超広帯域無線通信装置
【課題】１０ＧＨｚ以上の超広帯域を簡易な構成で利用可能とすることで、短距離高速通
信が低価格で実現できる超広帯域無線通信装置を提供する。
【解決手段】超広帯域無線通信装置１００は、所定の超広帯域を２分割して通信に用いる
構成としており、演算制御部１１１では送信データをもとに２つのトリガ信号を生成し、
これを信号生成部１２０に出力して２つのインパルス信号を出力する。一方のインパルス
信号は、ミキサ１２２で所定の連続波と混合されて所定の周波数までアップコンバートさ
れる。ＢＰＦ１２３ａ及びＢＰＦ１２３ｂでろ波された２つのインパルス信号は、合波器
１２４で合波されて送信アンテナ１３１から送信される。
信が低価格で実現できる超広帯域無線通信装置を提供する。
【解決手段】超広帯域無線通信装置１００は、所定の超広帯域を２分割して通信に用いる
構成としており、演算制御部１１１では送信データをもとに２つのトリガ信号を生成し、
これを信号生成部１２０に出力して２つのインパルス信号を出力する。一方のインパルス
信号は、ミキサ１２２で所定の連続波と混合されて所定の周波数までアップコンバートさ
れる。ＢＰＦ１２３ａ及びＢＰＦ１２３ｂでろ波された２つのインパルス信号は、合波器
１２４で合波されて送信アンテナ１３１から送信される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超広帯域を利用して短距離通信を行う超広帯域無線通信装置の技術分野に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、新しいコンセプトの無線通信技術として、４５０ＧＨｚ乃至数ＧＨｚの帯域幅を利用した超広帯域無線システムであるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）無線通信システムが注目されている。
【０００３】
ＵＷＢは、広帯域を利用することでパルス幅がナノ秒程度かそれ以下の超短パルス波を用いたインパルス無線方式である。パルスを用いた無線通信システムでは、パルス幅が狭くなるほど平均送信電力が小さくなり、到達距離が短くなる。そのため、広帯域化してパルス幅を狭めるほど、同じ周波数帯を使う他の無線機器との混信の可能性が低くなり、消費電力も少なくなるという特徴がある。
【０００４】
ＵＷＢは、その出力が極めて低いことから短距離の通信に好適な通信方式であり、ワイヤレスＵＳＢの通信方式等に利用されている（特許文献１）。ワイヤレスＵＳＢは高々１Ｇｂｐｓを極近距離で通信するのを目的としており、１ＧＨｚ程度の広帯域を利用することで機器間の距離が３ｍ以内の場合には有線のＵＳＢ２．０と同等の４８０Ｍｂｐｓでの高速通信を可能としており、また１０ｍ離れた場合でも１１０Ｍｂｐｓを確保することができる。
【特許文献１】特開２００６−１８６９４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のＵＷＢを用いた通信方式で実現できる通信速度は、高々１Ｇｂｐｓまでであり、さらに高速なデータ通信を実現するためには、シャノンの定理で明らかなように、利用する帯域をさらに拡大する必要がある。しかし、さらに帯域を拡大して１０ＧＨｚ程度の超広帯域を実現するためには、従来は、光学的インパルス生成を利用するか、ＩｎＰなどの高価な半導体材料を用いる必要があった。そのため、１０ＧＨｚ程度の超広帯域を利用した無線通信装置を低価格で実現することができない、といった問題があった。
【０００６】
そこで、本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を簡易な構成で利用可能とすることで、短距離高速通信が低価格で実現できる超広帯域無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の超広帯域無線通信装置の第１の態様は、送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、前記データ入出力部から前記送信データを入力し、前記送信データに基づいて２つ以上の系統のデータ列を作成し、該２つ以上の系統のデータ列にそれぞれ対応する第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を作成する演算制御部と、前記演算制御部から前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号にそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び１つ以上の第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つ以上の信号生成部と、前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、前記１つ以上の第２の前記インパルス信号をそれぞれ入力し、それぞれ周波数の異なる高周波連続波と混合して１つ以上の混合波をそれぞれ出力する１つ以上のミキサと、前記１つ以上の混合波をそれぞれ入力して１つ以上の所定の高周波帯域にろ波して１つ以上の送信用高周波インパルス信号をそれぞれ出力する１つ以上の第２の送信側帯域ろ波部と、前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記１つ以上の前記送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、前記送信信号を送信する送信アンテナと、受信波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域のそれぞれにろ波して２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ出力する２つ以上の受信側帯域ろ波部と、前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つ以上の検波部と、前記２つ以上の検波部でそれぞれ検波された前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つ以上の相関回路と、前記２つ以上の相関回路からそれぞれ出力される２つ以上の前記閾値判定の出力値を統合して前記受信データを復元するデータ判定部と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、所定の広帯域を２以上の利用帯域に分割し、周波数が最も低い前記利用帯域を前記ベースバンドとし、それ以外の前記利用帯域を前記１つ以上の高周波帯域としていることを特徴とする。
【０００９】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域は、それぞれ１ＧＨｚを超える広帯域であることを特徴とする。
【００１０】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号のそれぞれの立ち上がりをトリガとして前記第１のインパルス信号及び前記１つ以上の第２のインパルス信号をそれぞれ生成していることを特徴とする。
【００１１】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して２つの分配トリガ信号に分配する分配手段と、前記分配手段で分配された一方の前記分配トリガ信号に一定のバイアスを付加するバイアス手段と、前記バイアスを付加された前記分配トリガ信号を所定時間だけ遅延させる遅延手段と、他方の前記分配トリガ信号と前記遅延手段の出力信号とを比較して前記他方の分配トリガ信号が前記出力信号よりも大きい期間だけ出力するコンパレータと、をそれぞれ備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記検波部は、前記帯域別受信波を入力する入力側整合回路と、前記入力側整合回路の出力信号を整流するダイオードと、前記ダイオードで整流された信号を入力する出力側整合回路とを有し、前記相関回路で閾値判定可能なパルス幅の直流成分を有する出力信号を出力するダイオード検波器を備えることを特徴とする。
【００１３】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記ダイオードは、トンネルダイオードであることを特徴とする。
【００１４】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記ダイオードは、ショットキーダイオードであることを特徴とする。
【００１５】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記データ入出力部から入力した前記送信データを、Ｋを２以上の自然数として、Ｋ×ｉ＋ｊ（ｉ＝０，１，２，・・・）番目のビットを各ｊ（ｊ＝１，２，・・・，Ｋ）ごとに集めてなるＫ個のビット列に分割し、さらに、これらＫ個のビット列をそれぞれＲＺ符号化して前記第１のトリガ信号及び（Ｋ−１）個の前記第２のトリガ信号とをそれぞれ作成し、前記データ判定部は、前記２つ以上の相関回路からそれぞれ入力した２つ以上の前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つ以上のビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データを、ｊの小さい順に１ビットずつ巡回配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元していることを特徴とする。
【００１６】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号として、同じ信号を出力することを特徴とする。
【００１７】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記送信データをそのデータ系列よりＭ倍（Ｍは２以上の自然数）速い処理速度で処理することによって、Ｍ個の同じトリガ信号を生成することを特徴とする。
【００１８】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を、時分割された互いに異なる時間帯に出力することを特徴とする。
【００１９】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、周期的に設定された出力許可時間帯のみ前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を出力することを特徴とする。
【００２０】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、前記データ入出力部から前記送信データを入力してビット列に変換し、前記ビット列の奇数番目のビットからなる奇数ビットデータ列と偶数番目のビットからなる偶数ビットデータ列とを作成し、さらに前記奇数ビットデータ列と偶数ビットデータ列とをそれぞれＲＺ符号化して第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ作成する演算制御部と、前記演算制御部から前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ入力して前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とにそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つの信号生成部と、前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、前記第２のインパルス信号を入力し、高周波連続波と混合して混合波を出力するミキサと、前記混合波を入力して所定の高周波帯域にろ波して送信用高周波インパルス信号を出力する第２の送信側帯域ろ波部と、前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、前記送信信号を送信する送信アンテナと、受信波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記高周波帯域のそれぞれにろ波して２つの帯域別受信波をそれぞれ出力する２つの受信側帯域ろ波部と、前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つの検波部と、前記２つの検波部でそれぞれ検波された前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つの相関回路と、前記２つの相関回路からそれぞれ入力した２つの前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つのビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データの一方を奇数番目とし他方を偶数番目として交互に配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元するデータ判定部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を２以上の広帯域に分けて利用することにより、数Ｇｂｐｓ程度の短距離高速通信を容易に実現する超広帯域無線通信装置を提供することができる。本発明の超広帯域無線通信装置では、２以上の広帯域を簡易な構成で利用できるとともに、広帯域化により電力スペクトル密度を低減することで、他システムへの干渉を低減した近距離高速通信を低価格で実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明の好ましい実施の形態における超広帯域無線通信装置について、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。
【００２３】
本発明の超広帯域無線通信装置は、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を利用して送受信を行っており、これにより数Ｇｂｐｓ程度の短距離高速通信を実現している。また、この超広帯域を２以上に分割して使用することで、超広帯域な送信信号を簡易な構成で生成可能としている。本発明の超広帯域無線通信装置で利用する周波数帯域の一例を図２に示す。
【００２４】
図２では、２０ＧＨｚ程度の帯域を利用する例を示しており、同図（ａ）ではこれを２つの帯域に分割して利用する例を示している。この場合、低周波側の帯域でベースバンドのインパルスを生成し、これを中心周波数Ｆ１のスペクトル１１に波形整形して送信信号に用いている。また、高周波側の帯域を利用した中心周波数Ｆ２のインパルスのスペクトル１２は、ベースバンドのインパルスを所定の高周波連続波でアップコンバートすることで実現することができる。上記と同様に、同図（ｂ）ではこれを３つの帯域に分割して利用する例を示している。分割された各帯域は１ＧＨｚ以上有するようにするのがよい。
【００２５】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施の形態に係る超広帯域無線通信装置の構成を、図１に示すブロック図を用いて説明する。本実施形態の超広帯域無線通信装置１００は、送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部１０１と、送信データをもとに所定のインパルスからなる送信信号を要求するトリガ信号を作成するとともに、受信信号を処理して受信データを復元する通信データ処理部１１０と、通信データ処理部１１０からトリガ信号を入力して広帯域インパルスからなる送信信号を生成する送信信号生成部１２０と、送信信号を送信するための送信アンテナ１３１と、受信波を受信するための受信アンテナ１３２と、受信波を検波するための受信信号処理部１４０と、を備えている。
