信号送信装置及び信号送信方法
【課題】高精細な映像信号に同期させてオーディオ信号を伝送させる場合に、受信側で簡単に映像とオーディオの同期処理が行えるようにする。
【解決手段】入力映像信号の各フレームから抽出した画素を、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれたサンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングする。マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれパラレル変換する。そして、パラレル変換されたパラレル・デジタルデータを出力する。
【解決手段】入力映像信号の各フレームから抽出した画素を、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれたサンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングする。マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれパラレル変換する。そして、パラレル変換されたパラレル・デジタルデータを出力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する映像信号と、その映像信号に同期した音声信号をシリアル伝送するための信号送信装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
現行の１フレームが１９２０サンプル×１０８０ラインの映像信号（画像信号）であるＨＤ（High Definition）信号を超える、超高精細映像信号の受像システムや撮像システムの開発が進んでいる。例えば、現行ＨＤの４倍、１６倍もの画素数を持つ次世代の放送方式であるＵＨＤＴＶ（Ultra High Definition Television）規格が、ＩＴＵ（International Telecommunication Union）やＳＭＰＴＥ（Society of Motion Picture and Television Engineers）に提案され、標準化が行われている。ＩＴＵやＳＭＰＴＥに提案されている映像規格は、１９２０サンプル×１０８０ラインの２倍、４倍のサンプル数、ライン数を持つ３８４０サンプル×２１６０ラインや７６８０サンプル×４３２０ラインの映像信号である。このうち、ＩＴＵで標準化されているものはＬＳＤＩ（Large screen digital imagery）と呼ばれ、ＳＭＰＴＥに提案されているものはＵＨＤＴＶ（Ultra High Definition TV）と呼ばれる。ＵＨＤＴＶに関しては次表１の信号が規定されている。
【０００３】
【表１】
【０００４】
これらのインタフェースとして、ＵＨＤＴＶ規格の３８４０サンプル／６０フレームの映像信号は、ビットレート１０Ｇｂｐｓの伝送路を２チャンネル使用して伝送する方式が提案され、７６８０サンプル／６０フレームの映像信号は、ビットレート１０Ｇｂｐｓの伝送路を８チャンネル使用して伝送する方式が提案されている。
【０００５】
特許文献１には、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）の一種である３８４０×２１６０／３０Ｐ，３０／１．００１Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ビットレート１０Ｇｂｐｓ以上でシリアル伝送する技術について開示されている。なお、［３８４０×２１６０／３０Ｐ］と示した場合には、［水平方向の画素数］×［垂直方向のライン数］／［１秒当りのフレーム数］を示している。本明細書において以下同じである。また、［４：４：４］は、原色信号伝送方式である場合、［赤信号Ｒ：緑信号Ｇ：青信号Ｂ］の比率を示し、色差信号伝送方式である場合、［輝度信号Ｙ：第１色差信号Ｃｂ：第２色差信号Ｃｒ］の比率を示す。
【特許文献１】特開２００５−３２８４９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、超高精細映像信号の規格では、オーディオ信号についても高音質化を図るようにしてあり、例えばＵＨＤＴＶ用途では、現行ＨＤ用である４８ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、４８ｋＨｚオーディオという。）の２倍のサンプリング周波数である９６ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、９６ｋＨｚオーディオという。）の伝送が想定されている。オーディオ信号チャンネルについても、最大で２４チャンネルが必要とされている。
【０００７】
しかしながら、従来の伝送方式では、最も伝送レートが高い光ファイバーを伝送路に使用した伝送方式でも、１チャンネルで最大で１０Ｇｂｐｓ程度の伝送しかできないため、超高精細映像信号に必要な伝送レートではなく、超高精細映像信号そのものを複数のチャンネルに分割して伝送することが必要である。オーディオ信号も分割したチャンネルのいずれかを使用して伝送されることになる。ところで、映像信号に同期したオーディオ信号は、映像信号と同じタイミングで伝送される必要があり、映像信号とオーディオ信号を同期させる処理が必要であるが、上述した最大２４チャンネルの９６ｋＨｚオーディオを、多チャンネルに分割された映像データに同期して伝送するためには、何らかの同期処理が必要であり、そのための同期処理構成が複雑化する問題があった。
【０００８】
また、４８ｋＨｚオーディオを、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送する方式や、オーディオ位相の規定は、これまで存在していなかった。同様に、９６ｋＨｚオーディオを、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送する方式や、オーディオ位相の規定についても、これまで存在していなかった。
【０００９】
本発明はこのような状況に鑑みて成されたものであり、高精細な映像信号に同期させてオーディオ信号を伝送させる場合に、受信側で簡単に映像とオーディオの同期処理が行えるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明に係る信号送信装置は、１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号と、その入力映像信号に同期して入力したオーディオ信号を送信する信号送信装置に適用される。
構成としては、マッピング部とパラレル／シリアル変換部と送信部とを備える。
マッピング部は、入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。さらにマッピング部は、オーディオ信号を第１のサブイメージのブランキング期間にマッピングし、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングする。
パラレル／シリアル変換部は、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換する。
出力部は、パラレル／シリアル変換部によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する。
【００１１】
また、本発明に係る信号送信方法は、
１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号を送信する信号送信方法に適用される。
処理としては、マッピング処理とパラレル／シリアル変換処理と送信処理とを行う。
マッピング処理は、入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。さらにマッピング処理は、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングする。
パラレル／シリアル変換処理は、マッピング処理でマッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換する。
出力処理は、パラレル／シリアル変換処理によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、複数のＨＤ−ＳＤＩフォーマットのシリアル・デジタルビデオ信号にマッピングして複数のチャンネルに分割して伝送する場合の１つのＨＤ−ＳＤＩフォーマットのシリアル・デジタルビデオ信号だけに、オーディオ信号を付加することにより、そのオーディオ信号が付加されるチャンネルでの映像信号とオーディオ信号との位相関係が、元の入力映像信号と入力オーディオ信号との位相関係とほぼ同じ位相関係となるようにマッピングすれば、映像信号とオーディオ信号との同期関係が保たれ、分割して伝送される複数のチャンネル間で同期位相を保つような処理は必要なくなり、同期合わせ処理のための構成が簡単になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の第１の実施の形態の例について、図１〜図２７を参照して説明する。
図１は、本実施の形態を適用したテレビジョン放送局用のカメラ伝送システムの全体構成を示す図である。このカメラ伝送システムは、複数台の放送用カメラ１とＣＣＵ（カメラコントロールユニット）２とで構成されており、各放送用カメラ１が光ファイバーケーブル３でＣＣＵ２に接続されている。
【００１４】
放送用カメラ１は、同一構成のものであり、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、ＬＳＤＩに相当する３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を生成し、送信する信号送信装置５として機能するカメラである。
【００１５】
ＣＣＵ２は、各放送用カメラ１を制御したり、各放送用カメラ１から映像信号を受信したり、各放送用カメラ１のモニタに他の放送用カメラ１で撮影中の映像を表示させるための映像信号（リターンビデオ）を送信するユニットである。ＣＣＵ２は、各放送用カメラ１から映像信号を受信する信号受信装置として機能する。
【００１６】
図２は、放送用カメラ１の回路構成のうち、本実施の形態に関連する部分を示すブロック図である。放送用カメラ１内の撮像部及び映像信号処理部（図示略）によって生成された３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号が、音声信号多重部１０に送られる。音声信号多重部１０（以下、フォーマッタと称する場合もある。）は、所定の周波数（例えば、４８ｋＨｚ、９６ｋＨｚ）でオーディオサンプリングされたビデオラインに続く水平補助データスペース（Horizontal ancillary data space）に、オーディオデータパケットを多重する。そして、音声信号多重部１０は、マッピング部１１にオーディオデータパケットが多重された入力映像信号を送る。
【００１７】
３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号は、ワード長が１２ビットずつのＧデータ系列，Ｂデータ系列，Ｒデータ系列の同期を取って並列配置した、３６ビット幅の信号である。１フレーム期間は１／２４秒，１／２５秒，１／３０秒のうちのいずれかであり、１フレーム期間内に２１６０の有効ライン期間が含まれている。
【００１８】
入力映像信号の有効ライン（水平ライン）期間には、タイミング基準信号ＥＡＶ（End of Active Video）と、ライン番号ＬＮと、誤り検出符号ＣＲＣと、水平ブランキング期間（補助データスペース／未定義ワードデータの区間）と、タイミング基準信号ＳＡＶ（Start of Active Video）と、映像データの区間であるアクティブラインとが配置される。アクティブラインのサンプル数は３８４０であり、Ｇデータ系列，Ｂデータ系列，Ｒデータ系列のアクティブラインには、それぞれＧ，Ｂ，Ｒの映像データが配置される。
【００１９】
図３は、所定のサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオデータをサブフレーム１，２で送る場合のオーディオデータパケットの構成例の一部を示す図である。オーディオデータパケットのデータ構造は、ＳＭＰＴＥ２９９Ｍによって定められる。
【００２０】
図３（ａ）は、４８ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、４８ｋＨｚオーディオという。）をサブフレーム１，２で送る場合のオーディオデータパケットの例である。このオーディオデータパケットは、２ワードのユーザデータワード（ＵＤＷ：User Data Word）を含むクロック領域と、４ワードのＵＤＷを含むＣＨ１〜４で構成される。ユーザデータワードは、オーディオクロック位相データ（ＣＬＫ）、ＣＨｎ（オーディオデータ）、誤り訂正コード（ＥＣＣ：Error Correction Codes）の３種類のデータを含む。ユーザデータワードに含まれるデータの内容は、後述する。
