電磁誘導加熱装置
【課題】加熱コイルから発生する磁界の変動を抑制し被加熱物から発生するうなり音を防止する。
【解決手段】直流電源１の電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、チョッパ回路１０からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ２０と、を具備する電磁誘導加熱装置であって、チョッパ回路１０は、直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子３ａとインダクタと第２のスイッチング素子３ｂの直列回路を備え、電圧共振形インバータは、加熱コイル１１と第２のスイッチング素子３ｂの直列回路と、加熱コイル１１に並列に設けられた共振コンデンサ１３とを備えたものであり、加熱コイルと第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、チョッパ回路１０から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、チョッパ回路とインバータ２０で兼用される第２のスイッチング素子３ｂは、チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する。
【解決手段】直流電源１の電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、チョッパ回路１０からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ２０と、を具備する電磁誘導加熱装置であって、チョッパ回路１０は、直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子３ａとインダクタと第２のスイッチング素子３ｂの直列回路を備え、電圧共振形インバータは、加熱コイル１１と第２のスイッチング素子３ｂの直列回路と、加熱コイル１１に並列に設けられた共振コンデンサ１３とを備えたものであり、加熱コイルと第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、チョッパ回路１０から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、チョッパ回路とインバータ２０で兼用される第２のスイッチング素子３ｂは、チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器などインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。
【０００３】
電磁誘導加熱装置の従来例として、特許第４１８６９４６号公報に開示されるような誘導加熱装置がある。この装置は、交流電源を直流に変換する整流回路と、加熱コイルと、加熱コイルと直列に接続されたスイッチング素子と加熱コイルまたはスイッチング素子に並列に接続した共振コンデンサを有し整流回路により変換された直流を高周波電流に変換して加熱コイルに流し、加熱コイル近傍に設置した負荷を誘導加熱するインバータ回路とで構成される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４１８６９４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に開示された従来技術において、インバータ回路は整流回路により変換された非平滑の直流電圧を高周波電流に変換するため、加熱コイルには脈動電流が流れる。そのため、加熱コイルから発生する磁界も脈動するため、被加熱物の材質によってはうなり音が発生する問題がある。従って、これを防ぐためには、インバータ回路に印加する直流電圧を平滑し、加熱コイル電流の変動を抑制する必要がある。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では入力電流に多くの高調波を含むため、電圧平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要となる。
【０００６】
また、加熱コイルを複数個備えた装置において、それぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、インバータの駆動周波数を制御して電力制御を行うとインバータ間の差分周波数に起因した干渉音が発生する問題もある。
【０００７】
本発明は、加熱コイルから発生する磁界の変動を抑制し被加熱物から発生するうなり音を防止し、かつ複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止できる電磁誘導加熱装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。
【０００９】
また、上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第３のスイッチング素子を備えたものであり、前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、少ない部品点数にもかかわらず、加熱コイルの電流脈動を抑え、複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止し、かつスイッチング素子の耐圧を抑えて負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図２】実施例１の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図３】実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図４】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図５】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図６】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図７】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図８】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図９】実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１０】実施例２の商用周波数一周期における電流値、電圧値である。
【図１１】実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に、図面を参照して、本発明の望ましい実施例を説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図であり、図示しない被加熱物（例えば、調理鍋）が加熱コイル１１と磁気結合し被加熱物（調理鍋）に電力が供給される。図１において、直流電源１の正電極と負電極間には、パワー半導体スイッチング素子３ａ、インダクタ４１、スイッチング素子３ｂが直列に接続されている。また、インダクタ４１の両端には、共振負荷回路６０、平滑コンデンサ４４、ダイオード４３が直列に接続されている。共振負荷回路６０は、並列接続された加熱コイル１１と共振コンデンサ１３により構成されている。スイッチング素子３ａ、３ｂにはそれぞれダイオード４ａ、４ｂが逆方向に並列接続されている。