【００２６】
通信データ処理部１１０は、送信データを処理するための演算制御部１１１を備えるとともに、受信データを処理するために相関回路１１２とデータ判定部１１３とを備えている。演算制御部１１１は、データ入出力部１０１から送信データを入力するとともに、受信波を処理して得られた受信データをデータ入出力部１０１に出力する処理も行っている。
【００２７】
本実施形態の超広帯域無線通信装置１００では、所定の超広帯域を２分割して通信に用いる構成としており、演算制御部１１１では送信データをもとに２つの系統のトリガ信号を生成し、これを送信信号生成部１２０に出力している。送信信号生成部１２０は、演算制御部１１１からトリガ信号を入力して所定のインパルス信号を生成する信号生成部１２１ａと１２１ｂを備えている。信号生成部１２１ａと１２１ｂは、２つのトリガ信号の一方と他方をそれぞれ入力し、それぞれ第１のインパルス信号と第２のインパルス信号と出力する。ここで生成された第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の中心周波数を、Ｆ１と記すこととする。
【００２８】
送信信号生成部１２０において、第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号が、信号生成部１２１ａ、１２１ｂで生成された後どのように波形整形されるかを、図３に示す模式図を用いて説明する。図３は、各インパルス信号の周波数スペクトルを模式的に示したものである。第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号は、図３（ａ）に示すように、例えば１０ＧＨｚ程度の広帯域なスペクトルを有するベースバンドで生成されたインパルスである。
【００２９】
本実施形態では、第１のインパルス信号に対し、第１の送信側帯域ろ波部であるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２３ａを用いて低周波成分を低減するよう波形整形している。ＢＰＦ１２３ａで波形整形された第１のインパルス信号を図３（ｂ）に示す。ここでは、ＢＰＦ１２３ａで波形整形された第１のインパルス信号を送信用ベースバンドインパルス信号という。
【００３０】
他方、信号生成部１２１ｂで生成された第２のインパルス信号は、ミキサ１２２で所定の高周波連続波と混合されて所定の周波数までアップコンバートされる。ミキサ１２２から出力される混合波のスペクトルを図３（ｃ）に示す。このアップコンバートのための高周波連続波を発生させるために高周波発振器１２６が備えられており、例えばＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いることができる。
【００３１】
ミキサ１２２から出力された混合波は、第２の送信側帯域ろ波部であるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２３ｂでろ波されることにより、図３（ｄ）に示すようなアップコンバートされた高周波インパルス信号に整形される。ここでは、ＢＰＦ１２３ｂで波形整形された第２のインパルス信号を送信用高周波インパルス信号という。この送信用高周波インパルス信号の中心周波数を、Ｆ２と記すこととする。
【００３２】
ＢＰＦ１２３ａ及びＢＰＦ１２３ｂでろ波された送信用ベースバンドインパルス信号及び送信用高周波インパルス信号は、ともに合波器１２４に出力されて合波され、これを送信側増幅部である増幅器１２５で増幅されて送信信号として送信アンテナ１３１から送信される。合波器１２４で合波された２つの信号は、それぞれの周波数帯域が異なっていることから、受信側でも受信波から２つの信号を別々に取り出すことは容易である。
【００３３】
次に、受信アンテナ１３２で受信された受信波は、受信信号処理部１４０に入力され、ここで受信波の検波が行われる。受信信号処理部１４０に入力された受信波は、まず受信側増幅部である増幅器１４１で増幅された後、２つに分波されて受信側帯域ろ波部のＢＰＦ１４２ａ、１４２ｂにそれぞれ入力される。ＢＰＦ１４２ａと１４２ｂは、受信波を帯域別にろ波するもので、ＢＰＦ１４２ａは送信用ベースバンドインパルス信号と略等しいベースバンドの帯域にろ波して第１の帯域別受信波を出力する。また、ＢＰＦ１４２ｂは、送信用高周波インパルス信号と略等しい帯域にろ波して第２の帯域別受信波を出力する。
【００３４】
検波部１４３ａと１４３ｂは、ＢＰＦ１４２ａと１４２ｂとから第１の帯域別受信波と第２の帯域別受信波をそれぞれ入力し、それぞれで受信波を検波する。検波された各受信波は、通信データ処理部１１０に出力されて所定のデータ処理が行われる。
【００３５】
通信データ処理部１１０では、検波部１４３ａ及び１４３ｂから入力した各受信波を、それぞれ第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂに入力し、ここで所定の閾値判定が行われる。第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂによる閾値判定の結果は、ともにデータ判定部１１３に出力され、ここで両者を統合して受信データが復元される。
【００３６】
データ入出力部１０１で入力した送信データをもとに、演算制御部１１１及び信号生成部１２１ａ、１２１ｂの処理で第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号を生成する方法を、図４を用いて説明する。演算制御部１１１で行われる処理については、さらに図５に示すデータ処理の流れ図も用いて説明する。図５では、データ入出力部１０１から入力する送信信号の一例として、１０ビットからなる信号を併せて記載している。
【００３７】
演算制御部１１１では、データ入出力部１０１からビット数Ｎのシリアルデータである送信データを入力すると（図５のステップＳ１）、これを入出力処理部１５１でパラレルデータに変換している（図５のステップＳ２）。そして、データ分配部１５２において所定の方法で２つに分配している（図５のステップＳ３）。本第１の実施形態では、データ分配部１５２は、ビット数Ｎのビット列からなる入力データを１ビットずつ奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分けてビット数Ｎ／２のビット列を２つ作成している。
【００３８】
２つのビット列は、それぞれデータ変換部１５３ａ、１５３ｂに入力され、ここで各ビットの後ろに’０’を挿入するデータ変換を行っている（図５のステップＳ４）。これにより、変換されたデータは’１’が連続することのないＲＺ符号化されたデータとなっている。それぞれのデータ変換部１５３ａ、１５３ｂでＲＺ符号化された２つのデータは、それぞれ入出力処理部１５４ａ、１５４ｂに入力されてパラレルデータからシリアルデータに変換され（図５のステップＳ５）、各ビットがトリガ信号としてそれぞれ信号生成部１２１ａ、１２１ｂに順次出力される（図５のステップＳ６）。
【００３９】
図５に示す送信信号の例では、ステップＳ１で送信データとして１０ビットのビット列’１００１１１０１００’が入力されると、ステップＳ３でこれを奇数番目のビットからなるビット列’１０１００’と偶数番目のビットからなるビット列’０１１１０’とに分配されている。さらに、ステップＳ４ではそれぞれのビット列の各ビットの後ろに’０’が挿入されることで、１０ビットの２つの信号生成用トリガ信号’１０００１０００００’と’００１０１０１０００’とが生成されている。これにより、入出力処理部１５４ａ、１５４ｂから出力されるトリガ信号は、’１’の後に’１’が再び出力されることはなく、必ず’０’が出力されるように変換されている。
【００４０】
信号生成部１２１ａ、１２１ｂに入力された各トリガ信号は、分配器１５５ａ、１５５ｂに入力され、ここでそれぞれが２つのトリガ信号２０ａ、２０ｂに分配され、これらがそれぞれのコンパレータ１５６ａ、１５６ｂに出力されている。但し、トリガ信号２０ｂは、バイアス手段１５７ａ、１５７ｂにおいて、トリガ信号２０ａより一定レベルだけ出力が高くなるよう一定のバイアスが付加され、さらに遅延回路１５８ａ、１５８ｂにおいて、トリガ信号２０ａより所定時間ΔＴだけ遅れてコンパレータ１５６ａ、１５６ｂに到達するよう、遅延時間が付加されている。
【００４１】
遅延回路１５８ａ、１５８ｂにより所定時間ΔＴの遅延時間が付加されたトリガ信号２０ｂを、トリガ信号２０ａと比較して模式的に図６に示す。同図では、トリガ信号２０ｂに遅延時間１００ｐｓが付加された状態を示しており、これによりトリガ信号２０ｂはトリガ信号２０ａより１００ｐｓだけ遅れてコンパレータ１５６ａ、１５６ｂに入力される。
【００４２】
コンパレータ１５６ａ、１５６ｂは、それぞれに入力された２つのトリガ信号２０ａ、２０ｂを比較し、トリガ信号２０ａがトリガ信号２０ｂを超えるときのみ出力するように構成されている。コンパレータ１５６ａ、１５６ｂに入力されるトリガ信号２０ａ、２０ｂの一例を図７に示す。トリガ信号２０ｂにはバイアス手段１５７ａ、１５７ｂで所定のバイアスが付加されているため、同図（ａ）に示すように、大部分の区間においてトリガ信号２０ｂがトリガ信号２０ａより大きくなっており、この間はコンパレータ１５６ａ、１５６ｂからの出力はない。
【００４３】
これに対し、トリガ信号２０ａが立ち上がる符号３０の時点では、トリガ信号２０ａがトリガ信号２０ｂより大きくなっており、この間のみコンパレータ１５６ａ、１５６ｂからの出力が発生する。その結果、図７（ｂ）に示すような広帯域なインパルスが生成される。
【００４４】
このように、本実施形態では、トリガ信号の立ち上がりを利用してインパルスを生成している。これが第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号として、それぞれのコンパレータ１５６ａ、１５６ｂから出力される。第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号のパルス幅は、遅延回路１５８ａ、１５８ｂで設定された遅延時間ΔＴに略等しくなっており、遅延時間ΔＴを１００ｐｓとすることで、帯域幅１０ＧＨｚ程度の広帯域なインパルスを生成している。
【００４５】
次に、受信アンテナ１３２で受信した受信波を検波するための検波部１４３ａ、１４３ｂの例について説明する。
通信データ処理部１１０において、受信信号から受信データを適切に判定できるためには、検波部１４３ａ、１４３ｂで検波された受信信号が通信速度に対応する適切なパルス幅を有していることが必要である。例えば、通信速度が２Ｇｂｐｓの場合には、検波部１４３ａ、１４３ｂで検波されて通信データ処理部１１０に出力される受信信号は、５００ｐｓ程度のパルス幅を有している必要がある。受信信号のパルス幅がこれより小さいと、通信データ処理部１１０内の第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂにおける閾値判定が困難となる。
【００４６】
これに対し、送信信号生成部１２０では、信号生成部１２１ａ、１２１ｂでパルス幅１００ｐｓのインパルス信号を生成し、これを処理して送信アンテナ１３１から送信している。送信アンテナ１３１から送信された送信波のインパルス信号は、パルス幅が１００ｐｓ程度となっていることから、これを受信アンテナ１３２で受信したのち、閾値判定に必要なパルス幅以上となるよう受信信号処理部１４０で拡大する（パルスストレッチ）必要がある。このようなパルスストレッチを、本実施形態では検波部１４３ａ、１４３ｂで行っている。
【００４７】
信号生成部１２１ａ、１２１ｂでは、図８に示すようなパルス幅１００ｐｓのインパルス信号が生成されるが、その後ＢＰＦ（１２３ａ、１２３ｂ、１４２ａ、１４２ｂ）や増幅器（１２５、１４１）等を通過する間に幅が拡がり、検波器１４３ａ、１４３ｂに入力される段階では、例えば図９、１０に示すような幅が拡大された波形になっている。ここで、図９は検波器１４３ａに入力される低周波側（ベースバンド）の受信波の一例であり、図１０は検波器１４３ｂに入力される高周波側の受信波の一例を示している。また、各図の（ａ）は受信波の時間波形を示しており、（ｂ）は周波数スペクトルを示している。図９（ａ）、図１０（ａ）に示す時間波形より、低周波側／高周波側とも受信波の幅が拡大していることがわかる。
【００４８】
検波部１４３ａ、１４３ｂは、例えば図１１に示すようなダイオード検波器１７０を用いて構成することができる。図１１は、ダイオード検波器１７０の概略構成を示すブロック図である。ダイオード検波器１７０は、入力側整合回路１７１、ダイオード１７２及び出力側整合回路１７３を備えており、ダイオード１７２には、例えばトンネルダイオード（エサキダイオード）を用いることができる。入力側整合回路１７１は、検波対象の信号の搬送波周波数に合わせて、最も効率良く検波できるように調整している。一例として、ダイオード１７２にトンネルダイオードを用いた場合、入力側整合回路１７１の占有帯域幅を比較的広帯域に設定し、例えば−１０ｄＢ帯域（主ローブの最大利得に対して１０ｄＢ減衰するまでの帯域幅）を５ＧＨｚ程度とすることができる。
【００４９】
また、出力側整合回路１７３を構成する図示しないローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂにおける閾値判定の分解能に合わせた周波数特性を持つように構成するのがよい。一例として、出力側整合回路１７３のＬＰＦの３ｄＢカットオフ周波数を２ＧＨｚ程度とすることができる。入力側整合回路１７１の３ｄＢカットオフ周波数を５ＧＨｚ程度とし、出力側整合回路１７３のＬＰＦの３ｄＢカットオフ周波数を２ＧＨｚ程度としたトンネルダイオード検波器１７０を検波部１４３ａ、１４３ｂに用いた場合、検波部１４３ａ、１４３ｂはともに図１２に示すような波形の信号を出力する。図１２（ａ）は横軸を時間とした時間波形を示し、（ｂ）は周波数スペクトルを示している。
【００５０】
トンネルダイオード検波器１７０を用いた検波部１４３ａ、１４３ｂは、それぞれ低周波側の受信波及び高周波側の受信波を入力すると、ともに全波整流して図１２（ａ）に示すようなパルス幅５００ｐｓ程度のインパルスを持つ信号を出力する。また、このインパルス信号は、図１２（ｂ）の周波数スペクトルで示されるように高い電力の直流成分を有している。図１２に示すような波形の信号が検波部１４３ａ、１４３ｂから出力されると、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂは、これを入力して閾値判定を適切に行うことができ、図１３に示すように元のインパルスを検知することができる。
【００５１】
ダイオード検波器１７０の別の実施例として、例えばショットキーダイオードを用いて構成することもできる。すなわち、ダイオード検波器１７０を構成するダイオード１７２として、トンネルダイオードに代えてショットキーダイオードを用いる。以下では、ショットキーダイオードを用いたダイオード検波器１７０を高周波側の検波部１４３ｂに用いた場合について説明する。
【００５２】
高周波インパルス信号の周波数スペクトルが図３（ｄ）に示すように、約１２ＧＨｚでピーク電力となっている場合、入力側整合回路１７１の３ｄＢカットオフ周波数を例えば１２ＧＨｚとし、出力側整合回路１７３を構成するＬＰＦの３ｄＢカットオフ周波数を例えば４ＧＨｚ程度とすることができる。このとき、高周波側の受信波は全波整流されて、図１４に示すような信号が出力される。図１４（ａ）は横軸を時間とした時間波形を示し、（ｂ）は周波数スペクトルを示している。
【００５３】
図１４（ａ）に示すように、検波部１４３ｂはパルス幅５００ｐｓ程度のインパルスを持つ信号を出力している。また図１４（ｂ）に示すように、この信号も直流成分の電力が高い信号である。検波部１４３ｂから図１４に示すような波形の信号が出力されると、第２相関回路１１２ｂは、これを入力して閾値判定を行うことができ、図１３に例示するように元のインパルスを検知することができる。
