磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法
【課題】磁気ディスク装置のシーク制御において、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法を提供する。
【解決手段】磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる駆動部と、前記駆動部を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、積分器と位相進み補償器とを有し、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記駆動部をフィードバック制御する位置誤差フィードバック制御系と、前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力する２自由度制御系と、を有し、前記制御手段は、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新する第１の更新モードを有することを特徴とする磁気ディスク装置が提供される。
【解決手段】磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる駆動部と、前記駆動部を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、積分器と位相進み補償器とを有し、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記駆動部をフィードバック制御する位置誤差フィードバック制御系と、前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力する２自由度制御系と、を有し、前記制御手段は、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新する第１の更新モードを有することを特徴とする磁気ディスク装置が提供される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法に関し、具体的には、回転する磁気ディスク上で、磁気ヘッドを移動させる磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法のに関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気ディスク装置の磁気ヘッド位置決め制御系においては、マイクロコンピュータを用いたディジタル制御系が構成されることが一般的である。すなわち、離散的に得られた磁気ヘッドの位置情報からマイクロプロセッサ内部で制御指令を計算し、Ｄ／Ａ（ディジタル・アナログ変換器）を通してアクチュエータの駆動ドライブに制御指令を与えている。一般的に、アクチュエータは高周波帯域に機械共振を有するので、磁気ヘッドを高速・低振動・低騒音で目標位置に移動させるには、機械共振を励起しないフィードフォワード制御入力を生成することが非常に重要である。
【０００３】
磁気ヘッドを短い距離だけ高速で移動させる方法として、機械共振を励起しないようなアクチュエータへのフィードフォワード制御入力と、フィードバック制御系への目標位置指令と、を最適化手法を用いて予め計算しておき、テーブルとして持っていることも考えられる。しかしながら、あらゆるシーク距離に対して、このような方法を取ることはマイクロプロセッサのメモリ容量から不可能である。そのため、長距離シークの場合、オンラインでアクチュエータへのフィードフォワード制御入力と目標位置指令とを生成しなければならない。
【０００４】
このための方法として、制御系内部にアクチュエータモデルを設け、モデル速度を目標速度曲線に追従させることにより、モデルへの制御指令とモデル位置とをアクチュエータへのフィードフォワード制御入力と目標位置指令としてフィードバック制御系にそれぞれ与える方法が考えられる（例えば、特許文献１）。しかし、特許文献１に記載されたヘッド位置決め制御系においては、モデルの位置と速度とが実際の磁気ヘッドの位置と速度とに近くなければ、セトリング時などに磁気ヘッドがオーバーシュートしてしまう。そこで、シーク中に何らかのモデル補正が必要となってくる。
【０００５】
このための方法として、シーク前半においては、フィードバック制御出力をモデルの入力に加えることによってモデルの更新を行い、磁気ヘッドの位置と速度とをモデルによって推定し、推定されたモデルの位置と速度とを用いて速度制御系を構成する方法がある（例えば、非特許文献１）。この方法はさらに、磁気ヘッドが目標位置に近づいたシーク後半においては、フィードバック制御出力をアクチュエータに加えるように切り替えて、通常の２自由度制御系を構成する方法である。
【０００６】
ところで、磁気ディスク装置のようにサーボ系を構成しなければならない場合、フィードバック制御器は積分器を有している。そのため、このようなシーク制御系を構成した場合、積分器の出力もモデルに加えられるため、マグネットラッチ力などの外力が大きい場合においては、積分器の出力が大きくなる。そのため、通常の２自由度制御系に切り替えた際に制御指令に過渡応答が出てしまう。
【０００７】
また、磁気ディスク装置の場合、磁気ヘッドが高速に移動するとサーボパターンを斜めに横切るようになり、位置検出ノイズが大きくなる。この位置検出ノイズはフィードバック制御出力を通してモデル側の速度フィードバック制御系に影響を与えるため、振動的なフィードフォワード制御指令が生成されてしまう。これは、騒音の原因にもなる。これらのことから、例えば特許文献１または非特許文献１に記載された制御系においては、大きな外力が働くような環境ではロバストなシーク制御を実現させることは難しい。さらに、位置検出ノイズの影響を低減することも難しい。
【特許文献１】特開平９−７３６１８号公報
【非特許文献１】日本機械学会第７４期通常総会講演論文集 ４ ｐｐ．４１０−４１１ （１９９７）図３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、磁気ディスク装置のシーク制御において、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様によれば、磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる駆動部と、前記駆動部を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、積分器と位相進み補償器とを有し、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記駆動部をフィードバック制御する位置誤差フィードバック制御系と、前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力する２自由度制御系と、を有し、前記制御手段は、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新する第１の更新モードを有することを特徴とする磁気ディスク装置が提供される。
【００１０】
本発明の他の一態様によれば、磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる磁気ヘッドの制御方法であって、積分器と位相進み補償器とを用い、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記磁気ヘッドの駆動部をフィードバック制御しつつ、前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力して制御し、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新するモードを有することを特徴とする磁気ヘッドの制御方法が提供される。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、磁気ディスク装置のシーク制御において、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。なお、各図面中、同様の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。
図１は、本発明の実施の形態にかかる磁気ディスク装置の要部を表す概念図である。 本実施形態の磁気ディスク装置は、マイクロプロセッサー（ＭＰＵ）１８を主構成要素とするヘッド位置決め制御機構（制御手段）を備える。磁気ヘッド１１はアーム１２に支持されており、アーム１２はボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１３の駆動力により磁気ヘッド１１をディスク１４の半径方向に移動させる。ＶＣＭ１３は、マグネット１５と駆動コイル１６とを有し、パワーアンプ１７から供給される電流により駆動される。ＭＰＵ１８は制御指令を演算し、この制御指令がＤ／Ａコンバータ１９によりアナログ信号に変換され、パワーアンプ１７に与えられる。パワーアンプ１７は、ＭＰＵ１８からの制御指令を駆動電流に変換してＶＣＭ１３に供給する。
【００１３】
ディスク１４は１枚または複数枚設けられており、スピンドルモータにより高速回転する。ディスク１４上には同心円状に複数のトラックが形成されており、一定間隔でサーボエリア２０が設けられている。サーボエリア２０にはトラックの位置情報が予め埋め込まれており、磁気ヘッド１１がサーボエリア２０を横切ることにより磁気ヘッド１１からの信号をヘッドアンプ２１で取り込み、このリード信号を増幅してサーボデータ処理回路２２に信号を供給する。サーボデータ処理回路２２は、増幅されたリード信号からサーボ情報を生成し、一定時間間隔でＭＰＵ１８に出力する。ＭＰＵ１８はＩ／Ｏ２３から取り込んだサーボ情報から磁気ヘッド１１の位置を算出し、得られた磁気ヘッド位置からＶＣＭ１３に流すべき制御指令を一定時間間隔で計算する。
【００１４】
図２は、本発明の第１の実施の形態を例示するブロック図である。
図２に表したシーク制御系は、位置誤差フィードバック制御系１００と、モデル側制御系２００と、を備えている。モデル側制御系２００においては、アクチュエータの仮想的な数式モデルに対する速度制御系が構築されており、モデル速度を目標速度に追従させることにより、位置誤差フィードバック制御系１００へ与える目標位置指令と、フィードフォワード制御入力と、を生成する。モデル側制御系２００から出力されたフィードフォワード制御入力は、目標トラックの位置（Target Positon）の情報とともに、速度フィードバックコントローラ３００に入力され、リミッタ４００とゼロ次ホルダ４２０とを介して、ボイスコイルモータ１３へのフィードフォワード制御入力として出力される。
