電力変換装置
【課題】マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０１は、複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力可能なマトリックスコンバータ１と、入力交流電力の力率がマトリックスコンバータ１から負荷に供給される負荷交流電力の力率に応じて変化するように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数に基づいてマトリックスコンバータ１を制御するための制御部４とを備える。
【解決手段】電力変換装置１０１は、複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力可能なマトリックスコンバータ１と、入力交流電力の力率がマトリックスコンバータ１から負荷に供給される負荷交流電力の力率に応じて変化するように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数に基づいてマトリックスコンバータ１を制御するための制御部４とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源からの交流電力を、直流リンクを介さずに任意の電圧および任意の周波数の交流電力に直接変換可能なマトリックスコンバータ（以下、ＭＣとも称する。）が注目されている。
【０００３】
ＭＣは、従来の直流リンクを介したコンバータ・インバータシステムと比較すると、サイズ、寿命および効率の点で有利である。また、電源高調波も少なく、回生動作が可能である。
【０００４】
このようなＭＣの特長を生かした様々な研究がなされる中で、近年では発電機への適用も検討されている（たとえば、春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009（非特許文献１）、および春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009（非特許文献２）参照）。
【０００５】
しかしながら、非特許文献１および非特許文献２に記載の配電方式は三相３線式であり、ヒータ等の単相負荷を扱う場合には各線間に単相負荷を接続しなければならないことから、接地を施すと必ず短絡する。この短絡を防ぐために、絶縁変圧器を介して片側接地することで対地電位を定める構成が考えられるが、絶縁変圧器による重量増加およびスペースの占有が問題となる。
【０００６】
そこで、負荷への電力供給方法として、配電方式の一つである三相４線式を考える。三相４線式において単相負荷を接続する場合には、対地電位を定めるための接地が中性線により共通化され、各相は必ず負荷を挟むように接地される。このため、変圧器無しで接地が可能であり、大幅な軽量化および省スペース化が可能となる。
【０００７】
電源側と負荷側とを同じ中性点に接地した場合には、これまでの一般的な制御方法（たとえば、石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987（非特許文献３）参照）を適用すると、単相負荷として機能しないだけでなく、零相電圧が変動することによって低周波の中性点電流が流れる。その結果、電力脈動、効率低下、および中性線の重量増加などの問題が現れる。
【０００８】
これに対して、ＭＣを使用した、単相負荷および三相負荷を一括して扱うことが可能な三相４線式の電源システムを構築し、中性点接地された不平衡負荷における零相電圧抑制制御法の提案ならびに有効性の検証が行われている（たとえば、▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008（非特許文献４）参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009
【非特許文献２】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009
【非特許文献３】石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987
【非特許文献４】▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【００１１】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ上記複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して上記負荷へ出力可能なマトリックスコンバータと、上記入力交流電力の力率が上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電力の力率に応じて変化するように、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備える。
【００１３】
このような構成により、負荷力率を入力力率に反映させることができるため、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、マトリックスコンバータを適切に制御し、出力電流および出力電圧を制御することができる。すなわち、無負荷時でも出力電圧の確立が可能であり、無負荷時および負荷接続時の両方において、負荷状態に関係なく昇圧形ＭＣの制御が可能である。これにより、安定した電力変換動作を実現することができる。そして、マトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【００１４】
好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の和に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。
【００１５】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の和を用いる構成により、マトリックスコンバータの制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【００１６】
好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の差に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。
【００１７】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の差を用いる構成により、マトリックスコンバータの制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【００１８】
好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の和に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する動作、および上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の差に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する動作を選択可能である。
【００１９】
このように、２つの周波数変換方式を選択可能とする構成により、負荷の種類および動作状態に応じて適切な演算を行なうことができる。
【００２０】
好ましくは、上記制御部は、上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電流が上記負荷交流電力の力率に応じて変化するように、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。
【００２１】
このように、入力交流電流を負荷交流電力の力率に追随させる構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【図２】降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図３】昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図４】ＭＣの入力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。
【図５】ＭＣの出力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。
【図６】ＭＣの入力側における座標変換（方式II）を示す図である。
【図７】ＭＣの出力側における座標変換（方式II）を示す図である。
【図８】昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、合成した入力側ベクトルを示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの比較例のシミュレーションパラメータを示す図である。
【図１０】昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、無負荷時の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態に係る電力変換装置のシミュレーションパラメータを示す図である。
【図１３】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２５】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【００２６】
図１を参照して、電源システム２０１は、たとえば発電機である交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃと、電力変換装置１０１と、負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとを備える。電力変換装置１０１は、マトリックスコンバータ１と、出力フィルタ２と、測定部３と、制御部４とを含む。交流電源Ｐａは、交流電圧源Ｅａと、インダクタＬａとを含む。交流電源Ｐｂは、交流電圧源Ｅｂと、インダクタＬｂとを含む。交流電源Ｐｃは、交流電圧源Ｅｃと、インダクタＬｃとを含む。出力フィルタ２は、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗとを含む。マトリックスコンバータ１は、双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を含む。負荷ＬＤｕは、抵抗Ｒｕと、インダクタＬｕとを含む。負荷ＬＤｖは、抵抗Ｒｖと、インダクタＬｖとを含む。負荷ＬＤｗは、抵抗Ｒｗと、インダクタＬｗとを含む。
【００２７】
電源システム２０１においては、たとえば交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの中性点ＮＰ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗの中性点ＮＰ２とが共通の安定電位ＳＰに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム２０１における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位である。
【００２８】
電力変換装置１０１は、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置１０１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの各々から供給されるＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗにそれぞれ供給する。
