パルス信号発生装置、及びそのための係数設定装置
【課題】出力信号の立ち上がりと立ち下がりが極めて短時間（例えば1マイクロ秒以内）で滑らかに振幅制御され、スプリアスやレンジサイドローブが抑圧され且つ遅延や歪みが低減されたパルス信号を発生すること。
【解決手段】周波数が中心周波数ωを中心として上側ω＋Ω及び下側ω−Ωに対称に異なり、振幅が一定のディジタルシンセサイザの信号を、中心周波数、上側周波数、下側周波数を重み付けして、複数合成することによって振幅制御された信号を得る。
【解決手段】周波数が中心周波数ωを中心として上側ω＋Ω及び下側ω−Ωに対称に異なり、振幅が一定のディジタルシンセサイザの信号を、中心周波数、上側周波数、下側周波数を重み付けして、複数合成することによって振幅制御された信号を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルスレーダ装置で使用される送信パルス等の振幅が制御されたパルス信号を発生するパルス信号発生装置、及びそのパルス信号発生装置の係数を設定するための係数設定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルスレーダ装置では、送信機から、高周波の送信周波数信号が短い時間幅のパルス状に変調された送信パルス信号が発生され、その送信パルス信号をアンテナを介して外部へ送信し、外部の物標などからの反射信号をアンテナで受信して、物標の距離、方位、移動速度などを測定する。
【０００３】
この送信パルス信号等のパルス信号の作成方法としてディジタルシンセサイザを使用することが行われている。ディジタルシンセサイザは、ディジタル生成される位相信号から高周波数信号波形を生成する方式を用いているから、信号波形の位相を容易に制御でき, 位相情報を必要とする信号処理システムで使用されている。
【０００４】
ディジタルシンセサイザは、基本構成を示す図１４のように瞬時位相から波形関数に変換することによって信号を生成する仕組みになっている（非特許文献１）。図１４において、ある定められた周期にて、位相の増分がディジタルの形態で加算器１１に入力される。その入力に同期して、位相レジスタ１２の値に位相増分を加算することによって位相レジスタの値を更新し、その時点での瞬時位相を得る。その瞬時位相の値を用いて、メモリに格納された波形テーブル１４から波形関数の瞬時値を得て、波形関数変換器１５から波形関数を出力する。
【０００５】
波形テーブル１４は、与えられた位相から波形関数の瞬時値を得るためのメモリ領域であり、通常は、正弦関数の値が格納されている。この波形テーブル１４と波形関数変換器１５による波形生成は、位相レジスタ１２の値即ち瞬時位相を波形テーブル（ＲＯＭなど）１４のアドレスとして与え、当該アドレスから値を読み出すことによって正弦波を得る。勿論、通常の波形生成と同様に、出力される正弦波の位相が一巡すると、位相レジスタ１２の値が指定するアドレスはリセットされる。
【０００６】
波形テーブル１４を参照して得られた、ディジタルの波形関数値はＤＡ変換器１８で参照電圧に基づいてアナログ信号に変換される。変換されたアナログ信号は、図１４のように階段状信号であるので、低域通過フィルタ１９に通して平滑化することによって所望のアナログ波形の出力波形関数（出力信号）を得る。この出力信号を、所定期間Ｔだけ連続して発生させることによって、パルス幅Ｔのパルス信号を生成する。
【０００７】
入力する位相増分の値は、生成するパルス信号の周波数を定義する量である。例えば、図１４の信号例では、位相増分を一定値にしているため、出力信号は一定周波数をもつ正弦波である。これに対し、位相増分が時間に対して線形増加、もしくは、線形減少するように入力すれば、ＦＭ−ＣＷレーダ等で使用される線形周波数変調波を得ることができる。
【０００８】
また、ディジタルシンセサイザを用いて位相変調波を生成することができる。図１５は、図１４の位相レジスタ１２と出力側に加算器１３を設けて、位相レジスタ１２の瞬時位相にディジタル変調信号を加算してその加算器１３の出力を新たな瞬時位相とするものである。このディジタル変調信号として、例えば２値信号、４値信号などを用いて瞬時位相を不連続に切り替えることによりディジタル位相変調を実現することもできる。
【０００９】
以上に述べたように、基本的なディジタルシンセサイザは瞬時位相から波形を生成する構成のため、信号周波数を自由に制御することができるが、出力信号の信号振幅は常に一定である。ところが、図１６のようにＤＡ変換器１８の参照電圧を制御することによって、ディジタルシンセサイザの出力信号を振幅変調をすることができる。図１６は、図１４，図１５のＤＡ変換器１８の参照電圧Ｖｒｅｆを、オペアンプＯＰ１と抵抗器からなる反転回路と、オペアンプＯＰ２と抵抗器から構成され、反転された参照電圧に変調信号Ｖｍを加算する加算回路によって、アナログ信号の形態で入力される変調信号Ｖｍを参照電圧Ｖｒｅｆに重畳させて、変調参照電圧（Ｖｒｅｆ−Ｖｍ）を得ている。変調参照電圧は、ＤＡ変換器の変換スケールを制御する電圧であるので、同一の波形関数値が入力されたとしても、変調参照電圧に比例して、出力信号の電圧値が変化することになる。すなわち、入力されたアナログ信号Ｖｍによって、ディジタルシンセサイザの出力信号が振幅変調を受けることになる。
【非特許文献１】ＥＤＮ Ｊａｐａｎ “ＤＤＳを駆使、高精度・高純度の正弦波発振器を実現する”、［ｏｎｌｉｎｅ］、Ｒｅｅｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｇｒｏｕｐ、「平成１９年２月２７日検索」、インターネット〈ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｄｎｊａｐａｎ．ｃｏｍ／ｃｏｎｔｅｎｔ／ｉｓｓｕｅ／２００５／０９／ｃｏｎｔｅｎｔ０３．ｈｔｍｌ〉
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ディジタルシンセサイザによって発生される出力信号は、その位相が制御できるから、位相信号を取り扱う応用例が比較的容易に実施できるようになってきている。パルスレーダ装置においてもパルス信号内の位相情報を使用することによって、パルス圧縮や位相信号を用いた積分処理によって信号対雑音比を向上し、より遠方の物標が探知可能になる、といった利点がある。
【００１１】
一方、立ち上がりが速いパルス信号は、周波数領域で見たとき、サイドローブの減衰が小さいためスプリアスを生じやすい。また、速い立ち上がりは、電力増幅器などで歪んでしまうため、パルス圧縮レーダではパルスの立ち上がりと立ち下りの部分で、相関ずれを起こしやすいためレンジサイドローブが現れてしまう。レーダ装置の送信パルス幅は数マイクロ秒より短いものがあるため、スプリアスやレンジサイドローブに関する問題を解決するためには、ディジタルシンセサイザで生成する信号を例えば1マイクロ秒以内の短時間で安定して振幅変調することが必要となる。
【００１２】
図１６の回路構成によって、振幅変調した出力信号をディジタルシンセサイザから得ることは一応可能である。しかし、パルスレーダ装置などで扱う数マイクロ秒以下の幅狭のパルス信号を得る場合に、図１６の回路構成を用いた出力信号に対する振幅制御では、参照電圧を極めて短時間 (例えば、1マイクロ秒以内)で大きく変更する（高レベルから低レベルへ、あるいは低レベルから高レベルへ）ことになるから、ＤＡ変換器などで比較的大きな遅延や歪みが生じて、予定された波形のパルス信号を得ることは困難であった。
【００１３】
そこで、本発明は、ディジタルシンセサイザによって発生される出力信号の位相が制御できる利点を生かしつつ、その出力信号の立ち上がりと立ち下がりが極めて短時間（例えば1マイクロ秒以内）で滑らかに振幅制御され、スプリアスやレンジサイドローブが抑圧され且つ遅延や歪みが低減されたパルス信号を発生するパルス信号発生装置を提供することを目的とする。また、そのパルス信号発生装置の係数を設定するための係数設定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１に記載のパルス信号発生装置は、所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置において、
一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏから前記所定時間幅Ｔで任意数ｉを除した値に比例した第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）を減算した第ｉ下側周波数ｆｏ−ｉ／Ｔに対応した第ｉ下側周波数用位相増分を入力する第ｉ下側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ下側周波数用位相増分を第ｉ下側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ下側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ下側周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記第ｉ下側周波数用瞬時位相を第ｉ下側周波数用波形関数値に変換する第ｉ下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ下側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏに前記第ｉ周波数を加算した第ｉ上側周波数ｆｏ＋ｉ／Ｔに対応した第ｉ上側周波数用位相増分を入力する第ｉ上側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ上側周波数用位相増分を第ｉ上側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ上側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ上側周波数用瞬時位相を、前記第ｉ下側周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ上側周波数用波形関数値に変換する第ｉ上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ上側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記第ｉ下側周波数用波形関数値に第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ下側周波数用出力信号と、前記第ｉ上側周波数用波形関数値に前記第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを含むことを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載の係数設定装置は、請求項１に記載の所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置のための、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値、第ｉ周波数用重み値を含む係数を設定するための係数設定装置であって、
与えられた前記所定包絡線形状を前記所定時間幅Ｔに対応する時間範囲で、送信パルス幅から決定される離散的な周波数のそれぞれに対する振幅と初期位相を計算する複素フーリエ変換手段と、
該複素フーリエ変換手段で計算された振幅を格納し、それら振幅を前記第ｉ周波数用重み値として設定するための振幅レジスタと、