【００１５】
また、モデル側制御系２００においては、状態方程式であるＡマトリックス２１０、Ｂマトリックス２２０、Ｃマトリックス２４０と、１サンプル遅れ２３０と、が組み合わされている。
【００１６】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓの例えば２倍のサンプリング周期Ｔｓ／２で演算が実行されている。
【００１７】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００１８】
位置誤差フィードバック制御系１００は、積分器１１０と位相進み補償器１２０とを有する。制御指令が飽和しない時においては、スイッチｓｗ２を端子２に接続して積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加える（第１の更新モード）。そして、制御指令が飽和する時においては、スイッチｓｗ２を端子１に接続して積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする（第２の更新モード）。また、残り距離が長いシーク前半においては、スイッチｓｗ１を端子１に接続して位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行う（第１の更新モード）。そして、残り距離が短くなったシーク後半においては、スイッチｓｗ１を端子２に切り替えて通常の２自由度制御系にする。
【００１９】
図３は、本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図４は、本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図３、４に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
【００２０】
図３に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。
また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、シーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた際の過渡応答が出ていないことがわかる。さらに、図４に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいても、スイッチｓｗ１の切り替え時に不連続な制御指令は発生していないことがわかる。
【００２１】
このように、積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加えるようにし、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにしているため、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークと、外力が小さい方向へのシークと、の両方のシークにおいて、図２に表したシーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた時の過渡応答は出ていない。
【００２２】
図５は、比較例を例示するブロック図である。
図５に表したシーク制御系においては、図２に表した本実施形態のシーク制御系に対して、位置誤差フィードバック制御系１００は積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解されていない。このような制御系においては、シーク制御から位置決め制御への移行を円滑に行う為に、シーク前半においては位置決め制御器を用いてモデル側制御系２００の更新を行い、目標位置に近くなった時において通常の２自由度制御系に切り替えるようにしている。
【００２３】
つまり、シーク前半のモデル側制御系２００の更新においては、位置誤差フィードバック制御系１００の出力をモデル側制御系２００の入力に加えて（スイッチｓｗ１を端子２に接続）、モデルの状態（位置と速度）がアクチュエータの動きに近くなるようにしている。そして、シーク後半においては、位置誤差フィードバック制御系１００の出力をアクチュエータに入れ（スイッチｓｗ１を１に接続）、通常の２自由度制御系としている。このようにすることにより、シーク時の電流飽和の影響と位置検出ノイズの影響を小さくしている。
【００２４】
しかしながら、このようなシーク制御系においては、アクチュエータ（ＶＣＭ１３）にマグネットラッチ力などの大きな外力が働いている場合、スイッチｓｗ１を切り替えた時に制御指令に過渡応答が生ずる場合がある。さらに、アーム１２を高速に移動させると、磁気ヘッド１１はサーボエリア２０を斜めに横切るため、シリンダーコードを誤って読み取るようになり、位置検出ノイズが大きくなる。そのため、位置誤差フィードバック制御系１００を通してノイズが速度フィードバックコントローラ３００に影響を与え、ノイズによる振動成分が制御指令に出てしまう。
【００２５】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓのｎ倍のサンプリング周期Ｔｓ／ｎで演算が実行されている。
【００２６】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００２７】
図６は、比較例において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図７は、比較例において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図６、７に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
【００２８】
図６に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、スイッチｓｗ１を切り替えた時に不連続な制御指令数値が発生していることがわかる。
【００２９】
一方、図７に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいては、不連続な制御指令数値はアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に与えられていないことがわかる。これらのことから、図５に表した比較例のように、位置誤差フィードバック制御系１００の出力をモデル側制御系２００の入力に加える方法は、外力が小さい場合においては、スイッチｓｗ１の切り替えによる過渡応答は非常に小さく問題は無いが、アーム１２にマグネットラッチ力などの大きな外力が作用しているような場合においては、外力に対してロバスト性の低いことがわかる。制御指令の急峻な過渡応答は、機械共振を励起してセトリング時のバラツキを引き起こしてしまう。そのため、書き込み禁止回数が多くなり、パフォーマンスを劣化させてしまう。
【００３０】
図８は、図７に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
シーク時のバラツキは、シークが終了したオントラック状態におけるバラツキに対して非常に大きい。また、制御指令数値のバラツキは、目標位置に近くなりヘッドスピードが遅くなるにつれて小さくなっている。これは、位置検出ノイズがモデル側制御系２００の更新を通してモデル速度を用いた速度制御系に影響を与えているためであると考えられる。シーク時に電流のバラツキが生ずることは、シーク時の騒音を大きくすると共に、セトリング時のバラツキを引き起こしやすくなる。
【００３１】
以下、観測器を構成した時のサンプル点上での本実施形態にかかるシーク制御系の安定性について説明する。
図９は、モデル入力端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
また、図１０は、モデル更新のタイミングを表す模式図である。
図９に表した観測器においては、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えて、モデルの状態をプラントの状態に近づけるようにする。
【００３２】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、図１０に表したモデル更新のタイミングのように、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓのｒ倍のサンプリング周期Ｔｓ／ｒで演算が実行されている。
【００３３】
ＶＣＭ１３のモデルを式（１）、ＶＣＭ１３を式（２）、および位相進み補償器１２０を式（３）、で表す。
【数１】
【数２】
【数３】
また、図９に表したような観測器を構成した場合、この観測器は式（４）で表される。
【数４】
観測誤差は、式（５）で表される。
【数５】
サンプル点上のモデルとＶＣＭ１３との状態は、それぞれ式（６）、式（７）のように表され、式（５）は式（８）のようになる。
【数６】
【数７】
【数８】
これらの式から、サンプル点上の誤差システムは、式（９）のようになる。
【数９】
以上の計算から、式（９）の固有値が単位円内に存在すれば観測器は安定であることが分かる。
【００３４】
以下、必ずこの条件が満たされるか否かを検討する。
図１１は、単純なモデル側制御系のフィードバック制御系を表すブロック図である。
図１１に表した制御系において、制御対象は位置誤差フィードバック制御系１００が計算される周期Ｔｓの１／ｒで計算される。この制御系は、サンプル点上の応答を考慮すると、周期Ｔｓのフィードバックシステムと同じである。したがって、まず、式（１０）と式（１１）とが成り立つ。
【数１０】
【数１１】
これらの式から、以下の式が導かれる。
【数１２】
これから、以下の式が成り立つ。
【数１３】
ここで、一般的に次の式が成り立つことが知られている。
【数１４】
以上より、式（１３）と式（９）との行列式は同じになることが分かる。したがって、周期Ｔｓで離散化した制御対象に対してフィードバックループが安定になるように位置誤差フィードバック制御系１００を設定すれば、式（９）は安定となる。
【００３５】
