シングルキャリア受信装置
【課題】ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現すると共に、演算量を抑える。
【解決手段】シングルキャリア受信装置２０１，２０２におけるブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０は、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換部２３によりＡＤ変換された受信信号に対して、受信信号とこの受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行う。相互相関部５１は、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行う。
【解決手段】シングルキャリア受信装置２０１，２０２におけるブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０は、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換部２３によりＡＤ変換された受信信号に対して、受信信号とこの受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行う。相互相関部５１は、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放送または通信等の無線伝送システムで使用されるシングルキャリアの受信装置に係わり、特に、周波数領域で等化及び合成処理を行うシングルキャリア受信装置のブロック同期技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線伝送技術において、周波数領域で等化及び合成を行うシングルキャリア方式が提案されている（非特許文献１）。このシングルキャリア方式は、ブロック単位でチャネル推定、等化及び合成を行うことができるため、同じく周波数領域で等化及び合成を行うＯＦＤＭ方式のように、移動伝送時の高速なチャネル変動に追従することができる。一方で、シングルキャリア方式では、送信信号のピーク電力と平均電力との間の差が小さいため、ＯＦＤＭ方式に比べて増幅器の電力効率が優れている。周波数領域で等化及び合成を行うシングルキャリア方式では、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行って、チャネル推定用のユニークワード及びデータを抽出し、フーリエ変換により周波数領域に変換して処理する。
【０００３】
シングルキャリア方式でも、ＯＦＤＭ方式と同じようにガードインターバルを設けて、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。しかし、ブロック同期が適切に行われない場合には、ブロック間干渉が生じて誤り率特性が極端に劣化してしまう。
【０００４】
図２は、シングルキャリア方式における送信シンボルの構成を示す図である。この送信シンボルの構成は、非特許文献１に記載されたものであり、シングルキャリア送信装置によってこの構成の送信シンボルが生成され送信される。シングルキャリア受信装置は、この構成の送信シンボルを受信することにより、周波数領域において等化及び合成処理を行う。図２において、１ブロックの送信シンボルは、データシンボルと、データシンボルの前後に挿入（配置）されるユニークワードシンボルとにより構成される。データシンボルの前に挿入されるユニークワードシンボルと、データシンボルの後に挿入されるユニークワードシンボルとは、同一かつ既知の情報である。ユニークワードシンボルのシンボル数（ポイント数）はＮであり、データシンボルのシンボル数は（Ｍ−Ｎ）であり、データシンボル及び１つのユニークワードシンボルのシンボル数は、合計でＭである。ここで、Ｍ，Ｎは正の整数であり、Ｍ＞Ｎである。シングルキャリア送信装置は、データシンボルと、データシンボルの前後に挿入したユニークワードシンボルとからなるブロックを構成し、このブロックを連続して繰り返した送信系列のシンボルを変調信号としてシングルキャリアを直交変調しＲＦ信号（無線信号）として送信する。
【０００５】
図１０は、従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部の構成を示すブロック図である。シングルキャリア受信装置は、シングルキャリア送信装置から送信されたシングルキャリアのＲＦ信号を受信し、ブロック同期部２６においてブロック同期の処理を行う。このブロック同期部２６は、複素共役化部１０１、Ｎシンボル遅延部１０２、複素乗算部１０３、Ｎシンボル積分部１０４、ピーク検出部１０５及びブロック抽出部１０６を備えている。ブロック同期部２６は、ベースバンドの実部及び虚部の受信信号に対しブロック同期処理を行い、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを求める。以下、ブロック同期部２６の各構成部について説明する。
【０００６】
複素共役化部１０１は、受信信号を入力し、受信信号の複素共役を計算し、Ｎシンボル遅延部１０２に出力する。Ｎシンボル遅延部１０２は、複素共役化部１０１から複素共役の信号を入力し、Ｎシンボル遅延させて複素乗算部１０３に出力する。
【０００７】
複素乗算部１０３は、受信信号を入力すると共に、Ｎシンボル遅延部１０２からＮシンボル遅延した複素共役の信号を入力し、複素乗算を行い、Ｎシンボル積分部１０４に出力する。Ｎシンボル積分部１０４は、複素乗算部１０３から複素乗算された受信信号を入力し、Ｎシンボル分積分し、積分信号をピーク検出部１０５に出力する。ここで、積分信号は、積分処理するＮシンボルにおいて、ユニークワードシンボルの信号同士の積分処理数が多いほど、大きい電力値を有することになり、ユニークワードシンボルの信号同士の積分処理数が少ないほど、小さい電力値を有することになる。
【０００８】
ピーク検出部１０５は、Ｎシンボル積分部１０４から積分信号を入力し、積分信号の電力値を算出してそのピークを求め、そのピークのタイミングを同期ポイントとし、ピーク時における積分信号の位相（φ＝ｔａｎ−１（虚部／実部））を同期ポイントの位相φとし、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを出力すると共に、同期ポイントをブロック抽出部１０６に出力する。ここで、同期ポイントの位相φは、シングルキャリア送信装置とシングルキャリア受信装置の周波数誤差または移動伝送におけるドップラーシフトに起因し、受信信号におけるＮシンボル経過後の位相回転量を表す。
【０００９】
ブロック抽出部１０６は、受信信号を入力すると共に、ピーク検出部１０５から同期ポイントを入力し、同期ポイントが示すタイミングにて、受信信号からユニークワードシンボル、その後のデータシンボル及びユニークワードシンボルと続くブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）を出力する。このような同期ポイントを求める手法はスライディング相関と呼ばれ、積分区間の信号系列が似通っているとピークが現われる現象を利用している。
【００１０】
このように、従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部２６は、ユニークワードが一定間隔で送られていることを利用して、受信信号のスライディング相関のピーク検出により同期ポイントを求める（特許文献１、非特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１１−５５１５３号公報
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】D.Falconer, et al., “Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems,” IEEE Commun.mag., Vol.40, pp.58-66, April 2002.
【非特許文献２】Harald Witschnig, “Concepts of Frequency Domain Equalization,” VDM Verlag, 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、前述のスライディング相関のピーク検出手法では、ユニークワードが一致した箇所で必ずしも鋭い相関ピークになるとは限らない。つまり、マルチパス環境によっては、鋭い相関ピークを得ることができない場合があり、最初の到来波のタイミングを精度良く検出できず、ブロック間干渉が生じやすくなるという問題があった。
【００１４】
一方で、受信信号とユニークワードとの間で相互相関処理を行って遅延プロファイルを計算すると、鋭い相関ピークが得られることから、相互相関のピーク検出により、最初の到来波のタイミングを検出する手法が考えられる。この相互相関のピーク検出手法では、受信信号とユニークワードとの間で相互相関処理を行うと、ユニークワードが２回連続して送られているため、遅延プロファイルも２回連続して計算される。最初の遅延プロファイルにおいては、最大の到来波よりも後ろの到来波（後ろゴースト）の方が受信電力のダイナミックレンジが大きく、２回目の遅延プロファイルにおいては、最大の到来波よりも前の到来波（前ゴースト）の方が受信電力のダイナミックレンジが大きいため、ブロック同期には２回目の遅延プロファイルを用いる方が精度は良くなる。
【００１５】
しかしながら、この相互相関のピーク検出手法では、２回目の遅延プロファイルを相互相関ピークのみから識別しようとすると、サンプリングタイミングのずれ等が原因で、１回目の遅延プロファイルと２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークの大小関係が変化してしまい、正確に２回目の遅延プロファイルを識別することができなくなる場合があるという問題があった。さらに、相互相関処理は演算量が多いため、回路規模が大きくなり、処理時間がかかるという問題もあった。
【００１６】
このように、従来のスライディング相関のピーク検出手法では、ブロック同期が適切に行われず、ブロック間干渉が生じて誤り率特性が極端に劣化してしまう場合があるという問題があった。また、相互相関のピーク検出手法では、スライディング相関のピーク検出手法に比べ、ブロック同期のタイミングを精度良く検出することができるが、２回目の遅延プロファイルを正確に識別することができない場合があり、ブロック同期のタイミングを検出するための範囲を正確に識別することができないという問題があった。また、相互相関処理は演算量が多いため、回路規模を削減し、処理時間を短縮化する必要があった。
【００１７】
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現すると共に、演算量を抑えることが可能なシングルキャリア受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記目的を達成するために、本発明によるシングルキャリア受信装置は、シンボル数が（Ｍ−Ｎ）のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したシンボル数がＮの既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信信号を、シングルキャリアの無線信号として受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数、Ｍ＞Ｎ）、前記受信した信号をＡＤ変換及び直交復調してベースバンドの受信信号とし、ブロック同期処理によりブロック同期した信号を生成し、前記ブロック同期した信号を周波数領域で等化または合成するシングルキャリア受信装置において、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号と、前記受信信号を前記ユニークワードシンボル数分遅延させた信号との間の相関処理により相関値を算出し、前記相関値がピークとなるタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとして検出するスライディング相関部と、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルについての参照信号との間の相関処理により相関値を遅延プロファイルとして算出し、前記遅延プロファイルがピークとなる前の所定の前ゴースト探索範囲にて、所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する相互相関部と、前記相互相関部により検出されたブロック先頭タイミングに基づいて、前記受信信号からブロックを抽出し、ブロック同期した信号を出力するブロック抽出部と、を備えたことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記相互相関部が、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後における所定の計算範囲を設定する相互相関計算範囲設定部と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルが複素共役の参照信号として記憶された参照信号メモリ部と、前記相互相関計算範囲設定部により設定された計算範囲において、前記受信信号と前記参照信号メモリ部に記憶された参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う複素乗算部と、前記複素乗算部により複素乗算されたＮシンボル分の乗算結果を積分し、前記計算範囲におけるＮシンボル毎の積分値を算出するＮシンボル積分部と、Ｎシンボル積分部により算出された積分値に対応する遅延プロファイルが最大ピークとなるタイミングを検出するピーク検出部と、前記ピーク検出部により検出された最大ピークのタイミングを基準にして、それ以前の所定時点から前記基準時点までの間の前ゴースト探索範囲の中で、前記遅延プロファイルにおいて所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する前ゴースト検出部と、を備えたことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、さらに、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号に対し、前記送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行うディシメーション部を備え、前記スライディング相関部が、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号の代わりに、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記スライディング相関ピークのタイミングを検出し、前記相互相関部が、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号の代わりに、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記ブロック先頭タイミングを検出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
