電力伝送方法、電力伝送装置のコイルの選別方法および使用方法
【課題】 スペースファクタがよく、高い電力伝送性能を持ち、高い周波数でも使用可能な、電力伝送装置の空芯コイルを提供する。
【解決手段】 最大径がｄ１の単導線１２に絶縁被覆１３を施して導線１１を平板空芯単層渦巻き状で、隣接する導線１１同士が密接するように巻回して空芯コイル１ａを構成する。空芯コイル１ａのコイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成し、空芯コイル１ａの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数における、前記コイル単体の複素インピーダンスの実数成分（純抵抗成分、実効直列抵抗）をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、前記コイルに対向するコイルを短絡したときの、前記コイルの複素インピーダンスの実数成分（純抵抗成分、実効直列抵抗）をＲｓ（Ω）としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する。
【解決手段】 最大径がｄ１の単導線１２に絶縁被覆１３を施して導線１１を平板空芯単層渦巻き状で、隣接する導線１１同士が密接するように巻回して空芯コイル１ａを構成する。空芯コイル１ａのコイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成し、空芯コイル１ａの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数における、前記コイル単体の複素インピーダンスの実数成分（純抵抗成分、実効直列抵抗）をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、前記コイルに対向するコイルを短絡したときの、前記コイルの複素インピーダンスの実数成分（純抵抗成分、実効直列抵抗）をＲｓ（Ω）としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力伝送装置の空芯コイルおよび電力伝送装置に関し、特に、コイル間に生じる相互誘導作用により電力を伝送する電力伝送装置の空芯コイルおよび電力伝送装置
に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、送電用コイルと、受電用コイルが分離可能な電力伝送装置は、本願の図３４に示すように、送電用コイル１と、受電用コイル２とを対向して配置し、送電制御回路３から送電用コイル１に交流電流を流すと、相互誘導作用により受電用コイル２に起電力が誘起され、前記起電力による電流が受電制御回路４に流れて電力伝送が行われる。送電用コイル１あるいは受電用コイル２は、導体を渦巻き状に巻回して構成される。
【０００３】
このようなコイルの一例が、例えば特開平４−１２２００７号公報（特許文献１）に記載されている。この特許文献１に、比較例１として記載されたコイルは、平面渦巻き型コイルであって、直径１ｍｍのエナメル銅線を２５ターン巻線し、外径８０ｍｍ、内径２４ｍｍに作成し、磁心部を設けず、これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）、電磁誘導で出力が発生する方を２次側（出力側）とするものである。
【０００４】
特開平７−２３１５８６号公報（特許文献２）にはコイルの他の例が記載されている。この特許文献２に、比較例として記載されたコイルは、ドーナツ状の平面渦巻き型コイルであって、直径１００μｍの絶縁被覆が施された銅線を１００本束ねたものを５ターン巻線し、外径３０ｍｍ、内径１５ｍｍ、厚さ１．５ｍｍに作成し、磁性材料を装備せず、これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）、電磁誘導で出力が発生する方を２次側（出力側）とするものである。
【０００５】
特開平１１−９７２６３号公報（特許文献３）には、「従来の渦巻き型状コイル３０’は、線材（丸線）３１’を渦巻き状に巻回することによって製造されるが、線材３１’としてその断面形状が円形の丸線を使用している」、と記載され、特に線材や巻数に関する記載はないが、断面が円形の線材を渦巻き状に巻回することによって作成される電力伝送装置のコイルは、公知であることが記載されている。
【０００６】
また、特許文献３においては、断面が、円形ではなく矩形の導体を用いることにより、電力伝送性能が向上できると記載されている。このような導体により形成されたコイルは、同一外径であれば巻線回数を増やすことができ、空芯でも、断面が円形の導体で構成されたコイルよりも電力伝送性能が向上可能と記載されている。
【０００７】
特開平６−６１０７２号公報（特許文献４）には、導体断面が円形でその外周が絶縁された２本の絶縁導線を平行に近接させ、この２本を一緒に同一平面上で渦巻き状に巻回してコイル体を形成することが記載されており、周波数が１０ｋＨｚでは結合係数が急によくなり、１００ｋＨｚ以上では１００％近くなることが記載されている。
【０００８】
特許第３１４４９１３号公報（特許文献５）には、複数の絶縁導線を一次，二次巻線として近接密着して平面に配置することにより、厚み方向に対して隙間無く配置でき、かつ鉄芯を装備せず、導線のみで構成して薄型化し、使用周波数が１００ｋＨｚより高い平板状空芯トランスについて記載されている。
【０００９】
実開平６−２９１１７号公報（特許文献６）には、導体を巻回して構成されるコイルは、渦電流損および表皮効果によって、周波数の上昇により導体の交流抵抗が増大することが記載されている。その回避方法として、複数の単導線をフラットケーブル状にしてコイルを形成する導線とすることが記載されており、他の線材を使って巻回したコイルと比較した交流抵抗の周波数特性が記載されている。
【００１０】
また、特開平１１−２５１１５８号公報（特許文献７）には、前記特許文献６のフラットケーブルを構成する導線をリッツ線とすることが記載されており、銅板などを巻回したコイルと比較した交流抵抗の周波数特性が記載されている。
【特許文献１】特開平４−１２２００７号公報（第５頁、第２表）
【特許文献２】特開平７−２３１５８６号公報（段落番号００４９）
【特許文献３】特開平１１−９７２６３号公報（段落番号０００９、図３、段落番号００１４、００１６、請求項３および４）
【特許文献４】特開平６−６１０７２号公報（段落番号００１３、００１４、図１、図３）
【特許文献５】特許第３１４４９１３号公報（段落番号００４６、請求項１および２）
【特許文献６】実開平６−２９１１７号公報（段落番号０００２、００１３）
【特許文献７】特開平１１−２５１１５８公報（段落番号０００３、図７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
最初に、本願では、引用する文献によって、使用されている用語が異なるため、まず用語について説明しておく。本願の図３４の送電制御回路３、送電コイル１を含む部分を、送電側、１次側、入力側等と表記し、送電コイル１を、送電コイル、送電用コイル、１次コイル、１次側コイル等と表記する。また、本願の図３４の受電制御回路４、受電コイル２を含む部分を、受電側、２次側、出力側等と表記し、受電コイル２を、受電コイル、受電用コイル、２次コイル、２次側コイル等と表記する。
【００１２】
さて、上記の特許文献のうち特許文献１〜３に記載されているコイルは、比較例や従来例としてのもので、断面が円形の導線により形成された平面渦巻き型コイルを用いた場合には、磁性材料を装備しないと性能向上が図れない旨の記載が見られる。
【００１３】
しかしながら、平面渦巻き状コイルの利点は、その形状にあり、特に機器側に装備される受電用コイルは、薄くないと実装上の問題が発生する。特に、２次電池を内蔵した小型の携帯機器などでは、スペースの制約上、コイル体積をできる限り小さくすることが要求されている。電力伝送性能を向上させるために、例えば特許文献２に記載されているように、磁性材料で構成された板材をコイルの対向面の反対側、しかも特許文献２の請求項１によると、必ず２次側（機器側）に装備しないといけないのであれば、コイルの体積が増加し、機器に内蔵するのが困難になるという問題がある。
【００１４】
そのうえ、特許文献２の請求項８には、フェライト円板の厚さとして、０．１ｍｍ〜５ｍｍと規定され、さらに特許文献２の図９を参照すると、フェライト円板の厚さとして、０．５ｍｍ以上の厚さが必要と見られ、特許文献２の図１０においては、フェライト円板の厚さが増加するほど伝送効率がよくなっている。このようなフェライト円板を、特に小型化が要求される機器側に設置されるコイルに装備しないと、電力伝送性能が改善できないことが記載されている。
【００１５】
特許文献１〜３のいずれにも、断面が円形の導線で形成した空芯の平面渦巻き状コイルでは、効率よく電力が伝送できないことが記載されているが、その理由については明記されていない。そこで、課題を明確にするため、まず、特許文献１において、比較例１として挙げられている空心コイルに関する開示データについて検討してみる。
【００１６】
特許文献１に記載の比較例１において、特許文献１の第７図より概算計算すると、コイルの対向距離、ｇ＝５ｍｍ、周波数、ｆ＝５０ｋＨｚ、２次側負荷電流、Ｉ２＝約０．５Ａのときに、伝送効率、η＝約６５％で、２次側電力、Ｐ２＝２０Ｗの電力が伝送可能と記載されている。
【００１７】
しかしながら、この実測結果には納得し難い点がある。特許文献１では、１次側、２次側に同一コイルを使用しており、変成器として見た場合、巻線比が１：１であるので、２次側電圧は、１次側電圧以下にしかならないはずである。しかし、上記実測条件から計算すると、２次側の電圧値Ｖ２は、Ｖ２＝２０Ｗ／０．５Ａ＝４０Ｖで、特許文献１の第７図には、Ｖ１＝２９Ｖと、１次側コイルに印加される電圧が２９Ｖであることが明記されている。すなわち、昇圧作用を持たない巻線比１：１の変成器が、入力電圧、Ｖ１＝２９Ｖ、出力電圧、Ｖ２＝４０Ｖの昇圧効果を呈しているという実測結果となっている。これは、比較例１のみならず、実施例１においても、前記第７図の２次電流Ｉ２、約０．５Ａの箇所を見れば、同様の実測結果となっている。
【００１８】
そして、特許文献１の第６図を参照すると、比較例１では、コイルの対向距離、ｇ＝５ｍｍのときには、１次側コイルの電流密度は、Ｊ１＝約７．５Ａ／ｍｍ２になっている。前記したコイルに使用されているエナメル単銅線の直径は、１ｍｍであるので、前記単導線の断面積は、０．５２×π＝０．７８５ｍｍ２になる。したがって、１次側コイルに流れている交流電流は、実効値で、７．５Ａ／ｍｍ２×０．７８５ｍｍ２＝約６Ａになる。特許文献１の第７図より、コイルの対向距離、ｇ＝５ｍｍ、２次側電流、Ｉ２＝約１Ａのときの伝送効率、η＝約７０％から逆算すると、２次側の電力Ｐ２は、Ｐ２＝２０Ｗなので、１次側の電力Ｐ１は、Ｐ１＝２０Ｗ／０．７＝２８．６Ｗ、となり、１次側コイルに印加されている電圧Ｖ１は、Ｖ１＝２８．６Ｗ／６Ａ＝４．７６Ｖとなる。
【００１９】
一次側コイルに４．７６Ｖの電圧を印加し、６Ａの電流を流そうとすると、１次側コイルのインピーダンスＺは、Ｚ＝４．７６Ｖ／６Ａ＝約０．８Ωにならなければならない。本願発明者がほぼ同等のコイルを製作して実験したところ、前記コイルの自己インダクタンスは、約２５μＨで、５０ｋＨｚでの前記コイル単体のインピーダンスＺは、Ｚ＝約７．７Ω、１０Ωの負荷抵抗を接続した２次側の前記コイルを、距離ゼロで１次側の前記コイルに対向させたときのインピーダンスＺは、Ｚ＝約５．９Ω、となっており、実際にこの条件下で、実効値５Ｖの交流電圧を前記１次側コイルに印加しても、実効値０．８Ａ前後の電流しか流れなかった。
【００２０】
しかも、前記コイルの実測した複素インピーダンスの実数成分（純抵抗成分あるいは実効直列抵抗）は、周波数５０ｋＨｚのときに、約０．２６６Ωで、この純抵抗成分による損失は、６Ａ×６Ａ×０．２６６Ω＝約９．６Ｗにもなる。このような負荷電力の半分に近い過大電力が１次側コイルで消費されると、１次側コイルは発熱して使用できなくなる。そのうえ、前記の損失電力は１次側コイルのみのもので、２次側コイルの前記純抵抗成分による電力損失等を勘案すると、伝送効率ηは、前記した７０％以下になるはずである。特許文献１の記載には、このような疑問点が見られる。
【００２１】
以後、複素インピーダンスの実数成分、純抵抗成分あるいは実効直列抵抗は、全て実効抵抗と表記する。実効抵抗は、導線の直流抵抗と、特許文献６、特許文献７に記載されている渦電流損、表皮効果等による交流抵抗の和であり、特段の記載がない限り、実効抵抗は直流抵抗と交流抵抗の和とする。
【００２２】
さらに、特許文献１の第５図には、コイルの対向距離と結合係数の関係が図示してあるが、平板状の空芯コイルを対向させた変成器において、コイルの対向距離と結合係数の関係は、コイル外径との関数となるはずである。また、結合係数は、電力伝送周波数によっても異なり、このことは、特許文献４に、周波数と結合係数の関係として、１０ｋＨｚ以上では結合係数が急によくなり、１００ｋＨｚでは、ほぼ１００％になることが記載されていることからも明瞭である（特許文献４、段落番号００１４、図３）。
【００２３】
特許文献４には、特に、導線径や巻数に関する記載はないが、同じく２本の単導線を同一平面状に渦巻き状に巻回して、１次側コイルと２次側コイルを形成し、両コイルを分離不能としたうえで、周波数の上昇による表皮効果を積極的に利用し、結合係数の増加を意図している（特許文献４、段落番号００１３）。そして、特許文献４では、結合係数の周波数特性を勘案し、特許文献５の請求項に、使用可能な周波数領域として、１００ｋＨｚ以上という規定を追加している（特許文献５、請求項１および２）。
【００２４】
特許文献４には、磁性体を装備しないことによる軽量薄型化、鉄損の回避による高周波数での動作条件などからも、空芯が好ましいと記載されており（特許文献４：段落番号００１０）、平面渦巻き状で電力伝送性能のよい空芯のコイルが望まれている。
【００２５】
上記した特許文献１の理論的な疑問点は別として、特許文献１に開示されている比較例１のコイルにおいて、空芯では性能が劣る理由を説明する。
【００２６】
特許文献６の段落番号０００２に記載されているように、渦電流損および表皮効果は、周波数が上昇すると、コイルの実効抵抗を増加させる。この特性は、特許文献７の段落番号０００３に記載されているように、単導線の線径が太いほど、顕著な影響があることが知られている。特許文献１の比較例１として記載されているコイルでは、前記したように、５０ｋＨｚになると、実効抵抗は、コイルの直流抵抗、約０．０８Ωの、約３倍以上の、０．２６６Ωになる。
【００２７】
本願の図３５は、特許文献１に記載された比較例１のコイルを、本願の図３４の送電用コイル１と受電用コイル２に用いたときの等価回路図である。本願の図３４の送電制御回路３は、電源Ｖで示され、Ｒ３は電源Ｖの内部抵抗であり、Ｒ１は送電用コイル１の実効抵抗であり、ＲＬは受電制御回路４に接続される負荷抵抗であり、Ｒ２は受電用コイル２の実効抵抗である。
【００２８】
１次側および２次側コイルの双方に、特許文献１の比較例１として記載されたコイルを使うと、本願の図３５に示すように、実効抵抗Ｒ１が電源Ｖに直列に接続され、実効抵抗Ｒ２が負荷抵抗ＲＬに直列に接続されることにより、少なくともＲ１、Ｒ２の２箇所で電力損失が発生する。これを回避するには、周波数を下げ、前記した表皮効果、渦電流損の影響を低減するしかないが、周波数を下げると、コイルのリアクタンスが減少し、送電用コイル１に過大電流が流れ、実効抵抗Ｒ１と、交流電源の内部抵抗Ｒ３による電力損失が発生する。しかし、特許文献１の比較例１に記載のコイルを、１次側、あるいは２次側のみに装備し、特性のよい他のコイルを前記コイルに対向させることにより、磁性材料を装備せずとも電力伝送性能を向上できる。その具体的な方法ついては、後述する。
【００２９】
次に、特許文献２に記載されているコイルについて説明する。なお、特許文献２に開示されているコイルについても、本願発明者が同一のコイルを作成し、前記コイルの特性を計測している。特許文献２に比較例として記載されているコイルは、直径１００μｍの絶縁被覆銅線を１００本束ねた太い導線を５ターン巻線しているだけであるため、自己インダクタンスが、約０．８μＨと小さく、コイル形状により相互インダクタンスも小さくなるので、力率が低下し、皮相電力、無効電力が大きくなる。また、線径が太くかつターン数が少ないので、特許文献２の段落番号００５１に記載されている周波数１００ｋＨｚにおいては、コイルの実効抵抗が、約１７ｍΩと小さくなりすぎるという問題がある。
【００３０】
前記コイルの自己インダクタンスは約０．８μＨで、前記コイルを２個用い、本願の図３５に示すように、送電用コイル１と受電用コイル２とからなる変成器を構成した場合、周波数１００ｋＨｚでは、負荷抵抗ＲＬを１０Ωとしたときの、電源Ｖ側から見た１次側コイルのインピーダンスＺは、Ｚ＝約０．６Ωと非常に小さい値となっている。本願の図３５において、Ｒ３で示される電源Ｖの内部抵抗は、通常０．５Ω〜数十Ωであり、電源Ｖに、前記１次側コイルが接続されると、電源Ｖは短絡された状態に近くなってしまうため、電源Ｖの内部抵抗Ｒ３が相当の電力を消費し、電力を効率よく伝送できなくなってしまううえ、伝送可能な電力値も少なくなる。もともと、特許文献２に記載されているコイルは、コイル対向面の反対側に磁性体板を装備することにより、自己インダクタンスを確保し、コイルが対向したときに磁束を閉じ込め、結合係数を増加させる意図で作成されており、空芯コイルとして最適化されたものではない。
【００３１】
特許文献２においては、空芯コイルの電力伝送性能を、比較例として挙げているだけであり、さらに、実測結果には、特許文献１と同じ疑問点がある。特許文献２の段落番号００６０には、１次側電圧Ｖ１を、Ｖ１＝１．３Ｖとする旨の記載がある。そして、電力値との関係を、特許文献２の図６（ｂ）より参照すると、最も性能のよいコイルの効率最大点は、２次側電流Ｉ２が、Ｉ２＝０．５Ａの点で、２次側で１Ｗの電力が伝送可能となっている。２次側電圧Ｖ２は、Ｖ２＝１Ｗ／０．５Ａ＝２Ｖであり、特許文献１と同じく、実測結果によると、入力電圧Ｖ１＝１．３Ｖ、出力電圧Ｖ２＝２Ｖとなっており、巻線比、１：１の変成器が、昇圧効果を呈している。
【００３２】
また、特許文献２の段落番号００５１には、１次側電圧Ｖ１を、Ｖ１＝４Ｖ、一定とする旨の記載がある。２次側に１０Ωの負荷抵抗を接続した特許文献２の比較例に記載のコイルは、前記したように、１００ｋＨｚにて、約０．６Ωのインピーダンスを持つので、１次側コイルには、Ｉ＝４Ｖ／０．６Ω＝６．６Ａ、の電流が流れ、皮相電力Ｐａは、Ｐａ＝４Ｖ×６．６Ａ＝２７ＶＡ、となる。特許文献２の段落番号００５２に記載の表４を参照すると、２次側電力Ｐ２は、Ｐ２＝１．４Ｗ、伝送効率ηは、η＝８％となっているので、Ｐ２とηから逆算すると、１次側の実効電力は、１．４／０．０８＝１７．５Ｗとなり、１次側の力率を計算すると、１７．５Ｗ／２７ＶＡ＝６４．８％となる。しかし、後述するように、特許文献２に記載のコイルは、結合係数が０．６程度であり、上記のような力率が得られるとは考えられないうえ、直径が３ｃｍの平板コイルに１７．５Ｗの実効電力が投入され、そのうちの９２％が損失なら、コイルは発熱して使えなくなる。
【００３３】
特許文献２も、特許文献１と同じく、詳細に開示データを検討すると、疑問点があるが、特許文献２に記載されたコイルも、空芯で使うには適していない構成であるのは上記に説明したとおりである。
【００３４】
また、特許文献３においては、特に明細書内には記載はないが、断面が矩形の導体を単層渦巻き状に巻回することにより、空芯であっても性能向上が図れる旨の記載がある（請求項３、請求項４）。その作用効果として、断面が円形の場合に比べ、断面を矩形とすることにより、導体の断面積が同じ場合で、コイル外径が同じ場合には、巻数を増やすことができるので、電力伝送性能を向上できると記載している（段落番号００１６）。また、巻数が同一の場合には、コイル外径を小さくでき、導線の総延長を短くできるので、導線抵抗を低減でき、電力伝送性能を向上できると記載している（段落番号００２４）。
【００３５】
しかしながら、特許文献４の段落番号０００４には、特開平４−４２９０７号公報を引用し、断面が矩形の場合は、導体間の静電容量が増加するので、高周波での動作が難しいことが記載され、段落番号００１０には、「両導線を近接しても点でしか接触しないことにより両導線間の静電容量を最小に出来」、と記載されている。特許文献４における導体間の静電容量は、主として１次側コイルの導線と２次側コイルの導線間のものであるが、特許文献３においても、コイルを形成する導線の断面が矩形の場合は、断面が円形の場合に比べて、巻回された導線間に大きな静電容量が発生することは容易に推察できる。
【００３６】
本願の図３６は、断面が円形の導線を、平板単層渦巻き状に２５回、同一回数巻回したときの、線径ｄとインダクタンスＬの関係を示した図である。
【００３７】
特許文献３では、導体を単層渦巻き状に巻回した場合、巻数が同一であれば同一のインダクタンスが得られるという前提にて作用効果を論じているが、本願の図３６より、導体を単層渦巻き状に同一回数巻回した場合、インダクタンスＬは導線断面積により変化し、同一にはならない。したがって、特許文献３に記載されている作用効果は期待できない。
【００３８】
特許文献６には、単導線をフラットケーブル状に形成した導線を使用してコイルを構成することにより、周波数の上昇による実効抵抗の増大を軽減できる旨が記載されている。また、特許文献６の段落番号００１３、表１には、フラットケーブルを用いたコイルと他の線材を用いたコイルの、５０Ｈｚと１００ｋＨｚにおける実効抵抗が記載されている。
【００３９】
同じく特許文献７の段落番号０００９には、さらにリッツ線をフラットケーブル状にしてボビンに巻回することにより、周波数の上昇による実効抵抗の増加を低減可能であることが記載されており、特許文献７の図７には、銅板、単銅線などを巻回して形成したコイルと比較した実効抵抗の周波数特性の改善率が明記されている。
【００４０】
しかし、特許文献６、特許文献７に記載の実効抵抗に関し、いずれの特許文献も周波数の上昇に伴う実効抵抗の増加率を、抵抗値ではなく比で表しており、実効抵抗の実際の数値が不明である。そして、特許文献６、特許文献７に限らず、本願にて引用している特許文献には、コイルの重要な特性であるインダクタンスについて言及されている文献はない。すなわち、実効抵抗の周波数特性の改善率が、インダクタンスの減少率よりも高くないと、換言すれば、高い周波数でコイルのＱを高くしないと、性能の良いコイルが実現できたとは言えない。
【００４１】
特許文献１、特許文献２においては、特許文献６、特許文献７とは逆に、透磁率の高い磁性材料をコイルに装備することにより、周波数の上昇による実効抵抗の増加率よりもインダクタンスを増加させて、コイルのＱを上げる手法を使っているものと推察される。本発明では、単導線を使った空芯コイルであっても、高い周波数で、Ｑを高くすることができる。その具体的な方法については、後述する。
【００４２】
また、特許文献６の段落番号００１３の表１を参照すると、従来例と実施例の比較において、導体断面積と、コイル外寸、ターン数は記載されているが、導体の総延長が不明であるため、実効抵抗の絶対値が分からない。仮に実施例の５０Ｈｚでの抵抗値を５０ｍΩとし、特許文献６の図４に記載されたコイルの５０Ｈｚでの抵抗値が１０ｍΩとするなら、１００ｋＨｚでの実施例のコイルの実効抵抗は８０ｍΩ、前記図４のコイルの実効抵抗は１３０ｍΩとなり、コイル形状による放熱性を考量すると、前記図４のコイルのほうが熱上昇は小さくなる。そして、実施例のように導線を分割すると、各導線のインダクタンスを並列接続することになるので、インダクタンスが前記図４のコイルより小さくなることが推測できる。
【００４３】
しかも、特許文献７の段落番号００２３、図７を参照する限りにおいて、巾８ｍｍ、厚さ１ｍｍの銅板を４ターン巻回したコイルに比べ、実施例の１００ｋＨｚでの実効抵抗の改善率は、約１／２．５であり、周波数の上昇に伴い改善度合いが低下している。５０Ｈｚ〜１００ｋＨｚ間の実効抵抗の増加率は、特許文献６の実施例では、１．８倍、比較例では、１３倍、特許文献７の実施例では、約５倍、比較例では、約９倍となっており、コイルの構成は異なるが、実効抵抗の周波数特性がよいリッツ線を使った特許文献７の実施例の方が、特許文献６の実施例よりも改善率が悪くなっている。本発明では、平板空芯コイルにおいて、特許文献６、特許文献７に比べると、周波数の上昇に伴う実効抵抗の増加率を著しく改善することができるうえ、電力伝送に最適なコイルを実現できる。その具体的な方法については、後述する。
【００４４】
さらに、特許文献６の段落番号００２０、００２１、図３には、フラットケーブルを平板渦巻き状に巻回したコイルが開示されているが、図３のコイルについては、他の線材を用いて平板渦巻き状に構成したコイルとの性能比較や作用効果については何も記載されておらず、また、図３のコイルが電力伝送に使用可能であることも全く記載されていない。
【００４５】
そして、特許文献７の段落番号００２５には、「高周波巻き線１０を、例えば電気自動車の充電にも用いることができるようになる。」と、空芯コイルが電力伝送用に使用可能という記載があるが、送電、受電、両コイルの相対位置に関する記載がない上、仮に電力伝送用に使用可能としても、電力伝送性能については全く記載されていない。すなわち、電力伝送用の性能がよいコイルを実現するには、自己インダクタンス、相互インダクタンス（結合係数）を確保でき、かつ実効抵抗による電力損失がもたらすコイルの発熱を回避するために、適切な構成のコイルを選ばねばならず、単にコイルの実効抵抗の周波数特性を改善するだけでは不十分である。
【００４６】
上記に説明してきたように、平板に導線を単層渦巻き状に巻回した空芯コイルは電力伝送性能が悪いというのが従来の定説となっており、磁性材料等を装備することによって、電力伝送性能の向上が図られている。そして、電力伝送性能を左右する一つの要因である前述したコイルの実効抵抗と周波数の関係を、前記空芯コイルの構成と共に考察した従来技術は存在しない。すなわち、従来の技術では、電力を伝送するための適切な単層渦巻き状に巻回した空芯コイルが実現できていない。
【００４７】
そこで、この発明の目的は、スペースファクタがよく、高い電力伝送性能を持ち、高い周波数でも使用可能な、電力伝送装置の空芯コイルおよび電力伝送装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
この発明は、コイルを電磁的に結合させて電力を伝送する電力伝送装置の空芯コイルであって、２個のコイルのうちの少なくとも一方のコイルの直流抵抗をＲｄ（Ω）、とし、少なくとも一方のコイルの１ＭＨｚにおける実効直流抵抗をＲｆ（Ω）、としたときに、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５を満足する。
【００４９】
この発明の他の局面は、送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線が単導線で、少なくとも一方のコイルは、単導線を単層渦巻き状に巻回してあり、導線の導体単体の最大径をｄ１、少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、少なくとも一方のコイル外径Ｄが最大径ｄ１の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数における少なくとも一方のコイル単体の純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【００５０】
この発明によれば、線径とコイル外径と巻数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数を確保でき、負荷抵抗を接続した２次側コイルが１次側コイルと対向したときの、１次側コイル両端のリアクタンスＸと純抵抗Ｒの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧と交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となる周波数近辺であって、かつ実効抵抗Ｒｗが小さい周波数近辺でコイルを使用することにより、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減することができる。
【００５１】
両コイル対向時に、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓが、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗよりも大きくなることにより、電力を伝送する周波数において、実効抵抗Ｒｗの小さいコイルを選別でき、かつ、電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。そして前記したように、自己インダクタンスを確保でき、実効抵抗Ｒｗが低いコイルは、高いＱを持つ。
【００５２】
したがって、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｗを満足するコイルを使用することにより、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００５３】
好ましくは、電力を伝送する周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【００５４】
この例では、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗ（Ω）、の関係が、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効抵抗Ｒｗの小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。
【００５５】
また、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００５６】
好ましくは、少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【００５７】
この例では、実効抵抗Ｒｗと前記Ｉａによる熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限と、実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００５８】
好ましくは、少なくとも一方のコイルを形成する導線に絶縁被覆が施されている場合において、少なくとも一方のコイルの隣接する各単導線を密接して巻回する。
【００５９】
例えば、ホルマル線などのように導線に絶縁被覆を施すことで、導線の酸化を防ぎ、隣接する導線間の短絡防止を図ることができる。また、コイルの直径Ｄおよび巻数の規定により、必要な自己インダクタンスを確保するとともに、両コイル間の所定対向距離において、必要な結合係数を確保することができる。
【００６０】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７０％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば１５Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００６１】
より具体的には、単導線の最大径ｄ１が０．２ｍｍ以上のときに、少なくとも一方のコイルの隣接する各導線間に空隙を設ける。空隙を設けない場合、各導線が発生する磁束は、隣接する導線を全て貫通し、磁束が隣接した導線を貫通することにより発生する渦電流損により、周波数が上昇したときに、実効抵抗Ｒｗが増加するが、空隙を設けることにより、前記磁束が隣接した導線を貫通することにより発生する渦電流損を少なくできるので、周波数が上昇したときに、コイル単体の実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。
【００６２】
また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、実効抵抗を低く抑えることができる。ただし、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、単導線の最大径が０．２ｍｍ以上でないと、導線間に空隙を設けても、周波数の上昇による実効抵抗の増加率はそれほど改善できない。
【００６３】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００６４】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば６０％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば２０Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００６５】
この発明の他の局面は、送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線は、それぞれの最大径が０．３ｍｍ以下に選んだ複数の裸単導線の集合体に絶縁被覆を施した導線を単層渦巻き状に巻回して構成され、複数の裸単導線の集合体の最大径をｄ２、少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、少なくとも一方のコイル外径Ｄが最大径ｄ２の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数におけるコイル単体の実効抵抗をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【００６６】
この発明では、先の発明と同様の作用効果をなすとともに、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、０．３ｍｍ以下の裸単導線の集合体を、少なくとも一方のコイルを形成する導線とし、導体の表面積を増加させることによって、渦電流損と表皮効果による実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。
【００６７】
好ましくは、電力を伝送する周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【００６８】
この例では、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗ（Ω）、の関係が、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効抵抗Ｒｗの少ない小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。
【００６９】
また、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００７０】
好ましくは、少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【００７１】
この例では、実効抵抗Ｒｗと前記Ｉａによる熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限と、実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００７２】
好ましくは、ビニール線のように、導体径に比べ、厚い被覆を持つ導線を使用することで、被覆により導体間に空隙を設けるか、被服が薄い場合には、被服を含む導線間に空隙を設けることにより、導線の酸化を防ぎ、導線間の短絡防止を図ることができる。また、線径とコイル外径と巻数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数を確保できる。空隙の作用効果は、既述したとおりである。