以上説明したように、本実施形態によれば、位置誤差フィードバック制御系１００を積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解している。積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、さらに、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによって、モデル側制御系２００の更新を行っている。ただし、制御指令が飽和している場合においては、積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする。これによって、外力が大きい環境においても、制御系の切り替えによる過渡応答を小さくすることができ、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる。
【００３６】
次に、本発明の第２の実施の形態にかかるシーク制御系について説明する。
図１２は、本発明の第２の実施の形態を例示するブロック図である。
図１２に表したシーク制御系においては、図２に表したシーク制御系と同様に、位置誤差フィードバック制御系１００が、積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解されている。また、図１２に表したシーク制御系は、モデル側制御系２００を備えている。モデル側制御系２００においては、アクチュエータの仮想的な数式モデルに対する速度制御系が構築されており、モデル速度を目標速度に追従させることにより、位置誤差フィードバック制御系１００へ与える目標位置指令と、フィードフォワード制御入力と、を生成する。モデル側制御系２００から出力されたフィードフォワード制御入力は、目標トラックの位置の情報とともに、速度フィードバックコントローラ３００に入力され、リミッタ４００とゼロ次ホルダ４２０とを介して、ボイスコイルモータ１３へのフィードフォワード制御入力として出力される。
【００３７】
また、モデル側制御系２００においては、図２に表したシーク制御系と同様に、状態方程式であるＡマトリックス２１０、Ｂマトリックス２２０、Ｃマトリックス２４０と、１サンプル遅れ２３０と、が組み合わされている。
【００３８】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓの例えば２倍のサンプリング周期Ｔｓ／２で演算が実行されている。
【００３９】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００４０】
制御指令が飽和しない時においては、スイッチｓｗ２を端子２に接続して積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加える。そして、制御指令が飽和する時においては、スイッチｓｗ２を端子１に接続して積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする。また、残り距離が長いシーク前半においては、スイッチｓｗ１を端子１に接続して、位相進み補償器１２０の出力を固定値のゲインＬ５００を通して、モデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行う。そして、残り距離が短くなったシーク後半においては、スイッチｓｗ１を端子２に切り替えて通常の２自由度制御系にする。
【００４１】
図１３は、本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図１４は、本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図１３、１４に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。なお、ゲインＬ５００は、Ｌ＝［１ １］Ｔと設定した。
【００４２】
図１３に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。
また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、シーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた際の過渡応答が出ていないことがわかる。さらに、図１４に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいても、スイッチｓｗ１の切り替え時に不連続な制御指令は発生していないことがわかる。
【００４３】
図１５は、図１４に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
本実施形態にかかるシーク制御系においても、シーク時のバラツキは、シークが終了したオントラック状態におけるバラツキに対して非常に大きいことが分かる。これは、制御指令がモデル側制御系２００の速度制御系において生成されるため、位相進み補償器１２０の出力を通してモデルに影響を与えているためであると考えられる。
【００４４】
以下、観測器を構成した時のサンプル点上での本実施形態にかかるシーク制御系の安定性について説明する。
図１６は、モデル状態端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
図１６に表した観測器は、カルマンフィルタのように、モデルの状態に位相進み補償器１２０の出力を加えている。
【００４５】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、図１０に表したモデル更新のタイミングと同様に、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓのｒ倍のサンプリング周期Ｔｓ／ｒで演算が実行されている。
【００４６】
ＶＣＭ１３のモデルを式（１）、および位相進み補償器１２０を式（３）、で表すと以下の式（１５）が成り立つ。
【数１５】
これらの式から、同様にサンプル点上の誤差システムは式（１６）のように求まる。
【数１６】
以上の計算から、式（１６）の固有値が単位円内に存在するようにゲインＬ５００を決定すればよい。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態によれば、位置誤差フィードバック制御系１００を積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解している。積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、さらに、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによって、モデル側制御系２００の更新を行っている。ただし、制御指令が飽和している場合においては、積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする。これによって、外力が大きい環境においても、制御系の切り替えによる過渡応答を小さくすることができ、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる。
【００４８】
次に、本発明の第３の実施の形態にかかるシーク制御系について説明する。
図１７（ａ）は、本発明の第３の実施の形態を例示するブロック図であり、図１７（ｂ）は、速度フィードバックコントローラ３００を例示する模式図である。
図１７（ａ）に表したシーク制御系においては、図２に表したシーク制御系と同様に、位置誤差フィードバック制御系１００が、積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解されている。また、図１７（ａ）に表したシーク制御系は、モデル側制御系２００を備えている。モデル側制御系２００においては、アクチュエータの仮想的な数式モデルに対する速度制御系が構築されており、モデル速度を目標速度に追従させることにより、位置誤差フィードバック制御系１００へ与える目標位置指令と、フィードフォワード制御入力と、を生成する。モデル側制御系２００から出力されたフィードフォワード制御入力は、目標トラックの位置の情報とともに、速度フィードバックコントローラ３００に入力され、リミッタ４００とゼロ次ホルダ４２０とを介して、ボイスコイルモータ１３へのフィードフォワード制御入力として出力される。
【００４９】
また、モデル側制御系２００においては、図２に表したシーク制御系と同様に、状態方程式であるＡマトリックス２１０、Ｂマトリックス２２０、Ｃマトリックス２４０と、１サンプル遅れ２３０と、が組み合わされている。
【００５０】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓの例えば２倍のサンプリング周期Ｔｓ／２で演算が実行されている。
【００５１】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００５２】
速度フィードバックコントローラ３００に設けられた目標速度曲線決定部３１０とモデル速度曲線決定部３２０とにおいては、それぞれ目標速度曲線Ｖｒｅｆとモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌとが格納されている。また、速度フィードバックゲイン決定部３３０においては、目標速度曲線Ｖｒｅｆまたはモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌに応じて変化する速度フィードバックゲインＧ１が格納されている。
【００５３】
積分器１１０の出力は、アクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加えられている。なお、図２または図１１に表したシーク制御系と同様に、制御指令が飽和しない時においては、スイッチｓｗ２（図２または図１１参照）を端子２に接続して積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、制御指令が飽和する時においては、スイッチｓｗ２を端子１に接続して積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにしてもよい。
【００５４】
また、残り距離が長いシーク前半においては、スイッチｓｗ１を端子１に接続して、位相進み補償器１２０の出力を目標位置までの残り距離に応じて変化するゲインＬ５００を通して、モデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行う。そして、残り距離が短くなったシーク後半においては、スイッチｓｗ１を端子２に切り替えて通常の２自由度制御系にする。
【００５５】