【００５４】
なお、高周波インパルス信号の周波数スペクトルが、図３（ｄ）に示したように、約１２ＧＨｚにピーク電力の周波数を有する場合、ピーク電力の周波数１２ＧＨｚからずれた例えば１１ＧＨｚ近傍で最も検波効率の高いダイオード検波器１７０を検波部１４３ｂに用いたときには、検波部１４３ｂから出力される信号が１インパルスに対して複数のピークを有する不整合インパルスに変換されてしまい、例えば図１５に示すような波形になり、第２相関回路１１２ｂがこれを入力して適切な閾値判定、すなわち一意に信号を検波することは困難である。
【００５５】
上記の通り、適切な検波帯域を有するダイオード検波器１７０を用いることで、検波部１４３ａ、１４３ｂは、好適にパルスストレッチされたインパルス信号を出力することができ、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂはこれを入力して閾値判定を適切に行うことができる。検波部１４３ａ、１４３ｂに用いるダイオード検波器１７０として、上記の検波特性を満たすものであれば特に限定されないが、特にトンネルダイオードは出力抵抗値が他のダイオードに比べて小さいことから、これを用いることで出力電圧の高いパルスが得られるといった利点がある。
【００５６】
なお、パルスストレッチを行う別の方法として、単純なＬＰＦを用いて行う方法も考えられるが、送信信号生成部１２０で生成される送信信号は、図９（ｂ）、図１０（ｂ）にそれぞれ示すように、低周波側、高周波側ともに直流成分を有していないことから、単純なＬＰＦを用いて検波された信号は直流成分を持つことはできず、第１相関回路１１２ａあるいは第２相関回路１１２ｂで適切な閾値判定を行うことは困難である。
【００５７】
次に、通信データ処理部１１０において、検波部１４３ａ及び１４３ｂから出力された各受信波を、第１相関回路１１２ａ、第２相関回路１１２ｂ、及びデータ判定部１１３で処理して受信データに復元する方法を、図１６に示すブロック図を用いて以下に説明する。
【００５８】
第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂには、それぞれコンパレータ１６１ａと閾値設定部１６２ａ、及びコンパレータ１６１ｂと閾値設定部１６２ｂが設けられている。ここでは、第１相関回路１１２ａを例に、データ処理の内容を説明する。コンパレータ１６１ａは、入力した受信波からインパルスを検知するものであり、入力信号を閾値設定部１６２ａで設定された所定の閾値と比較し、入力信号が閾値を超える場合に所定の出力をデータ判定部１１３に出力する。
【００５９】
データ判定部１１３で行われる処理について、さらに図１７に示すデータ処理の流れ図も用いて説明する。図１７では、コンパレータ１６１ａ及び１６１ｂから入力する受信信号の一例として、１０ビットからなる信号を併せて記載している。
【００６０】
データ判定部１１３では、コンパレータ１６１ａ及び１６１ｂからビット数Ｎのシリアルデータである受信信号を入力すると（図１７のステップＳ１１）、これを入出力処理部１６３ａ、１６３ｂでそれぞれパラレルデータに変換している（図１７のステップＳ１２）。そして、データ分配部１６４ａ、１６４ｂにおいて、それぞれの入力データを１ビットずつ奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分けてビット数Ｎ／２のビット列に分配している（図１７のステップＳ１３）。
【００６１】
そして、奇数番目のビットからなるビット列（ＮＲＺ符号化されたビット列）のみを、それぞれデータ合成部１６５に入力し、ここで２つのビット列を１つのビット列に合成する（図１７のステップＳ１４）。すなわち、データ分配部１６４ａから入力したビット列の各ビットを奇数番目に、またデータ分配部１６４ｂから入力したビット列の各ビットを偶数番目に、それぞれ交互に配列して合成している。
【００６２】
データ合成部１６５で１つに合成されたデータは、入出力処理部１６６に入力されてパラレルデータからシリアルデータに変換され（図１７のステップＳ１５）、受信データとして演算制御部１１１を経由してデータ入出力部１０１に出力される（図１７のステップＳ１６）。
【００６３】
図１７に示す例では、ステップＳ１１で第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂからそれぞれ１０ビットのビット列’１０００１０００００’及び’００１０１０１０００’が入力されると、ステップＳ１３でそれぞれ奇数ビットからなるビット列と偶数ビットからなるビット列とに分配されている。ここで、偶数ビット列は、ともに’０’のみのビット列となっている。
【００６４】
ステップＳ１４では、ステップＳ１３でそれぞれ２つに分配されたビット列のうち、奇数ビットからなるビット列のみをデータ合成部１６５に入力し、ここで１つに合成して受信データ’１００１１１０１００’を作成している。
【００６５】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施の形態に係る超広帯域無線通信装置を以下に説明する。本実施形態では、演算制御部１１１及びデータ判定部１１３における処理が、第１の実施形態と異なっている。本実施形態では、送信するデータ系列を超広帯域無線通信装置１００の通信能力より低いデータ系列の信号とし、同じデータ系列の信号を複数送信させて冗長性を持たせるようにしている。このように構成することで、仮に一つの周波数帯で通信が正常に行えない場合でも、別の周波数帯で通信することが可能となる。一例として、以下では超広帯域無線通信装置１００の通信能力を２Ｇｂｐｓとし、送信するデータ系列を１Ｇｂｐｓとして説明する。
【００６６】
本第２の実施形態では、演算制御部１１１の構成を示す図４において、入出力処理部１５１は、データ入出力部１０１からデータ系列１Ｇｂｐｓの送信データを入力すると、これを２Ｇｂｐｓの速度で処理してデータ系列１ビット当たり２ビットの同じデータを生成する。入出力処理部１５１における信号処理の一例を図１８に示す。同図において、符号３０がデータ系列１Ｇｂｐｓの送信データを示しており、符号３１が入出力処理部１５１から出力される２Ｇｂｐｓのデータ系列を示している。入出力処理部１５１は、１Ｇｂｐｓのデータ系列３０の各ビット毎に２ビットのデータを生成し、これにより２Ｇｂｐｓのデータ系列３１を生成している。データ系列３１は、パラレルデータに変換されてデータ分配部１５２に出力される。
【００６７】
データ分配部１５２は、入出力処理部１５１から２Ｇｂｐｓのデータ系列３１からなるパラレルデータを入力すると、第１の実施形態と同様に、これを１ビットずつ奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分けて２つのビット列を作成している。データ系列３１は２ビット単位に同じデータで構成されていることから、データ分配部１５２の処理により同じデータ系列が２つ作成される。その結果、データ変換部１５３ａ、１５３ｂには同じデータ系列のデータが出力される。
【００６８】
データ変換部１５３ａ、１５３ｂにおいても第１の実施形態と同じ処理が行われ、各ビットの後ろに’０’を挿入するデータ変換が行われる。その結果、入出力処理部１５４ａ、１５４ｂからは、図１９に示すような同じ信号系列が信号生成部１２１ａと１２１ｂにそれぞれ出力され、ベースバンドの第１のインパルス信号及び高周波帯の第２のインパルス信号が、ともに図２０に示すような同じ系列のパルス列の信号となる。
【００６９】
送信信号を上記のように生成するようにした場合、受信信号処理部１４０で処理され、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂで閾値判定されてデータ判定部１１３に入力される２つの受信信号は、ともに同じ系列の信号となっている。そこで、データ合成部１６５（図１６）では、データ分配部１６４ａ、１６４ｂから入力したビット列を合成する代わりに、いずれか一方を選択するようにすればよい。この場合、入出力処理部１６６からは、１Ｇｂｐｓの受信データとして出力する必要がある。
また、データ判定部１１３において、２つの受信データを比較して両者が一致した場合にのみ真のデータであると判定させるようにすることも可能である。これにより、より正確な通信が可能となる。
【００７０】
上記の通り、本実施形態によれば２つの周波数帯で同じデータ系列のインパルス信号が送信されることから、これを冗長系と考えることができ、いずれか一方の周波数帯が干渉波等により使用できない事態になっても、他方の周波数帯で通信を継続することが可能となる。
【００７１】
なお、本第２の実施形態では、超広帯域無線通信装置１００の通信能力（ビットレート）が送信するデータ系列のビットレートの２倍である場合について説明したが、一般に超広帯域無線通信装置１００の通信能力が送信するデータ系列のビットレートのＭ倍（Ｍは２以上の自然数）である場合にも容易に拡張できる。
【００７２】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施の形態に係る超広帯域無線通信装置を以下に説明する。本実施形態でも、演算制御部１１１及びにデータ判定部１１３おける処理が、第１の実施形態及び第２の実施形態と異なっている。本実施形態では、低周波帯で信号送信する時間帯と高周波帯で信号送信する時間帯とを分けることで、２つの周波数帯を交互に利用して信号送信するように構成している。本実施形態における演算制御部１１１から信号生成部１２１ａ、１２１ｂに出力されるトリガ信号の一例を図２１に示す。ここで、符号４０は低周波帯の信号生成部１２１ａに出力されるトリガ信号の一例であり、符号４１は高周波帯の信号生成部１２１ｂに出力されるトリガ信号の一例を示している。符号４０のトリガ信号は、図１８に例示したデータ系列３０の前半部分としており、符号４１のトリガ信号は、データ系列３０の後半部分としている。
【００７３】
信号生成部１２１ａ、１２１ｂは、図２１に示すようなトリガ信号を入力することにより、図２２に示すような第１のインパルス信号４２及び第２のインパルス信号４３を出力する。同図に示すように、第１のインパルス信号４２でパルス列が生成されている期間と第２のインパルス信号４３でパルス列が生成される期間が交互に入れ替わっており、信号送信に使用される周波数帯が交互に変わる周波数ホッピングを行っている。
【００７４】
このような周波数ホッピングを行った場合、受信データを処理するデータ判定部１１３でも、データ合成部１６５（図１６）において、データ分配部１６４ａから入力するビット列とデータ分配部１６４ｂから入力するビット列とを周波数ホッピングの周期に合わせて交互に用いて組み合わせるようにする必要がある。
【００７５】
周波数ホッピングを行う本実施形態によれば、各周波数帯を間歇的に使用することになり、各周波数帯において使用されていない期間は他の装置等で使用することが可能となり、複数の超広帯域無線通信装置１００が使用されている時の混信を低減するのに特に効果的である。
【００７６】
周波数を間歇的に使用する別の実施形態として、超広帯域無線通信装置１００から送信できる期間（出力許可時間帯）を周期的に設定し、超広帯域無線通信装置１００から送信できない期間を別の装置で使用させるようにすることも可能である。これにより、同一周波数帯域を使用する無線装置が時分割で利用可能となることから、至近距離に複数端末を設置することができる。この実施形態は、例えば、演算制御部１１１でトリガ信号を信号生成部１２１ａ、１２１ｂに出力させる期間を制限するようにすることで実現できる。本実施形態では、演算制御部１１１から信号生成部１２１ａ、１２１ｂにトリガ信号４０，４１が図２３のように出力される。そして、信号生成部１２１ａ、１２１ｂからは、図２４に示すような第１のインパルス信号４２及び第２のインパルス信号４３が出力される。
【００７７】
（第４の実施形態）
上記では、いずれの実施形態においても、１０ＧＨｚ以上の超広帯域の周波数帯を２分割にして通信を行うよう構成された超広帯域無線通信装置について説明した。本発明の超広帯域無線通信装置では、２分割に限らず、所定の超広帯域の周波数帯を３以上に分割して用いるように構成することも可能である。使用する周波数帯を３分割した時の各周波数帯の一例は、すでに図２（ｂ）に示した通りである。所定の超広帯域の周波数帯を３分割して使用する本発明の第４の実施形態に係る超広帯域無線通信装置の構成を、図２５に示すブロック図を用いて説明する。以下では、図１に示した第１の実施形態の超広帯域無線通信装置１００に対し、変更される構成部分について説明する。
【００７８】
本実施形態の超広帯域無線通信装置２００では、通信データ処理部２１０の演算制御部２１１において送信データをもとに３つの系統のトリガ信号を生成し、これを送信信号生成部２２０に出力している。演算制御部２１１の構成は、図２６に示すように、図４に示した第１の実施形態の演算制御部１１１に対し、データ変換部２５３と入出力処理部２５４を追加し、データ分配部２５２で、先頭から３ｉ＋ｊ番目（ｉ＝０，１，２，・・・）のビットを各ｊ（ｊ＝１，２，３）ごとに集めて３分割されたパラレルデータの一つを入力して同様の処理を行っている。すなわち、３分割されたデータ列は、それぞれデータ変換部１５３ａ、１５３ｂ、２５３に入力され、ここで各ビットの後ろに’０’を挿入するデータ変換が行われる。これにより、変換されたデータは’１’が連続することのないＲＺ符号化されたビット列となる。それぞれのデータ変換部１５３ａ、１５３ｂ、２５３でＲＺ符号化された３つのビット列は、それぞれ入出力処理部１５４ａ、１５４ｂ、２５４に入力されてパラレルデータからシリアルデータに変換され、各ビットがトリガ信号としてそれぞれ信号生成部１２１ａ、１２１ｂ、２２１に順次出力される。
【００７９】
送信信号生成部２２０では、演算制御部２１１から入力するトリガ信号の数に対応して信号生成部２２１が追加され、さらに高周波発振器２２６とミキサ２２２、及びＢＰＦ２２３が追加されている。信号生成部２２１は、図４に示した信号生成部１２１ａ、１２１ｂと同様に構成することができる。以下では、信号生成部２２１から出力されるインパルス信号を第３のインパルス信号とし、ＢＰＦ１２３ｂから出力される信号を第１の送信用高周波インパルス信号、ＢＰＦ２２３から出力される信号を第２の送信用高周波インパルス信号とする。
【００８０】
ＢＰＦ１２３ａ、ＢＰＦ１２・BR>Rｂ及びＢＰＦ２２３でろ波された送信用ベースバンドインパルス信号、第１の送信用高周波インパルス信号及び第２の送信用高周波インパルス信号は、合波器２２４に出力されて合波され、これを送信側増幅部である増幅器１２５で増幅されて送信信号として送信アンテナ１３１から送信される。
【００８１】
また、受信信号処理部２４０では、受信アンテナ１３２で受信した受信波を３つの帯域に分割して検波するために、ＢＰＦ２４２と検波部２４３が追加されている。以下では、ＢＰＦ２４２でろ波された受信波を第３の帯域別受信波とする。
【００８２】
さらに、通信データ処理部２１０では、検波部２４３から第３の帯域別受信波を入力して所定の閾値判定を行う第３相関回路２１２が追加されている。第３相関回路２１２は、図１６に示した第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂと同様の構成とすることができる。そして、データ判定部２１３は、第１相関回路１１２ａ、第２相関回路１１２ｂ及び第３相関回路２１２からそれぞれの閾値判定の結果を入力して受信データの復元を行っている。データ判定部２１３は、図２７に示すように、第３相関回路２１２からの閾値判定結果を入力・処理する入出力処理部２６３とデータ分配部２６４を追加している。データ分配器２６４は、データ分配器１６４ａ、１６４ｂと同様、入力データを奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分け、データ合成部２６５ではデータ分配部１６４ａ、１６４ｂ及び２６４から入力する奇数番目のビットからなる３つのビット列（ＮＲＺ符号化されたビット列）を、データ分配部１６４ａから入力するビット列、データ分配部１６４ｂから入力するビット列、データ分配部２６４から入力するビット列の順に１ビットずつ巡回配列することにより受信データを復元している。