【００１４】
図１において、スイッチング素子３ａ、３ｂ、インダクタ４１、ダイオード４３はチョッパ回路１０を構成しており、スイッチング素子３ａ、３ｂをオンオフ制御することにより平滑コンデンサ４４の直流電圧を制御することが可能である。平滑コンデンサ４４の正電極と負電極間には、共振負荷回路６０とスイッチング素子３ｂが直列に接続されており電圧共振形インバータ２０が構成されている。スイッチング素子３ｂは、電圧共振形インバータ２０のスイッチング素子として利用されるとともに、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路１０の昇圧チョッパ用または昇降圧チョッパ用のスイッチング素子としても利用される。スイッチング素子３ａは、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路１０の降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、ダイオード４３は環流ダイオードとして動作する。
【００１５】
以下、本実施例の動作について説明する。図２に本実施例の各部の動作波形を示す。図２（ａ）は低電力出力時、図２（ｂ）は高電力出力時の動作波形を示しており、スイッチング素子３ａ、３ｂの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで出力電力を制御することが可能である。
【００１６】
各図において、ｖｇ（３ａ）はスイッチング素子３ａのゲート信号、ｖｇ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂのゲート信号、ｉ（３ａ）はスイッチング素子３ａの電流、ｉ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂの電流、ｉ（４ｂ）はダイオード４ｂの電流、ｉ（４１）はインダクタ４１の電流、ｉ（１１）は加熱コイル１１の電流、ｉ（１３）は共振コンデンサ１３の電流、ｖｃ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂにかかる電圧、ｖ（４４）は平滑コンデンサ４４の電圧を表している。
【００１７】
図２（ａ）において、スイッチング素子３ａがオン（ｖｇ（３ａ）：Ｈｉｇｈ）している期間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子３ａがオフ（ｖｇ（３ａ）：Ｌｏｗ）し、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、スイッチング素子３ｂはまだオン状態（ｖｇ（３ｂ）：Ｈｉｇｈ）にあるため、インダクタ４１はスイッチング素子３ｂ、ダイオード４３の経路で短絡状態となり、インダクタ４１の電流ｉ（４１）はほとんど変化せず維持される。一方、電圧共振形インバータ２０は、平滑コンデンサ４４、加熱コイル１１、スイッチング素子３ｂの経路で電流が流れ、スイッチング素子３ｂにはインダクタ４１と加熱コイル１１との合成電流ｉ（３ｂ）が流れる。次にスイッチング素子３ｂがオフ（ｖｇ（３ｂ）：Ｌｏｗ）すると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。一方、加熱コイル１１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３に供給される。加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達すると共振コンデンサ１３が放電を開始する。スイッチング素子３ｂの電圧ｖｃ（３ｂ）は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流ｉ（１１）が減少し、インダクタ４１の電流値ｉ（４１）に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００１８】
図２（ｂ）は、スイッチング素子３ａのオン期間がスイッチング素子３ｂのオン期間より長いため、スイッチング素子３ｂがオフするまでの間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。一方、加熱コイル１１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３に供給される。加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）がインダクタ４１の電流値ｉ（４１）に達すると共振コンデンサ１３が放電を開始する。スイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、インダクタ４１の蓄積エネルギーはダイオード４３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。スイッチング素子３ｂの電圧が次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。図２（ａ）の場合と同様にダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００１９】
図２（ｂ）は図２（ａ）に対しスイッチング素子３ａのオン時間が長いため、インダクタ４１に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は、図２（ａ）よりも図２（ｂ）が高くなる。これにより、インバータ２０に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）も増えて電力が増加する。
【００２０】
本実施例は駆動周波数を固定した状態で電力制御ができるため、加熱コイルを複数個備えた装置においても、駆動周波数を同一にすることができる。これにより、差分周波数に起因した干渉音の発生も合わせて防止することが可能である。
【００２１】
以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置は、一般家庭や業務用として使用される誘導加熱調理器をはじめ、温水発生、低温・高温の水蒸気発生装置、金属の溶解、複写機トナー定着用の熱転写ローラドラムなど多岐にわたる熱源の電源として利用できる。
【実施例２】
【００２２】
図３は、実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。実施例１の図１、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【００２３】