モデル側制御系２００の更新は、位相進み補償器１２０の出力を目標速度曲線Ｖｒｅｆに応じて変化する速度フィードバックゲインＧ１を通して行われてもよい。または、モデル側制御系２００の更新は、位相進み補償器１２０の出力をモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌに応じて変化する速度フィードバックゲインＧ１を通して行われてもよい。
【００５６】
図１８は、ゲインＬの切り替え条件のテーブルを例示する概念図である。
すなわち、目標位置までの残り距離に応じて、ゲインＬ５００と、スイッチｓｗ１の端子位置と、をそれぞれ設定しておくことができる。
【００５７】
残り距離が長い時においては、磁気ヘッドのスピードが速く位置検出ノイズが大きいため、ゲインＬ５００を小さくしてモデルへのノイズの影響を小さくする。ゲインＬ５００を小さくすることによってモデルの推定誤差は大きくなるが、目標位置から離れているため推定誤差が大きくてもセトリングへの影響は小さいと考えられる。そして、残り距離が短くなるにつれて、ゲインＬ５００を大きくして推定誤差が小さくなるようにする。残り距離がさらに短くなったところで、スイッチｓｗ１を端子２に接続する。
【００５８】
図１９は、本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図２０は、本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図１９、２０に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
【００５９】
図１９に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。
また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加えているために、シーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた際の過渡応答は発生していないことがわかる。さらに、図２０に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいても、スイッチｓｗ１の切り替え時に不連続な制御指令は発生していないことがわかる。
【００６０】
図２１は、図２０に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
図２１に表したグラフ図において、位相進み補償器１２０の出力を可変ゲインＬ５００、または可変ゲインＧ１を通してモデル側制御系２００の更新を行っているため、図８および図１５に表したグラフ図よりも、バラツキを低減できていることが分かる。
【００６１】
以上説明したように、本実施形態によれば、位置誤差フィードバック制御系１００を積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解している。積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、さらに、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによって、モデル側制御系２００の更新を行っている。これによって、外力が大きい環境においても、制御系の切り替えによる過渡応答を小さくすることができ、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる。また、位相進み補償器１２０の出力を、目標位置までの残り距離、目標速度曲線Ｖｒｅｆ、またはモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌ、に応じて変化するゲインを通してモデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行うため、磁気ヘッドが高速に移動している時の位置検出ノイズの影響を小さくすることができる。
【００６２】
以上、本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの記述に限定されるものではない。前述の実施の形態に関して、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、シーク制御系などが備える各要素およびその配置などは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。
また、前述した各実施の形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の実施の形態にかかる磁気ディスク装置の要部を表す概念図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態を例示するブロック図である。
【図３】本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図４】本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図５】比較例を例示するブロック図である。
【図６】比較例において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図７】比較例において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図８】図７に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
【図９】モデル入力端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
【図１０】モデル更新のタイミングを表す模式図である。
【図１１】単純なモデル側制御系のフィードバック制御系を表すブロック図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態を例示するブロック図である。
【図１３】本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図１４】本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図１５】図１４に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
【図１６】モデル状態端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
【図１７】図１７（ａ）は、本発明の第３の実施の形態を例示するブロック図であり、図１７（ｂ）は、速度フィードバックコントローラ３００を例示する模式図である。
【図１８】ゲインＬの切り替え条件のテーブルを例示する概念図である。
【図１９】本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図２０】本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図２１】図２０に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
【符号の説明】
【００６４】
１１ 磁気ヘッド、 １２ アーム、 １３ ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）、 １４ ディスク、 １５ マグネット、 １６ 駆動コイル、 １７ パワーアンプ、 １８ マイクロプロセッサー（ＭＰＵ）、 １９ Ｄ／Ａコンバータ、 ２０ サーボエリア、 ２１ ヘッドアンプ、 ２２ サーボデータ処理回路、 ２３ Ｉ／Ｏ、 １００ 位置誤差フィードバック制御系、 １１０ 積分器、 １２０ 位相進み補償器、 ２００ モデル側制御系、 ２１０ Ａマトリックス、 ２２０ Ｂマトリックス、 ２３０ １サンプル遅れ、 ２４０ Ｃマトリックス、 ３００ 速度フィードバックコントローラ、 ３１０ 目標速度曲線決定部、 ３２０ モデル速度曲線決定部、 ３３０ 速度フィードバックゲイン決定部、 ４００ リミッタ、 ４２０ ゼロ次ホルダ、 ５００ ゲインＬ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法に関し、具体的には、回転する磁気ディスク上で、磁気ヘッドを移動させる磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法のに関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気ディスク装置の磁気ヘッド位置決め制御系においては、マイクロコンピュータを用いたディジタル制御系が構成されることが一般的である。すなわち、離散的に得られた磁気ヘッドの位置情報からマイクロプロセッサ内部で制御指令を計算し、Ｄ／Ａ（ディジタル・アナログ変換器）を通してアクチュエータの駆動ドライブに制御指令を与えている。一般的に、アクチュエータは高周波帯域に機械共振を有するので、磁気ヘッドを高速・低振動・低騒音で目標位置に移動させるには、機械共振を励起しないフィードフォワード制御入力を生成することが非常に重要である。
【０００３】
磁気ヘッドを短い距離だけ高速で移動させる方法として、機械共振を励起しないようなアクチュエータへのフィードフォワード制御入力と、フィードバック制御系への目標位置指令と、を最適化手法を用いて予め計算しておき、テーブルとして持っていることも考えられる。しかしながら、あらゆるシーク距離に対して、このような方法を取ることはマイクロプロセッサのメモリ容量から不可能である。そのため、長距離シークの場合、オンラインでアクチュエータへのフィードフォワード制御入力と目標位置指令とを生成しなければならない。
【０００４】
このための方法として、制御系内部にアクチュエータモデルを設け、モデル速度を目標速度曲線に追従させることにより、モデルへの制御指令とモデル位置とをアクチュエータへのフィードフォワード制御入力と目標位置指令としてフィードバック制御系にそれぞれ与える方法が考えられる（例えば、特許文献１）。しかし、特許文献１に記載されたヘッド位置決め制御系においては、モデルの位置と速度とが実際の磁気ヘッドの位置と速度とに近くなければ、セトリング時などに磁気ヘッドがオーバーシュートしてしまう。そこで、シーク中に何らかのモデル補正が必要となってくる。
【０００５】
このための方法として、シーク前半においては、フィードバック制御出力をモデルの入力に加えることによってモデルの更新を行い、磁気ヘッドの位置と速度とをモデルによって推定し、推定されたモデルの位置と速度とを用いて速度制御系を構成する方法がある（例えば、非特許文献１）。この方法はさらに、磁気ヘッドが目標位置に近づいたシーク後半においては、フィードバック制御出力をアクチュエータに加えるように切り替えて、通常の２自由度制御系を構成する方法である。