【００２１】
図３（ｂ）は、９６ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングされたオーディオ（以下、９６ｋＨｚオーディオという。）をサブフレーム１，２で送る場合のオーディオデータパケットの例を簡略化して示す。このオーディオデータパケットは、２ワードのＵＤＷを含むクロック領域と、４ワードのＵＤＷを含むＣＨ１，１，２，２で構成される。
【００２２】
クロック領域には、次表２に示すように、オーディオクロック位相データが挿入される。また、所定のサンプリングクロックでサンプルされたオーディオサンプル位置は、各フレームの一水平期間中の７４．２５ＭＨｚでのサンプル位置で定義される。オーディオデータパケットは、フォーマッタによって、Ｈブランキング期間に多重される。
【００２３】
【表２】
【００２４】
どこでオーディオが発生したかを示すオーディオ位相は、表２（ＳＭＰＴＥ２９９Ｍ）のオーディオクロック位相データに従って定められる。そして、オーディオクロック位相データは、ｃｋ０〜ｃｋ１２の１３ビットで定められる。ｃｋ０〜ｃｋ１２までのビットは、フォーマッタに入力したオーディオサンプルと同時に入力した画素サンプルと、映像ストリームのＥＡＶの最初のワードとの差の映像クロック数を表示する。そして、ｃｋ０〜ｃｋ１２は、ＳＭＰＴＥ２９２Ｍによる７４．２５ＭＨｚのサンプリングクロックを使用するシステムでは、所定のサンプリングクロックでサンプルされたオーディオサンプルが挿入された一水平期間におけるオーディオ位相を、８１９２クロックまで管理することができる。
【００２５】
デジタルオーディオ シリアルインタフェース規格であるＡＥＳ３―２００３のＦｉｇｕｒｅ２には、サブフレームフォーマットが定められている。また、フレームフォーマットとして、２チャンネルモードの場合、２チャンネルの４８ｋＨｚオーディオを、連続したサブフレーム１，２で送る旨が規定されている。また、ＳＭＰＴＥ２９９Ｍには、４８ｋＨｚオーディオをチャンネル１，２に入れることについて規定されている。
従来は、図３（ａ）に示すように、チャンネル１は、サブフレーム１で送られ、チャンネル２は、サブフレーム２で送られる。さらに、チャンネル３は、サブフレーム１で送られ、チャンネル４は、サブフレーム２で送られる。
【００２６】
本実施の形態では、信号送信装置５と、受信側の機器との間で、信号伝送時の互換性を有するために、９６ｋＨｚオーディオのチャンネル１の連続したオーディオサンプル（第１及び第２のオーディオサンプル）を、チャンネル１，２に入れる。さらに、９６ｋＨｚオーディオのチャンネル２の連続したオーディオサンプルを、チャンネル３，４に入れる。そして、図３（ｂ）に示すように、１チャンネルの９６ｋＨｚオーディオの連続したサンプルのうち、チャンネル１を、連続するサブフレーム１，２で送る。そして、チャンネル２を、連続するサブフレーム１，２で送ることを特徴としている。
【００２７】
さらに、本実施の形態では、９６ｋＨｚオーディオのオーディオデータパケットに定義されるクロック位相を、連続した２つのオーディオサンプル（第１及び第２のオーディオサンプル）のうち、第２のオーディオサンプルの位置で定めることを特徴とする。以下、音声信号多重部１０が行う処理の例について、データフォーマットと合わせて説明する。
【００２８】
図４は、本実施の形態に係るＡＥＳ３で定義される９６ｋＨｚオーディオとオーディオデータパケットとの関係を示す。
ＡＥＳオーディオは、ＡＥＳ３で規定される１つのＡＥＳデジタルストリームに含まれる全てのＶＵＣＰデータ、オーディオデータ及び付加データを指す。
そして、２つのＡＥＳサブフレームを、チャンネル１のＡＥＳサブフレームと、チャンネル２のＡＥＳサブフレームの順に並べたフレームを、ＡＥＳフレームという。
【００２９】
図４に示すＡＥＳ３で定義される９６ｋＨｚオーディオチャンネル２には、ＡＥＳサブフレーム１，２が連続して含まれる。連続するチャンネル２には、所定の周波数でサンプリングされた第１及び第２のオーディオサンプルが連続して含まれる。同様に、ＡＥＳチャンネル１も、ＡＥＳサブフレーム１，２を連続して有し、連続するチャンネル１には、第１及び第２のオーディオサンプルが含まれる。ＡＥＳサブフレームは、４ビットのプリアンブル、４ビットの付加データ又はオーディオデータ、２０ビットのオーディオデータ、１ビットのＶ，Ｕ，Ｃ，Ｐデータの順に、３２ビットで構成される。
【００３０】
オーディオデータは、クロック（ＣＬＫ）と、チェックサムフィールドの間に、ＡＥＳチャンネル１の第１のオーディオサンプル（ＣＨ１）、ＡＥＳチャンネル１の第２のオーディオサンプル（ＣＨ２）、ＡＥＳチャンネル２の第１のオーディオサンプル（ＣＨ３）、ＡＥＳチャンネル２の第２のオーディオサンプル（ＣＨ４）フィールドと、ＥＣＣフィールドを含む。
オーディオデータパケットは、補助データフラグ（ＡＤＦ）、データＩＤ（ＤＩＤ）、データブロックナンバー（ＤＢＮ）、データカウント（ＤＣ）、オーディオクロック位相データ（ＣＬＫ）、ユーザデータワード（ＵＤＷ）、チェックサム（ＣＳ）フィールドを含む。オーディオデータパケットは、Ｃｂ／Ｃｒデータストリームの水平補助データスペースに多重される。
【００３１】
映像に同期したオーディオの映像フレーム当りオーディオサンプル数は、次表３に示される。表３には、オーディオサンプリングレートが３２．０ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚ、４８．０ｋＨｚ、９６．０ｋＨｚの場合に、フレーム毎のオーディオサンプル数が示される。
【００３２】
【表３】
【００３３】
表４は、ＵＤＷｎに対するチャンネル割当ての例を示す。ＵＤＷｎとは、ｎ番目のユーザデータワードを意味する。オーディオサンプリングレートが３２．０ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚ、４８．０ｋＨｚの場合と、９６．０ｋＨｚの場合とで割り当てられるチャンネルが異なることが示される。
【００３４】
【表４】
【００３５】
図５は、本実施の形態に係るオーディオデータパケットの構成例である。
ＣＨ１〜ＣＨ４に格納されるデータは、３２ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、３２ｋＨｚオーディオという。）４４．１ｋＨｚでサンプリングしたオーディオ（以下、４４．１ｋＨｚオーディオという。）又は４８ｋＨｚオーディオの場合と、９６ｋＨｚオーディオの場合で異なる。
【００３６】
図６は、本実施の形態に係るビデオライン、デジタル音声のサンプリングポイント、オーディオクロック位相データ間の関係を示す。ここでは、９６ｋＨｚオーディオのサンプリングポイントについて説明する。
【００３７】
入力音声信号のサンプリングポイントは、各オーディオデータに対して、連続する２つのオーディオサンプル（第１及び第２のオーディオサンプル）で規定される。このような２つのサンプルを、サンプルペアともいう。９６ｋＨｚオーディオでは、サンプルペアのうち、ＥＡＶの先頭から見て、２つ目のオーディオサンプルの位置でオーディオクロック位相が定まる。クロック位相は、初めに、ＥＡＶの先頭からオーディオの発生した位置までの時間を、ＨＤ−ＳＤＩの７４．２５ＭＨｚあるいは７４．２５／１．００１ＭＨｚクロックの１クロック期間で割って算定される。さらに、クロック位相は、ＵＤＷ０，１のオーディオクロック位相データｃｋ０〜ｃｋ１２（０〜８１９１）に書き込まれる。そして、音声信号多重部１０によって、オーディオサンプリングが行われたビデオラインに続く水平補助データスペースに、そのオーディオデータパケットが多重される。また、スイッチングポイントに続く場合、データの誤りを防ぐために、オーディオデータパケットは、１水平ライン分遅延して多重される。
【００３８】
また、９６ｋＨｚオーディオのデータパケットに定義する多重位置フラグ（ｍｐｆ：Multiplex Position Flag）についても、サンプルペアのうち、２つ目のオーディオサンプル位置を基準として設定される。オーディオデータパケットの多重位置は、オーディオのサンプリングポイントが発生した水平ラインに対して次のライン、あるいは、さらに１ライン遅れた水平補助データスペース（ＨＡＮＣ、水平補助期間ともいう。）である。多重位置フラグ（ｍｐｆ）は、オーディオデータパケットの多重位置とそれに対応する映像データとの関係を規定する。
【００３９】
図７は、本実施の形態に係る９６ｋＨｚオーディオの多重位置フラグ（ｍｐｆ）の規定例を示す。オーディオデータＡ〜Ｈは、サンプルペアを含む。
そして、オーディオデータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｅ，Ｆ，Ｇの場合、サンプルペアのうち、第２のオーディオサンプルの位置の次の水平ラインの水平補助データスペースにオーディオデータパケットが多重される。このとき、ｍｐｆ＝０である。
【００４０】
つまり、音声信号多重部１０は、所定の周波数でオーディオ信号がサンプリングされたサンプリングポイントが含まれる第１の水平ラインを認識する。そして、第１の水平ラインに連続する第２の水平ラインの補助データスペースに、第１及び第２のオーディオサンプルを含むオーディオデータパケットを多重して挿入する。そして、オーディオデータパケットが多重して挿入された入力映像信号をマッピング部１１に供給する。一方、音声信号多重部１０は、水平補助データスペースがスイッチングポイントに続く場合は、データの誤りを防ぐため、オーディオデータパケットは、次の１ライン分だけ遅延して多重される。つまり、音声信号多重部１０は、第１及び第２のオーディオサンプルが含まれる第１のオーディオデータパケット及び第１のオーディデータパケットに連続する第２のオーディオデータパケットを、第２の水平ラインに連続する第３の水平ラインの補助データスペースに多重して挿入する。
【００４１】
ところで、Ｎ／Ａ(Not Available)は、スイッチングポイントの次のラインの水平補助データスペースに、オーディオデータパケットが多重できないことを示す。例えば、オーディオデータＤのサンプリングポイントには、入力映像信号の中にスイッチングポイントがある。このため、オーディオデータパケットがオーディオサンプルの入力タイミングに対して、２番目のラインの水平補助データスペースに多重されているので、ｍｐｆ＝１にセットされる。
【００４２】
図８は、オーディオデータ（チャンネルｎ）のビット割当ての例を示す。
図８には、ＣＨ１〜４に割り当てられたＵＤＷｎのビット毎に設定される値が規定される。ＡＥＳサブフレームのすべてのビットは、４つの連続するＵＤＷ（ＵＤＷ４ｎ−２、ＵＤＷ４ｎ―１、ＵＤＷ４ｎ、ＵＤＷ４ｎ＋１）で伝送される。ＵＤＷ２〜ＵＤＷ１７は、オーディオデータパケットで常に、ＣＨｎに用いられる。
【００４３】
ＣＨ１には、ＵＤＷ２〜５が割り当てられる。ＣＨ２には、ＵＤＷ６〜９が割り当てられる。ＣＨ３には、ＵＤＷ１０〜１３が割り当てられる。ＣＨ４には、ＵＤＷ１４〜１７が割り当てられる。
【００４４】
ＵＤＷ１８〜２３の構成は、表５に示される。
【００４５】
【表５】
【００４６】
誤り訂正コード（ＥＣＣ：Error Correction Code）は、ＡＤＦの最初からＵＤＷ１７までの２４ワードの誤りを訂正、検出するために使用される。この誤り訂正コードは、ＢＣＨコードである。
ＢＣＨコードは、ｂ０〜ｂ７の各ビットシーケンスから生成される。ＥＣＣは、６ワードからなり、以下の生成方程式で決定される。
【００４７】
【数１】
【００４８】
図９は、ＢＣＨコード生成回路のブロックダイヤグラムの構成例を示す。
２４ワード中のｂ０〜ｂ７ビットの各ビットシーケンスを入力として、ＥＣＣ０〜５が決定される。
【００４９】
図１０は、オーディオデータパケットの伝送に使用できる、Ｃｒ／Ｃｂデータストリームの補助データスペースを示す。
入力映像信号の水平ラインは、入力映像信号の有効ライン期間を示すタイミング基準信号と、水平ラインにおける水平ブランキング期間を示す補助データスペースを含む。そして、色差信号（Ｃｒ／Ｃｂ）のデータストリームの水平補助データスペースのみがオーディオデータパケットの送出に使用される。この水平補助データスペースは、サンプルナンバー１９２８〜２１９５であって、ラインナンバー１〜７，９〜５６９，５７１〜１１２５の領域である。ただし、スイッチングポイントの次のラインの水平補助データスペースには多重してはならない。
【００５０】
そして、１つの水平補助データスペースに割り当てられるオーディオデータパケットの多重数は、以下の条件式で算定されるＮａ／２以下に制限される。このとき、１つの水平補助データスペースに多重できるチャンネル当りのオーディオサンプル数Ｎｏは、以下の条件式に基づいて、Ｎａ（Number of Audio samples）の値から導かれる。
【００５１】
【数２】
【００５２】
多重位置は、オーディオサンプルが発生した次の水平補助データスペース、あるいは、さらにもう一つ後の水平補助データスペースである。
【００５３】
ここで、オーディオコントロールパケットについて説明する。
図１１は、オーディオコントロールパケットの構成を示す。