以上のように、本発明によれば、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現することができると共に、ブロック同期を実現するための演算量を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】シングルキャリア方式における送信シンボルの構成を示す図である。
【図３】ユニークワードにＣｈｕ符号を用いた場合の相互相関特性を説明する図である。
【図４】本発明の実施形態による第１のシングルキャリア受信装置の構成（受信ブランチ数が１の場合の構成）を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態による第２のシングルキャリア受信装置の構成（受信ブランチ数がＬ（Ｌは２以上の整数）の場合の構成）を示すブロック図である。
【図６】第１のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。
【図７】第２のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。
【図８】ブロック同期部のスライディング相関部における処理のタイミングを説明する図である。
【図９】ブロック同期部の相互相関部における処理のタイミングを説明する図である。
【図１０】従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部の構成を示すブロック図である。
【図１１】前ゴースト、主波及び後ろゴーストの３波が存在する条件において、第２のブロック同期部によりブロック同期を行った場合の相互演算の結果を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明の実施形態では、シングルキャリア送信装置が、既知のＮシンボルのユニークワードの次に（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータ、その次にＮシンボルのユニークワードからなるブロック単位の送信シンボルを構成し、この系列でシングルキャリアを直交変調して連続的に送信することを前提とする。また、シングルキャリア受信装置の受信ブランチ数は１またはＬ（Ｌは２以上の整数）であり、シングルキャリア受信装置が、各受信ブランチにおいて、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換した受信信号に対し、ブロック同期を行い、次に、ブロックの初めのユニークワードの部分におけるＮシンボルの受信信号をフーリエ変換した信号に対し、送信された既知のユニークワードをフーリエ変換した信号で割り算し、Ｎポイントの周波数領域のチャネル情報を得る。その後、Ｎポイントのチャネル情報からＭポイントのチャネル情報にアップサンプリングする。さらに、データと次のユニークワードの部分におけるＭシンボルの受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を得て、周波数領域で等化または合成を行うことを前提とする。
【００２４】
〔シングルキャリア送信装置〕
はじめに、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置へシングルキャリアのＲＦ信号を送信するシングルキャリア送信装置について説明する。図１は、シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。このシングルキャリア送信装置２００は、送信前処理部１、マッピング部２、基準信号挿入部３、アップサンプル部４、帯域制限フィルタ部５、デジタル直交変調部６、アパーチャ補正部７、ＤＡ（デジタル／アナログ）変換部８、送信高周波部９及び送信アンテナ１０を備えている。
【００２５】
送信前処理部１は、ＴＳパケット形式等により構成された情報を入力し、フレーム同期、エネルギ拡散、外符号符号化、外インタリーブ、内符号符号化、内インタリーブ等の送信前処理を施し、送信前処理した信号をマッピング部２に出力する。
【００２６】
マッピング部２は、送信前処理部１から送信前処理された信号を入力し、入力した信号をＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点に割り当ててマッピングし、マッピングした信号を基準信号挿入部３に出力する。
【００２７】
基準信号挿入部３は、マッピング部２からマッピングされた信号を入力し、Ｎシンボルのユニークワードシンボルを、マッピングされた信号における（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータシンボルの前後に挿入して配置し、図２に示した送信シンボルのブロックを構成し、アップサンプル部４に出力する。ここで、Ｍ，Ｎは、高速フーリエ変換を行うことができるように、２のべき乗の値を用いる。また、ユニークワードとしては、Ｆｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ符号、Ｃｈｕ符号等を用いる。これにより、高速フーリエ変換したときの振幅特性が各周波数で一定となり、各周波数においてチャネル情報を精度良く求めることが可能となる。
【００２８】
アップサンプル部４は、基準信号挿入部３から送信シンボルのブロックを入力し、アップサンプリングを行い、アップサンプリング後の送信シンボルのブロックを帯域制限フィルタ部５に出力する。帯域制限フィルタ部５は、アップサンプル部４からアップサンプリング後の送信シンボルのブロックを入力し、フィルタ処理により帯域制限を行い、帯域制限した送信シンボルのブロックをデジタル直交変調部６に出力する。帯域制限フィルタとしては、ルートロールオフ特性を有するフィルタが通常用いられる。
【００２９】
デジタル直交変調部６は、帯域制限フィルタ部５から帯域制限された送信シンボルのブロックを入力し、送信シンボルのブロックを構成するシングルキャリアを直交変調し、直交変調後の信号をアパーチャ補正部７に出力する。アパーチャ補正部７は、デジタル直交変調部６から直交変調後の信号を入力し、後段のＤＡ変換部８におけるＤＡ変換によるアパーチャ効果を予め補正し、補正後の信号をＤＡ変換部８に出力する。ＤＡ変換部８は、アパーチャ補正部７から補正後の信号を入力し、デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を送信高周波部９に出力する。
【００３０】
送信高周波部９は、ＤＡ変換部８からアナログ信号を入力し、入力したアナログ信号の周波数を無線周波数に周波数変換し、規定の電力で送信アンテナ１０からシングルキャリアのＲＦ信号を送信する。
【００３１】
尚、図１では、帯域制限フィルタ部５、デジタル直交変調部６及びアパーチャ補正部７は、デジタル信号処理を行っているが、基準信号挿入部３により出力される複素ベースバンド信号である送信シンボルのブロックをＤＡ変換した後のアナログ信号を用いて、アナログ信号処理を行なうようにしてもよい。
【００３２】
このように、シングルキャリア送信装置２００は、（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータシンボルと、このデータシンボルの前後に配置した既知のＮシンボルのユニークワードシンボルとからなるブロックの送信シンボルを生成し、シングルキャリアのＲＦ信号を送信する。
【００３３】
ここで、基準信号挿入部３により挿入されるユニークワードがＣｈｕ符号であり、ユニークワード長がＮの場合のｉ番目（ｉ=０〜Ｎ−１）のＣｈｕ符号をｅｘｐ｛ｊ・Ｋ・π・ｉ２／Ｎ｝と表したとき（ｊは虚数単位）、パラメータＫを、Ｎより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とする。この場合、後述する図３に示すように、ユニークワードから求めた遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができる。
【００３４】
図３は、ユニークワードにＣｈｕ符号を用いた場合の相互相関特性を説明する図である。図３は、ユニークワード長をＮ＝１２８とし、到来波を３つに設定した場合の受信信号とユニークワードの相互相関特性（相互相関の電力値、遅延プロファイル）を表しており、（１）はＫ＝１２７、（２）はＫ＝１３、（３）はＫ＝３の場合を示している。この相互相関処理では、ユニークワードが２回連続して送られることから、遅延プロファイルが２回連続して計算される。図３から明らかなように、（１）では、設定した到来波のみがピークとなって遅延プロファイルに現れているが、（２）及び（３）では、擬似的なピークも遅延プロファイルに現れている。図３には示していないが、Ｎと互いに素であるこれ以外のＫについても同様な結果が得られている。
【００３５】
このことから、ＫをＮより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とすることにより（図３の場合は（１）Ｋ＝１２７とすることにより）、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができ、これを正確なブロック同期に利用できることがわかる。また、遅延プロファイルに擬似的なピークが現れる場合であっても、その擬似的なピークの現れるタイミングが、設定した到来波を含む所定範囲（後述する相互相関部５１において、遅延プロファイルの計算対象となる範囲、並びにピーク及び前ゴーストを検出する範囲）に含まれない場合には、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができ、これを正確なブロック同期に利用することができる。
【００３６】
尚、基準信号挿入部３により挿入されるユニークワードは、必ずしもＣｈｕ符号である必要はなく、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることが可能な符号であればよい。
【００３７】
〔シングルキャリア受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置について説明する。図４及び図５は、シングルキャリア受信装置の構成を示すブロック図である。図４は、受信ブランチ数が１の場合における第１のシングルキャリア受信装置の構成を示し、図５は、受信ブランチ数がＬ（Ｌは２以上の整数）の場合における第２のシングルキャリア受信装置の構成を示している。
【００３８】
まず、受信ブランチ数が１の場合における第１のシングルキャリア受信装置について説明する。図４において、第１のシングルキャリア受信装置２０１は、受信アンテナ２１、受信高周波部２２、ＡＤ（アナログ／デジタル）変換部２３、デジタル直交復調部２４、帯域制限フィルタ部２５、ブロック同期部２６、自動周波数制御部２７、フーリエ変換部２９、チャネル推定部３０、周波数領域等化部３１、逆フーリエ変換部３２、シンボル判定部３３及び受信後処理部３４を備えている。
【００３９】
シングルキャリア受信装置２０１が受信アンテナ２１を介して、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を受信すると、受信高周波部２２は、ＲＦ信号の無線周波数を中間周波数に周波数変換し、ＩＦ信号をＡＤ変換部２３に出力する。ＡＤ変換部２３は、受信高周波部２２からＩＦ信号を入力し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、デジタルＩＦ信号をデジタル直交復調部２４に出力する。デジタル直交復調部２４は、ＡＤ変換部２３からデジタルＩＦ信号を入力すると共に、自動周波数制御部２７から補正情報を入力し、デジタルＩＦ信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成し、補正情報に基づいて周波数ずれを補正し、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部２５に出力する。
【００４０】
帯域制限フィルタ部２５は、デジタル直交復調部２４から複素ベースバンド信号を入力し、フィルタ処理により帯域制限を行い、帯域制限した複素ベースバンド信号をブロック同期部２６に出力する。帯域制限フィルタとしては、ルートロールオフ特性を有するフィルタが通常用いられる。
【００４１】
ブロック同期部２６は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号を入力し、ブロックの同期タイミングを検出し、ユニークワードの部分（Ｎシンボル分）とデータ及びユニークワードの部分（Ｍシンボル分）とを抽出すると共に、自動周波数制御のために位相差情報を生成する。そして、ブロック同期部２６は、データ及びユニークワードの部分の信号をフーリエ変換部２９に出力し、ユニークワードの部分の信号をチャネル推定部３０に出力し、位相差情報を自動周波数制御部２７に出力する。ブロック同期部２６の詳細については後述する。
【００４２】
自動周波数制御部２７は、ブロック同期部２６から位相差情報を入力し、位相差情報に基づいて、周波数ずれを補正するための情報（補正情報）を生成し、生成した補正情報をデジタル直交復調部２４に出力する。
【００４３】
フーリエ変換部２９は、ブロック同期部２６からデータ及びユニークワードの部分の信号を入力し、入力した信号をフーリエ変換してＭシンボル（Ｍポイント）の周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）を生成し、周波数領域等化部３１に出力する。一方、チャネル推定部３０は、ブロック同期部２６からユニークワードの部分の信号を入力し、入力した信号をフーリエ変換してＮシンボル（Ｎポイント）の周波数領域の信号を生成し、生成した信号を、送信されたユニークワードの周波数領域の情報（参照情報）で複素除算してＮポイント分の伝搬路情報を推定し、Ｍポイント分の周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）にアップサンプリングし、周波数領域等化部３１に出力する。
【００４４】
周波数領域等化部３１は、フーリエ変換部２９からデータ及びユニークワードにおけるＭポイントの周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）を入力すると共に、チャネル推定部３０からＭポイントの周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）を入力し、周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）と周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）とを用いて周波数毎に周波数領域等化を行い、等化した周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を逆フーリエ変換部３２に出力する。
【００４５】