【００２９】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間に設けられている。出力フィルタ２において、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗはスター結線されている、すなわち、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の配線間にそれぞれ接続されている。
【００３０】
マトリックスコンバータ１において、双方向スイッチＳａ１は、インダクタＬａと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ２は、インダクタＬａと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ３は、インダクタＬａと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ１は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ２は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ３は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ１は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ２は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ３は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。
【００３１】
双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびダイオードを直列接続した回路を２つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの２つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する２つの逆阻止ＩＧＢＴが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。
【００３２】
マトリックスコンバータ１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ１は、制御部４から受けた制御信号Ｇ１〜Ｇ９に基づいて双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３をそれぞれオン・オフすることにより、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換し、出力フィルタ２へ出力する。
【００３３】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１から受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへそれぞれ出力する。
【００３４】
ここで、出力フィルタ２が減衰させるノイズの周波数は、電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。
【００３５】
測定部３は、図示しない電圧検出部を含み、交流電圧源Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖc、および負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。
【００３６】
また、測定部３は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃが出力する電源交流電力の周波数である入力角周波数ωSを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。たとえば、測定部３は、交流電源である発電機の磁極位置を磁極位置センサで検出することにより、入力角周波数ωSを検出する。
【００３７】
制御部４は、測定部３の検出結果に基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１における双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ１を制御する。
【００３８】
具体的には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に追随するように、マトリックスコンバータ１を制御する。また、制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。制御部４は、マトリックスコンバータ１における各スイッチをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【００３９】
本発明の実施の形態に係る電源システム２０１では、単体で昇圧機能を持つＭＣ（以下、昇圧形ＭＣとも称する。）を用いる。
【００４０】
非特許文献１〜４に記載のＭＣである降圧形ＭＣは、電源電圧をＰＷＭ制御することから、出力電圧の最大値は電源電圧に制限される。また、電源電圧をＰＷＭ制御することは、出力電流をＰＷＭ制御することにもなるため、入力電流の最大値は出力電流に制限される。
【００４１】
したがって、降圧形ＭＣの出力側から入力側を見ると電圧が昇圧されていると考えることができるため、降圧形ＭＣの入出力特性を入れ替えることによって昇圧形ＭＣを定義することができる。
【００４２】
図２は、降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４３】
図２を参照して、降圧形ＭＣでは、入力側が電圧源ＶＳであり、出力側が電流源ＩＳである。降圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電圧をＰＷＭ制御する。
【００４４】
図３は、昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４５】
図３を参照して、昇圧形ＭＣと降圧形ＭＣとは入出力特性が双対の関係にある。すなわち、昇圧形ＭＣでは、入力側が電流源ＩＳとなり、出力側が電圧源ＶＳとなる。昇圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電流をＰＷＭ制御する。
【００４６】
電源システム２０１は、たとえば独立電源として利用される。この場合、入力側には発電機が接続されることを考えると、図１に示すように、入力側は実際には発電機の起電力および内部インダクタンスＬｉｎで構成され、昇圧形ＭＣの入力側制御により入力電流が制御される。また、出力側は電圧源として動作させるためにキャパシタＣｏｕｔおよび負荷で構成される。
【００４７】
［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。
【００４８】
まず、昇圧形ＭＣの入出力関係を定義する。昇圧形ＭＣは、９つの双方向スイッチを切り換え、出力相に接続する入力相とその接続時間とを制御することにより、任意の電流および任意の周波数を直接出力する。１制御周期内、たとえばＰＷＭ制御に用いられる三角波の１周期内の出力線電流平均値と入力線電流との関係は、以下の式で表される。
【数１】
【００４９】
（１）式において、３×３行列は、１制御周期内のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオン時間の割合すなわちオンデューティで定義される。ａ１〜ｃ３は、それぞれスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオンデューティである。
【００５０】
また、昇圧形ＭＣでは、入力側を電流源とみなし、出力側を電圧源とみなすことから、電源開放および負荷短絡は許されない。このため、ａ１〜ｃ３には以下の式で表される拘束条件が必要となる。
【数２】
【数３】
【００５１】
（１）式におけるオンデューティの決定方法については様々な研究がなされている。電力変換装置１０１では、たとえば、座標変換を用いた手法によりオンデューティを演算する（たとえば、非特許文献３および４参照）。
【００５２】
すなわち、電力変換装置１０１では、周波数変換の原理を用いて昇圧形ＭＣを制御する。この周波数変換により、たとえば発電機によって生成される電源交流電力の周波数変動に応じて昇圧形ＭＣを制御し、負荷に一定の周波数の交流電力を供給することができる。
【００５３】
昇圧型ＭＣの入力電流および入力電圧ならびに出力電流および出力電圧が、以下の式で表されるとする。
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
【００５４】
ｉu，ｉv，ｉwはマトリックスコンバータ１が出力する出力交流電流である。また、入力電流ＩSは入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当し、入力電圧ＶSは入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当し、出力電流ＩLは出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwに相当し、出力電圧ＶLは負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwに相当する。
【００５５】
また、ψ0は入力交流電圧に対する入力交流電流の位相差すなわち入力力率角であり、ψSは電源交流電圧と入力交流電圧との位相差であり、ωLは出力交流電力の周波数であり、ψLは負荷力率角すなわち負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0との位相差である。
【００５６】
ここでは、負荷が平衡負荷である場合について説明するため、零相電流に対する制御の説明は行なわない。
【００５７】
電力変換装置１０１では、昇圧形ＭＣを制御する上で、以下の（１）〜（４）が必要となる。
（１）出力電圧の周波数、振幅および位相が一定でひずみが少ないこと
（２）入力電流のひずみが少ないこと
（３）（１）および（２）を満たしながら、出力可能な電流振幅を最大にすること
（４）中性点接続により相電流制御をするため、入力電流および出力電流は、以下の式を満たすこと
【数８】
【００５８】
制御部４は、上記（１）〜（４）を満足するようなＰＷＭスイッチングパターンを算出する。
【００５９】
次に、周波数変換の原理について説明する。
【００６０】
本発明の実施の形態に係る電力変換装置で用いる周波数変換は、周波数ω１で回転するベクトルを周波数ω１に同期させた回転座標軸上で考えることで、当該ベクトルがある周波数ω２で回転するベクトルになる、という考え方に基づく。これにより、ＭＣにおいて入力周波数および出力周波数を直接制御することが可能となる。
【００６１】
ここで、三相電圧を三相二相変換し、空間ベクトルで表現すると、周波数変換は一種の座標変換とみることができる。
【００６２】
非特許文献１では、電圧を基準に降圧型ＭＣの制御原理が記載されている。本発明の実施の形態に係る電力変換装置でも、これと同様に電圧を基準に考える。
【００６３】
いま、固定座標上（入力側）において、角速度ωSで回転しているベクトルを角速度ωLに変換することを考える。
【００６４】
この変換には、（ωS＋ωL）で回転する座標を用いる方式Ｉ、（ωS−ωL）で回転する座標を用いる方式IIの２通りがある。
【００６５】
図４は、ＭＣの入力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。図５は、ＭＣの出力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。
【００６６】
