電力変換装置
【課題】メインコンバータ３の交流入力線に単相のサブコンバータ４を直列接続した電力変換器に対し、直流側のサブコンデンサ９を初期充電する際の突入電流を簡略な構成で容易に防止する。
【解決手段】交流電流指令を生成する電流指令値演算部２０をＣＰＵで構成し、メインコンバータ３は交流電流を抑制するように制御し、交流電流が交流電流指令に追従するようにサブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替え制御する。初期充電時には、メインコンデンサ７を充電完了後に電力変換器を起動し、メインコンバータ３を通常と同様に出力制御すると共に、サブコンバータ４内の全スイッチをオフしてサブコンデンサ７を充電する。
【解決手段】交流電流指令を生成する電流指令値演算部２０をＣＰＵで構成し、メインコンバータ３は交流電流を抑制するように制御し、交流電流が交流電流指令に追従するようにサブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替え制御する。初期充電時には、メインコンデンサ７を充電完了後に電力変換器を起動し、メインコンバータ３を通常と同様に出力制御すると共に、サブコンバータ４内の全スイッチをオフしてサブコンデンサ７を充電する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流直流変換機能を持つ電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置として回生制御可能なコンバータを以下に示す。
三相のメインコンバータの各相の交流入力線に、メインコンバータの直流電圧より小さい直流電圧を有する単相のサブコンバータの交流側を直列接続して電力変換器を構成する。そして、メインコンバータを半周期に１パルスのゲートパルスにて駆動し、サブコンバータの交流端子の発生電圧を、交流電源電圧とメインコンバータの交流端子の発生電圧との差分となるように制御する。これにより、リアクトルを大きくすることなく高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる（例えば、特許文献１参照）。
また、このような電力変換装置のメインコンバータ、サブコンバータの各直流電力を蓄積する電力貯蔵器を初期充電する従来の技術を以下に示す。
系統電源と電力変換器との間に充電用抵抗あるいはリアクトルを設けて、系統電源から充電用抵抗あるいはリアクトルを介する電流経路によりメインコンバータおよびサブコンバータの直流側電力貯蔵器の初期充電を行う。これにより、初期充電時の各電力貯蔵器への突入電流を抑制できる（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開ＷＯ２００７／１２９４５６
【特許文献２】国際公開ＷＯ２００７／１２９４６９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力変換装置では、各電力貯蔵器の初期充電時に充電用抵抗あるいはリアクトルを介する電流経路にて電力貯蔵器を充電する。しかしながら、初期充電時の各電力貯蔵器への突入電流は、充電用抵抗あるいはリアクトルにより制限されても充分ではなく、この突入電流により交流電源側に電圧歪みが発生するという問題があった。また、充電用抵抗やリアクトルだけでなく、電力変換器の通常運転時にこれらをバイパスさせるリレーなどの切り換えの為の部品が必要で、部品点数も増大するものであった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、それぞれ直流側に電力貯蔵器を有するメインコンバータとサブコンバータとが直列接続された電力変換装置において、交流電源側の信頼性を損なうことなく簡略な構成で電力貯蔵器を初期充電することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、それぞれ複数の半導体スイッチング素子を有して交流と直流との間で電力変換を行い、直流側に有した各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを備え、上記メインコンバータの直流電圧は上記サブコンバータの直流電圧より大きく、上記メインコンバータと交流電源との間に上記サブコンバータを配置して直列接続した電力変換器と、該電力変換器を制御する制御装置とを備える。この制御装置は、交流電流指令を生成する電流指令演算部と、上記交流電源の位相および上記交流電流指令に基づいて交流電流瞬時値を抑制するように上記メインコンバータへの第１の制御信号を生成する第１の制御部と、上記交流電流瞬時値が上記交流電流指令に追従するように上記サブコンバータへの第２の制御信号を生成する第２の制御部とを有する。また、上記制御装置は、上記メインコンバータの電力貯蔵器が充電完了した状態で上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電する充電制御モードと、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの各電力貯蔵器の充電完了後に上記第１、第２の制御信号を生成して上記電力変換器を制御する通常制御モードとを有し、上記充電制御モードでは、上記第１の信号を生成して上記メインコンバータを制御すると共に、上記サブコンバータ内の上記複数の半導体スイッチング素子を全てオフさせて上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電するものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によると、通常制御モードのメインコンバータの出力制御において、交流電流瞬時値の抑制制御を行っている。このため、サブコンバータの電力貯蔵器を充電する充電制御モードでもメインコンバータを同様に制御することで、交流電流瞬時値を抑制して突入電流が流れるのを容易に防止でき、交流電源側に電圧歪みなどが発生するのを防止できる。また、通常制御と充電制御との切り替えは制御装置のみで行うことができ、電流制限のための部品や電流経路を切り換える部品も不要で、簡略な構成で交流電源側の信頼性を損なうことなくサブコンバータの電力貯蔵器を初期充電できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の通常動作を説明する各部の波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による制御装置のハードウェア構成を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１による制御装置の電流指令値演算回路（ＣＰＵ）の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１による制御装置においてメインコンバータの出力制御を担う第１の制御部の構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１による制御装置においてサブコンバータの出力制御を担う第２の制御部の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１による制御装置においてサブコンバータの出力制御を担う第２の制御部の構成の一部を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１による第１の制御部によるメインコンバータの制御を説明する図である。
【図９】この発明の実施の形態１による第２の制御部によるサブコンバータの制御を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態１による第２の制御部によるサブコンバータの制御を説明する図である。
【図１１】この発明の実施の形態１によるサブコンバータのゲート駆動信号のパターンを示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の初期充電動作を説明するフローチャートである。
【図１３】この発明の実施の形態１によるサブコンデンサの充電切り替え回路の構成を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成図である。電力変換器は、具体的には三相交流電源（系統電源）１からの電力を直流電力に変換して直流負荷２に供給する電力変換器である。
図１に示すように、三相交流電力を直流電力に変換するメインコンバータ３の交流ライン側の各相に、単相フルブリッジ回路から成るサブコンバータ４および交流リアクトル５が、それぞれ接続されている。メインコンバータ３は、直流側に電力貯蔵器としてのメインコンデンサ７が接続された三相２レベルコンバータで、直流電力を交流側に回生することを想定して、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の自己消弧型の半導体スイッチング素子６を用いている。
【００１０】
ここで用いる半導体スイッチング素子６はＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。また、直流負荷２に図示しないインバータ回路を介してモータ等が接続されたときの回生電力の処理で、インバータ回路部にブレーキ抵抗などが付随しており、直流電力を交流系統に回生させる必要がない場合は自己消弧型半導体素子（半導体スイッチング素子６）をダイオードに置き換えてもよい。なお、メインコンバータ３の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）のアームを構成するＰ側、Ｎ側の各半導体スイッチング素子６を、ＲＰ、ＲＮ、ＳＰ、ＳＮ、ＴＰ、ＴＮと称す。
【００１１】
サブコンバータ４は、複数のＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型の半導体スイッチング素子８から成る単相フルブリッジ回路と、それぞれ独立した電圧貯蔵器としてのサブコンデンサ９とを備える。この場合も、半導体スイッチング素子８はＭＯＳＦＥＴ以外にも、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。また各相サブコンバータ４の交流電源側のアームをＸ側アーム、負荷側のアームをＹ側アームと称し、Ｐ側、Ｎ側の各半導体スイッチング素子８を、ＸＰ、ＸＮ、ＹＰ、ＹＮと称す。
そして、サブコンバータ４は、図示された極性に充電された直流電圧を交流端子間に任意の期間で出力（出力電圧：Vsub）することができる。具体的には直流電圧をＶとした場合、半導体スイッチング素子８のオン・オフの組合せによってVsub＝｛−Ｖ，０，＋Ｖ｝の３レベルの電圧値をサブコンバータ４の交流端子間に印加することができる。
【００１２】
また、メインコンバータ３のメインコンデンサ７の電圧Vdcを検出する電圧センサ７ａと、各相のサブコンバータ４のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtを検出する電圧センサ９ａと、三相交流電源１から入力される各相の交流電流ｉ（ir、is、it）を検出する電流センサ１０と、三相交流電源１の位相を検出するＰＬＬ回路１１とを備える。なお、交流電流ｉは矢印の向きを正とする。
また、メインコンデンサ７を初期充電するために、メインコンデンサ７にバッテリ１１０から充電するためのＤＣ／ＤＣコンバータ１１１と、メインコンデンサ７に交流電源１から充電するためのＡＣ／ＤＣコンバータ１１３とを有するメインコンデンサ充電回路を備える。
【００１３】
このように構成される電力変換器は、例えば、三相交流電源１が２００Ｖ系の交流系統で、直流出力電圧であるメインコンデンサ７の電圧Vdcが２５０Ｖ、各相のサブコンデンサ９の電圧を６０Ｖとした場合、メインコンバータ３を６００Ｖ耐圧の素子で、サブコンバータ４を１００Ｖ耐圧の素子で構成することができる。また、三相交流電源１が４００Ｖ系の交流系統で、直流出力電圧であるメインコンデンサ７の電圧Vdcが５００Ｖ、各相のサブコンデンサ９の電圧を６０Ｖとした場合、メインコンバータ３を１２００Ｖ耐圧の素子で、サブコンバータ４を１００Ｖ耐圧の素子で構成することができる。
また、交流直流変換が可能な電力変換器は、直流側が太陽光や燃料電池等のエネルギ源で交流系統へ連系し電力授受を行うものでも良い。その場合は、メインコンデンサ７を初期充電するためのバッテリ１１０、コンバータ１１１、１１３は不要である。
【００１４】
このように構成される電力変換器の動作について以下に説明する。図２は、メインコンバータ３の例えばＲ相の出力電圧Vmain、メインコンバータ３を構成する各半導体スイッチング素子６（ＲＰ、ＲＮ、ＳＰ、ＳＮ、ＴＰ、ＴＮ）のゲート駆動信号、およびＲ相サブコンバータ４の出力電圧Vsubの各波形を示す図である。ここでは、１相あたりの電圧を説明する。
図に示すように、メインコンバータ３の各半導体スイッチング素子６のゲート駆動信号は、電源相電圧の１周期に１パルスの信号（以下、１パルス信号と称す）である。Ｒ相の電源相電圧が正極性の時には、Ｐ側の半導体スイッチング素子ＲＰはオン状態、Ｎ側の半導体スイッチング素子ＲＮはオフ状態であり、Ｒ相の電源相電圧が負極性の時には、半導体スイッチング素子ＲＰはオフ状態、半導体スイッチング素子ＲＮはオン状態である。
【００１５】
電力変換器の動作の基本は、直流出力電圧であるメインコンバータ３のメインコンデンサ７の直流電圧Vdcが維持されるように、交流−直流間で電力変換を行い、そのため交流側に電源電圧と同じ電圧である正弦波電圧を発生させるように動作する。
交流電源１の仮想中性点から見たメインコンバータ３のＲ相の出力電圧Vmainは、図に示すような階段状の波形となる。Ｒ相のサブコンバータ４は、半導体スイッチング素子８を細かくオン・オフして、電源相電圧とメインコンバータ３のＲ相の出力電圧Vmainとの差電圧を出力（出力電圧：Vsub）する。なお、サブコンバータ４のスイッチング制御についての詳細は後述するが、交流電流ｉは力率１となるように制御される。
【００１６】
図３は、このような電力変換器を制御する制御装置１２のハードウェア構成を示す図である。制御装置１２は、メインコンバータ３および各相のサブコンバータ４の各半導体スイッチング素子６、８のゲート駆動信号を生成して、メインコンバータ３および各相のサブコンバータ４を制御する。なお、メインコンバータ３を制御するゲート駆動信号が第１の制御信号、各相のサブコンバータ４を制御するゲート駆動信号が第２の制御信号である。