【００７３】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００７４】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７０％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば２５Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００７５】
この発明のさらに他の局面は、送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線には、導線内部に絶縁体層が設けられ、絶縁層の断面積が導線全体の断面積の１１％以上であって、コイルは、導線を渦巻き状に密接して巻回してあるか、または多層巻きしてあり、導線の最大径をｄ３、コイル外径をＤとしたとき、少なくとも一方のコイル外径Ｄが最大径ｄ３の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数における少なくとも一方のコイル単体の実効抵抗をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【００７６】
この発明では、先の発明と同様の作用効果をなすとともに、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、コイルを構成する導線内部に絶縁体を設け、導線中を貫通する磁束経路に存在する導体体積を減らし、導体の表面積を増加させることによって、渦電流損と表皮効果による実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせ、導線の曲げ加工を容易にするものである。
【００７７】
好ましくは、電力を伝送する周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【００７８】
この例では、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗ（Ω）、の関係が、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効抵抗Ｒｗの少ない小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。
【００７９】
また、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００８０】
好ましくは、少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【００８１】
この例では、実効抵抗ＲｗとＩａによる熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限と、実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００８２】
具体的には、導線は、それぞれに絶縁被覆が施された複数の単導線の集合体で構成され、かつ、単導線は、絶縁被覆を除く導体の最大径をｄ４としたときに、ｄ４が０．３ｍｍ以下であって、絶縁被覆の厚さｔが（ｄ４）／３０ｍｍ以上に選ばれている。この構成のコイルは、それぞれに絶縁被覆が施されたｎ本の単導線の集合体で構成され、各単導線に隣接する他の単導線との間に、前記絶縁被覆により、空隙が設けられており、各単導線に流れる電流により発生する磁束密度が、１／ｎとなるうえ、各単導線の体積が小さいので、渦電流損が低減できる。なお、表皮効果の影響が低減できることは言うまでもない。
【００８３】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００８４】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７５％以上に、実効電力伝送効率を、例えば９０％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば３０Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００８５】
好ましくは、コイルの外周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅が内周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅よりも狭いか、外周部における隣接する導線は密接しており、内周部における隣接する導線間に空隙を設ける。
【００８６】
コイルが生成する磁束密度は、外周部近辺では低く、内周部では高いため、外周部を蜜巻きし、内周部を疎巻きすることにより、コイル面上で、できる限り磁束密度を一定にし、対向しているコイルの相対位置が変動したときの伝送可能電力の低下を防止できる。内周部は磁束密度が高いので、空隙を設けることで渦電流損を防止できる。空隙の作用効果は、既述したとおりである。
【００８７】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００８８】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７５％以上に、実効電力伝送効率を、例えば９０％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば４０Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００８９】
好ましくは、送電部のコイルと、受電部のコイルとを固定し、分離不能とすることで、変圧器として使用可能になる。
【００９０】
なお、通常の変圧器とは異なり、固定前に１次側コイル単体と２次側コイル単体の特性を計測し、かつ両コイルを対向させた特性も計測可能である。最初から一体構造で設計された変圧器は、実際に組み立てないと性能を確認できないが、本発明では、特性を計測し、実際に電力伝送性能の確認を行ってから、コイルを固定することができる。そして、一次側コイルと２次側コイルの巻き線比を、任意の比率に設定可能な、軽量、薄型、空芯の、特性がよい変圧器が実現できる。
【００９１】
より好ましくは、コイルの変形を防止するために、コイルを絶縁材に沿って巻回するか、コイルを絶縁性樹脂内に固定するか、コイルを絶縁材に沿って巻回し、コイルを絶縁性樹脂または接着剤により絶縁材に固定する。絶縁材の反対側に他のコイルを配置することで、コイルを構成している導線の絶縁層を保護できる。対向するコイル間に絶縁材を設けることにより、両コイル間の絶縁耐圧を高めることができる。変成器として使用する場合においても、絶縁材を設けることにより、両コイル間の絶縁耐圧を高めることができる。具体的には５ｍｍ程度の絶縁材を両コイル間に設置することにより、１次側と２次側の間に１万Ｖ程度の電位差があっても問題ない。また、熱抵抗θｉを低下させ、コイルの発熱を低減できるので、大電力を伝送できる。
【００９２】
そして、上述した本発明の電力伝送装置の空芯コイルを、送電部、受電部の少なくとも一方に装備することにより、従来よりも性能のよい電力伝送装置が実現できる。
【発明の効果】
【００９３】
この発明は、２個のコイルのうちの少なくとも一方のコイルの直流抵抗Ｒｄ（Ω）と、少なくとも一方のコイルの１ＭＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｆ（Ω）とを、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５に選ぶことで、スペースファクタがよく、高い電力伝送性能を持ち、高い周波数でも使用可能になる。
【００９４】
単導線を用いた場合には、線径とコイル外径と巻数とを規定することで、十分な自己インダクタンスと結合係数を確保でき、少なくとも一方のコイル単体の実効抵抗をＲｗ（Ω）、送電部と受電部の２個のコイルが対向したとき、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）とし、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を見ることにより、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｑが高い、電力伝送性能のよいコイルを選別、実現でき、負荷抵抗を接続した２次側コイルが１次側コイルと対向したときの、１次側コイル両端のリアクタンスＸと純抵抗Ｒとの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧と交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となり、かつ実効抵抗Ｒｗが小さい周波数近辺でコイルを使用することにより、スペースファクタがよく、高い電力伝送性能を持ち、高い周波数でも使用可能な、電力伝送装置の空芯コイルを得ることができる。その結果、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減できるので、コイルの実効抵抗による電力損失も低減できる。
【００９５】
さらに、少なくとも一方のコイル単体の実効抵抗Ｒｗ（Ω）と少なくとも一方のコイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）による熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限、あるいは実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００９６】
また、０．３ｍｍ以下の裸単導線の集合体を用いた場合には、表皮効果および渦電流損によるコイルの実効抵抗増加を抑えることにより、電力伝送性能が向上する。
【００９７】
さらに、コイルを構成する導線内部に絶縁体を設け、導線中を貫通する磁束経路に存在する導体体積を減らすことによって、表皮効果と渦電流損による実効抵抗の増加を抑えることができる。絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせることができ、導線の曲げ加工が容易となる。
【００９８】
あるいは、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの規定を満足するかを確認することにより、電力伝送に最適な周波数範囲を規定でき、あるいは、実際に電力伝送試験を行わずとも、電力伝送の性能が予測できる。
【００９９】
このようなコイルを用いることにより、高い周波数で、大電力を伝送できる。すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７５％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば２５Ｗ以上の電力を伝送できる。
【０１００】
そして、本発明のコイルを送電部または受電部の少なくとも一方に装備することにより、上記のような、従来よりも性能のよい電力伝送装置が実現可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１０１】
図１は、この発明の一実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は図１の線１Ｂ−１Ｂに沿う断面を拡大して示す。図２は図１に示したコイルの外形形状の変形例を示す図である。
【０１０２】
この発明の一実施形態の空芯コイル１ａは、図１（Ａ）に示すように、導線１１を平板で空芯の単層渦巻き状に、隣接する導線１１同士が密接するように巻回して構成される。導線１１は図１（Ｂ）に示すように、断面が円形であり、最大径ｄ１は特に限定されないが、より好ましくは、例えば線径が０．２ｍｍ以上の単導線１２単体に絶縁被覆１３を施して構成されている。絶縁被覆１３としては、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被膜や、ビニール線のように厚い被膜のいずれであってもよい。
【０１０３】
さらに、図１（Ａ）の実施形態においては、導線を円形に巻回しているが、円形に限らず、図２（Ａ）に示す長円形、図２（Ｂ）に示す楕円形、図２（Ｃ）に示す正方形、図２（Ｄ）に示す長方形、図２（Ｅ）に示す六角形などの多角形のように、任意の形状で巻回することができる。これは、後述する他の実施形態でも同様である。
【０１０４】
空芯コイル１ａは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が所定巻数、例えば８以上になるように構成される。ただし、コイルの形状が円形以外の場合、前記コイル外形Ｄは、図２（Ａ）〜（Ｅ）に示すように、コイルの最小外寸を規定する。さらに、空芯コイル１ａの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ａ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）とし、図１に示した空芯コイル１ａを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【０１０５】
コイル外径Ｄを単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上に選んだのは、必要な結合係数を確保するためであり、導線１１の巻き数を８以上になるように選んだのは、２μＨ以上の自己インダクタンスが得られるようにするためである。なお、この実施形態のみならず、他の実施形態においても共通するが、コイルには、内径を設けるのが望ましい。内径は、前記の外径Ｄの規定を満足していれば、任意の寸法でよい。
【０１０６】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０１０７】
さらに、空芯コイル１ａの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ａの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ａが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ａに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０１０８】
このように構成された空芯コイル１ａは、図３４に示した、１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力伝送装置の送電用コイル１、または受電用コイル２として用いることができる。
【０１０９】
次に、前述の満足すべき条件、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、について説明する。なお、この説明は、他の実施形態においても同じ作用効果をもつので、以降に記載の実施形態においては、説明を省略する。
【０１１０】
図３は、変成器の等価回路を表す図であり、図４は、空芯コイル単体の等価回路を示し、図５は従来例で説明した図３５のように構成された変成器単体の等価回路を表す図である。図６は、２次側コイルが短絡されたときの変成器の等価回路を表す図であり、図７は、２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
【０１１１】
まず、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの理論上の関係を求めるため、変成器の１次側のインピーダンス、Ｚ１を求めておく。図３において、Ｌ１は１次側コイルのインダクタンス、Ｌ２は２次側コイルのインダクタンス、Ｍは１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンス、Ｖ１は１次側コイルの両端電圧、Ｖ２は２次側コイル（負荷抵抗ＲＬ）の両端電圧、Ｉ１は１次側コイルに流れる電流、Ｉ２は２次側コイルに流れる電流、ＲＬは負荷抵抗（純抵抗）、Ｚ１は１次側の入力インピーダンスを表す。図３において、下記の回路方程式が成立し、下記の連立方程式を解くことにより、Ｚ１の純抵抗成分（実効抵抗）とリアクタンス成分（インダクタンス）を求めることができる。下記に、図３の回路方程式を記す。なお、ｊ２＝−１、であり、ωは角周波数で、ω＝２πｆ（ｆは周波数、Ｈｚ）である。
【０１１２】
Ｖ１＝ｊωＬ１・Ｉ１＋ｊωＭ・Ｉ２…（１）
Ｖ２＝ｊωＭ・Ｉ１＋ｊωＬ２・Ｉ２…（２）
Ｖ２＝−ＲＬ・Ｉ２…（３）
求めたいのは、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上記の３つの連立方程式から、Ｖ２、Ｉ２を消去すればよい。上記の連立方程式の（３）式を（２）式に代入し、Ｖ２を消去すると、
０＝ｊωＭ・Ｉ１＋（ｊωＬ２＋ＲＬ）Ｉ２
となり、上式をＩ２について解き、上記連立方程式の（１）式に代入し、Ｉ２を消去すると、
Ｖ１＝（ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ））Ｉ１
となり、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上式より、Ｚ１は、
Ｚ１＝ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ）
となる。実際の変成器は、１次側コイルに実効抵抗Ｒ１、２次側コイルに実効抵抗Ｒ２を持つので、図６の回路を考え、ＲＬ＝Ｒ２とすると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）
となる。上式の、ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）に、（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（−ｊω
Ｌ２＋Ｒ２）＝１を掛けると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω２Ｍ２（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）
となり、実数項と虚数項を整理すると、
Ｚ１＝Ｒ１＋Ｒ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）＋ｊωＬ１−ｊωＬ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）
となって、Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）とすると、Ｚ１は、
Ｚ１＝（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）＋ｊω（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）…（４）
となる。ω２＞０、Ｍ２≧０、Ｌ２２＞０、Ｒ２２＞０、であるので、明らかに、Ａ２≧０である。すなわち、図５において、１次側コイルの入力インピーダンスＺ１は、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１…（５）
であり、（５）式と（４）式を比較すれば明らかなように、図６のように、変成器の２次側コイルが短絡されたときには、１次側コイルの実効抵抗Ｒ１が増加し、インダクタンスＬ１が減少するのが分かる。これらは、「大学課程電気回路（１）」大野克郎、西哲生共著、オーム社発行（平成１３年８月２０日）に記載されている既知の回路理論である。
【０１１３】
上記（５）式と（４）式は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を説明し、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの関係を説明するのに引用する基本式である。
【０１１４】
次に、図１に示した空芯コイル１ａに関して、具体的な例について説明する。一部重複するが、シンボルの定義を明確にしておく。Ｒｗは、空芯コイル１ａ単体の実効抵抗（図４のＲ１）、Ｒｎは、空芯コイル１ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが開放されているときの空芯コイル１ａの実効抵抗（図５のＲ１）、Ｒｓは、空芯コイル１ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが短絡されているときの空芯コイル１ａの実効抵抗（図６のＲ１）、ｋｒは、前記、ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数である。
【０１１５】
また、空芯コイル１ａ単体のインダクタンスをＬｗ、空芯コイル１ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが短絡されているときの空芯コイル１ａのインダクタンスをＬｓとしたときに、ＬｗとＬｓから近似的に求められる結合係数をｋｉと表記する。ｋｒと、ｋｉの近似的な求め方については後述する。
【０１１６】
なお、以下の説明では、コイルを対向させた変成器の１次側と２次側を区別しているが、変成器は１次側と２次側を反転させることができるので、図５のＲ１、Ｌ１は、２次側のＲ２、Ｌ２として考えても同様の結果が得られる。すなわち、本発明における空芯コイルは、１次側、２次側のいずれかに装備されていればよい。
【０１１７】
図８は、線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで２５ターン（Ｔ）密接巻きした空芯コイル１ＡのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を表す図であり、図９は図８の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの値を取り出してＹ軸のスケールを変えたものである。図１０は、線径０．６ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きした空芯コイル１ＢのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図であり、図１１は図１０の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉの値を取り出してＹ軸のスケールを変えたものである。
【０１１８】
図１２は、線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きした空芯コイル１ＣのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を表す図である。図１３は、線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍに、約１ｍｍの空隙を設けて１４ターン巻いた空芯コイル１ＤのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数の関係を表す図である。図１４は、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍの各ホルマル線を平板状に２５ターン密接巻きした空芯コイルの、周波数と各空芯コイルの実効抵抗Ｒｗの関係を示す図である。図１５は、線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径７０ｍｍに３０ターン密接巻きした空芯コイル１ＦのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。図１６は、線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径５０ｍｍに２０ターン密接巻きした空芯コイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。
【０１１９】
なお、図８〜図１３、図１５〜図１６に示す特性図は、全て対向するコイル間の距離をゼロで測定したものである。コイル間の対向する距離が離れていても、Ｒｎ、Ｒｓは、対向距離がゼロのときよりもわずかに変化するが、対向する距離が１０ｍｍ程度までは殆ど変化しない。実際には、対向する距離が増加すると、結合計数が低下し、１次側のリアクタンスが増大して、皮相電力が増加するので力率が低下する。このため、特許文献１とは異なり、電力伝送効率は特許文献１に記載の比較例１のデータよりも低下するのが確認されている。
【０１２０】
空芯コイルの実効抵抗による電力損失は、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）の規定で抑えることができ、後述するように、図７における、Ｒ１、Ｒ２の値が不明な点と、Ｔｗ、Ｔａ、はコイルの使用条件によって異なるので、本発明においては、前述の、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定を、対向距離ゼロか、あるいは実際に使用するコイルの対向距離において満足していればよい。
【０１２１】
まず、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。特許文献６を引用し、上記に説明したように、空芯コイルの実効抵抗Ｒｗは、周波数が上昇するとともに増加することが知られており、その原因として、表皮効果や渦電流損などが知られている。空芯コイル単体では、この実効抵抗Ｒｗを、計測によって正確に求められるが、図５のように構成された変成器においては、図８〜図１２に示すように、単に２次側コイルが対向しただけで、周波数が高い領域では、Ｒ１が、ＲｗからＲｎに上昇する。Ｒ１は１次側コイルの実効抵抗であるが、図４のＲ１（Ｒｗと同じ）の周波数特性と、図５のＲ１（Ｒｎと同じ）の周波数特性とは異なっているのが、図８〜図１２にプロットされたＲｗとＲｎのグラフにて分かる。
【０１２２】
さらに、上述の回路理論によると、図６に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側の純抵抗値は、（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）に増加することが知られている。ここで、Ｒ２は、２次側コイルの実効抵抗を表し、Ｍを１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンス、ωを角周波数（ω＝２πｆ、ｆは周波数、Ｈｚ）、２次側コイルの自己インダクタンスをＬ２とすると、Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）であり、ω２＞０、Ｍ２≧０、Ｌ２２＞０、Ｒ２２＞０、であるので、明らかに、Ａ２≧０である。なお、１次側のインダクタンスについては、１次側コイルの自己インダクタンスをＬ１とすると、図６に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側のインダクタンスは、（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）に減少することが知られている。
【０１２３】
ところが、図８のＹ軸を拡大して示した図９、図１０のＹ軸を拡大して示した図１１、および図１２を参照すると、周波数が高い領域では、ＲｓがＲｗより小さくなる場合が見られる。図９、図１０、図１１、図１２から明らかなように、Ｒｗ＞Ｒｓとなる周波数は、空芯コイル１Ａでは、約７０ｋＨｚ以上になり、空芯コイル１Ｂでは、２００ｋＨｚ以上、空芯コイル１Ｃでは、８００ｋＨｚ以上になる。平板渦巻き状に密接してホルマル線を巻いた空芯コイルでは、このように、ホルマル線の線径が太くなるほど、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数は低くなる。
【０１２４】
また、図８〜図１２から明らかなように、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しなくなる周波数が低い空芯コイルは、周波数の上昇に伴う実効抵抗Ｒｗの増加率も高い。図１４より、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１．０ｍｍの各異なる線径のホルマル線を、同じ２５回の巻数にしたコイル外径の異なる空芯コイルでも、前記の特性は同じで、ホルマル線の線径が太くなるほど、周波数の上昇に伴う実効抵抗Ｒｗの増加率も高いことが分かる。
【０１２５】
すなわち、回路理論に従うなら、Ｒｓ＞Ｒｎ＝Ｒｗ、の関係を満足しないといけないが、空芯コイル１Ａ〜空芯コイル１Ｃを使用し、図５、図６のように構成された変成器では、周波数が高い領域では、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足していない。例えば、空芯コイル１Ｂでは、周波数２００ｋＨｚ以上の点で、Ｒｗ＞Ｒｓ、となっているのが、図１０、図１１より分かる。
【０１２６】
Ｒｗ＞Ｒｓとなるような周波数領域では、正でないとならないＡ２が、負になってしまう。図８〜図１２で、Ｒｗ＞Ｒｓとなるような周波数領域では、図７に示す、実効抵抗Ｒ１およびＲ２の実際の値を求めることはできない。その一例を以下に示す。なお、ここでは実効抵抗から近似的に結合係数を求めるので、結合係数をｋｒと表記し、後述するように、インダクタンスから求めた結合係数をｋｉと表記することとする。
【０１２７】
既知の回路理論によれば、結合係数をｋｒとすると、相互インダクタンスＭ、１次側コイルの自己インダクタンスをＬ１、２次側コイルの自己インダクタンスをＬ２としたときに、Ｍ２＝ｋｒ２・Ｌ１・Ｌ２の関係が成り立つ。１次側コイルと２次側コイルに同一のコイルを使うなら、Ｒ１＝Ｒ２、Ｌ１＝Ｌ２、となるので、ω２Ｌ２２＞＞Ｒ２２を満足するときには、Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）≒ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２）＝ｋｒ２・Ｌ１／Ｌ２＝ｋｒ２、となる。そこで、（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）から、（Ｒｗ＋ｋｒ２Ｒｗ）＝Ｒｓ、となり、ｋｒ２≒（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ、として近似的にｋｒ２を求められ、ｋｒ＝√（（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ）となる。
【０１２８】
なお、ω２Ｌ２２＞＞Ｒ２２を満足しているかは、同一のコイルの場合、Ｒ１＝Ｒ２、Ｌ１＝Ｌ２であるので、ω２Ｌ１２／Ｒｗ２、を計算し、この値が５０以上の時に求めた結合係数の値は、誤差２％程度と判断している。図８〜図１３、図１５〜図１６においては、５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ以上になると、ω２Ｌ１２／Ｒｗ２＞５０となっている。Ｒｓ＞Ｒｗを満足する場合は、このようにして、Ｒｗ、Ｒｓより結合係数ｋｒを近似的に求めることができる。
【０１２９】
しかし、Ｒｗ＞Ｒｓとなると、正でないとならないＡ２が、負になってしまい、正であるべき結合係数ｋｒの二乗であるｋｒ２も負になるので、結合係数を実効抵抗Ｒｗ，Ｒｓより求めることはできず、前記（４）式から明らかなように、図７において、Ｒ１、Ｒ２の実際の値を求めることはできなくなる。Ｒｓ＝Ｒｗの場合なら、結合係数ｋｒはゼロとなってしまうし、Ｒｗ＞Ｒｓとなると、数学的には結合係数ｋｒは虚数になる。実際に２個のコイルが対向しており、相互インダクタンスＭが正であるのに、両コイル間の結合係数がゼロになることや、あるいは虚数になることは、理論上あり得ない。
【０１３０】
Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足しない周波数領域では、上記のように、図３５の実効抵抗Ｒ１とＲ２の値が不明になるうえ、コイルの実効抵抗Ｒｗも大きくなり、１次側、２次側のいずれのコイルに電流Ｉを流しても、Ｒ１×Ｉ２、Ｒ２×Ｉ２による電力損失が過大となって、コイルが発熱するので、実効電力伝送効率が低下する。なお、同一のコイルを、１次側、２次側ともに使用した場合、２×Ｒｗ＝Ｒｓとなると、結合係数ｋｒが１となるので、Ｒｓは、２×Ｒｗに近いほどよい。
【０１３１】
上記の特性から、１ｍｍのホルマル線を使った空芯コイル１Ａでは、特許文献１に記載してある比較例１のコイルと同じ電力伝送性能しか達成できないように思われる。
【０１３２】
特許文献１に記載してある比較例１の空芯コイルは、１ｍｍのエナメル単銅線を平板で渦巻き状に、２５回巻かれているものであり、空芯コイル１Ａとほぼ同じ構成である。本願発明者が、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する、特許文献１に記載の５０ｋＨｚを電力伝送周波数として追試したところ、１０Ωの無誘導抵抗に、約１７Ｗの実効電力を送ることができ、特許文献１の比較例１に記載の電力伝送性能とほぼ同等の電力伝送性能は確認できた。
【０１３３】
しかしながら、特許文献１では、１次側コイルと２次側コイルに同じコイルを使っているが、図８に示した空芯コイル１Ａを、１次側又は２次側コイルとして使い、他方のコイルとして、後述する、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足する図１５に示す空芯コイル１Ｆを使うことにより、空芯コイル１Ａは、少なくとも、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数が上昇するので、特許文献１に記載の比較例１よりも、電力伝送性能を向上させることができた。したがって、図８の空芯コイル１Ａであっても、磁性材等を使用することなく、空芯のままで電力伝送性能を向上させることができる。
【０１３４】
実測によると、空芯コイル１Ａにつき、Ｒｓ＞Ｒｗの条件を満足する周波数は、対向するコイルが、空芯コイル１Ａの場合には、７０ｋＨｚ、対向するコイルが、空芯コイル１Ｆの場合には、１００ｋＨｚ、対向するコイルが、空芯コイル１Ｇの場合には、１５０ｋＨｚ、となり、空芯コイル１Ａの、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する周波数を上昇させることができる。なお、空芯コイル１Ｆに空芯コイル１Ａを対向させた場合に、Ｒｓ＞Ｒｗの条件を満足する周波数は、２ＭＨｚとなるが、図８より、このような周波数では、空芯コイル１Ａの実効抵抗が高くなるので、後述するＲｗによる熱条件の規定、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、により、２次側コイルである空芯コイル１Ａに流すことが可能な電流を規定できる。
【０１３５】
次に、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。ＲｗとＲｓより前記したＡ２を求め、Ａ２の平方根を取ることにより、近似的に結合係数ｋｒを求めることができるのは上述したとおりである。
【０１３６】
図１３には空芯コイル１Ｄの、図１５には空芯コイル１Ｆの、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒがプロットしてある。空芯コイル１Ｄでは、図１３のように、周波数の上昇とともにＲｎが増加する割合が低く、１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している。空芯コイル１Ｆでは、図１５に示すように、周波数の上昇とともにＲｎが急激に増加し、８００ｋＨｚ以上の周波数領域では、Ｒｎ＞Ｒｓとなる。