図３において、図１と異なる点は、共振コンデンサ１３とスイッチング素子３ｂとの間にスイッチング素子３ｃが接続され、スイッチング素子３ｃにはダイオード４ｃが逆方向に並列接続されている点と、スイッチング素子３ｂに並列にスナバコンデンサ１４が接続された点である。なお、スナバコンデンサ１４の容量は、共振コンデンサ１３の容量と比べると小さい値となる。
【００２４】
以下、本実施例の動作について説明する。図４に本実施例の各部の動作波形を示す。図４（ａ）は低電力出力時、図４（ｂ）は高電力出力時の動作波形を示している。図４において、図２に追加した波形はスイッチング素子３ｃのゲート信号ｖｇ（３ｃ）と、スイッチング素子３ｃの電流ｉ（３ｃ）、ダイオード４ｃの電流ｉ（４ｃ）、スイッチング素子３ｃにかかる電圧ｖｃ（３ｃ）である。本実施例では、スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで電力を制御することが可能である。
【００２５】
図４（ａ）において、スイッチング素子３ａがオンしている期間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、スイッチング素子３ｂはまだオン状態にあるため、インダクタ４１はスイッチング素子３ｂ、ダイオード４３の経路で短絡状態となり、インダクタ４１の電流はほとんど変化せず維持される。一方、インバータ２０は、平滑コンデンサ４４、加熱コイル１１、スイッチング素子３ｂの経路で電流が流れ、スイッチング素子３ｂにはインダクタ４１と加熱コイル１１との合成電流が流れる。次にスイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１と加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を充電した後、ダイオード４ｃを介して共振コンデンサ１３に流れる。従って、インダクタ４１のエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。ダイオード４ｃが導通状態の期間にスイッチング素子３ｃをターンオンすればスイッチング素子３ｃはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２６】
加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達するとスイッチング素子３ｃはオン状態にあるため共振コンデンサ１３は放電を開始する。次にスイッチング素子３ｃがオフすると、加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を放電する。スイッチング素子３ｂの電圧は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２７】
図４（ｂ）は、スイッチング素子３ａのオン期間がスイッチング素子３ｂのオン期間より長いため、スイッチング素子３ｂがオフするまでの間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１と加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を充電した後、ダイオード４ｃを介して共振コンデンサ１３に流れる。従って、インダクタ４１のエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。ダイオード４ｃが導通状態の期間にスイッチング素子３ｃをターンオンすればスイッチング素子３ｃはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２８】
加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達するとスイッチング素子３ｃはオン状態にあるため共振コンデンサ１３は放電を開始する。スイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、インダクタ４１の蓄積エネルギーはダイオード４３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。次にスイッチング素子３ｃがオフすると、加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を放電する。スイッチング素子３ｂの電圧は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２９】
図４（ｂ）は図４（ａ）に対し、スイッチング素子３ａのオン時間が長いため、図２と同様にインダクタ４１に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は図に示すように、図４（ａ）より高くなる。これにより、インバータ２０に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）も増えて電力が増加する。
【００３０】
実施例１と比べると本実施例はスイッチング素子３ｂにかかる電圧がクランプされるため、スイッチング素子３ｂの耐圧を抑えることが可能である。図５にスイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙと平滑電圧との関係、図６に平滑電圧と入力電力との関係を示す。平滑電圧は図５に示すようにスイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙに比例して増加し、入力電力は図６に示すように平滑電圧の二乗に比例して増加する。
【００３１】
また、図７に入力電力とスイッチング素子３ｂに印加される電圧との関係、図８に入力電力と共振コンデンサ電圧との関係を示す。実線は本実施例の特性、点線はチョッパ回路１０を外した場合の特性を表している。
【００３２】
図７より、インバータは電圧共振形を基本構成としているため、入力電力の増加とともにスイッチング素子３ｂの印加電圧も増加するが、本実施例では印加電圧の上昇が抑えられている。これは、本実施例において入力電力の制御方法として、スイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間を変化させず、スイッチング素子３ａのオン時間を主に制御しているため、図８の実線で示すように電力増加にともなう共振コンデンサの電圧上昇を抑えているからである。
【００３３】
このように、スイッチング素子３ａのＤｕｔｙを制御することで、平滑電圧を制御しスイッチング素子に印加される電圧上昇を抑えられることから電圧共振形インバータにおいても素子耐圧を低減し低オン抵抗の素子を利用することができる。
【００３４】
図９は、実施例２において、商用交流電源を入力とした回路構成図である。図９に示すように、商用交流電源ＡＣはダイオード整流回路２の交流入力端子に接続され、ダイオード整流回路２の直流出力端子には、インダクタ８とコンデンサ９から構成されるフィルタが接続されている。コンデンサ９の両端には商用周波数に起因した脈動を含む直流電圧が出力され、直流電源１として作用する。コンデンサ９の後段には図３の回路が接続されるが、ダイオード整流回路２によって整流された電圧は０Ｖから最大電圧値まで変動するため、インバータ側からコンデンサ９側に電流が逆流しないようにダイオード４２を介して接続している。なお、スイッチング素子３ａを逆耐圧のある逆阻止型スイッチング素子に置き換えれば、ダイオード４２を削除しても構わない。
