マトリックスコンバータ制御装置
【課題】三相交流電源を入力し、任意の振幅および周波数の三相交流電源を得る電力変換器であるマトリックスコンバータにおいて、より過変調になりにくく、歪の少ない三相交流出力を得る。
【解決手段】マトリックスコンバータにおいて、三角波キャリアと比較される出力電圧指令値の内、最大のものと最小のものの差が最小になるように、三相電源電圧のうちの中間相電圧を出力する比率を演算して指令値に用いることによって、より過変調になりにくく、歪の少ない三相交流出力を得る。
【解決手段】マトリックスコンバータにおいて、三角波キャリアと比較される出力電圧指令値の内、最大のものと最小のものの差が最小になるように、三相電源電圧のうちの中間相電圧を出力する比率を演算して指令値に用いることによって、より過変調になりにくく、歪の少ない三相交流出力を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マトリックスコンバータの制御技術に関するもので、特に出力電圧の歪抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のマトリックスコンバータとその制御器構成図を図２に示す。マトリックスコンバータ２は三相電源１を入力とし、９つのスイッチにより負荷３に任意の振幅および周波数の三相電源を供給するものである。マトリックスコンバータ制御装置４は、電源電圧検出器３４出力の電源電圧と電流検出器３３出力の負荷３に流入する電流とを入力して、マトリックスコンバータ２の９つのスイッチを制御する信号を出力する。
【０００３】
電源電圧位相検出器４２は、電源電圧検出器３４出力の電源電圧を入力して、電源電圧の位相θｄと相電圧振幅Ｖｄを求めて出力する。基準キャリア比較信号発生器４５は、任意の電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓと電源電圧位相検出器４２出力の電源電圧の位相θｄと振幅Ｖｄを入力して、基準キャリア比較信号Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃを
Ｖｕｃ＝Ｖｕｓ・Ａ／ｅｍａｘ （１）
Ｖｖｃ＝Ｖｖｓ・Ａ／ｅｍａｘ （２）
Ｖｗｃ＝Ｖｗｓ・Ａ／ｅｍａｘ （３）
の演算で求めて出力する。ここでＡは、キャリア発生器４１出力の三角波キャリアの振れ幅であり、ｅｍａｘは、三相電源１の三相電源電圧の内で最大のもの（以下最大相）と最小のもの（以下最小相）との電位差であり、電源電圧位相検出器４２出力の電源電圧の位相θｄと振幅Ｖｄから求められ、例えば図３に示されるようになる。
【０００４】
中間相電流指令演算器４３は、任意の電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓと電流検出器３３出力の負荷３に流入する電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力して、まず
Ｐｏ＝Ｖｕｓ・Ｉｕ＋Ｖｖｓ・Ｉｖ＋Ｖｗｓ・Ｉｗ （４）
の演算で負荷３への出力電力Ｐｏを求める。ここで、マトリックスコンバータ２は負荷３へ任意の電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ通りの電圧が印加できているとしている。そして、前記出力電力Ｐｏを三相電源１が供給する際に、三相電源１の三相電源電圧の内で中間の電圧である相（以下中間相）に流すべき電流Ｉｃを求めて出力する。例えば図４のようになる。
【０００５】
中間相接続率演算器４８は、中間相電流指令演算器４３出力ＩｃとＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力して、各出力相を電源の中間相に接続する時間比率Ｋｕ’，Ｋｖ’，Ｋｗ’を求めて出力する。ＩｘがＩｃと同符号の場合はＫｘ’＝Ｉｃ／Ｉｓｕｍであり、異符号の場合はＫｘ’＝０とする。ここでｘはｕ，ｖ，ｗで表される出力相を意味し、ＩｓｕｍはＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗの内でＩｃと同符号のものの総和である。例えばＩｃ＞０，Ｉｕ＞０，Ｉｖ＜０，Ｉｗ＜０ならば、Ｋｕ’＝Ｉｃ／Ｉｕ，Ｋｖ’＝Ｋｗ’＝０となる。またＩｃ＜０，Ｉｕ＞０，Ｉｖ＜０，Ｉｗ＜０ならば、Ｋｕ’＝０，Ｋｖ’＝Ｋｗ’＝Ｉｃ／（Ｉｖ＋Ｉｗ）となる。このように、Ｉｃと同符号の出力相が２つある場合は、それらの相の中間相接続率は等しい値となる。
【０００６】
キャリア比較信号生成器４６は、基準キャリア比較信号発生器４５出力と中間相接続率演算器４８出力を入力して
ＶｘＨ＝Ｖｘｃ＋Ａ・Ｋｘ’・Ｇ （５）