逆フーリエ変換部３２は、周波数領域等化部３１から等化された周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を入力し、逆フーリエ変換を行って時間領域の受信信号を生成し、シンボル判定部３３に出力する。シンボル判定部３３は、逆フーリエ変換部３２から時間領域の受信信号を入力し、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点の判定を行い、受信後処理部３４に出力する。
【００４６】
受信後処理部３４は、シンボル判定部３３からシンボル判定された時間領域の信号ｙ（ｔ）を入力し、シングルキャリア送信装置２００の送信前処理部１に対応する処理、すなわち、内デインタリーブ、内符号復号、外デインタリーブ、外符号復号、エネルギ逆拡散、フレーム同期等の受信後処理を施し、元のＴＳパケット形式等により構成された情報を出力する。
【００４７】
次に、受信ブランチ数がＬの場合における第２のシングルキャリア受信装置について説明する。図５において、第２のシングルキャリア受信装置２０２は、受信ブランチ数Ｌの受信系統数分の受信ブランチ＃１〜＃Ｌ、周波数領域合成部３５、逆フーリエ変換部３２、シンボル判定部３３及び受信後処理部３４を備えている。受信ブランチ＃１〜＃Ｌのそれぞれは、図４に示した受信アンテナ２１からチャネル推定部３０までの構成に加え、雑音電力検出部２８を備えており、シングルキャリア受信装置２０２は、受信系統数分の受信ブランチ＃１〜＃Ｌを並列処理する。図５において、図４と共通する部分には図４と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
【００４８】
受信ブランチ＃１〜＃Ｌの雑音電力検出部２８は、ブロック同期部２６からブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）及び同期ポイントを入力し、受信信号ｙｉ（ｔ）に含まれる雑音電力ｎｉを検出し、雑音電力ｎｉを周波数領域合成部３５に出力する。ここで、ｉ＝１，・・・，Ｌである。
【００４９】
周波数領域合成部３５は、受信ブランチ＃１〜＃Ｌから雑音電力ｎ１〜ｎＬ、データ及びユニークワードの周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）〜ＹＬ（ｆ）、及び周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）〜ＨＬ（ｆ）を入力し、周波数領域で合成処理を行い、周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を逆フーリエ変換部３２に出力する。尚、雑音電力検出部２８及び周波数領域合成部３５の処理は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。詳細については前述の特許文献１を参照されたい。
【００５０】
図４及び図５において、ＡＤ変換部２３のサンプリング速度は、サンプリング定理を満たすために送信信号のクロックに対して２倍以上とし、図４に示した周波数領域等化部３１及び図５に示した周波数領域合成部３５の手前までは、オーバーサンプリングで処理することを基本とする。尚、本説明においては、受信信号のシンボル数を等倍のシンボル数で表現している。また、図４及び図５では、受信したＩＦ信号をＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタル信号を用いてデジタル直交復調部２４及び帯域制限フィルタ部２５によるデジタル信号処理を行っているが、アナログ信号を用いてデジタル直交復調部２４及び帯域制限フィルタ部２５に相当するアナログ信号処理を行った後に、アナログ信号をデジタル信号にＡＤ変換するようにしてもよい。
【００５１】
〔第１のブロック同期部〕
次に、図４及び図５に示したブロック同期部２６における第１の構成及び処理について詳細に説明する。図６は、第１のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。このブロック同期部２６−１は、スライディング相関部４０、相互相関部５１及びブロック抽出部５２を備えている。
【００５２】
スライディング相関部４０は、複素共役化部４１、Ｎシンボル遅延部４２、複素乗算部４３、Ｎシンボル積分部４４及びピーク検出部４５を備えている。複素共役化部４１、Ｎシンボル遅延部４２、複素乗算部４３及びＮシンボル積分部４４は、図１０に示したブロック同期部２６の複素共役化部１０１、Ｎシンボル遅延部１０２、複素乗算部１０３及びＮシンボル積分部１０４と同様であるから、説明を省略する。
【００５３】
ピーク検出部４５は、Ｎシンボル積分部１０４から積分信号（積分値）を入力し、積分信号の電力値を算出してスライディング相関の電力値とし、スライディング相関の電力値のピークを求め、そのピークのタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとし、ピーク時における積分信号の実部及び虚部から±１８０度の範囲で位相（φ＝ｔａｎ−１（虚部／実部））を算出し、これを位相差情報（スライディング相関ピークの位相φ）とする。そして、ピーク検出部４５は、スライディング相関ピークのタイミング情報を相互相関部５１に出力し、位相差情報を自動周波数制御部２７に出力する。尚、ピーク検出部４５の処理は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。詳細については前述の特許文献１を参照されたい。
【００５４】
相互相関部５１は、参照信号メモリ部４６、複素乗算部４７、Ｎシンボル積分部４８、ピーク検出部４９、前ゴースト検出部５０及び相互相関計算制御部（相互相関計算範囲設定部）５４を備えている。参照信号メモリ部４６には、Ｎシンボル分のユニークワードが複素共役の参照信号として予め記憶されている。この参照信号におけるＮシンボル分のユニークワードは、図１に示したシングルキャリア送信装置２００の基準信号挿入部３により挿入されるＮシンボル分のユニークワードに相当する。
【００５５】
相互相関計算制御部５４は、スライディング相関部４０のピーク検出部４５からスライディング相関ピークのタイミング情報を入力し、そのタイミング前後における計算範囲（例えば、±Ｎ／２シンボル分の範囲）を設定し、スライディング相関ピークのタイミングの前後における計算範囲の情報を複素乗算部４７に出力する。スライディング相関ピークのタイミング前後における計算範囲は、例えば、そのタイミングを中心にして、予め設定されたシンボル数（前記例では、±Ｎ／２シンボル数）の範囲とする。
【００５６】
複素乗算部４７は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力すると共に、相互相関計算制御部５４からスライディング相関ピークのタイミング前後における計算範囲の情報を入力し、参照信号メモリ部４６から参照信号を読み出す。そして、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲の受信信号に対し、参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う。具体的には、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲内でＮシンボル分のウィンドウを設定し、計算範囲における最初の時点から最後の時点までシンボル単位に移動するウィンドウに属する受信信号と、参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算をそれぞれ行う。そして、複素乗算部４７は、Ｎシンボル分の複素乗算結果をＮシンボル積分部４８に出力する。Ｎシンボル分の複素乗算結果は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲において、シンボル単位に移動するウィンドウ毎に出力される。
【００５７】
Ｎシンボル積分部４８は、複素乗算部４７からＮシンボル分の複素乗算結果を入力し、Ｎシンボル分の複素乗算結果を積分し、積分信号（積分値、相互相関出力）をピーク検出部４９に出力する。Ｎシンボル積分部４８により、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲において、シンボル単位に移動するウィンドウ毎に、積分信号が出力される。
【００５８】
ピーク検出部４９は、Ｎシンボル積分部４８から、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲においてシンボル単位に移動するウィンドウ毎の積分信号を入力し、積分信号の電力値を算出して相互相関の電力値とし、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲をピーク探索範囲として、そのピーク探索範囲の中で、相互相関の電力値が最大となる時点である相互相関の最大ピークのタイミングを検出し、相互相関の最大ピークのタイミング情報、及びウィンドウ毎の相互相関の電力値を前ゴースト検出部５０に出力する。尚、前記例では、ピーク探索範囲を、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲と同じにしたが、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲とは異なる範囲に予め設定しておき、その範囲の中で、相互相関の最大ピークのタイミングを検出してもよい。
【００５９】
前ゴースト検出部５０は、ピーク検出部４９から相互相関の最大ピークのタイミング情報、及びウィンドウ毎の相互相関の電力値を入力し、相互相関の最大ピークのタイミングを基準にして、予め設定された前ゴースト探索範囲（例えば−Ｎ／２〜０シンボルの範囲）の中で、ウィンドウ毎の相互相関の電力値から、所定の閾値以上のレベルの相関ピーク（到来波）が最初に現われたタイミングを検出し、そのタイミングをブロック先頭とするブロック同期を行い、同期ポイントであるブロック先頭タイミングの情報をブロック抽出部５２に出力する。この場合、前ゴースト検出部５０は、相互相関の最大ピークのタイミングにおける電力値を基準にして、その基準値から例えば−２０ｄＢ（真数の比率で０．０１）等の値を計算して閾値を求め、その閾値を所定の閾値としてブロック同期を行う。
【００６０】
ブロック抽出部５２は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力すると共に、相互相関部５１の前ゴースト検出部５０から同期ポイントであるブロック先頭タイミングの情報を入力し、ブロック先頭タイミングの情報に基づいて受信信号をブロック化し、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）を出力する。具体的には、ブロック抽出部５２は、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）のうち、はじめのユニークワードの部分の信号をチャネル推定部３０に出力し、次のデータ及びユニークワードの部分の信号をフーリエ変換部２９に出力し、受信信号ｙｉ（ｔ）及び同期ポイント（ブロック先頭タイミング情報）を雑音電力検出部２８に出力する。
【００６１】
図８は、ブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０における処理のタイミングを説明する図である。図８において、受信信号は、ブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０が入力する信号であり、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号は、スライディング相関部４０の複素共役化部４１を介してＮシンボル遅延部４２により出力され、複素乗算部４３が入力する信号である。スライディング相関の電力値は、複素乗算部４３を介してＮシンボル積分部４４により出力され、ピーク検出部４５が入力する積分信号の電力値に対応する値である。このスライディング相関の電力値は、受信信号と、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号とを複素乗算してＮシンボル毎（ユニークワード長に相当する複素乗算積分範囲毎）に積分した値の実部の自乗と虚部の自乗の和に対応しているから、Ｎシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。つまり、図８に示すように、スライディング相関の電力値は、受信信号におけるユニークワードシンボルと、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号におけるユニークワードシンボルとの重なりが最も多いブロック先頭タイミング付近でピークを有する三角形の波形となる。
【００６２】
しかしながら、スライディング相関部４０によるスライディング相関処理では、マルチパス環境によっては鋭い相関ピークが得られるとは限らず、スライディング相関ピークのタイミングが変動してしまう。このため、スライディング相関ピークのタイミングが、必ずしもブロック先頭タイミングになるとは限らない。
【００６３】
図９は、ブロック同期部２６−１の相互相関部５１における処理のタイミングを説明する図である。図９において、受信信号は、ブロック同期部２６−１の相互相関部５１が入力する信号であり、参照信号は、参照信号メモリ部４６により出力され、複素乗算部４７が入力するＮシンボルの信号である。相互相関の電力値は、複素乗算部４７を介してＮシンボル積分部４８により出力され、ピーク検出部４９が入力する積分信号の電力値に対応する値である。この相互相関の電力値は、受信信号と参照信号とを複素乗算してＮシンボル毎（ユニークワード長に相当する複素乗算積分範囲毎）に積分した値の実部の自乗と虚部の自乗の和に対応しているから、Ｎシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。つまり、相互相関の電力値は、遅延プロファイルに相当し（図３を参照）、図９に示すように、２回連続するユニークワードのそれぞれの先頭タイミングで鋭い相互相関ピークが現れ、遅延プロファイルが２回計算される。
【００６４】
相互相関処理では、１回目の遅延プロファイルの後ろゴースト領域（α）及び２回目の遅延プロファイルの前ゴースト領域（β）で大きなダイナミックレンジが得られることから、後者をブロック同期に用いることが望ましい。これらの領域で大きなダイナミックレンジが得られるのは、相互相関の電力値を算出するための受信信号及び参照信号のそれぞれに、ユニークワードのみが含まれるからである。逆に、これら以外の領域では、受信信号にユニークワード以外の信号が含まれるため、大きなダイナミックレンジを得ることができない。ここで、理想的な環境では、スライディング相関ピークと２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークのタイミングは一致し、マルチパスが存在する場合においても、スライディング相関ピークは２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークのタイミング付近に現れる。