【０１３７】
ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数ｋｒと周波数の関係を見ると、空芯コイル１Ｄは、１００ｋＨｚ以上で、結合係数ｋｒがほぼ０．８以上の値を保持しているのに対し、空芯コイル１Ｆでは、結合係数ｋｒは、１００ｋＨｚのときの０．９程度から、周波数が上昇するに従い低下し、１ＭＨｚでは０．６５程度まで低下しているのが分かる。したがって、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足しなくなる周波数は、できる限り高い方が好ましい。
【０１３８】
前記、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、図４のコイル単体および図５に示すように構成された変成器、のいずれもが理論上の理想的な特性に近づくので、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【０１３９】
しかしながら、周波数領域によっては、Ｒｎ＝Ｒｗは満足せず、Ｒｎ＞Ｒｗとなり、Ｒｎの影響を受けるので、図７において、Ｒ１とＲ２の値を正確に求めることはできない。また、Ｒ１、Ｒ２は、図３５に示すＲＬによって変動する。すなわち、Ｒ１、Ｒ２に流れる電流により、Ｒ１、Ｒ２は変動し、当然、周波数によっても変動するので、図３５において、電力伝送時の、Ｒ１、Ｒ２の実際の正確な値を測定することはできない。
【０１４０】
なお、本実施形態において、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の２つの条件を満足するかの測定には、同一のコイルを対向させた場合を記載しているが、構造、構成、外径などが異なる任意のコイル２個を対向させ、１次側コイル、２次側コイルのいずれかで計測してもよく、同一のコイルを対向させて測定しなくてもよい。
【０１４１】
また、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定に関する詳細な作用効果については、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇを参照し、後述する。
【０１４２】
次に、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の規定について説明する。上述したように、図３５にて、実際に負荷抵抗ＲＬに電力を伝送しているときの、コイルの実効抵抗Ｒ１、Ｒ２は不明である上、図６において、回路理論上は、Ｒ１＞Ｒｗになる。したがって、最低限、Ｒｗを基準にする以外、コイルの熱条件を規定することができない。
【０１４３】
この発明を実施する場合において、コイルの熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、コイルの構造や設置条件により決まる。例えば、コイルが空芯単体の場合は、θｉは高く、コイルが熱抵抗の小さい樹脂内に固定され、かつ水中に設置されるような場合は、θｉは低くなる。コイルが動作可能な温度Ｔｗ（℃）は、コイルの構造や用途により決まり、断熱性のよいケース内に組み込まれているか、変圧器のように機器内部に組み込まれている場合などでは、例えば５０℃〜８０℃、人体、動物などが触れるところに設置されているような場合などでは、例えば４０℃程度となる。コイルが設置される場所の周囲温度Ｔａ（℃）は、屋外などでは、例えば−２０℃〜４０℃、室内などでは、例えば１５℃〜３０℃、機器内部などでは、例えば４０℃〜５０℃となる。
【０１４４】
通常、物体は、温度が高くなるほど、周囲に多くの熱を放散するので、正確には熱拡散方程式を解く必要があるが、種々の構造を持つコイルにつき、比熱等の熱定数を加味して熱拡散方程式を解くのは困難であるので、下記の方法により簡易的に熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）を求める。
【０１４５】
まず、１次側、または２次側コイルが設置される場所にて、初期状態のコイル温度Ｔ１（℃）を求めておく。前記コイルに、直流の定電流Ｉｄ（Ａ）を流して、前記コイルの両端電圧Ｖｄ（Ｖ）を計測し、Ｐｄ＝Ｖｄ×Ｉｄ（Ｗ）として、前記コイルの消費電力を求める。金属導線は温度が上がると抵抗値が増加し、コイルの両端電圧Ｖｄが上昇するので、Ｖｄはペンレコーダー等で記録して平均値を求めるか、Ａ／Ｄ変換器等で逐次Ｖｄをモニターし、平均値を取るのが望ましい。熱平衡に達したら、コイル温度Ｔ２（℃）を測定する。熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、θｉ＝（Ｔ２−Ｔ１）／Ｐｄ（℃／Ｗ）として求められる。この測定は、Ｉｄの電流値を変えて数回測定し、平均値として求めるのが好ましい。
【０１４６】
このようにして求められた熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）に、実際の使用条件下でのコイルの実効抵抗Ｒｗ（Ω）とコイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）により決まる、実効抵抗Ｒｗが消費する電力、Ｒｗ×Ｉａ２（Ｗ）を掛けると、実際の使用条件下でのコイルの温度上昇値、Ｔｒ（℃）が求められる。Ｔｒ＝θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）となり、コイルが動作可能な温度をＴｗ（℃）、コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）とすると、Ｔｒ＝Ｔｗ−Ｔａとなり、不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）を満足しないと、コイルの使用可能温度を越えるので、本発明の実施が困難になる。
【０１４７】
実効抵抗Ｒｗ（Ω）に関する条件、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）は、前記不等式を変形し、ＲｗまたはＩａの条件を規定している。電力が伝送される周波数において、実効抵抗Ｒｗは、１次側または２次側コイル単体で実測して求められる変数、１次側または２次側コイルに流れる電流Ｉａも実測して求められるか、１次側においては電源条件により決まり、２次側においては負荷条件により決まる変数で、他の、Ｔｗ、Ｔａ、θｉは既知の定数となる。したがって、Ｒｗが求められれば、Ｉａの上限値が規定され、逆にＩａが決められれば、Ｒｗの上限値が規定される。
【０１４８】
Ｒｗは、直流抵抗Ｒｄと交流抵抗Ｒａの和であり、ＲｄとＲｗは直接実測することが可能なので、Ｉａを決定することにより、巻き数により増加する、ＲｄとＲａの和である実効抵抗Ｒｗの上限値を規定でき、実効抵抗Ｒｗと周波数の関係から、電力が伝送可能な周波数範囲を規定することができる。
【０１４９】
１Ｖ×１０Ａと、１０Ｖ×１Ａは、どちらも同じ１０Ｗの電力であるが、コイルの実効抵抗による電力損失は、１０Ａの場合は、１Ａの１００倍となる。電力ではなく、１次側、２次側を問わず、コイルに流れる電流Ｉａを考慮し、コイルの実効抵抗による電力損失を規定しないと、２個のコイル間での電力伝送効率を改善することはできない。
【０１５０】
本発明の各実施形態では、磁性材料を装備していない空芯コイルにより、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態にて、２個のコイル間で、従来では困難であった大電力を伝送できる空芯コイルを実現するものである。既述したように、力率は０．５以上ではあるが、疎結合状態では、１次側コイルに投入される無効電力が、実効電力を上回る場合もある。
【０１５１】
力率が１から０．５に低下すると、皮相電力により１次側コイルに流れる電流は、√２倍になり、１次側コイルの実効抵抗Ｒｗによる損失は２倍になる。そのうえ、２次側コイルに接続された負荷抵抗に電流が流れると、２次側コイルに流れる電流により発生する磁束が１次側コイルを形成する導線を貫き、渦電流損を発生させ、１次側コイルが発熱する。したがって、不等式、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）は、本発明を実施するのに満足するのが好ましく、満足していないと、本発明の実施が困難になる。
【０１５２】
なお、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している場合、図３５において、電源の内部抵抗Ｒ３が、Ｒｗと同等以下の値であれば、負荷抵抗ＲＬから見た２次側コイルは、１次側が短絡されていると見なせるので、Ｒ２は、Ｒｓとほぼ同等の値になる。したがって、２次側コイルにおいては、Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足していれば、さらに好ましい。また、図３５において、Ｒ１の値は不明ではあるが、１次側コイルにおいても、Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足していれば、より好ましい。
【０１５３】
ただし、一般の変成器において、鎖交磁束Φｃ、漏洩磁束Φｇと、結合係数ｋの関係は、ｋ２＝Φｃ／（Φｃ＋Φｇ）、１−ｋ２＝Φｇ／（Φｃ＋Φｇ）となっており、既知のとおり、鎖交磁束Φｃが実効電力を伝達している。漏洩磁束Φｇは、既知のとおり、リアクタンス性素子に印加されている電圧Ｖと、流れている電流Ｉの積である無効電力をもたらすものである。
【０１５４】
コイルにおいては、前記Ｉの位相は前記Ｖの位相よりも９０度遅れているため、Ｖの瞬間値とＩの瞬間値を掛けて、1周期積分すれば電力はゼロになるので、リアクタンス性素子であるコイルは電力を消費しない。この分野においては、漏洩磁束がエネルギー損失を起こすと明記し、鎖交磁束比率を上げるためにコイル形状を規定している文献が多数見られるが、上記したように、漏洩磁束は電力を消費しない。
【０１５５】
したがって、仮に実効抵抗Ｒｗが無視できるほど小さければ、漏洩磁束の比率には関係なく、大電力を伝送できる。しかしながら、特許文献２に開示されているような構成のコイルでは、実効抵抗Ｒｗは小さいものの、コイルの自己インダクタンスや結合係数が小さいので、力率が著しく小さい。このため、大きな皮相電力を１次コイルに供給しなければならなくなるので、電力伝送に適したコイルを実現するには、コイルの構成を定め、全てのパラメータを適切に設定し、なおかつ実効抵抗Ｒｗを可能な限り小さくしなければならない。
【０１５６】
なお、本発明の空芯コイルを電力伝送に使用可能な周波数の上限は、前記、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定により求めることができるが、前記空芯コイルを電力伝送に使用可能な周波数の下限は、空芯コイル単体に印加される電圧Ｖと、空芯コイル単体に流れる電流Ｉの位相差を、８０度以上と規定することにより求められる。
【０１５７】
Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数が低い空芯コイル１Ａでは、５ｋＨｚ以下まで、前記Ｖと前記Ｉの位相差が８０度以上になっているが、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数が１ＭＨｚを超える空芯コイル１Ｇでは、２０ｋＨｚ以下になると、前記Ｖと前記Ｉの位相差が８０度以下となる。このようにして、本発明における空芯コイルを、理論上の特性に近い周波数領域で使用することが可能となる。
【０１５８】
上述のごとく、この実施形態によれば、空芯コイル１ａの導線１１の線径とコイル外径と巻数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数ｋを確保できる。また、空芯コイル１ａの電流値Ｉａの上限、あるいは空芯コイル１ａの実効抵抗Ｒｗを決める巻数の上限を規定でき、負荷抵抗を接続したときのリアクタンスＸと純抵抗Ｒの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧と交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となり、かつ実効抵抗Ｒｗが小さい周波数近辺で空芯コイル１ａを使用することにより、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減することができる。さらに、実効電力効率を、例えば８５％以上に高めることができる。
【０１５９】
図１７は、図１に示した空芯コイルに用いられる他の導線の断面図である。図１では、単導線１２として断面が円形のものを用いたが、図１７（Ａ）に示した例のように断面が楕円形の単導線１２ａに絶縁被覆１３ａを施したものや、図１７（Ｂ）に示すように断面が多角形の単導線１２ｂに絶縁被覆１３ｂを施したものなどを用いることができる。この例においても、絶縁被覆１３ａ，１３ｂとしては、例えば、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。
【０１６０】
ただし、図１７において、最大外径ｄ１を示す線は、導線が巻回される面と平行になっていることが好ましい。これは、本発明の他の実施形態においても同様である。また、隣接している導線が密接している場合には、導線の接点が点になるように、巻回面に対して、断面の方向を決定するのが好ましい。
【０１６１】
図１８は導線を断面傘型に巻回した空芯コイルの断面図である。図１に示した空芯コイル１ａは、導線１１を平板空芯単層渦巻き状に巻回したのに対して、図１８に示した空芯コイル１ｂは、断面が傘型となるように空芯単層渦巻き状に形成したものである。
【０１６２】
この場合、図１８の巻き線幅Ｄ１、内径Ｄ２とし、２×Ｄ１＋Ｄ２が、導線の最大外形ｄ１の２５倍以上であることを条件としている。なお、２つの巻き線幅Ｄ１を示す線がなす角度θは、１８０度から９０度の間に設定するのが好ましい。ただし、図１８において、巻き線幅Ｄ１が内径Ｄ２の概ね１／４以下で、かつ短絡したコイルが対向したときに、前記、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している場合には、θがゼロに近いソレノイド形状とすることもできる。
【０１６３】
図１９は図１８に示した断面傘型に巻回した空芯コイル１ｂと、図１に示した断面平面型の空芯コイル１ａの磁場強度を対比して説明するための図である。図１に示した空芯コイル１ａは、図１９（Ｂ）に示すように、平面位置における磁場強度が、中央部分が強くなって周辺に行くほど磁場強度が弱くなっている。これに対して、図１９（Ａ）では図１８に示した断面傘型に巻回した空芯コイル１ｂの上下を反対にしたときの平面位置における磁場強度を示している。図１９（Ａ）に示すように、断面傘型に巻回した空芯コイル１ｂは、コイル面上の全面で、ほぼ均一の磁場強度を得ることができる。
【０１６４】
また、空芯コイル１ｂは断面が波線を描くように巻回してもよい。
【０１６５】
図２０は、絶縁材上に導線を巻回したコイルの断面図である。この例は図１に示した空芯コイル１ａを絶縁材５上に配置し、空芯コイル１ａの単導線１１上に絶縁性樹脂６を塗布したものである。この例では、絶縁性樹脂６が導線１１間に入り込んで固定されるので、空芯コイル１ａの変形を防止することができる。絶縁性樹脂６に代えて接着剤で空芯コイル１ａを絶縁材５上に固定してもよい。このような構成とすることにより、熱抵抗θｉを低減でき、コイルの発熱を抑えることができる。
【０１６６】
図２１は、この発明の他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は（Ａ）の線２Ｂ−２Ｂに沿う断面を拡大して示す。
【０１６７】
図２１（Ｂ）に示した実施形態では、単導線１２として最大径ｄ１が０．２ｍｍ以上の単導線１２に絶縁被覆１３を施した導線１１を平板空芯単層渦巻き状に巻回し、図２１（Ｂ）に示すように、空芯コイル１ｃの隣接する各導線１１間に空隙ｔを設けて疎巻きするようにしたものである。この例においても、絶縁被覆１３としては、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。また、隣接する導線１１間に空隙ｔを設けているので、絶縁被覆１３を施していない裸導線を用いてもよい。
【０１６８】
この実施形態においても、空芯コイル１ｃは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成される。さらに、空芯コイル１ｃの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上を満足することを条件としている。
【０１６９】
また、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ｃ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）、図２１（Ａ）に示した空芯コイル１ｃを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足している。
【０１７０】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０１７１】
さらに、空芯コイル１ｃの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ｃの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ｃが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ｃに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０１７２】
図１（Ｂ）に示すように、単導線を密接して巻いた場合には、導線を流れる電流により発生する磁束Φが、隣接する導線を貫き、隣接する導線内に渦電流を発生させるとともに、前記渦電流により、導線中を流れる電流が影響を受け、実効抵抗Ｒｗが増加する。この実施形態では、空隙を設けることで、図２１（Ｂ）に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えることができる。
【０１７３】
渦電流損は周波数に比例して増加するので、隣接する導線間に空隙を設けることにより、周波数の上昇による実効抵抗Ｒｗの増加を防止できる。なお、導線１１の近傍の磁束Φは強く、導線１１から少しでも離れると磁束Φは急激に弱くなるので、わずかな空隙でも効果があり、空隙の幅は任意の寸法に広げることができるが、余り広げすぎると、８回の巻線回数を確保できなくなる場合や、コイルの自己インダクタンスが２μＨ以下となる場合がある。
【０１７４】
図２２は、図８に示した密接巻の空芯コイル１Ａ単体の実効抵抗Ｒｗと、図１３に示した疎巻の空芯コイル１Ｄ単体のコイル実効抵抗Ｒｗの周波数特性を比較した図である。図２２に示すように、周波数が上昇したときに、疎巻の空芯コイル１Ｄの方が密接巻の空芯コイル１Ａに比べて、コイルの実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、直流抵抗を低く抑えることができる。
【０１７５】
図２３は、０．４ｍｍのホルマル単導線を２５ターン巻いた場合、空隙の幅により、コイルの実効抵抗の周波数特性が、どのように変化するかを示す図である。空隙の幅は、０、０．２ｍｍ、０．４ｍｍに設けてあるが、広い空隙の方が、周波数の上昇に伴う実効抵抗の増加が抑制できるのが分かる。なお、ターン数を同一としているので、空隙の幅が広くなるほどコイル外径は大きくなっており、コイルを構成する銅線の総延長が長くなっているので、低い周波数では、実効抵抗は空隙を設けない方が低くなっている。
【０１７６】
ただし、渦電流損は、磁束が貫く導体体積に比例するので、単導線の最大径が０．２ｍｍ以上でないと、導線間に空隙ｔを設けても、周波数の上昇によるコイルの実効抵抗Ｒｗの増加率はそれほど低下しない。図１４の、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きした空芯コイル単体の周波数と実効抵抗Ｒｗの関係から見ても、線径０．２ｍｍでは、周波数の上昇による実効抵抗の増加率は少なく、線径０．２ｍｍの単導線では、空隙を設けても、実効抵抗Ｒｗの周波数特性は余り改善できないのが分かる。
【０１７７】
図１４において、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きしたときの、５ｋＨｚでの実効抵抗Ｒｗは、０．８３Ω、１ＭＨｚでの実効抵抗は、２．５６Ωとなっており、実効抵抗の増加率は、２．５６／０．８３＝３．０８で、後述する線径１ｍｍの単導線を、空隙を設けて巻いた空芯コイル１Ｄの増加率、７．６よりも小さくなっている。ただし、線径０．２ｍｍの空芯コイルでは、Ｒｗの絶対値が大きくなり、熱抵抗θｉが小さくなるので、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）の規定を満足するように、伝送する電力に適切な導線径を選択しないとならない。
【０１７８】
本実施形態の一例である空芯コイル１Ｄの特性を、図１３を参照して説明する。空芯コイル１Ｄにおいては、直径１ｍｍのホルマル線を使用しているが、５ｋＨｚから１ＭＨｚの間で、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足しているのが分かる。図８と比較すれば明らかなように、全く同一のホルマル銅線を使用しても、空隙を設けて巻くことにより、周波数の上昇による実効抵抗の増加率が著しく改善されているのが分かる。
【０１７９】
図からは読み取りにくいので、具体的な数値で示すと、５ｋＨｚのときの空芯コイル１ＡのＲｗは、約０．０８Ω、空芯コイル１ＤのＲｗは、約０．０５Ω、となっており、１ＭＨｚのときの空芯コイル１ＡのＲｗは、約３．８Ω、空芯コイル１ＤのＲｗは、約０．３８Ω、となっている。周波数による増加率を見ると、空芯コイル１Ａでは、３．８Ω／０．０８Ω＝４７．５、空芯コイル１Ｄでは、０．３８Ω／０．０５Ω＝７．６となっている。このように、空芯コイル１Ｄ単体の実効抵抗Ｒｗの周波数特性は大きく改善されており、高い周波数でも実効抵抗Ｒｗが低いので、空芯コイル１Ｄを使うと、高い周波数で電力が伝送可能となる。高い周波数の方が、対向させたコイル間の結合係数が高いことは、特許文献４を引用し、説明したとおりである。
【０１８０】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０１８１】
上述のように、隣接する導線間に空隙を設けることにより、特許文献６の表１、特許文献７の図７と比べて、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗の増加率を著しく改善することができる。線材を変えた特許文献６、特許文献７に対し、本発明の実施形態では同一の線材で前記のような性能改善を実現している。また、特許文献６、特許文献７には、インダクタンスの記載がないが、１ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ｄ単体の自己インダクタンスは、約６．９μＨで、リアクタンスＸｉは、約４３Ω、実効抵抗Ｒｗは、約０．３８Ω、コイルのＱは、Ｑ＝Ｘｉ／Ｒｗ＝４３／０．３８＝約１１５と非常に性能がよい。
【０１８２】
空芯コイルの高周波特性を改善したものとして、特許文献、特開２００３−７３８８３号公報があるが、前記特許文献の段落番号００２２に記載されている構成の空芯コイルのＱは、前記特許文献の図４を参照すると、１ＭＨｚにて１３〜１８程度となっており、構成は異なるものの、従来技術の空芯コイルに比べ、１ＭＨｚにおける空芯コイル１ＤのＱは非常に高いうえ、前記特許文献の図３と比較すると、実効抵抗Ｒｗも小さい。
【０１８３】
一方、１ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ａ単体の自己インダクタンスは、約２３μＨで、リアクタンスＸｉは、約１４５Ω、実効抵抗Ｒｗは、約３．８３Ω、コイルのＱは、Ｑ＝Ｘｉ／Ｒｗ＝１４５／３．８３＝約３８で、空芯コイル１Ｄの高周波数での特性は空芯コイル１Ａよりも著しく改善されており、空芯コイル１Ａに比べ、インダクタンスは低下しているが、実効抵抗が低い空芯コイル１Ｄは、高周波数でも使用可能であることが分かる。しかし、特許文献６、特許文献７には、インダクタンス、Ｑのみならず、上述した、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、の関係も何ら規定しておらず、電力伝送に関する記載も見られない。
【０１８４】
図２４は、この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は（Ａ）の線３Ｂ−３Ｂに沿う断面を拡大して示す。
【０１８５】
この実施形態は、空芯コイル１ｄの外周部における隣接する導線１１は密接して密巻きされ、内周部における隣接する導線１１は空隙を有して疎巻きされて平板空芯単層渦巻き状に巻回されている。その結果、図２４（Ｂ）に示すように、空芯コイル１ｄの外周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅ｔ１は、空芯コイル１ｄの内周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅ｔ２よりも狭くなっている。
【０１８６】
この実施形態においても、空芯コイル１ｄは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成される。さらに、空芯コイル１ｄの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であることを条件としている。 また、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ｄ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）、図２４に示した空芯コイル１ｄを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足している。
【０１８７】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０１８８】
さらに、空芯コイル１ｄの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ｄの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ｄが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ｄに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０１８９】
密巻された空芯コイルが生成する磁束密度は、外周部近辺では低く、内周部では高いため、外周部を蜜巻きし、内周部を疎巻きするように空芯コイル１ｄを構成することによって、できる限りコイル面上の磁束密度を一定にし、空芯コイル１ｄに対向しているコイルとの相対位置が変動したときの伝送可能電力の低下を軽減できる。内周部は磁束密度が高いので、空隙を設けることにより、渦電流損を防止できる。空隙の作用効果は前述したとおりである。
【０１９０】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０１９１】
図２５は、この発明のその他の実施形態における電力伝送装置のコイルに用いられる裸単導線の集合体を示す断面図である。前述の実施形態は、導線１１として、単導線１２に絶縁被覆１３を施したものを用いたのに対して、この実施形態は、図２５に示すように、最大径ｄ２が０．３ｍｍ以下の裸単導線１４の集合体を絶縁被覆１３ｃで覆ったいわゆるビニール線と称される導線１１ｃを用いる。裸単導線１４は、撚らないほうが好ましい。
【０１９２】
裸単導線の集合体は、裸単導線の集合のみでは、撚らないと、その集合体が電線としての形状を保持できない。避雷針の接地線は鬼撚り線と呼ばれ、複数の裸単導線を単方向のピッチに撚らず、ランダムに撚って、実効抵抗を下げていることが知られている。
【０１９３】
また、複数の裸単導線１４の集合体に強い撚りピッチを加えると、裸単導線１４同士が密接し、図２５の導体断面が、図１（Ｂ）の単導線１２と同じになるので、表皮効果や渦電流損の影響を低減できなくなる。ただし、１ｍｍの単導線を用いて形成した空芯コイル１Ｄを参照し、後述するが、コイルを形成する導線として裸単導線の集合体を使用し、導線間に空隙を設けて巻回する場合においては、適切な撚りを施した方が、高周波数での特性がよい場合もある。実際にビニール線を巻いて作成したコイルは、殆どの場合、１ＭＨｚ以上の周波数帯域まで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの規定を満足する。
【０１９４】
巻回方法としては、図１に示したように、隣接する導線１１を密着させて巻回する方法や、図２１に示したように、隣接する導線１１間に空隙を設けて巻回する方法を適用可能である。いずれも平板空芯単層渦巻き状に巻回することでコイルを形成できる。なお、導線１１ｃを密接巻したとき、隣接する導線との間に絶縁被覆１３ｃによる空隙を設けることができ、図２１に示した実施形態と同様にして、空隙を設けることで、図２１（Ｂ）に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により、導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えるとともに、前記渦電流により、導線中を流れる電流が影響されるのを防ぎ、実効抵抗の増加を低減できる。なお、表皮効果の影響も低減できる。
【０１９５】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０１９６】
図２６は、この発明のその他の実施形態におけるコイルを形成する導体内部に絶縁層を有する電力伝送装置のコイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は（Ａ）の線４Ｂ−４Ｂに沿う断面を拡大して示す。図２７は、図２６に示したコイルに用いられる導線の断面図である。
【０１９７】
この実施形態は、図２７（Ｂ）に示す単導線１５に、ポリウレタンなどの透明樹脂を絶縁被覆１６として施した、例えば、図２７（Ａ）に示す断面構造を持つ導線８の集合体導線である１１ｄ（通称リッツ線とも称される）を、コイルを形成する導線として用いる。
【０１９８】
図２７（Ａ）に示す導線１１ｄにおいて、導体１５の断面積と、絶縁被覆１６の断面積との比率は、導線径や導線内部の導体分割数などにより決まるので、一概にはいえないが、導線１１ｄは、それぞれに絶縁被覆１６が施された、例えば７本の単導線８の集合体で構成されている。単導線８は、絶縁被覆１６を除く導体１５の最大径をｄ４としたときに、ｄ４が０．３ｍｍ以下であって、絶縁被覆の厚さαを（ｄ４）／３０以上に選ぶのが好ましい。また、絶縁被覆１６以外の空気層も絶縁体層であるところから、図２７（Ａ）のように、導線８が７本含まれる最小の円を描き、その円に内接する正六角形を考え、前記正六角形の面積と、線径ｄ４の導体１５の７本の合計断面積を計算すると、導線断面中の絶縁体層の比率は、空気層も含め、約１１％になる。
【０１９９】
空芯コイル１ｅは、図２６（Ａ）に示すように、絶縁性樹脂で形成されたボビン７に導線１１ｄを図２６（Ｂ）に示すように、多層密接巻きして構成される。空芯コイル１ｅは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄがリッツ線１１ｄの最大径ｄ３の２５倍以上であり、かつ導線１１ｄの巻き数が８以上になるように構成される。さらに、空芯コイル１ｅの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上を満足することを条件としている。
【０２００】
また、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ｅ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）、図２６に示した空芯コイル１ｅを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足している。
【０２０１】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０２０２】
さらに、空芯コイル１ｅの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ｅの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ｅが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ｅに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０２０３】
図２６に示した実施形態は、図２７（Ｂ）に示した単導線８からなる導線１１ｄをボビン７に多層密接巻きしたが、これに限ることなく、図１に示した単層密接巻きや、図２１に示した単層疎巻き、図２４に示した外周部における隣接する導線は密接して密巻きし、内周部における隣接する導線は空隙を有して疎巻きしてもよい。
【０２０４】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０２０５】
また、本実施形態においては、特開２００３−１１５３６８に記載のように、リッツ線を数本撚って１本の撚り線とし、さらに前記撚り線を数本まとめて撚り、太い電線としてもよい。特開２００３−１１５３６８に記載のコイルは、電力伝送用のコイルではなく、誘導加熱調理器（いわゆる電磁調理器）のコイルに関するものであるが、段落番号、００２１、００２４に、「設計によって決められる」と記載され、試行錯誤を繰り返すことによるしかコイルの構成を決定できないことが明記されている。しかし、本発明によれば、前述したように、また後述するように、前記、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、の周波数特性を計測することにより、電力伝送に最適なコイルを選別し、実現することが可能となる。
【０２０６】
ここで、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇを参照し、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定に関する詳細な作用効果について説明する。
【０２０７】
リッツ線は、リッツ線を構成する各ホルマル線の自己インダクタンスＬａ，Ｌｂ…、を並列に接続した、図２８のような等価回路を持つものと考えられる。リッツ線を、平板単層渦巻き状に空隙を設けて巻いても、空芯コイル単体の実効抵抗Ｒｗの周波数特性は余り改善されず、逆に空芯コイル単体の自己インダクタンスが低下するところから、リッツ線は、各ホルマル線間、および導線間の相互インダクタンスにより、コイルとして形成したときの自己インダクタンスが変化するものと考えられる。すなわち、撚り方や撚りのピッチ、巻き方（密接巻き、疎巻き、多層巻き）、巻数、外形などにより、コイルとして形成したときの特性が変わってくる。
【０２０８】
図１５に示した空芯コイル１Ｆと、図１６に示した空芯コイル１Ｇに使われている導線は、どちらも同じ、導体外径が０．０５ｍｍ、絶縁被覆の厚さが０．００５ｍｍ、導線外径が０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線で、空芯コイル１Ｆは外形７０ｍｍに３０回密接巻きされ、空芯コイル１Ｇは外形５０ｍｍに２０回密接巻きされている。
【０２０９】
