リーダ又はリーダライタ
【課題】 デジタル周波数変換器により、複数の非接触情報記録媒体に割り当てられたサブキャリア周波数により複数チャネルの時分割多重信号に変換することにより、回路構成を簡略化し、且つＭＦＭデコーダをハードウェアにより構成してＭＰＵの負荷を軽減したリーダ又はリーダライタを提供する。
【解決手段】 受信部５６は、アンテナ３４から受信したＲＦタグ２００の信号に含まれるキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ４２と、その出力信号を増幅する増幅器４１と、増幅されたアナログ信号をデジタル信号に変換して量子化信号とするＡ／Ｄ変換器４０と、を備えて量子化処理部４４を構成し、量子化信号を複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路４３と、を備えて構成される。
【解決手段】 受信部５６は、アンテナ３４から受信したＲＦタグ２００の信号に含まれるキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ４２と、その出力信号を増幅する増幅器４１と、増幅されたアナログ信号をデジタル信号に変換して量子化信号とするＡ／Ｄ変換器４０と、を備えて量子化処理部４４を構成し、量子化信号を複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路４３と、を備えて構成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リーダ又はリーダライタに関し、さらに詳しくは、積層状態、混載状態等々、近接した状態にある複数の非接触情報記録媒体に記録されている夫々の情報を一括同時読み取りする受信部を備えたリーダ又はリーダライタにおける受信部の回路構成に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＩＣカードと呼ばれる情報記録媒体が市場に広く出回っている。ＩＣカードは、クレジットカード、銀行カード、ポイントカード等の如くカード状或いはシート状の形状を備え、カード内にＩＣが組み込まれているものを総称した名称である。最近では、ＩＣカードと同様の原理で情報を記録するＲＦタグが、各種物品に付されて物品の種別や内容の判別、分類整理、在庫管理等の多様な分野において効率化に貢献している。このＲＦタグとしては、最速３．５ｍ／秒の搬送機でトンネルリーダライタを通過するＲＦタグの高速読み取り・書込みが可能なタイプや、トンネルリーダライタ内でＲＦタグが積層した状態（２ｍｍ間隔）において１００枚重ね一括同時読み取り・書込みが約１秒で可能なタイプのものが出現している。そこで、積層状態、混載状態にあるＲＦタグを一括同時読み取り・書込みを行なうためのリーダライタが必要となる。
【０００３】
図９は従来の積層状態のＲＦタグに対する一括同時読み取り・書込みが可能なリーダライタの機能ブロック図の一例である。このリーダライタ１６０は、キャリア周波数ｆｃを発生する搬送波発振器１２０と、送信コマンドによりキャリア周波数ｆｃを変調する変調器１２２と、増幅器１２１、１２３により送信部１５２を構成している。また、アンテナ１２４から受信したＲＦタグ２００の信号のキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ１２５と、複数のＲＦタグ２００に割り当てられたサブキャリア周波数を発振する局部発振器１２７〜１３４と、受信信号と局部発振器の信号とをミキシングするミキサ１５４〜１６１と、ミキサの出力信号に含まれるサブキャリア周波数を除去するＬＰＦ１３５〜１４２と、増幅器１２６、１４３〜１５０とを備えて受信部１５３を構成している。また、全体を制御するＭＰＵ１５１を備えている。
【０００４】
次に、複数のＲＦタグ２００からのサブキャリア周波数を例えば８チャネルの周波数に分割して受信する「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」について説明する。「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」では、サブキャリア周波数として９６９ｋＨｚ〜３０１３ｋＨｚを８チャネルの周波数に分割し多重して受信される。即ち、アンテナ１２４からはどのサブキャリア周波数のＲＦタグの信号を受信するかわからない。従って、８チャネルのどのサブキャリア周波数を受信してもよいように、並列に局部発振器１２７〜１３４、ＬＰＦ１３５〜１４２及び増幅器１４３〜１５０が接続されている。例えば、９６９ｋＨｚのサブキャリア周波数の信号を受信すると、ミキサ１５４により局部発振器１２７から発振された９６９ｋＨｚとサブキャリア周波数とがミキシングされてその出力には、１０６ｋＨｚのベースバンドが出力される。更にその信号から残留したサブキャリア周波数をＬＰＦ１３５により除去して、ＭＦＭ信号としてＭＰＵ１５１に入力される。このように、各チャネルから並列にＭＦＭ信号としてＭＰＵ１５１に入力される。ＭＰＵ１５１では、このＭＦＭ信号を処理してＮＲＺ符号に変換する。
また従来技術として特許文献１には、シンボル単位で高速にチャネル切替を行なうために、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプルタイミング毎にチャネル切替の有無を監視し、チャネル切替有りのときそのタイミングでランダムウォークフィルタの閾値を切り替える技術について開示されている。
【特許文献１】特開２００１−１０３１０８公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」のリーダライタにおいては、８チャネルのサブキャリアを同時に受信するために、８つの局部発振器、ミキサ、ＬＰＦ及び増幅器が必要となり、回路規模が大きくなると共に、ＭＰＵが並列にＭＦＭ信号を処理しなければならないため負荷が大きくなるといった問題がある。
また特許文献１に開示されている従来技術は、複数のメモリが必要となるため、ハードウェアの規模が大きくなるばかりでなく、処理速度がメモリのアクセスタイムにより制限されるといった問題がある。
【０００６】
本発明は、かかる課題に鑑み、デジタル周波数変換器により、複数の非接触情報記録媒体に割り当てられたサブキャリア周波数により複数チャネルの時分割多重信号に変換することにより、回路構成を簡略化し、且つＭＦＭデコーダをハードウェアにより構成してＭＰＵの負荷を軽減したリーダ又はリーダライタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、近接した位置関係にある複数の非接触情報記録媒体に記録されている夫々の情報を一括読み取りする受信部を備えたリーダ又はリーダライタであって、前記受信部は、アンテナから受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部と、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路と、を備えたことを特徴とする。
本発明の最も大きな特徴は、複数のサブキャリア周波数を検出する回路をデジタル化して時分割処理した点である。これにより、複数のサブキャリア周波数を検出する回路が不要となり、回路構成が大幅に簡略化される。また、受信信号をＮＲＺ符号に復号する回路をハードウェアにより構成して、ＭＰＵの負荷を軽減する。ここで、ＭＦＭ（Modified Frequency Modulation）とは、データが「１」のときはデータの中央の時点で極性を反転し、「０」が一つだけの時には何もせず「０」が連続するときにはその境目で極性を反転する変調方式である。その結果、反転間隔は、Ｔ、１．５Ｔ、２Ｔの３種類となる。またＮＲＺ信号とは、データの０／１などを、物理的な信号波形で表し、１ビットの期間電圧がハイであるか、ローであるかによって、１と０とを区別する符号をいう。
【０００８】
請求項２は、前記復号化回路は、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換するデジタル周波数変換器と、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号するＭＦＭデコーダと、前記受信信号に含まれるプリアンブルを検出してフレームデータの先頭を検出する同期部と、を備えたことを特徴とする。
本発明の復号回路は、デジタル周波数変換器により時分割多重信号に変換し、その信号をＭＦＭデコーダによりＮＲＺ符号化方式の信号に復号してＭＰＵに入力する。このとき、同期部によりフレームのプリアンブルを検出して同期をとる。
【０００９】
請求項３は、前記デジタル周波数変換器は、前記量子化信号により変調されたサブキャリア周波数と前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数とをミキシングする第１のミキサと、前記各サブキャリア周波数から前記中心周波数を減算した差分周波数を時分割するマルチプレクサと、前記第１のミキサの出力信号と前記マルチプレクサの出力信号とをミキシングする第２のミキサと、選択された帯域以外を除去するフィルタと、を備えたことを特徴とする。
本発明のデジタル周波数変換器の構成としては、時分割多重処理のレートを削減するためにサブキャリア周波数とサブキャリア周波数の中心周波数を中間周波として第１のミキサによりミキシングする。これにより、もともとのサブキャリア周波数が中間周波数分だけ低周波側にシフトした信号となる。この信号は１フレーム単位で周波数分割多重されて入力されるが、サブキャリア周波数信号はランダムであり、どの信号が入力されるか不明な状態にあるため、マルチプレクサにより時分割するためには、処理速度をチャネル数の倍数に速める必要がある。そして、マルチプレクサが出力するサブキャリア周波数から中心周波数を引いた差分周波数と同じ周波数の信号があると、それを時分割多重化して出力する。
