ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】部品点数の少ない簡単な回路構成のＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】プラス電源線（５）と接地線（６）の間に電源線側から電流検出用抵抗（Ｒｓ）、負荷（ＲＬ）、チョークコイル（Ｌ１）、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ1 ）を直列接続し、チョークコイルとＮＰＮトランジスタの相互接続点とプラス電源線の間にダイオード（Ｄ１）を逆接続する。エミッタをプラス電源線に、ベースを電流検出用抵抗と負荷の相互接続点に接続した第１のＰＮＰトランジスタ（Ｑ２）を第１の抵抗（Ｒ１）と直列接続し、第１の抵抗の他端を負荷とチョークコイルの相互接続点に接続する。第２のＰＮＰトランジスタ（Ｑ３）のエミッタをプラス電源線に、ベースを第１のＰＮＰトランジスタのコレクタに、コレクタをＮＰＮトランジスタのベースに接続し、更にベースと接地線の間に第２の抵抗（Ｒ２）を、コレクタと接地線の間に第３の抵抗（Ｒ３）を接続する。
【解決手段】プラス電源線（５）と接地線（６）の間に電源線側から電流検出用抵抗（Ｒｓ）、負荷（ＲＬ）、チョークコイル（Ｌ１）、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ1 ）を直列接続し、チョークコイルとＮＰＮトランジスタの相互接続点とプラス電源線の間にダイオード（Ｄ１）を逆接続する。エミッタをプラス電源線に、ベースを電流検出用抵抗と負荷の相互接続点に接続した第１のＰＮＰトランジスタ（Ｑ２）を第１の抵抗（Ｒ１）と直列接続し、第１の抵抗の他端を負荷とチョークコイルの相互接続点に接続する。第２のＰＮＰトランジスタ（Ｑ３）のエミッタをプラス電源線に、ベースを第１のＰＮＰトランジスタのコレクタに、コレクタをＮＰＮトランジスタのベースに接続し、更にベースと接地線の間に第２の抵抗（Ｒ２）を、コレクタと接地線の間に第３の抵抗（Ｒ３）を接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば発光ダイオード、有機ＥＬ等の発光素子を電源電圧変動の大きい環境下で点灯させるのに好適なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと呼ぶ。）、有機ＥＬ（ｅｌｅｃｔｒｏｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子等の発光素子の発光光量は駆動電流にほぼ比例する。そのため、これら発光素子の点灯には定電流駆動回路が用いられる。図６は負荷であるＬＥＤ５０を定電流で点灯させるエミッタフォロワ型の定電流駆動回路の例である（特許文献１参照）。図中の定電圧ダイオードＺＤ５０の電圧をＶZ、トランジスタＱ５０のベース−エミッタ間電圧をＶBEとすると、ＬＥＤ５０には （ＶZ−ＶBE）／Ｒ５０の電流が流れる。この電流値は電源電圧Ｖの値が変動しても殆ど変化しな い。この定電流駆動回路は回路構成が簡単であり、電源電圧Ｖが変動しても安定した定電流をＬＥＤ５０に流すことができる。しかし、トランジスタＱ５０を活性領域で動作させるためトランジスタＱ５０には消費電力定格の大きいトランジスタを使用しなければならない。加えて抵抗Ｒ５０、定電圧ダイオードＺＤ５０における消費電力も無視できない。
【０００３】
図７はＤＣ−ＤＣコンバータ方式により電源電圧ＶDCを負荷であるＬＥＤ５１の順方向電圧ＶF より僅かに高い定電圧に降圧させ、その定電圧をＬＥＤ５１と抵抗ＲCの直列回路に供給してＬＥ Ｄ５１に定電流を流す回路である（特許文献１参照）。この回路はスイッチング方式を採用しているため回路の電力損失が少ない利点がある。しかし、この回路はスイッチングレギュレータ５０、スイッチングデューティ比変更部５１、オシレータ５２、コンパレータ５３、基準電圧５４等の多くの回路で構成されるため部品点数が非常に多くなる欠点を有する。
【特許文献１】特開２００５−２９０１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、従来技術のこうした問題点を解決するためになされたもので、その課題は、部品点数の少ない簡単な回路構成でもってＬＥＤ、有機ＥＬ等の発光素子を電源電圧変動の大きい環境下で点灯させるのに適した自励式のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、直流電源線（５）と接地線（６）との間に電源線側から負荷（ＲＬ）、チョークコイル（Ｌ１）と、第１、第２の端子間に電流経路が形成され制御端子に第１の端子の電圧に対応した所定電圧が印加された時に第１、第２の端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）を第２の端子を前記チョークコイル（Ｌ１）側に、第１の端子を接地線側にして直列接続し、前記チョークコイル（Ｌ１）と第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と前記直流電源線（５）との間に整流素子（Ｄ１）を逆接続した自励式ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記直流電源線（５）と負荷（ＲＬ）の間に電流検出用抵抗（Ｒｓ）を挿入し、第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記電流検出用抵抗（Ｒｓ）と負荷（ＲＬ）の接続点に接続した第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に一端を接続し、前記負荷（ＲＬ）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点に他端を接続する第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に、第２の端子を前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に接続した第３のトランジスタ（Ｑ３）を具備し、第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と前記接地線（６）との間に第２の抵抗（Ｒ２）を具備し、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２の端子と前記接地線（６）との間に第３の抵抗（Ｒ３）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００６】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記負荷（ＲＬ）を前記直流電源線（５）と、前記第１の抵抗（Ｒ１）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点との間に接続換えし、前記負荷（ＲＬ）があった位置に第４の抵抗（Ｒ４）を具備したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００７】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１および２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子と前記直流電源線（５）との間に追加接続した第５の抵抗（Ｒ５）を具備し、前記直流電源線（５）に第１の端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子に制御端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子に第２の端子をそれぞれ接続して追加した第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのように多数の部品を必要とする発振回路、基準電圧生成回路、誤差増幅回路、コンパレータ等を構成に採り入れておらず、僅かな個数の部品で負荷を定電流駆動できる利点を有する。また、部品点数が少ないことから安価に製作できる利点を有する。
【０００９】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのように多数の部品を必要とする発振回路、基準電圧生成回路、誤差増幅回路、コンパレータ等を構成に採り入れておらず、僅かな個数の部品で負荷を定電圧駆動できる利点を有する。また、部品点数が少ないことから安価に製作できる利点を有する。
【００１０】
請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは請求項１および２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと同じ利点を有することに加え、直流電源電圧が大きく変動した場合でも負荷を安定した定電流または定電圧で駆動できる利点を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを実施形態に分けて説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成図である。本回路は直流電源で動作する回路であって、正の直流電圧ＶDCがプラス側直流電源線５に供給され、その基準電位が接地線６に与えられる。プラス側直流電源線５と接地線６との間には、プラス側直流電源線５から順に電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、チョークコイルＬ１、ＮＰＮトランジスタ（第１のトランジスタに相当）Ｑ１が直列に接続されている。ＮＰＮトランジスタはコレクタ（第２の端子に相当）をチョークコイルＬ１側に、エミッタ（第１の端子に相当）を接地線６側にして接続されている。電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、チョークコイルＬ１の直列回路部分には、整流素子Ｄ１が逆並列に接続されている。整流素子Ｄ１には順方向電圧が低くてスイッチング速度の速いショットキーバリアダイオードが用いてある。
【００１２】
