スペクトル拡散通信の受信機
【課題】多bit Ａ／Ｄを使用せず、複数の送信機から同時に受信が可能な拡散スペクトル通信の受信機を提供する。
【解決手段】１bit の量子化信号４９と発振器５０が生成する第１の基準位相信号を乗算する第１の乗算器５２、乗算器５２の出力を累積する第１の累積器５４、第１の累積器５４の出力を３値変換する第１の３値変換器５６、第１の基準位相信号をπ／２移相して第１の基準位相信号と直交する第２の基準移相信号を生成する移相器５１、量子化信号４９と第２の基準位相信号を乗算する第２の乗算器５３、第２の乗算器５３の出力を累積する第２の累積器５５、第２の累積器５５の出力を３値変換する第２の３値変換器５７で構成された直交検波部２００と、第１および第２の３値変換器５６、５７から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値受信データを得る逆拡散部３００を備える。
【解決手段】１bit の量子化信号４９と発振器５０が生成する第１の基準位相信号を乗算する第１の乗算器５２、乗算器５２の出力を累積する第１の累積器５４、第１の累積器５４の出力を３値変換する第１の３値変換器５６、第１の基準位相信号をπ／２移相して第１の基準位相信号と直交する第２の基準移相信号を生成する移相器５１、量子化信号４９と第２の基準位相信号を乗算する第２の乗算器５３、第２の乗算器５３の出力を累積する第２の累積器５５、第２の累積器５５の出力を３値変換する第２の３値変換器５７で構成された直交検波部２００と、第１および第２の３値変換器５６、５７から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値受信データを得る逆拡散部３００を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直接スペクトル拡散通信の受信機に関し、更に詳しくは、同時アクセス数が少ない用途向のデジタル式復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、スペクトル拡散通信技術の移動体通信への適用が盛んに進められており、中でも直接拡散方式を使った多元接続方式であるＣＤＭＡ（code division multiple access：符号分割多重アクセス方式）が利用されている。
この多元接続方式では、等電力制御や同時アクセス数に応じたＡ／Ｄビット数のＡ／Ｄ変換器などが必要である。
このような中で、例えば特開２００８−９２２６７号公報の車載機器遠隔制御システムで示されている「同時アクセス数が少ない車両用電子キーシステム」のような用途向けとして、低コストで小型の「スペクトル拡散通信の受信機」の開発も望まれている。
【０００３】
スペクトル拡散通信の特徴を保持して、多ビットＡ／Ｄ変換器を使用しないで低コストを実現する従来の例の一つとして、特開平７−１８３８３１号公報（特許文献１）に示されたデジタル通信装置がある。
特開平７−１８３８３１号公報では、位相偏移変調（ＰＳＫ：phase shift keying）のデジタル復調で多ビットＡ／Ｄ変換器を使用していたものを、直接スペクトル拡散された信号で１ビット量子化して標本化し、１ビットのＡ／Ｄ変換器（コンパレータ）を用いて多ビット量子化と同等な通信を行うことができるデジタル通信装置が記載されている。
【特許文献１】特開平７−１８３８３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特開平７−１８３８３１号公報には、スペクトル拡散通信の一つの特徴である多元接続についての記載はないが、特開平７−１８３８３１号公報で開示されている「直交検波後の信号を１ビットに量子化する方法」では、同時に２つ以上の信号を受信した場合、正しく復調できない。
【０００５】
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、1ビットＡ／Ｄ変換器で構成されていても、同時に複数の信号を受信した場合も正しく復調できる小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係るスペクトル拡散通信の受信機は、スペクトル拡散により拡散した情報信号を位相偏移変調して通信を行うスペクトル拡散通信の受信機であって、受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段と、前記周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段により変換された前記量子化信号と発振器で生成される第１の基準位相信号とを乗算するる第１の乗算手段、前記第１の乗算手段の出力を所定時間累積する第１の累積手段、前記第１の累積手の出力を３値変換する第１の３値変換手段、前記第１の基準位相信号をπ／２移相して前記第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相手段、前記量子化信号と前記第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算手段、前記第２の乗算手段の出力を所定時間累積する第２の累積手段、前記第２の累積手段の出力を３値変換する第２の３値変換手段とで構成される直交検波手段と、前記直交検波手段の前記第１の３値変換手段および前記第２の３値変換手段から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値符号化された２値受信データを得る逆拡散手段を備えているものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、受信する位相偏移変調信号を周波数ダウンシフトした中間周波数の信号を1ビットのＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換器）により1ビットの量子化信号に変換しているが、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調することが可能であり、小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面に基づいて、本発明の一実施の形態例について説明する。
