センサ装置、送信装置及び送信制御方法
【課題】サイドローブを抑圧しつつ、消費電力を低減することを課題とする。
【解決手段】センサ装置１０は、受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する。その上で、センサ装置１０は、送信した送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する。
【解決手段】センサ装置１０は、受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する。その上で、センサ装置１０は、送信した送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサ装置、送信装置及び送信制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス変調された送信信号に対する受信信号のドップラーシフトを用いて移動体を検知するセンサ装置、いわゆるドップラーレーダが知られている。このように、ドップラー成分を抽出する場合には、サンプリングされる受信信号のうち送信パルスが発振されてから一定周期の間に観測されたサンプルの位相変化が検出される。
【０００３】
図２７は、受信信号のサンプリング結果の一例を示す図である。図２８は、受信信号のサンプルデータを整列させる方法の一例を示す図である。図２９は、ドップラー信号の一例を示す図である。なお、図２７に示すグラフの縦軸は振幅を指し、横軸は時間を指す。また、図２８に示すグラフの縦軸は振幅を指し、横軸はセンサ装置から対象物までの距離を指す。
【０００４】
図２７に示すように、センサ装置は、パルス変調された送信信号を送信し、戻ってきた送信信号をサンプリングすることによって受信信号を得る。その後、センサ装置は、サンプリングした受信信号のうち送信パルスが発振されてから一定周期が経過するまでのサンプルデータ、すなわち図２７の点線囲いの各領域の信号を一定周期ごとに切り出す。そして、センサ装置は、図２８に示すように、センサ装置から対象物までの距離が同じ距離で計測された振幅値同士が図中のＲｅｎｇｅの軸方向に並ぶように、一定周期ごとに切り出した各サンプルデータをＡ−Ａ線の奥行き方向に向かって時系列に整列させる。その後、センサ装置は、一定周期ごとに切り出し整列させたサンプルデータのうちＡ−Ａ線に対応する距離のデータ列、すなわち距離が１００である部分のデータ列を抽出することによって図２９に示すドップラー信号を抽出する。
【０００５】
その上で、センサ装置は、抽出されたドップラー信号のデータ列に高速フーリエ変換、いわゆるＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を適用して周波数成分に分解することによって、当該距離からの反射がドップラーシフトを有するか否かを判定する。
【０００６】
このように、有限長のデータを用いて無限長のデータを想定するフーリエ変換を実行する場合には、スペクトル分解関数のメインローブの脇にサイドローブが発生する。かかるサイドローブは、有限長フーリエ変換の影響で本来は主信号が持っていない成分、すなわち無信号であるはずの周波数帯域に生じる信号成分を指す。
【０００７】
図３０は、図２９に示したドップラー信号のスペクトル分解関数の一例を示す図である。図３０に示すグラフの縦軸は振幅を指し、グラフの横軸は周波数を指す。図３０に示すように、図２９に示したドップラー信号にＦＦＴが適用された場合には、そのスペクトル分解関数にメインローブ３００及びサイドローブ３０１が検出される。これら第１サイドローブ３０１ａ及び３０１ｂを始めとするサイドローブ３０１は、微弱な主信号を覆い隠す場合がある。例えば、第１サイドローブ３０１ａ又は３０１ｂが分布する周波数帯域に約−２０ｄＢ程度の微弱信号があったと仮定する。この場合には、第１サイドローブ３０１ａ及び３０１ｂが最大で約−１３ｄＢであるので、微弱信号が第１サイドローブ３０１ａ又は３０１ｂによって覆い隠されてしまう。
【０００８】
かかるサイドローブを抑圧する技術の一例として、ＦＦＴの前処理に使用する窓関数が挙げられる。図３１は、窓関数の一例を示す図である。図３２は、図２９に示したドップラー信号に図３１に示す窓関数を適用した場合の時間波形を示す図である。図３３は、窓関数適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。なお、図３２に示すグラフ中の点線は窓関数適用前のドップラー信号を指し、グラフ中の実線は窓関数適用後の時間波形を指す。
【０００９】
ここで、図３１に示すように、両端の振幅が中央よりも弱くなる窓関数を図２９に示したドップラー信号に掛け合わせる場合を想定する。この場合には、図３２に示すように、図中の丸囲いの領域が図３１に示した窓関数の掛け合わせによって損失する結果、図２９に示した窓関数適用前のドップラー信号よりも両端の振幅が弱められた時間波形が得られる。このように、図３２に示した窓関数適用後の時間波形にＦＦＴが適用された場合には、図３３に示すように、図３０に示したスペクトル分解関数の場合よりもメインローブ３３０とサイドローブ３３１の差が開き、サイドローブレベルが低減される。例えば、第１サイドローブ３３１ａ及び３３１ｂが最大で約−４０ｄＢまで抑圧される。このため、図３３に示すスペクトル分解関数の場合には、第１サイドローブ３３１ａ又は３３１ｂが分布する周波数帯域に約−２０ｄＢ程度の微弱信号があったとしても第１サイドローブ３３１ａ又は３３１ｂによって覆い隠されず、微弱信号を検出できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−３０７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上記の従来技術では、サイドローブを抑圧するために消費電力が増大するという問題がある。
【００１２】
すなわち、窓関数を適用する場合には、窓関数の掛け合わせによって受信信号が損失する分のエネルギーを補うために、送信信号の出力を上げる必要がある。このため、窓関数を適用する場合には、送信機によって消費される電力が増大してしまう。特に、レーダ装置などのように、送信機に大電力が使用される場合には、サイドローブの抑圧のための消費電力が増大する上、送信信号の出力を上げた分の熱エネルギーの冷却に消費する電力も増大する結果、更なる消費電力の増大につながる。
【００１３】
なお、ここでは、センサ装置がレーダ装置である場合を例示したが、受信信号にフーリエ変換を適用する他のセンサ装置、例えばレーザーレーダ装置、音波センサ、超音波センサなどの装置にも同様の問題が生じる。
【００１４】
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、サイドローブを抑圧しつつ、消費電力を低減できるセンサ装置、送信装置及び送信制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本願の開示するセンサ装置は、受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する送信部を有する。さらに、前記センサ装置は、前記送信部によって送信された送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する信号処理部を有する。
【発明の効果】
【００１６】
本願の開示するセンサ装置の一つの態様によれば、サイドローブを抑圧しつつ、消費電力を低減できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、実施例１に係るセンサ装置の機能的構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、コード配列パターンの一例を示す図である。
【図３】図３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。
【図４】図４は、タイミングチャートの一例を示す図である。
【図５】図５は、実施例１に係るコード配列パターンの生成処理の手順を示すフローチャートである。
【図６】図６は、実施例１に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。
【図７】図７は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図８】図８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図９】図９は、実施例１及び従来技術の間における消費電力の比較例を示す図である。
【図１０】図１０は、コード配列パターンの一例を示す図である。
【図１１】図１１は、コード配列パターンの一例を示す図である。
【図１２】図１２は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。
【図１３】図１３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。
【図１４】図１４は、応用例に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。
【図１５】図１５は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１６】図１６は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１７】図１７は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１８】図１８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１９】図１９は、ハミング窓の一例を示す図である。
【図２０】図２０は、図１９に示したハミング窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図２１】図２１は、ハミング窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２２】図２２は、ブラックマン窓の一例を示す図である。
【図２３】図２３は、図２２に示したブラックマン窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図２４】図２４は、ブラックマン窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２５】図２５は、図１０に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２６】図２６は、図１１に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２７】図２７は、受信信号のサンプリング結果の一例を示す図である。
【図２８】図２８は、受信信号のサンプルデータを整列させる方法の一例を示す図である。
【図２９】図２９は、ドップラー信号の一例を示す図である。
【図３０】図３０は、図２９に示したドップラー信号のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図３１】図３１は、窓関数の一例を示す図である。
【図３２】図３２は、図２９に示したドップラー信号に図３１に示す窓関数を適用した場合の時間波形を示す図である。
【図３３】図３３は、窓関数適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、本願の開示するセンサ装置、送信装置及び送信制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例は開示の技術を限定するものではない。そして、各実施例は、処理内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。
【実施例１】
【００１９】
［センサ装置の構成］
まず、本実施例に係るセンサ装置の機能的構成について説明する。図１は、実施例１に係るセンサ装置の機能的構成を示すブロック図である。図１に示すセンサ装置１０は、パルス変調された送信信号を送信し、戻ってきた送信信号を受信後に受信信号のドップラーシフトから移動体を検知するものである。
【００２０】
図１に示すように、センサ装置１０は、基準信号生成部１１と、タイミング生成部１２と、送信制御部１３と、送信機１４と、送信波変換器１５と、受信波変換器１６と、受信機１７と、信号処理部１８とを有する。
【００２１】
このうち、基準信号生成部１１は、基準信号を生成する処理部である。一態様としては、基準信号生成部１１は、装置全体の時間管理を行うために、基準信号として所定の動作周波数のトリガ信号を発生させることによって装置全体を動作させる。
【００２２】
タイミング生成部１２は、送信信号を発生させるタイミングを生成する処理部である。このタイミング生成部１２は、図１に示すように、パルス列生成部１２ａと、コード列生成部１２ａとを有する。
【００２３】
パルス列生成部１２ａは、パルス列を生成する処理部である。一態様としては、パルス列生成部１２ａは、基準信号生成部１１によって出力される基準信号をもとに、一定の間隔で「０」または「１」を含んで構成されるパルス列を生成する。
【００２４】
コード列生成部１２ｂは、受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって、パルス列生成部１２ａによって生成されるパルス列と同期したコード列を生成する処理部である。なお、以下では、上記のコードの配列パターンのことを「コード配列パターン」と記載する場合がある。
【００２５】