プラス側直流電源線５と、負荷ＲＬとチョークコイルＬ１の相互接続点との間には第１のＰＮＰトランジスタ（第２のトランジスタに相当）Ｑ２と第１の抵抗Ｒ１とが直列に接続してある。第１のＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタ（第１の端子に相当）はプラス側直流電源線５に、ベース （制御端子に相当）は電流検出用抵抗Ｒｓと負荷ＲＬの相互接続点に、コレクタ（第２の端子に相当）は第１の抵抗Ｒ１に接続してある。
【００１３】
更に、第２のＰＮＰトランジスタ（第３のトランジスタに相当）Ｑ３が、そのエミッタ（第１の端子に相当）をプラス側直流電源線５に、コレクタ（第２の端子に相当）をＮＰＮトランジスタＱ１のベースに、ベース（制御端子に相当）を第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタにそれぞれ接続して配置してある。第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベースと接地線６との間には第２の抵抗Ｒ２が、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース（制御端子に相当）と接地線６との間には第３の抵抗Ｒ３がそれぞれ接続してある。
【００１４】
次に、このように構成された本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について図２に示した波形図を参照して説明する。このＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成要素の内、第１、第２のＰＮＰトランジスタＱ２、Ｑ３、第１〜第３の抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、増幅率の高い電流出力型反転増幅回路 （コンパレータ回路）を構成している。第１のＰＮＰトランジスタＱ２の入力電圧をＶINとする。入力電圧ＶINは、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース電位を基準としたエミッタ電圧を指すものとする。
【００１５】
時刻ｔ０においてプラス側直流電源線５に直流電圧ＶDCが印加されたとする（図２の（１）参照）。時刻ｔ０直後には、第１のＰＮＰトランジスタＱ２はまだ非道通状態にあるためその出力コレクタ電流はゼロである。第２のＰＮＰトランジスタＱ３には、プラス側直流電源線５よりそのベース、第２の抵抗Ｒ２を通って接地線６に至る経路でベース電流ＩB３が流れる。ベース電流ＩB３が流れることにより第２のＰＮＰトランジスタＱ３はコレクタ電流ＩC３を出力する。コレクタ電流 ＩC３は、最初は第３の抵抗Ｒ３に流れるが、その両端電圧がＮＰＮトランジスタＱ１のベース− エミッタ接合の順方向電圧近くに達するとＮＰＮトランジスタＱ１のベースにも流れ込んでＮＰＮトランジスタＱ１を導通させる。ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流をＩB１とする。その電流 波形は図２の（４ ）に示すように時刻ｔ０直後に一定値に達する。
【００１６】
ＮＰＮトランジスタＱ１が導通すると、プラス側直流電源線５より電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、チョークコイルＬ１、ＮＰＮトランジスタＱ１を通って接地線６に流れる電流経路ができ、負荷ＲＬに負荷電流ＩLが流れ始める。ここで、負荷ＲＬは、抵抗又は図中に示すようなＬＥＤであ るとする。電流経路にはチョークコイルＬ１が含まれているため、負荷電流ＩLは図２の（２）に 示すように漸増カーブで上昇する。
【００１７】
負荷電流ＩLの漸増により、電流検出用抵抗Ｒｓの両端電圧であり第１のＰＮＰトランジスタＱ ２の入力電圧である電圧ＶINも図２の（３）に示すように漸増カーブで上昇する。入力電圧ＶINが第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶF近くにまで上昇すると、 第１のＰＮＰトランジスタＱ２にベース電流が流れ始める。これにより第１のＰＮＰトランジスタＱ２は活性領域に入ってコレクタ電流が流れ始める。そのため第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２は、第２のＰＮＰトランジスタＱ３と第２の抵抗Ｒ２の相互接続点に向けて流れる。
【００１８】
第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２には、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３と第 １のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２の双方が流れる。第１のＰＮＰトランジスタＱ ２がコレクタ電流ＩC２を供給し始めると第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電位は上昇し、 そのコレクタ電流ＩC３は減少を始める。それに伴いＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１も減少を始める（図２、時刻ｔ１付近）。第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２がゼ ロのときの第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３は大きな値になるようにしてある 。そのためコレクタ電流ＩC３が少し減少しても、ＮＰＮトランジスタＱ１には大きなコレクタ電 流ＩC１を吸引できるベース電流ＩB１が供給され続ける。
【００１９】
従って、その間も負荷電流ＩLは上昇を続け、入力電圧ＶINも上昇していく。第２のＰＮＰトラ ンジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１は減少を続ける。そして、入力電圧ＶINがあるしきい値電圧Ｖthに達した時点で、ベース電流ＩB１の減少によりＮ ＰＮトランジスタＱ１はそのときの負荷電流ＩLを十分には吸引できない状態となる。すると、Ｎ ＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧が、それまでの約０．２Ｖの電圧から上昇に転ずる。
【００２０】
ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇すると、負荷電流ＩLの上昇は鈍る
ものの、その値は入力電圧ＶINがしきい値電圧Ｖthに達した時の電流（しきい値電流）Ｉthを超えて上昇を継続する（図２、時刻ｔ１〜ｔ２）。入力電圧ＶINの上昇によりＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１は減少を続け、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧は上昇し ていく（ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間抵抗が高くなっていく）。負荷電流ＩL の上昇は益々鈍り、やがて上昇率がゼロとなる。そして、今度は減少に転じようとする（図２、時刻ｔ２付近）。
【００２１】
負荷電流ＩLが減少に転じ始めると、チョークコイルＬ１の両端に大きな逆起電力が生じる。逆 起電力は、チョークコイルＬ１のＮＰＮトランジスタＱ１側端子が負荷ＲＬ側端子より高くなる電圧である。この逆起電力のため、それまでＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに流れ込んでいた負荷電流ＩLは、経路を変えてダイオードＤ１を通るようになる。負荷電 流ＩLはダイオードＤ１、電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬを通って再びチョークコイルＬ１に戻る 閉経路を流れ始める。その瞬間、ダイオードＤ１の順方向電流Ｉｄ１は急激に増加する。反対にＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC１は急激に減少してゼロになる（図２、時刻ｔ２付近） 。
【００２２】
このような動作により負荷電流ＩLは、入力電圧ＶINがしきい値電圧Ｖthに達した時刻ｔ１（そ のときの負荷電流ＩLは、しきい値電流Ｉth＝Ｖth／Ｒｓに等しい。）より微小時間Δｔ１だけ遅 れた時刻ｔ２に減少に転ずる。入力電圧ＶINも同じく時刻ｔ２に減少に転ずる。
【００２３】
ここで、この微小な遅れ時間Δｔ１には、入力電圧ＶINの変化がＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC１の変化に現れるまでの信号遅延（伝搬）時間も影響している。入力電圧ＶINの変化 は 、第１のＰＮＰトランジスタＱ２、第２のＰＮＰトランジスタＱ３、ＮＰＮトランジスタＱ１ の各電流増幅動作を経て初めてコレクタ電流ＩC１の変化として現れる。各トランジスタの電流増 幅動作には 、少数キャリアの拡散速度、ベース領域における少数キャリア蓄積効果、浮遊容量等 に起因する僅かな遅れ（遅延）がある。従って、入力電圧ＶINが、定常時にはＮＰＮトランジスタＱ１を非導通にさせ得る値に達したとしても、ＮＰＮトランジスタＱ１は、その信号遅延（伝搬）時間だけ遅れて非導通になる。その遅延時間内にも負荷電流ＩLは増大を続ける。図２に示す時刻 ｔ１とｔ２との間の微小時間Δｔ１には、このような信号遅延（伝搬）時間も含まれる。
【００２４】
ダイオードＤ１を通る閉経路を流れる負荷電流ＩLは、電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、ダイオ ードＤ１内で熱を発生させる。時刻ｔ２以降に流れる負荷電流ＩLは、時刻ｔ２の直前にチョーク コイルＬ１に蓄積されていた電磁エネルギー（１／２）・Ｌ１・ＩL2 に起因するものである。従 って、電流検出用抵抗Ｒｓでの熱の発生、負荷ＲＬの駆動等によりエネルギーが消費されると、その分だけチョークコイルＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが減少する。電磁エネルギーの減少は負荷電流ＩLの減少をもたらす。即ち、時刻ｔ２を境として負荷電流ＩLと入力電圧ＶINは共に漸減カーブを描く（図２の（２）、（３）参照）。
【００２５】
下降開始後の暫くの間は第１のＰＮＰトランジスタＱ２が十分なコレクタ電流ＩC２を供給し続
