、Ｆ２＿２は、それぞれ、
Ｆ２＿１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）、
Ｆ２＿２＝（ｆｎ−１＊、−ｆｎ−２＊、…、−ｆ０＊）、と表される。
【００６３】
次に、Ｆ２＿１、Ｆ２＿２をＦと比較するとＦ２＿１はＦと全く同じ信号であるためＰＡＰＲ特性の劣化はない。Ｆ２＿２はＦを反転（１ステップ）し、複素共役をとり（２ステップ）、サブキャリア間でｅ−ｊπ、全体でｎπの位相回転（３ステップ）により生成される。
【００６４】
次に、Ｆ２＿２の信号に対応する時間領域の信号がどのようになっているかを確認する。Ｆ２＿１およびＦの信号に対応する時間領域の信号を、
Ｔ＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）とすると、Ｆ２＿２は１ステップでＦを反転するためには、時間領域では複素共役をとり、サブキャリア間で、ｅ−ｊ×２π／ｎ位相回転を与える必要があるため、
Ｔａ＝（ｔ０＊×ｅ−ｊ×２π×０×／ｎ、ｔ１＊ｅ−ｊ×２π×1×／ｎ、…、ｔｎ−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ−１)×／ｎ）となる。さらに、２ステップで複素共役を取るため、時間領域ではデータ順が入れ替わり、
Ｔｂ＝（ｔ０＊×ｅ−ｊ×２π×０×／ｎ、ｔｎ−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ−１)×／ｎ、…、ｔ１＊ｅ−ｊ×２π×1×／ｎ）となる。さらに、３ステップで、サブキャリア間でｅ−ｊπの位相回転を与えるため、時間領域ではデータの回転が生じ、
Ｔｃ＝（ｔｎ／２＊×ｅ−ｊ×２π×ｎ／２×／ｎ、ｔｎ／２−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ／２−１)×／ｎ、…、ｔｎ／２＋１＊ｅ−ｊ×２π×（ｎ／２＋１）×／ｎ）、
となり、Ｆ２＿２の信号に対応する時間領域の信号はＴｃである。Ｔｃを見ると、各要素がＴの各要素に対する並び替えと複素共役で構成されているため、ＰＡＰＲ特性が変わらないことが明らかとなる。
【００６５】
次に、受信機で最大のダイバーシチゲインが得られることを示す。ただし、本符号化の場合は使用する全帯域で伝搬路は一定であるとし、簡単のためノイズ成分は無視して示す。ｈ１１，ｐ＝ｈ１１，ｘ、ｈ１２，ｐ＝ｈ１２，ｘ、とすると、式(１３)は、式（１４）となる。
【００６６】
【数１４】
ｐが偶数のときは、第１の実施形態と同様に合成が可能であり、
ｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｈ１２、ｐ×ｒ（ｎ−１）＊を演算すると、
【数１５】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００６７】
また、同様に、ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）を演算すると、
【数１６】
となる。
【００６８】
ｐが奇数のときは、
ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）を演算すると、
【数１７】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００６９】
また、同様にｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｈ１２、ｐ×ｒ（ｎ−１）＊を演算すると、
【数１８】
となる。
【００７０】
次に別の符号化行列を示す。
【００７１】
【数１９】
ただし、ｑは０≦ｑ≦ｎ／４−１を満たす整数であり、Ｑは０あるいはｎ／２である。式（１９）の符号化行列では、サブキャリアｑ＋Ｑとサブキャリアｎ／２−１−ｑ＋Ｑで符号化が行なわれる場合を示している。
【００７２】
第１の実施形態と同様に、符号化部５の入力をＦ＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）とした場合、出力Ｆ３＿１、Ｆ３＿２は、それぞれ、
Ｆ３＿１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）、
Ｆ３＿２＝（ｆｎ／２−１＊、−ｆｎ／２−２＊、…、−ｆ０＊、ｆｎ−１＊、…、ｆｎ／２＋２＊、−ｆｎ／２＋１＊）、
と表される。
【００７３】
次に、Ｆ３＿１、Ｆ３＿２をＦと比較すると、Ｆ３＿１はＦと全く同じ信号であるためＰＡＰＲ特性の劣化はない。Ｆ３＿２はＦ２＿２をｎ／２サンプル回転させた（４ステップ）ものである。
【００７４】
次に、Ｆ３＿２の信号に対応する時間領域の信号がどのようになっているかを確認する。Ｆ３＿１およびＦの信号に対応する時間領域の信号を、
Ｔ＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）とすると、Ｆ３＿２は、４ステップでＦ２＿２をｎ／２サンプル回転させたものであるため、先に示したＴｃのデータ間に、ｅ−ｊ×２π／ｎ位相回転を与えることになる。よって、
Ｔｄ＝（ｔｎ／２＊×ｅ−ｊ×２π×ｎ／２×／ｎ、ｔｎ／２−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ／２−１)×／ｎ、…、ｔｎ／２＋１＊ｅ−ｊ×２π×（ｎ／２＋１）×／ｎ）、
となり、Ｆ３＿２の信号に対応する時間領域の信号はＴｄである。Ｔｄを見ると、各要素がＴの各要素に対する並び替えと複素共役で構成されているため、ＰＡＰＲ特性が変わらないことが明らかとなる。
【００７５】
次に受信機で最大のダイバーシチゲインが得られることを示す。ただし、本符号化の場合は使用する全帯域で伝搬路は一定であるとし、簡単のためノイズ成分は無視して示す。また、装置の構成は、図３で示したものと同じもので対応できる。従って本実施形態においては数式による処理のみを示す。伝搬路が一定であるいう条件から、
ｈ１１，ｐ＝ｈ１１，ｘ、ｈ１２，ｐ＝ｈ１２，ｘ、とすると、式(１９)は式（２０）となる。
【００７６】
【数２０】
ｑが偶数のときは第１の実施形態と同様に合成が可能であり、
ｈ１１＊、ｑ＋Q×ｒ（ｑ＋Q）−ｈ１２、ｐ×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）＊を演算すると、
【数２１】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００７７】
また、同様に、
ｈ１２、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｑ＋Ｑ）＊＋ｈ１１、ｑ＋Ｑ＊×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）を演算すると、
【数２２】
となる。
【００７８】
ｑが奇数のときは、
ｈ１２、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｑ＋Ｑ）＊＋ｈ１１、ｑ＋Ｑ＊×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）を演算すると、
【数２３】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００７９】
また、同様に、
ｈ１１＊、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｑ＋Ｑ）−ｈ１２、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）＊を演算すると、
【数２４】
となる。
【００８０】
なお、以上の第１および第２の実施形態では、ＳＦＢＣの符号化を行なうサブキャリア間で伝搬路は一定であるとして説明を行なっているが、これは完全に一定であることが必要であるということを意味するわけではない。同じであれば、最大の送信ダイバーシチゲインを得ることが可能であるが、若干の違いに対しては、送信ダイバーシチゲインが最大ではなくなるだけで、相応のゲインが得られる。
【００８１】
（第３の実施形態）
上記の第１および第２の実施形態において、ある程度の周波数範囲で伝搬路変動が一定とみなすことができる場合の受信処理については簡単に示しているが、本実施形態では伝搬路変動がある程度変動していても、最大のダイバーシチ効果を得る受信方法について示す。ただし、第１、および第２の実施形態同様、説明を簡単にするためにアンテナ間の伝搬路変動は受信機でわかっている場合を想定し、ノイズの影響は省略して示している。
【００８２】