前記複素フーリエ変換手段で計算された位相を格納し、それら位相を前記第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値として設定するための位相レジスタと、
前記所定出力周波数ｆｏと前記所定時間幅Ｔの逆数に比例した値ｉ／Ｔから得た位相増分を格納し、それら位相増分を前記第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分として設定するための位相増分レジスタとを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のパルス信号発生装置によれば、一定振幅の信号を生成するディジタルシンセサイザの出力信号をディジタル合成またはアナログ合成することによってパルス信号の振幅を滑らかに制御することができる。各シンセサイザが参照する波形テーブルは、振幅制御のための特別のテーブルを作成する必要はなく、位相を正弦関数に変換する普通のテーブルを流用するだけでよい。
【００１７】
また、本発明のパルス信号発生装置によればパルス信号の立ち上がりと立下りを滑らかにするように振幅を制御することによってスプリアスの抑圧が可能である。さらに、パルス圧縮レーダの信号生成器として応用すれば、電力増幅器での歪みが小さくなるようなパルス信号を生成できるため、装置内歪みが原因で生じるレンジサイドローブを抑制することができる。
【００１８】
本発明の係数設定装置によれば、計算される位相増分入力, 振幅レジスタの設定値, 位相レジスタの初期値等をレジスタに書き込むようにして、任意の包絡線形状を実現するための自動設定をすることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明のパルス信号発生装置及びそのための係数設定装置の実施例について説明する。
【００２０】
本発明のパルス信号発生装置は、図１４のような基本的なディジタルシンセサイザを複数個使用し、それぞれの出力信号をディジタルまたはアナログで合成することによって振幅制御されたパルス信号を得る。
【００２１】
まず、振幅制御されたパルス信号の生成方法について、図１を参照して、各ディジタルシンセサイザが生成する信号を合成して、ハニング窓関数に相当する振幅制御を実現する例について説明する。
【００２２】
例示として例えば、３つのシンセサイザ１〜３によって、それぞれ角周波数ω＋Ω（周波数１１．０ＭＨｚ）で振幅０．２５の出力信号ｆ１、角周波数ω（周波数１０．０ＭＨｚ）で振幅０．５の出力信号ｆ２、及び角周波数ω−Ω（周波数９．０ＭＨｚ）で振幅０．２５）の出力信号ｆ３を同時に生成した場合を考える。各シンセサイザ１〜３の出力信号を数式１で表して、それらを合成すると数式２となる。
【００２３】
【数１】
【００２４】
【数２】
【００２５】
得られた合成信号、即ち振幅制御されたパルス信号は、数式２で表現されるように、角周波数ωの正弦波を包絡線（１−ｃｏｓΩｔ）／２によって振幅制御した信号である。ここで、パルス信号の時間幅（送信時間）をＴとしたとき、Ω＝２π／Ｔとなるように各シンセサイザ１〜３の周波数を設定すれば、このパルス信号の包絡線はハニング窓の関数形状になっている。すなわち、周波数が中心周波数ωを中心として上側ω＋Ω及び下側ω−Ωに対称に異なり、振幅が一定の信号を中心周波数を１／２、上側周波数を１／４、下側周波数を１／４のように対称に重み付けして、複数合成することによって振幅制御された信号を得ることができる。この図１の例では、シンセサイザ１〜３の出力信号を加算回路４で合成した合成信号は、１０ＭＨｚで時間幅Ｔのハニング窓関数となる。図１の各波形図の横軸は時刻（μｓ）で、縦軸は振幅値である（なお、図３でも同様である）。
【００２６】
この図１の所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置は、次のように表現できる。
一定周期にて前記所定出力周波数ωに対応した出力周波数用位相増分を入力する出力周波数用位相増分入力手段と、前記出力周波数用位相増分を出力周波数用初期位相値を初期値とする出力周波数用位相レジスタに順次加算することによって出力周波数用瞬時位相を計算する出力周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記出力周波数用瞬時位相を出力周波数用波形関数値に変換する出力周波数用波形関数変換手段と、を含む出力周波数用ディジタルシンセサイザ２と、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ωから前記所定時間幅Ｔの逆数に比例した第１周波数を減算した第１下側周波数ω−２π／Ｔに対応した第１下側周波数用位相増分を入力する第１下側周波数用位相増分入力手段と、前記第１下側周波数用位相増分を第１下側周波数用初期位相値を初期値とする第１下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第１下側周波数用瞬時位相を計算する第１下側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第１下側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第１下側周波数用波形関数値に変換する第１下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第１下側周波数用ディジタルシンセサイザ３と、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ωに前記第１周波数を加算した第１上側周波数ω＋２π／Ｔに対応した第１上側周波数用位相増分を入力する第１上側周波数用位相増分入力手段と、前記第１上側周波数用位相増分を第１上側周波数用初期位相値を初期値とする第１上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第１上側周波数用瞬時位相を計算する第１上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第１上側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第１上側周波数用波形関数値に変換する第１上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第１上側周波数用ディジタルシンセサイザ１と、
前記出力周波数用波形関数値に出力周波数用重み値を掛けた出力周波数用出力信号と、前記第１下側周波数用波形関数値に第１周波数用重み値を掛けた第１下側周波数用出力信号と、前記第１上側周波数用波形関数値に前記第１周波数用重み値を掛けた第１上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを備える。
【００２７】
ハニング窓のように、立ち上がりと立下りが滑らかになる振幅制御をすることによって、信号の不連続性がなくなるため、このパルス信号を電力増幅器等で増幅した場合の歪みも少なくなる。また、窓関数を掛けたことによって、主帯域以外の周波数成分を抑圧できるため、不要周波数成分 (スプリアス) を低減することができる。
【００２８】
信号合成による振幅制御信号の生成は, 一定周波数以外の信号においても同様に実現することができる。つまり、図１の説明における各周波数ωは、定数でなくても問題はない。
【００２９】
例えば、図２に示すように、時間の経過とともに周波数が線形増加する出力信号（例、チャープ信号）を複数個用意し、それぞれの出力信号が同一の周波数増加速度をもち、互いに規定の周波数だけずれるように設定された出力信号を、図３のように合成することによって、振幅制御されたパルス信号を生成することができる。例えば、周波数偏移幅が２０ＭＨｚ、中心周波数がそれぞれ１１ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、９ＭＨｚで、時間軸上の幅が1マイクロ秒のパルス状の出力信号を合成すると、図３に示すようなハニング窓関数に相当する振幅制御を受けた線形周波数変調信号を得ることができる。線形周波数変調信号によるパルスはパルス圧縮方式のレーダ装置で使用されており、本発明を用いて振幅制御することによって、電力増幅器等によって増幅した信号にも歪みが少なくなり、レンジサイドローブの小さなパルス圧縮を実現できるようになる。
【００３０】
信号合成によって振幅制御を実現する場合、所望の包絡線形状から合成する各シンセサイザの出力信号の振幅と位相を算出することができる。その算出結果にしたがって各出力信号を合成する加算回路４を構成すれば、任意の形状の包絡線でパルス信号の振幅制御を実現することができる。
【００３１】
パルス信号（以下、送信パルス、とも言う）を送信する時刻を時刻０から時刻Ｔの時間帯に限定する。このとき、０≦ｔ≦Ｔなる時刻ｔに対して、送信パルスの包絡線がａ（ｔ）となるような、即ち、送信パルスがｆ（ｔ）＝ａ（ｔ）・ｃｏｓωｔ、となる関数形で表現されるような振幅制御は以下のように実現できる。
【００３２】
手順１：以下の数式３で表される複素係数ｃnを計算する。この複素係数ｃnは包絡線ａ（ｔ）の複素フーリエ変換である。ここで、ｉは虚数単位、ｎは任意の整数、さらに、Ω＝２π／Ｔ、である。また、以降の記述では、便宜上、添え字ｎを−∞から∞の範囲としているが、実装においては適当な範囲、例えば−５から５、に切り詰めるものとする。
【００３３】
【数３】
【００３４】
手順２：数式３で計算した複素係数ｃnを用いると、振幅が制御された所望の振幅変調信号ｆ（ｔ）は数式４で表される。ここで， 複素数ｃnの絶対値とは、ｃnの実部と虚部の自乗和の平方根であり、ａｒｇ（ｃn）はｃnの位相角、すなわち、ａｒｇ（ｃn）＝ｔａｎ−1（Ｉｍ（ｃn）／Ｒｅ（ｃn））である。つまり、所望の包絡線ａ（ｔ）の複素フーリエ変換ｃnの絶対値が角周波数ω＋ｎΩ成分の振幅、位相角ａｒｇ（ｃn）を初期位相として生成した各信号を合成すれば、所望の振幅変調信号を得ることができる。
【００３５】
【数４】
【００３６】
この手順１，２からなる手法により、所望の振幅制御が得られることを発明者が検証実験をしているので図４に例を示す。図４は、送信時間幅３マイクロ秒の線形周波数変調波パルスを、図４（ａ）の台形状の包絡線へ振幅制御する例を示している。図４（ｂ）の表は、包絡線のフーリエ変換によって算出した各周波数成分の振幅と位相を示している。ここでは所望の振幅制御を得るために添え字を −５から５までとっている。合成した結果は、図４（ｃ）の合成信号となり、所望の周波数制御ができていることが確認できる。
【００３７】
本発明のパルス信号発生装置の具体例を、複数の正弦波信号をディジタル合成する例を図５に、アナログ合成する例を図６に、それぞれ示している。
【００３８】
ディジタル合成する図５では、ｎ個のシンセサイザ（図１，図３では、３個，図４では、１１個）がクロック同期されている。シンセサイザの各構成要素は、従来の図１４−１６に用いられるものと同様のものであるので再度の説明は省略する。
【００３９】
入力される位相増分1から位相増分ｎは、各シンセサイザが生成する信号の周波数に比例する値である。一定周波数の信号を生成するのなら、位相増分には常に一定の値を入力すればよい。線形周波数変調波を生成する場合には、位相増分は時間とともに線形的に変化するような値を入力すればよい。また、位相レジスタ1２から位相レジスタｎ２は、信号を生成する前に初期位相が格納されているものとする。位相増分の入力クロックごとに位相レジスタは積算され、波形テーブルから現在の位相に対応する波形関数値を取り出す。波形テーブルは図５のように、すべてのシンセサイザが共有している。複数のシンセサイザが同一の波形テーブルを同時アクセスすることが困難であれば、波形テーブルをシンセサイザが１つずつもつ構成をとってもよい。生成された信号は乗算器１６〜ｎ６によって重み１〜重みｎを掛けられ、加算器１７，２７等でディジタル加算された後、アナログに変換される。なお、加算器は、ｎ個のシンセサイザの信号を同時に加算する多入力型の加算回路を用いることがよい。また、乗算する値（重み１〜重みｎ）を、設定レジスタとして随時書き換え可能な形態にして記憶する構成としていれば、乗算する値（重み１〜重みｎ）を書き換えて、使用する目的に対応して柔軟に包絡線形状を変更することが可能になる。