【００１０】
請求項４は、前記第２のミキサは、前記第１のミキサの出力信号の１フレーム周期内に、前記複数チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されていることを特徴とする。
第１のミキサから出力される信号は、周波数分割多重され且つサブキャリア周波数がランダムな信号である。従って、その信号の１フレーム以内に信号を時分割多重化しなければならない。そこで本発明では、第２のミキサのクロック周波数を少なくともチャネル数の倍数にする必要がある。
【００１１】
請求項５は、前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の電力値を積算する電力値積算部と、前記相関演算部の値を前記電力値積算部の積算値により正規化する正規化部と、所定の閾値により前記正規化部により正規化されたレベルを判定するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、前記レベル判定部は所定の閾値以下をノイズとして除去し、前記ピーク検出部では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）での前記レベル判定部の出力を比較し、前記ｔでの値が最大であれば、ピークと判断してフレーム検出パルスを出力することを特徴とする。
受信信号はシリアルのフレーム信号である。そして各フレームの区切りを区別するためにプリアンブル信号が存在する。本発明の同期部は、このプリアンブル信号を検出してフレームを検出するものである。即ち、レベル判定部では閾値（Ｖｔｈ）以下をノイズとして除去する。ピーク検出部では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）でのレベル判定部の出力を比較し、ｔでの値が最大であれば、ピークと判断する。ピークと判断したら、すなわちプリアンブルの理想的な波形と一致したと判断できるので、ピーク検出部はフレーム検出パルスを出力する。ＭＦＭデコーダはピーク検出パルスを受けて、フレームの始点を検出し、自らにリセットをかけてＭＦＭデコードをスタートする。
【００１２】
請求項６は、前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の振幅値の絶対値を積算する絶対値積算部と、前記相関演算部の出力と前記絶対値積算部の出力とを比較するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、前記相関演算部の出力信号と前記絶対値積算部の出力とを比較してレベルを判定し、前記絶対値積算部の出力レベルより高い信号を前記ピーク検出部に入力して、その信号の中からピークを検出することを特徴とする。
本発明は、請求項５の構成を簡略化するために、フラグの理想波形を１／−１のデジタル波形とする。また、演算処理を簡潔にするために電力値演算部を絶対値積算部に置き換える。即ち、フラグ波形生成部により生成された波形と、ＬＰＦの出力波形との相互相関値を相関演算部により演算する。相互相関値はフラグの波形がデジタル値であるため、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できる。その出力信号と絶対値積算部の出力と比較してレベルを判定して、絶対値積算部の出力レベルより高い信号をピーク検出部に入力し、その信号の中からピークを検出する。
【００１３】
請求項７は、前記同期部は、前記フラグ波形生成部から出力される波形を１／−１のデジタル波形とし、前記相関演算部による相互相関による演算をハイレベルを１、ローレベルを−１として加算減算器により演算することを特徴とする。
フラグの理想波形を１／−１のデジタル波形とし、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できるので、同期部の回路構成を簡略化することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、受信部は、アンテナから受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部と、この量子化処理部により量子化された信号を複数の非接触情報記録媒体に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換して、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路と、を備えたので、複数のサブキャリア周波数を検出する回路が不要となり、回路構成が大幅に簡略化されると共に、受信信号をＮＲＺ符号に復号する回路をハードウェアにより構成して、ＭＰＵの負荷を軽減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は、一般的なリーダライタの構成を示すブロック図である。このリーダライタ１００は、リーダライタ１００との間でデータの授受を行ってシステム全体を制御するＰＣ５０によって制御される。リーダライタ１００は、外部のＰＣ５０とのデータの通信プロトコルを司る送受信装置１と、リーダライタ１００全体の動作を制御する制御装置２と、制御装置２を動作させる手順を記録したファームウェアと読み取ったデータを格納するメモリ装置３と、制御装置２からのデータを搬送波に乗せて変調する変調器４と、操作コマンドを入力する入力装置５と、制御装置２により制御された情報を表示する表示装置６と、制御装置２からの交流信号である電力供給用信号と変調器４からの書き込みコマンドを電力増幅する電力増幅器７と、ループアンテナ９から受信した搬送波から２値化データに変換する検波復調器８と、図示しないＲＦタグとの電力用搬送波とデータの授受をするループアンテナ９とを備えて構成されている。
【００１６】
次に、本構成によるリーダライタ１００の動作を説明する前に、ＲＦタグ（非接触情報記録媒体）の構成を先に説明しておく。図２は、ＲＦタグの構成を示すブロック図である。このＲＦタグ２００は、リーダライタ１００からの電力用搬送波によりデータの授受をするアンテナ２０と、書き込みコマンド読み出しコマンドを生成する送受信回路２１と、アンテナ２０からの電力用搬送波を受け、それを整流して直流電力に変換する電力生成回路２２と、制御用ファームウェアとデータの記憶を司るメモリ装置２３と、制御回路２６からの送信コマンドに搬送波を乗せて変調する変調器２４と、送受信回路２１からの搬送波データから２値化データに変換する検波器２５と、ＲＦタグ２００の全体の動作を制御する制御回路２６から構成されている。
【００１７】
次に、図１と図２を併せて参照してそれぞれ単独の動作について説明する。リーダライタ１００は、図示しない電源が入れられると制御装置２のイニシャル動作後、メモリ装置３に記憶されたプログラムに従い動作を開始する。まず、初期化が行われる。次に、制御装置２は、ＲＦタグ２００に供給する電力供給用信号と、ポーリング信号を交互に電力増幅器７から送信する。その信号は、ループアンテナ９から電磁波として外部に放射される。次に、ＲＦタグ２００がリーダライタ１００に近接すると、アンテナ２０が電力供給用信号を受信し、電力生成回路２２によりその搬送波を整流して直流電力に変換して、ＲＦタグ２００内の全ての回路に供給する。電力を供給されて制御回路２６が駆動すると、メモリ装置２３に格納されたプログラムに従って、制御を開始する。
【００１８】
次に、制御回路２６は、まず送受信回路２１からコマンドを検波器２５で復調して２値化信号に変換し、そのコマンドを解析する。その結果自分が呼び出されていることを認識すると、レスポンスを変調器２４により変調して送受信回路２１を介してアンテナ２０から送信する。このレスポンスをリーダライタ１００がループアンテナ９で受信して、検波復調器８で２値化コードに変換し、制御回路２により解析してＲＦタグ２００が規格に合致したＲＦタグであると認識する。それにより、以後リーダライタ１００とＲＦタグ２００の間でポーリングが行われる。
【００１９】
図３は本発明の一実施形態に係るリーダライタの機能ブロック図である。このリーダライタ１１０は、近接した位置関係にある複数のＲＦタグ２００に記録されている夫々の情報を一括同時読み取りする受信部５６と、複数のＲＦタグ２００に情報を書き込む送信部５５と、ＭＰＵ３５と、を備えて構成されている。
そして送信部５５は、キャリア周波数ｆｃを発生する搬送波発振器３０と、送信コマンドによりキャリア周波数ｆｃを変調する変調器３２と、増幅器３１、３３により構成される。尚、送信部５５は本発明の主旨ではないので、詳細な構成と説明は省略する。
また受信部５６は、アンテナ３４から受信したＲＦタグ２００の信号に含まれるキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ４２と、その出力信号を増幅する増幅器４１と、増幅されたアナログ信号をデジタル信号に変換して量子化信号とするＡ／Ｄ変換器４０と、を備えて量子化処理部４４を構成し、量子化信号を複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路４３と、を備えて構成される。
【００２０】