ここで言う「処理区間」とは、後述の信号処理部１８によるＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を実行させる起動条件として設定される受信信号の区間長を指し、例えば、受信信号から一定周期ごとに切り出されるサンプルの数によって表される場合がある。かかる処理区間は、適用されるセンサの種別や求められる性能に応じてその長さを適応的に変更できる。また、同一のセンサ装置１０であっても移動体の検知前と検知後で処理区間の長短を変更することもできる。一般に、処理区間を長くするほどＦＦＴに適用される受信信号のサンプル数を多くできるので、移動体の検知を精密に行うことが可能になる。
【００２６】
図２は、コード配列パターンの一例を示す図である。図３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。図２に示すように、コード配列パターンは、略左右対称に「０」または「１」が配列されており、中央に近づくほど「１」が密になり、両端に近づくほど「０」が密になるように「１」及び「０」のコードが配列されている。図２に示したコード配列パターンを局所的に平均化した場合には、図３に示すように、コード配列パターンの局所平均３１、すなわち処理区間におけるコードの密度がハミング窓３２に近似することがわかる。なお、図２の例では、ハミング窓に近似させたコード配列パターンを例示したが、ハミング窓以外の他の窓関数、例えばブラックマン窓などに近似させることとしてもかまわない。
【００２７】
このように、窓関数に近似するコード配列パターンを採用するのは、受信時に窓関数の掛け合わせによって受信信号のエネルギーを損失させてしまうのであれば、損失分は予め送信しなければよいという着想に基づき、窓関数によって送信パルスを間引くためである。なお、コード配列パターンの生成方法については、図５や図６のフローチャートを用いて後述する。
【００２８】
なお、コード列生成部１２ｂは、予め与えられたコード配列パターンを用いてコード列を生成することもできるし、或いは、所定の頻度でコード配列パターンを動的に変更しつつコード列を生成することもできる。
【００２９】
送信制御部１３は、パルス列生成部１２ａによって生成されるパルス列及びコード列生成部１２ｂによって生成されるコード列を参照して、送信信号のＯＮまたはＯＦＦを制御する処理部である。一態様としては、送信制御部１３は、パルス列生成部１２ａによって生成されるパルス及びコード列生成部１２ｂによって生成されるコードがともに「１」である場合に、送信信号「ＯＮ」に対応する送信パルス「１」を後段の送信機１４へ出力する。
【００３０】
図４は、タイミングチャートの一例を示す図である。図４に示す例で言えば、時刻ｔ１におけるパルスの立ち上がりに同期してコードが「１」になってから時刻ｔ２になるまでコード「１」が継続する。よって、送信制御部１３は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの区間にわたってパルス列生成部１２ａによって生成されるパルス列に同期して送信パルスを送信機１４へ出力する。同様にして、送信制御部１３は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの区間、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの区間、時刻７から時刻ｔ８までの区間で送信パルスを送信機１４へ出力する。なお、以下では、各信号をパルスの立ち上がりに同期させる場合を例示するが、パルスの立ち下がりに同期させることとしてもよい。また、ここでは、「０」をＯＦＦ、「１」をＯＮとする場合を例示したが、各々が逆にしてもかまわない。
【００３１】
送信機１４は、センシング対象とする監視範囲に伝播させる送信信号を生成する処理部である。一態様としては、送信機１４は、搬送波をパルス変調することによって送信信号を生成する場合には、パルスの立ち上がり時に搬送波の位相が常に一定値となるように送信信号を生成する。なお、送信信号の変調方式には、周波数変調、位相変調や振幅変調などの任意の方式を採用できる。この場合は、必ずしもパルス変調されている必要はなく、連続波であってもかまわない。他の一態様としては、送信機１４は、爆薬を用いた起振機のように同一の波動を再現することが難しい場合には、送信信号の波形を記録した上で後述の受信機１７へ出力することもできる。このように、送信信号および基準信号の間で位相が必ずしも一定の関係を有する必要はない。なお、後述の送信波変換器１５がアレイ状に配置されている場合には、複数の送信機を並列して採用することもできる。
【００３２】
送信波変換器１５は、送信機１４によって生成された送信信号を波動に変換する処理部である。一態様としては、レーダ装置のように波動として電磁波を用いる場合には、アンテナを採用できる。他の一態様としては、音波センサのように波動として音波を用いる場合には、スピーカを採用できる。更なる一態様としては、超音波センサのように波動として超音波を用いる場合には、超音波トランスデューサを採用できる。他の一態様としては、レーザーレーダ装置のように波動として光波を用いる場合には、レンズや反射鏡群を採用できる。更なる一態様としては、ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置のように波動として磁界を用いる場合には、磁界の強さや向きを制御可能な磁石を採用できる。他の一態様としては、地殻探査装置のように波動として音波を用い、伝播媒質として地殻を用いる場合には、連続爆発可能な爆薬等を採用できる。なお、送信波変換器１５は、単一であってもよいし、アレイ状に複数配置されることとしてもよい。
【００３３】
このようにして、送信機１４によって生成された電気信号が送信波変換器１５によって波動に変換されて媒質を伝播する。このとき、略均一な媒質中に物理的特性が異なる対象物が存在した場合には、伝播させた波動と対象物との間で相互作用が発生し、散乱、反射、共振や共鳴などの現象が発生する。これらの現象で発生した波動は、送信時と同じ物理現象で媒質内を伝播する場合もあれば、異なった伝播特性を示す波動に変換される場合もある。
【００３４】
受信波変換器１６は、波動を電気信号に変換する処理部である。一態様としては、レーダ装置のように波動として電磁波を用いる場合には、アンテナを採用できる。他の一態様としては、音波センサのように波動として音波を用いる場合には、マイクロホンを採用できる。更なる一態様としては、超音波センサのように波動として超音波を用いる場合には、超音波トランスデューサを採用できる。他の一態様としては、レーザーレーダ装置のように波動として光波を用いる場合には、レンズや反射鏡群を採用できる。更なる一態様としては、ＭＲＩ装置のように波動として磁界を用いる場合には、アンテナを採用できる。なお、受信波変換器１６は、単一であってもよいし、アレイ状に複数配置されることとしてもよい。
【００３５】
受信機１７は、受信波変換器１６によって波動が電気信号に変換された受信信号を増幅した上で後述の信号処理部１８による信号処理を実行可能な状態に変更する処理部である。一態様としては、受信機１７は、受信信号が搬送波を持つ場合には、搬送波を除去した上でベースバンド成分を抽出する。また、受信機１７は、受信信号が搬送波を持たない場合には、送信時の波動との間で相関を取った上で後段の信号処理部１８へ出力する。なお、受信波変換器１６がアレイ状に配置されている場合には、複数の受信機を並列して採用することもできる。
【００３６】
信号処理部１８は、受信機１７によって出力された受信信号に各種の信号処理を実行する処理部である。この信号処理部１８は、図１に示すように、データ整列部１８ａと、ＦＦＴ実行部１８ｂと、検出処理部１８ｃとを有する。
【００３７】
このうち、データ整列部１８ａは、受信機１７によって出力された受信信号からサンプルデータを切り出した上で整列させる処理部である。一態様としては、データ整列部１８ａは、受信機１７によって出力された受信信号のうち、パルス列生成部１２ａによって生成されたパルスの立ち上がりから次のパルスの立ち上がりまでのサンプルデータを処理区間にわたって切り出す。そして、データ整列部１８ａは、自装置から対象物までの距離が同じ距離で計測された振幅値同士が並ぶように、パルスの立ち上がり周期ごとに切り出した各サンプルデータを時系列に整列させる。その上で、データ整列部１８ａは、パルスの立ち上がり周期ごとに切り出し整列させたサンプルデータのうち同じ距離が観測されたデータ列を抽出することによってドップラー信号を抽出する。このように、データ整列部１８ａは、図２７〜図２９を用いて上述したデータの切り出し整列と同様の処理を実行する。
【００３８】
ＦＦＴ実行部１８ｂは、データ整列部１８ａによって切り出し整列されたドップラー信号にＦＦＴ処理を実行する処理部である。かかるＦＦＴ処理を実行するにあたって、ＦＦＴ実行部１８ｂは、コード列生成部１２ｂによって生成されたコード列のうちコード「０」が配列された部分、すなわち送信信号が送信されていないタイミングに該当するＦＦＴのバタフライ演算を省略する。このようにして、ＦＦＴ実行部１８ｂは、時間波形であるドップラー信号を周波数領域に変換することによってスペクトル分解関数を得る。
【００３９】
検出処理部１８ｃは、ＦＦＴ実行部１８ｂによって出力されたスペクトル分解関数のある点に有意な信号が存在するか否かを検出する処理部である。一態様としては、検出処理部１８ｃには、注目点を中心にして前後の平均値と比較し、そのレベル差が所定の値以上である場合に信号有りと判定するＬＯＧ／ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）やＬＩＮ／ＣＦＡＲなどを採用できる。
【００４０】
［処理の流れ］
続いて、本実施例に係るセンサ装置の処理の流れについて説明する。なお、以下では、センサ装置１０によって実行される（１）コード配列パターンの生成処理を説明した後に、コード配列パターンの生成処理のサブフローとして実行される（２）２値窓関数生成処理を説明することとする。
【００４１】
（１）コード配列パターンの生成処理
図５は、実施例１に係るコード配列パターンの生成処理の手順を示すフローチャートである。このコード列生成処理は、図示しない入力部等によってコード配列パターンの生成が指示された場合等に処理が起動する。
【００４２】
図５に示すように、センサ装置１０は、量子化時間ｔｓ、パルス幅τやパルス繰り返し周期Ｔなどの初期パラメータを設定する（ステップＳ１０１）。このうち、パルス幅τは、パルスが立ち上がってから立ち下がるまでの幅を指し、パルス繰り返し周期Ｔは、パルスが立ち上がってから次に立ち上がるまでの周期を指す。また、量子化時間ｔｓは、基準信号生成部１１によって生成される基準信号のクロックを指す。このため、パルス幅τ及びパルス繰り返し周期Ｔは量子化時間ｔｓの整数倍に設定される。
【００４３】
続いて、センサ装置１０は、ＦＦＴ実行部１８ｂにＦＦＴ処理を実行させる処理区間で目的の数のサンプルを得るために発生させるパルスの発生回数を表すパルス処理区間数Ｎを設定する（ステップＳ１０２）。
【００４４】
そして、センサ装置１０は、ステップＳ１０２で設定されたパルス処理区間数Ｎに応じた２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）を生成する「２値窓関数生成処理」を実行する（ステップＳ１０３）。
【００４５】
続いて、センサ装置１０は、２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）を生成する（ステップＳ１０４）。そして、センサ装置１０は、パルス処理区間数Ｎのうち何回目のパルスであるのかをカウントするカウンタｎを「１」に設定する（ステップＳ１０５）。
【００４６】
かかる２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）の生成について説明する。一態様としては、センサ装置１０は、パルス処理区間数Ｎのうち何回目のパルスであるのかをカウントする「ｎ」及びパルス繰り返し周期Ｔの間に量子化時間ｔｓが経過した回数をカウントする「ｍ」を用いてＸ（ｎ，ｍ）を生成する。まず、センサ装置１０は、量子化時間ｔｓ及びカウンタｍの積ｔｓｍがパルス幅τになるまでの区間、すなわちパルスが立ち上がっている区間のＸ（ｎ，ｍ）を「１」に設定する。そして、センサ装置１０は、積ｔｓｍがパルス幅τになってからパルス繰り返し周期Ｔになるまでの区間、すなわちパルスが立ち下がっている区間のＸ（ｎ，ｍ）を「０」に設定する。その後、センサ装置１０は、カウンタｎがパルス処理区間数ＮになるまでＸ（ｎ，ｍ）の生成を繰り返し実行する。
【００４７】
その上で、センサ装置１０は、２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）に２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）を組み込むことによって２値窓関数適用後のコード配列パターンＹ（ｎ，ｍ）を生成する（ステップＳ１０６）。
【００４８】
かかる２値窓関数適用後のコード配列パターンＹ（ｎ，ｍ）の生成について説明する。一態様としては、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）の値が「１」である場合には２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）の値をそのままＹ（ｎ，ｍ）に採用する。一方、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）の値が「０」である場合にはＹ（ｎ，ｍ）を「０」に設定する。