ＶｘＬ＝ＶｘＨ−Ａ・Ｋｘ’ （６）
でキャリアと比較する信号を求めて出力する。ここでｘはｕ，ｖ，ｗで表される出力相を意味し、Ｇは
Ｇ＝１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ （７）
であり、ｅｍｉｄは三相電源電圧の内で中間のもの（中間相）と最小のもの（最小相）との電位差であり、電源電圧の位相θｄより得ることができ、例えば図５のようになる。
【０００７】
キャリア発生器４１は、振れ幅Ａの三角波キャリアCを出力し、比較器４７はその三角波キャリアCとキャリア比較信号生成器４６の出力とを比較した結果としてＦｘを出力する。ここでｘはｕ，ｖ，ｗで表される出力相を意味する。Ｃ＜ＶｘＬならばＦｘ＝０、ＶｘＬ＜Ｃ＜ＶｘＨならばＦｘ＝１、ＶｘＨ＜ＣならばＦｘ＝２となり、Ｆｘ＝０は、出力のｘ相を三相電源１の最大相に接続することを意味し、Ｆｘ＝１は、出力のｘ相を三相電源１の中間相に接続することを意味し、Ｆｘ＝２は、出力のｘ相を三相電源１の最小相に接続することを意味する。
【０００８】
スイッチ制御器５０は、比較器４７の出力と位相θｄに応じたスイッチング信号をマトリックスコンバータに出力する。例えばＦｕ＝０，０＜θｄ＜６０ならば、ｕ相は電源の最大相であるＲ相に接続することになるので、ＳｕＲ＝ＯＮ，ＳｕＳ＝ＳｕＴ＝ＯＦＦとなる。
【０００９】
この様な構成とすることで、負荷３に印加される電圧は、電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ通りとなり、電源電流波形も例えば正弦波とすることができ、電源力率も例えば１とすることができるようになる。（たとえば、非特許文献１参照。）
【非特許文献１】中小路元、小林広介、佐藤之彦 他著：「マトリックスコンバータの入出力電流を正弦波化するＰＷＭ制御方式の提案」、電気学会半導体電力変換研究会論文Ｎｏ．ＳＰＣ−０３−３６、６１〜６６頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来の技術では、Ｉｃと同符号の出力相が２つある場合は、それらの相の中間相接続率は等しいとしているが、等しくしなければならない根拠はない。一方、キャリアと比較される６つの信号ＶｕＨ，ＶｕＬ，ＶｖＨ，ＶｖＬ，ＶｗＨ，ＶｗＬがキャリアの振れ幅の外に出る（以下過変調状態と表現する）と指令通りの電圧をマトリックスコンバータが出力できなくなるので、なるべく上記６つの信号の最大のものと最小のものとの差は小さい方が望ましい。例えばＩｃ＝１０Ａ，Ｉｕ＝８０Ａ，Ｉｖ＝２０Ａの場合、Ｋｗ＝０，Ｋｕ＝Ｋｖ＝１０／（８０＋２０）＝０．１となり、ｖ相の電流はＩｃを流すためにあまり役に立っていないにも関わらずｕ相と同じ時間率だけ中間相に接続することとなりＶｖＨを大きくしてしまう。もしＶｖｃ＞Ｖｕｃ＞Ｖｗｃならば、上記６つの信号の最大のものがＶｖＨとなるので上記６つの信号の最小のものとの差が大きくなり過変調状態となる恐れがある。Ｉｃ＝Ｋｕ・Ｉｕ＋Ｋｖ・Ｉｖが満たされていればＫｕ＝Ｋｖである必要はないので例えばＫｕ＝０．１２，Ｋｖ＝０．０２でも問題なく、そうするとＶｖＨがあまり大きくならず上記６つの信号の最大のものと最小のものとの差が大きくならずに過変調状態となる恐れも小さくなる。
【００１１】
つまり本発明が解決しようとする課題は、Ｉｃと同符号の出力相が２つある場合にそれらの相の中間相接続率を等しいとしていることで、過変調状態となる可能性が高められて、マトリックスコンバータが出力できる電圧が低くなっていることである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記問題点を解決するために、三相電源１と負荷３とを、９つのスイッチからなるマトリックスコンバータ２で接続した主回路構成で、前記マトリックスコンバータ２が前記負荷３に出力する電流を検出する電流検出器３３と、前記三相電源１の電圧を検出する電源電圧検出器３４と、前記電圧検出器３４の出力を入力して電源電圧の位相と大きさを求めて出力する電源電圧位相検出器４２と、前記電源電圧位相検出器４２の出力と各相の出力電圧指令と前記電流検出器３３の出力とを用いて前記三相電源１の３つの電源電圧の中で中間の電圧状態である相である中間相に流すべき電流である中間相電流指令を演算して出力する中間相電流指令演算器４３と、前記中間相電流指令演算器４３の出力と前記電流検出器３３の出力とを入力して、前記マトリックスコンバータ２の各出力相を前記中間相に接続する時間比率を求める中間相接続率演算器４４と、前記電源電圧位相検出器４２の出力と前記マトリックスコンバータ２が出力すべき各相の出力電圧指令を入力して前記マトリックスコンバータ２の各相の出力電圧が前