チャネル推定強化方法および装置
雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）エンハンサ装置（２４）は、雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値（ｈ）に変換するために構成されたオーバーサンプラ（３０）を含む。オーバーサンプラ（３０）は、時間領域チャネル推定値（ｈ）をｍ個のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に分割するために構成されたデインターリーバ（３２）に接続されている。デインターリーバ（３２）は、ｍ個の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）を形成するために、個々のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）から雑音のあるタップを抑圧するために構成されたサプレッサ（３４）に接続されている。サプレッサ（３４）は、最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するために構成されたセレクタ（３６）に接続されている。セレクタ（３６）は、選択された雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を雑音抑圧予備周波数領域推定値（Ｈ’）に変換するために構成された離散フーリエ変換器（３８）に接続されている。離散フーリエ変換器（３８）は、強化された周波数領域チャネル推定値（Ｈｏｕｔ）を形成するために、雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）のタップを位相調整するために構成された移相器（４０）に接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広くは、無線通信システムにおけるチャネル推定に係わり、特に、雑音のある周波数領域チャネル推定の強化に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、マルチパスフェージングへの対抗と、モバイル・ワイヤレス・チャネル上での高ビットレート伝送とのための効率的な手法である。ＯＦＤＭシステムでは、チャネル全体は、多くの狭いサブチャネルに分割され、サブチャネルは、並列にされ、その結果、シンボル長を増大し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を低減する。チャネル推定は、ＯＦＤＭシステムの性能を改善するために広く使用されている。チャネル推定は、ダイバーシティ結合、コヒーレント検出、および、空間・時間符号化のため極めて重要である。様々なＯＦＤＭチャネル推定スキームが文献に提案されている。
【０００３】
最小二乗（ＬＳ）推定または線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）推定は、非特許文献１に提案された周波数領域ベースのチャネル推定方法である。
【０００４】
非特許文献２は、ＬＳ推定チャネルの周波数応答を取得するために付加的な離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を導入した。非特許文献１における周波数領域推定方法と比べて、変換領域推定方法は、チャネルの時間領域特性を使用する。
【０００５】
非特許文献３は、ＤＦＴの代わりに離散コサイン変換に基づくチャネル推定方法について記載する。
【０００６】
しかし、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムのような多くのアプリケーションでは、（個々のユーザは、利用可能なスペクトルの一部だけにアクセスするので）完全な周波数応答のうちの一部のチャネル推定値だけが利用可能であり、時間領域内のチャネルインパルス応答の推定値は、従来型のＤＦＴベースの方法から取得され得ない。部分周波数応答の離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の後、チャネルインパルス応答は、時間領域内のすべてのタップに漏洩することになる。雑音と漏洩電力とが取り違えられるので、従来型のＤＦＴ方法は、雑音を推定するだけでなく、有用であるが、漏洩したチャネル電力を失うことにもなる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｏ．Ｅｄｆｏｒｓ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、Ｊ．−Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｓ．Ｋ．Ｗｉｌｓｏｎ、Ｐ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ著、「ＯＦＤＭ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｂｙ ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第４６巻、第７号、ページ９３１−９３９、１９９８年
【０００８】
【非特許文献２】Ｙ．Ｚｈａｏ、Ａ．Ｈｕａｎｇ著、「Ａ ｎｏｖｅｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｐｉｌｏｔ ｓｉｇｎａｌｓ ａｎｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−ｄｏｍａｉｎ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ｔｈｅ ４７ｔｈ ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＶＴＣ ’９７）予稿集、第３巻、ページ２０８９−２０９３、Ｐｈｏｅｎｉｘ、Ａｒｉｚ、ＵＳＡ、１９９７年５月
【０００９】
【非特許文献３】Ｓｈａｏｐｅｎｇ Ｆｅｎｇ、Ｎａｎ Ｈｕ、Ｂｉｎ Ｙａｎｇ、Ｗｅｉｌｉｎｇ Ｗｕ著、「ＤＣＴ−Ｂａｓｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ＆ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００７年ＩＥＥＥ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の一般的な目的は、雑音のある周波数領域チャネル推定値を強化することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この目的は、特許請求の範囲によって達成される。
【００１２】
本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値を強化する方法は、以下のステップ、すなわち、
・雑音のある周波数領域チャネル推定値を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値に変換するステップと、
・時間領域チャネル推定値をｍ個のデインターリーブされたサブベクトルに分割するステップと、
・ｍ個の雑音抑圧サブベクトルを形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトルから雑音のあるタップを抑圧するステップと、
・最大信号対雑音比と関連付けられた雑音抑圧サブベクトルを選択するステップと、
・選択された雑音抑圧サブベクトルを雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値に変換するステップと、
・強化された周波数領域チャネル推定値を形成するために雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値のタップを位相調整するステップと、
を含む。
【００１３】
本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置は、
・雑音のある周波数領域チャネル推定値を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値に変換するために構成されているオーバーサンプラと、
・時間領域チャネル推定値をｍ個のデインターリーブされたサブベクトルに分割するために構成されているデインターリーバと、
・ｍ個の雑音抑圧サブベクトルを形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトルから雑音のあるタップを抑圧するために構成されているサプレッサと、
・最大信号対雑音比と関連付けられた雑音抑圧サブベクトルを選択するために構成されているセレクタと、
・選択された雑音抑圧サブベクトルを雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値に変換するために構成されている離散フーリエ逆変換器（３８）と、
・強化された周波数領域チャネル推定値を形成するために雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値のタップを位相調整するために構成されている移相器と、
を含む。
【００１４】
本発明による無線通信システム受信機は、このような雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置を含む。
発明は、発明のさらなる目的および利点と一緒に、添付図面と併せて以下の説明を参照することによって最も良く理解されることがある。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】雑音のある周波数領域チャネル推定値の実施例の電力スペクトルを示した図である。
【図２】本発明の実施形態により強化された後の図１に対応する雑音のある周波数領域チャネル推定値の電力スペクトルを示した図である。
【図３】本発明による方法を示したフローチャートである。
【図４】本発明による方法の実施形態を示したフローチャートである。
【図５】ゼロパディング後の図１に対応する雑音のある周波数領域チャネル推定値の電力スペクトルを示した図である。
【図６】図５に対応するゼロパディングされたチャネル推定値のＩＤＦＴの電力分布を示した図である。
【図７ａ】図６に対応する時間領域推定値から取得されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図７ｂ】図６に対応する時間領域推定値から取得されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図７ｃ】図６に対応する時間領域推定値から取得されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図８ａ】図７ａに対応する雑音抑圧されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図８ｂ】図７ｂに対応する雑音抑圧されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図８ｃ】図７ｃに対応する雑音抑圧されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図９】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置を含む無線受信機のブロック図である。
【図１０】本発明によるエンハンサ装置の実施形態を示したブロック図である。