空芯コイル１Ｆと、空芯コイル１Ｇの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を、図１５、図１６で比較すると、空芯コイル１Ｆでは、Ｒｎ＞Ｒｓとなる点が８００ｋＨｚ以上に存在するが、空芯コイル１Ｇでは、１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足している。この原因が、撚り方や、撚りのピッチに関係しているのか、あるいは巻数や外形、巻き方に関係するものなのかは断定できないが、少なくともコイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定すれば、該コイルが電力伝送装置用に適しているかどうかの判断ができる。その具体的な方法を以下に述べる。
【０２１０】
図２９は、５．０ｋＨｚから１．０ＭＨｚの各周波数における、空芯コイル１Ｂ、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇの、単体インダクタンスＬｗと、短絡した同一の空芯コイルが距離ゼロで対向したときの、インダクタンスＬｓの値、および下記に示す計算法により近似的に求めた結合係数ｋｉを記載した表である。この表の各ｋｉが、図１０、図１１、図１５、図１６にプロットされたｋｉである。
【０２１１】
まず、コイルのインダクタンス変化から結合係数ｋｉを近似的に求める方法を説明する。上述のように、図４のときのコイルの自己インダクタンスをＬｗ（Ｈ）、図５のときの１次側コイルのインダクタンスをＬｎ（Ｈ）、とすると、図４〜図５において、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ、の関係が成り立ち、図６のように、１次側コイルに対向している２次側コイルが短絡されているときの１次側のインダクタンス成分をＬｓ（Ｈ）、とすると、Ｌｓ＝（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）、の関係が成り立つ。実効抵抗ＲｗやＲｎとは異なり、実測上も、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ、となっている。Ｌ１、Ｌ２、Ａ２、については、前述したとおりである。
【０２１２】
１次側と２次側に同一のコイルを使った場合は、Ｌ１＝Ｌ２、Ｒ１＝Ｒ２なので、Ｌｓ＝（Ｌｗ−Ａ２Ｌｗ）の関係が成り立ち、５０〜１００ｋＨｚ以上では、ω２Ｌ２２／Ｒ２２、が５０以上なので、Ａ２≒ｋｉ２、とみなせる。したがって、ｋｉ２＝（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ、ｋｉ＝√（（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ）として近似的に結合係数ｋｉが求められる。前述したとおり、このようにして、インダクタンスの変化、Ｌｗ、Ｌｓ、より求めた結合係数をｋｉと表記している。図１５と図１６にプロットされたｋｒとｋｉを比較すると、図１６においては、ｋｒとｋｉが、ほぼ一致しているのが分かる。
【０２１３】
しかし、図１５においては、ｋｒとｋｉの一致は見られない。さらに、比較例として、空芯コイル１Ｂにおいて、図１０、図１１に前記ｋｒと前記ｋｉがプロットしてあるが、図１１において、Ｒｎ＞Ｒｓとなる周波数を境に、ｋｒが急激に減少しているのが分かる。実際に、図１６に示す空芯コイル１Ｇを２個使用した場合は、２ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足しており、４ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しているので、高い周波数、高い力率、高い実効電力効率で電力を伝送でき、電力伝送性能が非常によい。
【０２１４】
すなわち、高い周波数で、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足し、高い周波数で、Ｒｎ／Ｒｗの値が１に近いほど、コイルの性能はよく、周波数の上昇によるＲｗの増加も少ない。このように、周波数と、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの関係を見ることにより、あるいは、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒの周波数特性と、ＬｗとＬｓより求めた結合係数ｋｉの周波数特性を比較することにより、空芯コイル単体の実効抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を予測することが可能となる。
【０２１５】
したがって、空芯コイルを構成するリッツ線の適切な撚り方や撚りピッチ、巻き方は、複数のコイルを形成して、コイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定し、好ましくはＬｗ，Ｌｓの周波数特性も測定して、ｋｒとｋｉの周波数特性を比較すれば、実際に電力伝送を行わずとも、最適な状態を見つけることが可能になる。この手法は、リッツ線に限らず、単銅線、ビニール線、その他後述する他の実施形態の電線にも適用でき、電力伝送に適したコイルを選ぶことができる。すなわち、線材、線径、寸法、形状、巻き方などを変えることにより、空芯コイル単体の実効抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を判断することが可能となり、従来の技術では実現できなかった電力伝送性能の良いコイルが提供できる。
【０２１６】
例えば、１ｍｍの単導線を用い、空隙を設けて巻いた空芯コイル１Ｄは、３ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足しており、６ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているので、空芯コイル１Ｇに比べ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｗ、の規定に関しては余り差がない。しかし、４ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ｄ単体のＲｗは、０．８７Ω、空芯コイル１Ｇ単体のＲｗは、２．３Ω、１０ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ｄ単体のＲｗは、２．９Ω、空芯コイル１Ｇ単体のＲｗは、１７Ω、となっており、空芯コイル１Ｄは、空芯コイル１Ｇよりもコイル単体の実効抵抗Ｒｗの高周波特性がよくなっている。
【０２１７】
そのため、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の規定により、単導線にて形成した空芯コイル１Ｄは、リッツ線にて形成した空芯コイル１Ｇよりも高い周波数で使用可能となる。このように、本発明は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の各規定により、従来の技術では実現できない空芯コイルを実現したうえで、該コイルを使用するのに最適な周波数領域を選べるという、優れた効果を奏するものである。
【０２１８】
図３０〜図３３は、この発明のその他の実施形態における電力伝送装置のコイルを構成する導線の構造を示す図である。
【０２１９】
図３０は、パイプ状の導体１７内に絶縁材料１８が充填されており、パイプ内が空洞である場合に、パイプが折れて、曲げ加工ができなくなるのを防止している。なお、パイプの材質やパイプの肉厚により、パイプ自体が可撓性を持つ場合は、パイプ内が空洞であってもよい。
【０２２０】
図３１は、絶縁材料１９上に、分割して導体２０を形成したものの一例を示す。
【０２２１】
図３２は、絶縁材料２１上に、分割して導体２２を形成し、絶縁材料２１の内部にも導体２３を形成したものの一例を示す。
【０２２２】
図３３は、箔状導体と絶縁材料を重ね、断面が螺旋状で、導体と絶縁体が交互に存在するように導線を形成したものである。すなわち、図３３（Ａ）に示すように箔状導体２４と絶縁材料２５とを積層し、図３３（Ｂ）に示すように積層した箔状導体２４と絶縁材料とを巻回し、図３３（Ｃ）に示すように断面が螺旋状となる導線を形成したものである。
【０２２３】
なお、特許文献、特開平５−２４３０４９号公報には、図３３（Ｃ）に類似した断面構造を持つコイルを形成する導線が記載されているが、前記特許文献には単に導線の表皮効果を低減する作用効果が記載されているのみであり、本発明の実施形態における絶縁材の作用効果については記載されていない。そのうえ、前記特許文献の段落番号００１４には、絶縁材としては、ＳｉＯ２（酸化ケイ素）のような硬質物質を使用することが記載されているので、前記導線は、図３３（Ｃ）の実施形態のように、可撓性を持たず、コイルを形成するのに必要な曲げ加工に適していない。
【０２２４】
また、同心円状に導体と絶縁体を交互に形成し、導線とするには、製造方法上の問題がある。前記特許文献に記載されている導線は、コアに巻かれることを前提としており、構成や製造方法の差異のみならず、導線の作用効果が本発明と異なるうえ、平板状に磁性材料を装備せずに導線を巻回し、コイルの構成や特性を規定した本発明に使用される導線とは異なるものである。
【０２２５】
図３０〜図３２は、導線を構成する単導線の周上に導体層が有るが、前記導体層に絶縁被覆を施しても、施さなくても、前記実施形態に適合するなら、いずれでもよい。
【０２２６】
上述のごとく、図３０〜図３２は、コイルを形成する導体内部に絶縁層を有する実施形態で、絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせ、導線の曲げ加工を容易にするものである。
【０２２７】
また、図２７（Ａ）に示す単導線を束ねて形成した導線内に存在する空気層、図２７（Ａ）、図３０〜図３２に示す導線を多層巻きする場合において、コイル断面に存在する空気層も、絶縁材とみなせる。
【０２２８】
図２７（Ａ），図３０〜図３２の実施形態では、導線を構成する導体の表面積を増加させることができ、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、導線内の導体を貫く磁束経路に存在する導体体積を減少させることができるので、表皮効果および渦電流損による実効抵抗Ｒｗの増加を防止できる。
【０２２９】
図２７（Ａ），図３０〜図３２の実施形態は、導線を構成する導体を分割し、導線内部に絶縁層を設ける一例に過ぎず、その他の実施形態が存在することは言うまでもない。
【０２３０】
上述の各コイルは、１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力装置における送電コイルや受電コイルのみならず、２つのコイルが分離不能な変圧器（変成器）として使用することも可能である。
【０２３１】
上述した各実施形態に示す空芯コイルは、各実施形態のものを１次側コイル、２次側コイルとして同一の空芯コイルを使用する必要はなく、例えば図１の実施形態に示す空芯コイル１ａであっても、巻数や外形が異なる空芯コイルを、１次側コイル、２次側コイルとして用いてもよく、あるいは、図１の実施形態の空芯コイル１ａと、図２１の実施形態の空芯コイル１ｃを組み合わせることもできる。前記のような構成とすることにより、特許文献４の段落番号０００３に記載の、巻線比が１：１しか実現できないという課題を解決でき、巻線比を任意に設定可能な、空芯コイルを使った電力伝送手段が実現できる。
【０２３２】
このような場合、Ｒｗは、各空芯コイル単体で計測し、Ｒｎ、Ｒｓは、両コイルを対向させ、各コイルにおいて計測し、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足するかを確認すればよく、１次側、２次側の各コイルにて、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、の周波数特性を見ることにより、両コイルを組み合わせたときの電力伝送性能が予測できることは、上述したとおりである。
【０２３３】
あるいは、異なる数種のコイルを作成し、各コイルにおいて、同一のコイルを対向させ、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を計測した後に、特性の良いコイルを組み合わせて使ってもよく、組合せ後に、１次側コイル、２次側コイルにおいて、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を計測すれば、より好ましい。
【０２３４】
次に、コイルの巻回数、８回につき説明しておく。特許文献２に記載のコイルは５回の巻回数で、１ＭＨｚにおける、前記コイルのＬｗは、０．７９μＨ、Ｌｓは、０．４５μＨ、Ｌｗ、Ｌｓから近似的に計算した結合係数ｋｉは、０．６６となる。また、前記コイルが、Ｒｗ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する周波数は、２ＭＨｚとなっている。前記コイルと同じ導線を使って同形状に８回巻回したコイルは、Ｌｗが、約２．１μＨ、Ｌｓが、約０．７μＨ、近似的に計算した結合係数ｋｉは、約０．８３となっている。
【０２３５】
特許文献２に記載の導線を８回巻回したコイルは、前述したように、実際には実効抵抗が過小なうえ、Ｒｗの周波数特性も悪く、かつ十分なリアクタンスを確保できる高周波数領域で、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足していないために、導線の適切な撚り方および巻き方を選ばないと使用できないが、高周波領域で使用する最低のインダクタンスと結合係数が確保できるので、上記の実測結果から最低限８回の巻回数を規定している。
【０２３６】
上述したように、コイルの構成によりインダクタンスや結合係数が変化するので、従来の技術では、実際に電力伝送を行わないと性能の判断ができないが、本発明は、コイルの実効抵抗、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を見ることにより、電力伝送性能の判断ができ、電力伝送性能のよいコイルが実現できるという、優れた効果を奏するものである。
【０２３７】
また、１次側コイルと、２次側コイルとを電磁的に結合させ、少なくとも一方のコイルの直流抵抗をＲｄとし、そのコイルの１ＭＨｚにおける実効直列抵抗をＲｆとしたときにＲｆ＜Ｒｄ×２５を満足する空芯コイルを実現してもよい。
【０２３８】
前述したように、コイル単体ではなく、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を厳密に判断するには、前記Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を計測する必要があるが、多数のコイルを２個以上製作し、前記Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を計測するのには、かなりの工数がかかるため、簡便に判断するには、コイル単体で、前記、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定を満足する空芯コイルであってもよい。
【０２３９】
同一の線材で構成された空芯コイル１Ａと空芯コイル１Ｄにおいて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する周波数は、空芯コイル１Ａが７０ＫＨｚ、空芯コイル１Ｄが１ＭＨｚ以上となっており、前記、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定は、空芯コイル１Ａと空芯コイル１Ｄの、直流抵抗Ｒｄ（５ｋＨｚの実効抵抗Ｒｗとほぼ同一値）と１ＭＨｚの実効抵抗Ｒｆの比、Ｒｆ／Ｒｄから導いている。前述したように、Ｒｆ／Ｒｄの値は、空芯コイル１Ａでは約４８、空芯コイル１Ｄでは約８となっており、両数値の単純平均値は、（４８＋８）／２＝２８、相乗平均値は、√（４８×８）＝１９となり、さらに、２８と１９の単純平均値と相乗平均値を求め、これを繰り返すと、単純平均値と相乗平均値は、どちらも幾何平均値、２３．６に収束する。Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定にある数値２５は、前記の幾何平均値、２３．６を基準としたものである。
【０２４０】
Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定を満足するコイルを使用する場合は、コイルの構成は上述した実施形態に限定されず、電力を伝送する周波数は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）のいずれかの規定により決めることができる。
【０２４１】
なお、空芯コイルに、磁束遮蔽を目的として、磁性材板や金属板を近接させることがあるが、そのような場合は、通常、磁性材板や金属板の近接が、空芯コイルの電力伝送性能を劣化させる。例えば、図２０、図２１の実施形態や、図２７（Ａ）の導線を平板空芯単層渦巻き状に巻回したコイルの対向面の反対側に、磁性材料板や、金属板を設置した場合などである。あるいは、図２６の実施形態において、ボビン状の内径空洞内に、透磁率の低い磁性材料を装備するか、空洞に円筒状の金属リングを装備する場合などである。さらに、図２１の実施形態において、コイル外径Ｄの５分の１程度以下の幅を持った金属板を２枚十字にして絶縁材にコイルを固定する場合などである。
【０２４２】
このような場合などでも、ある周波数範囲で、Ｒｓ＞Ｒｗ、または、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する場合があるが、これらの構成で、磁性材、金属板等は本発明の空芯コイル本体の性能を左右するものではなく、コイルは実質的に空芯と見なされる。
【０２４３】
本発明の空芯コイルは、電力伝送性能が高く、コイルが生成する磁場強度が高いので、例えば特許文献３の段落番号０００８に記載されているように、機器の電子部品を磁場から遮蔽するために、コイルの対向面の反対側に、磁性材や金属板などを装備した場合、その目的は、本発明の空芯コイルの電力伝送性能を改善するものではなく、単に磁気遮蔽材として装備しているに過ぎない。
【０２４４】
このような場合は、１個の構成からなる発明ではなく、本発明を元にし、別の作用効果を意図しているものである。すなわち、本発明における空芯コイルの特性や性能の改善（例えばインダクタンスを高くしても、実効抵抗Ｒｗが増加すれば性能改善にはならず、上述した本発明の空芯コイルの特性のうち、１つでも劣化すれば改善にはならない）を目的とせずに、磁性材料や金属材料が本発明の空芯コイルに近接しているときなどは、本発明の空芯コイルの電力伝送性能自体は、本発明の空芯コイルの構成や作用効果と異なるものではなく、コイルは空芯と見なせ、本発明の範囲に包含される。
【０２４５】
本発明において、導線を形成する導体の材質は特に限定されないが、本実施形態にて述べている各空芯コイルは、全て前記導体に銅を用いている。本発明においては、導体として比抵抗が小さい銅を使うのが好ましいが、比抵抗が小さい他の金属、あるいは合金を導体として使うこともできる。
【０２４６】
なお、上記に述べてきた電力伝送装置の空芯コイルを、送電部あるいは受電部の少なくとも一方に装備した電力伝送装置が実現できるのは言うまでもない。
【０２４７】
また、上記に説明した各空芯コイルの実効抵抗やインダクタンスの測定には、１ＭＨｚまでは、アジレント社のＬＣＲメータ、４２８４Ａ、１〜１０ＭＨｚの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、１〜１０ＭＨｚの計測は、１、２、４、１０ＭＨｚの各点でしか計測できないので、例えば、４ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗを満足し、１０ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しない場合は、補間により、Ｒｓ＝Ｒｗとなる周波数を推定している。
【０２４８】
以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０２４９】
この発明の電力伝送装置の空芯コイルは、送電部から受電部に電力を伝送するのに利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０２５０】
【図１】この発明の一実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２】図１に示したコイルの外形形状の変形例を示す図である。
【図３】変成器の入力インピーダンスを求める等価回路である。
【図４】この発明の一実施形態における電力伝送装置の空芯コイルにおけるコイル単体の等価回路を示す図である。
【図５】従来例で説明した図３４のように構成された電力伝送装置の変成器部分の等価回路を表す図である。
【図６】２次側コイルを短絡したときの変成器の等価回路を表す図である。
【図７】２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
【図８】線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで２５ターン密接巻きした空芯コイル１Ａの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を示す図である。
【図９】図８の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの値を取り出してＹ軸のスケールを変えた図である。
【図１０】線径０．６ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きした空芯コイル１Ｂの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。
【図１１】図１０の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉの値を取り出してＹ軸のスケールを変えた図である。
【図１２】線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きした空芯コイル１Ｃの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を示す図である。
【図１３】線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍに空隙を設けて１４ターン巻いた空芯コイル１Ｄの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数の関係を示す図である。
【図１４】０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍのホルマル線を平板状に２５回巻いたコイルの周波数と、各コイルの実効抵抗Ｒｗの関係を示す図である。
【図１５】線径０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線を、外径７０ｍｍで３０ターン密接巻きした空芯コイル１Ｆの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。
【図１６】線径０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線を、外径５０ｍｍで２０ターン密接巻きした空芯コイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。
【図１７】図１に示した空芯コイルに用いられる導線の他の例を示す断面図である。
【図１８】導線を断面傘型に巻回した空芯コイルの断面図である。
【図１９】図１８のコイルと図１のコイルの水平位置と磁場強度を表す図である。
【図２０】絶縁材上に導線を巻回した空芯コイルの断面図である。
【図２１】この発明の他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２２】図８に示した密接巻の空芯コイル１Ａと、図１３に示した疎巻の空芯コイル１Ｄとのコイル実効抵抗Ｒｗが増加する状態を比較して示した図である。
【図２３】線径０．４ｍｍのホルマル線を、０、０．２ｍｍ、０．４ｍｍの空隙幅を設けて２５ターン巻いた各空芯コイルのＲｗと周波数の関係を示す図である。
【図２４】この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２５】この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルに用いられる導線の一例である裸単銅線の集合体の断面図である。
【図２６】この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２７】図２６に示した空芯コイルに用いられる導線であるリッツ線の断面の一例を示す図である。
【図２８】リッツ線の等価回路図である。
【図２９】空芯コイル１Ｂ、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇの、各周波数における、Ｌｗ、Ｌｓ、ｋｉを示す表である。
【図３０】パイプ状の導体内に絶縁材料が充填されている導体の断面図である。
【図３１】絶縁材料上に、分割して導体を形成した導線の断面図である。
【図３２】絶縁材料上に、分割して導体を形成し、絶縁体内部にも導体を形成した導線の断面図である。
【図３３】箔状導体と絶縁材料を重ね、断面が螺旋状で、導体と絶縁体が交互に存在するように形成した導線の断面図である。
【図３４】１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力伝送装置の概略ブロック図である。
【図３５】図３４に示した１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力伝送装置の等価回路図である。
【図３６】平板渦巻き状に同一回数巻いた空芯コイルの線径とインダクタンスの関係を表す図である。
【符号の説明】
【０２５１】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１e，２ 空芯コイル、３ 送電回路、４ 受電回路、５ 絶縁材、６ 絶縁性樹脂、７ ボビン、８ リッツ線、１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ 導線、１２，１２a，１２ｂ 単導線、１３，１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１６ 絶縁被覆、１４ 裸単導線、１５，１７，２０，２２，２３，２５ 導体、１８，１９，２１，２４ 絶縁材料。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力伝送装置の空芯コイルおよび電力伝送装置に関し、特に、コイル間に生じる相互誘導作用により電力を伝送する電力伝送装置の空芯コイルおよび電力伝送装置
に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、送電用コイルと、受電用コイルが分離可能な電力伝送装置は、本願の図３４に示すように、送電用コイル１と、受電用コイル２とを対向して配置し、送電制御回路３から送電用コイル１に交流電流を流すと、相互誘導作用により受電用コイル２に起電力が誘起され、前記起電力による電流が受電制御回路４に流れて電力伝送が行われる。送電用コイル１あるいは受電用コイル２は、導体を渦巻き状に巻回して構成される。
【０００３】
このようなコイルの一例が、例えば特開平４−１２２００７号公報（特許文献１）に記載されている。この特許文献１に、比較例１として記載されたコイルは、平面渦巻き型コイルであって、直径１ｍｍのエナメル銅線を２５ターン巻線し、外径８０ｍｍ、内径２４ｍｍに作成し、磁心部を設けず、これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）、電磁誘導で出力が発生する方を２次側（出力側）とするものである。
【０００４】
特開平７−２３１５８６号公報（特許文献２）にはコイルの他の例が記載されている。この特許文献２に、比較例として記載されたコイルは、ドーナツ状の平面渦巻き型コイルであって、直径１００μｍの絶縁被覆が施された銅線を１００本束ねたものを５ターン巻線し、外径３０ｍｍ、内径１５ｍｍ、厚さ１．５ｍｍに作成し、磁性材料を装備せず、これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）、電磁誘導で出力が発生する方を２次側（出力側）とするものである。
【０００５】
特開平１１−９７２６３号公報（特許文献３）には、「従来の渦巻き型状コイル３０’は、線材（丸線）３１’を渦巻き状に巻回することによって製造されるが、線材３１’としてその断面形状が円形の丸線を使用している」、と記載され、特に線材や巻数に関する記載はないが、断面が円形の線材を渦巻き状に巻回することによって作成される電力伝送装置のコイルは、公知であることが記載されている。
【０００６】
また、特許文献３においては、断面が、円形ではなく矩形の導体を用いることにより、電力伝送性能が向上できると記載されている。このような導体により形成されたコイルは、同一外径であれば巻線回数を増やすことができ、空芯でも、断面が円形の導体で構成されたコイルよりも電力伝送性能が向上可能と記載されている。
【０００７】
特開平６−６１０７２号公報（特許文献４）には、導体断面が円形でその外周が絶縁された２本の絶縁導線を平行に近接させ、この２本を一緒に同一平面上で渦巻き状に巻回してコイル体を形成することが記載されており、周波数が１０ｋＨｚでは結合係数が急によくなり、１００ｋＨｚ以上では１００％近くなることが記載されている。
【０００８】
特許第３１４４９１３号公報（特許文献５）には、複数の絶縁導線を一次，二次巻線として近接密着して平面に配置することにより、厚み方向に対して隙間無く配置でき、かつ鉄芯を装備せず、導線のみで構成して薄型化し、使用周波数が１００ｋＨｚより高い平板状空芯トランスについて記載されている。
【０００９】
実開平６−２９１１７号公報（特許文献６）には、導体を巻回して構成されるコイルは、渦電流損および表皮効果によって、周波数の上昇により導体の交流抵抗が増大することが記載されている。その回避方法として、複数の単導線をフラットケーブル状にしてコイルを形成する導線とすることが記載されており、他の線材を使って巻回したコイルと比較した交流抵抗の周波数特性が記載されている。
【００１０】
また、特開平１１−２５１１５８号公報（特許文献７）には、前記特許文献６のフラットケーブルを構成する導線をリッツ線とすることが記載されており、銅板などを巻回したコイルと比較した交流抵抗の周波数特性が記載されている。
【特許文献１】特開平４−１２２００７号公報（第５頁、第２表）
【特許文献２】特開平７−２３１５８６号公報（段落番号００４９）
【特許文献３】特開平１１−９７２６３号公報（段落番号０００９、図３、段落番号００１４、００１６、請求項３および４）
【特許文献４】特開平６−６１０７２号公報（段落番号００１３、００１４、図１、図３）
【特許文献５】特許第３１４４９１３号公報（段落番号００４６、請求項１および２）
【特許文献６】実開平６−２９１１７号公報（段落番号０００２、００１３）
【特許文献７】特開平１１−２５１１５８公報（段落番号０００３、図７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
最初に、本願では、引用する文献によって、使用されている用語が異なるため、まず用語について説明しておく。本願の図３４の送電制御回路３、送電コイル１を含む部分を、送電側、１次側、入力側等と表記し、送電コイル１を、送電コイル、送電用コイル、１次コイル、１次側コイル等と表記する。また、本願の図３４の受電制御回路４、受電コイル２を含む部分を、受電側、２次側、出力側等と表記し、受電コイル２を、受電コイル、受電用コイル、２次コイル、２次側コイル等と表記する。
【００１２】
さて、上記の特許文献のうち特許文献１〜３に記載されているコイルは、比較例や従来例としてのもので、断面が円形の導線により形成された平面渦巻き型コイルを用いた場合には、磁性材料を装備しないと性能向上が図れない旨の記載が見られる。
【００１３】
しかしながら、平面渦巻き状コイルの利点は、その形状にあり、特に機器側に装備される受電用コイルは、薄くないと実装上の問題が発生する。特に、２次電池を内蔵した小型の携帯機器などでは、スペースの制約上、コイル体積をできる限り小さくすることが要求されている。電力伝送性能を向上させるために、例えば特許文献２に記載されているように、磁性材料で構成された板材をコイルの対向面の反対側、しかも特許文献２の請求項１によると、必ず２次側（機器側）に装備しないといけないのであれば、コイルの体積が増加し、機器に内蔵するのが困難になるという問題がある。
【００１４】
そのうえ、特許文献２の請求項８には、フェライト円板の厚さとして、０．１ｍｍ〜５ｍｍと規定され、さらに特許文献２の図９を参照すると、フェライト円板の厚さとして、０．５ｍｍ以上の厚さが必要と見られ、特許文献２の図１０においては、フェライト円板の厚さが増加するほど伝送効率がよくなっている。このようなフェライト円板を、特に小型化が要求される機器側に設置されるコイルに装備しないと、電力伝送性能が改善できないことが記載されている。
【００１５】
特許文献１〜３のいずれにも、断面が円形の導線で形成した空芯の平面渦巻き状コイルでは、効率よく電力が伝送できないことが記載されているが、その理由については明記されていない。そこで、課題を明確にするため、まず、特許文献１において、比較例１として挙げられている空心コイルに関する開示データについて検討してみる。
【００１６】
特許文献１に記載の比較例１において、特許文献１の第７図より概算計算すると、コイルの対向距離、ｇ＝５ｍｍ、周波数、ｆ＝５０ｋＨｚ、２次側負荷電流、Ｉ２＝約０．５Ａのときに、伝送効率、η＝約６５％で、２次側電力、Ｐ２＝２０Ｗの電力が伝送可能と記載されている。
【００１７】
しかしながら、この実測結果には納得し難い点がある。特許文献１では、１次側、２次側に同一コイルを使用しており、変成器として見た場合、巻線比が１：１であるので、２次側電圧は、１次側電圧以下にしかならないはずである。しかし、上記実測条件から計算すると、２次側の電圧値Ｖ２は、Ｖ２＝２０Ｗ／０．５Ａ＝４０Ｖで、特許文献１の第７図には、Ｖ１＝２９Ｖと、１次側コイルに印加される電圧が２９Ｖであることが明記されている。すなわち、昇圧作用を持たない巻線比１：１の変成器が、入力電圧、Ｖ１＝２９Ｖ、出力電圧、Ｖ２＝４０Ｖの昇圧効果を呈しているという実測結果となっている。これは、比較例１のみならず、実施例１においても、前記第７図の２次電流Ｉ２、約０．５Ａの箇所を見れば、同様の実測結果となっている。
【００１８】
そして、特許文献１の第６図を参照すると、比較例１では、コイルの対向距離、ｇ＝５ｍｍのときには、１次側コイルの電流密度は、Ｊ１＝約７．５Ａ／ｍｍ２になっている。前記したコイルに使用されているエナメル単銅線の直径は、１ｍｍであるので、前記単導線の断面積は、０．５２×π＝０．７８５ｍｍ２になる。したがって、１次側コイルに流れている交流電流は、実効値で、７．５Ａ／ｍｍ２×０．７８５ｍｍ２＝約６Ａになる。特許文献１の第７図より、コイルの対向距離、ｇ＝５ｍｍ、２次側電流、Ｉ２＝約１Ａのときの伝送効率、η＝約７０％から逆算すると、２次側の電力Ｐ２は、Ｐ２＝２０Ｗなので、１次側の電力Ｐ１は、Ｐ１＝２０Ｗ／０．７＝２８．６Ｗ、となり、１次側コイルに印加されている電圧Ｖ１は、Ｖ１＝２８．６Ｗ／６Ａ＝４．７６Ｖとなる。
【００１９】