図３に示すように、制御装置１２は、ＣＰＵから成り各相の交流電流指令を演算する電流指令演算部としての電流指令値演算回路２０と、コンパレータ回路３０およびロジック回路４０で構成されるハードロジック回路とで構成される。ロジック回路４０には、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等が用いられる。
【００１７】
コンパレータ回路３０は、電圧センサ９ａから得られる各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtのアンバランスを検出するコンパレータ３１（以下、第１のコンパレータ３１と称す）と、電流センサ１０から得られる各相交流電流ir、is、itの極性を検出するコンパレータ３２（以下、第２のコンパレータ３２と称す）と、複数のヒステリシスコンパレータから成る電流瞬時値制御回路３３とを備える。電流瞬時値制御回路３３は、各相交流電流ir、is、itの瞬時値が電流指令値演算回路２０にて生成された各相の交流電流指令に追従するように、メインコンバータ３および各相のサブコンバータ４に対応する指令信号を出力する。
ロジック回路４０は、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力に基づいて、各相のサブコンデンサ９の電圧バランスを補正するバランス補正回路４１と、サブコンバータゲートパルス生成回路４２と、メインコンバータゲートパルス生成回路４３とを備える。
【００１８】
ＣＰＵから成る電流指令値演算回路２０の制御ハードウェアの詳細を図４に示す。この電流指令値演算回路２０は、マイコンやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などを用いて構成することができる。
図に示すように、電流指令値演算回路２０は、電圧センサ９ａから得られる各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbt、および電圧センサ７ａから得られるメインコンデンサ７の電圧Vdcを、Ａ／Ｄコンバータを介して入力し、さらに三相交流電源１の線間電圧位相を、ＰＬＬ回路１１等、位相検出が可能なＩＣの出力信号からディジタル信号として入力する。各相のサブコンデンサ電圧Vbr、Vbs、Vbtを入力として、三相分の平均値であるサブコンデンサ平均電圧を回路２１にて計算する。そして、サブコンデンサ平均電圧がサブコンデンサ電圧指令に追従するように、即ち差分が０になるように回路２２にてＰＩ制御した出力をメインコンデンサ電圧指令に加算し、メインコンデンサ電圧指令を調整する。そして、メインコンデンサ電圧Vdcと調整後のメインコンデンサ電圧指令との差分を電流指令生成回路２４に入力する。
【００１９】
また、ＰＬＬ回路１１から入力された線間電圧位相に基づいて、各相の基準正弦波を回路２３にて演算し、該基準正弦波は電流指令生成回路２４に入力される。電流指令生成回路２４では、メインコンデンサ電圧Vdcと調整後のメインコンデンサ電圧指令との差分が回路２５に入力され、メインコンデンサ電圧Vdcが調整後のメインコンデンサ電圧指令に追従するように、即ち差分が０になるように回路２５にてＰＩ制御して交流電流指令の振幅を演算する。そして、交流電流指令の振幅に回路２３からの各相基準正弦波を乗じて各相の交流電流指令となる電流指令値を演算する。
演算された各相の交流電流指令は、Ｄ／Ａコンバータを介して電流指令値演算回路２０から出力される。
【００２０】
このように、電流指令値演算回路２０では、サブコンバータ４の直流電圧としてのサブコンデンサ平均電圧がサブコンデンサ電圧指令に追従するように、メインコンバータ３の直流電圧指令であるメインコンデンサ電圧指令を調整し、メインコンデンサ電圧Vdcがメインコンデンサ電圧指令に追従するように交流電流指令を生成する。言い換えれば、交流電流指令をコントロールすることによって、サブコンデンサ平均電圧およびメインコンデンサ電圧Vdcをそれぞれ所望の電圧に維持する。また、サブコンデンサ平均電圧を一定に制御するために、メインコンデンサ電圧指令を調整することで、サブコンバータ４は、直流部に電力供給要素を必要とせず、サブコンデンサ９のみで電圧安定化が実現できる。
また、各相の交流電流指令を基準正弦波に基づいて生成しているため、各相交流電流ir、is、itは力率１となるように制御される。
【００２１】
次に、メインコンバータ３の出力制御を担う第１の制御部と各相のサブコンバータ４の出力制御を担う第２の制御部について説明する。
第１の制御部および第２の制御部は、コンパレータ回路３０およびロジック回路４０を、メインコンバータ３の出力制御と各相のサブコンバータ４の出力制御とのそれぞれを担う機能で２つに分けた部分で、第１の制御部の詳細を図５に、第２の制御部の詳細を図６、図７に示す。
コンパレータ回路３０内の電流瞬時値制御回路３３は、第１〜第３のヒステリシスコンパレータ３３ａ〜３３ｃを備え、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａは、第１の制御部の一部となり、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃは、第２の制御部の一部となる。なお、電流瞬時値制御回路３３では、電流指令値演算回路２０にて生成された交流電流指令と各相の交流電流とを比較して指令信号を出力するが、ここで扱う交流電流は交流電流瞬時値であり、以後、単に交流電流と記載する場合は、交流電流瞬時値を示すものとする。
【００２２】
メインコンバータ３の出力制御を担う第１の制御部は、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａとメインコンバータゲートパルス生成回路４３とを備え、図５は、第１の制御部のＲ相部分を図示したものである。なお、Ｓ相、Ｔ相についても同様の構成である。
図５に示すように、Ｒ相のメインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒは、１パルス信号生成回路４４と判定回路４５と電流抑制回路４６とを備えて、メインコンバータ３のＲ相の半導体スイッチング素子ＲＰ、ＲＮ用のゲート駆動信号（以下、ＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスと称す）を生成する。
１パルス信号生成回路４４は、ＰＬＬ回路１１からの線間電圧位相に基づいて、電源相電圧の１周期に１パルスの信号（１パルス信号）から成るＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスを生成する（図２参照）。
以下、Ｒ相の制御について説明するが、他の各相も同様である。
【００２３】
第１のヒステリシスコンパレータ３３ａは、交流電流irと電流指令値演算回路２０にて生成された交流電流指令との電流偏差が、所定のヒステリシス幅（±ｉａ）を超えると異常信号をメインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒへ出力する。メインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒでは、判定回路４５が第１のヒステリシスコンパレータ３３ａからの異常信号を入力として、電流極性が負の時、半導体スイッチング素子ＲＰをオフさせるＲＰ遮断信号を出力し、電流極性が正の時、半導体スイッチング素子ＲＮをオフさせるＲＮ遮断信号を出力する。電流抑制回路４６は、１パルス信号生成回路４４および判定回路４５の出力が入力され、ＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスを通常時はそのまま出力し、判定回路４５からＲＰ遮断信号、ＲＮ遮断信号が入力されたときは、ＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスを、その期間オフさせるよう補正して出力する。この電流抑制回路４６から出力されるＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスが、メインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒの出力である第１の制御信号となり、Ｒ相の半導体スイッチング素子ＲＰ、ＲＮを駆動制御する。
【００２４】
メインコンバータ３は、交流電流irが正常範囲内で変動する時は１パルス信号から成るゲート駆動信号にて制御され、交流電流irを交流電流指令に追従させる制御は、サブコンバータ４の出力制御により行っている。このサブコンバータ４の出力制御の詳細は後述するものであるが、電源電圧が瞬低や停電などで急峻に変化した場合等、サブコンバータ４の出力制御では電流制御できず、過電流に陥る場合がある。その場合、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａにて交流電流irと交流電流指令との電流偏差がヒステリシス幅（±ｉａ）を超えたこと、即ち電流異常を検出し、上述したように、電流極性に応じて、メインコンバータ３のいずれかの半導体スイッチング素子ＲＰ、ＲＮの１パルス信号をオフにする。
【００２５】
例えば、図８に示すように、交流電流irが正の時、半導体スイッチング素子ＲＮがオンして、図示される電流経路にて電流が流れる。この時、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａが、電流異常を検出すると、判定回路４５はＲＮ遮断信号を出力して、メインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒが出力するＲＮゲートパルスはオフとなる。これにより、半導体スイッチング素子ＲＮがオフして交流電流irが抑制される。そして、交流電流irと交流電流指令との差分が、所定のヒステリシス幅（±ｉａ）内に抑制されると再び半導体スイッチング素子ＲＮを、元のＲＮゲートパルス（１パルス信号）通りにオンする。このように、電源電圧が急峻に変化した場合でも、過電流に至る前に電流抑制でき、運転継続することが可能になる。
【００２６】
次に、サブコンバータ４の出力制御を担う第２の制御部は、図６に示すように、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃと、サブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒとを備える。また、図７に示すように、各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtのアンバランスを検出する第１のコンパレータ３１と、各相交流電流ir、is、itの極性を検出する第２のコンパレータ３２と、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力に基づいて、各相のサブコンデンサ９の電圧バランスを補正するバランス補正回路４１とを備える。
なお、図７は三相全ての部分を示しているが、図６に示す構成は、便宜上、Ｒ相部分のみであり、Ｓ相、Ｔ相についても同様の構成である。以下、図６を用いる説明では、Ｒ相の制御について説明するが、他の各相も同様である。
【００２７】
図６に示すように、電流指令値演算回路２０にて生成された交流電流指令と交流電流irとの電流偏差は第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃに入力される。
第３のヒステリシスコンパレータ３３ｃのヒステリシス幅（±ｉ２）は、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂのヒステリシス幅（±ｉ１）より広く、第１の制御部の第１のヒステリシスコンパレータ３３ａのヒステリシス幅（±ｉａ）より狭い。即ち、絶対値で比較するとｉ１＜ｉ２＜ｉａとなる。第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃは、入力された電流偏差が、ヒステリシス幅を超えると異常信号を出力し、その出力はサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒに入力される。そしてサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒの出力である第２の制御信号としてのサブコンバータゲートパルス４８ｒにより、Ｒ相のサブコンバータ４内の各半導体スイッチング素子を駆動制御する。
また、サブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒは、出力段にゲートパルス切替部１００ｒを備え、電力変換器の起動時にサブコンデンサ９を充電する際にサブコンバータゲートパルス４８ｒを切り替えて出力する。なお、ゲートパルス切替部１００ｒについての詳細は、後述する。
【００２８】
サブコンバータ４の出力制御の基本構成を、以下に説明する。なお、制御装置１２は、通常制御モードと、起動時にサブコンデンサ９を充電する際の充電制御モードを有しており、以下の説明は通常制御モードでの出力制御である。
サブコンバータ４は、フルブリッジ構成なので、直流電圧をＶとした場合、｛−Ｖ、０、＋Ｖ｝の３レベルを選択して交流側に出力する。図９（ａ）、図９（ｂ）は、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差を横軸に、サブコンバータ４の出力電圧レベルを縦軸にして、出力電圧レベルの切替を説明する図である。この場合、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂを用いて、電流偏差がヒステリシス幅（±ｉ１）を超えると、交流電流irが抑制されるように出力電圧レベルを切り替える。
この出力電圧レベルの切替は、図９（ａ）のように｛−Ｖ｝、｛０｝間の切替と、図９（ｂ）のように｛０｝、｛＋Ｖ｝間の切替との２種のモードがある。このモードは、ＰＬＬ回路１１からサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒに入力される線間電圧位相に基づいて判定されるサブコンバータ４の出力極性に応じて決定される。そして、半導体スイッチング素子ＸＰ、ＸＮ、ＹＰ、ＹＮへのゲート駆動信号であるサブコンバータゲートパルス４８のスイッチングパターンの切替により、出力電圧レベルが切り替わる。
【００２９】