記各相の出力電圧指令に一致するようなキャリア比較信号を出力する基準キャリア比較信号発生器４５と、前記基準キャリア比較信号発生器４５の出力と前記中間相接続率演算器４４の出力を入力して６つのキャリア比較信号を出力するキャリア比較信号生成器４６と、キャリアを生成するキャリア発生器４１と、前記キャリア比較信号生成器４６の出力と前記キャリア発生器４１との出力を比較して出力する比較器４７と、前記比較器４７の出力と前記電源電圧位相検出器４２の出力の電源電圧の位相とを入力して前記マトリックスコンバータ２のスイッチを制御する信号を出力するスイッチ制御器５０とからなるマトリックスコンバータ制御装置において、前記キャリア比較信号生成器４６出力の６つの信号の中で最大のものと最小のものとの差を最小とするように前記中間相接続率演算器４４の出力を求めるマトリックスコンバータ制御装置を実装する。
【発明の効果】
【００１３】
電源電流の波形を正弦波で電源力率１を保った状態で、マトリックスコンバータの出力可能電圧を上げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
マトリックスコンバータの出力可能電圧を上げる目的を、電源特性の性能低下を招くことなく、部品を追加することなく、中間相に接続する時間率の計算方法を変えるだけで実現した。
【実施例１】
【００１５】
図１によって、実施例を示す。本発明の主体は発明の中間相接続率演算器４４なので、従来と同じ技術については説明を省略する。発明の中間相接続率演算器４４には出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと基準キャリア比較信号発生器４５の出力であるＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと中間相電流指令演算器４３の出力であるＩｃを入力する。電源中間相電流指令値Ｉｃと同符号の出力電流の相がｕとｖである場合を例に説明する。キャリア信号Ｃの振幅を０から１（つまりＡ＝１）として、Ｕ＝（Ｖｕｃ／Ｅｍａｘ）、Ｖ＝（Ｖｖｃ／Ｅｍａｘ）、Ｗ＝（Ｖｗｃ／Ｅｍａｘ）、Ｇ＝（１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ）、とすると、キャリア比較信号生成器４６内で演算されるキャリア比較信号は、（９）式から（１４）式のように演算される。
ＶｕＨ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ （８）
ＶｕＬ＝Ｕ−Ｋｕ・（１−Ｇ） （９）
ＶｖＨ＝Ｖ＋Ｋｖ・Ｇ （１０）
ＶｖＬ＝Ｖ−Ｋｖ・（１−Ｇ） （１１）
ＶｗＨ＝Ｗ＋Ｋｗ・Ｇ （１２）
ＶｗＬ＝Ｗ−Ｋｗ・（１−Ｇ） （１３）
【００１６】
ここで、中間相接続率演算器４４において電源中間相電流指令値Ｉｃと異符号の出力電流の相の中間相接続率Ｋｗは０とするので、ＶｗＨ＝ＶｗＬ＝Ｗである。またＫｕとＫｖと電源中間相電流指令値Ｉｃは（１４）式を満たす必要がある。
Ｉｃ＝Ｋｕ・Ｉｕ＋Ｋｖ・Ｉｖ （１４）
まず、ＶｕＨ、ＶｕＬ、ＶｖＨ、ＶｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。たとえばＵ＞Ｖであるとするなら、
ＶｕＨ≧ＶｖＨ （１５）
ＶｕＬ≧ＶｖＬ （１６）
なので、（１４）式を代入すると
Ｋｖ≦Ｉｕ・（Ｕ−Ｖ）／（Ｇ・（Ｉｕ＋Ｉｖ））＋Ｉｃ／（Ｉｕ＋Ｉｖ） （１７）
Ｋｕ≦Ｉｖ・（Ｕ−Ｖ）／（（１−Ｇ）・（Ｉｕ＋Ｉｖ））＋Ｉｃ／（Ｉｕ＋Ｉｖ）（１８）
を満たす必要があり、また（１４）式より
Ｋｖ≦Ｉｃ／Ｉｖ （１９）
Ｋｕ≦Ｉｃ／Ｉｕ （２０）
であり、ＶｕＨ、ＶｕＬ、ＶｖＨ、ＶｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差
ＶｕＨ−ＶｖＬ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ−Ｖ＋Ｋｖ・（１−Ｇ） （２１）
を最小とするには
Ｇ≧（１−Ｇ）・Ｉｕ／ＩｖならばＫｕ≧０，（１９）かつ（１７）式を満たせばよい。また、Ｇ≦（１−Ｇ）・Ｉｕ／ＩｖならばＫｖ≧０，（２０）かつ（１８）式を満たせばよい。
ここまでで得られたＫｕとＫｖで仮のＶｕＨ、ＶｕＬ、ＶｖＨ、ＶｖＬを求めて、それらをＶｕＨ’、ＶｕＬ’、ＶｖＨ’、ＶｖＬ’とする。
【００１７】
次にＶｕＨ’、ＶｖＬ’、Ｗの３つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。
Ｗ＞ＶｕＨ’の場合は、ＶｕＨがＷを超えない範囲でＫｕを大きくできるので、その条件である
Ｋｕ≦（Ｗ−ＶｕＨ’）／Ｇ （２２）