【００４０】
アナログ合成する図６では、クロック同期されたｎ個のシンセサイザの信号を、ＤＡ変換器１８〜ｎ８でアナログ変換し、低域通過フィルタ１９〜ｎ９で平滑した後、演算増幅器ＯＰ３と抵抗器Ｒ，Ｒ１〜Ｒｎを用いた加算回路で合成している。例えば、ｎ個のシンセサイザのアナログ信号を、それぞれｖ1，ｖ2，・・・ｖnとすると、図６における合成出力信号ｖは、数式５となるので、各アナログ信号の出力に接続された抵抗Ｒ１〜Ｒｎの逆数によって各信号が重み付けできる。
【００４１】
【数５】
【００４２】
この図６の例においても、抵抗Ｒ１〜Ｒｎが可変抵抗であれば、その抵抗値を変えることによって包絡線形状を変化させることが可能である。
【００４３】
なお、図５，図６において、各位相増分、各初期位相、各重みなどを格納するレジスタをそれぞれ設けて、例えば係数自動設定装置から供給される数値を格納することがよい。
【００４４】
これらのディジタル合成とアナログ合成の具体例を比較すると、例えば、ハニング窓のように信号の立ち上がりと立下りを滑らかにするような振幅制御をする場合には、ディジタル合成をする図５のほうが、ＤＡ変換器や後続の低域通過フィルタでの歪みがほとんど発生しないため、理想的な信号を得ることができる。よって、ディジタル合成のほうが理想的な振幅制御信号を得やすい。
【００４５】
それに対して、アナログ合成する図６では、振幅制御前の信号をＤＡ変換する段階または後続の低域フィルタの段階で、信号の立ち上がりと立ち下がりで歪みが生じ易いので、ディジタル合成をする図５ほど高品質の振幅制御とはならない。しかしながら、図６のアナログ合成では、市販のディジタルシンセサイザのアナログ出力をアナログ合成することによって実現できることを意味しているので、手軽な実施例であり、安価なシステム向きである。
【００４６】
図７は、レジスタ設定の自動化を行う係数設定装置の構成を示す図である。任意の包絡線形状を実現するための振幅レジスタの設定および位相レジスタの初期値の設定に関しても、前述のようにその生成方法が明らかになっているので、これらのレジスタの自動設定システムを図７の構成によって実現できる。
【００４７】
図７の係数設定装置は、所定出力周波数（信号周波数）ｆｏ、所定時間幅（パルス幅）Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置のための、出力周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分、出力周波数用初期位相値、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値、出力周波数用重み値、第ｉ周波数用重み値を含む係数を設定するための係数設定装置であって、第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）は、前記所定時間幅Ｔで任意数ｉを除した値に比例した周波数であり、
与えられた前記所定包絡線形状を前記所定時間幅Ｔに対応する時間範囲で、送信パルス幅から決定される離散的な周波数のそれぞれに対する振幅と初期位相を計算する複素フーリエ変換手段５５と、
該複素フーリエ変換手段５５で計算された振幅を格納し、それら振幅を前記出力周波数用重み値、第ｉ周波数用重み値として設定するための振幅レジスタ５６と、
前記複素フーリエ変換手段５５で計算された位相を格納し、それら位相を前記出力周波数用初期位相値、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値として設定するための位相レジスタ５７と、
前記所定出力周波数ｆｏと前記所定時間幅Ｔの逆数に比例した値から得た位相増分を格納し、それら位相増分を前記出力周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分として設定するための位相増分レジスタ５３とを含む。
【００４８】
逆数手段５１はパルス幅Ｔからその逆数を得るものであり、加算器５２は信号周波数ｆ0にパルス幅Ｔの逆数を順次加算もしくは減算するものであり、初期位相加算器５８は位相レジスタ５７の位相と信号の初期位相φ0とを加算するものであり、また、初期位相レジスタ５９は初期位相加算器５８の出力を格納し位相レジスタ初期値として出力するものである。また、５４は、包絡線形状入力手段である。
【００４９】
この自動設定システムは、与えられたパルス生成条件から、信号生成に用いるディジタルシンセサイザｋ(但し、ｋ＝−ｎ，−ｎ＋１，・・・，−１，０，１，・・・，ｎ−１，ｎ) に対する設定値を生成するように構成されている。ここで、‘ｉ’と‘ｋ’との対応関係について説明すると、ｋ＝１と−１がｉ＝１に対応し、ｋ＝２と−２がｉ＝２に対応し、同様にｋ＝ｎと−ｎがｉ＝ｎに対応する。また、ｋ＝０は、周波数で言うと出力周波数に対応する。
【００５０】
まず、信号周波数ｆ0と送信パルス幅Ｔから、各シンセサイザが生成する信号の周波数ｆkを規定する。具体的には、ｆk＝ｆ0＋ｋ／Ｔ、という関係で各々の設定値が決まる。これらの周波数 (または, これらの値に何らかの定数を乗じた値) が各シンセサイザに入力されるそれぞれの位相増分となる。
【００５１】
包絡線の定義に関しては、あらかじめ与えられたいくつかのパターンから選択する方法や描画ツールなどにより包絡線の形状を可視的に定義する方法などが考えられる。時間軸上に等間隔に並ぶＭ個の離散時刻に対する関数形として、包絡線形状が定義されたとする。これを複素フーリエ変換すると、Ｍ個の周波数成分ｃp(ｐ＝０，１，・・・，Ｍ−１) が得られる。時刻ｍにおける包絡線の関数値をａmとすると、周波数成分ｃpは数式６で表される。
【００５２】
【数６】
【００５３】
なお、包絡線形状を定義するための隣り合う離散時刻の間隔は、シンセサイザに入力するクロック周期と異なっていてもよい。また、離散時刻の数Ｍが２のべき乗になるように選ばれていれば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用することもできる。このとき, 各シンセサイザに設定する振幅レジスタの値Ａkは次の数式７のようになる。
【００５４】
【数７】
【００５５】
このフーリエ変換の結果から、初期位相設定が生成される。フーリエ変換結果の周波数成分ｃpの位相角をａｒｇ（ｃp）とすると、シンセサイザｋに対する位相設定θkは、数式８で表される。さらに、送信する信号自体に初期位相φ0を設定する場合、φk＝θk＋φ0、をシンセサイザｋの位相レジスタの初期値とすればよい。
【００５６】
【数８】
【００５７】
さらに、包絡線の関数値が実数関数であることを利用すると、振幅レジスタの値Ａk及び位相設定θkは、もう少し簡単な表記ができる。実数関数をフーリエ変換することによって得られる周波数成分（複素数）ｃkは、ｃ*M-k と等しいという関係がある。ここで、右肩のアスタリスク（*）は、複素共役を意味する。この事実を利用すると、振幅レジスタの値Ａk及び位相設定θkは、数式９で表される。即ち、レジスタ設定のために、値ｃM+kを読み込む必要がなくなるから、簡素化できる。
【００５８】
【数９】
【００５９】
以上のように計算される位相増分入力、振幅レジスタの設定値、位相レジスタの初期値を通信などの伝送手段によって、図５，図６内部のレジスタに書き込むように構成すれば、任意の包絡線形状を実現するための係数を自動設定することが可能になる。ここで、計算したレジスタ設定を書き込むための通信手段としては、シリアル回線やイーサネット（登録商標）回線のような外部機器インタフェースであってもよいし、同一装置内におけるデータバスによるインタフェースであってもよい。
【００６０】
さて、図７に記載した係数設定装置の構成によっても、包絡線形状によっては適切にパルス信号の振幅制御ができない場合がある。例えば、図８（ａ）に示すような時刻０から時刻Ｔまで単調に増加する包絡線の場合、図８（ｂ）のように振幅と位相が算出されるが、これによるパルス信号の波形は図８（ｃ）に示すように、パルス開始時の波形が変な形（ノイズ状の波形が生じる）になり、正常な送信パルス波形が得られない。
【００６１】
このようにパルス信号の形状に異常が生じるのは、包絡線に不連続点があることによる。即ち、図８（ａ）の包絡線形状の開始時ｔ＝０と終了時ｔ＝Ｔとで、包絡線の値ａ（ｔ）が異なることによる。ここでは、包絡線形状ａ（ｔ）について、その両端でａ（０）≠ａ（Ｔ）であるので、この包絡線はｔ＝０，Ｔにおいて不連続である。
【００６２】
そこで、図９(a)のように、送信していない時間（即ち、パルス信号を発生させない時間；Ｔ−２Ｔ）まで包絡線を拡張し、図７，図８と同様の処理によって波形を生成する。この包絡線拡張によって、ａ（０）＝ａ（２Ｔ）となるので、不連続点のない包絡線形状を定義したことになる。この拡張された包絡線形状は、時刻Ｔにおいて元の包絡線形状ａ（ｔ）を線対称に拡張したものとなる。
【００６３】
拡張された包絡線形状に対して、前述した方法に従って振幅と位相を計算する。ただし、この場合には、計算上の送信時間は２Ｔであるので、シンセサイザｋから出力する信号の周波数はｆk＝ｆ0＋ｋ／２Ｔとなる。このとき算出された振幅と位相は図９（ｂ）に示されるようになる。計算された振幅と位相を対応するレジスタに設定し、時刻ｔ＝０から時刻Ｔの期間だけパルスを発生する。時刻ｔ＝Ｔから２Ｔの期間はパルスを発生しない。すると、図９（ｃ）のような良好な波形が生成される。
【００６４】
さらに、図１０（ａ）のような正弦波状の包絡線ａ（ｔ）を考える。まず、包絡線拡張をせずに波形生成をした場合、図１０（ｃ）のような波形を得る。不連続点のない包絡線形状なので、生成された波形は良好な形状となる。ここで、図１０（ｂ）に示される生成された振幅と位相に注目すると、周波数ｆ0−５／Ｔからｆ0＋５／Ｔの全ての周波数が、すべてゼロ以外の振幅をもっている。
【００６５】
そこで、図１１（ａ）のように包絡線拡張をする。図９の例では、時刻Ｔを中心に線対称になるように包絡線を拡張したが、この図１１（ａ）では時刻Ｔを中心に点対称となるように包絡線を拡張する。すると、拡張された包絡線は１周期の正弦波となる。
【００６６】
この図１１（ａ）の点対称に拡張された包絡線に対して、振幅と位相を計算し、波形を生成すると図１１（ｃ）のようになり、生成された波形は包絡線拡張しない場合（図１０（ｃ））とほぼ同じであるが、算出された振幅と位相は異なる。図１１（ｂ）をみると、点対称の包絡線拡張によって周波数ｆ0±１／２Ｔ以外の周波数では振幅がほぼゼロになっている。振幅がゼロになっている周波数についてはシンセサイザを割り当てる必要がないので回路規模を小さくできる。このように、包絡線形状によっては包絡線拡張をうまく利用することによって回路規模を小さくすることが可能である。
【００６７】
包絡線形状から各シンセサイザ出力の振幅と位相を計算するにあたり、包絡線拡張が有効であるが、この包絡線拡張を実現するに当たり、包絡線拡張を例示的に５つのタイプに分類する。
【００６８】
タイプ０は、図１２（ａ）のａ（０）＝ａ（Ｔ）＝０で、拡張なし。
タイプ１は、図１２（ｂ）のａ（０）＝ａ（Ｔ）＝０で、点対称の包絡線拡張を行う。
タイプ２は、図１２（ｃ）のａ（０）＝０、ａ（Ｔ）≠０で、線対称の包絡線拡張を行う。