一次側コイルに４．７６Ｖの電圧を印加し、６Ａの電流を流そうとすると、１次側コイルのインピーダンスＺは、Ｚ＝４．７６Ｖ／６Ａ＝約０．８Ωにならなければならない。本願発明者がほぼ同等のコイルを製作して実験したところ、前記コイルの自己インダクタンスは、約２５μＨで、５０ｋＨｚでの前記コイル単体のインピーダンスＺは、Ｚ＝約７．７Ω、１０Ωの負荷抵抗を接続した２次側の前記コイルを、距離ゼロで１次側の前記コイルに対向させたときのインピーダンスＺは、Ｚ＝約５．９Ω、となっており、実際にこの条件下で、実効値５Ｖの交流電圧を前記１次側コイルに印加しても、実効値０．８Ａ前後の電流しか流れなかった。
【００２０】
しかも、前記コイルの実測した複素インピーダンスの実数成分（純抵抗成分あるいは実効直列抵抗）は、周波数５０ｋＨｚのときに、約０．２６６Ωで、この純抵抗成分による損失は、６Ａ×６Ａ×０．２６６Ω＝約９．６Ｗにもなる。このような負荷電力の半分に近い過大電力が１次側コイルで消費されると、１次側コイルは発熱して使用できなくなる。そのうえ、前記の損失電力は１次側コイルのみのもので、２次側コイルの前記純抵抗成分による電力損失等を勘案すると、伝送効率ηは、前記した７０％以下になるはずである。特許文献１の記載には、このような疑問点が見られる。
【００２１】
以後、複素インピーダンスの実数成分、純抵抗成分あるいは実効直列抵抗は、全て実効抵抗と表記する。実効抵抗は、導線の直流抵抗と、特許文献６、特許文献７に記載されている渦電流損、表皮効果等による交流抵抗の和であり、特段の記載がない限り、実効抵抗は直流抵抗と交流抵抗の和とする。
【００２２】
さらに、特許文献１の第５図には、コイルの対向距離と結合係数の関係が図示してあるが、平板状の空芯コイルを対向させた変成器において、コイルの対向距離と結合係数の関係は、コイル外径との関数となるはずである。また、結合係数は、電力伝送周波数によっても異なり、このことは、特許文献４に、周波数と結合係数の関係として、１０ｋＨｚ以上では結合係数が急によくなり、１００ｋＨｚでは、ほぼ１００％になることが記載されていることからも明瞭である（特許文献４、段落番号００１４、図３）。
【００２３】
特許文献４には、特に、導線径や巻数に関する記載はないが、同じく２本の単導線を同一平面状に渦巻き状に巻回して、１次側コイルと２次側コイルを形成し、両コイルを分離不能としたうえで、周波数の上昇による表皮効果を積極的に利用し、結合係数の増加を意図している（特許文献４、段落番号００１３）。そして、特許文献４では、結合係数の周波数特性を勘案し、特許文献５の請求項に、使用可能な周波数領域として、１００ｋＨｚ以上という規定を追加している（特許文献５、請求項１および２）。
【００２４】
特許文献４には、磁性体を装備しないことによる軽量薄型化、鉄損の回避による高周波数での動作条件などからも、空芯が好ましいと記載されており（特許文献４：段落番号００１０）、平面渦巻き状で電力伝送性能のよい空芯のコイルが望まれている。
【００２５】
上記した特許文献１の理論的な疑問点は別として、特許文献１に開示されている比較例１のコイルにおいて、空芯では性能が劣る理由を説明する。
【００２６】
特許文献６の段落番号０００２に記載されているように、渦電流損および表皮効果は、周波数が上昇すると、コイルの実効抵抗を増加させる。この特性は、特許文献７の段落番号０００３に記載されているように、単導線の線径が太いほど、顕著な影響があることが知られている。特許文献１の比較例１として記載されているコイルでは、前記したように、５０ｋＨｚになると、実効抵抗は、コイルの直流抵抗、約０．０８Ωの、約３倍以上の、０．２６６Ωになる。
【００２７】
本願の図３５は、特許文献１に記載された比較例１のコイルを、本願の図３４の送電用コイル１と受電用コイル２に用いたときの等価回路図である。本願の図３４の送電制御回路３は、電源Ｖで示され、Ｒ３は電源Ｖの内部抵抗であり、Ｒ１は送電用コイル１の実効抵抗であり、ＲＬは受電制御回路４に接続される負荷抵抗であり、Ｒ２は受電用コイル２の実効抵抗である。
【００２８】
１次側および２次側コイルの双方に、特許文献１の比較例１として記載されたコイルを使うと、本願の図３５に示すように、実効抵抗Ｒ１が電源Ｖに直列に接続され、実効抵抗Ｒ２が負荷抵抗ＲＬに直列に接続されることにより、少なくともＲ１、Ｒ２の２箇所で電力損失が発生する。これを回避するには、周波数を下げ、前記した表皮効果、渦電流損の影響を低減するしかないが、周波数を下げると、コイルのリアクタンスが減少し、送電用コイル１に過大電流が流れ、実効抵抗Ｒ１と、交流電源の内部抵抗Ｒ３による電力損失が発生する。しかし、特許文献１の比較例１に記載のコイルを、１次側、あるいは２次側のみに装備し、特性のよい他のコイルを前記コイルに対向させることにより、磁性材料を装備せずとも電力伝送性能を向上できる。その具体的な方法ついては、後述する。
【００２９】
次に、特許文献２に記載されているコイルについて説明する。なお、特許文献２に開示されているコイルについても、本願発明者が同一のコイルを作成し、前記コイルの特性を計測している。特許文献２に比較例として記載されているコイルは、直径１００μｍの絶縁被覆銅線を１００本束ねた太い導線を５ターン巻線しているだけであるため、自己インダクタンスが、約０．８μＨと小さく、コイル形状により相互インダクタンスも小さくなるので、力率が低下し、皮相電力、無効電力が大きくなる。また、線径が太くかつターン数が少ないので、特許文献２の段落番号００５１に記載されている周波数１００ｋＨｚにおいては、コイルの実効抵抗が、約１７ｍΩと小さくなりすぎるという問題がある。
【００３０】
前記コイルの自己インダクタンスは約０．８μＨで、前記コイルを２個用い、本願の図３５に示すように、送電用コイル１と受電用コイル２とからなる変成器を構成した場合、周波数１００ｋＨｚでは、負荷抵抗ＲＬを１０Ωとしたときの、電源Ｖ側から見た１次側コイルのインピーダンスＺは、Ｚ＝約０．６Ωと非常に小さい値となっている。本願の図３５において、Ｒ３で示される電源Ｖの内部抵抗は、通常０．５Ω〜数十Ωであり、電源Ｖに、前記１次側コイルが接続されると、電源Ｖは短絡された状態に近くなってしまうため、電源Ｖの内部抵抗Ｒ３が相当の電力を消費し、電力を効率よく伝送できなくなってしまううえ、伝送可能な電力値も少なくなる。もともと、特許文献２に記載されているコイルは、コイル対向面の反対側に磁性体板を装備することにより、自己インダクタンスを確保し、コイルが対向したときに磁束を閉じ込め、結合係数を増加させる意図で作成されており、空芯コイルとして最適化されたものではない。
【００３１】
特許文献２においては、空芯コイルの電力伝送性能を、比較例として挙げているだけであり、さらに、実測結果には、特許文献１と同じ疑問点がある。特許文献２の段落番号００６０には、１次側電圧Ｖ１を、Ｖ１＝１．３Ｖとする旨の記載がある。そして、電力値との関係を、特許文献２の図６（ｂ）より参照すると、最も性能のよいコイルの効率最大点は、２次側電流Ｉ２が、Ｉ２＝０．５Ａの点で、２次側で１Ｗの電力が伝送可能となっている。２次側電圧Ｖ２は、Ｖ２＝１Ｗ／０．５Ａ＝２Ｖであり、特許文献１と同じく、実測結果によると、入力電圧Ｖ１＝１．３Ｖ、出力電圧Ｖ２＝２Ｖとなっており、巻線比、１：１の変成器が、昇圧効果を呈している。
【００３２】
また、特許文献２の段落番号００５１には、１次側電圧Ｖ１を、Ｖ１＝４Ｖ、一定とする旨の記載がある。２次側に１０Ωの負荷抵抗を接続した特許文献２の比較例に記載のコイルは、前記したように、１００ｋＨｚにて、約０．６Ωのインピーダンスを持つので、１次側コイルには、Ｉ＝４Ｖ／０．６Ω＝６．６Ａ、の電流が流れ、皮相電力Ｐａは、Ｐａ＝４Ｖ×６．６Ａ＝２７ＶＡ、となる。特許文献２の段落番号００５２に記載の表４を参照すると、２次側電力Ｐ２は、Ｐ２＝１．４Ｗ、伝送効率ηは、η＝８％となっているので、Ｐ２とηから逆算すると、１次側の実効電力は、１．４／０．０８＝１７．５Ｗとなり、１次側の力率を計算すると、１７．５Ｗ／２７ＶＡ＝６４．８％となる。しかし、後述するように、特許文献２に記載のコイルは、結合係数が０．６程度であり、上記のような力率が得られるとは考えられないうえ、直径が３ｃｍの平板コイルに１７．５Ｗの実効電力が投入され、そのうちの９２％が損失なら、コイルは発熱して使えなくなる。
【００３３】
特許文献２も、特許文献１と同じく、詳細に開示データを検討すると、疑問点があるが、特許文献２に記載されたコイルも、空芯で使うには適していない構成であるのは上記に説明したとおりである。
【００３４】
また、特許文献３においては、特に明細書内には記載はないが、断面が矩形の導体を単層渦巻き状に巻回することにより、空芯であっても性能向上が図れる旨の記載がある（請求項３、請求項４）。その作用効果として、断面が円形の場合に比べ、断面を矩形とすることにより、導体の断面積が同じ場合で、コイル外径が同じ場合には、巻数を増やすことができるので、電力伝送性能を向上できると記載している（段落番号００１６）。また、巻数が同一の場合には、コイル外径を小さくでき、導線の総延長を短くできるので、導線抵抗を低減でき、電力伝送性能を向上できると記載している（段落番号００２４）。
【００３５】
しかしながら、特許文献４の段落番号０００４には、特開平４−４２９０７号公報を引用し、断面が矩形の場合は、導体間の静電容量が増加するので、高周波での動作が難しいことが記載され、段落番号００１０には、「両導線を近接しても点でしか接触しないことにより両導線間の静電容量を最小に出来」、と記載されている。特許文献４における導体間の静電容量は、主として１次側コイルの導線と２次側コイルの導線間のものであるが、特許文献３においても、コイルを形成する導線の断面が矩形の場合は、断面が円形の場合に比べて、巻回された導線間に大きな静電容量が発生することは容易に推察できる。
【００３６】
本願の図３６は、断面が円形の導線を、平板単層渦巻き状に２５回、同一回数巻回したときの、線径ｄとインダクタンスＬの関係を示した図である。
【００３７】
特許文献３では、導体を単層渦巻き状に巻回した場合、巻数が同一であれば同一のインダクタンスが得られるという前提にて作用効果を論じているが、本願の図３６より、導体を単層渦巻き状に同一回数巻回した場合、インダクタンスＬは導線断面積により変化し、同一にはならない。したがって、特許文献３に記載されている作用効果は期待できない。
【００３８】
特許文献６には、単導線をフラットケーブル状に形成した導線を使用してコイルを構成することにより、周波数の上昇による実効抵抗の増大を軽減できる旨が記載されている。また、特許文献６の段落番号００１３、表１には、フラットケーブルを用いたコイルと他の線材を用いたコイルの、５０Ｈｚと１００ｋＨｚにおける実効抵抗が記載されている。
【００３９】
同じく特許文献７の段落番号０００９には、さらにリッツ線をフラットケーブル状にしてボビンに巻回することにより、周波数の上昇による実効抵抗の増加を低減可能であることが記載されており、特許文献７の図７には、銅板、単銅線などを巻回して形成したコイルと比較した実効抵抗の周波数特性の改善率が明記されている。
【００４０】
しかし、特許文献６、特許文献７に記載の実効抵抗に関し、いずれの特許文献も周波数の上昇に伴う実効抵抗の増加率を、抵抗値ではなく比で表しており、実効抵抗の実際の数値が不明である。そして、特許文献６、特許文献７に限らず、本願にて引用している特許文献には、コイルの重要な特性であるインダクタンスについて言及されている文献はない。すなわち、実効抵抗の周波数特性の改善率が、インダクタンスの減少率よりも高くないと、換言すれば、高い周波数でコイルのＱを高くしないと、性能の良いコイルが実現できたとは言えない。
【００４１】
特許文献１、特許文献２においては、特許文献６、特許文献７とは逆に、透磁率の高い磁性材料をコイルに装備することにより、周波数の上昇による実効抵抗の増加率よりもインダクタンスを増加させて、コイルのＱを上げる手法を使っているものと推察される。本発明では、単導線を使った空芯コイルであっても、高い周波数で、Ｑを高くすることができる。その具体的な方法については、後述する。
【００４２】
また、特許文献６の段落番号００１３の表１を参照すると、従来例と実施例の比較において、導体断面積と、コイル外寸、ターン数は記載されているが、導体の総延長が不明であるため、実効抵抗の絶対値が分からない。仮に実施例の５０Ｈｚでの抵抗値を５０ｍΩとし、特許文献６の図４に記載されたコイルの５０Ｈｚでの抵抗値が１０ｍΩとするなら、１００ｋＨｚでの実施例のコイルの実効抵抗は８０ｍΩ、前記図４のコイルの実効抵抗は１３０ｍΩとなり、コイル形状による放熱性を考量すると、前記図４のコイルのほうが熱上昇は小さくなる。そして、実施例のように導線を分割すると、各導線のインダクタンスを並列接続することになるので、インダクタンスが前記図４のコイルより小さくなることが推測できる。
【００４３】
しかも、特許文献７の段落番号００２３、図７を参照する限りにおいて、巾８ｍｍ、厚さ１ｍｍの銅板を４ターン巻回したコイルに比べ、実施例の１００ｋＨｚでの実効抵抗の改善率は、約１／２．５であり、周波数の上昇に伴い改善度合いが低下している。５０Ｈｚ〜１００ｋＨｚ間の実効抵抗の増加率は、特許文献６の実施例では、１．８倍、比較例では、１３倍、特許文献７の実施例では、約５倍、比較例では、約９倍となっており、コイルの構成は異なるが、実効抵抗の周波数特性がよいリッツ線を使った特許文献７の実施例の方が、特許文献６の実施例よりも改善率が悪くなっている。本発明では、平板空芯コイルにおいて、特許文献６、特許文献７に比べると、周波数の上昇に伴う実効抵抗の増加率を著しく改善することができるうえ、電力伝送に最適なコイルを実現できる。その具体的な方法については、後述する。
【００４４】
さらに、特許文献６の段落番号００２０、００２１、図３には、フラットケーブルを平板渦巻き状に巻回したコイルが開示されているが、図３のコイルについては、他の線材を用いて平板渦巻き状に構成したコイルとの性能比較や作用効果については何も記載されておらず、また、図３のコイルが電力伝送に使用可能であることも全く記載されていない。
【００４５】
そして、特許文献７の段落番号００２５には、「高周波巻き線１０を、例えば電気自動車の充電にも用いることができるようになる。」と、空芯コイルが電力伝送用に使用可能という記載があるが、送電、受電、両コイルの相対位置に関する記載がない上、仮に電力伝送用に使用可能としても、電力伝送性能については全く記載されていない。すなわち、電力伝送用の性能がよいコイルを実現するには、自己インダクタンス、相互インダクタンス（結合係数）を確保でき、かつ実効抵抗による電力損失がもたらすコイルの発熱を回避するために、適切な構成のコイルを選ばねばならず、単にコイルの実効抵抗の周波数特性を改善するだけでは不十分である。
【００４６】
上記に説明してきたように、平板に導線を単層渦巻き状に巻回した空芯コイルは電力伝送性能が悪いというのが従来の定説となっており、磁性材料等を装備することによって、電力伝送性能の向上が図られている。そして、電力伝送性能を左右する一つの要因である前述したコイルの実効抵抗と周波数の関係を、前記空芯コイルの構成と共に考察した従来技術は存在しない。すなわち、従来の技術では、電力を伝送するための適切な単層渦巻き状に巻回した空芯コイルが実現できていない。
【００４７】
そこで、この発明の目的は、スペースファクタがよく、高い電力伝送性能を持ち、高い周波数でも使用可能な、電力伝送装置の空芯コイルおよび電力伝送装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
この発明は、コイルを電磁的に結合させて電力を伝送する電力伝送装置の空芯コイルであって、２個のコイルのうちの少なくとも一方のコイルの直流抵抗をＲｄ（Ω）、とし、少なくとも一方のコイルの１ＭＨｚにおける実効直流抵抗をＲｆ（Ω）、としたときに、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５を満足する。
【００４９】
この発明の他の局面は、送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線が単導線で、少なくとも一方のコイルは、単導線を単層渦巻き状に巻回してあり、導線の導体単体の最大径をｄ１、少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、少なくとも一方のコイル外径Ｄが最大径ｄ１の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数における少なくとも一方のコイル単体の純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【００５０】
この発明によれば、線径とコイル外径と巻数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数を確保でき、負荷抵抗を接続した２次側コイルが１次側コイルと対向したときの、１次側コイル両端のリアクタンスＸと純抵抗Ｒの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧と交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となる周波数近辺であって、かつ実効抵抗Ｒｗが小さい周波数近辺でコイルを使用することにより、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減することができる。
【００５１】
両コイル対向時に、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓが、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗよりも大きくなることにより、電力を伝送する周波数において、実効抵抗Ｒｗの小さいコイルを選別でき、かつ、電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。そして前記したように、自己インダクタンスを確保でき、実効抵抗Ｒｗが低いコイルは、高いＱを持つ。
【００５２】
したがって、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｗを満足するコイルを使用することにより、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００５３】
好ましくは、電力を伝送する周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【００５４】
この例では、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗ（Ω）、の関係が、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効抵抗Ｒｗの小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。
【００５５】
また、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００５６】
好ましくは、少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【００５７】
この例では、実効抵抗Ｒｗと前記Ｉａによる熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限と、実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００５８】
好ましくは、少なくとも一方のコイルを形成する導線に絶縁被覆が施されている場合において、少なくとも一方のコイルの隣接する各単導線を密接して巻回する。
【００５９】
例えば、ホルマル線などのように導線に絶縁被覆を施すことで、導線の酸化を防ぎ、隣接する導線間の短絡防止を図ることができる。また、コイルの直径Ｄおよび巻数の規定により、必要な自己インダクタンスを確保するとともに、両コイル間の所定対向距離において、必要な結合係数を確保することができる。
【００６０】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７０％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば１５Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００６１】
より具体的には、単導線の最大径ｄ１が０．２ｍｍ以上のときに、少なくとも一方のコイルの隣接する各導線間に空隙を設ける。空隙を設けない場合、各導線が発生する磁束は、隣接する導線を全て貫通し、磁束が隣接した導線を貫通することにより発生する渦電流損により、周波数が上昇したときに、実効抵抗Ｒｗが増加するが、空隙を設けることにより、前記磁束が隣接した導線を貫通することにより発生する渦電流損を少なくできるので、周波数が上昇したときに、コイル単体の実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。
【００６２】
また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、実効抵抗を低く抑えることができる。ただし、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、単導線の最大径が０．２ｍｍ以上でないと、導線間に空隙を設けても、周波数の上昇による実効抵抗の増加率はそれほど改善できない。
【００６３】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００６４】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば６０％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば２０Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００６５】
この発明の他の局面は、送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線は、それぞれの最大径が０．３ｍｍ以下に選んだ複数の裸単導線の集合体に絶縁被覆を施した導線を単層渦巻き状に巻回して構成され、複数の裸単導線の集合体の最大径をｄ２、少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、少なくとも一方のコイル外径Ｄが最大径ｄ２の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数におけるコイル単体の実効抵抗をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【００６６】
この発明では、先の発明と同様の作用効果をなすとともに、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、０．３ｍｍ以下の裸単導線の集合体を、少なくとも一方のコイルを形成する導線とし、導体の表面積を増加させることによって、渦電流損と表皮効果による実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。
【００６７】
好ましくは、電力を伝送する周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【００６８】
この例では、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗ（Ω）、の関係が、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効抵抗Ｒｗの少ない小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。
【００６９】
また、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００７０】
好ましくは、少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【００７１】
この例では、実効抵抗Ｒｗと前記Ｉａによる熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限と、実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００７２】
好ましくは、ビニール線のように、導体径に比べ、厚い被覆を持つ導線を使用することで、被覆により導体間に空隙を設けるか、被服が薄い場合には、被服を含む導線間に空隙を設けることにより、導線の酸化を防ぎ、導線間の短絡防止を図ることができる。また、線径とコイル外径と巻数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数を確保できる。空隙の作用効果は、既述したとおりである。
【００７３】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００７４】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７０％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば２５Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００７５】
この発明のさらに他の局面は、送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線には、導線内部に絶縁体層が設けられ、絶縁層の断面積が導線全体の断面積の１１％以上であって、コイルは、導線を渦巻き状に密接して巻回してあるか、または多層巻きしてあり、導線の最大径をｄ３、コイル外径をＤとしたとき、少なくとも一方のコイル外径Ｄが最大径ｄ３の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、伝送する交流電力の周波数における少なくとも一方のコイル単体の実効抵抗をＲｗ（Ω）、伝送する交流電力の周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【００７６】
この発明では、先の発明と同様の作用効果をなすとともに、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、コイルを構成する導線内部に絶縁体を設け、導線中を貫通する磁束経路に存在する導体体積を減らし、導体の表面積を増加させることによって、渦電流損と表皮効果による実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせ、導線の曲げ加工を容易にするものである。
【００７７】
好ましくは、電力を伝送する周波数における、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【００７８】
この例では、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、両コイルを対向させたときに、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）、少なくとも一方のコイル単体での実効抵抗Ｒｗ（Ω）、の関係が、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効抵抗Ｒｗの少ない小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。
【００７９】
また、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【００８０】
好ましくは、少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【００８１】
この例では、実効抵抗ＲｗとＩａによる熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限と、実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００８２】
具体的には、導線は、それぞれに絶縁被覆が施された複数の単導線の集合体で構成され、かつ、単導線は、絶縁被覆を除く導体の最大径をｄ４としたときに、ｄ４が０．３ｍｍ以下であって、絶縁被覆の厚さｔが（ｄ４）／３０ｍｍ以上に選ばれている。この構成のコイルは、それぞれに絶縁被覆が施されたｎ本の単導線の集合体で構成され、各単導線に隣接する他の単導線との間に、前記絶縁被覆により、空隙が設けられており、各単導線に流れる電流により発生する磁束密度が、１／ｎとなるうえ、各単導線の体積が小さいので、渦電流損が低減できる。なお、表皮効果の影響が低減できることは言うまでもない。
【００８３】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００８４】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７５％以上に、実効電力伝送効率を、例えば９０％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば３０Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００８５】
好ましくは、コイルの外周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅が内周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅よりも狭いか、外周部における隣接する導線は密接しており、内周部における隣接する導線間に空隙を設ける。
【００８６】
コイルが生成する磁束密度は、外周部近辺では低く、内周部では高いため、外周部を蜜巻きし、内周部を疎巻きすることにより、コイル面上で、できる限り磁束密度を一定にし、対向しているコイルの相対位置が変動したときの伝送可能電力の低下を防止できる。内周部は磁束密度が高いので、空隙を設けることで渦電流損を防止できる。空隙の作用効果は、既述したとおりである。
【００８７】
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【００８８】
すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７５％以上に、実効電力伝送効率を、例えば９０％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば４０Ｗ以上の電力を伝送できる。
【００８９】
好ましくは、送電部のコイルと、受電部のコイルとを固定し、分離不能とすることで、変圧器として使用可能になる。
【００９０】
なお、通常の変圧器とは異なり、固定前に１次側コイル単体と２次側コイル単体の特性を計測し、かつ両コイルを対向させた特性も計測可能である。最初から一体構造で設計された変圧器は、実際に組み立てないと性能を確認できないが、本発明では、特性を計測し、実際に電力伝送性能の確認を行ってから、コイルを固定することができる。そして、一次側コイルと２次側コイルの巻き線比を、任意の比率に設定可能な、軽量、薄型、空芯の、特性がよい変圧器が実現できる。
【００９１】
より好ましくは、コイルの変形を防止するために、コイルを絶縁材に沿って巻回するか、コイルを絶縁性樹脂内に固定するか、コイルを絶縁材に沿って巻回し、コイルを絶縁性樹脂または接着剤により絶縁材に固定する。絶縁材の反対側に他のコイルを配置することで、コイルを構成している導線の絶縁層を保護できる。対向するコイル間に絶縁材を設けることにより、両コイル間の絶縁耐圧を高めることができる。変成器として使用する場合においても、絶縁材を設けることにより、両コイル間の絶縁耐圧を高めることができる。具体的には５ｍｍ程度の絶縁材を両コイル間に設置することにより、１次側と２次側の間に１万Ｖ程度の電位差があっても問題ない。また、熱抵抗θｉを低下させ、コイルの発熱を低減できるので、大電力を伝送できる。
【００９２】
そして、上述した本発明の電力伝送装置の空芯コイルを、送電部、受電部の少なくとも一方に装備することにより、従来よりも性能のよい電力伝送装置が実現できる。
【発明の効果】
【００９３】
この発明は、２個のコイルのうちの少なくとも一方のコイルの直流抵抗Ｒｄ（Ω）と、少なくとも一方のコイルの１ＭＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｆ（Ω）とを、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５に選ぶことで、スペースファクタがよく、高い電力伝送性能を持ち、高い周波数でも使用可能になる。
【００９４】
単導線を用いた場合には、線径とコイル外径と巻数とを規定することで、十分な自己インダクタンスと結合係数を確保でき、少なくとも一方のコイル単体の実効抵抗をＲｗ（Ω）、送電部と受電部の２個のコイルが対向したとき、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｓ（Ω）、少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、少なくとも一方のコイルの実効抵抗Ｒｎ（Ω）とし、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を見ることにより、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｑが高い、電力伝送性能のよいコイルを選別、実現でき、負荷抵抗を接続した２次側コイルが１次側コイルと対向したときの、１次側コイル両端のリアクタンスＸと純抵抗Ｒとの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧と交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となり、かつ実効抵抗Ｒｗが小さい周波数近辺でコイルを使用することにより、スペースファクタがよく、高い電力伝送性能を持ち、高い周波数でも使用可能な、電力伝送装置の空芯コイルを得ることができる。その結果、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減できるので、コイルの実効抵抗による電力損失も低減できる。
【００９５】
さらに、少なくとも一方のコイル単体の実効抵抗Ｒｗ（Ω）と少なくとも一方のコイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）による熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの電流値Ｉａの上限、あるいは少なくとも一方のコイルの実効抵抗を決める巻数の上限、あるいは実効抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。
【００９６】
また、０．３ｍｍ以下の裸単導線の集合体を用いた場合には、表皮効果および渦電流損によるコイルの実効抵抗増加を抑えることにより、電力伝送性能が向上する。
【００９７】
さらに、コイルを構成する導線内部に絶縁体を設け、導線中を貫通する磁束経路に存在する導体体積を減らすことによって、表皮効果と渦電流損による実効抵抗の増加を抑えることができる。絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせることができ、導線の曲げ加工が容易となる。
【００９８】
あるいは、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの規定を満足するかを確認することにより、電力伝送に最適な周波数範囲を規定でき、あるいは、実際に電力伝送試験を行わずとも、電力伝送の性能が予測できる。