【００４９】
そして、センサ装置１０は、カウンタｎがパルス処理区間数Ｎになるまで（ステップＳ１０７否定）、カウンタｎをインクリメントしつつ（ステップＳ１０８）、ステップＳ１０６の処理を繰り返し実行する。その後、カウンタｎがパルス処理区間数Ｎになった場合（ステップＳ１０７肯定）には、目的とするコード配列パターンＹ（ｎ，ｍ）の生成が完了したので、処理を終了する。
【００５０】
（２）２値窓関数生成処理
図６は、実施例１に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。この２値窓関数生成処理は、図５に示したステップＳ１０３の処理に対応する処理であり、パルス処理区間数Ｎが設定された場合に処理が起動される。
【００５１】
図６に示すように、センサ装置１０は、処理区間長Ｎ、参照窓関数ｗｒおよび生成処理平均長Ｌ（Ｌ＝Ｎ／Ｍ，ただしＭおよびＬは整数）などの初期パラメータを設定する（ステップＳ３０１〜ステップＳ３０３）。なお、参照窓関数ｗｒには、ハミング窓やブラックマン窓などの任意の窓関数を設定することができる。
【００５２】
そして、センサ装置１０は、目的とする２値窓関数の前半部分となる長さＮ／２の配列ｗｂ（１→Ｎ／２）として０詰めされたコード列を生成する（ステップＳ３０４）。さらに、センサ装置１０は、参照窓関数ｗｒから得られるＮ点離散化窓関数を生成した上でその前半部分１→Ｎ／２の値を格納した配列ｗｒ（１→Ｎ／２）を生成する（ステップＳ３０５）。その後、センサ装置１０は、カウンタｎに初期値「−Ｌ／２＋１」を設定する（ステップＳ３０６）。
【００５３】
続いて、センサ装置１０は、下記の式（１）及び式（２）を用いて、Ｓｒ（ｎ）及びＳｂ（ｎ）を算出する（ステップＳ３０７）。なお、下記の式（１）及び式（２）では、ｗｒ（ｋ）及びｗｂ（ｋ）が１≦ｋ≦Ｎ／２以外の区間でゼロであるものとする。
【００５４】
【数１】
【数２】
【００５５】
このとき、Ｓｒ（ｎ）がＳｂ（ｎ）以上である場合、すなわちＳｒ（ｎ）≧Ｓｂ（ｎ）である場合（ステップＳ３０８肯定）には、センサ装置１０は、ｗｂ（ｎ＋Ｌ／２）の値に「１」を設定する（ステップＳ３０９）。
【００５６】
一方、Ｓｒ（ｎ）がＳｂ（ｎ）未満である場合、すなわちＳｒ（ｎ）＜Ｓｂ（ｎ）である場合（ステップＳ３０８否定）には、上記のステップＳ３０９の処理を実行せず、０詰めを維持したままステップＳ３１０に移行する。
【００５７】
そして、カウンタｎが「（Ｎ−Ｌ）／２」になるまで（ステップＳ３１０否定）、カウンタｎをインクリメントしつつ（ステップＳ３１１）、ステップＳ３０７〜ステップＳ３０９までの処理を繰り返し実行する。
【００５８】
その後、カウンタｎが「（Ｎ−Ｌ）／２」になった場合（ステップＳ３１０肯定）には、センサ装置１０は、次のような処理を実行する。すなわち、センサ装置１０は、２値窓関数の前半部分のｗｂ（１→Ｎ／２）を左右に折り返して複写することによって２値窓関数の後半部分のｗｂ（Ｎ／２＋１→Ｎ）を生成する（ステップＳ３１２）。これによって、２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）が生成されるので、処理を終了する。
【００５９】
このように、窓関数と横軸との間で形成される面積と送信パルスと横軸との間で形成される面積とが略同一となるように生成したコード配列パターンを用いることによって、処理区間における送信パルスの密度を窓関数に最大限近似させることができる。
【００６０】
［実施例１の効果］
上述してきたように、本実施例に係るセンサ装置１０は、受信信号がフーリエ変換される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信し、送信信号に応答して得た受信信号にフーリエ変換を実行する。これによって、本実施例に係るセンサ装置１０では、（１）サイドローブの抑圧、（２）消費電力の低減、（３）演算回数の低減、（４）送信信号の秘匿化、（５）多重化の５つの効果を少なくとも得ることができる。
【００６１】
（１）サイドローブの抑圧
まず、本実施例に係るセンサ装置１０が奏するサイドローブの抑圧効果について説明する。図７及び図８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。これら図７及び図８に示すスペクトル分解関数は、いずれも上記のコード配列パターンにしたがって送信信号を送信することによって得られた受信信号にサンプルデータの切り出し整列およびドップラー信号のＦＦＴ処理を実行したものである。このうち、図７の例では、１つの信号が含まれる場合を示し、図８の例では、２つの信号が含まれる場合を示す。
【００６２】
図７及び図８に示すスペクトル分解関数は、上記の従来技術で説明した図３０のサイドローブ３０１が約−１５ｄＢ程度であるのに対し、サイドローブ７０及び８０を約−３０ｄＢ程度まで抑圧できていることがわかる。このため、図７に示すスペクトル分解関数からは、１つの信号成分７１を検出することができる。また、図８に示すスペクトル分解関数からは、２つの信号成分８１Ａ及び信号成分８１Ｂを検出することができる。
【００６３】
このように、本実施例に係るセンサ装置１０では、受信信号に窓関数を掛け合わせる代わりに、処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。このため、本実施例に係るセンサ装置１０では、受信時に受信信号に窓関数を掛け合わせた場合と同等以上のサイドローブ抑圧効果を持つドップラー信号を得ることができる。
【００６４】
（２）消費電力の低減
次に、本実施例に係るセンサ装置１０が奏する消費電力の低減効果について説明する。図９は、実施例１及び従来技術の間における消費電力の比較例を示す図である。この図９の例では、センサ装置１０がレーダ装置に適用される場合を想定し、本実施例に係るレーダ装置９０及び従来技術に係るレーダ装置９５の平均送信電力がともに１００ｋｗである場合を想定する。
【００６５】
図９に示す従来技術に係るレーダ装置９５では、受信信号に窓関数を掛け合わせることによって受信信号のエネルギーが損失する。例えば、受信信号にハミング窓を掛け合わせる場合には、全体では約７５％（６ｄＢ）の電力を損失させるが、それに伴って信号対雑音比は約２７％（約１．３５ｄＢ）低下する。このため、従来技術に係るレーダ装置９５の場合には、ハミング窓の掛け合わせによって２７％の電力を損失すると仮定すると、１３７ＫＷの送信電力を要し、３７ＫＷの送信電力の増加が必要となる。一方、本実施例に係るレーダ装置９０の場合には、受信信号に窓関数を掛け合わせる必要がないので、送信電力は１００ＫＷのままでよい。
【００６６】
ここで、送信機の効率を５０％、送信機に供給する電源装置の効率を８０％であるとしたとき、従来技術に係るレーダ装置９５の入力電力が３４３ＫＷ必要であるのに対し、本実施例に係るレーダ装置９０の入力電力は２５０ＫＷで済む。つまり、本実施例に係るレーダ装置９０では、従来技術に係るレーダ装置９５と比べて、９３ＫＷの消費電力を低減できる。さらに、上記の電力の損失は、ほとんど熱に変換されるので、消費電力の損失は冷却システムの高能力化が必要となり、更なる消費電力の増大につながるが、入力電力自体を低減できるので、それに伴う冷却装置で消費される電力も低減できる。
【００６７】
このように、本実施例に係るセンサ装置１０では、受信信号に窓関数を掛け合わせることによって受信信号のエネルギーが損失することがないので、損失分のエネルギーを補うために送信電力を上げる必要がない。このため、本実施例に係るセンサ装置１０では、送信機によって消費される電力を低減できる上、冷却装置によって消費される電力を低減できるので、センサ装置１０全体の消費電力を効果的に低減できる。
【００６８】
（３）演算回数の低減
次に、本実施例に係るセンサ装置１０が奏する演算回数の低減効果について説明する。本実施例に係るセンサ装置１０では、窓関数が「０」と「１」で構成される場合に、窓関数の乗算を減ずることができ、その割合は１／（２＊ｎ＋１）となる。例えば、ｎ＝８の場合には５％、ｎ＝１６の場合には３％の演算を削減できる。さらに、コード配列パターンが固定して使用される場合は、バタフライ演算に関する部分についても演算回数を減じることができ、参照する窓関数にもよるが、演算回数を５０％程度減じることもできる。
【００６９】
（４）送信信号の秘匿化
次に、本実施例に係るセンサ装置１０が奏する送信信号の秘匿化効果について説明する。例えば、本実施例に係るセンサ装置１０がレーダ装置やアクティブソナー装置として軍事目的に使用される場合もある。これら軍事目的に使用される装置では、装置が発する波動に対する傍受装置を用いることによって、波動を送出している装置の有無、波動の到来方向及び装置の諸元を知られ、装置が探知、識別される場合がある。この場合には、同様な波動を同装置方向に向けて発射することによって妨害を受けたり、火器を用いた攻撃・破壊を受けたりすることも想定される。
【００７０】
従来のセンサ装置では、送受信及び信号処理のタイミング調整等の関係から、処理区間内で一定の周期を持った変調信号を送信信号として用いる場合が多く、傍受・妨害が容易に行われる可能性が高くなり、センサ装置の安全な運用が妨げられる。つまり、一定周期で変調された送信波動を用いる従来のセンサ装置では、傍受・妨害装置に対して探知、識別、妨害に対して脆弱となる。
【００７１】
一方、本実施例に係るセンサ装置１０では、処理区間における送信パルスの密度を窓関数に近似したコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。このように、本実施レに係るセンサ装置１０では、周期的なパルス列よりも不規則なコード列を用いて送信信号を送信するので、送信信号を秘匿化できる。
【００７２】
（５）多重化
従来のセンサ装置では、前述の様にパルス信号を連続して送受信する必要があるのに対し、本発明では送信するかしないかをあらかじめ決めることができて、送信しない区間においては送信機、受信機、波動変換器等全ての機能を停止させることで、消費電力の低減を図っている。これを逆に捉えると、十分な供給電力と冷却能力を使用することが出来る場合は、停止させる時間を別の目標に割り当てる事ができる。
【００７３】
本発明のセンサ装置の多くは波動変換器としてアレイ化された変換器を使用することができて、瞬時に測定する角度を変更可能である。このことを利用すれば、停止させていた時間に送信機、受信機、波動変換器を他の観測角度に対して使用することによって、別角度の目標探知が可能となる。
【００７４】
前述の様に、本発明で使用するコード配列は中心部が密で、両端では疎となっているため、割当をコード長の半分ずつずらしながら割当てることによって、２つの角度に対して同時に検出が可能となる。また、これまで述べてきた数１００パルス分の信号が必要ではなく、精度などを低下させても良い場合などは数パルス分の信号のみを用いて検出を行える場合もある。長い処理区間の中で、送信しない区間を多くの角度に割当てれば、さらに多くの角度に対する検出を行う多重化が実現できる。
【００７５】
このように、電力と冷却能力が十分使用出来るならば、従来のセンサで１つの角度の情報しか得られなかった時間の間に、多数の角度の情報を得ることができる。
【実施例２】
【００７６】
さて、これまで開示の装置に関する実施例について説明したが、本発明は上述した実施例以外にも、種々の異なる形態にて実施されてよいものである。そこで、以下では、本発明に含まれる他の実施例を説明する。
【００７７】
［コード配列パターンの応用例］
上記の実施例１では、送信パルスと横軸との間で形成される面積が窓関数と横軸との間で形成される面積と略同一となるように生成したコード配列パターンを用いる場合を例示したが、必ずしも上記の方法によって生成された窓関数に最大限近似させる必要はない。
【００７８】
例えば、センサ装置１０は、処理区間のうち「０」から「１」までの値を取る一様乱数が窓関数の値以下である場合に送信パルスを「１」とし、一様乱数が窓関数よりも大きい場合に送信パルスを「０」としたコード列を用いることもできる。
【００７９】
図１０及び図１１は、コード配列パターンの一例を示す図である。図１２及び図１３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。これら図１０及び図１１の例では、いずれも一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンを示す。このうち、図１０に示すコード配列パターンには、全コード列のうち「０」が４８４回含まれるとともに「１」が５４０回含まれる。また、図１１に示すコード配列パターンには、全コード列のうち「０」が４７５回含まれるとともに「１」が５４９回含まれる。
【００８０】
図１０及び図１１に示すように、各々のコード配列パターンは、図２に示したコード配列パターンと同様に、中央に近づくほど「１」が密になり、両端に近づくほど「０」が密になるようにコードが配列されている。その一方で、各々のコード配列パターンは、乱数によってコードの配列が決定されているので、いずれも左右対称ではない。これら図１０及び図１１に示したコード配列パターンを局所的に平均化した場合には、図１２及び図１３に示すように、コード配列パターンの局所平均１２１及び１３１、すなわち処理区間におけるコードの密度がハミング窓１２２及び１３２に近似する。なお、図１０及び図１１の例では、ハミング窓に近似させたコード配列パターンを例示したが、ハミング窓以外の他の窓関数、例えばブラックマン窓などに近似させることとしてもかまわない。
【００８１】
このように、一様乱数を用いてコード配列パターンを生成した場合には、左右が非対称なパターンとなり、「０」及び「１」の数の比も一定しないが、その密度は、図２に示したコード配列パターンと同様に、窓関数に近似する。