タイプ３は、図１２（ｄ）のａ（０）≠０、ａ（Ｔ）＝０で、点対称拡張−線対称拡張の２段階包絡線拡張を行う。
タイプ４は、図１２（ｅ）のａ（０）＝０、ａ（Ｔ）≠０で、線対称拡張−点対称拡張の２段階包絡線拡張を行う。
【００６９】
どのタイプの包絡線拡張を選ぶかについては、包絡線の形状が関わってくる。例えば、包絡線関数がａ（Ｔ）≠０である場合には、タイプ1を選んでしまうと不連続点をつくってしまうので、少なくともタイプ1は有効ではないことがわかる。パルスレーダ用のパルスとしては、振幅制御をするならば、時刻ｔ＝０，Ｔにおける包絡線がａ（ｔ）＝０となるような包絡線形状を選ぶであろうから、タイプ０、または、タイプ1を選択することになる。
【００７０】
包絡線拡張を取り入れたレジスタ設定の自動化を行う係数設定装置の構成が図１３に示されている。図１３では、図７の係数設定装置に対して、所定包絡線形状と包絡線拡張タイプ番号とに基づいて点対称及び又は線対称に拡幅された拡張包絡線形状を作成する包絡線拡張手段を設け、その拡張包絡線形状を複素フーリエ変換手段でフーリエ変換するとともに、包絡線拡張タイプ番号を受けて、その包絡線拡張タイプ番号に応じて所定時間幅Ｔを拡張包絡線形状への拡幅に応じて拡大する。
【００７１】
図１３では、包絡線拡張手段６２に、包絡線拡張タイプ０〜４のいずれかのタイプと、包絡線形状入力手段６１からの包絡線形状が入力される。包絡線形状入力手段６１では、包絡線拡張タイプ０〜４に応じて入力された包絡線形状を拡張し、拡張された包絡線形状を拡張包絡線入力手段５４Ａから、離散フーリエ変換手段５５に入力する。また、包絡線拡張タイプ０〜４は倍率セレクタ６３に供給されて、拡張タイプ０〜４に応じた倍率を出力して、パルス幅Ｔをパルス幅拡大用乗算器６４で拡大する。その他の構成は、図７の係数自動設定装置と同様である。
【００７２】
包絡線拡張タイプという入力信号は、この自動設定システムを使用する操作員がその都度入力するなどして、包絡線拡張のタイプ０〜４を指定する。その入力された包絡線拡張タイプによる拡張の結果としての各係数値（重みや位相など）を参照して、最も適した包絡線拡張タイプを選択することになる。
【００７３】
なお、本発明のパルス信号発生装置を、次のように構成することができる。
所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置において、
一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏに対応した出力周波数用位相増分を入力する出力周波数用位相増分入力手段と、前記出力周波数用位相増分を出力周波数用初期位相値を初期値とする出力周波数用位相レジスタに順次加算することによって出力周波数用瞬時位相を計算する出力周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記出力周波数用瞬時位相を出力周波数用波形関数値に変換する出力周波数用波形関数変換手段と、を含む出力周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏから前記所定時間幅Ｔで任意数ｉを除した値に比例した第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）を減算した第ｉ下側周波数ｆｏ−ｉ／Ｔに対応した第ｉ下側周波数用位相増分を入力する第ｉ下側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ下側周波数用位相増分を第ｉ下側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ下側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ下側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ下側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ下側周波数用波形関数値に変換する第ｉ下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ下側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏに前記第ｉ周波数を加算した第ｉ上側周波数ｆｏ＋ｉ／Ｔに対応した第ｉ上側周波数用位相増分を入力する第ｉ上側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ上側周波数用位相増分を第ｉ上側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ上側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ上側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ上側周波数用波形関数値に変換する第ｉ上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ上側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記出力周波数用波形関数値に出力周波数用重み値を掛けた出力周波数用出力信号と、前記第ｉ下側周波数用波形関数値に第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ下側周波数用出力信号と、前記第ｉ上側周波数用波形関数値に前記第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを含むことを特徴とするパルス信号発生装置。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】ディジタルシンセサイザが生成する信号を合成して、ハニング窓関数に相当する振幅制御を実現する図
【図２】線形周波数変調信号にハニング窓で変調する周波数の例を示す図
【図３】ディジタルシンセサイザが生成する線形周波数変調信号を合成して、ハニング窓関数に相当する振幅制御を実現する図
【図４】任意形状の包絡線への振幅変調の例を示す図
【図５】ディジタルシンセサイザが生成する信号をディジタル合成する図
【図６】ディジタルシンセサイザが生成する信号をアナログ合成する図
【図７】係数自動設定装置の構成を示す図
【図８】良好に振幅制御ができない包絡線形状の例を示す図
【図９】図８の包絡線を拡張した例を示す図
【図１０】半波の正弦波状包絡線形状の例を示す図
【図１１】図１０の包絡線形状を拡張した例を示す図
【図１２】包絡線拡張のタイプを示す図
【図１３】包絡線拡張を考慮した係数自動設定装置の構成を示す図
【図１４】ディジタルシンセサイザの基本構成を示す図
【図１５】ディジタルシンセサイザを用いて位相変調波を生成する図
【図１６】参照電圧によるディジタルシンセサイザ出力の振幅変調を行う図
【符号の説明】
【００７５】
１，２，３・・シンセサイザ、４・・合成手段（加算回路）、１１〜ｎ１・・加算器、１２〜ｎ２・・位相レジスタ、１３〜ｎ３・・加算器、１４・・波形テーブル、１５〜ｎ５・・波形関数変換器、１６〜ｎ６・・乗算器、１７，２７・・加算器、１８〜ｎ８・・ＤＡ変換器、１９〜ｎ９・・低域通過フィルタ、ＯＰ１〜ＯＰ３・・オペアンプ、５１・・逆数手段、５２・・加算器群、５３・・位相増分レジスタ、５４，６１・・包絡線形状入力手段、５５・・離散フーリエ変換手段、５６・・振幅レジスタ、５７・・位相レジスタ、５８・・加算器群、５９・・初期位相レジスタ、６２・・包絡線拡張手段、６３・・倍率セレクタ、５４Ａ・・拡張包絡線入力手段、６４・・乗算器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルスレーダ装置で使用される送信パルス等の振幅が制御されたパルス信号を発生するパルス信号発生装置、及びそのパルス信号発生装置の係数を設定するための係数設定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルスレーダ装置では、送信機から、高周波の送信周波数信号が短い時間幅のパルス状に変調された送信パルス信号が発生され、その送信パルス信号をアンテナを介して外部へ送信し、外部の物標などからの反射信号をアンテナで受信して、物標の距離、方位、移動速度などを測定する。
【０００３】
この送信パルス信号等のパルス信号の作成方法としてディジタルシンセサイザを使用することが行われている。ディジタルシンセサイザは、ディジタル生成される位相信号から高周波数信号波形を生成する方式を用いているから、信号波形の位相を容易に制御でき, 位相情報を必要とする信号処理システムで使用されている。
【０００４】
ディジタルシンセサイザは、基本構成を示す図１４のように瞬時位相から波形関数に変換することによって信号を生成する仕組みになっている（非特許文献１）。図１４において、ある定められた周期にて、位相の増分がディジタルの形態で加算器１１に入力される。その入力に同期して、位相レジスタ１２の値に位相増分を加算することによって位相レジスタの値を更新し、その時点での瞬時位相を得る。その瞬時位相の値を用いて、メモリに格納された波形テーブル１４から波形関数の瞬時値を得て、波形関数変換器１５から波形関数を出力する。
【０００５】
波形テーブル１４は、与えられた位相から波形関数の瞬時値を得るためのメモリ領域であり、通常は、正弦関数の値が格納されている。この波形テーブル１４と波形関数変換器１５による波形生成は、位相レジスタ１２の値即ち瞬時位相を波形テーブル（ＲＯＭなど）１４のアドレスとして与え、当該アドレスから値を読み出すことによって正弦波を得る。勿論、通常の波形生成と同様に、出力される正弦波の位相が一巡すると、位相レジスタ１２の値が指定するアドレスはリセットされる。
【０００６】
波形テーブル１４を参照して得られた、ディジタルの波形関数値はＤＡ変換器１８で参照電圧に基づいてアナログ信号に変換される。変換されたアナログ信号は、図１４のように階段状信号であるので、低域通過フィルタ１９に通して平滑化することによって所望のアナログ波形の出力波形関数（出力信号）を得る。この出力信号を、所定期間Ｔだけ連続して発生させることによって、パルス幅Ｔのパルス信号を生成する。
【０００７】
入力する位相増分の値は、生成するパルス信号の周波数を定義する量である。例えば、図１４の信号例では、位相増分を一定値にしているため、出力信号は一定周波数をもつ正弦波である。これに対し、位相増分が時間に対して線形増加、もしくは、線形減少するように入力すれば、ＦＭ−ＣＷレーダ等で使用される線形周波数変調波を得ることができる。
【０００８】
また、ディジタルシンセサイザを用いて位相変調波を生成することができる。図１５は、図１４の位相レジスタ１２と出力側に加算器１３を設けて、位相レジスタ１２の瞬時位相にディジタル変調信号を加算してその加算器１３の出力を新たな瞬時位相とするものである。このディジタル変調信号として、例えば２値信号、４値信号などを用いて瞬時位相を不連続に切り替えることによりディジタル位相変調を実現することもできる。
【０００９】
以上に述べたように、基本的なディジタルシンセサイザは瞬時位相から波形を生成する構成のため、信号周波数を自由に制御することができるが、出力信号の信号振幅は常に一定である。ところが、図１６のようにＤＡ変換器１８の参照電圧を制御することによって、ディジタルシンセサイザの出力信号を振幅変調をすることができる。図１６は、図１４，図１５のＤＡ変換器１８の参照電圧Ｖｒｅｆを、オペアンプＯＰ１と抵抗器からなる反転回路と、オペアンプＯＰ２と抵抗器から構成され、反転された参照電圧に変調信号Ｖｍを加算する加算回路によって、アナログ信号の形態で入力される変調信号Ｖｍを参照電圧Ｖｒｅｆに重畳させて、変調参照電圧（Ｖｒｅｆ−Ｖｍ）を得ている。変調参照電圧は、ＤＡ変換器の変換スケールを制御する電圧であるので、同一の波形関数値が入力されたとしても、変調参照電圧に比例して、出力信号の電圧値が変化することになる。すなわち、入力されたアナログ信号Ｖｍによって、ディジタルシンセサイザの出力信号が振幅変調を受けることになる。