上記のように、交流電流irを交流電流指令に追従させるように出力電圧レベルを切り替えるが、電源電圧位相の変動や位相検出系の遅れ等があると、サブコンバータ４の出力極性が乱れ、交流電流irは所望の範囲を逸脱する可能性がある。電流偏差が第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂのヒステリシス幅（±ｉ１）を超えて、出力電圧レベルを切り替えても戻らない場合の補正を図１０（ａ）、図１０（ｂ）に基づいて以下に示す。
図１０（ａ）、図１０（ｂ）は、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差を横軸に、サブコンバータ４の出力電圧レベルを縦軸にして、出力電圧レベルの切替を説明する図である。この場合、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂを用いて、電流偏差がヒステリシス幅（±ｉ１）を超えると交流電流irが抑制されるように出力電圧レベルを切り替え、さらに、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｃを用いて、電流偏差がヒステリシス幅（±ｉ２）を超えると交流電流irが抑制されるように出力電圧レベルをさらに切り替える。
【００３０】
図１０（ａ）に示すように、電流偏差がマイナス方向に増加しΔi1を超えたときに、出力電圧レベルを｛＋Ｖ｝から｛０｝に切り替えても、電流偏差（絶対値）が減少せず、増加し続けてΔi2を超えると、出力電圧レベルをさらに｛０｝から｛−Ｖ｝に切り替えて、強制的に電流極性を変化させて電流偏差（絶対値）を低減させる。また、図１０（ｂ）に示すように、電流偏差がプラス方向に増加しΔi1を超えたときに、出力電圧レベルを｛−Ｖ｝から｛０｝に切り替えても、電流偏差が減少せず、増加し続けてΔi2を超えると、出力電圧レベルをさらに｛０｝から｛＋Ｖ｝に切り替えて強制的に電流極性を変化させて電流偏差（絶対値）を低減させる。
このように、通常制御モードでのサブコンバータ４の出力制御は、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差が小さくなるように、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替える制御である。そして、このような出力電圧レベルの切り替えを行うサブコンバータゲートパルス４８ｒがサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒにて生成される。
【００３１】
図６に示すように、サブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒでは、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃの出力が、フリップフロップ回路FF1、FF2、FF3に入力され、パルス信号として出力される。フリップフロップFF1は、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂの出力に基づいて、出力電流制御の基本制御信号ＲＸ（以下、電流制御信号ＲＸと称す）を出力し、電流制御信号ＲＸは、サブコンバータ４のＸ側アームの駆動信号源となる。
また、ＰＬＬ回路１１からの線間電圧位相がサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒに入力され、回路４７にてサブコンバータ４の出力極性を判定して出力極性を切り替えるための極性制御信号ＲＹを生成する。サブコンバータ４の極性制御信号ＲＹは、サブコンバータ４のＹ側アームの駆動信号源に用いられる。なお、サブコンバータ４の出力極性は、図２で示したサブコンデンサの出力電圧Vsubを想定して位相から判定する。
【００３２】
上記電流制御信号ＲＸ、極性制御信号ＲＹから、半導体スイッチング素子ＸＰ、ＸＮ、ＹＰ、ＹＮへのゲート駆動信号であるサブコンバータゲートパルス４８ｒは、図１１に示すようにＡ〜Ｄの４種のスイッチングパターンで決定できる。このサブコンバータゲートパルス４８ｒの決定に先立ち、後述する各相サブコンデンサ電圧のバランス制御により得られたシフト補正信号としてのレベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰとに基づいて、電流制御信号ＲＸ、極性制御信号ＲＹを所定のロジックで変更する。そして、フリップフロップ回路FF2、FF3から、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃの出力に基づいた電流制御信号が出力され、該出力に応じて、サブコンバータ４の出力電圧レベルをさらに切り替えて強制的に電流極性を変化させるように、サブコンバータゲートパルス４８ｒは修正されて出力される。
【００３３】
以上のように、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差が小さくなるように、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替える制御を行う。この電流制御は各相毎に行われるのに対し、用いられる交流電流指令は、電流指令値演算回路２０において各相のサブコンデンサ電圧Vbr、Vbs、Vbtの平均値であるサブコンデンサ平均電圧を用いて演算したものである。このため制御の信頼性を高めるため、サブコンバータ４の出力制御を担う第２の制御部は、図７に示す回路構成を有して、各相のサブコンデンサ９の電圧バランスを補正する。そして、生成されたレベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰは、各相のサブコンバータゲートパルス生成回路４２（４２ｒ）に入力され、サブコンバータゲートパルス４８は、各相のサブコンデンサ９の電圧がバランスするように出力される。
【００３４】
図７に示すように、第１のコンパレータ３１は、電圧センサ９ａから得られる各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtのアンバランスを検出し、第２のコンパレータ３２は、電流センサ１０から得られる各相交流電流ir、is、itの極性を検出する。そして、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力と、各相のサブコンバータゲートパルス生成回路４２（４２ｒ）内で生成された各相の電流制御信号ＲＸ、ＳＸ、ＴＸ、極性制御信号ＲＹ、ＳＹ、ＴＹに基づいて、バランス補正回路４１により、レベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰを生成する。バランス補正回路４１内では、まず、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力に基づいて、サブコンバータ４の全相の出力電圧レベルの正負いずれかの方向にシフトさせる要否を判定し、各相の電流制御信号ＲＸ、ＳＸ、ＴＸ、極性制御信号ＲＹ、ＳＹ、ＴＹに基づいて、実際の制御に合致したレベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰを生成する。
【００３５】
具体的には、三相のうち、ある相のサブコンデンサ９の電圧が上限しきい値を超え、交流電流極性が負、もしくは、サブコンデンサ９の電圧が下限しきい値以下で、交流電流極性が正、即ち、交流電源１から負荷２の方向に電流が流れている条件となった時に、各相のサブコンバータ４の出力電圧レベルを各相同時にプラス方向へシフトさせる補正要と判定する。ただし、いずれかの相が｛＋Ｖ｝で出力していた場合はシフト動作しない様に修正してレベルシフト方向信号ＤＬＳを出力する。また、ある相のサブコンデンサ９の電圧が上限しきい値を超え、交流電流が正、もしくは、サブコンデンサ９の電圧が下限しきい値以下で、交流電流が負の条件となった時に、各相のサブコンバータ４の出力電圧レベルを各相同時にマイナス方向へシフトさせる補正要と判定する。ただし、いずれかの相が｛−Ｖ｝で出力していた場合はシフト動作しない様に修正してレベルシフト方向信号ＤＬＳを出力する。
【００３６】
そして、レベルシフト方向信号ＤＬＳにより、サブコンバータ４の直流電圧であるサブコンデンサ９の電圧バランスを保つ制御が為されるが、所定の時間間隔でレベルシフト動作を制限するための補正許可信号ＰＰを生成する。これは、サブコンデンサ９の電圧のバランス制御が、上述した交流電流を交流電流指令に追従させる電流制御より効果が大きく、電流制御が発散する恐れを回避するもので、バランス制御量を調節することで適切な制御が可能になる。ここで、レベルシフト動作を許可、禁止するタイミングとその時比率については、自由に設定することができる。
【００３７】
このように、サブコンデンサ９の電圧バランスが崩れた場合に、｛−Ｖ、０、＋Ｖ｝から成るサブコンバータ４の出力電圧レベルを三相同時にレベルシフトすることで、各相のエネルギ収支をコントロールして、サブコンデンサ９の電圧バランスを安定に保つことができる。そして、このようなサブコンデンサ９の電圧のバランス制御をしつつ、交流電流を交流電流指令に追従させる電流制御を行う。
【００３８】
この電力変換装置は、交流電力を一定の直流電力に変換する通常制御モード時には、入力力率制御を行ういわゆる高力率コンバータ動作をする。この場合、電源電圧の急峻な変化などの場合を除いて、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替えるスイッチング制御のみで、交流電流を増加、減少させて交流電流の瞬時値を交流電流指令に追従させ、メインコンバータ３は交流電源１の位相に同期した１周期に１パルスのスイッチングのみでよい。このようにメインコンバータ３は低周波数でスイッチングし、電圧レベルの小さなサブコンバータ４を交流電流を抑制させるように高周波でスイッチングして、交流電流の瞬時値制御を行うため、ＣＰＵの能力に依らず高速な電流制御が実現できる。また、サブコンバータ４による交流電流の瞬時値制御は、２種のヒステリシス幅を用いた２段構成のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃを用いるため、電源電圧に擾乱が生じた場合でも、安定して電流制御を継続することができ、制御の信頼性が向上する。
【００３９】
そして、サブコンバータ４の出力制御では電流制御できず、さらに電流偏差が（±ｉａ）を超えて大きくなると、メインコンバータ３の１パルス信号をオフにして過電流を抑制するため、電源電圧が瞬低や停電などで急峻に変化した場合等でも制御不能に陥ることなく、電力変換装置の運転を継続することが出来る。
また、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替えるスイッチング制御は、三相のサブコンデンサ９の電圧をバランスさせるように出力電圧レベルをシフトさせる補正を施して行うため、各相のサブコンデンサ電圧がバランスして所定電圧に維持される。
【００４０】
またこのような制御は、上述したように、交流電流指令を生成する電流指令値演算回路２０以外の部分である、第１、第２の制御部を、コンパレータ回路３０およびロジック回路４０で構成されるハードロジック回路に集約して構成できる。このため、電流指令値演算回路２０のみをＣＰＵで構成すればよく、高価で複雑なＣＰＵを要することがなく、さらに、ＣＰＵに取り込む情報の数が少ないためＡ／Ｄ変換器の数が低減でき、周辺回路の構成も簡便となる。従って、安価で簡便な制御装置１２で、高速で信頼性の高い電流制御が実現できる。
【００４１】
また、メインコンバータ３は低周波数でスイッチングし、電圧レベルの小さなサブコンバータ４を交流電流を抑制させるように高周波でスイッチングする構成であるため、交流リアクトル５も小型で良く、サブコンバータ４の半導体スイッチング素子の素子耐圧については、メインコンバータ３に使用する素子耐圧の５分の１程度の素子で良いので、オン抵抗の小さい低耐圧の素子で構成できる。
【００４２】
次に、このように構成される電力変換装置の起動時におけるメインコンデンサ７とサブコンデンサ９の初期充電について説明する。図１２は、メインコンデンサ７とサブコンデンサ９の初期充電動作を示すフローチャートである。
まず、電力変換装置の起動時に各コンデンサ７、９の初期充電を開始すると（Ｓ０）、主回路の電力変換器が停止した状態で、メインコンデンサ７を充電する。これは、交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電する。メインコンデンサ７の電圧がほぼ０の状態から充電する際は交流電源１から充電し、電力変換装置が異常により停止し、その後、再起動する際などの場合はバッテリ１１０から充電する。交流電源１から充電する場合もＡＣ／ＤＣコンバータ１１３により制御されて充電動作を行うため、突入電流などの問題は発生しない（Ｓ１）。
【００４３】
メインコンデンサ７の充電が完了すると（Ｓ２）、電力変換器を起動する。このとき、制御装置１２は充電制御モードで起動する（Ｓ３）。そして、電力変換器を運転して各サブコンデンサ９を充電する。制御装置１２のサブコンバータゲートパルス生成回路４２から出力されるサブコンバータゲートパルス４８は、出力段に設けられたゲートパルス切替部１００にて切り替えられ、各サブコンバータ４内の半導体スイッチング素子は全てオフするように制御される。メインコンバータ３は通常制御モードと同様に生成される第１の制御信号により制御される。即ち、メインコンバータ３は、交流電流が正常範囲内で変動する時は交流電源１の位相に基づく１パルス信号から成るゲート駆動信号で制御され、交流電流の異常時にはゲート駆動信号はオフし、交流電流を抑制するように制御される。これにより、交流電流を抑制しつつ各サブコンデンサ９が充電される（Ｓ４）。
【００４４】
全相のサブコンデンサ９の充電が完了したかどうか判定し（Ｓ５）、全相の充電完了前で、各相いずれかのサブコンデンサ９の充電完了を検出すると（Ｓ６）、充電未完了のサブコンデンサ９のみ充電を継続する。これは、充電完了したサブコンデンサ９をパスするスルーモード（充電停止）になるように、サブコンバータゲートパルス４８はゲートパルス切替部１００にて切り替えられて、対応するサブコンバータ４内の所定の半導体スイッチング素子はオンされる。残りのサブコンバータ４は、全半導体スイッチング素子がオフされた状態を継続する。ここでもメインコンバータ３は通常制御モードと同様に生成される第１の制御信号により制御され、交流電流を抑制しつつ充電未完了のサブコンデンサ９が充電される（Ｓ７）。