【００８２】
図１４は、応用例に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。この２値窓関数生成処理は、図６に示した２値窓関数生成処理の場合と同様に、図５に示したステップＳ１０３の処理に対応する処理であり、パルス処理区間数Ｎが設定された場合に処理が起動される。
【００８３】
図１４に示すように、センサ装置１０は、処理区間長Ｎおよび参照窓関数ｗｒなどの初期パラメータを設定する（ステップＳ５０１及びステップＳ５０２）。なお、参照窓関数ｗｒには、ハミング窓やブラックマン窓などの任意の窓関数を設定することができる。
【００８４】
そして、センサ装置１０は、目的とする２値窓関数の長さＮの配列ｗｂ（１→Ｎ）として０詰めされたコード列を生成する（ステップＳ５０３）。さらに、センサ装置１０は、参照窓関数ｗｒから得られるＮ点離散化窓関数を格納した配列ｗｒ（１→Ｎ）を生成する（ステップＳ５０４）。さらに、センサ装置１０は、値域０≦ｘ≦１のＮ点の一様乱数を格納した配列ｒ（１→Ｎ）を生成する（ステップＳ５０５）。その後、センサ装置１０は、カウンタｎに初期値「１」を設定する（ステップＳ５０６）。
【００８５】
ここで、センサ装置１０は、窓関数ｗｒ（ｎ）が一様乱数ｒ（ｎ）以上であるか否か、すなわちｗｒ（ｎ）≧ｒ（ｎ）であるか否かを判定する（ステップＳ５０７）。このとき、窓関数ｗｒ（ｎ）が一様乱数ｒ（ｎ）以上である場合（ステップＳ５０７肯定）には、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）に「１」を設定する（ステップＳ５０８）。一方、窓関数ｗｒ（ｎ）が一様乱数ｒ（ｎ）未満である場合（ステップＳ５０７否定）には、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）に「０」を設定する（ステップＳ５０９）。
【００８６】
その後、カウンタｎが処理区間長Ｎになるまで（ステップＳ５１０否定）、カウンタｎをインクリメントしつつ（ステップＳ５１１）、ステップＳ５０７〜ステップＳ５０９までの処理を繰り返し実行する。そして、カウンタｎが処理区間長Ｎになった場合（ステップＳ５１０肯定）には、目的とする２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）の生成が完了したので、処理を終了する。
【００８７】
［応用例の効果］
上述してきたように、応用例に係るセンサ装置１０は、上記の実施例１と同様に、受信信号がフーリエ変換される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。これによって、応用例に係るセンサ装置１０では、上記の実施例１で説明した（１）〜（４）の効果を同様に得ることができるとともに、（５）レイリー分布とのフィッティングを加えた５つの効果を少なくとも得ることができる。なお、ここでは、（２）及び（３）の効果は上記の実施例１と略同一であるので、その説明を省略し、（１）、（４）及び（５）の効果を中心に説明することとする。
【００８８】
（１）サイドローブの抑圧
まず、応用例に係るセンサ装置１０が奏するサイドローブの抑圧効果について説明する。図１５〜図１８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。これら図１５〜図１８に示すスペクトル分解関数は、いずれも一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンにしたがって送信信号を送信することにより得られた受信信号にサンプルデータの切り出し整列およびドップラー信号のＦＦＴ処理を実行したものである。このうち、図１５及び図１７に示すスペクトル分解関数は、図１０に示したコード配列パターン使用時のものであり、図１６及び図１８に示すスペクトル分解関数は、図１１に示したコード配列パターン使用時のものである。なお、図１５及び図１６の例では、１つの信号が含まれる場合を示し、図１７及び図１８の例では、２つの信号が含まれる場合を示す。
【００８９】
図１５〜図１８に示すスペクトル分解関数は、上記の従来技術で説明した図３０のサイドローブ３０１が約−１５ｄＢ程度であるのに対し、いずれもサイドローブ１５０、１６０、１７０及び１８０を約−３０ｄＢ程度まで抑圧できていることがわかる。このため、図１５に示すスペクトル分解関数からは、１つの信号成分１５１を検出することができる。また、図１６に示すスペクトル分解関数からは、１つの信号成分１６１を検出することができる。また、図１７に示すスペクトル分解関数からは、２つの信号成分１７１Ａ及び信号成分１７１Ｂを検出することができる。また、図１８に示すスペクトル分解関数からは、２つの信号成分１８１Ａ及び信号成分１８１Ｂを検出することができる。
【００９０】
このように、応用例に係るセンサ装置１０では、受信信号に窓関数を掛け合わせる代わりに、処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。このため、応用例に係るセンサ装置１０では、上記の実施例１と同様に、受信時に受信信号に窓関数を掛け合わせた場合と同等以上のサイドローブ抑圧効果を持つドップラー信号を得ることができる。
【００９１】
（４）送信信号の秘匿化
次に、応用例に係るセンサ装置１０が奏する送信信号の秘匿化効果について説明する。応用例に係るセンサ装置１０では、一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンにしたがって送信信号を送信するので、上記の実施例１の場合と比べてもさらに不規則なコード列を用いて送信信号を送信できる。このため、応用例に係るセンサ装置１０では、送信信号を厳重に秘匿化できる。さらに、応用例に係るセンサ装置１０では、所定の頻度でコード配列パターンを新たなパターンに更新して送信信号を生成することもできる。この場合には、無数のコード配列パターンを用いて送信信号を送信できるので、送信信号をより厳重に秘匿化できる。
【００９２】
（５）レイリー分布とのフィッティング
次に、応用例に係るセンサ装置１０が奏するレイリー分布とのフィッティング効果について説明する。サイドローブの形状は、主信号に伴って決まるものであり、主信号に対して一定比の電力で出力される。つまり、主信号が強いほど大きなサイドローブが発生することになる。検出処理部１８ｃによって実行される周波数の自動検出処理は、フーリエ変換後のスペクトラムで、ある周波数に相当する電力と、その前後の平均電力を比較して検出する。このとき、サイドローブの電圧分布が一定の形状、すなわち振幅が一定値であるか、もしくはガウス分布以外の統計的性質を持っている場合には、平均値の収束が保障できない。このため、平均値区間が変動すると、その平均値が変動し、閾値が変動し、誤検出してしまう可能性がある。
【００９３】
一般的な窓関数に対するサイドローブ形状は、所望の形状では無く、平均値が変動する特性を持っている。理想的なサイドローブの形状としては、主信号より十分に低い一定電力値を持つ形状が上げられる。これを実現できない場合は、それに次ぐ形状として、主信号より十分に低いピーク電力を持ち、その振幅分布がガウス分布、言い換えれば電力分布がレイリー分布を持つ形状が挙げられる。かかるサイドローブの形状が好ましい理由の一因には、平均化を実行した場合に一定値に近づく特性を持っているからである。このことから、平均化を実行した場合に、一定値に近づくサイドローブ特性を持つ事が望ましい。なお、上記の「レイリー分布」は、電圧分布がガウスの場合の信号を電力に変換した場合の確率密度関数を指す。
【００９４】
まず、代表的な窓関数を受信信号の時間波形に適用した場合における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングについて説明する。なお、ここでは、図１９〜図２１を用いて、ハミング窓適用時におけるフィッティングを説明し、また、図２２〜図２４を用いて、ブラックマン窓適用時におけるフィッティングを説明することとする。
【００９５】
図１９は、ハミング窓の一例を示す図である。図２０は、図１９に示したハミング窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。図２１は、ハミング窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図１９に示すように、区間の両端が不連続であるハミング窓を時間波形に適用した場合には、図２０に示すスペクトル分解関数が得られる。図２０に示すスペクトル分解関数のうち無信号部分の頻度分布は、図２１のバー表示で示すように、振幅値が０から約０．０００５程度までの区間に分布が集中しており、図２１の実線で示したレイリー分布とは乖離していることがわかる。
【００９６】
図２２は、ブラックマン窓の一例を示す図である。図２３は、図２２に示したブラックマン窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。図２４は、ブラックマン窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図２２に示すように、区間の両端がゼロとなるブラックマン窓を時間波形に適用した場合には、図２３に示すスペクトル分解関数が得られる。図２３に示すスペクトル分解関数のうち無信号部分の頻度分布は、図２４のバー表示で示すように、振幅値が０から約０．０００３程度までの区間に分布が集中しており、図２４の実線で示したレイリー分布とは乖離していることがわかる。
【００９７】
このように、代表的な窓関数を時間波形に適用したとしても、その電力頻度分布はレイリー分布にはならず、特徴的なパターンを持った分布となるので、ＣＦＡＲの動作を安定させるのが困難であることがわかる。
【００９８】
次に、応用例に係るコード配列パターンにしたがって送信信号を送信した場合における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングについて説明する。図２５は、図１０に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図２６は、図１１に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図２５及び図２６に示すように、一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンにしたがって送信信号を送信した場合には、図中のバー表示で示す無信号部分の電力頻度分布と、図中の実線で示したレイリー分布との適合度が高いことがわかる。
【００９９】
このように、応用例に係るコード配列パターンにしたがって送信信号を送信した場合には、受信信号の時間波形に窓関数を適用せずとも、その電力頻度分布とレイリー分布との適合度が高くなるので、ＣＦＡＲの動作を安定させることが可能になる。
【０１００】
（６）多重化
上記の実施例１の場合と同様に、十分な電力と冷却能力が使用可能であるならば、これまで送信しない区間を別の角度へ割当てることによって、従来技術では１つの角度のみを検出していた時間で、多くの角度の検出が可能となる。
【０１０１】
［分散および統合］
また、図示した各装置の各構成要素は、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを要しない。すなわち、各装置の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部または一部を、各種の負荷や使用状況などに応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合して構成することができる。例えば、基準信号生成部１１〜送信波変換器１５の各処理部、受信波変換器１６〜受信機１７の各処理部または信号処理部１８をセンサ装置１０の外部装置としてネットワーク経由で接続するようにしてもよい。また、基準信号生成部１１〜送信波変換器１５の各処理部と、受信波変換器１６〜受信機１７の各処理部と、信号処理部１８とを別の装置がそれぞれ有し、ネットワーク接続されて協働することで、上記のセンサ装置１０の機能を実現するようにしてもよい。
【符号の説明】
【０１０２】
１０ センサ装置
１１ 基準信号生成部
１２ タイミング生成部
１２ａ パルス列生成部
１２ｂ コード列生成部
１３ 送信制御部
１４ 送信機
１５ 送信波変換器
１６ 受信波変換器
１７ 受信機
１８ 信号処理部
１８ａ データ整列部
１８ｂ ＦＦＴ実行部
１８ｃ 検出処理部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサ装置、送信装置及び送信制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス変調された送信信号に対する受信信号のドップラーシフトを用いて移動体を検知するセンサ装置、いわゆるドップラーレーダが知られている。このように、ドップラー成分を抽出する場合には、サンプリングされる受信信号のうち送信パルスが発振されてから一定周期の間に観測されたサンプルの位相変化が検出される。
【０００３】
図２７は、受信信号のサンプリング結果の一例を示す図である。図２８は、受信信号のサンプルデータを整列させる方法の一例を示す図である。図２９は、ドップラー信号の一例を示す図である。なお、図２７に示すグラフの縦軸は振幅を指し、横軸は時間を指す。また、図２８に示すグラフの縦軸は振幅を指し、横軸はセンサ装置から対象物までの距離を指す。
【０００４】