【非特許文献１】ＥＤＮ Ｊａｐａｎ “ＤＤＳを駆使、高精度・高純度の正弦波発振器を実現する”、［ｏｎｌｉｎｅ］、Ｒｅｅｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｇｒｏｕｐ、「平成１９年２月２７日検索」、インターネット〈ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｄｎｊａｐａｎ．ｃｏｍ／ｃｏｎｔｅｎｔ／ｉｓｓｕｅ／２００５／０９／ｃｏｎｔｅｎｔ０３．ｈｔｍｌ〉
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ディジタルシンセサイザによって発生される出力信号は、その位相が制御できるから、位相信号を取り扱う応用例が比較的容易に実施できるようになってきている。パルスレーダ装置においてもパルス信号内の位相情報を使用することによって、パルス圧縮や位相信号を用いた積分処理によって信号対雑音比を向上し、より遠方の物標が探知可能になる、といった利点がある。
【００１１】
一方、立ち上がりが速いパルス信号は、周波数領域で見たとき、サイドローブの減衰が小さいためスプリアスを生じやすい。また、速い立ち上がりは、電力増幅器などで歪んでしまうため、パルス圧縮レーダではパルスの立ち上がりと立ち下りの部分で、相関ずれを起こしやすいためレンジサイドローブが現れてしまう。レーダ装置の送信パルス幅は数マイクロ秒より短いものがあるため、スプリアスやレンジサイドローブに関する問題を解決するためには、ディジタルシンセサイザで生成する信号を例えば1マイクロ秒以内の短時間で安定して振幅変調することが必要となる。
【００１２】
図１６の回路構成によって、振幅変調した出力信号をディジタルシンセサイザから得ることは一応可能である。しかし、パルスレーダ装置などで扱う数マイクロ秒以下の幅狭のパルス信号を得る場合に、図１６の回路構成を用いた出力信号に対する振幅制御では、参照電圧を極めて短時間 (例えば、1マイクロ秒以内)で大きく変更する（高レベルから低レベルへ、あるいは低レベルから高レベルへ）ことになるから、ＤＡ変換器などで比較的大きな遅延や歪みが生じて、予定された波形のパルス信号を得ることは困難であった。
【００１３】
そこで、本発明は、ディジタルシンセサイザによって発生される出力信号の位相が制御できる利点を生かしつつ、その出力信号の立ち上がりと立ち下がりが極めて短時間（例えば1マイクロ秒以内）で滑らかに振幅制御され、スプリアスやレンジサイドローブが抑圧され且つ遅延や歪みが低減されたパルス信号を発生するパルス信号発生装置を提供することを目的とする。また、そのパルス信号発生装置の係数を設定するための係数設定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１に記載のパルス信号発生装置は、所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置において、
一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏから前記所定時間幅Ｔで任意数ｉを除した値に比例した第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）を減算した第ｉ下側周波数ｆｏ−ｉ／Ｔに対応した第ｉ下側周波数用位相増分を入力する第ｉ下側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ下側周波数用位相増分を第ｉ下側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ下側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ下側周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記第ｉ下側周波数用瞬時位相を第ｉ下側周波数用波形関数値に変換する第ｉ下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ下側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏに前記第ｉ周波数を加算した第ｉ上側周波数ｆｏ＋ｉ／Ｔに対応した第ｉ上側周波数用位相増分を入力する第ｉ上側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ上側周波数用位相増分を第ｉ上側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ上側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ上側周波数用瞬時位相を、前記第ｉ下側周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ上側周波数用波形関数値に変換する第ｉ上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ上側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記第ｉ下側周波数用波形関数値に第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ下側周波数用出力信号と、前記第ｉ上側周波数用波形関数値に前記第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを含むことを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載の係数設定装置は、請求項１に記載の所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置のための、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値、第ｉ周波数用重み値を含む係数を設定するための係数設定装置であって、
与えられた前記所定包絡線形状を前記所定時間幅Ｔに対応する時間範囲で、送信パルス幅から決定される離散的な周波数のそれぞれに対する振幅と初期位相を計算する複素フーリエ変換手段と、
該複素フーリエ変換手段で計算された振幅を格納し、それら振幅を前記第ｉ周波数用重み値として設定するための振幅レジスタと、
前記複素フーリエ変換手段で計算された位相を格納し、それら位相を前記第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値として設定するための位相レジスタと、
前記所定出力周波数ｆｏと前記所定時間幅Ｔの逆数に比例した値ｉ／Ｔから得た位相増分を格納し、それら位相増分を前記第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分として設定するための位相増分レジスタとを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のパルス信号発生装置によれば、一定振幅の信号を生成するディジタルシンセサイザの出力信号をディジタル合成またはアナログ合成することによってパルス信号の振幅を滑らかに制御することができる。各シンセサイザが参照する波形テーブルは、振幅制御のための特別のテーブルを作成する必要はなく、位相を正弦関数に変換する普通のテーブルを流用するだけでよい。
【００１７】
また、本発明のパルス信号発生装置によればパルス信号の立ち上がりと立下りを滑らかにするように振幅を制御することによってスプリアスの抑圧が可能である。さらに、パルス圧縮レーダの信号生成器として応用すれば、電力増幅器での歪みが小さくなるようなパルス信号を生成できるため、装置内歪みが原因で生じるレンジサイドローブを抑制することができる。
【００１８】
本発明の係数設定装置によれば、計算される位相増分入力, 振幅レジスタの設定値, 位相レジスタの初期値等をレジスタに書き込むようにして、任意の包絡線形状を実現するための自動設定をすることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明のパルス信号発生装置及びそのための係数設定装置の実施例について説明する。
【００２０】
本発明のパルス信号発生装置は、図１４のような基本的なディジタルシンセサイザを複数個使用し、それぞれの出力信号をディジタルまたはアナログで合成することによって振幅制御されたパルス信号を得る。
【００２１】
まず、振幅制御されたパルス信号の生成方法について、図１を参照して、各ディジタルシンセサイザが生成する信号を合成して、ハニング窓関数に相当する振幅制御を実現する例について説明する。
【００２２】
例示として例えば、３つのシンセサイザ１〜３によって、それぞれ角周波数ω＋Ω（周波数１１．０ＭＨｚ）で振幅０．２５の出力信号ｆ１、角周波数ω（周波数１０．０ＭＨｚ）で振幅０．５の出力信号ｆ２、及び角周波数ω−Ω（周波数９．０ＭＨｚ）で振幅０．２５）の出力信号ｆ３を同時に生成した場合を考える。各シンセサイザ１〜３の出力信号を数式１で表して、それらを合成すると数式２となる。
【００２３】
【数１】
【００２４】
【数２】
【００２５】
得られた合成信号、即ち振幅制御されたパルス信号は、数式２で表現されるように、角周波数ωの正弦波を包絡線（１−ｃｏｓΩｔ）／２によって振幅制御した信号である。ここで、パルス信号の時間幅（送信時間）をＴとしたとき、Ω＝２π／Ｔとなるように各シンセサイザ１〜３の周波数を設定すれば、このパルス信号の包絡線はハニング窓の関数形状になっている。すなわち、周波数が中心周波数ωを中心として上側ω＋Ω及び下側ω−Ωに対称に異なり、振幅が一定の信号を中心周波数を１／２、上側周波数を１／４、下側周波数を１／４のように対称に重み付けして、複数合成することによって振幅制御された信号を得ることができる。この図１の例では、シンセサイザ１〜３の出力信号を加算回路４で合成した合成信号は、１０ＭＨｚで時間幅Ｔのハニング窓関数となる。図１の各波形図の横軸は時刻（μｓ）で、縦軸は振幅値である（なお、図３でも同様である）。
【００２６】
この図１の所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置は、次のように表現できる。