【図１１】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラの実施形態のブロック図である。
【図１２】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラの別の実施形態のブロック図である。
【図１３】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるサプレッサの実施形態のブロック図である。
【図１４】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるセレクタの実施形態のブロック図である。
【図１５】本発明によって達成された改善を示した図である。
【図１６】本発明によって達成された改善の別の態様を示した図である。
【図１７】本発明によって達成された改善のさらに別の態様を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下の記述は、ＯＦＤＭＡ、例えば、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）システムに関連して本発明の原理を説明することになる。しかし、同じ原理は、ＷＣＤＭＡシステムのような他のシステムに適用されることがある。
【００１７】
時間領域では、チャネル電力の大半は、副搬送波間の相関に起因してチャネルインパルス応答内の最初の少数のタップに集中される。しかし、１個または少数個のリソースブロック（ＲＢ）だけがユーザに割り付けられる場合、時間分解能は、低くなり、その結果として、チャネルパスは、互いに十分に分離しないことがある。さらに、チャネル電力の一部は、不適切なサンプリング位置に起因して時間領域内の至る所で漏洩することがある。したがって、サンプリング位置が最適ではない場合、雑音からチャネル電力漏洩を区別することが困難である。以下に提案される解決手法は、サンプリング位置を微調整するために仮想オーバーサンプリングに基づいている。この解決手法は、周波数領域内での位相回転によって実際のオーバーサンプリングの効果を模倣する。
【００１８】
例えば、周波数領域におけるＬＳチャネル推定方法、または、周波数領域チャネル推定値を生じるその他の方法の結果として、長さＮである雑音のある周波数領域チャネル推定値
が利用可能であると仮定する。
【００１９】
図１は、このような雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎの実施例の電力スペクトルを示した図である。
【００２０】
図２は、本発明により強化された後の図１における雑音のある周波数領域チャネル推定値の電力スペクトルを示した対応する図であり、強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔをもたらす。チャネル推定値Ｈｏｕｔの電力スペクトルは、原チャネル推定値Ｈｉｎの電力スペクトルより遙かに滑らかであることに注意する。
【００２１】
図３は、本発明による方法を示したフローチャートである。図３のステップＳ１では、雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎが整数倍率ｍ、すなわち、ｍ＝２、３、４．．．によって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値に変換される。ステップＳ２は、時間領域チャネル推定値をｍ個のデインターリーブされたサブベクトルに分割する。ステップＳ３は、ｍ個の雑音抑圧サブベクトルを形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトルから雑音のあるタップを抑圧する。ステップＳ４は、最大信号対雑音比と関連付けられた雑音抑圧サブベクトルを選択する。ステップＳ５は、選択された雑音抑圧サブベクトルを雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値に変換する。ステップＳ６は、強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔを形成するために雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値のタップを位相調整する。
【００２２】
図４は、本発明による方法の実施形態を示したフローチャートである。ステップＳ１１では、原チャネル推定値Ｈｉｎは、図５に示されるように、（ｍ−１）Ｎ個のゼロによってゼロパディングされる（本実施例では、ｍ＝３が仮定される）。ステップＳ１２は、その後、オーバーサンプリング・レートｍによる乗算がゼロパディング後に時間領域内で同じ電力を維持することになる（この乗算は、選択的であり、対応する補償がプロセスの後の段階、例えば、後述される最後のステップＳ２２でも実行できる）として、
に従って、ゼロパディングされたチャネル推定値にｍ・Ｎ点ＩＤＦＴを実行する。図６は、ゼロパディングされた原チャネル推定値ＨｉｎのＩＤＦＴｈの電力分布を示す。
【００２３】
記載されたステップＳ１１＋Ｓ１２は、図３のステップＳ１の１つの可能な実施を示す。別の可能性は、雑音のある時間領域チャネル推定値を形成し、雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングし、ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するために、雑音のある時間領域チャネル推定値ＨｉｎにＮ点ＩＤＦＴを実行することである。
【００２４】
図４のステップ１３は、
であり、
が天井関数であり、
が床関数であるとして、
に従って、時間領域チャネル推定値ｈをｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉにデインターリーブする。
結果として得られるサブベクトルｈ−１、ｈ０、ｈ１の電力分布は、図７ａ〜図７ｃに示される。
【００２５】
サブベクトルｈｉは、＊が巡回畳み込みを表すとして、ＨｉｎのＮ点ＩＤＦＴに対応するｈ０の端数シフトｉ／ｍによる巡回シフト版、すなわち、
と考えられることがある。
【００２６】
ステップＳ１４は、個々のサブベクトルｈｉのピーク電力タップの位置ｎｍａｘ，ｉを決定する。好ましくは、ピーク探索は、システム遅延が巡回プレフィックス（ＣＰ）の長さの範囲内であると仮定して、ｎ＝［０，Ｌ］かつｎ＝［Ｎ−Ｌ，Ｎ−１］に限定される。ここで、Ｌは、ＣＰの等価長でもよい仮定チャネル長である。実施例では、Ｌ＝２が使用されている。
【００２７】
ステップＳ１５は、
に従って個々のサブベクトルｈｉの雑音レベルεｉを推定し、すなわち、ピーク領域の外側にあるタップの平均電力を決定する。
【００２８】
式（４）において、εｉは、雑音および漏洩の電力である。したがって、漏洩が多いほど、εｉが大きくなり、推定チャネル電力が小さくなる。
【００２９】
アップリンク・マルチユーザ・マルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）が可能にされた場合、式（４）中の上記の雑音位置Ｌ＜ｍｏｄ（ｎ−ｎｍａｘ，ｉ，Ｎ）＜Ｎ−Ｌは、ＭＵ−ＭＩＭＯに起因して巡回シフトされた基準信号系列によって占有された位置を除くために応じて調整されるべきである。
【００３０】
ステップＳ１６は、有効チャネルパスを捕捉するためにｉの個々の値の閾値を設定する。閾値は、Ｔεｉに設定され、ここで、Ｔは定数であり、最良性能を達成するためにシミュレーションから取得できる。典型的な実施例として、Ｔ＝２であるが、一般に、Ｔは、区間［１．５，２．５］内の値を有している。
【００３１】
閾値Ｔεｉが設定された後、ステップＳ１７は、
に従ってｈｉ内の雑音のあるタップを抑圧する。
【００３２】
このステップは、それぞれの雑音閾値Ｔεｉを下回る電力をもち、決定されたそれぞれの位置ｎｍａｘ，ｉからチャネル長Ｌの範囲内に配置されたタップ（巡回の意味では、タップＮ−１は、タップ０に隣接している）と、決定されたそれぞれの位置ｎｍａｘ，ｉからチャネル長Ｌの範囲内に配置されていないタップとを抑圧するが、ピーク電力タップはそのままにしておく。取得されたサブベクトルｈ’−１、ｈ’０、ｈ’１の電力分布は、図８ａ〜図８ｃに示される。それぞれのピーク電力タップの周りの十分に強いタップだけが抑圧を切り抜けることに注意する。
【００３３】
ステップＳ１８は、
として、個々の信号ベクトルｈ’ｉの信号電力Ｐ’ｉを推定する。
【００３４】
ステップＳ１９は、
として、個々のサブベクトルｈ’ｉの信号対雑音比（ＳＮＲ）を計算する。
【００３５】
ステップＳ２０は、最大ＳＮＲ γｉを有しているサブベクトルｈ’ｉ０、すなわち、
を選択する。
【００３６】
ステップＳ２１は、
に従って、選択されたサブベクトルｈ’ｉ０（実施例では、ｉ０＝−１）にＮ点ＤＦＴを実行する。
【００３７】
ｈ’ｉ０は、端数シフトｉ０／ｍによるｈ０の巡回シフト版であるため、周波数領域内の位相回転がこの時間シフトを補償するためにＨ’のタップに加えられる。このように、ステップＳ２２は、
に従って、Ｈ’のタップを位相調整する。
【００３８】
この強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔの電力スペクトルは、図２に示される。
【００３９】
強化されたチャネル推定値Ｈｏｕｔは、チャネル推定値を必要とするデータ復調および他の目的のため使用されることになる。推定されたシステム遅延は、ｎｍａｘ，ｉ０＋ｉ０／ｍである。
【００４０】
（仮想）オーバーサンプリング・レートｍの選択に関して、高オーバーサンプリング・レートは、システム性能のためいつでも優れているが、計算複雑性を増大する。このように、性能と費用とのトレードオフが好ましい。
【００４１】
狭いユーザ帯域幅および高いＳＮＲ動作レベルは、チャネル電力漏洩によって引き起こされた信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）劣化を最小限に抑えるために高オーバーサンプリング・レートを必要とする。典型的に、より高次の変調、および、より高い符号化率は、高ＳＮＲを必要とし、単一のアンテナの場合、例えば、専用室内システムにおけるアンテナ１本当たりのＳＮＲは、多重受信アンテナの場合のＳＮＲより高い。
【００４２】
所定のＳＮＲとユーザ帯域幅（Ｎの値に対応する）とに関して、オーバーサンプリング・レートｍに対するチャネル電力漏洩に起因したＳＩＮＲ劣化は、
として、
のように計算されることがある。
【００４３】
上記計算は、異なるオーバーサンプリング・レートｍに対し実行されることがある。ＳＩＮＲ劣化要件、すなわち、劣化が定義済みの値より高くないことを満たす最小オーバーサンプリング・レートは、所定のＳＮＲおよびユーザ帯域幅に対する仮想オーバーサンプリング・レートｍになるように選択される。最適オーバーサンプリング・レートのルックアップテーブルは、テーブルへのインデックスとしてのＳＮＲおよびユーザ帯域幅（Ｎによって表現される）に応じて構築されることがあり得る。
【００４４】
図９は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置を含む無線受信機、本実施例では、ＬＴＥ受信機を示したブロック図である。アンテナ受信アップリンク信号は、信号をベースバンドにダウン変換し、復調器１２に転送する無線機１０に接続される。復調器１２は、受信されたシンボルを変調されたデータシンボルに変換し、変調されたデータシンボルは、ビットソフト値にデマッピングされる。デマッピング後、復調器１２は、ビットソフト値を復号器１４に転送し、復号器は、ビットソフト値を復号化する。復調器１２は、等化器１８に接続されたチャネル推定器１６を含む。等化器１８からの変調された等化されたデータシンボルは、デマッピング器２０に転送され、デマッピング器は、データシンボルをビットソフト値にデマッピングする。チャネル推定値１６は、本発明による周波数領域チャネル推定器２２と雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置２４とを含む。推定器２２は、雑音のある周波数領域チャネル推定値を発生し、この雑音のある周波数領域チャネル推定値は、前述の原理によるエンハンサ装置２４により強化される。