【００９９】
このようなコイルを用いることにより、高い周波数で、大電力を伝送できる。すなわち、磁性材料を装備していない空芯コイルを用いた場合で、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態でも、電力伝送性能を確保できる。具体的には、力率は、例えば７５％以上に、実効電力伝送効率を、例えば８５％以上に高めることができ、前記効率にて２次側に接続された１０Ωの無誘導負荷抵抗に、例えば２５Ｗ以上の電力を伝送できる。
【０１００】
そして、本発明のコイルを送電部または受電部の少なくとも一方に装備することにより、上記のような、従来よりも性能のよい電力伝送装置が実現可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１０１】
図１は、この発明の一実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は図１の線１Ｂ−１Ｂに沿う断面を拡大して示す。図２は図１に示したコイルの外形形状の変形例を示す図である。
【０１０２】
この発明の一実施形態の空芯コイル１ａは、図１（Ａ）に示すように、導線１１を平板で空芯の単層渦巻き状に、隣接する導線１１同士が密接するように巻回して構成される。導線１１は図１（Ｂ）に示すように、断面が円形であり、最大径ｄ１は特に限定されないが、より好ましくは、例えば線径が０．２ｍｍ以上の単導線１２単体に絶縁被覆１３を施して構成されている。絶縁被覆１３としては、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被膜や、ビニール線のように厚い被膜のいずれであってもよい。
【０１０３】
さらに、図１（Ａ）の実施形態においては、導線を円形に巻回しているが、円形に限らず、図２（Ａ）に示す長円形、図２（Ｂ）に示す楕円形、図２（Ｃ）に示す正方形、図２（Ｄ）に示す長方形、図２（Ｅ）に示す六角形などの多角形のように、任意の形状で巻回することができる。これは、後述する他の実施形態でも同様である。
【０１０４】
空芯コイル１ａは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が所定巻数、例えば８以上になるように構成される。ただし、コイルの形状が円形以外の場合、前記コイル外形Ｄは、図２（Ａ）〜（Ｅ）に示すように、コイルの最小外寸を規定する。さらに、空芯コイル１ａの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ａ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）とし、図１に示した空芯コイル１ａを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する。
【０１０５】
コイル外径Ｄを単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上に選んだのは、必要な結合係数を確保するためであり、導線１１の巻き数を８以上になるように選んだのは、２μＨ以上の自己インダクタンスが得られるようにするためである。なお、この実施形態のみならず、他の実施形態においても共通するが、コイルには、内径を設けるのが望ましい。内径は、前記の外径Ｄの規定を満足していれば、任意の寸法でよい。
【０１０６】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０１０７】
さらに、空芯コイル１ａの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ａの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ａが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ａに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０１０８】
このように構成された空芯コイル１ａは、図３４に示した、１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力伝送装置の送電用コイル１、または受電用コイル２として用いることができる。
【０１０９】
次に、前述の満足すべき条件、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、について説明する。なお、この説明は、他の実施形態においても同じ作用効果をもつので、以降に記載の実施形態においては、説明を省略する。
【０１１０】
図３は、変成器の等価回路を表す図であり、図４は、空芯コイル単体の等価回路を示し、図５は従来例で説明した図３５のように構成された変成器単体の等価回路を表す図である。図６は、２次側コイルが短絡されたときの変成器の等価回路を表す図であり、図７は、２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
【０１１１】
まず、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの理論上の関係を求めるため、変成器の１次側のインピーダンス、Ｚ１を求めておく。図３において、Ｌ１は１次側コイルのインダクタンス、Ｌ２は２次側コイルのインダクタンス、Ｍは１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンス、Ｖ１は１次側コイルの両端電圧、Ｖ２は２次側コイル（負荷抵抗ＲＬ）の両端電圧、Ｉ１は１次側コイルに流れる電流、Ｉ２は２次側コイルに流れる電流、ＲＬは負荷抵抗（純抵抗）、Ｚ１は１次側の入力インピーダンスを表す。図３において、下記の回路方程式が成立し、下記の連立方程式を解くことにより、Ｚ１の純抵抗成分（実効抵抗）とリアクタンス成分（インダクタンス）を求めることができる。下記に、図３の回路方程式を記す。なお、ｊ２＝−１、であり、ωは角周波数で、ω＝２πｆ（ｆは周波数、Ｈｚ）である。
【０１１２】
Ｖ１＝ｊωＬ１・Ｉ１＋ｊωＭ・Ｉ２…（１）
Ｖ２＝ｊωＭ・Ｉ１＋ｊωＬ２・Ｉ２…（２）
Ｖ２＝−ＲＬ・Ｉ２…（３）
求めたいのは、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上記の３つの連立方程式から、Ｖ２、Ｉ２を消去すればよい。上記の連立方程式の（３）式を（２）式に代入し、Ｖ２を消去すると、
０＝ｊωＭ・Ｉ１＋（ｊωＬ２＋ＲＬ）Ｉ２
となり、上式をＩ２について解き、上記連立方程式の（１）式に代入し、Ｉ２を消去すると、
Ｖ１＝（ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ））Ｉ１
となり、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上式より、Ｚ１は、
Ｚ１＝ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ）
となる。実際の変成器は、１次側コイルに実効抵抗Ｒ１、２次側コイルに実効抵抗Ｒ２を持つので、図６の回路を考え、ＲＬ＝Ｒ２とすると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）
となる。上式の、ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）に、（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（−ｊω
Ｌ２＋Ｒ２）＝１を掛けると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω２Ｍ２（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）
となり、実数項と虚数項を整理すると、
Ｚ１＝Ｒ１＋Ｒ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）＋ｊωＬ１−ｊωＬ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）
となって、Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）とすると、Ｚ１は、
Ｚ１＝（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）＋ｊω（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）…（４）
となる。ω２＞０、Ｍ２≧０、Ｌ２２＞０、Ｒ２２＞０、であるので、明らかに、Ａ２≧０である。すなわち、図５において、１次側コイルの入力インピーダンスＺ１は、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１…（５）
であり、（５）式と（４）式を比較すれば明らかなように、図６のように、変成器の２次側コイルが短絡されたときには、１次側コイルの実効抵抗Ｒ１が増加し、インダクタンスＬ１が減少するのが分かる。これらは、「大学課程電気回路（１）」大野克郎、西哲生共著、オーム社発行（平成１３年８月２０日）に記載されている既知の回路理論である。
【０１１３】
上記（５）式と（４）式は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を説明し、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの関係を説明するのに引用する基本式である。
【０１１４】
次に、図１に示した空芯コイル１ａに関して、具体的な例について説明する。一部重複するが、シンボルの定義を明確にしておく。Ｒｗは、空芯コイル１ａ単体の実効抵抗（図４のＲ１）、Ｒｎは、空芯コイル１ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが開放されているときの空芯コイル１ａの実効抵抗（図５のＲ１）、Ｒｓは、空芯コイル１ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが短絡されているときの空芯コイル１ａの実効抵抗（図６のＲ１）、ｋｒは、前記、ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数である。
【０１１５】
また、空芯コイル１ａ単体のインダクタンスをＬｗ、空芯コイル１ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが短絡されているときの空芯コイル１ａのインダクタンスをＬｓとしたときに、ＬｗとＬｓから近似的に求められる結合係数をｋｉと表記する。ｋｒと、ｋｉの近似的な求め方については後述する。
【０１１６】
なお、以下の説明では、コイルを対向させた変成器の１次側と２次側を区別しているが、変成器は１次側と２次側を反転させることができるので、図５のＲ１、Ｌ１は、２次側のＲ２、Ｌ２として考えても同様の結果が得られる。すなわち、本発明における空芯コイルは、１次側、２次側のいずれかに装備されていればよい。
【０１１７】
図８は、線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで２５ターン（Ｔ）密接巻きした空芯コイル１ＡのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を表す図であり、図９は図８の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの値を取り出してＹ軸のスケールを変えたものである。図１０は、線径０．６ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きした空芯コイル１ＢのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図であり、図１１は図１０の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉの値を取り出してＹ軸のスケールを変えたものである。
【０１１８】
図１２は、線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きした空芯コイル１ＣのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を表す図である。図１３は、線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍに、約１ｍｍの空隙を設けて１４ターン巻いた空芯コイル１ＤのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数の関係を表す図である。図１４は、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍの各ホルマル線を平板状に２５ターン密接巻きした空芯コイルの、周波数と各空芯コイルの実効抵抗Ｒｗの関係を示す図である。図１５は、線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径７０ｍｍに３０ターン密接巻きした空芯コイル１ＦのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。図１６は、線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径５０ｍｍに２０ターン密接巻きした空芯コイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。
【０１１９】
なお、図８〜図１３、図１５〜図１６に示す特性図は、全て対向するコイル間の距離をゼロで測定したものである。コイル間の対向する距離が離れていても、Ｒｎ、Ｒｓは、対向距離がゼロのときよりもわずかに変化するが、対向する距離が１０ｍｍ程度までは殆ど変化しない。実際には、対向する距離が増加すると、結合計数が低下し、１次側のリアクタンスが増大して、皮相電力が増加するので力率が低下する。このため、特許文献１とは異なり、電力伝送効率は特許文献１に記載の比較例１のデータよりも低下するのが確認されている。
【０１２０】
空芯コイルの実効抵抗による電力損失は、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）の規定で抑えることができ、後述するように、図７における、Ｒ１、Ｒ２の値が不明な点と、Ｔｗ、Ｔａ、はコイルの使用条件によって異なるので、本発明においては、前述の、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定を、対向距離ゼロか、あるいは実際に使用するコイルの対向距離において満足していればよい。
【０１２１】
まず、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。特許文献６を引用し、上記に説明したように、空芯コイルの実効抵抗Ｒｗは、周波数が上昇するとともに増加することが知られており、その原因として、表皮効果や渦電流損などが知られている。空芯コイル単体では、この実効抵抗Ｒｗを、計測によって正確に求められるが、図５のように構成された変成器においては、図８〜図１２に示すように、単に２次側コイルが対向しただけで、周波数が高い領域では、Ｒ１が、ＲｗからＲｎに上昇する。Ｒ１は１次側コイルの実効抵抗であるが、図４のＲ１（Ｒｗと同じ）の周波数特性と、図５のＲ１（Ｒｎと同じ）の周波数特性とは異なっているのが、図８〜図１２にプロットされたＲｗとＲｎのグラフにて分かる。
【０１２２】
さらに、上述の回路理論によると、図６に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側の純抵抗値は、（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）に増加することが知られている。ここで、Ｒ２は、２次側コイルの実効抵抗を表し、Ｍを１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンス、ωを角周波数（ω＝２πｆ、ｆは周波数、Ｈｚ）、２次側コイルの自己インダクタンスをＬ２とすると、Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）であり、ω２＞０、Ｍ２≧０、Ｌ２２＞０、Ｒ２２＞０、であるので、明らかに、Ａ２≧０である。なお、１次側のインダクタンスについては、１次側コイルの自己インダクタンスをＬ１とすると、図６に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側のインダクタンスは、（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）に減少することが知られている。
【０１２３】
ところが、図８のＹ軸を拡大して示した図９、図１０のＹ軸を拡大して示した図１１、および図１２を参照すると、周波数が高い領域では、ＲｓがＲｗより小さくなる場合が見られる。図９、図１０、図１１、図１２から明らかなように、Ｒｗ＞Ｒｓとなる周波数は、空芯コイル１Ａでは、約７０ｋＨｚ以上になり、空芯コイル１Ｂでは、２００ｋＨｚ以上、空芯コイル１Ｃでは、８００ｋＨｚ以上になる。平板渦巻き状に密接してホルマル線を巻いた空芯コイルでは、このように、ホルマル線の線径が太くなるほど、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数は低くなる。
【０１２４】
また、図８〜図１２から明らかなように、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しなくなる周波数が低い空芯コイルは、周波数の上昇に伴う実効抵抗Ｒｗの増加率も高い。図１４より、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１．０ｍｍの各異なる線径のホルマル線を、同じ２５回の巻数にしたコイル外径の異なる空芯コイルでも、前記の特性は同じで、ホルマル線の線径が太くなるほど、周波数の上昇に伴う実効抵抗Ｒｗの増加率も高いことが分かる。
【０１２５】
すなわち、回路理論に従うなら、Ｒｓ＞Ｒｎ＝Ｒｗ、の関係を満足しないといけないが、空芯コイル１Ａ〜空芯コイル１Ｃを使用し、図５、図６のように構成された変成器では、周波数が高い領域では、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足していない。例えば、空芯コイル１Ｂでは、周波数２００ｋＨｚ以上の点で、Ｒｗ＞Ｒｓ、となっているのが、図１０、図１１より分かる。
【０１２６】
Ｒｗ＞Ｒｓとなるような周波数領域では、正でないとならないＡ２が、負になってしまう。図８〜図１２で、Ｒｗ＞Ｒｓとなるような周波数領域では、図７に示す、実効抵抗Ｒ１およびＲ２の実際の値を求めることはできない。その一例を以下に示す。なお、ここでは実効抵抗から近似的に結合係数を求めるので、結合係数をｋｒと表記し、後述するように、インダクタンスから求めた結合係数をｋｉと表記することとする。
【０１２７】
既知の回路理論によれば、結合係数をｋｒとすると、相互インダクタンスＭ、１次側コイルの自己インダクタンスをＬ１、２次側コイルの自己インダクタンスをＬ２としたときに、Ｍ２＝ｋｒ２・Ｌ１・Ｌ２の関係が成り立つ。１次側コイルと２次側コイルに同一のコイルを使うなら、Ｒ１＝Ｒ２、Ｌ１＝Ｌ２、となるので、ω２Ｌ２２＞＞Ｒ２２を満足するときには、Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）≒ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２）＝ｋｒ２・Ｌ１／Ｌ２＝ｋｒ２、となる。そこで、（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）から、（Ｒｗ＋ｋｒ２Ｒｗ）＝Ｒｓ、となり、ｋｒ２≒（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ、として近似的にｋｒ２を求められ、ｋｒ＝√（（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ）となる。
【０１２８】
なお、ω２Ｌ２２＞＞Ｒ２２を満足しているかは、同一のコイルの場合、Ｒ１＝Ｒ２、Ｌ１＝Ｌ２であるので、ω２Ｌ１２／Ｒｗ２、を計算し、この値が５０以上の時に求めた結合係数の値は、誤差２％程度と判断している。図８〜図１３、図１５〜図１６においては、５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ以上になると、ω２Ｌ１２／Ｒｗ２＞５０となっている。Ｒｓ＞Ｒｗを満足する場合は、このようにして、Ｒｗ、Ｒｓより結合係数ｋｒを近似的に求めることができる。
【０１２９】
しかし、Ｒｗ＞Ｒｓとなると、正でないとならないＡ２が、負になってしまい、正であるべき結合係数ｋｒの二乗であるｋｒ２も負になるので、結合係数を実効抵抗Ｒｗ，Ｒｓより求めることはできず、前記（４）式から明らかなように、図７において、Ｒ１、Ｒ２の実際の値を求めることはできなくなる。Ｒｓ＝Ｒｗの場合なら、結合係数ｋｒはゼロとなってしまうし、Ｒｗ＞Ｒｓとなると、数学的には結合係数ｋｒは虚数になる。実際に２個のコイルが対向しており、相互インダクタンスＭが正であるのに、両コイル間の結合係数がゼロになることや、あるいは虚数になることは、理論上あり得ない。
【０１３０】
Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足しない周波数領域では、上記のように、図３５の実効抵抗Ｒ１とＲ２の値が不明になるうえ、コイルの実効抵抗Ｒｗも大きくなり、１次側、２次側のいずれのコイルに電流Ｉを流しても、Ｒ１×Ｉ２、Ｒ２×Ｉ２による電力損失が過大となって、コイルが発熱するので、実効電力伝送効率が低下する。なお、同一のコイルを、１次側、２次側ともに使用した場合、２×Ｒｗ＝Ｒｓとなると、結合係数ｋｒが１となるので、Ｒｓは、２×Ｒｗに近いほどよい。
【０１３１】
上記の特性から、１ｍｍのホルマル線を使った空芯コイル１Ａでは、特許文献１に記載してある比較例１のコイルと同じ電力伝送性能しか達成できないように思われる。
【０１３２】
特許文献１に記載してある比較例１の空芯コイルは、１ｍｍのエナメル単銅線を平板で渦巻き状に、２５回巻かれているものであり、空芯コイル１Ａとほぼ同じ構成である。本願発明者が、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する、特許文献１に記載の５０ｋＨｚを電力伝送周波数として追試したところ、１０Ωの無誘導抵抗に、約１７Ｗの実効電力を送ることができ、特許文献１の比較例１に記載の電力伝送性能とほぼ同等の電力伝送性能は確認できた。
【０１３３】
しかしながら、特許文献１では、１次側コイルと２次側コイルに同じコイルを使っているが、図８に示した空芯コイル１Ａを、１次側又は２次側コイルとして使い、他方のコイルとして、後述する、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足する図１５に示す空芯コイル１Ｆを使うことにより、空芯コイル１Ａは、少なくとも、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数が上昇するので、特許文献１に記載の比較例１よりも、電力伝送性能を向上させることができた。したがって、図８の空芯コイル１Ａであっても、磁性材等を使用することなく、空芯のままで電力伝送性能を向上させることができる。
【０１３４】
実測によると、空芯コイル１Ａにつき、Ｒｓ＞Ｒｗの条件を満足する周波数は、対向するコイルが、空芯コイル１Ａの場合には、７０ｋＨｚ、対向するコイルが、空芯コイル１Ｆの場合には、１００ｋＨｚ、対向するコイルが、空芯コイル１Ｇの場合には、１５０ｋＨｚ、となり、空芯コイル１Ａの、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する周波数を上昇させることができる。なお、空芯コイル１Ｆに空芯コイル１Ａを対向させた場合に、Ｒｓ＞Ｒｗの条件を満足する周波数は、２ＭＨｚとなるが、図８より、このような周波数では、空芯コイル１Ａの実効抵抗が高くなるので、後述するＲｗによる熱条件の規定、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、により、２次側コイルである空芯コイル１Ａに流すことが可能な電流を規定できる。
【０１３５】
次に、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。ＲｗとＲｓより前記したＡ２を求め、Ａ２の平方根を取ることにより、近似的に結合係数ｋｒを求めることができるのは上述したとおりである。
【０１３６】
図１３には空芯コイル１Ｄの、図１５には空芯コイル１Ｆの、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒがプロットしてある。空芯コイル１Ｄでは、図１３のように、周波数の上昇とともにＲｎが増加する割合が低く、１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している。空芯コイル１Ｆでは、図１５に示すように、周波数の上昇とともにＲｎが急激に増加し、８００ｋＨｚ以上の周波数領域では、Ｒｎ＞Ｒｓとなる。
【０１３７】
ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数ｋｒと周波数の関係を見ると、空芯コイル１Ｄは、１００ｋＨｚ以上で、結合係数ｋｒがほぼ０．８以上の値を保持しているのに対し、空芯コイル１Ｆでは、結合係数ｋｒは、１００ｋＨｚのときの０．９程度から、周波数が上昇するに従い低下し、１ＭＨｚでは０．６５程度まで低下しているのが分かる。したがって、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足しなくなる周波数は、できる限り高い方が好ましい。
【０１３８】
前記、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足するコイルを使用することにより、図４のコイル単体および図５に示すように構成された変成器、のいずれもが理論上の理想的な特性に近づくので、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【０１３９】
しかしながら、周波数領域によっては、Ｒｎ＝Ｒｗは満足せず、Ｒｎ＞Ｒｗとなり、Ｒｎの影響を受けるので、図７において、Ｒ１とＲ２の値を正確に求めることはできない。また、Ｒ１、Ｒ２は、図３５に示すＲＬによって変動する。すなわち、Ｒ１、Ｒ２に流れる電流により、Ｒ１、Ｒ２は変動し、当然、周波数によっても変動するので、図３５において、電力伝送時の、Ｒ１、Ｒ２の実際の正確な値を測定することはできない。
【０１４０】
なお、本実施形態において、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の２つの条件を満足するかの測定には、同一のコイルを対向させた場合を記載しているが、構造、構成、外径などが異なる任意のコイル２個を対向させ、１次側コイル、２次側コイルのいずれかで計測してもよく、同一のコイルを対向させて測定しなくてもよい。
【０１４１】
また、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定に関する詳細な作用効果については、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇを参照し、後述する。
【０１４２】
次に、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の規定について説明する。上述したように、図３５にて、実際に負荷抵抗ＲＬに電力を伝送しているときの、コイルの実効抵抗Ｒ１、Ｒ２は不明である上、図６において、回路理論上は、Ｒ１＞Ｒｗになる。したがって、最低限、Ｒｗを基準にする以外、コイルの熱条件を規定することができない。
【０１４３】
この発明を実施する場合において、コイルの熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、コイルの構造や設置条件により決まる。例えば、コイルが空芯単体の場合は、θｉは高く、コイルが熱抵抗の小さい樹脂内に固定され、かつ水中に設置されるような場合は、θｉは低くなる。コイルが動作可能な温度Ｔｗ（℃）は、コイルの構造や用途により決まり、断熱性のよいケース内に組み込まれているか、変圧器のように機器内部に組み込まれている場合などでは、例えば５０℃〜８０℃、人体、動物などが触れるところに設置されているような場合などでは、例えば４０℃程度となる。コイルが設置される場所の周囲温度Ｔａ（℃）は、屋外などでは、例えば−２０℃〜４０℃、室内などでは、例えば１５℃〜３０℃、機器内部などでは、例えば４０℃〜５０℃となる。
【０１４４】
通常、物体は、温度が高くなるほど、周囲に多くの熱を放散するので、正確には熱拡散方程式を解く必要があるが、種々の構造を持つコイルにつき、比熱等の熱定数を加味して熱拡散方程式を解くのは困難であるので、下記の方法により簡易的に熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）を求める。
【０１４５】
まず、１次側、または２次側コイルが設置される場所にて、初期状態のコイル温度Ｔ１（℃）を求めておく。前記コイルに、直流の定電流Ｉｄ（Ａ）を流して、前記コイルの両端電圧Ｖｄ（Ｖ）を計測し、Ｐｄ＝Ｖｄ×Ｉｄ（Ｗ）として、前記コイルの消費電力を求める。金属導線は温度が上がると抵抗値が増加し、コイルの両端電圧Ｖｄが上昇するので、Ｖｄはペンレコーダー等で記録して平均値を求めるか、Ａ／Ｄ変換器等で逐次Ｖｄをモニターし、平均値を取るのが望ましい。熱平衡に達したら、コイル温度Ｔ２（℃）を測定する。熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、θｉ＝（Ｔ２−Ｔ１）／Ｐｄ（℃／Ｗ）として求められる。この測定は、Ｉｄの電流値を変えて数回測定し、平均値として求めるのが好ましい。
【０１４６】
このようにして求められた熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）に、実際の使用条件下でのコイルの実効抵抗Ｒｗ（Ω）とコイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）により決まる、実効抵抗Ｒｗが消費する電力、Ｒｗ×Ｉａ２（Ｗ）を掛けると、実際の使用条件下でのコイルの温度上昇値、Ｔｒ（℃）が求められる。Ｔｒ＝θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）となり、コイルが動作可能な温度をＴｗ（℃）、コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）とすると、Ｔｒ＝Ｔｗ−Ｔａとなり、不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）を満足しないと、コイルの使用可能温度を越えるので、本発明の実施が困難になる。
【０１４７】
実効抵抗Ｒｗ（Ω）に関する条件、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）は、前記不等式を変形し、ＲｗまたはＩａの条件を規定している。電力が伝送される周波数において、実効抵抗Ｒｗは、１次側または２次側コイル単体で実測して求められる変数、１次側または２次側コイルに流れる電流Ｉａも実測して求められるか、１次側においては電源条件により決まり、２次側においては負荷条件により決まる変数で、他の、Ｔｗ、Ｔａ、θｉは既知の定数となる。したがって、Ｒｗが求められれば、Ｉａの上限値が規定され、逆にＩａが決められれば、Ｒｗの上限値が規定される。
【０１４８】
Ｒｗは、直流抵抗Ｒｄと交流抵抗Ｒａの和であり、ＲｄとＲｗは直接実測することが可能なので、Ｉａを決定することにより、巻き数により増加する、ＲｄとＲａの和である実効抵抗Ｒｗの上限値を規定でき、実効抵抗Ｒｗと周波数の関係から、電力が伝送可能な周波数範囲を規定することができる。
【０１４９】
１Ｖ×１０Ａと、１０Ｖ×１Ａは、どちらも同じ１０Ｗの電力であるが、コイルの実効抵抗による電力損失は、１０Ａの場合は、１Ａの１００倍となる。電力ではなく、１次側、２次側を問わず、コイルに流れる電流Ｉａを考慮し、コイルの実効抵抗による電力損失を規定しないと、２個のコイル間での電力伝送効率を改善することはできない。
【０１５０】
本発明の各実施形態では、磁性材料を装備していない空芯コイルにより、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態にて、２個のコイル間で、従来では困難であった大電力を伝送できる空芯コイルを実現するものである。既述したように、力率は０．５以上ではあるが、疎結合状態では、１次側コイルに投入される無効電力が、実効電力を上回る場合もある。
【０１５１】
力率が１から０．５に低下すると、皮相電力により１次側コイルに流れる電流は、√２倍になり、１次側コイルの実効抵抗Ｒｗによる損失は２倍になる。そのうえ、２次側コイルに接続された負荷抵抗に電流が流れると、２次側コイルに流れる電流により発生する磁束が１次側コイルを形成する導線を貫き、渦電流損を発生させ、１次側コイルが発熱する。したがって、不等式、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）は、本発明を実施するのに満足するのが好ましく、満足していないと、本発明の実施が困難になる。
【０１５２】
なお、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している場合、図３５において、電源の内部抵抗Ｒ３が、Ｒｗと同等以下の値であれば、負荷抵抗ＲＬから見た２次側コイルは、１次側が短絡されていると見なせるので、Ｒ２は、Ｒｓとほぼ同等の値になる。したがって、２次側コイルにおいては、Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足していれば、さらに好ましい。また、図３５において、Ｒ１の値は不明ではあるが、１次側コイルにおいても、Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足していれば、より好ましい。
【０１５３】
ただし、一般の変成器において、鎖交磁束Φｃ、漏洩磁束Φｇと、結合係数ｋの関係は、ｋ２＝Φｃ／（Φｃ＋Φｇ）、１−ｋ２＝Φｇ／（Φｃ＋Φｇ）となっており、既知のとおり、鎖交磁束Φｃが実効電力を伝達している。漏洩磁束Φｇは、既知のとおり、リアクタンス性素子に印加されている電圧Ｖと、流れている電流Ｉの積である無効電力をもたらすものである。
【０１５４】
コイルにおいては、前記Ｉの位相は前記Ｖの位相よりも９０度遅れているため、Ｖの瞬間値とＩの瞬間値を掛けて、1周期積分すれば電力はゼロになるので、リアクタンス性素子であるコイルは電力を消費しない。この分野においては、漏洩磁束がエネルギー損失を起こすと明記し、鎖交磁束比率を上げるためにコイル形状を規定している文献が多数見られるが、上記したように、漏洩磁束は電力を消費しない。
【０１５５】
したがって、仮に実効抵抗Ｒｗが無視できるほど小さければ、漏洩磁束の比率には関係なく、大電力を伝送できる。しかしながら、特許文献２に開示されているような構成のコイルでは、実効抵抗Ｒｗは小さいものの、コイルの自己インダクタンスや結合係数が小さいので、力率が著しく小さい。このため、大きな皮相電力を１次コイルに供給しなければならなくなるので、電力伝送に適したコイルを実現するには、コイルの構成を定め、全てのパラメータを適切に設定し、なおかつ実効抵抗Ｒｗを可能な限り小さくしなければならない。