一定周期にて前記所定出力周波数ωに対応した出力周波数用位相増分を入力する出力周波数用位相増分入力手段と、前記出力周波数用位相増分を出力周波数用初期位相値を初期値とする出力周波数用位相レジスタに順次加算することによって出力周波数用瞬時位相を計算する出力周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記出力周波数用瞬時位相を出力周波数用波形関数値に変換する出力周波数用波形関数変換手段と、を含む出力周波数用ディジタルシンセサイザ２と、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ωから前記所定時間幅Ｔの逆数に比例した第１周波数を減算した第１下側周波数ω−２π／Ｔに対応した第１下側周波数用位相増分を入力する第１下側周波数用位相増分入力手段と、前記第１下側周波数用位相増分を第１下側周波数用初期位相値を初期値とする第１下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第１下側周波数用瞬時位相を計算する第１下側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第１下側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第１下側周波数用波形関数値に変換する第１下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第１下側周波数用ディジタルシンセサイザ３と、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ωに前記第１周波数を加算した第１上側周波数ω＋２π／Ｔに対応した第１上側周波数用位相増分を入力する第１上側周波数用位相増分入力手段と、前記第１上側周波数用位相増分を第１上側周波数用初期位相値を初期値とする第１上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第１上側周波数用瞬時位相を計算する第１上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第１上側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第１上側周波数用波形関数値に変換する第１上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第１上側周波数用ディジタルシンセサイザ１と、
前記出力周波数用波形関数値に出力周波数用重み値を掛けた出力周波数用出力信号と、前記第１下側周波数用波形関数値に第１周波数用重み値を掛けた第１下側周波数用出力信号と、前記第１上側周波数用波形関数値に前記第１周波数用重み値を掛けた第１上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを備える。
【００２７】
ハニング窓のように、立ち上がりと立下りが滑らかになる振幅制御をすることによって、信号の不連続性がなくなるため、このパルス信号を電力増幅器等で増幅した場合の歪みも少なくなる。また、窓関数を掛けたことによって、主帯域以外の周波数成分を抑圧できるため、不要周波数成分 (スプリアス) を低減することができる。
【００２８】
信号合成による振幅制御信号の生成は, 一定周波数以外の信号においても同様に実現することができる。つまり、図１の説明における各周波数ωは、定数でなくても問題はない。
【００２９】
例えば、図２に示すように、時間の経過とともに周波数が線形増加する出力信号（例、チャープ信号）を複数個用意し、それぞれの出力信号が同一の周波数増加速度をもち、互いに規定の周波数だけずれるように設定された出力信号を、図３のように合成することによって、振幅制御されたパルス信号を生成することができる。例えば、周波数偏移幅が２０ＭＨｚ、中心周波数がそれぞれ１１ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、９ＭＨｚで、時間軸上の幅が1マイクロ秒のパルス状の出力信号を合成すると、図３に示すようなハニング窓関数に相当する振幅制御を受けた線形周波数変調信号を得ることができる。線形周波数変調信号によるパルスはパルス圧縮方式のレーダ装置で使用されており、本発明を用いて振幅制御することによって、電力増幅器等によって増幅した信号にも歪みが少なくなり、レンジサイドローブの小さなパルス圧縮を実現できるようになる。
【００３０】
信号合成によって振幅制御を実現する場合、所望の包絡線形状から合成する各シンセサイザの出力信号の振幅と位相を算出することができる。その算出結果にしたがって各出力信号を合成する加算回路４を構成すれば、任意の形状の包絡線でパルス信号の振幅制御を実現することができる。
【００３１】
パルス信号（以下、送信パルス、とも言う）を送信する時刻を時刻０から時刻Ｔの時間帯に限定する。このとき、０≦ｔ≦Ｔなる時刻ｔに対して、送信パルスの包絡線がａ（ｔ）となるような、即ち、送信パルスがｆ（ｔ）＝ａ（ｔ）・ｃｏｓωｔ、となる関数形で表現されるような振幅制御は以下のように実現できる。
【００３２】
手順１：以下の数式３で表される複素係数ｃnを計算する。この複素係数ｃnは包絡線ａ（ｔ）の複素フーリエ変換である。ここで、ｉは虚数単位、ｎは任意の整数、さらに、Ω＝２π／Ｔ、である。また、以降の記述では、便宜上、添え字ｎを−∞から∞の範囲としているが、実装においては適当な範囲、例えば−５から５、に切り詰めるものとする。
【００３３】
【数３】
【００３４】
手順２：数式３で計算した複素係数ｃnを用いると、振幅が制御された所望の振幅変調信号ｆ（ｔ）は数式４で表される。ここで， 複素数ｃnの絶対値とは、ｃnの実部と虚部の自乗和の平方根であり、ａｒｇ（ｃn）はｃnの位相角、すなわち、ａｒｇ（ｃn）＝ｔａｎ−1（Ｉｍ（ｃn）／Ｒｅ（ｃn））である。つまり、所望の包絡線ａ（ｔ）の複素フーリエ変換ｃnの絶対値が角周波数ω＋ｎΩ成分の振幅、位相角ａｒｇ（ｃn）を初期位相として生成した各信号を合成すれば、所望の振幅変調信号を得ることができる。
【００３５】
【数４】
【００３６】
この手順１，２からなる手法により、所望の振幅制御が得られることを発明者が検証実験をしているので図４に例を示す。図４は、送信時間幅３マイクロ秒の線形周波数変調波パルスを、図４（ａ）の台形状の包絡線へ振幅制御する例を示している。図４（ｂ）の表は、包絡線のフーリエ変換によって算出した各周波数成分の振幅と位相を示している。ここでは所望の振幅制御を得るために添え字を −５から５までとっている。合成した結果は、図４（ｃ）の合成信号となり、所望の周波数制御ができていることが確認できる。
【００３７】
本発明のパルス信号発生装置の具体例を、複数の正弦波信号をディジタル合成する例を図５に、アナログ合成する例を図６に、それぞれ示している。
【００３８】
ディジタル合成する図５では、ｎ個のシンセサイザ（図１，図３では、３個，図４では、１１個）がクロック同期されている。シンセサイザの各構成要素は、従来の図１４−１６に用いられるものと同様のものであるので再度の説明は省略する。
【００３９】
入力される位相増分1から位相増分ｎは、各シンセサイザが生成する信号の周波数に比例する値である。一定周波数の信号を生成するのなら、位相増分には常に一定の値を入力すればよい。線形周波数変調波を生成する場合には、位相増分は時間とともに線形的に変化するような値を入力すればよい。また、位相レジスタ1２から位相レジスタｎ２は、信号を生成する前に初期位相が格納されているものとする。位相増分の入力クロックごとに位相レジスタは積算され、波形テーブルから現在の位相に対応する波形関数値を取り出す。波形テーブルは図５のように、すべてのシンセサイザが共有している。複数のシンセサイザが同一の波形テーブルを同時アクセスすることが困難であれば、波形テーブルをシンセサイザが１つずつもつ構成をとってもよい。生成された信号は乗算器１６〜ｎ６によって重み１〜重みｎを掛けられ、加算器１７，２７等でディジタル加算された後、アナログに変換される。なお、加算器は、ｎ個のシンセサイザの信号を同時に加算する多入力型の加算回路を用いることがよい。また、乗算する値（重み１〜重みｎ）を、設定レジスタとして随時書き換え可能な形態にして記憶する構成としていれば、乗算する値（重み１〜重みｎ）を書き換えて、使用する目的に対応して柔軟に包絡線形状を変更することが可能になる。
【００４０】
アナログ合成する図６では、クロック同期されたｎ個のシンセサイザの信号を、ＤＡ変換器１８〜ｎ８でアナログ変換し、低域通過フィルタ１９〜ｎ９で平滑した後、演算増幅器ＯＰ３と抵抗器Ｒ，Ｒ１〜Ｒｎを用いた加算回路で合成している。例えば、ｎ個のシンセサイザのアナログ信号を、それぞれｖ1，ｖ2，・・・ｖnとすると、図６における合成出力信号ｖは、数式５となるので、各アナログ信号の出力に接続された抵抗Ｒ１〜Ｒｎの逆数によって各信号が重み付けできる。
【００４１】
【数５】
【００４２】
この図６の例においても、抵抗Ｒ１〜Ｒｎが可変抵抗であれば、その抵抗値を変えることによって包絡線形状を変化させることが可能である。
【００４３】
なお、図５，図６において、各位相増分、各初期位相、各重みなどを格納するレジスタをそれぞれ設けて、例えば係数自動設定装置から供給される数値を格納することがよい。
【００４４】
これらのディジタル合成とアナログ合成の具体例を比較すると、例えば、ハニング窓のように信号の立ち上がりと立下りを滑らかにするような振幅制御をする場合には、ディジタル合成をする図５のほうが、ＤＡ変換器や後続の低域通過フィルタでの歪みがほとんど発生しないため、理想的な信号を得ることができる。よって、ディジタル合成のほうが理想的な振幅制御信号を得やすい。
【００４５】
それに対して、アナログ合成する図６では、振幅制御前の信号をＤＡ変換する段階または後続の低域フィルタの段階で、信号の立ち上がりと立ち下がりで歪みが生じ易いので、ディジタル合成をする図５ほど高品質の振幅制御とはならない。しかしながら、図６のアナログ合成では、市販のディジタルシンセサイザのアナログ出力をアナログ合成することによって実現できることを意味しているので、手軽な実施例であり、安価なシステム向きである。
【００４６】
図７は、レジスタ設定の自動化を行う係数設定装置の構成を示す図である。任意の包絡線形状を実現するための振幅レジスタの設定および位相レジスタの初期値の設定に関しても、前述のようにその生成方法が明らかになっているので、これらのレジスタの自動設定システムを図７の構成によって実現できる。
【００４７】
図７の係数設定装置は、所定出力周波数（信号周波数）ｆｏ、所定時間幅（パルス幅）Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置のための、出力周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分、出力周波数用初期位相値、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値、出力周波数用重み値、第ｉ周波数用重み値を含む係数を設定するための係数設定装置であって、第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）は、前記所定時間幅Ｔで任意数ｉを除した値に比例した周波数であり、
与えられた前記所定包絡線形状を前記所定時間幅Ｔに対応する時間範囲で、送信パルス幅から決定される離散的な周波数のそれぞれに対する振幅と初期位相を計算する複素フーリエ変換手段５５と、
該複素フーリエ変換手段５５で計算された振幅を格納し、それら振幅を前記出力周波数用重み値、第ｉ周波数用重み値として設定するための振幅レジスタ５６と、
前記複素フーリエ変換手段５５で計算された位相を格納し、それら位相を前記出力周波数用初期位相値、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値として設定するための位相レジスタ５７と、
前記所定出力周波数ｆｏと前記所定時間幅Ｔの逆数に比例した値から得た位相増分を格納し、それら位相増分を前記出力周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分として設定するための位相増分レジスタ５３とを含む。
【００４８】
逆数手段５１はパルス幅Ｔからその逆数を得るものであり、加算器５２は信号周波数ｆ0にパルス幅Ｔの逆数を順次加算もしくは減算するものであり、初期位相加算器５８は位相レジスタ５７の位相と信号の初期位相φ0とを加算するものであり、また、初期位相レジスタ５９は初期位相加算器５８の出力を格納し位相レジスタ初期値として出力するものである。また、５４は、包絡線形状入力手段である。