図４および図５を参照して、入力側において、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当する入力交流電流ＩS1と入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当する入力交流電圧Ｖとの位相差がψ0であり、入力交流電流ＩS1および入力交流電圧Ｖが入力角周波数ωSで（α1−β1）座標上を回転する。
【００６７】
出力側において、角周波数（ωS＋ωL）で回転する（α1−β1）座標上で、角周波数ωSで回転している電圧ベクトルＶを（α−β）座標上から見ると、電圧ベクトルＶは反時計方向に角周波数ωLで回転する。
【００６８】
入力力率角ψ0が遅れであるとする場合、出力電流ＩL1は出力電圧Ｖの時計方向の回転となる。
【００６９】
ここで、出力電流ＩL1を（α1−β1）座標から見ると、出力電圧Ｖは時計方向に回転するため、進み力率角ψLの電流となる。すなわち、方式Ｉでは、入力力率の極性が出力側から見ると反転する。
【００７０】
図６は、ＭＣの入力側における座標変換（方式II）を示す図である。図７は、ＭＣの出力側における座標変換（方式II）を示す図である。
【００７１】
図６および図７を参照して、入力側において、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当する入力交流電流ＩS2と入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当する入力交流電圧Ｖとの位相差がψ0であり、入力角周波数ωSで（α2−β2）座標が回転する。
【００７２】
出力側において、角周波数（ωS−ωL）で回転する（α2−β2）座標上で、角周波数ωSで回転している電圧ベクトルＶを（α−β）座標上から見ると、電圧ベクトルＶは時計方向に角周波数ωLで回転する。
【００７３】
負荷力率角ψLが遅れであるとする場合、出力電流ＩL2は出力電圧Ｖの反時計方向の回転となる。
【００７４】
ここで、出力電流ＩL2を（α2−β2）座標から見ると、出力電圧Ｖは時計方向に回転するため、遅れ力率角ψLの電流となる。すなわち、方式IIでは、負荷力率は入力力率と同じ極性となる。
【００７５】
［制御方法の比較例］
次に、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例を説明する。
【００７６】
図８は、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、合成した入力側ベクトルを示す図である。
【００７７】
図８を参照して、この制御方法では、上記の方式Ｉおよび方式IIを時間平均で合成する。これにより、昇圧形ＭＣの入力側および出力側の各々を独立して制御可能となり、入力力率を１に保持することができる。
【００７８】
また、この制御法を定式化し、制御関数で表すと以下の各式のようになる。
【数９】
【数１０】
【数１１】
【００７９】
（９）式において、Ａは振幅変調率である。
【００８０】
この制御関数を用いて、無負荷時の制御をシミュレーションする。
図９は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの比較例のシミュレーションパラメータを示す図である。
【００８１】
図９を参照して、電源電圧ＶSが９２．３７６Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ0が６０Ｈｚであり、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃoutが３０μＦであり、負荷周波数ｆoutが３０Ｈｚであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌinが０．０１ｍＨである。
【００８２】
図１０は、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、無負荷時の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【００８３】
図１０を参照して、比較例では、出力電圧が確立されていないことが確認できる。以下、この原因について説明する。
【００８４】
まず、（７）式の出力電圧および（９）式の制御関数を用いて、入力電圧を理論的に導出すると、以下の式のようになる。
【数１２】
【００８５】
（１２）式において振幅のみを考えると、以下の式が得られる。
【数１３】
【００８６】
（１３）式において、たとえば昇圧率２倍の場合を考えると、左辺＝２となり、以下の式に変形することができる。
【数１４】
【００８７】
また、振幅変調率の制約条件は昇圧率に応じて変わり、昇圧率２倍の場合はＡ≦１／３となる。（１４）式より、負荷力率ｃｏｓψLが小さくなると、振幅変調率の制約条件を満たさなくなるため、制御不可能となり、昇圧動作を実現することができなくなる。また、昇圧率を上げると、（１４）式より、負荷力率ｃｏｓψLの制約が厳しくなる。このように、比較例では、無負荷で昇圧形ＭＣを駆動させることができない。
【００８８】
そこで、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、以下のような昇圧形ＭＣの制御方法を採用する。
【００８９】
［電力変換装置１０１における制御方法］
比較例では、方式Ｉおよび方式IIを合成することにより、制御関数を導出した。これに対して、電力変換装置１０１では、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いる。
【００９０】
まず、方式Ｉのみを利用する場合について説明する。
【００９１】
図４および図５に基づいて方式Ｉを定式化すると、制御関数は、以下の式で表される。
【数１５】
【数１６】
【００９２】
ここで、（１５）式は電圧制御関数であるため、電流制御関数に変換すると、以下の式が得られる。
【数１７】
【００９３】
次に、方式IIのみを利用する場合について説明する。
図６および図７に基づいて方式IIを定式化すると、制御関数は、以下の式で表される。
【数１８】
【数１９】
【００９４】
ここで、（１８）式は電圧制御関数であるため、電流制御関数に変換すると、以下の式が得られる。
【数２０】
【００９５】
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置が採用する制御方法による昇圧形ＭＣの出力電流および入力電圧を算出する。
【００９６】
（６）式より、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いた場合における出力電流を理論的に計算する。ここでは、ｈはすべて１／３とする。
【００９７】
方式Ｉのみを利用する場合、方式Ｉの制御関数である（１７）式、および（４）式の入力電流を用いて計算すると、出力電流は、以下の式で表される。
【数２１】
【００９８】
（２１）式および（６）式より、入力力率が反転して出力電流の位相となって表れることが分かる。すなわち、図４および図５からも分かるように、ψ0＝−ψLとなる。つまり、負荷力率が変化すると、当該変化が入力力率に反映される。したがって、方式Ｉを単独で使用する構成では、比較例のように入力力率を制御することはできないが、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、負荷力率を入力力率に反映することができるため、昇圧形ＭＣを制御することが可能となる。
【００９９】
方式IIのみを利用する場合、方式IIの制御関数である（２０）式、および（４）式の入力電流を用いて計算すると、出力電流は、以下の式で表される。
【数２２】
【０１００】
（２２）式および（６）式より、入力力率が出力電流の位相となって表れることが分かる。すなわち、図６および図７からも分かるように、ψ0＝ψLとなる。つまり、負荷力率が変化すると、当該変化が入力力率に反映される。したがって、方式IIを単独で使用する構成では、比較例のように入力力率を制御することはできないが、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、負荷力率を入力力率に反映することができるため、昇圧形ＭＣを制御することが可能となる。
【０１０１】
次に、昇圧形ＭＣの入力電圧を算出する。出力電流と同様に、方式Ｉの制御関数である（１７）式、方式IIの制御関数である（２０）式、および（５）式より、入力電圧は、以下の式で表される。
【数２３】
【０１０２】
（２３）式より、方式Ｉまたは方式IIを単独で用いると、昇圧形ＭＣの入力側から出力側の構成すなわち負荷力率を見ることができるため、昇圧形ＭＣを、周波数変換可能な変圧器と見ることができる。
【０１０３】
また、無負荷時および入力力率がゼロの場合において、方式Ｉでは負荷をインダクタンスとして考えることができ、方式IIでは負荷をコンデンサとして考えることができる。
【０１０４】
すなわち、（２１）式〜（２３）式より、出力電流および出力電圧の振幅は、振幅変調率Ａのみに依存し、負荷力率の影響を受けないことから、無負荷時および入力力率がゼロの場合でも出力電流および出力電圧を制御することができる。
【０１０５】
次に、昇圧形ＭＣにおいて、上記のような制御を実現するための制御系について説明する。
【０１０６】
制御部４は、入力交流電力の力率すなわち入力力率ｃｏｓψ0がマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力交流電力の周波数すなわち入力角周波数ωS、および出力交流電力の周波数すなわち出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１０７】
より詳細には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcが負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１０８】
たとえば、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。あるいは、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１０９】
また、たとえば、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作、および入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作を選択可能である。
【０１１０】
図１１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【０１１１】
図１１を参照して、制御部４は、減算部１１と、ＰＩ演算部１２と、ＰＷＭパターン生成部１３と、３相／ｄｑ変換部１４，１６と、振幅演算部１５，１７とを含む。
【０１１２】
３相／ｄｑ変換部１４は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwをｄｑ変換して負荷交流電圧ｖd，ｖqを算出する。
【０１１３】
振幅演算部１５は、３相／ｄｑ変換部１４によって算出された負荷交流電圧ｖdおよび負荷交流電圧ｖqの２乗和の平方根を算出する。
【０１１４】
３相／ｄｑ変換部１６は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、電圧指令値ｖｉｕ，ｖｉｖ、ｖｉｗをｄｑ変換して電圧指令値ｖd*，ｖq*を算出する。
【０１１５】
振幅演算部１７は、３相／ｄｑ変換部１６によって算出された電圧指令値ｖd*および電圧指令値ｖq*の２乗和の平方根を算出する。
【０１１６】
減算部１１は、振幅演算部１７の演算結果から、振幅演算部１５の演算結果を減算する。ＰＩ演算部１２は、減算部１１の減算結果に対してＰＩ演算を行ない、振幅変調率Ａを算出する。
【０１１７】
