電力変換装置
【課題】系統側に共振点があり、特定次数の高調波に対して系統側インピーダンスが極端に高くなる系統条件に対しても、高調波を抑制する。
【解決手段】
該連系点電圧Ｖｓ中の所定次数ｎの高調波を直流値として出力し、前記直流値に、高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎから前記連系点電圧Ｖｓまでの伝達関数の逆関数として定義された係数Ｑａ，Ｑｂを掛けた信号Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔと、高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎに検出遅延のみを負荷した信号と、の差をとることにより高調波の外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔを推定する。外乱推定値Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔと、外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを算出し、電流制御部２０の電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆに、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを重畳して高調波電圧を抑制する。
【解決手段】
該連系点電圧Ｖｓ中の所定次数ｎの高調波を直流値として出力し、前記直流値に、高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎから前記連系点電圧Ｖｓまでの伝達関数の逆関数として定義された係数Ｑａ，Ｑｂを掛けた信号Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔと、高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎに検出遅延のみを負荷した信号と、の差をとることにより高調波の外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔを推定する。外乱推定値Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔと、外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを算出し、電流制御部２０の電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆに、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを重畳して高調波電圧を抑制する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の高調波抑制に係り、特に、アクティブフィルタの高調波抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
本願発明者は、先に制御系の伝達特性をシステム同定によって複素数で表現し、この複素数とＤＦＴ（離散フーリエ変換）演算，外乱オブザーバによって高調波電流を抑制するアクティブフィルタ制御の提案を行った。この提案の制御では、以下の点を特徴としている。
【０００３】
フィルタや系統のインピーダンスが未知で共通点が多数存在する場合も、試運転によって係数Ｑａ，Ｑｂの測定を行うことにより、安定した高調波抑制が可能となり、制御パラメータの設計が不要になる。
【０００４】
また、系統条件に生じた変動が小さければ、係数Ｑａ，Ｑｂを変更する必要が無く安定した高調波抑制を持続することができる。さらに、系統条件に大きな変動が生じた場合も、試運転をやり直し係数Ｑａ，Ｑｂを再測定するだけで高調波抑制が対応可能となる。
【０００５】
また、本願発明者は、システム同定の結果を自動補正する提案を行った。この方法では、以下の点で特徴としている。
【０００６】
指令値から出力電流までの伝達特性の逆関数である係数Ｑａ，Ｑｂの補正を自動的に行い、負荷変動など系統条件の変化による制御の不安定化を防ぎ、変化に追従した高調波抑制を行うことができる。また、この方法では、係数Ｑａ，Ｑｂの初期値が大きな誤差を含む不適切な値でも、高調波補償を行いながら補正により係数Ｑａ，Ｑｂを適切な値にすることができるため、試運転が不要となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−３２０３２９号公報
【特許文献２】特開平１１−８９０８８号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Ｊｉｎｔａｋｏｓｏｎｗｉｔ Ｐｉｃｈａｉ，赤木康文，藤田英明，小笠原悟司、「ゲイン自動調整機能を付加した配電系統用アクティブフィルタ」、電気学会論文誌Ｄ、平成１４年、１２２巻、第１号、ｐｐ２９−３６。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、系統のインダクタンスとコンデンサの共振により、特定次数の高調波に対して連系点から見た系統側のインピーダンスが極端に大きくなり、アクティブフィルタの出力電流がほぼすべて負荷に流れ込むという現象が発生することがある。
【００１０】
図１７は、上記のように、アクティブフィルタの効果が低下する系統条件の構成を示す図である。図１７において、Ｌｓはトランスやケーブルの寄生インピーダンスなどの系統１のインダクタンス成分を示し、Ｃｓは力率調整用コンデンサや他の負荷フィルタコンデンサ，ケーブル等の寄生容量などを示す。
【００１１】
図１７の例では、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの共振点が１１次と仮定した場合、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの並列インピーダンスが１１次で無限大となる。この場合、１１次高調波電流は連系点よりも系統１側であるＩｓ１を流れず、アクティブフィルタ３が出力するフィルタ出力電流Ｉｏｕｔの１１次高調波電流はすべて高調波負荷２に流れ込む。そのため、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの共振点が１１次で、かつ、並列インピーダンスが１１次で無限大の場合は、１１次高調波電流においてＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ＝０が成立する。これは、アクティブフィルタ３の補償の有効・無効にかかわらず成立し、他の次数の高調波電流では成立しない。
【００１２】
一般的なアクティブフィルタ３の制御ではＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ＝０とすることが目的であるため、この系統１に適用しても高調波電流の補償は行われない。
【００１３】
しかし、高調波負荷２には適切な高調波電流を流す必要がある。負荷高調波電流が適切でないと、連系点電圧Ｖｓに高調波ひずみが生じ、系統電流Ｉｓをひずませてしまう。また、連系点電圧Ｖｓのひずみが他の負荷に悪影響を与えてしまう。
【００１４】
背景技術で説明した制御方法をアクティブフィルタに応用し、図１７に示すような系統１に適用すると、伝達特性の同定結果（Ｐａ＋ｊＰｂ）-1＝Ｑａ＋Ｑｂの振幅が非常に大きくなり、また検出信号「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」やＩｓ１からは非常に小さな高調波信号しか検出できないため、一般的なアクティブフィルタ同様、高調波補償が行われない。また、高調波補償が適切に行われずに高調波電流を出力し、連系点電圧Ｖｓのひずみを大きくしてしまうこともある。
【００１５】
特許文献１などのような配電系統向けアクティブフィルタでは、不特定多数の高調波負荷に対応するため、電圧ひずみと同相の高調波電流を吸収させ、「電圧ひずみに対してインバータを抵抗Ｒに見せかけダンピングさせる」制御を行う方式が一般的である。この制御方式は原理的に安定であるが、系統の条件によっては、ひずみ補償効果が非常に小さくなってしまう。
【００１６】
例えば、図１８に示すように、系統１とアクティブフィルタ３，高調波負荷２がリアクトルＬ４，Ｌ５，Ｌ６で接続された場合を考える。高調波負荷２が高調波の負荷電流Ｉｌｏａｄを出力すると連系点電圧Ｖｓの高調波ひずみは負荷電流Ｉｌｏａｄに対して９０ｄｅｇ進み位相となる。そのため、アクティブフィルタ３が高調波負荷２の負荷電流Ｉｌｏａｄを吸収するためには、連系点電圧Ｖｓに対して９０ｄｅｇ遅れの高調波電流を吸収する（アクティブフィルタ３を連系点電圧Ｖｓに対してＬとして動作させる）必要がある。
【００１７】
このような場合でも、ゲインを無限大とすれば、高調波に対して連系点が短絡されていることと同等となり、電圧ひずみを除去できる。すなわち、配電系統向けアクティブフィルタの一般的な制御法として、系統電圧の特定次数の高調波成分をＶｈ，ゲインをＧｖ，装置が吸い込む高調波電流指令値をＩｈ*としてＩｈ*＝Ｖｈ×Ｇｖとして制御を行っている。これを系統１側から見ると、装置のインピーダンスはＲ＝Ｖｈ÷Ｉｈ*＝１／Ｇｖとなり、ゲインを無限大にすれば、Ｒ＝０となる。Ｒ＝０ならば抵抗に高調波電流が流れても電圧の高調波は０となるので、電圧ひずみを除去できる。
【００１８】
しかし、ゲインＧｖを大きく設定すると、制御遅延などの影響により制御が不安定になりやすく、電圧ひずみを逆に増大させることもある。そのため、ゲインＧｖの調整やフィルタによる制御遅延の補償などが必要となり、調整や補償が煩雑になってしまっていた。また、系統変動により最適なゲインなどが変化してしまうとその都度調整が必要となる。さらにゲインを下げると電圧ひずみ除去の効果も低下し、これも問題となる。
【００１９】
特許文献２は電力の潮流方向を監視することにより、電圧ひずみ補償，電流ひずみ補償の運転を切り換えるものである。この方法でも、系統インピーダンスを監視するわけではないため、共振により系統インピーダンスが極端に高くなると図１７と同様の問題が発生する。また、この方式では、別途電力の潮流方向を検出する手段が必要となってしまっていた。
【００２０】
以上示したようなことから、系統側に共振点があり、特定次数の高調波に対して系統側インピーダンスが極端に高くなる系統条件に対しても、高調波を抑制することができる電力変換装置を提供することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置であって、前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、前記系統と電力変換装置との連系点電圧を入力とし、該連系点電圧中の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力する高調波検出部と、制御系の伝達特性に基づいて決定された高調波抑制電流指令値から前記連系点電圧までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けた信号と、高調波抑制電流指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差をとることにより高調波の外乱を推定する外乱オブザーバと、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する加算器と、を有する高調波抑制制御手段と、を備え、前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電圧を抑制することを特徴とする。
【００２２】
また、別の態様として、前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、ＡＣフィルタの出力電流と前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流との加算電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする。
【００２３】
また、別の態様として、前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、系統に流れる系統電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする。
【００２４】
また、別の態様として、前記高調波抑制制御手段を複数の高調波次数分並列に設け、該各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算し、該加算された指令値を前記電流制御手段の電流指令値に重畳することを特徴とする。
【００２５】
また、別の態様として、前記複数の高調波次数分並列に設けられた高調波抑制制御手段のうち、特定次数の高調波抑制制御手段の入力を、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とすることを特徴とする。
【００２６】
また、別の態様として、前記高調波抑制制御手段は、前記特定次数の高調波抑制制御手段として、連系点電圧を入力とした電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とを入力とした電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を備え、前記それぞれの高調波抑制制御手段に入力された所定次数における電圧高調波，電流高調波の振幅値の比較に基づいて、電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を切り換えて、高調波抑制電流指令値を算出することを特徴とする。
【００２７】
また、別の態様として、前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部と、前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２８】
また、別の態様として、前記係数の振幅が大きくなった場合、高調波抑制制御手段の入力を、連系点電圧と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流と、で切り換えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、系統側に共振点があり、特定次数の高調波に対して系統側インピーダンスが極端に高くなる系統条件に対しても、高調波を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施形態１における電力変換装置を示す構成図である。
【図２】係数Ｑａ，Ｑｂ測定時の高調波抑制制御部の開ループを示す構成図である。
【図３】実施形態２における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図４】実施形態３における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図５】本発明において、最適条件で制御を有効にした場合の高調波検出値が変化する様子を示す説明図である。
【図６】本発明において、位相ずれが６０度の場合に高調波検出値が変化する様子を示す説明図である。
【図７】本発明において、振幅ずれが２．５倍、位相ずれが１０度の場合に高調波検出値が変化する様子を示す説明図である。
【図８】実施形態３における係数補正動作を示すフローチャートである。
【図９】実施形態３において、高調波抑制制御部から補正機能を除去し、簡略化した制御ブロック図である。
【図１０】図９のブロック図を変形した制御ブロック図である。
【図１１】実施形態３におけるＶｓ外乱からＶｓ出力までの伝達関数を示す説明図である。
【図１２】実施形態３におけるＶｓ高調波検出値の変化を示す説明図である。
【図１３】実施形態４における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図１４】実施形態５における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図１５】実施形態６における電力変換装置を示す構成図である。
【図１６】一般的な外乱オブザーバを示す構成図である。
【図１７】アクティブフィルタの効果が低下する系統条件の一例を示す構成図である。
【図１８】電圧ひずみ補償型アクティブフィルタの効果が低下する系統条件の一例を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
図１６は、一般的な外乱オブザーバの構成を示すブロック図である。以下、一般的な外乱オブザーバについて説明する。
【００３２】
まず、実システムから除去対象である周期性外乱を重畳した信号ｈｄｅｔを検出し、入力する。また、実システムから位相を入力する。この位相は、例えば、系統１に連系された電力変換装置ならば系統電圧Ｖｓを入力としたＰＬＬの出力結果であり、モータならばロータリエンコーダの出力である。
【００３３】
除去したい周期性外乱の周波数に合わせ、ゲインブロック６０１により、位相をｎ倍し、ｓｉｎ，ｃｏｓブロック６０２ａ，６０２ｂにより、ｎ倍した位相に対応する三角関数を呼び出す。積算器６０３ａ，６０３ｂにより、得られた三角関数と入力信号ｈｄｅｔとの積を取る。抑制対象の周波数成分をＬＰＦ６０５ａ，６０５ｂにより直流に変換する。基本波周波数をω［ｒａｄ／ｓ］として周期性外乱をｈｄｅｔ＝ｃｏｓ（ｍωｔ），三角関数をｃｏｓ（ｎωｔ）とする。周期性外乱はｍ次高調波，抽出対象はｎ次高調波とすると、ｍ≠ｎのとき下記（１）式となり、直流成分を持たないので後段のＬＰＦ６０５ｂの出力は０となる。
【００３４】
【数１】
【００３５】
また、ｍ＝ｎのとき、下記（２）式となり、直流成分として１／２があるため、後段のＬＰＦ６０５ｂでこれを抽出し、出力は１／２となる。
【００３６】
【数２】
【００３７】
以上の演算で抑制対象の周波数成分を直流へ変換する。なお、ＬＰＦ６０５ａ（ｓｉｎ）の時も同様である。
【００３８】
なお、振幅１の高調波を入力した時、直流成分として１が出力される必要がある。そのため、乗算器６０３ａ，６０３ｂの後段に２倍するブロック６０４ａ，６０４ｂを設ける。しかし、２倍しない場合も逆モデル測定や自動補正機能を適用すれば、２倍された係数Ｑａ＋ｊＱｂが得られるので、２倍しなくても正しく動作する。
【００３９】
ここでは、正弦波を基準とし、正弦波と同相成分を実軸成分ｈｎｄｅｔｒｅ，９０ｄｅｇ進み成分を虚軸成分ｈｎｄｅｔｉｍとした。得られた信号ｈｎｄｅｔｒｅ，ｈｎｄｅｔｉｍを外乱オブザーバ６１３に入力する。外乱オブザーバ６１３の構成を以下に示す。
【００４０】
ｈｎｄｅｔｒｅを実部，ｈｎｄｅｔｉｍを虚部として、乗算器６０６ａ〜６０６ｄ，加算器６０７ａ，６０７ｂを設置し、複素数Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取る。これにより、実システムを通過し実システムの伝達特性を打ち消した信号であり、実システムの周期性外乱と検出遅延を含んだ信号を得る。この演算により、周期性外乱の推定値を抽出する。
【００４１】
この信号（Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取った信号）と、外乱オブザーバ６１３の出力にＬＰＦ６０９ａ，６０９ｂにおいてＬＰＦ処理を行い検出遅延のみを付加した信号と、の差（外乱推定値）を加算器６０８ａ，６０８ｂにより算出する。得られた外乱推定値と、外乱指令値である零との差を加算器６１０ａ，６１０ｂにより算出し、外乱を打ち消すための指令値実軸成分ｈｎｒｅｆｒｅ，指令値虚軸成分ｈｎｒｅｆｉｍを算出する。
【００４２】
指令値実軸成分ｈｎｒｅｆｒｅ，虚軸成分ｈｎｒｅｆｉｍを交流信号に戻すため、乗算器６１１ａ，６１１ｂにより、それぞれに正弦波，余弦波を乗算し、その乗算器６１１ａ，６１１ｂの出力を加算器６１２により足し合わせ、高調波抑制信号ｈｒｅｆを算出する。
【００４３】
以下、本実施形態１〜７における電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。
【００４４】
［実施形態１］
図１は、本実施形態１における電力変換装置の構成を示し、（ａ）は主回路，（ｂ）は電流制御部，（ｃ）は高調波抑制制御部を各々示している。
【００４５】
図１（ａ）において、三相のアクティブフィルタ機能付きの電力変換装置１０は、半導体スイッチング素子とダイオードの逆並列体を三相ブリッジ接続したインバータを備えており、その直流側にはコンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１に蓄えられた電力を電力変換装置１０で交流に変換し、系統１に出力する。電力変換装置１０の交流側は、リアクトルＬ１，Ｌ２，コンデンサＣ２から成るＬＣＬフィルタ１１（ＡＣフィルタ）を介して系統母線１２に接続される。
【００４６】
Ｌｓはトランスやケーブルの寄生インピーダンスなどの系統１のインダクタンス成分を示し、Ｃｓは力率調整用コンデンサや他の負荷フィルタコンデンサ，ケーブル等の寄生容量などを示す。
【００４７】
２は、系統母線１２に接続された高調波負荷である。ＣＴ１はインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出器，ＣＴ２はフィルタ出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出器，ＣＴ３は負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する電流検出器，ＰＴは系統１とアクティブフィルタ３との連系点電圧Ｖｓを検出する変圧器である。