更に復号化回路４３は、量子化信号をＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換するＤＤＣ（デジタル周波数変換器）３９と、サブキャリア周波数を除去するＬＰＦ３８と、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号するＭＦＭデコーダ３６と、受信信号に含まれるプリアンブルを検出してフレームデータの先頭を検出する同期部３７と、を備えて構成される。
【００２１】
次に、本発明のリーダライタ１１０の概略動作について説明する。近接配置された複数のＲＦタグ２００には夫々サブキャリア周波数が配分されている。例えば「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」においては、９６９ｋＨｚ〜３０１３ｋＨｚの周波数を８チャネルに割り当てられており、夫々のＲＦタグはそのサブキャリア周波数を変調してリーダライタと通信を行っている。従って、送信部５５からアンテナ３４を介して搬送波が送信されると、複数のＲＦタグ２００はその搬送波を受信して活性化される。それにより、各ＲＦタグから一斉にサブキャリア周波数を変調したデータが送信される。従って、リーダライタ１１０がその信号をアンテナ３４を介して受信する順番はランダムである（サブキャリア周波数のチャネルの順番とは限らない）。そしてＬＰＦ４２により信号に含まれるキャリア周波数ｆｃを除去し、Ａ／Ｄ変換器４０により量子化信号に変換する。このときのサンプリング周波数ｆｓ１は１３．５６ＭＨｚである。この量子化信号はＤＤＣ３９に入力され、サブキャリア周波数の順序で時分割多重化してシリアル信号として出力する（詳細は後述する）。その出力信号にはサブキャリア周波数が含まれているので、ＬＰＦ３８により除去してＭＦＭデコーダ３６と同期部３７に入力する。ＭＦＭデコーダ３６では、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号してＭＰＵ３５に入力する（詳細は後述する）。このとき同期部３７は、信号からプリアンブルを検出してフレームの同期をとるようにする。これにより、ＭＰＵ３５は受信したＲＦタグの順番に従ってデータを受信することができる。
【００２２】
図４は本発明の一実施形態に係るＤＤＣの機能ブロック図である。このＤＤＣ３９は、Ａ／Ｄ変換器４０の出力信号と複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数ｆＩＦとをミキシングするミキサ（第１のミキサ）４５と、信号に残存するキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ４７と、各サブキャリア周波数から中心周波数ｆＩＦを減算した差分周波数を時分割するマルチプレクサ（以下、ＭＵＸと記す）４９と、ＬＰＦ４７の出力信号とＭＵＸ４９の出力信号とをミキシングするミキサ（第２のミキサ）４８と、選択された帯域以外を除去するＬＰＦ（フィルタ）６０と、を備えて構成される。
尚、ＬＰＦ４７のサンプリング周波数ｆｓ２はｆｓ１の１／４であり、ミキサ４８のサンプリング周波数ｆｓ３はｆｓ２の８倍の２ｆｓ１であり、ＬＰＦ６０のサンプリング周波数ｆｓ４はｆｓ３の１／４のｆｓ１／２である。また、ＭＵＸ４９の局部発振器ＬＯの各チャネルの周波数は、ＬＯ＃ｎ＝ｆｓｕｂ＃ｎ−ｆＩＦ（ｎ＝１〜８）により導かれる。
【００２３】
次にＤＤＣの動作について説明する。Ａ／Ｄ変換器４０の出力信号は１３．５６ＭＨｚの高い周波数によりサンプリングされているため、次段のＭＵＸ４９とミキサ４８の処理能力を高くしなければならない。そこで、低い処理能力でも可能なように、中間周波発振器４６から１３．５６ＭＨｚの１／７の１．９４ＭＨｚの中間周波数ｆＩＦとミキサ４５によりミキシングする。ミキシングされた信号にはキャリア周波数ｆｃが残存しているので、ＬＰＦ４７により除去する。このときデータの間引きによりサンプリングレートを落とすデシメーションの技術を使用する。このときのサンプリング周波数は３．３９ＭＨｚである。このＬＰＦ４７の出力信号は、ＲＦタグ２００からランダムなサブキャリア周波数によるデータが周波数分割多重されて入力されるので、ミキサ４８は、ＬＰＦ４７の出力信号の１フレーム周期内に、８チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されなければならない。そこで本実施形態では、ミキサ４８のサンプリング周波数ｆｓ３をｆｓ２の８倍にして行なっている。即ち、１フレーム内にＬＯ＃１〜ＬＯ＃８までサンプリングして、ヒットしたチャネルのサブキャリア周波数の位置に時分割してデータを出力する。そして選択された帯域以外を除去するＬＰＦ６０を介して次段のＬＰＦ３８に出力される。このとき、ＬＰＦ６０では以降の処理負担を軽くするためにサンプリング周波数を６．７８ＭＨｚに落としている。尚、複数チャネルの多重化に加えてＩとＱの多重化も同時に行なっている。
【００２４】
図５は本発明の第１の実施形態に係る同期部の機能ブロック図である。この同期部３７ａは、プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部６５と、フラグ波形生成部６５から出力される波形とＬＰＦ３８の出力波形との相関を演算する相関演算部６６と、ＬＰＦ３８の出力波形の電力値を積算する電力値積算部６７と、相関演算部６６の値を電力値積算部６７の積算値により正規化する正規化部７５と、所定の閾値Ｖｔｈにより正規化部７５により正規化されたレベルを判定するレベル判定部６８と、レベル判定部６８を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部６９と、を備えて構成される。
【００２５】
そしてフラグ波形生成部６５により生成された波形と、ＬＰＦ３８の出力波形との相互相関値を相関演算部６６により演算する。相互相関値は信号の電力で変化するため、電力値を電力値積算部６７により計算して正規化する。そして正規化された信号を閾値Ｖｔｈにより判定して、そのレベルより高い信号をピーク検出部６９に入力し、その信号の中からピークを検出する。またレベル判定部６８では閾値（Ｖｔｈ）以下をノイズとして除去する。ピーク検出部６９では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）でのレベル判定部６８の出力を比較し、ｔでの値が最大であれば、ピークと判断する。ピークと判断したら、すなわちプリアンブルの理想的な波形と一致したと判断できるので、ピーク検出部６９はフレーム検出パルスを出力する。そしてＭＦＭデコーダ３６はピーク検出パルスを受けて、フレームの始点を検出し、自らにリセットをかけてＭＦＭデコードをスタートする。
【００２６】
図６は本発明の第２の実施形態に係る同期部の機能ブロック図である。この同期部３７ｂは、プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部７０と、フラグ波形生成部７０から出力される波形とＬＰＦ３８の出力波形との相関を演算する相関演算部７１と、ＬＰＦ３８の出力波形の振幅値の絶対値を積算する絶対値積算部７２と、相関演算部７１の出力と絶対値積算部７２の出力とを比較するレベル判定部７３と、レベル判定部７３を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部７４と、を備えて構成される。
【００２７】
そしてフラグ波形生成部７０により生成された波形と、ＬＰＦ３８の出力波形との相互相関値を相関演算部７１により演算する。相互相関値はフラグの波形がデジタル値であるため、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できる。その出力信号と絶対値積算部７２の出力と比較してレベルを判定して、絶対値積算部７２の出力レベルより高い信号をピーク検出部７４に入力し、その信号の中からピークを検出する。この時、レベル判定部では、絶対値積算部７２の出力を任意の１／ｎ倍して閾値とし、その閾値以下をノイズとして除去する。ピーク検出部７４では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）でのレベル判定部７３の出力を比較しｔでの値が最大であれば、ピークと判断する。ピークと判断したら、すなわちプリアンブルの理想的な波形と一致したと判断したら、ピーク検出部７４はフレーム検出パルスを出力する。ＭＦＭデコーダ３６はピーク検出パルスを受けて、フレームの始点を検出し、自らにリセットをかけてＭＦＭデコードスタートする。
【００２８】
図７（ａ）は本発明の第１の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図であり、図７（ｂ）はＭＦＭ変調方式を説明するためのタイミングチャートである。尚、図７（ｂ）は説明を解りやすくするために、ＮＲＺ波形と対比して示している。ビット“０”のＭＦＭ波形をＧ０（ｔ）とすると、ビット“０”の波形は（Ｈ）又は（Ｌ）であるから、ビットの１／４、３／４（ＳＰ（１／４）、ＳＰ（３／４））でサンプリングすると、Ｇ０（ｔ）は図のビット“０”のようなパルス関数となる。この２つは絶対値をとると同じ値になるので、どちらか一方を考えればよい。即ち、Ｇ０（ｔ）として図７（ｂ）のビット“０”（Ｂ）を考える場合、図７（ａ）の相関演算部８１の相関演算結果は、パルス関数の一方に対しては（ａ＋ｂｉ）となり、パルス関数の他方に対しては（ｃ＋ｄｉ）となる。またＧ１（ｔ）は図のビット“１”のようなパルス関数となる。即ち、Ｇ１（ｔ）として図７（ｂ）のビット“１”（Ｂ）を考える場合、図７（ａ）の相関演算部８３の相関演算結果は、上向きのパルス関数に対しては（ａ＋ｂｉ）となり、下向きのパルス関数に対しては−（ｃ＋ｄｉ）となる。即ち、Ｇ０（ｔ）とＧ１（ｔ）は直交であるため、ＬＰＦ出力とＧ０（ｔ）の相関及びＬＰＦ出力とＧ１（ｔ）の相関はそれぞれ（ａ＋ｂｉ）＋（ｃ＋ｄｉ）と（ａ＋ｂｉ）−（ｃ＋ｄｉ）と表される。そしてＬＰＦの波形とＧ０（ｔ）及びＧ１（ｔ）との相関をとり、より相関の大きなビットを採用する。例えば、ＬＰＦのあるタイミングの出力と、Ｇ０（ｔ）及びＧ１（ｔ）との相関をとった結果、Ｇ０（ｔ）との相関がより大きければ、そのタイミングでのデコード結果は「０」となる。