けるため、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３はゼロを維持する。そのためＮＰ ＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１もゼロのままで、ＮＰＮトランジスタＱ１は非導通を継続 する（図 ２、時刻ｔ２〜ｔ３）。
【００２６】
負荷電流ＩLが更に減少して入力電圧ＶINが前述のしきい値電圧Ｖthにまで減少すると、第１の ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２が減少して第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレク タ電流ＩC３が流れ始める。するとＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１も増加を始め、ＮＰＮトランジスタＱ１が再びコレクタ電流ＩC１を流し始める（図２、時刻ｔ３付近）。
【００２７】
ＮＰＮトランジスタＱ１がコレクタ電流ＩC１を流し始めると、その電流によりプラス側直流電 源線５からチョークコイルＬ１にエネルギーが供給されるようになる。負荷電流ＩLの減少は鈍り
、やがて増加に転ずる。その瞬間からダイオードＤ１には逆方向に電圧が印加されるようになり、その電流Ｉｄ１は急激に減少してゼロになる。それまでダイオードＤ１を流れていた負荷電流ＩL は、流路を変えてＮＰＮトランジスタＱ１を通って接地線６に流れ込むようになる。コレクタ電流ＩC１は一挙に増大する（図２、時刻ｔ４）。一挙に増大した後、負荷電流ＩLはチョークコイルＬ１が存在するために時刻ｔ１の少し前と同じ勾配で上昇する。負荷電流ＩLの上昇に合わせて入力 電圧ＶINも上昇する（図２、時刻ｔ４〜ｔ５）。
【００２８】
このような動作により負荷電流ＩL、入力電圧ＶINは、共に入力電圧ＶINがしきい値電圧Ｖthに 減少した時刻ｔ３（そのときの負荷電流ＩLは、しきい値電流Ｉth＝Ｖth／Ｒｓに等しい。）より 微小時間Δｔ２だけ遅れた時刻ｔ４に増加に転ずる。この微小な遅れ時間Δｔ２には、前述した微小時間Δｔ１の場合と同様に、入力電圧ＶINの減少がＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC １の増加として現れるまでの信号遅延（伝搬）時間も含まれる。
【００２９】
時刻ｔ４を境として入力電圧ＶINは上昇に転じ、時刻ｔ５に再び前述したしきい値電圧Ｖthに達する。この時刻ｔ５付近における動作は、時刻ｔ１付近の動作と同じである。負荷電流ＩL、入力 電圧ＶINは共に上昇を継続して微小時間Δｔ１後の時刻ｔ６にＮＰＮトランジスタＱ１は非導通となる。負荷電流ＩLは再びダイオードＤ１を流れるようになり、その値は減少に転ずる。時刻ｔ６ 付近の動作は時刻ｔ２付近の動作と同じである。
【００３０】
以上の説明から明らかなように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、時刻ｔ１〜ｔ５間と同じ動作を繰り返し実行する。各部の電圧、電流波形は図２に示すような繰り返し波形となる。負荷電流ＩLは、しきい値電流Ｉthを中心として上下に僅かに変動する一定電流となる。入力電圧ＶINの波形は、しきい値電圧Ｖthを中心として上下に僅かに変動する波形となる。ＮＰＮトランジス タＱ１は、時刻ｔ１〜ｔ５間の時間を１周期として導通／非導通のスイッチング動作を繰り返す。この回路は、外部から周期的な発振信号の入力を受けていない。自らが発振を起こして負荷ＲＬを定電流駆動する。従って、このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、負荷ＲＬを定電流駆動する自励式のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する。
【００３１】
なお、ここで第１の抵抗Ｒ１が接続してあることの効果について説明する。第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３は、第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２に流れる。第２の抵抗Ｒ２に 流れる電流は（ＶDC−ＶF）／Ｒ２、（ＶFは第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース−エミッタ接合の順方向電圧）の式で計算される。式から明らかなように、その値は直流電圧ＶDCの変動の影響を受ける。これに対して第１の抵抗Ｒ１を流れる電流は（負荷ＲＬの両端電圧ＶL）／Ｒ２にほぼ
等しく、その値は（しきい値電圧Ｖth）・ＲＬ／Ｒｓの式で計算される。式から明らかなように、その値は直流電圧ＶDCの影響を受けないほぼ一定値である。しきい値電圧Ｖthは、前述したように第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３の値をほぼゼロにするのに必要な入力電圧ＶIN の値である。そのためベース電流ＩB３の値が直流電圧ＶDCの値により変動したのでは、しきい値 電圧Ｖthの値も変動することになる。この変動を防ぐため本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２の抵抗Ｒ２の値を大きくし、そこを流れる電流の値を小さくしている。こうすると、直流電圧ＶDCに起因する電流の変動量が小さくなる。そして、第２の抵抗Ｒ２を流れる電流を小さくした代わりに第１の抵抗Ｒ１の値を小さくして、第１の抵抗Ｒ１を流れる電流を大きくしている。第１の抵抗Ｒ１を流れる電流は、直流電圧ＶDCの影響を殆ど受けない。このようにすることにより、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３が直流電圧ＶDCの変動から受ける影響を少なく している。その結果として、しきい値電圧Ｖthは、直流電圧ＶDCの変動の影響を受けにくくなっている。第１の抵抗Ｒ１はこのような効果をもたらしている。
【００３２】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータは発振回路、基準電圧生成回路、誤差増幅回路、コンパレータ等を構成に組み入れており、それらを構成するために多数の部品を必要とした。これに対して本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、僅かな個数の部品で回路が構成されている点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、負荷ＲＬの抵抗値が大きく変化しても負荷ＲＬには定電流を流すことができる。従って、負荷ＲＬの位置にＬＥＤ、有機ＥＬ等の発光素子を接続した場合、それらの順方向電圧、抵抗値のばらつきが大きくても定電流を流すことができ、ほぼ一定の発光強度で点灯させることができる。
【００３３】
（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２の構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ２は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１を、負荷に定電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに変形したものである。図１の構成と異なる点は、図１における負荷ＲＬの位置に第４の抵抗Ｒ４を接続し、負荷ＲＬは電流検出用抵抗Ｒｓと第４の抵抗Ｒ４の直列回路に並列に接続した点である。それ以外は図１の構成と同じである。
【００３４】
第１の実施形態で説明したように、電流検出用抵抗Ｒｓの両端電圧ＶINはしきい値電圧Ｖthにほぼ一致した値に制御される（しきい値電圧Ｖthの値は、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶFにほぼ等しい。）。第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース電流は 小さいので無視して説明する。電流検出用抵抗Ｒｓを流れた電流は、そのまま第４の抵抗Ｒ４を流れる。従って、負荷ＲＬの両端の出力電圧ＶＬは次のようになる。
ＶＬ＝Ｖth・（Ｒｓ＋Ｒ４）／Ｒｓ
即ち、出力電圧ＶＬは一定となり、負荷ＲＬは定電圧で駆動される。このＤＣ−ＤＣコンバータ２も僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【００３５】
（第３の実施形態）
図４は、第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ３は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１に第３のＰＮＰトランジスタ（第４のトランジスタに相当）Ｑ４と第５の抵抗Ｒ５を追加したものである。第５の抵抗Ｒ５は、プラス側直流電源線５と第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタの間に追加してある。第３のＰＮＰトランジスタＱ４は、エミッタ（第１の端子に相当）をプラス側直流電源線５に、ベース（制御端子に相当）とコレクタ（第２の端子に相当）は第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタとベースにそれぞれに接続してある。それ以外の構成は図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１と同じにしてある。
【００３６】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC ２がゼロであるとき、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベースにはＩB３≒（ＶDC−ＶF）／Ｒ２＋ＶL／Ｒ１の電流が流れる。ＶFは第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース−エミッタ接合の順方向電圧である。即ち、ベース電流ＩB３は、直流電源電圧ＶDCの変化の影響を直接に受ける。
【００３７】