【００４９】
この自動設定システムは、与えられたパルス生成条件から、信号生成に用いるディジタルシンセサイザｋ(但し、ｋ＝−ｎ，−ｎ＋１，・・・，−１，０，１，・・・，ｎ−１，ｎ) に対する設定値を生成するように構成されている。ここで、‘ｉ’と‘ｋ’との対応関係について説明すると、ｋ＝１と−１がｉ＝１に対応し、ｋ＝２と−２がｉ＝２に対応し、同様にｋ＝ｎと−ｎがｉ＝ｎに対応する。また、ｋ＝０は、周波数で言うと出力周波数に対応する。
【００５０】
まず、信号周波数ｆ0と送信パルス幅Ｔから、各シンセサイザが生成する信号の周波数ｆkを規定する。具体的には、ｆk＝ｆ0＋ｋ／Ｔ、という関係で各々の設定値が決まる。これらの周波数 (または, これらの値に何らかの定数を乗じた値) が各シンセサイザに入力されるそれぞれの位相増分となる。
【００５１】
包絡線の定義に関しては、あらかじめ与えられたいくつかのパターンから選択する方法や描画ツールなどにより包絡線の形状を可視的に定義する方法などが考えられる。時間軸上に等間隔に並ぶＭ個の離散時刻に対する関数形として、包絡線形状が定義されたとする。これを複素フーリエ変換すると、Ｍ個の周波数成分ｃp(ｐ＝０，１，・・・，Ｍ−１) が得られる。時刻ｍにおける包絡線の関数値をａmとすると、周波数成分ｃpは数式６で表される。
【００５２】
【数６】
【００５３】
なお、包絡線形状を定義するための隣り合う離散時刻の間隔は、シンセサイザに入力するクロック周期と異なっていてもよい。また、離散時刻の数Ｍが２のべき乗になるように選ばれていれば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用することもできる。このとき, 各シンセサイザに設定する振幅レジスタの値Ａkは次の数式７のようになる。
【００５４】
【数７】
【００５５】
このフーリエ変換の結果から、初期位相設定が生成される。フーリエ変換結果の周波数成分ｃpの位相角をａｒｇ（ｃp）とすると、シンセサイザｋに対する位相設定θkは、数式８で表される。さらに、送信する信号自体に初期位相φ0を設定する場合、φk＝θk＋φ0、をシンセサイザｋの位相レジスタの初期値とすればよい。
【００５６】
【数８】
【００５７】
さらに、包絡線の関数値が実数関数であることを利用すると、振幅レジスタの値Ａk及び位相設定θkは、もう少し簡単な表記ができる。実数関数をフーリエ変換することによって得られる周波数成分（複素数）ｃkは、ｃ*M-k と等しいという関係がある。ここで、右肩のアスタリスク（*）は、複素共役を意味する。この事実を利用すると、振幅レジスタの値Ａk及び位相設定θkは、数式９で表される。即ち、レジスタ設定のために、値ｃM+kを読み込む必要がなくなるから、簡素化できる。
【００５８】
【数９】
【００５９】
以上のように計算される位相増分入力、振幅レジスタの設定値、位相レジスタの初期値を通信などの伝送手段によって、図５，図６内部のレジスタに書き込むように構成すれば、任意の包絡線形状を実現するための係数を自動設定することが可能になる。ここで、計算したレジスタ設定を書き込むための通信手段としては、シリアル回線やイーサネット（登録商標）回線のような外部機器インタフェースであってもよいし、同一装置内におけるデータバスによるインタフェースであってもよい。
【００６０】
さて、図７に記載した係数設定装置の構成によっても、包絡線形状によっては適切にパルス信号の振幅制御ができない場合がある。例えば、図８（ａ）に示すような時刻０から時刻Ｔまで単調に増加する包絡線の場合、図８（ｂ）のように振幅と位相が算出されるが、これによるパルス信号の波形は図８（ｃ）に示すように、パルス開始時の波形が変な形（ノイズ状の波形が生じる）になり、正常な送信パルス波形が得られない。
【００６１】
このようにパルス信号の形状に異常が生じるのは、包絡線に不連続点があることによる。即ち、図８（ａ）の包絡線形状の開始時ｔ＝０と終了時ｔ＝Ｔとで、包絡線の値ａ（ｔ）が異なることによる。ここでは、包絡線形状ａ（ｔ）について、その両端でａ（０）≠ａ（Ｔ）であるので、この包絡線はｔ＝０，Ｔにおいて不連続である。
【００６２】
そこで、図９(a)のように、送信していない時間（即ち、パルス信号を発生させない時間；Ｔ−２Ｔ）まで包絡線を拡張し、図７，図８と同様の処理によって波形を生成する。この包絡線拡張によって、ａ（０）＝ａ（２Ｔ）となるので、不連続点のない包絡線形状を定義したことになる。この拡張された包絡線形状は、時刻Ｔにおいて元の包絡線形状ａ（ｔ）を線対称に拡張したものとなる。
【００６３】
拡張された包絡線形状に対して、前述した方法に従って振幅と位相を計算する。ただし、この場合には、計算上の送信時間は２Ｔであるので、シンセサイザｋから出力する信号の周波数はｆk＝ｆ0＋ｋ／２Ｔとなる。このとき算出された振幅と位相は図９（ｂ）に示されるようになる。計算された振幅と位相を対応するレジスタに設定し、時刻ｔ＝０から時刻Ｔの期間だけパルスを発生する。時刻ｔ＝Ｔから２Ｔの期間はパルスを発生しない。すると、図９（ｃ）のような良好な波形が生成される。
【００６４】
さらに、図１０（ａ）のような正弦波状の包絡線ａ（ｔ）を考える。まず、包絡線拡張をせずに波形生成をした場合、図１０（ｃ）のような波形を得る。不連続点のない包絡線形状なので、生成された波形は良好な形状となる。ここで、図１０（ｂ）に示される生成された振幅と位相に注目すると、周波数ｆ0−５／Ｔからｆ0＋５／Ｔの全ての周波数が、すべてゼロ以外の振幅をもっている。
【００６５】
そこで、図１１（ａ）のように包絡線拡張をする。図９の例では、時刻Ｔを中心に線対称になるように包絡線を拡張したが、この図１１（ａ）では時刻Ｔを中心に点対称となるように包絡線を拡張する。すると、拡張された包絡線は１周期の正弦波となる。
【００６６】
この図１１（ａ）の点対称に拡張された包絡線に対して、振幅と位相を計算し、波形を生成すると図１１（ｃ）のようになり、生成された波形は包絡線拡張しない場合（図１０（ｃ））とほぼ同じであるが、算出された振幅と位相は異なる。図１１（ｂ）をみると、点対称の包絡線拡張によって周波数ｆ0±１／２Ｔ以外の周波数では振幅がほぼゼロになっている。振幅がゼロになっている周波数についてはシンセサイザを割り当てる必要がないので回路規模を小さくできる。このように、包絡線形状によっては包絡線拡張をうまく利用することによって回路規模を小さくすることが可能である。
【００６７】
包絡線形状から各シンセサイザ出力の振幅と位相を計算するにあたり、包絡線拡張が有効であるが、この包絡線拡張を実現するに当たり、包絡線拡張を例示的に５つのタイプに分類する。
【００６８】
タイプ０は、図１２（ａ）のａ（０）＝ａ（Ｔ）＝０で、拡張なし。
タイプ１は、図１２（ｂ）のａ（０）＝ａ（Ｔ）＝０で、点対称の包絡線拡張を行う。
タイプ２は、図１２（ｃ）のａ（０）＝０、ａ（Ｔ）≠０で、線対称の包絡線拡張を行う。
タイプ３は、図１２（ｄ）のａ（０）≠０、ａ（Ｔ）＝０で、点対称拡張−線対称拡張の２段階包絡線拡張を行う。
タイプ４は、図１２（ｅ）のａ（０）＝０、ａ（Ｔ）≠０で、線対称拡張−点対称拡張の２段階包絡線拡張を行う。
【００６９】
どのタイプの包絡線拡張を選ぶかについては、包絡線の形状が関わってくる。例えば、包絡線関数がａ（Ｔ）≠０である場合には、タイプ1を選んでしまうと不連続点をつくってしまうので、少なくともタイプ1は有効ではないことがわかる。パルスレーダ用のパルスとしては、振幅制御をするならば、時刻ｔ＝０，Ｔにおける包絡線がａ（ｔ）＝０となるような包絡線形状を選ぶであろうから、タイプ０、または、タイプ1を選択することになる。
【００７０】
包絡線拡張を取り入れたレジスタ設定の自動化を行う係数設定装置の構成が図１３に示されている。図１３では、図７の係数設定装置に対して、所定包絡線形状と包絡線拡張タイプ番号とに基づいて点対称及び又は線対称に拡幅された拡張包絡線形状を作成する包絡線拡張手段を設け、その拡張包絡線形状を複素フーリエ変換手段でフーリエ変換するとともに、包絡線拡張タイプ番号を受けて、その包絡線拡張タイプ番号に応じて所定時間幅Ｔを拡張包絡線形状への拡幅に応じて拡大する。
【００７１】
図１３では、包絡線拡張手段６２に、包絡線拡張タイプ０〜４のいずれかのタイプと、包絡線形状入力手段６１からの包絡線形状が入力される。包絡線形状入力手段６１では、包絡線拡張タイプ０〜４に応じて入力された包絡線形状を拡張し、拡張された包絡線形状を拡張包絡線入力手段５４Ａから、離散フーリエ変換手段５５に入力する。また、包絡線拡張タイプ０〜４は倍率セレクタ６３に供給されて、拡張タイプ０〜４に応じた倍率を出力して、パルス幅Ｔをパルス幅拡大用乗算器６４で拡大する。その他の構成は、図７の係数自動設定装置と同様である。
【００７２】
包絡線拡張タイプという入力信号は、この自動設定システムを使用する操作員がその都度入力するなどして、包絡線拡張のタイプ０〜４を指定する。その入力された包絡線拡張タイプによる拡張の結果としての各係数値（重みや位相など）を参照して、最も適した包絡線拡張タイプを選択することになる。
【００７３】
なお、本発明のパルス信号発生装置を、次のように構成することができる。
所定出力周波数ｆｏ、所定時間幅Ｔで所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置において、
一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏに対応した出力周波数用位相増分を入力する出力周波数用位相増分入力手段と、前記出力周波数用位相増分を出力周波数用初期位相値を初期値とする出力周波数用位相レジスタに順次加算することによって出力周波数用瞬時位相を計算する出力周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記出力周波数用瞬時位相を出力周波数用波形関数値に変換する出力周波数用波形関数変換手段と、を含む出力周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏから前記所定時間幅Ｔで任意数ｉを除した値に比例した第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）を減算した第ｉ下側周波数ｆｏ−ｉ／Ｔに対応した第ｉ下側周波数用位相増分を入力する第ｉ下側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ下側周波数用位相増分を第ｉ下側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ下側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ下側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ下側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ下側周波数用波形関数値に変換する第ｉ下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ下側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数ｆｏに前記第ｉ周波数を加算した第ｉ上側周波数ｆｏ＋ｉ／Ｔに対応した第ｉ上側周波数用位相増分を入力する第ｉ上側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ上側周波数用位相増分を第ｉ上側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ上側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ上側周波数用瞬時位相を、前記出力周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ上側周波数用波形関数値に変換する第ｉ上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ上側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記出力周波数用波形関数値に出力周波数用重み値を掛けた出力周波数用出力信号と、前記第ｉ下側周波数用波形関数値に第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ下側周波数用出力信号と、前記第ｉ上側周波数用波形関数値に前記第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを含むことを特徴とするパルス信号発生装置。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】ディジタルシンセサイザが生成する信号を合成して、ハニング窓関数に相当する振幅制御を実現する図