ステップＳ５にて全相のサブコンデンサ９の充電が完了すると、各コンデンサ７、９の初期充電は完了し（Ｓ８）、制御装置１２は通常制御モードで電力変換器を制御する。即ち、第１の制御信号を用いてメインコンバータ３を制御し、交流電流瞬時値が交流電流指令に追従するように生成された第２の制御信号を用いて各サブコンバータ４を制御し、電力変換器の通常運転に移行する（Ｓ９）。
【００４５】
図１３は、サブコンバータ４へのゲートパルスをサブコンデンサ充電時に切り替えるための充電切り替え回路２００の例を示す図である。この充電切り替え回路２００は、制御装置１２のサブコンバータゲートパルス生成回路４２内にあり、ゲートパルス切替部１００（１００ｒ、１００ｓ、１００ｔ）を備えて、ゲートパルス切替部１００（１００ｒ、１００ｓ、１００ｔ）は、サブコンバータゲートパルス生成回路４２（４２ｒ、４２ｓ、４２ｔ）内でサブコンバータゲートパルス４８（４８ｒ、４８ｓ、４８ｔ）の出力段に挿入される。なお、図６ではＲ相分のサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒ内のゲートパルス切替部１００ｒの位置のみを示している。
図１３に示すように、充電切り替え回路２００は、ゲートパルス切替部１００と、各相のサブコンデンサ９の充電完了を判定するコンパレータ１０１〜１０３と、各相の充電完了フラグを生成するフリップフロップ１０４〜１０６と、ＡＮＤ回路１０７とを備え、ゲートパルス切替部１００は、フリップフロップ１０４〜１０６の出力によりサブコンバータ４へのゲートパルスを切り替えて出力する。
【００４６】
初期充電開始時に、メインコンデンサ７の充電が完了すると、電力変換器を充電制御モードで起動するが、このとき、コンバータ起動信号が充電切り替え回路２００に入力される。コンバータ起動信号はフリップフロップ１０４〜１０６に入力され、フリップフロップ１０４〜１０６の出力はリセットされる。これによりサブコンバータゲートパルス生成回路４２から出力される全てのサブコンバータゲートパルス４８はオフ状態となる。この状態は、上述した初期充電動作におけるステップＳ４の状態で、全相のサブコンデンサ９が充電される。
【００４７】
次に、例えばＲ相のサブコンデンサ９だけが充電完了したとすると、コンパレータ１０１およびフリップフロップ１０４の出力のみ「Ｈ」に変化して、Ｒ相のサブコンバータ４へのゲートパルスであるXPOUT(R)とYPOUT(R)がオフ、XNOUT(R)とYNOUT(R)がオンとなる。この状態は、上述した初期充電動作におけるステップＳ７の状態で、Ｒ相のサブコンバータ４はサブコンデンサ９をパスするスルーモード（充電停止）になり、充電未完了のＳ相、Ｔ相のサブコンデンサ９のみ充電を継続する。
【００４８】
全相のサブコンデンサ９が充電完了するとフリップフロップ１０４〜１０６の出力が全て「Ｈ」になり、ＡＮＤ回路１０７の出力が「Ｈ」となる。これによりゲートパルス切替部１００内の各セレクタ１０８の出力が「Ｌ」に固定されていた状態から、ゲートパルス切替部１００に入力される前状態である各相のXPINおよびYPINに切り替わり、上述したステップＳ９で示したように通常制御モードでの制御が開始される。
【００４９】
この実施の形態では、電力変換装置の起動時に、電力変換器の起動に先立って、メインコンデンサ７を交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電する。その後、電力変換器を起動して、充電制御モードによりメインコンバータ３およびサブコンバータ４を出力制御することで各サブコンデンサ９を充電する。そして、全てのコンデンサ７、９の充電が完了すると、通常制御モードによりメインコンバータ３およびサブコンバータ４を出力制御する。
メインコンバータ３は、通常制御モード、充電制御モードの双方で同様に第１の制御信号にて制御され、即ち、交流電流が正常範囲内で変動する時は交流電源１の位相に基づく１パルス信号から成るゲート駆動信号で制御され、交流電流の異常時にはゲート駆動信号はオフし、交流電流を抑制するように制御される。
サブコンバータ４は、通常制御モードでは、交流電流が交流電流指令に追従するように生成された第２の制御信号により制御されているが、充電制御モードでは、充電対象のサブコンデンサ９を備えたサブコンバータ４内の半導体スイッチング素子を全てオフしてサブコンデンサ９を充電する。
【００５０】
このように、サブコンデンサ９を充電する充電制御モードでもメインコンバータ３を通常制御モードと同様に制御するため、交流電流を抑制して突入電流が流れるのを容易に防止でき、交流電源側に電圧歪みなどが発生するのを防止できる。また、充電制御と通常制御の切り替えは制御装置１２のみで行うため、従来のように電流制限のための部品や電流経路を切り換える部品も不要で、簡略な構成で交流電源側の信頼性を損なうことなくサブコンデンサ９を初期充電できる。
【００５１】
また、制御装置１２は、充電切り替え回路２００を備えて、電力変換器の起動時には充電制御モードに、全相のサブコンデンサ９が充電完了したことを検出して通常制御モードに切り替えるため、充電制御と通常制御の切り替えを制御装置１２のみで容易で確実に行えて、通常制御に速やかに移行できる。
【００５２】
また、メインコンデンサ７は、交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電するため、メインコンデンサ７の充電時に突入電流などの問題は発生しない。さらに、メインコンデンサ７を充電した後に、電力変換器を起動してサブコンデンサ９を充電するようにしたため、充電制御モードでのサブコンデンサ９の充電が信頼性よく実施でき、上述した効果が確実に得られる。
【００５３】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、交流側を三相交流とし、サブコンバータ４は各相で１個としたが、各相で複数個のサブコンバータ４を直列接続しても良い。また、交流側を単相交流としても良い。
図１４は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成を示す図である。図１４に示すように、電力変換器は、単相の交流電源１ａからの交流電力を直流電力に変換する単相フルブリッジ回路から成るメインコンバータ３ａの交流ライン側に、上記実施の形態１と同様のサブコンバータ４が２個直列接続され、さらに交流リアクトル５が接続されている。メインコンバータ３ａは、直流側に電力貯蔵器としてのメインコンデンサ７が接続され、直流電力を交流側に回生することを想定して、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の自己消弧型の半導体スイッチング素子６を用いている。その他の構成は上記実施の形態１と同様である。
【００５４】
この場合も、上記実施の形態１と同様に、制御装置１２は、充電制御モードと通常制御モードとを有して電力変換器を制御する。また、電力変換装置の起動時に上記実施の形態１の初期充電動作と同様に、メインコンデンサ７およびサブコンデンサ９を充電する（図１２参照）。
即ち、電力変換装置の起動時に各コンデンサ７、９の初期充電を開始すると（Ｓ０）、まず主回路の電力変換器が停止した状態で、メインコンデンサ７を、交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電する（Ｓ１）。
メインコンデンサ７の充電が完了すると（Ｓ２）、電力変換器を充電制御モードで起動する（Ｓ３）。そして、電力変換器を運転して各サブコンデンサ９を充電する。メインコンバータ３は通常制御モードと同様に生成される第１の制御信号により制御され、各サブコンバータ４内の半導体スイッチング素子は全てオフするように制御される（Ｓ４）。
全てのサブコンデンサ９の充電が完了したかどうか判定し（Ｓ５）、全ての充電は未完了で、いずれかのサブコンデンサ９の充電完了を検出すると（Ｓ６）、充電完了したサブコンバータ４はスルーモード（充電停止）に切り替え、充電未完了のサブコンデンサ９のみ半導体スイッチング素子は全てオフして充電を継続する（Ｓ７）。
ステップＳ５にて全相のサブコンデンサ９の充電が完了すると、各コンデンサ７、９の初期充電は完了し（Ｓ８）、制御装置１２は通常制御モードで電力変換器を制御し、電力変換器の通常運転に移行する（Ｓ９）。
【００５５】
この実施の形態においても、サブコンデンサ９を充電する充電制御モードにおいてメインコンバータ３を通常制御モードと同様に制御することで、交流電流を抑制して突入電流が流れるのを容易に防止でき、交流電源側に電圧歪みなどが発生するのを防止できる。また、充電制御と通常制御の切り替えは制御装置１２のみで行うため、簡略な構成で交流電源側の信頼性を損なうことなくサブコンデンサ９を初期充電でき、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
また、電圧レベルが大きなメインコンバータ３は低周波数でスイッチングし、電圧レベルの小さなサブコンバータ４を交流電流を抑制させるように高周波でスイッチングする構成は、実施の形態１と同様であるが、この実施の形態では、２個のサブコンバータ４を直列接続することで発生電圧を分担できるため、各サブコンバータ４の電圧レベルをさらに小さくでき、スイッチング損失をさらに低減できる。これにより電力変換装置の効率を向上させ、さらに電磁ノイズも減らすことができる。
【００５６】
なお、２個のサブコンバータ４のサブコンデンサ９の電圧は異なるものでも良く、電圧比率（Vsub1とVsub2の比率）を、例えば、２：１や３：１など、製品仕様に合わせて設定することができる。例えばメインコンデンサ７の電圧とVsub1とVsub2との電圧比が４：２：１の関係であると、メインコンバータ３ａと２つのサブコンバータ４の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の電圧を交流側に発生することができる。このため、より正弦波に近い滑らかな電圧波形が電力変換器の交流側に得られ、高調波をより抑制することができる。
【符号の説明】
【００５７】
１ 三相交流電源、１ａ 交流電源、３，３ａ メインコンバータ、
４ サブコンバータ、７ 電力貯蔵器としてのメインコンデンサ、７ａ 電圧センサ、
９ 電力貯蔵器としてのサブコンデンサ、９ａ 電圧センサ、１０ 電流センサ、
１１ ＰＬＬ回路、１２ 制御装置、
２０ 電流指令演算部としての電流指令値演算回路、
３３ａ 第１のヒステリシスコンパレータ、３３ｂ 第２のヒステリシスコンパレータ、３３ｃ 第３のヒステリシスコンパレータ、
４２，４２ｒ サブコンデンサゲートパルス生成回路、
４３，４３ｒ メインコンバータゲートパルス生成回路、
４８（４８ｒ，４８ｓ，４８ｔ） 第２の制御信号としてのサブコンバータゲートパルス、
１００（１００ｒ，１００ｓ，１００ｔ） ゲートパルス切替部、
１１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１１３ ＡＣ／ＤＣコンバータ、
２００ 充電切り替え回路、ｉ 交流電流（瞬時値）。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流直流変換機能を持つ電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置として回生制御可能なコンバータを以下に示す。
三相のメインコンバータの各相の交流入力線に、メインコンバータの直流電圧より小さい直流電圧を有する単相のサブコンバータの交流側を直列接続して電力変換器を構成する。そして、メインコンバータを半周期に１パルスのゲートパルスにて駆動し、サブコンバータの交流端子の発生電圧を、交流電源電圧とメインコンバータの交流端子の発生電圧との差分となるように制御する。これにより、リアクトルを大きくすることなく高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる（例えば、特許文献１参照）。
また、このような電力変換装置のメインコンバータ、サブコンバータの各直流電力を蓄積する電力貯蔵器を初期充電する従来の技術を以下に示す。
系統電源と電力変換器との間に充電用抵抗あるいはリアクトルを設けて、系統電源から充電用抵抗あるいはリアクトルを介する電流経路によりメインコンバータおよびサブコンバータの直流側電力貯蔵器の初期充電を行う。これにより、初期充電時の各電力貯蔵器への突入電流を抑制できる（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開ＷＯ２００７／１２９４５６