と（１８）式と（２０）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｖは、（１４）式より求める。
Ｗ＜ＶｖＬ’の場合は、ＶｖＬがＷを下回らない範囲でＫｖを大きくできるので、その条件である
Ｋｖ≦（ＶｖＬ’−Ｗ）／（１−Ｇ） （２３）
と（１７）式と（１９）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｕは、（１４）式より求める。
【００１８】
以上で電源中間相電流指令値Ｉｃと同符号の出力電流の相がｕとｖであり、Ｕ＞Ｖの場合において、６つのキャリア比較信号の最大のものと最小のものとの差が最小となるＫｕとＫｖを得ることができる。なお、Ｕ＜Ｖの場合や、中間相電流指令値Ｉｃと同符号の出力電流の相がｖとｗだった場合やｕとｗだった場合についても同様の演算をする。以上の演算を発明の中間相接続率演算器４４にて行うことで、キャリア比較信号生成器４６の出力である６つのキャリア比較信号の最大信号と最小信号の差が最小になる２つの中間相接続率の組み合わせが演算できる。本発明により、(８)式から（１３）式のキャリア比較信号はキャリア振幅Ａに収まりやすくなり、過変調になりにくくなるので本発明はマトリックスコンバータの出力可能電圧の向上に有効であるといえる。
【産業上の利用可能性】
【００１９】
本発明は従来のマトリックスコンバータと比較して、歪みの少ない出力を得られるものであり、昇降機、エレベータ、エスカレータ、遠心分離機、ビルおよび研究所の電源設備に応用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は本発明のマトリックスコンバータ制御装置を示す図である。
【図２】図２は従来のマトリックスコンバータ制御装置を示す図である。
【図３】図３は入力電源電圧と位相の関係を説明するための図である。
【図４】図４は力率１での中間相電流指令値と位相の関係を説明するための図である。
【図５】図５は変数Gと位相の関係を説明するための図である。
【符号の説明】
【００２１】
１：三相電源
２：マトリックスコンバータ
３：負荷
３３：電流検出器
３４：電源電圧検出器
４：マトリックスコンバータ制御装置
４１：キャリア発生器
４２：電源電圧位相検出器
４３：中間相電流指令演算器
４４：発明の中間相接続率演算器
４５：基準キャリア比較信号発生器
４６：キャリア比較信号生成器
４７：比較器
４８：従来技術の中間相接続率演算器
５０：スイッチ制御器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マトリックスコンバータの制御技術に関するもので、特に出力電圧の歪抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のマトリックスコンバータとその制御器構成図を図２に示す。マトリックスコンバータ２は三相電源１を入力とし、９つのスイッチにより負荷３に任意の振幅および周波数の三相電源を供給するものである。マトリックスコンバータ制御装置４は、電源電圧検出器３４出力の電源電圧と電流検出器３３出力の負荷３に流入する電流とを入力して、マトリックスコンバータ２の９つのスイッチを制御する信号を出力する。
【０００３】
電源電圧位相検出器４２は、電源電圧検出器３４出力の電源電圧を入力して、電源電圧の位相θｄと相電圧振幅Ｖｄを求めて出力する。基準キャリア比較信号発生器４５は、任意の電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓと電源電圧位相検出器４２出力の電源電圧の位相θｄと振幅Ｖｄを入力して、基準キャリア比較信号Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃを
Ｖｕｃ＝Ｖｕｓ・Ａ／ｅｍａｘ （１）
Ｖｖｃ＝Ｖｖｓ・Ａ／ｅｍａｘ （２）
Ｖｗｃ＝Ｖｗｓ・Ａ／ｅｍａｘ （３）
の演算で求めて出力する。ここでＡは、キャリア発生器４１出力の三角波キャリアの振れ幅であり、ｅｍａｘは、三相電源１の三相電源電圧の内で最大のもの（以下最大相）と最小のもの（以下最小相）との電位差であり、電源電圧位相検出器４２出力の電源電圧の位相θｄと振幅Ｖｄから求められ、例えば図３に示されるようになる。
【０００４】
中間相電流指令演算器４３は、任意の電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓと電流検出器３３出力の負荷３に流入する電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力して、まず
Ｐｏ＝Ｖｕｓ・Ｉｕ＋Ｖｖｓ・Ｉｖ＋Ｖｗｓ・Ｉｗ （４）