【００６５】
このため、相互相関部５１の複素乗算部４７が、相互相関を行う範囲を、相互相関計算制御部５４により設定される、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲に限定し、受信信号と参照信号との間の複素乗算である相互相関を行い、ピーク検出部４９が、例えば計算範囲と同じピーク探索範囲に限定して、相互相関の電力値の最大ピークを検出し、前ゴースト検出部５０が、相互相関の最大ピーク値を基準にした閾値を設け、相互相関の最大ピークのタイミングを基準とする前ゴースト探索範囲の中で、相互相関の電力値において閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするようにした。これにより、先頭の到来波のタイミングを精度良く検出することができると共に、計算範囲、ピーク探索範囲及び前ゴースト探索範囲に限定して処理を行うようにしたから、演算量及び演算にかかる時間を削減することができる。
【００６６】
以上のように、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置２０１，２０２のブロック同期部２６−１によれば、スライディング相関部４０が、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換部２３によりＡＤ変換された受信信号に対して、受信信号とこの受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行い、相互相関部５１が、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行うようにした。
【００６７】
受信信号とユニークワードとの間の相互相関処理では、一致した箇所で鋭い相関ピークが現れる。この相互相関の特性は優れているため、相互相関のダイナミックレンジが大きくなり、最初の到来波の到来タイミングを正確に検出することができると共に、そのレベルを精度良く検出することができる。また、このタイミングをブロック先頭タイミングとすることで、ブロック間干渉のない復調処理が可能となる。さらに、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲に限定して、受信信号とユニークワードとの間の相互相関の演算を行うようにしたから、演算量を抑えながら正確なブロック同期を行うことができる。したがって、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現することができると共に、ブロック同期を実現するための演算量を抑えることができる。尚、スライディング相関処理は、シンボル単位にスライドさせてＮシンボル分の相関値を算出する際に、以前に算出した結果を用いることができるから、相互相関と比べて簡易な処理である。したがって、スライディング相関部４０によるスライディング相関ピークのタイミング検出、及び自動周波数制御部２７の自動周波数制御のために必要な位相差検出を、簡易な処理にて実現することができる。
【００６８】
また、本発明の実施形態では、シングルキャリア送信装置２００の基準信号挿入部３において、ガードインターバル及びチャネル推定用のユニークワードとしてＣｈｕ符号を用いるようにした。具体的には、ユニークワード長がＮの場合のｉ番目（ｉ＝０〜Ｎ−１）のＣｈｕ符号をｅｘｐ｛ｊ・Ｋ・π・ｉ２／Ｎ｝と表したとき（ｊは虚数単位）、パラメータＫが、Ｎより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）になるようにした。ユニークワードをＣｈｕ符号としたときのパラメータＫは、Ｎと互いに素である整数にする必要があるが、さらに、ＫをＮより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とするようにした。これにより、シングルキャリア受信装置２０１，２０２において、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共に、ダイナミックレンジを大きくとることができるから、到来波の正確な検出が可能となる。
【００６９】
〔第２のブロック同期部〕
次に、図４及び図５に示したブロック同期部２６における第２の構成及び処理について詳細に説明する。図７は、第２のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。このブロック同期部２６−２は、スライディング相関部４０、相互相関部５１、ブロック抽出部５２及びディシメーション部５３を備えている。図６に示したブロック同期部２６−１と図７に示すブロック同期部２６−２とを比較すると、両ブロック同期部２６−１，２６−２共に、スライディング相関部４０、相互相関部５１及びブロック抽出部５２を備えている点で共通する。これに対し、ブロック同期部２６−２は、ブロック同期部２６−１の構成に加え、ディシメーション部５３を備えている点で相違する。図７において、図６と共通する部分には図６と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
【００７０】
ディシメーション部５３は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力し、送信信号のクロックと等倍になるように信号を間引く。すなわち、ＡＤ変換部２３により送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号が、送信信号のクロックと等倍になるように、信号を間引く。そして、ディシメーション部５３は、送信クロックと等倍になった受信信号を相互相関部５１の複素乗算部４７、並びにスライディング相関部４０の複素共役化部４１及び複素乗算部４３に出力する。これにより、スライディング相関部４０及び相互相関部５１の相関処理において、相関計算の分解能はオーバーサンプリングの場合よりも劣化するが、相関結果は同様な特性を示すため、回路規模を半分以下に抑えつつ、スライディング相関ピークのタイミングを検出することができると共に、同期ポイントであるブロック先頭タイミングを検出することができる。
【００７１】
図１１は、前ゴースト、主波及び後ろゴーストの３波が存在する条件において、ブロック同期部２６−２によりブロック同期を行った場合の相互演算の結果を説明する図である。図１１の上段の図において、横軸は時間を示し、縦軸はスライディング相関部４０のピーク検出部４５により算出されるスライディング相関の電力値を示す。また、図１１の下段の図において、横軸は時間を示し、縦軸は相互相関部５１のピーク検出部４９により算出される相互相関の電力値を示す。また、ａは、スライディング相関ピークのタイミング及び相互相関ピークのタイミングを示す。ｂは、設定した最初の到来波のタイミングを示す。
【００７２】
例えば、シングルキャリア送信装置２００とシングルキャリア受信装置２０１，２０２との最短距離の間に遮蔽物が存在しない場合、シングルキャリア受信装置２０１，２０２では、相互相関の電力値である遅延プロファイルに、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を最短距離のルートで受信する信号に対応する主波（受信電力が最大である到来波）が現れる。この場合、ａとｂとは同じタイミングになる。これに対し、例えば、シングルキャリア送信装置２００とシングルキャリア受信装置２０１，２０２との最短距離の間に遮蔽物が存在し、マルチパスの信号が主波となる場合、シングルキャリア受信装置２０１，２０２では、図１１に示すように、相互相関の電力値である遅延プロファイルに、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を最短距離のルートで受信する信号に対応する前ゴースト、マルチパスによる主波及び後ろゴーストが現れる。この場合、最初の到来波のタイミングｂは、スライディング相関ピークのタイミング及び相互相関ピークのタイミングａよりも前になる。
【００７３】
前述のとおり、相互相関部５１のピーク検出部４９が、スライディング相関ピークのタイミングａ前後の受信信号に対して相互相関の電力値を算出し、その中から最大の相互相関ピークのタイミングａと相互相関の電力値のレベルを検出し、前ゴースト検出部５０が、相互相関ピークのタイミングａよりも前のゴースト探索範囲内で、所定の閾値以上の相関ピークが最初に現れるタイミングを検出する。図１１の上段の図から、スライディング相関の電力値は、設定した最初の到来波のタイミングｂでピークにならないが、図１１の下段の図から、前ゴースト検出部５０により検出されたタイミングが、設定した最初の到来波のタイミングｂと一致していることがわかる。このタイミングｂをブロックの先頭として処理することにより、原理的にブロック間干渉が生じない復調処理が可能となる。このように、ブロック同期部２６−２によれば、回路規模を半分以下に抑えつつ、ブロック先頭位置を検出することが可能となる。
【００７４】
以上のように、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置２０１，２０２のブロック同期部２６−２によれば、ディシメーション部５３が、受信信号に対して、送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行い、スライディング相関部４０が、間引き処理が行われた受信信号に対して、受信信号と受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行い、相互相関部５１が、間引き処理が行われた受信信号を用いて、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行うようにした。
【００７５】
これにより、ブロック同期部２６−１の場合と同様の効果に加え、スライディング相関及び相互相関を行うための回路規模を半分以下に減らし、ピーク検出速度等の演算速度を速くすることができ、演算量を抑えて正確なブロック同期を行うことができる。
【符号の説明】
【００７６】
１ 送信前処理部
２ マッピング部
３ 基準信号挿入部
４ アップサンプル部
５，２５ 帯域制限フィルタ部
６ デジタル直交変調部
７ アパーチャ補正部
８ ＤＡ変換部
９ 送信高周波部
１０ 送信アンテナ
２１ 受信アンテナ
２２ 受信高周波部
２３ ＡＤ変換部
２４ デジタル直交復調部
２６ ブロック同期部
２７ 自動周波数制御部
２８ 雑音電力検出部
２９ フーリエ変換部
３０ チャネル推定部
３１ 周波数領域等化部
３２ 逆フーリエ変換部
３３ シンボル判定部
３４ 受信後処理部
３５ 周波数領域合成部
４０ スライディング相関部
４１，１０１ 複素共役化部
４２，１０２ Ｎシンボル遅延部
４３，４７，１０３ 複素乗算部
４４，４８，１０４ Ｎシンボル積分部
４５，４９，１０５ ピーク検出部
４６ 参照信号メモリ部
５０ 前ゴースト検出部
５１ 相互相関部
５２，１０６ ブロック抽出部
５３ ディシメーション部
５４ 相互相関計算制御部
２００ シングルキャリア送信装置
２０１，２０２ シングルキャリア受信装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放送または通信等の無線伝送システムで使用されるシングルキャリアの受信装置に係わり、特に、周波数領域で等化及び合成処理を行うシングルキャリア受信装置のブロック同期技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線伝送技術において、周波数領域で等化及び合成を行うシングルキャリア方式が提案されている（非特許文献１）。このシングルキャリア方式は、ブロック単位でチャネル推定、等化及び合成を行うことができるため、同じく周波数領域で等化及び合成を行うＯＦＤＭ方式のように、移動伝送時の高速なチャネル変動に追従することができる。一方で、シングルキャリア方式では、送信信号のピーク電力と平均電力との間の差が小さいため、ＯＦＤＭ方式に比べて増幅器の電力効率が優れている。周波数領域で等化及び合成を行うシングルキャリア方式では、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行って、チャネル推定用のユニークワード及びデータを抽出し、フーリエ変換により周波数領域に変換して処理する。
【０００３】
シングルキャリア方式でも、ＯＦＤＭ方式と同じようにガードインターバルを設けて、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。しかし、ブロック同期が適切に行われない場合には、ブロック間干渉が生じて誤り率特性が極端に劣化してしまう。
【０００４】
図２は、シングルキャリア方式における送信シンボルの構成を示す図である。この送信シンボルの構成は、非特許文献１に記載されたものであり、シングルキャリア送信装置によってこの構成の送信シンボルが生成され送信される。シングルキャリア受信装置は、この構成の送信シンボルを受信することにより、周波数領域において等化及び合成処理を行う。図２において、１ブロックの送信シンボルは、データシンボルと、データシンボルの前後に挿入（配置）されるユニークワードシンボルとにより構成される。データシンボルの前に挿入されるユニークワードシンボルと、データシンボルの後に挿入されるユニークワードシンボルとは、同一かつ既知の情報である。ユニークワードシンボルのシンボル数（ポイント数）はＮであり、データシンボルのシンボル数は（Ｍ−Ｎ）であり、データシンボル及び１つのユニークワードシンボルのシンボル数は、合計でＭである。ここで、Ｍ，Ｎは正の整数であり、Ｍ＞Ｎである。シングルキャリア送信装置は、データシンボルと、データシンボルの前後に挿入したユニークワードシンボルとからなるブロックを構成し、このブロックを連続して繰り返した送信系列のシンボルを変調信号としてシングルキャリアを直交変調しＲＦ信号（無線信号）として送信する。
【０００５】
図１０は、従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部の構成を示すブロック図である。シングルキャリア受信装置は、シングルキャリア送信装置から送信されたシングルキャリアのＲＦ信号を受信し、ブロック同期部２６においてブロック同期の処理を行う。このブロック同期部２６は、複素共役化部１０１、Ｎシンボル遅延部１０２、複素乗算部１０３、Ｎシンボル積分部１０４、ピーク検出部１０５及びブロック抽出部１０６を備えている。ブロック同期部２６は、ベースバンドの実部及び虚部の受信信号に対しブロック同期処理を行い、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを求める。以下、ブロック同期部２６の各構成部について説明する。
【０００６】
複素共役化部１０１は、受信信号を入力し、受信信号の複素共役を計算し、Ｎシンボル遅延部１０２に出力する。Ｎシンボル遅延部１０２は、複素共役化部１０１から複素共役の信号を入力し、Ｎシンボル遅延させて複素乗算部１０３に出力する。
【０００７】