【００２９】
図８は本発明の第２の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図である。このＭＦＭデコーダ３６ｂは、図７のＭＦＭデコーダ３６ａを簡略化するものである。比較なので絶対値は２乗しても同じであるから、
｜（ａ＋ｂｉ）＋（ｃ＋ｄｉ）｜と｜（ａ＋ｂｉ）−（ｃ＋ｄｉ）｜
を２乗して、
（（ａ＋ｂｉ）＋（ｃ＋ｄｉ））2と（（ａ＋ｂｉ）−（ｃ＋ｄｉ））2は、（ａ＋ｃ）2＋（ｂ＋ｄ）2と（ａ＋ｃ）2−（ｂ＋ｄ）2となり、即ち、ａｃと−ｂｄの比較となる。即ち、Ｇ０（ｔ）とＬＰＦ出力信号から相関演算部９５によりａ、ｂ、ｃ、ｄを計算し、Ｇ０（ｔ）とＧ１（ｔ）は直交関係にあるので、相関の対象にはＧ０（ｔ）を使ってもＧ１（ｔ）を使ってもａ、ｂ、ｃ、ｄの算出結果は同じである。
【００３０】
以上の通り本発明によれば、受信部５６は、アンテナ３４から受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部４４と、この量子化処理部４４により量子化された信号を複数のＲＦタグ２００に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換して、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路４３と、を備えたので、複数のサブキャリア周波数を検出する回路が不要となり、回路構成が大幅に簡略化されると共に、受信信号をＮＲＺ符号に復号する回路をハードウェアにより構成して、ＭＰＵ３５の負荷を軽減することができる。
また、復号回路４３は、ＤＤＣ３９により時分割多重信号に変換し、その信号をＭＦＭデコーダ３６によりＮＲＺ符号化方式の信号に復号してＭＰＵ３５に入力し、同期部３７によりフレームのプリアンブルを検出して同期をとるので、簡単な回路構成で且つすべての回路がデジタル化されて１チップ化が可能となる。
【００３１】
また、ＤＤＣ３９は、量子化信号により変調されたサブキャリア周波数と複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数とをミキシングするミキサ４５と、各サブキャリア周波数から中心周波数を減算した差分周波数を時分割するＭＵＸ４９と、ミキサ４５の出力信号とＭＵＸ４９の出力信号とをミキシングするミキサ４８と、選択された帯域以外を除去するＬＰＦ６０と、を備えたので、周波数分割多重された受信信号からＲＦタグのサブキャリア周波数を識別して時分割多重信号に変換することができる。
また、ミキサ４８は、ＬＰＦ４７の出力信号の１フレーム周期内に、複数チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されているので、確実に１フレーム期間内にサブキャリア周波数を見つけることができる。
【００３２】
また、同期部３７は、理想的なプリアンブル信号の波形と入力信号の波形との相関をとり、相関値のレベルをノイズと識別して判定し、その中から最大のピークのものをフレーム検出パルスとする。このとき、相互相関の値は信号の電力で変化するため、電力値を電力値積算部６７により積算して正規化するので、ＲＦタグ２００とリーダライタ１００の距離の変動による入力レベルを補正することができる。
また、フラグの理想波形を１／−１のデジタル波形とし、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できるので、同期部３７の回路構成を簡略化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】一般的なリーダライタの構成を示すブロック図。
【図２】ＲＦタグの構成を示すブロック図。
【図３】本発明の一実施形態に係るリーダライタの機能ブロック図。
【図４】本発明の一実施形態に係るＤＤＣの機能ブロック図。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る同期部の機能ブロック図。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る同期部の機能ブロック図。
【図７】（ａ）は本発明の第１の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図、（ｂ）はＭＦＭ変調方式を説明するためのタイミングチャート。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図。
【図９】従来の積層状態のＲＦタグを一括同時読み取り・書込みが可能なリーダライタの機能ブロックの一例を示す図。
【符号の説明】
【００３４】
３４ アンテナ、４０ Ａ／Ｄ変換器、４１ 増幅器、４２ ＬＰＦ、４３ 復号化回路、４４ 量子化処理部、４５、４８ ミキサ、４７、６０ ＬＰＦ、４９ ＭＵＸ、５６ 受信部、２００ ＲＦタグ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リーダ又はリーダライタに関し、さらに詳しくは、積層状態、混載状態等々、近接した状態にある複数の非接触情報記録媒体に記録されている夫々の情報を一括同時読み取りする受信部を備えたリーダ又はリーダライタにおける受信部の回路構成に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＩＣカードと呼ばれる情報記録媒体が市場に広く出回っている。ＩＣカードは、クレジットカード、銀行カード、ポイントカード等の如くカード状或いはシート状の形状を備え、カード内にＩＣが組み込まれているものを総称した名称である。最近では、ＩＣカードと同様の原理で情報を記録するＲＦタグが、各種物品に付されて物品の種別や内容の判別、分類整理、在庫管理等の多様な分野において効率化に貢献している。このＲＦタグとしては、最速３．５ｍ／秒の搬送機でトンネルリーダライタを通過するＲＦタグの高速読み取り・書込みが可能なタイプや、トンネルリーダライタ内でＲＦタグが積層した状態（２ｍｍ間隔）において１００枚重ね一括同時読み取り・書込みが約１秒で可能なタイプのものが出現している。そこで、積層状態、混載状態にあるＲＦタグを一括同時読み取り・書込みを行なうためのリーダライタが必要となる。
【０００３】
図９は従来の積層状態のＲＦタグに対する一括同時読み取り・書込みが可能なリーダライタの機能ブロック図の一例である。このリーダライタ１６０は、キャリア周波数ｆｃを発生する搬送波発振器１２０と、送信コマンドによりキャリア周波数ｆｃを変調する変調器１２２と、増幅器１２１、１２３により送信部１５２を構成している。また、アンテナ１２４から受信したＲＦタグ２００の信号のキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ１２５と、複数のＲＦタグ２００に割り当てられたサブキャリア周波数を発振する局部発振器１２７〜１３４と、受信信号と局部発振器の信号とをミキシングするミキサ１５４〜１６１と、ミキサの出力信号に含まれるサブキャリア周波数を除去するＬＰＦ１３５〜１４２と、増幅器１２６、１４３〜１５０とを備えて受信部１５３を構成している。また、全体を制御するＭＰＵ１５１を備えている。
【０００４】
次に、複数のＲＦタグ２００からのサブキャリア周波数を例えば８チャネルの周波数に分割して受信する「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」について説明する。「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」では、サブキャリア周波数として９６９ｋＨｚ〜３０１３ｋＨｚを８チャネルの周波数に分割し多重して受信される。即ち、アンテナ１２４からはどのサブキャリア周波数のＲＦタグの信号を受信するかわからない。従って、８チャネルのどのサブキャリア周波数を受信してもよいように、並列に局部発振器１２７〜１３４、ＬＰＦ１３５〜１４２及び増幅器１４３〜１５０が接続されている。例えば、９６９ｋＨｚのサブキャリア周波数の信号を受信すると、ミキサ１５４により局部発振器１２７から発振された９６９ｋＨｚとサブキャリア周波数とがミキシングされてその出力には、１０６ｋＨｚのベースバンドが出力される。更にその信号から残留したサブキャリア周波数をＬＰＦ１３５により除去して、ＭＦＭ信号としてＭＰＵ１５１に入力される。このように、各チャネルから並列にＭＦＭ信号としてＭＰＵ１５１に入力される。ＭＰＵ１５１では、このＭＦＭ信号を処理してＮＲＺ符号に変換する。
また従来技術として特許文献１には、シンボル単位で高速にチャネル切替を行なうために、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプルタイミング毎にチャネル切替の有無を監視し、チャネル切替有りのときそのタイミングでランダムウォークフィルタの閾値を切り替える技術について開示されている。