【００４８】
図１（ｂ）は、電流制御部２０の構成を示すブロック図である。図１（ｂ）に示す電流制御部２０では、電流検出器ＣＴ１により検出されたインバータ電流Ｉｉｎｖをｄｑ変換部２１によって回転座標上の値であるｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑに変換する。ｄｑ変換に用いる位相は連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御部３１により求める。
【００４９】
このｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑは減算器２３ｄ，２３ｑによって電流指令値と比較される。
【００５０】
この電流指令値は、後述する高調波抑制のためのｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，ｑ軸高調波抑制指令値Ｉｈｑｒｅｆと、装置の目的に応じたｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆと、を加算器２２ｄ，２２ｑにて加算した和信号Ｉｄｒｅｆ＋Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆ＋Ｉｈｑｒｅｆである。
【００５１】
ｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑと、前記加算器２２ｄ，２２ｑから出力される電流指令値を比較して得られた偏差を比例積分制御器２４ｄ，２４ｑにかけることで出力電圧指令Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを求める。
【００５２】
前記ｄ軸出力電圧指令Ｖｄｒｅｆには、ｄ軸電圧指令加算器２５により「基準電圧」が加算される。この「基準電圧」は、系統電圧の定格振幅の値を加算することを意味する。これは、その後のｄｑ逆変換と併せて連系点電圧Ｖｓの位相に同期した基準正弦波を加えることと等価となる。
【００５３】
前記ｄ軸電圧指令加算器２５により「基準電圧」が加算されたｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸比例積分制御器２４ｑから出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆをｄｑ逆変換部２６に入力して３相の電圧指令値Ｖｒｅｆを得る。ｄｑ逆変換に用いる位相は連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御器３１により求める。
【００５４】
最後に、ｄｑ逆変換部２６の出力である３相の電圧指令値Ｖｒｅｆを、電流制御部２０の出力側に設けられたＰＷＭゲート信号作成部３０によってＰＷＭ変調することにより、ゲート信号Ｇａｔｅを生成し、インバータを駆動する。
【００５５】
なお、３１は、図４（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された連系点電圧Ｖｓを入力し、ｄｑ変換部２１およびｄｑ逆変換部２６に位相を出力するＰＬＬ（位相同期回路）制御器である。
【００５６】
図１（ｃ）に示す高調波抑制制御部４０ａでは、図１（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された、高調波の抑制対象である連系点電圧Ｖｓがｄｑ変換部４１に入力される。
【００５７】
連系点電圧Ｖｓは、ここでは、相電圧を検出して入力することを想定している。線間電圧の場合、位相が３０ｄｅｇずれ、振幅も√３倍になってしまうため、ｄｑ変換を行う際に連系点電圧Ｖｓの入力を１／√３倍し、位相に３０ｄｅｇのオフセットを加える必要がある。なお、下記（３）式の演算で線間電圧から相電圧に変換して、この演算で算出した相電圧を連系点電圧「Ｖｓ」としてｄｑを行っても良い。
【００５８】
【数３】
【００５９】
本実施形態１では、抑制対象である連系点電圧Ｖｓが３相のため、ｄｑ変換を用いて、周期性外乱（高調波）を直流成分に変換する。抑制対象の高調波がｎ次の場合、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１により求めた位相信号を積算器４１ｎによって周波数をｎ倍（ｎは整数）し、ｄｑ変換部４１にてｄｑ変換を行うことで、ｎ次高調波を直流信号に変換する。ここでは、ｄｑ変換を、Ｕ相の電圧を基準に設定し、基準と同位相の成分をｄ軸，９０ｄｅｇ進みの成分をｑ軸にとる。
【００６０】
次に、ｄｑ変換部４１の出力に、ｄ軸ＬＰＦ４２ｄ，ｑ軸ＬＰＦ４２ｑを適用し、直流成分のみを抽出したｄ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｑを得る。ｄｑ変換部４１のそれぞれの出力信号には基本波周波数の信号や抽出する特定次数とは異なる次数の高調波が含まれ、これらは交流信号として重畳している。この交流信号を除去し、直流成分のみ抽出する。
【００６１】
また、ｄｑ変換部４１の出力側にはフィルタによる平均処理を行う平均処理部５２ｄ，５２ｑが設けられ、直流成分を効果的に抽出する。本実施形態１では、ｄｑ変換部４１と、平均処理部５２ｄ，５２ｑによって、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）演算部（高調波検出部）１４１を構成している。
【００６２】
次に、ｄ軸，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑを外乱オブザーバ４３に入力し、高調波の外乱を推定してｄ軸，ｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎを出力する。
【００６３】
外乱オブザーバ４３から出力されるｄ，ｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎはｄｑ逆変換部４４に入力され、ｄｑ逆変換が行われる。抑制対象の高調波がｎ次の場合、図１（ｂ）のＰＬＬ制御部３１により求めた位相信号を積算部４４ｎによって周波数ｎ倍（ｎは整数）し、ｄｑ逆変換部４４にてｄｑ逆変換が行われる。
【００６４】
ｄｑ逆変換部４４から出力される信号はｄｑ変換部５１においてｄｑ変換されて、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆとなり、図１（ｂ）のｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，ｑ軸出力電流指令値Ｉｑｒｅｆに各々加算される。
【００６５】
上述したように、前記ｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４には位相信号も入力している。すなわち、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１から出力された位相を抑制対象の高調波次数に合わせてｎ倍する積算器４１ｎ，４４ｎを経由してｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４に入力する。最後段のｄｑ変換部５１へは、積算器を介さずそのまま位相信号を入力する。これは、図１（ｂ）の電流制御部２０における基本波ｄｑ座標上でのＰＩ演算に合わせて基本波のｄｑ座標に合わせるためである。
【００６６】
次に、外乱オブザーバ４３の詳細を説明する。
【００６７】
まず、積算器４５ｄａ，４５ｄｂ，４５ｑａ，４５ｑｂにおいて、前記ｄ軸，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑと、係数Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取り、加算器４６ｄ、４６ｑにより加算し、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔを算出する。ｄ軸を実軸，ｑ軸を虚軸とするため、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔは下記（４）式となる。
【００６８】
【数４】
【００６９】
係数Ｑａ，Ｑｂは、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから連系点電圧Ｖｓまでの伝達特性の逆関数であり、予め求めた値を用いる。これにより、位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。
【００７０】
次に、外乱の推定を行う。外乱は２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎが実システムを通り、係数Ｑａ，Ｑｂとの積をかけて実システムの伝達特性を打ち消したもの（Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔ）。
（２）高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎが実システムを通らず、平均処理部５３ｄ，５３ｑ，検出用ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑだけを適用したもの。
【００７１】
前記（１）は実システム上の外乱が重畳された信号、前記（２）は高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎに、平均処理部５３ｄ，５３ｑ，ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑを適用しただけであり、外乱を含まない信号である。この２つの信号の差分を加算器４８ｄ，４８ｑによってとることで、外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔを求めることができる。
【００７２】
そして、加算器４９ｄ，４９ｑにおいて、前記で求めた外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔと外乱指令値との偏差を取る。通常は外乱指令値を０とする。
【００７３】
この演算により高調波抑制のための電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎを求める。また、前記高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎは平均処理部５３ｄ，５３ｑ，ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑにより、平均処理，ＬＰＦ処理を行い、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔと比較し、外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔの推定に使用する。
【００７４】
以上示したように、本実施形態１における電力変換装置は、高調波抑制制御部の外乱オブザーバ４３にて係数Ｑａ，Ｑｂとの積を取るが、係数Ｑａ，Ｑｂは電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから実際の連系点電圧Ｖｓの検出値までの伝達特性の逆関数である。
【００７５】
本発明による制御を実現させるためには、係数Ｑａ，Ｑｂを予め求める必要がある。係数Ｑａ，Ｑｂの測定方法はガウス性ノイズ信号を入力し入出力のパワースペクトル密度の比から求めるなど、様々な方法がある。ここでは、最も単純な方法を説明する。
【００７６】
まず、ｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義する。これにより、伝達特性である振幅変化と位相変化を複素数で表現する。
【００７７】
次に、図１（ｃ）の高調波抑制制御部４０を図２のように開ループに変更する。ｎ次高調波のｄ軸ｑ軸電流指令値に零を設定し（スイッチＳＷ３を下側にすることでｄｑ軸変換部４４に入力されるｄ軸，ｑ軸の電流指令値を共に零にする）、電力変換装置１０を動作させ、そのときのｄ軸ｑ軸の連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波検出値をそれぞれＶｓｄ０，Ｖｓｑ０とする。連系点電圧Ｖｓｄ０，Ｖｓｑ０の測定後、図２にあるスイッチＳＷ１〜ＳＷ３をすべて上側に切り替え、ｄ軸電流指令値をＩｈｄｒｅｆ１に変更し、ｄ軸ｑ軸の連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波Ｖｓｄ１，Ｖｓｑ１を測定する。以上の測定により、電流指令値Ｉｈｄｒｅｆから連系点電圧Ｖｓ検出までの伝達特性Ｐａ＋ｊＰｂは下記（５）式で表すことができる。
【００７８】
【数５】
【００７９】
Ｐａは入力指令値に対して同位相の出力を、Ｐｂは入力指令値に対して９０ｄｅｇ位相進みの出力を表している。逆特性Ｑａ＋ｊＱｂは、下記（６）式のように伝達特性Ｐａ＋ｊＰｂの逆数になる。
【００８０】
【数６】
【００８１】
連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波検出値がＶｓｄ，Ｖｓｑの時、下記（７）式の演算により伝達特性を打ち消すことができる。
【００８２】
【数７】
【００８３】
高調波抑制制御部４０ａの入力を連系点電圧Ｖｓの信号に変更したことにより、抑制対象は連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波となる。これにより、アクティブフィルタ３は連系点電圧Ｖｓのひずみを抑制するような電流を出力する。そのため、図１７のように、系統１側に共振があり、特定次数の高調波に対する系統インピーダンスが高くなり、電流ひずみ補償型アクティブフィルタでは補償効果が得られないような系統条件に対しても、連系点電圧Ｖｓが正弦波になるような高調波電流を負荷２に流し込むことができ、補償効果を得ることができる。
【００８４】
本実施形態１では、入力を連系点電圧Ｖｓの信号に切り換え、係数Ｑａ，Ｑｂを再測定するだけで、連系点電圧Ｖｓのひずみ補償の機能を実現することができる。そのため、系統条件が概知で電流検出によるアクティブフィルタ動作が不可能あることが分かっている場合には、高調波抑制制御部４０の入力を切り換え電圧ひずみ補償をすることでアクティブフィルタ３の機能低下を抑制することができる。
【００８５】
また、本実施形態１では、係数Ｑａ，Ｑｂとの積をとることで出力電流から連系点電圧Ｖｓまでの伝達特性を考慮することができる。これにより、電圧ひずみを抑制するための出力電流の位相を最適な値にすることができる。このため、従来の「電圧ひずみに対してインバータをＲに見せかけダンピング動作させる」方式（特許文献１）に比べ高い電圧ひずみ抑制効果を得ることができる。
【００８６】
すなわち、従来の電圧補償型アクティブフィルタや後述する実施形態６と比較して、単純な抵抗動作ではなく出力電流・連系点電圧Ｖｓ間の位相 特性を考慮するため、高い電圧ひずみ補償効果を得ることが可能となる。
【００８７】
［実施形態２］
図３は本実施形態２における電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｂの構成図である。本実施形態２は、図１（ｃ）示す高調波抑制制御部４０を複数個並列に接続したものである。なお、図１（ｃ）と同一の部分は同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００８８】
図３において、４０ｎ１〜４０ｎ３は、図１（ｃ）と同一に各々構成された３つの高調波抑制制御部であり、それらの各出力であるｎ１次〜ｎ３次の各高調波抑制電流指令値（ｄｑ変換部４４１〜４４ｎ）を加算器６１で加算し、それをｄｑ変換部５１によってｄｑ変換して高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを求め、高調波抑制電流指令値を図１（ｂ）の電流制御部２０へ入力している。
【００８９】
本実施形態２における高調波抑制制御部４０ｂは、１つのブロックにつき特定次数の高調波を１つ抑制することができるが、通常のアクティブフィルタのように高調波抑制制御部４０ｎ１〜４０ｎ３を並列接続することにより複数の次数の高調波を抑制することができる。ｄｑ変換部４１によりＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行うことによって異なる次数の高調波との干渉を完全に打ち消しているため、複数の次数の高調波の抑制を行うことができる。
【００９０】
また、図３では、ｎ１，ｎ２次高調波が電流補償型アクティブフィルタでの補償が不可能である次数として、ｎ１，ｎ２次数高調波における高調波抑制制御部４０ｎ１，４０ｎ２の入力を連系点電圧Ｖｓにして電圧ひずみ補償を行い、ｎ３次高調波は高調波抑制制御部４０ｎ３の入力を「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」にして電流ひずみ補償を行っている。このように、入力のすべてを連系点電圧Ｖｓに統一する必要は無く、次数ごとに電圧ひずみ補償と電流ひずみ補償を分けることも可能である。
【００９１】
また、図３は、３種類の周波数の高調波を抑制する回路であるが、ＣＰＵなど制御回路の演算能力に余裕があればさらに多くの次数の高調波を抑制できる。
【００９２】
係数Ｑａ，Ｑｂは次数ごとに異なるため、予め測定する必要がある。また、実施形態２により複数の高調波に対応した係数Ｑａ，Ｑｂを求める場合、異なる次数の高調波との干渉はないため、一度に複数の次数の高調波の指令値を入力して求めることもできる。
【００９３】
［実施形態３］
ＡＣフィルタの系統内のコンデンサやトランス、負荷との間の共振条件の変化は頻繁に発生する。ＬＣフィルタを搭載した電力変換装置の追加や力率改善用コンデンサの投入・遮断の他、負荷変動だけでも発生する。負荷にＬやＣがあれば共振周波数も大きく変化し、そのたびに装置の停止・試運転が必要となってしまう。変動条件が概知であればテーブル作成により対応する方法もあるが、変動条件が多岐にわたる場合は、テーブルが大規模になり、測定条件が増加し、試運転に時間がかかってしまう。さらに、未知の系統変動には対応できない。また、非線形負荷の場合、電力変換装置の出力電流が変化するだけで特性が変化することがあり、このような負荷に対しては適用が困難である。
【００９４】
そこで、本実施形態３では、図４に示すように、高調波電流抑制制御部４０ｃに、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから連系点電圧Ｖｓ検出値までの伝達関数の逆関数である前記係数Ｑａ，Ｑｂを補正する機能を追加した。
【００９５】
なお、補正動作をわかりやすくするため、係数Ｑａ，Ｑｂを極座標変換して入力するように変更している。
【００９６】
図４は本実施形態３における高調波抑制制御部４０ｃの構成を示しており、主回路および電流制御部は図１（ａ），（ｂ）と同様であるため、図示省略している。また、図１と同一部分は同一符号を付して、その説明は省略する。
【００９７】
図４において、ＤＦＴ演算部（高調波検出部）１４１の出力である高調波検出分は、ＬＰＦ４２ｄ，４２ｑに入力される共に、係数補正量算出部１００に入力される。
【００９８】
係数補正量演算部１００では、係数の振幅補正量Ｑａｃと位相補正量Ｑｐｃと、を算出し、係数補正部１０１では、前記振幅補正量Ｑａｃ，位相補正量Ｑｐｃに基づいて係数Ｑａ，Ｑｂの位相，振幅を各々補正する。
【００９９】
係数補正部１０１では、係数補正量算出部１００で算出された係数の振幅補正量ＱａｃとＺ-1演算器２０２ａで算出された１周期前の補正量とを乗算器２０１で乗算する。この乗算器２０１の出力は乗算器２０３において、係数（振幅）の初期値Ｑａｉと乗算される。
【０１００】
係数補正量乗算部１００で算出された係数の位相補正量ＱｐｃとＺ-1演算器２０２ｐで算出された１周期前の補正量との偏差を減算器２０４で算出する。この減算器２０４の出力は、加算器２０５において、係数（位相）の初期値Ｑｐｉと加算される。
【０１０１】
乗算器２０３および加算器２０５の出力を極座標変換部２０６に入力し、それらを極座標変換して係数Ｑａ，Ｑｂを出力する。前記係数Ｑａ，Ｑｂは乗算器４５ｄａ，４５ｄｂ，４５ｑａ，４５ｑｂによりフィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑと乗算され、図１（ｃ）と同様に各加算器４６ｄ，４６ｑに入力される。
【０１０２】
次に、係数補正量演算部１００について説明する。
【０１０３】
まず、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｄ軸の現在の高調波検出値Ｖｈｄと、該ＶｈｄをＺ-1演算器１０２により演算して求めた１周期前の高調波検出値と、の偏差を減算器１０１ｄにより算出する。また、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｑ軸の現在の高調波検出値Ｖｈｑと、該ＶｈｑをＺ-1演算器１０３により演算して求めた１周期前の高調波検出値と、の偏差を減算器１０１ｑにより算出する。
【０１０４】
前記高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑの１周期前の高調波検出値をＺ-1演算器１０４，１０５により各々求める。
【０１０５】
前記減算器１０１ｄ，１０１ｑの出力は、高調波成分の１周期前と現時点の変化量であり、Ｚ-1演算器１０４，１０５の出力は、１周期前の高調波検出値であり、これらの変化量と１周期前の高調波検出値を極座標変換部１０６，１０７によって、各々極座標変換した後、それらを加算器１０８〜１１０において各々比較する。