実施の形態１．
図１は、スペクトラム拡散通信における送信機の構成例を示すブロック図である。
図において、１次変調器１５は、図示しないＥＣＵ（電子制御装置）からの２値送信データ（情報信号）１０が“０”の区間はＰＮ符号生成器１１で生成される拡散符号（ＰＮ０）１２を選択し、２値送信データ１０が“１”の区間はＰＮ符号生成器１３で生成される拡散信号（ＰＮ１）１４を選択し、直接スペクトラム拡散信号である１次変調信号１６を生成する。
１次変調器１５からの1次変調信号１６により搬送波発生器１７の搬送波を変調部１８で位相偏移変調（ＰＳＫ）した２次変調信号１９を生成し、生成された２次変調信号１９を増幅器２０で増幅して送信アンテナ２から電波として送信する。
【０００９】
図２は、実施の形態１によるスペクトラム拡散通信の受信機の構成例を示すブロック図である。
図２に示すように、受信機４では、受信アンテナ３で受信された信号（即ち、送信機１から送信されてくる位相偏移変調信号１９）を、この通信で使用する帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０で濾過し、このバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０で濾過された信号を増幅器４１で増幅し、増幅器４１で増幅された信号と局部発振器４２からの信号を乗算器４３で乗算し、乗算器４３の出力を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４４を通すことによって低い周波数の中間周波数とする。
つまり、局部発振器４２、乗算器４３および低域通過フィルタ４４は、受信機４が受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段を構成している。
この周波数ダウンシフト手段でダウンシフトされた中間周波数の信号を１ビットのＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）４５によって１ビット量子化し、中間周波数のデジタル信号４９としてデジタル処理部５に出力する。
【００１０】
図３は、図２に示したデジタル処理部５の構成を示すブロック図である。
図に示すように、デジタル処理部５は、直交検波部（直交検波手段）２００と逆拡散部（逆拡散手段）３００とで構成されている。
直交検波部（直交検波手段）２００には、「Ｉ系列処理ルート」と「Ｑ系列処理ルート」の２つの信号処理ルートがある。
「Ｉ系列処理ルート」は、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）４５から入力する「中間周波数のデジタル信号（即ち、１ビットの量子化信号）４９」と発振器５０で生成される第１の基準位相信号５０ａとを乗算するる第１の乗算手段５２、第１の乗算器５２の出力を拡散符号１チップ分累積する第１の累積器（第１の累積手段）５４、第１の累積器５４の出力を３値（１，０，−１）化する第１の３値変換器（第１の３値変換手段）５６とからなっている。
【００１１】
「Ｑ系列処理ルート」は、発振器５０が生成する第１の基準位相信号５０ａをπ／２移相して第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相器（移相手段）５１と、１ビットの量子化信号４９と位相器（移相手段）５１で生成される第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算器（第２の乗算手段）５３と、第２の乗算器（第２の乗算手段）５３の出力を所定時間累積する第２の累積器（第２の累積手段）５５と、第２の累積器（第２の累積手段）５５の出力を３値変換する第２の３値変換器（第２の３値変換手段）５７とからなっている。
Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）４５から直交検波部（直交検波手段）２００に入力された中間周波数のデジタル信号（１ビットの量子化信号）４９は、上述した「Ｉ系列処理ルート」および「Ｑ系列処理ルート」で信号処理される。
【００１２】
次に、Ｉ系列処理ルートの出力（即ち、第１の３値変換器（第１の３値変換手段）５６の出力）であるＩ出力５８とＱ系列処理ルートの出力（即ち、第２の３値変換手段５７の出力）であるＱ出力５９は、逆拡散部（逆拡散手段）３００に送られる。
逆拡散部（逆拡散手段）３００において、デジタル整合フィルタ（ＤＭＦ６０〜ＤＭＦ６３）は、逆拡散処理を行う部分であって、参照ＰＮ符号（ＰＮ０又はＰＮ１）とチップ単位（Ｔｃ）の排他的論理和を情報１ビット長（Ｔｂ＝Ｔｃ×Ｎｃ）分の総和演算する相関評価を行い、相関値（総和）を出す回路部である。
演算器６４、演算器６５は、Ｉ成分とＱ成分に対して、それぞれ所定相関高さ（相関閾値）より高くて、相関の高い方を選択する。
【００１３】
２値符号化演算部（２値符号化演算手段）６８は、ＰＮ０相関値とＰＮ１相関値を比較して相関の高い方を選び、それぞれに対応した２値を出力する（ＰＮ０相関が高い場合、出力は“０”、ＰＮ１相関が高い場合、出力は“１”）。