図２７に示すように、センサ装置は、パルス変調された送信信号を送信し、戻ってきた送信信号をサンプリングすることによって受信信号を得る。その後、センサ装置は、サンプリングした受信信号のうち送信パルスが発振されてから一定周期が経過するまでのサンプルデータ、すなわち図２７の点線囲いの各領域の信号を一定周期ごとに切り出す。そして、センサ装置は、図２８に示すように、センサ装置から対象物までの距離が同じ距離で計測された振幅値同士が図中のＲｅｎｇｅの軸方向に並ぶように、一定周期ごとに切り出した各サンプルデータをＡ−Ａ線の奥行き方向に向かって時系列に整列させる。その後、センサ装置は、一定周期ごとに切り出し整列させたサンプルデータのうちＡ−Ａ線に対応する距離のデータ列、すなわち距離が１００である部分のデータ列を抽出することによって図２９に示すドップラー信号を抽出する。
【０００５】
その上で、センサ装置は、抽出されたドップラー信号のデータ列に高速フーリエ変換、いわゆるＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を適用して周波数成分に分解することによって、当該距離からの反射がドップラーシフトを有するか否かを判定する。
【０００６】
このように、有限長のデータを用いて無限長のデータを想定するフーリエ変換を実行する場合には、スペクトル分解関数のメインローブの脇にサイドローブが発生する。かかるサイドローブは、有限長フーリエ変換の影響で本来は主信号が持っていない成分、すなわち無信号であるはずの周波数帯域に生じる信号成分を指す。
【０００７】
図３０は、図２９に示したドップラー信号のスペクトル分解関数の一例を示す図である。図３０に示すグラフの縦軸は振幅を指し、グラフの横軸は周波数を指す。図３０に示すように、図２９に示したドップラー信号にＦＦＴが適用された場合には、そのスペクトル分解関数にメインローブ３００及びサイドローブ３０１が検出される。これら第１サイドローブ３０１ａ及び３０１ｂを始めとするサイドローブ３０１は、微弱な主信号を覆い隠す場合がある。例えば、第１サイドローブ３０１ａ又は３０１ｂが分布する周波数帯域に約−２０ｄＢ程度の微弱信号があったと仮定する。この場合には、第１サイドローブ３０１ａ及び３０１ｂが最大で約−１３ｄＢであるので、微弱信号が第１サイドローブ３０１ａ又は３０１ｂによって覆い隠されてしまう。
【０００８】
かかるサイドローブを抑圧する技術の一例として、ＦＦＴの前処理に使用する窓関数が挙げられる。図３１は、窓関数の一例を示す図である。図３２は、図２９に示したドップラー信号に図３１に示す窓関数を適用した場合の時間波形を示す図である。図３３は、窓関数適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。なお、図３２に示すグラフ中の点線は窓関数適用前のドップラー信号を指し、グラフ中の実線は窓関数適用後の時間波形を指す。
【０００９】
ここで、図３１に示すように、両端の振幅が中央よりも弱くなる窓関数を図２９に示したドップラー信号に掛け合わせる場合を想定する。この場合には、図３２に示すように、図中の丸囲いの領域が図３１に示した窓関数の掛け合わせによって損失する結果、図２９に示した窓関数適用前のドップラー信号よりも両端の振幅が弱められた時間波形が得られる。このように、図３２に示した窓関数適用後の時間波形にＦＦＴが適用された場合には、図３３に示すように、図３０に示したスペクトル分解関数の場合よりもメインローブ３３０とサイドローブ３３１の差が開き、サイドローブレベルが低減される。例えば、第１サイドローブ３３１ａ及び３３１ｂが最大で約−４０ｄＢまで抑圧される。このため、図３３に示すスペクトル分解関数の場合には、第１サイドローブ３３１ａ又は３３１ｂが分布する周波数帯域に約−２０ｄＢ程度の微弱信号があったとしても第１サイドローブ３３１ａ又は３３１ｂによって覆い隠されず、微弱信号を検出できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−３０７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上記の従来技術では、サイドローブを抑圧するために消費電力が増大するという問題がある。
【００１２】
すなわち、窓関数を適用する場合には、窓関数の掛け合わせによって受信信号が損失する分のエネルギーを補うために、送信信号の出力を上げる必要がある。このため、窓関数を適用する場合には、送信機によって消費される電力が増大してしまう。特に、レーダ装置などのように、送信機に大電力が使用される場合には、サイドローブの抑圧のための消費電力が増大する上、送信信号の出力を上げた分の熱エネルギーの冷却に消費する電力も増大する結果、更なる消費電力の増大につながる。
【００１３】
なお、ここでは、センサ装置がレーダ装置である場合を例示したが、受信信号にフーリエ変換を適用する他のセンサ装置、例えばレーザーレーダ装置、音波センサ、超音波センサなどの装置にも同様の問題が生じる。
【００１４】
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、サイドローブを抑圧しつつ、消費電力を低減できるセンサ装置、送信装置及び送信制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本願の開示するセンサ装置は、受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する送信部を有する。さらに、前記センサ装置は、前記送信部によって送信された送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する信号処理部を有する。
【発明の効果】
【００１６】
本願の開示するセンサ装置の一つの態様によれば、サイドローブを抑圧しつつ、消費電力を低減できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、実施例１に係るセンサ装置の機能的構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、コード配列パターンの一例を示す図である。
【図３】図３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。
【図４】図４は、タイミングチャートの一例を示す図である。
【図５】図５は、実施例１に係るコード配列パターンの生成処理の手順を示すフローチャートである。
【図６】図６は、実施例１に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。
【図７】図７は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図８】図８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図９】図９は、実施例１及び従来技術の間における消費電力の比較例を示す図である。
【図１０】図１０は、コード配列パターンの一例を示す図である。
【図１１】図１１は、コード配列パターンの一例を示す図である。
【図１２】図１２は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。
【図１３】図１３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。
【図１４】図１４は、応用例に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。
【図１５】図１５は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１６】図１６は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１７】図１７は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１８】図１８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図１９】図１９は、ハミング窓の一例を示す図である。
【図２０】図２０は、図１９に示したハミング窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図２１】図２１は、ハミング窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２２】図２２は、ブラックマン窓の一例を示す図である。
【図２３】図２３は、図２２に示したブラックマン窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図２４】図２４は、ブラックマン窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２５】図２５は、図１０に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２６】図２６は、図１１に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。
【図２７】図２７は、受信信号のサンプリング結果の一例を示す図である。
【図２８】図２８は、受信信号のサンプルデータを整列させる方法の一例を示す図である。
【図２９】図２９は、ドップラー信号の一例を示す図である。
【図３０】図３０は、図２９に示したドップラー信号のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【図３１】図３１は、窓関数の一例を示す図である。
【図３２】図３２は、図２９に示したドップラー信号に図３１に示す窓関数を適用した場合の時間波形を示す図である。
【図３３】図３３は、窓関数適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、本願の開示するセンサ装置、送信装置及び送信制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例は開示の技術を限定するものではない。そして、各実施例は、処理内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。
【実施例１】
【００１９】
［センサ装置の構成］
まず、本実施例に係るセンサ装置の機能的構成について説明する。図１は、実施例１に係るセンサ装置の機能的構成を示すブロック図である。図１に示すセンサ装置１０は、パルス変調された送信信号を送信し、戻ってきた送信信号を受信後に受信信号のドップラーシフトから移動体を検知するものである。
【００２０】
図１に示すように、センサ装置１０は、基準信号生成部１１と、タイミング生成部１２と、送信制御部１３と、送信機１４と、送信波変換器１５と、受信波変換器１６と、受信機１７と、信号処理部１８とを有する。
【００２１】
このうち、基準信号生成部１１は、基準信号を生成する処理部である。一態様としては、基準信号生成部１１は、装置全体の時間管理を行うために、基準信号として所定の動作周波数のトリガ信号を発生させることによって装置全体を動作させる。
【００２２】
タイミング生成部１２は、送信信号を発生させるタイミングを生成する処理部である。このタイミング生成部１２は、図１に示すように、パルス列生成部１２ａと、コード列生成部１２ａとを有する。
【００２３】
パルス列生成部１２ａは、パルス列を生成する処理部である。一態様としては、パルス列生成部１２ａは、基準信号生成部１１によって出力される基準信号をもとに、一定の間隔で「０」または「１」を含んで構成されるパルス列を生成する。
【００２４】
コード列生成部１２ｂは、受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって、パルス列生成部１２ａによって生成されるパルス列と同期したコード列を生成する処理部である。なお、以下では、上記のコードの配列パターンのことを「コード配列パターン」と記載する場合がある。
【００２５】
ここで言う「処理区間」とは、後述の信号処理部１８によるＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を実行させる起動条件として設定される受信信号の区間長を指し、例えば、受信信号から一定周期ごとに切り出されるサンプルの数によって表される場合がある。かかる処理区間は、適用されるセンサの種別や求められる性能に応じてその長さを適応的に変更できる。また、同一のセンサ装置１０であっても移動体の検知前と検知後で処理区間の長短を変更することもできる。一般に、処理区間を長くするほどＦＦＴに適用される受信信号のサンプル数を多くできるので、移動体の検知を精密に行うことが可能になる。
【００２６】
図２は、コード配列パターンの一例を示す図である。図３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。図２に示すように、コード配列パターンは、略左右対称に「０」または「１」が配列されており、中央に近づくほど「１」が密になり、両端に近づくほど「０」が密になるように「１」及び「０」のコードが配列されている。図２に示したコード配列パターンを局所的に平均化した場合には、図３に示すように、コード配列パターンの局所平均３１、すなわち処理区間におけるコードの密度がハミング窓３２に近似することがわかる。なお、図２の例では、ハミング窓に近似させたコード配列パターンを例示したが、ハミング窓以外の他の窓関数、例えばブラックマン窓などに近似させることとしてもかまわない。
【００２７】
このように、窓関数に近似するコード配列パターンを採用するのは、受信時に窓関数の掛け合わせによって受信信号のエネルギーを損失させてしまうのであれば、損失分は予め送信しなければよいという着想に基づき、窓関数によって送信パルスを間引くためである。なお、コード配列パターンの生成方法については、図５や図６のフローチャートを用いて後述する。