【００４５】
図１０は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置２４の実施形態を示したブロック図である。エンハンサ装置２４は、雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎを整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値ｈに変換するために構成されたオーバーサンプラ３０を含む。オーバーサンプラ３０は、時間領域チャネル推定値ｈをｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉに分割するために構成されたデインターリーバ３２に接続される。デインターリーバ３２は、ｍ個の雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉを形成するために、個々のデインターリーブされたサブベクトルｈｉからの雑音のあるタップを抑圧するために構成されたサプレッサ３４に接続される。サプレッサ３４は、最大信号対雑音比γｉと関連付けられた雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉ０を選択するために構成されたセレクタ３６に接続される。セレクタ３６は、選択された雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉ０を雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値Ｈ’に変換するために構成された離散フーリエ変換器３８に接続される。離散フーリエ変換器３８は、強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔを形成するために、雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値Ｈ’のタップを位相調整するために構成された移相器４０に接続される。図示された実施形態では、セレクタ３６によって使用された雑音レベルεｉは、サプレッサ３４から取得され、このサプレッサは、閾値Ｔεｉを設定するためにこれらの雑音レベルを既に決定している。セレクタ３６は、選択されたインデックスｉ０を移相器４０にさらに転送する。
【００４６】
図１１は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラ３０の実施形態のブロック図である。オーバーサンプラ３０の本実施形態は、雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎを（ｍ−１）・Ｎ個のゼロでゼロパディングするために構成されたゼロパディング器４２を含む。ゼロパディング器４２は、ゼロパディングされた雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎにｍ・Ｎ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されたＩＤＦＴ４４に接続される。
【００４７】
図１２は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラ３０の別の実施形態のブロック図である。オーバーサンプラ３０の本実施形態は、雑音のある周波数領域チャネル推定値ＨｉｎにＮ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されたＩＤＦＴ４６を含む。ＩＤＦＴ４６は、雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングするために構成されたゼロパディング器４８に接続される。ゼロパディング器４８は、ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するために構成された低域通過フィルタ５０に接続される。
【００４８】
図１３は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるサプレッサ３４の実施形態のブロック図である。サプレッサ３４の本実施形態は、個々のインターリーブされたサブベクトルｈｉのピーク電力タップのそれぞれの位置を決定するために構成された位置検出器５２を含む。位置検出器５２は、個々のサブベクトルｈｉのそれぞれの雑音閾値Ｔεｉを検出するために構成された閾値検出器５２に接続される。閾値検出器５４は、それぞれの雑音閾値Ｔεｉを下回る電力をもち、決定されたそれぞれの位置から所定のチャネル長Ｌの範囲内に配置されたタップ（巡回の意味では、タップＮ−１は、タップ０に隣接している）と、決定されたそれぞれの位置からチャネル長Ｌの範囲内に配置されていないタップとを抑圧するが、ピーク電力タップはそのままにしておくために構成されたタップ雑音サプレッサ５６に接続される。
【００４９】
図１４は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるセレクタ３６の実施形態のブロック図である。セレクタ３６の本実施形態は、個々の雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉのそれぞれの総電力指標を推定するために構成された電力推定器５８を含む。電力推定器５８は、対応する推定信号電力指標Ｐ’ｉおよび対応する推定雑音レベル推定値εｉに基づいて、個々の雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉと関連付けられたＳＮＲγｉを決定するために構成されたＳＮＲ計算器６０に接続される。ＳＮＲ計算器６０は、最大計算ＳＮＲγｉと関連付けられた雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉ０を選択するために構成されたサブベクトルセレクタ６２に接続される。
【００５０】
前述の様々なブロックおよび方法ステップの機能は、典型的に、対応するソフトウェアを動かす１台もしくは数台のマイクロプロセッサまたはマイクロ／信号プロセッサ組み合わせ体に基づいている。ＤＦＴおよびＩＤＦＴは、典型的に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）によって個々に実行される。
【００５１】
本発明の仮想オーバーサンプリングベースの強化方法を試験するために、仮想オーバーサンプリングの有無を問わずに、チャネル推定値がシミュレーションを用いて比較された。シミュレーションパラメータは、以下の通りであった。
【００５２】
図１５は、本発明によるオーバーサンプリングを用いる場合のＬＳチャネル推定値とオーバーサンプリングを用いない場合のＬＳチャネル推定値とを比較する。シミュレーションは、３ＧＰＰ ＥＴＵモデルと、１つのＲＢチャネルおよび２つのアンテナの使用とに基づいている。例えば、所定のブロック誤り率（ＢＬＥＲ）０．０１に対し、仮想オーバーサンプリングを用いる場合のチャネル推定値は、仮想オーバーサンプリングを用いない場合のチャネル推定値を下回る大きさが１ｄＢより大きいＳＮＲを容認可能である。図１５からさらに分かることは、より高いＳＮＲで、仮想オーバーサンプリングを用いない場合の性能は、不正確なチャネル推定に起因して、ＢＬＥＲフロアに接近するが、仮想オーバーサンプリングを用いる場合の性能は、ＢＬＥＲフロアに接近しないことである。理想的なチャネル推定値と、理想的な雑音および干渉電力推定値を用いる場合の理想的な性能もまた基準として表される。
【００５３】
図１６は、ＤＣＴ法によって取得された（３ＧＰＰ ＥＶＡ５モデルに基づく）理想的ではないチャネル推定値に対する未加工ビット誤り率（ｒａｗＢＥＲ）を、非特許文献３を参照のこと、本発明により強化されたチャネル推定値と比較する。シミュレーションは、１つのＲＢチャネルおよび２つのアンテナの使用に基づいている。理想的なチャネル推定値と理想的な雑音および干渉電力推定値とを用いる場合の理想的な性能は、同様に基準として表される。
【００５４】
図１７は、ＤＣＴ法によって取得された（３ＧＰＰ ＥＶＡ５モデルに基づく）理想的ではないチャネル推定値に対するスループットを、非特許文献３を参照のこと、本発明により強化されたチャネル推定値と比較する。シミュレーションは、１つのＲＢチャネルと、２つのアンテナと、最大再送回数＝４との使用に基づいている。
【００５５】
図１６および図１７から、本発明による方法は、非特許文献３に記載されたＤＣＴ法に勝り、性能は、より高い仮想オーバーサンプリング・レートｍを用いる場合に一層優れていることが分かる。さらに、本発明による方法の時間領域結果は、（ｉ０による）タイミングアドバンス推定を行うために直接的に使用され得るが、ＤＣＴアルゴリズムの時間領域結果は、使用され得ない。
【００５６】
雑音のある周波数領域（ＤＦＴベース）チャネル推定における仮想オーバーサンプリングの導入は、雑音およびチャネル電力漏洩の影響を著しく低減する。その結果として、チャネル推定値のＳＮＲおよびシステムの性能が改善される。
【００５７】
１個または少数個のＲＢが割り付けられたとき、オーバーサンプリングは、非特許文献２に記載されたＤＦＴだけのチャネル推定と比較して、チャネル推定性能を非常に改善する。
【００５８】
様々な変形および変更が特許請求の範囲によって定義された本発明の趣旨から逸脱することなく本発明に行われてもよいことが当業者によって理解されるであろう。
【００５９】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広くは、無線通信システムにおけるチャネル推定に係わり、特に、雑音のある周波数領域チャネル推定の強化に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、マルチパスフェージングへの対抗と、モバイル・ワイヤレス・チャネル上での高ビットレート伝送とのための効率的な手法である。ＯＦＤＭシステムでは、チャネル全体は、多くの狭いサブチャネルに分割され、サブチャネルは、並列にされ、その結果、シンボル長を増大し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を低減する。チャネル推定は、ＯＦＤＭシステムの性能を改善するために広く使用されている。チャネル推定は、ダイバーシティ結合、コヒーレント検出、および、空間・時間符号化のため極めて重要である。様々なＯＦＤＭチャネル推定スキームが文献に提案されている。
【０００３】
最小二乗（ＬＳ）推定または線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）推定は、非特許文献１に提案された周波数領域ベースのチャネル推定方法である。
【０００４】
非特許文献２は、ＬＳ推定チャネルの周波数応答を取得するために付加的な離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を導入した。非特許文献１における周波数領域推定方法と比べて、変換領域推定方法は、チャネルの時間領域特性を使用する。
【０００５】
非特許文献３は、ＤＦＴの代わりに離散コサイン変換に基づくチャネル推定方法について記載する。
【０００６】