ＮＰＮトランジスタＱ１を非道通にするには、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３を殆どゼロにする必要がある。そのためには、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタから 、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベースに向けてそのベース電流ＩB３≒（ＶDC−ＶF）／Ｒ２＋ＶL／Ｒ１に等しいコレクタ電流ＩC２を流してやる必要がある。ベース電流ＩB３の値が変化すると、そのために必要なコレクタ電流ＩC２の値も変化する。必要なコレクタ電流ＩC２の値が変化すると、そのコレクタ電流ＩC２を流すために必要な第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベー ス電流も変化する。その必要なベース電流が変化すると、それを流すに必要な入力電圧ＶINの値も変化する。その結果、前述した入力電圧ＶINのしきい値電圧Ｖth、しきい値電流Ｉthの値が変化する。それらの値が変化すると、負荷電流ＩLの平均値が変化する。こうしたことから図１に示した ＤＣ−ＤＣコンバータ１には、直流電源電圧ＶDCが変化すると負荷ＲＬに流れる電流値ＩLの値が 変化しやすい弱点がある。
【００３８】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源電圧ＶDCが変化しても負荷ＲＬに流れる電流値ＩLが殆ど変化しないように改善したものである。そのようにするため、第１のＰＮＰトランジ スタＱ２のコレクタ電流ＩC２がゼロであるときの第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３が、直流電源電圧ＶDCの影響を受けないようにしている。図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３では、直流電源電圧ＶDCが上昇して第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３が増加しようとすると、第４の抵抗Ｒ４の両端電圧が増加する。すると、第３のＰＮＰトランジスタＱ４のベース電流が増加してそのコレクタ電流も増加する。増加した第３のＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタ電流は、第２の抵抗Ｒ２に流れて第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電位を上昇させる。そのベース電位の上昇は、ベース電流ＩB３を減少させて第４の抵抗Ｒ４を流れるエミッタ電流の 増加を抑える。
【００３９】
こうした動作により第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタ電流は、直流電源電圧ＶDCが変化してもほぼ一定値ＶF／Ｒ４を維持する。ＶFは第３のＰＮＰトランジスタＱ４のベース−エミッタ接合の順方向電圧である。第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタ電流が変化しなければ、そのコレクタ電流ＩC３、ベース電流ＩB３も変化せず、ほぼ一定値となる。コレクタ電流ＩC３、ベー ス電流ＩB３が一定値であれば、コレクタ電流ＩC３をゼロにするために第１のＰＮＰトランジスタＱ２が出力しなければならないコレクタ電流ＩC２の値も一定となる。コレクタ電流ＩC２の値が一定であれば、それを流すために必要な第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース電流も一定でよい。従って、入力電圧ＶINのしきい値電圧Ｖth、負荷電流ＩLのしきい値電流Ｉthも一定で変化しない ことになる。
【００４０】
こうした動作により本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源電圧ＶDCが変化しても一定の定電流を負荷ＲＬに流すことができる。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２は、第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１に部品を２個追加したのみである。全体として僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３は、負荷ＲＬの抵抗値が大きく変化しても、また直流電源電圧ＶDCが大きく変化しても負荷ＲＬに定電流を流すことができる。従って、負荷ＲＬの位置にＬＥＤ、有機ＥＬ等の発光素子を接続した場合、それらの順方向電圧、抵抗値のばらつきが大きくても定電流を流すことができ、ほぼ一定の発光強度で点灯させることができる。
【００４１】
（第４の実施形態）
図５は、第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４の構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ４は、第３の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３が第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１に第３のＰＮＰトランジスタＱ４と第４の抵抗Ｒ４を追加したと同様に、第２の実施形態に係る図３のＤＣ−ＤＣコンバータ３に第３のＰＮＰトランジスタＱ４と第５の抵抗Ｒ５を追加したものである。追加の位置は第３の実施形態の場合と同じである。
【００４２】
第３の実施形態にて説明した理由と同じ理由により、このＤＣ−ＤＣコンバータ４は第２の実施形態に係る図３のＤＣ−ＤＣコンバータ３よりも直流電源電圧Ｖの変化に対する出力電圧ＶＬの変動が小さくなる利点がある。このＤＣ−ＤＣコンバータ４も僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成図である。
【図２】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の波形図である。
【図３】第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２の構成図である。
【図４】第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成図である。
【図５】第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４の構成図である。
【図６】従来技術に係る定電流駆動回路の構成例である。
【図７】従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成例である。
【符号の説明】
【００４４】
図面中、１、２、３、４はＤＣ−ＤＣコンバータ、５はプラス側直流電源線、６は接地線、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はチョークコイル、Ｑ１は第１のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）、Ｑ２は第２のトランジスタ（第１のＰＮＰトランジスタ）、Ｑ３は第３のトランジスタ（第２のＰＮＰトランジスタ） 、Ｑ４は第４のトランジスタ（第３のＰＮＰトランジスタ） 、Ｒ１は第１の抵抗、Ｒ２は第２の抵抗、Ｒ３は第３の抵抗、Ｒ４は第４の抵抗、Ｒ５は第５の抵抗、ＲＬは負荷、Ｒｓは電流検出用抵抗を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば発光ダイオード、有機ＥＬ等の発光素子を電源電圧変動の大きい環境下で点灯させるのに好適なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと呼ぶ。）、有機ＥＬ（ｅｌｅｃｔｒｏｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子等の発光素子の発光光量は駆動電流にほぼ比例する。そのため、これら発光素子の点灯には定電流駆動回路が用いられる。図６は負荷であるＬＥＤ５０を定電流で点灯させるエミッタフォロワ型の定電流駆動回路の例である（特許文献１参照）。図中の定電圧ダイオードＺＤ５０の電圧をＶZ、トランジスタＱ５０のベース−エミッタ間電圧をＶBEとすると、ＬＥＤ５０には （ＶZ−ＶBE）／Ｒ５０の電流が流れる。この電流値は電源電圧Ｖの値が変動しても殆ど変化しな い。この定電流駆動回路は回路構成が簡単であり、電源電圧Ｖが変動しても安定した定電流をＬＥＤ５０に流すことができる。しかし、トランジスタＱ５０を活性領域で動作させるためトランジスタＱ５０には消費電力定格の大きいトランジスタを使用しなければならない。加えて抵抗Ｒ５０、定電圧ダイオードＺＤ５０における消費電力も無視できない。
【０００３】
図７はＤＣ−ＤＣコンバータ方式により電源電圧ＶDCを負荷であるＬＥＤ５１の順方向電圧ＶF より僅かに高い定電圧に降圧させ、その定電圧をＬＥＤ５１と抵抗ＲCの直列回路に供給してＬＥ Ｄ５１に定電流を流す回路である（特許文献１参照）。この回路はスイッチング方式を採用しているため回路の電力損失が少ない利点がある。しかし、この回路はスイッチングレギュレータ５０、スイッチングデューティ比変更部５１、オシレータ５２、コンパレータ５３、基準電圧５４等の多くの回路で構成されるため部品点数が非常に多くなる欠点を有する。