【０１０６】
すなわち、加算器１０８では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１１により０．９倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
【０１０７】
また、加算器１０９では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１２により０．２倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
【０１０８】
また、加算器１１０では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力をマイナス入力とし、さらに、πをプラス入力として高調波ベクトルの位相を比較している。
【０１０９】
前記加算器１０９の出力が零未満か否か（後述する振幅の変化量が２０％を超えたか否か）を判定器１１３において判定し、零未満である場合は振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２倍側に切り換える。
【０１１０】
前記加算器１０８の出力が零を越えたか否か（後述する振幅の変化量が９０％未満であるか否か）を判定器１１５において判定し、零を超えた場合は、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５倍側に切り換える。
【０１１１】
前記加算器１１０の出力である位相ずれφの１周期前の成分をＺ-1演算器１１７により求める。また、Ｚ-1演算器１１７の出力の１周期前の成分をＺ-1演算器１１８により求める。加算器１１０の出力である位相ずれφの３周期分の和を加算器１１９により求める。この位相ずれφの３周期分の移動平均を平均処理部１２０で求める。
【０１１２】
平均処理部１２０の出力である移動平均のばらつきがπ／６以内であるか否かを判定器１２１で判定し、ばらつきがπ／６以内であれば位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を平均処理部１２０側に切り換える。
【０１１３】
極座標変換部１０７の出力（高調波）が０．５％以内であるか否かを判定器１２３で判定し、０．５％以内である場合は、振幅補正量切換スイッチＳＷ１２４を１倍側に、位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に切り換える。
【０１１４】
前記切換スイッチＳＷ１１４，ＳＷ１１６，ＳＷ１２４によって切り換えられた（セットされた）補正量が係数の振幅補正量Ｑａｃとして前記乗算器２０１に入力される。前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５によって切り換えられた（セットされた）補正量が、係数の位相補正量Ｑｐｃとして前記加算器２０４に入力される。
【０１１５】
次に、上記のように構成された装置の動作を説明する。まず、係数の入力部分を説明する。係数の初期値をＱａｉ，Ｑｐｉとして設定する。この初期値は例えば、実施形態１と同様に、高調波を入力して応答を測定する等の方法で求める。
【０１１６】
Ｑａｃ，Ｑｐｃは、係数の補正量であるが、制御の動作前は初期値を変更せずそのまま制御に適用するため、それぞれ１，０である（前記切換スイッチＳＷ１２４が１側、切換スイッチＳＷ１２５が０側）。そのため、初期値がそのまま極座標変換２０６に入力される。
【０１１７】
極座標変換部２０６では、下記（８）式の演算を行い係数Ｑａ，Ｑｂを求める。
【０１１８】
【数８】
【０１１９】
この係数Ｑａ，Ｑｂを用いて伝達特性を打ち消し、高調波抑制を行う。
【０１２０】
次に、係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能を説明する。ＤＦＴ演算部１４１により直流信号に変換した高調波ベクトルを極座標変換部１０６，１０７によって極座標変換することで複素平面上に展開する。高調波ベクトルは以下の２種類を用いる。
・１周期前の高調波検出値
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量
この２つのベクトルの振幅と位相を加算器１０８〜１１０によって各々比較することにより、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅と位相の補正量を求め、係数の振幅補正量Ｑａｃ，位相補正量Ｑｐｃに設定する。
【０１２１】
セットされた値はバッファ（図示省略）に蓄えられ、位相補正量Ｑｐｃは加算器２０５において初期値Ｑｐｉに加算することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相の補正を行う。振幅補正量Ｑａｃは、乗算器２０３において初期値Ｑａｉとの積をとることで係数Ｑａ，Ｑｂの振幅を補正する。
【０１２２】
次に、高調波抑制制御部４０ｃの動作について説明する。
【０１２３】
係数Ｑａ，Ｑｂの値が最適の条件で制御を有効にした場合、連系点電圧ＶｓのＤＦＴ演算部１４１による高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図５に示す。制御開始前の連系点電圧Ｖｓのｄ軸、ｑ軸高調波検出値をＶｈｄ０，Ｖｈｑ０、制御開始後ｎ周期後のｄ軸，ｑ軸高調波検出値をＶｈｄｎ，Ｖｈｑｎとおき、複素平面上にプロットした。係数Ｑａ，Ｑｂが最適であれば検出した高調波の軌跡は直線的に原点に向かい、高調波が抑制されていく。
【０１２４】
次に、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は最適であるが、位相が最適値よりも＋６０ｄｅｇずれている時の高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図６に示す。この図６では制御による補償量を示すベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）が原点と（Ｖｈｑ０，Ｖｈｑ０）間の線分に対して角度φずれて、曲線の軌跡を描き時間をかけて収束する。このφが係数Ｑａ，Ｑｂの位相のずれに相当し、この例では＋６０ｄｅｇとなる。そのため、補償動作中の角度φを検出することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれを求めることができる。
【０１２５】
位相ずれφの算出には、以下のベクトルが必要となる。
・１周期前の高調波検出値（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）（極座標変換部１０７の出力）
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−ｖｈｑ０）（極座標変換部１０６の出力）
φは次の式で求めることができる。
【０１２６】
【数９】
【０１２７】
ただし、ａｒｇ：複素平面の偏角を表す記号。
【０１２８】
以上は、ベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）に相当する高調波の変化が補償動作によるものと仮定した場合である。しかし、実際には負荷変動による高調波の変化など、外乱も含まれる。この外乱の影響を取り除く必要がある。
【０１２９】
外乱を除去する方法として、まず検出したφに対して平均処理部１２０により、３周期分の移動平均を取る。次に、３周期分のφのばらつきを判定器１２１により確認する。ばらつきが大きければφに外乱による誤差が含まれると考え、位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を零に切り換え、位相補正を行わない。これが条件１であり、図４では、ばらつきを±π／６以内としている。
【０１３０】
また、判定器１２３の判定により高調波が定格の０．５％以内と判定された場合も、位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に切り換え、位相補正を行わない。これは、以下の２つの理由による。
・０．５％以内であれば高調波抑制が正常に動作し、係数Ｑａ，Ｑｂも適切であると考えられるため
・振幅が小さいと極座標変換の精度が低下するため
以上により求めた位相ずれφを係数の位相補正量Ｑｐｃにセットし、位相補正を行う。
【０１３１】
係数Ｑａ，Ｑｂの位相が最適値よりも−１０ｄｅｇずれ、さらに振幅が最適値の２．５倍に設定されている時の高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図７に示す。この図７では、制御による補償量を示すベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が、（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）の振幅よりも長くなり、補償動作にオーバーシュートが生じている。このように補償量が検出値を上回ることを検出することにより、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が過剰であることを検出することができる。同様に、補償量が検出値に対して極端に小さい場合は係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が不足していることを意味する。
【０１３２】
この高調波検出値が変化する様子は、ＤＦＴ演算部１４１に使用している一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）、または平均処理部５２ｄ、５２ｑのフィルタにより変化する。図７では平均処理と時定数２０ｍｓの一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）を用いている。そのため係数Ｑａ，Ｑｂが適切ならば、図５のように収束動作は一次遅れフィルタの特性に近くなる。時定数２０ｍｓでは（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅は（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して約６０％となる。これは係数Ｑａ、Ｑｂの位相にずれがある場合も同様である。
【０１３３】
このため、図４では（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して９０％を超えていたら判定器１１５により、振幅過剰と判断し、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換え、振幅を０．５倍している。同様に２０％未満であれば判定器１１３により、振幅不足と判定して、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２側に切り換え振幅を２倍する。これにより振幅を適正値に近づけることができる。
【０１３４】
ここまでの補正動作を図８のフローチャートに示す。
【０１３５】
ステップＳ１：ＤＦＴ演算部１４１により高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが検出される。
【０１３６】
ステップＳ２：極座標変換部１０６，１０７により補償量が検出される。
【０１３７】
ステップＳ３：判定器１２３により高調波Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０が定格の０．５％以上かが判定される。
【０１３８】
ステップＳ４：ステップＳ３の判定結果がＮＯの場合、前記スイッチＳＷ１２４を１側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに１をセットする。
【０１３９】
ステップＳ５：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１１５によって、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して９０％を超えているかが判定される。
【０１４０】
ステップＳ６：ステップＳ５の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに０．５をセットする。
【０１４１】
ステップＳ７：ステップＳ５の判定結果がＮＯの場合、判定器１１３によって、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して２０％未満であるかが判定される。その判定結果がＮＯの場合はステップＳ４を実行する。
【０１４２】
ステップＳ８：ステップＳ７の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１４を２側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに２をセットする。
【０１４３】
ステップＳ９：加算器１１０による加算動作によって位相ずれφが測定される。
【０１４４】
ステップＳ１０：平均処理部１２０によって位相ずれφの３周期分の平均が演算される。
【０１４５】
ステップＳ１１：判定器１２１によって位相ずれφの３周期分の平均のばらつきが演算される。
【０１４６】
ステップＳ１２：判定器１２１によって前記φのばらつきがπ／６以内かが判定される。
【０１４７】
ステップＳ１３：ステップＳ１２の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１２３により高調波が定格の０．５％以上かが判定される。
【０１４８】
ステップＳ１４：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零と反対側（平均処理部１２０側）に切り換えて位相補正量Ｑｐｃにφをセットする。
【０１４９】
ステップＳ１５：ステップＳ１２、Ｓ１３の判定結果がＮＯの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零に切り換えて位相補正量Ｑｐｃに零をセットする。
【０１５０】
また、上記補正動作は目的に応じて変更することができる。例えばオーバーシュートの発生を抑制したい場合は、ある一定の周期すべてで振幅不足を検出することを振幅増加の条件に設定し、さらに振幅増加量を１．５倍などと小さくする方法がある。
【０１５１】
また、高調波抑制の応答を高速にするなど係数Ｑａ、Ｑｂの振幅の精度を上げる必要がある場合は、振幅過不足の条件として８０％以上、５０％未満など条件を緩く設定し、さらに振幅調整量を１．１倍、０．９倍などに小さく設定することで実現できる。
【０１５２】
以上はＤＦＴ演算部１４１のフィルタに５０Ｈｚ平均処理とＬＰＦを組み合わせた場合である。前記フィルタが異なれば高調波抑制動作も変化する。例えば前記フィルタに５０Ｈｚ移動平均を選択した場合、係数Ｑａ、Ｑｂが適切ならば（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）と（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）の振幅は一致する。そのため、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して１２０％を超えていたら振幅過剰と判断し振幅を０．５倍、５０％未満であれば振幅不足として振幅を２倍、などのように振幅補正の条件を変更する必要がある。
【０１５３】
以上の補正機能を適用すれば、振幅の初期値Ｑａｉ，位相の初期値Ｑｐｉが大きな誤差を含む不適切な値でも自動的に係数Ｑａ，Ｑｂの補正を行い安定した高調波抑制を実現できる。
【０１５４】
万一、位相ずれがπ／２以上の場合、制御開始後の数周期は逆に高調波を増大させてしまうが、この時も補償動作中の角度φを検出することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれを補正することができ、高調波の抑制動作に切り換わる。そのため、どのような状態であっても、最終的に高調波を抑制するので、試運転を省略することもできる。
【０１５５】
この係数Ｑａ、Ｑｂの補正機能は、基本波１周期間で１回動作させることを想定している。この理由を以下に示す。
・ＤＦＴ演算に平均処理を使用しており、検出値の更新に基本波１周期分の時間がかかるため
・高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑの変化量を求めるにはある程度の時間経過が必要であるため
・係数Ｑａ、Ｑｂの推定に使用する極座標変換は演算負荷が高く、間隔を開けることで演算負荷を低減するため
しかし、高調波抑制までの時間を早めたい場合や演算負荷をさらに低減する場合など、目的に応じて補正間隔を変更することができる。
【０１５６】
本実施形態３では抑制する高調波は１つのみであるが、実施形態２のように複数の高調波抑制制御部を設けた場合にもすべての高調波抑制制御部に補正機能を追加することができる。
【０１５７】
最後に、本実施形態３の制御方法が理論的にも正しいことを検討する。図９は、簡略化した高調波抑制制御の制御ブロック図である。図９では、検討を簡単にするため、ＤＦＴ演算に使用する平均処理を省略し、ＬＰＦを一次遅れとする。なお、図９において図１と同一部分は同一符号をもって示し、その説明は省略する。
【０１５８】
図９における実システムには指令値の入力からＡＣＲ（図１（ｂ）の電流制御部）、ＰＷＭゲート信号作成部３０、インバータを駆動し連系点電圧Ｖｓ信号を検出するまでが含まれている。ここで、システム同定結果の（Ｑａ＋ｊＱｂ）-1に振幅誤差ａ、位相誤差φがあるとし、実システムの逆数と同定誤差に分離し、下式（１０）で表す。
【０１５９】
【数１０】
【０１６０】
この結果より、図９の制御ブロックを変形すると、図１０が得られる。外乱は連系点電圧Ｖｓ以外にも実システム内部のＩｉｎｖやＰＷＭなどでの入力も考えられるが、図１０では代表してＶｓ外乱としている。図１０の制御ブロックを整理すると、Ｖｓ外乱入力からＶｓ出力までの伝達関数は図１１に示すように、次の式（１１）となる。
【０１６１】
【数１１】
【０１６２】
次に、この伝達関数のステップ応答を求める。入力をステップ関数の１／ｓとし、ラプラス逆変換により時間関数を求めると、以下の式（１２）となる。
【０１６３】
【数１２】
【０１６４】
実部の時間関数は下記（１３）式となる。
【０１６５】
【数１３】
【０１６６】
同様に虚部の時間関数は、下記（１４）式となる。
【０１６７】
【数１４】
【０１６８】
これを極座標で表すと、下記（１５），（１６）式となる。
【０１６９】
【数１５】
【０１７０】
【数１６】
【０１７１】
今、Ｖｓ高調波が制御により微小時間ｄｔ間で図１２に示す矢印のように変化したとする。この時、矢印の長さｌは次の式(１７)で表される。
【０１７２】
【数１７】
【０１７３】
Ｖｓの高調波検出値ｒi（ｔ）に対する矢印の長さｌは、下記（１８）式となる。
【０１７４】
【数１８】
【０１７５】
ここで、Ｔは一次遅れフィルタの時定数で既知である。よって、Ｖｓ高調波検出値ｒi（ｔ）と矢印の長さｌを検出することにより、実システムと同定結果の振幅誤差ａを検出することができる。また、原点に対する高調波変化量の角度ψは、次の式（１９）で表される。
【０１７６】
【数１９】
【０１７７】
よって、実システムと同定結果の位相誤差φを求めるためには、角度ψを検出するだけでよいことがわかる。
【０１７８】
本実施形態３の制御ではＤＦＴの演算に平均処理を行うため、振幅誤差ａや位相誤差φが正確な値とならない可能性がある。しかし、外乱オブザーバにより係数Ｑａ、Ｑｂはもともと高い精度を必要としないため、補正動作には影響を及ぼさない。
【０１７９】
本実施形態３における高調波抑制制御部４０ｃは、実施形態１の効果に加え以下の作用効果が得られる。
【０１８０】
系統条件の変動が大きくても、変動に対応した係数Ｑａ，Ｑｂを自動的に学習し補正を行うため、条件の変動が頻発する系統や未知の系統、試運転の実施が不可能な系統に対しても装置を導入でき、安定した電圧ひずみ補償機能を提供することができる。
【０１８１】
［実施形態４］
図１３に本実施形態４の電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｄの構成を示す。本実施形態４では、系統条件に応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えて制御を行うものである。
【０１８２】
そのため、高調波抑制制御部４０を２つ準備し、片方は「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」を入力し電流ひずみ補償を行い、もう片方は連系点電圧Ｖｓを入力し電圧ひずみ補償を行う。それぞれの高調波抑制制御部の出力にはスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３を追加し、指令値の有効，無効を切り換える。このスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は、どちらか一方の補償が必ず有効になり、他方が無効になるように接続する。
【０１８３】
ＤＦＴ変換１４１から出力された高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑに対して、二乗和演算部３０１，３０２によりｄ軸ｑ軸の二乗和を求め、抑制対象次数の「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」電流高調波の振幅，「Ｖｓ」電圧高調波の振幅を演算する。
【０１８４】