しかし、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムのような多くのアプリケーションでは、（個々のユーザは、利用可能なスペクトルの一部だけにアクセスするので）完全な周波数応答のうちの一部のチャネル推定値だけが利用可能であり、時間領域内のチャネルインパルス応答の推定値は、従来型のＤＦＴベースの方法から取得され得ない。部分周波数応答の離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の後、チャネルインパルス応答は、時間領域内のすべてのタップに漏洩することになる。雑音と漏洩電力とが取り違えられるので、従来型のＤＦＴ方法は、雑音を推定するだけでなく、有用であるが、漏洩したチャネル電力を失うことにもなる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｏ．Ｅｄｆｏｒｓ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、Ｊ．−Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｓ．Ｋ．Ｗｉｌｓｏｎ、Ｐ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ著、「ＯＦＤＭ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｂｙ ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第４６巻、第７号、ページ９３１−９３９、１９９８年
【０００８】
【非特許文献２】Ｙ．Ｚｈａｏ、Ａ．Ｈｕａｎｇ著、「Ａ ｎｏｖｅｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｐｉｌｏｔ ｓｉｇｎａｌｓ ａｎｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−ｄｏｍａｉｎ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ｔｈｅ ４７ｔｈ ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＶＴＣ ’９７）予稿集、第３巻、ページ２０８９−２０９３、Ｐｈｏｅｎｉｘ、Ａｒｉｚ、ＵＳＡ、１９９７年５月
【０００９】
【非特許文献３】Ｓｈａｏｐｅｎｇ Ｆｅｎｇ、Ｎａｎ Ｈｕ、Ｂｉｎ Ｙａｎｇ、Ｗｅｉｌｉｎｇ Ｗｕ著、「ＤＣＴ−Ｂａｓｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ＆ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００７年ＩＥＥＥ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の一般的な目的は、雑音のある周波数領域チャネル推定値を強化することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この目的は、特許請求の範囲によって達成される。
【００１２】
本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値を強化する方法は、以下のステップ、すなわち、
・雑音のある周波数領域チャネル推定値を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値に変換するステップと、
・時間領域チャネル推定値をｍ個のデインターリーブされたサブベクトルに分割するステップと、
・ｍ個の雑音抑圧サブベクトルを形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトルから雑音のあるタップを抑圧するステップと、
・最大信号対雑音比と関連付けられた雑音抑圧サブベクトルを選択するステップと、
・選択された雑音抑圧サブベクトルを雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値に変換するステップと、
・強化された周波数領域チャネル推定値を形成するために雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値のタップを位相調整するステップと、
を含む。
【００１３】
本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置は、
・雑音のある周波数領域チャネル推定値を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値に変換するために構成されているオーバーサンプラと、
・時間領域チャネル推定値をｍ個のデインターリーブされたサブベクトルに分割するために構成されているデインターリーバと、
・ｍ個の雑音抑圧サブベクトルを形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトルから雑音のあるタップを抑圧するために構成されているサプレッサと、
・最大信号対雑音比と関連付けられた雑音抑圧サブベクトルを選択するために構成されているセレクタと、
・選択された雑音抑圧サブベクトルを雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値に変換するために構成されている離散フーリエ逆変換器（３８）と、
・強化された周波数領域チャネル推定値を形成するために雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値のタップを位相調整するために構成されている移相器と、
を含む。
【００１４】
本発明による無線通信システム受信機は、このような雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置を含む。
発明は、発明のさらなる目的および利点と一緒に、添付図面と併せて以下の説明を参照することによって最も良く理解されることがある。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】雑音のある周波数領域チャネル推定値の実施例の電力スペクトルを示した図である。
【図２】本発明の実施形態により強化された後の図１に対応する雑音のある周波数領域チャネル推定値の電力スペクトルを示した図である。
【図３】本発明による方法を示したフローチャートである。
【図４】本発明による方法の実施形態を示したフローチャートである。
【図５】ゼロパディング後の図１に対応する雑音のある周波数領域チャネル推定値の電力スペクトルを示した図である。
【図６】図５に対応するゼロパディングされたチャネル推定値のＩＤＦＴの電力分布を示した図である。
【図７ａ】図６に対応する時間領域推定値から取得されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図７ｂ】図６に対応する時間領域推定値から取得されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図７ｃ】図６に対応する時間領域推定値から取得されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図８ａ】図７ａに対応する雑音抑圧されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図８ｂ】図７ｂに対応する雑音抑圧されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図８ｃ】図７ｃに対応する雑音抑圧されたデインターリーブされたサブベクトルの電力分布を示した図である。
【図９】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置を含む無線受信機のブロック図である。
【図１０】本発明によるエンハンサ装置の実施形態を示したブロック図である。
【図１１】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラの実施形態のブロック図である。
【図１２】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラの別の実施形態のブロック図である。
【図１３】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるサプレッサの実施形態のブロック図である。
【図１４】本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるセレクタの実施形態のブロック図である。
【図１５】本発明によって達成された改善を示した図である。
【図１６】本発明によって達成された改善の別の態様を示した図である。
【図１７】本発明によって達成された改善のさらに別の態様を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下の記述は、ＯＦＤＭＡ、例えば、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）システムに関連して本発明の原理を説明することになる。しかし、同じ原理は、ＷＣＤＭＡシステムのような他のシステムに適用されることがある。
【００１７】
時間領域では、チャネル電力の大半は、副搬送波間の相関に起因してチャネルインパルス応答内の最初の少数のタップに集中される。しかし、１個または少数個のリソースブロック（ＲＢ）だけがユーザに割り付けられる場合、時間分解能は、低くなり、その結果として、チャネルパスは、互いに十分に分離しないことがある。さらに、チャネル電力の一部は、不適切なサンプリング位置に起因して時間領域内の至る所で漏洩することがある。したがって、サンプリング位置が最適ではない場合、雑音からチャネル電力漏洩を区別することが困難である。以下に提案される解決手法は、サンプリング位置を微調整するために仮想オーバーサンプリングに基づいている。この解決手法は、周波数領域内での位相回転によって実際のオーバーサンプリングの効果を模倣する。
【００１８】
例えば、周波数領域におけるＬＳチャネル推定方法、または、周波数領域チャネル推定値を生じるその他の方法の結果として、長さＮである雑音のある周波数領域チャネル推定値
が利用可能であると仮定する。
【００１９】
図１は、このような雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎの実施例の電力スペクトルを示した図である。
【００２０】
図２は、本発明により強化された後の図１における雑音のある周波数領域チャネル推定値の電力スペクトルを示した対応する図であり、強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔをもたらす。チャネル推定値Ｈｏｕｔの電力スペクトルは、原チャネル推定値Ｈｉｎの電力スペクトルより遙かに滑らかであることに注意する。
【００２１】
図３は、本発明による方法を示したフローチャートである。図３のステップＳ１では、雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎが整数倍率ｍ、すなわち、ｍ＝２、３、４．．．によって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値に変換される。ステップＳ２は、時間領域チャネル推定値をｍ個のデインターリーブされたサブベクトルに分割する。ステップＳ３は、ｍ個の雑音抑圧サブベクトルを形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトルから雑音のあるタップを抑圧する。ステップＳ４は、最大信号対雑音比と関連付けられた雑音抑圧サブベクトルを選択する。ステップＳ５は、選択された雑音抑圧サブベクトルを雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値に変換する。ステップＳ６は、強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔを形成するために雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値のタップを位相調整する。