複素乗算部１０３は、受信信号を入力すると共に、Ｎシンボル遅延部１０２からＮシンボル遅延した複素共役の信号を入力し、複素乗算を行い、Ｎシンボル積分部１０４に出力する。Ｎシンボル積分部１０４は、複素乗算部１０３から複素乗算された受信信号を入力し、Ｎシンボル分積分し、積分信号をピーク検出部１０５に出力する。ここで、積分信号は、積分処理するＮシンボルにおいて、ユニークワードシンボルの信号同士の積分処理数が多いほど、大きい電力値を有することになり、ユニークワードシンボルの信号同士の積分処理数が少ないほど、小さい電力値を有することになる。
【０００８】
ピーク検出部１０５は、Ｎシンボル積分部１０４から積分信号を入力し、積分信号の電力値を算出してそのピークを求め、そのピークのタイミングを同期ポイントとし、ピーク時における積分信号の位相（φ＝ｔａｎ−１（虚部／実部））を同期ポイントの位相φとし、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを出力すると共に、同期ポイントをブロック抽出部１０６に出力する。ここで、同期ポイントの位相φは、シングルキャリア送信装置とシングルキャリア受信装置の周波数誤差または移動伝送におけるドップラーシフトに起因し、受信信号におけるＮシンボル経過後の位相回転量を表す。
【０００９】
ブロック抽出部１０６は、受信信号を入力すると共に、ピーク検出部１０５から同期ポイントを入力し、同期ポイントが示すタイミングにて、受信信号からユニークワードシンボル、その後のデータシンボル及びユニークワードシンボルと続くブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）を出力する。このような同期ポイントを求める手法はスライディング相関と呼ばれ、積分区間の信号系列が似通っているとピークが現われる現象を利用している。
【００１０】
このように、従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部２６は、ユニークワードが一定間隔で送られていることを利用して、受信信号のスライディング相関のピーク検出により同期ポイントを求める（特許文献１、非特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１１−５５１５３号公報
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】D.Falconer, et al., “Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems,” IEEE Commun.mag., Vol.40, pp.58-66, April 2002.
【非特許文献２】Harald Witschnig, “Concepts of Frequency Domain Equalization,” VDM Verlag, 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、前述のスライディング相関のピーク検出手法では、ユニークワードが一致した箇所で必ずしも鋭い相関ピークになるとは限らない。つまり、マルチパス環境によっては、鋭い相関ピークを得ることができない場合があり、最初の到来波のタイミングを精度良く検出できず、ブロック間干渉が生じやすくなるという問題があった。
【００１４】
一方で、受信信号とユニークワードとの間で相互相関処理を行って遅延プロファイルを計算すると、鋭い相関ピークが得られることから、相互相関のピーク検出により、最初の到来波のタイミングを検出する手法が考えられる。この相互相関のピーク検出手法では、受信信号とユニークワードとの間で相互相関処理を行うと、ユニークワードが２回連続して送られているため、遅延プロファイルも２回連続して計算される。最初の遅延プロファイルにおいては、最大の到来波よりも後ろの到来波（後ろゴースト）の方が受信電力のダイナミックレンジが大きく、２回目の遅延プロファイルにおいては、最大の到来波よりも前の到来波（前ゴースト）の方が受信電力のダイナミックレンジが大きいため、ブロック同期には２回目の遅延プロファイルを用いる方が精度は良くなる。
【００１５】
しかしながら、この相互相関のピーク検出手法では、２回目の遅延プロファイルを相互相関ピークのみから識別しようとすると、サンプリングタイミングのずれ等が原因で、１回目の遅延プロファイルと２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークの大小関係が変化してしまい、正確に２回目の遅延プロファイルを識別することができなくなる場合があるという問題があった。さらに、相互相関処理は演算量が多いため、回路規模が大きくなり、処理時間がかかるという問題もあった。
【００１６】
このように、従来のスライディング相関のピーク検出手法では、ブロック同期が適切に行われず、ブロック間干渉が生じて誤り率特性が極端に劣化してしまう場合があるという問題があった。また、相互相関のピーク検出手法では、スライディング相関のピーク検出手法に比べ、ブロック同期のタイミングを精度良く検出することができるが、２回目の遅延プロファイルを正確に識別することができない場合があり、ブロック同期のタイミングを検出するための範囲を正確に識別することができないという問題があった。また、相互相関処理は演算量が多いため、回路規模を削減し、処理時間を短縮化する必要があった。
【００１７】
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現すると共に、演算量を抑えることが可能なシングルキャリア受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記目的を達成するために、本発明によるシングルキャリア受信装置は、シンボル数が（Ｍ−Ｎ）のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したシンボル数がＮの既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信信号を、シングルキャリアの無線信号として受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数、Ｍ＞Ｎ）、前記受信した信号をＡＤ変換及び直交復調してベースバンドの受信信号とし、ブロック同期処理によりブロック同期した信号を生成し、前記ブロック同期した信号を周波数領域で等化または合成するシングルキャリア受信装置において、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号と、前記受信信号を前記ユニークワードシンボル数分遅延させた信号との間の相関処理により相関値を算出し、前記相関値がピークとなるタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとして検出するスライディング相関部と、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルについての参照信号との間の相関処理により相関値を遅延プロファイルとして算出し、前記遅延プロファイルがピークとなる前の所定の前ゴースト探索範囲にて、所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する相互相関部と、前記相互相関部により検出されたブロック先頭タイミングに基づいて、前記受信信号からブロックを抽出し、ブロック同期した信号を出力するブロック抽出部と、を備えたことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記相互相関部が、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後における所定の計算範囲を設定する相互相関計算範囲設定部と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルが複素共役の参照信号として記憶された参照信号メモリ部と、前記相互相関計算範囲設定部により設定された計算範囲において、前記受信信号と前記参照信号メモリ部に記憶された参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う複素乗算部と、前記複素乗算部により複素乗算されたＮシンボル分の乗算結果を積分し、前記計算範囲におけるＮシンボル毎の積分値を算出するＮシンボル積分部と、Ｎシンボル積分部により算出された積分値に対応する遅延プロファイルが最大ピークとなるタイミングを検出するピーク検出部と、前記ピーク検出部により検出された最大ピークのタイミングを基準にして、それ以前の所定時点から前記基準時点までの間の前ゴースト探索範囲の中で、前記遅延プロファイルにおいて所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する前ゴースト検出部と、を備えたことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、さらに、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号に対し、前記送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行うディシメーション部を備え、前記スライディング相関部が、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号の代わりに、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記スライディング相関ピークのタイミングを検出し、前記相互相関部が、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号の代わりに、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記ブロック先頭タイミングを検出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
以上のように、本発明によれば、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現することができると共に、ブロック同期を実現するための演算量を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】シングルキャリア方式における送信シンボルの構成を示す図である。
【図３】ユニークワードにＣｈｕ符号を用いた場合の相互相関特性を説明する図である。
【図４】本発明の実施形態による第１のシングルキャリア受信装置の構成（受信ブランチ数が１の場合の構成）を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態による第２のシングルキャリア受信装置の構成（受信ブランチ数がＬ（Ｌは２以上の整数）の場合の構成）を示すブロック図である。
【図６】第１のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。
【図７】第２のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。
【図８】ブロック同期部のスライディング相関部における処理のタイミングを説明する図である。
【図９】ブロック同期部の相互相関部における処理のタイミングを説明する図である。
【図１０】従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部の構成を示すブロック図である。
【図１１】前ゴースト、主波及び後ろゴーストの３波が存在する条件において、第２のブロック同期部によりブロック同期を行った場合の相互演算の結果を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明の実施形態では、シングルキャリア送信装置が、既知のＮシンボルのユニークワードの次に（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータ、その次にＮシンボルのユニークワードからなるブロック単位の送信シンボルを構成し、この系列でシングルキャリアを直交変調して連続的に送信することを前提とする。また、シングルキャリア受信装置の受信ブランチ数は１またはＬ（Ｌは２以上の整数）であり、シングルキャリア受信装置が、各受信ブランチにおいて、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換した受信信号に対し、ブロック同期を行い、次に、ブロックの初めのユニークワードの部分におけるＮシンボルの受信信号をフーリエ変換した信号に対し、送信された既知のユニークワードをフーリエ変換した信号で割り算し、Ｎポイントの周波数領域のチャネル情報を得る。その後、Ｎポイントのチャネル情報からＭポイントのチャネル情報にアップサンプリングする。さらに、データと次のユニークワードの部分におけるＭシンボルの受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を得て、周波数領域で等化または合成を行うことを前提とする。
【００２４】
〔シングルキャリア送信装置〕
はじめに、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置へシングルキャリアのＲＦ信号を送信するシングルキャリア送信装置について説明する。図１は、シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。このシングルキャリア送信装置２００は、送信前処理部１、マッピング部２、基準信号挿入部３、アップサンプル部４、帯域制限フィルタ部５、デジタル直交変調部６、アパーチャ補正部７、ＤＡ（デジタル／アナログ）変換部８、送信高周波部９及び送信アンテナ１０を備えている。
【００２５】
送信前処理部１は、ＴＳパケット形式等により構成された情報を入力し、フレーム同期、エネルギ拡散、外符号符号化、外インタリーブ、内符号符号化、内インタリーブ等の送信前処理を施し、送信前処理した信号をマッピング部２に出力する。
【００２６】
マッピング部２は、送信前処理部１から送信前処理された信号を入力し、入力した信号をＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点に割り当ててマッピングし、マッピングした信号を基準信号挿入部３に出力する。
【００２７】
基準信号挿入部３は、マッピング部２からマッピングされた信号を入力し、Ｎシンボルのユニークワードシンボルを、マッピングされた信号における（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータシンボルの前後に挿入して配置し、図２に示した送信シンボルのブロックを構成し、アップサンプル部４に出力する。ここで、Ｍ，Ｎは、高速フーリエ変換を行うことができるように、２のべき乗の値を用いる。また、ユニークワードとしては、Ｆｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ符号、Ｃｈｕ符号等を用いる。これにより、高速フーリエ変換したときの振幅特性が各周波数で一定となり、各周波数においてチャネル情報を精度良く求めることが可能となる。
【００２８】