【００８３】
なお、本明細書では、超広帯域の周波数帯を２分割する場合（第１〜第３の実施形態）及び３分割する場合（第４の実施形態）について説明したが、同様にして、一般にＫ分割（Ｋ≧３）する場合についても容易に拡張できる。
【００８４】
上記の通り本発明によれば、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を２以上の広帯域に分けて利用することにより、数Ｇｂｐｓ程度の短距離高速通信を実現する超広帯域無線通信装置を提供することができる。本発明の超広帯域無線通信装置では、簡易な構成で２以上の広帯域インパルスをベースバンドで発生させ、これを２以上に分割された帯域に割り当てるようアップコンバートすることで、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を効率的に利用することができる。さらに、広帯域化により電力スペクトル密度を低減することで、他システムへの干渉を低減した超広帯域無線通信装置を提供することができる。
【００８５】
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係る超広帯域無線通信装置の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における超広帯域無線通信装置の細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】第１の実施形態に係る超広帯域無線通信装置のブロック図である。
【図２】本発明の超広帯域無線通信装置で利用する周波数帯域の一例を示す図である。
【図３】波形成形されるインパルス信号の周波数スペクトルを模式的に示す図である。
【図４】演算制御部及び信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図５】演算制御部で行われるデータ処理を示す流れ図である。
【図６】遅延時間が付加されたトリガ信号を模式的に示す図である。
【図７】コンパレータに入力されるトリガ信号一例を示す図である。
【図８】信号生成部で生成されるパルス幅１００ｐｓのインパルス信号の一例を示す図である。
【図９】検波器に入力される低周波側（ベースバンド）の受信波の一例を示す図である。
【図１０】検波器に入力される高周波側の受信波の一例を示す図である。
【図１１】ダイオード検波器の概略構成を示すブロック図である。
【図１２】トンネルダイオード検波器を検波部に用いたときの信号波形の一例を示す図である。
【図１３】第１相関回路及び第２相関回路で検知される元のインパルスの一例を示す図である。
【図１４】ショットキーダイオード検波器を検波部に用いたときの信号波形の一例を示す図である。
【図１５】周波数特性がずれたダイオード検波器を検波部に用いたときの信号波形の一例を示す図である。
【図１６】相関回路及びデータ判定部の構成を示すブロック図である。
【図１７】データ判定部で行われるデータ処理を示す流れ図である。
【図１８】第２の実施形態の入出力処理部における信号処理の一例を示す図である。
【図１９】第２の実施形態の入出力処理部から出力される同じ信号系列の一例を示す図である。
【図２０】第２の実施形態の第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の一例を示す図である。
【図２１】第３の実施形態の演算制御部から信号生成部に出力されるトリガ信号の一例を示す図である。
【図２２】第３の実施形態の信号生成部から出力される第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の一例を示す図である。
【図２３】周波数を間歇的に使用する別の実施形態の演算制御部から出力されるトリガ信号の一例を示す図である。
【図２４】周波数を間歇的に使用する別の実施形態の信号生成部から出力される第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の一例を示す図である。
【図２５】第４の実施形態に係る超広帯域無線通信装置のブロック図である。
【図２６】第４の実施形態の演算制御部の構成を示すブロック図である。
【図２７】第４の実施形態のデータ判定部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８７】
１１、１２ インパルス
２０ トリガ信号
１００、２００ 超広帯域無線通信装置
１０１ データ入出力部
１１０、２１０ 通信データ処理部
１１１、２１１ 演算制御部
１１２、２１２ 相関回路
１１３、２１３ データ判定部
１２０、２２０ 送信信号生成部
１２１、２２１ 信号生成部
１２２、２２２ ミキサ
１２３、１４２、２２３、２４２ バンドパスフィルタ
１２４、２２４ 合波器
１２５、１４１ 増幅器
１２６、２２６ 高周波発振器
１３１ 送信アンテナ
１３２ 受信アンテナ
１４０、２４０ 受信信号処理部
１４３、２４３ 検波部
１５１、１５４、１６３、１６６、２５４、２６３ 入出力処理部
１５２、１６４、２５２、２６４ データ分配部
１５３、２５３ データ変換部
１５５ 分配器
１５６、１６１ コンパレータ
１５７ バイアス手段
１５８ 遅延回路
１６２ 閾値設定部
１６５，２６５ データ合成部
１７０ ダイオード検波器 １７１ 入力側整合回路
１７２ ダイオード
１７３ 出力側整合回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超広帯域を利用して短距離通信を行う超広帯域無線通信装置の技術分野に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、新しいコンセプトの無線通信技術として、４５０ＧＨｚ乃至数ＧＨｚの帯域幅を利用した超広帯域無線システムであるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）無線通信システムが注目されている。
【０００３】
ＵＷＢは、広帯域を利用することでパルス幅がナノ秒程度かそれ以下の超短パルス波を用いたインパルス無線方式である。パルスを用いた無線通信システムでは、パルス幅が狭くなるほど平均送信電力が小さくなり、到達距離が短くなる。そのため、広帯域化してパルス幅を狭めるほど、同じ周波数帯を使う他の無線機器との混信の可能性が低くなり、消費電力も少なくなるという特徴がある。
【０００４】
ＵＷＢは、その出力が極めて低いことから短距離の通信に好適な通信方式であり、ワイヤレスＵＳＢの通信方式等に利用されている（特許文献１）。ワイヤレスＵＳＢは高々１Ｇｂｐｓを極近距離で通信するのを目的としており、１ＧＨｚ程度の広帯域を利用することで機器間の距離が３ｍ以内の場合には有線のＵＳＢ２．０と同等の４８０Ｍｂｐｓでの高速通信を可能としており、また１０ｍ離れた場合でも１１０Ｍｂｐｓを確保することができる。
【特許文献１】特開２００６−１８６９４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のＵＷＢを用いた通信方式で実現できる通信速度は、高々１Ｇｂｐｓまでであり、さらに高速なデータ通信を実現するためには、シャノンの定理で明らかなように、利用する帯域をさらに拡大する必要がある。しかし、さらに帯域を拡大して１０ＧＨｚ程度の超広帯域を実現するためには、従来は、光学的インパルス生成を利用するか、ＩｎＰなどの高価な半導体材料を用いる必要があった。そのため、１０ＧＨｚ程度の超広帯域を利用した無線通信装置を低価格で実現することができない、といった問題があった。
【０００６】
そこで、本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を簡易な構成で利用可能とすることで、短距離高速通信が低価格で実現できる超広帯域無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の超広帯域無線通信装置の第１の態様は、送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、前記データ入出力部から前記送信データを入力し、前記送信データに基づいて２つ以上の系統のデータ列を作成し、該２つ以上の系統のデータ列にそれぞれ対応する第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を作成する演算制御部と、前記演算制御部から前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号にそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び１つ以上の第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つ以上の信号生成部と、前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、前記１つ以上の第２の前記インパルス信号をそれぞれ入力し、それぞれ周波数の異なる高周波連続波と混合して１つ以上の混合波をそれぞれ出力する１つ以上のミキサと、前記１つ以上の混合波をそれぞれ入力して１つ以上の所定の高周波帯域にろ波して１つ以上の送信用高周波インパルス信号をそれぞれ出力する１つ以上の第２の送信側帯域ろ波部と、前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記１つ以上の前記送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、前記送信信号を送信する送信アンテナと、受信波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域のそれぞれにろ波して２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ出力する２つ以上の受信側帯域ろ波部と、前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つ以上の検波部と、前記２つ以上の検波部でそれぞれ検波された前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つ以上の相関回路と、前記２つ以上の相関回路からそれぞれ出力される２つ以上の前記閾値判定の出力値を統合して前記受信データを復元するデータ判定部と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、所定の広帯域を２以上の利用帯域に分割し、周波数が最も低い前記利用帯域を前記ベースバンドとし、それ以外の前記利用帯域を前記１つ以上の高周波帯域としていることを特徴とする。
【０００９】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域は、それぞれ１ＧＨｚを超える広帯域であることを特徴とする。
【００１０】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号のそれぞれの立ち上がりをトリガとして前記第１のインパルス信号及び前記１つ以上の第２のインパルス信号をそれぞれ生成していることを特徴とする。
【００１１】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して２つの分配トリガ信号に分配する分配手段と、前記分配手段で分配された一方の前記分配トリガ信号に一定のバイアスを付加するバイアス手段と、前記バイアスを付加された前記分配トリガ信号を所定時間だけ遅延させる遅延手段と、他方の前記分配トリガ信号と前記遅延手段の出力信号とを比較して前記他方の分配トリガ信号が前記出力信号よりも大きい期間だけ出力するコンパレータと、をそれぞれ備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記検波部は、前記帯域別受信波を入力する入力側整合回路と、前記入力側整合回路の出力信号を整流するダイオードと、前記ダイオードで整流された信号を入力する出力側整合回路とを有し、前記相関回路で閾値判定可能なパルス幅の直流成分を有する出力信号を出力するダイオード検波器を備えることを特徴とする。
【００１３】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記ダイオードは、トンネルダイオードであることを特徴とする。
【００１４】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記ダイオードは、ショットキーダイオードであることを特徴とする。
【００１５】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記データ入出力部から入力した前記送信データを、Ｋを２以上の自然数として、Ｋ×ｉ＋ｊ（ｉ＝０，１，２，・・・）番目のビットを各ｊ（ｊ＝１，２，・・・，Ｋ）ごとに集めてなるＫ個のビット列に分割し、さらに、これらＫ個のビット列をそれぞれＲＺ符号化して前記第１のトリガ信号及び（Ｋ−１）個の前記第２のトリガ信号とをそれぞれ作成し、前記データ判定部は、前記２つ以上の相関回路からそれぞれ入力した２つ以上の前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つ以上のビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データを、ｊの小さい順に１ビットずつ巡回配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元していることを特徴とする。
【００１６】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号として、同じ信号を出力することを特徴とする。
【００１７】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記送信データをそのデータ系列よりＭ倍（Ｍは２以上の自然数）速い処理速度で処理することによって、Ｍ個の同じトリガ信号を生成することを特徴とする。
【００１８】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を、時分割された互いに異なる時間帯に出力することを特徴とする。
【００１９】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、前記演算制御部は、周期的に設定された出力許可時間帯のみ前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を出力することを特徴とする。
【００２０】