オーディオコントロールパケットは、インタレースシステムでは１フィールドに１回、プログレッシブシステムでは１フレームに１回、スイッチングポイントから後の２番目のラインの、Ｙデータストリームの水平補助データスペースで送出される。この水平補助データスペースは、サンプルナンバー１９２８〜２１９５であって、ラインナンバー９，５７１の領域である。１つのオーディオコントロールパケットのＵＤＷには、常に１１ワードがある。
【００５４】
そして、オーディオコントロールパケットは、ＳＭＰＴＥ２９１Ｍの規定に従ってフォーマットされる。オーディオコントロールパケットは、補助データフラグ（ＡＤＦ）、データＩＤ（ＤＩＤ）、データブロックナンバー（ＤＢＮ）、データカウント（ＤＣ）、ユーザデータワード（ＵＤＷ）、チェックサム（ＣＳ）フィールドを含む。
【００５５】
ＤＩＤは、以下のように定義される。つまり、ＣＨ１〜４をオーディオグループ１とする。ＣＨ５〜８をオーディオグループ２とする。ＣＨ９〜１２をオーディオグループ３とする。ＣＨ１３〜１６をオーディオグループ４とする。
以下、ユーザデータワード（ＵＤＷｎ）の構成について説明する。
【００５６】
ＵＤＷ０の構成は、表６に示される。表６は、オーディオフレームナンバーデータ（ＡＦ）のビット割当てを示す。
【００５７】
【表６】
【００５８】
オーディオフレームナンバーデータ（ＡＦ）は、ビデオフレームのシーケンシャル番号である。そして、オーディオサンプルの数が各ビデオフレーム当りで整数関係にないときに、総ビデオフレーム（オーディオフレームシーケンス）の何番目のフレームに当たるかを表示する。シーケンスの最初の番号は１であり、最後の番号はオーディオフレームシーケンスの長さに等しい。ＡＦが全てゼロのときは、フレーム番号が得られないことを示す。
【００５９】
１から始まりシーケンスの最後まで続く全てのオーディオフレームシーケンスでは、フレーム当りのオーディオサンプル数は、２つの整数（ｍ，ｍ＋１）を基本にする。
基本的には奇数のオーディオフレーム（１，２，５，…）は２つのうちの大きい整数のオーディオサンプル数をもつ。また、偶数のオーディオフレーム（２，４，６，…）は小さい整数のオーディオサンプル数をもつ。しかし、表７に示される例外フレームがある。
【００６０】
【表７】
【００６１】
表７に示すように、テレビジョンシステムが、３０．００フレーム／秒の場合と、３０．００／１．００１フレーム／秒の場合について、サンプリングレート、フレームシーケンス、基本サンプル数、例外が示される。
【００６２】
ＵＤＷ１の構成は、表８に示される。ＵＤＷ１には、サンプリングレートを決定するためのレートコードが割り当てられる。全てのチャンネルペアに対するサンプリングレートは、ＲＡＴＥワードで規定される。チャンネルペアとは、同じＡＥＳオーディオ信号源からの２つのデジタルオーディオチャンネルをいう。
【００６３】
【表８】
【００６４】
表８に示したＵＤＷ１のビットｂ１，ｂ２，ｂ３に設定されるＲＡＴＥコードの割当ては、表９に示される。
【００６５】
【表９】
【００６６】
表９より、ＵＤＷ１にセットされたＸ２，Ｘ１，Ｘ０フィールドが、それぞれ１，０，０の場合、サンプルレートは、９６．０ｋＨｚであることが示される。
【００６７】
ＵＤＷ２の構成は、表１０に示される。
【００６８】
【表１０】
ＡＣＴワードは、アクティブチャンネルを表示する。ａ１〜ａ４のビットは、そのオーディオグループのアクティブな各チャンネル（ＣＨ１〜４）について、対応するビットを１にセットする。アクティブでないチャンネルのビットはゼロにセットする。
【００６９】
ＵＤＷ３〜８の構成は、表１１に示される。ＵＤＷ３〜８には、ＤＥＬｍ−ｎのビットが割当てられる。
【００７０】
【表１１】
【００７１】
ＤＥＬｍ−ｎワードは、映像に対する、オーディオプロセスで蓄積された遅延量（accumulated audio processing delay）を表示する。この遅延量は、ＣＨｍとＣＨｎのチャンネルペアに対するもので、オーディオサンプリングクロックインターバルを基準単位としたものである。ＤＥＬ０−２５は、２６ビットの２の歩数フォーマットで表現される。正の値は映像がオーディオに対して進んでいることを示す。
【００７２】
ＵＤＷ９〜１０の構成は、表１２に示される。ＵＤＷ９，１０には、リザーブ（ＲＳＲＶ）のビットが割当てられる。将来の仕様変更に際して用いられるデータ領域である。
【００７３】
【表１２】
【００７４】
図１２は、ＵＨＤＴＶ規格のサンプル構造の例を示す説明図である。図１２（ａ）〜図１２（ｃ）の説明に用いるフレームは、３８４０×２１６０サンプルで１フレーム（以下、４ｋ×２ｋ信号の１フレームとも称する。）を構成する。
ＵＨＤＴＶ規格のサンプル構造は、以下の３種類がある。なお、ＳＭＰＴＥ規格において、Ｒ′Ｇ′Ｂ′のように、ダッシュ「′」をつけた信号は、ガンマ補正などが施された信号を示す。
図１２（ａ）は、Ｒ′Ｇ′Ｂ′，Ｙ′Ｃｂ′Ｃｒ′ ４：４：４システムの例である。このシステムでは、全ての画素サンプルにＲＧＢ又はＹＣｂＣｒのコンポーネントが含まれる。
図１２（ｂ）は、Ｙ′Ｃｂ′Ｃｒ′ ４：２：２システムの例である。このシステムでは、偶数サンプルにＹＣｂＣｒ、奇数サンプルにＹのコンポーネントが含まれる。
図１２（ｃ）は、Ｙ′Ｃｂ′Ｃｒ′ ４：２：０システムの例である。このシステムでは、偶数サンプルにＹＣｂＣｒ、奇数サンプルにＹ、さらに偶数ラインにＹ（ＣｂＣｒが間引かれた状態）のコンポーネントが含まれる。
【００７５】
図１３は、マッピング部１１によって、４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成する画素サンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。本例のマッピング部１１は、入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引く。本例では、同一ライン上で隣り合う２つのサンプルを間引く。そして、マッピング部１１は、その間引かれたサンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。このとき、マッピング部１１は、オーディオ信号を第１のサブイメージのブランキング期間にマッピングする。
【００７６】
このとき、マッピング部１１は、各フレームの偶数ライン上の各２画素サンプルを交互に第１のサブイメージと第２のサブイメージにマッピングし、各フレームの奇数ライン上の各２画素サンプルを交互に第３のサブイメージと第４のサブイメージとにマッピングする。そして、第１のサブイメージのブランキング期間にオーディオ信号をマッピングする際の第１のサブイメージとマッピングされるオーディオ信号位相を、入力映像信号と入力オーディオ信号との位相にほぼ一致させることを特徴とする。
この結果、ＨＤ−ＳＤＩフォーマットのアクティブ期間に含まれる第１〜第４のサブイメージには、それぞれ２ｋ×１ｋ信号の１フレームを構成する画素サンプルがマッピングされる。
【００７７】
さらに、マッピング部１１は、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネル（ＬｉｎｋＡ）と第２のリンクの伝送チャンネル（ＬｉｎｋＢ）に分割して８つのチャンネルにマッピングする。
【００７８】
マッピング部１１は、この３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビットの映像信号で構成されるフレームを、ＳＭＰＴＥ４３５に従ってＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）の８チャンネルのビットレート１．４８５Ｇｂｐｓまたは１．４８５Ｇｂｐｓ／１．００１（以下単に１．４８５Ｇｂｐｓと記載する）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする回路である。
【００７９】
本例のマッピング部１１は、３８４０個の画素サンプルと２１６０本のラインで構成されるフレームから抽出した映像信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングし、第１〜第４のサブイメージにマッピングされた映像信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８の８チャンネルのビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることを特徴とする。
【００８０】
図１３に示すように、４ｋ×２ｋ信号で構成されるフレームには、複数の画素サンプルが含まれる。ここで、フレーム内における画素サンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）とする。
第０番目のライン上であって、隣り合う（０，０），（１，０）の２つのサンプルを示す第１のサンプル群５１は、第１のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第１のサンプル群５１′として示される。
第０番目のライン上であって、隣り合う（２，０），（３，０）の２つのサンプルを示す第２のサンプル群５２は、第２のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第２のサンプル群５２′として示される。
第１番目のライン上であって、隣り合う（０，１），（１，１）の２つのサンプルを示す第３のサンプル群５３は、第３のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第３のサンプル群５３′として示される。
第１番目のライン上であって、隣り合う（２，１），（３，１）の２つのサンプルを示す第４のサンプル群５４は、第４のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第４のサンプル群５４′として示される。
【００８１】
ここで、４ｋ×２ｋ信号の１フレームと、第１〜第４のサブイメージに含まれるサンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）とした場合におけるマッピングの具体例について、図１４を参照して説明する。図１４には、第１〜第４のサブイメージを抜き出して、マッピングする例について説明する。
【００８２】
図１４に示すように、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに対して、ライン方向にｉ，２ｉ，２ｉ−１、サンプル方向にｊ，２ｊ，２ｊ−１の値を加えた。
第１〜第４のサブイメージには、ライン方向にｉ、サンプル方向にｊを加えた。
【００８３】
マッピング部１１は、同一ライン上で隣り合う２つのサンプルをサンプル群とする場合に、フレームの２ｉ−１（ｉは自然数）番目のライン上であって、２ｊ―１（ｊは自然数）番目のサンプル群の位置に配置される第１のサンプル群を、第１のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
また、マッピング部１１は、フレームの２ｉ―１番目のライン上であって、２ｊ番目のサンプル群の位置に配置される第２のサンプル群を、第２のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
また、マッピング部１１は、フレームの２ｉ番目のライン上であって、２ｊ―１番目のサンプル群の位置に配置される第３のサンプル群を、第３のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
また、マッピング部１１は、フレームの２ｉ番目のライン上であって、２ｊ番目のサンプル群の位置に配置される第４のサンプル群を、第４のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
【００８４】
このように、サンプルをマッピングするのは次の理由に基づいている。
フレームは、ＲＧＢ、ＹＣｂＣｒ，４：４：４、ＹＣｂＣｒ，４：２：２、又は、ＹＣｂＣｒ，４：２：０のいずれかの方式で構成される。
フレームは、単に１本のＨＤ−ＳＤＩで送ることができれば問題ないが、通常、データ量が多くなるため、１本のＨＤ−ＳＤＩで送ることはできない。このため、フレームの画素サンプル（映像信号を含む情報である。）を、適切に抽出し、複数のサブイメージで送る必要がある。
【００８５】
図１２（ａ）に示すようにフレームがＲＧＢ、又はＹＣｂＣｒ，４：４：４で構成される場合、いずれの画素サンプルを抽出しても元の映像が再生できる。
【００８６】
図１２（ｂ）に示すようにフレームがＹＣｂＣｒ，４：２：２で構成される場合、奇数番目のサンプルには、輝度信号の情報Ｙしか含まれない。このため、隣り合う偶数番目のサンプル（ＣｂＣｒを含む。）と合わせて、サブイメージにマッピングすることで、フレームの元映像の解像度を落とした状態で、サブイメージから直接映像を再生できる。
【００８７】