【特許文献２】国際公開ＷＯ２００７／１２９４６９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力変換装置では、各電力貯蔵器の初期充電時に充電用抵抗あるいはリアクトルを介する電流経路にて電力貯蔵器を充電する。しかしながら、初期充電時の各電力貯蔵器への突入電流は、充電用抵抗あるいはリアクトルにより制限されても充分ではなく、この突入電流により交流電源側に電圧歪みが発生するという問題があった。また、充電用抵抗やリアクトルだけでなく、電力変換器の通常運転時にこれらをバイパスさせるリレーなどの切り換えの為の部品が必要で、部品点数も増大するものであった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、それぞれ直流側に電力貯蔵器を有するメインコンバータとサブコンバータとが直列接続された電力変換装置において、交流電源側の信頼性を損なうことなく簡略な構成で電力貯蔵器を初期充電することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、それぞれ複数の半導体スイッチング素子を有して交流と直流との間で電力変換を行い、直流側に有した各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを備え、上記メインコンバータの直流電圧は上記サブコンバータの直流電圧より大きく、上記メインコンバータと交流電源との間に上記サブコンバータを配置して直列接続した電力変換器と、該電力変換器を制御する制御装置とを備える。この制御装置は、交流電流指令を生成する電流指令演算部と、上記交流電源の位相および上記交流電流指令に基づいて交流電流瞬時値を抑制するように上記メインコンバータへの第１の制御信号を生成する第１の制御部と、上記交流電流瞬時値が上記交流電流指令に追従するように上記サブコンバータへの第２の制御信号を生成する第２の制御部とを有する。また、上記制御装置は、上記メインコンバータの電力貯蔵器が充電完了した状態で上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電する充電制御モードと、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの各電力貯蔵器の充電完了後に上記第１、第２の制御信号を生成して上記電力変換器を制御する通常制御モードとを有し、上記充電制御モードでは、上記第１の信号を生成して上記メインコンバータを制御すると共に、上記サブコンバータ内の上記複数の半導体スイッチング素子を全てオフさせて上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電するものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によると、通常制御モードのメインコンバータの出力制御において、交流電流瞬時値の抑制制御を行っている。このため、サブコンバータの電力貯蔵器を充電する充電制御モードでもメインコンバータを同様に制御することで、交流電流瞬時値を抑制して突入電流が流れるのを容易に防止でき、交流電源側に電圧歪みなどが発生するのを防止できる。また、通常制御と充電制御との切り替えは制御装置のみで行うことができ、電流制限のための部品や電流経路を切り換える部品も不要で、簡略な構成で交流電源側の信頼性を損なうことなくサブコンバータの電力貯蔵器を初期充電できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の通常動作を説明する各部の波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による制御装置のハードウェア構成を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１による制御装置の電流指令値演算回路（ＣＰＵ）の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１による制御装置においてメインコンバータの出力制御を担う第１の制御部の構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１による制御装置においてサブコンバータの出力制御を担う第２の制御部の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１による制御装置においてサブコンバータの出力制御を担う第２の制御部の構成の一部を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１による第１の制御部によるメインコンバータの制御を説明する図である。
【図９】この発明の実施の形態１による第２の制御部によるサブコンバータの制御を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態１による第２の制御部によるサブコンバータの制御を説明する図である。
【図１１】この発明の実施の形態１によるサブコンバータのゲート駆動信号のパターンを示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の初期充電動作を説明するフローチャートである。
【図１３】この発明の実施の形態１によるサブコンデンサの充電切り替え回路の構成を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成図である。電力変換器は、具体的には三相交流電源（系統電源）１からの電力を直流電力に変換して直流負荷２に供給する電力変換器である。
図１に示すように、三相交流電力を直流電力に変換するメインコンバータ３の交流ライン側の各相に、単相フルブリッジ回路から成るサブコンバータ４および交流リアクトル５が、それぞれ接続されている。メインコンバータ３は、直流側に電力貯蔵器としてのメインコンデンサ７が接続された三相２レベルコンバータで、直流電力を交流側に回生することを想定して、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の自己消弧型の半導体スイッチング素子６を用いている。
【００１０】
ここで用いる半導体スイッチング素子６はＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。また、直流負荷２に図示しないインバータ回路を介してモータ等が接続されたときの回生電力の処理で、インバータ回路部にブレーキ抵抗などが付随しており、直流電力を交流系統に回生させる必要がない場合は自己消弧型半導体素子（半導体スイッチング素子６）をダイオードに置き換えてもよい。なお、メインコンバータ３の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）のアームを構成するＰ側、Ｎ側の各半導体スイッチング素子６を、ＲＰ、ＲＮ、ＳＰ、ＳＮ、ＴＰ、ＴＮと称す。
【００１１】
サブコンバータ４は、複数のＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型の半導体スイッチング素子８から成る単相フルブリッジ回路と、それぞれ独立した電圧貯蔵器としてのサブコンデンサ９とを備える。この場合も、半導体スイッチング素子８はＭＯＳＦＥＴ以外にも、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。また各相サブコンバータ４の交流電源側のアームをＸ側アーム、負荷側のアームをＹ側アームと称し、Ｐ側、Ｎ側の各半導体スイッチング素子８を、ＸＰ、ＸＮ、ＹＰ、ＹＮと称す。
そして、サブコンバータ４は、図示された極性に充電された直流電圧を交流端子間に任意の期間で出力（出力電圧：Vsub）することができる。具体的には直流電圧をＶとした場合、半導体スイッチング素子８のオン・オフの組合せによってVsub＝｛−Ｖ，０，＋Ｖ｝の３レベルの電圧値をサブコンバータ４の交流端子間に印加することができる。
【００１２】
また、メインコンバータ３のメインコンデンサ７の電圧Vdcを検出する電圧センサ７ａと、各相のサブコンバータ４のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtを検出する電圧センサ９ａと、三相交流電源１から入力される各相の交流電流ｉ（ir、is、it）を検出する電流センサ１０と、三相交流電源１の位相を検出するＰＬＬ回路１１とを備える。なお、交流電流ｉは矢印の向きを正とする。
また、メインコンデンサ７を初期充電するために、メインコンデンサ７にバッテリ１１０から充電するためのＤＣ／ＤＣコンバータ１１１と、メインコンデンサ７に交流電源１から充電するためのＡＣ／ＤＣコンバータ１１３とを有するメインコンデンサ充電回路を備える。
【００１３】
このように構成される電力変換器は、例えば、三相交流電源１が２００Ｖ系の交流系統で、直流出力電圧であるメインコンデンサ７の電圧Vdcが２５０Ｖ、各相のサブコンデンサ９の電圧を６０Ｖとした場合、メインコンバータ３を６００Ｖ耐圧の素子で、サブコンバータ４を１００Ｖ耐圧の素子で構成することができる。また、三相交流電源１が４００Ｖ系の交流系統で、直流出力電圧であるメインコンデンサ７の電圧Vdcが５００Ｖ、各相のサブコンデンサ９の電圧を６０Ｖとした場合、メインコンバータ３を１２００Ｖ耐圧の素子で、サブコンバータ４を１００Ｖ耐圧の素子で構成することができる。
また、交流直流変換が可能な電力変換器は、直流側が太陽光や燃料電池等のエネルギ源で交流系統へ連系し電力授受を行うものでも良い。その場合は、メインコンデンサ７を初期充電するためのバッテリ１１０、コンバータ１１１、１１３は不要である。
【００１４】
このように構成される電力変換器の動作について以下に説明する。図２は、メインコンバータ３の例えばＲ相の出力電圧Vmain、メインコンバータ３を構成する各半導体スイッチング素子６（ＲＰ、ＲＮ、ＳＰ、ＳＮ、ＴＰ、ＴＮ）のゲート駆動信号、およびＲ相サブコンバータ４の出力電圧Vsubの各波形を示す図である。ここでは、１相あたりの電圧を説明する。
図に示すように、メインコンバータ３の各半導体スイッチング素子６のゲート駆動信号は、電源相電圧の１周期に１パルスの信号（以下、１パルス信号と称す）である。Ｒ相の電源相電圧が正極性の時には、Ｐ側の半導体スイッチング素子ＲＰはオン状態、Ｎ側の半導体スイッチング素子ＲＮはオフ状態であり、Ｒ相の電源相電圧が負極性の時には、半導体スイッチング素子ＲＰはオフ状態、半導体スイッチング素子ＲＮはオン状態である。
【００１５】
電力変換器の動作の基本は、直流出力電圧であるメインコンバータ３のメインコンデンサ７の直流電圧Vdcが維持されるように、交流−直流間で電力変換を行い、そのため交流側に電源電圧と同じ電圧である正弦波電圧を発生させるように動作する。
交流電源１の仮想中性点から見たメインコンバータ３のＲ相の出力電圧Vmainは、図に示すような階段状の波形となる。Ｒ相のサブコンバータ４は、半導体スイッチング素子８を細かくオン・オフして、電源相電圧とメインコンバータ３のＲ相の出力電圧Vmainとの差電圧を出力（出力電圧：Vsub）する。なお、サブコンバータ４のスイッチング制御についての詳細は後述するが、交流電流ｉは力率１となるように制御される。
【００１６】
図３は、このような電力変換器を制御する制御装置１２のハードウェア構成を示す図である。制御装置１２は、メインコンバータ３および各相のサブコンバータ４の各半導体スイッチング素子６、８のゲート駆動信号を生成して、メインコンバータ３および各相のサブコンバータ４を制御する。なお、メインコンバータ３を制御するゲート駆動信号が第１の制御信号、各相のサブコンバータ４を制御するゲート駆動信号が第２の制御信号である。
図３に示すように、制御装置１２は、ＣＰＵから成り各相の交流電流指令を演算する電流指令演算部としての電流指令値演算回路２０と、コンパレータ回路３０およびロジック回路４０で構成されるハードロジック回路とで構成される。ロジック回路４０には、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等が用いられる。
【００１７】
コンパレータ回路３０は、電圧センサ９ａから得られる各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtのアンバランスを検出するコンパレータ３１（以下、第１のコンパレータ３１と称す）と、電流センサ１０から得られる各相交流電流ir、is、itの極性を検出するコンパレータ３２（以下、第２のコンパレータ３２と称す）と、複数のヒステリシスコンパレータから成る電流瞬時値制御回路３３とを備える。電流瞬時値制御回路３３は、各相交流電流ir、is、itの瞬時値が電流指令値演算回路２０にて生成された各相の交流電流指令に追従するように、メインコンバータ３および各相のサブコンバータ４に対応する指令信号を出力する。
ロジック回路４０は、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力に基づいて、各相のサブコンデンサ９の電圧バランスを補正するバランス補正回路４１と、サブコンバータゲートパルス生成回路４２と、メインコンバータゲートパルス生成回路４３とを備える。
【００１８】
ＣＰＵから成る電流指令値演算回路２０の制御ハードウェアの詳細を図４に示す。この電流指令値演算回路２０は、マイコンやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などを用いて構成することができる。
図に示すように、電流指令値演算回路２０は、電圧センサ９ａから得られる各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbt、および電圧センサ７ａから得られるメインコンデンサ７の電圧Vdcを、Ａ／Ｄコンバータを介して入力し、さらに三相交流電源１の線間電圧位相を、ＰＬＬ回路１１等、位相検出が可能なＩＣの出力信号からディジタル信号として入力する。各相のサブコンデンサ電圧Vbr、Vbs、Vbtを入力として、三相分の平均値であるサブコンデンサ平均電圧を回路２１にて計算する。そして、サブコンデンサ平均電圧がサブコンデンサ電圧指令に追従するように、即ち差分が０になるように回路２２にてＰＩ制御した出力をメインコンデンサ電圧指令に加算し、メインコンデンサ電圧指令を調整する。そして、メインコンデンサ電圧Vdcと調整後のメインコンデンサ電圧指令との差分を電流指令生成回路２４に入力する。
【００１９】
また、ＰＬＬ回路１１から入力された線間電圧位相に基づいて、各相の基準正弦波を回路２３にて演算し、該基準正弦波は電流指令生成回路２４に入力される。電流指令生成回路２４では、メインコンデンサ電圧Vdcと調整後のメインコンデンサ電圧指令との差分が回路２５に入力され、メインコンデンサ電圧Vdcが調整後のメインコンデンサ電圧指令に追従するように、即ち差分が０になるように回路２５にてＰＩ制御して交流電流指令の振幅を演算する。そして、交流電流指令の振幅に回路２３からの各相基準正弦波を乗じて各相の交流電流指令となる電流指令値を演算する。
演算された各相の交流電流指令は、Ｄ／Ａコンバータを介して電流指令値演算回路２０から出力される。
【００２０】
このように、電流指令値演算回路２０では、サブコンバータ４の直流電圧としてのサブコンデンサ平均電圧がサブコンデンサ電圧指令に追従するように、メインコンバータ３の直流電圧指令であるメインコンデンサ電圧指令を調整し、メインコンデンサ電圧Vdcがメインコンデンサ電圧指令に追従するように交流電流指令を生成する。言い換えれば、交流電流指令をコントロールすることによって、サブコンデンサ平均電圧およびメインコンデンサ電圧Vdcをそれぞれ所望の電圧に維持する。また、サブコンデンサ平均電圧を一定に制御するために、メインコンデンサ電圧指令を調整することで、サブコンバータ４は、直流部に電力供給要素を必要とせず、サブコンデンサ９のみで電圧安定化が実現できる。
また、各相の交流電流指令を基準正弦波に基づいて生成しているため、各相交流電流ir、is、itは力率１となるように制御される。
【００２１】
次に、メインコンバータ３の出力制御を担う第１の制御部と各相のサブコンバータ４の出力制御を担う第２の制御部について説明する。
第１の制御部および第２の制御部は、コンパレータ回路３０およびロジック回路４０を、メインコンバータ３の出力制御と各相のサブコンバータ４の出力制御とのそれぞれを担う機能で２つに分けた部分で、第１の制御部の詳細を図５に、第２の制御部の詳細を図６、図７に示す。