【００３５】
次に、本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。
【００３６】
商用交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、商用交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、商用交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ７３により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路７４により検出する。
【００３７】
また、商用交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要となる。一般にはダイオードブリッジの出力電圧、すなわち整流された直流電圧を検出する。本実施例では、ダイオード整流回路２の直流出力端子間の電圧を入力電圧検出回路７７により検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には入力電圧検出回路７７を削除することができる。
【００３８】
ＡＣ電流の波形生成を行うには、チョッパ回路に流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、スイッチング素子３ａに流れる電流を電流センサ７５により電圧に変換した後、入力電流検出回路７６により検出する。
【００３９】
入力電力の制御や被加熱物の材質、状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がある。本実施例では、加熱コイル１１に流れる電流を電流センサ７１により電圧に変換した後、コイル電流検出回路７２により検出する。
【００４０】
また、負荷の出力電力を制御するためには、平滑電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、平滑コンデンサ４４の両端の電圧をＩＮＶ電圧検出回路７８により検出する。制御回路７０は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部８０からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。
【００４１】
スイッチング素子３ａから３ｃは制御回路７０から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路６１により駆動される。
【００４２】
図１０に商用周波数の一周期における商用交流電源ＡＣの電圧ｖ（ａｃ）、商用交流電源ＡＣから入力電流ｉ（ａｃ）、加熱コイルの電流ｉ（１１）、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）を示す。スイッチング素子３ａ、３ｂを制御することで、平滑コンデンサ４４の電圧を平滑しながら振幅を制御し加熱コイル１１の電流脈動を抑制することができる。また、インダクタ４１の電流を制御することで入力電流ｉ（ａｃ）の導通期間を広げ高調波も抑制できる。
【実施例３】
【００４３】
図１１は実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図３と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【００４４】
図１１において、図３と異なる点はスイッチング素子３ｃを昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子として兼用している点である。スイッチング素子３ｃにはインダクタ４１と加熱コイル１１の合成電流が流れ、前述と同様にチョッパ動作とインバータ動作を行う。
【００４５】
制御方法としては前記実施例２と同様にスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで電力を制御することが可能である。
【符号の説明】
【００４６】
１ 直流電源
２ ダイオード整流回路
３ａ〜３ｃ スイッチング素子
４ａ〜４ｃ、４２、４３ ダイオード
８、４１ インダクタ
９ コンデンサ
１１ 加熱コイル
１３ 共振コンデンサ
１４ スナバコンデンサ
４４ 平滑コンデンサ
６０ 共振負荷回路
６１ ドライブ回路
７０ 制御回路
７１、７３、７５ 電流センサ
７２ コイル電流検出回路
７４ ＡＣ電流検出回路
７６ 入力電流検出回路
７８ ＩＮＶ電圧検出回路
ＡＣ 商用交流電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器などインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。
【０００３】
電磁誘導加熱装置の従来例として、特許第４１８６９４６号公報に開示されるような誘導加熱装置がある。この装置は、交流電源を直流に変換する整流回路と、加熱コイルと、加熱コイルと直列に接続されたスイッチング素子と加熱コイルまたはスイッチング素子に並列に接続した共振コンデンサを有し整流回路により変換された直流を高周波電流に変換して加熱コイルに流し、加熱コイル近傍に設置した負荷を誘導加熱するインバータ回路とで構成される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４１８６９４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に開示された従来技術において、インバータ回路は整流回路により変換された非平滑の直流電圧を高周波電流に変換するため、加熱コイルには脈動電流が流れる。そのため、加熱コイルから発生する磁界も脈動するため、被加熱物の材質によってはうなり音が発生する問題がある。従って、これを防ぐためには、インバータ回路に印加する直流電圧を平滑し、加熱コイル電流の変動を抑制する必要がある。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では入力電流に多くの高調波を含むため、電圧平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要となる。
【０００６】
また、加熱コイルを複数個備えた装置において、それぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、インバータの駆動周波数を制御して電力制御を行うとインバータ間の差分周波数に起因した干渉音が発生する問題もある。
【０００７】