図１２（ｃ）に示すようにフレームがＹＣｂＣｒ，４：２：０で構成される場合、奇数番目のサンプルには、輝度信号の情報Ｙしか含まれない。さらに、奇数番目のラインには、輝度信号の情報Ｙしか含まれない。このため、隣り合う偶数番目のサンプル（ＣｂＣｒを含む。）と合わせて、サブイメージにマッピングすることで、フレームの元映像の解像度を落とした状態で、サブイメージから直接映像を再生できる。また、第３及び第４のサブイメージには、輝度信号の情報Ｙのみとなるが、再生する映像を確認する場合には輝度のみの映像であっても問題ない。
【００８８】
第１〜第４のサブイメージにサンプルがマッピングされることによって、デュアルリンク（２本のＨＤ−ＳＤＩ）で送ることができる。このため、いったん、第１〜第４のサブイメージにマッピングされたサンプルは、全部で８本のＨＤ−ＳＤＩで送ることができる。
【００８９】
図１５は、サンプルがマッピングされた第１〜第４のサブイメージをＬｉｎｋＡ又はＬｉｎｋＢにマッピングする例を示す図である。
【００９０】
ＳＭＰＴＥ４３５は、複数チャンネルのＨＤ−ＳＤＩ信号を、２サンプル（４０ビット）単位で８Ｂ／１０Ｂエンコーディングして５０ビットに変換し、チャンネル毎に多重してビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓまたは１０．６９２Ｇｂｐｓ／１．００１（以下単に１０．６９２Ｇｂｐｓと記載する）でシリアル伝送する１０Ｇインタフェースの規格である。４ｋ×２ｋ信号をＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする技術は、ＳＭＰＴＥ４３５ Ｐａｒｔ１の５．４ Ｏｃｔａ Ｌｉｎｋ １．５ Ｇｂｐｓ ＣｌａｓｓのＦｉｇｕｒｅ３及びＦｉｇｕｒｅ４に示される。
【００９１】
図１５に示すように、マッピングされた第１〜第４のサブイメージから、ＳＭＰＴＥ ３７２Ｍ（デュアルリンク）によるＣＨ１（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ２（ＬｉｎｋＢ），ＣＨ３（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ４（ＬｉｎｋＢ），ＣＨ５（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ６（ＬｉｎｋＢ），ＣＨ７（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ８（ＬｉｎｋＢ）がそれぞれ形成される。
【００９２】
また、第１〜第４のサブイメージをデュアルリンク ＨＤ−ＳＤＩにマッピングすることで、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送することが出来る。このとき、ＣＨ１のＨブランキング信号しか伝送できないので、オーディオはＣＨ１のＨブランキング期間に多重して伝送しなくてはならない。ＳＭＰＴＥ２９９Ｍでは、ＨＤ−ＳＤＩのＨブランキング期間では４８ｋＨｚオーディオが最大１６ｃｈまで伝送できる規定になっている。
【００９３】
９６ｋＨｚオーディオを伝送する場合には、ＳＭＰＴＥ２９９ＭのＦｉｇｕｒｅ １の４８ｋＨｚオーディオ用のＡＥＳチャンネル１，２の２つのチャンネルを用いて９６ｋＨｚオーディオ １ｃｈを伝送するように規定する。同様に、４８ｋＨｚオーディオ用のＡＥＳチャンネル１，２の２つのチャンネルを用いて、９６ｋＨｚオーディオ ２ｃｈを伝送する規定にする。このように規定することで最大で８ｃｈの伝送が可能である。
【００９４】
オーディオ位相は、ＳＭＰＴＥ２９９Ｍに従って定められる（図３参照）。つまり、オーディオ位相は、フォーマッタでのＥＡＶから３８４０／３０Ｐ一水平期間上の位相情報を、３８４０／３０Ｐのサンプリングクロック（２９７ＭＨｚ相当）を１／４に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【００９５】
ここで、１９２０／３０Ｐと３８４０／３０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間に対して、３８４０／３０Ｐの２ラインの期間が相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、８ライン相当まで、オーディオ位相を規定することができる。
【００９６】
つまり、従来のオーディオクロック位相データを用いて、３８４０／３０Ｐの２ライン分以上の位相を管理できると言える。このため、ＣＨ１のみのオーディオ多重であっても、ＣＨ３のラインにオーディオサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定できる。
【００９７】
本実施の形態に係るマッピング部１１は、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ライン方向に２サンプル毎に間引いてＨＤ−ＳＤＩのアクティブ期間に多重する。それぞれのサンプルを、４ｃｈの１９２０×１０８０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビットにマッピングできるため、現行ＨＤ−ＳＤＩのデュアルリンクで伝送できる。さらに、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送できる。
【００９８】
このうち、４：２：０の０にはＣｃｈのデフォルト値である２００ｈ（１０ビットシステム）、８００ｈ（１２ビットシステム）を割り当てることで４：２：２と同等の信号として扱う。また、４：２：２／１０ビットや４：２：０／１０ビットではＬｉｎｋＢは使用せず、ＬｉｎｋＡ ４ｃｈのみ使用して伝送する。１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースでは、ＣＨ １はクロック同期用に必要であるが、ＣＨ ２からＣＨ ８が接続されない場合には、ＣＨ ２からＣＨ ８にはＤ０．０を埋めて伝送される。
【００９９】
ところで、８ｃｈのＨＤ−ＳＤＩにマッピングした信号（図１５参照）は、１９２０×１０８０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１２ビット相当の（クアッドリンク２９２）×２ｃｈに相当する。
【０１００】
ＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢのデータ構造は、ＳＭＰＴＥ ３７２ＭのＴａｂｌｅ２及びＦｉｇｕｒｅ６に示されており、図１６はその概略を示す図である。図１６（ａ）に示すように、ＬｉｎｋＡは、１サンプルが２０ビットであり、全てのビットがＲＧＢの値を表している。ＬｉｎｋＢも、図１６（ａ）に示すように１サンプルが２０ビットであるが、図１６（ｂ）に示すように、１０ビットのＲ′Ｇ′Ｂ′ｎ：０−１のうち、ビットナンバー２〜７の６ビットのみがＲＧＢの値を表している。したがって１サンプル中でＲＧＢの値を表しているビット数は１６ビットである。
【０１０１】
マッピング部１１によってこのようにマッピングされたＣＨ１〜ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号は、図２に示すようにＳ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２に送られる。
【０１０２】
図１７は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２の構成を示すブロック図である。Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２は、各ＣＨ１〜ＣＨ８に一対一に対応した８個のブロック１２−１〜１２−８から成っている。
【０１０３】
ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７用のブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７は、ブロック１２−１だけがブロック１２−３，１２−５，１２−７と構成が相違しており、ブロック１２−３，１２−５，１２−７は同一構成である（図ではブロック１２−３について構成を記載し，１２−５，１２−７の構成の記載は省略している）。ＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８用のブロック１２−２，１２−４，１２−６，１２−８は、全て同一構成である（図ではブロック１２−２について構成を記載し，１２−４，１２−６，１２−８の構成の記載は省略している）。また、各ブロックにおいて同一の処理を行う部分には同一符号を付している。
【０１０４】
最初に、ＬｉｎｋＡ用のブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７について説明する。ブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７では、入力したＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のＨＤ−ＳＤＩ信号が、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部２１に送られる。Ｓ／Ｐ変換部２１は、このＨＤ−ＳＤＩ信号をビットレート７４．２５Ｍｂｐｓまたは７４．２５Ｍｂｐｓ／１．００１（以下単に７４．２５Ｍｂｐｓと記載する）の２０ビット幅のパラレル・デジタルデータにシリアル／パラレル変換するとともに、７４．２５ＭＨｚのクロックを抽出する。
【０１０５】
Ｓ／Ｐ変換部２１によってシリアル／パラレル変換されたパラレル・デジタルデータは、ＴＲＳ検出部２２に送られる。Ｓ／Ｐ変換部２１によって抽出された７４．２５ＭＨｚのクロックは、ＦＩＦＯメモリ２３に書込みクロックとして送られる。また、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１によって抽出された７４．２５ＭＨｚのクロックは、図２に示すＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期回路）１３にも送られる。
【０１０６】
ＴＲＳ検出部２２は、Ｓ／Ｐ変換部２１から送られたパラレル・デジタルビデオ信号からタイミング基準信号ＳＡＶ及びＥＡＶを検出し、その検出結果に基づいてビット同期及びワード同期を確立する。
【０１０７】
ＴＲＳ検出部２２の処理を経たパラレル・デジタルデータは、ＦＩＦＯメモリ２３に送られて、Ｓ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２３に書き込まれる。
【０１０８】
図２のＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックを１／２に分周した３７．１２５ＭＨｚのクロックを、各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２３に読出しクロックとして送るとともに、各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２６及びブロック１２−１内のＦＩＦＯメモリ２７に書込みクロックとして送る。
【０１０９】
またＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックの周波数を９／８倍した８３．５３１２ＭＨｚのクロックを、各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２６及びブロック１２−１内のＦＩＦＯメモリ２７に読出しクロックとして送るとともに、図２のＦＩＦＯメモリ１６に書込みクロックとして送る。
【０１１０】
またＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックの周波数を９／４倍した１６７．０６２５ＭＨｚのクロックを、図２のＦＩＦＯメモリ１６に読出しクロックとして送る。
【０１１１】
またＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックの周波数を９倍した６６８．２５ＭＨｚのクロックを、図２の多チャンネルデータ形成部１７に読出しクロックとして送る。
【０１１２】
図１７に示すように、ＦＩＦＯメモリ２３からは、Ｓ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックによって書き込まれた２０ビット幅のパラレル・デジタルデータが、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックにより、２サンプルを単位とした４０ビット幅のパラレル・デジタルデータとして読み出されて、スクランブラ２４に送られる。また、ブロック１２−１では、ＦＩＦＯメモリ２３から読み出されたこの４０ビット幅のパラレル・デジタルデータが、８Ｂ／１０Ｂエンコーダ２５にも送られる。
【０１１３】
スクランブラ２４は、自己同期型のスクランブラである。自己同期型スクランブル方式は、ＳＭＰＴＥ２９２Ｍで採用されているスクランブル方式であり、送信側が、入力したシリアル信号を多項式とみなして９次の原始多項式
Ｘ９＋Ｘ４＋１