の演算で負荷３への出力電力Ｐｏを求める。ここで、マトリックスコンバータ２は負荷３へ任意の電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ通りの電圧が印加できているとしている。そして、前記出力電力Ｐｏを三相電源１が供給する際に、三相電源１の三相電源電圧の内で中間の電圧である相（以下中間相）に流すべき電流Ｉｃを求めて出力する。例えば図４のようになる。
【０００５】
中間相接続率演算器４８は、中間相電流指令演算器４３出力ＩｃとＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力して、各出力相を電源の中間相に接続する時間比率Ｋｕ’，Ｋｖ’，Ｋｗ’を求めて出力する。ＩｘがＩｃと同符号の場合はＫｘ’＝Ｉｃ／Ｉｓｕｍであり、異符号の場合はＫｘ’＝０とする。ここでｘはｕ，ｖ，ｗで表される出力相を意味し、ＩｓｕｍはＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗの内でＩｃと同符号のものの総和である。例えばＩｃ＞０，Ｉｕ＞０，Ｉｖ＜０，Ｉｗ＜０ならば、Ｋｕ’＝Ｉｃ／Ｉｕ，Ｋｖ’＝Ｋｗ’＝０となる。またＩｃ＜０，Ｉｕ＞０，Ｉｖ＜０，Ｉｗ＜０ならば、Ｋｕ’＝０，Ｋｖ’＝Ｋｗ’＝Ｉｃ／（Ｉｖ＋Ｉｗ）となる。このように、Ｉｃと同符号の出力相が２つある場合は、それらの相の中間相接続率は等しい値となる。
【０００６】
キャリア比較信号生成器４６は、基準キャリア比較信号発生器４５出力と中間相接続率演算器４８出力を入力して
ＶｘＨ＝Ｖｘｃ＋Ａ・Ｋｘ’・Ｇ （５）
ＶｘＬ＝ＶｘＨ−Ａ・Ｋｘ’ （６）
でキャリアと比較する信号を求めて出力する。ここでｘはｕ，ｖ，ｗで表される出力相を意味し、Ｇは
Ｇ＝１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ （７）
であり、ｅｍｉｄは三相電源電圧の内で中間のもの（中間相）と最小のもの（最小相）との電位差であり、電源電圧の位相θｄより得ることができ、例えば図５のようになる。
【０００７】
キャリア発生器４１は、振れ幅Ａの三角波キャリアCを出力し、比較器４７はその三角波キャリアCとキャリア比較信号生成器４６の出力とを比較した結果としてＦｘを出力する。ここでｘはｕ，ｖ，ｗで表される出力相を意味する。Ｃ＜ＶｘＬならばＦｘ＝０、ＶｘＬ＜Ｃ＜ＶｘＨならばＦｘ＝１、ＶｘＨ＜ＣならばＦｘ＝２となり、Ｆｘ＝０は、出力のｘ相を三相電源１の最大相に接続することを意味し、Ｆｘ＝１は、出力のｘ相を三相電源１の中間相に接続することを意味し、Ｆｘ＝２は、出力のｘ相を三相電源１の最小相に接続することを意味する。
【０００８】
スイッチ制御器５０は、比較器４７の出力と位相θｄに応じたスイッチング信号をマトリックスコンバータに出力する。例えばＦｕ＝０，０＜θｄ＜６０ならば、ｕ相は電源の最大相であるＲ相に接続することになるので、ＳｕＲ＝ＯＮ，ＳｕＳ＝ＳｕＴ＝ＯＦＦとなる。
【０００９】
この様な構成とすることで、負荷３に印加される電圧は、電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ通りとなり、電源電流波形も例えば正弦波とすることができ、電源力率も例えば１とすることができるようになる。（たとえば、非特許文献１参照。）
【非特許文献１】中小路元、小林広介、佐藤之彦 他著：「マトリックスコンバータの入出力電流を正弦波化するＰＷＭ制御方式の提案」、電気学会半導体電力変換研究会論文Ｎｏ．ＳＰＣ−０３−３６、６１〜６６頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来の技術では、Ｉｃと同符号の出力相が２つある場合は、それらの相の中間相接続率は等しいとしているが、等しくしなければならない根拠はない。一方、キャリアと比較される６つの信号ＶｕＨ，ＶｕＬ，ＶｖＨ，ＶｖＬ，ＶｗＨ，ＶｗＬがキャリアの振れ幅の外に出る（以下過変調状態と表現する）と指令通りの電圧をマトリックスコンバータが出力できなくなるので、なるべく上記６つの信号の最大のものと最小のものとの差は小さい方が望ましい。例えばＩｃ＝１０Ａ，Ｉｕ＝８０Ａ，Ｉｖ＝２０Ａの場合、Ｋｗ＝０，Ｋｕ＝Ｋｖ＝１０／（８０＋２０）＝０．１となり、ｖ相の電流はＩｃを流すためにあまり役に立っていないにも関わらずｕ相と同じ時間率だけ中間相に接続することとなりＶｖＨを大きくしてしまう。もしＶｖｃ＞Ｖｕｃ＞Ｖｗｃならば、上記６つの信号の最大のものがＶｖＨとなるので上記６つの信号の最小のものとの差が大きくなり過変調状態となる恐れがある。Ｉｃ＝Ｋｕ・Ｉｕ＋Ｋｖ・Ｉｖが満たされていればＫｕ＝Ｋｖである必要はないので例えばＫｕ＝０．１２，Ｋｖ＝０．０２でも問題なく、そうするとＶｖＨがあまり大きくならず上記６つの信号の最大のものと最小のものとの差が大きくならずに過変調状態となる恐れも小さくなる。