即ち、逆拡散部（逆拡散手段）３００によって、直交検波手段２００の第１の３値変換手段５６および第２の３値変換手段５７から出力する３値変換された信号を逆拡散して、２値符号化された２値受信データを得る。
【００１４】
チップ位相は送信側と受信側で同期していないので、デジタル整合フィルタＤＭＦ６０〜ＤＭＦ６３の逆拡散処理は、チップ単位（Ｔｃ）間隔での相関値計算では相関ピークを検出できない場合があるので、Ｔｃ／２程度ずらした２系列のＴｃ間隔で相関値計算を実施し、相関が高い方を採用するのが好適である。
【００１５】
図４は、本実施の形態による受信機の動作（効果）を説明するための図であって、同じ拡散符号で拡散された２つの信号（信号Ａと信号Ｂ）を受信した場合の相関値ピーク検出の方式（多bit Ａ／Ｄ方式、１bit Ａ／Ｄの従来方式、本発明の方式）比較を表形式にしたものである。
図４において、拡散符号は、１５チップのバーカー符号（１１１１０１０１１００１０００）であり、図１のＰＮ０とし、簡単のために、図４の例では、２値送信データ１０は全て“０”として例示する。
送信機Ａから送信される「１次変調信号Ａ」１０２は、チップ単位の時刻１０１で時刻３〜１７が１bit分に相当する。
他方、送信機Bから送信される「１次変調信号B」１０３は、チップ時刻１０〜２４が１bit分に相当する。
【００１６】
図４では、「１次変調信号Ａ」１０２と「１次変調信号B」１０３の信号が７チップ分位相がずれた状態の例を示している。
「１次変調信号Ａ」１０２、「１次変調信号Ｂ」１０３に対応する「２次変調信号Ａ」１０４、「２次変調信号B」１０５の数値“１”と“−１”は、それぞれ１次変調信号の行の数値“０”と“１”に対応し、搬送波発生器１７が発生する搬送波に対して同相か逆相かを表示していて、搬送波の振幅が“１”と“−１”であることを表している。
この信号が電波として送信機１から送信され、受信機２で等電力の電波として受信された場合の受信信号の振幅が図４に示す受信信号１０６で、「２次変調信号Ａ」１０４と「２次変調信号B」１０５の和である。
【００１７】
図５は、従来の受信機におけるデジタル処理部の構成を示すブロック図である。
多ビット方式で、この受信波形振幅に完全に対応させるためには３ビット（−２〜２）が必要であり、図２のＡ／Ｄ変換器４５を３ビットＡ／Ｄにして、図５に示すデジタル処理部に入力して、相関値を求めたものが「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７で、受信信号１０６と参照ＰＮ符号１１２（前記バーカー信号の“０”を“１”に、“１”を“−１”に変換したもの）で、チップ毎に前述した相関演算をした数値である。
「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７で、１ビット＝１５チップの終わりのチップ（チップ時刻１７と２４）に太字の“１４”で表記した「相関値のＡとＢに対応した２つのピーク」があり、正確に２つの送信機からの受信信号を各々、２値信号（情報信号）に復調できることを示している。
図５のブロック図において、信号のビット数は異なるが、信号処理の流れとしては、図３のブロックとは、３値変換器（３値変換手段）５６と３値変換器（３値変換手段）５７を除いて同じであるので、図５の説明は省略する。
「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７は、図５の「ｍ bit」のｍ＝３となる。
【００１８】
従来の方式例を示す特開平７−１８３８３１号公報では、直交検波し、累積後にコンパレータで１bit量子化を行って相関計算をしているので、図５の「ｍ bit」のｍ＝１にしたものに相当する。
直交検波し、累積後のデータを１ビット（１、−１）にすることは、受信信号が1つの場合は存在しない「受信振幅０」という状態を表現できない。
図４に示した従来の方式例の「受信信号1bit Ａ／Ｄ」１０８では、受信信号１０６の“−２”と“−１”は、“−１”に、“２“と“１“は“１“に変換されるが、“０”は変換できないので、ここでは変換確率を５０％として、“０”の出現順に“１”と“−１”を交互に割当てた。
【００１９】
「受信信号１bit Ａ／Ｄ」１０８を同様に相関計算したものが「１bit Ａ／Ｄでの相関値」１０９であり、それぞれの１ビットの終わりのチップに相関値ピークが見られるが、それ以外のところにも高い相関値（チップ時刻２２の相関値７と、チップ時刻２３の相関値−９）があり、正しい相関値のピーク検出ができないので、２値データへの復調ができないことを示している。
本実施の形態による値変換方式では、相関値計算に使用する「累積後の３値」１１０は、受信信号１０６の“−２”と“−１”は“−１”に、“２”と“１”は“１”に、“０”は“０”に変換される。
同様に、「累積後の３値」１１０で相関計算をしたものが、「累積後の３値での相関値」１１１であり、「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７に比べ相関ピーク値は低くなっているが、正しくピーク検出ができるので、２値データに正しく復調できることを示している。
即ち、本実施の形態によれば、周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号４９に変換するＡ／Ｄ変換手段４５として1ビットＡ／Ｄ変換器を用いていても、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調できる。
【００２０】