【０１５６】
なお、本発明の空芯コイルを電力伝送に使用可能な周波数の上限は、前記、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定により求めることができるが、前記空芯コイルを電力伝送に使用可能な周波数の下限は、空芯コイル単体に印加される電圧Ｖと、空芯コイル単体に流れる電流Ｉの位相差を、８０度以上と規定することにより求められる。
【０１５７】
Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数が低い空芯コイル１Ａでは、５ｋＨｚ以下まで、前記Ｖと前記Ｉの位相差が８０度以上になっているが、Ｒｓ＞Ｒｗを満足する周波数が１ＭＨｚを超える空芯コイル１Ｇでは、２０ｋＨｚ以下になると、前記Ｖと前記Ｉの位相差が８０度以下となる。このようにして、本発明における空芯コイルを、理論上の特性に近い周波数領域で使用することが可能となる。
【０１５８】
上述のごとく、この実施形態によれば、空芯コイル１ａの導線１１の線径とコイル外径と巻数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数ｋを確保できる。また、空芯コイル１ａの電流値Ｉａの上限、あるいは空芯コイル１ａの実効抵抗Ｒｗを決める巻数の上限を規定でき、負荷抵抗を接続したときのリアクタンスＸと純抵抗Ｒの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧と交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となり、かつ実効抵抗Ｒｗが小さい周波数近辺で空芯コイル１ａを使用することにより、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減することができる。さらに、実効電力効率を、例えば８５％以上に高めることができる。
【０１５９】
図１７は、図１に示した空芯コイルに用いられる他の導線の断面図である。図１では、単導線１２として断面が円形のものを用いたが、図１７（Ａ）に示した例のように断面が楕円形の単導線１２ａに絶縁被覆１３ａを施したものや、図１７（Ｂ）に示すように断面が多角形の単導線１２ｂに絶縁被覆１３ｂを施したものなどを用いることができる。この例においても、絶縁被覆１３ａ，１３ｂとしては、例えば、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。
【０１６０】
ただし、図１７において、最大外径ｄ１を示す線は、導線が巻回される面と平行になっていることが好ましい。これは、本発明の他の実施形態においても同様である。また、隣接している導線が密接している場合には、導線の接点が点になるように、巻回面に対して、断面の方向を決定するのが好ましい。
【０１６１】
図１８は導線を断面傘型に巻回した空芯コイルの断面図である。図１に示した空芯コイル１ａは、導線１１を平板空芯単層渦巻き状に巻回したのに対して、図１８に示した空芯コイル１ｂは、断面が傘型となるように空芯単層渦巻き状に形成したものである。
【０１６２】
この場合、図１８の巻き線幅Ｄ１、内径Ｄ２とし、２×Ｄ１＋Ｄ２が、導線の最大外形ｄ１の２５倍以上であることを条件としている。なお、２つの巻き線幅Ｄ１を示す線がなす角度θは、１８０度から９０度の間に設定するのが好ましい。ただし、図１８において、巻き線幅Ｄ１が内径Ｄ２の概ね１／４以下で、かつ短絡したコイルが対向したときに、前記、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している場合には、θがゼロに近いソレノイド形状とすることもできる。
【０１６３】
図１９は図１８に示した断面傘型に巻回した空芯コイル１ｂと、図１に示した断面平面型の空芯コイル１ａの磁場強度を対比して説明するための図である。図１に示した空芯コイル１ａは、図１９（Ｂ）に示すように、平面位置における磁場強度が、中央部分が強くなって周辺に行くほど磁場強度が弱くなっている。これに対して、図１９（Ａ）では図１８に示した断面傘型に巻回した空芯コイル１ｂの上下を反対にしたときの平面位置における磁場強度を示している。図１９（Ａ）に示すように、断面傘型に巻回した空芯コイル１ｂは、コイル面上の全面で、ほぼ均一の磁場強度を得ることができる。
【０１６４】
また、空芯コイル１ｂは断面が波線を描くように巻回してもよい。
【０１６５】
図２０は、絶縁材上に導線を巻回したコイルの断面図である。この例は図１に示した空芯コイル１ａを絶縁材５上に配置し、空芯コイル１ａの単導線１１上に絶縁性樹脂６を塗布したものである。この例では、絶縁性樹脂６が導線１１間に入り込んで固定されるので、空芯コイル１ａの変形を防止することができる。絶縁性樹脂６に代えて接着剤で空芯コイル１ａを絶縁材５上に固定してもよい。このような構成とすることにより、熱抵抗θｉを低減でき、コイルの発熱を抑えることができる。
【０１６６】
図２１は、この発明の他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は（Ａ）の線２Ｂ−２Ｂに沿う断面を拡大して示す。
【０１６７】
図２１（Ｂ）に示した実施形態では、単導線１２として最大径ｄ１が０．２ｍｍ以上の単導線１２に絶縁被覆１３を施した導線１１を平板空芯単層渦巻き状に巻回し、図２１（Ｂ）に示すように、空芯コイル１ｃの隣接する各導線１１間に空隙ｔを設けて疎巻きするようにしたものである。この例においても、絶縁被覆１３としては、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。また、隣接する導線１１間に空隙ｔを設けているので、絶縁被覆１３を施していない裸導線を用いてもよい。
【０１６８】
この実施形態においても、空芯コイル１ｃは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成される。さらに、空芯コイル１ｃの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上を満足することを条件としている。
【０１６９】
また、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ｃ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）、図２１（Ａ）に示した空芯コイル１ｃを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足している。
【０１７０】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０１７１】
さらに、空芯コイル１ｃの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ｃの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ｃが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ｃに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０１７２】
図１（Ｂ）に示すように、単導線を密接して巻いた場合には、導線を流れる電流により発生する磁束Φが、隣接する導線を貫き、隣接する導線内に渦電流を発生させるとともに、前記渦電流により、導線中を流れる電流が影響を受け、実効抵抗Ｒｗが増加する。この実施形態では、空隙を設けることで、図２１（Ｂ）に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えることができる。
【０１７３】
渦電流損は周波数に比例して増加するので、隣接する導線間に空隙を設けることにより、周波数の上昇による実効抵抗Ｒｗの増加を防止できる。なお、導線１１の近傍の磁束Φは強く、導線１１から少しでも離れると磁束Φは急激に弱くなるので、わずかな空隙でも効果があり、空隙の幅は任意の寸法に広げることができるが、余り広げすぎると、８回の巻線回数を確保できなくなる場合や、コイルの自己インダクタンスが２μＨ以下となる場合がある。
【０１７４】
図２２は、図８に示した密接巻の空芯コイル１Ａ単体の実効抵抗Ｒｗと、図１３に示した疎巻の空芯コイル１Ｄ単体のコイル実効抵抗Ｒｗの周波数特性を比較した図である。図２２に示すように、周波数が上昇したときに、疎巻の空芯コイル１Ｄの方が密接巻の空芯コイル１Ａに比べて、コイルの実効抵抗Ｒｗの増加を抑えることができる。また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、直流抵抗を低く抑えることができる。
【０１７５】
図２３は、０．４ｍｍのホルマル単導線を２５ターン巻いた場合、空隙の幅により、コイルの実効抵抗の周波数特性が、どのように変化するかを示す図である。空隙の幅は、０、０．２ｍｍ、０．４ｍｍに設けてあるが、広い空隙の方が、周波数の上昇に伴う実効抵抗の増加が抑制できるのが分かる。なお、ターン数を同一としているので、空隙の幅が広くなるほどコイル外径は大きくなっており、コイルを構成する銅線の総延長が長くなっているので、低い周波数では、実効抵抗は空隙を設けない方が低くなっている。
【０１７６】
ただし、渦電流損は、磁束が貫く導体体積に比例するので、単導線の最大径が０．２ｍｍ以上でないと、導線間に空隙ｔを設けても、周波数の上昇によるコイルの実効抵抗Ｒｗの増加率はそれほど低下しない。図１４の、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きした空芯コイル単体の周波数と実効抵抗Ｒｗの関係から見ても、線径０．２ｍｍでは、周波数の上昇による実効抵抗の増加率は少なく、線径０．２ｍｍの単導線では、空隙を設けても、実効抵抗Ｒｗの周波数特性は余り改善できないのが分かる。
【０１７７】
図１４において、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きしたときの、５ｋＨｚでの実効抵抗Ｒｗは、０．８３Ω、１ＭＨｚでの実効抵抗は、２．５６Ωとなっており、実効抵抗の増加率は、２．５６／０．８３＝３．０８で、後述する線径１ｍｍの単導線を、空隙を設けて巻いた空芯コイル１Ｄの増加率、７．６よりも小さくなっている。ただし、線径０．２ｍｍの空芯コイルでは、Ｒｗの絶対値が大きくなり、熱抵抗θｉが小さくなるので、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）の規定を満足するように、伝送する電力に適切な導線径を選択しないとならない。
【０１７８】
本実施形態の一例である空芯コイル１Ｄの特性を、図１３を参照して説明する。空芯コイル１Ｄにおいては、直径１ｍｍのホルマル線を使用しているが、５ｋＨｚから１ＭＨｚの間で、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの条件を満足しているのが分かる。図８と比較すれば明らかなように、全く同一のホルマル銅線を使用しても、空隙を設けて巻くことにより、周波数の上昇による実効抵抗の増加率が著しく改善されているのが分かる。
【０１７９】
図からは読み取りにくいので、具体的な数値で示すと、５ｋＨｚのときの空芯コイル１ＡのＲｗは、約０．０８Ω、空芯コイル１ＤのＲｗは、約０．０５Ω、となっており、１ＭＨｚのときの空芯コイル１ＡのＲｗは、約３．８Ω、空芯コイル１ＤのＲｗは、約０．３８Ω、となっている。周波数による増加率を見ると、空芯コイル１Ａでは、３．８Ω／０．０８Ω＝４７．５、空芯コイル１Ｄでは、０．３８Ω／０．０５Ω＝７．６となっている。このように、空芯コイル１Ｄ単体の実効抵抗Ｒｗの周波数特性は大きく改善されており、高い周波数でも実効抵抗Ｒｗが低いので、空芯コイル１Ｄを使うと、高い周波数で電力が伝送可能となる。高い周波数の方が、対向させたコイル間の結合係数が高いことは、特許文献４を引用し、説明したとおりである。
【０１８０】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０１８１】
上述のように、隣接する導線間に空隙を設けることにより、特許文献６の表１、特許文献７の図７と比べて、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗の増加率を著しく改善することができる。線材を変えた特許文献６、特許文献７に対し、本発明の実施形態では同一の線材で前記のような性能改善を実現している。また、特許文献６、特許文献７には、インダクタンスの記載がないが、１ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ｄ単体の自己インダクタンスは、約６．９μＨで、リアクタンスＸｉは、約４３Ω、実効抵抗Ｒｗは、約０．３８Ω、コイルのＱは、Ｑ＝Ｘｉ／Ｒｗ＝４３／０．３８＝約１１５と非常に性能がよい。
【０１８２】
空芯コイルの高周波特性を改善したものとして、特許文献、特開２００３−７３８８３号公報があるが、前記特許文献の段落番号００２２に記載されている構成の空芯コイルのＱは、前記特許文献の図４を参照すると、１ＭＨｚにて１３〜１８程度となっており、構成は異なるものの、従来技術の空芯コイルに比べ、１ＭＨｚにおける空芯コイル１ＤのＱは非常に高いうえ、前記特許文献の図３と比較すると、実効抵抗Ｒｗも小さい。
【０１８３】
一方、１ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ａ単体の自己インダクタンスは、約２３μＨで、リアクタンスＸｉは、約１４５Ω、実効抵抗Ｒｗは、約３．８３Ω、コイルのＱは、Ｑ＝Ｘｉ／Ｒｗ＝１４５／３．８３＝約３８で、空芯コイル１Ｄの高周波数での特性は空芯コイル１Ａよりも著しく改善されており、空芯コイル１Ａに比べ、インダクタンスは低下しているが、実効抵抗が低い空芯コイル１Ｄは、高周波数でも使用可能であることが分かる。しかし、特許文献６、特許文献７には、インダクタンス、Ｑのみならず、上述した、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、の関係も何ら規定しておらず、電力伝送に関する記載も見られない。
【０１８４】
図２４は、この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は（Ａ）の線３Ｂ−３Ｂに沿う断面を拡大して示す。
【０１８５】
この実施形態は、空芯コイル１ｄの外周部における隣接する導線１１は密接して密巻きされ、内周部における隣接する導線１１は空隙を有して疎巻きされて平板空芯単層渦巻き状に巻回されている。その結果、図２４（Ｂ）に示すように、空芯コイル１ｄの外周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅ｔ１は、空芯コイル１ｄの内周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅ｔ２よりも狭くなっている。
【０１８６】
この実施形態においても、空芯コイル１ｄは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成される。さらに、空芯コイル１ｄの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であることを条件としている。 また、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ｄ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）、図２４に示した空芯コイル１ｄを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足している。
【０１８７】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０１８８】
さらに、空芯コイル１ｄの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ｄの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ｄが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ｄに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０１８９】
密巻された空芯コイルが生成する磁束密度は、外周部近辺では低く、内周部では高いため、外周部を蜜巻きし、内周部を疎巻きするように空芯コイル１ｄを構成することによって、できる限りコイル面上の磁束密度を一定にし、空芯コイル１ｄに対向しているコイルとの相対位置が変動したときの伝送可能電力の低下を軽減できる。内周部は磁束密度が高いので、空隙を設けることにより、渦電流損を防止できる。空隙の作用効果は前述したとおりである。
【０１９０】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０１９１】
図２５は、この発明のその他の実施形態における電力伝送装置のコイルに用いられる裸単導線の集合体を示す断面図である。前述の実施形態は、導線１１として、単導線１２に絶縁被覆１３を施したものを用いたのに対して、この実施形態は、図２５に示すように、最大径ｄ２が０．３ｍｍ以下の裸単導線１４の集合体を絶縁被覆１３ｃで覆ったいわゆるビニール線と称される導線１１ｃを用いる。裸単導線１４は、撚らないほうが好ましい。
【０１９２】
裸単導線の集合体は、裸単導線の集合のみでは、撚らないと、その集合体が電線としての形状を保持できない。避雷針の接地線は鬼撚り線と呼ばれ、複数の裸単導線を単方向のピッチに撚らず、ランダムに撚って、実効抵抗を下げていることが知られている。
【０１９３】
また、複数の裸単導線１４の集合体に強い撚りピッチを加えると、裸単導線１４同士が密接し、図２５の導体断面が、図１（Ｂ）の単導線１２と同じになるので、表皮効果や渦電流損の影響を低減できなくなる。ただし、１ｍｍの単導線を用いて形成した空芯コイル１Ｄを参照し、後述するが、コイルを形成する導線として裸単導線の集合体を使用し、導線間に空隙を設けて巻回する場合においては、適切な撚りを施した方が、高周波数での特性がよい場合もある。実際にビニール線を巻いて作成したコイルは、殆どの場合、１ＭＨｚ以上の周波数帯域まで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗの規定を満足する。
【０１９４】
巻回方法としては、図１に示したように、隣接する導線１１を密着させて巻回する方法や、図２１に示したように、隣接する導線１１間に空隙を設けて巻回する方法を適用可能である。いずれも平板空芯単層渦巻き状に巻回することでコイルを形成できる。なお、導線１１ｃを密接巻したとき、隣接する導線との間に絶縁被覆１３ｃによる空隙を設けることができ、図２１に示した実施形態と同様にして、空隙を設けることで、図２１（Ｂ）に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により、導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えるとともに、前記渦電流により、導線中を流れる電流が影響されるのを防ぎ、実効抵抗の増加を低減できる。なお、表皮効果の影響も低減できる。
【０１９５】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０１９６】
図２６は、この発明のその他の実施形態におけるコイルを形成する導体内部に絶縁層を有する電力伝送装置のコイルを示す図であり、（Ａ）は平面図を示し、（Ｂ）は（Ａ）の線４Ｂ−４Ｂに沿う断面を拡大して示す。図２７は、図２６に示したコイルに用いられる導線の断面図である。
【０１９７】
この実施形態は、図２７（Ｂ）に示す単導線１５に、ポリウレタンなどの透明樹脂を絶縁被覆１６として施した、例えば、図２７（Ａ）に示す断面構造を持つ導線８の集合体導線である１１ｄ（通称リッツ線とも称される）を、コイルを形成する導線として用いる。
【０１９８】
図２７（Ａ）に示す導線１１ｄにおいて、導体１５の断面積と、絶縁被覆１６の断面積との比率は、導線径や導線内部の導体分割数などにより決まるので、一概にはいえないが、導線１１ｄは、それぞれに絶縁被覆１６が施された、例えば７本の単導線８の集合体で構成されている。単導線８は、絶縁被覆１６を除く導体１５の最大径をｄ４としたときに、ｄ４が０．３ｍｍ以下であって、絶縁被覆の厚さαを（ｄ４）／３０以上に選ぶのが好ましい。また、絶縁被覆１６以外の空気層も絶縁体層であるところから、図２７（Ａ）のように、導線８が７本含まれる最小の円を描き、その円に内接する正六角形を考え、前記正六角形の面積と、線径ｄ４の導体１５の７本の合計断面積を計算すると、導線断面中の絶縁体層の比率は、空気層も含め、約１１％になる。
【０１９９】
空芯コイル１ｅは、図２６（Ａ）に示すように、絶縁性樹脂で形成されたボビン７に導線１１ｄを図２６（Ｂ）に示すように、多層密接巻きして構成される。空芯コイル１ｅは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄがリッツ線１１ｄの最大径ｄ３の２５倍以上であり、かつ導線１１ｄの巻き数が８以上になるように構成される。さらに、空芯コイル１ｅの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上を満足することを条件としている。
【０２００】
また、電力を伝送する周波数における、空芯コイル１ｅ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）、図２６に示した空芯コイル１ｅを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗを満足している。
【０２０１】
さらに、電力を伝送する周波数における、前記対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する。
【０２０２】
さらに、空芯コイル１ｅの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、空芯コイル１ｅの許容動作温度をＴｗ（℃）、空芯コイル１ｅが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに空芯コイル１ｅに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）を満足する。
【０２０３】
図２６に示した実施形態は、図２７（Ｂ）に示した単導線８からなる導線１１ｄをボビン７に多層密接巻きしたが、これに限ることなく、図１に示した単層密接巻きや、図２１に示した単層疎巻き、図２４に示した外周部における隣接する導線は密接して密巻きし、内周部における隣接する導線は空隙を有して疎巻きしてもよい。
【０２０４】
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効抵抗Ｒｗが低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい。
【０２０５】
また、本実施形態においては、特開２００３−１１５３６８に記載のように、リッツ線を数本撚って１本の撚り線とし、さらに前記撚り線を数本まとめて撚り、太い電線としてもよい。特開２００３−１１５３６８に記載のコイルは、電力伝送用のコイルではなく、誘導加熱調理器（いわゆる電磁調理器）のコイルに関するものであるが、段落番号、００２１、００２４に、「設計によって決められる」と記載され、試行錯誤を繰り返すことによるしかコイルの構成を決定できないことが明記されている。しかし、本発明によれば、前述したように、また後述するように、前記、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、の周波数特性を計測することにより、電力伝送に最適なコイルを選別し、実現することが可能となる。
【０２０６】
ここで、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇを参照し、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定に関する詳細な作用効果について説明する。
【０２０７】
リッツ線は、リッツ線を構成する各ホルマル線の自己インダクタンスＬａ，Ｌｂ…、を並列に接続した、図２８のような等価回路を持つものと考えられる。リッツ線を、平板単層渦巻き状に空隙を設けて巻いても、空芯コイル単体の実効抵抗Ｒｗの周波数特性は余り改善されず、逆に空芯コイル単体の自己インダクタンスが低下するところから、リッツ線は、各ホルマル線間、および導線間の相互インダクタンスにより、コイルとして形成したときの自己インダクタンスが変化するものと考えられる。すなわち、撚り方や撚りのピッチ、巻き方（密接巻き、疎巻き、多層巻き）、巻数、外形などにより、コイルとして形成したときの特性が変わってくる。
【０２０８】
図１５に示した空芯コイル１Ｆと、図１６に示した空芯コイル１Ｇに使われている導線は、どちらも同じ、導体外径が０．０５ｍｍ、絶縁被覆の厚さが０．００５ｍｍ、導線外径が０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線で、空芯コイル１Ｆは外形７０ｍｍに３０回密接巻きされ、空芯コイル１Ｇは外形５０ｍｍに２０回密接巻きされている。
【０２０９】
空芯コイル１Ｆと、空芯コイル１Ｇの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を、図１５、図１６で比較すると、空芯コイル１Ｆでは、Ｒｎ＞Ｒｓとなる点が８００ｋＨｚ以上に存在するが、空芯コイル１Ｇでは、１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足している。この原因が、撚り方や、撚りのピッチに関係しているのか、あるいは巻数や外形、巻き方に関係するものなのかは断定できないが、少なくともコイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定すれば、該コイルが電力伝送装置用に適しているかどうかの判断ができる。その具体的な方法を以下に述べる。
【０２１０】
図２９は、５．０ｋＨｚから１．０ＭＨｚの各周波数における、空芯コイル１Ｂ、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇの、単体インダクタンスＬｗと、短絡した同一の空芯コイルが距離ゼロで対向したときの、インダクタンスＬｓの値、および下記に示す計算法により近似的に求めた結合係数ｋｉを記載した表である。この表の各ｋｉが、図１０、図１１、図１５、図１６にプロットされたｋｉである。
【０２１１】
まず、コイルのインダクタンス変化から結合係数ｋｉを近似的に求める方法を説明する。上述のように、図４のときのコイルの自己インダクタンスをＬｗ（Ｈ）、図５のときの１次側コイルのインダクタンスをＬｎ（Ｈ）、とすると、図４〜図５において、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ、の関係が成り立ち、図６のように、１次側コイルに対向している２次側コイルが短絡されているときの１次側のインダクタンス成分をＬｓ（Ｈ）、とすると、Ｌｓ＝（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）、の関係が成り立つ。実効抵抗ＲｗやＲｎとは異なり、実測上も、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ、となっている。Ｌ１、Ｌ２、Ａ２、については、前述したとおりである。
【０２１２】
１次側と２次側に同一のコイルを使った場合は、Ｌ１＝Ｌ２、Ｒ１＝Ｒ２なので、Ｌｓ＝（Ｌｗ−Ａ２Ｌｗ）の関係が成り立ち、５０〜１００ｋＨｚ以上では、ω２Ｌ２２／Ｒ２２、が５０以上なので、Ａ２≒ｋｉ２、とみなせる。したがって、ｋｉ２＝（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ、ｋｉ＝√（（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ）として近似的に結合係数ｋｉが求められる。前述したとおり、このようにして、インダクタンスの変化、Ｌｗ、Ｌｓ、より求めた結合係数をｋｉと表記している。図１５と図１６にプロットされたｋｒとｋｉを比較すると、図１６においては、ｋｒとｋｉが、ほぼ一致しているのが分かる。
【０２１３】
しかし、図１５においては、ｋｒとｋｉの一致は見られない。さらに、比較例として、空芯コイル１Ｂにおいて、図１０、図１１に前記ｋｒと前記ｋｉがプロットしてあるが、図１１において、Ｒｎ＞Ｒｓとなる周波数を境に、ｋｒが急激に減少しているのが分かる。実際に、図１６に示す空芯コイル１Ｇを２個使用した場合は、２ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足しており、４ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しているので、高い周波数、高い力率、高い実効電力効率で電力を伝送でき、電力伝送性能が非常によい。
【０２１４】
すなわち、高い周波数で、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足し、高い周波数で、Ｒｎ／Ｒｗの値が１に近いほど、コイルの性能はよく、周波数の上昇によるＲｗの増加も少ない。このように、周波数と、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの関係を見ることにより、あるいは、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒの周波数特性と、ＬｗとＬｓより求めた結合係数ｋｉの周波数特性を比較することにより、空芯コイル単体の実効抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を予測することが可能となる。
【０２１５】
したがって、空芯コイルを構成するリッツ線の適切な撚り方や撚りピッチ、巻き方は、複数のコイルを形成して、コイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定し、好ましくはＬｗ，Ｌｓの周波数特性も測定して、ｋｒとｋｉの周波数特性を比較すれば、実際に電力伝送を行わずとも、最適な状態を見つけることが可能になる。この手法は、リッツ線に限らず、単銅線、ビニール線、その他後述する他の実施形態の電線にも適用でき、電力伝送に適したコイルを選ぶことができる。すなわち、線材、線径、寸法、形状、巻き方などを変えることにより、空芯コイル単体の実効抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を判断することが可能となり、従来の技術では実現できなかった電力伝送性能の良いコイルが提供できる。
【０２１６】
例えば、１ｍｍの単導線を用い、空隙を設けて巻いた空芯コイル１Ｄは、３ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足しており、６ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているので、空芯コイル１Ｇに比べ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｗ、の規定に関しては余り差がない。しかし、４ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ｄ単体のＲｗは、０．８７Ω、空芯コイル１Ｇ単体のＲｗは、２．３Ω、１０ＭＨｚにおける、空芯コイル１Ｄ単体のＲｗは、２．９Ω、空芯コイル１Ｇ単体のＲｗは、１７Ω、となっており、空芯コイル１Ｄは、空芯コイル１Ｇよりもコイル単体の実効抵抗Ｒｗの高周波特性がよくなっている。
【０２１７】
そのため、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の規定により、単導線にて形成した空芯コイル１Ｄは、リッツ線にて形成した空芯コイル１Ｇよりも高い周波数で使用可能となる。このように、本発明は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の各規定により、従来の技術では実現できない空芯コイルを実現したうえで、該コイルを使用するのに最適な周波数領域を選べるという、優れた効果を奏するものである。
【０２１８】
図３０〜図３３は、この発明のその他の実施形態における電力伝送装置のコイルを構成する導線の構造を示す図である。
【０２１９】
図３０は、パイプ状の導体１７内に絶縁材料１８が充填されており、パイプ内が空洞である場合に、パイプが折れて、曲げ加工ができなくなるのを防止している。なお、パイプの材質やパイプの肉厚により、パイプ自体が可撓性を持つ場合は、パイプ内が空洞であってもよい。
【０２２０】
図３１は、絶縁材料１９上に、分割して導体２０を形成したものの一例を示す。
【０２２１】
図３２は、絶縁材料２１上に、分割して導体２２を形成し、絶縁材料２１の内部にも導体２３を形成したものの一例を示す。
【０２２２】
図３３は、箔状導体と絶縁材料を重ね、断面が螺旋状で、導体と絶縁体が交互に存在するように導線を形成したものである。すなわち、図３３（Ａ）に示すように箔状導体２４と絶縁材料２５とを積層し、図３３（Ｂ）に示すように積層した箔状導体２４と絶縁材料とを巻回し、図３３（Ｃ）に示すように断面が螺旋状となる導線を形成したものである。
【０２２３】
なお、特許文献、特開平５−２４３０４９号公報には、図３３（Ｃ）に類似した断面構造を持つコイルを形成する導線が記載されているが、前記特許文献には単に導線の表皮効果を低減する作用効果が記載されているのみであり、本発明の実施形態における絶縁材の作用効果については記載されていない。そのうえ、前記特許文献の段落番号００１４には、絶縁材としては、ＳｉＯ２（酸化ケイ素）のような硬質物質を使用することが記載されているので、前記導線は、図３３（Ｃ）の実施形態のように、可撓性を持たず、コイルを形成するのに必要な曲げ加工に適していない。
【０２２４】
また、同心円状に導体と絶縁体を交互に形成し、導線とするには、製造方法上の問題がある。前記特許文献に記載されている導線は、コアに巻かれることを前提としており、構成や製造方法の差異のみならず、導線の作用効果が本発明と異なるうえ、平板状に磁性材料を装備せずに導線を巻回し、コイルの構成や特性を規定した本発明に使用される導線とは異なるものである。
【０２２５】
図３０〜図３２は、導線を構成する単導線の周上に導体層が有るが、前記導体層に絶縁被覆を施しても、施さなくても、前記実施形態に適合するなら、いずれでもよい。
【０２２６】
上述のごとく、図３０〜図３２は、コイルを形成する導体内部に絶縁層を有する実施形態で、絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせ、導線の曲げ加工を容易にするものである。
【０２２７】
また、図２７（Ａ）に示す単導線を束ねて形成した導線内に存在する空気層、図２７（Ａ）、図３０〜図３２に示す導線を多層巻きする場合において、コイル断面に存在する空気層も、絶縁材とみなせる。
【０２２８】
図２７（Ａ），図３０〜図３２の実施形態では、導線を構成する導体の表面積を増加させることができ、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、導線内の導体を貫く磁束経路に存在する導体体積を減少させることができるので、表皮効果および渦電流損による実効抵抗Ｒｗの増加を防止できる。
【０２２９】