【００１１】
つまり本発明が解決しようとする課題は、Ｉｃと同符号の出力相が２つある場合にそれらの相の中間相接続率を等しいとしていることで、過変調状態となる可能性が高められて、マトリックスコンバータが出力できる電圧が低くなっていることである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記問題点を解決するために、三相電源１と負荷３とを、９つのスイッチからなるマトリックスコンバータ２で接続した主回路構成で、前記マトリックスコンバータ２が前記負荷３に出力する電流を検出する電流検出器３３と、前記三相電源１の電圧を検出する電源電圧検出器３４と、前記電圧検出器３４の出力を入力して電源電圧の位相と大きさを求めて出力する電源電圧位相検出器４２と、前記電源電圧位相検出器４２の出力と各相の出力電圧指令と前記電流検出器３３の出力とを用いて前記三相電源１の３つの電源電圧の中で中間の電圧状態である相である中間相に流すべき電流である中間相電流指令を演算して出力する中間相電流指令演算器４３と、前記中間相電流指令演算器４３の出力と前記電流検出器３３の出力とを入力して、前記マトリックスコンバータ２の各出力相を前記中間相に接続する時間比率を求める中間相接続率演算器４４と、前記電源電圧位相検出器４２の出力と前記マトリックスコンバータ２が出力すべき各相の出力電圧指令を入力して前記マトリックスコンバータ２の各相の出力電圧が前記各相の出力電圧指令に一致するようなキャリア比較信号を出力する基準キャリア比較信号発生器４５と、前記基準キャリア比較信号発生器４５の出力と前記中間相接続率演算器４４の出力を入力して６つのキャリア比較信号を出力するキャリア比較信号生成器４６と、キャリアを生成するキャリア発生器４１と、前記キャリア比較信号生成器４６の出力と前記キャリア発生器４１との出力を比較して出力する比較器４７と、前記比較器４７の出力と前記電源電圧位相検出器４２の出力の電源電圧の位相とを入力して前記マトリックスコンバータ２のスイッチを制御する信号を出力するスイッチ制御器５０とからなるマトリックスコンバータ制御装置において、前記キャリア比較信号生成器４６出力の６つの信号の中で最大のものと最小のものとの差を最小とするように前記中間相接続率演算器４４の出力を求めるマトリックスコンバータ制御装置を実装する。
【発明の効果】
【００１３】
電源電流の波形を正弦波で電源力率１を保った状態で、マトリックスコンバータの出力可能電圧を上げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
マトリックスコンバータの出力可能電圧を上げる目的を、電源特性の性能低下を招くことなく、部品を追加することなく、中間相に接続する時間率の計算方法を変えるだけで実現した。
【実施例１】
【００１５】
図１によって、実施例を示す。本発明の主体は発明の中間相接続率演算器４４なので、従来と同じ技術については説明を省略する。発明の中間相接続率演算器４４には出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと基準キャリア比較信号発生器４５の出力であるＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと中間相電流指令演算器４３の出力であるＩｃを入力する。電源中間相電流指令値Ｉｃと同符号の出力電流の相がｕとｖである場合を例に説明する。キャリア信号Ｃの振幅を０から１（つまりＡ＝１）として、Ｕ＝（Ｖｕｃ／Ｅｍａｘ）、Ｖ＝（Ｖｖｃ／Ｅｍａｘ）、Ｗ＝（Ｖｗｃ／Ｅｍａｘ）、Ｇ＝（１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ）、とすると、キャリア比較信号生成器４６内で演算されるキャリア比較信号は、（９）式から（１４）式のように演算される。
ＶｕＨ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ （８）
ＶｕＬ＝Ｕ−Ｋｕ・（１−Ｇ） （９）
ＶｖＨ＝Ｖ＋Ｋｖ・Ｇ （１０）
ＶｖＬ＝Ｖ−Ｋｖ・（１−Ｇ） （１１）
ＶｗＨ＝Ｗ＋Ｋｗ・Ｇ （１２）
ＶｗＬ＝Ｗ−Ｋｗ・（１−Ｇ） （１３）
【００１６】
ここで、中間相接続率演算器４４において電源中間相電流指令値Ｉｃと異符号の出力電流の相の中間相接続率Ｋｗは０とするので、ＶｗＨ＝ＶｗＬ＝Ｗである。またＫｕとＫｖと電源中間相電流指令値Ｉｃは（１４）式を満たす必要がある。
Ｉｃ＝Ｋｕ・Ｉｕ＋Ｋｖ・Ｉｖ （１４）