本発明の超広帯域無線通信装置の他の態様は、送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、前記データ入出力部から前記送信データを入力してビット列に変換し、前記ビット列の奇数番目のビットからなる奇数ビットデータ列と偶数番目のビットからなる偶数ビットデータ列とを作成し、さらに前記奇数ビットデータ列と偶数ビットデータ列とをそれぞれＲＺ符号化して第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ作成する演算制御部と、前記演算制御部から前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ入力して前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とにそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つの信号生成部と、前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、前記第２のインパルス信号を入力し、高周波連続波と混合して混合波を出力するミキサと、前記混合波を入力して所定の高周波帯域にろ波して送信用高周波インパルス信号を出力する第２の送信側帯域ろ波部と、前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、前記送信信号を送信する送信アンテナと、受信波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記高周波帯域のそれぞれにろ波して２つの帯域別受信波をそれぞれ出力する２つの受信側帯域ろ波部と、前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つの検波部と、前記２つの検波部でそれぞれ検波された前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つの相関回路と、前記２つの相関回路からそれぞれ入力した２つの前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つのビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データの一方を奇数番目とし他方を偶数番目として交互に配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元するデータ判定部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を２以上の広帯域に分けて利用することにより、数Ｇｂｐｓ程度の短距離高速通信を容易に実現する超広帯域無線通信装置を提供することができる。本発明の超広帯域無線通信装置では、２以上の広帯域を簡易な構成で利用できるとともに、広帯域化により電力スペクトル密度を低減することで、他システムへの干渉を低減した近距離高速通信を低価格で実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明の好ましい実施の形態における超広帯域無線通信装置について、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。
【００２３】
本発明の超広帯域無線通信装置は、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を利用して送受信を行っており、これにより数Ｇｂｐｓ程度の短距離高速通信を実現している。また、この超広帯域を２以上に分割して使用することで、超広帯域な送信信号を簡易な構成で生成可能としている。本発明の超広帯域無線通信装置で利用する周波数帯域の一例を図２に示す。
【００２４】
図２では、２０ＧＨｚ程度の帯域を利用する例を示しており、同図（ａ）ではこれを２つの帯域に分割して利用する例を示している。この場合、低周波側の帯域でベースバンドのインパルスを生成し、これを中心周波数Ｆ１のスペクトル１１に波形整形して送信信号に用いている。また、高周波側の帯域を利用した中心周波数Ｆ２のインパルスのスペクトル１２は、ベースバンドのインパルスを所定の高周波連続波でアップコンバートすることで実現することができる。上記と同様に、同図（ｂ）ではこれを３つの帯域に分割して利用する例を示している。分割された各帯域は１ＧＨｚ以上有するようにするのがよい。
【００２５】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施の形態に係る超広帯域無線通信装置の構成を、図１に示すブロック図を用いて説明する。本実施形態の超広帯域無線通信装置１００は、送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部１０１と、送信データをもとに所定のインパルスからなる送信信号を要求するトリガ信号を作成するとともに、受信信号を処理して受信データを復元する通信データ処理部１１０と、通信データ処理部１１０からトリガ信号を入力して広帯域インパルスからなる送信信号を生成する送信信号生成部１２０と、送信信号を送信するための送信アンテナ１３１と、受信波を受信するための受信アンテナ１３２と、受信波を検波するための受信信号処理部１４０と、を備えている。
【００２６】
通信データ処理部１１０は、送信データを処理するための演算制御部１１１を備えるとともに、受信データを処理するために相関回路１１２とデータ判定部１１３とを備えている。演算制御部１１１は、データ入出力部１０１から送信データを入力するとともに、受信波を処理して得られた受信データをデータ入出力部１０１に出力する処理も行っている。
【００２７】
本実施形態の超広帯域無線通信装置１００では、所定の超広帯域を２分割して通信に用いる構成としており、演算制御部１１１では送信データをもとに２つの系統のトリガ信号を生成し、これを送信信号生成部１２０に出力している。送信信号生成部１２０は、演算制御部１１１からトリガ信号を入力して所定のインパルス信号を生成する信号生成部１２１ａと１２１ｂを備えている。信号生成部１２１ａと１２１ｂは、２つのトリガ信号の一方と他方をそれぞれ入力し、それぞれ第１のインパルス信号と第２のインパルス信号と出力する。ここで生成された第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の中心周波数を、Ｆ１と記すこととする。
【００２８】
送信信号生成部１２０において、第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号が、信号生成部１２１ａ、１２１ｂで生成された後どのように波形整形されるかを、図３に示す模式図を用いて説明する。図３は、各インパルス信号の周波数スペクトルを模式的に示したものである。第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号は、図３（ａ）に示すように、例えば１０ＧＨｚ程度の広帯域なスペクトルを有するベースバンドで生成されたインパルスである。
【００２９】
本実施形態では、第１のインパルス信号に対し、第１の送信側帯域ろ波部であるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２３ａを用いて低周波成分を低減するよう波形整形している。ＢＰＦ１２３ａで波形整形された第１のインパルス信号を図３（ｂ）に示す。ここでは、ＢＰＦ１２３ａで波形整形された第１のインパルス信号を送信用ベースバンドインパルス信号という。
【００３０】
他方、信号生成部１２１ｂで生成された第２のインパルス信号は、ミキサ１２２で所定の高周波連続波と混合されて所定の周波数までアップコンバートされる。ミキサ１２２から出力される混合波のスペクトルを図３（ｃ）に示す。このアップコンバートのための高周波連続波を発生させるために高周波発振器１２６が備えられており、例えばＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いることができる。
【００３１】
ミキサ１２２から出力された混合波は、第２の送信側帯域ろ波部であるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２３ｂでろ波されることにより、図３（ｄ）に示すようなアップコンバートされた高周波インパルス信号に整形される。ここでは、ＢＰＦ１２３ｂで波形整形された第２のインパルス信号を送信用高周波インパルス信号という。この送信用高周波インパルス信号の中心周波数を、Ｆ２と記すこととする。
【００３２】
ＢＰＦ１２３ａ及びＢＰＦ１２３ｂでろ波された送信用ベースバンドインパルス信号及び送信用高周波インパルス信号は、ともに合波器１２４に出力されて合波され、これを送信側増幅部である増幅器１２５で増幅されて送信信号として送信アンテナ１３１から送信される。合波器１２４で合波された２つの信号は、それぞれの周波数帯域が異なっていることから、受信側でも受信波から２つの信号を別々に取り出すことは容易である。
【００３３】
次に、受信アンテナ１３２で受信された受信波は、受信信号処理部１４０に入力され、ここで受信波の検波が行われる。受信信号処理部１４０に入力された受信波は、まず受信側増幅部である増幅器１４１で増幅された後、２つに分波されて受信側帯域ろ波部のＢＰＦ１４２ａ、１４２ｂにそれぞれ入力される。ＢＰＦ１４２ａと１４２ｂは、受信波を帯域別にろ波するもので、ＢＰＦ１４２ａは送信用ベースバンドインパルス信号と略等しいベースバンドの帯域にろ波して第１の帯域別受信波を出力する。また、ＢＰＦ１４２ｂは、送信用高周波インパルス信号と略等しい帯域にろ波して第２の帯域別受信波を出力する。
【００３４】
検波部１４３ａと１４３ｂは、ＢＰＦ１４２ａと１４２ｂとから第１の帯域別受信波と第２の帯域別受信波をそれぞれ入力し、それぞれで受信波を検波する。検波された各受信波は、通信データ処理部１１０に出力されて所定のデータ処理が行われる。
【００３５】
通信データ処理部１１０では、検波部１４３ａ及び１４３ｂから入力した各受信波を、それぞれ第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂに入力し、ここで所定の閾値判定が行われる。第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂによる閾値判定の結果は、ともにデータ判定部１１３に出力され、ここで両者を統合して受信データが復元される。
【００３６】
データ入出力部１０１で入力した送信データをもとに、演算制御部１１１及び信号生成部１２１ａ、１２１ｂの処理で第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号を生成する方法を、図４を用いて説明する。演算制御部１１１で行われる処理については、さらに図５に示すデータ処理の流れ図も用いて説明する。図５では、データ入出力部１０１から入力する送信信号の一例として、１０ビットからなる信号を併せて記載している。
【００３７】
演算制御部１１１では、データ入出力部１０１からビット数Ｎのシリアルデータである送信データを入力すると（図５のステップＳ１）、これを入出力処理部１５１でパラレルデータに変換している（図５のステップＳ２）。そして、データ分配部１５２において所定の方法で２つに分配している（図５のステップＳ３）。本第１の実施形態では、データ分配部１５２は、ビット数Ｎのビット列からなる入力データを１ビットずつ奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分けてビット数Ｎ／２のビット列を２つ作成している。
【００３８】
２つのビット列は、それぞれデータ変換部１５３ａ、１５３ｂに入力され、ここで各ビットの後ろに’０’を挿入するデータ変換を行っている（図５のステップＳ４）。これにより、変換されたデータは’１’が連続することのないＲＺ符号化されたデータとなっている。それぞれのデータ変換部１５３ａ、１５３ｂでＲＺ符号化された２つのデータは、それぞれ入出力処理部１５４ａ、１５４ｂに入力されてパラレルデータからシリアルデータに変換され（図５のステップＳ５）、各ビットがトリガ信号としてそれぞれ信号生成部１２１ａ、１２１ｂに順次出力される（図５のステップＳ６）。
【００３９】
図５に示す送信信号の例では、ステップＳ１で送信データとして１０ビットのビット列’１００１１１０１００’が入力されると、ステップＳ３でこれを奇数番目のビットからなるビット列’１０１００’と偶数番目のビットからなるビット列’０１１１０’とに分配されている。さらに、ステップＳ４ではそれぞれのビット列の各ビットの後ろに’０’が挿入されることで、１０ビットの２つの信号生成用トリガ信号’１０００１０００００’と’００１０１０１０００’とが生成されている。これにより、入出力処理部１５４ａ、１５４ｂから出力されるトリガ信号は、’１’の後に’１’が再び出力されることはなく、必ず’０’が出力されるように変換されている。
【００４０】
信号生成部１２１ａ、１２１ｂに入力された各トリガ信号は、分配器１５５ａ、１５５ｂに入力され、ここでそれぞれが２つのトリガ信号２０ａ、２０ｂに分配され、これらがそれぞれのコンパレータ１５６ａ、１５６ｂに出力されている。但し、トリガ信号２０ｂは、バイアス手段１５７ａ、１５７ｂにおいて、トリガ信号２０ａより一定レベルだけ出力が高くなるよう一定のバイアスが付加され、さらに遅延回路１５８ａ、１５８ｂにおいて、トリガ信号２０ａより所定時間ΔＴだけ遅れてコンパレータ１５６ａ、１５６ｂに到達するよう、遅延時間が付加されている。
【００４１】
遅延回路１５８ａ、１５８ｂにより所定時間ΔＴの遅延時間が付加されたトリガ信号２０ｂを、トリガ信号２０ａと比較して模式的に図６に示す。同図では、トリガ信号２０ｂに遅延時間１００ｐｓが付加された状態を示しており、これによりトリガ信号２０ｂはトリガ信号２０ａより１００ｐｓだけ遅れてコンパレータ１５６ａ、１５６ｂに入力される。
【００４２】
コンパレータ１５６ａ、１５６ｂは、それぞれに入力された２つのトリガ信号２０ａ、２０ｂを比較し、トリガ信号２０ａがトリガ信号２０ｂを超えるときのみ出力するように構成されている。コンパレータ１５６ａ、１５６ｂに入力されるトリガ信号２０ａ、２０ｂの一例を図７に示す。トリガ信号２０ｂにはバイアス手段１５７ａ、１５７ｂで所定のバイアスが付加されているため、同図（ａ）に示すように、大部分の区間においてトリガ信号２０ｂがトリガ信号２０ａより大きくなっており、この間はコンパレータ１５６ａ、１５６ｂからの出力はない。
【００４３】
これに対し、トリガ信号２０ａが立ち上がる符号３０の時点では、トリガ信号２０ａがトリガ信号２０ｂより大きくなっており、この間のみコンパレータ１５６ａ、１５６ｂからの出力が発生する。その結果、図７（ｂ）に示すような広帯域なインパルスが生成される。
【００４４】
このように、本実施形態では、トリガ信号の立ち上がりを利用してインパルスを生成している。これが第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号として、それぞれのコンパレータ１５６ａ、１５６ｂから出力される。第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号のパルス幅は、遅延回路１５８ａ、１５８ｂで設定された遅延時間ΔＴに略等しくなっており、遅延時間ΔＴを１００ｐｓとすることで、帯域幅１０ＧＨｚ程度の広帯域なインパルスを生成している。
【００４５】
次に、受信アンテナ１３２で受信した受信波を検波するための検波部１４３ａ、１４３ｂの例について説明する。
通信データ処理部１１０において、受信信号から受信データを適切に判定できるためには、検波部１４３ａ、１４３ｂで検波された受信信号が通信速度に対応する適切なパルス幅を有していることが必要である。例えば、通信速度が２Ｇｂｐｓの場合には、検波部１４３ａ、１４３ｂで検波されて通信データ処理部１１０に出力される受信信号は、５００ｐｓ程度のパルス幅を有している必要がある。受信信号のパルス幅がこれより小さいと、通信データ処理部１１０内の第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂにおける閾値判定が困難となる。
【００４６】