この二乗和演算部３０１，３０２の後段の比較器３０３，３０４により、電流「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」，電圧「Ｖｓ」の高調波振幅が例えば０．０１ｐ．ｕを上回るか否かを検出する。比較器３０３の出力はＳＲラッチ３０９のＳに入力され、比較器３０４の出力はＡＮＤ回路３０８に入力される。
【０１８５】
また、例えば、電流高調波振幅の１０倍が電圧高調波振幅より小さいことを検出する比較器３０７を合わせて設置する。まず、乗算器３０５により電流高調波振幅を１０倍する。そして、減算器３０６により、その１０倍した電流高調波振幅から電圧高調波振幅を減算する。最後に、比較器３０７により、減算器３０６の出力が０より小さいか否かを判定し、小さい場合は、ＡＮＤ回路３０８に「１」レベルの信号を出力する。
【０１８６】
ＡＮＤ回路３０８は、比較器３０４，３０７の出力が両方とも「１」レベルの場合は、ＳＲラッチ３０９のＲに「１」レベルの信号を出力する。
【０１８７】
ＳＲラッチ３０９の出力は、高調波抑制制御部４０の出力に追加したスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３の制御信号とする。
【０１８８】
ここで、ＳＲラッチ３０９の動作を説明する。Ｓ＝「０」，Ｒ＝「０」では、Ｑ＝「０」である。Ｓ＝「１」を入力するとＱ＝「１」となるが、ここで、Ｓ＝「０」に戻してもＱ＝「１」のまま保持される。Ｒ＝「１」を入力するとラッチがリセットされて、Ｑ＝「０」に戻る。スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は「１」が入力されると、上側に切り替わり、電流ひずみ補償が有効になる。また、「０」が入力されると下側に切り替わり、電圧ひずみ補償が有効になる。
【０１８９】
補償切換動作は以下の手順で行う。
【０１９０】
（１）抑制対象次数の「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」電流高調波の振幅を検出する。
（２）抑制対象次数の連系点電圧Ｖｓの高調波の振幅を検出する。
（３）電流高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＳ側に１を入力する。
（４）電圧高調波の振幅が電流高調波の振幅の１０倍以上、かつ電圧高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＲ側に「１」を入力する。
【０１９１】
条件（３）が一旦成立したら、ＳＲラッチ３０９から「１」が出力され続け、スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は上側（電流高調波抑制）に切り替わる。これにより、電流ひずみ補償が有効になる。補償により電流高調波が小さくなっても、電圧高調波が増加しない限り電流ひずみ補償が有効のままになり、外乱などによる高調波の変動に対応する。
【０１９２】
条件（４）が成立した場合、ＳＲラッチ３０９から０が出力され続け、スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は下側に切り替わる。これにより、電圧ひずみ補償が有効になる。電流高調波が増加しなければ常に電圧ひずみ補償が有効になる。
【０１９３】
以下の条件で電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償が切り替わる。
【０１９４】
電流高調波が増加した場合 →電流ひずみ補償に切換
電圧高調波が増加した場合 →電圧ひずみ補償に切換
電流高調波も電圧高調波も大きい場合 →電流ひずみ補償に切換
電流高調波も電圧高調波も小さい場合 →前のひずみ補償を保持
以上示したように、本実施形態４における高調波抑制制御部４０ｄによれば、系統条件の変動により系統インピーダンスが極端に大きくなった場合でも電圧高調波の増加を検出することで電流ひずみ補償から電圧ひずみ補償に切り換えることができる。
【０１９５】
また、系統インピーダンスが共振により極端に小さくなることも考えられる。このような場合、電流を出力しても連系点電圧Ｖｓはほとんど変化しないため、電圧ひずみ補償をやめて電流ひずみ補償に切り換える必要が生じる。本実施形態４の制御方法ならば電流ひずみ補償への切り換えも可能であるため、アクティブフィルタ３の適用可能な系統条件の範囲をさらに広げることができる。すなわち、系統インピーダンスの大きさに応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を自動的に切り替えるため、事前に共振条件を確認することなく高い補償効果を得ることができる。
【０１９６】
なお、この例では、電流ひずみ補償を優先しているが、この動作は装置の目的に応じて変更することができる。例えば、系統電源１３と負荷２の間のケーブルが長くインピーダンスが大きい場合や、アクティブフィルタ３を連系点の末端に接続する場合など、電圧ひずみ補償の方が有効に動作することが予想される条件下では電圧ひずみ補償を優先的に使用することもできる。この場合、条件（３），（４）を以下のように変更し、さらにＳＲラッチ３０９の出力を反転する。
【０１９７】
（３´）電圧高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＳ側に「１」を入力する。
【０１９８】
（４´）電流高調波の振幅が電圧高調波の振幅の１０倍以上、かつ電流高調波の振幅が１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＲ側に「１」を入力する。
【０１９９】
また、系統１に特別な共振点がない場合、装置が系統の上位側に接続されると連系点間のインピーダンスが小さくなり、電圧高調波よりも電流高調波の方が大きくなるため、自動的に電流ひずみ補償が有効になる。また、装置が系統の下位側に接続されると、系統と連系点間のインピーダンスが大きくなるため、電流高調波よりも電圧高調波の方が大きくなり、自動的に電圧ひずみ補償に切り替わる。
【０２００】
よって、別途電力潮流の検出手段を用意しなくても特許文献２のように電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えることができる。さらに、この方法では、電流高調波と電圧高調波を比較するため、装置が系統の上位にあるが系統共振により電流ひずみ補償の効果が得られない場合も、自動的に電圧ひずみ補償に切り換えることができる。
【０２０１】
すなわち、特許文献２と比較して、電力の潮流方向ではなく系統インピーダンスの大きさに応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えるため、系統変動により電流ひずみ補償の効果が得られない条件に切り替わっても高い補償効果を得ることができる。同様に、電圧ひずみ補償の効果が得られない条件に切り替わっても自動的に電流ひずみ補償に戻すことができる。
【０２０２】
また、この方法は、実施形態２と組み合わせて複数の高調波を抑制することができる。さらに、実施形態３と組み合わせて係数Ｑａ，Ｑｂの自動補正機能を持たせることもできる。
【０２０３】
［実施形態５］
図１４に本実施形態５における電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｅの構成を示す。これは、実施形態３とほぼ同一であるが、以下の点を変更している。
【０２０４】
係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が１０を越えているかどうかを判定する比較器５０１が追加される。また、比較器５０１の後段には、スイッチＳＷ５０２を追加し、条件成立のたびにバッファの内容を１と０で反転する。比較器５０１の後段にはさらにスイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４を追加し、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅と位相を初期値にリセットする。スイッチＳＷ５０２の後段には、高調波抑制制御部の入力を「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」と「Ｖｓ」で切り換えるスイッチＳＷ５０５を設置する。
【０２０５】
本実施形態５では、係数Ｑａ，Ｑｂの補正結果に基づき、電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えて制御を行う。切り替えの条件は、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が１０を越えた時である。
【０２０６】
図１４のスイッチ動作を説明する。Ｑａｉ＞１０が不成立の時は、図１４に示すように、スイッチＳＷ５０２が下、スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４が上に接続されていることとする。また、スイッチＳＷ５０２に接続されるＺ-1演算器５０６の初期値は零であり、この時スイッチＳＷ５０５は上に接続されている。
【０２０７】
最初は高調波抑制制御部の入力が「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」で電流高調波を抑制する動作を行う。その後、負荷変動が生じ、電圧高調波抑制動作に切り換える時の動作を以下に説明する。
１．通常はＱａ１（Ｑａ，Ｑｂのゲイン）＜１０が成立し、スイッチＳＷ５０２は下に接続されており、Ｚ-1演算器５０６の出力である零がそのままＺ-1演算器５０６に入力される。
２．スイッチＳＷ５０５は上に接続されており、高調波抑制制御部は「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」を入力する。
３．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４は上に接続されており、これまでの学習結果が係数Ｑａ，Ｑｂに入力される。
【０２０８】
ここで、Ｑａ１が１０を越え、入力信号を切り換える必要が生じたとする。
４．スイッチＳＷ５０２が上に切り替わり、Ｚ-1演算器５０６から出力された「０」の信号が、ＮＯＴ回路５０７を介して「１」となり、スイッチＳＷ５０２から「１」が出力される。
５．Ｚ-1演算器５０６に「１」が入力される。
６．スイッチＳＷ５０５が下に切り替わり、高調波抑制制御部に連系点電圧「Ｖｓ」が入力される。
７．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４が下側に切り替わり、Ｚ-1演算器５０８，５０９が初期値にリセットされる。
【０２０９】
ここで、次の演算周期に移行する。
８．スイッチＳＷ５０３の後段に接続されているＺ-1演算器５０８が「１」を出力する。
９．Ｑａ１＝Ｑａｉとなり、これまでの学習結果はリセットされる。
１０．その結果、Ｑａ１＞１０は不成立となり（比較器５０１）、スイッチＳＷ５０２は下側に切り換わる。
１１．スイッチＳＷ５０２に接続されているＺ-1演算器５０６は「１」を出力する。
１２．スイッチＳＷ５０２は「１」を出力し、スイッチＳＷ５０５は下側との接続を維持する。（高調波抑制制御部の入力を連系点電圧Ｖｓのままとする。）
１３．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４は上側に切り換わり、これから先の学習結果を保持することとなる。
【０２１０】
この後、再び、入力信号を切り換える必要が生じた場合、スイッチＳＷ５０２に接続されているＺ-1演算器５０６の出力は「１」から「０」に切り換わり、上記と同じ動作となる。
【０２１１】
係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能（係数補正量演算部１００）では、高調波抑制制御部の動作中における高調波検出値の変化量を調べ、変化量が小さければ振幅を増加させている。図１７のように、共振のため電流高調波の抑制が困難な系統条件の場合、高調波検出値の変化は非常に小さくなり、補正機能により係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は増加し続ける。
【０２１２】
この動作を利用し、振幅が１０を超えたら入力を切り換えることにより、電流ひずみ補償から電圧ひずみ補償に変更する。この時、係数Ｑａ，Ｑｂを初期値に戻すことにより切り換え時の影響を小さくする。この初期値が不適切であれば、高調波を増加させてしまうが、補正機能が有効であるため、すぐに適切な係数Ｑａ，Ｑｂにとなり高調波を抑制する。
【０２１３】
この後、系統変動により系統インピーダンスが共振により極端に小さくなった場合、再度、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は増加し、電圧ひずみ補償から電流ひずみ補償に切り換わる。このため、実施形態４と同様に系統条件により自動的に適切なひずみ補償を選択することができる。
【０２１４】
本実施形態５では、電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償の優先度は同一である。電流ひずみ補償の優先度を上げたい場合は、例えば電圧ひずみ補償が有効な時は比較器５０１において切り換えの閾値を５にし、電流ひずみ補償が有効な時は閾値を１０にするなど閾値を変えることで実現できる。
【０２１５】
また、本実施形態５は、実施形態２と組み合わせることにより、複数の高調波を抑制することが可能となる。
【０２１６】
本実施形態５における高調波抑制制御部は、実施形態３と実施形態４の効果に加え以下の効果が得られる。
【０２１７】
実施形態４に係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能を追加する場合に比べ、高調波抑制制御部は１つでよい。そのため実施形態４に比べ実装が容易であり、演算負荷を低減することができる。
【０２１８】
［実施形態６］
図１５に実施形態６の構成を示す。これは、実施形態１とほぼ同等であるが、以下の点で異なる。
【０２１９】
本実施形態６では、高調波抑制制御部の入力を連系点電圧「Ｖｓ」から減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」に変更している。図１５での連系点電圧「Ｖｓ」は相電圧を想定している。線間電圧を用いる場合、位相を補正し、フィルタ出力電流Ｉｏｕｔや負荷電流Ｉｌｏａｄと合わせる必要がある。また、位相補正ではなく、線間電圧から相電圧への変換式（Ｖｕ＝（Ｖｕｒ−Ｖｗｕ）／３，Ｖｖ＝（Ｖｖｗ−Ｖｕｒ）／３，Ｖｗ＝（Ｖｗｕ−Ｖｖｗ）／３）で算出した相電圧を連系点電圧「Ｖｓ」として用いても良い。
【０２２０】
この方法では、入力を減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」に変更したため、減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」を零に制御する。すなわち、（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）＝Ｉｓ１＝Ｖｓ／Ｇｖとなり、特定次数の電圧高調波ひずみに対して図１５（ａ）の点線枠内７００を抵抗として動作させている。ここでゲインＧｖは点線枠内７００をＧｖ［ｐ．ｕ］の抵抗負荷として動作させるという意味になる。
【０２２１】
この方法では、電圧ひずみがない場合は（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）が零となるような制御とするため、背景技術で説明した方法（電流ひずみ補償型アクティブフィルタ）と同等の電流ひずみ補償の効果が得られる。系統１側が共振点に入り、インピーダンスが無限大となり（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）＝０となる場合、今度は電圧ひずみを除去するように動作するため、実施形態１と同等の電圧ひずみ補償の効果が得られる。系統電圧のひずみが大きいときは、従来の電圧補償型アクティブフィルタと同等の効果が得られる。そのため、実施形態４，５のように回路を追加することなく、以上の３つの動作を切り換えることが可能となる。
【０２２２】
また、ゲインＧｖを小さく設定すれば電圧信号が相対的に小さくなるため、背景技術で説明した方法（電流ひずみ補償型アクティブフィルタ）のように電流ひずみ補償動作に近くなる。 ゲインＧｖを大きく設定すれば電圧信号が相対的に大きくなるため、動作は実施形態１に近づくこととなる。
【０２２３】
また、非特許文献１ではインバータのみを抵抗として動作させるだけであった。しかし、本実施形態６ではＬＣＬフィルタ１１や高調波負荷２までを含めて抵抗Ｒとして動作させるため、フィルタＬＣと系統１側との共振による高調波拡大を抑制でき、さらに高調波負荷２から流出する高調波電流を効果的に補償できる。また、本実施形態６では外乱オブザーバを使用しているため、制御遅延や高調波負荷を含めた実システム特性をあらかじめ測定し係数Ｑａ，Ｑｂを設定することで、安定した制御を行うことができゲインＧｖを高く設定でき、従来の電圧補償型アクティブフィルタよりも高い補償効果を得ることができる。
【０２２４】
さらに、本実施形態６は、実施形態２と組み合わせ複数の高調波を抑制することができる。また、実施形態３と組み合わせて係数Ｑａ，Ｑｂの自動補正機能を持たせることも可能である。さらに、入力を減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−Ｉｓ１」に変更し、必要なＣＴを少なくする構成をとることもできる。
【０２２５】
ただし、ゲインＧｖは有限の値であるため、実施形態１に比べると電圧ひずみ補償の効果は低下する。
【０２２６】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【０２２７】
例えば、実施形態３では、係数Ｑａ，Ｑｂを自動補正したが、系統１の変動条件が概知である場合には、係数Ｑａ，Ｑｂのテーブルを予め作成しておき、対応しても良い。
【符号の説明】
【０２２８】
１…系統
２…高調波負荷
３…アクティブフィルタ
１０…電力変換装置
１１…ＬＣＬフィルタ
１２…系統母線
２０…電流制御部
２１，４１，５１…ｄｑ変換部
２４ｄ，２４ｑ…比例積分制御器
２５…ｄ軸電圧指令加算部
２６，４４…ｄｑ逆変換部
３０…ＰＷＭゲート信号作成部
３１…ＰＬＬ制御器
４０…高調波抑制制御部
４３・・・外乱オブザーバ
１００…係数補正量加算部
１０１…係数補正手段
１０６，１０７，２０６…極座標変換部
１１３，１１５，１２１，１２３…判定器
１２０…平均処理部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の高調波抑制に係り、特に、アクティブフィルタの高調波抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
本願発明者は、先に制御系の伝達特性をシステム同定によって複素数で表現し、この複素数とＤＦＴ（離散フーリエ変換）演算，外乱オブザーバによって高調波電流を抑制するアクティブフィルタ制御の提案を行った。この提案の制御では、以下の点を特徴としている。
【０００３】
フィルタや系統のインピーダンスが未知で共通点が多数存在する場合も、試運転によって係数Ｑａ，Ｑｂの測定を行うことにより、安定した高調波抑制が可能となり、制御パラメータの設計が不要になる。
【０００４】
また、系統条件に生じた変動が小さければ、係数Ｑａ，Ｑｂを変更する必要が無く安定した高調波抑制を持続することができる。さらに、系統条件に大きな変動が生じた場合も、試運転をやり直し係数Ｑａ，Ｑｂを再測定するだけで高調波抑制が対応可能となる。
【０００５】
また、本願発明者は、システム同定の結果を自動補正する提案を行った。この方法では、以下の点で特徴としている。
【０００６】
指令値から出力電流までの伝達特性の逆関数である係数Ｑａ，Ｑｂの補正を自動的に行い、負荷変動など系統条件の変化による制御の不安定化を防ぎ、変化に追従した高調波抑制を行うことができる。また、この方法では、係数Ｑａ，Ｑｂの初期値が大きな誤差を含む不適切な値でも、高調波補償を行いながら補正により係数Ｑａ，Ｑｂを適切な値にすることができるため、試運転が不要となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−３２０３２９号公報
【特許文献２】特開平１１−８９０８８号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Ｊｉｎｔａｋｏｓｏｎｗｉｔ Ｐｉｃｈａｉ，赤木康文，藤田英明，小笠原悟司、「ゲイン自動調整機能を付加した配電系統用アクティブフィルタ」、電気学会論文誌Ｄ、平成１４年、１２２巻、第１号、ｐｐ２９−３６。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、系統のインダクタンスとコンデンサの共振により、特定次数の高調波に対して連系点から見た系統側のインピーダンスが極端に大きくなり、アクティブフィルタの出力電流がほぼすべて負荷に流れ込むという現象が発生することがある。
【００１０】
図１７は、上記のように、アクティブフィルタの効果が低下する系統条件の構成を示す図である。図１７において、Ｌｓはトランスやケーブルの寄生インピーダンスなどの系統１のインダクタンス成分を示し、Ｃｓは力率調整用コンデンサや他の負荷フィルタコンデンサ，ケーブル等の寄生容量などを示す。
【００１１】