【００２２】
図４は、本発明による方法の実施形態を示したフローチャートである。ステップＳ１１では、原チャネル推定値Ｈｉｎは、図５に示されるように、（ｍ−１）Ｎ個のゼロによってゼロパディングされる（本実施例では、ｍ＝３が仮定される）。ステップＳ１２は、その後、オーバーサンプリング・レートｍによる乗算がゼロパディング後に時間領域内で同じ電力を維持することになる（この乗算は、選択的であり、対応する補償がプロセスの後の段階、例えば、後述される最後のステップＳ２２でも実行できる）として、
に従って、ゼロパディングされたチャネル推定値にｍ・Ｎ点ＩＤＦＴを実行する。図６は、ゼロパディングされた原チャネル推定値ＨｉｎのＩＤＦＴｈの電力分布を示す。
【００２３】
記載されたステップＳ１１＋Ｓ１２は、図３のステップＳ１の１つの可能な実施を示す。別の可能性は、雑音のある時間領域チャネル推定値を形成し、雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングし、ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するために、雑音のある時間領域チャネル推定値ＨｉｎにＮ点ＩＤＦＴを実行することである。
【００２４】
図４のステップ１３は、
であり、
が天井関数であり、
が床関数であるとして、
に従って、時間領域チャネル推定値ｈをｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉにデインターリーブする。
結果として得られるサブベクトルｈ−１、ｈ０、ｈ１の電力分布は、図７ａ〜図７ｃに示される。
【００２５】
サブベクトルｈｉは、＊が巡回畳み込みを表すとして、ＨｉｎのＮ点ＩＤＦＴに対応するｈ０の端数シフトｉ／ｍによる巡回シフト版、すなわち、
と考えられることがある。
【００２６】
ステップＳ１４は、個々のサブベクトルｈｉのピーク電力タップの位置ｎｍａｘ，ｉを決定する。好ましくは、ピーク探索は、システム遅延が巡回プレフィックス（ＣＰ）の長さの範囲内であると仮定して、ｎ＝［０，Ｌ］かつｎ＝［Ｎ−Ｌ，Ｎ−１］に限定される。ここで、Ｌは、ＣＰの等価長でもよい仮定チャネル長である。実施例では、Ｌ＝２が使用されている。
【００２７】
ステップＳ１５は、
に従って個々のサブベクトルｈｉの雑音レベルεｉを推定し、すなわち、ピーク領域の外側にあるタップの平均電力を決定する。
【００２８】
式（４）において、εｉは、雑音および漏洩の電力である。したがって、漏洩が多いほど、εｉが大きくなり、推定チャネル電力が小さくなる。
【００２９】
アップリンク・マルチユーザ・マルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）が可能にされた場合、式（４）中の上記の雑音位置Ｌ＜ｍｏｄ（ｎ−ｎｍａｘ，ｉ，Ｎ）＜Ｎ−Ｌは、ＭＵ−ＭＩＭＯに起因して巡回シフトされた基準信号系列によって占有された位置を除くために応じて調整されるべきである。
【００３０】
ステップＳ１６は、有効チャネルパスを捕捉するためにｉの個々の値の閾値を設定する。閾値は、Ｔεｉに設定され、ここで、Ｔは定数であり、最良性能を達成するためにシミュレーションから取得できる。典型的な実施例として、Ｔ＝２であるが、一般に、Ｔは、区間［１．５，２．５］内の値を有している。
【００３１】
閾値Ｔεｉが設定された後、ステップＳ１７は、
に従ってｈｉ内の雑音のあるタップを抑圧する。
【００３２】
このステップは、それぞれの雑音閾値Ｔεｉを下回る電力をもち、決定されたそれぞれの位置ｎｍａｘ，ｉからチャネル長Ｌの範囲内に配置されたタップ（巡回の意味では、タップＮ−１は、タップ０に隣接している）と、決定されたそれぞれの位置ｎｍａｘ，ｉからチャネル長Ｌの範囲内に配置されていないタップとを抑圧するが、ピーク電力タップはそのままにしておく。取得されたサブベクトルｈ’−１、ｈ’０、ｈ’１の電力分布は、図８ａ〜図８ｃに示される。それぞれのピーク電力タップの周りの十分に強いタップだけが抑圧を切り抜けることに注意する。
【００３３】
ステップＳ１８は、
として、個々の信号ベクトルｈ’ｉの信号電力Ｐ’ｉを推定する。
【００３４】
ステップＳ１９は、
として、個々のサブベクトルｈ’ｉの信号対雑音比（ＳＮＲ）を計算する。
【００３５】
ステップＳ２０は、最大ＳＮＲ γｉを有しているサブベクトルｈ’ｉ０、すなわち、
を選択する。
【００３６】
ステップＳ２１は、
に従って、選択されたサブベクトルｈ’ｉ０（実施例では、ｉ０＝−１）にＮ点ＤＦＴを実行する。
【００３７】
ｈ’ｉ０は、端数シフトｉ０／ｍによるｈ０の巡回シフト版であるため、周波数領域内の位相回転がこの時間シフトを補償するためにＨ’のタップに加えられる。このように、ステップＳ２２は、
に従って、Ｈ’のタップを位相調整する。
【００３８】
この強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔの電力スペクトルは、図２に示される。
【００３９】
強化されたチャネル推定値Ｈｏｕｔは、チャネル推定値を必要とするデータ復調および他の目的のため使用されることになる。推定されたシステム遅延は、ｎｍａｘ，ｉ０＋ｉ０／ｍである。
【００４０】
（仮想）オーバーサンプリング・レートｍの選択に関して、高オーバーサンプリング・レートは、システム性能のためいつでも優れているが、計算複雑性を増大する。このように、性能と費用とのトレードオフが好ましい。
【００４１】
狭いユーザ帯域幅および高いＳＮＲ動作レベルは、チャネル電力漏洩によって引き起こされた信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）劣化を最小限に抑えるために高オーバーサンプリング・レートを必要とする。典型的に、より高次の変調、および、より高い符号化率は、高ＳＮＲを必要とし、単一のアンテナの場合、例えば、専用室内システムにおけるアンテナ１本当たりのＳＮＲは、多重受信アンテナの場合のＳＮＲより高い。
【００４２】
所定のＳＮＲとユーザ帯域幅（Ｎの値に対応する）とに関して、オーバーサンプリング・レートｍに対するチャネル電力漏洩に起因したＳＩＮＲ劣化は、
として、
のように計算されることがある。
【００４３】
上記計算は、異なるオーバーサンプリング・レートｍに対し実行されることがある。ＳＩＮＲ劣化要件、すなわち、劣化が定義済みの値より高くないことを満たす最小オーバーサンプリング・レートは、所定のＳＮＲおよびユーザ帯域幅に対する仮想オーバーサンプリング・レートｍになるように選択される。最適オーバーサンプリング・レートのルックアップテーブルは、テーブルへのインデックスとしてのＳＮＲおよびユーザ帯域幅（Ｎによって表現される）に応じて構築されることがあり得る。
【００４４】
図９は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置を含む無線受信機、本実施例では、ＬＴＥ受信機を示したブロック図である。アンテナ受信アップリンク信号は、信号をベースバンドにダウン変換し、復調器１２に転送する無線機１０に接続される。復調器１２は、受信されたシンボルを変調されたデータシンボルに変換し、変調されたデータシンボルは、ビットソフト値にデマッピングされる。デマッピング後、復調器１２は、ビットソフト値を復号器１４に転送し、復号器は、ビットソフト値を復号化する。復調器１２は、等化器１８に接続されたチャネル推定器１６を含む。等化器１８からの変調された等化されたデータシンボルは、デマッピング器２０に転送され、デマッピング器は、データシンボルをビットソフト値にデマッピングする。チャネル推定値１６は、本発明による周波数領域チャネル推定器２２と雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置２４とを含む。推定器２２は、雑音のある周波数領域チャネル推定値を発生し、この雑音のある周波数領域チャネル推定値は、前述の原理によるエンハンサ装置２４により強化される。
【００４５】
図１０は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置２４の実施形態を示したブロック図である。エンハンサ装置２４は、雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎを整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値ｈに変換するために構成されたオーバーサンプラ３０を含む。オーバーサンプラ３０は、時間領域チャネル推定値ｈをｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉに分割するために構成されたデインターリーバ３２に接続される。デインターリーバ３２は、ｍ個の雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉを形成するために、個々のデインターリーブされたサブベクトルｈｉからの雑音のあるタップを抑圧するために構成されたサプレッサ３４に接続される。サプレッサ３４は、最大信号対雑音比γｉと関連付けられた雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉ０を選択するために構成されたセレクタ３６に接続される。セレクタ３６は、選択された雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉ０を雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値Ｈ’に変換するために構成された離散フーリエ変換器３８に接続される。離散フーリエ変換器３８は、強化された周波数領域チャネル推定値Ｈｏｕｔを形成するために、雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値Ｈ’のタップを位相調整するために構成された移相器４０に接続される。図示された実施形態では、セレクタ３６によって使用された雑音レベルεｉは、サプレッサ３４から取得され、このサプレッサは、閾値Ｔεｉを設定するためにこれらの雑音レベルを既に決定している。セレクタ３６は、選択されたインデックスｉ０を移相器４０にさらに転送する。
【００４６】
図１１は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラ３０の実施形態のブロック図である。オーバーサンプラ３０の本実施形態は、雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎを（ｍ−１）・Ｎ個のゼロでゼロパディングするために構成されたゼロパディング器４２を含む。ゼロパディング器４２は、ゼロパディングされた雑音のある周波数領域チャネル推定値Ｈｉｎにｍ・Ｎ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されたＩＤＦＴ４４に接続される。
【００４７】