これに対し、送信信号生成部１２０では、信号生成部１２１ａ、１２１ｂでパルス幅１００ｐｓのインパルス信号を生成し、これを処理して送信アンテナ１３１から送信している。送信アンテナ１３１から送信された送信波のインパルス信号は、パルス幅が１００ｐｓ程度となっていることから、これを受信アンテナ１３２で受信したのち、閾値判定に必要なパルス幅以上となるよう受信信号処理部１４０で拡大する（パルスストレッチ）必要がある。このようなパルスストレッチを、本実施形態では検波部１４３ａ、１４３ｂで行っている。
【００４７】
信号生成部１２１ａ、１２１ｂでは、図８に示すようなパルス幅１００ｐｓのインパルス信号が生成されるが、その後ＢＰＦ（１２３ａ、１２３ｂ、１４２ａ、１４２ｂ）や増幅器（１２５、１４１）等を通過する間に幅が拡がり、検波器１４３ａ、１４３ｂに入力される段階では、例えば図９、１０に示すような幅が拡大された波形になっている。ここで、図９は検波器１４３ａに入力される低周波側（ベースバンド）の受信波の一例であり、図１０は検波器１４３ｂに入力される高周波側の受信波の一例を示している。また、各図の（ａ）は受信波の時間波形を示しており、（ｂ）は周波数スペクトルを示している。図９（ａ）、図１０（ａ）に示す時間波形より、低周波側／高周波側とも受信波の幅が拡大していることがわかる。
【００４８】
検波部１４３ａ、１４３ｂは、例えば図１１に示すようなダイオード検波器１７０を用いて構成することができる。図１１は、ダイオード検波器１７０の概略構成を示すブロック図である。ダイオード検波器１７０は、入力側整合回路１７１、ダイオード１７２及び出力側整合回路１７３を備えており、ダイオード１７２には、例えばトンネルダイオード（エサキダイオード）を用いることができる。入力側整合回路１７１は、検波対象の信号の搬送波周波数に合わせて、最も効率良く検波できるように調整している。一例として、ダイオード１７２にトンネルダイオードを用いた場合、入力側整合回路１７１の占有帯域幅を比較的広帯域に設定し、例えば−１０ｄＢ帯域（主ローブの最大利得に対して１０ｄＢ減衰するまでの帯域幅）を５ＧＨｚ程度とすることができる。
【００４９】
また、出力側整合回路１７３を構成する図示しないローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂにおける閾値判定の分解能に合わせた周波数特性を持つように構成するのがよい。一例として、出力側整合回路１７３のＬＰＦの３ｄＢカットオフ周波数を２ＧＨｚ程度とすることができる。入力側整合回路１７１の３ｄＢカットオフ周波数を５ＧＨｚ程度とし、出力側整合回路１７３のＬＰＦの３ｄＢカットオフ周波数を２ＧＨｚ程度としたトンネルダイオード検波器１７０を検波部１４３ａ、１４３ｂに用いた場合、検波部１４３ａ、１４３ｂはともに図１２に示すような波形の信号を出力する。図１２（ａ）は横軸を時間とした時間波形を示し、（ｂ）は周波数スペクトルを示している。
【００５０】
トンネルダイオード検波器１７０を用いた検波部１４３ａ、１４３ｂは、それぞれ低周波側の受信波及び高周波側の受信波を入力すると、ともに全波整流して図１２（ａ）に示すようなパルス幅５００ｐｓ程度のインパルスを持つ信号を出力する。また、このインパルス信号は、図１２（ｂ）の周波数スペクトルで示されるように高い電力の直流成分を有している。図１２に示すような波形の信号が検波部１４３ａ、１４３ｂから出力されると、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂは、これを入力して閾値判定を適切に行うことができ、図１３に示すように元のインパルスを検知することができる。
【００５１】
ダイオード検波器１７０の別の実施例として、例えばショットキーダイオードを用いて構成することもできる。すなわち、ダイオード検波器１７０を構成するダイオード１７２として、トンネルダイオードに代えてショットキーダイオードを用いる。以下では、ショットキーダイオードを用いたダイオード検波器１７０を高周波側の検波部１４３ｂに用いた場合について説明する。
【００５２】
高周波インパルス信号の周波数スペクトルが図３（ｄ）に示すように、約１２ＧＨｚでピーク電力となっている場合、入力側整合回路１７１の３ｄＢカットオフ周波数を例えば１２ＧＨｚとし、出力側整合回路１７３を構成するＬＰＦの３ｄＢカットオフ周波数を例えば４ＧＨｚ程度とすることができる。このとき、高周波側の受信波は全波整流されて、図１４に示すような信号が出力される。図１４（ａ）は横軸を時間とした時間波形を示し、（ｂ）は周波数スペクトルを示している。
【００５３】
図１４（ａ）に示すように、検波部１４３ｂはパルス幅５００ｐｓ程度のインパルスを持つ信号を出力している。また図１４（ｂ）に示すように、この信号も直流成分の電力が高い信号である。検波部１４３ｂから図１４に示すような波形の信号が出力されると、第２相関回路１１２ｂは、これを入力して閾値判定を行うことができ、図１３に例示するように元のインパルスを検知することができる。
【００５４】
なお、高周波インパルス信号の周波数スペクトルが、図３（ｄ）に示したように、約１２ＧＨｚにピーク電力の周波数を有する場合、ピーク電力の周波数１２ＧＨｚからずれた例えば１１ＧＨｚ近傍で最も検波効率の高いダイオード検波器１７０を検波部１４３ｂに用いたときには、検波部１４３ｂから出力される信号が１インパルスに対して複数のピークを有する不整合インパルスに変換されてしまい、例えば図１５に示すような波形になり、第２相関回路１１２ｂがこれを入力して適切な閾値判定、すなわち一意に信号を検波することは困難である。
【００５５】
上記の通り、適切な検波帯域を有するダイオード検波器１７０を用いることで、検波部１４３ａ、１４３ｂは、好適にパルスストレッチされたインパルス信号を出力することができ、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂはこれを入力して閾値判定を適切に行うことができる。検波部１４３ａ、１４３ｂに用いるダイオード検波器１７０として、上記の検波特性を満たすものであれば特に限定されないが、特にトンネルダイオードは出力抵抗値が他のダイオードに比べて小さいことから、これを用いることで出力電圧の高いパルスが得られるといった利点がある。
【００５６】
なお、パルスストレッチを行う別の方法として、単純なＬＰＦを用いて行う方法も考えられるが、送信信号生成部１２０で生成される送信信号は、図９（ｂ）、図１０（ｂ）にそれぞれ示すように、低周波側、高周波側ともに直流成分を有していないことから、単純なＬＰＦを用いて検波された信号は直流成分を持つことはできず、第１相関回路１１２ａあるいは第２相関回路１１２ｂで適切な閾値判定を行うことは困難である。
【００５７】
次に、通信データ処理部１１０において、検波部１４３ａ及び１４３ｂから出力された各受信波を、第１相関回路１１２ａ、第２相関回路１１２ｂ、及びデータ判定部１１３で処理して受信データに復元する方法を、図１６に示すブロック図を用いて以下に説明する。
【００５８】
第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂには、それぞれコンパレータ１６１ａと閾値設定部１６２ａ、及びコンパレータ１６１ｂと閾値設定部１６２ｂが設けられている。ここでは、第１相関回路１１２ａを例に、データ処理の内容を説明する。コンパレータ１６１ａは、入力した受信波からインパルスを検知するものであり、入力信号を閾値設定部１６２ａで設定された所定の閾値と比較し、入力信号が閾値を超える場合に所定の出力をデータ判定部１１３に出力する。
【００５９】
データ判定部１１３で行われる処理について、さらに図１７に示すデータ処理の流れ図も用いて説明する。図１７では、コンパレータ１６１ａ及び１６１ｂから入力する受信信号の一例として、１０ビットからなる信号を併せて記載している。
【００６０】
データ判定部１１３では、コンパレータ１６１ａ及び１６１ｂからビット数Ｎのシリアルデータである受信信号を入力すると（図１７のステップＳ１１）、これを入出力処理部１６３ａ、１６３ｂでそれぞれパラレルデータに変換している（図１７のステップＳ１２）。そして、データ分配部１６４ａ、１６４ｂにおいて、それぞれの入力データを１ビットずつ奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分けてビット数Ｎ／２のビット列に分配している（図１７のステップＳ１３）。
【００６１】
そして、奇数番目のビットからなるビット列（ＮＲＺ符号化されたビット列）のみを、それぞれデータ合成部１６５に入力し、ここで２つのビット列を１つのビット列に合成する（図１７のステップＳ１４）。すなわち、データ分配部１６４ａから入力したビット列の各ビットを奇数番目に、またデータ分配部１６４ｂから入力したビット列の各ビットを偶数番目に、それぞれ交互に配列して合成している。
【００６２】
データ合成部１６５で１つに合成されたデータは、入出力処理部１６６に入力されてパラレルデータからシリアルデータに変換され（図１７のステップＳ１５）、受信データとして演算制御部１１１を経由してデータ入出力部１０１に出力される（図１７のステップＳ１６）。
【００６３】
図１７に示す例では、ステップＳ１１で第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂからそれぞれ１０ビットのビット列’１０００１０００００’及び’００１０１０１０００’が入力されると、ステップＳ１３でそれぞれ奇数ビットからなるビット列と偶数ビットからなるビット列とに分配されている。ここで、偶数ビット列は、ともに’０’のみのビット列となっている。
【００６４】
ステップＳ１４では、ステップＳ１３でそれぞれ２つに分配されたビット列のうち、奇数ビットからなるビット列のみをデータ合成部１６５に入力し、ここで１つに合成して受信データ’１００１１１０１００’を作成している。
【００６５】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施の形態に係る超広帯域無線通信装置を以下に説明する。本実施形態では、演算制御部１１１及びデータ判定部１１３における処理が、第１の実施形態と異なっている。本実施形態では、送信するデータ系列を超広帯域無線通信装置１００の通信能力より低いデータ系列の信号とし、同じデータ系列の信号を複数送信させて冗長性を持たせるようにしている。このように構成することで、仮に一つの周波数帯で通信が正常に行えない場合でも、別の周波数帯で通信することが可能となる。一例として、以下では超広帯域無線通信装置１００の通信能力を２Ｇｂｐｓとし、送信するデータ系列を１Ｇｂｐｓとして説明する。
【００６６】
本第２の実施形態では、演算制御部１１１の構成を示す図４において、入出力処理部１５１は、データ入出力部１０１からデータ系列１Ｇｂｐｓの送信データを入力すると、これを２Ｇｂｐｓの速度で処理してデータ系列１ビット当たり２ビットの同じデータを生成する。入出力処理部１５１における信号処理の一例を図１８に示す。同図において、符号３０がデータ系列１Ｇｂｐｓの送信データを示しており、符号３１が入出力処理部１５１から出力される２Ｇｂｐｓのデータ系列を示している。入出力処理部１５１は、１Ｇｂｐｓのデータ系列３０の各ビット毎に２ビットのデータを生成し、これにより２Ｇｂｐｓのデータ系列３１を生成している。データ系列３１は、パラレルデータに変換されてデータ分配部１５２に出力される。
【００６７】
データ分配部１５２は、入出力処理部１５１から２Ｇｂｐｓのデータ系列３１からなるパラレルデータを入力すると、第１の実施形態と同様に、これを１ビットずつ奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分けて２つのビット列を作成している。データ系列３１は２ビット単位に同じデータで構成されていることから、データ分配部１５２の処理により同じデータ系列が２つ作成される。その結果、データ変換部１５３ａ、１５３ｂには同じデータ系列のデータが出力される。
【００６８】
データ変換部１５３ａ、１５３ｂにおいても第１の実施形態と同じ処理が行われ、各ビットの後ろに’０’を挿入するデータ変換が行われる。その結果、入出力処理部１５４ａ、１５４ｂからは、図１９に示すような同じ信号系列が信号生成部１２１ａと１２１ｂにそれぞれ出力され、ベースバンドの第１のインパルス信号及び高周波帯の第２のインパルス信号が、ともに図２０に示すような同じ系列のパルス列の信号となる。
【００６９】
送信信号を上記のように生成するようにした場合、受信信号処理部１４０で処理され、第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂで閾値判定されてデータ判定部１１３に入力される２つの受信信号は、ともに同じ系列の信号となっている。そこで、データ合成部１６５（図１６）では、データ分配部１６４ａ、１６４ｂから入力したビット列を合成する代わりに、いずれか一方を選択するようにすればよい。この場合、入出力処理部１６６からは、１Ｇｂｐｓの受信データとして出力する必要がある。
また、データ判定部１１３において、２つの受信データを比較して両者が一致した場合にのみ真のデータであると判定させるようにすることも可能である。これにより、より正確な通信が可能となる。
【００７０】
上記の通り、本実施形態によれば２つの周波数帯で同じデータ系列のインパルス信号が送信されることから、これを冗長系と考えることができ、いずれか一方の周波数帯が干渉波等により使用できない事態になっても、他方の周波数帯で通信を継続することが可能となる。
【００７１】
なお、本第２の実施形態では、超広帯域無線通信装置１００の通信能力（ビットレート）が送信するデータ系列のビットレートの２倍である場合について説明したが、一般に超広帯域無線通信装置１００の通信能力が送信するデータ系列のビットレートのＭ倍（Ｍは２以上の自然数）である場合にも容易に拡張できる。
【００７２】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施の形態に係る超広帯域無線通信装置を以下に説明する。本実施形態でも、演算制御部１１１及びにデータ判定部１１３おける処理が、第１の実施形態及び第２の実施形態と異なっている。本実施形態では、低周波帯で信号送信する時間帯と高周波帯で信号送信する時間帯とを分けることで、２つの周波数帯を交互に利用して信号送信するように構成している。本実施形態における演算制御部１１１から信号生成部１２１ａ、１２１ｂに出力されるトリガ信号の一例を図２１に示す。ここで、符号４０は低周波帯の信号生成部１２１ａに出力されるトリガ信号の一例であり、符号４１は高周波帯の信号生成部１２１ｂに出力されるトリガ信号の一例を示している。符号４０のトリガ信号は、図１８に例示したデータ系列３０の前半部分としており、符号４１のトリガ信号は、データ系列３０の後半部分としている。
【００７３】
信号生成部１２１ａ、１２１ｂは、図２１に示すようなトリガ信号を入力することにより、図２２に示すような第１のインパルス信号４２及び第２のインパルス信号４３を出力する。同図に示すように、第１のインパルス信号４２でパルス列が生成されている期間と第２のインパルス信号４３でパルス列が生成される期間が交互に入れ替わっており、信号送信に使用される周波数帯が交互に変わる周波数ホッピングを行っている。
【００７４】
このような周波数ホッピングを行った場合、受信データを処理するデータ判定部１１３でも、データ合成部１６５（図１６）において、データ分配部１６４ａから入力するビット列とデータ分配部１６４ｂから入力するビット列とを周波数ホッピングの周期に合わせて交互に用いて組み合わせるようにする必要がある。
【００７５】
周波数ホッピングを行う本実施形態によれば、各周波数帯を間歇的に使用することになり、各周波数帯において使用されていない期間は他の装置等で使用することが可能となり、複数の超広帯域無線通信装置１００が使用されている時の混信を低減するのに特に効果的である。
【００７６】