【特許文献１】特開２００５−２９０１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、従来技術のこうした問題点を解決するためになされたもので、その課題は、部品点数の少ない簡単な回路構成でもってＬＥＤ、有機ＥＬ等の発光素子を電源電圧変動の大きい環境下で点灯させるのに適した自励式のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、直流電源線（５）と接地線（６）との間に電源線側から負荷（ＲＬ）、チョークコイル（Ｌ１）と、第１、第２の端子間に電流経路が形成され制御端子に第１の端子の電圧に対応した所定電圧が印加された時に第１、第２の端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）を第２の端子を前記チョークコイル（Ｌ１）側に、第１の端子を接地線側にして直列接続し、前記チョークコイル（Ｌ１）と第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と前記直流電源線（５）との間に整流素子（Ｄ１）を逆接続した自励式ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記直流電源線（５）と負荷（ＲＬ）の間に電流検出用抵抗（Ｒｓ）を挿入し、第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記電流検出用抵抗（Ｒｓ）と負荷（ＲＬ）の接続点に接続した第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に一端を接続し、前記負荷（ＲＬ）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点に他端を接続する第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に、第２の端子を前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に接続した第３のトランジスタ（Ｑ３）を具備し、第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と前記接地線（６）との間に第２の抵抗（Ｒ２）を具備し、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２の端子と前記接地線（６）との間に第３の抵抗（Ｒ３）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００６】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記負荷（ＲＬ）を前記直流電源線（５）と、前記第１の抵抗（Ｒ１）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点との間に接続換えし、前記負荷（ＲＬ）があった位置に第４の抵抗（Ｒ４）を具備したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００７】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１および２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子と前記直流電源線（５）との間に追加接続した第５の抵抗（Ｒ５）を具備し、前記直流電源線（５）に第１の端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子に制御端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子に第２の端子をそれぞれ接続して追加した第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのように多数の部品を必要とする発振回路、基準電圧生成回路、誤差増幅回路、コンパレータ等を構成に採り入れておらず、僅かな個数の部品で負荷を定電流駆動できる利点を有する。また、部品点数が少ないことから安価に製作できる利点を有する。
【０００９】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのように多数の部品を必要とする発振回路、基準電圧生成回路、誤差増幅回路、コンパレータ等を構成に採り入れておらず、僅かな個数の部品で負荷を定電圧駆動できる利点を有する。また、部品点数が少ないことから安価に製作できる利点を有する。
【００１０】
請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは請求項１および２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと同じ利点を有することに加え、直流電源電圧が大きく変動した場合でも負荷を安定した定電流または定電圧で駆動できる利点を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを実施形態に分けて説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成図である。本回路は直流電源で動作する回路であって、正の直流電圧ＶDCがプラス側直流電源線５に供給され、その基準電位が接地線６に与えられる。プラス側直流電源線５と接地線６との間には、プラス側直流電源線５から順に電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、チョークコイルＬ１、ＮＰＮトランジスタ（第１のトランジスタに相当）Ｑ１が直列に接続されている。ＮＰＮトランジスタはコレクタ（第２の端子に相当）をチョークコイルＬ１側に、エミッタ（第１の端子に相当）を接地線６側にして接続されている。電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、チョークコイルＬ１の直列回路部分には、整流素子Ｄ１が逆並列に接続されている。整流素子Ｄ１には順方向電圧が低くてスイッチング速度の速いショットキーバリアダイオードが用いてある。
【００１２】
プラス側直流電源線５と、負荷ＲＬとチョークコイルＬ１の相互接続点との間には第１のＰＮＰトランジスタ（第２のトランジスタに相当）Ｑ２と第１の抵抗Ｒ１とが直列に接続してある。第１のＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタ（第１の端子に相当）はプラス側直流電源線５に、ベース （制御端子に相当）は電流検出用抵抗Ｒｓと負荷ＲＬの相互接続点に、コレクタ（第２の端子に相当）は第１の抵抗Ｒ１に接続してある。
【００１３】
更に、第２のＰＮＰトランジスタ（第３のトランジスタに相当）Ｑ３が、そのエミッタ（第１の端子に相当）をプラス側直流電源線５に、コレクタ（第２の端子に相当）をＮＰＮトランジスタＱ１のベースに、ベース（制御端子に相当）を第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタにそれぞれ接続して配置してある。第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベースと接地線６との間には第２の抵抗Ｒ２が、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース（制御端子に相当）と接地線６との間には第３の抵抗Ｒ３がそれぞれ接続してある。
【００１４】
次に、このように構成された本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について図２に示した波形図を参照して説明する。このＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成要素の内、第１、第２のＰＮＰトランジスタＱ２、Ｑ３、第１〜第３の抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、増幅率の高い電流出力型反転増幅回路 （コンパレータ回路）を構成している。第１のＰＮＰトランジスタＱ２の入力電圧をＶINとする。入力電圧ＶINは、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース電位を基準としたエミッタ電圧を指すものとする。
【００１５】
時刻ｔ０においてプラス側直流電源線５に直流電圧ＶDCが印加されたとする（図２の（１）参照）。時刻ｔ０直後には、第１のＰＮＰトランジスタＱ２はまだ非道通状態にあるためその出力コレクタ電流はゼロである。第２のＰＮＰトランジスタＱ３には、プラス側直流電源線５よりそのベース、第２の抵抗Ｒ２を通って接地線６に至る経路でベース電流ＩB３が流れる。ベース電流ＩB３が流れることにより第２のＰＮＰトランジスタＱ３はコレクタ電流ＩC３を出力する。コレクタ電流 ＩC３は、最初は第３の抵抗Ｒ３に流れるが、その両端電圧がＮＰＮトランジスタＱ１のベース− エミッタ接合の順方向電圧近くに達するとＮＰＮトランジスタＱ１のベースにも流れ込んでＮＰＮトランジスタＱ１を導通させる。ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流をＩB１とする。その電流 波形は図２の（４ ）に示すように時刻ｔ０直後に一定値に達する。
【００１６】
ＮＰＮトランジスタＱ１が導通すると、プラス側直流電源線５より電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、チョークコイルＬ１、ＮＰＮトランジスタＱ１を通って接地線６に流れる電流経路ができ、負荷ＲＬに負荷電流ＩLが流れ始める。ここで、負荷ＲＬは、抵抗又は図中に示すようなＬＥＤであ るとする。電流経路にはチョークコイルＬ１が含まれているため、負荷電流ＩLは図２の（２）に 示すように漸増カーブで上昇する。
【００１７】
負荷電流ＩLの漸増により、電流検出用抵抗Ｒｓの両端電圧であり第１のＰＮＰトランジスタＱ ２の入力電圧である電圧ＶINも図２の（３）に示すように漸増カーブで上昇する。入力電圧ＶINが第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶF近くにまで上昇すると、 第１のＰＮＰトランジスタＱ２にベース電流が流れ始める。これにより第１のＰＮＰトランジスタＱ２は活性領域に入ってコレクタ電流が流れ始める。そのため第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２は、第２のＰＮＰトランジスタＱ３と第２の抵抗Ｒ２の相互接続点に向けて流れる。
【００１８】