図１７の例では、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの共振点が１１次と仮定した場合、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの並列インピーダンスが１１次で無限大となる。この場合、１１次高調波電流は連系点よりも系統１側であるＩｓ１を流れず、アクティブフィルタ３が出力するフィルタ出力電流Ｉｏｕｔの１１次高調波電流はすべて高調波負荷２に流れ込む。そのため、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの共振点が１１次で、かつ、並列インピーダンスが１１次で無限大の場合は、１１次高調波電流においてＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ＝０が成立する。これは、アクティブフィルタ３の補償の有効・無効にかかわらず成立し、他の次数の高調波電流では成立しない。
【００１２】
一般的なアクティブフィルタ３の制御ではＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ＝０とすることが目的であるため、この系統１に適用しても高調波電流の補償は行われない。
【００１３】
しかし、高調波負荷２には適切な高調波電流を流す必要がある。負荷高調波電流が適切でないと、連系点電圧Ｖｓに高調波ひずみが生じ、系統電流Ｉｓをひずませてしまう。また、連系点電圧Ｖｓのひずみが他の負荷に悪影響を与えてしまう。
【００１４】
背景技術で説明した制御方法をアクティブフィルタに応用し、図１７に示すような系統１に適用すると、伝達特性の同定結果（Ｐａ＋ｊＰｂ）-1＝Ｑａ＋Ｑｂの振幅が非常に大きくなり、また検出信号「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」やＩｓ１からは非常に小さな高調波信号しか検出できないため、一般的なアクティブフィルタ同様、高調波補償が行われない。また、高調波補償が適切に行われずに高調波電流を出力し、連系点電圧Ｖｓのひずみを大きくしてしまうこともある。
【００１５】
特許文献１などのような配電系統向けアクティブフィルタでは、不特定多数の高調波負荷に対応するため、電圧ひずみと同相の高調波電流を吸収させ、「電圧ひずみに対してインバータを抵抗Ｒに見せかけダンピングさせる」制御を行う方式が一般的である。この制御方式は原理的に安定であるが、系統の条件によっては、ひずみ補償効果が非常に小さくなってしまう。
【００１６】
例えば、図１８に示すように、系統１とアクティブフィルタ３，高調波負荷２がリアクトルＬ４，Ｌ５，Ｌ６で接続された場合を考える。高調波負荷２が高調波の負荷電流Ｉｌｏａｄを出力すると連系点電圧Ｖｓの高調波ひずみは負荷電流Ｉｌｏａｄに対して９０ｄｅｇ進み位相となる。そのため、アクティブフィルタ３が高調波負荷２の負荷電流Ｉｌｏａｄを吸収するためには、連系点電圧Ｖｓに対して９０ｄｅｇ遅れの高調波電流を吸収する（アクティブフィルタ３を連系点電圧Ｖｓに対してＬとして動作させる）必要がある。
【００１７】
このような場合でも、ゲインを無限大とすれば、高調波に対して連系点が短絡されていることと同等となり、電圧ひずみを除去できる。すなわち、配電系統向けアクティブフィルタの一般的な制御法として、系統電圧の特定次数の高調波成分をＶｈ，ゲインをＧｖ，装置が吸い込む高調波電流指令値をＩｈ*としてＩｈ*＝Ｖｈ×Ｇｖとして制御を行っている。これを系統１側から見ると、装置のインピーダンスはＲ＝Ｖｈ÷Ｉｈ*＝１／Ｇｖとなり、ゲインを無限大にすれば、Ｒ＝０となる。Ｒ＝０ならば抵抗に高調波電流が流れても電圧の高調波は０となるので、電圧ひずみを除去できる。
【００１８】
しかし、ゲインＧｖを大きく設定すると、制御遅延などの影響により制御が不安定になりやすく、電圧ひずみを逆に増大させることもある。そのため、ゲインＧｖの調整やフィルタによる制御遅延の補償などが必要となり、調整や補償が煩雑になってしまっていた。また、系統変動により最適なゲインなどが変化してしまうとその都度調整が必要となる。さらにゲインを下げると電圧ひずみ除去の効果も低下し、これも問題となる。
【００１９】
特許文献２は電力の潮流方向を監視することにより、電圧ひずみ補償，電流ひずみ補償の運転を切り換えるものである。この方法でも、系統インピーダンスを監視するわけではないため、共振により系統インピーダンスが極端に高くなると図１７と同様の問題が発生する。また、この方式では、別途電力の潮流方向を検出する手段が必要となってしまっていた。
【００２０】
以上示したようなことから、系統側に共振点があり、特定次数の高調波に対して系統側インピーダンスが極端に高くなる系統条件に対しても、高調波を抑制することができる電力変換装置を提供することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置であって、前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、前記系統と電力変換装置との連系点電圧を入力とし、該連系点電圧中の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力する高調波検出部と、制御系の伝達特性に基づいて決定された高調波抑制電流指令値から前記連系点電圧までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けた信号と、高調波抑制電流指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差をとることにより高調波の外乱を推定する外乱オブザーバと、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する加算器と、を有する高調波抑制制御手段と、を備え、前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電圧を抑制することを特徴とする。
【００２２】
また、別の態様として、前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、ＡＣフィルタの出力電流と前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流との加算電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする。
【００２３】
また、別の態様として、前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、系統に流れる系統電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする。
【００２４】
また、別の態様として、前記高調波抑制制御手段を複数の高調波次数分並列に設け、該各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算し、該加算された指令値を前記電流制御手段の電流指令値に重畳することを特徴とする。
【００２５】
また、別の態様として、前記複数の高調波次数分並列に設けられた高調波抑制制御手段のうち、特定次数の高調波抑制制御手段の入力を、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とすることを特徴とする。
【００２６】
また、別の態様として、前記高調波抑制制御手段は、前記特定次数の高調波抑制制御手段として、連系点電圧を入力とした電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とを入力とした電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を備え、前記それぞれの高調波抑制制御手段に入力された所定次数における電圧高調波，電流高調波の振幅値の比較に基づいて、電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を切り換えて、高調波抑制電流指令値を算出することを特徴とする。
【００２７】
また、別の態様として、前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部と、前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２８】
また、別の態様として、前記係数の振幅が大きくなった場合、高調波抑制制御手段の入力を、連系点電圧と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流と、で切り換えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、系統側に共振点があり、特定次数の高調波に対して系統側インピーダンスが極端に高くなる系統条件に対しても、高調波を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施形態１における電力変換装置を示す構成図である。
【図２】係数Ｑａ，Ｑｂ測定時の高調波抑制制御部の開ループを示す構成図である。
【図３】実施形態２における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図４】実施形態３における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図５】本発明において、最適条件で制御を有効にした場合の高調波検出値が変化する様子を示す説明図である。
【図６】本発明において、位相ずれが６０度の場合に高調波検出値が変化する様子を示す説明図である。
【図７】本発明において、振幅ずれが２．５倍、位相ずれが１０度の場合に高調波検出値が変化する様子を示す説明図である。
【図８】実施形態３における係数補正動作を示すフローチャートである。
【図９】実施形態３において、高調波抑制制御部から補正機能を除去し、簡略化した制御ブロック図である。
【図１０】図９のブロック図を変形した制御ブロック図である。
【図１１】実施形態３におけるＶｓ外乱からＶｓ出力までの伝達関数を示す説明図である。
【図１２】実施形態３におけるＶｓ高調波検出値の変化を示す説明図である。
【図１３】実施形態４における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図１４】実施形態５における電力変換装置の高調波抑制制御部を示す構成図である。
【図１５】実施形態６における電力変換装置を示す構成図である。
【図１６】一般的な外乱オブザーバを示す構成図である。
【図１７】アクティブフィルタの効果が低下する系統条件の一例を示す構成図である。
【図１８】電圧ひずみ補償型アクティブフィルタの効果が低下する系統条件の一例を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
図１６は、一般的な外乱オブザーバの構成を示すブロック図である。以下、一般的な外乱オブザーバについて説明する。
【００３２】
まず、実システムから除去対象である周期性外乱を重畳した信号ｈｄｅｔを検出し、入力する。また、実システムから位相を入力する。この位相は、例えば、系統１に連系された電力変換装置ならば系統電圧Ｖｓを入力としたＰＬＬの出力結果であり、モータならばロータリエンコーダの出力である。
【００３３】
除去したい周期性外乱の周波数に合わせ、ゲインブロック６０１により、位相をｎ倍し、ｓｉｎ，ｃｏｓブロック６０２ａ，６０２ｂにより、ｎ倍した位相に対応する三角関数を呼び出す。積算器６０３ａ，６０３ｂにより、得られた三角関数と入力信号ｈｄｅｔとの積を取る。抑制対象の周波数成分をＬＰＦ６０５ａ，６０５ｂにより直流に変換する。基本波周波数をω［ｒａｄ／ｓ］として周期性外乱をｈｄｅｔ＝ｃｏｓ（ｍωｔ），三角関数をｃｏｓ（ｎωｔ）とする。周期性外乱はｍ次高調波，抽出対象はｎ次高調波とすると、ｍ≠ｎのとき下記（１）式となり、直流成分を持たないので後段のＬＰＦ６０５ｂの出力は０となる。
【００３４】
【数１】
【００３５】
また、ｍ＝ｎのとき、下記（２）式となり、直流成分として１／２があるため、後段のＬＰＦ６０５ｂでこれを抽出し、出力は１／２となる。
【００３６】
【数２】
【００３７】
以上の演算で抑制対象の周波数成分を直流へ変換する。なお、ＬＰＦ６０５ａ（ｓｉｎ）の時も同様である。
【００３８】
なお、振幅１の高調波を入力した時、直流成分として１が出力される必要がある。そのため、乗算器６０３ａ，６０３ｂの後段に２倍するブロック６０４ａ，６０４ｂを設ける。しかし、２倍しない場合も逆モデル測定や自動補正機能を適用すれば、２倍された係数Ｑａ＋ｊＱｂが得られるので、２倍しなくても正しく動作する。
【００３９】
ここでは、正弦波を基準とし、正弦波と同相成分を実軸成分ｈｎｄｅｔｒｅ，９０ｄｅｇ進み成分を虚軸成分ｈｎｄｅｔｉｍとした。得られた信号ｈｎｄｅｔｒｅ，ｈｎｄｅｔｉｍを外乱オブザーバ６１３に入力する。外乱オブザーバ６１３の構成を以下に示す。
【００４０】
ｈｎｄｅｔｒｅを実部，ｈｎｄｅｔｉｍを虚部として、乗算器６０６ａ〜６０６ｄ，加算器６０７ａ，６０７ｂを設置し、複素数Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取る。これにより、実システムを通過し実システムの伝達特性を打ち消した信号であり、実システムの周期性外乱と検出遅延を含んだ信号を得る。この演算により、周期性外乱の推定値を抽出する。
【００４１】
この信号（Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取った信号）と、外乱オブザーバ６１３の出力にＬＰＦ６０９ａ，６０９ｂにおいてＬＰＦ処理を行い検出遅延のみを付加した信号と、の差（外乱推定値）を加算器６０８ａ，６０８ｂにより算出する。得られた外乱推定値と、外乱指令値である零との差を加算器６１０ａ，６１０ｂにより算出し、外乱を打ち消すための指令値実軸成分ｈｎｒｅｆｒｅ，指令値虚軸成分ｈｎｒｅｆｉｍを算出する。
【００４２】
指令値実軸成分ｈｎｒｅｆｒｅ，虚軸成分ｈｎｒｅｆｉｍを交流信号に戻すため、乗算器６１１ａ，６１１ｂにより、それぞれに正弦波，余弦波を乗算し、その乗算器６１１ａ，６１１ｂの出力を加算器６１２により足し合わせ、高調波抑制信号ｈｒｅｆを算出する。
【００４３】
以下、本実施形態１〜７における電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。
【００４４】
［実施形態１］
図１は、本実施形態１における電力変換装置の構成を示し、（ａ）は主回路，（ｂ）は電流制御部，（ｃ）は高調波抑制制御部を各々示している。
【００４５】
図１（ａ）において、三相のアクティブフィルタ機能付きの電力変換装置１０は、半導体スイッチング素子とダイオードの逆並列体を三相ブリッジ接続したインバータを備えており、その直流側にはコンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１に蓄えられた電力を電力変換装置１０で交流に変換し、系統１に出力する。電力変換装置１０の交流側は、リアクトルＬ１，Ｌ２，コンデンサＣ２から成るＬＣＬフィルタ１１（ＡＣフィルタ）を介して系統母線１２に接続される。
【００４６】
Ｌｓはトランスやケーブルの寄生インピーダンスなどの系統１のインダクタンス成分を示し、Ｃｓは力率調整用コンデンサや他の負荷フィルタコンデンサ，ケーブル等の寄生容量などを示す。
【００４７】
２は、系統母線１２に接続された高調波負荷である。ＣＴ１はインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出器，ＣＴ２はフィルタ出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出器，ＣＴ３は負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する電流検出器，ＰＴは系統１とアクティブフィルタ３との連系点電圧Ｖｓを検出する変圧器である。
【００４８】
図１（ｂ）は、電流制御部２０の構成を示すブロック図である。図１（ｂ）に示す電流制御部２０では、電流検出器ＣＴ１により検出されたインバータ電流Ｉｉｎｖをｄｑ変換部２１によって回転座標上の値であるｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑに変換する。ｄｑ変換に用いる位相は連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御部３１により求める。
【００４９】
このｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑは減算器２３ｄ，２３ｑによって電流指令値と比較される。
【００５０】
この電流指令値は、後述する高調波抑制のためのｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，ｑ軸高調波抑制指令値Ｉｈｑｒｅｆと、装置の目的に応じたｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆと、を加算器２２ｄ，２２ｑにて加算した和信号Ｉｄｒｅｆ＋Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆ＋Ｉｈｑｒｅｆである。
【００５１】
ｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑと、前記加算器２２ｄ，２２ｑから出力される電流指令値を比較して得られた偏差を比例積分制御器２４ｄ，２４ｑにかけることで出力電圧指令Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを求める。
【００５２】
前記ｄ軸出力電圧指令Ｖｄｒｅｆには、ｄ軸電圧指令加算器２５により「基準電圧」が加算される。この「基準電圧」は、系統電圧の定格振幅の値を加算することを意味する。これは、その後のｄｑ逆変換と併せて連系点電圧Ｖｓの位相に同期した基準正弦波を加えることと等価となる。
【００５３】
前記ｄ軸電圧指令加算器２５により「基準電圧」が加算されたｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸比例積分制御器２４ｑから出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆをｄｑ逆変換部２６に入力して３相の電圧指令値Ｖｒｅｆを得る。ｄｑ逆変換に用いる位相は連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御器３１により求める。
【００５４】
最後に、ｄｑ逆変換部２６の出力である３相の電圧指令値Ｖｒｅｆを、電流制御部２０の出力側に設けられたＰＷＭゲート信号作成部３０によってＰＷＭ変調することにより、ゲート信号Ｇａｔｅを生成し、インバータを駆動する。
【００５５】
なお、３１は、図４（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された連系点電圧Ｖｓを入力し、ｄｑ変換部２１およびｄｑ逆変換部２６に位相を出力するＰＬＬ（位相同期回路）制御器である。
【００５６】
図１（ｃ）に示す高調波抑制制御部４０ａでは、図１（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された、高調波の抑制対象である連系点電圧Ｖｓがｄｑ変換部４１に入力される。
【００５７】
連系点電圧Ｖｓは、ここでは、相電圧を検出して入力することを想定している。線間電圧の場合、位相が３０ｄｅｇずれ、振幅も√３倍になってしまうため、ｄｑ変換を行う際に連系点電圧Ｖｓの入力を１／√３倍し、位相に３０ｄｅｇのオフセットを加える必要がある。なお、下記（３）式の演算で線間電圧から相電圧に変換して、この演算で算出した相電圧を連系点電圧「Ｖｓ」としてｄｑを行っても良い。
【００５８】
【数３】
【００５９】
本実施形態１では、抑制対象である連系点電圧Ｖｓが３相のため、ｄｑ変換を用いて、周期性外乱（高調波）を直流成分に変換する。抑制対象の高調波がｎ次の場合、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１により求めた位相信号を積算器４１ｎによって周波数をｎ倍（ｎは整数）し、ｄｑ変換部４１にてｄｑ変換を行うことで、ｎ次高調波を直流信号に変換する。ここでは、ｄｑ変換を、Ｕ相の電圧を基準に設定し、基準と同位相の成分をｄ軸，９０ｄｅｇ進みの成分をｑ軸にとる。
【００６０】
次に、ｄｑ変換部４１の出力に、ｄ軸ＬＰＦ４２ｄ，ｑ軸ＬＰＦ４２ｑを適用し、直流成分のみを抽出したｄ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｑを得る。ｄｑ変換部４１のそれぞれの出力信号には基本波周波数の信号や抽出する特定次数とは異なる次数の高調波が含まれ、これらは交流信号として重畳している。この交流信号を除去し、直流成分のみ抽出する。
【００６１】
また、ｄｑ変換部４１の出力側にはフィルタによる平均処理を行う平均処理部５２ｄ，５２ｑが設けられ、直流成分を効果的に抽出する。本実施形態１では、ｄｑ変換部４１と、平均処理部５２ｄ，５２ｑによって、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）演算部（高調波検出部）１４１を構成している。
【００６２】
次に、ｄ軸，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑを外乱オブザーバ４３に入力し、高調波の外乱を推定してｄ軸，ｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎを出力する。
【００６３】