アップサンプル部４は、基準信号挿入部３から送信シンボルのブロックを入力し、アップサンプリングを行い、アップサンプリング後の送信シンボルのブロックを帯域制限フィルタ部５に出力する。帯域制限フィルタ部５は、アップサンプル部４からアップサンプリング後の送信シンボルのブロックを入力し、フィルタ処理により帯域制限を行い、帯域制限した送信シンボルのブロックをデジタル直交変調部６に出力する。帯域制限フィルタとしては、ルートロールオフ特性を有するフィルタが通常用いられる。
【００２９】
デジタル直交変調部６は、帯域制限フィルタ部５から帯域制限された送信シンボルのブロックを入力し、送信シンボルのブロックを構成するシングルキャリアを直交変調し、直交変調後の信号をアパーチャ補正部７に出力する。アパーチャ補正部７は、デジタル直交変調部６から直交変調後の信号を入力し、後段のＤＡ変換部８におけるＤＡ変換によるアパーチャ効果を予め補正し、補正後の信号をＤＡ変換部８に出力する。ＤＡ変換部８は、アパーチャ補正部７から補正後の信号を入力し、デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を送信高周波部９に出力する。
【００３０】
送信高周波部９は、ＤＡ変換部８からアナログ信号を入力し、入力したアナログ信号の周波数を無線周波数に周波数変換し、規定の電力で送信アンテナ１０からシングルキャリアのＲＦ信号を送信する。
【００３１】
尚、図１では、帯域制限フィルタ部５、デジタル直交変調部６及びアパーチャ補正部７は、デジタル信号処理を行っているが、基準信号挿入部３により出力される複素ベースバンド信号である送信シンボルのブロックをＤＡ変換した後のアナログ信号を用いて、アナログ信号処理を行なうようにしてもよい。
【００３２】
このように、シングルキャリア送信装置２００は、（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータシンボルと、このデータシンボルの前後に配置した既知のＮシンボルのユニークワードシンボルとからなるブロックの送信シンボルを生成し、シングルキャリアのＲＦ信号を送信する。
【００３３】
ここで、基準信号挿入部３により挿入されるユニークワードがＣｈｕ符号であり、ユニークワード長がＮの場合のｉ番目（ｉ=０〜Ｎ−１）のＣｈｕ符号をｅｘｐ｛ｊ・Ｋ・π・ｉ２／Ｎ｝と表したとき（ｊは虚数単位）、パラメータＫを、Ｎより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とする。この場合、後述する図３に示すように、ユニークワードから求めた遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができる。
【００３４】
図３は、ユニークワードにＣｈｕ符号を用いた場合の相互相関特性を説明する図である。図３は、ユニークワード長をＮ＝１２８とし、到来波を３つに設定した場合の受信信号とユニークワードの相互相関特性（相互相関の電力値、遅延プロファイル）を表しており、（１）はＫ＝１２７、（２）はＫ＝１３、（３）はＫ＝３の場合を示している。この相互相関処理では、ユニークワードが２回連続して送られることから、遅延プロファイルが２回連続して計算される。図３から明らかなように、（１）では、設定した到来波のみがピークとなって遅延プロファイルに現れているが、（２）及び（３）では、擬似的なピークも遅延プロファイルに現れている。図３には示していないが、Ｎと互いに素であるこれ以外のＫについても同様な結果が得られている。
【００３５】
このことから、ＫをＮより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とすることにより（図３の場合は（１）Ｋ＝１２７とすることにより）、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができ、これを正確なブロック同期に利用できることがわかる。また、遅延プロファイルに擬似的なピークが現れる場合であっても、その擬似的なピークの現れるタイミングが、設定した到来波を含む所定範囲（後述する相互相関部５１において、遅延プロファイルの計算対象となる範囲、並びにピーク及び前ゴーストを検出する範囲）に含まれない場合には、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができ、これを正確なブロック同期に利用することができる。
【００３６】
尚、基準信号挿入部３により挿入されるユニークワードは、必ずしもＣｈｕ符号である必要はなく、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることが可能な符号であればよい。
【００３７】
〔シングルキャリア受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置について説明する。図４及び図５は、シングルキャリア受信装置の構成を示すブロック図である。図４は、受信ブランチ数が１の場合における第１のシングルキャリア受信装置の構成を示し、図５は、受信ブランチ数がＬ（Ｌは２以上の整数）の場合における第２のシングルキャリア受信装置の構成を示している。
【００３８】
まず、受信ブランチ数が１の場合における第１のシングルキャリア受信装置について説明する。図４において、第１のシングルキャリア受信装置２０１は、受信アンテナ２１、受信高周波部２２、ＡＤ（アナログ／デジタル）変換部２３、デジタル直交復調部２４、帯域制限フィルタ部２５、ブロック同期部２６、自動周波数制御部２７、フーリエ変換部２９、チャネル推定部３０、周波数領域等化部３１、逆フーリエ変換部３２、シンボル判定部３３及び受信後処理部３４を備えている。
【００３９】
シングルキャリア受信装置２０１が受信アンテナ２１を介して、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を受信すると、受信高周波部２２は、ＲＦ信号の無線周波数を中間周波数に周波数変換し、ＩＦ信号をＡＤ変換部２３に出力する。ＡＤ変換部２３は、受信高周波部２２からＩＦ信号を入力し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、デジタルＩＦ信号をデジタル直交復調部２４に出力する。デジタル直交復調部２４は、ＡＤ変換部２３からデジタルＩＦ信号を入力すると共に、自動周波数制御部２７から補正情報を入力し、デジタルＩＦ信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成し、補正情報に基づいて周波数ずれを補正し、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部２５に出力する。
【００４０】
帯域制限フィルタ部２５は、デジタル直交復調部２４から複素ベースバンド信号を入力し、フィルタ処理により帯域制限を行い、帯域制限した複素ベースバンド信号をブロック同期部２６に出力する。帯域制限フィルタとしては、ルートロールオフ特性を有するフィルタが通常用いられる。
【００４１】
ブロック同期部２６は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号を入力し、ブロックの同期タイミングを検出し、ユニークワードの部分（Ｎシンボル分）とデータ及びユニークワードの部分（Ｍシンボル分）とを抽出すると共に、自動周波数制御のために位相差情報を生成する。そして、ブロック同期部２６は、データ及びユニークワードの部分の信号をフーリエ変換部２９に出力し、ユニークワードの部分の信号をチャネル推定部３０に出力し、位相差情報を自動周波数制御部２７に出力する。ブロック同期部２６の詳細については後述する。
【００４２】
自動周波数制御部２７は、ブロック同期部２６から位相差情報を入力し、位相差情報に基づいて、周波数ずれを補正するための情報（補正情報）を生成し、生成した補正情報をデジタル直交復調部２４に出力する。
【００４３】
フーリエ変換部２９は、ブロック同期部２６からデータ及びユニークワードの部分の信号を入力し、入力した信号をフーリエ変換してＭシンボル（Ｍポイント）の周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）を生成し、周波数領域等化部３１に出力する。一方、チャネル推定部３０は、ブロック同期部２６からユニークワードの部分の信号を入力し、入力した信号をフーリエ変換してＮシンボル（Ｎポイント）の周波数領域の信号を生成し、生成した信号を、送信されたユニークワードの周波数領域の情報（参照情報）で複素除算してＮポイント分の伝搬路情報を推定し、Ｍポイント分の周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）にアップサンプリングし、周波数領域等化部３１に出力する。
【００４４】
周波数領域等化部３１は、フーリエ変換部２９からデータ及びユニークワードにおけるＭポイントの周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）を入力すると共に、チャネル推定部３０からＭポイントの周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）を入力し、周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）と周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）とを用いて周波数毎に周波数領域等化を行い、等化した周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を逆フーリエ変換部３２に出力する。
【００４５】
逆フーリエ変換部３２は、周波数領域等化部３１から等化された周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を入力し、逆フーリエ変換を行って時間領域の受信信号を生成し、シンボル判定部３３に出力する。シンボル判定部３３は、逆フーリエ変換部３２から時間領域の受信信号を入力し、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点の判定を行い、受信後処理部３４に出力する。
【００４６】
受信後処理部３４は、シンボル判定部３３からシンボル判定された時間領域の信号ｙ（ｔ）を入力し、シングルキャリア送信装置２００の送信前処理部１に対応する処理、すなわち、内デインタリーブ、内符号復号、外デインタリーブ、外符号復号、エネルギ逆拡散、フレーム同期等の受信後処理を施し、元のＴＳパケット形式等により構成された情報を出力する。
【００４７】
次に、受信ブランチ数がＬの場合における第２のシングルキャリア受信装置について説明する。図５において、第２のシングルキャリア受信装置２０２は、受信ブランチ数Ｌの受信系統数分の受信ブランチ＃１〜＃Ｌ、周波数領域合成部３５、逆フーリエ変換部３２、シンボル判定部３３及び受信後処理部３４を備えている。受信ブランチ＃１〜＃Ｌのそれぞれは、図４に示した受信アンテナ２１からチャネル推定部３０までの構成に加え、雑音電力検出部２８を備えており、シングルキャリア受信装置２０２は、受信系統数分の受信ブランチ＃１〜＃Ｌを並列処理する。図５において、図４と共通する部分には図４と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
【００４８】
受信ブランチ＃１〜＃Ｌの雑音電力検出部２８は、ブロック同期部２６からブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）及び同期ポイントを入力し、受信信号ｙｉ（ｔ）に含まれる雑音電力ｎｉを検出し、雑音電力ｎｉを周波数領域合成部３５に出力する。ここで、ｉ＝１，・・・，Ｌである。
【００４９】
周波数領域合成部３５は、受信ブランチ＃１〜＃Ｌから雑音電力ｎ１〜ｎＬ、データ及びユニークワードの周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）〜ＹＬ（ｆ）、及び周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）〜ＨＬ（ｆ）を入力し、周波数領域で合成処理を行い、周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を逆フーリエ変換部３２に出力する。尚、雑音電力検出部２８及び周波数領域合成部３５の処理は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。詳細については前述の特許文献１を参照されたい。
【００５０】
図４及び図５において、ＡＤ変換部２３のサンプリング速度は、サンプリング定理を満たすために送信信号のクロックに対して２倍以上とし、図４に示した周波数領域等化部３１及び図５に示した周波数領域合成部３５の手前までは、オーバーサンプリングで処理することを基本とする。尚、本説明においては、受信信号のシンボル数を等倍のシンボル数で表現している。また、図４及び図５では、受信したＩＦ信号をＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタル信号を用いてデジタル直交復調部２４及び帯域制限フィルタ部２５によるデジタル信号処理を行っているが、アナログ信号を用いてデジタル直交復調部２４及び帯域制限フィルタ部２５に相当するアナログ信号処理を行った後に、アナログ信号をデジタル信号にＡＤ変換するようにしてもよい。
【００５１】
〔第１のブロック同期部〕
次に、図４及び図５に示したブロック同期部２６における第１の構成及び処理について詳細に説明する。図６は、第１のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。このブロック同期部２６−１は、スライディング相関部４０、相互相関部５１及びブロック抽出部５２を備えている。
【００５２】
スライディング相関部４０は、複素共役化部４１、Ｎシンボル遅延部４２、複素乗算部４３、Ｎシンボル積分部４４及びピーク検出部４５を備えている。複素共役化部４１、Ｎシンボル遅延部４２、複素乗算部４３及びＮシンボル積分部４４は、図１０に示したブロック同期部２６の複素共役化部１０１、Ｎシンボル遅延部１０２、複素乗算部１０３及びＮシンボル積分部１０４と同様であるから、説明を省略する。
【００５３】
ピーク検出部４５は、Ｎシンボル積分部１０４から積分信号（積分値）を入力し、積分信号の電力値を算出してスライディング相関の電力値とし、スライディング相関の電力値のピークを求め、そのピークのタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとし、ピーク時における積分信号の実部及び虚部から±１８０度の範囲で位相（φ＝ｔａｎ−１（虚部／実部））を算出し、これを位相差情報（スライディング相関ピークの位相φ）とする。そして、ピーク検出部４５は、スライディング相関ピークのタイミング情報を相互相関部５１に出力し、位相差情報を自動周波数制御部２７に出力する。尚、ピーク検出部４５の処理は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。詳細については前述の特許文献１を参照されたい。