ＰＷＭパターン生成部１３は、入力角周波数ωS、出力角周波数ωL、およびＰＩ演算部１２が算出した振幅変調率Ａに基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチのオンデューティを制御するための制御関数を算出する。そして、ＰＷＭパターン生成部１３は、算出した制御関数に基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチをＰＷＭ制御するための制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１へ出力する。
【０１１８】
［動作の検証］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置による昇圧動作の検証結果を説明する。ここでは、無負荷時および負荷接続時についてシミュレーションを行なった。
【０１１９】
図１２は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置のシミュレーションパラメータを示す図である。
【０１２０】
図１２を参照して、電源電圧ＶSが９２．３７６Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ0が６０Ｈｚであり、負荷抵抗Ｒが７Ωであり、負荷リアクトルＬが０．３Ｈであり、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃｏｕｔが３０μＦであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌinが０．０１ｍＨであり、負荷周波数ｆoutが３０Ｈｚであり、振幅変調率Ａが０．２２３８である。
【０１２１】
通常、ＭＣの入力側には電源として可変速発電機が用いられる。しかしながら、ここでは定常特性のみをシミュレートするため、電圧および周波数の変化しない対称三相電源を用いると仮定する。また、スイッチング素子には理想スイッチを用いる。
【０１２２】
図１３は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２３】
図１４は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２４】
図１５は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２５】
図１６は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２６】
図１７は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２７】
図１８は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２８】
図１９は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２９】
図２０は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３０】
図１３〜図２０に示すように、電力変換装置１０１では、無負荷時および負荷接続時の双方において、出力電圧波形を正弦波状に制御可能であり、また、入力電流波形も正弦波状に制御可能である。
【０１３１】
したがって、方式Ｉおよび方式IIを合成することにより制御関数を導出する比較例では無負荷時における昇圧形ＭＣの制御が不可能であったが、電力変換装置１０１では、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いる構成により、無負荷時でも昇圧形ＭＣの制御が可能となる。また、電力変換装置１０１では、負荷接続時においても昇圧形ＭＣの制御が可能である。すなわち、電力変換装置１０１では、負荷状態に関係なく、昇圧形ＭＣの制御が可能となる。
【０１３２】
ところで、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【０１３３】
また、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置は、たとえば、発電機と直接接続することで定電圧定周波数電源として使用される。この場合、様々な負荷状態、および無負荷において、出力電圧を常に確立しておく必要がある。
【０１３４】
ここで、昇圧形ＭＣの制御方法として、非特許文献３に記載の降圧型ＭＣの制御式において入出力を入れ替えた式を用いる方法、すなわち図８を用いて説明した方法が考えられる。しかしながら、このような方法では、前述のように無負荷時において出力電圧の確立が不可能になってしまう。
【０１３５】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力交流電力の力率すなわち入力力率ｃｏｓψ0がマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力交流電力の周波数すなわち入力角周波数ωS、および出力交流電力の周波数すなわち出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１３６】
このような構成により、負荷力率を入力力率に反映させることができるため、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、マトリックスコンバータ１を適切に制御し、出力電流および出力電圧を制御することができる。すなわち、無負荷時でも出力電圧の確立が可能であり、無負荷時および負荷接続時の両方において、負荷状態に関係なく昇圧形ＭＣの制御が可能である。これにより、安定した電力変換動作を実現することができる。
【０１３７】
そして、マトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【０１３８】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１３９】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の和を用いる構成により、マトリックスコンバータ１の制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【０１４０】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４１】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の差を用いる構成により、マトリックスコンバータ１の制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【０１４２】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作、および入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作を選択可能である。
【０１４３】
このように、たとえばユーザの設定に応じて２つの周波数変換方式を選択可能とする構成により、負荷の種類および動作状態に応じて適切な演算を行なうことができる。
【０１４４】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcが負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４５】
このように、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを負荷交流電力の力率に追随させる構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【０１４６】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が負荷交流電力に追随するように、かつマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４７】
このような構成により、入力側が電流源となり、出力側が電圧源となる昇圧型ＭＣを適切に制御することができる。
【０１４８】
なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部３を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部３は、電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【０１４９】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１５０】
１ マトリックスコンバータ
２ 出力フィルタ
３ 測定部
４ 制御部
１１ 減算部
１２ ＰＩ演算部
１３ ＰＷＭパターン生成部
１４，１６ ３相／ｄｑ変換部
１５，１７ 振幅演算部
１０１ 電力変換装置
２０１ 電源システム
Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ 交流電源
ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗ 負荷
Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃ 交流電圧源
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ インダクタ
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ キャパシタ
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ インダクタ
Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ 抵抗
Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３ 双方向スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源からの交流電力を、直流リンクを介さずに任意の電圧および任意の周波数の交流電力に直接変換可能なマトリックスコンバータ（以下、ＭＣとも称する。）が注目されている。
【０００３】
ＭＣは、従来の直流リンクを介したコンバータ・インバータシステムと比較すると、サイズ、寿命および効率の点で有利である。また、電源高調波も少なく、回生動作が可能である。
【０００４】
このようなＭＣの特長を生かした様々な研究がなされる中で、近年では発電機への適用も検討されている（たとえば、春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009（非特許文献１）、および春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009（非特許文献２）参照）。
【０００５】
しかしながら、非特許文献１および非特許文献２に記載の配電方式は三相３線式であり、ヒータ等の単相負荷を扱う場合には各線間に単相負荷を接続しなければならないことから、接地を施すと必ず短絡する。この短絡を防ぐために、絶縁変圧器を介して片側接地することで対地電位を定める構成が考えられるが、絶縁変圧器による重量増加およびスペースの占有が問題となる。
【０００６】
そこで、負荷への電力供給方法として、配電方式の一つである三相４線式を考える。三相４線式において単相負荷を接続する場合には、対地電位を定めるための接地が中性線により共通化され、各相は必ず負荷を挟むように接地される。このため、変圧器無しで接地が可能であり、大幅な軽量化および省スペース化が可能となる。
【０００７】