【図２】線形周波数変調信号にハニング窓で変調する周波数の例を示す図
【図３】ディジタルシンセサイザが生成する線形周波数変調信号を合成して、ハニング窓関数に相当する振幅制御を実現する図
【図４】任意形状の包絡線への振幅変調の例を示す図
【図５】ディジタルシンセサイザが生成する信号をディジタル合成する図
【図６】ディジタルシンセサイザが生成する信号をアナログ合成する図
【図７】係数自動設定装置の構成を示す図
【図８】良好に振幅制御ができない包絡線形状の例を示す図
【図９】図８の包絡線を拡張した例を示す図
【図１０】半波の正弦波状包絡線形状の例を示す図
【図１１】図１０の包絡線形状を拡張した例を示す図
【図１２】包絡線拡張のタイプを示す図
【図１３】包絡線拡張を考慮した係数自動設定装置の構成を示す図
【図１４】ディジタルシンセサイザの基本構成を示す図
【図１５】ディジタルシンセサイザを用いて位相変調波を生成する図
【図１６】参照電圧によるディジタルシンセサイザ出力の振幅変調を行う図
【符号の説明】
【００７５】
１，２，３・・シンセサイザ、４・・合成手段（加算回路）、１１〜ｎ１・・加算器、１２〜ｎ２・・位相レジスタ、１３〜ｎ３・・加算器、１４・・波形テーブル、１５〜ｎ５・・波形関数変換器、１６〜ｎ６・・乗算器、１７，２７・・加算器、１８〜ｎ８・・ＤＡ変換器、１９〜ｎ９・・低域通過フィルタ、ＯＰ１〜ＯＰ３・・オペアンプ、５１・・逆数手段、５２・・加算器群、５３・・位相増分レジスタ、５４，６１・・包絡線形状入力手段、５５・・離散フーリエ変換手段、５６・・振幅レジスタ、５７・・位相レジスタ、５８・・加算器群、５９・・初期位相レジスタ、６２・・包絡線拡張手段、６３・・倍率セレクタ、５４Ａ・・拡張包絡線入力手段、６４・・乗算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定出力周波数、所定時間幅で所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置において、
一定周期にて前記所定出力周波数から前記所定時間幅で任意数ｉを除した値に比例した第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）を減算した第ｉ下側周波数に対応した第ｉ下側周波数用位相増分を入力する第ｉ下側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ下側周波数用位相増分を第ｉ下側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ下側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ下側周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記第ｉ下側周波数用瞬時位相を第ｉ下側周波数用波形関数値に変換する第ｉ下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ下側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数に前記第ｉ周波数を加算した第ｉ上側周波数に対応した第ｉ上側周波数用位相増分を入力する第ｉ上側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ上側周波数用位相増分を第ｉ上側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ上側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ上側周波数用瞬時位相を、前記第ｉ下側周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ上側周波数用波形関数値に変換する第ｉ上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ上側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記第ｉ下側周波数用波形関数値に第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ下側周波数用出力信号と、前記第ｉ上側周波数用波形関数値に前記第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを含むことを特徴とする、パルス信号発生装置。
【請求項２】
所定出力周波数、所定時間幅で所定包絡線形状を持つパルス信号を発生する請求項１に記載のパルス信号発生装置のための、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値、第ｉ周波数用重み値を含む係数を設定するための係数設定装置であって、
与えられた前記所定包絡線形状を前記所定時間幅に対応する時間範囲で、送信パルス幅から決定される離散的な周波数のそれぞれに対する振幅と初期位相を計算する複素フーリエ変換手段と、
該複素フーリエ変換手段で計算された振幅を格納し、それら振幅を前記第ｉ周波数用重み値として設定するための振幅レジスタと、
前記複素フーリエ変換手段で計算された位相を格納し、それら位相を前記第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値として設定するための位相レジスタと、
前記所定出力周波数と前記所定時間幅の逆数に比例した値から得た位相増分を格納し、それら位相増分を前記第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分として設定するための位相増分レジスタとを含むことを特徴とする、係数設定装置。
【請求項１】
所定出力周波数、所定時間幅で所定包絡線形状を持つパルス信号を発生するパルス信号発生装置において、
一定周期にて前記所定出力周波数から前記所定時間幅で任意数ｉを除した値に比例した第ｉ周波数（但し、ｉは、１，２，・・・，ｎ、ｎは１を含む任意の整数、以下同じ）を減算した第ｉ下側周波数に対応した第ｉ下側周波数用位相増分を入力する第ｉ下側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ下側周波数用位相増分を第ｉ下側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ下側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ下側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ下側周波数用瞬時位相計算手段と、メモリ内に予め用意された波形テーブルを参照することによって前記第ｉ下側周波数用瞬時位相を第ｉ下側周波数用波形関数値に変換する第ｉ下側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ下側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記一定周期にて前記所定出力周波数に前記第ｉ周波数を加算した第ｉ上側周波数に対応した第ｉ上側周波数用位相増分を入力する第ｉ上側周波数用位相増分入力手段と、前記第ｉ上側周波数用位相増分を第ｉ上側周波数用初期位相値を初期値とする第ｉ上側周波数用位相レジスタに順次加算することによって第ｉ上側周波数用瞬時位相を計算する第ｉ上側周波数用瞬時位相計算手段と、前記波形テーブルを参照することによって前記第ｉ上側周波数用瞬時位相を、前記第ｉ下側周波数用波形関数値による波高値と同波高値の第ｉ上側周波数用波形関数値に変換する第ｉ上側周波数用波形関数変換手段と、を含む第ｉ上側周波数用ディジタルシンセサイザと、
前記第ｉ下側周波数用波形関数値に第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ下側周波数用出力信号と、前記第ｉ上側周波数用波形関数値に前記第ｉ周波数用重み値を掛けた第ｉ上側周波数用出力信号とを合成して、前記パルス信号を出力するための合成手段とを含むことを特徴とする、パルス信号発生装置。
【請求項２】
所定出力周波数、所定時間幅で所定包絡線形状を持つパルス信号を発生する請求項１に記載のパルス信号発生装置のための、第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分、第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値、第ｉ周波数用重み値を含む係数を設定するための係数設定装置であって、
与えられた前記所定包絡線形状を前記所定時間幅に対応する時間範囲で、送信パルス幅から決定される離散的な周波数のそれぞれに対する振幅と初期位相を計算する複素フーリエ変換手段と、
該複素フーリエ変換手段で計算された振幅を格納し、それら振幅を前記第ｉ周波数用重み値として設定するための振幅レジスタと、
前記複素フーリエ変換手段で計算された位相を格納し、それら位相を前記第ｉ下側周波数用初期位相値、第ｉ上側周波数用初期位相値として設定するための位相レジスタと、
前記所定出力周波数と前記所定時間幅の逆数に比例した値から得た位相増分を格納し、それら位相増分を前記第ｉ下側周波数用位相増分、第ｉ上側周波数用位相増分として設定するための位相増分レジスタとを含むことを特徴とする、係数設定装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２００８−２２４３７７（Ｐ２００８−２２４３７７Ａ）
【公開日】平成２０年９月２５日（２００８．９．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−６２０６３（Ｐ２００７−６２０６３）
【出願日】平成１９年３月１２日（２００７．３．１２）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年９月２５日（２００８．９．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年３月１２日（２００７．３．１２）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
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