また、本実施形態では実施形態１で示した符号化行列を送信機で使用した場合の処理を示す。再度、式（２５）に符号化行列を含む式を示す。
【００８３】
【数２５】
図４は、本実施形態における受信装置の概略構成を示すブロック図である。図４において、ＲＦ部２１は、図示しないアンテナで受信した信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦ部２１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。シンボル同期部２３は、ＧＩを含むシングルキャリア信号からＧＩを削除してシンボルの同期をとり、通常のＯＦＤＭシンボル同期の同じ機能とすることができる。Ｓ／Ｐ変換部２４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。
【００８４】
ＤＦＴ部２５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じＭである。伝搬路推定部２６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎およびサブキャリア毎に推定する。サブキャリア抽出部２７は、通信帯域から受信に必要となるサブキャリアを抜き出す。このサブキャリア抽出部２７では、必要となる伝搬路情報とデータとを抽出する機能を有する。
【００８５】
スペクトラム合成部２８は、スペクトラムを合成する。このスペクトラム合成部２８には、それぞれの送信アンテナに対する伝搬路（各サブキャリア毎の周波数応答）推定結果ｈ１１、ｋ、ｈ１２、ｋ（ｋはサブキャリアを表す自然数）と受信データｒ（ｋ）が入力される。キャンセル部２９は、合成された信号から干渉レプリカ生成部で生成される干渉信号のソフトレプリカ信号を間引く。ただし、ブロック２９から３４の処理は繰り返し行なわれ、最初の処理において干渉レプリカ信号はない。重み付け部３０では入力される伝搬路推定結果と干渉信号が間引かれたスペクトラム合成結果に対して、伝搬路変動をＭＭＳＥやゼロフォーシングなどを用いて重み付けする機能を有する。
【００８６】
ＩＤＦＴ部３１は、周波数領域のデータを時間領域のデータに変換する。このＩＤＦＴ部３１のポイント数は、通常、送信で用いたＤＦＴ部のポイント数ｎと同じである。復調部３２は、送信で用いたＱＰＳＫ等の変調に対応して復調を行なう。復号部３３は、送信装置で用いた符号化と対応した復号（誤り訂正）を行なう。ただし、繰り返し処理が行なわれるので、処理の途中では送信データのＬＬＲを出力し、最終処理時に硬判定したデータを出力する。干渉レプリカ生成部３４では、入力されたＬＬＲを基に干渉レプリカ信号が生成される。
【００８７】
図５は、干渉レプリカ生成部の構成を示すブロック図である。図５において１００２は変調部、１００３はＳ／Ｐ変換部、１００４はＤＦＴ部であり、送信装置の２から４のブロックと同じ機能を有する。ただし、変調部１００２には、復号部から、各データビットの対数尤度比であるＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）が入力される。例えば、変調方式をＱＰＳＫとし、ＱＰＳＫ変調をするのに必要となる２ビットのＬＬＲをｌ１、ｌ２とすると式（２６）に従って変調される。
【００８８】
【数２６】
Ｓｓｏｆｔは、変調部１００２の出力である。この処理の後、ＤＦＴ部までは送信装置と同じ処理を行なう。Ｓｓｏｆｔがデータの信頼度に応じた時間信号であるため、ＤＦＴの出力はデータの信頼度に応じた周波数信号となる。レプリカ生成部１００５は、ＤＦＴの出力と伝搬路情報からキャンセル部２９に入力するレプリカ情報を生成するブロックであるが、詳細については式を用いて説明する。
【００８９】
スペクトラム合成部２８には、通信に使用したサブキャリアのアンテナ１と受信アンテナ間の伝搬路情報ｈ１１、ｋとアンテナ２と受信アンテナ間の伝搬路情報ｈ１２、ｋが入力され、さらにデータ情報ｒ（ｋ）が入力される。ここで、「ｋ」は、送信時に説明に使用した番号と同じとするが、それにより一般性を失うことはない。また、スペクトラム合成部２８からはスペクトラム合成処理が行なわれたデータｒｒ（ｋ）が出力される。
【００９０】
第１の実施形態では、式（２５）において、ｈ１１、ｐとｈ１１、ｐ＋ｎ／２が同じとみなせるような伝搬路を想定したため、ｈ１１、ｐ＝ｈ１１、ｐ＋ｎ／２として、処理を行なったが、本実施形態は異なるものとして処理を行なう。
【００９１】
スペクトラム合成部２８では、
ｒｒ(ｐ)＝ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ）−ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、ｐ＋ｎ／２×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊と、
ｒｒ（ｐ＋ｎ／２）＝ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＋ｎ／２＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）と、を演算し、それぞれ式（２７）を得る。
【００９２】
【数２７】
式（２７）の２つの式において、双方とも２項目がダイバーシチゲインを損なう要因である。キャンセル部２９においてこの成分をキャンセルすることで、より大きなダイバーシチゲインを得ることが可能になる。
【００９３】
レプリカ生成部１００５では、式（２８）で示す信号が計算される。
【００９４】
【数２８】
ここでｆｒｅｐは、ＳｓｏｆｔをＤＦＴにより周波数変換することで得られる信号である。このＳｒｅｐをキャンセル部に入力し、ｒｒ信号から減ずることで、復号した信号の信頼度を向上することが可能になる。
【００９５】
ここで示した受信方法を用いることによって、周波数領域で符号化を行なう際、周波数応答がある程度は異なっていても、大きなダイバーシチ利得を得ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】ＳＦＢＣ符号化を用いたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の送信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】符号化部５の入力信号と出力の関係を示す図である。
【図３】送信装置でデータが送信された信号を復調するための受信機の構成を示す図である。
【図４】第３の実施形態における受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図５】干渉レプリカ生成部の構成を示すブロック図である。
【図６】ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式に適用される送信機の概略構成を示すブロック図である。
【図７】（ａ）は、Ｌ配置の例を示す図であり、（ｂ）は、Ｄ配置の例を示すである。
【符号の説明】
【００９７】
１ 訂正符号化部
２ 変調部
３ Ｓ／Ｐ変換部
４ ＤＦＴ部
５ 符号化部
６−１、６−２ サブキャリア割り当て部
７−１、７−２ ＩＤＦＴ部
８ ＧＩ挿入部
９−１、９−２ Ｐ／Ｓ変換部
１０−１、１０−２ Ｄ／Ａ変換部
１１−１、１１−２ ＲＦ部
２１ ＲＦ部
２２ Ａ／Ｄ変換部
２３ シンボル同期部
２４ Ｓ／Ｐ変換部
２５ ＤＦＴ部
２６ 伝搬路推定部
２７ サブキャリア抽出部
２８ スペクトラム合成部
２９ キャンセル部
３０ 重み付け部
３１ ＩＤＦＴ部
３２ 復調部
３３ 復号部
３４ 干渉レプリカ生成部
１００２ 変調部
１００３ Ｓ／Ｐ変換部
１００４ ＤＦＴ部
１００５ レプリカ生成部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルキャリア通信方式で無線送信を行なう無線送信装置および送信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行なわれており、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用する１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。下りリンク、すなわち、基地局装置から移動局装置への通信においては、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに６４ＱＡＭ（64-ary Quadrature Amplitude Modulation：６４値直交振幅変調）や、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相変調）などの変調をかけたＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸で構成されるアクセス単位であるリソースブロックを複数の移動端末装置で分割して通信を行なうシステムである。