図１２は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるオーバーサンプラ３０の別の実施形態のブロック図である。オーバーサンプラ３０の本実施形態は、雑音のある周波数領域チャネル推定値ＨｉｎにＮ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されたＩＤＦＴ４６を含む。ＩＤＦＴ４６は、雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングするために構成されたゼロパディング器４８に接続される。ゼロパディング器４８は、ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するために構成された低域通過フィルタ５０に接続される。
【００４８】
図１３は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるサプレッサ３４の実施形態のブロック図である。サプレッサ３４の本実施形態は、個々のインターリーブされたサブベクトルｈｉのピーク電力タップのそれぞれの位置を決定するために構成された位置検出器５２を含む。位置検出器５２は、個々のサブベクトルｈｉのそれぞれの雑音閾値Ｔεｉを検出するために構成された閾値検出器５２に接続される。閾値検出器５４は、それぞれの雑音閾値Ｔεｉを下回る電力をもち、決定されたそれぞれの位置から所定のチャネル長Ｌの範囲内に配置されたタップ（巡回の意味では、タップＮ−１は、タップ０に隣接している）と、決定されたそれぞれの位置からチャネル長Ｌの範囲内に配置されていないタップとを抑圧するが、ピーク電力タップはそのままにしておくために構成されたタップ雑音サプレッサ５６に接続される。
【００４９】
図１４は、本発明による雑音のある周波数領域チャネル推定値エンハンサ装置で使用されることがあるセレクタ３６の実施形態のブロック図である。セレクタ３６の本実施形態は、個々の雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉのそれぞれの総電力指標を推定するために構成された電力推定器５８を含む。電力推定器５８は、対応する推定信号電力指標Ｐ’ｉおよび対応する推定雑音レベル推定値εｉに基づいて、個々の雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉと関連付けられたＳＮＲγｉを決定するために構成されたＳＮＲ計算器６０に接続される。ＳＮＲ計算器６０は、最大計算ＳＮＲγｉと関連付けられた雑音抑圧サブベクトルｈ’ｉ０を選択するために構成されたサブベクトルセレクタ６２に接続される。
【００５０】
前述の様々なブロックおよび方法ステップの機能は、典型的に、対応するソフトウェアを動かす１台もしくは数台のマイクロプロセッサまたはマイクロ／信号プロセッサ組み合わせ体に基づいている。ＤＦＴおよびＩＤＦＴは、典型的に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）によって個々に実行される。
【００５１】
本発明の仮想オーバーサンプリングベースの強化方法を試験するために、仮想オーバーサンプリングの有無を問わずに、チャネル推定値がシミュレーションを用いて比較された。シミュレーションパラメータは、以下の通りであった。
【００５２】
図１５は、本発明によるオーバーサンプリングを用いる場合のＬＳチャネル推定値とオーバーサンプリングを用いない場合のＬＳチャネル推定値とを比較する。シミュレーションは、３ＧＰＰ ＥＴＵモデルと、１つのＲＢチャネルおよび２つのアンテナの使用とに基づいている。例えば、所定のブロック誤り率（ＢＬＥＲ）０．０１に対し、仮想オーバーサンプリングを用いる場合のチャネル推定値は、仮想オーバーサンプリングを用いない場合のチャネル推定値を下回る大きさが１ｄＢより大きいＳＮＲを容認可能である。図１５からさらに分かることは、より高いＳＮＲで、仮想オーバーサンプリングを用いない場合の性能は、不正確なチャネル推定に起因して、ＢＬＥＲフロアに接近するが、仮想オーバーサンプリングを用いる場合の性能は、ＢＬＥＲフロアに接近しないことである。理想的なチャネル推定値と、理想的な雑音および干渉電力推定値を用いる場合の理想的な性能もまた基準として表される。
【００５３】
図１６は、ＤＣＴ法によって取得された（３ＧＰＰ ＥＶＡ５モデルに基づく）理想的ではないチャネル推定値に対する未加工ビット誤り率（ｒａｗＢＥＲ）を、非特許文献３を参照のこと、本発明により強化されたチャネル推定値と比較する。シミュレーションは、１つのＲＢチャネルおよび２つのアンテナの使用に基づいている。理想的なチャネル推定値と理想的な雑音および干渉電力推定値とを用いる場合の理想的な性能は、同様に基準として表される。
【００５４】
図１７は、ＤＣＴ法によって取得された（３ＧＰＰ ＥＶＡ５モデルに基づく）理想的ではないチャネル推定値に対するスループットを、非特許文献３を参照のこと、本発明により強化されたチャネル推定値と比較する。シミュレーションは、１つのＲＢチャネルと、２つのアンテナと、最大再送回数＝４との使用に基づいている。
【００５５】
図１６および図１７から、本発明による方法は、非特許文献３に記載されたＤＣＴ法に勝り、性能は、より高い仮想オーバーサンプリング・レートｍを用いる場合に一層優れていることが分かる。さらに、本発明による方法の時間領域結果は、（ｉ０による）タイミングアドバンス推定を行うために直接的に使用され得るが、ＤＣＴアルゴリズムの時間領域結果は、使用され得ない。
【００５６】
雑音のある周波数領域（ＤＦＴベース）チャネル推定における仮想オーバーサンプリングの導入は、雑音およびチャネル電力漏洩の影響を著しく低減する。その結果として、チャネル推定値のＳＮＲおよびシステムの性能が改善される。
【００５７】
１個または少数個のＲＢが割り付けられたとき、オーバーサンプリングは、非特許文献２に記載されたＤＦＴだけのチャネル推定と比較して、チャネル推定性能を非常に改善する。
【００５８】
様々な変形および変更が特許請求の範囲によって定義された本発明の趣旨から逸脱することなく本発明に行われてもよいことが当業者によって理解されるであろう。
【００５９】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を強化する方法であって、
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値（ｈ）に変換するステップ（Ｓ１）と、
前記時間領域チャネル推定値（ｈ）をｍ個のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に分割するステップ（Ｓ２）と、
ｍ個の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）を形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）から雑音のあるタップを抑圧するステップ（Ｓ３）と、
最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するステップ（Ｓ４）と、
前記選択された雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）に変換するステップ（Ｓ５）と、
強化された周波数領域チャネル推定値（Ｈｏｕｔ）を形成するために前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）のタップを位相調整するステップ（Ｓ６）とを含む方法。
【請求項２】
前記抑圧するステップ（Ｓ３）は、
個々のインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に対するピーク電力タップのそれぞれの位置を決定するステップ（Ｓ１４）と、
個々のサブベクトル（ｈｉ）に対するそれぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を設定するステップ（Ｓ１５＋Ｓ１６）と、
前記ピーク電力タップをそのままにしながら、前記それぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を下回る電力をもち、前記決定されたそれぞれの位置から所定のチャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されたタップと、前記決定されたそれぞれの位置から前記チャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されていないタップとを抑圧するステップ（Ｓ１７）とを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記位相調整するステップは、
ｋがタップインデックスであり、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
ｉ０が前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）におけるピーク位置であるとして、
に従って、前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）のタップＨ’ｋを移相するステップを含む、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記選択するステップ（Ｓ４）は、
個々のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に対するそれぞれの雑音レベル指標（εｉ）を推定するステップ（Ｓ１５）と、
個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）に対するそれぞれの総電力指標を推定するステップ（Ｓ１８）と、
対応する前記推定された総電力指標および対応する前記推定された雑音レベル指標（εｉ）に基づいて、個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）と関連付けられた信号対雑音比（γｉ）を計算するステップ（Ｓ１９）と、
計算された最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するステップ（Ｓ２０）とを含む、請求項１から３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
前記分割するステップ（Ｓ２）は、
であり、
Ｎが前記周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
が天井関数であり、
が床関数であるとして、
に従ってｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉを形成するステップを含む、請求項１から４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
前記変換するステップ（Ｓ１）は、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数である、雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を（ｍ−１）・Ｎ個のゼロでゼロパディングするステップと、
ゼロパディングされた雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にｍ・Ｎ点離散フーリエ逆変換を実行するステップとを含む、請求項１から５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記変換するステップ（Ｓ１）は、
雑音のある時間領域チャネル推定値を形成するために、Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であるとして、前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にＮ点離散フーリエ逆変換を実行するステップと、