周波数を間歇的に使用する別の実施形態として、超広帯域無線通信装置１００から送信できる期間（出力許可時間帯）を周期的に設定し、超広帯域無線通信装置１００から送信できない期間を別の装置で使用させるようにすることも可能である。これにより、同一周波数帯域を使用する無線装置が時分割で利用可能となることから、至近距離に複数端末を設置することができる。この実施形態は、例えば、演算制御部１１１でトリガ信号を信号生成部１２１ａ、１２１ｂに出力させる期間を制限するようにすることで実現できる。本実施形態では、演算制御部１１１から信号生成部１２１ａ、１２１ｂにトリガ信号４０，４１が図２３のように出力される。そして、信号生成部１２１ａ、１２１ｂからは、図２４に示すような第１のインパルス信号４２及び第２のインパルス信号４３が出力される。
【００７７】
（第４の実施形態）
上記では、いずれの実施形態においても、１０ＧＨｚ以上の超広帯域の周波数帯を２分割にして通信を行うよう構成された超広帯域無線通信装置について説明した。本発明の超広帯域無線通信装置では、２分割に限らず、所定の超広帯域の周波数帯を３以上に分割して用いるように構成することも可能である。使用する周波数帯を３分割した時の各周波数帯の一例は、すでに図２（ｂ）に示した通りである。所定の超広帯域の周波数帯を３分割して使用する本発明の第４の実施形態に係る超広帯域無線通信装置の構成を、図２５に示すブロック図を用いて説明する。以下では、図１に示した第１の実施形態の超広帯域無線通信装置１００に対し、変更される構成部分について説明する。
【００７８】
本実施形態の超広帯域無線通信装置２００では、通信データ処理部２１０の演算制御部２１１において送信データをもとに３つの系統のトリガ信号を生成し、これを送信信号生成部２２０に出力している。演算制御部２１１の構成は、図２６に示すように、図４に示した第１の実施形態の演算制御部１１１に対し、データ変換部２５３と入出力処理部２５４を追加し、データ分配部２５２で、先頭から３ｉ＋ｊ番目（ｉ＝０，１，２，・・・）のビットを各ｊ（ｊ＝１，２，３）ごとに集めて３分割されたパラレルデータの一つを入力して同様の処理を行っている。すなわち、３分割されたデータ列は、それぞれデータ変換部１５３ａ、１５３ｂ、２５３に入力され、ここで各ビットの後ろに’０’を挿入するデータ変換が行われる。これにより、変換されたデータは’１’が連続することのないＲＺ符号化されたビット列となる。それぞれのデータ変換部１５３ａ、１５３ｂ、２５３でＲＺ符号化された３つのビット列は、それぞれ入出力処理部１５４ａ、１５４ｂ、２５４に入力されてパラレルデータからシリアルデータに変換され、各ビットがトリガ信号としてそれぞれ信号生成部１２１ａ、１２１ｂ、２２１に順次出力される。
【００７９】
送信信号生成部２２０では、演算制御部２１１から入力するトリガ信号の数に対応して信号生成部２２１が追加され、さらに高周波発振器２２６とミキサ２２２、及びＢＰＦ２２３が追加されている。信号生成部２２１は、図４に示した信号生成部１２１ａ、１２１ｂと同様に構成することができる。以下では、信号生成部２２１から出力されるインパルス信号を第３のインパルス信号とし、ＢＰＦ１２３ｂから出力される信号を第１の送信用高周波インパルス信号、ＢＰＦ２２３から出力される信号を第２の送信用高周波インパルス信号とする。
【００８０】
ＢＰＦ１２３ａ、ＢＰＦ１２・BR>Rｂ及びＢＰＦ２２３でろ波された送信用ベースバンドインパルス信号、第１の送信用高周波インパルス信号及び第２の送信用高周波インパルス信号は、合波器２２４に出力されて合波され、これを送信側増幅部である増幅器１２５で増幅されて送信信号として送信アンテナ１３１から送信される。
【００８１】
また、受信信号処理部２４０では、受信アンテナ１３２で受信した受信波を３つの帯域に分割して検波するために、ＢＰＦ２４２と検波部２４３が追加されている。以下では、ＢＰＦ２４２でろ波された受信波を第３の帯域別受信波とする。
【００８２】
さらに、通信データ処理部２１０では、検波部２４３から第３の帯域別受信波を入力して所定の閾値判定を行う第３相関回路２１２が追加されている。第３相関回路２１２は、図１６に示した第１相関回路１１２ａ及び第２相関回路１１２ｂと同様の構成とすることができる。そして、データ判定部２１３は、第１相関回路１１２ａ、第２相関回路１１２ｂ及び第３相関回路２１２からそれぞれの閾値判定の結果を入力して受信データの復元を行っている。データ判定部２１３は、図２７に示すように、第３相関回路２１２からの閾値判定結果を入力・処理する入出力処理部２６３とデータ分配部２６４を追加している。データ分配器２６４は、データ分配器１６４ａ、１６４ｂと同様、入力データを奇数番目のビットと偶数番目のビットとに分け、データ合成部２６５ではデータ分配部１６４ａ、１６４ｂ及び２６４から入力する奇数番目のビットからなる３つのビット列（ＮＲＺ符号化されたビット列）を、データ分配部１６４ａから入力するビット列、データ分配部１６４ｂから入力するビット列、データ分配部２６４から入力するビット列の順に１ビットずつ巡回配列することにより受信データを復元している。
【００８３】
なお、本明細書では、超広帯域の周波数帯を２分割する場合（第１〜第３の実施形態）及び３分割する場合（第４の実施形態）について説明したが、同様にして、一般にＫ分割（Ｋ≧３）する場合についても容易に拡張できる。
【００８４】
上記の通り本発明によれば、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を２以上の広帯域に分けて利用することにより、数Ｇｂｐｓ程度の短距離高速通信を実現する超広帯域無線通信装置を提供することができる。本発明の超広帯域無線通信装置では、簡易な構成で２以上の広帯域インパルスをベースバンドで発生させ、これを２以上に分割された帯域に割り当てるようアップコンバートすることで、１０ＧＨｚ以上の超広帯域を効率的に利用することができる。さらに、広帯域化により電力スペクトル密度を低減することで、他システムへの干渉を低減した超広帯域無線通信装置を提供することができる。
【００８５】
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係る超広帯域無線通信装置の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における超広帯域無線通信装置の細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】第１の実施形態に係る超広帯域無線通信装置のブロック図である。
【図２】本発明の超広帯域無線通信装置で利用する周波数帯域の一例を示す図である。
【図３】波形成形されるインパルス信号の周波数スペクトルを模式的に示す図である。
【図４】演算制御部及び信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図５】演算制御部で行われるデータ処理を示す流れ図である。
【図６】遅延時間が付加されたトリガ信号を模式的に示す図である。
【図７】コンパレータに入力されるトリガ信号一例を示す図である。
【図８】信号生成部で生成されるパルス幅１００ｐｓのインパルス信号の一例を示す図である。
【図９】検波器に入力される低周波側（ベースバンド）の受信波の一例を示す図である。
【図１０】検波器に入力される高周波側の受信波の一例を示す図である。
【図１１】ダイオード検波器の概略構成を示すブロック図である。
【図１２】トンネルダイオード検波器を検波部に用いたときの信号波形の一例を示す図である。
【図１３】第１相関回路及び第２相関回路で検知される元のインパルスの一例を示す図である。
【図１４】ショットキーダイオード検波器を検波部に用いたときの信号波形の一例を示す図である。
【図１５】周波数特性がずれたダイオード検波器を検波部に用いたときの信号波形の一例を示す図である。
【図１６】相関回路及びデータ判定部の構成を示すブロック図である。
【図１７】データ判定部で行われるデータ処理を示す流れ図である。
【図１８】第２の実施形態の入出力処理部における信号処理の一例を示す図である。
【図１９】第２の実施形態の入出力処理部から出力される同じ信号系列の一例を示す図である。
【図２０】第２の実施形態の第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の一例を示す図である。
【図２１】第３の実施形態の演算制御部から信号生成部に出力されるトリガ信号の一例を示す図である。
【図２２】第３の実施形態の信号生成部から出力される第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の一例を示す図である。
【図２３】周波数を間歇的に使用する別の実施形態の演算制御部から出力されるトリガ信号の一例を示す図である。
【図２４】周波数を間歇的に使用する別の実施形態の信号生成部から出力される第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号の一例を示す図である。
【図２５】第４の実施形態に係る超広帯域無線通信装置のブロック図である。
【図２６】第４の実施形態の演算制御部の構成を示すブロック図である。
【図２７】第４の実施形態のデータ判定部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８７】
１１、１２ インパルス
２０ トリガ信号
１００、２００ 超広帯域無線通信装置
１０１ データ入出力部
１１０、２１０ 通信データ処理部
１１１、２１１ 演算制御部
１１２、２１２ 相関回路
１１３、２１３ データ判定部
１２０、２２０ 送信信号生成部
１２１、２２１ 信号生成部
１２２、２２２ ミキサ
１２３、１４２、２２３、２４２ バンドパスフィルタ
１２４、２２４ 合波器
１２５、１４１ 増幅器
１２６、２２６ 高周波発振器
１３１ 送信アンテナ
１３２ 受信アンテナ
１４０、２４０ 受信信号処理部
１４３、２４３ 検波部
１５１、１５４、１６３、１６６、２５４、２６３ 入出力処理部
１５２、１６４、２５２、２６４ データ分配部
１５３、２５３ データ変換部
１５５ 分配器
１５６、１６１ コンパレータ
１５７ バイアス手段
１５８ 遅延回路
１６２ 閾値設定部
１６５，２６５ データ合成部
１７０ ダイオード検波器 １７１ 入力側整合回路
１７２ ダイオード
１７３ 出力側整合回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、
前記データ入出力部から前記送信データを入力し、前記送信データに基づいて２つ以上の系統のデータ列を作成し、該２つ以上の系統のデータ列にそれぞれ対応する第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を作成する演算制御部と、
前記演算制御部から前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号にそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び１つ以上の第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つ以上の信号生成部と、
前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、
前記１つ以上の第２のインパルス信号をそれぞれ入力し、それぞれ周波数の異なる高周波連続波と混合して１つ以上の混合波をそれぞれ出力する１つ以上のミキサと、
前記１つ以上の混合波をそれぞれ入力して１つ以上の所定の高周波帯域にろ波して１つ以上の送信用高周波インパルス信号をそれぞれ出力する１つ以上の第２の送信側帯域ろ波部と、
前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記１つ以上の送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、
前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、
前記送信信号を送信する送信アンテナと、
受信波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、
前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域のそれぞれにろ波して２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ出力する２つ以上の受信側帯域ろ波部と、
前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つ以上の検波部と、
前記２つ以上の検波部でそれぞれ検波された前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つ以上の相関回路と、
前記２つ以上の相関回路からそれぞれ出力される２つ以上の前記閾値判定の出力値を統合して前記受信データを復元するデータ判定部と、を備える
ことを特徴とする超広帯域無線通信装置。
【請求項２】
所定の広帯域を２以上の利用帯域に分割し、周波数が最も低い前記利用帯域を前記ベースバンドとし、それ以外の前記利用帯域を前記１つ以上の高周波帯域としている
ことを特徴とする請求項１に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項３】
前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域は、それぞれ１ＧＨｚを超える広帯域である
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項４】
前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号のそれぞれの立ち上がりをトリガとして前記第１のインパルス信号及び前記１つ以上の第２のインパルス信号をそれぞれ生成している
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項５】
前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して２つの分配トリガ信号に分配する分配手段と、前記分配手段で分配された一方の前記分配トリガ信号に一定のバイアスを付加するバイアス手段と、前記バイアスを付加された前記分配トリガ信号を所定時間だけ遅延させる遅延手段と、他方の前記分配トリガ信号と前記遅延手段の出力信号とを比較して前記他方の分配トリガ信号が前記出力信号よりも大きい期間だけ出力するコンパレータと、をそれぞれ備える
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項６】
前記検波部は、前記帯域別受信波を入力する入力側整合回路と、前記入力側整合回路の出力信号を整流するダイオードと、前記ダイオードで整流された信号を入力する出力側整合回路とを有し、前記相関回路で閾値判定可能なパルス幅の直流成分を有する出力信号を出力するダイオード検波器を備える、
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項７】
前記ダイオードは、トンネルダイオードである
ことを特徴とする請求項６に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項８】
前記ダイオードは、ショットキーダイオードである
ことを特徴とする請求項６に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項９】
前記演算制御部は、前記データ入出力部から入力した前記送信データを、Ｋを２以上の自然数として、Ｋ×ｉ＋ｊ（ｉ＝０，１，２，・・・）番目のビットを各ｊ（ｊ＝１，２，・・・，Ｋ）ごとに集めてなるＫ個のビット列に分割し、さらに、これらＫ個のビット列をそれぞれＲＺ符号化して前記第１のトリガ信号及び（Ｋ−１）個の前記第２のトリガ信号とをそれぞれ作成し、