【０００３】
ＯＦＤＭＡ方式では、ＯＦＤＭ信号を使用するため、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が非常に高くなることがある。このような高いピーク電力は、送信電力増幅機能に比較的余裕のある下りリンクの通信においては大きな問題とはならないが、送信電力増幅機能に余裕のない上りリンク、すなわち、移動局装置から基地局装置への通信では、致命的な問題となってしまう。そこで、上りリンクの通信においては、ＰＡＰＲが比較的低いシングルキャリアの通信方式が提案されている。その１つがＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Discrete Fourier Transform-Spread-OFDM：離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ）である（非特許文献１）。
【０００４】
図６は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式に適用される送信機の概略構成を示すブロック図である。この送信機では、符号化部１００が、入力された送信データを誤り訂正符号化し、変調部１０１がＢＰＳＫなどの変調を施す（以下本明細書ではこの変調を施すことを1次変調と呼称する）。さらに、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０２が直列信号を並列信号に変換した後に、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）部１０３がフーリエ変換をすることより、時間軸信号を周波数信号に変換する。
【０００５】
サブキャリア割り当て部１０４は、ＤＦＴ部１０３で変換された周波数信号を、後述する規則に従ってＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）部１０５の入力に配置する。入力がないＩＤＦＴポイントには０を挿入し、逆離散フーリエ変換することにより時間波形を得る。これらの時間波形について、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１０６がガードインターバルを挿入し、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１０７がこれを直列信号に変換する。Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部１０８は、この直列信号をアナログ信号に変換し、ＲＦ（高周波）部１０９は、無線周波数帯域信号にさらに周波数変換して、図示しないアンテナを通して送信する。
【０００６】
複数のユーザのデータを多重するシステムでは、離散フーリエ変換ＤＦＴのポイント数より逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴのポイント数の方を大きくして、０入力されたサブキャリアは他の移動端末装置によって使用される。
【０００７】
このように生成されたデータは、シングルキャリアの変調と同等であり、ピーク対平均電力比ＰＡＰＲは低い。また、ＯＦＤＭ信号のように、ガードインターバルを挿入することでシンボル間干渉は無く、データを処理することが可能となる。しかも、離散フーリエ変換ＤＦＴにより周波数波形を一旦作っているため、周波数軸の制御が容易にできるといったメリットがある。なお、本明細書では、ガードインターバルを挿入する間隔、すなわち、ＤＦＴを行なうデータ処理単位を「シンボル」と呼称する。
【０００８】
この周波数配置の規則として２つの方法が提案されている。１つはローカライズド（Localized：以下、「Ｌ配置」と呼称する。）という方式であり、もう１つはディストリビューティッド（Distributed：以下、「Ｄ配置」と呼称する。）という方式である。図７（ａ）は、Ｌ配置の例を示す図であり、図７（ｂ）は、Ｄ配置の例を示すである。図示するように、Ｌ配置は、離散フーリエ変換ＤＦＴ後の周波数データを逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴの入力にその配置を変えずに連続して割り当てる方式である。また、Ｄ配置は、同データを逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴの入力に一定間隔で離散的に割り当てる方式である。
【０００９】
非特許文献２には、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ方式に用いることができる送信ダイバーシチ技術が記載されている。本文献の図１にはＳＴＢＣ（Space Time Block Coding）と呼ばれる送信ダイバーシチ方法が記載されている。この方法は、送信する際、送信データに対して符号化を行ない、受信する際には送信装置で符号化されたデータを復号することでダイバーシチゲインを得る方法である。この方法は、伝搬路情報をフィードバックしない送信ダイバーシチ方法としては最も特性がよいとされている。
【００１０】
ＳＴＢＣについて一例を示すと、アンテナが２本の場合、送信データＳ１、Ｓ２に対して、最初のシンボルでアンテナ１からＳ１、アンテナ２からＳ２を、続くシンボルでアンテナ１からＳ２＊、アンテナ２から−Ｓ１＊を送信する。これを行列で表すと式（１）のように示される。（１）において、ｔは時刻を示し、ｈ１１は送信アンテナ１から受信アンテナ１への周波数応答、ｈ１２は送信アンテナ２から受信アンテナ１への周波数応答を示す。
【００１１】
【数１】
式（１）において、「＊」は複素共役を意味する。この受信された信号に対し、
ｈ１１＊×ｒ（ｔ）−ｈ１２×ｒ（ｔ＋１）＊を演算すると、
【数２】
となり、送信信号Ｓ１ に対し、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。同様な演算処理を用いるとＳ２についても最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００１２】
また、同様な送信ダイバーシチの方法として、ＯＦＤＭ信号のようにマルチキャリア信号を使用する場合、ＳＦＢＣ（Space Frequency Block Coding）という技術が使用されている。これは式（１）の時間を周波数領域に展開した方法である。
【００１３】
【数３】
ただし、式（３）において、ｋは、マルチキャリア信号におけるサブキャリア番号に対応する。ここで、隣接するサブキャリアでは周波数応答を同一とみなしても問題ないような伝搬路環境、すなわち、ｈ１１，ｋ＝ｈ１１，ｋ＋１のような条件を考えると、式（３）は、式（４）のように変換でき、ＳＴＢＣで示した場合と同様な演算により最大のダイバーシチゲインを得ることが可能になる。
【００１４】
【数４】
【非特許文献１】3GPP R1−050702 “DFT-Spread OFDM with Pulse Shaping Filter in Frequency Domain in Evolved UTRA Uplink” NTT DoCoMo
【非特許文献２】3GPP R1−062192 “Consideration on transmit diversity in E-UTRA uplink ” 東芝
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、非特許文献２に示されるように、マルチキャリア信号に対しＳＴＢＣを用いると、最大限のダイバーシチゲインを得ることができるものの、複数のシンボルにまたがって符号化する必要があるという問題がある。ｍシンボルにまたがって符号化をする必要性がある場合は、通信のフレームをｍシンボルの倍数の構成にしなければならない。また、制御信号のようにできるだけ早い処理が必要となるデータに対しては、符号化された全てのシンボルを受信するまで復調できないといった問題があった。また、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭ信号に用いられるＳＦＢＣを用いると、周波数領域の信号、例えば、図６では、ＤＦＴ部１０３の出力信号に対し、式（３）のＳ行列で示すような符号化を施す必要があるため、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの特徴であるＰＡＰＲ特性がよいというメリットが殆どなくなってしまう。