コンパレータ回路３０内の電流瞬時値制御回路３３は、第１〜第３のヒステリシスコンパレータ３３ａ〜３３ｃを備え、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａは、第１の制御部の一部となり、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃは、第２の制御部の一部となる。なお、電流瞬時値制御回路３３では、電流指令値演算回路２０にて生成された交流電流指令と各相の交流電流とを比較して指令信号を出力するが、ここで扱う交流電流は交流電流瞬時値であり、以後、単に交流電流と記載する場合は、交流電流瞬時値を示すものとする。
【００２２】
メインコンバータ３の出力制御を担う第１の制御部は、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａとメインコンバータゲートパルス生成回路４３とを備え、図５は、第１の制御部のＲ相部分を図示したものである。なお、Ｓ相、Ｔ相についても同様の構成である。
図５に示すように、Ｒ相のメインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒは、１パルス信号生成回路４４と判定回路４５と電流抑制回路４６とを備えて、メインコンバータ３のＲ相の半導体スイッチング素子ＲＰ、ＲＮ用のゲート駆動信号（以下、ＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスと称す）を生成する。
１パルス信号生成回路４４は、ＰＬＬ回路１１からの線間電圧位相に基づいて、電源相電圧の１周期に１パルスの信号（１パルス信号）から成るＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスを生成する（図２参照）。
以下、Ｒ相の制御について説明するが、他の各相も同様である。
【００２３】
第１のヒステリシスコンパレータ３３ａは、交流電流irと電流指令値演算回路２０にて生成された交流電流指令との電流偏差が、所定のヒステリシス幅（±ｉａ）を超えると異常信号をメインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒへ出力する。メインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒでは、判定回路４５が第１のヒステリシスコンパレータ３３ａからの異常信号を入力として、電流極性が負の時、半導体スイッチング素子ＲＰをオフさせるＲＰ遮断信号を出力し、電流極性が正の時、半導体スイッチング素子ＲＮをオフさせるＲＮ遮断信号を出力する。電流抑制回路４６は、１パルス信号生成回路４４および判定回路４５の出力が入力され、ＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスを通常時はそのまま出力し、判定回路４５からＲＰ遮断信号、ＲＮ遮断信号が入力されたときは、ＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスを、その期間オフさせるよう補正して出力する。この電流抑制回路４６から出力されるＲＰゲートパルス、ＲＮゲートパルスが、メインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒの出力である第１の制御信号となり、Ｒ相の半導体スイッチング素子ＲＰ、ＲＮを駆動制御する。
【００２４】
メインコンバータ３は、交流電流irが正常範囲内で変動する時は１パルス信号から成るゲート駆動信号にて制御され、交流電流irを交流電流指令に追従させる制御は、サブコンバータ４の出力制御により行っている。このサブコンバータ４の出力制御の詳細は後述するものであるが、電源電圧が瞬低や停電などで急峻に変化した場合等、サブコンバータ４の出力制御では電流制御できず、過電流に陥る場合がある。その場合、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａにて交流電流irと交流電流指令との電流偏差がヒステリシス幅（±ｉａ）を超えたこと、即ち電流異常を検出し、上述したように、電流極性に応じて、メインコンバータ３のいずれかの半導体スイッチング素子ＲＰ、ＲＮの１パルス信号をオフにする。
【００２５】
例えば、図８に示すように、交流電流irが正の時、半導体スイッチング素子ＲＮがオンして、図示される電流経路にて電流が流れる。この時、第１のヒステリシスコンパレータ３３ａが、電流異常を検出すると、判定回路４５はＲＮ遮断信号を出力して、メインコンバータゲートパルス生成回路４３ｒが出力するＲＮゲートパルスはオフとなる。これにより、半導体スイッチング素子ＲＮがオフして交流電流irが抑制される。そして、交流電流irと交流電流指令との差分が、所定のヒステリシス幅（±ｉａ）内に抑制されると再び半導体スイッチング素子ＲＮを、元のＲＮゲートパルス（１パルス信号）通りにオンする。このように、電源電圧が急峻に変化した場合でも、過電流に至る前に電流抑制でき、運転継続することが可能になる。
【００２６】
次に、サブコンバータ４の出力制御を担う第２の制御部は、図６に示すように、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃと、サブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒとを備える。また、図７に示すように、各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtのアンバランスを検出する第１のコンパレータ３１と、各相交流電流ir、is、itの極性を検出する第２のコンパレータ３２と、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力に基づいて、各相のサブコンデンサ９の電圧バランスを補正するバランス補正回路４１とを備える。
なお、図７は三相全ての部分を示しているが、図６に示す構成は、便宜上、Ｒ相部分のみであり、Ｓ相、Ｔ相についても同様の構成である。以下、図６を用いる説明では、Ｒ相の制御について説明するが、他の各相も同様である。
【００２７】
図６に示すように、電流指令値演算回路２０にて生成された交流電流指令と交流電流irとの電流偏差は第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃに入力される。
第３のヒステリシスコンパレータ３３ｃのヒステリシス幅（±ｉ２）は、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂのヒステリシス幅（±ｉ１）より広く、第１の制御部の第１のヒステリシスコンパレータ３３ａのヒステリシス幅（±ｉａ）より狭い。即ち、絶対値で比較するとｉ１＜ｉ２＜ｉａとなる。第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃは、入力された電流偏差が、ヒステリシス幅を超えると異常信号を出力し、その出力はサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒに入力される。そしてサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒの出力である第２の制御信号としてのサブコンバータゲートパルス４８ｒにより、Ｒ相のサブコンバータ４内の各半導体スイッチング素子を駆動制御する。
また、サブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒは、出力段にゲートパルス切替部１００ｒを備え、電力変換器の起動時にサブコンデンサ９を充電する際にサブコンバータゲートパルス４８ｒを切り替えて出力する。なお、ゲートパルス切替部１００ｒについての詳細は、後述する。
【００２８】
サブコンバータ４の出力制御の基本構成を、以下に説明する。なお、制御装置１２は、通常制御モードと、起動時にサブコンデンサ９を充電する際の充電制御モードを有しており、以下の説明は通常制御モードでの出力制御である。
サブコンバータ４は、フルブリッジ構成なので、直流電圧をＶとした場合、｛−Ｖ、０、＋Ｖ｝の３レベルを選択して交流側に出力する。図９（ａ）、図９（ｂ）は、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差を横軸に、サブコンバータ４の出力電圧レベルを縦軸にして、出力電圧レベルの切替を説明する図である。この場合、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂを用いて、電流偏差がヒステリシス幅（±ｉ１）を超えると、交流電流irが抑制されるように出力電圧レベルを切り替える。
この出力電圧レベルの切替は、図９（ａ）のように｛−Ｖ｝、｛０｝間の切替と、図９（ｂ）のように｛０｝、｛＋Ｖ｝間の切替との２種のモードがある。このモードは、ＰＬＬ回路１１からサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒに入力される線間電圧位相に基づいて判定されるサブコンバータ４の出力極性に応じて決定される。そして、半導体スイッチング素子ＸＰ、ＸＮ、ＹＰ、ＹＮへのゲート駆動信号であるサブコンバータゲートパルス４８のスイッチングパターンの切替により、出力電圧レベルが切り替わる。
【００２９】
上記のように、交流電流irを交流電流指令に追従させるように出力電圧レベルを切り替えるが、電源電圧位相の変動や位相検出系の遅れ等があると、サブコンバータ４の出力極性が乱れ、交流電流irは所望の範囲を逸脱する可能性がある。電流偏差が第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂのヒステリシス幅（±ｉ１）を超えて、出力電圧レベルを切り替えても戻らない場合の補正を図１０（ａ）、図１０（ｂ）に基づいて以下に示す。
図１０（ａ）、図１０（ｂ）は、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差を横軸に、サブコンバータ４の出力電圧レベルを縦軸にして、出力電圧レベルの切替を説明する図である。この場合、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂを用いて、電流偏差がヒステリシス幅（±ｉ１）を超えると交流電流irが抑制されるように出力電圧レベルを切り替え、さらに、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｃを用いて、電流偏差がヒステリシス幅（±ｉ２）を超えると交流電流irが抑制されるように出力電圧レベルをさらに切り替える。
【００３０】
図１０（ａ）に示すように、電流偏差がマイナス方向に増加しΔi1を超えたときに、出力電圧レベルを｛＋Ｖ｝から｛０｝に切り替えても、電流偏差（絶対値）が減少せず、増加し続けてΔi2を超えると、出力電圧レベルをさらに｛０｝から｛−Ｖ｝に切り替えて、強制的に電流極性を変化させて電流偏差（絶対値）を低減させる。また、図１０（ｂ）に示すように、電流偏差がプラス方向に増加しΔi1を超えたときに、出力電圧レベルを｛−Ｖ｝から｛０｝に切り替えても、電流偏差が減少せず、増加し続けてΔi2を超えると、出力電圧レベルをさらに｛０｝から｛＋Ｖ｝に切り替えて強制的に電流極性を変化させて電流偏差（絶対値）を低減させる。
このように、通常制御モードでのサブコンバータ４の出力制御は、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差が小さくなるように、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替える制御である。そして、このような出力電圧レベルの切り替えを行うサブコンバータゲートパルス４８ｒがサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒにて生成される。
【００３１】
図６に示すように、サブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒでは、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃの出力が、フリップフロップ回路FF1、FF2、FF3に入力され、パルス信号として出力される。フリップフロップFF1は、第２のヒステリシスコンパレータ３３ｂの出力に基づいて、出力電流制御の基本制御信号ＲＸ（以下、電流制御信号ＲＸと称す）を出力し、電流制御信号ＲＸは、サブコンバータ４のＸ側アームの駆動信号源となる。
また、ＰＬＬ回路１１からの線間電圧位相がサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒに入力され、回路４７にてサブコンバータ４の出力極性を判定して出力極性を切り替えるための極性制御信号ＲＹを生成する。サブコンバータ４の極性制御信号ＲＹは、サブコンバータ４のＹ側アームの駆動信号源に用いられる。なお、サブコンバータ４の出力極性は、図２で示したサブコンデンサの出力電圧Vsubを想定して位相から判定する。
【００３２】
上記電流制御信号ＲＸ、極性制御信号ＲＹから、半導体スイッチング素子ＸＰ、ＸＮ、ＹＰ、ＹＮへのゲート駆動信号であるサブコンバータゲートパルス４８ｒは、図１１に示すようにＡ〜Ｄの４種のスイッチングパターンで決定できる。このサブコンバータゲートパルス４８ｒの決定に先立ち、後述する各相サブコンデンサ電圧のバランス制御により得られたシフト補正信号としてのレベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰとに基づいて、電流制御信号ＲＸ、極性制御信号ＲＹを所定のロジックで変更する。そして、フリップフロップ回路FF2、FF3から、第２、第３のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃの出力に基づいた電流制御信号が出力され、該出力に応じて、サブコンバータ４の出力電圧レベルをさらに切り替えて強制的に電流極性を変化させるように、サブコンバータゲートパルス４８ｒは修正されて出力される。
【００３３】