以上説明したように、本実施の形態によるスペクトル拡散通信の受信機は、スペクトル拡散により拡散した情報信号を位相偏移変調して通信を行うスペクトル拡散通信の受信機であって、受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段（局部発振器４２、乗算器４３および低域通過フィルタ４４とで構成）と、周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号４９に変換するＡ／Ｄ変換手段４５と、Ａ／Ｄ変換手段４５により変換された量子化信号４９と発振器５０で生成される第１の基準位相信号とを乗算するる第１の乗算手段５２、第１の乗算手段５２の出力を所定時間累積する第１の累積手段５４、第１の累積手５４の出力を３値変換する第１の３値変換手段５６、第１の基準位相信号をπ／２移相して第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相手段５１、量子化信号４９と第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算手段５３、第２の乗算手段５３の出力を所定時間累積する第２の累積手段５５、第２の累積手段５５の出力を３値変換する第２の３値変換手段５７とで構成される直交検波手段２００と、直交検波手段２００の第１の３値変換手段５６および第２の３値変換手段５７から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値符号化された２値受信データを得る逆拡散手段３００とを備えている。
従って、本実施の形態によれば、受信する位相偏移変調信号を周波数ダウンシフトした中間周波数の信号を1ビットのＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換器）により1ビットの量子化信号に変換しているが、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調することが可能であり、小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機を実現できるので、車両用電子キーシステムのような用途向けには好適である。
【００２１】
また、本実施の形態によるスペクトル拡散通信の受信機において、第１の累積手段５４および第２の累積手段５５を低域通過フィルタとすることにより、デジタル回路構成が簡単になるという利点がある。
また、本実施の形態によるスペクトル拡散通信の受信機において、第１の基準位相信号および第２の基準位相信号を矩形波信号とすることにより、同様にデジタル回路構成が簡単になるという利点がある。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
本発明は、1ビットＡ／Ｄ変換器を用いていながら、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調できる小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機の実現に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】スペクトラム拡散通信における送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１によるスペクトラム拡散通信の受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】図２に示したデジタル処理部の構成を示すブロック図である。
【図４】実施の形態１による受信機の動作を説明するための図である。
【図５】従来の受信機におけるデジタル処理部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２４】
３ 受信アンテナ ４ 受信機
５ デジタル処理部 ６ ２値受信データ
４０ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ４１ 増幅器
４２ 局部発振器 ４３ 乗算器
４４ ＬＰＦ（低域通過フィルタ） ４５ Ａ／Ｄ変換手段
４９ １ビットの量子化信号 ５０ 発振器
５０ａ 第１の基準位相信号 ５１ 移相手段
５２ 第１の乗算手段 ５３ 第２の乗算手段
５４ 第１の累積手段 ５５ 第２の累積手段
５６ 第１の３値変換手段 ５７ 第２の３値変換手段
６０〜６３ ＤＭＦ（デジタル整合フィルタ）
６４、６５ 演算器 ６８ ２値符号化演算部
２００ 直交検波手段 ３００ 逆拡散部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直接スペクトル拡散通信の受信機に関し、更に詳しくは、同時アクセス数が少ない用途向のデジタル式復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、スペクトル拡散通信技術の移動体通信への適用が盛んに進められており、中でも直接拡散方式を使った多元接続方式であるＣＤＭＡ（code division multiple access：符号分割多重アクセス方式）が利用されている。
この多元接続方式では、等電力制御や同時アクセス数に応じたＡ／Ｄビット数のＡ／Ｄ変換器などが必要である。
このような中で、例えば特開２００８−９２２６７号公報の車載機器遠隔制御システムで示されている「同時アクセス数が少ない車両用電子キーシステム」のような用途向けとして、低コストで小型の「スペクトル拡散通信の受信機」の開発も望まれている。
【０００３】
スペクトル拡散通信の特徴を保持して、多ビットＡ／Ｄ変換器を使用しないで低コストを実現する従来の例の一つとして、特開平７−１８３８３１号公報（特許文献１）に示されたデジタル通信装置がある。
特開平７−１８３８３１号公報では、位相偏移変調（ＰＳＫ：phase shift keying）のデジタル復調で多ビットＡ／Ｄ変換器を使用していたものを、直接スペクトル拡散された信号で１ビット量子化して標本化し、１ビットのＡ／Ｄ変換器（コンパレータ）を用いて多ビット量子化と同等な通信を行うことができるデジタル通信装置が記載されている。