本発明は、加熱コイルから発生する磁界の変動を抑制し被加熱物から発生するうなり音を防止し、かつ複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止できる電磁誘導加熱装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。
【０００９】
また、上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第３のスイッチング素子を備えたものであり、前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、少ない部品点数にもかかわらず、加熱コイルの電流脈動を抑え、複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止し、かつスイッチング素子の耐圧を抑えて負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図２】実施例１の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図３】実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図４】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図５】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図６】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図７】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図８】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図９】実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１０】実施例２の商用周波数一周期における電流値、電圧値である。
【図１１】実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に、図面を参照して、本発明の望ましい実施例を説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図であり、図示しない被加熱物（例えば、調理鍋）が加熱コイル１１と磁気結合し被加熱物（調理鍋）に電力が供給される。図１において、直流電源１の正電極と負電極間には、パワー半導体スイッチング素子３ａ、インダクタ４１、スイッチング素子３ｂが直列に接続されている。また、インダクタ４１の両端には、共振負荷回路６０、平滑コンデンサ４４、ダイオード４３が直列に接続されている。共振負荷回路６０は、並列接続された加熱コイル１１と共振コンデンサ１３により構成されている。スイッチング素子３ａ、３ｂにはそれぞれダイオード４ａ、４ｂが逆方向に並列接続されている。
【００１４】
図１において、スイッチング素子３ａ、３ｂ、インダクタ４１、ダイオード４３はチョッパ回路１０を構成しており、スイッチング素子３ａ、３ｂをオンオフ制御することにより平滑コンデンサ４４の直流電圧を制御することが可能である。平滑コンデンサ４４の正電極と負電極間には、共振負荷回路６０とスイッチング素子３ｂが直列に接続されており電圧共振形インバータ２０が構成されている。スイッチング素子３ｂは、電圧共振形インバータ２０のスイッチング素子として利用されるとともに、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路１０の昇圧チョッパ用または昇降圧チョッパ用のスイッチング素子としても利用される。スイッチング素子３ａは、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路１０の降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、ダイオード４３は環流ダイオードとして動作する。
【００１５】
以下、本実施例の動作について説明する。図２に本実施例の各部の動作波形を示す。図２（ａ）は低電力出力時、図２（ｂ）は高電力出力時の動作波形を示しており、スイッチング素子３ａ、３ｂの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで出力電力を制御することが可能である。
【００１６】
各図において、ｖｇ（３ａ）はスイッチング素子３ａのゲート信号、ｖｇ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂのゲート信号、ｉ（３ａ）はスイッチング素子３ａの電流、ｉ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂの電流、ｉ（４ｂ）はダイオード４ｂの電流、ｉ（４１）はインダクタ４１の電流、ｉ（１１）は加熱コイル１１の電流、ｉ（１３）は共振コンデンサ１３の電流、ｖｃ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂにかかる電圧、ｖ（４４）は平滑コンデンサ４４の電圧を表している。
【００１７】
図２（ａ）において、スイッチング素子３ａがオン（ｖｇ（３ａ）：Ｈｉｇｈ）している期間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子３ａがオフ（ｖｇ（３ａ）：Ｌｏｗ）し、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、スイッチング素子３ｂはまだオン状態（ｖｇ（３ｂ）：Ｈｉｇｈ）にあるため、インダクタ４１はスイッチング素子３ｂ、ダイオード４３の経路で短絡状態となり、インダクタ４１の電流ｉ（４１）はほとんど変化せず維持される。一方、電圧共振形インバータ２０は、平滑コンデンサ４４、加熱コイル１１、スイッチング素子３ｂの経路で電流が流れ、スイッチング素子３ｂにはインダクタ４１と加熱コイル１１との合成電流ｉ（３ｂ）が流れる。次にスイッチング素子３ｂがオフ（ｖｇ（３ｂ）：Ｌｏｗ）すると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。一方、加熱コイル１１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３に供給される。加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達すると共振コンデンサ１３が放電を開始する。スイッチング素子３ｂの電圧ｖｃ（３ｂ）は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流ｉ（１１）が減少し、インダクタ４１の電流値ｉ（４１）に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００１８】