第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２には、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３と第 １のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２の双方が流れる。第１のＰＮＰトランジスタＱ ２がコレクタ電流ＩC２を供給し始めると第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電位は上昇し、 そのコレクタ電流ＩC３は減少を始める。それに伴いＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１も減少を始める（図２、時刻ｔ１付近）。第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２がゼ ロのときの第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３は大きな値になるようにしてある 。そのためコレクタ電流ＩC３が少し減少しても、ＮＰＮトランジスタＱ１には大きなコレクタ電 流ＩC１を吸引できるベース電流ＩB１が供給され続ける。
【００１９】
従って、その間も負荷電流ＩLは上昇を続け、入力電圧ＶINも上昇していく。第２のＰＮＰトラ ンジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１は減少を続ける。そして、入力電圧ＶINがあるしきい値電圧Ｖthに達した時点で、ベース電流ＩB１の減少によりＮ ＰＮトランジスタＱ１はそのときの負荷電流ＩLを十分には吸引できない状態となる。すると、Ｎ ＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧が、それまでの約０．２Ｖの電圧から上昇に転ずる。
【００２０】
ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇すると、負荷電流ＩLの上昇は鈍る
ものの、その値は入力電圧ＶINがしきい値電圧Ｖthに達した時の電流（しきい値電流）Ｉthを超えて上昇を継続する（図２、時刻ｔ１〜ｔ２）。入力電圧ＶINの上昇によりＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１は減少を続け、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧は上昇し ていく（ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間抵抗が高くなっていく）。負荷電流ＩL の上昇は益々鈍り、やがて上昇率がゼロとなる。そして、今度は減少に転じようとする（図２、時刻ｔ２付近）。
【００２１】
負荷電流ＩLが減少に転じ始めると、チョークコイルＬ１の両端に大きな逆起電力が生じる。逆 起電力は、チョークコイルＬ１のＮＰＮトランジスタＱ１側端子が負荷ＲＬ側端子より高くなる電圧である。この逆起電力のため、それまでＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに流れ込んでいた負荷電流ＩLは、経路を変えてダイオードＤ１を通るようになる。負荷電 流ＩLはダイオードＤ１、電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬを通って再びチョークコイルＬ１に戻る 閉経路を流れ始める。その瞬間、ダイオードＤ１の順方向電流Ｉｄ１は急激に増加する。反対にＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC１は急激に減少してゼロになる（図２、時刻ｔ２付近） 。
【００２２】
このような動作により負荷電流ＩLは、入力電圧ＶINがしきい値電圧Ｖthに達した時刻ｔ１（そ のときの負荷電流ＩLは、しきい値電流Ｉth＝Ｖth／Ｒｓに等しい。）より微小時間Δｔ１だけ遅 れた時刻ｔ２に減少に転ずる。入力電圧ＶINも同じく時刻ｔ２に減少に転ずる。
【００２３】
ここで、この微小な遅れ時間Δｔ１には、入力電圧ＶINの変化がＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC１の変化に現れるまでの信号遅延（伝搬）時間も影響している。入力電圧ＶINの変化 は 、第１のＰＮＰトランジスタＱ２、第２のＰＮＰトランジスタＱ３、ＮＰＮトランジスタＱ１ の各電流増幅動作を経て初めてコレクタ電流ＩC１の変化として現れる。各トランジスタの電流増 幅動作には 、少数キャリアの拡散速度、ベース領域における少数キャリア蓄積効果、浮遊容量等 に起因する僅かな遅れ（遅延）がある。従って、入力電圧ＶINが、定常時にはＮＰＮトランジスタＱ１を非導通にさせ得る値に達したとしても、ＮＰＮトランジスタＱ１は、その信号遅延（伝搬）時間だけ遅れて非導通になる。その遅延時間内にも負荷電流ＩLは増大を続ける。図２に示す時刻 ｔ１とｔ２との間の微小時間Δｔ１には、このような信号遅延（伝搬）時間も含まれる。
【００２４】
ダイオードＤ１を通る閉経路を流れる負荷電流ＩLは、電流検出用抵抗Ｒｓ、負荷ＲＬ、ダイオ ードＤ１内で熱を発生させる。時刻ｔ２以降に流れる負荷電流ＩLは、時刻ｔ２の直前にチョーク コイルＬ１に蓄積されていた電磁エネルギー（１／２）・Ｌ１・ＩL2 に起因するものである。従 って、電流検出用抵抗Ｒｓでの熱の発生、負荷ＲＬの駆動等によりエネルギーが消費されると、その分だけチョークコイルＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが減少する。電磁エネルギーの減少は負荷電流ＩLの減少をもたらす。即ち、時刻ｔ２を境として負荷電流ＩLと入力電圧ＶINは共に漸減カーブを描く（図２の（２）、（３）参照）。
【００２５】
下降開始後の暫くの間は第１のＰＮＰトランジスタＱ２が十分なコレクタ電流ＩC２を供給し続
けるため、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３はゼロを維持する。そのためＮＰ ＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１もゼロのままで、ＮＰＮトランジスタＱ１は非導通を継続 する（図 ２、時刻ｔ２〜ｔ３）。
【００２６】
負荷電流ＩLが更に減少して入力電圧ＶINが前述のしきい値電圧Ｖthにまで減少すると、第１の ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC２が減少して第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレク タ電流ＩC３が流れ始める。するとＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流ＩB１も増加を始め、ＮＰＮトランジスタＱ１が再びコレクタ電流ＩC１を流し始める（図２、時刻ｔ３付近）。
【００２７】
ＮＰＮトランジスタＱ１がコレクタ電流ＩC１を流し始めると、その電流によりプラス側直流電 源線５からチョークコイルＬ１にエネルギーが供給されるようになる。負荷電流ＩLの減少は鈍り
、やがて増加に転ずる。その瞬間からダイオードＤ１には逆方向に電圧が印加されるようになり、その電流Ｉｄ１は急激に減少してゼロになる。それまでダイオードＤ１を流れていた負荷電流ＩL は、流路を変えてＮＰＮトランジスタＱ１を通って接地線６に流れ込むようになる。コレクタ電流ＩC１は一挙に増大する（図２、時刻ｔ４）。一挙に増大した後、負荷電流ＩLはチョークコイルＬ１が存在するために時刻ｔ１の少し前と同じ勾配で上昇する。負荷電流ＩLの上昇に合わせて入力 電圧ＶINも上昇する（図２、時刻ｔ４〜ｔ５）。
【００２８】
このような動作により負荷電流ＩL、入力電圧ＶINは、共に入力電圧ＶINがしきい値電圧Ｖthに 減少した時刻ｔ３（そのときの負荷電流ＩLは、しきい値電流Ｉth＝Ｖth／Ｒｓに等しい。）より 微小時間Δｔ２だけ遅れた時刻ｔ４に増加に転ずる。この微小な遅れ時間Δｔ２には、前述した微小時間Δｔ１の場合と同様に、入力電圧ＶINの減少がＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC １の増加として現れるまでの信号遅延（伝搬）時間も含まれる。
【００２９】
時刻ｔ４を境として入力電圧ＶINは上昇に転じ、時刻ｔ５に再び前述したしきい値電圧Ｖthに達する。この時刻ｔ５付近における動作は、時刻ｔ１付近の動作と同じである。負荷電流ＩL、入力 電圧ＶINは共に上昇を継続して微小時間Δｔ１後の時刻ｔ６にＮＰＮトランジスタＱ１は非導通となる。負荷電流ＩLは再びダイオードＤ１を流れるようになり、その値は減少に転ずる。時刻ｔ６ 付近の動作は時刻ｔ２付近の動作と同じである。
【００３０】
以上の説明から明らかなように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、時刻ｔ１〜ｔ５間と同じ動作を繰り返し実行する。各部の電圧、電流波形は図２に示すような繰り返し波形となる。負荷電流ＩLは、しきい値電流Ｉthを中心として上下に僅かに変動する一定電流となる。入力電圧ＶINの波形は、しきい値電圧Ｖthを中心として上下に僅かに変動する波形となる。ＮＰＮトランジス タＱ１は、時刻ｔ１〜ｔ５間の時間を１周期として導通／非導通のスイッチング動作を繰り返す。この回路は、外部から周期的な発振信号の入力を受けていない。自らが発振を起こして負荷ＲＬを定電流駆動する。従って、このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、負荷ＲＬを定電流駆動する自励式のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する。
【００３１】
なお、ここで第１の抵抗Ｒ１が接続してあることの効果について説明する。第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３は、第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２に流れる。第２の抵抗Ｒ２に 流れる電流は（ＶDC−ＶF）／Ｒ２、（ＶFは第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース−エミッタ接合の順方向電圧）の式で計算される。式から明らかなように、その値は直流電圧ＶDCの変動の影響を受ける。これに対して第１の抵抗Ｒ１を流れる電流は（負荷ＲＬの両端電圧ＶL）／Ｒ２にほぼ