【００２８】
なお、コード列生成部１２ｂは、予め与えられたコード配列パターンを用いてコード列を生成することもできるし、或いは、所定の頻度でコード配列パターンを動的に変更しつつコード列を生成することもできる。
【００２９】
送信制御部１３は、パルス列生成部１２ａによって生成されるパルス列及びコード列生成部１２ｂによって生成されるコード列を参照して、送信信号のＯＮまたはＯＦＦを制御する処理部である。一態様としては、送信制御部１３は、パルス列生成部１２ａによって生成されるパルス及びコード列生成部１２ｂによって生成されるコードがともに「１」である場合に、送信信号「ＯＮ」に対応する送信パルス「１」を後段の送信機１４へ出力する。
【００３０】
図４は、タイミングチャートの一例を示す図である。図４に示す例で言えば、時刻ｔ１におけるパルスの立ち上がりに同期してコードが「１」になってから時刻ｔ２になるまでコード「１」が継続する。よって、送信制御部１３は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの区間にわたってパルス列生成部１２ａによって生成されるパルス列に同期して送信パルスを送信機１４へ出力する。同様にして、送信制御部１３は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの区間、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの区間、時刻７から時刻ｔ８までの区間で送信パルスを送信機１４へ出力する。なお、以下では、各信号をパルスの立ち上がりに同期させる場合を例示するが、パルスの立ち下がりに同期させることとしてもよい。また、ここでは、「０」をＯＦＦ、「１」をＯＮとする場合を例示したが、各々が逆にしてもかまわない。
【００３１】
送信機１４は、センシング対象とする監視範囲に伝播させる送信信号を生成する処理部である。一態様としては、送信機１４は、搬送波をパルス変調することによって送信信号を生成する場合には、パルスの立ち上がり時に搬送波の位相が常に一定値となるように送信信号を生成する。なお、送信信号の変調方式には、周波数変調、位相変調や振幅変調などの任意の方式を採用できる。この場合は、必ずしもパルス変調されている必要はなく、連続波であってもかまわない。他の一態様としては、送信機１４は、爆薬を用いた起振機のように同一の波動を再現することが難しい場合には、送信信号の波形を記録した上で後述の受信機１７へ出力することもできる。このように、送信信号および基準信号の間で位相が必ずしも一定の関係を有する必要はない。なお、後述の送信波変換器１５がアレイ状に配置されている場合には、複数の送信機を並列して採用することもできる。
【００３２】
送信波変換器１５は、送信機１４によって生成された送信信号を波動に変換する処理部である。一態様としては、レーダ装置のように波動として電磁波を用いる場合には、アンテナを採用できる。他の一態様としては、音波センサのように波動として音波を用いる場合には、スピーカを採用できる。更なる一態様としては、超音波センサのように波動として超音波を用いる場合には、超音波トランスデューサを採用できる。他の一態様としては、レーザーレーダ装置のように波動として光波を用いる場合には、レンズや反射鏡群を採用できる。更なる一態様としては、ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置のように波動として磁界を用いる場合には、磁界の強さや向きを制御可能な磁石を採用できる。他の一態様としては、地殻探査装置のように波動として音波を用い、伝播媒質として地殻を用いる場合には、連続爆発可能な爆薬等を採用できる。なお、送信波変換器１５は、単一であってもよいし、アレイ状に複数配置されることとしてもよい。
【００３３】
このようにして、送信機１４によって生成された電気信号が送信波変換器１５によって波動に変換されて媒質を伝播する。このとき、略均一な媒質中に物理的特性が異なる対象物が存在した場合には、伝播させた波動と対象物との間で相互作用が発生し、散乱、反射、共振や共鳴などの現象が発生する。これらの現象で発生した波動は、送信時と同じ物理現象で媒質内を伝播する場合もあれば、異なった伝播特性を示す波動に変換される場合もある。
【００３４】
受信波変換器１６は、波動を電気信号に変換する処理部である。一態様としては、レーダ装置のように波動として電磁波を用いる場合には、アンテナを採用できる。他の一態様としては、音波センサのように波動として音波を用いる場合には、マイクロホンを採用できる。更なる一態様としては、超音波センサのように波動として超音波を用いる場合には、超音波トランスデューサを採用できる。他の一態様としては、レーザーレーダ装置のように波動として光波を用いる場合には、レンズや反射鏡群を採用できる。更なる一態様としては、ＭＲＩ装置のように波動として磁界を用いる場合には、アンテナを採用できる。なお、受信波変換器１６は、単一であってもよいし、アレイ状に複数配置されることとしてもよい。
【００３５】
受信機１７は、受信波変換器１６によって波動が電気信号に変換された受信信号を増幅した上で後述の信号処理部１８による信号処理を実行可能な状態に変更する処理部である。一態様としては、受信機１７は、受信信号が搬送波を持つ場合には、搬送波を除去した上でベースバンド成分を抽出する。また、受信機１７は、受信信号が搬送波を持たない場合には、送信時の波動との間で相関を取った上で後段の信号処理部１８へ出力する。なお、受信波変換器１６がアレイ状に配置されている場合には、複数の受信機を並列して採用することもできる。
【００３６】
信号処理部１８は、受信機１７によって出力された受信信号に各種の信号処理を実行する処理部である。この信号処理部１８は、図１に示すように、データ整列部１８ａと、ＦＦＴ実行部１８ｂと、検出処理部１８ｃとを有する。
【００３７】
このうち、データ整列部１８ａは、受信機１７によって出力された受信信号からサンプルデータを切り出した上で整列させる処理部である。一態様としては、データ整列部１８ａは、受信機１７によって出力された受信信号のうち、パルス列生成部１２ａによって生成されたパルスの立ち上がりから次のパルスの立ち上がりまでのサンプルデータを処理区間にわたって切り出す。そして、データ整列部１８ａは、自装置から対象物までの距離が同じ距離で計測された振幅値同士が並ぶように、パルスの立ち上がり周期ごとに切り出した各サンプルデータを時系列に整列させる。その上で、データ整列部１８ａは、パルスの立ち上がり周期ごとに切り出し整列させたサンプルデータのうち同じ距離が観測されたデータ列を抽出することによってドップラー信号を抽出する。このように、データ整列部１８ａは、図２７〜図２９を用いて上述したデータの切り出し整列と同様の処理を実行する。
【００３８】
ＦＦＴ実行部１８ｂは、データ整列部１８ａによって切り出し整列されたドップラー信号にＦＦＴ処理を実行する処理部である。かかるＦＦＴ処理を実行するにあたって、ＦＦＴ実行部１８ｂは、コード列生成部１２ｂによって生成されたコード列のうちコード「０」が配列された部分、すなわち送信信号が送信されていないタイミングに該当するＦＦＴのバタフライ演算を省略する。このようにして、ＦＦＴ実行部１８ｂは、時間波形であるドップラー信号を周波数領域に変換することによってスペクトル分解関数を得る。
【００３９】
検出処理部１８ｃは、ＦＦＴ実行部１８ｂによって出力されたスペクトル分解関数のある点に有意な信号が存在するか否かを検出する処理部である。一態様としては、検出処理部１８ｃには、注目点を中心にして前後の平均値と比較し、そのレベル差が所定の値以上である場合に信号有りと判定するＬＯＧ／ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）やＬＩＮ／ＣＦＡＲなどを採用できる。
【００４０】
［処理の流れ］
続いて、本実施例に係るセンサ装置の処理の流れについて説明する。なお、以下では、センサ装置１０によって実行される（１）コード配列パターンの生成処理を説明した後に、コード配列パターンの生成処理のサブフローとして実行される（２）２値窓関数生成処理を説明することとする。
【００４１】
（１）コード配列パターンの生成処理
図５は、実施例１に係るコード配列パターンの生成処理の手順を示すフローチャートである。このコード列生成処理は、図示しない入力部等によってコード配列パターンの生成が指示された場合等に処理が起動する。
【００４２】
図５に示すように、センサ装置１０は、量子化時間ｔｓ、パルス幅τやパルス繰り返し周期Ｔなどの初期パラメータを設定する（ステップＳ１０１）。このうち、パルス幅τは、パルスが立ち上がってから立ち下がるまでの幅を指し、パルス繰り返し周期Ｔは、パルスが立ち上がってから次に立ち上がるまでの周期を指す。また、量子化時間ｔｓは、基準信号生成部１１によって生成される基準信号のクロックを指す。このため、パルス幅τ及びパルス繰り返し周期Ｔは量子化時間ｔｓの整数倍に設定される。
【００４３】
続いて、センサ装置１０は、ＦＦＴ実行部１８ｂにＦＦＴ処理を実行させる処理区間で目的の数のサンプルを得るために発生させるパルスの発生回数を表すパルス処理区間数Ｎを設定する（ステップＳ１０２）。
【００４４】
そして、センサ装置１０は、ステップＳ１０２で設定されたパルス処理区間数Ｎに応じた２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）を生成する「２値窓関数生成処理」を実行する（ステップＳ１０３）。
【００４５】
続いて、センサ装置１０は、２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）を生成する（ステップＳ１０４）。そして、センサ装置１０は、パルス処理区間数Ｎのうち何回目のパルスであるのかをカウントするカウンタｎを「１」に設定する（ステップＳ１０５）。
【００４６】
かかる２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）の生成について説明する。一態様としては、センサ装置１０は、パルス処理区間数Ｎのうち何回目のパルスであるのかをカウントする「ｎ」及びパルス繰り返し周期Ｔの間に量子化時間ｔｓが経過した回数をカウントする「ｍ」を用いてＸ（ｎ，ｍ）を生成する。まず、センサ装置１０は、量子化時間ｔｓ及びカウンタｍの積ｔｓｍがパルス幅τになるまでの区間、すなわちパルスが立ち上がっている区間のＸ（ｎ，ｍ）を「１」に設定する。そして、センサ装置１０は、積ｔｓｍがパルス幅τになってからパルス繰り返し周期Ｔになるまでの区間、すなわちパルスが立ち下がっている区間のＸ（ｎ，ｍ）を「０」に設定する。その後、センサ装置１０は、カウンタｎがパルス処理区間数ＮになるまでＸ（ｎ，ｍ）の生成を繰り返し実行する。
【００４７】
その上で、センサ装置１０は、２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）に２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）を組み込むことによって２値窓関数適用後のコード配列パターンＹ（ｎ，ｍ）を生成する（ステップＳ１０６）。
【００４８】
かかる２値窓関数適用後のコード配列パターンＹ（ｎ，ｍ）の生成について説明する。一態様としては、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）の値が「１」である場合には２値窓関数適用前のコード配列パターンＸ（ｎ，ｍ）の値をそのままＹ（ｎ，ｍ）に採用する。一方、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）の値が「０」である場合にはＹ（ｎ，ｍ）を「０」に設定する。
【００４９】
そして、センサ装置１０は、カウンタｎがパルス処理区間数Ｎになるまで（ステップＳ１０７否定）、カウンタｎをインクリメントしつつ（ステップＳ１０８）、ステップＳ１０６の処理を繰り返し実行する。その後、カウンタｎがパルス処理区間数Ｎになった場合（ステップＳ１０７肯定）には、目的とするコード配列パターンＹ（ｎ，ｍ）の生成が完了したので、処理を終了する。
【００５０】
（２）２値窓関数生成処理
図６は、実施例１に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。この２値窓関数生成処理は、図５に示したステップＳ１０３の処理に対応する処理であり、パルス処理区間数Ｎが設定された場合に処理が起動される。
【００５１】
図６に示すように、センサ装置１０は、処理区間長Ｎ、参照窓関数ｗｒおよび生成処理平均長Ｌ（Ｌ＝Ｎ／Ｍ，ただしＭおよびＬは整数）などの初期パラメータを設定する（ステップＳ３０１〜ステップＳ３０３）。なお、参照窓関数ｗｒには、ハミング窓やブラックマン窓などの任意の窓関数を設定することができる。
【００５２】
そして、センサ装置１０は、目的とする２値窓関数の前半部分となる長さＮ／２の配列ｗｂ（１→Ｎ／２）として０詰めされたコード列を生成する（ステップＳ３０４）。さらに、センサ装置１０は、参照窓関数ｗｒから得られるＮ点離散化窓関数を生成した上でその前半部分１→Ｎ／２の値を格納した配列ｗｒ（１→Ｎ／２）を生成する（ステップＳ３０５）。その後、センサ装置１０は、カウンタｎに初期値「−Ｌ／２＋１」を設定する（ステップＳ３０６）。
【００５３】
続いて、センサ装置１０は、下記の式（１）及び式（２）を用いて、Ｓｒ（ｎ）及びＳｂ（ｎ）を算出する（ステップＳ３０７）。なお、下記の式（１）及び式（２）では、ｗｒ（ｋ）及びｗｂ（ｋ）が１≦ｋ≦Ｎ／２以外の区間でゼロであるものとする。