【特許文献１】特開平７−１８３８３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特開平７−１８３８３１号公報には、スペクトル拡散通信の一つの特徴である多元接続についての記載はないが、特開平７−１８３８３１号公報で開示されている「直交検波後の信号を１ビットに量子化する方法」では、同時に２つ以上の信号を受信した場合、正しく復調できない。
【０００５】
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、1ビットＡ／Ｄ変換器で構成されていても、同時に複数の信号を受信した場合も正しく復調できる小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係るスペクトル拡散通信の受信機は、スペクトル拡散により拡散した情報信号を位相偏移変調して通信を行うスペクトル拡散通信の受信機であって、受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段と、前記周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段により変換された前記量子化信号と発振器で生成される第１の基準位相信号とを乗算するる第１の乗算手段、前記第１の乗算手段の出力を所定時間累積する第１の累積手段、前記第１の累積手の出力を３値変換する第１の３値変換手段、前記第１の基準位相信号をπ／２移相して前記第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相手段、前記量子化信号と前記第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算手段、前記第２の乗算手段の出力を所定時間累積する第２の累積手段、前記第２の累積手段の出力を３値変換する第２の３値変換手段とで構成される直交検波手段と、前記直交検波手段の前記第１の３値変換手段および前記第２の３値変換手段から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値符号化された２値受信データを得る逆拡散手段を備えているものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、受信する位相偏移変調信号を周波数ダウンシフトした中間周波数の信号を1ビットのＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換器）により1ビットの量子化信号に変換しているが、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調することが可能であり、小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面に基づいて、本発明の一実施の形態例について説明する。
実施の形態１．
図１は、スペクトラム拡散通信における送信機の構成例を示すブロック図である。
図において、１次変調器１５は、図示しないＥＣＵ（電子制御装置）からの２値送信データ（情報信号）１０が“０”の区間はＰＮ符号生成器１１で生成される拡散符号（ＰＮ０）１２を選択し、２値送信データ１０が“１”の区間はＰＮ符号生成器１３で生成される拡散信号（ＰＮ１）１４を選択し、直接スペクトラム拡散信号である１次変調信号１６を生成する。
１次変調器１５からの1次変調信号１６により搬送波発生器１７の搬送波を変調部１８で位相偏移変調（ＰＳＫ）した２次変調信号１９を生成し、生成された２次変調信号１９を増幅器２０で増幅して送信アンテナ２から電波として送信する。
【０００９】
図２は、実施の形態１によるスペクトラム拡散通信の受信機の構成例を示すブロック図である。
図２に示すように、受信機４では、受信アンテナ３で受信された信号（即ち、送信機１から送信されてくる位相偏移変調信号１９）を、この通信で使用する帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０で濾過し、このバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０で濾過された信号を増幅器４１で増幅し、増幅器４１で増幅された信号と局部発振器４２からの信号を乗算器４３で乗算し、乗算器４３の出力を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４４を通すことによって低い周波数の中間周波数とする。
つまり、局部発振器４２、乗算器４３および低域通過フィルタ４４は、受信機４が受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段を構成している。
この周波数ダウンシフト手段でダウンシフトされた中間周波数の信号を１ビットのＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）４５によって１ビット量子化し、中間周波数のデジタル信号４９としてデジタル処理部５に出力する。
【００１０】
図３は、図２に示したデジタル処理部５の構成を示すブロック図である。
図に示すように、デジタル処理部５は、直交検波部（直交検波手段）２００と逆拡散部（逆拡散手段）３００とで構成されている。
直交検波部（直交検波手段）２００には、「Ｉ系列処理ルート」と「Ｑ系列処理ルート」の２つの信号処理ルートがある。