等しく、その値は（しきい値電圧Ｖth）・ＲＬ／Ｒｓの式で計算される。式から明らかなように、その値は直流電圧ＶDCの影響を受けないほぼ一定値である。しきい値電圧Ｖthは、前述したように第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３の値をほぼゼロにするのに必要な入力電圧ＶIN の値である。そのためベース電流ＩB３の値が直流電圧ＶDCの値により変動したのでは、しきい値 電圧Ｖthの値も変動することになる。この変動を防ぐため本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２の抵抗Ｒ２の値を大きくし、そこを流れる電流の値を小さくしている。こうすると、直流電圧ＶDCに起因する電流の変動量が小さくなる。そして、第２の抵抗Ｒ２を流れる電流を小さくした代わりに第１の抵抗Ｒ１の値を小さくして、第１の抵抗Ｒ１を流れる電流を大きくしている。第１の抵抗Ｒ１を流れる電流は、直流電圧ＶDCの影響を殆ど受けない。このようにすることにより、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３が直流電圧ＶDCの変動から受ける影響を少なく している。その結果として、しきい値電圧Ｖthは、直流電圧ＶDCの変動の影響を受けにくくなっている。第１の抵抗Ｒ１はこのような効果をもたらしている。
【００３２】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータは発振回路、基準電圧生成回路、誤差増幅回路、コンパレータ等を構成に組み入れており、それらを構成するために多数の部品を必要とした。これに対して本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、僅かな個数の部品で回路が構成されている点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、負荷ＲＬの抵抗値が大きく変化しても負荷ＲＬには定電流を流すことができる。従って、負荷ＲＬの位置にＬＥＤ、有機ＥＬ等の発光素子を接続した場合、それらの順方向電圧、抵抗値のばらつきが大きくても定電流を流すことができ、ほぼ一定の発光強度で点灯させることができる。
【００３３】
（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２の構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ２は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１を、負荷に定電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに変形したものである。図１の構成と異なる点は、図１における負荷ＲＬの位置に第４の抵抗Ｒ４を接続し、負荷ＲＬは電流検出用抵抗Ｒｓと第４の抵抗Ｒ４の直列回路に並列に接続した点である。それ以外は図１の構成と同じである。
【００３４】
第１の実施形態で説明したように、電流検出用抵抗Ｒｓの両端電圧ＶINはしきい値電圧Ｖthにほぼ一致した値に制御される（しきい値電圧Ｖthの値は、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶFにほぼ等しい。）。第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース電流は 小さいので無視して説明する。電流検出用抵抗Ｒｓを流れた電流は、そのまま第４の抵抗Ｒ４を流れる。従って、負荷ＲＬの両端の出力電圧ＶＬは次のようになる。
ＶＬ＝Ｖth・（Ｒｓ＋Ｒ４）／Ｒｓ
即ち、出力電圧ＶＬは一定となり、負荷ＲＬは定電圧で駆動される。このＤＣ−ＤＣコンバータ２も僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【００３５】
（第３の実施形態）
図４は、第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ３は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１に第３のＰＮＰトランジスタ（第４のトランジスタに相当）Ｑ４と第５の抵抗Ｒ５を追加したものである。第５の抵抗Ｒ５は、プラス側直流電源線５と第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタの間に追加してある。第３のＰＮＰトランジスタＱ４は、エミッタ（第１の端子に相当）をプラス側直流電源線５に、ベース（制御端子に相当）とコレクタ（第２の端子に相当）は第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタとベースにそれぞれに接続してある。それ以外の構成は図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１と同じにしてある。
【００３６】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC ２がゼロであるとき、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベースにはＩB３≒（ＶDC−ＶF）／Ｒ２＋ＶL／Ｒ１の電流が流れる。ＶFは第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース−エミッタ接合の順方向電圧である。即ち、ベース電流ＩB３は、直流電源電圧ＶDCの変化の影響を直接に受ける。
【００３７】
ＮＰＮトランジスタＱ１を非道通にするには、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC３を殆どゼロにする必要がある。そのためには、第１のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタから 、第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベースに向けてそのベース電流ＩB３≒（ＶDC−ＶF）／Ｒ２＋ＶL／Ｒ１に等しいコレクタ電流ＩC２を流してやる必要がある。ベース電流ＩB３の値が変化すると、そのために必要なコレクタ電流ＩC２の値も変化する。必要なコレクタ電流ＩC２の値が変化すると、そのコレクタ電流ＩC２を流すために必要な第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベー ス電流も変化する。その必要なベース電流が変化すると、それを流すに必要な入力電圧ＶINの値も変化する。その結果、前述した入力電圧ＶINのしきい値電圧Ｖth、しきい値電流Ｉthの値が変化する。それらの値が変化すると、負荷電流ＩLの平均値が変化する。こうしたことから図１に示した ＤＣ−ＤＣコンバータ１には、直流電源電圧ＶDCが変化すると負荷ＲＬに流れる電流値ＩLの値が 変化しやすい弱点がある。
【００３８】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源電圧ＶDCが変化しても負荷ＲＬに流れる電流値ＩLが殆ど変化しないように改善したものである。そのようにするため、第１のＰＮＰトランジ スタＱ２のコレクタ電流ＩC２がゼロであるときの第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３が、直流電源電圧ＶDCの影響を受けないようにしている。図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３では、直流電源電圧ＶDCが上昇して第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電流ＩB３が増加しようとすると、第４の抵抗Ｒ４の両端電圧が増加する。すると、第３のＰＮＰトランジスタＱ４のベース電流が増加してそのコレクタ電流も増加する。増加した第３のＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタ電流は、第２の抵抗Ｒ２に流れて第２のＰＮＰトランジスタＱ３のベース電位を上昇させる。そのベース電位の上昇は、ベース電流ＩB３を減少させて第４の抵抗Ｒ４を流れるエミッタ電流の 増加を抑える。
【００３９】
こうした動作により第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタ電流は、直流電源電圧ＶDCが変化してもほぼ一定値ＶF／Ｒ４を維持する。ＶFは第３のＰＮＰトランジスタＱ４のベース−エミッタ接合の順方向電圧である。第２のＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタ電流が変化しなければ、そのコレクタ電流ＩC３、ベース電流ＩB３も変化せず、ほぼ一定値となる。コレクタ電流ＩC３、ベー ス電流ＩB３が一定値であれば、コレクタ電流ＩC３をゼロにするために第１のＰＮＰトランジスタＱ２が出力しなければならないコレクタ電流ＩC２の値も一定となる。コレクタ電流ＩC２の値が一定であれば、それを流すために必要な第１のＰＮＰトランジスタＱ２のベース電流も一定でよい。従って、入力電圧ＶINのしきい値電圧Ｖth、負荷電流ＩLのしきい値電流Ｉthも一定で変化しない ことになる。
【００４０】
こうした動作により本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源電圧ＶDCが変化しても一定の定電流を負荷ＲＬに流すことができる。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２は、第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１に部品を２個追加したのみである。全体として僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３は、負荷ＲＬの抵抗値が大きく変化しても、また直流電源電圧ＶDCが大きく変化しても負荷ＲＬに定電流を流すことができる。従って、負荷ＲＬの位置にＬＥＤ、有機ＥＬ等の発光素子を接続した場合、それらの順方向電圧、抵抗値のばらつきが大きくても定電流を流すことができ、ほぼ一定の発光強度で点灯させることができる。
【００４１】
（第４の実施形態）