前記雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングするステップと、
前記ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するステップとを含む、請求項１から５のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）は、ＯＦＤＭチャネルから取得される、請求項１から７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）は、線形最小平均二乗誤差推定値であるとする、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）エンハンサ装置（２４）であって、
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値（ｈ）に変換するために構成されているオーバーサンプラ（３０）と、
前記時間領域チャネル推定値（ｈ）をｍ個のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に分割するために構成されているデインターリーバ（３２）と、
ｍ個の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）を形成するために、個々のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）から雑音のあるタップを抑圧するために構成されているサプレッサ（３４）と、
最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するために構成されているセレクタ（３６）と、
前記選択された雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）に変換するために構成されている離散フーリエ変換器（３８）と、
強化された周波数領域チャネル推定値（Ｈｏｕｔ）を形成するために、前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）のタップを位相調整するために構成されている移相器（４０）とを含むエンハンサ装置（２４）。
【請求項１１】
前記サプレッサ（３４）は、
個々のインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に対するピーク電力タップのそれぞれの位置を決定するために構成されている位置検出器（５２）と、
個々のサブベクトル（ｈｉ）に対するそれぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を検出するために構成されている閾値検出器（５４）と、
前記ピーク電力タップをそのままにしながら、前記それぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を下回る電力をもち、前記決定されたそれぞれの位置から所定のチャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されたタップと、前記決定されたそれぞれの位置から前記チャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されていないタップとを抑圧するために構成されているタップ雑音サプレッサ（５６）とを含む、請求項１０に記載のエンハンサ装置。
【請求項１２】
前記移相器（４０）は、
ｋがタップインデックスであり、
Ｎが前記周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
ｉ０が前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）におけるピーク位置であるとして、
に従って、前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）の前記タップＨ’ｋを移相するために構成されている、請求項１０または１１に記載のエンハンサ装置。
【請求項１３】
前記セレクタ（３６）は、
個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）に対するそれぞれの総電力指標を推定するために構成されている電力推定器（５８）と、
対応する前記推定された総電力指標および対応する推定された雑音レベル指標（εｉ）に基づいて、個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）と関連付けられた信号対雑音比（γｉ）を決定するために構成されている信号対雑音比計算器（６０）と、
計算された最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するために構成されているサブベクトルセレクタ（６２）とを含む、請求項１０から１２のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１４】
前記デインターリーバ（３２）は、
であり、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
が天井関数であり、
が床関数であるとして、
に従ってｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉを形成するために構成されている、請求項１０から１３のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１５】
前記オーバーサンプラ（３０）は、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であるとして、前記雑音のある時間領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）に（ｍ−１）・Ｎ個のゼロをパディングするために構成されているゼロパディング器（４２）と、
前記ゼロパディングされた雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にｍ・Ｎ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されている離散フーリエ逆変換器（４４）とを含む、請求項１０から１４のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１６】
前記オーバーサンプラ（３０）は、
雑音のある時間領域チャネル推定値を形成するために、Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であるとして、前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にＮ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されている離散フーリエ逆変換器（４６）と、
前記雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングするために構成されているゼロパディング器（４８）と、
前記ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するために構成されている低域通過フィルタ（５０）とを含む、請求項１０から１４のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１７】
請求項１０から１６のいずれかに記載の雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）エンハンサ装置（２４）を含む無線通信システム受信機。
【請求項１】
雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を強化する方法であって、
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値（ｈ）に変換するステップ（Ｓ１）と、
前記時間領域チャネル推定値（ｈ）をｍ個のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に分割するステップ（Ｓ２）と、
ｍ個の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）を形成するために個々のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）から雑音のあるタップを抑圧するステップ（Ｓ３）と、
最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するステップ（Ｓ４）と、
前記選択された雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）に変換するステップ（Ｓ５）と、
強化された周波数領域チャネル推定値（Ｈｏｕｔ）を形成するために前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）のタップを位相調整するステップ（Ｓ６）とを含む方法。
【請求項２】
前記抑圧するステップ（Ｓ３）は、
個々のインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に対するピーク電力タップのそれぞれの位置を決定するステップ（Ｓ１４）と、
個々のサブベクトル（ｈｉ）に対するそれぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を設定するステップ（Ｓ１５＋Ｓ１６）と、
前記ピーク電力タップをそのままにしながら、前記それぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を下回る電力をもち、前記決定されたそれぞれの位置から所定のチャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されたタップと、前記決定されたそれぞれの位置から前記チャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されていないタップとを抑圧するステップ（Ｓ１７）とを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記位相調整するステップは、
ｋがタップインデックスであり、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
ｉ０が前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）におけるピーク位置であるとして、
に従って、前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）のタップＨ’ｋを移相するステップを含む、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記選択するステップ（Ｓ４）は、
個々のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に対するそれぞれの雑音レベル指標（εｉ）を推定するステップ（Ｓ１５）と、
個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）に対するそれぞれの総電力指標を推定するステップ（Ｓ１８）と、