「Ｉ系列処理ルート」は、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）４５から入力する「中間周波数のデジタル信号（即ち、１ビットの量子化信号）４９」と発振器５０で生成される第１の基準位相信号５０ａとを乗算するる第１の乗算手段５２、第１の乗算器５２の出力を拡散符号１チップ分累積する第１の累積器（第１の累積手段）５４、第１の累積器５４の出力を３値（１，０，−１）化する第１の３値変換器（第１の３値変換手段）５６とからなっている。
【００１１】
「Ｑ系列処理ルート」は、発振器５０が生成する第１の基準位相信号５０ａをπ／２移相して第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相器（移相手段）５１と、１ビットの量子化信号４９と位相器（移相手段）５１で生成される第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算器（第２の乗算手段）５３と、第２の乗算器（第２の乗算手段）５３の出力を所定時間累積する第２の累積器（第２の累積手段）５５と、第２の累積器（第２の累積手段）５５の出力を３値変換する第２の３値変換器（第２の３値変換手段）５７とからなっている。
Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）４５から直交検波部（直交検波手段）２００に入力された中間周波数のデジタル信号（１ビットの量子化信号）４９は、上述した「Ｉ系列処理ルート」および「Ｑ系列処理ルート」で信号処理される。
【００１２】
次に、Ｉ系列処理ルートの出力（即ち、第１の３値変換器（第１の３値変換手段）５６の出力）であるＩ出力５８とＱ系列処理ルートの出力（即ち、第２の３値変換手段５７の出力）であるＱ出力５９は、逆拡散部（逆拡散手段）３００に送られる。
逆拡散部（逆拡散手段）３００において、デジタル整合フィルタ（ＤＭＦ６０〜ＤＭＦ６３）は、逆拡散処理を行う部分であって、参照ＰＮ符号（ＰＮ０又はＰＮ１）とチップ単位（Ｔｃ）の排他的論理和を情報１ビット長（Ｔｂ＝Ｔｃ×Ｎｃ）分の総和演算する相関評価を行い、相関値（総和）を出す回路部である。
演算器６４、演算器６５は、Ｉ成分とＱ成分に対して、それぞれ所定相関高さ（相関閾値）より高くて、相関の高い方を選択する。
【００１３】
２値符号化演算部（２値符号化演算手段）６８は、ＰＮ０相関値とＰＮ１相関値を比較して相関の高い方を選び、それぞれに対応した２値を出力する（ＰＮ０相関が高い場合、出力は“０”、ＰＮ１相関が高い場合、出力は“１”）。
即ち、逆拡散部（逆拡散手段）３００によって、直交検波手段２００の第１の３値変換手段５６および第２の３値変換手段５７から出力する３値変換された信号を逆拡散して、２値符号化された２値受信データを得る。
【００１４】
チップ位相は送信側と受信側で同期していないので、デジタル整合フィルタＤＭＦ６０〜ＤＭＦ６３の逆拡散処理は、チップ単位（Ｔｃ）間隔での相関値計算では相関ピークを検出できない場合があるので、Ｔｃ／２程度ずらした２系列のＴｃ間隔で相関値計算を実施し、相関が高い方を採用するのが好適である。
【００１５】
図４は、本実施の形態による受信機の動作（効果）を説明するための図であって、同じ拡散符号で拡散された２つの信号（信号Ａと信号Ｂ）を受信した場合の相関値ピーク検出の方式（多bit Ａ／Ｄ方式、１bit Ａ／Ｄの従来方式、本発明の方式）比較を表形式にしたものである。
図４において、拡散符号は、１５チップのバーカー符号（１１１１０１０１１００１０００）であり、図１のＰＮ０とし、簡単のために、図４の例では、２値送信データ１０は全て“０”として例示する。
送信機Ａから送信される「１次変調信号Ａ」１０２は、チップ単位の時刻１０１で時刻３〜１７が１bit分に相当する。
他方、送信機Bから送信される「１次変調信号B」１０３は、チップ時刻１０〜２４が１bit分に相当する。
【００１６】
図４では、「１次変調信号Ａ」１０２と「１次変調信号B」１０３の信号が７チップ分位相がずれた状態の例を示している。
「１次変調信号Ａ」１０２、「１次変調信号Ｂ」１０３に対応する「２次変調信号Ａ」１０４、「２次変調信号B」１０５の数値“１”と“−１”は、それぞれ１次変調信号の行の数値“０”と“１”に対応し、搬送波発生器１７が発生する搬送波に対して同相か逆相かを表示していて、搬送波の振幅が“１”と“−１”であることを表している。
この信号が電波として送信機１から送信され、受信機２で等電力の電波として受信された場合の受信信号の振幅が図４に示す受信信号１０６で、「２次変調信号Ａ」１０４と「２次変調信号B」１０５の和である。
【００１７】
図５は、従来の受信機におけるデジタル処理部の構成を示すブロック図である。
多ビット方式で、この受信波形振幅に完全に対応させるためには３ビット（−２〜２）が必要であり、図２のＡ／Ｄ変換器４５を３ビットＡ／Ｄにして、図５に示すデジタル処理部に入力して、相関値を求めたものが「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７で、受信信号１０６と参照ＰＮ符号１１２（前記バーカー信号の“０”を“１”に、“１”を“−１”に変換したもの）で、チップ毎に前述した相関演算をした数値である。
「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７で、１ビット＝１５チップの終わりのチップ（チップ時刻１７と２４）に太字の“１４”で表記した「相関値のＡとＢに対応した２つのピーク」があり、正確に２つの送信機からの受信信号を各々、２値信号（情報信号）に復調できることを示している。
図５のブロック図において、信号のビット数は異なるが、信号処理の流れとしては、図３のブロックとは、３値変換器（３値変換手段）５６と３値変換器（３値変換手段）５７を除いて同じであるので、図５の説明は省略する。