【００５４】
【数１】
【数２】
【００５５】
このとき、Ｓｒ（ｎ）がＳｂ（ｎ）以上である場合、すなわちＳｒ（ｎ）≧Ｓｂ（ｎ）である場合（ステップＳ３０８肯定）には、センサ装置１０は、ｗｂ（ｎ＋Ｌ／２）の値に「１」を設定する（ステップＳ３０９）。
【００５６】
一方、Ｓｒ（ｎ）がＳｂ（ｎ）未満である場合、すなわちＳｒ（ｎ）＜Ｓｂ（ｎ）である場合（ステップＳ３０８否定）には、上記のステップＳ３０９の処理を実行せず、０詰めを維持したままステップＳ３１０に移行する。
【００５７】
そして、カウンタｎが「（Ｎ−Ｌ）／２」になるまで（ステップＳ３１０否定）、カウンタｎをインクリメントしつつ（ステップＳ３１１）、ステップＳ３０７〜ステップＳ３０９までの処理を繰り返し実行する。
【００５８】
その後、カウンタｎが「（Ｎ−Ｌ）／２」になった場合（ステップＳ３１０肯定）には、センサ装置１０は、次のような処理を実行する。すなわち、センサ装置１０は、２値窓関数の前半部分のｗｂ（１→Ｎ／２）を左右に折り返して複写することによって２値窓関数の後半部分のｗｂ（Ｎ／２＋１→Ｎ）を生成する（ステップＳ３１２）。これによって、２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）が生成されるので、処理を終了する。
【００５９】
このように、窓関数と横軸との間で形成される面積と送信パルスと横軸との間で形成される面積とが略同一となるように生成したコード配列パターンを用いることによって、処理区間における送信パルスの密度を窓関数に最大限近似させることができる。
【００６０】
［実施例１の効果］
上述してきたように、本実施例に係るセンサ装置１０は、受信信号がフーリエ変換される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信し、送信信号に応答して得た受信信号にフーリエ変換を実行する。これによって、本実施例に係るセンサ装置１０では、（１）サイドローブの抑圧、（２）消費電力の低減、（３）演算回数の低減、（４）送信信号の秘匿化、（５）多重化の５つの効果を少なくとも得ることができる。
【００６１】
（１）サイドローブの抑圧
まず、本実施例に係るセンサ装置１０が奏するサイドローブの抑圧効果について説明する。図７及び図８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。これら図７及び図８に示すスペクトル分解関数は、いずれも上記のコード配列パターンにしたがって送信信号を送信することによって得られた受信信号にサンプルデータの切り出し整列およびドップラー信号のＦＦＴ処理を実行したものである。このうち、図７の例では、１つの信号が含まれる場合を示し、図８の例では、２つの信号が含まれる場合を示す。
【００６２】
図７及び図８に示すスペクトル分解関数は、上記の従来技術で説明した図３０のサイドローブ３０１が約−１５ｄＢ程度であるのに対し、サイドローブ７０及び８０を約−３０ｄＢ程度まで抑圧できていることがわかる。このため、図７に示すスペクトル分解関数からは、１つの信号成分７１を検出することができる。また、図８に示すスペクトル分解関数からは、２つの信号成分８１Ａ及び信号成分８１Ｂを検出することができる。
【００６３】
このように、本実施例に係るセンサ装置１０では、受信信号に窓関数を掛け合わせる代わりに、処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。このため、本実施例に係るセンサ装置１０では、受信時に受信信号に窓関数を掛け合わせた場合と同等以上のサイドローブ抑圧効果を持つドップラー信号を得ることができる。
【００６４】
（２）消費電力の低減
次に、本実施例に係るセンサ装置１０が奏する消費電力の低減効果について説明する。図９は、実施例１及び従来技術の間における消費電力の比較例を示す図である。この図９の例では、センサ装置１０がレーダ装置に適用される場合を想定し、本実施例に係るレーダ装置９０及び従来技術に係るレーダ装置９５の平均送信電力がともに１００ｋｗである場合を想定する。
【００６５】
図９に示す従来技術に係るレーダ装置９５では、受信信号に窓関数を掛け合わせることによって受信信号のエネルギーが損失する。例えば、受信信号にハミング窓を掛け合わせる場合には、全体では約７５％（６ｄＢ）の電力を損失させるが、それに伴って信号対雑音比は約２７％（約１．３５ｄＢ）低下する。このため、従来技術に係るレーダ装置９５の場合には、ハミング窓の掛け合わせによって２７％の電力を損失すると仮定すると、１３７ＫＷの送信電力を要し、３７ＫＷの送信電力の増加が必要となる。一方、本実施例に係るレーダ装置９０の場合には、受信信号に窓関数を掛け合わせる必要がないので、送信電力は１００ＫＷのままでよい。
【００６６】
ここで、送信機の効率を５０％、送信機に供給する電源装置の効率を８０％であるとしたとき、従来技術に係るレーダ装置９５の入力電力が３４３ＫＷ必要であるのに対し、本実施例に係るレーダ装置９０の入力電力は２５０ＫＷで済む。つまり、本実施例に係るレーダ装置９０では、従来技術に係るレーダ装置９５と比べて、９３ＫＷの消費電力を低減できる。さらに、上記の電力の損失は、ほとんど熱に変換されるので、消費電力の損失は冷却システムの高能力化が必要となり、更なる消費電力の増大につながるが、入力電力自体を低減できるので、それに伴う冷却装置で消費される電力も低減できる。
【００６７】
このように、本実施例に係るセンサ装置１０では、受信信号に窓関数を掛け合わせることによって受信信号のエネルギーが損失することがないので、損失分のエネルギーを補うために送信電力を上げる必要がない。このため、本実施例に係るセンサ装置１０では、送信機によって消費される電力を低減できる上、冷却装置によって消費される電力を低減できるので、センサ装置１０全体の消費電力を効果的に低減できる。
【００６８】
（３）演算回数の低減
次に、本実施例に係るセンサ装置１０が奏する演算回数の低減効果について説明する。本実施例に係るセンサ装置１０では、窓関数が「０」と「１」で構成される場合に、窓関数の乗算を減ずることができ、その割合は１／（２＊ｎ＋１）となる。例えば、ｎ＝８の場合には５％、ｎ＝１６の場合には３％の演算を削減できる。さらに、コード配列パターンが固定して使用される場合は、バタフライ演算に関する部分についても演算回数を減じることができ、参照する窓関数にもよるが、演算回数を５０％程度減じることもできる。
【００６９】
（４）送信信号の秘匿化
次に、本実施例に係るセンサ装置１０が奏する送信信号の秘匿化効果について説明する。例えば、本実施例に係るセンサ装置１０がレーダ装置やアクティブソナー装置として軍事目的に使用される場合もある。これら軍事目的に使用される装置では、装置が発する波動に対する傍受装置を用いることによって、波動を送出している装置の有無、波動の到来方向及び装置の諸元を知られ、装置が探知、識別される場合がある。この場合には、同様な波動を同装置方向に向けて発射することによって妨害を受けたり、火器を用いた攻撃・破壊を受けたりすることも想定される。
【００７０】
従来のセンサ装置では、送受信及び信号処理のタイミング調整等の関係から、処理区間内で一定の周期を持った変調信号を送信信号として用いる場合が多く、傍受・妨害が容易に行われる可能性が高くなり、センサ装置の安全な運用が妨げられる。つまり、一定周期で変調された送信波動を用いる従来のセンサ装置では、傍受・妨害装置に対して探知、識別、妨害に対して脆弱となる。
【００７１】
一方、本実施例に係るセンサ装置１０では、処理区間における送信パルスの密度を窓関数に近似したコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。このように、本実施レに係るセンサ装置１０では、周期的なパルス列よりも不規則なコード列を用いて送信信号を送信するので、送信信号を秘匿化できる。
【００７２】
（５）多重化
従来のセンサ装置では、前述の様にパルス信号を連続して送受信する必要があるのに対し、本発明では送信するかしないかをあらかじめ決めることができて、送信しない区間においては送信機、受信機、波動変換器等全ての機能を停止させることで、消費電力の低減を図っている。これを逆に捉えると、十分な供給電力と冷却能力を使用することが出来る場合は、停止させる時間を別の目標に割り当てる事ができる。
【００７３】
本発明のセンサ装置の多くは波動変換器としてアレイ化された変換器を使用することができて、瞬時に測定する角度を変更可能である。このことを利用すれば、停止させていた時間に送信機、受信機、波動変換器を他の観測角度に対して使用することによって、別角度の目標探知が可能となる。
【００７４】
前述の様に、本発明で使用するコード配列は中心部が密で、両端では疎となっているため、割当をコード長の半分ずつずらしながら割当てることによって、２つの角度に対して同時に検出が可能となる。また、これまで述べてきた数１００パルス分の信号が必要ではなく、精度などを低下させても良い場合などは数パルス分の信号のみを用いて検出を行える場合もある。長い処理区間の中で、送信しない区間を多くの角度に割当てれば、さらに多くの角度に対する検出を行う多重化が実現できる。
【００７５】
このように、電力と冷却能力が十分使用出来るならば、従来のセンサで１つの角度の情報しか得られなかった時間の間に、多数の角度の情報を得ることができる。
【実施例２】
【００７６】
さて、これまで開示の装置に関する実施例について説明したが、本発明は上述した実施例以外にも、種々の異なる形態にて実施されてよいものである。そこで、以下では、本発明に含まれる他の実施例を説明する。
【００７７】
［コード配列パターンの応用例］
上記の実施例１では、送信パルスと横軸との間で形成される面積が窓関数と横軸との間で形成される面積と略同一となるように生成したコード配列パターンを用いる場合を例示したが、必ずしも上記の方法によって生成された窓関数に最大限近似させる必要はない。
【００７８】
例えば、センサ装置１０は、処理区間のうち「０」から「１」までの値を取る一様乱数が窓関数の値以下である場合に送信パルスを「１」とし、一様乱数が窓関数よりも大きい場合に送信パルスを「０」としたコード列を用いることもできる。
【００７９】
図１０及び図１１は、コード配列パターンの一例を示す図である。図１２及び図１３は、コード配列パターンとハミング窓の相関関係を示す図である。これら図１０及び図１１の例では、いずれも一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンを示す。このうち、図１０に示すコード配列パターンには、全コード列のうち「０」が４８４回含まれるとともに「１」が５４０回含まれる。また、図１１に示すコード配列パターンには、全コード列のうち「０」が４７５回含まれるとともに「１」が５４９回含まれる。
【００８０】
図１０及び図１１に示すように、各々のコード配列パターンは、図２に示したコード配列パターンと同様に、中央に近づくほど「１」が密になり、両端に近づくほど「０」が密になるようにコードが配列されている。その一方で、各々のコード配列パターンは、乱数によってコードの配列が決定されているので、いずれも左右対称ではない。これら図１０及び図１１に示したコード配列パターンを局所的に平均化した場合には、図１２及び図１３に示すように、コード配列パターンの局所平均１２１及び１３１、すなわち処理区間におけるコードの密度がハミング窓１２２及び１３２に近似する。なお、図１０及び図１１の例では、ハミング窓に近似させたコード配列パターンを例示したが、ハミング窓以外の他の窓関数、例えばブラックマン窓などに近似させることとしてもかまわない。
【００８１】
このように、一様乱数を用いてコード配列パターンを生成した場合には、左右が非対称なパターンとなり、「０」及び「１」の数の比も一定しないが、その密度は、図２に示したコード配列パターンと同様に、窓関数に近似する。
【００８２】
図１４は、応用例に係る２値窓関数生成処理の手順を示すフローチャートである。この２値窓関数生成処理は、図６に示した２値窓関数生成処理の場合と同様に、図５に示したステップＳ１０３の処理に対応する処理であり、パルス処理区間数Ｎが設定された場合に処理が起動される。
【００８３】
図１４に示すように、センサ装置１０は、処理区間長Ｎおよび参照窓関数ｗｒなどの初期パラメータを設定する（ステップＳ５０１及びステップＳ５０２）。なお、参照窓関数ｗｒには、ハミング窓やブラックマン窓などの任意の窓関数を設定することができる。
【００８４】
そして、センサ装置１０は、目的とする２値窓関数の長さＮの配列ｗｂ（１→Ｎ）として０詰めされたコード列を生成する（ステップＳ５０３）。さらに、センサ装置１０は、参照窓関数ｗｒから得られるＮ点離散化窓関数を格納した配列ｗｒ（１→Ｎ）を生成する（ステップＳ５０４）。さらに、センサ装置１０は、値域０≦ｘ≦１のＮ点の一様乱数を格納した配列ｒ（１→Ｎ）を生成する（ステップＳ５０５）。その後、センサ装置１０は、カウンタｎに初期値「１」を設定する（ステップＳ５０６）。
【００８５】
ここで、センサ装置１０は、窓関数ｗｒ（ｎ）が一様乱数ｒ（ｎ）以上であるか否か、すなわちｗｒ（ｎ）≧ｒ（ｎ）であるか否かを判定する（ステップＳ５０７）。このとき、窓関数ｗｒ（ｎ）が一様乱数ｒ（ｎ）以上である場合（ステップＳ５０７肯定）には、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）に「１」を設定する（ステップＳ５０８）。一方、窓関数ｗｒ（ｎ）が一様乱数ｒ（ｎ）未満である場合（ステップＳ５０７否定）には、センサ装置１０は、２値窓関数ｗｂ（ｎ）に「０」を設定する（ステップＳ５０９）。
【００８６】