図２（ｂ）は、スイッチング素子３ａのオン期間がスイッチング素子３ｂのオン期間より長いため、スイッチング素子３ｂがオフするまでの間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。一方、加熱コイル１１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３に供給される。加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）がインダクタ４１の電流値ｉ（４１）に達すると共振コンデンサ１３が放電を開始する。スイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、インダクタ４１の蓄積エネルギーはダイオード４３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。スイッチング素子３ｂの電圧が次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。図２（ａ）の場合と同様にダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００１９】
図２（ｂ）は図２（ａ）に対しスイッチング素子３ａのオン時間が長いため、インダクタ４１に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は、図２（ａ）よりも図２（ｂ）が高くなる。これにより、インバータ２０に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）も増えて電力が増加する。
【００２０】
本実施例は駆動周波数を固定した状態で電力制御ができるため、加熱コイルを複数個備えた装置においても、駆動周波数を同一にすることができる。これにより、差分周波数に起因した干渉音の発生も合わせて防止することが可能である。
【００２１】
以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置は、一般家庭や業務用として使用される誘導加熱調理器をはじめ、温水発生、低温・高温の水蒸気発生装置、金属の溶解、複写機トナー定着用の熱転写ローラドラムなど多岐にわたる熱源の電源として利用できる。
【実施例２】
【００２２】
図３は、実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。実施例１の図１、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【００２３】
図３において、図１と異なる点は、共振コンデンサ１３とスイッチング素子３ｂとの間にスイッチング素子３ｃが接続され、スイッチング素子３ｃにはダイオード４ｃが逆方向に並列接続されている点と、スイッチング素子３ｂに並列にスナバコンデンサ１４が接続された点である。なお、スナバコンデンサ１４の容量は、共振コンデンサ１３の容量と比べると小さい値となる。
【００２４】
以下、本実施例の動作について説明する。図４に本実施例の各部の動作波形を示す。図４（ａ）は低電力出力時、図４（ｂ）は高電力出力時の動作波形を示している。図４において、図２に追加した波形はスイッチング素子３ｃのゲート信号ｖｇ（３ｃ）と、スイッチング素子３ｃの電流ｉ（３ｃ）、ダイオード４ｃの電流ｉ（４ｃ）、スイッチング素子３ｃにかかる電圧ｖｃ（３ｃ）である。本実施例では、スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで電力を制御することが可能である。
【００２５】
図４（ａ）において、スイッチング素子３ａがオンしている期間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、スイッチング素子３ｂはまだオン状態にあるため、インダクタ４１はスイッチング素子３ｂ、ダイオード４３の経路で短絡状態となり、インダクタ４１の電流はほとんど変化せず維持される。一方、インバータ２０は、平滑コンデンサ４４、加熱コイル１１、スイッチング素子３ｂの経路で電流が流れ、スイッチング素子３ｂにはインダクタ４１と加熱コイル１１との合成電流が流れる。次にスイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１と加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を充電した後、ダイオード４ｃを介して共振コンデンサ１３に流れる。従って、インダクタ４１のエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。ダイオード４ｃが導通状態の期間にスイッチング素子３ｃをターンオンすればスイッチング素子３ｃはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２６】
加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達するとスイッチング素子３ｃはオン状態にあるため共振コンデンサ１３は放電を開始する。次にスイッチング素子３ｃがオフすると、加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を放電する。スイッチング素子３ｂの電圧は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２７】
図４（ｂ）は、スイッチング素子３ａのオン期間がスイッチング素子３ｂのオン期間より長いため、スイッチング素子３ｂがオフするまでの間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１と加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を充電した後、ダイオード４ｃを介して共振コンデンサ１３に流れる。従って、インダクタ４１のエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。ダイオード４ｃが導通状態の期間にスイッチング素子３ｃをターンオンすればスイッチング素子３ｃはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２８】
加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達するとスイッチング素子３ｃはオン状態にあるため共振コンデンサ１３は放電を開始する。スイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、インダクタ４１の蓄積エネルギーはダイオード４３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。次にスイッチング素子３ｃがオフすると、加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を放電する。スイッチング素子３ｂの電圧は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。
【００２９】