【特許文献１】特開２００１−１０３１０８公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」のリーダライタにおいては、８チャネルのサブキャリアを同時に受信するために、８つの局部発振器、ミキサ、ＬＰＦ及び増幅器が必要となり、回路規模が大きくなると共に、ＭＰＵが並列にＭＦＭ信号を処理しなければならないため負荷が大きくなるといった問題がある。
また特許文献１に開示されている従来技術は、複数のメモリが必要となるため、ハードウェアの規模が大きくなるばかりでなく、処理速度がメモリのアクセスタイムにより制限されるといった問題がある。
【０００６】
本発明は、かかる課題に鑑み、デジタル周波数変換器により、複数の非接触情報記録媒体に割り当てられたサブキャリア周波数により複数チャネルの時分割多重信号に変換することにより、回路構成を簡略化し、且つＭＦＭデコーダをハードウェアにより構成してＭＰＵの負荷を軽減したリーダ又はリーダライタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、近接した位置関係にある複数の非接触情報記録媒体に記録されている夫々の情報を一括読み取りする受信部を備えたリーダ又はリーダライタであって、前記受信部は、アンテナから受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部と、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路と、を備えたことを特徴とする。
本発明の最も大きな特徴は、複数のサブキャリア周波数を検出する回路をデジタル化して時分割処理した点である。これにより、複数のサブキャリア周波数を検出する回路が不要となり、回路構成が大幅に簡略化される。また、受信信号をＮＲＺ符号に復号する回路をハードウェアにより構成して、ＭＰＵの負荷を軽減する。ここで、ＭＦＭ（Modified Frequency Modulation）とは、データが「１」のときはデータの中央の時点で極性を反転し、「０」が一つだけの時には何もせず「０」が連続するときにはその境目で極性を反転する変調方式である。その結果、反転間隔は、Ｔ、１．５Ｔ、２Ｔの３種類となる。またＮＲＺ信号とは、データの０／１などを、物理的な信号波形で表し、１ビットの期間電圧がハイであるか、ローであるかによって、１と０とを区別する符号をいう。
【０００８】
請求項２は、前記復号化回路は、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換するデジタル周波数変換器と、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号するＭＦＭデコーダと、前記受信信号に含まれるプリアンブルを検出してフレームデータの先頭を検出する同期部と、を備えたことを特徴とする。
本発明の復号回路は、デジタル周波数変換器により時分割多重信号に変換し、その信号をＭＦＭデコーダによりＮＲＺ符号化方式の信号に復号してＭＰＵに入力する。このとき、同期部によりフレームのプリアンブルを検出して同期をとる。
【０００９】
請求項３は、前記デジタル周波数変換器は、前記量子化信号により変調されたサブキャリア周波数と前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数とをミキシングする第１のミキサと、前記各サブキャリア周波数から前記中心周波数を減算した差分周波数を時分割するマルチプレクサと、前記第１のミキサの出力信号と前記マルチプレクサの出力信号とをミキシングする第２のミキサと、選択された帯域以外を除去するフィルタと、を備えたことを特徴とする。
本発明のデジタル周波数変換器の構成としては、時分割多重処理のレートを削減するためにサブキャリア周波数とサブキャリア周波数の中心周波数を中間周波として第１のミキサによりミキシングする。これにより、もともとのサブキャリア周波数が中間周波数分だけ低周波側にシフトした信号となる。この信号は１フレーム単位で周波数分割多重されて入力されるが、サブキャリア周波数信号はランダムであり、どの信号が入力されるか不明な状態にあるため、マルチプレクサにより時分割するためには、処理速度をチャネル数の倍数に速める必要がある。そして、マルチプレクサが出力するサブキャリア周波数から中心周波数を引いた差分周波数と同じ周波数の信号があると、それを時分割多重化して出力する。
【００１０】
請求項４は、前記第２のミキサは、前記第１のミキサの出力信号の１フレーム周期内に、前記複数チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されていることを特徴とする。
第１のミキサから出力される信号は、周波数分割多重され且つサブキャリア周波数がランダムな信号である。従って、その信号の１フレーム以内に信号を時分割多重化しなければならない。そこで本発明では、第２のミキサのクロック周波数を少なくともチャネル数の倍数にする必要がある。
【００１１】
請求項５は、前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の電力値を積算する電力値積算部と、前記相関演算部の値を前記電力値積算部の積算値により正規化する正規化部と、所定の閾値により前記正規化部により正規化されたレベルを判定するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、前記レベル判定部は所定の閾値以下をノイズとして除去し、前記ピーク検出部では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）での前記レベル判定部の出力を比較し、前記ｔでの値が最大であれば、ピークと判断してフレーム検出パルスを出力することを特徴とする。
受信信号はシリアルのフレーム信号である。そして各フレームの区切りを区別するためにプリアンブル信号が存在する。本発明の同期部は、このプリアンブル信号を検出してフレームを検出するものである。即ち、レベル判定部では閾値（Ｖｔｈ）以下をノイズとして除去する。ピーク検出部では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）でのレベル判定部の出力を比較し、ｔでの値が最大であれば、ピークと判断する。ピークと判断したら、すなわちプリアンブルの理想的な波形と一致したと判断できるので、ピーク検出部はフレーム検出パルスを出力する。ＭＦＭデコーダはピーク検出パルスを受けて、フレームの始点を検出し、自らにリセットをかけてＭＦＭデコードをスタートする。
【００１２】
請求項６は、前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の振幅値の絶対値を積算する絶対値積算部と、前記相関演算部の出力と前記絶対値積算部の出力とを比較するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、前記相関演算部の出力信号と前記絶対値積算部の出力とを比較してレベルを判定し、前記絶対値積算部の出力レベルより高い信号を前記ピーク検出部に入力して、その信号の中からピークを検出することを特徴とする。
本発明は、請求項５の構成を簡略化するために、フラグの理想波形を１／−１のデジタル波形とする。また、演算処理を簡潔にするために電力値演算部を絶対値積算部に置き換える。即ち、フラグ波形生成部により生成された波形と、ＬＰＦの出力波形との相互相関値を相関演算部により演算する。相互相関値はフラグの波形がデジタル値であるため、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できる。その出力信号と絶対値積算部の出力と比較してレベルを判定して、絶対値積算部の出力レベルより高い信号をピーク検出部に入力し、その信号の中からピークを検出する。
【００１３】
請求項７は、前記同期部は、前記フラグ波形生成部から出力される波形を１／−１のデジタル波形とし、前記相関演算部による相互相関による演算をハイレベルを１、ローレベルを−１として加算減算器により演算することを特徴とする。
フラグの理想波形を１／−１のデジタル波形とし、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できるので、同期部の回路構成を簡略化することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、受信部は、アンテナから受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部と、この量子化処理部により量子化された信号を複数の非接触情報記録媒体に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換して、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路と、を備えたので、複数のサブキャリア周波数を検出する回路が不要となり、回路構成が大幅に簡略化されると共に、受信信号をＮＲＺ符号に復号する回路をハードウェアにより構成して、ＭＰＵの負荷を軽減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は、一般的なリーダライタの構成を示すブロック図である。このリーダライタ１００は、リーダライタ１００との間でデータの授受を行ってシステム全体を制御するＰＣ５０によって制御される。リーダライタ１００は、外部のＰＣ５０とのデータの通信プロトコルを司る送受信装置１と、リーダライタ１００全体の動作を制御する制御装置２と、制御装置２を動作させる手順を記録したファームウェアと読み取ったデータを格納するメモリ装置３と、制御装置２からのデータを搬送波に乗せて変調する変調器４と、操作コマンドを入力する入力装置５と、制御装置２により制御された情報を表示する表示装置６と、制御装置２からの交流信号である電力供給用信号と変調器４からの書き込みコマンドを電力増幅する電力増幅器７と、ループアンテナ９から受信した搬送波から２値化データに変換する検波復調器８と、図示しないＲＦタグとの電力用搬送波とデータの授受をするループアンテナ９とを備えて構成されている。