「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７は、図５の「ｍ bit」のｍ＝３となる。
【００１８】
従来の方式例を示す特開平７−１８３８３１号公報では、直交検波し、累積後にコンパレータで１bit量子化を行って相関計算をしているので、図５の「ｍ bit」のｍ＝１にしたものに相当する。
直交検波し、累積後のデータを１ビット（１、−１）にすることは、受信信号が1つの場合は存在しない「受信振幅０」という状態を表現できない。
図４に示した従来の方式例の「受信信号1bit Ａ／Ｄ」１０８では、受信信号１０６の“−２”と“−１”は、“−１”に、“２“と“１“は“１“に変換されるが、“０”は変換できないので、ここでは変換確率を５０％として、“０”の出現順に“１”と“−１”を交互に割当てた。
【００１９】
「受信信号１bit Ａ／Ｄ」１０８を同様に相関計算したものが「１bit Ａ／Ｄでの相関値」１０９であり、それぞれの１ビットの終わりのチップに相関値ピークが見られるが、それ以外のところにも高い相関値（チップ時刻２２の相関値７と、チップ時刻２３の相関値−９）があり、正しい相関値のピーク検出ができないので、２値データへの復調ができないことを示している。
本実施の形態による値変換方式では、相関値計算に使用する「累積後の３値」１１０は、受信信号１０６の“−２”と“−１”は“−１”に、“２”と“１”は“１”に、“０”は“０”に変換される。
同様に、「累積後の３値」１１０で相関計算をしたものが、「累積後の３値での相関値」１１１であり、「３bit Ａ／Ｄでの相関値」１０７に比べ相関ピーク値は低くなっているが、正しくピーク検出ができるので、２値データに正しく復調できることを示している。
即ち、本実施の形態によれば、周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号４９に変換するＡ／Ｄ変換手段４５として1ビットＡ／Ｄ変換器を用いていても、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調できる。
【００２０】
以上説明したように、本実施の形態によるスペクトル拡散通信の受信機は、スペクトル拡散により拡散した情報信号を位相偏移変調して通信を行うスペクトル拡散通信の受信機であって、受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段（局部発振器４２、乗算器４３および低域通過フィルタ４４とで構成）と、周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号４９に変換するＡ／Ｄ変換手段４５と、Ａ／Ｄ変換手段４５により変換された量子化信号４９と発振器５０で生成される第１の基準位相信号とを乗算するる第１の乗算手段５２、第１の乗算手段５２の出力を所定時間累積する第１の累積手段５４、第１の累積手５４の出力を３値変換する第１の３値変換手段５６、第１の基準位相信号をπ／２移相して第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相手段５１、量子化信号４９と第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算手段５３、第２の乗算手段５３の出力を所定時間累積する第２の累積手段５５、第２の累積手段５５の出力を３値変換する第２の３値変換手段５７とで構成される直交検波手段２００と、直交検波手段２００の第１の３値変換手段５６および第２の３値変換手段５７から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値符号化された２値受信データを得る逆拡散手段３００とを備えている。
従って、本実施の形態によれば、受信する位相偏移変調信号を周波数ダウンシフトした中間周波数の信号を1ビットのＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換器）により1ビットの量子化信号に変換しているが、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調することが可能であり、小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機を実現できるので、車両用電子キーシステムのような用途向けには好適である。
【００２１】
また、本実施の形態によるスペクトル拡散通信の受信機において、第１の累積手段５４および第２の累積手段５５を低域通過フィルタとすることにより、デジタル回路構成が簡単になるという利点がある。
また、本実施の形態によるスペクトル拡散通信の受信機において、第１の基準位相信号および第２の基準位相信号を矩形波信号とすることにより、同様にデジタル回路構成が簡単になるという利点がある。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
本発明は、1ビットＡ／Ｄ変換器を用いていながら、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調できる小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機の実現に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】スペクトラム拡散通信における送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１によるスペクトラム拡散通信の受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】図２に示したデジタル処理部の構成を示すブロック図である。