【００１６】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に代表されるマルチキャリア信号を生成する方式を利用してシングルキャリア信号を送信する場合に、ＰＡＰＲ特性を良い状態に保持したまま、１シンボルでできるだけ多くの送信ダイバーシチゲインを得ることができる無線送信装置および送信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の無線送信装置は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう符号化部と、前記符号化した信号を送信する送信部と、を備えることを特徴としている。
【００１８】
このように、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００１９】
（２）また、本発明の無線送信装置は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記時間周波数変換部の前段または後段に設けられ、入力信号を符号化する符号化部と、前記符号化した信号を送信する送信部と、を備え、前記符号化部は、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴としている。
【００２０】
このように、符号化部が、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２１】
（３）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、時間領域の信号または周波数領域の信号に対し、信号順序の並び替えを行なうことにより、位相回転を行なうことにより、または複素共役を取ることにより、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴としている。
【００２２】
このように、時間領域の信号または周波数領域の信号に対し、信号順序の並び替えを行なうことにより、位相回転を行なうことにより、または複素共役を取ることにより、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２３】
（４）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、使用するサブキャリア数をｎ（ｎは自然数）とした場合、周波数軸方向に相互にｎ／２離れた一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴としている。
【００２４】
このように、使用するサブキャリア数をｎ（ｎは自然数）とした場合、周波数軸方向に相互にｎ／２離れた一対のサブキャリアに対して符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２５】
（５）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、ｎ−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴としている。
【００２６】
このように、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、ｎ−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２７】
（６）また、本発明の無線送信装置において、前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、（ｎ／２）−１、または（３ｎ／２）−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴としている。
【００２８】
このように、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、（ｎ／２）−１、または（３ｎ／２）−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【００２９】
（７）また、本発明の送信方法は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置の送信方法であって、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうステップと、前記符号化した信号を送信するステップと、を少なくとも含むことを特徴としている。
【００３０】
このように、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうので、シングルキャリア信号の特徴である良好なＰＡＰＲ特性に影響を与えることなく、送信ダイバーシチゲインを得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
次に、本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら説明する。本発明は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置において、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう。
【００３３】
まず、ＰＡＰＲ特性が変わらない信号の変形について説明する。ここで、ＰＡＰＲ特性とは瞬時のＰＡＰＲを示すのではなく、統計的な特性を指している。元のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ特性を悪化させない信号の変形法には、ＤＦＴに入力する順番を入れ替える、複素共役をとる、位相を回転させるなどがある。これらの変形はいずれも振幅変動はなく、また、シングルキャリアのデータの変化点を変えるものではないので、ＰＡＰＲ特性を劣化させることはない信号変形である。
【００３４】
次にこれらの変形をＤＦＴに入力する前に行なった場合、ＤＦＴ後の信号にどのような影響を与えるかについて示す。ただし、ＤＦＴとＩＤＦＴは可逆の関係になるため、ＤＦＴとＩＤＦＴを入れ替えても同じ関係が成立する。
【００３５】
順番を入れ替える方法については、回転によるデータ順の入れ替えについてのみ着目する。この回転によるデータ入れ替えは、ＤＦＴにより位相回転と関連付けられる。ＤＦＴのポイント数をｎとし、信号Ｔ１＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）をＤＦＴした結果を、
Ｆ１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）とした場合、
Ｔ１をｍ個回転させた信号Ｔｍ＝（ｔｎ−ｍ、ｔｎ−ｍ＋１、…、ｔ０、…、ｔｍ−１）をＤＦＴした結果Ｆｍは、
Ｆｍ＝（ｆ０×ｅ−２π×ｍ×０／ｎ、ｆ１×ｅ−２π×ｍ×１／ｎ、…、ｆｎ−１×ｅ−２π×ｍ×（ｎ−１）／ｎ）となる。このＦｍはＦ１に対して、隣接するサブキャリア間でｅ−２π×ｍ／ｎの位相回転が加えられたものである。また、このデータ回転はｍ個のデータ回転に対して、全体では２×π×ｍの位相回転が加えられることになる。
【００３６】
次に、複素共役をとった場合について示す。Ｔ１を複素共役した信号をＴＣとし、ＴＣをＤＦＴした結果をＦＣとすると、ＦＣはＦ１の要素を用いて、
ＦＣ＝（ｆ０＊、ｆｎ−１＊、ｆｎ−２＊、…、ｆ１＊）となる。
【００３７】
このような信号の変形のみで、ＳＦＢＣを実現することができれば、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのＰＡＰＲ特性を劣化させることなく、送信ダイバーシチゲインを獲得できる送信ダイバーシチを実現できる。
【００３８】
（第１の実施形態）
本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明におけるＰＡＰＲ特性の劣化をさせないＳＦＢＣ符号化を用いたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の送信装置の概略構成を示すブロック図である。ただし、送信ダイバーシチ実行時の送信アンテナ数を「２」、受信アンテナ数を「１」とする。以下の実施形態においては、ＰＡＰＲ特性の良好なシングルキャリア方式として、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式を用いて説明する。