で順次割り算して、その結果である商を伝送することにより、統計的に伝送データのマーク率（１と０の割合）を平均１／２にするものである。このスクランブルは、原始多項式による信号の暗号化という意味も併せ持っている。この商をさらにＸ＋１で割ることによって極性フリー（データとその反転データで同じ情報を持つこと）のデータにして送信する。受信側では、受信したシリアル信号にＸ＋１を掛け、さらに上記原始多項式Ｘ９＋Ｘ４＋１を掛ける処理（デスクランブル）により、元のシリアル信号を再生する。
【０１１４】
スクランブラ２４は、各水平ラインの全てのデータにスクランブルを掛けるのではなく、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみにスクランブルを掛け、水平ブランキング期間のデータにはスクランブルを掛けない。そして、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットまでのデータを出力する。
【０１１５】
スクランブラ２４でこうした処理を行うのは、次のような理由による。従来の自己同期型スクランブル方式では各水平ラインの全てのデータを途切れることなく送信するが、本例では、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータを送信しない。そのための方法としては、水平ブランキング期間も含めて各水平ラインの全てのデータにスクランブルを掛けるが水平ブランキング期間のデータだけは送信しない、という方法もある。しかし、その方法では、送信のスクランブラと受信のデスクランブラとでデータの連続性が保存されないので、受信側のデスクランブラでデータを再生する時にＣＲＣの最後の数ビットで桁上がりの計算間違いを起こし、正確に誤り検出符号ＣＲＣが再生されない。また、データを送信しない水平ブランキング期間でスクランブラのクロックを止めることによって正確にＣＲＣを再生できるようにするという方式もあるが、その方法を採用すると、ＣＲＣの計算時に次のタイミング基準信号ＳＡＶが必要となり、タイミング制御が困難になる等の問題が発生する。
【０１１６】
そこで、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみにスクランブルを掛け、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ２４内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビット（一例として１０ビットとする）までのデータを出力するようにした。
【０１１７】
こうすることにより、受信側の装置では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットのデータにもデスクランブルを掛けることにより、掛け算回路であるデスクランブラの桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１１８】
さらに、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすると、スクランブルデータにパソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明した。パソロジカルパターンとは、自己同期型スクランブルを掛けた際に、シリアル伝送路上に、１水平ラインに亘り、図１８（ａ）に示すように１ビットの‘Ｈ’に続いて１９ビットの‘Ｌ’が続くパターン（あるいはその反転パターン）の信号や、図１８（ｂ）に示すように２０ビットの‘Ｈ’が連続した後２０ビットの‘Ｌ’が連続するパターン（あるいはその反転パターン）の信号が発生するものである。
【０１１９】
図１８（ａ）のパターンやその反転パターンは、直流成分の多いパターンである。そして、１０Ｇｂｐｓというような高速な伝送レートを実現するためにはＡＣ結合の伝送系を用いることが一般的であるが、ＡＣ結合の伝送系では、直流成分が多い場合に図１９に示すようなベースラインのうねりを起こしてしまうので、受信側の装置で直流成分を再生することが必要になってしまう。
【０１２０】
図１８（ｂ）のパターンやその反転パターンは、０から１への遷移や１から０への遷移が少ないパターンなので、受信装置の側でシリアル信号からクロックを再生することが困難になってしまう。
【０１２１】
これに対し、前述のように、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすることにより、こうしたパソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明したので、伝送符号として良好な信号であるといえる。
【０１２２】
また、図２０に示すように、タイミング基準信号ＳＡＶ内の最後のワードであるＸＹＺ（同一フレームの第１フィールド／第２フィールドを識別したり、ＳＡＶとＥＡＶとを識別するためのワード）の下位２ビットは（０，０）になっていたりするが、例えば、ブロック１２−１内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（０，０）にしたままスクランブルを掛け、ブロック１２−３内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（０，１）に書き換えた後スクランブルを掛け、ブロック１２−５内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（１，０）に書き換えた後スクランブルを掛け、ブロック１２−７内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（１，１）に書き換えた後スクランブルを掛けるというように、ＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のチャンネル毎にこの下位２ビットの値を変えてスクランブルを掛ける。
【０１２３】
このような処理を行うのは、次のような理由による。３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号がフラットな（画面全体でＲＧＢの値がほぼ同じ）信号である場合に、ＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７とＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８とでデータ値が均一になると、ＥＭＩ（電磁輻射）等が発生して好ましくない。これに対し、ＳＡＶ内のＸＹＺの下位２ビットの値をＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のチャンネル毎に変えてスクランブルを掛けると、スクランブル後のデータは、ＸＹＺの下位２ビットを（０，０）にしたデータに加えて、（０，１），（１，０），（１，１）を生成多項式で割った結果を伝送することになるので、データの均一性を回避することが可能になる。
【０１２４】
さらに、このようにＸＹＺの下位２ビットの値をチャンネル毎に変えても、前述のようにタイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすると、パソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明した。
【０１２５】
このようにしてスクランブラ２４でスクランブルを掛けられた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２６に書き込まれた後、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって４０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ２６から読み出されて、図２に示す多重部１４に送られる。
【０１２６】
ブロック１２−１内の８Ｂ／１０Ｂエンコーダ２５は、ＦＩＦＯメモリ２３から読み出された４０ビット幅のパラレル・デジタルデータのうち、水平ブランキング期間のデータのみを８ビット／１０ビットエンコーディングする。
【０１２７】
８Ｂ／１０Ｂエンコーダ２５によって８ビット／１０ビットエンコーディングされた５０ビットのビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２７に書き込まれた後、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって５０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ２７から読み出されて、図２に示す多重部１４に送られる。
【０１２８】
なお、ブロック１２−１からのみ（すなわちＣＨ１についてのみ）水平ブランキング期間のデータを多重部１４に送り、ブロック１２−３，１２−５，１２−７からは（ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７については)水平ブランキング期間のデータを多重部１４に送らないのは、データ量の制約上の理由からである。
【０１２９】
次に、ＬｉｎｋＢ用のブロック１２−２，１２−４，１２−６，１２−８について説明する。ブロック１２−２，１２−４，１２−６，１２−８では、入力したＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号が、Ｓ／Ｐ変換部２１及びＴＲＳ検出部２２によってブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７におけるのと同一の処理を施された後、抜き出し部２８に送られる。
【０１３０】
抜き出し部２８は、ＬｉｎｋＢの各水平ラインのデータのうち、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみからＲＧＢのビット（図１６に示したＬｉｎｋＢの１サンプルの２０ビットのうちの、ＲＧＢの値を表している１６ビット）を抜き出す回路である。
【０１３１】
抜き出し部２８によって抜き出された１６ビット幅のパラレル・デジタルデータは、Ｓ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２３に書き込まれた後、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックにより、２サンプルを単位とした３２ビット幅のパラレル・デジタルデータとして読み出されて、Ｋ２８．５挿入部２９に送られる。
【０１３２】
Ｋ２８．５挿入部２９は、タイミング基準信号ＳＡＶまたはＥＡＶの先頭部分に、２個の８ビットワードデータを挿入する。この８ビットワードデータは、８ビット／１０ビットエンコーディングした際に、映像信号を表すワードデータとしては用いられない１０ビットワードデータ（Ｋ２８．５というコードネームで呼ばれるもの）に変換されるものである。
【０１３３】
Ｋ２８．５挿入部２９の処理を経た３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０に送られる。８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０は、この３２ビット幅のパラレル・デジタルデータを８ビット／１０ビットエンコーディングして出力する。
【０１３４】
２サンプルを単位とした３２ビット幅のパラレル・デジタルデータを８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０で８ビット／１０ビットエンコーディングさせるのは、１０Ｇインタフェース規格であるＳＭＰＴＥ４３５における５０ビットのＣｏｎｔｅｎｔ ＩＤの上位４０ビットとの互換をとるためである。
【０１３５】
８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０によって８ビット／１０ビットエンコーディングされた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２６に書き込まれた後、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって４０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ２６から読み出されて、図２に示す多重部１４に送られる。
【０１３６】