まず、ＶｕＨ、ＶｕＬ、ＶｖＨ、ＶｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。たとえばＵ＞Ｖであるとするなら、
ＶｕＨ≧ＶｖＨ （１５）
ＶｕＬ≧ＶｖＬ （１６）
なので、（１４）式を代入すると
Ｋｖ≦Ｉｕ・（Ｕ−Ｖ）／（Ｇ・（Ｉｕ＋Ｉｖ））＋Ｉｃ／（Ｉｕ＋Ｉｖ） （１７）
Ｋｕ≦Ｉｖ・（Ｕ−Ｖ）／（（１−Ｇ）・（Ｉｕ＋Ｉｖ））＋Ｉｃ／（Ｉｕ＋Ｉｖ）（１８）
を満たす必要があり、また（１４）式より
Ｋｖ≦Ｉｃ／Ｉｖ （１９）
Ｋｕ≦Ｉｃ／Ｉｕ （２０）
であり、ＶｕＨ、ＶｕＬ、ＶｖＨ、ＶｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差
ＶｕＨ−ＶｖＬ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ−Ｖ＋Ｋｖ・（１−Ｇ） （２１）
を最小とするには
Ｇ≧（１−Ｇ）・Ｉｕ／ＩｖならばＫｕ≧０，（１９）かつ（１７）式を満たせばよい。また、Ｇ≦（１−Ｇ）・Ｉｕ／ＩｖならばＫｖ≧０，（２０）かつ（１８）式を満たせばよい。
ここまでで得られたＫｕとＫｖで仮のＶｕＨ、ＶｕＬ、ＶｖＨ、ＶｖＬを求めて、それらをＶｕＨ’、ＶｕＬ’、ＶｖＨ’、ＶｖＬ’とする。
【００１７】
次にＶｕＨ’、ＶｖＬ’、Ｗの３つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。
Ｗ＞ＶｕＨ’の場合は、ＶｕＨがＷを超えない範囲でＫｕを大きくできるので、その条件である
Ｋｕ≦（Ｗ−ＶｕＨ’）／Ｇ （２２）
と（１８）式と（２０）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｖは、（１４）式より求める。
Ｗ＜ＶｖＬ’の場合は、ＶｖＬがＷを下回らない範囲でＫｖを大きくできるので、その条件である
Ｋｖ≦（ＶｖＬ’−Ｗ）／（１−Ｇ） （２３）
と（１７）式と（１９）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｕは、（１４）式より求める。
【００１８】
以上で電源中間相電流指令値Ｉｃと同符号の出力電流の相がｕとｖであり、Ｕ＞Ｖの場合において、６つのキャリア比較信号の最大のものと最小のものとの差が最小となるＫｕとＫｖを得ることができる。なお、Ｕ＜Ｖの場合や、中間相電流指令値Ｉｃと同符号の出力電流の相がｖとｗだった場合やｕとｗだった場合についても同様の演算をする。以上の演算を発明の中間相接続率演算器４４にて行うことで、キャリア比較信号生成器４６の出力である６つのキャリア比較信号の最大信号と最小信号の差が最小になる２つの中間相接続率の組み合わせが演算できる。本発明により、(８)式から（１３）式のキャリア比較信号はキャリア振幅Ａに収まりやすくなり、過変調になりにくくなるので本発明はマトリックスコンバータの出力可能電圧の向上に有効であるといえる。
【産業上の利用可能性】
【００１９】
本発明は従来のマトリックスコンバータと比較して、歪みの少ない出力を得られるものであり、昇降機、エレベータ、エスカレータ、遠心分離機、ビルおよび研究所の電源設備に応用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は本発明のマトリックスコンバータ制御装置を示す図である。
【図２】図２は従来のマトリックスコンバータ制御装置を示す図である。
【図３】図３は入力電源電圧と位相の関係を説明するための図である。
【図４】図４は力率１での中間相電流指令値と位相の関係を説明するための図である。
【図５】図５は変数Gと位相の関係を説明するための図である。
【符号の説明】
【００２１】
１：三相電源
２：マトリックスコンバータ
３：負荷
３３：電流検出器
３４：電源電圧検出器
４：マトリックスコンバータ制御装置
４１：キャリア発生器
４２：電源電圧位相検出器
４３：中間相電流指令演算器
４４：発明の中間相接続率演算器
４５：基準キャリア比較信号発生器
４６：キャリア比較信号生成器
４７：比較器
４８：従来技術の中間相接続率演算器