【００３９】
図１において、誤り訂正符号化部１は、入力された送信データに対して、誤り訂正などの符号化を行なう。変調部２は、ＰＳＫやＱＡＭなどの変調を行なう。この変調は、ディジタル（１次変調）変調である。Ｓ／Ｐ（Serial/Parallel）変換部３は、符号化、変調等が施された時間領域信号をＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部４に入力するためにシリアル／パラレル変換を行なう。本実施形態では、使用するサブキャリア数、すなわち、ＤＦＴポイント数を「ｎ」とするため、Ｓ／Ｐ変換部３の出力は、ｎ個のベクトルとなる。
【００４０】
ＤＦＴ部４は、時間軸信号に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行ない、周波数信号を生成する。ＤＦＴ部４は、時間周波数変換部を構成する。また、符号化部５は、入力される周波数信号に対してＰＡＰＲ特性を劣化させないようにＳＦＢＣ符号化を行なう。詳しくは後述する。サブキャリア割り当て部６−１、６−２は、送信するサブキャリアに周波数信号や符号化された周波数信号を割り当てる。ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）部７−１、７−２は、サブキャリアに割り当てられた周波数信号に逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴを行なう。ＩＤＦＴ部７−１、７−２は、周波数時間変換手段を構成する。本実施形態では、システム帯域のサブキャリア数をＭ（≧ｎ）とするため、ＩＤＦＴポイント数はＭとなり、ｎ個の入力以外は０が挿入される。通常、この０が挿入されるサブキャリアは他の端末が使用する。
【００４１】
ＧＩ挿入部８−１、８−２は、ＩＤＦＴ部７−１、７−２の出力にシステムで規定されるガードインターバル（ＧＩ）を挿入する。ＧＩとしてはシンボルの後半部のコピーを、シンボルの先頭に配置することが殆どであり、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）と呼ばれることもある。Ｐ／Ｓ（Parallel/Serial）変換部９−１、９−２は、ＧＩ挿入部８−１、８−２の出力に対してパラレル／シリアル変換を行なう。Ｄ／Ａ（Digital/Analog)変換部１０−１、１０−２は、Ｐ／Ｓ変換部９−１、９−２の出力に対しディジタル信号をアナログ信号に変換する。また、ＲＦ部１１−１、１１−２は、送信帯域に信号を変換し、図示しないアンテナからデータを送信する。このＲＦ部には、送信する信号を高出力信号にするための高利得アンプ（ＨＰＡ：High Power Amplifier）が含まれる。通常、ＨＰＡおいて、高出力領域まで線形性を保つことは難しく、また、保つためには消費電力が大きくなるという問題点があり、上りリンクの通信方式においてはＰＡＰＲ特性のよいシングルキャリア変調方式が選択される。
【００４２】
次にＰＡＰＲ特性を劣化させない符号化について説明する。従来例でも説明したように、ＳＦＢＣを行なう際、２つのサブキャリアに対して式（５）の右辺の一項目の行列（以下、「符号化行列」と呼称する。）で示したような符号化を行なえば、
ｈ１１，ｋ＝ｈ１１，ｍ、ｈ１２，ｋ＝ｈ１２，ｍという条件の下、受信機で最大のダイバーシチゲインを得ることができる。なお、ｈｘｙ，ｚは送信アンテナｙから受信アンテナｘへのサブキャリアｚにおける周波数応答を意味する。
【００４３】
【数５】
式（５）において、ｋ、ｍはサブキャリア番号を示し、０≦ｋ、ｍ≦ｎ−１の整数である。＊は複素共役を意味する。式（５）の符号化行列（右辺の１項目の行列）の２列目、すなわち、ｍ番目のサブキャリアで送信する信号に着目すると、アンテナ２から送信されるデータに「−」が付いている。これは、アンテナ１で送信される信号に対して位相がπ回転していると解釈しても問題はない。（詳しくは受信処理の説明で示す。）従って、式（５）を任意の位相θを用いて、式（６）に変形する。
【００４４】
【数６】
以下、式(６)に示される符号化行列に基づいて、ＳＦＢＣ符号化する方法を示す。参考までに、ＰＡＰＲ特性の劣化を考慮しない場合（従来例と同じ）は、符号化部５に入力されるＦ＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）に対して、
Ｆ１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）、
Ｆ２＝（ｆ１＊、−ｆ０＊、…、−ｆｎ−２＊）、
と符号化される。これに対して、ＰＡＰＲ特性を考慮する本発明は、
Ｆ１＿１＝（ｆ０、ｆ１、…ｆｎ／２−１、ｆｎ／２−１、…、ｆｎ−２、ｆｎ−１）、
Ｆ１＿２＝（ｆｎ／２＊×ｅ−ｊ×２π×０／ｎ、ｆｎ／２＋１＊×ｅ−ｊ×２π×１／ｎ、…ｆｎ−１＊×ｅ−ｊ×２π×(ｎ／２−１)／ｎ、ｆ１＊×ｅ−ｊ×２π×ｎ／２／ｎ、…、ｆｎ／２−２×ｅ−ｊ×２π×(ｎ−２)／ｎ、ｆｎ／２−１×ｅ−ｊ×２π×(ｎ−１)／ｎ）となる。
【００４５】
従来例では隣接するサブキャリア間で符号化行列により符号化を行なったが、本実施形態では整数ｐとして、サブキャリアｋ＝ｐと、サブキャリアｍ＝ｐ＋ｎ／２（０≦ｐ≦ｎ／２−１）の組で符号化が行なわれる。また、ｐを用いて式(６)を書き直し整理すると式(７)のようになる。
【００４６】
【数７】
θ＝２π×ｐ／ｎとすると、式(６)と同じ符号化行列になり、ＳＦＢＣがサブキャリアｐとｐ＋ｎ／２間で実現できる。ｆｐは各サブキャリアで送信されるスペクトル成分である。
【００４７】
次に、Ｆ１＿１、Ｆ１＿２をＦと比較すると、Ｆ１＿１は、Ｆと全く同じ信号であるためＰＡＰＲ特性の劣化はない。Ｆ１＿２は、Ｆをｎ／２回転（１ステップ）し、複素共役（２ステップ）をとり、サブキャリア間で、ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ、全体で２πの位相回転（３ステップ）、すなわち、ＳＦＢＣの組となるｐ／２離れたサブキャリア間でπの位相回転を与えることにより生成される。これは、実施形態の最初に示したように、ＰＡＰＲ特性を劣化させない信号の変形のみで実現できている。
【００４８】
次に、Ｆ１＿２の信号に対応する時間領域の信号がどのようになっているかを確認する。Ｆ１＿１およびＦの信号に対応する時間領域の信号を、
Ｔ＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）とすると、Ｆ１＿２は、１ステップ目ではＦをｎ／２回転するためＴに対してデータ間でπの位相回転が加えられ、１データおきに符号が反転し、
Ｔａ＝（ｔ０、−ｔ１、…、−ｔｎ−１）となる。さらに、２ステップ目では、複素共役を取るためｔ０を基準としデータの並びが反転しながら複素共役がとられ、
Ｔｂ＝（ｔ０＊、−ｔｎ−１＊、…、−ｔ１＊）となる。さらに、３ステップ目ではサブキャリア間で、ｅ−ｊ×２πｐ／ｎの位相回転を与えるため、データが１つ回転し、
Ｔｃ＝（−ｔｎ−１＊、…、−ｔ１＊、ｔ０＊）となり、Ｆ２の信号に対応する時間領域の信号はＴｃである。Ｔｃを見ると、各要素がＴの各要素に対する並び替えと複素共役、およびマイナスで構成されているため、ＰＡＰＲ特性が変わらないことが明らかとなる。
【００４９】
図２は、符号化部５の入力信号と出力の関係を示す図である。図２に示すように、ｆｆ＿１がサブキャリア割り当て部６−１に入力される信号であり、ｆｆ＿２が同じくサブキャリア割り当て部６−２に入力される信号である。
【００５０】
次に、受信機で最大のダイバーシチゲインが得られることを示す。ただし、ＳＦＢＣ符号化を施すサブキャリア間では伝搬路は一定であるとし、簡単のためノイズ成分は無視して示す。図３は、前述した送信装置でデータが送信された信号を復調するための受信機の構成を示す図である。図３において、ＲＦ部２１は、図示しないアンテナで受信した信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦ部２１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。
【００５１】