【００１６】
次に、本構成によるリーダライタ１００の動作を説明する前に、ＲＦタグ（非接触情報記録媒体）の構成を先に説明しておく。図２は、ＲＦタグの構成を示すブロック図である。このＲＦタグ２００は、リーダライタ１００からの電力用搬送波によりデータの授受をするアンテナ２０と、書き込みコマンド読み出しコマンドを生成する送受信回路２１と、アンテナ２０からの電力用搬送波を受け、それを整流して直流電力に変換する電力生成回路２２と、制御用ファームウェアとデータの記憶を司るメモリ装置２３と、制御回路２６からの送信コマンドに搬送波を乗せて変調する変調器２４と、送受信回路２１からの搬送波データから２値化データに変換する検波器２５と、ＲＦタグ２００の全体の動作を制御する制御回路２６から構成されている。
【００１７】
次に、図１と図２を併せて参照してそれぞれ単独の動作について説明する。リーダライタ１００は、図示しない電源が入れられると制御装置２のイニシャル動作後、メモリ装置３に記憶されたプログラムに従い動作を開始する。まず、初期化が行われる。次に、制御装置２は、ＲＦタグ２００に供給する電力供給用信号と、ポーリング信号を交互に電力増幅器７から送信する。その信号は、ループアンテナ９から電磁波として外部に放射される。次に、ＲＦタグ２００がリーダライタ１００に近接すると、アンテナ２０が電力供給用信号を受信し、電力生成回路２２によりその搬送波を整流して直流電力に変換して、ＲＦタグ２００内の全ての回路に供給する。電力を供給されて制御回路２６が駆動すると、メモリ装置２３に格納されたプログラムに従って、制御を開始する。
【００１８】
次に、制御回路２６は、まず送受信回路２１からコマンドを検波器２５で復調して２値化信号に変換し、そのコマンドを解析する。その結果自分が呼び出されていることを認識すると、レスポンスを変調器２４により変調して送受信回路２１を介してアンテナ２０から送信する。このレスポンスをリーダライタ１００がループアンテナ９で受信して、検波復調器８で２値化コードに変換し、制御回路２により解析してＲＦタグ２００が規格に合致したＲＦタグであると認識する。それにより、以後リーダライタ１００とＲＦタグ２００の間でポーリングが行われる。
【００１９】
図３は本発明の一実施形態に係るリーダライタの機能ブロック図である。このリーダライタ１１０は、近接した位置関係にある複数のＲＦタグ２００に記録されている夫々の情報を一括同時読み取りする受信部５６と、複数のＲＦタグ２００に情報を書き込む送信部５５と、ＭＰＵ３５と、を備えて構成されている。
そして送信部５５は、キャリア周波数ｆｃを発生する搬送波発振器３０と、送信コマンドによりキャリア周波数ｆｃを変調する変調器３２と、増幅器３１、３３により構成される。尚、送信部５５は本発明の主旨ではないので、詳細な構成と説明は省略する。
また受信部５６は、アンテナ３４から受信したＲＦタグ２００の信号に含まれるキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ４２と、その出力信号を増幅する増幅器４１と、増幅されたアナログ信号をデジタル信号に変換して量子化信号とするＡ／Ｄ変換器４０と、を備えて量子化処理部４４を構成し、量子化信号を複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路４３と、を備えて構成される。
【００２０】
更に復号化回路４３は、量子化信号をＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換するＤＤＣ（デジタル周波数変換器）３９と、サブキャリア周波数を除去するＬＰＦ３８と、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号するＭＦＭデコーダ３６と、受信信号に含まれるプリアンブルを検出してフレームデータの先頭を検出する同期部３７と、を備えて構成される。
【００２１】
次に、本発明のリーダライタ１１０の概略動作について説明する。近接配置された複数のＲＦタグ２００には夫々サブキャリア周波数が配分されている。例えば「ＩＳＯ１８０００−３ モード２」においては、９６９ｋＨｚ〜３０１３ｋＨｚの周波数を８チャネルに割り当てられており、夫々のＲＦタグはそのサブキャリア周波数を変調してリーダライタと通信を行っている。従って、送信部５５からアンテナ３４を介して搬送波が送信されると、複数のＲＦタグ２００はその搬送波を受信して活性化される。それにより、各ＲＦタグから一斉にサブキャリア周波数を変調したデータが送信される。従って、リーダライタ１１０がその信号をアンテナ３４を介して受信する順番はランダムである（サブキャリア周波数のチャネルの順番とは限らない）。そしてＬＰＦ４２により信号に含まれるキャリア周波数ｆｃを除去し、Ａ／Ｄ変換器４０により量子化信号に変換する。このときのサンプリング周波数ｆｓ１は１３．５６ＭＨｚである。この量子化信号はＤＤＣ３９に入力され、サブキャリア周波数の順序で時分割多重化してシリアル信号として出力する（詳細は後述する）。その出力信号にはサブキャリア周波数が含まれているので、ＬＰＦ３８により除去してＭＦＭデコーダ３６と同期部３７に入力する。ＭＦＭデコーダ３６では、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号してＭＰＵ３５に入力する（詳細は後述する）。このとき同期部３７は、信号からプリアンブルを検出してフレームの同期をとるようにする。これにより、ＭＰＵ３５は受信したＲＦタグの順番に従ってデータを受信することができる。
【００２２】
図４は本発明の一実施形態に係るＤＤＣの機能ブロック図である。このＤＤＣ３９は、Ａ／Ｄ変換器４０の出力信号と複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数ｆＩＦとをミキシングするミキサ（第１のミキサ）４５と、信号に残存するキャリア周波数ｆｃを除去するＬＰＦ４７と、各サブキャリア周波数から中心周波数ｆＩＦを減算した差分周波数を時分割するマルチプレクサ（以下、ＭＵＸと記す）４９と、ＬＰＦ４７の出力信号とＭＵＸ４９の出力信号とをミキシングするミキサ（第２のミキサ）４８と、選択された帯域以外を除去するＬＰＦ（フィルタ）６０と、を備えて構成される。
尚、ＬＰＦ４７のサンプリング周波数ｆｓ２はｆｓ１の１／４であり、ミキサ４８のサンプリング周波数ｆｓ３はｆｓ２の８倍の２ｆｓ１であり、ＬＰＦ６０のサンプリング周波数ｆｓ４はｆｓ３の１／４のｆｓ１／２である。また、ＭＵＸ４９の局部発振器ＬＯの各チャネルの周波数は、ＬＯ＃ｎ＝ｆｓｕｂ＃ｎ−ｆＩＦ（ｎ＝１〜８）により導かれる。
【００２３】
次にＤＤＣの動作について説明する。Ａ／Ｄ変換器４０の出力信号は１３．５６ＭＨｚの高い周波数によりサンプリングされているため、次段のＭＵＸ４９とミキサ４８の処理能力を高くしなければならない。そこで、低い処理能力でも可能なように、中間周波発振器４６から１３．５６ＭＨｚの１／７の１．９４ＭＨｚの中間周波数ｆＩＦとミキサ４５によりミキシングする。ミキシングされた信号にはキャリア周波数ｆｃが残存しているので、ＬＰＦ４７により除去する。このときデータの間引きによりサンプリングレートを落とすデシメーションの技術を使用する。このときのサンプリング周波数は３．３９ＭＨｚである。このＬＰＦ４７の出力信号は、ＲＦタグ２００からランダムなサブキャリア周波数によるデータが周波数分割多重されて入力されるので、ミキサ４８は、ＬＰＦ４７の出力信号の１フレーム周期内に、８チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されなければならない。そこで本実施形態では、ミキサ４８のサンプリング周波数ｆｓ３をｆｓ２の８倍にして行なっている。即ち、１フレーム内にＬＯ＃１〜ＬＯ＃８までサンプリングして、ヒットしたチャネルのサブキャリア周波数の位置に時分割してデータを出力する。そして選択された帯域以外を除去するＬＰＦ６０を介して次段のＬＰＦ３８に出力される。このとき、ＬＰＦ６０では以降の処理負担を軽くするためにサンプリング周波数を６．７８ＭＨｚに落としている。尚、複数チャネルの多重化に加えてＩとＱの多重化も同時に行なっている。
【００２４】
図５は本発明の第１の実施形態に係る同期部の機能ブロック図である。この同期部３７ａは、プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部６５と、フラグ波形生成部６５から出力される波形とＬＰＦ３８の出力波形との相関を演算する相関演算部６６と、ＬＰＦ３８の出力波形の電力値を積算する電力値積算部６７と、相関演算部６６の値を電力値積算部６７の積算値により正規化する正規化部７５と、所定の閾値Ｖｔｈにより正規化部７５により正規化されたレベルを判定するレベル判定部６８と、レベル判定部６８を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部６９と、を備えて構成される。