【０００６】
ところで、磁気ディスク装置のようにサーボ系を構成しなければならない場合、フィードバック制御器は積分器を有している。そのため、このようなシーク制御系を構成した場合、積分器の出力もモデルに加えられるため、マグネットラッチ力などの外力が大きい場合においては、積分器の出力が大きくなる。そのため、通常の２自由度制御系に切り替えた際に制御指令に過渡応答が出てしまう。
【０００７】
また、磁気ディスク装置の場合、磁気ヘッドが高速に移動するとサーボパターンを斜めに横切るようになり、位置検出ノイズが大きくなる。この位置検出ノイズはフィードバック制御出力を通してモデル側の速度フィードバック制御系に影響を与えるため、振動的なフィードフォワード制御指令が生成されてしまう。これは、騒音の原因にもなる。これらのことから、例えば特許文献１または非特許文献１に記載された制御系においては、大きな外力が働くような環境ではロバストなシーク制御を実現させることは難しい。さらに、位置検出ノイズの影響を低減することも難しい。
【特許文献１】特開平９−７３６１８号公報
【非特許文献１】日本機械学会第７４期通常総会講演論文集 ４ ｐｐ．４１０−４１１ （１９９７）図３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、磁気ディスク装置のシーク制御において、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様によれば、磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる駆動部と、前記駆動部を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、積分器と位相進み補償器とを有し、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記駆動部をフィードバック制御する位置誤差フィードバック制御系と、前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力する２自由度制御系と、を有し、前記制御手段は、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新する第１の更新モードを有することを特徴とする磁気ディスク装置が提供される。
【００１０】
本発明の他の一態様によれば、磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる磁気ヘッドの制御方法であって、積分器と位相進み補償器とを用い、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記磁気ヘッドの駆動部をフィードバック制御しつつ、前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力して制御し、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新するモードを有することを特徴とする磁気ヘッドの制御方法が提供される。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、磁気ディスク装置のシーク制御において、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる磁気ディスク装置及び磁気ヘッドの制御方法が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。なお、各図面中、同様の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。
図１は、本発明の実施の形態にかかる磁気ディスク装置の要部を表す概念図である。 本実施形態の磁気ディスク装置は、マイクロプロセッサー（ＭＰＵ）１８を主構成要素とするヘッド位置決め制御機構（制御手段）を備える。磁気ヘッド１１はアーム１２に支持されており、アーム１２はボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１３の駆動力により磁気ヘッド１１をディスク１４の半径方向に移動させる。ＶＣＭ１３は、マグネット１５と駆動コイル１６とを有し、パワーアンプ１７から供給される電流により駆動される。ＭＰＵ１８は制御指令を演算し、この制御指令がＤ／Ａコンバータ１９によりアナログ信号に変換され、パワーアンプ１７に与えられる。パワーアンプ１７は、ＭＰＵ１８からの制御指令を駆動電流に変換してＶＣＭ１３に供給する。
【００１３】
ディスク１４は１枚または複数枚設けられており、スピンドルモータにより高速回転する。ディスク１４上には同心円状に複数のトラックが形成されており、一定間隔でサーボエリア２０が設けられている。サーボエリア２０にはトラックの位置情報が予め埋め込まれており、磁気ヘッド１１がサーボエリア２０を横切ることにより磁気ヘッド１１からの信号をヘッドアンプ２１で取り込み、このリード信号を増幅してサーボデータ処理回路２２に信号を供給する。サーボデータ処理回路２２は、増幅されたリード信号からサーボ情報を生成し、一定時間間隔でＭＰＵ１８に出力する。ＭＰＵ１８はＩ／Ｏ２３から取り込んだサーボ情報から磁気ヘッド１１の位置を算出し、得られた磁気ヘッド位置からＶＣＭ１３に流すべき制御指令を一定時間間隔で計算する。
【００１４】
図２は、本発明の第１の実施の形態を例示するブロック図である。
図２に表したシーク制御系は、位置誤差フィードバック制御系１００と、モデル側制御系２００と、を備えている。モデル側制御系２００においては、アクチュエータの仮想的な数式モデルに対する速度制御系が構築されており、モデル速度を目標速度に追従させることにより、位置誤差フィードバック制御系１００へ与える目標位置指令と、フィードフォワード制御入力と、を生成する。モデル側制御系２００から出力されたフィードフォワード制御入力は、目標トラックの位置（Target Positon）の情報とともに、速度フィードバックコントローラ３００に入力され、リミッタ４００とゼロ次ホルダ４２０とを介して、ボイスコイルモータ１３へのフィードフォワード制御入力として出力される。
【００１５】
また、モデル側制御系２００においては、状態方程式であるＡマトリックス２１０、Ｂマトリックス２２０、Ｃマトリックス２４０と、１サンプル遅れ２３０と、が組み合わされている。
【００１６】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓの例えば２倍のサンプリング周期Ｔｓ／２で演算が実行されている。
【００１７】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００１８】
位置誤差フィードバック制御系１００は、積分器１１０と位相進み補償器１２０とを有する。制御指令が飽和しない時においては、スイッチｓｗ２を端子２に接続して積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加える（第１の更新モード）。そして、制御指令が飽和する時においては、スイッチｓｗ２を端子１に接続して積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする（第２の更新モード）。また、残り距離が長いシーク前半においては、スイッチｓｗ１を端子１に接続して位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行う（第１の更新モード）。そして、残り距離が短くなったシーク後半においては、スイッチｓｗ１を端子２に切り替えて通常の２自由度制御系にする。
【００１９】
図３は、本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図４は、本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図３、４に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
【００２０】
図３に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。
また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、シーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた際の過渡応答が出ていないことがわかる。さらに、図４に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいても、スイッチｓｗ１の切り替え時に不連続な制御指令は発生していないことがわかる。
【００２１】
このように、積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加えるようにし、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにしているため、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークと、外力が小さい方向へのシークと、の両方のシークにおいて、図２に表したシーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた時の過渡応答は出ていない。
【００２２】
図５は、比較例を例示するブロック図である。
図５に表したシーク制御系においては、図２に表した本実施形態のシーク制御系に対して、位置誤差フィードバック制御系１００は積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解されていない。このような制御系においては、シーク制御から位置決め制御への移行を円滑に行う為に、シーク前半においては位置決め制御器を用いてモデル側制御系２００の更新を行い、目標位置に近くなった時において通常の２自由度制御系に切り替えるようにしている。
【００２３】
つまり、シーク前半のモデル側制御系２００の更新においては、位置誤差フィードバック制御系１００の出力をモデル側制御系２００の入力に加えて（スイッチｓｗ１を端子２に接続）、モデルの状態（位置と速度）がアクチュエータの動きに近くなるようにしている。そして、シーク後半においては、位置誤差フィードバック制御系１００の出力をアクチュエータに入れ（スイッチｓｗ１を１に接続）、通常の２自由度制御系としている。このようにすることにより、シーク時の電流飽和の影響と位置検出ノイズの影響を小さくしている。