【図４】実施の形態１による受信機の動作を説明するための図である。
【図５】従来の受信機におけるデジタル処理部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２４】
３ 受信アンテナ ４ 受信機
５ デジタル処理部 ６ ２値受信データ
４０ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ４１ 増幅器
４２ 局部発振器 ４３ 乗算器
４４ ＬＰＦ（低域通過フィルタ） ４５ Ａ／Ｄ変換手段
４９ １ビットの量子化信号 ５０ 発振器
５０ａ 第１の基準位相信号 ５１ 移相手段
５２ 第１の乗算手段 ５３ 第２の乗算手段
５４ 第１の累積手段 ５５ 第２の累積手段
５６ 第１の３値変換手段 ５７ 第２の３値変換手段
６０〜６３ ＤＭＦ（デジタル整合フィルタ）
６４、６５ 演算器 ６８ ２値符号化演算部
２００ 直交検波手段 ３００ 逆拡散部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散により拡散した情報信号を位相偏移変調して通信を行うスペクトル拡散通信の受信機であって、
受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段と、
前記周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段により変換された前記量子化信号と発振器で生成される第１の基準位相信号とを乗算する第１の乗算手段、前記第１の乗算手段の出力を所定時間累積する第１の累積手段、前記第１の累積手の出力を３値変換する第１の３値変換手段、前記第１の基準位相信号をπ／２移相して前記第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相手段、前記量子化信号と前記第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算手段、前記第２の乗算手段の出力を所定時間累積する第２の累積手段、前記第２の累積手段の出力を３値変換する第２の３値変換手段とで構成される直交検波手段と、
前記直交検波手段の前記第１の３値変換手段および前記第２の３値変換手段から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値符号化された２値受信データを得る逆拡散手段を備えていることを特徴とするスペクトル拡散通信の受信機。
【請求項２】
前記第１の累積手段および第２の累積手段は低域通過フィルタであることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散通信の受信機。
【請求項３】
前記第１の基準位相信号および第２の基準位相信号は矩形波信号であることを特徴とする請求項１または２に記載のスペクトル拡散通信の受信機。
【請求項１】
スペクトル拡散により拡散した情報信号を位相偏移変調して通信を行うスペクトル拡散通信の受信機であって、
受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段と、
前記周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を１ビットの量子化信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段により変換された前記量子化信号と発振器で生成される第１の基準位相信号とを乗算する第１の乗算手段、前記第１の乗算手段の出力を所定時間累積する第１の累積手段、前記第１の累積手の出力を３値変換する第１の３値変換手段、前記第１の基準位相信号をπ／２移相して前記第１の基準位相信号と直交する第２の基準位相信号を生成する移相手段、前記量子化信号と前記第２の基準位相信号とを乗算する第２の乗算手段、前記第２の乗算手段の出力を所定時間累積する第２の累積手段、前記第２の累積手段の出力を３値変換する第２の３値変換手段とで構成される直交検波手段と、
前記直交検波手段の前記第１の３値変換手段および前記第２の３値変換手段から出力する３値変換された信号を逆拡散して２値符号化された２値受信データを得る逆拡散手段を備えていることを特徴とするスペクトル拡散通信の受信機。
【請求項２】
前記第１の累積手段および第２の累積手段は低域通過フィルタであることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散通信の受信機。
【請求項３】
前記第１の基準位相信号および第２の基準位相信号は矩形波信号であることを特徴とする請求項１または２に記載のスペクトル拡散通信の受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００９−３０２６４４（Ｐ２００９−３０２６４４Ａ）
【公開日】平成２１年１２月２４日（２００９．１２．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１５１７３１（Ｐ２００８−１５１７３１）
【出願日】平成２０年６月１０日（２００８．６．１０）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１２月２４日（２００９．１２．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年６月１０日（２００８．６．１０）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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