シンボル同期部２３は、ＧＩを含むスペクトラム制御シングルキャリア信号からＧＩを削除してシンボルの同期をとり、通常のＯＦＤＭシンボル同期と同じような機能とすることができる。Ｓ／Ｐ変換部２４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。ＤＦＴ部２５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じＭである。
【００５２】
伝搬路推定部２６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎およびサブキャリア毎に推定する。サブキャリア抽出部２７は、通信帯域から受信に必要となるサブキャリアを抜き出す。このサブキャリア抽出部２７では、必要となる伝搬路情報とデータとを抽出する機能を有する。スペクトラム合成部２８は、スペクトラムを合成する。このスペクトラム合成部２８には、それぞれの送信アンテナに対する伝搬路（各サブキャリア毎の周波数応答）推定結果ｈ１１，ｋ、ｈ１２，ｋ（ｋは、サブキャリアを表す自然数）と受信データｒ（ｋ）が入力される。
【００５３】
重み付け部３０では入力される伝搬路推定結果とスペクトラム合成結果に対して、伝搬路変動をＭＭＳＥやゼロフォーシングなどを用いて重み付けする機能を有する。ＩＤＦＴ部３１は送信装置のＤＦＴ部４に対応し、周波数領域のデータを時間領域に変換し、復調部３２で送信装置の変調部２に対応した復調が行なわれ、復号部３３で誤り訂正が施され送信データが復号される。
【００５４】
符号化が行なわれるサブキャリア間で伝搬路の周波数変動が一定である場合、
ｈ１１，ｐ＝ｈ１１，ｐ＋ｎ／２、ｈ１２，ｐ＝ｈ１２，ｐ＋ｎ／２、
とすることができ、式(７)は式（８）となる。
【００５５】
【数８】
スペクトル合成部には、伝搬路推定部で算出される伝搬路の情報ｈ１１，ｋｈ１２，ｋ、および受信データｒ（ｋ）が入力され、
ｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊が演算される。その結果、
【数９】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００５６】
同様にｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、
ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）を演算すると、
【数１０】
となる。
【００５７】
また、受信機で伝搬路推定を行なう際、あらかじめ送信装置でｐ＋ｎ／２のサブキャリアに対して、ｅ−ｊ×２πｐ／ｎに相当する回転量を与えることで、受信機では従来のＳＦＢＣとほぼ同じ受信構成でデータを復調することが可能になる。
【００５８】
すなわち、受信機で得られる周波数応答は、ｘを１あるいは２として（１６）式で与えられる。
【００５９】
【数１１】
また、この場合、受信機の処理はデータｆｐを算出する際は、
ｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｈ１２、ｐ＋ｎ／２×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊、
データｆｐ＋ｎ／２を算出する際は、
ｈ１２＊、ｐ×ｒ（ｐ）＋ｈ１１、ｐ×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊となる。
【００６０】
なお、重み付け部には、
【数１２】
が入力され、ＭＭＳＥ等化などの処理が行なわれる。
【００６１】
（第２の実施形態）
第２の実施形態では、第１の実施形態以外の符号化行列でも、最大の送信ダイバーシチ効果を得ることができる方法について示す。式（１３）で示される符号化行列（右辺の第１項）がその例である。
【数１３】
【００６２】
第１の実施形態では、サブキャリアｐとサブキャリアｐ＋ｎ／２で符号化が行なわれる場合を示したが、式（１３）の符号化行列では、サブキャリアｐとサブキャリアｎ−１−ｐで符号化が行なわれる場合を示している。第１の実施形態と同様に、符号化部５の入力をＦ＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）とした場合、出力Ｆ２＿１、Ｆ２＿２は、それぞれ、
Ｆ２＿１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）、
Ｆ２＿２＝（ｆｎ−１＊、−ｆｎ−２＊、…、−ｆ０＊）、と表される。
【００６３】
次に、Ｆ２＿１、Ｆ２＿２をＦと比較するとＦ２＿１はＦと全く同じ信号であるためＰＡＰＲ特性の劣化はない。Ｆ２＿２はＦを反転（１ステップ）し、複素共役をとり（２ステップ）、サブキャリア間でｅ−ｊπ、全体でｎπの位相回転（３ステップ）により生成される。
【００６４】
次に、Ｆ２＿２の信号に対応する時間領域の信号がどのようになっているかを確認する。Ｆ２＿１およびＦの信号に対応する時間領域の信号を、
Ｔ＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）とすると、Ｆ２＿２は１ステップでＦを反転するためには、時間領域では複素共役をとり、サブキャリア間で、ｅ−ｊ×２π／ｎ位相回転を与える必要があるため、
Ｔａ＝（ｔ０＊×ｅ−ｊ×２π×０×／ｎ、ｔ１＊ｅ−ｊ×２π×1×／ｎ、…、ｔｎ−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ−１)×／ｎ）となる。さらに、２ステップで複素共役を取るため、時間領域ではデータ順が入れ替わり、
Ｔｂ＝（ｔ０＊×ｅ−ｊ×２π×０×／ｎ、ｔｎ−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ−１)×／ｎ、…、ｔ１＊ｅ−ｊ×２π×1×／ｎ）となる。さらに、３ステップで、サブキャリア間でｅ−ｊπの位相回転を与えるため、時間領域ではデータの回転が生じ、
Ｔｃ＝（ｔｎ／２＊×ｅ−ｊ×２π×ｎ／２×／ｎ、ｔｎ／２−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ／２−１)×／ｎ、…、ｔｎ／２＋１＊ｅ−ｊ×２π×（ｎ／２＋１）×／ｎ）、
となり、Ｆ２＿２の信号に対応する時間領域の信号はＴｃである。Ｔｃを見ると、各要素がＴの各要素に対する並び替えと複素共役で構成されているため、ＰＡＰＲ特性が変わらないことが明らかとなる。
【００６５】
次に、受信機で最大のダイバーシチゲインが得られることを示す。ただし、本符号化の場合は使用する全帯域で伝搬路は一定であるとし、簡単のためノイズ成分は無視して示す。ｈ１１，ｐ＝ｈ１１，ｘ、ｈ１２，ｐ＝ｈ１２，ｘ、とすると、式(１３)は、式（１４）となる。
【００６６】
【数１４】
ｐが偶数のときは、第１の実施形態と同様に合成が可能であり、
ｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｈ１２、ｐ×ｒ（ｎ−１）＊を演算すると、
【数１５】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００６７】
また、同様に、ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）を演算すると、
【数１６】
となる。
【００６８】
ｐが奇数のときは、
ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）を演算すると、
【数１７】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００６９】
また、同様にｈ１１＊、ｐ×ｒ（ｐ）−ｈ１２、ｐ×ｒ（ｎ−１）＊を演算すると、
【数１８】
となる。
【００７０】
次に別の符号化行列を示す。
【００７１】
【数１９】
ただし、ｑは０≦ｑ≦ｎ／４−１を満たす整数であり、Ｑは０あるいはｎ／２である。式（１９）の符号化行列では、サブキャリアｑ＋Ｑとサブキャリアｎ／２−１−ｑ＋Ｑで符号化が行なわれる場合を示している。
【００７２】
第１の実施形態と同様に、符号化部５の入力をＦ＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）とした場合、出力Ｆ３＿１、Ｆ３＿２は、それぞれ、
Ｆ３＿１＝（ｆ０、ｆ１、…、ｆｎ−１）、
Ｆ３＿２＝（ｆｎ／２−１＊、−ｆｎ／２−２＊、…、−ｆ０＊、ｆｎ−１＊、…、ｆｎ／２＋２＊、−ｆｎ／２＋１＊）、
と表される。
【００７３】
次に、Ｆ３＿１、Ｆ３＿２をＦと比較すると、Ｆ３＿１はＦと全く同じ信号であるためＰＡＰＲ特性の劣化はない。Ｆ３＿２はＦ２＿２をｎ／２サンプル回転させた（４ステップ）ものである。