図２の多重部１４は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２の各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２６から読み出されたＣＨ１〜ＣＨ８の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのみのデータ）を、図２１（ａ）に示すように、４０ビット単位で、ＣＨ２（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ１（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル），ＣＨ４（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ３（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル），ＣＨ６（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ５（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル），ＣＨ８（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ７（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル）の順に３２０ビット幅に多重する。
【０１３７】
このように、８ビット／１０ビットエンコーディングしたデータを、自己同期型スクランブルを掛けたデータに４０ビット毎にはさむことにより、やはり、スクランブル方式によるマーク率（０と１の割合）変動や、０−１、１−０の遷移の不安定さを解消し、前述したようなパソロジカルパターンの発生を防止することができる。
【０１３８】
また、多重部１４は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２の各ブロック１２−１内のＦＩＦＯメモリ２７から読み出されたＣＨ１の水平ブランキング期間のみの５０ビット幅のパラレル・デジタルデータを、図２１（ｂ）に示すように、４サンプル分多重して２００ビット幅にする。
【０１３９】
多重部１４によって多重されたこの３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータと２００ビット幅のパラレル・デジタルデータとは、データ長変換部１５に送られる。データ長変換部１５は、シフトレジスタを用いて構成されており、この３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータを２５６ビット幅に変換したデータと、この２００ビット幅のパラレル・デジタルデータを２５６ビット幅に変換したデータとを用いて、２５６ビット幅のパラレル・デジタルデータを形成する。そして、この２５６ビット幅のパラレル・デジタルデータをさらに１２８ビット幅に変換する。
【０１４０】
図２２〜図２４は、データ長変換部１５によって形成される２５６ビット幅のパラレル・デジタルデータの構造を示す図であり、図２２は３０Ｐの場合の１ライン分のデータ構造、図２３は２５Ｐの場合の１ライン分のデータ構造、図２４は２４Ｐの場合の４ライン分のデータ構造である（２４Ｐの場合には、４ライン周期で最後のワードのビット数が１２８ビットになるので、４ライン分を描いている）。ＳＭＰＴＥ４３５では、フレームレート及びライン数が、ＣＨ１のＨＤ−ＳＤＩ信号と同じにされる。そして、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２では、スクランブルと８Ｂ／１０Ｂエンコーディングとを併用しているが、ＣＨ１にはスクランブル（ＳＭＰＴＥ２９２Ｍで採用されているもの）を掛けている。したがって、図２２〜図２４に示したデータ構造は、基本的にはＨＤ−ＳＤＩ信号と同じになっている。
【０１４１】
この図２２〜図２４に示すように、１ライン分のデータは、次の３つの領域で構成されている。
・斜線を付した領域：ＣＨ２，ＣＨ１，ＣＨ４，ＣＨ３，ＣＨ６，ＣＨ５，ＣＨ８，ＣＨ７の順に４０ビット単位で多重された各ＣＨ１〜ＣＨ８のタイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータの領域
・白地の領域：８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の５０ビットずつの水平ブランキング期間のデータの領域
・ドット模様を付した領域：データ量調整のための付加データの領域
【０１４２】
図２に示すように、データ長変換部１５によって１２８ビット幅に変換されたパラレル・デジタルデータは、ＦＩＦＯメモリ１６に送られて、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ１６に書き込まれる。
【０１４３】
ＦＩＦＯメモリ１６に書き込まれたこの１２８ビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの１６７．０６２５ＭＨｚのクロックにより、６４ビット幅のパラレル・デジタルデータとしてＦＩＦＯメモリ１６から読み出されて、多チャンネルデータ形成部１７に送られる。
【０１４４】
多チャンネルデータ形成部１７は、例えばＸＳＢＩ（Ten gigabit Sixteen Bit Interface：１０ギガビットイーサネット（イーサネットは登録商標）のシステムで使用される１６ビットインタフェース）である。そして、多チャンネルデータ形成部１７は、ＰＬＬ１３からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを用いて、ＦＩＦＯメモリ１６からの６４ビット幅のパラレル・デジタルデータから、各々がビットレート６６８．２５Ｍｂｐｓを有する１６チャンネル分のシリアル・デジタルデータを形成する。多チャンネルデータ形成部１７によって形成された１６チャンネルのシリアル・デジタルデータは、多重・Ｐ／Ｓ変換部１８に送られる。
【０１４５】
多重・Ｐ／Ｓ変換部１８は、多チャンネルデータ形成部１７からの１６チャンネルのシリアル・デジタルデータを多重し、その多重したパラレル・デジタルデータをパラレル／シリアル変換することにより、６６８．２５Ｍｂｐｓ×１６＝１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータを生成する。本例の多重・Ｐ／Ｓ変換部１８は、マッピング部１１によってマッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換するパラレル／シリアル変換部としての機能を有する。
【０１４６】
図２５は、この１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータの１ライン分のデータ構造を示す図であり、図２５（ａ）は２４Ｐの場合の構造、図２５（ｂ）は２５Ｐの場合の構造、図２５（ｃ）は３０Ｐの場合の構造である。この図では、ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣを含めたものをＳＡＶ，アクティブライン及びＥＡＶとして示すとともに、図２２〜図２４に示した付加データの領域を含めたものを水平ブランキング期間として示している。
【０１４７】
２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐの場合の１ラインのビット数は、それぞれ下記式によって求められる。
１０.６９２Gbps÷２４フレーム/秒÷１１２５ライン/フレーム＝３９６０００ビット
１０.６９２Gbps÷２５フレーム/秒÷１１２５ライン/フレーム＝３８０１６０ビット
１０.６９２Gbps÷３０フレーム/秒÷１１２５ライン/フレーム＝３１６８００ビット
【０１４８】
タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのビット数は、下記式によって求められる。
（１９２０Ｔ＋１２Ｔ)×３６ビット×４ｃｈ×４０/３６＝３０９１２０ビット
【０１４９】
２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐの場合の水平ブランキング期間のビット数は、それぞれ下記式によって求められる。
（１）２４Ｐの場合：３９６０００ビット−３０９１２０ビット＝８６８８０ビット
（２７５０Ｔ−１９２０Ｔ−１２Ｔ（ＳＡＶ＋ＥＡＶ＋ＬＮ＋ＣＲＣ))×２０ビット×１０/８＝２０４５０ビット
８６８８０ビット＞２０４５０ビット
（２）２５Ｐの場合：３８０１６０ビット−３０９１２０ビット＝７１０４０ビット
（２６４０Ｔ−１９２０Ｔ−１２Ｔ（ＳＡＶ＋ＥＡＶ＋ＬＮ＋ＣＲＣ))×２０ビット×１０/８＝１７７００ビット
７１０４０ビット＞１７７００ビット
（３）３０Ｐの場合：３１６８００ビット−３０９１２０ビット＝７６８０ビット
（２２Ｔ−１９２０Ｔ−１２Ｔ（ＳＡＶ＋ＥＡＶ＋ＬＮ＋ＣＲＣ))×２０ビット×１０/８＝６７００ビット
７６８０ビット＞６７００ビット
【０１５０】
上記式に示したように、２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐのいずれの場合にも、ＳＭＰＴＥ４３５による水平ブランキング期間のビット数である８６８８０ビット，７１０４０ビット，７６８０ビットのほうが、ＣＨ１の｛水平ブランキング期間のデータ−（タイミング基準信号ＳＡＶ，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ｝のビット数である２０４５０ビット，１７７００ビット，６７００ビットよりもそれぞれ大きいので、ＣＨ１の水平ブランキング期間のデータを多重することが可能である。
【０１５１】
図２に示すように、多重・Ｐ／Ｓ変換部１８によって生成されたビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータは、光電変換部１９に送られる。光電変換部１９は、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータをＣＣＵ２に出力する出力部として機能する。そして、光電変換部１９によって光信号に変換されたビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータが、放送用カメラ１から図１の光ファイバーケーブル３経由でＣＣＵ２に伝送される。
【０１５２】
本例の信号送信装置５を用いることによって、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号をシリアル・デジタルデータとして送信する側の信号処理を行うことができる。信号送信装置５，信号送信方法では、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号をＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすると、これらのＨＤ−ＳＤＩ信号がそれぞれシリアル／パラレル変換された後、ＬｉｎｋＡについては自己同期型スクランブルが掛けられ、ＬｉｎｋＢについてはＲＧＢのビットが８ビット／１０ビットエンコーディングされる。
【０１５３】
ＬｉｎｋＡについては、各水平ラインの全てのデータに自己同期型スクランブルを掛けるのではなく、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみに自己同期型スクランブルを掛け、水平ブランキング期間のデータには自己同期型スクランブルを掛けない。そして、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットまでのデータを出力する。
【０１５４】
こうしたスクランブルを行うのは、次のような理由による。従来の自己同期型スクランブル方式では各水平ラインの全てのデータを途切れることなく送信するが、本発明では、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータを送信しない。そのための方法としては、水平ブランキング期間も含めて各水平ラインの全てのデータにスクランブルを掛けるが水平ブランキング期間のデータだけは送信しない、という方法もある。しかし、その方法では、送信のスクランブラと受信のデスクランブラとでデータの連続性が保存されないので、受信側のデスクランブラでデータを再生する時にＣＲＣの最後の数ビットで桁上がりの計算間違いを起こし、正確に誤り検出符号ＣＲＣが再生されない。また、データを送信しない水平ブランキング期間でスクランブラのクロックを止めることによって正確にＣＲＣを再生できるようにするという方式もあるが、その方法を採用すると、ＣＲＣの計算時に次のタイミング基準信号ＳＡＶが必要となり、タイミング制御が困難になる等の問題が発生する。
【０１５５】
そこで、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみにスクランブルを掛け、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットまでのデータを出力するようにした。
【０１５６】
こうすることにより、受信側の装置では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットのデータにもデスクランブルを掛けることにより、掛け算回路であるデスクランブラの桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１５７】
さらに、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすると、スクランブルデータにパソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明したので、伝送符号として良好な信号であるといえる。