図４（ｂ）は図４（ａ）に対し、スイッチング素子３ａのオン時間が長いため、図２と同様にインダクタ４１に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は図に示すように、図４（ａ）より高くなる。これにより、インバータ２０に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）も増えて電力が増加する。
【００３０】
実施例１と比べると本実施例はスイッチング素子３ｂにかかる電圧がクランプされるため、スイッチング素子３ｂの耐圧を抑えることが可能である。図５にスイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙと平滑電圧との関係、図６に平滑電圧と入力電力との関係を示す。平滑電圧は図５に示すようにスイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙに比例して増加し、入力電力は図６に示すように平滑電圧の二乗に比例して増加する。
【００３１】
また、図７に入力電力とスイッチング素子３ｂに印加される電圧との関係、図８に入力電力と共振コンデンサ電圧との関係を示す。実線は本実施例の特性、点線はチョッパ回路１０を外した場合の特性を表している。
【００３２】
図７より、インバータは電圧共振形を基本構成としているため、入力電力の増加とともにスイッチング素子３ｂの印加電圧も増加するが、本実施例では印加電圧の上昇が抑えられている。これは、本実施例において入力電力の制御方法として、スイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間を変化させず、スイッチング素子３ａのオン時間を主に制御しているため、図８の実線で示すように電力増加にともなう共振コンデンサの電圧上昇を抑えているからである。
【００３３】
このように、スイッチング素子３ａのＤｕｔｙを制御することで、平滑電圧を制御しスイッチング素子に印加される電圧上昇を抑えられることから電圧共振形インバータにおいても素子耐圧を低減し低オン抵抗の素子を利用することができる。
【００３４】
図９は、実施例２において、商用交流電源を入力とした回路構成図である。図９に示すように、商用交流電源ＡＣはダイオード整流回路２の交流入力端子に接続され、ダイオード整流回路２の直流出力端子には、インダクタ８とコンデンサ９から構成されるフィルタが接続されている。コンデンサ９の両端には商用周波数に起因した脈動を含む直流電圧が出力され、直流電源１として作用する。コンデンサ９の後段には図３の回路が接続されるが、ダイオード整流回路２によって整流された電圧は０Ｖから最大電圧値まで変動するため、インバータ側からコンデンサ９側に電流が逆流しないようにダイオード４２を介して接続している。なお、スイッチング素子３ａを逆耐圧のある逆阻止型スイッチング素子に置き換えれば、ダイオード４２を削除しても構わない。
【００３５】
次に、本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。
【００３６】
商用交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、商用交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、商用交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ７３により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路７４により検出する。
【００３７】
また、商用交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要となる。一般にはダイオードブリッジの出力電圧、すなわち整流された直流電圧を検出する。本実施例では、ダイオード整流回路２の直流出力端子間の電圧を入力電圧検出回路７７により検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には入力電圧検出回路７７を削除することができる。
【００３８】
ＡＣ電流の波形生成を行うには、チョッパ回路に流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、スイッチング素子３ａに流れる電流を電流センサ７５により電圧に変換した後、入力電流検出回路７６により検出する。
【００３９】
入力電力の制御や被加熱物の材質、状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がある。本実施例では、加熱コイル１１に流れる電流を電流センサ７１により電圧に変換した後、コイル電流検出回路７２により検出する。
【００４０】
また、負荷の出力電力を制御するためには、平滑電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、平滑コンデンサ４４の両端の電圧をＩＮＶ電圧検出回路７８により検出する。制御回路７０は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部８０からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。
【００４１】
スイッチング素子３ａから３ｃは制御回路７０から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路６１により駆動される。
【００４２】
図１０に商用周波数の一周期における商用交流電源ＡＣの電圧ｖ（ａｃ）、商用交流電源ＡＣから入力電流ｉ（ａｃ）、加熱コイルの電流ｉ（１１）、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）を示す。スイッチング素子３ａ、３ｂを制御することで、平滑コンデンサ４４の電圧を平滑しながら振幅を制御し加熱コイル１１の電流脈動を抑制することができる。また、インダクタ４１の電流を制御することで入力電流ｉ（ａｃ）の導通期間を広げ高調波も抑制できる。
【実施例３】
【００４３】
図１１は実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図３と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【００４４】
図１１において、図３と異なる点はスイッチング素子３ｃを昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子として兼用している点である。スイッチング素子３ｃにはインダクタ４１と加熱コイル１１の合成電流が流れ、前述と同様にチョッパ動作とインバータ動作を行う。
【００４５】
制御方法としては前記実施例２と同様にスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで電力を制御することが可能である。
【符号の説明】
【００４６】
１ 直流電源
２ ダイオード整流回路
３ａ〜３ｃ スイッチング素子