対応する前記推定された総電力指標および対応する前記推定された雑音レベル指標（εｉ）に基づいて、個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）と関連付けられた信号対雑音比（γｉ）を計算するステップ（Ｓ１９）と、
計算された最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するステップ（Ｓ２０）とを含む、請求項１から３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
前記分割するステップ（Ｓ２）は、
であり、
Ｎが前記周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
が天井関数であり、
が床関数であるとして、
に従ってｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉを形成するステップを含む、請求項１から４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
前記変換するステップ（Ｓ１）は、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数である、雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を（ｍ−１）・Ｎ個のゼロでゼロパディングするステップと、
ゼロパディングされた雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にｍ・Ｎ点離散フーリエ逆変換を実行するステップとを含む、請求項１から５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記変換するステップ（Ｓ１）は、
雑音のある時間領域チャネル推定値を形成するために、Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であるとして、前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にＮ点離散フーリエ逆変換を実行するステップと、
前記雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングするステップと、
前記ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するステップとを含む、請求項１から５のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）は、ＯＦＤＭチャネルから取得される、請求項１から７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）は、線形最小平均二乗誤差推定値であるとする、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）エンハンサ装置（２４）であって、
前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）を整数倍率ｍによって仮想オーバーサンプリングされた時間領域チャネル推定値（ｈ）に変換するために構成されているオーバーサンプラ（３０）と、
前記時間領域チャネル推定値（ｈ）をｍ個のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に分割するために構成されているデインターリーバ（３２）と、
ｍ個の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）を形成するために、個々のデインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）から雑音のあるタップを抑圧するために構成されているサプレッサ（３４）と、
最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するために構成されているセレクタ（３６）と、
前記選択された雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）に変換するために構成されている離散フーリエ変換器（３８）と、
強化された周波数領域チャネル推定値（Ｈｏｕｔ）を形成するために、前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）のタップを位相調整するために構成されている移相器（４０）とを含むエンハンサ装置（２４）。
【請求項１１】
前記サプレッサ（３４）は、
個々のインターリーブされたサブベクトル（ｈｉ）に対するピーク電力タップのそれぞれの位置を決定するために構成されている位置検出器（５２）と、
個々のサブベクトル（ｈｉ）に対するそれぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を検出するために構成されている閾値検出器（５４）と、
前記ピーク電力タップをそのままにしながら、前記それぞれの雑音閾値（Ｔεｉ）を下回る電力をもち、前記決定されたそれぞれの位置から所定のチャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されたタップと、前記決定されたそれぞれの位置から前記チャネル長（Ｌ）の範囲内に配置されていないタップとを抑圧するために構成されているタップ雑音サプレッサ（５６）とを含む、請求項１０に記載のエンハンサ装置。
【請求項１２】
前記移相器（４０）は、
ｋがタップインデックスであり、
Ｎが前記周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
ｉ０が前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）におけるピーク位置であるとして、
に従って、前記雑音抑圧予備周波数領域チャネル推定値（Ｈ’）の前記タップＨ’ｋを移相するために構成されている、請求項１０または１１に記載のエンハンサ装置。
【請求項１３】
前記セレクタ（３６）は、
個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）に対するそれぞれの総電力指標を推定するために構成されている電力推定器（５８）と、
対応する前記推定された総電力指標および対応する推定された雑音レベル指標（εｉ）に基づいて、個々の雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ）と関連付けられた信号対雑音比（γｉ）を決定するために構成されている信号対雑音比計算器（６０）と、
計算された最大信号対雑音比（γｉ）と関連付けられた雑音抑圧サブベクトル（ｈ’ｉ０）を選択するために構成されているサブベクトルセレクタ（６２）とを含む、請求項１０から１２のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１４】
前記デインターリーバ（３２）は、
であり、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であり、
が天井関数であり、
が床関数であるとして、
に従ってｍ個のデインターリーブされたサブベクトルｈｉを形成するために構成されている、請求項１０から１３のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１５】
前記オーバーサンプラ（３０）は、
Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であるとして、前記雑音のある時間領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）に（ｍ−１）・Ｎ個のゼロをパディングするために構成されているゼロパディング器（４２）と、
前記ゼロパディングされた雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にｍ・Ｎ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されている離散フーリエ逆変換器（４４）とを含む、請求項１０から１４のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１６】
前記オーバーサンプラ（３０）は、
雑音のある時間領域チャネル推定値を形成するために、Ｎが前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）におけるタップの総数であるとして、前記雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）にＮ点離散フーリエ逆変換を実行するために構成されている離散フーリエ逆変換器（４６）と、
前記雑音のある時間領域チャネル推定値の個々のサンプルの後にｍ−１個のゼロをパディングするために構成されているゼロパディング器（４８）と、
前記ゼロパディングされた雑音のある時間領域チャネル推定値を低域通過濾波するために構成されている低域通過フィルタ（５０）とを含む、請求項１０から１４のいずれかに記載のエンハンサ装置。
【請求項１７】
請求項１０から１６のいずれかに記載の雑音のある周波数領域チャネル推定値（Ｈｉｎ）エンハンサ装置（２４）を含む無線通信システム受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７ａ】
【図７ｂ】
【図７ｃ】
【図８ａ】
【図８ｂ】
【図８ｃ】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７ａ】
【図７ｂ】
【図７ｃ】
【図８ａ】
【図８ｂ】
【図８ｃ】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公表番号】特表２０１３−５２０１１３（Ｐ２０１３−５２０１１３Ａ）
【公表日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−５５３１６６（Ｐ２０１２−５５３１６６）
【出願日】平成２２年２月１７日（２０１０．２．１７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＣＮ２０１０／０００２１５
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／１００８５８
【国際公開日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＷＣＤＭＡ
２．ＬＴＥ
【出願人】（５９８０３６３００）テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） (2,266)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月１７日（２０１０．２．１７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＣＮ２０１０／０００２１５
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／１００８５８
【国際公開日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＷＣＤＭＡ
２．ＬＴＥ
【出願人】（５９８０３６３００）テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） (2,266)
【Ｆターム（参考）】
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