【００２４】
しかしながら、このようなシーク制御系においては、アクチュエータ（ＶＣＭ１３）にマグネットラッチ力などの大きな外力が働いている場合、スイッチｓｗ１を切り替えた時に制御指令に過渡応答が生ずる場合がある。さらに、アーム１２を高速に移動させると、磁気ヘッド１１はサーボエリア２０を斜めに横切るため、シリンダーコードを誤って読み取るようになり、位置検出ノイズが大きくなる。そのため、位置誤差フィードバック制御系１００を通してノイズが速度フィードバックコントローラ３００に影響を与え、ノイズによる振動成分が制御指令に出てしまう。
【００２５】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓのｎ倍のサンプリング周期Ｔｓ／ｎで演算が実行されている。
【００２６】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００２７】
図６は、比較例において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図７は、比較例において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図６、７に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
【００２８】
図６に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、スイッチｓｗ１を切り替えた時に不連続な制御指令数値が発生していることがわかる。
【００２９】
一方、図７に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいては、不連続な制御指令数値はアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に与えられていないことがわかる。これらのことから、図５に表した比較例のように、位置誤差フィードバック制御系１００の出力をモデル側制御系２００の入力に加える方法は、外力が小さい場合においては、スイッチｓｗ１の切り替えによる過渡応答は非常に小さく問題は無いが、アーム１２にマグネットラッチ力などの大きな外力が作用しているような場合においては、外力に対してロバスト性の低いことがわかる。制御指令の急峻な過渡応答は、機械共振を励起してセトリング時のバラツキを引き起こしてしまう。そのため、書き込み禁止回数が多くなり、パフォーマンスを劣化させてしまう。
【００３０】
図８は、図７に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
シーク時のバラツキは、シークが終了したオントラック状態におけるバラツキに対して非常に大きい。また、制御指令数値のバラツキは、目標位置に近くなりヘッドスピードが遅くなるにつれて小さくなっている。これは、位置検出ノイズがモデル側制御系２００の更新を通してモデル速度を用いた速度制御系に影響を与えているためであると考えられる。シーク時に電流のバラツキが生ずることは、シーク時の騒音を大きくすると共に、セトリング時のバラツキを引き起こしやすくなる。
【００３１】
以下、観測器を構成した時のサンプル点上での本実施形態にかかるシーク制御系の安定性について説明する。
図９は、モデル入力端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
また、図１０は、モデル更新のタイミングを表す模式図である。
図９に表した観測器においては、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えて、モデルの状態をプラントの状態に近づけるようにする。
【００３２】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、図１０に表したモデル更新のタイミングのように、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓのｒ倍のサンプリング周期Ｔｓ／ｒで演算が実行されている。
【００３３】
ＶＣＭ１３のモデルを式（１）、ＶＣＭ１３を式（２）、および位相進み補償器１２０を式（３）、で表す。
【数１】
【数２】
【数３】
また、図９に表したような観測器を構成した場合、この観測器は式（４）で表される。
【数４】
観測誤差は、式（５）で表される。
【数５】
サンプル点上のモデルとＶＣＭ１３との状態は、それぞれ式（６）、式（７）のように表され、式（５）は式（８）のようになる。
【数６】
【数７】
【数８】
これらの式から、サンプル点上の誤差システムは、式（９）のようになる。
【数９】
以上の計算から、式（９）の固有値が単位円内に存在すれば観測器は安定であることが分かる。
【００３４】
以下、必ずこの条件が満たされるか否かを検討する。
図１１は、単純なモデル側制御系のフィードバック制御系を表すブロック図である。
図１１に表した制御系において、制御対象は位置誤差フィードバック制御系１００が計算される周期Ｔｓの１／ｒで計算される。この制御系は、サンプル点上の応答を考慮すると、周期Ｔｓのフィードバックシステムと同じである。したがって、まず、式（１０）と式（１１）とが成り立つ。
【数１０】
【数１１】
これらの式から、以下の式が導かれる。
【数１２】
これから、以下の式が成り立つ。
【数１３】
ここで、一般的に次の式が成り立つことが知られている。
【数１４】
以上より、式（１３）と式（９）との行列式は同じになることが分かる。したがって、周期Ｔｓで離散化した制御対象に対してフィードバックループが安定になるように位置誤差フィードバック制御系１００を設定すれば、式（９）は安定となる。
【００３５】
以上説明したように、本実施形態によれば、位置誤差フィードバック制御系１００を積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解している。積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、さらに、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによって、モデル側制御系２００の更新を行っている。ただし、制御指令が飽和している場合においては、積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする。これによって、外力が大きい環境においても、制御系の切り替えによる過渡応答を小さくすることができ、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる。
【００３６】
次に、本発明の第２の実施の形態にかかるシーク制御系について説明する。
図１２は、本発明の第２の実施の形態を例示するブロック図である。
図１２に表したシーク制御系においては、図２に表したシーク制御系と同様に、位置誤差フィードバック制御系１００が、積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解されている。また、図１２に表したシーク制御系は、モデル側制御系２００を備えている。モデル側制御系２００においては、アクチュエータの仮想的な数式モデルに対する速度制御系が構築されており、モデル速度を目標速度に追従させることにより、位置誤差フィードバック制御系１００へ与える目標位置指令と、フィードフォワード制御入力と、を生成する。モデル側制御系２００から出力されたフィードフォワード制御入力は、目標トラックの位置の情報とともに、速度フィードバックコントローラ３００に入力され、リミッタ４００とゼロ次ホルダ４２０とを介して、ボイスコイルモータ１３へのフィードフォワード制御入力として出力される。
【００３７】
また、モデル側制御系２００においては、図２に表したシーク制御系と同様に、状態方程式であるＡマトリックス２１０、Ｂマトリックス２２０、Ｃマトリックス２４０と、１サンプル遅れ２３０と、が組み合わされている。
【００３８】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓの例えば２倍のサンプリング周期Ｔｓ／２で演算が実行されている。
【００３９】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００４０】
制御指令が飽和しない時においては、スイッチｓｗ２を端子２に接続して積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加える。そして、制御指令が飽和する時においては、スイッチｓｗ２を端子１に接続して積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする。また、残り距離が長いシーク前半においては、スイッチｓｗ１を端子１に接続して、位相進み補償器１２０の出力を固定値のゲインＬ５００を通して、モデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行う。そして、残り距離が短くなったシーク後半においては、スイッチｓｗ１を端子２に切り替えて通常の２自由度制御系にする。
【００４１】
図１３は、本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図１４は、本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図１３、１４に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。なお、ゲインＬ５００は、Ｌ＝［１ １］Ｔと設定した。
【００４２】
図１３に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。
また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、シーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた際の過渡応答が出ていないことがわかる。さらに、図１４に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいても、スイッチｓｗ１の切り替え時に不連続な制御指令は発生していないことがわかる。
【００４３】
図１５は、図１４に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