【００５４】
相互相関部５１は、参照信号メモリ部４６、複素乗算部４７、Ｎシンボル積分部４８、ピーク検出部４９、前ゴースト検出部５０及び相互相関計算制御部（相互相関計算範囲設定部）５４を備えている。参照信号メモリ部４６には、Ｎシンボル分のユニークワードが複素共役の参照信号として予め記憶されている。この参照信号におけるＮシンボル分のユニークワードは、図１に示したシングルキャリア送信装置２００の基準信号挿入部３により挿入されるＮシンボル分のユニークワードに相当する。
【００５５】
相互相関計算制御部５４は、スライディング相関部４０のピーク検出部４５からスライディング相関ピークのタイミング情報を入力し、そのタイミング前後における計算範囲（例えば、±Ｎ／２シンボル分の範囲）を設定し、スライディング相関ピークのタイミングの前後における計算範囲の情報を複素乗算部４７に出力する。スライディング相関ピークのタイミング前後における計算範囲は、例えば、そのタイミングを中心にして、予め設定されたシンボル数（前記例では、±Ｎ／２シンボル数）の範囲とする。
【００５６】
複素乗算部４７は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力すると共に、相互相関計算制御部５４からスライディング相関ピークのタイミング前後における計算範囲の情報を入力し、参照信号メモリ部４６から参照信号を読み出す。そして、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲の受信信号に対し、参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う。具体的には、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲内でＮシンボル分のウィンドウを設定し、計算範囲における最初の時点から最後の時点までシンボル単位に移動するウィンドウに属する受信信号と、参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算をそれぞれ行う。そして、複素乗算部４７は、Ｎシンボル分の複素乗算結果をＮシンボル積分部４８に出力する。Ｎシンボル分の複素乗算結果は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲において、シンボル単位に移動するウィンドウ毎に出力される。
【００５７】
Ｎシンボル積分部４８は、複素乗算部４７からＮシンボル分の複素乗算結果を入力し、Ｎシンボル分の複素乗算結果を積分し、積分信号（積分値、相互相関出力）をピーク検出部４９に出力する。Ｎシンボル積分部４８により、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲において、シンボル単位に移動するウィンドウ毎に、積分信号が出力される。
【００５８】
ピーク検出部４９は、Ｎシンボル積分部４８から、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲においてシンボル単位に移動するウィンドウ毎の積分信号を入力し、積分信号の電力値を算出して相互相関の電力値とし、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲をピーク探索範囲として、そのピーク探索範囲の中で、相互相関の電力値が最大となる時点である相互相関の最大ピークのタイミングを検出し、相互相関の最大ピークのタイミング情報、及びウィンドウ毎の相互相関の電力値を前ゴースト検出部５０に出力する。尚、前記例では、ピーク探索範囲を、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲と同じにしたが、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲とは異なる範囲に予め設定しておき、その範囲の中で、相互相関の最大ピークのタイミングを検出してもよい。
【００５９】
前ゴースト検出部５０は、ピーク検出部４９から相互相関の最大ピークのタイミング情報、及びウィンドウ毎の相互相関の電力値を入力し、相互相関の最大ピークのタイミングを基準にして、予め設定された前ゴースト探索範囲（例えば−Ｎ／２〜０シンボルの範囲）の中で、ウィンドウ毎の相互相関の電力値から、所定の閾値以上のレベルの相関ピーク（到来波）が最初に現われたタイミングを検出し、そのタイミングをブロック先頭とするブロック同期を行い、同期ポイントであるブロック先頭タイミングの情報をブロック抽出部５２に出力する。この場合、前ゴースト検出部５０は、相互相関の最大ピークのタイミングにおける電力値を基準にして、その基準値から例えば−２０ｄＢ（真数の比率で０．０１）等の値を計算して閾値を求め、その閾値を所定の閾値としてブロック同期を行う。
【００６０】
ブロック抽出部５２は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力すると共に、相互相関部５１の前ゴースト検出部５０から同期ポイントであるブロック先頭タイミングの情報を入力し、ブロック先頭タイミングの情報に基づいて受信信号をブロック化し、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）を出力する。具体的には、ブロック抽出部５２は、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）のうち、はじめのユニークワードの部分の信号をチャネル推定部３０に出力し、次のデータ及びユニークワードの部分の信号をフーリエ変換部２９に出力し、受信信号ｙｉ（ｔ）及び同期ポイント（ブロック先頭タイミング情報）を雑音電力検出部２８に出力する。
【００６１】
図８は、ブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０における処理のタイミングを説明する図である。図８において、受信信号は、ブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０が入力する信号であり、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号は、スライディング相関部４０の複素共役化部４１を介してＮシンボル遅延部４２により出力され、複素乗算部４３が入力する信号である。スライディング相関の電力値は、複素乗算部４３を介してＮシンボル積分部４４により出力され、ピーク検出部４５が入力する積分信号の電力値に対応する値である。このスライディング相関の電力値は、受信信号と、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号とを複素乗算してＮシンボル毎（ユニークワード長に相当する複素乗算積分範囲毎）に積分した値の実部の自乗と虚部の自乗の和に対応しているから、Ｎシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。つまり、図８に示すように、スライディング相関の電力値は、受信信号におけるユニークワードシンボルと、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号におけるユニークワードシンボルとの重なりが最も多いブロック先頭タイミング付近でピークを有する三角形の波形となる。
【００６２】
しかしながら、スライディング相関部４０によるスライディング相関処理では、マルチパス環境によっては鋭い相関ピークが得られるとは限らず、スライディング相関ピークのタイミングが変動してしまう。このため、スライディング相関ピークのタイミングが、必ずしもブロック先頭タイミングになるとは限らない。
【００６３】
図９は、ブロック同期部２６−１の相互相関部５１における処理のタイミングを説明する図である。図９において、受信信号は、ブロック同期部２６−１の相互相関部５１が入力する信号であり、参照信号は、参照信号メモリ部４６により出力され、複素乗算部４７が入力するＮシンボルの信号である。相互相関の電力値は、複素乗算部４７を介してＮシンボル積分部４８により出力され、ピーク検出部４９が入力する積分信号の電力値に対応する値である。この相互相関の電力値は、受信信号と参照信号とを複素乗算してＮシンボル毎（ユニークワード長に相当する複素乗算積分範囲毎）に積分した値の実部の自乗と虚部の自乗の和に対応しているから、Ｎシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。つまり、相互相関の電力値は、遅延プロファイルに相当し（図３を参照）、図９に示すように、２回連続するユニークワードのそれぞれの先頭タイミングで鋭い相互相関ピークが現れ、遅延プロファイルが２回計算される。
【００６４】
相互相関処理では、１回目の遅延プロファイルの後ろゴースト領域（α）及び２回目の遅延プロファイルの前ゴースト領域（β）で大きなダイナミックレンジが得られることから、後者をブロック同期に用いることが望ましい。これらの領域で大きなダイナミックレンジが得られるのは、相互相関の電力値を算出するための受信信号及び参照信号のそれぞれに、ユニークワードのみが含まれるからである。逆に、これら以外の領域では、受信信号にユニークワード以外の信号が含まれるため、大きなダイナミックレンジを得ることができない。ここで、理想的な環境では、スライディング相関ピークと２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークのタイミングは一致し、マルチパスが存在する場合においても、スライディング相関ピークは２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークのタイミング付近に現れる。
【００６５】
このため、相互相関部５１の複素乗算部４７が、相互相関を行う範囲を、相互相関計算制御部５４により設定される、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲に限定し、受信信号と参照信号との間の複素乗算である相互相関を行い、ピーク検出部４９が、例えば計算範囲と同じピーク探索範囲に限定して、相互相関の電力値の最大ピークを検出し、前ゴースト検出部５０が、相互相関の最大ピーク値を基準にした閾値を設け、相互相関の最大ピークのタイミングを基準とする前ゴースト探索範囲の中で、相互相関の電力値において閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするようにした。これにより、先頭の到来波のタイミングを精度良く検出することができると共に、計算範囲、ピーク探索範囲及び前ゴースト探索範囲に限定して処理を行うようにしたから、演算量及び演算にかかる時間を削減することができる。
【００６６】
以上のように、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置２０１，２０２のブロック同期部２６−１によれば、スライディング相関部４０が、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換部２３によりＡＤ変換された受信信号に対して、受信信号とこの受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行い、相互相関部５１が、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行うようにした。
【００６７】
受信信号とユニークワードとの間の相互相関処理では、一致した箇所で鋭い相関ピークが現れる。この相互相関の特性は優れているため、相互相関のダイナミックレンジが大きくなり、最初の到来波の到来タイミングを正確に検出することができると共に、そのレベルを精度良く検出することができる。また、このタイミングをブロック先頭タイミングとすることで、ブロック間干渉のない復調処理が可能となる。さらに、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲に限定して、受信信号とユニークワードとの間の相互相関の演算を行うようにしたから、演算量を抑えながら正確なブロック同期を行うことができる。したがって、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現することができると共に、ブロック同期を実現するための演算量を抑えることができる。尚、スライディング相関処理は、シンボル単位にスライドさせてＮシンボル分の相関値を算出する際に、以前に算出した結果を用いることができるから、相互相関と比べて簡易な処理である。したがって、スライディング相関部４０によるスライディング相関ピークのタイミング検出、及び自動周波数制御部２７の自動周波数制御のために必要な位相差検出を、簡易な処理にて実現することができる。
【００６８】
また、本発明の実施形態では、シングルキャリア送信装置２００の基準信号挿入部３において、ガードインターバル及びチャネル推定用のユニークワードとしてＣｈｕ符号を用いるようにした。具体的には、ユニークワード長がＮの場合のｉ番目（ｉ＝０〜Ｎ−１）のＣｈｕ符号をｅｘｐ｛ｊ・Ｋ・π・ｉ２／Ｎ｝と表したとき（ｊは虚数単位）、パラメータＫが、Ｎより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）になるようにした。ユニークワードをＣｈｕ符号としたときのパラメータＫは、Ｎと互いに素である整数にする必要があるが、さらに、ＫをＮより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とするようにした。これにより、シングルキャリア受信装置２０１，２０２において、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共に、ダイナミックレンジを大きくとることができるから、到来波の正確な検出が可能となる。
【００６９】
〔第２のブロック同期部〕
次に、図４及び図５に示したブロック同期部２６における第２の構成及び処理について詳細に説明する。図７は、第２のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。このブロック同期部２６−２は、スライディング相関部４０、相互相関部５１、ブロック抽出部５２及びディシメーション部５３を備えている。図６に示したブロック同期部２６−１と図７に示すブロック同期部２６−２とを比較すると、両ブロック同期部２６−１，２６−２共に、スライディング相関部４０、相互相関部５１及びブロック抽出部５２を備えている点で共通する。これに対し、ブロック同期部２６−２は、ブロック同期部２６−１の構成に加え、ディシメーション部５３を備えている点で相違する。図７において、図６と共通する部分には図６と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
【００７０】