４ａ〜４ｃ、４２、４３ ダイオード
８、４１ インダクタ
９ コンデンサ
１１ 加熱コイル
１３ 共振コンデンサ
１４ スナバコンデンサ
４４ 平滑コンデンサ
６０ 共振負荷回路
６１ ドライブ回路
７０ 制御回路
７１、７３、７５ 電流センサ
７２ コイル電流検出回路
７４ ＡＣ電流検出回路
７６ 入力電流検出回路
７８ ＩＮＶ電圧検出回路
ＡＣ 商用交流電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、
該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
を具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、
前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、
前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項２】
直流電源と、
該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、
該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
を具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、
前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第３のスイッチング素子を備えたものであり、
前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第３のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第１のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、
前記第１のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、ダイオードとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項６】
請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第１のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、
前記第１のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用し、
前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、ダイオードとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備し、
前記第１のスイッチング素子を、逆阻止型スイッチング素子としたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記第２のスイッチング素子のＤｕｔｙを固定し、前記第１のスイッチング素子のＤｕｔｙを可変とすることで、前記チョッパ回路の出力電圧を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１】
直流電源と、
該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、
該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
を具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、
前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、
前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項２】
直流電源と、
該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、
該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
を具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、
前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第３のスイッチング素子を備えたものであり、
前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第３のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第１のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、
前記第１のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、ダイオードとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項６】
請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第１のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、
前記第１のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用し、
前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、ダイオードとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備し、
前記第１のスイッチング素子を、逆阻止型スイッチング素子としたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記第２のスイッチング素子のＤｕｔｙを固定し、前記第１のスイッチング素子のＤｕｔｙを可変とすることで、前記チョッパ回路の出力電圧を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−８０６４１（Ｐ２０１３−８０６４１Ａ）
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２０６０４（Ｐ２０１１−２２０６０４）
【出願日】平成２３年１０月５日（２０１１．１０．５）
【出願人】（３９９０４８９１７）日立アプライアンス株式会社 (3,043)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月５日（２０１１．１０．５）
【出願人】（３９９０４８９１７）日立アプライアンス株式会社 (3,043)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]