本実施形態にかかるシーク制御系においても、シーク時のバラツキは、シークが終了したオントラック状態におけるバラツキに対して非常に大きいことが分かる。これは、制御指令がモデル側制御系２００の速度制御系において生成されるため、位相進み補償器１２０の出力を通してモデルに影響を与えているためであると考えられる。
【００４４】
以下、観測器を構成した時のサンプル点上での本実施形態にかかるシーク制御系の安定性について説明する。
図１６は、モデル状態端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
図１６に表した観測器は、カルマンフィルタのように、モデルの状態に位相進み補償器１２０の出力を加えている。
【００４５】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、図１０に表したモデル更新のタイミングと同様に、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓのｒ倍のサンプリング周期Ｔｓ／ｒで演算が実行されている。
【００４６】
ＶＣＭ１３のモデルを式（１）、および位相進み補償器１２０を式（３）、で表すと以下の式（１５）が成り立つ。
【数１５】
これらの式から、同様にサンプル点上の誤差システムは式（１６）のように求まる。
【数１６】
以上の計算から、式（１６）の固有値が単位円内に存在するようにゲインＬ５００を決定すればよい。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態によれば、位置誤差フィードバック制御系１００を積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解している。積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、さらに、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによって、モデル側制御系２００の更新を行っている。ただし、制御指令が飽和している場合においては、積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにする。これによって、外力が大きい環境においても、制御系の切り替えによる過渡応答を小さくすることができ、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる。
【００４８】
次に、本発明の第３の実施の形態にかかるシーク制御系について説明する。
図１７（ａ）は、本発明の第３の実施の形態を例示するブロック図であり、図１７（ｂ）は、速度フィードバックコントローラ３００を例示する模式図である。
図１７（ａ）に表したシーク制御系においては、図２に表したシーク制御系と同様に、位置誤差フィードバック制御系１００が、積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解されている。また、図１７（ａ）に表したシーク制御系は、モデル側制御系２００を備えている。モデル側制御系２００においては、アクチュエータの仮想的な数式モデルに対する速度制御系が構築されており、モデル速度を目標速度に追従させることにより、位置誤差フィードバック制御系１００へ与える目標位置指令と、フィードフォワード制御入力と、を生成する。モデル側制御系２００から出力されたフィードフォワード制御入力は、目標トラックの位置の情報とともに、速度フィードバックコントローラ３００に入力され、リミッタ４００とゼロ次ホルダ４２０とを介して、ボイスコイルモータ１３へのフィードフォワード制御入力として出力される。
【００４９】
また、モデル側制御系２００においては、図２に表したシーク制御系と同様に、状態方程式であるＡマトリックス２１０、Ｂマトリックス２２０、Ｃマトリックス２４０と、１サンプル遅れ２３０と、が組み合わされている。
【００５０】
アクチュエータ（ＶＣＭ１３）のシーク性能を向上させるには、滑らかなフィードフォワード制御入力をアクチュエータに与えることが重要である。そのため、モデル側制御系２００においては、位置誤差フィードバック制御系１００の周期Ｔｓの例えば２倍のサンプリング周期Ｔｓ／２で演算が実行されている。
【００５１】
また、速度制御系の構成に関しては加速時の電流飽和があることから、速度誤差に対して定数ゲインフィードバックが施されている。アクチュエータ（ＶＣＭ１３）の高性能なシークを実現するにためは正確なモデルが必要となるが、予め高精度なモデルを用意しておくことはバラツキなどから難しい。そこで、シーク中にモデル側制御系２００の更新を行い、モデルの状態をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）の状態に近づけるようにする。
【００５２】
速度フィードバックコントローラ３００に設けられた目標速度曲線決定部３１０とモデル速度曲線決定部３２０とにおいては、それぞれ目標速度曲線Ｖｒｅｆとモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌとが格納されている。また、速度フィードバックゲイン決定部３３０においては、目標速度曲線Ｖｒｅｆまたはモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌに応じて変化する速度フィードバックゲインＧ１が格納されている。
【００５３】
積分器１１０の出力は、アクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加えられている。なお、図２または図１１に表したシーク制御系と同様に、制御指令が飽和しない時においては、スイッチｓｗ２（図２または図１１参照）を端子２に接続して積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、制御指令が飽和する時においては、スイッチｓｗ２を端子１に接続して積分器１１０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えるようにしてもよい。
【００５４】
また、残り距離が長いシーク前半においては、スイッチｓｗ１を端子１に接続して、位相進み補償器１２０の出力を目標位置までの残り距離に応じて変化するゲインＬ５００を通して、モデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行う。そして、残り距離が短くなったシーク後半においては、スイッチｓｗ１を端子２に切り替えて通常の２自由度制御系にする。
【００５５】
モデル側制御系２００の更新は、位相進み補償器１２０の出力を目標速度曲線Ｖｒｅｆに応じて変化する速度フィードバックゲインＧ１を通して行われてもよい。または、モデル側制御系２００の更新は、位相進み補償器１２０の出力をモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌに応じて変化する速度フィードバックゲインＧ１を通して行われてもよい。
【００５６】
図１８は、ゲインＬの切り替え条件のテーブルを例示する概念図である。
すなわち、目標位置までの残り距離に応じて、ゲインＬ５００と、スイッチｓｗ１の端子位置と、をそれぞれ設定しておくことができる。
【００５７】
残り距離が長い時においては、磁気ヘッドのスピードが速く位置検出ノイズが大きいため、ゲインＬ５００を小さくしてモデルへのノイズの影響を小さくする。ゲインＬ５００を小さくすることによってモデルの推定誤差は大きくなるが、目標位置から離れているため推定誤差が大きくてもセトリングへの影響は小さいと考えられる。そして、残り距離が短くなるにつれて、ゲインＬ５００を大きくして推定誤差が小さくなるようにする。残り距離がさらに短くなったところで、スイッチｓｗ１を端子２に接続する。
【００５８】
図１９は、本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
また、図２０は、本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
図１９、２０に表したグラフ図の横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
【００５９】
図１９に表したグラフ図において、シーク終了時の制御指令数値の大きさＡから、この実験で用いた磁気ディスク装置においては、最大制御指令数値の約１０％程度の外力が働いていることがわかる。
また、マグネットラッチ力などの外力が大きい方向へのシークにおいては、積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加えているために、シーク制御系のスイッチｓｗ１を切り替えた際の過渡応答は発生していないことがわかる。さらに、図２０に表したグラフ図より、外力が小さい方向へのシークにおいても、スイッチｓｗ１の切り替え時に不連続な制御指令は発生していないことがわかる。
【００６０】
図２１は、図２０に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
横軸は時間（ミリ秒）を表しており、縦軸はＤ／Ａコンバータ１９（図１参照）に与える制御指令数値を表している。
図２１に表したグラフ図において、位相進み補償器１２０の出力を可変ゲインＬ５００、または可変ゲインＧ１を通してモデル側制御系２００の更新を行っているため、図８および図１５に表したグラフ図よりも、バラツキを低減できていることが分かる。
【００６１】
以上説明したように、本実施形態によれば、位置誤差フィードバック制御系１００を積分器１１０と位相進み補償器１２０とに分解している。積分器１１０の出力をアクチュエータ（ＶＣＭ１３）に加え、さらに、位相進み補償器１２０の出力をモデル側制御系２００の入力に加えることによって、モデル側制御系２００の更新を行っている。これによって、外力が大きい環境においても、制御系の切り替えによる過渡応答を小さくすることができ、外力に対してロバストなシーク制御系を構成できる。また、位相進み補償器１２０の出力を、目標位置までの残り距離、目標速度曲線Ｖｒｅｆ、またはモデル速度曲線Ｖｍｏｄｅｌ、に応じて変化するゲインを通してモデル側制御系２００の入力に加えることによってモデル側制御系２００の更新を行うため、磁気ヘッドが高速に移動している時の位置検出ノイズの影響を小さくすることができる。
【００６２】
以上、本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの記述に限定されるものではない。前述の実施の形態に関して、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、シーク制御系などが備える各要素およびその配置などは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。