ディシメーション部５３は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力し、送信信号のクロックと等倍になるように信号を間引く。すなわち、ＡＤ変換部２３により送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号が、送信信号のクロックと等倍になるように、信号を間引く。そして、ディシメーション部５３は、送信クロックと等倍になった受信信号を相互相関部５１の複素乗算部４７、並びにスライディング相関部４０の複素共役化部４１及び複素乗算部４３に出力する。これにより、スライディング相関部４０及び相互相関部５１の相関処理において、相関計算の分解能はオーバーサンプリングの場合よりも劣化するが、相関結果は同様な特性を示すため、回路規模を半分以下に抑えつつ、スライディング相関ピークのタイミングを検出することができると共に、同期ポイントであるブロック先頭タイミングを検出することができる。
【００７１】
図１１は、前ゴースト、主波及び後ろゴーストの３波が存在する条件において、ブロック同期部２６−２によりブロック同期を行った場合の相互演算の結果を説明する図である。図１１の上段の図において、横軸は時間を示し、縦軸はスライディング相関部４０のピーク検出部４５により算出されるスライディング相関の電力値を示す。また、図１１の下段の図において、横軸は時間を示し、縦軸は相互相関部５１のピーク検出部４９により算出される相互相関の電力値を示す。また、ａは、スライディング相関ピークのタイミング及び相互相関ピークのタイミングを示す。ｂは、設定した最初の到来波のタイミングを示す。
【００７２】
例えば、シングルキャリア送信装置２００とシングルキャリア受信装置２０１，２０２との最短距離の間に遮蔽物が存在しない場合、シングルキャリア受信装置２０１，２０２では、相互相関の電力値である遅延プロファイルに、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を最短距離のルートで受信する信号に対応する主波（受信電力が最大である到来波）が現れる。この場合、ａとｂとは同じタイミングになる。これに対し、例えば、シングルキャリア送信装置２００とシングルキャリア受信装置２０１，２０２との最短距離の間に遮蔽物が存在し、マルチパスの信号が主波となる場合、シングルキャリア受信装置２０１，２０２では、図１１に示すように、相互相関の電力値である遅延プロファイルに、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を最短距離のルートで受信する信号に対応する前ゴースト、マルチパスによる主波及び後ろゴーストが現れる。この場合、最初の到来波のタイミングｂは、スライディング相関ピークのタイミング及び相互相関ピークのタイミングａよりも前になる。
【００７３】
前述のとおり、相互相関部５１のピーク検出部４９が、スライディング相関ピークのタイミングａ前後の受信信号に対して相互相関の電力値を算出し、その中から最大の相互相関ピークのタイミングａと相互相関の電力値のレベルを検出し、前ゴースト検出部５０が、相互相関ピークのタイミングａよりも前のゴースト探索範囲内で、所定の閾値以上の相関ピークが最初に現れるタイミングを検出する。図１１の上段の図から、スライディング相関の電力値は、設定した最初の到来波のタイミングｂでピークにならないが、図１１の下段の図から、前ゴースト検出部５０により検出されたタイミングが、設定した最初の到来波のタイミングｂと一致していることがわかる。このタイミングｂをブロックの先頭として処理することにより、原理的にブロック間干渉が生じない復調処理が可能となる。このように、ブロック同期部２６−２によれば、回路規模を半分以下に抑えつつ、ブロック先頭位置を検出することが可能となる。
【００７４】
以上のように、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置２０１，２０２のブロック同期部２６−２によれば、ディシメーション部５３が、受信信号に対して、送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行い、スライディング相関部４０が、間引き処理が行われた受信信号に対して、受信信号と受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行い、相互相関部５１が、間引き処理が行われた受信信号を用いて、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行うようにした。
【００７５】
これにより、ブロック同期部２６−１の場合と同様の効果に加え、スライディング相関及び相互相関を行うための回路規模を半分以下に減らし、ピーク検出速度等の演算速度を速くすることができ、演算量を抑えて正確なブロック同期を行うことができる。
【符号の説明】
【００７６】
１ 送信前処理部
２ マッピング部
３ 基準信号挿入部
４ アップサンプル部
５，２５ 帯域制限フィルタ部
６ デジタル直交変調部
７ アパーチャ補正部
８ ＤＡ変換部
９ 送信高周波部
１０ 送信アンテナ
２１ 受信アンテナ
２２ 受信高周波部
２３ ＡＤ変換部
２４ デジタル直交復調部
２６ ブロック同期部
２７ 自動周波数制御部
２８ 雑音電力検出部
２９ フーリエ変換部
３０ チャネル推定部
３１ 周波数領域等化部
３２ 逆フーリエ変換部
３３ シンボル判定部
３４ 受信後処理部
３５ 周波数領域合成部
４０ スライディング相関部
４１，１０１ 複素共役化部
４２，１０２ Ｎシンボル遅延部
４３，４７，１０３ 複素乗算部
４４，４８，１０４ Ｎシンボル積分部
４５，４９，１０５ ピーク検出部
４６ 参照信号メモリ部
５０ 前ゴースト検出部
５１ 相互相関部
５２，１０６ ブロック抽出部
５３ ディシメーション部
５４ 相互相関計算制御部
２００ シングルキャリア送信装置
２０１，２０２ シングルキャリア受信装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボル数が（Ｍ−Ｎ）のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したシンボル数がＮの既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信信号を、シングルキャリアの無線信号として受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数、Ｍ＞Ｎ）、前記受信した信号をＡＤ変換及び直交復調してベースバンドの受信信号とし、ブロック同期処理によりブロック同期した信号を生成し、前記ブロック同期した信号を周波数領域で等化または合成するシングルキャリア受信装置において、
前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号と、前記受信信号を前記ユニークワードシンボル数分遅延させた信号との間の相関処理により相関値を算出し、前記相関値がピークとなるタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとして検出するスライディング相関部と、
前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルについての参照信号との間の相関処理により相関値を遅延プロファイルとして算出し、前記遅延プロファイルがピークとなる前の所定の前ゴースト探索範囲にて、所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する相互相関部と、
前記相互相関部により検出されたブロック先頭タイミングに基づいて、前記受信信号からブロックを抽出し、ブロック同期した信号を出力するブロック抽出部と、
を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のシングルキャリア受信装置において、
前記相互相関部は、
前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後における所定の計算範囲を設定する相互相関計算範囲設定部と、
前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルが複素共役の参照信号として記憶された参照信号メモリ部と、
前記相互相関計算範囲設定部により設定された計算範囲において、前記受信信号と前記参照信号メモリ部に記憶された参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う複素乗算部と、
前記複素乗算部により複素乗算されたＮシンボル分の乗算結果を積分し、前記計算範囲におけるＮシンボル毎の積分値を算出するＮシンボル積分部と、
Ｎシンボル積分部により算出された積分値に対応する遅延プロファイルが最大ピークとなるタイミングを検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部により検出された最大ピークのタイミングを基準にして、それ以前の所定時点から前記基準時点までの間の前ゴースト探索範囲の中で、前記遅延プロファイルにおいて所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する前ゴースト検出部と、
を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のシングルキャリア受信装置において、
さらに、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号に対し、前記送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行うディシメーション部を備え、
前記スライディング相関部は、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号の代わりに、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記スライディング相関ピークのタイミングを検出し、
前記相互相関部は、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号の代わりに、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記ブロック先頭タイミングを検出することを特徴とするシングルキャリア受信装置。
【請求項１】
シンボル数が（Ｍ−Ｎ）のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したシンボル数がＮの既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信信号を、シングルキャリアの無線信号として受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数、Ｍ＞Ｎ）、前記受信した信号をＡＤ変換及び直交復調してベースバンドの受信信号とし、ブロック同期処理によりブロック同期した信号を生成し、前記ブロック同期した信号を周波数領域で等化または合成するシングルキャリア受信装置において、
前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号と、前記受信信号を前記ユニークワードシンボル数分遅延させた信号との間の相関処理により相関値を算出し、前記相関値がピークとなるタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとして検出するスライディング相関部と、
前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルについての参照信号との間の相関処理により相関値を遅延プロファイルとして算出し、前記遅延プロファイルがピークとなる前の所定の前ゴースト探索範囲にて、所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する相互相関部と、
前記相互相関部により検出されたブロック先頭タイミングに基づいて、前記受信信号からブロックを抽出し、ブロック同期した信号を出力するブロック抽出部と、
を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のシングルキャリア受信装置において、
前記相互相関部は、
前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後における所定の計算範囲を設定する相互相関計算範囲設定部と、
前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルが複素共役の参照信号として記憶された参照信号メモリ部と、
前記相互相関計算範囲設定部により設定された計算範囲において、前記受信信号と前記参照信号メモリ部に記憶された参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う複素乗算部と、
前記複素乗算部により複素乗算されたＮシンボル分の乗算結果を積分し、前記計算範囲におけるＮシンボル毎の積分値を算出するＮシンボル積分部と、
Ｎシンボル積分部により算出された積分値に対応する遅延プロファイルが最大ピークとなるタイミングを検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部により検出された最大ピークのタイミングを基準にして、それ以前の所定時点から前記基準時点までの間の前ゴースト探索範囲の中で、前記遅延プロファイルにおいて所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する前ゴースト検出部と、
を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のシングルキャリア受信装置において、
さらに、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号に対し、前記送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行うディシメーション部を備え、
前記スライディング相関部は、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号の代わりに、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記スライディング相関ピークのタイミングを検出し、
前記相互相関部は、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号の代わりに、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記ブロック先頭タイミングを検出することを特徴とするシングルキャリア受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−５１５９６（Ｐ２０１３−５１５９６Ａ）
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８９２８７（Ｐ２０１１−１８９２８７）
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
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