電源側と負荷側とを同じ中性点に接地した場合には、これまでの一般的な制御方法（たとえば、石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987（非特許文献３）参照）を適用すると、単相負荷として機能しないだけでなく、零相電圧が変動することによって低周波の中性点電流が流れる。その結果、電力脈動、効率低下、および中性線の重量増加などの問題が現れる。
【０００８】
これに対して、ＭＣを使用した、単相負荷および三相負荷を一括して扱うことが可能な三相４線式の電源システムを構築し、中性点接地された不平衡負荷における零相電圧抑制制御法の提案ならびに有効性の検証が行われている（たとえば、▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008（非特許文献４）参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009
【非特許文献２】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009
【非特許文献３】石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987
【非特許文献４】▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【００１１】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ上記複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して上記負荷へ出力可能なマトリックスコンバータと、上記入力交流電力の力率が上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電力の力率に応じて変化するように、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備える。
【００１３】
このような構成により、負荷力率を入力力率に反映させることができるため、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、マトリックスコンバータを適切に制御し、出力電流および出力電圧を制御することができる。すなわち、無負荷時でも出力電圧の確立が可能であり、無負荷時および負荷接続時の両方において、負荷状態に関係なく昇圧形ＭＣの制御が可能である。これにより、安定した電力変換動作を実現することができる。そして、マトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【００１４】
好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の和に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。
【００１５】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の和を用いる構成により、マトリックスコンバータの制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【００１６】
好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の差に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。
【００１７】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の差を用いる構成により、マトリックスコンバータの制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【００１８】
好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の和に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する動作、および上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の差に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する動作を選択可能である。
【００１９】
このように、２つの周波数変換方式を選択可能とする構成により、負荷の種類および動作状態に応じて適切な演算を行なうことができる。
【００２０】
好ましくは、上記制御部は、上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電流が上記負荷交流電力の力率に応じて変化するように、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。
【００２１】
このように、入力交流電流を負荷交流電力の力率に追随させる構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【図２】降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図３】昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図４】ＭＣの入力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。
【図５】ＭＣの出力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。
【図６】ＭＣの入力側における座標変換（方式II）を示す図である。
【図７】ＭＣの出力側における座標変換（方式II）を示す図である。
【図８】昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、合成した入力側ベクトルを示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの比較例のシミュレーションパラメータを示す図である。
【図１０】昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、無負荷時の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態に係る電力変換装置のシミュレーションパラメータを示す図である。
【図１３】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２５】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【００２６】
図１を参照して、電源システム２０１は、たとえば発電機である交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃと、電力変換装置１０１と、負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとを備える。電力変換装置１０１は、マトリックスコンバータ１と、出力フィルタ２と、測定部３と、制御部４とを含む。交流電源Ｐａは、交流電圧源Ｅａと、インダクタＬａとを含む。交流電源Ｐｂは、交流電圧源Ｅｂと、インダクタＬｂとを含む。交流電源Ｐｃは、交流電圧源Ｅｃと、インダクタＬｃとを含む。出力フィルタ２は、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗとを含む。マトリックスコンバータ１は、双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を含む。負荷ＬＤｕは、抵抗Ｒｕと、インダクタＬｕとを含む。負荷ＬＤｖは、抵抗Ｒｖと、インダクタＬｖとを含む。負荷ＬＤｗは、抵抗Ｒｗと、インダクタＬｗとを含む。
【００２７】
電源システム２０１においては、たとえば交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの中性点ＮＰ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗの中性点ＮＰ２とが共通の安定電位ＳＰに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム２０１における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位である。
【００２８】
電力変換装置１０１は、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置１０１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの各々から供給されるＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗにそれぞれ供給する。
【００２９】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間に設けられている。出力フィルタ２において、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗはスター結線されている、すなわち、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の配線間にそれぞれ接続されている。
【００３０】
マトリックスコンバータ１において、双方向スイッチＳａ１は、インダクタＬａと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ２は、インダクタＬａと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ３は、インダクタＬａと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ１は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ２は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ３は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ１は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ２は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ３は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。
【００３１】
双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびダイオードを直列接続した回路を２つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの２つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する２つの逆阻止ＩＧＢＴが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。
【００３２】
マトリックスコンバータ１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ１は、制御部４から受けた制御信号Ｇ１〜Ｇ９に基づいて双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３をそれぞれオン・オフすることにより、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換し、出力フィルタ２へ出力する。
【００３３】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１から受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへそれぞれ出力する。