また、前述した各実施の形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の実施の形態にかかる磁気ディスク装置の要部を表す概念図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態を例示するブロック図である。
【図３】本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図４】本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図５】比較例を例示するブロック図である。
【図６】比較例において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図７】比較例において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図８】図７に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
【図９】モデル入力端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
【図１０】モデル更新のタイミングを表す模式図である。
【図１１】単純なモデル側制御系のフィードバック制御系を表すブロック図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態を例示するブロック図である。
【図１３】本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図１４】本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図１５】図１４に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
【図１６】モデル状態端のマルチレート観測器を表すブロック図である。
【図１７】図１７（ａ）は、本発明の第３の実施の形態を例示するブロック図であり、図１７（ｂ）は、速度フィードバックコントローラ３００を例示する模式図である。
【図１８】ゲインＬの切り替え条件のテーブルを例示する概念図である。
【図１９】本実施形態において、外力が大きい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図２０】本実施形態において、外力が小さい方向へシークさせた時の制御指令を表すグラフ図（実験結果）である。
【図２１】図２０に表した制御指令数値の平均値からのバラツキを表すグラフ図である。
【符号の説明】
【００６４】
１１ 磁気ヘッド、 １２ アーム、 １３ ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）、 １４ ディスク、 １５ マグネット、 １６ 駆動コイル、 １７ パワーアンプ、 １８ マイクロプロセッサー（ＭＰＵ）、 １９ Ｄ／Ａコンバータ、 ２０ サーボエリア、 ２１ ヘッドアンプ、 ２２ サーボデータ処理回路、 ２３ Ｉ／Ｏ、 １００ 位置誤差フィードバック制御系、 １１０ 積分器、 １２０ 位相進み補償器、 ２００ モデル側制御系、 ２１０ Ａマトリックス、 ２２０ Ｂマトリックス、 ２３０ １サンプル遅れ、 ２４０ Ｃマトリックス、 ３００ 速度フィードバックコントローラ、 ３１０ 目標速度曲線決定部、 ３２０ モデル速度曲線決定部、 ３３０ 速度フィードバックゲイン決定部、 ４００ リミッタ、 ４２０ ゼロ次ホルダ、 ５００ ゲインＬ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる駆動部と、
前記駆動部を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、
積分器と位相進み補償器とを有し、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記駆動部をフィードバック制御する位置誤差フィードバック制御系と、
前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力する２自由度制御系と、
を有し、
前記制御手段は、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新する第１の更新モードを有することを特徴とする磁気ディスク装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記駆動部への入力が飽和していない時は、前記第１の更新モードを実行し、
前記駆動部への入力が飽和している時は、前記積分器の出力と、前記位相進み補償器の出力と、を前記数式モデルにそれぞれ加えて、前記数式モデルを更新する第２の更新モードを実行することを特徴とする請求項１記載の磁気ディスク装置。
【請求項３】
前記制御手段は、固定されたゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記磁気ヘッドの目標位置までの残り距離に応じて変化するゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記磁気ヘッドの目標速度に応じて変化するゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記数式モデルのモデル速度に応じて変化するゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項７】
磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる磁気ヘッドの制御方法であって、
積分器と位相進み補償器とを用い、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記磁気ヘッドの駆動部をフィードバック制御しつつ、
前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力して制御し、
前記数式モデルを更新し、
前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新するモードを有することを特徴とする磁気ヘッドの制御方法。
【請求項１】
磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる駆動部と、
前記駆動部を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、
積分器と位相進み補償器とを有し、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記駆動部をフィードバック制御する位置誤差フィードバック制御系と、
前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力する２自由度制御系と、
を有し、
前記制御手段は、前記数式モデルを更新し、前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新する第１の更新モードを有することを特徴とする磁気ディスク装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記駆動部への入力が飽和していない時は、前記第１の更新モードを実行し、
前記駆動部への入力が飽和している時は、前記積分器の出力と、前記位相進み補償器の出力と、を前記数式モデルにそれぞれ加えて、前記数式モデルを更新する第２の更新モードを実行することを特徴とする請求項１記載の磁気ディスク装置。
【請求項３】
前記制御手段は、固定されたゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記磁気ヘッドの目標位置までの残り距離に応じて変化するゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記磁気ヘッドの目標速度に応じて変化するゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記数式モデルのモデル速度に応じて変化するゲインを、前記位相進み補償器の出力に掛けて、前記数式モデルを更新することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項７】
磁気ディスクに情報を記録再生する磁気ヘッドを移動させる磁気ヘッドの制御方法であって、
積分器と位相進み補償器とを用い、前記磁気ヘッドの目標位置と検出位置との差に基づいて位置指令を求めて前記磁気ヘッドの駆動部をフィードバック制御しつつ、
前記磁気ヘッドの目標移動距離を入力し、前記駆動部の数式モデルを用いて電流指令を前記駆動部に出力して制御し、
前記数式モデルを更新し、
前記更新に際して、前記積分器の出力は前記駆動部に与えつつ、前記位相進み補償器の出力を用いて前記数式モデルを更新するモードを有することを特徴とする磁気ヘッドの制御方法。
【図１】
【図３】
【図４】
【図６】
【図７】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２】
【図５】
【図９】
【図１６】
【図１７】
【図３】
【図４】
【図６】
【図７】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２】
【図５】
【図９】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２００９−４３３３６（Ｐ２００９−４３３３６Ａ）
【公開日】平成２１年２月２６日（２００９．２．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２０７１４９（Ｐ２００７−２０７１４９）
【出願日】平成１９年８月８日（２００７．８．８）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年２月２６日（２００９．２．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年８月８日（２００７．８．８）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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