【０１５８】
ＬｉｎｋＢについては、各水平ラインのデータのうち、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみからＲＧＢのビットが抜き出され、このＲＧＢのビットが８ビット／１０ビットエンコーディングされる。そして、このようにして自己同期型スクランブルを掛けられたＬｉｎｋＡのデータと、このようにして８ビット／１０ビットエンコーディングされたＬｉｎｋＢのデータとが多重され、その多重されたパラレル・デジタルデータから、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータが生成される。
【０１５９】
図２６は、ＣＣＵ２の回路構成を示すブロック図である。ＣＣＵ２には、図２６に示すような回路が、各放送用カメラ１に一対一に対応して複数組設けられている。
【０１６０】
放送用カメラ１から光ファイバーケーブル３経由で伝送されたビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータは、光電変換部３１によって電気信号に変換された後、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２に送られる。Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２は、例えば前述したＸＳＢＩである。そして、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２は、映像信号がマッピングされ、それぞれが第１のリンクチャンネルと第２のリンクチャンネルに分割された第１，第２，第３及び第４のサブイメージを受信する。
【０１６１】
Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２は、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータをシリアル／パラレル変換し、シリアル／パラレル変換したパラレル・デジタルデータから、各々がビットレート６６８．２５Ｍｂｐｓを有する１６チャンネル分のシリアル・デジタルデータを形成するとともに、６６８．２５ＭＨｚのクロックを抽出する。
【０１６２】
Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２によって形成された１６チャンネルのパラレル・デジタルデータは、多重部３３に送られる。また、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２によって抽出された６６８．２５ＭＨｚのクロックは、ＰＬＬ３４に送られる。
【０１６３】
多重部３３は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの１６チャンネルのシリアル・デジタルデータを多重して、６４ビット幅のパラレル・デジタルデータをＦＩＦＯメモリ３５に送る。
【０１６４】
ＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを４分の１に分周した１６７．０６２５ＭＨｚのクロックをＦＩＦＯメモリ３５に書込みクロックとして送る。
【０１６５】
またＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを８分の１に分周した８３．５３１２ＭＨｚのクロックを、ＦＩＦＯメモリ３５に読出しクロックとして送るとともに、後述するデスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４４に書込みクロックとして送る。
【０１６６】
またＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを１８分の１に分周した３７．１２５ＭＨｚのクロックを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４４に読出しクロックとして送るとともに、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４５に書込みクロックとして送る。
【０１６７】
またＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを９分の１に分周した７４．２５ＭＨｚのクロックを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４５に読出しクロックとして送る。
【０１６８】
ＦＩＦＯメモリ３５では、多重部３３からの６４ビット幅のパラレル・デジタルデータが、ＰＬＬ３４からの１６７．０６２５ＭＨｚのクロックによって書き込まれる。ＦＩＦＯメモリ３５に書き込まれたパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって１２８ビット幅のパラレル・デジタルデータとして読み出されて、データ長変換部３６に送られる。
【０１６９】
データ長変換部３６は、シフトレジスタを用いて構成されており、この１２８ビット幅のパラレル・デジタルデータを、２５６ビット幅（図２２〜図２４に示した構造のデータ）に変換する。そして、タイミング基準信号ＳＡＶまたはＥＡＶに挿入されているＫ２８．５を検出することによって各ライン期間を判別して、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータを３２０ビット幅に変換するとともに、水平ブランキング期間のデータ（前述のように、８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の水平ブランキング期間のデータ）を２００ビット幅に変換する。図２２〜図２４に示した付加データは破棄する。
【０１７０】
データ長変換部３６によってデータ長を変換された３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータと２００ビット幅のパラレル・デジタルデータとは、分離部３７に送られる。
【０１７１】
分離部３７は、データ長変換部３６からのこの３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ）を、放送用カメラ１内の多重部１４（図２）によって多重される前の４０ビットずつのＣＨ１〜ＣＨ８のデータ（図２１参照）に分離する。そして、各ＣＨ１〜ＣＨ８の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８に送る。
【０１７２】
また分離部３７は、データ長変換部３６からのこの２００ビット幅のパラレル・デジタルデータ（８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の水平ブランキング期間のデータ）を、多重部１４によって多重される前の５０ビットずつのデータ（図２１参照）に分離する。そして、この５０ビット幅のパラレル・デジタルデータを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８に送る。
【０１７３】
図２７は、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８の構成を示すブロック図である。デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８は、各ＣＨ１〜ＣＨ８に一対一に対応した８個のブロック３８−１〜３８−８から成っている。本例のデスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８は、映像信号がマッピングされ、それぞれが第１のリンクチャンネルと第２のリンクチャンネルに分割された第１，第２，第３及び第４のサブイメージを受信する受信部として機能する。
【０１７４】
ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７用のブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７は、ブロック３８−１だけがブロック３８−３，３８−５，３８−７と構成が相違しており、ブロック３８−３，３８−５，３８−７は同一構成である（図ではブロック３８−３について構成を記載し，３８−５，３８−７の構成の記載は省略している）。ＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８用のブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８は、全て同一構成である（図ではブロック３８−２について構成を記載し，３８−４，３８−６，３８−８の構成の記載は省略している）。また、各ブロックにおいて同一の処理を行う部分には同一符号を付している。
【０１７５】
最初に、ＬｉｎｋＡ用のブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７について説明する。ブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７では、入力したＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（自己同期型スクランブルを掛けられたタイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ）が、デスクランブラ４１に送られる。
【０１７６】
デスクランブラ４１は、自己同期型のデスクランブラである。デスクランブラ４１は、送られたパラレル・デジタルデータにデスクランブルを掛けるが、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ４１内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットのデータにも自己同期型デスクランブルを掛ける。
【０１７７】
これにより、放送用カメラ１内のスクランブラ２４（図１７）の箇所で説明したように、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータが送信されないにもかかわらず、掛け算回路であるデスクランブラ４１の桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１７８】
またデスクランブラ４１は、自己同期型スクランブルを掛けた後、タイミング基準信号ＳＡＶ内のＸＹＺの下位２ビット（スクランブラ２４の箇所で説明したように、ＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のチャンネル毎に値を変えてスクランブルを掛けられたビット）の値を、元の値である（０，０）に変更する。
【０１７９】
ブロック３８−１内のデスクランブラ４１でデスクランブルを掛けられた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、セレクタ４３に送られる。ブロック３８−１では、入力した５０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の水平ブランキング期間のデータ）が、８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２に送られる。８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２は、このパラレル・デジタルデータを８ビット／１０ビットデコーディングする。８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２によって８ビット／１０ビットデコーディングされた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータが、セレクタ４３に送られる。
【０１８０】
セレクタ４３は、デスクランブラ４１からのパラレル・デジタルデータと８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２からのパラレル・デジタルデータとを交互に選択することにより、各水平ラインの全てのデータを一本化した４０ビット幅のパラレル・デジタルデータを形成して、この４０ビット幅のパラレル・デジタルデータをＦＩＦＯメモリ４４に送る。
【０１８１】
他方、ブロック３８−３，３８−５，３８−７では、５０ビット幅のパラレル・デジタルデータは入力しないので８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２及びセレクタ４３は設けられておらず、デスクランブラ４１でデスクランブルを掛けられた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータがそのままＦＩＦＯメモリ４４に送られる。
【０１８２】