【００３４】
ここで、出力フィルタ２が減衰させるノイズの周波数は、電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。
【００３５】
測定部３は、図示しない電圧検出部を含み、交流電圧源Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖc、および負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。
【００３６】
また、測定部３は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃが出力する電源交流電力の周波数である入力角周波数ωSを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。たとえば、測定部３は、交流電源である発電機の磁極位置を磁極位置センサで検出することにより、入力角周波数ωSを検出する。
【００３７】
制御部４は、測定部３の検出結果に基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１における双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ１を制御する。
【００３８】
具体的には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に追随するように、マトリックスコンバータ１を制御する。また、制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。制御部４は、マトリックスコンバータ１における各スイッチをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【００３９】
本発明の実施の形態に係る電源システム２０１では、単体で昇圧機能を持つＭＣ（以下、昇圧形ＭＣとも称する。）を用いる。
【００４０】
非特許文献１〜４に記載のＭＣである降圧形ＭＣは、電源電圧をＰＷＭ制御することから、出力電圧の最大値は電源電圧に制限される。また、電源電圧をＰＷＭ制御することは、出力電流をＰＷＭ制御することにもなるため、入力電流の最大値は出力電流に制限される。
【００４１】
したがって、降圧形ＭＣの出力側から入力側を見ると電圧が昇圧されていると考えることができるため、降圧形ＭＣの入出力特性を入れ替えることによって昇圧形ＭＣを定義することができる。
【００４２】
図２は、降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４３】
図２を参照して、降圧形ＭＣでは、入力側が電圧源ＶＳであり、出力側が電流源ＩＳである。降圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電圧をＰＷＭ制御する。
【００４４】
図３は、昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４５】
図３を参照して、昇圧形ＭＣと降圧形ＭＣとは入出力特性が双対の関係にある。すなわち、昇圧形ＭＣでは、入力側が電流源ＩＳとなり、出力側が電圧源ＶＳとなる。昇圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電流をＰＷＭ制御する。
【００４６】
電源システム２０１は、たとえば独立電源として利用される。この場合、入力側には発電機が接続されることを考えると、図１に示すように、入力側は実際には発電機の起電力および内部インダクタンスＬｉｎで構成され、昇圧形ＭＣの入力側制御により入力電流が制御される。また、出力側は電圧源として動作させるためにキャパシタＣｏｕｔおよび負荷で構成される。
【００４７】
［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。
【００４８】
まず、昇圧形ＭＣの入出力関係を定義する。昇圧形ＭＣは、９つの双方向スイッチを切り換え、出力相に接続する入力相とその接続時間とを制御することにより、任意の電流および任意の周波数を直接出力する。１制御周期内、たとえばＰＷＭ制御に用いられる三角波の１周期内の出力線電流平均値と入力線電流との関係は、以下の式で表される。
【数１】
【００４９】
（１）式において、３×３行列は、１制御周期内のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオン時間の割合すなわちオンデューティで定義される。ａ１〜ｃ３は、それぞれスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオンデューティである。
【００５０】
また、昇圧形ＭＣでは、入力側を電流源とみなし、出力側を電圧源とみなすことから、電源開放および負荷短絡は許されない。このため、ａ１〜ｃ３には以下の式で表される拘束条件が必要となる。
【数２】
【数３】
【００５１】
（１）式におけるオンデューティの決定方法については様々な研究がなされている。電力変換装置１０１では、たとえば、座標変換を用いた手法によりオンデューティを演算する（たとえば、非特許文献３および４参照）。
【００５２】
すなわち、電力変換装置１０１では、周波数変換の原理を用いて昇圧形ＭＣを制御する。この周波数変換により、たとえば発電機によって生成される電源交流電力の周波数変動に応じて昇圧形ＭＣを制御し、負荷に一定の周波数の交流電力を供給することができる。
【００５３】
昇圧型ＭＣの入力電流および入力電圧ならびに出力電流および出力電圧が、以下の式で表されるとする。
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
【００５４】
ｉu，ｉv，ｉwはマトリックスコンバータ１が出力する出力交流電流である。また、入力電流ＩSは入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当し、入力電圧ＶSは入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当し、出力電流ＩLは出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwに相当し、出力電圧ＶLは負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwに相当する。
【００５５】
また、ψ0は入力交流電圧に対する入力交流電流の位相差すなわち入力力率角であり、ψSは電源交流電圧と入力交流電圧との位相差であり、ωLは出力交流電力の周波数であり、ψLは負荷力率角すなわち負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0との位相差である。
【００５６】
ここでは、負荷が平衡負荷である場合について説明するため、零相電流に対する制御の説明は行なわない。
【００５７】
電力変換装置１０１では、昇圧形ＭＣを制御する上で、以下の（１）〜（４）が必要となる。
（１）出力電圧の周波数、振幅および位相が一定でひずみが少ないこと
（２）入力電流のひずみが少ないこと
（３）（１）および（２）を満たしながら、出力可能な電流振幅を最大にすること
（４）中性点接続により相電流制御をするため、入力電流および出力電流は、以下の式を満たすこと
【数８】
【００５８】
制御部４は、上記（１）〜（４）を満足するようなＰＷＭスイッチングパターンを算出する。
【００５９】
次に、周波数変換の原理について説明する。
【００６０】
本発明の実施の形態に係る電力変換装置で用いる周波数変換は、周波数ω１で回転するベクトルを周波数ω１に同期させた回転座標軸上で考えることで、当該ベクトルがある周波数ω２で回転するベクトルになる、という考え方に基づく。これにより、ＭＣにおいて入力周波数および出力周波数を直接制御することが可能となる。
【００６１】
ここで、三相電圧を三相二相変換し、空間ベクトルで表現すると、周波数変換は一種の座標変換とみることができる。
【００６２】
非特許文献１では、電圧を基準に降圧型ＭＣの制御原理が記載されている。本発明の実施の形態に係る電力変換装置でも、これと同様に電圧を基準に考える。
【００６３】
いま、固定座標上（入力側）において、角速度ωSで回転しているベクトルを角速度ωLに変換することを考える。
【００６４】
この変換には、（ωS＋ωL）で回転する座標を用いる方式Ｉ、（ωS−ωL）で回転する座標を用いる方式IIの２通りがある。
【００６５】
図４は、ＭＣの入力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。図５は、ＭＣの出力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。
【００６６】
図４および図５を参照して、入力側において、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当する入力交流電流ＩS1と入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当する入力交流電圧Ｖとの位相差がψ0であり、入力交流電流ＩS1および入力交流電圧Ｖが入力角周波数ωSで（α1−β1）座標上を回転する。
【００６７】
出力側において、角周波数（ωS＋ωL）で回転する（α1−β1）座標上で、角周波数ωSで回転している電圧ベクトルＶを（α−β）座標上から見ると、電圧ベクトルＶは反時計方向に角周波数ωLで回転する。
【００６８】
入力力率角ψ0が遅れであるとする場合、出力電流ＩL1は出力電圧Ｖの時計方向の回転となる。
【００６９】
ここで、出力電流ＩL1を（α1−β1）座標から見ると、出力電圧Ｖは時計方向に回転するため、進み力率角ψLの電流となる。すなわち、方式Ｉでは、入力力率の極性が出力側から見ると反転する。
【００７０】
図６は、ＭＣの入力側における座標変換（方式II）を示す図である。図７は、ＭＣの出力側における座標変換（方式II）を示す図である。
【００７１】
図６および図７を参照して、入力側において、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当する入力交流電流ＩS2と入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当する入力交流電圧Ｖとの位相差がψ0であり、入力角周波数ωSで（α2−β2）座標が回転する。
【００７２】
出力側において、角周波数（ωS−ωL）で回転する（α2−β2）座標上で、角周波数ωSで回転している電圧ベクトルＶを（α−β）座標上から見ると、電圧ベクトルＶは時計方向に角周波数ωLで回転する。
【００７３】
負荷力率角ψLが遅れであるとする場合、出力電流ＩL2は出力電圧Ｖの反時計方向の回転となる。
【００７４】
ここで、出力電流ＩL2を（α2−β2）座標から見ると、出力電圧Ｖは時計方向に回転するため、遅れ力率角ψLの電流となる。すなわち、方式IIでは、負荷力率は入力力率と同じ極性となる。
【００７５】
［制御方法の比較例］
次に、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例を説明する。
【００７６】
図８は、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、合成した入力側ベクトルを示す図である。
【００７７】
図８を参照して、この制御方法では、上記の方式Ｉおよび方式IIを時間平均で合成する。これにより、昇圧形ＭＣの入力側および出力側の各々を独立して制御可能となり、入力力率を１に保持することができる。
【００７８】
また、この制御法を定式化し、制御関数で表すと以下の各式のようになる。
【数９】
【数１０】
【数１１】
【００７９】
（９）式において、Ａは振幅変調率である。
【００８０】