以上のように、交流電流指令と交流電流irとの電流偏差が小さくなるように、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替える制御を行う。この電流制御は各相毎に行われるのに対し、用いられる交流電流指令は、電流指令値演算回路２０において各相のサブコンデンサ電圧Vbr、Vbs、Vbtの平均値であるサブコンデンサ平均電圧を用いて演算したものである。このため制御の信頼性を高めるため、サブコンバータ４の出力制御を担う第２の制御部は、図７に示す回路構成を有して、各相のサブコンデンサ９の電圧バランスを補正する。そして、生成されたレベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰは、各相のサブコンバータゲートパルス生成回路４２（４２ｒ）に入力され、サブコンバータゲートパルス４８は、各相のサブコンデンサ９の電圧がバランスするように出力される。
【００３４】
図７に示すように、第１のコンパレータ３１は、電圧センサ９ａから得られる各相のサブコンデンサ９の電圧Vbr、Vbs、Vbtのアンバランスを検出し、第２のコンパレータ３２は、電流センサ１０から得られる各相交流電流ir、is、itの極性を検出する。そして、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力と、各相のサブコンバータゲートパルス生成回路４２（４２ｒ）内で生成された各相の電流制御信号ＲＸ、ＳＸ、ＴＸ、極性制御信号ＲＹ、ＳＹ、ＴＹに基づいて、バランス補正回路４１により、レベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰを生成する。バランス補正回路４１内では、まず、第１、第２のコンパレータ３１、３２の出力に基づいて、サブコンバータ４の全相の出力電圧レベルの正負いずれかの方向にシフトさせる要否を判定し、各相の電流制御信号ＲＸ、ＳＸ、ＴＸ、極性制御信号ＲＹ、ＳＹ、ＴＹに基づいて、実際の制御に合致したレベルシフト方向信号ＤＬＳと補正許可信号ＰＰを生成する。
【００３５】
具体的には、三相のうち、ある相のサブコンデンサ９の電圧が上限しきい値を超え、交流電流極性が負、もしくは、サブコンデンサ９の電圧が下限しきい値以下で、交流電流極性が正、即ち、交流電源１から負荷２の方向に電流が流れている条件となった時に、各相のサブコンバータ４の出力電圧レベルを各相同時にプラス方向へシフトさせる補正要と判定する。ただし、いずれかの相が｛＋Ｖ｝で出力していた場合はシフト動作しない様に修正してレベルシフト方向信号ＤＬＳを出力する。また、ある相のサブコンデンサ９の電圧が上限しきい値を超え、交流電流が正、もしくは、サブコンデンサ９の電圧が下限しきい値以下で、交流電流が負の条件となった時に、各相のサブコンバータ４の出力電圧レベルを各相同時にマイナス方向へシフトさせる補正要と判定する。ただし、いずれかの相が｛−Ｖ｝で出力していた場合はシフト動作しない様に修正してレベルシフト方向信号ＤＬＳを出力する。
【００３６】
そして、レベルシフト方向信号ＤＬＳにより、サブコンバータ４の直流電圧であるサブコンデンサ９の電圧バランスを保つ制御が為されるが、所定の時間間隔でレベルシフト動作を制限するための補正許可信号ＰＰを生成する。これは、サブコンデンサ９の電圧のバランス制御が、上述した交流電流を交流電流指令に追従させる電流制御より効果が大きく、電流制御が発散する恐れを回避するもので、バランス制御量を調節することで適切な制御が可能になる。ここで、レベルシフト動作を許可、禁止するタイミングとその時比率については、自由に設定することができる。
【００３７】
このように、サブコンデンサ９の電圧バランスが崩れた場合に、｛−Ｖ、０、＋Ｖ｝から成るサブコンバータ４の出力電圧レベルを三相同時にレベルシフトすることで、各相のエネルギ収支をコントロールして、サブコンデンサ９の電圧バランスを安定に保つことができる。そして、このようなサブコンデンサ９の電圧のバランス制御をしつつ、交流電流を交流電流指令に追従させる電流制御を行う。
【００３８】
この電力変換装置は、交流電力を一定の直流電力に変換する通常制御モード時には、入力力率制御を行ういわゆる高力率コンバータ動作をする。この場合、電源電圧の急峻な変化などの場合を除いて、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替えるスイッチング制御のみで、交流電流を増加、減少させて交流電流の瞬時値を交流電流指令に追従させ、メインコンバータ３は交流電源１の位相に同期した１周期に１パルスのスイッチングのみでよい。このようにメインコンバータ３は低周波数でスイッチングし、電圧レベルの小さなサブコンバータ４を交流電流を抑制させるように高周波でスイッチングして、交流電流の瞬時値制御を行うため、ＣＰＵの能力に依らず高速な電流制御が実現できる。また、サブコンバータ４による交流電流の瞬時値制御は、２種のヒステリシス幅を用いた２段構成のヒステリシスコンパレータ３３ｂ、３３ｃを用いるため、電源電圧に擾乱が生じた場合でも、安定して電流制御を継続することができ、制御の信頼性が向上する。
【００３９】
そして、サブコンバータ４の出力制御では電流制御できず、さらに電流偏差が（±ｉａ）を超えて大きくなると、メインコンバータ３の１パルス信号をオフにして過電流を抑制するため、電源電圧が瞬低や停電などで急峻に変化した場合等でも制御不能に陥ることなく、電力変換装置の運転を継続することが出来る。
また、サブコンバータ４の交流側の出力電圧レベルを切り替えるスイッチング制御は、三相のサブコンデンサ９の電圧をバランスさせるように出力電圧レベルをシフトさせる補正を施して行うため、各相のサブコンデンサ電圧がバランスして所定電圧に維持される。
【００４０】
またこのような制御は、上述したように、交流電流指令を生成する電流指令値演算回路２０以外の部分である、第１、第２の制御部を、コンパレータ回路３０およびロジック回路４０で構成されるハードロジック回路に集約して構成できる。このため、電流指令値演算回路２０のみをＣＰＵで構成すればよく、高価で複雑なＣＰＵを要することがなく、さらに、ＣＰＵに取り込む情報の数が少ないためＡ／Ｄ変換器の数が低減でき、周辺回路の構成も簡便となる。従って、安価で簡便な制御装置１２で、高速で信頼性の高い電流制御が実現できる。
【００４１】
また、メインコンバータ３は低周波数でスイッチングし、電圧レベルの小さなサブコンバータ４を交流電流を抑制させるように高周波でスイッチングする構成であるため、交流リアクトル５も小型で良く、サブコンバータ４の半導体スイッチング素子の素子耐圧については、メインコンバータ３に使用する素子耐圧の５分の１程度の素子で良いので、オン抵抗の小さい低耐圧の素子で構成できる。
【００４２】
次に、このように構成される電力変換装置の起動時におけるメインコンデンサ７とサブコンデンサ９の初期充電について説明する。図１２は、メインコンデンサ７とサブコンデンサ９の初期充電動作を示すフローチャートである。
まず、電力変換装置の起動時に各コンデンサ７、９の初期充電を開始すると（Ｓ０）、主回路の電力変換器が停止した状態で、メインコンデンサ７を充電する。これは、交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電する。メインコンデンサ７の電圧がほぼ０の状態から充電する際は交流電源１から充電し、電力変換装置が異常により停止し、その後、再起動する際などの場合はバッテリ１１０から充電する。交流電源１から充電する場合もＡＣ／ＤＣコンバータ１１３により制御されて充電動作を行うため、突入電流などの問題は発生しない（Ｓ１）。
【００４３】
メインコンデンサ７の充電が完了すると（Ｓ２）、電力変換器を起動する。このとき、制御装置１２は充電制御モードで起動する（Ｓ３）。そして、電力変換器を運転して各サブコンデンサ９を充電する。制御装置１２のサブコンバータゲートパルス生成回路４２から出力されるサブコンバータゲートパルス４８は、出力段に設けられたゲートパルス切替部１００にて切り替えられ、各サブコンバータ４内の半導体スイッチング素子は全てオフするように制御される。メインコンバータ３は通常制御モードと同様に生成される第１の制御信号により制御される。即ち、メインコンバータ３は、交流電流が正常範囲内で変動する時は交流電源１の位相に基づく１パルス信号から成るゲート駆動信号で制御され、交流電流の異常時にはゲート駆動信号はオフし、交流電流を抑制するように制御される。これにより、交流電流を抑制しつつ各サブコンデンサ９が充電される（Ｓ４）。
【００４４】
全相のサブコンデンサ９の充電が完了したかどうか判定し（Ｓ５）、全相の充電完了前で、各相いずれかのサブコンデンサ９の充電完了を検出すると（Ｓ６）、充電未完了のサブコンデンサ９のみ充電を継続する。これは、充電完了したサブコンデンサ９をパスするスルーモード（充電停止）になるように、サブコンバータゲートパルス４８はゲートパルス切替部１００にて切り替えられて、対応するサブコンバータ４内の所定の半導体スイッチング素子はオンされる。残りのサブコンバータ４は、全半導体スイッチング素子がオフされた状態を継続する。ここでもメインコンバータ３は通常制御モードと同様に生成される第１の制御信号により制御され、交流電流を抑制しつつ充電未完了のサブコンデンサ９が充電される（Ｓ７）。
ステップＳ５にて全相のサブコンデンサ９の充電が完了すると、各コンデンサ７、９の初期充電は完了し（Ｓ８）、制御装置１２は通常制御モードで電力変換器を制御する。即ち、第１の制御信号を用いてメインコンバータ３を制御し、交流電流瞬時値が交流電流指令に追従するように生成された第２の制御信号を用いて各サブコンバータ４を制御し、電力変換器の通常運転に移行する（Ｓ９）。
【００４５】
図１３は、サブコンバータ４へのゲートパルスをサブコンデンサ充電時に切り替えるための充電切り替え回路２００の例を示す図である。この充電切り替え回路２００は、制御装置１２のサブコンバータゲートパルス生成回路４２内にあり、ゲートパルス切替部１００（１００ｒ、１００ｓ、１００ｔ）を備えて、ゲートパルス切替部１００（１００ｒ、１００ｓ、１００ｔ）は、サブコンバータゲートパルス生成回路４２（４２ｒ、４２ｓ、４２ｔ）内でサブコンバータゲートパルス４８（４８ｒ、４８ｓ、４８ｔ）の出力段に挿入される。なお、図６ではＲ相分のサブコンバータゲートパルス生成回路４２ｒ内のゲートパルス切替部１００ｒの位置のみを示している。
図１３に示すように、充電切り替え回路２００は、ゲートパルス切替部１００と、各相のサブコンデンサ９の充電完了を判定するコンパレータ１０１〜１０３と、各相の充電完了フラグを生成するフリップフロップ１０４〜１０６と、ＡＮＤ回路１０７とを備え、ゲートパルス切替部１００は、フリップフロップ１０４〜１０６の出力によりサブコンバータ４へのゲートパルスを切り替えて出力する。
【００４６】
初期充電開始時に、メインコンデンサ７の充電が完了すると、電力変換器を充電制御モードで起動するが、このとき、コンバータ起動信号が充電切り替え回路２００に入力される。コンバータ起動信号はフリップフロップ１０４〜１０６に入力され、フリップフロップ１０４〜１０６の出力はリセットされる。これによりサブコンバータゲートパルス生成回路４２から出力される全てのサブコンバータゲートパルス４８はオフ状態となる。この状態は、上述した初期充電動作におけるステップＳ４の状態で、全相のサブコンデンサ９が充電される。
【００４７】
次に、例えばＲ相のサブコンデンサ９だけが充電完了したとすると、コンパレータ１０１およびフリップフロップ１０４の出力のみ「Ｈ」に変化して、Ｒ相のサブコンバータ４へのゲートパルスであるXPOUT(R)とYPOUT(R)がオフ、XNOUT(R)とYNOUT(R)がオンとなる。この状態は、上述した初期充電動作におけるステップＳ７の状態で、Ｒ相のサブコンバータ４はサブコンデンサ９をパスするスルーモード（充電停止）になり、充電未完了のＳ相、Ｔ相のサブコンデンサ９のみ充電を継続する。
【００４８】
全相のサブコンデンサ９が充電完了するとフリップフロップ１０４〜１０６の出力が全て「Ｈ」になり、ＡＮＤ回路１０７の出力が「Ｈ」となる。これによりゲートパルス切替部１００内の各セレクタ１０８の出力が「Ｌ」に固定されていた状態から、ゲートパルス切替部１００に入力される前状態である各相のXPINおよびYPINに切り替わり、上述したステップＳ９で示したように通常制御モードでの制御が開始される。
【００４９】
この実施の形態では、電力変換装置の起動時に、電力変換器の起動に先立って、メインコンデンサ７を交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電する。その後、電力変換器を起動して、充電制御モードによりメインコンバータ３およびサブコンバータ４を出力制御することで各サブコンデンサ９を充電する。そして、全てのコンデンサ７、９の充電が完了すると、通常制御モードによりメインコンバータ３およびサブコンバータ４を出力制御する。
メインコンバータ３は、通常制御モード、充電制御モードの双方で同様に第１の制御信号にて制御され、即ち、交流電流が正常範囲内で変動する時は交流電源１の位相に基づく１パルス信号から成るゲート駆動信号で制御され、交流電流の異常時にはゲート駆動信号はオフし、交流電流を抑制するように制御される。
サブコンバータ４は、通常制御モードでは、交流電流が交流電流指令に追従するように生成された第２の制御信号により制御されているが、充電制御モードでは、充電対象のサブコンデンサ９を備えたサブコンバータ４内の半導体スイッチング素子を全てオフしてサブコンデンサ９を充電する。
【００５０】
このように、サブコンデンサ９を充電する充電制御モードでもメインコンバータ３を通常制御モードと同様に制御するため、交流電流を抑制して突入電流が流れるのを容易に防止でき、交流電源側に電圧歪みなどが発生するのを防止できる。また、充電制御と通常制御の切り替えは制御装置１２のみで行うため、従来のように電流制限のための部品や電流経路を切り換える部品も不要で、簡略な構成で交流電源側の信頼性を損なうことなくサブコンデンサ９を初期充電できる。
【００５１】
また、制御装置１２は、充電切り替え回路２００を備えて、電力変換器の起動時には充電制御モードに、全相のサブコンデンサ９が充電完了したことを検出して通常制御モードに切り替えるため、充電制御と通常制御の切り替えを制御装置１２のみで容易で確実に行えて、通常制御に速やかに移行できる。
【００５２】
また、メインコンデンサ７は、交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電するため、メインコンデンサ７の充電時に突入電流などの問題は発生しない。さらに、メインコンデンサ７を充電した後に、電力変換器を起動してサブコンデンサ９を充電するようにしたため、充電制御モードでのサブコンデンサ９の充電が信頼性よく実施でき、上述した効果が確実に得られる。