図５は、第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４の構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ４は、第３の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３が第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１に第３のＰＮＰトランジスタＱ４と第４の抵抗Ｒ４を追加したと同様に、第２の実施形態に係る図３のＤＣ−ＤＣコンバータ３に第３のＰＮＰトランジスタＱ４と第５の抵抗Ｒ５を追加したものである。追加の位置は第３の実施形態の場合と同じである。
【００４２】
第３の実施形態にて説明した理由と同じ理由により、このＤＣ−ＤＣコンバータ４は第２の実施形態に係る図３のＤＣ−ＤＣコンバータ３よりも直流電源電圧Ｖの変化に対する出力電圧ＶＬの変動が小さくなる利点がある。このＤＣ−ＤＣコンバータ４も僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成図である。
【図２】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の波形図である。
【図３】第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２の構成図である。
【図４】第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成図である。
【図５】第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４の構成図である。
【図６】従来技術に係る定電流駆動回路の構成例である。
【図７】従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成例である。
【符号の説明】
【００４４】
図面中、１、２、３、４はＤＣ−ＤＣコンバータ、５はプラス側直流電源線、６は接地線、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はチョークコイル、Ｑ１は第１のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）、Ｑ２は第２のトランジスタ（第１のＰＮＰトランジスタ）、Ｑ３は第３のトランジスタ（第２のＰＮＰトランジスタ） 、Ｑ４は第４のトランジスタ（第３のＰＮＰトランジスタ） 、Ｒ１は第１の抵抗、Ｒ２は第２の抵抗、Ｒ３は第３の抵抗、Ｒ４は第４の抵抗、Ｒ５は第５の抵抗、ＲＬは負荷、Ｒｓは電流検出用抵抗を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源線（５）と接地線（６）との間に電源線側から負荷（ＲＬ）、チョークコイル（Ｌ１）と、第１、第２の端子間に電流経路が形成され制御端子に第１の端子の電圧に対応した所定電圧が印加された時に第１、第２の端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）を第２の端子を前記チョークコイル（Ｌ１）側に、第１の端子を接地線側にして直列接続し、前記チョークコイル（Ｌ１）と第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と前記直流電源線（５）との間に整流素子（Ｄ１）を逆接続した自励式ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直流電源線（５）と負荷（ＲＬ）の間に電流検出用抵抗（Ｒｓ）を挿入し、
第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記電流検出用抵抗（Ｒｓ）と負荷（ＲＬ）の接続点に接続した第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、
前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に一端を接続し、前記負荷（ＲＬ）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点に他端を接続する第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、
第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に、第２の端子を前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に接続した第３のトランジスタ （Ｑ３）を具備し、
第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と前記接地線（６）との間に第２の抵抗（Ｒ２）を具備し、
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２の端子と前記接地線（６）との間に第３の抵抗（Ｒ３）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記負荷（ＲＬ）を前記直流電源線（５）と、前記第１の抵抗（Ｒ１）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点との間に接続換えし、
前記負荷（ＲＬ）があった位置に第４の抵抗（Ｒ４）を具備したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１および２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子と前記直流電源線（５）との間に追加接続した第５の抵抗（Ｒ５）を具備し、
前記直流電源線（５）に第１の端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子に制御端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子に第２の端子をそれぞれ接続して追加した第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
直流電源線（５）と接地線（６）との間に電源線側から負荷（ＲＬ）、チョークコイル（Ｌ１）と、第１、第２の端子間に電流経路が形成され制御端子に第１の端子の電圧に対応した所定電圧が印加された時に第１、第２の端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）を第２の端子を前記チョークコイル（Ｌ１）側に、第１の端子を接地線側にして直列接続し、前記チョークコイル（Ｌ１）と第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と前記直流電源線（５）との間に整流素子（Ｄ１）を逆接続した自励式ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直流電源線（５）と負荷（ＲＬ）の間に電流検出用抵抗（Ｒｓ）を挿入し、
第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記電流検出用抵抗（Ｒｓ）と負荷（ＲＬ）の接続点に接続した第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、
前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に一端を接続し、前記負荷（ＲＬ）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点に他端を接続する第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、
第１の端子を前記直流電源線（５）に、制御端子を前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２の端子に、第２の端子を前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に接続した第３のトランジスタ （Ｑ３）を具備し、
第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と前記接地線（６）との間に第２の抵抗（Ｒ２）を具備し、
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２の端子と前記接地線（６）との間に第３の抵抗（Ｒ３）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記負荷（ＲＬ）を前記直流電源線（５）と、前記第１の抵抗（Ｒ１）とチョークコイル（Ｌ１）の接続点との間に接続換えし、
前記負荷（ＲＬ）があった位置に第４の抵抗（Ｒ４）を具備したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１および２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子と前記直流電源線（５）との間に追加接続した第５の抵抗（Ｒ５）を具備し、
前記直流電源線（５）に第１の端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第１の端子に制御端子を、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子に第２の端子をそれぞれ接続して追加した第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００８−１９９８００（Ｐ２００８−１９９８００Ａ）
【公開日】平成２０年８月２８日（２００８．８．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−３２８４９（Ｐ２００７−３２８４９）
【出願日】平成１９年２月１４日（２００７．２．１４）
【出願人】（３０４０２６９３９）サイキット株式会社 (4)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年８月２８日（２００８．８．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年２月１４日（２００７．２．１４）
【出願人】（３０４０２６９３９）サイキット株式会社 (4)
【Ｆターム（参考）】
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