図２７（Ａ），図３０〜図３２の実施形態は、導線を構成する導体を分割し、導線内部に絶縁層を設ける一例に過ぎず、その他の実施形態が存在することは言うまでもない。
【０２３０】
上述の各コイルは、１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力装置における送電コイルや受電コイルのみならず、２つのコイルが分離不能な変圧器（変成器）として使用することも可能である。
【０２３１】
上述した各実施形態に示す空芯コイルは、各実施形態のものを１次側コイル、２次側コイルとして同一の空芯コイルを使用する必要はなく、例えば図１の実施形態に示す空芯コイル１ａであっても、巻数や外形が異なる空芯コイルを、１次側コイル、２次側コイルとして用いてもよく、あるいは、図１の実施形態の空芯コイル１ａと、図２１の実施形態の空芯コイル１ｃを組み合わせることもできる。前記のような構成とすることにより、特許文献４の段落番号０００３に記載の、巻線比が１：１しか実現できないという課題を解決でき、巻線比を任意に設定可能な、空芯コイルを使った電力伝送手段が実現できる。
【０２３２】
このような場合、Ｒｗは、各空芯コイル単体で計測し、Ｒｎ、Ｒｓは、両コイルを対向させ、各コイルにおいて計測し、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足するかを確認すればよく、１次側、２次側の各コイルにて、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、の周波数特性を見ることにより、両コイルを組み合わせたときの電力伝送性能が予測できることは、上述したとおりである。
【０２３３】
あるいは、異なる数種のコイルを作成し、各コイルにおいて、同一のコイルを対向させ、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を計測した後に、特性の良いコイルを組み合わせて使ってもよく、組合せ後に、１次側コイル、２次側コイルにおいて、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を計測すれば、より好ましい。
【０２３４】
次に、コイルの巻回数、８回につき説明しておく。特許文献２に記載のコイルは５回の巻回数で、１ＭＨｚにおける、前記コイルのＬｗは、０．７９μＨ、Ｌｓは、０．４５μＨ、Ｌｗ、Ｌｓから近似的に計算した結合係数ｋｉは、０．６６となる。また、前記コイルが、Ｒｗ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する周波数は、２ＭＨｚとなっている。前記コイルと同じ導線を使って同形状に８回巻回したコイルは、Ｌｗが、約２．１μＨ、Ｌｓが、約０．７μＨ、近似的に計算した結合係数ｋｉは、約０．８３となっている。
【０２３５】
特許文献２に記載の導線を８回巻回したコイルは、前述したように、実際には実効抵抗が過小なうえ、Ｒｗの周波数特性も悪く、かつ十分なリアクタンスを確保できる高周波数領域で、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足していないために、導線の適切な撚り方および巻き方を選ばないと使用できないが、高周波領域で使用する最低のインダクタンスと結合係数が確保できるので、上記の実測結果から最低限８回の巻回数を規定している。
【０２３６】
上述したように、コイルの構成によりインダクタンスや結合係数が変化するので、従来の技術では、実際に電力伝送を行わないと性能の判断ができないが、本発明は、コイルの実効抵抗、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を見ることにより、電力伝送性能の判断ができ、電力伝送性能のよいコイルが実現できるという、優れた効果を奏するものである。
【０２３７】
また、１次側コイルと、２次側コイルとを電磁的に結合させ、少なくとも一方のコイルの直流抵抗をＲｄとし、そのコイルの１ＭＨｚにおける実効直列抵抗をＲｆとしたときにＲｆ＜Ｒｄ×２５を満足する空芯コイルを実現してもよい。
【０２３８】
前述したように、コイル単体ではなく、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を厳密に判断するには、前記Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を計測する必要があるが、多数のコイルを２個以上製作し、前記Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を計測するのには、かなりの工数がかかるため、簡便に判断するには、コイル単体で、前記、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定を満足する空芯コイルであってもよい。
【０２３９】
同一の線材で構成された空芯コイル１Ａと空芯コイル１Ｄにおいて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する周波数は、空芯コイル１Ａが７０ＫＨｚ、空芯コイル１Ｄが１ＭＨｚ以上となっており、前記、Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定は、空芯コイル１Ａと空芯コイル１Ｄの、直流抵抗Ｒｄ（５ｋＨｚの実効抵抗Ｒｗとほぼ同一値）と１ＭＨｚの実効抵抗Ｒｆの比、Ｒｆ／Ｒｄから導いている。前述したように、Ｒｆ／Ｒｄの値は、空芯コイル１Ａでは約４８、空芯コイル１Ｄでは約８となっており、両数値の単純平均値は、（４８＋８）／２＝２８、相乗平均値は、√（４８×８）＝１９となり、さらに、２８と１９の単純平均値と相乗平均値を求め、これを繰り返すと、単純平均値と相乗平均値は、どちらも幾何平均値、２３．６に収束する。Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定にある数値２５は、前記の幾何平均値、２３．６を基準としたものである。
【０２４０】
Ｒｆ＜Ｒｄ×２５、の規定を満足するコイルを使用する場合は、コイルの構成は上述した実施形態に限定されず、電力を伝送する周波数は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）のいずれかの規定により決めることができる。
【０２４１】
なお、空芯コイルに、磁束遮蔽を目的として、磁性材板や金属板を近接させることがあるが、そのような場合は、通常、磁性材板や金属板の近接が、空芯コイルの電力伝送性能を劣化させる。例えば、図２０、図２１の実施形態や、図２７（Ａ）の導線を平板空芯単層渦巻き状に巻回したコイルの対向面の反対側に、磁性材料板や、金属板を設置した場合などである。あるいは、図２６の実施形態において、ボビン状の内径空洞内に、透磁率の低い磁性材料を装備するか、空洞に円筒状の金属リングを装備する場合などである。さらに、図２１の実施形態において、コイル外径Ｄの５分の１程度以下の幅を持った金属板を２枚十字にして絶縁材にコイルを固定する場合などである。
【０２４２】
このような場合などでも、ある周波数範囲で、Ｒｓ＞Ｒｗ、または、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する場合があるが、これらの構成で、磁性材、金属板等は本発明の空芯コイル本体の性能を左右するものではなく、コイルは実質的に空芯と見なされる。
【０２４３】
本発明の空芯コイルは、電力伝送性能が高く、コイルが生成する磁場強度が高いので、例えば特許文献３の段落番号０００８に記載されているように、機器の電子部品を磁場から遮蔽するために、コイルの対向面の反対側に、磁性材や金属板などを装備した場合、その目的は、本発明の空芯コイルの電力伝送性能を改善するものではなく、単に磁気遮蔽材として装備しているに過ぎない。
【０２４４】
このような場合は、１個の構成からなる発明ではなく、本発明を元にし、別の作用効果を意図しているものである。すなわち、本発明における空芯コイルの特性や性能の改善（例えばインダクタンスを高くしても、実効抵抗Ｒｗが増加すれば性能改善にはならず、上述した本発明の空芯コイルの特性のうち、１つでも劣化すれば改善にはならない）を目的とせずに、磁性材料や金属材料が本発明の空芯コイルに近接しているときなどは、本発明の空芯コイルの電力伝送性能自体は、本発明の空芯コイルの構成や作用効果と異なるものではなく、コイルは空芯と見なせ、本発明の範囲に包含される。
【０２４５】
本発明において、導線を形成する導体の材質は特に限定されないが、本実施形態にて述べている各空芯コイルは、全て前記導体に銅を用いている。本発明においては、導体として比抵抗が小さい銅を使うのが好ましいが、比抵抗が小さい他の金属、あるいは合金を導体として使うこともできる。
【０２４６】
なお、上記に述べてきた電力伝送装置の空芯コイルを、送電部あるいは受電部の少なくとも一方に装備した電力伝送装置が実現できるのは言うまでもない。
【０２４７】
また、上記に説明した各空芯コイルの実効抵抗やインダクタンスの測定には、１ＭＨｚまでは、アジレント社のＬＣＲメータ、４２８４Ａ、１〜１０ＭＨｚの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、１〜１０ＭＨｚの計測は、１、２、４、１０ＭＨｚの各点でしか計測できないので、例えば、４ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗを満足し、１０ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しない場合は、補間により、Ｒｓ＝Ｒｗとなる周波数を推定している。
【０２４８】
以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０２４９】
この発明の電力伝送装置の空芯コイルは、送電部から受電部に電力を伝送するのに利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０２５０】
【図１】この発明の一実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２】図１に示したコイルの外形形状の変形例を示す図である。
【図３】変成器の入力インピーダンスを求める等価回路である。
【図４】この発明の一実施形態における電力伝送装置の空芯コイルにおけるコイル単体の等価回路を示す図である。
【図５】従来例で説明した図３４のように構成された電力伝送装置の変成器部分の等価回路を表す図である。
【図６】２次側コイルを短絡したときの変成器の等価回路を表す図である。
【図７】２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
【図８】線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで２５ターン密接巻きした空芯コイル１Ａの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を示す図である。
【図９】図８の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの値を取り出してＹ軸のスケールを変えた図である。
【図１０】線径０．６ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きした空芯コイル１Ｂの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。
【図１１】図１０の５ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数におけるＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉの値を取り出してＹ軸のスケールを変えた図である。
【図１２】線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きした空芯コイル１Ｃの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を示す図である。
【図１３】線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍに空隙を設けて１４ターン巻いた空芯コイル１Ｄの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数の関係を示す図である。
【図１４】０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍのホルマル線を平板状に２５回巻いたコイルの周波数と、各コイルの実効抵抗Ｒｗの関係を示す図である。
【図１５】線径０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線を、外径７０ｍｍで３０ターン密接巻きした空芯コイル１Ｆの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。
【図１６】線径０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線を、外径５０ｍｍで２０ターン密接巻きした空芯コイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。
【図１７】図１に示した空芯コイルに用いられる導線の他の例を示す断面図である。
【図１８】導線を断面傘型に巻回した空芯コイルの断面図である。
【図１９】図１８のコイルと図１のコイルの水平位置と磁場強度を表す図である。
【図２０】絶縁材上に導線を巻回した空芯コイルの断面図である。
【図２１】この発明の他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２２】図８に示した密接巻の空芯コイル１Ａと、図１３に示した疎巻の空芯コイル１Ｄとのコイル実効抵抗Ｒｗが増加する状態を比較して示した図である。
【図２３】線径０．４ｍｍのホルマル線を、０、０．２ｍｍ、０．４ｍｍの空隙幅を設けて２５ターン巻いた各空芯コイルのＲｗと周波数の関係を示す図である。
【図２４】この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２５】この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルに用いられる導線の一例である裸単銅線の集合体の断面図である。
【図２６】この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の空芯コイルを示す図である。
【図２７】図２６に示した空芯コイルに用いられる導線であるリッツ線の断面の一例を示す図である。
【図２８】リッツ線の等価回路図である。
【図２９】空芯コイル１Ｂ、空芯コイル１Ｆ、空芯コイル１Ｇの、各周波数における、Ｌｗ、Ｌｓ、ｋｉを示す表である。
【図３０】パイプ状の導体内に絶縁材料が充填されている導体の断面図である。
【図３１】絶縁材料上に、分割して導体を形成した導線の断面図である。
【図３２】絶縁材料上に、分割して導体を形成し、絶縁体内部にも導体を形成した導線の断面図である。
【図３３】箔状導体と絶縁材料を重ね、断面が螺旋状で、導体と絶縁体が交互に存在するように形成した導線の断面図である。
【図３４】１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力伝送装置の概略ブロック図である。
【図３５】図３４に示した１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力伝送装置の等価回路図である。
【図３６】平板渦巻き状に同一回数巻いた空芯コイルの線径とインダクタンスの関係を表す図である。
【符号の説明】
【０２５１】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１e，２ 空芯コイル、３ 送電回路、４ 受電回路、５ 絶縁材、６ 絶縁性樹脂、７ ボビン、８ リッツ線、１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ 導線、１２，１２a，１２ｂ 単導線、１３，１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１６ 絶縁被覆、１４ 裸単導線、１５，１７，２０，２２，２３，２５ 導体、１８，１９，２１，２４ 絶縁材料。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２個のコイルを電磁的に結合させて電力を伝送する電力伝送装置の空芯コイルであって、
前記２個のコイルのうちの少なくとも一方のコイルの直流抵抗をＲｄ（Ω）とし、
前記少なくとも一方のコイルの１ＭＨｚにおける実効直列抵抗をＲｆ（Ω）、としたときに、
Ｒｆ＜Ｒｄ×２５
を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項２】
送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線が単導線で、
前記少なくとも一方のコイルは、前記単導線を単層渦巻き状に巻回してあり、
前記単導線の導体単体の最大径をｄ１、前記少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、
前記少なくとも一方のコイル外径Ｄが前記最大径ｄ１の少なくとも２５倍以上であり、
かつ前記導線の巻き数が所定巻数以上であり、
前記少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイル単体の複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｗ、
を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項３】
さらに、前記電力を伝送する周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｎ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ
を満足する、請求項２に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項４】
さらに、前記少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、
としたときに、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、
を満足する、請求項２または請求項３に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項５】
前記導線には絶縁被覆が施されていて、前記少なくとも一方のコイルの隣接する各単導線を密接させた、請求項２から４のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項６】
前記単導線の前記最大径ｄ１が０．２ｍｍ以上のときに、前記少なくとも一方のコイルの隣接する各導線間に空隙を設けた、請求項２から４のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項７】
送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線は、それぞれの最大径が０．３ｍｍ以下に選んだ複数の裸単導線の集合体に絶縁被覆を施した導線を単層渦巻き状に巻回して構成され、
複数の裸単導線の集合体の最大径をｄ２、コイル外径をＤとしたとき、
前記少なくとも一方のコイル外径Ｄが前記最大径ｄ２の少なくとも２５倍以上であり、
かつ前記導線の巻き数が所定巻数以上であり、
前記少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイル単体の複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項８】
さらに、前記電力を伝送する周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｎ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ
を満足する、請求項７に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項９】
さらに、前記少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、
としたときに、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、
を満足する、請求項７または８に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１０】
前記少なくとも一方のコイルの隣接する各導線の導体間に空隙を設けた、請求項７から９のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１１】
送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線には、前記導線内部に絶縁体層が設けられ、前記絶縁体層の断面積が導線全体の断面積の１１％以上であって、
前記少なくとも一方のコイルは、前記絶縁体層が設けられた導線を単層渦巻き状に密接して巻回してあるか、または多層密接巻きしてあり、
前記絶縁体層が設けられた導線の最大径をｄ３、少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、
前記少なくとも一方のコイル外径Ｄが前記最大径ｄ３の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、前記少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイル単体の複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１２】
さらに、前記電力を伝送する周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｎ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ
を満足する、請求項１１に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１３】
さらに、前記少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、
としたときに、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、
を満足する、請求項１１または１２に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１４】
前記導線は、それぞれに絶縁被覆が施された複数の単導線の集合体で構成され、かつ、前記単導線は、前記絶縁被覆を除く導体の最大径をｄ４としたときに、ｄ４が０．３ｍｍ以下であって、前記絶縁被覆の厚さｔが（ｄ４）／３０以上に選ばれている、請求項１１から１３のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１５】
前記少なくとも一方のコイルは、前記少なくとも一方のコイルの外周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅が内周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅よりも狭いか、外周部における隣接する導線は密接しており、内周部における隣接する導線間に空隙を設けた、請求項１，２，３，４，６，７，８，９，１１，１２，１３のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１６】
請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３に記載のコイルを、送電コイルおよび受電コイルに使用し、両コイルを分離不能とした、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１７】
前記少なくとも一方のコイルが絶縁性樹脂内に固定される、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１８】
前記少なくとも一方のコイルは絶縁材に沿って巻回される、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１９】
前記少なくとも一方のコイルは絶縁材に沿って巻回され、前記少なくとも一方のコイルが絶縁性樹脂または接着剤により前記絶縁材に固定される、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項２０】
送電部または受電部の少なくとも一方に、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイルを装備した電力伝送装置。
【請求項１】
２個のコイルを電磁的に結合させて電力を伝送する電力伝送装置の空芯コイルであって、
前記２個のコイルのうちの少なくとも一方のコイルの直流抵抗をＲｄ（Ω）とし、
前記少なくとも一方のコイルの１ＭＨｚにおける実効直列抵抗をＲｆ（Ω）、としたときに、
Ｒｆ＜Ｒｄ×２５
を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項２】
送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線が単導線で、
前記少なくとも一方のコイルは、前記単導線を単層渦巻き状に巻回してあり、
前記単導線の導体単体の最大径をｄ１、前記少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、
前記少なくとも一方のコイル外径Ｄが前記最大径ｄ１の少なくとも２５倍以上であり、
かつ前記導線の巻き数が所定巻数以上であり、
前記少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイル単体の複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｗ、
を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項３】
さらに、前記電力を伝送する周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｎ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ
を満足する、請求項２に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項４】
さらに、前記少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、
としたときに、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、
を満足する、請求項２または請求項３に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項５】
前記導線には絶縁被覆が施されていて、前記少なくとも一方のコイルの隣接する各単導線を密接させた、請求項２から４のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項６】
前記単導線の前記最大径ｄ１が０．２ｍｍ以上のときに、前記少なくとも一方のコイルの隣接する各導線間に空隙を設けた、請求項２から４のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項７】
送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線は、それぞれの最大径が０．３ｍｍ以下に選んだ複数の裸単導線の集合体に絶縁被覆を施した導線を単層渦巻き状に巻回して構成され、
複数の裸単導線の集合体の最大径をｄ２、コイル外径をＤとしたとき、
前記少なくとも一方のコイル外径Ｄが前記最大径ｄ２の少なくとも２５倍以上であり、
かつ前記導線の巻き数が所定巻数以上であり、
前記少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイル単体の複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項８】
さらに、前記電力を伝送する周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｎ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ
を満足する、請求項７に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項９】
さらに、前記少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、
としたときに、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、
を満足する、請求項７または８に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１０】
前記少なくとも一方のコイルの隣接する各導線の導体間に空隙を設けた、請求項７から９のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１１】
送電部のコイルと、受電部のコイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線には、前記導線内部に絶縁体層が設けられ、前記絶縁体層の断面積が導線全体の断面積の１１％以上であって、
前記少なくとも一方のコイルは、前記絶縁体層が設けられた導線を単層渦巻き状に密接して巻回してあるか、または多層密接巻きしてあり、
前記絶縁体層が設けられた導線の最大径をｄ３、少なくとも一方のコイル外径をＤとしたとき、
前記少なくとも一方のコイル外径Ｄが前記最大径ｄ３の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定巻数以上であり、前記少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であって、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイル単体の複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｗ（Ω）、
伝送する交流電力の周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｓ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１２】
さらに、前記電力を伝送する周波数における、前記少なくとも一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、前記少なくとも一方のコイルの複素インピーダンスの純抵抗成分、実効直列抵抗である実数成分をＲｎ（Ω）、としたときに、
Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ
を満足する、請求項１１に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１３】
さらに、前記少なくとも一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記少なくとも一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記少なくとも一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記少なくとも一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、
としたときに、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、
を満足する、請求項１１または１２に記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１４】
前記導線は、それぞれに絶縁被覆が施された複数の単導線の集合体で構成され、かつ、前記単導線は、前記絶縁被覆を除く導体の最大径をｄ４としたときに、ｄ４が０．３ｍｍ以下であって、前記絶縁被覆の厚さｔが（ｄ４）／３０以上に選ばれている、請求項１１から１３のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１５】
前記少なくとも一方のコイルは、前記少なくとも一方のコイルの外周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅が内周部における隣接する導線間に設ける空隙の幅よりも狭いか、外周部における隣接する導線は密接しており、内周部における隣接する導線間に空隙を設けた、請求項１，２，３，４，６，７，８，９，１１，１２，１３のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１６】
請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３に記載のコイルを、送電コイルおよび受電コイルに使用し、両コイルを分離不能とした、電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１７】
前記少なくとも一方のコイルが絶縁性樹脂内に固定される、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１８】
前記少なくとも一方のコイルは絶縁材に沿って巻回される、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項１９】
前記少なくとも一方のコイルは絶縁材に沿って巻回され、前記少なくとも一方のコイルが絶縁性樹脂または接着剤により前記絶縁材に固定される、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイル。
【請求項２０】
送電部または受電部の少なくとも一方に、請求項１，２，３，４，７，８，９，１１，１２，１３，１６のいずれかに記載の電力伝送装置の空芯コイルを装備した電力伝送装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【公開番号】特開２００７−３２４５３２（Ｐ２００７−３２４５３２Ａ）
【公開日】平成１９年１２月１３日（２００７．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１５６２１６（Ｐ２００６−１５６２１６）
【出願日】平成１８年６月５日（２００６．６．５）
【出願人】（５０５３４０２２７）メレアグロス株式会社 (11)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１２月１３日（２００７．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年６月５日（２００６．６．５）
【出願人】（５０５３４０２２７）メレアグロス株式会社 (11)
【Ｆターム（参考）】
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