外乱オブザーバ４３から出力されるｄ，ｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎはｄｑ逆変換部４４に入力され、ｄｑ逆変換が行われる。抑制対象の高調波がｎ次の場合、図１（ｂ）のＰＬＬ制御部３１により求めた位相信号を積算部４４ｎによって周波数ｎ倍（ｎは整数）し、ｄｑ逆変換部４４にてｄｑ逆変換が行われる。
【００６４】
ｄｑ逆変換部４４から出力される信号はｄｑ変換部５１においてｄｑ変換されて、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆとなり、図１（ｂ）のｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，ｑ軸出力電流指令値Ｉｑｒｅｆに各々加算される。
【００６５】
上述したように、前記ｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４には位相信号も入力している。すなわち、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１から出力された位相を抑制対象の高調波次数に合わせてｎ倍する積算器４１ｎ，４４ｎを経由してｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４に入力する。最後段のｄｑ変換部５１へは、積算器を介さずそのまま位相信号を入力する。これは、図１（ｂ）の電流制御部２０における基本波ｄｑ座標上でのＰＩ演算に合わせて基本波のｄｑ座標に合わせるためである。
【００６６】
次に、外乱オブザーバ４３の詳細を説明する。
【００６７】
まず、積算器４５ｄａ，４５ｄｂ，４５ｑａ，４５ｑｂにおいて、前記ｄ軸，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑと、係数Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取り、加算器４６ｄ、４６ｑにより加算し、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔを算出する。ｄ軸を実軸，ｑ軸を虚軸とするため、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔは下記（４）式となる。
【００６８】
【数４】
【００６９】
係数Ｑａ，Ｑｂは、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから連系点電圧Ｖｓまでの伝達特性の逆関数であり、予め求めた値を用いる。これにより、位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。
【００７０】
次に、外乱の推定を行う。外乱は２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎが実システムを通り、係数Ｑａ，Ｑｂとの積をかけて実システムの伝達特性を打ち消したもの（Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔ）。
（２）高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎが実システムを通らず、平均処理部５３ｄ，５３ｑ，検出用ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑだけを適用したもの。
【００７１】
前記（１）は実システム上の外乱が重畳された信号、前記（２）は高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎに、平均処理部５３ｄ，５３ｑ，ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑを適用しただけであり、外乱を含まない信号である。この２つの信号の差分を加算器４８ｄ，４８ｑによってとることで、外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔを求めることができる。
【００７２】
そして、加算器４９ｄ，４９ｑにおいて、前記で求めた外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔと外乱指令値との偏差を取る。通常は外乱指令値を０とする。
【００７３】
この演算により高調波抑制のための電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎを求める。また、前記高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎは平均処理部５３ｄ，５３ｑ，ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑにより、平均処理，ＬＰＦ処理を行い、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔと比較し、外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔの推定に使用する。
【００７４】
以上示したように、本実施形態１における電力変換装置は、高調波抑制制御部の外乱オブザーバ４３にて係数Ｑａ，Ｑｂとの積を取るが、係数Ｑａ，Ｑｂは電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから実際の連系点電圧Ｖｓの検出値までの伝達特性の逆関数である。
【００７５】
本発明による制御を実現させるためには、係数Ｑａ，Ｑｂを予め求める必要がある。係数Ｑａ，Ｑｂの測定方法はガウス性ノイズ信号を入力し入出力のパワースペクトル密度の比から求めるなど、様々な方法がある。ここでは、最も単純な方法を説明する。
【００７６】
まず、ｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義する。これにより、伝達特性である振幅変化と位相変化を複素数で表現する。
【００７７】
次に、図１（ｃ）の高調波抑制制御部４０を図２のように開ループに変更する。ｎ次高調波のｄ軸ｑ軸電流指令値に零を設定し（スイッチＳＷ３を下側にすることでｄｑ軸変換部４４に入力されるｄ軸，ｑ軸の電流指令値を共に零にする）、電力変換装置１０を動作させ、そのときのｄ軸ｑ軸の連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波検出値をそれぞれＶｓｄ０，Ｖｓｑ０とする。連系点電圧Ｖｓｄ０，Ｖｓｑ０の測定後、図２にあるスイッチＳＷ１〜ＳＷ３をすべて上側に切り替え、ｄ軸電流指令値をＩｈｄｒｅｆ１に変更し、ｄ軸ｑ軸の連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波Ｖｓｄ１，Ｖｓｑ１を測定する。以上の測定により、電流指令値Ｉｈｄｒｅｆから連系点電圧Ｖｓ検出までの伝達特性Ｐａ＋ｊＰｂは下記（５）式で表すことができる。
【００７８】
【数５】
【００７９】
Ｐａは入力指令値に対して同位相の出力を、Ｐｂは入力指令値に対して９０ｄｅｇ位相進みの出力を表している。逆特性Ｑａ＋ｊＱｂは、下記（６）式のように伝達特性Ｐａ＋ｊＰｂの逆数になる。
【００８０】
【数６】
【００８１】
連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波検出値がＶｓｄ，Ｖｓｑの時、下記（７）式の演算により伝達特性を打ち消すことができる。
【００８２】
【数７】
【００８３】
高調波抑制制御部４０ａの入力を連系点電圧Ｖｓの信号に変更したことにより、抑制対象は連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波となる。これにより、アクティブフィルタ３は連系点電圧Ｖｓのひずみを抑制するような電流を出力する。そのため、図１７のように、系統１側に共振があり、特定次数の高調波に対する系統インピーダンスが高くなり、電流ひずみ補償型アクティブフィルタでは補償効果が得られないような系統条件に対しても、連系点電圧Ｖｓが正弦波になるような高調波電流を負荷２に流し込むことができ、補償効果を得ることができる。
【００８４】
本実施形態１では、入力を連系点電圧Ｖｓの信号に切り換え、係数Ｑａ，Ｑｂを再測定するだけで、連系点電圧Ｖｓのひずみ補償の機能を実現することができる。そのため、系統条件が概知で電流検出によるアクティブフィルタ動作が不可能あることが分かっている場合には、高調波抑制制御部４０の入力を切り換え電圧ひずみ補償をすることでアクティブフィルタ３の機能低下を抑制することができる。
【００８５】
また、本実施形態１では、係数Ｑａ，Ｑｂとの積をとることで出力電流から連系点電圧Ｖｓまでの伝達特性を考慮することができる。これにより、電圧ひずみを抑制するための出力電流の位相を最適な値にすることができる。このため、従来の「電圧ひずみに対してインバータをＲに見せかけダンピング動作させる」方式（特許文献１）に比べ高い電圧ひずみ抑制効果を得ることができる。
【００８６】
すなわち、従来の電圧補償型アクティブフィルタや後述する実施形態６と比較して、単純な抵抗動作ではなく出力電流・連系点電圧Ｖｓ間の位相 特性を考慮するため、高い電圧ひずみ補償効果を得ることが可能となる。
【００８７】
［実施形態２］
図３は本実施形態２における電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｂの構成図である。本実施形態２は、図１（ｃ）示す高調波抑制制御部４０を複数個並列に接続したものである。なお、図１（ｃ）と同一の部分は同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００８８】
図３において、４０ｎ１〜４０ｎ３は、図１（ｃ）と同一に各々構成された３つの高調波抑制制御部であり、それらの各出力であるｎ１次〜ｎ３次の各高調波抑制電流指令値（ｄｑ変換部４４１〜４４ｎ）を加算器６１で加算し、それをｄｑ変換部５１によってｄｑ変換して高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを求め、高調波抑制電流指令値を図１（ｂ）の電流制御部２０へ入力している。
【００８９】
本実施形態２における高調波抑制制御部４０ｂは、１つのブロックにつき特定次数の高調波を１つ抑制することができるが、通常のアクティブフィルタのように高調波抑制制御部４０ｎ１〜４０ｎ３を並列接続することにより複数の次数の高調波を抑制することができる。ｄｑ変換部４１によりＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行うことによって異なる次数の高調波との干渉を完全に打ち消しているため、複数の次数の高調波の抑制を行うことができる。
【００９０】
また、図３では、ｎ１，ｎ２次高調波が電流補償型アクティブフィルタでの補償が不可能である次数として、ｎ１，ｎ２次数高調波における高調波抑制制御部４０ｎ１，４０ｎ２の入力を連系点電圧Ｖｓにして電圧ひずみ補償を行い、ｎ３次高調波は高調波抑制制御部４０ｎ３の入力を「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」にして電流ひずみ補償を行っている。このように、入力のすべてを連系点電圧Ｖｓに統一する必要は無く、次数ごとに電圧ひずみ補償と電流ひずみ補償を分けることも可能である。
【００９１】
また、図３は、３種類の周波数の高調波を抑制する回路であるが、ＣＰＵなど制御回路の演算能力に余裕があればさらに多くの次数の高調波を抑制できる。
【００９２】
係数Ｑａ，Ｑｂは次数ごとに異なるため、予め測定する必要がある。また、実施形態２により複数の高調波に対応した係数Ｑａ，Ｑｂを求める場合、異なる次数の高調波との干渉はないため、一度に複数の次数の高調波の指令値を入力して求めることもできる。
【００９３】
［実施形態３］
ＡＣフィルタの系統内のコンデンサやトランス、負荷との間の共振条件の変化は頻繁に発生する。ＬＣフィルタを搭載した電力変換装置の追加や力率改善用コンデンサの投入・遮断の他、負荷変動だけでも発生する。負荷にＬやＣがあれば共振周波数も大きく変化し、そのたびに装置の停止・試運転が必要となってしまう。変動条件が概知であればテーブル作成により対応する方法もあるが、変動条件が多岐にわたる場合は、テーブルが大規模になり、測定条件が増加し、試運転に時間がかかってしまう。さらに、未知の系統変動には対応できない。また、非線形負荷の場合、電力変換装置の出力電流が変化するだけで特性が変化することがあり、このような負荷に対しては適用が困難である。
【００９４】
そこで、本実施形態３では、図４に示すように、高調波電流抑制制御部４０ｃに、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから連系点電圧Ｖｓ検出値までの伝達関数の逆関数である前記係数Ｑａ，Ｑｂを補正する機能を追加した。
【００９５】
なお、補正動作をわかりやすくするため、係数Ｑａ，Ｑｂを極座標変換して入力するように変更している。
【００９６】
図４は本実施形態３における高調波抑制制御部４０ｃの構成を示しており、主回路および電流制御部は図１（ａ），（ｂ）と同様であるため、図示省略している。また、図１と同一部分は同一符号を付して、その説明は省略する。
【００９７】
図４において、ＤＦＴ演算部（高調波検出部）１４１の出力である高調波検出分は、ＬＰＦ４２ｄ，４２ｑに入力される共に、係数補正量算出部１００に入力される。
【００９８】
係数補正量演算部１００では、係数の振幅補正量Ｑａｃと位相補正量Ｑｐｃと、を算出し、係数補正部１０１では、前記振幅補正量Ｑａｃ，位相補正量Ｑｐｃに基づいて係数Ｑａ，Ｑｂの位相，振幅を各々補正する。
【００９９】
係数補正部１０１では、係数補正量算出部１００で算出された係数の振幅補正量ＱａｃとＺ-1演算器２０２ａで算出された１周期前の補正量とを乗算器２０１で乗算する。この乗算器２０１の出力は乗算器２０３において、係数（振幅）の初期値Ｑａｉと乗算される。
【０１００】
係数補正量乗算部１００で算出された係数の位相補正量ＱｐｃとＺ-1演算器２０２ｐで算出された１周期前の補正量との偏差を減算器２０４で算出する。この減算器２０４の出力は、加算器２０５において、係数（位相）の初期値Ｑｐｉと加算される。
【０１０１】
乗算器２０３および加算器２０５の出力を極座標変換部２０６に入力し、それらを極座標変換して係数Ｑａ，Ｑｂを出力する。前記係数Ｑａ，Ｑｂは乗算器４５ｄａ，４５ｄｂ，４５ｑａ，４５ｑｂによりフィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑと乗算され、図１（ｃ）と同様に各加算器４６ｄ，４６ｑに入力される。
【０１０２】
次に、係数補正量演算部１００について説明する。
【０１０３】
まず、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｄ軸の現在の高調波検出値Ｖｈｄと、該ＶｈｄをＺ-1演算器１０２により演算して求めた１周期前の高調波検出値と、の偏差を減算器１０１ｄにより算出する。また、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｑ軸の現在の高調波検出値Ｖｈｑと、該ＶｈｑをＺ-1演算器１０３により演算して求めた１周期前の高調波検出値と、の偏差を減算器１０１ｑにより算出する。
【０１０４】
前記高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑの１周期前の高調波検出値をＺ-1演算器１０４，１０５により各々求める。
【０１０５】
前記減算器１０１ｄ，１０１ｑの出力は、高調波成分の１周期前と現時点の変化量であり、Ｚ-1演算器１０４，１０５の出力は、１周期前の高調波検出値であり、これらの変化量と１周期前の高調波検出値を極座標変換部１０６，１０７によって、各々極座標変換した後、それらを加算器１０８〜１１０において各々比較する。
【０１０６】
すなわち、加算器１０８では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１１により０．９倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
【０１０７】
また、加算器１０９では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１２により０．２倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
【０１０８】
また、加算器１１０では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力をマイナス入力とし、さらに、πをプラス入力として高調波ベクトルの位相を比較している。
【０１０９】
前記加算器１０９の出力が零未満か否か（後述する振幅の変化量が２０％を超えたか否か）を判定器１１３において判定し、零未満である場合は振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２倍側に切り換える。
【０１１０】
前記加算器１０８の出力が零を越えたか否か（後述する振幅の変化量が９０％未満であるか否か）を判定器１１５において判定し、零を超えた場合は、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５倍側に切り換える。
【０１１１】
前記加算器１１０の出力である位相ずれφの１周期前の成分をＺ-1演算器１１７により求める。また、Ｚ-1演算器１１７の出力の１周期前の成分をＺ-1演算器１１８により求める。加算器１１０の出力である位相ずれφの３周期分の和を加算器１１９により求める。この位相ずれφの３周期分の移動平均を平均処理部１２０で求める。
【０１１２】
平均処理部１２０の出力である移動平均のばらつきがπ／６以内であるか否かを判定器１２１で判定し、ばらつきがπ／６以内であれば位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を平均処理部１２０側に切り換える。
【０１１３】
極座標変換部１０７の出力（高調波）が０．５％以内であるか否かを判定器１２３で判定し、０．５％以内である場合は、振幅補正量切換スイッチＳＷ１２４を１倍側に、位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に切り換える。
【０１１４】
前記切換スイッチＳＷ１１４，ＳＷ１１６，ＳＷ１２４によって切り換えられた（セットされた）補正量が係数の振幅補正量Ｑａｃとして前記乗算器２０１に入力される。前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５によって切り換えられた（セットされた）補正量が、係数の位相補正量Ｑｐｃとして前記加算器２０４に入力される。
【０１１５】
次に、上記のように構成された装置の動作を説明する。まず、係数の入力部分を説明する。係数の初期値をＱａｉ，Ｑｐｉとして設定する。この初期値は例えば、実施形態１と同様に、高調波を入力して応答を測定する等の方法で求める。
【０１１６】
Ｑａｃ，Ｑｐｃは、係数の補正量であるが、制御の動作前は初期値を変更せずそのまま制御に適用するため、それぞれ１，０である（前記切換スイッチＳＷ１２４が１側、切換スイッチＳＷ１２５が０側）。そのため、初期値がそのまま極座標変換２０６に入力される。
【０１１７】
極座標変換部２０６では、下記（８）式の演算を行い係数Ｑａ，Ｑｂを求める。
【０１１８】
【数８】
【０１１９】
この係数Ｑａ，Ｑｂを用いて伝達特性を打ち消し、高調波抑制を行う。
【０１２０】
次に、係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能を説明する。ＤＦＴ演算部１４１により直流信号に変換した高調波ベクトルを極座標変換部１０６，１０７によって極座標変換することで複素平面上に展開する。高調波ベクトルは以下の２種類を用いる。
・１周期前の高調波検出値
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量
この２つのベクトルの振幅と位相を加算器１０８〜１１０によって各々比較することにより、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅と位相の補正量を求め、係数の振幅補正量Ｑａｃ，位相補正量Ｑｐｃに設定する。
【０１２１】
セットされた値はバッファ（図示省略）に蓄えられ、位相補正量Ｑｐｃは加算器２０５において初期値Ｑｐｉに加算することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相の補正を行う。振幅補正量Ｑａｃは、乗算器２０３において初期値Ｑａｉとの積をとることで係数Ｑａ，Ｑｂの振幅を補正する。
【０１２２】
次に、高調波抑制制御部４０ｃの動作について説明する。
【０１２３】
係数Ｑａ，Ｑｂの値が最適の条件で制御を有効にした場合、連系点電圧ＶｓのＤＦＴ演算部１４１による高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図５に示す。制御開始前の連系点電圧Ｖｓのｄ軸、ｑ軸高調波検出値をＶｈｄ０，Ｖｈｑ０、制御開始後ｎ周期後のｄ軸，ｑ軸高調波検出値をＶｈｄｎ，Ｖｈｑｎとおき、複素平面上にプロットした。係数Ｑａ，Ｑｂが最適であれば検出した高調波の軌跡は直線的に原点に向かい、高調波が抑制されていく。
【０１２４】
次に、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は最適であるが、位相が最適値よりも＋６０ｄｅｇずれている時の高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図６に示す。この図６では制御による補償量を示すベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）が原点と（Ｖｈｑ０，Ｖｈｑ０）間の線分に対して角度φずれて、曲線の軌跡を描き時間をかけて収束する。このφが係数Ｑａ，Ｑｂの位相のずれに相当し、この例では＋６０ｄｅｇとなる。そのため、補償動作中の角度φを検出することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれを求めることができる。