５０：スイッチ制御器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相電源（１）と負荷（３）とを、９つのスイッチからなるマトリックスコンバータ（２）で接続した主回路構成で、該マトリックスコンバータ（２）が前記負荷３に出力する電流を検出する電流検出器（３３）と、該三相電源（１）の電圧を検出する電源電圧検出器（３４）と、該電圧検出器（３４）の出力を入力して電源電圧の位相と大きさを求めて出力する電源電圧位相検出器（４２）と、該電源電圧位相検出器（４２）の出力と各相の出力電圧指令と該電流検出器（３３）の出力とを用いて前記三相電源（１）の３つの電源電圧の中で中間の電圧状態である相である中間相に流すべき電流である中間相電流指令を演算して出力する中間相電流指令演算器（４３）と、該中間相電流指令演算器（４３）の出力と前記電流検出器（３３）の出力とを入力して、前記マトリックスコンバータ（２）の各出力相を前記中間相に接続する時間比率を求める中間相接続率演算器（４４）と、該電源電圧位相検出器（４２）の出力と前記マトリックスコンバータ（２）が出力すべき各相の出力電圧指令とを入力して前記マトリックスコンバータ（２）の各相の出力電圧が前記各相の出力電圧指令に一致するようなキャリア比較信号を出力する基準キャリア比較信号発生器（４５）と、該基準キャリア比較信号発生器（４５）の出力と該中間相接続率演算器（４４）の出力を入力して６つのキャリア比較信号を出力するキャリア比較信号生成器（４６）と、キャリアを生成するキャリア発生器（４１）と、該キャリア比較信号生成器（４６）の出力と該キャリア発生器（４１）との出力を比較して出力する比較器（４７）と、該比較器（４７）の出力と前記電源電圧位相検出器（４２）の出力の電源電圧の位相とを入力して前記マトリックスコンバータ（２）のスイッチを制御する信号を出力するスイッチ制御器（５０）とからなるマトリックスコンバータ制御装置において、
前記キャリア比較信号生成器（４６）出力の６つの信号の中で最大のものと最小のものとの差を最小とするように前記中間相接続率演算器（４４）の出力を求めることを特徴とするマトリックスコンバータ制御装置。
【請求項１】
三相電源（１）と負荷（３）とを、９つのスイッチからなるマトリックスコンバータ（２）で接続した主回路構成で、該マトリックスコンバータ（２）が前記負荷３に出力する電流を検出する電流検出器（３３）と、該三相電源（１）の電圧を検出する電源電圧検出器（３４）と、該電圧検出器（３４）の出力を入力して電源電圧の位相と大きさを求めて出力する電源電圧位相検出器（４２）と、該電源電圧位相検出器（４２）の出力と各相の出力電圧指令と該電流検出器（３３）の出力とを用いて前記三相電源（１）の３つの電源電圧の中で中間の電圧状態である相である中間相に流すべき電流である中間相電流指令を演算して出力する中間相電流指令演算器（４３）と、該中間相電流指令演算器（４３）の出力と前記電流検出器（３３）の出力とを入力して、前記マトリックスコンバータ（２）の各出力相を前記中間相に接続する時間比率を求める中間相接続率演算器（４４）と、該電源電圧位相検出器（４２）の出力と前記マトリックスコンバータ（２）が出力すべき各相の出力電圧指令とを入力して前記マトリックスコンバータ（２）の各相の出力電圧が前記各相の出力電圧指令に一致するようなキャリア比較信号を出力する基準キャリア比較信号発生器（４５）と、該基準キャリア比較信号発生器（４５）の出力と該中間相接続率演算器（４４）の出力を入力して６つのキャリア比較信号を出力するキャリア比較信号生成器（４６）と、キャリアを生成するキャリア発生器（４１）と、該キャリア比較信号生成器（４６）の出力と該キャリア発生器（４１）との出力を比較して出力する比較器（４７）と、該比較器（４７）の出力と前記電源電圧位相検出器（４２）の出力の電源電圧の位相とを入力して前記マトリックスコンバータ（２）のスイッチを制御する信号を出力するスイッチ制御器（５０）とからなるマトリックスコンバータ制御装置において、
前記キャリア比較信号生成器（４６）出力の６つの信号の中で最大のものと最小のものとの差を最小とするように前記中間相接続率演算器（４４）の出力を求めることを特徴とするマトリックスコンバータ制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００８−４３１１０（Ｐ２００８−４３１１０Ａ）
【公開日】平成２０年２月２１日（２００８．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２１６３１６（Ｐ２００６−２１６３１６）
【出願日】平成１８年８月９日（２００６．８．９）
【出願人】（０００００３１１５）東洋電機製造株式会社 (380)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年２月２１日（２００８．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年８月９日（２００６．８．９）
【出願人】（０００００３１１５）東洋電機製造株式会社 (380)
【Ｆターム（参考）】
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