【００５３】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、交流側を三相交流とし、サブコンバータ４は各相で１個としたが、各相で複数個のサブコンバータ４を直列接続しても良い。また、交流側を単相交流としても良い。
図１４は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路（電力変換器）およびメインコンデンサ充電回路の構成を示す図である。図１４に示すように、電力変換器は、単相の交流電源１ａからの交流電力を直流電力に変換する単相フルブリッジ回路から成るメインコンバータ３ａの交流ライン側に、上記実施の形態１と同様のサブコンバータ４が２個直列接続され、さらに交流リアクトル５が接続されている。メインコンバータ３ａは、直流側に電力貯蔵器としてのメインコンデンサ７が接続され、直流電力を交流側に回生することを想定して、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の自己消弧型の半導体スイッチング素子６を用いている。その他の構成は上記実施の形態１と同様である。
【００５４】
この場合も、上記実施の形態１と同様に、制御装置１２は、充電制御モードと通常制御モードとを有して電力変換器を制御する。また、電力変換装置の起動時に上記実施の形態１の初期充電動作と同様に、メインコンデンサ７およびサブコンデンサ９を充電する（図１２参照）。
即ち、電力変換装置の起動時に各コンデンサ７、９の初期充電を開始すると（Ｓ０）、まず主回路の電力変換器が停止した状態で、メインコンデンサ７を、交流電源１からＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を介して、あるいはバッテリ１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１１１を介して充電する（Ｓ１）。
メインコンデンサ７の充電が完了すると（Ｓ２）、電力変換器を充電制御モードで起動する（Ｓ３）。そして、電力変換器を運転して各サブコンデンサ９を充電する。メインコンバータ３は通常制御モードと同様に生成される第１の制御信号により制御され、各サブコンバータ４内の半導体スイッチング素子は全てオフするように制御される（Ｓ４）。
全てのサブコンデンサ９の充電が完了したかどうか判定し（Ｓ５）、全ての充電は未完了で、いずれかのサブコンデンサ９の充電完了を検出すると（Ｓ６）、充電完了したサブコンバータ４はスルーモード（充電停止）に切り替え、充電未完了のサブコンデンサ９のみ半導体スイッチング素子は全てオフして充電を継続する（Ｓ７）。
ステップＳ５にて全相のサブコンデンサ９の充電が完了すると、各コンデンサ７、９の初期充電は完了し（Ｓ８）、制御装置１２は通常制御モードで電力変換器を制御し、電力変換器の通常運転に移行する（Ｓ９）。
【００５５】
この実施の形態においても、サブコンデンサ９を充電する充電制御モードにおいてメインコンバータ３を通常制御モードと同様に制御することで、交流電流を抑制して突入電流が流れるのを容易に防止でき、交流電源側に電圧歪みなどが発生するのを防止できる。また、充電制御と通常制御の切り替えは制御装置１２のみで行うため、簡略な構成で交流電源側の信頼性を損なうことなくサブコンデンサ９を初期充電でき、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
また、電圧レベルが大きなメインコンバータ３は低周波数でスイッチングし、電圧レベルの小さなサブコンバータ４を交流電流を抑制させるように高周波でスイッチングする構成は、実施の形態１と同様であるが、この実施の形態では、２個のサブコンバータ４を直列接続することで発生電圧を分担できるため、各サブコンバータ４の電圧レベルをさらに小さくでき、スイッチング損失をさらに低減できる。これにより電力変換装置の効率を向上させ、さらに電磁ノイズも減らすことができる。
【００５６】
なお、２個のサブコンバータ４のサブコンデンサ９の電圧は異なるものでも良く、電圧比率（Vsub1とVsub2の比率）を、例えば、２：１や３：１など、製品仕様に合わせて設定することができる。例えばメインコンデンサ７の電圧とVsub1とVsub2との電圧比が４：２：１の関係であると、メインコンバータ３ａと２つのサブコンバータ４の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の電圧を交流側に発生することができる。このため、より正弦波に近い滑らかな電圧波形が電力変換器の交流側に得られ、高調波をより抑制することができる。
【符号の説明】
【００５７】
１ 三相交流電源、１ａ 交流電源、３，３ａ メインコンバータ、
４ サブコンバータ、７ 電力貯蔵器としてのメインコンデンサ、７ａ 電圧センサ、
９ 電力貯蔵器としてのサブコンデンサ、９ａ 電圧センサ、１０ 電流センサ、
１１ ＰＬＬ回路、１２ 制御装置、
２０ 電流指令演算部としての電流指令値演算回路、
３３ａ 第１のヒステリシスコンパレータ、３３ｂ 第２のヒステリシスコンパレータ、３３ｃ 第３のヒステリシスコンパレータ、
４２，４２ｒ サブコンデンサゲートパルス生成回路、
４３，４３ｒ メインコンバータゲートパルス生成回路、
４８（４８ｒ，４８ｓ，４８ｔ） 第２の制御信号としてのサブコンバータゲートパルス、
１００（１００ｒ，１００ｓ，１００ｔ） ゲートパルス切替部、
１１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１１３ ＡＣ／ＤＣコンバータ、
２００ 充電切り替え回路、ｉ 交流電流（瞬時値）。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ複数の半導体スイッチング素子を有して交流と直流との間で電力変換を行い、直流側に有した各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを備え、上記メインコンバータの直流電圧は上記サブコンバータの直流電圧より大きく、上記メインコンバータと交流電源との間に上記サブコンバータを配置して直列接続した電力変換器と、
交流電流指令を生成する電流指令演算部と、上記交流電源の位相および上記交流電流指令に基づいて交流電流瞬時値を抑制するように上記メインコンバータへの第１の制御信号を生成する第１の制御部と、上記交流電流瞬時値が上記交流電流指令に追従するように上記サブコンバータへの第２の制御信号を生成する第２の制御部とを有して上記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
上記制御装置は、
上記メインコンバータの電力貯蔵器が充電完了した状態で上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電する充電制御モードと、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの各電力貯蔵器の充電完了後に上記第１、第２の制御信号を生成して上記電力変換器を制御する通常制御モードとを有し、
上記充電制御モードでは、上記第１の制御信号を生成して上記メインコンバータを制御すると共に、上記サブコンバータ内の上記複数の半導体スイッチング素子を全てオフさせて上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記制御装置は、上記充電制御モードと上記通常制御モードとの切り替え回路を備え、該切り替え回路は、上記メインコンバータの電力貯蔵器が充電完了した状態で上記電力変換器を起動する際に上記充電制御モードとし、上記サブコンバータの電力貯蔵器の充電完了を検出して上記通常制御モードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
コンバータを有して上記メインコンバータの電力貯蔵器を初期充電する手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記第１の制御部は、上記交流電源の位相に基づいて生成されるパルス信号を、上記交流電流指令と上記交流電流瞬時値との偏差が所定値を超える時に、上記交流電流瞬時値を抑制するようにオフして上記第１の制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記第１の制御部は、ヒステリシスコンパレータを備えて上記第１の制御信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記第２の制御部は、ヒステリシスコンパレータを備えて、上記交流電流指令と上記交流電流瞬時値との偏差が小さくなるように上記サブコンバータの交流側の出力電圧レベルを切り替える上記第２の制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記電力変換器は、上記サブコンバータを複数個備え、
上記制御装置は、上記充電制御モードにおいて、上記各サブコンバータの各電力貯蔵器の充電完了を個別に検出し、充電完了したサブコンバータに対し、該サブコンバータ内の所定の半導体スイッチング素子をオンして該電力貯蔵器をパスさせ、残りのサブコンバータの電力貯蔵器のみを充電することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記電力変換器は、三相の上記メインコンバータの各相交流電力線にそれぞれ上記サブコンバータを直列接続したことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記電力変換器は、上記メインコンバータの交流電力線に上記複数のサブコンバータを直列接続したことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項１】
それぞれ複数の半導体スイッチング素子を有して交流と直流との間で電力変換を行い、直流側に有した各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを備え、上記メインコンバータの直流電圧は上記サブコンバータの直流電圧より大きく、上記メインコンバータと交流電源との間に上記サブコンバータを配置して直列接続した電力変換器と、
交流電流指令を生成する電流指令演算部と、上記交流電源の位相および上記交流電流指令に基づいて交流電流瞬時値を抑制するように上記メインコンバータへの第１の制御信号を生成する第１の制御部と、上記交流電流瞬時値が上記交流電流指令に追従するように上記サブコンバータへの第２の制御信号を生成する第２の制御部とを有して上記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
上記制御装置は、
上記メインコンバータの電力貯蔵器が充電完了した状態で上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電する充電制御モードと、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの各電力貯蔵器の充電完了後に上記第１、第２の制御信号を生成して上記電力変換器を制御する通常制御モードとを有し、
上記充電制御モードでは、上記第１の制御信号を生成して上記メインコンバータを制御すると共に、上記サブコンバータ内の上記複数の半導体スイッチング素子を全てオフさせて上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記制御装置は、上記充電制御モードと上記通常制御モードとの切り替え回路を備え、該切り替え回路は、上記メインコンバータの電力貯蔵器が充電完了した状態で上記電力変換器を起動する際に上記充電制御モードとし、上記サブコンバータの電力貯蔵器の充電完了を検出して上記通常制御モードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
コンバータを有して上記メインコンバータの電力貯蔵器を初期充電する手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記第１の制御部は、上記交流電源の位相に基づいて生成されるパルス信号を、上記交流電流指令と上記交流電流瞬時値との偏差が所定値を超える時に、上記交流電流瞬時値を抑制するようにオフして上記第１の制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記第１の制御部は、ヒステリシスコンパレータを備えて上記第１の制御信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記第２の制御部は、ヒステリシスコンパレータを備えて、上記交流電流指令と上記交流電流瞬時値との偏差が小さくなるように上記サブコンバータの交流側の出力電圧レベルを切り替える上記第２の制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記電力変換器は、上記サブコンバータを複数個備え、
上記制御装置は、上記充電制御モードにおいて、上記各サブコンバータの各電力貯蔵器の充電完了を個別に検出し、充電完了したサブコンバータに対し、該サブコンバータ内の所定の半導体スイッチング素子をオンして該電力貯蔵器をパスさせ、残りのサブコンバータの電力貯蔵器のみを充電することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記電力変換器は、三相の上記メインコンバータの各相交流電力線にそれぞれ上記サブコンバータを直列接続したことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記電力変換器は、上記メインコンバータの交流電力線に上記複数のサブコンバータを直列接続したことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１４７１９８（Ｐ２０１１−１４７１９８Ａ）
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−３５６５（Ｐ２０１０−３５６５）
【出願日】平成２２年１月１２日（２０１０．１．１２）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月１２日（２０１０．１．１２）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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