【０１２５】
位相ずれφの算出には、以下のベクトルが必要となる。
・１周期前の高調波検出値（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）（極座標変換部１０７の出力）
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−ｖｈｑ０）（極座標変換部１０６の出力）
φは次の式で求めることができる。
【０１２６】
【数９】
【０１２７】
ただし、ａｒｇ：複素平面の偏角を表す記号。
【０１２８】
以上は、ベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）に相当する高調波の変化が補償動作によるものと仮定した場合である。しかし、実際には負荷変動による高調波の変化など、外乱も含まれる。この外乱の影響を取り除く必要がある。
【０１２９】
外乱を除去する方法として、まず検出したφに対して平均処理部１２０により、３周期分の移動平均を取る。次に、３周期分のφのばらつきを判定器１２１により確認する。ばらつきが大きければφに外乱による誤差が含まれると考え、位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を零に切り換え、位相補正を行わない。これが条件１であり、図４では、ばらつきを±π／６以内としている。
【０１３０】
また、判定器１２３の判定により高調波が定格の０．５％以内と判定された場合も、位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に切り換え、位相補正を行わない。これは、以下の２つの理由による。
・０．５％以内であれば高調波抑制が正常に動作し、係数Ｑａ，Ｑｂも適切であると考えられるため
・振幅が小さいと極座標変換の精度が低下するため
以上により求めた位相ずれφを係数の位相補正量Ｑｐｃにセットし、位相補正を行う。
【０１３１】
係数Ｑａ，Ｑｂの位相が最適値よりも−１０ｄｅｇずれ、さらに振幅が最適値の２．５倍に設定されている時の高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図７に示す。この図７では、制御による補償量を示すベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が、（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）の振幅よりも長くなり、補償動作にオーバーシュートが生じている。このように補償量が検出値を上回ることを検出することにより、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が過剰であることを検出することができる。同様に、補償量が検出値に対して極端に小さい場合は係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が不足していることを意味する。
【０１３２】
この高調波検出値が変化する様子は、ＤＦＴ演算部１４１に使用している一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）、または平均処理部５２ｄ、５２ｑのフィルタにより変化する。図７では平均処理と時定数２０ｍｓの一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）を用いている。そのため係数Ｑａ，Ｑｂが適切ならば、図５のように収束動作は一次遅れフィルタの特性に近くなる。時定数２０ｍｓでは（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅は（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して約６０％となる。これは係数Ｑａ、Ｑｂの位相にずれがある場合も同様である。
【０１３３】
このため、図４では（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して９０％を超えていたら判定器１１５により、振幅過剰と判断し、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換え、振幅を０．５倍している。同様に２０％未満であれば判定器１１３により、振幅不足と判定して、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２側に切り換え振幅を２倍する。これにより振幅を適正値に近づけることができる。
【０１３４】
ここまでの補正動作を図８のフローチャートに示す。
【０１３５】
ステップＳ１：ＤＦＴ演算部１４１により高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが検出される。
【０１３６】
ステップＳ２：極座標変換部１０６，１０７により補償量が検出される。
【０１３７】
ステップＳ３：判定器１２３により高調波Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０が定格の０．５％以上かが判定される。
【０１３８】
ステップＳ４：ステップＳ３の判定結果がＮＯの場合、前記スイッチＳＷ１２４を１側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに１をセットする。
【０１３９】
ステップＳ５：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１１５によって、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して９０％を超えているかが判定される。
【０１４０】
ステップＳ６：ステップＳ５の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに０．５をセットする。
【０１４１】
ステップＳ７：ステップＳ５の判定結果がＮＯの場合、判定器１１３によって、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して２０％未満であるかが判定される。その判定結果がＮＯの場合はステップＳ４を実行する。
【０１４２】
ステップＳ８：ステップＳ７の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１４を２側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに２をセットする。
【０１４３】
ステップＳ９：加算器１１０による加算動作によって位相ずれφが測定される。
【０１４４】
ステップＳ１０：平均処理部１２０によって位相ずれφの３周期分の平均が演算される。
【０１４５】
ステップＳ１１：判定器１２１によって位相ずれφの３周期分の平均のばらつきが演算される。
【０１４６】
ステップＳ１２：判定器１２１によって前記φのばらつきがπ／６以内かが判定される。
【０１４７】
ステップＳ１３：ステップＳ１２の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１２３により高調波が定格の０．５％以上かが判定される。
【０１４８】
ステップＳ１４：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零と反対側（平均処理部１２０側）に切り換えて位相補正量Ｑｐｃにφをセットする。
【０１４９】
ステップＳ１５：ステップＳ１２、Ｓ１３の判定結果がＮＯの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零に切り換えて位相補正量Ｑｐｃに零をセットする。
【０１５０】
また、上記補正動作は目的に応じて変更することができる。例えばオーバーシュートの発生を抑制したい場合は、ある一定の周期すべてで振幅不足を検出することを振幅増加の条件に設定し、さらに振幅増加量を１．５倍などと小さくする方法がある。
【０１５１】
また、高調波抑制の応答を高速にするなど係数Ｑａ、Ｑｂの振幅の精度を上げる必要がある場合は、振幅過不足の条件として８０％以上、５０％未満など条件を緩く設定し、さらに振幅調整量を１．１倍、０．９倍などに小さく設定することで実現できる。
【０１５２】
以上はＤＦＴ演算部１４１のフィルタに５０Ｈｚ平均処理とＬＰＦを組み合わせた場合である。前記フィルタが異なれば高調波抑制動作も変化する。例えば前記フィルタに５０Ｈｚ移動平均を選択した場合、係数Ｑａ、Ｑｂが適切ならば（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）と（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）の振幅は一致する。そのため、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して１２０％を超えていたら振幅過剰と判断し振幅を０．５倍、５０％未満であれば振幅不足として振幅を２倍、などのように振幅補正の条件を変更する必要がある。
【０１５３】
以上の補正機能を適用すれば、振幅の初期値Ｑａｉ，位相の初期値Ｑｐｉが大きな誤差を含む不適切な値でも自動的に係数Ｑａ，Ｑｂの補正を行い安定した高調波抑制を実現できる。
【０１５４】
万一、位相ずれがπ／２以上の場合、制御開始後の数周期は逆に高調波を増大させてしまうが、この時も補償動作中の角度φを検出することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれを補正することができ、高調波の抑制動作に切り換わる。そのため、どのような状態であっても、最終的に高調波を抑制するので、試運転を省略することもできる。
【０１５５】
この係数Ｑａ、Ｑｂの補正機能は、基本波１周期間で１回動作させることを想定している。この理由を以下に示す。
・ＤＦＴ演算に平均処理を使用しており、検出値の更新に基本波１周期分の時間がかかるため
・高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑの変化量を求めるにはある程度の時間経過が必要であるため
・係数Ｑａ、Ｑｂの推定に使用する極座標変換は演算負荷が高く、間隔を開けることで演算負荷を低減するため
しかし、高調波抑制までの時間を早めたい場合や演算負荷をさらに低減する場合など、目的に応じて補正間隔を変更することができる。
【０１５６】
本実施形態３では抑制する高調波は１つのみであるが、実施形態２のように複数の高調波抑制制御部を設けた場合にもすべての高調波抑制制御部に補正機能を追加することができる。
【０１５７】
最後に、本実施形態３の制御方法が理論的にも正しいことを検討する。図９は、簡略化した高調波抑制制御の制御ブロック図である。図９では、検討を簡単にするため、ＤＦＴ演算に使用する平均処理を省略し、ＬＰＦを一次遅れとする。なお、図９において図１と同一部分は同一符号をもって示し、その説明は省略する。
【０１５８】
図９における実システムには指令値の入力からＡＣＲ（図１（ｂ）の電流制御部）、ＰＷＭゲート信号作成部３０、インバータを駆動し連系点電圧Ｖｓ信号を検出するまでが含まれている。ここで、システム同定結果の（Ｑａ＋ｊＱｂ）-1に振幅誤差ａ、位相誤差φがあるとし、実システムの逆数と同定誤差に分離し、下式（１０）で表す。
【０１５９】
【数１０】
【０１６０】
この結果より、図９の制御ブロックを変形すると、図１０が得られる。外乱は連系点電圧Ｖｓ以外にも実システム内部のＩｉｎｖやＰＷＭなどでの入力も考えられるが、図１０では代表してＶｓ外乱としている。図１０の制御ブロックを整理すると、Ｖｓ外乱入力からＶｓ出力までの伝達関数は図１１に示すように、次の式（１１）となる。
【０１６１】
【数１１】
【０１６２】
次に、この伝達関数のステップ応答を求める。入力をステップ関数の１／ｓとし、ラプラス逆変換により時間関数を求めると、以下の式（１２）となる。
【０１６３】
【数１２】
【０１６４】
実部の時間関数は下記（１３）式となる。
【０１６５】
【数１３】
【０１６６】
同様に虚部の時間関数は、下記（１４）式となる。
【０１６７】
【数１４】
【０１６８】
これを極座標で表すと、下記（１５），（１６）式となる。
【０１６９】
【数１５】
【０１７０】
【数１６】
【０１７１】
今、Ｖｓ高調波が制御により微小時間ｄｔ間で図１２に示す矢印のように変化したとする。この時、矢印の長さｌは次の式(１７)で表される。
【０１７２】
【数１７】
【０１７３】
Ｖｓの高調波検出値ｒi（ｔ）に対する矢印の長さｌは、下記（１８）式となる。
【０１７４】
【数１８】
【０１７５】
ここで、Ｔは一次遅れフィルタの時定数で既知である。よって、Ｖｓ高調波検出値ｒi（ｔ）と矢印の長さｌを検出することにより、実システムと同定結果の振幅誤差ａを検出することができる。また、原点に対する高調波変化量の角度ψは、次の式（１９）で表される。
【０１７６】
【数１９】
【０１７７】
よって、実システムと同定結果の位相誤差φを求めるためには、角度ψを検出するだけでよいことがわかる。
【０１７８】
本実施形態３の制御ではＤＦＴの演算に平均処理を行うため、振幅誤差ａや位相誤差φが正確な値とならない可能性がある。しかし、外乱オブザーバにより係数Ｑａ、Ｑｂはもともと高い精度を必要としないため、補正動作には影響を及ぼさない。
【０１７９】
本実施形態３における高調波抑制制御部４０ｃは、実施形態１の効果に加え以下の作用効果が得られる。
【０１８０】
系統条件の変動が大きくても、変動に対応した係数Ｑａ，Ｑｂを自動的に学習し補正を行うため、条件の変動が頻発する系統や未知の系統、試運転の実施が不可能な系統に対しても装置を導入でき、安定した電圧ひずみ補償機能を提供することができる。
【０１８１】
［実施形態４］
図１３に本実施形態４の電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｄの構成を示す。本実施形態４では、系統条件に応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えて制御を行うものである。
【０１８２】
そのため、高調波抑制制御部４０を２つ準備し、片方は「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」を入力し電流ひずみ補償を行い、もう片方は連系点電圧Ｖｓを入力し電圧ひずみ補償を行う。それぞれの高調波抑制制御部の出力にはスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３を追加し、指令値の有効，無効を切り換える。このスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は、どちらか一方の補償が必ず有効になり、他方が無効になるように接続する。
【０１８３】
ＤＦＴ変換１４１から出力された高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑに対して、二乗和演算部３０１，３０２によりｄ軸ｑ軸の二乗和を求め、抑制対象次数の「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」電流高調波の振幅，「Ｖｓ」電圧高調波の振幅を演算する。
【０１８４】
この二乗和演算部３０１，３０２の後段の比較器３０３，３０４により、電流「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」，電圧「Ｖｓ」の高調波振幅が例えば０．０１ｐ．ｕを上回るか否かを検出する。比較器３０３の出力はＳＲラッチ３０９のＳに入力され、比較器３０４の出力はＡＮＤ回路３０８に入力される。
【０１８５】
また、例えば、電流高調波振幅の１０倍が電圧高調波振幅より小さいことを検出する比較器３０７を合わせて設置する。まず、乗算器３０５により電流高調波振幅を１０倍する。そして、減算器３０６により、その１０倍した電流高調波振幅から電圧高調波振幅を減算する。最後に、比較器３０７により、減算器３０６の出力が０より小さいか否かを判定し、小さい場合は、ＡＮＤ回路３０８に「１」レベルの信号を出力する。
【０１８６】
ＡＮＤ回路３０８は、比較器３０４，３０７の出力が両方とも「１」レベルの場合は、ＳＲラッチ３０９のＲに「１」レベルの信号を出力する。
【０１８７】
ＳＲラッチ３０９の出力は、高調波抑制制御部４０の出力に追加したスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３の制御信号とする。
【０１８８】
ここで、ＳＲラッチ３０９の動作を説明する。Ｓ＝「０」，Ｒ＝「０」では、Ｑ＝「０」である。Ｓ＝「１」を入力するとＱ＝「１」となるが、ここで、Ｓ＝「０」に戻してもＱ＝「１」のまま保持される。Ｒ＝「１」を入力するとラッチがリセットされて、Ｑ＝「０」に戻る。スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は「１」が入力されると、上側に切り替わり、電流ひずみ補償が有効になる。また、「０」が入力されると下側に切り替わり、電圧ひずみ補償が有効になる。
【０１８９】
補償切換動作は以下の手順で行う。
【０１９０】
（１）抑制対象次数の「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」電流高調波の振幅を検出する。
（２）抑制対象次数の連系点電圧Ｖｓの高調波の振幅を検出する。
（３）電流高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＳ側に１を入力する。
（４）電圧高調波の振幅が電流高調波の振幅の１０倍以上、かつ電圧高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＲ側に「１」を入力する。
【０１９１】
条件（３）が一旦成立したら、ＳＲラッチ３０９から「１」が出力され続け、スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は上側（電流高調波抑制）に切り替わる。これにより、電流ひずみ補償が有効になる。補償により電流高調波が小さくなっても、電圧高調波が増加しない限り電流ひずみ補償が有効のままになり、外乱などによる高調波の変動に対応する。
【０１９２】
条件（４）が成立した場合、ＳＲラッチ３０９から０が出力され続け、スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は下側に切り替わる。これにより、電圧ひずみ補償が有効になる。電流高調波が増加しなければ常に電圧ひずみ補償が有効になる。
【０１９３】
以下の条件で電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償が切り替わる。
【０１９４】
電流高調波が増加した場合 →電流ひずみ補償に切換
電圧高調波が増加した場合 →電圧ひずみ補償に切換
電流高調波も電圧高調波も大きい場合 →電流ひずみ補償に切換
電流高調波も電圧高調波も小さい場合 →前のひずみ補償を保持
以上示したように、本実施形態４における高調波抑制制御部４０ｄによれば、系統条件の変動により系統インピーダンスが極端に大きくなった場合でも電圧高調波の増加を検出することで電流ひずみ補償から電圧ひずみ補償に切り換えることができる。
【０１９５】
また、系統インピーダンスが共振により極端に小さくなることも考えられる。このような場合、電流を出力しても連系点電圧Ｖｓはほとんど変化しないため、電圧ひずみ補償をやめて電流ひずみ補償に切り換える必要が生じる。本実施形態４の制御方法ならば電流ひずみ補償への切り換えも可能であるため、アクティブフィルタ３の適用可能な系統条件の範囲をさらに広げることができる。すなわち、系統インピーダンスの大きさに応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を自動的に切り替えるため、事前に共振条件を確認することなく高い補償効果を得ることができる。
【０１９６】
なお、この例では、電流ひずみ補償を優先しているが、この動作は装置の目的に応じて変更することができる。例えば、系統電源１３と負荷２の間のケーブルが長くインピーダンスが大きい場合や、アクティブフィルタ３を連系点の末端に接続する場合など、電圧ひずみ補償の方が有効に動作することが予想される条件下では電圧ひずみ補償を優先的に使用することもできる。この場合、条件（３），（４）を以下のように変更し、さらにＳＲラッチ３０９の出力を反転する。
【０１９７】
（３´）電圧高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＳ側に「１」を入力する。
【０１９８】
（４´）電流高調波の振幅が電圧高調波の振幅の１０倍以上、かつ電流高調波の振幅が１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＲ側に「１」を入力する。
【０１９９】
また、系統１に特別な共振点がない場合、装置が系統の上位側に接続されると連系点間のインピーダンスが小さくなり、電圧高調波よりも電流高調波の方が大きくなるため、自動的に電流ひずみ補償が有効になる。また、装置が系統の下位側に接続されると、系統と連系点間のインピーダンスが大きくなるため、電流高調波よりも電圧高調波の方が大きくなり、自動的に電圧ひずみ補償に切り替わる。
【０２００】