【００２５】
そしてフラグ波形生成部６５により生成された波形と、ＬＰＦ３８の出力波形との相互相関値を相関演算部６６により演算する。相互相関値は信号の電力で変化するため、電力値を電力値積算部６７により計算して正規化する。そして正規化された信号を閾値Ｖｔｈにより判定して、そのレベルより高い信号をピーク検出部６９に入力し、その信号の中からピークを検出する。またレベル判定部６８では閾値（Ｖｔｈ）以下をノイズとして除去する。ピーク検出部６９では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）でのレベル判定部６８の出力を比較し、ｔでの値が最大であれば、ピークと判断する。ピークと判断したら、すなわちプリアンブルの理想的な波形と一致したと判断できるので、ピーク検出部６９はフレーム検出パルスを出力する。そしてＭＦＭデコーダ３６はピーク検出パルスを受けて、フレームの始点を検出し、自らにリセットをかけてＭＦＭデコードをスタートする。
【００２６】
図６は本発明の第２の実施形態に係る同期部の機能ブロック図である。この同期部３７ｂは、プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部７０と、フラグ波形生成部７０から出力される波形とＬＰＦ３８の出力波形との相関を演算する相関演算部７１と、ＬＰＦ３８の出力波形の振幅値の絶対値を積算する絶対値積算部７２と、相関演算部７１の出力と絶対値積算部７２の出力とを比較するレベル判定部７３と、レベル判定部７３を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部７４と、を備えて構成される。
【００２７】
そしてフラグ波形生成部７０により生成された波形と、ＬＰＦ３８の出力波形との相互相関値を相関演算部７１により演算する。相互相関値はフラグの波形がデジタル値であるため、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できる。その出力信号と絶対値積算部７２の出力と比較してレベルを判定して、絶対値積算部７２の出力レベルより高い信号をピーク検出部７４に入力し、その信号の中からピークを検出する。この時、レベル判定部では、絶対値積算部７２の出力を任意の１／ｎ倍して閾値とし、その閾値以下をノイズとして除去する。ピーク検出部７４では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）でのレベル判定部７３の出力を比較しｔでの値が最大であれば、ピークと判断する。ピークと判断したら、すなわちプリアンブルの理想的な波形と一致したと判断したら、ピーク検出部７４はフレーム検出パルスを出力する。ＭＦＭデコーダ３６はピーク検出パルスを受けて、フレームの始点を検出し、自らにリセットをかけてＭＦＭデコードスタートする。
【００２８】
図７（ａ）は本発明の第１の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図であり、図７（ｂ）はＭＦＭ変調方式を説明するためのタイミングチャートである。尚、図７（ｂ）は説明を解りやすくするために、ＮＲＺ波形と対比して示している。ビット“０”のＭＦＭ波形をＧ０（ｔ）とすると、ビット“０”の波形は（Ｈ）又は（Ｌ）であるから、ビットの１／４、３／４（ＳＰ（１／４）、ＳＰ（３／４））でサンプリングすると、Ｇ０（ｔ）は図のビット“０”のようなパルス関数となる。この２つは絶対値をとると同じ値になるので、どちらか一方を考えればよい。即ち、Ｇ０（ｔ）として図７（ｂ）のビット“０”（Ｂ）を考える場合、図７（ａ）の相関演算部８１の相関演算結果は、パルス関数の一方に対しては（ａ＋ｂｉ）となり、パルス関数の他方に対しては（ｃ＋ｄｉ）となる。またＧ１（ｔ）は図のビット“１”のようなパルス関数となる。即ち、Ｇ１（ｔ）として図７（ｂ）のビット“１”（Ｂ）を考える場合、図７（ａ）の相関演算部８３の相関演算結果は、上向きのパルス関数に対しては（ａ＋ｂｉ）となり、下向きのパルス関数に対しては−（ｃ＋ｄｉ）となる。即ち、Ｇ０（ｔ）とＧ１（ｔ）は直交であるため、ＬＰＦ出力とＧ０（ｔ）の相関及びＬＰＦ出力とＧ１（ｔ）の相関はそれぞれ（ａ＋ｂｉ）＋（ｃ＋ｄｉ）と（ａ＋ｂｉ）−（ｃ＋ｄｉ）と表される。そしてＬＰＦの波形とＧ０（ｔ）及びＧ１（ｔ）との相関をとり、より相関の大きなビットを採用する。例えば、ＬＰＦのあるタイミングの出力と、Ｇ０（ｔ）及びＧ１（ｔ）との相関をとった結果、Ｇ０（ｔ）との相関がより大きければ、そのタイミングでのデコード結果は「０」となる。
【００２９】
図８は本発明の第２の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図である。このＭＦＭデコーダ３６ｂは、図７のＭＦＭデコーダ３６ａを簡略化するものである。比較なので絶対値は２乗しても同じであるから、
｜（ａ＋ｂｉ）＋（ｃ＋ｄｉ）｜と｜（ａ＋ｂｉ）−（ｃ＋ｄｉ）｜
を２乗して、
（（ａ＋ｂｉ）＋（ｃ＋ｄｉ））2と（（ａ＋ｂｉ）−（ｃ＋ｄｉ））2は、（ａ＋ｃ）2＋（ｂ＋ｄ）2と（ａ＋ｃ）2−（ｂ＋ｄ）2となり、即ち、ａｃと−ｂｄの比較となる。即ち、Ｇ０（ｔ）とＬＰＦ出力信号から相関演算部９５によりａ、ｂ、ｃ、ｄを計算し、Ｇ０（ｔ）とＧ１（ｔ）は直交関係にあるので、相関の対象にはＧ０（ｔ）を使ってもＧ１（ｔ）を使ってもａ、ｂ、ｃ、ｄの算出結果は同じである。
【００３０】
以上の通り本発明によれば、受信部５６は、アンテナ３４から受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部４４と、この量子化処理部４４により量子化された信号を複数のＲＦタグ２００に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換して、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路４３と、を備えたので、複数のサブキャリア周波数を検出する回路が不要となり、回路構成が大幅に簡略化されると共に、受信信号をＮＲＺ符号に復号する回路をハードウェアにより構成して、ＭＰＵ３５の負荷を軽減することができる。
また、復号回路４３は、ＤＤＣ３９により時分割多重信号に変換し、その信号をＭＦＭデコーダ３６によりＮＲＺ符号化方式の信号に復号してＭＰＵ３５に入力し、同期部３７によりフレームのプリアンブルを検出して同期をとるので、簡単な回路構成で且つすべての回路がデジタル化されて１チップ化が可能となる。
【００３１】
また、ＤＤＣ３９は、量子化信号により変調されたサブキャリア周波数と複数のＲＦタグ２００毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数とをミキシングするミキサ４５と、各サブキャリア周波数から中心周波数を減算した差分周波数を時分割するＭＵＸ４９と、ミキサ４５の出力信号とＭＵＸ４９の出力信号とをミキシングするミキサ４８と、選択された帯域以外を除去するＬＰＦ６０と、を備えたので、周波数分割多重された受信信号からＲＦタグのサブキャリア周波数を識別して時分割多重信号に変換することができる。
また、ミキサ４８は、ＬＰＦ４７の出力信号の１フレーム周期内に、複数チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されているので、確実に１フレーム期間内にサブキャリア周波数を見つけることができる。
【００３２】
また、同期部３７は、理想的なプリアンブル信号の波形と入力信号の波形との相関をとり、相関値のレベルをノイズと識別して判定し、その中から最大のピークのものをフレーム検出パルスとする。このとき、相互相関の値は信号の電力で変化するため、電力値を電力値積算部６７により積算して正規化するので、ＲＦタグ２００とリーダライタ１００の距離の変動による入力レベルを補正することができる。
また、フラグの理想波形を１／−１のデジタル波形とし、ハイレベルを「１」、ローレベルを「−１」として演算することにより相互相関は足し算、引き算だけで構成できるので、同期部３７の回路構成を簡略化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】一般的なリーダライタの構成を示すブロック図。
【図２】ＲＦタグの構成を示すブロック図。
【図３】本発明の一実施形態に係るリーダライタの機能ブロック図。
【図４】本発明の一実施形態に係るＤＤＣの機能ブロック図。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る同期部の機能ブロック図。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る同期部の機能ブロック図。
【図７】（ａ）は本発明の第１の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図、（ｂ）はＭＦＭ変調方式を説明するためのタイミングチャート。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＭＦＭデコーダの機能ブロック図。
【図９】従来の積層状態のＲＦタグを一括同時読み取り・書込みが可能なリーダライタの機能ブロックの一例を示す図。
【符号の説明】
【００３４】
３４ アンテナ、４０ Ａ／Ｄ変換器、４１ 増幅器、４２ ＬＰＦ、４３ 復号化回路、４４ 量子化処理部、４５、４８ ミキサ、４７、６０ ＬＰＦ、４９ ＭＵＸ、５６ 受信部、２００ ＲＦタグ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