この制御関数を用いて、無負荷時の制御をシミュレーションする。
図９は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの比較例のシミュレーションパラメータを示す図である。
【００８１】
図９を参照して、電源電圧ＶSが９２．３７６Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ0が６０Ｈｚであり、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃoutが３０μＦであり、負荷周波数ｆoutが３０Ｈｚであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌinが０．０１ｍＨである。
【００８２】
図１０は、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、無負荷時の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【００８３】
図１０を参照して、比較例では、出力電圧が確立されていないことが確認できる。以下、この原因について説明する。
【００８４】
まず、（７）式の出力電圧および（９）式の制御関数を用いて、入力電圧を理論的に導出すると、以下の式のようになる。
【数１２】
【００８５】
（１２）式において振幅のみを考えると、以下の式が得られる。
【数１３】
【００８６】
（１３）式において、たとえば昇圧率２倍の場合を考えると、左辺＝２となり、以下の式に変形することができる。
【数１４】
【００８７】
また、振幅変調率の制約条件は昇圧率に応じて変わり、昇圧率２倍の場合はＡ≦１／３となる。（１４）式より、負荷力率ｃｏｓψLが小さくなると、振幅変調率の制約条件を満たさなくなるため、制御不可能となり、昇圧動作を実現することができなくなる。また、昇圧率を上げると、（１４）式より、負荷力率ｃｏｓψLの制約が厳しくなる。このように、比較例では、無負荷で昇圧形ＭＣを駆動させることができない。
【００８８】
そこで、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、以下のような昇圧形ＭＣの制御方法を採用する。
【００８９】
［電力変換装置１０１における制御方法］
比較例では、方式Ｉおよび方式IIを合成することにより、制御関数を導出した。これに対して、電力変換装置１０１では、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いる。
【００９０】
まず、方式Ｉのみを利用する場合について説明する。
【００９１】
図４および図５に基づいて方式Ｉを定式化すると、制御関数は、以下の式で表される。
【数１５】
【数１６】
【００９２】
ここで、（１５）式は電圧制御関数であるため、電流制御関数に変換すると、以下の式が得られる。
【数１７】
【００９３】
次に、方式IIのみを利用する場合について説明する。
図６および図７に基づいて方式IIを定式化すると、制御関数は、以下の式で表される。
【数１８】
【数１９】
【００９４】
ここで、（１８）式は電圧制御関数であるため、電流制御関数に変換すると、以下の式が得られる。
【数２０】
【００９５】
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置が採用する制御方法による昇圧形ＭＣの出力電流および入力電圧を算出する。
【００９６】
（６）式より、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いた場合における出力電流を理論的に計算する。ここでは、ｈはすべて１／３とする。
【００９７】
方式Ｉのみを利用する場合、方式Ｉの制御関数である（１７）式、および（４）式の入力電流を用いて計算すると、出力電流は、以下の式で表される。
【数２１】
【００９８】
（２１）式および（６）式より、入力力率が反転して出力電流の位相となって表れることが分かる。すなわち、図４および図５からも分かるように、ψ0＝−ψLとなる。つまり、負荷力率が変化すると、当該変化が入力力率に反映される。したがって、方式Ｉを単独で使用する構成では、比較例のように入力力率を制御することはできないが、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、負荷力率を入力力率に反映することができるため、昇圧形ＭＣを制御することが可能となる。
【００９９】
方式IIのみを利用する場合、方式IIの制御関数である（２０）式、および（４）式の入力電流を用いて計算すると、出力電流は、以下の式で表される。
【数２２】
【０１００】
（２２）式および（６）式より、入力力率が出力電流の位相となって表れることが分かる。すなわち、図６および図７からも分かるように、ψ0＝ψLとなる。つまり、負荷力率が変化すると、当該変化が入力力率に反映される。したがって、方式IIを単独で使用する構成では、比較例のように入力力率を制御することはできないが、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、負荷力率を入力力率に反映することができるため、昇圧形ＭＣを制御することが可能となる。
【０１０１】
次に、昇圧形ＭＣの入力電圧を算出する。出力電流と同様に、方式Ｉの制御関数である（１７）式、方式IIの制御関数である（２０）式、および（５）式より、入力電圧は、以下の式で表される。
【数２３】
【０１０２】
（２３）式より、方式Ｉまたは方式IIを単独で用いると、昇圧形ＭＣの入力側から出力側の構成すなわち負荷力率を見ることができるため、昇圧形ＭＣを、周波数変換可能な変圧器と見ることができる。
【０１０３】
また、無負荷時および入力力率がゼロの場合において、方式Ｉでは負荷をインダクタンスとして考えることができ、方式IIでは負荷をコンデンサとして考えることができる。
【０１０４】
すなわち、（２１）式〜（２３）式より、出力電流および出力電圧の振幅は、振幅変調率Ａのみに依存し、負荷力率の影響を受けないことから、無負荷時および入力力率がゼロの場合でも出力電流および出力電圧を制御することができる。
【０１０５】
次に、昇圧形ＭＣにおいて、上記のような制御を実現するための制御系について説明する。
【０１０６】
制御部４は、入力交流電力の力率すなわち入力力率ｃｏｓψ0がマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力交流電力の周波数すなわち入力角周波数ωS、および出力交流電力の周波数すなわち出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１０７】
より詳細には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcが負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１０８】
たとえば、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。あるいは、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１０９】
また、たとえば、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作、および入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作を選択可能である。
【０１１０】
図１１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【０１１１】
図１１を参照して、制御部４は、減算部１１と、ＰＩ演算部１２と、ＰＷＭパターン生成部１３と、３相／ｄｑ変換部１４，１６と、振幅演算部１５，１７とを含む。
【０１１２】
３相／ｄｑ変換部１４は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwをｄｑ変換して負荷交流電圧ｖd，ｖqを算出する。
【０１１３】
振幅演算部１５は、３相／ｄｑ変換部１４によって算出された負荷交流電圧ｖdおよび負荷交流電圧ｖqの２乗和の平方根を算出する。
【０１１４】
３相／ｄｑ変換部１６は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、電圧指令値ｖｉｕ，ｖｉｖ、ｖｉｗをｄｑ変換して電圧指令値ｖd*，ｖq*を算出する。
【０１１５】
振幅演算部１７は、３相／ｄｑ変換部１６によって算出された電圧指令値ｖd*および電圧指令値ｖq*の２乗和の平方根を算出する。
【０１１６】
減算部１１は、振幅演算部１７の演算結果から、振幅演算部１５の演算結果を減算する。ＰＩ演算部１２は、減算部１１の減算結果に対してＰＩ演算を行ない、振幅変調率Ａを算出する。
【０１１７】
ＰＷＭパターン生成部１３は、入力角周波数ωS、出力角周波数ωL、およびＰＩ演算部１２が算出した振幅変調率Ａに基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチのオンデューティを制御するための制御関数を算出する。そして、ＰＷＭパターン生成部１３は、算出した制御関数に基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチをＰＷＭ制御するための制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１へ出力する。
【０１１８】
［動作の検証］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置による昇圧動作の検証結果を説明する。ここでは、無負荷時および負荷接続時についてシミュレーションを行なった。
【０１１９】
図１２は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置のシミュレーションパラメータを示す図である。
【０１２０】
図１２を参照して、電源電圧ＶSが９２．３７６Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ0が６０Ｈｚであり、負荷抵抗Ｒが７Ωであり、負荷リアクトルＬが０．３Ｈであり、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃｏｕｔが３０μＦであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌinが０．０１ｍＨであり、負荷周波数ｆoutが３０Ｈｚであり、振幅変調率Ａが０．２２３８である。
【０１２１】
通常、ＭＣの入力側には電源として可変速発電機が用いられる。しかしながら、ここでは定常特性のみをシミュレートするため、電圧および周波数の変化しない対称三相電源を用いると仮定する。また、スイッチング素子には理想スイッチを用いる。
【０１２２】
図１３は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２３】
図１４は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２４】
図１５は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２５】
図１６は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２６】
図１７は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２７】
図１８は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２８】
図１９は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２９】