【００７４】
次に、Ｆ３＿２の信号に対応する時間領域の信号がどのようになっているかを確認する。Ｆ３＿１およびＦの信号に対応する時間領域の信号を、
Ｔ＝（ｔ０、ｔ１、…、ｔｎ−１）とすると、Ｆ３＿２は、４ステップでＦ２＿２をｎ／２サンプル回転させたものであるため、先に示したＴｃのデータ間に、ｅ−ｊ×２π／ｎ位相回転を与えることになる。よって、
Ｔｄ＝（ｔｎ／２＊×ｅ−ｊ×２π×ｎ／２×／ｎ、ｔｎ／２−１＊ｅ−ｊ×２π×(ｎ／２−１)×／ｎ、…、ｔｎ／２＋１＊ｅ−ｊ×２π×（ｎ／２＋１）×／ｎ）、
となり、Ｆ３＿２の信号に対応する時間領域の信号はＴｄである。Ｔｄを見ると、各要素がＴの各要素に対する並び替えと複素共役で構成されているため、ＰＡＰＲ特性が変わらないことが明らかとなる。
【００７５】
次に受信機で最大のダイバーシチゲインが得られることを示す。ただし、本符号化の場合は使用する全帯域で伝搬路は一定であるとし、簡単のためノイズ成分は無視して示す。また、装置の構成は、図３で示したものと同じもので対応できる。従って本実施形態においては数式による処理のみを示す。伝搬路が一定であるいう条件から、
ｈ１１，ｐ＝ｈ１１，ｘ、ｈ１２，ｐ＝ｈ１２，ｘ、とすると、式(１９)は式（２０）となる。
【００７６】
【数２０】
ｑが偶数のときは第１の実施形態と同様に合成が可能であり、
ｈ１１＊、ｑ＋Q×ｒ（ｑ＋Q）−ｈ１２、ｐ×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）＊を演算すると、
【数２１】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００７７】
また、同様に、
ｈ１２、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｑ＋Ｑ）＊＋ｈ１１、ｑ＋Ｑ＊×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）を演算すると、
【数２２】
となる。
【００７８】
ｑが奇数のときは、
ｈ１２、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｑ＋Ｑ）＊＋ｈ１１、ｑ＋Ｑ＊×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）を演算すると、
【数２３】
となり、最大のダイバーシチゲインを得ることができる。
【００７９】
また、同様に、
ｈ１１＊、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｑ＋Ｑ）−ｈ１２、ｑ＋Ｑ×ｒ（ｎ／２−１−ｑ＋Ｑ）＊を演算すると、
【数２４】
となる。
【００８０】
なお、以上の第１および第２の実施形態では、ＳＦＢＣの符号化を行なうサブキャリア間で伝搬路は一定であるとして説明を行なっているが、これは完全に一定であることが必要であるということを意味するわけではない。同じであれば、最大の送信ダイバーシチゲインを得ることが可能であるが、若干の違いに対しては、送信ダイバーシチゲインが最大ではなくなるだけで、相応のゲインが得られる。
【００８１】
（第３の実施形態）
上記の第１および第２の実施形態において、ある程度の周波数範囲で伝搬路変動が一定とみなすことができる場合の受信処理については簡単に示しているが、本実施形態では伝搬路変動がある程度変動していても、最大のダイバーシチ効果を得る受信方法について示す。ただし、第１、および第２の実施形態同様、説明を簡単にするためにアンテナ間の伝搬路変動は受信機でわかっている場合を想定し、ノイズの影響は省略して示している。
【００８２】
また、本実施形態では実施形態１で示した符号化行列を送信機で使用した場合の処理を示す。再度、式（２５）に符号化行列を含む式を示す。
【００８３】
【数２５】
図４は、本実施形態における受信装置の概略構成を示すブロック図である。図４において、ＲＦ部２１は、図示しないアンテナで受信した信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦ部２１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。シンボル同期部２３は、ＧＩを含むシングルキャリア信号からＧＩを削除してシンボルの同期をとり、通常のＯＦＤＭシンボル同期の同じ機能とすることができる。Ｓ／Ｐ変換部２４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。
【００８４】
ＤＦＴ部２５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じＭである。伝搬路推定部２６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎およびサブキャリア毎に推定する。サブキャリア抽出部２７は、通信帯域から受信に必要となるサブキャリアを抜き出す。このサブキャリア抽出部２７では、必要となる伝搬路情報とデータとを抽出する機能を有する。
【００８５】
スペクトラム合成部２８は、スペクトラムを合成する。このスペクトラム合成部２８には、それぞれの送信アンテナに対する伝搬路（各サブキャリア毎の周波数応答）推定結果ｈ１１、ｋ、ｈ１２、ｋ（ｋはサブキャリアを表す自然数）と受信データｒ（ｋ）が入力される。キャンセル部２９は、合成された信号から干渉レプリカ生成部で生成される干渉信号のソフトレプリカ信号を間引く。ただし、ブロック２９から３４の処理は繰り返し行なわれ、最初の処理において干渉レプリカ信号はない。重み付け部３０では入力される伝搬路推定結果と干渉信号が間引かれたスペクトラム合成結果に対して、伝搬路変動をＭＭＳＥやゼロフォーシングなどを用いて重み付けする機能を有する。
【００８６】
ＩＤＦＴ部３１は、周波数領域のデータを時間領域のデータに変換する。このＩＤＦＴ部３１のポイント数は、通常、送信で用いたＤＦＴ部のポイント数ｎと同じである。復調部３２は、送信で用いたＱＰＳＫ等の変調に対応して復調を行なう。復号部３３は、送信装置で用いた符号化と対応した復号（誤り訂正）を行なう。ただし、繰り返し処理が行なわれるので、処理の途中では送信データのＬＬＲを出力し、最終処理時に硬判定したデータを出力する。干渉レプリカ生成部３４では、入力されたＬＬＲを基に干渉レプリカ信号が生成される。
【００８７】
図５は、干渉レプリカ生成部の構成を示すブロック図である。図５において１００２は変調部、１００３はＳ／Ｐ変換部、１００４はＤＦＴ部であり、送信装置の２から４のブロックと同じ機能を有する。ただし、変調部１００２には、復号部から、各データビットの対数尤度比であるＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）が入力される。例えば、変調方式をＱＰＳＫとし、ＱＰＳＫ変調をするのに必要となる２ビットのＬＬＲをｌ１、ｌ２とすると式（２６）に従って変調される。
【００８８】
【数２６】
Ｓｓｏｆｔは、変調部１００２の出力である。この処理の後、ＤＦＴ部までは送信装置と同じ処理を行なう。Ｓｓｏｆｔがデータの信頼度に応じた時間信号であるため、ＤＦＴの出力はデータの信頼度に応じた周波数信号となる。レプリカ生成部１００５は、ＤＦＴの出力と伝搬路情報からキャンセル部２９に入力するレプリカ情報を生成するブロックであるが、詳細については式を用いて説明する。
【００８９】
スペクトラム合成部２８には、通信に使用したサブキャリアのアンテナ１と受信アンテナ間の伝搬路情報ｈ１１、ｋとアンテナ２と受信アンテナ間の伝搬路情報ｈ１２、ｋが入力され、さらにデータ情報ｒ（ｋ）が入力される。ここで、「ｋ」は、送信時に説明に使用した番号と同じとするが、それにより一般性を失うことはない。また、スペクトラム合成部２８からはスペクトラム合成処理が行なわれたデータｒｒ（ｋ）が出力される。
【００９０】
第１の実施形態では、式（２５）において、ｈ１１、ｐとｈ１１、ｐ＋ｎ／２が同じとみなせるような伝搬路を想定したため、ｈ１１、ｐ＝ｈ１１、ｐ＋ｎ／２として、処理を行なったが、本実施形態は異なるものとして処理を行なう。
【００９１】
スペクトラム合成部２８では、
ｒｒ(ｐ)＝ｈ１１、ｐ＊×ｒ（ｐ）−ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、ｐ＋ｎ／２×ｒ（ｐ＋ｎ／２）＊と、
ｒｒ（ｐ＋ｎ／２）＝ｅ−ｊ×２πｐ／ｎ×ｈ１２、ｐ×ｒ（ｐ）＊＋ｈ１１、ｐ＋ｎ／２＊×ｒ（ｐ＋ｎ／２）と、を演算し、それぞれ式（２７）を得る。
【００９２】