よって、別途電力潮流の検出手段を用意しなくても特許文献２のように電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えることができる。さらに、この方法では、電流高調波と電圧高調波を比較するため、装置が系統の上位にあるが系統共振により電流ひずみ補償の効果が得られない場合も、自動的に電圧ひずみ補償に切り換えることができる。
【０２０１】
すなわち、特許文献２と比較して、電力の潮流方向ではなく系統インピーダンスの大きさに応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えるため、系統変動により電流ひずみ補償の効果が得られない条件に切り替わっても高い補償効果を得ることができる。同様に、電圧ひずみ補償の効果が得られない条件に切り替わっても自動的に電流ひずみ補償に戻すことができる。
【０２０２】
また、この方法は、実施形態２と組み合わせて複数の高調波を抑制することができる。さらに、実施形態３と組み合わせて係数Ｑａ，Ｑｂの自動補正機能を持たせることもできる。
【０２０３】
［実施形態５］
図１４に本実施形態５における電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｅの構成を示す。これは、実施形態３とほぼ同一であるが、以下の点を変更している。
【０２０４】
係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が１０を越えているかどうかを判定する比較器５０１が追加される。また、比較器５０１の後段には、スイッチＳＷ５０２を追加し、条件成立のたびにバッファの内容を１と０で反転する。比較器５０１の後段にはさらにスイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４を追加し、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅と位相を初期値にリセットする。スイッチＳＷ５０２の後段には、高調波抑制制御部の入力を「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」と「Ｖｓ」で切り換えるスイッチＳＷ５０５を設置する。
【０２０５】
本実施形態５では、係数Ｑａ，Ｑｂの補正結果に基づき、電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えて制御を行う。切り替えの条件は、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が１０を越えた時である。
【０２０６】
図１４のスイッチ動作を説明する。Ｑａｉ＞１０が不成立の時は、図１４に示すように、スイッチＳＷ５０２が下、スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４が上に接続されていることとする。また、スイッチＳＷ５０２に接続されるＺ-1演算器５０６の初期値は零であり、この時スイッチＳＷ５０５は上に接続されている。
【０２０７】
最初は高調波抑制制御部の入力が「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」で電流高調波を抑制する動作を行う。その後、負荷変動が生じ、電圧高調波抑制動作に切り換える時の動作を以下に説明する。
１．通常はＱａ１（Ｑａ，Ｑｂのゲイン）＜１０が成立し、スイッチＳＷ５０２は下に接続されており、Ｚ-1演算器５０６の出力である零がそのままＺ-1演算器５０６に入力される。
２．スイッチＳＷ５０５は上に接続されており、高調波抑制制御部は「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」を入力する。
３．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４は上に接続されており、これまでの学習結果が係数Ｑａ，Ｑｂに入力される。
【０２０８】
ここで、Ｑａ１が１０を越え、入力信号を切り換える必要が生じたとする。
４．スイッチＳＷ５０２が上に切り替わり、Ｚ-1演算器５０６から出力された「０」の信号が、ＮＯＴ回路５０７を介して「１」となり、スイッチＳＷ５０２から「１」が出力される。
５．Ｚ-1演算器５０６に「１」が入力される。
６．スイッチＳＷ５０５が下に切り替わり、高調波抑制制御部に連系点電圧「Ｖｓ」が入力される。
７．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４が下側に切り替わり、Ｚ-1演算器５０８，５０９が初期値にリセットされる。
【０２０９】
ここで、次の演算周期に移行する。
８．スイッチＳＷ５０３の後段に接続されているＺ-1演算器５０８が「１」を出力する。
９．Ｑａ１＝Ｑａｉとなり、これまでの学習結果はリセットされる。
１０．その結果、Ｑａ１＞１０は不成立となり（比較器５０１）、スイッチＳＷ５０２は下側に切り換わる。
１１．スイッチＳＷ５０２に接続されているＺ-1演算器５０６は「１」を出力する。
１２．スイッチＳＷ５０２は「１」を出力し、スイッチＳＷ５０５は下側との接続を維持する。（高調波抑制制御部の入力を連系点電圧Ｖｓのままとする。）
１３．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４は上側に切り換わり、これから先の学習結果を保持することとなる。
【０２１０】
この後、再び、入力信号を切り換える必要が生じた場合、スイッチＳＷ５０２に接続されているＺ-1演算器５０６の出力は「１」から「０」に切り換わり、上記と同じ動作となる。
【０２１１】
係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能（係数補正量演算部１００）では、高調波抑制制御部の動作中における高調波検出値の変化量を調べ、変化量が小さければ振幅を増加させている。図１７のように、共振のため電流高調波の抑制が困難な系統条件の場合、高調波検出値の変化は非常に小さくなり、補正機能により係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は増加し続ける。
【０２１２】
この動作を利用し、振幅が１０を超えたら入力を切り換えることにより、電流ひずみ補償から電圧ひずみ補償に変更する。この時、係数Ｑａ，Ｑｂを初期値に戻すことにより切り換え時の影響を小さくする。この初期値が不適切であれば、高調波を増加させてしまうが、補正機能が有効であるため、すぐに適切な係数Ｑａ，Ｑｂにとなり高調波を抑制する。
【０２１３】
この後、系統変動により系統インピーダンスが共振により極端に小さくなった場合、再度、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は増加し、電圧ひずみ補償から電流ひずみ補償に切り換わる。このため、実施形態４と同様に系統条件により自動的に適切なひずみ補償を選択することができる。
【０２１４】
本実施形態５では、電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償の優先度は同一である。電流ひずみ補償の優先度を上げたい場合は、例えば電圧ひずみ補償が有効な時は比較器５０１において切り換えの閾値を５にし、電流ひずみ補償が有効な時は閾値を１０にするなど閾値を変えることで実現できる。
【０２１５】
また、本実施形態５は、実施形態２と組み合わせることにより、複数の高調波を抑制することが可能となる。
【０２１６】
本実施形態５における高調波抑制制御部は、実施形態３と実施形態４の効果に加え以下の効果が得られる。
【０２１７】
実施形態４に係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能を追加する場合に比べ、高調波抑制制御部は１つでよい。そのため実施形態４に比べ実装が容易であり、演算負荷を低減することができる。
【０２１８】
［実施形態６］
図１５に実施形態６の構成を示す。これは、実施形態１とほぼ同等であるが、以下の点で異なる。
【０２１９】
本実施形態６では、高調波抑制制御部の入力を連系点電圧「Ｖｓ」から減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」に変更している。図１５での連系点電圧「Ｖｓ」は相電圧を想定している。線間電圧を用いる場合、位相を補正し、フィルタ出力電流Ｉｏｕｔや負荷電流Ｉｌｏａｄと合わせる必要がある。また、位相補正ではなく、線間電圧から相電圧への変換式（Ｖｕ＝（Ｖｕｒ−Ｖｗｕ）／３，Ｖｖ＝（Ｖｖｗ−Ｖｕｒ）／３，Ｖｗ＝（Ｖｗｕ−Ｖｖｗ）／３）で算出した相電圧を連系点電圧「Ｖｓ」として用いても良い。
【０２２０】
この方法では、入力を減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」に変更したため、減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」を零に制御する。すなわち、（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）＝Ｉｓ１＝Ｖｓ／Ｇｖとなり、特定次数の電圧高調波ひずみに対して図１５（ａ）の点線枠内７００を抵抗として動作させている。ここでゲインＧｖは点線枠内７００をＧｖ［ｐ．ｕ］の抵抗負荷として動作させるという意味になる。
【０２２１】
この方法では、電圧ひずみがない場合は（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）が零となるような制御とするため、背景技術で説明した方法（電流ひずみ補償型アクティブフィルタ）と同等の電流ひずみ補償の効果が得られる。系統１側が共振点に入り、インピーダンスが無限大となり（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）＝０となる場合、今度は電圧ひずみを除去するように動作するため、実施形態１と同等の電圧ひずみ補償の効果が得られる。系統電圧のひずみが大きいときは、従来の電圧補償型アクティブフィルタと同等の効果が得られる。そのため、実施形態４，５のように回路を追加することなく、以上の３つの動作を切り換えることが可能となる。
【０２２２】
また、ゲインＧｖを小さく設定すれば電圧信号が相対的に小さくなるため、背景技術で説明した方法（電流ひずみ補償型アクティブフィルタ）のように電流ひずみ補償動作に近くなる。 ゲインＧｖを大きく設定すれば電圧信号が相対的に大きくなるため、動作は実施形態１に近づくこととなる。
【０２２３】
また、非特許文献１ではインバータのみを抵抗として動作させるだけであった。しかし、本実施形態６ではＬＣＬフィルタ１１や高調波負荷２までを含めて抵抗Ｒとして動作させるため、フィルタＬＣと系統１側との共振による高調波拡大を抑制でき、さらに高調波負荷２から流出する高調波電流を効果的に補償できる。また、本実施形態６では外乱オブザーバを使用しているため、制御遅延や高調波負荷を含めた実システム特性をあらかじめ測定し係数Ｑａ，Ｑｂを設定することで、安定した制御を行うことができゲインＧｖを高く設定でき、従来の電圧補償型アクティブフィルタよりも高い補償効果を得ることができる。
【０２２４】
さらに、本実施形態６は、実施形態２と組み合わせ複数の高調波を抑制することができる。また、実施形態３と組み合わせて係数Ｑａ，Ｑｂの自動補正機能を持たせることも可能である。さらに、入力を減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−Ｉｓ１」に変更し、必要なＣＴを少なくする構成をとることもできる。
【０２２５】
ただし、ゲインＧｖは有限の値であるため、実施形態１に比べると電圧ひずみ補償の効果は低下する。
【０２２６】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【０２２７】
例えば、実施形態３では、係数Ｑａ，Ｑｂを自動補正したが、系統１の変動条件が概知である場合には、係数Ｑａ，Ｑｂのテーブルを予め作成しておき、対応しても良い。
【符号の説明】
【０２２８】
１…系統
２…高調波負荷
３…アクティブフィルタ
１０…電力変換装置
１１…ＬＣＬフィルタ
１２…系統母線
２０…電流制御部
２１，４１，５１…ｄｑ変換部
２４ｄ，２４ｑ…比例積分制御器
２５…ｄ軸電圧指令加算部
２６，４４…ｄｑ逆変換部
３０…ＰＷＭゲート信号作成部
３１…ＰＬＬ制御器
４０…高調波抑制制御部
４３・・・外乱オブザーバ
１００…係数補正量加算部
１０１…係数補正手段
１０６，１０７，２０６…極座標変換部
１１３，１１５，１２１，１２３…判定器
１２０…平均処理部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置の高調波抑制装置であって、
前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、
前記系統と電力変換装置との連系点電圧を入力とし、該連系点電圧中の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力する高調波検出部と、
制御系の伝達特性に基づいて決定された高調波抑制電流指令値から前記連系点電圧までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けた信号と、高調波抑制電流指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差をとることにより高調波の外乱を推定する外乱オブザーバと、
前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する加算器と、
を有する高調波抑制制御手段と、を備え、
前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電圧を抑制することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、ＡＣフィルタの出力電流と前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流との加算電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、
前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、系統に流れる系統電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、
前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記高調波抑制制御手段を複数の高調波次数分並列に設け、該各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算し、該加算された指令値を前記電流制御手段の電流指令値に重畳することを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記複数の高調波次数分並列に設けられた高調波抑制制御手段のうち、特定次数の高調波抑制制御手段の入力を、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とすることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記高調波抑制制御手段は、
前記特定次数の高調波抑制制御手段として、連系点電圧を入力とした電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とを入力とした電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を備え、
前記それぞれの高調波抑制制御手段に入力された抑制対象の次数における電圧高調波，電流高調波の振幅値の比較に基づいて、電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を切り換えて、高調波抑制電流指令値を算出することを特徴とする請求項１〜５のうち何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、
前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部と、
前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記係数の振幅が大きくなった場合、高調波抑制制御手段の入力を、連系点電圧と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流と、で切り換えることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１】
電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置の高調波抑制装置であって、
前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、
前記系統と電力変換装置との連系点電圧を入力とし、該連系点電圧中の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力する高調波検出部と、
制御系の伝達特性に基づいて決定された高調波抑制電流指令値から前記連系点電圧までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けた信号と、高調波抑制電流指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差をとることにより高調波の外乱を推定する外乱オブザーバと、
前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する加算器と、
を有する高調波抑制制御手段と、を備え、
前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電圧を抑制することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、ＡＣフィルタの出力電流と前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流との加算電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、
前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、系統に流れる系統電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、
前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記高調波抑制制御手段を複数の高調波次数分並列に設け、該各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算し、該加算された指令値を前記電流制御手段の電流指令値に重畳することを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記複数の高調波次数分並列に設けられた高調波抑制制御手段のうち、特定次数の高調波抑制制御手段の入力を、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とすることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記高調波抑制制御手段は、
前記特定次数の高調波抑制制御手段として、連系点電圧を入力とした電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とを入力とした電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を備え、
前記それぞれの高調波抑制制御手段に入力された抑制対象の次数における電圧高調波，電流高調波の振幅値の比較に基づいて、電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を切り換えて、高調波抑制電流指令値を算出することを特徴とする請求項１〜５のうち何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、
前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部と、
前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記係数の振幅が大きくなった場合、高調波抑制制御手段の入力を、連系点電圧と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流と、で切り換えることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１３−９０３９６（Ｐ２０１３−９０３９６Ａ）
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２７２８２（Ｐ２０１１−２２７２８２）
【出願日】平成２３年１０月１４日（２０１１．１０．１４）
【出願人】（０００００６１０５）株式会社明電舎 (1,739)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月１４日（２０１１．１０．１４）
【出願人】（０００００６１０５）株式会社明電舎 (1,739)
【Ｆターム（参考）】
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