図２０は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３０】
図１３〜図２０に示すように、電力変換装置１０１では、無負荷時および負荷接続時の双方において、出力電圧波形を正弦波状に制御可能であり、また、入力電流波形も正弦波状に制御可能である。
【０１３１】
したがって、方式Ｉおよび方式IIを合成することにより制御関数を導出する比較例では無負荷時における昇圧形ＭＣの制御が不可能であったが、電力変換装置１０１では、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いる構成により、無負荷時でも昇圧形ＭＣの制御が可能となる。また、電力変換装置１０１では、負荷接続時においても昇圧形ＭＣの制御が可能である。すなわち、電力変換装置１０１では、負荷状態に関係なく、昇圧形ＭＣの制御が可能となる。
【０１３２】
ところで、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【０１３３】
また、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置は、たとえば、発電機と直接接続することで定電圧定周波数電源として使用される。この場合、様々な負荷状態、および無負荷において、出力電圧を常に確立しておく必要がある。
【０１３４】
ここで、昇圧形ＭＣの制御方法として、非特許文献３に記載の降圧型ＭＣの制御式において入出力を入れ替えた式を用いる方法、すなわち図８を用いて説明した方法が考えられる。しかしながら、このような方法では、前述のように無負荷時において出力電圧の確立が不可能になってしまう。
【０１３５】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力交流電力の力率すなわち入力力率ｃｏｓψ0がマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力交流電力の周波数すなわち入力角周波数ωS、および出力交流電力の周波数すなわち出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１３６】
このような構成により、負荷力率を入力力率に反映させることができるため、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、マトリックスコンバータ１を適切に制御し、出力電流および出力電圧を制御することができる。すなわち、無負荷時でも出力電圧の確立が可能であり、無負荷時および負荷接続時の両方において、負荷状態に関係なく昇圧形ＭＣの制御が可能である。これにより、安定した電力変換動作を実現することができる。
【０１３７】
そして、マトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【０１３８】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１３９】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の和を用いる構成により、マトリックスコンバータ１の制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【０１４０】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４１】
このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の差を用いる構成により、マトリックスコンバータ１の制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。
【０１４２】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作、および入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作を選択可能である。
【０１４３】
このように、たとえばユーザの設定に応じて２つの周波数変換方式を選択可能とする構成により、負荷の種類および動作状態に応じて適切な演算を行なうことができる。
【０１４４】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcが負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψLに応じて変化するように、入力角周波数ωSおよび出力角周波数ωLに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４５】
このように、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを負荷交流電力の力率に追随させる構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【０１４６】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が負荷交流電力に追随するように、かつマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４７】
このような構成により、入力側が電流源となり、出力側が電圧源となる昇圧型ＭＣを適切に制御することができる。
【０１４８】
なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部３を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部３は、電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【０１４９】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１５０】
１ マトリックスコンバータ
２ 出力フィルタ
３ 測定部
４ 制御部
１１ 減算部
１２ ＰＩ演算部
１３ ＰＷＭパターン生成部
１４，１６ ３相／ｄｑ変換部
１５，１７ 振幅演算部
１０１ 電力変換装置
２０１ 電源システム
Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ 交流電源
ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗ 負荷
Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃ 交流電圧源
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ インダクタ
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ キャパシタ
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ インダクタ
Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ 抵抗
Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３ 双方向スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ前記複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して前記負荷へ出力可能なマトリックスコンバータと、
前記入力交流電力の力率が前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電力の力率に応じて変化するように、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数に基づいて前記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の和に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の差に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の和に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する動作、および前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の差に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する動作を選択可能である、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電流が前記負荷交流電力の力率に応じて変化するように、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ前記複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して前記負荷へ出力可能なマトリックスコンバータと、
前記入力交流電力の力率が前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電力の力率に応じて変化するように、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数に基づいて前記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の和に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の差に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の和に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する動作、および前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数の差に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する動作を選択可能である、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電流が前記負荷交流電力の力率に応じて変化するように、前記入力交流電力の周波数および前記出力交流電力の周波数に基づいて前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１２−２４９４３１（Ｐ２０１２−２４９４３１Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１９４１６（Ｐ２０１１−１１９４１６）
【出願日】平成２３年５月２７日（２０１１．５．２７）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年１１月２９日に社団法人電気学会主催の電子デバイス／半導体電力変換合同研究会において文書をもって発表
【出願人】（３０４０２６６９６）国立大学法人三重大学 (270)
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月２７日（２０１１．５．２７）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年１１月２９日に社団法人電気学会主催の電子デバイス／半導体電力変換合同研究会において文書をもって発表
【出願人】（３０４０２６６９６）国立大学法人三重大学 (270)
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【Ｆターム（参考）】
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