その後、カウンタｎが処理区間長Ｎになるまで（ステップＳ５１０否定）、カウンタｎをインクリメントしつつ（ステップＳ５１１）、ステップＳ５０７〜ステップＳ５０９までの処理を繰り返し実行する。そして、カウンタｎが処理区間長Ｎになった場合（ステップＳ５１０肯定）には、目的とする２値窓関数ｗｂ（１→Ｎ）の生成が完了したので、処理を終了する。
【００８７】
［応用例の効果］
上述してきたように、応用例に係るセンサ装置１０は、上記の実施例１と同様に、受信信号がフーリエ変換される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。これによって、応用例に係るセンサ装置１０では、上記の実施例１で説明した（１）〜（４）の効果を同様に得ることができるとともに、（５）レイリー分布とのフィッティングを加えた５つの効果を少なくとも得ることができる。なお、ここでは、（２）及び（３）の効果は上記の実施例１と略同一であるので、その説明を省略し、（１）、（４）及び（５）の効果を中心に説明することとする。
【００８８】
（１）サイドローブの抑圧
まず、応用例に係るセンサ装置１０が奏するサイドローブの抑圧効果について説明する。図１５〜図１８は、送信パルスの密度変更時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。これら図１５〜図１８に示すスペクトル分解関数は、いずれも一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンにしたがって送信信号を送信することにより得られた受信信号にサンプルデータの切り出し整列およびドップラー信号のＦＦＴ処理を実行したものである。このうち、図１５及び図１７に示すスペクトル分解関数は、図１０に示したコード配列パターン使用時のものであり、図１６及び図１８に示すスペクトル分解関数は、図１１に示したコード配列パターン使用時のものである。なお、図１５及び図１６の例では、１つの信号が含まれる場合を示し、図１７及び図１８の例では、２つの信号が含まれる場合を示す。
【００８９】
図１５〜図１８に示すスペクトル分解関数は、上記の従来技術で説明した図３０のサイドローブ３０１が約−１５ｄＢ程度であるのに対し、いずれもサイドローブ１５０、１６０、１７０及び１８０を約−３０ｄＢ程度まで抑圧できていることがわかる。このため、図１５に示すスペクトル分解関数からは、１つの信号成分１５１を検出することができる。また、図１６に示すスペクトル分解関数からは、１つの信号成分１６１を検出することができる。また、図１７に示すスペクトル分解関数からは、２つの信号成分１７１Ａ及び信号成分１７１Ｂを検出することができる。また、図１８に示すスペクトル分解関数からは、２つの信号成分１８１Ａ及び信号成分１８１Ｂを検出することができる。
【００９０】
このように、応用例に係るセンサ装置１０では、受信信号に窓関数を掛け合わせる代わりに、処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコード配列パターンにしたがって送信信号を送信する。このため、応用例に係るセンサ装置１０では、上記の実施例１と同様に、受信時に受信信号に窓関数を掛け合わせた場合と同等以上のサイドローブ抑圧効果を持つドップラー信号を得ることができる。
【００９１】
（４）送信信号の秘匿化
次に、応用例に係るセンサ装置１０が奏する送信信号の秘匿化効果について説明する。応用例に係るセンサ装置１０では、一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンにしたがって送信信号を送信するので、上記の実施例１の場合と比べてもさらに不規則なコード列を用いて送信信号を送信できる。このため、応用例に係るセンサ装置１０では、送信信号を厳重に秘匿化できる。さらに、応用例に係るセンサ装置１０では、所定の頻度でコード配列パターンを新たなパターンに更新して送信信号を生成することもできる。この場合には、無数のコード配列パターンを用いて送信信号を送信できるので、送信信号をより厳重に秘匿化できる。
【００９２】
（５）レイリー分布とのフィッティング
次に、応用例に係るセンサ装置１０が奏するレイリー分布とのフィッティング効果について説明する。サイドローブの形状は、主信号に伴って決まるものであり、主信号に対して一定比の電力で出力される。つまり、主信号が強いほど大きなサイドローブが発生することになる。検出処理部１８ｃによって実行される周波数の自動検出処理は、フーリエ変換後のスペクトラムで、ある周波数に相当する電力と、その前後の平均電力を比較して検出する。このとき、サイドローブの電圧分布が一定の形状、すなわち振幅が一定値であるか、もしくはガウス分布以外の統計的性質を持っている場合には、平均値の収束が保障できない。このため、平均値区間が変動すると、その平均値が変動し、閾値が変動し、誤検出してしまう可能性がある。
【００９３】
一般的な窓関数に対するサイドローブ形状は、所望の形状では無く、平均値が変動する特性を持っている。理想的なサイドローブの形状としては、主信号より十分に低い一定電力値を持つ形状が上げられる。これを実現できない場合は、それに次ぐ形状として、主信号より十分に低いピーク電力を持ち、その振幅分布がガウス分布、言い換えれば電力分布がレイリー分布を持つ形状が挙げられる。かかるサイドローブの形状が好ましい理由の一因には、平均化を実行した場合に一定値に近づく特性を持っているからである。このことから、平均化を実行した場合に、一定値に近づくサイドローブ特性を持つ事が望ましい。なお、上記の「レイリー分布」は、電圧分布がガウスの場合の信号を電力に変換した場合の確率密度関数を指す。
【００９４】
まず、代表的な窓関数を受信信号の時間波形に適用した場合における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングについて説明する。なお、ここでは、図１９〜図２１を用いて、ハミング窓適用時におけるフィッティングを説明し、また、図２２〜図２４を用いて、ブラックマン窓適用時におけるフィッティングを説明することとする。
【００９５】
図１９は、ハミング窓の一例を示す図である。図２０は、図１９に示したハミング窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。図２１は、ハミング窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図１９に示すように、区間の両端が不連続であるハミング窓を時間波形に適用した場合には、図２０に示すスペクトル分解関数が得られる。図２０に示すスペクトル分解関数のうち無信号部分の頻度分布は、図２１のバー表示で示すように、振幅値が０から約０．０００５程度までの区間に分布が集中しており、図２１の実線で示したレイリー分布とは乖離していることがわかる。
【００９６】
図２２は、ブラックマン窓の一例を示す図である。図２３は、図２２に示したブラックマン窓適用時のスペクトル分解関数の一例を示す図である。図２４は、ブラックマン窓の無信号部分の頻度分布とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図２２に示すように、区間の両端がゼロとなるブラックマン窓を時間波形に適用した場合には、図２３に示すスペクトル分解関数が得られる。図２３に示すスペクトル分解関数のうち無信号部分の頻度分布は、図２４のバー表示で示すように、振幅値が０から約０．０００３程度までの区間に分布が集中しており、図２４の実線で示したレイリー分布とは乖離していることがわかる。
【００９７】
このように、代表的な窓関数を時間波形に適用したとしても、その電力頻度分布はレイリー分布にはならず、特徴的なパターンを持った分布となるので、ＣＦＡＲの動作を安定させるのが困難であることがわかる。
【００９８】
次に、応用例に係るコード配列パターンにしたがって送信信号を送信した場合における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングについて説明する。図２５は、図１０に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図２６は、図１１に示したコード配列パターンの適用時における無信号部分とレイリー分布とのフィッティングを示す図である。図２５及び図２６に示すように、一様乱数を用いて生成されたコード配列パターンにしたがって送信信号を送信した場合には、図中のバー表示で示す無信号部分の電力頻度分布と、図中の実線で示したレイリー分布との適合度が高いことがわかる。
【００９９】
このように、応用例に係るコード配列パターンにしたがって送信信号を送信した場合には、受信信号の時間波形に窓関数を適用せずとも、その電力頻度分布とレイリー分布との適合度が高くなるので、ＣＦＡＲの動作を安定させることが可能になる。
【０１００】
（６）多重化
上記の実施例１の場合と同様に、十分な電力と冷却能力が使用可能であるならば、これまで送信しない区間を別の角度へ割当てることによって、従来技術では１つの角度のみを検出していた時間で、多くの角度の検出が可能となる。
【０１０１】
［分散および統合］
また、図示した各装置の各構成要素は、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを要しない。すなわち、各装置の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部または一部を、各種の負荷や使用状況などに応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合して構成することができる。例えば、基準信号生成部１１〜送信波変換器１５の各処理部、受信波変換器１６〜受信機１７の各処理部または信号処理部１８をセンサ装置１０の外部装置としてネットワーク経由で接続するようにしてもよい。また、基準信号生成部１１〜送信波変換器１５の各処理部と、受信波変換器１６〜受信機１７の各処理部と、信号処理部１８とを別の装置がそれぞれ有し、ネットワーク接続されて協働することで、上記のセンサ装置１０の機能を実現するようにしてもよい。
【符号の説明】
【０１０２】
１０ センサ装置
１１ 基準信号生成部
１２ タイミング生成部
１２ａ パルス列生成部
１２ｂ コード列生成部
１３ 送信制御部
１４ 送信機
１５ 送信波変換器
１６ 受信波変換器
１７ 受信機
１８ 信号処理部
１８ａ データ整列部
１８ｂ ＦＦＴ実行部
１８ｃ 検出処理部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する送信部と、
前記送信部によって送信された送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する信号処理部と
を有することを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
前記配列パターンは、前記処理区間のうち０から１までの値を取る一様乱数が前記窓関数の値以下である場合に前記送信パルスを１とし、前記一様乱数が前記窓関数よりも大きい場合に前記送信パルスを０としたコード列であることを特徴とする請求項１に記載のセンサ装置。
【請求項３】
受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する送信部を有する送信装置。
【請求項４】
コンピュータが、
受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信し、
送信された送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する
各処理を実行することを特徴とするセンサ装置の送信制御方法。
【請求項１】
受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する送信部と、
前記送信部によって送信された送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する信号処理部と
を有することを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
前記配列パターンは、前記処理区間のうち０から１までの値を取る一様乱数が前記窓関数の値以下である場合に前記送信パルスを１とし、前記一様乱数が前記窓関数よりも大きい場合に前記送信パルスを０としたコード列であることを特徴とする請求項１に記載のセンサ装置。
【請求項３】
受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信する送信部を有する送信装置。
【請求項４】
コンピュータが、
受信信号にフーリエ変換が実行される処理区間における送信パルスの密度が窓関数に近似するコードの配列パターンにしたがって送信信号を送信し、
送信された送信信号に応答して得られる受信信号にフーリエ変換を実行する
各処理を実行することを特徴とするセンサ装置の送信制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【公開番号】特開２０１３−３６８６０（Ｐ２０１３−３６８６０Ａ）
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１７３４５０（Ｐ２０１１−１７３４５０）
【出願日】平成２３年８月８日（２０１１．８．８）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月８日（２０１１．８．８）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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