前記データ判定部は、前記２つ以上の相関回路からそれぞれ入力した２つ以上の前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つ以上のビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データを、ｊの小さい順に１ビットずつ巡回配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元している
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１０】
前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号として、同じ信号を出力する
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１１】
前記演算制御部は、前記送信データをそのデータ系列よりＭ倍（Ｍは２以上の自然数）速い処理速度で処理することによって、Ｍ個の同じトリガ信号を生成する
ことを特徴とする請求項１０に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１２】
前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を、時分割された互いに異なる時間帯に出力する
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１３】
前記演算制御部は、周期的に設定された出力許可時間帯のみ前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を出力する
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１４】
送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、
前記データ入出力部から前記送信データを入力してビット列に変換し、前記ビット列の奇数番目のビットからなる奇数ビットデータ列と偶数番目のビットからなる偶数ビットデータ列とを作成し、さらに前記奇数ビットデータ列と偶数ビットデータ列とをそれぞれＲＺ符号化して第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ作成する演算制御部と、
前記演算制御部から前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ入力して前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とにそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つの信号生成部と、
前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、
前記第２のインパルス信号を入力し、高周波連続波と混合して混合波を出力するミキサと、
前記混合波を入力して所定の高周波帯域にろ波して送信用高周波インパルス信号を出力する第２の送信側帯域ろ波部と、
前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、
前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、
前記送信信号を送信する送信アンテナと、
受信波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、
前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記高周波帯域のそれぞれにろ波して２つの帯域別受信波をそれぞれ出力する２つの受信側帯域ろ波部と、
前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つの検波部と、
前記２つの検波部でそれぞれ検波された前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つの相関回路と、
前記２つの相関回路からそれぞれ入力した２つの前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つのビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データの一方を奇数番目とし他方を偶数番目として交互に配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元するデータ判定部と、を備える
ことを特徴とする超広帯域無線通信装置。
【請求項１】
送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、
前記データ入出力部から前記送信データを入力し、前記送信データに基づいて２つ以上の系統のデータ列を作成し、該２つ以上の系統のデータ列にそれぞれ対応する第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を作成する演算制御部と、
前記演算制御部から前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号にそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び１つ以上の第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つ以上の信号生成部と、
前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、
前記１つ以上の第２のインパルス信号をそれぞれ入力し、それぞれ周波数の異なる高周波連続波と混合して１つ以上の混合波をそれぞれ出力する１つ以上のミキサと、
前記１つ以上の混合波をそれぞれ入力して１つ以上の所定の高周波帯域にろ波して１つ以上の送信用高周波インパルス信号をそれぞれ出力する１つ以上の第２の送信側帯域ろ波部と、
前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記１つ以上の送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、
前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、
前記送信信号を送信する送信アンテナと、
受信波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、
前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域のそれぞれにろ波して２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ出力する２つ以上の受信側帯域ろ波部と、
前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つ以上の検波部と、
前記２つ以上の検波部でそれぞれ検波された前記２つ以上の帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つ以上の相関回路と、
前記２つ以上の相関回路からそれぞれ出力される２つ以上の前記閾値判定の出力値を統合して前記受信データを復元するデータ判定部と、を備える
ことを特徴とする超広帯域無線通信装置。
【請求項２】
所定の広帯域を２以上の利用帯域に分割し、周波数が最も低い前記利用帯域を前記ベースバンドとし、それ以外の前記利用帯域を前記１つ以上の高周波帯域としている
ことを特徴とする請求項１に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項３】
前記ベースバンド及び前記１つ以上の高周波帯域は、それぞれ１ＧＨｚを超える広帯域である
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項４】
前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号のそれぞれの立ち上がりをトリガとして前記第１のインパルス信号及び前記１つ以上の第２のインパルス信号をそれぞれ生成している
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項５】
前記２つ以上の信号生成部は、前記第１のトリガ信号又は前記１つ以上の第２のトリガ信号をそれぞれ入力して２つの分配トリガ信号に分配する分配手段と、前記分配手段で分配された一方の前記分配トリガ信号に一定のバイアスを付加するバイアス手段と、前記バイアスを付加された前記分配トリガ信号を所定時間だけ遅延させる遅延手段と、他方の前記分配トリガ信号と前記遅延手段の出力信号とを比較して前記他方の分配トリガ信号が前記出力信号よりも大きい期間だけ出力するコンパレータと、をそれぞれ備える
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項６】
前記検波部は、前記帯域別受信波を入力する入力側整合回路と、前記入力側整合回路の出力信号を整流するダイオードと、前記ダイオードで整流された信号を入力する出力側整合回路とを有し、前記相関回路で閾値判定可能なパルス幅の直流成分を有する出力信号を出力するダイオード検波器を備える、
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項７】
前記ダイオードは、トンネルダイオードである
ことを特徴とする請求項６に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項８】
前記ダイオードは、ショットキーダイオードである
ことを特徴とする請求項６に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項９】
前記演算制御部は、前記データ入出力部から入力した前記送信データを、Ｋを２以上の自然数として、Ｋ×ｉ＋ｊ（ｉ＝０，１，２，・・・）番目のビットを各ｊ（ｊ＝１，２，・・・，Ｋ）ごとに集めてなるＫ個のビット列に分割し、さらに、これらＫ個のビット列をそれぞれＲＺ符号化して前記第１のトリガ信号及び（Ｋ−１）個の前記第２のトリガ信号とをそれぞれ作成し、
前記データ判定部は、前記２つ以上の相関回路からそれぞれ入力した２つ以上の前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つ以上のビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データを、ｊの小さい順に１ビットずつ巡回配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元している
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１０】
前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号として、同じ信号を出力する
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１１】
前記演算制御部は、前記送信データをそのデータ系列よりＭ倍（Ｍは２以上の自然数）速い処理速度で処理することによって、Ｍ個の同じトリガ信号を生成する
ことを特徴とする請求項１０に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１２】
前記演算制御部は、前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を、時分割された互いに異なる時間帯に出力する
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１３】
前記演算制御部は、周期的に設定された出力許可時間帯のみ前記第１のトリガ信号及び１つ以上の第２のトリガ信号を出力する
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の超広帯域無線通信装置。
【請求項１４】
送信データの入力及び受信データの出力を行うデータ入出力部と、
前記データ入出力部から前記送信データを入力してビット列に変換し、前記ビット列の奇数番目のビットからなる奇数ビットデータ列と偶数番目のビットからなる偶数ビットデータ列とを作成し、さらに前記奇数ビットデータ列と偶数ビットデータ列とをそれぞれＲＺ符号化して第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ作成する演算制御部と、
前記演算制御部から前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とをそれぞれ入力して前記第１のトリガ信号と第２のトリガ信号とにそれぞれ対応する第１のインパルス信号及び第２のインパルス信号をベースバンドでそれぞれ生成する２つの信号生成部と、
前記第１のインパルス信号を所定のベースバンドの帯域にろ波して送信用ベースバンドインパルス信号を出力する第１の送信側帯域ろ波部と、
前記第２のインパルス信号を入力し、高周波連続波と混合して混合波を出力するミキサと、
前記混合波を入力して所定の高周波帯域にろ波して送信用高周波インパルス信号を出力する第２の送信側帯域ろ波部と、
前記送信用ベースバンドインパルス信号と前記送信用高周波インパルス信号とを合波する合波器と、
前記合波器の出力信号を所定のレベルに増幅して送信信号を出力する送信側増幅部と、
前記送信信号を送信する送信アンテナと、
受信波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した前記受信波を増幅する受信側増幅部と、
前記受信側増幅部の出力信号を分波して入力し、前記ベースバンド及び前記高周波帯域のそれぞれにろ波して２つの帯域別受信波をそれぞれ出力する２つの受信側帯域ろ波部と、
前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して検波する２つの検波部と、
前記２つの検波部でそれぞれ検波された前記２つの帯域別受信波をそれぞれ入力して閾値判定を行う２つの相関回路と、
前記２つの相関回路からそれぞれ入力した２つの前記閾値判定の出力値をビット列にそれぞれ変換し、前記２つのビット列からそれぞれ偶数番目のビットを除去することによってＮＲＺ符号化データに変換し、前記ＮＲＺ符号化データの一方を奇数番目とし他方を偶数番目として交互に配列して１つのビット列に合成することで前記受信データを復元するデータ判定部と、を備える
ことを特徴とする超広帯域無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【公開番号】特開２００８−２７８４４５（Ｐ２００８−２７８４４５Ａ）
【公開日】平成２０年１１月１３日（２００８．１１．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２２９９５６（Ｐ２００７−２２９９５６）
【出願日】平成１９年９月５日（２００７．９．５）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１１月１３日（２００８．１１．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年９月５日（２００７．９．５）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【Ｆターム（参考）】
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