【数２７】
式（２７）の２つの式において、双方とも２項目がダイバーシチゲインを損なう要因である。キャンセル部２９においてこの成分をキャンセルすることで、より大きなダイバーシチゲインを得ることが可能になる。
【００９３】
レプリカ生成部１００５では、式（２８）で示す信号が計算される。
【００９４】
【数２８】
ここでｆｒｅｐは、ＳｓｏｆｔをＤＦＴにより周波数変換することで得られる信号である。このＳｒｅｐをキャンセル部に入力し、ｒｒ信号から減ずることで、復号した信号の信頼度を向上することが可能になる。
【００９５】
ここで示した受信方法を用いることによって、周波数領域で符号化を行なう際、周波数応答がある程度は異なっていても、大きなダイバーシチ利得を得ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】ＳＦＢＣ符号化を用いたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の送信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】符号化部５の入力信号と出力の関係を示す図である。
【図３】送信装置でデータが送信された信号を復調するための受信機の構成を示す図である。
【図４】第３の実施形態における受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図５】干渉レプリカ生成部の構成を示すブロック図である。
【図６】ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式に適用される送信機の概略構成を示すブロック図である。
【図７】（ａ）は、Ｌ配置の例を示す図であり、（ｂ）は、Ｄ配置の例を示すである。
【符号の説明】
【００９７】
１ 訂正符号化部
２ 変調部
３ Ｓ／Ｐ変換部
４ ＤＦＴ部
５ 符号化部
６−１、６−２ サブキャリア割り当て部
７−１、７−２ ＩＤＦＴ部
８ ＧＩ挿入部
９−１、９−２ Ｐ／Ｓ変換部
１０−１、１０−２ Ｄ／Ａ変換部
１１−１、１１−２ ＲＦ部
２１ ＲＦ部
２２ Ａ／Ｄ変換部
２３ シンボル同期部
２４ Ｓ／Ｐ変換部
２５ ＤＦＴ部
２６ 伝搬路推定部
２７ サブキャリア抽出部
２８ スペクトラム合成部
２９ キャンセル部
３０ 重み付け部
３１ ＩＤＦＴ部
３２ 復調部
３３ 復号部
３４ 干渉レプリカ生成部
１００２ 変調部
１００３ Ｓ／Ｐ変換部
１００４ ＤＦＴ部
１００５ レプリカ生成部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、
各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう符号化部と、
前記符号化した信号を送信する送信部と、を備えることを特徴とする無線送信装置。
【請求項２】
複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、
時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
前記時間周波数変換部の前段または後段に設けられ、入力信号を符号化する符号化部と、
前記符号化した信号を送信する送信部と、を備え、
前記符号化部は、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴とする無線送信装置。
【請求項３】
前記符号化部は、時間領域の信号または周波数領域の信号に対し、信号順序の並び替えを行なうことにより、位相回転を行なうことにより、または複素共役を取ることにより、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項４】
前記符号化部は、使用するサブキャリア数をｎ（ｎは自然数）とした場合、周波数軸方向に相互にｎ／２離れた一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項５】
前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、ｎ−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項６】
前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、（ｎ／２）−１、または（３ｎ／２）−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項７】
複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置の送信方法であって、
各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうステップと、
前記符号化した信号を送信するステップと、を少なくとも含むことを特徴とする送信方法。
【請求項１】
複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、
各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なう符号化部と、
前記符号化した信号を送信する送信部と、を備えることを特徴とする無線送信装置。
【請求項２】
複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、
時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
前記時間周波数変換部の前段または後段に設けられ、入力信号を符号化する符号化部と、
前記符号化した信号を送信する送信部と、を備え、
前記符号化部は、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴とする無線送信装置。
【請求項３】
前記符号化部は、時間領域の信号または周波数領域の信号に対し、信号順序の並び替えを行なうことにより、位相回転を行なうことにより、または複素共役を取ることにより、各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項４】
前記符号化部は、使用するサブキャリア数をｎ（ｎは自然数）とした場合、周波数軸方向に相互にｎ／２離れた一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項５】
前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、ｎ−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項６】
前記符号化部は、使用するサブキャリアのサブキャリア番号を０からｎ−１（ｎは自然数）とした場合、サブキャリア番号の和が、（ｎ／２）−１、または（３ｎ／２）−１となる一対のサブキャリアに対して符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項７】
複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置の送信方法であって、
各アンテナから送信される時間領域の信号の符号化前のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性と符号化後のＰＡＰＲ特性とが同一となるように符号化を行なうステップと、
前記符号化した信号を送信するステップと、を少なくとも含むことを特徴とする送信方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００９−２９０８２４（Ｐ２００９−２９０８２４Ａ）
【公開日】平成２１年１２月１０日（２００９．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１４４１２６（Ｐ２００８−１４４１２６）
【出願日】平成２０年６月２日（２００８．６．２）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１２月１０日（２００９．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年６月２日（２００８．６．２）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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