近接した位置関係にある複数の非接触情報記録媒体に記録されている夫々の情報を一括読み取りする受信部を備えたリーダ又はリーダライタであって、
前記受信部は、アンテナから受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部と、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路と、を備えたことを特徴とするリーダ又はリーダライタ。
【請求項２】
前記復号化回路は、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換するデジタル周波数変換器と、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号するＭＦＭデコーダと、前記受信信号に含まれるプリアンブルを検出してフレームデータの先頭を検出する同期部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項３】
前記デジタル周波数変換器は、前記量子化信号により変調されたサブキャリア周波数と前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数とをミキシングする第１のミキサと、前記各サブキャリア周波数から前記中心周波数を減算した差分周波数を時分割するマルチプレクサと、前記第１のミキサの出力信号と前記マルチプレクサの出力信号とをミキシングする第２のミキサと、選択された帯域以外を除去するフィルタと、を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項４】
前記第２のミキサは、前記第１のミキサの出力信号の１フレーム周期内に、前記複数チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されていることを特徴とする請求項３に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項５】
前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の電力値を積算する電力値積算部と、前記相関演算部の値を前記電力値積算部の積算値により正規化する正規化部と、所定の閾値により前記正規化部により正規化されたレベルを判定するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、
前記レベル判定部は所定の閾値以下をノイズとして除去し、前記ピーク検出部では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）での前記レベル判定部の出力を比較し、前記ｔでの値が最大であれば、ピークと判断してフレーム検出パルスを出力することを特徴とする請求項２、３又は４に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項６】
前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の電力値の絶対値を積算する絶対値積算部と、前記相関演算部の出力と前記絶対値積算部の出力とを比較するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、
前記相関演算部の出力信号と前記絶対値積算部の出力とを比較してレベルを判定し、前記絶対値積算部の出力レベルより高い信号を前記ピーク検出部に入力して、その信号の中からピークを検出することを特徴とする請求項２、３又は４に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項７】
前記同期部は、前記フラグ波形生成部から出力される波形を１／−１のデジタル波形とし、前記相関演算部による相互相関による演算をハイレベルを１、ローレベルを−１として加算減算器により演算することを特徴とする請求項６に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項１】
近接した位置関係にある複数の非接触情報記録媒体に記録されている夫々の情報を一括読み取りする受信部を備えたリーダ又はリーダライタであって、
前記受信部は、アンテナから受信した搬送波を量子化信号に変換する量子化処理部と、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換し、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号する復号化回路と、を備えたことを特徴とするリーダ又はリーダライタ。
【請求項２】
前記復号化回路は、前記量子化信号を前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数に基づいて、複数チャネルの時分割多重信号に変換するデジタル周波数変換器と、ＭＦＭ符号化方式により符号化された受信信号をＮＲＺ信号に復号するＭＦＭデコーダと、前記受信信号に含まれるプリアンブルを検出してフレームデータの先頭を検出する同期部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項３】
前記デジタル周波数変換器は、前記量子化信号により変調されたサブキャリア周波数と前記複数の非接触情報記録媒体毎に割り当てられたサブキャリア周波数の中心周波数とをミキシングする第１のミキサと、前記各サブキャリア周波数から前記中心周波数を減算した差分周波数を時分割するマルチプレクサと、前記第１のミキサの出力信号と前記マルチプレクサの出力信号とをミキシングする第２のミキサと、選択された帯域以外を除去するフィルタと、を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項４】
前記第２のミキサは、前記第１のミキサの出力信号の１フレーム周期内に、前記複数チャネルのサブキャリア周波数による処理を完了するように構成されていることを特徴とする請求項３に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項５】
前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の電力値を積算する電力値積算部と、前記相関演算部の値を前記電力値積算部の積算値により正規化する正規化部と、所定の閾値により前記正規化部により正規化されたレベルを判定するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、
前記レベル判定部は所定の閾値以下をノイズとして除去し、前記ピーク検出部では現在時刻ｔ、ｔ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びｔ＋ｉ（ｉ＝１〜ｎ）での前記レベル判定部の出力を比較し、前記ｔでの値が最大であれば、ピークと判断してフレーム検出パルスを出力することを特徴とする請求項２、３又は４に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項６】
前記同期部は、前記プリアンブルの理想的な波形を生成するフラグ波形生成部と、該フラグ波形生成部から出力される波形と前記デジタル周波数変換器の出力波形との相関を演算する相関演算部と、前記デジタル周波数変換器の出力波形の電力値の絶対値を積算する絶対値積算部と、前記相関演算部の出力と前記絶対値積算部の出力とを比較するレベル判定部と、該レベル判定部を通過した信号のピーク値を検出するピーク検出部と、を備え、
前記相関演算部の出力信号と前記絶対値積算部の出力とを比較してレベルを判定し、前記絶対値積算部の出力レベルより高い信号を前記ピーク検出部に入力して、その信号の中からピークを検出することを特徴とする請求項２、３又は４に記載のリーダ又はリーダライタ。
【請求項７】
前記同期部は、前記フラグ波形生成部から出力される波形を１／−１のデジタル波形とし、前記相関演算部による相互相関による演算をハイレベルを１、ローレベルを−１として加算減算器により演算することを特徴とする請求項６に記載のリーダ又はリーダライタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２００７−２２８０８２（Ｐ２００７−２２８０８２Ａ）
【公開日】平成１９年９月６日（２００７．９．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−４４３２０（Ｐ２００６−４４３２０）
【出願日】平成１８年２月２１日（２００６．２．２１）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【出願人】（０００００４６５１）日本信号株式会社 (720)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年９月６日（２００７．９．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年２月２１日（２００６．２．２１）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【出願人】（０００００４６５１）日本信号株式会社 (720)
【Ｆターム（参考）】
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