ＦＩＦＯメモリ４４に送られた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４４に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによって４０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ４４から読み出されて、ＦＩＦＯメモリ４５に送られる。
【０１８３】
ＦＩＦＯメモリ４５に送られた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４５に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの７４．２５ＭＨｚのクロックによって２０ビット幅（図１６に示したＬｉｎｋＡの１サンプル分ずつ）のパラレル・デジタルデータとしてＦＩＦＯメモリ４５から読み出されて、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部４６に送られる。
【０１８４】
Ｐ／Ｓ変換部４６は、このパラレル・デジタルデータをＨＤ−ＳＤＩ信号をビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にパラレル／シリアル変換して、ＨＤ−ＳＤＩ信号を再生する。各ブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７で再生されたＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のＨＤ−ＳＤＩ信号は、図２７の４ｋ×２ｋ再生部３９に送られる。
【０１８５】
次に、ＬｉｎｋＢ用のブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８について説明する。ブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８では、入力したＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（８Ｂ／１０Ｂエンコーディングされたタイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ）が、８Ｂ／１０Ｂデコーダ４７に送られる。
【０１８６】
８Ｂ／１０Ｂデコーダ４７は、このパラレル・デジタルデータを８ビット／１０ビットデコーディングする。８Ｂ／１０Ｂデコーダ４７によって８ビット／１０ビットデコーディングされた３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＦＩＦＯメモリ４４に送られる。
【０１８７】
ＦＩＦＯメモリ４４に送られた３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４４に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによって３２ビット幅のままＦＩＦＯメモリ４４から読み出されて、ＦＩＦＯメモリ４５に送られる。
【０１８８】
ＦＩＦＯメモリ４５に送られた３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４５に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの７４．２５ＭＨｚのクロックによって１６ビット幅（図１６に示したＬｉｎｋＢの１サンプル分ずつのＲＧＢのビット）のパラレル・デジタルデータとしてＦＩＦＯメモリ４５から読み出されて、サンプルデータ形成部４８に送られる。
【０１８９】
サンプルデータ形成部４８は、このＬｉｎｋＢのＲＧＢのビットから、図１６に示したＲ′Ｇ′Ｂ′ｎ：０−１のビットナンバー０，１，８及び９の４ビットを付加したＬｉｎｋＢの２０ビットずつの各サンプルのデータを形成する。このようにして形成された２０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、サンプルデータ形成部４８からＰ／Ｓ変換部４６に送られる。
【０１９０】
Ｐ／Ｓ変換部４６は、このパラレル・デジタルデータをＨＤ−ＳＤＩ信号をビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にパラレル／シリアル変換して、ＨＤ−ＳＤＩ信号を再生する。各ブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８で再生されたＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号は、図２７の４ｋ×２ｋ再生部３９に送られる。
【０１９１】
図２７の４ｋ×２ｋ再生部３９は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部３８から送られたＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号に、ＳＭＰＴＥ４３５に従って放送用カメラ１内のマッピング部１１（図２）の処理（図１５）と逆の処理を施すことにより、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を再生する回路である。
本例の４ｋ×２ｋ再生部３９は、Ｓ／Ｐ変換多チャンネルデータ形成部３２が受信した第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間に配置された画素サンプルを１サンプルずつ取り出す。そして、映像信号の１フレーム内に順に配置し、配置されたサンプルから間引かれた画素を復元する。
【０１９２】
このとき、４ｋ×２ｋ再生部３９は、第１のサブイメージと第２のサブイメージとにマッピングされたサンプルを、偶数ライン上に交互に配置する。同様に、第３のサブイメージと第４のサブイメージとにマッピングされたサンプルを、奇数ライン上に交互に配置する。そして、各ライン上に配置されたサンプルから、そのサンプルに隣り合う間引き画素を復元する。
【０１９３】
４ｋ×２ｋ再生部３９によって再生された３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号は、ＣＣＵ２から出力されて、例えばＶＴＲ等（図示略）に送られる。
【０１９４】
なお、このようにして各放送用カメラ１からＣＣＵ２に３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号に伝送されるだけでなく、ＣＣＵ２からも前述のリターンビデオ（他の放送用カメラ１で撮影中の映像を表示させるための映像信号）が光ファイバーケーブル３経由で各放送用カメラ１に伝送されるが、このリターンビデオのほうは周知の技術を用いて生成される（例えば、２チャンネル分のＨＤ−ＳＤＩ信号を、それぞれ８ビット／１０ビットエンコーディングした後、多重してシリアル・デジタルデータに変換する）ので、そのための回路構成の説明は省略する。
【０１９５】
本例において信号受信装置６は、信号送信装置５によって生成されたシリアル・デジタルデータを受信する側の信号処理を行う。この信号受信装置６，信号受信方法では、このビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータからパラレル・デジタルデータが生成され、このパラレル・デジタルデータが、ＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢの各チャンネルのデータに分離される。
【０１９６】
分離されたＬｉｎｋＡのデータについては、自己同期型デスクランブルが掛けられるが、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードが開始されるとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットのデータにも自己同期型デスクランブルが掛けられる。これにより、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみに自己同期型スクランブルが掛けられ、水平ブランキング期間のデータには自己同期型スクランブルが掛けられていないにもかかわらず、掛け算回路であるデスクランブラの桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１９７】
分離されたＬｉｎｋＢのデータについては、８ビット／１０ビットデコーディングしたＲＧＢのビットから、ＬｉｎｋＢの各サンプルのデータが形成される。そして、自己同期型デスクランブルを掛けられたＬｉｎｋＡのパラレル・デジタルデータと、各サンプルを形成されたＬｉｎｋＢのパラレル・デジタルデータとがそれぞれパラレル／シリアル変換され、マッピングされたＣＨ１〜ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号が再生される。
【０１９８】
このように、送信側である放送用カメラ１では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ２４内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットまでのデータを出力し、受信側であるＣＣＵ２では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ４１内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットのデータにもデスクランブルを掛けるので、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータを送信しないにもかかわらず、受信側であるＣＣＵ２で正確に元のデータを再生することができる。
【０１９９】
また、ＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢともに、それぞれ２サンプルを単位として自己同期型スクランブル，８Ｂ／１０Ｂエンコーディングを施すので、ＳＭＰＴＥ４３５における５０ビットのＣｏｎｔｅｎｔ ＩＤの上位４０ビットとの互換をとることができる。
【０２００】
また、タイミング基準信号ＳＡＶ内のＸＹＺの下位２ビットの値をＬｉｎｋＡのチャンネル毎に変えてスクランブルを掛けることにより、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号がフラットな（画面全体でＲＧＢの値がほぼ同じ）信号である場合にもＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７とＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８とでデータ値が均一になることを回避できるので、電磁輻射（ＥＭＩ：Electro-Magnetic Interference）の発生を防止することができる。
【０２０１】
また、８Ｂ／１０Ｂエンコーディングしたデータを、自己同期型スクランブルを掛けたデータに４０ビット毎にはさむことや、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ４１内のレジスタの値を全て０にセットすることにより、パソロジカルパターンの発生を防止することができる。
【０２０２】
以上説明した第１の実施の形態に係るカメラ伝送システムでは、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、ＩＴＵやＳＭＰＴＥで審議されている次世代の映像信号である４ｋ信号を、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２０３】
また、１フレームを構成する４ｋ×８ｋ信号を２サンプル毎に抽出して、サブイメージにマッピングしている。各サブイメージにマッピングされたサンプルは、元の映像である１フレームのサンプルを全体に持つ。そして、サブイメージを個別に取得することによって、画面全体の映像を、現行のＨＤ用のモニタや波形モニタ、あるいは８ｋ信号を将来の４ｋ用モニタ等で観測することができる。このため、映像機器の開発時や光ファイバーケーブル３等の不具合を解析する場合に有効であるという効果がある。
【０２０４】
また、上述した第１の実施の形態では、２サンプル毎に間引くようにしている。例えば、ライン間引きして３８４０／６０Ｐ信号を、２ｃｈの３８４０／６０Ｉ信号としたり、フレーム間引きして３８４０／６０Ｐ信号を、２ｃｈの３８４０／３０Ｐ信号としたりすることも想定される。しかしながら、上述した第１の実施の形態のように、２つのサンプル毎にサブイメージにマッピングする処理を行う場合、保存して割り振るデータの量が少なくなる。このため、放送用カメラ１からＣＣＵ２に信号を送信する際の遅延時間が少なくなるという効果がある。このように遅延時間が少なくなる信号処理を行うことは、リアルタイムで信号処理、信号伝送を行うことが必要とされる業務用カメラシステムにとって極めて重要であると言える。
【０２０５】
また、上述した第１の実施の形態では、ＵＨＤＴＶ規格でサンプリングされた映像データの水平補助データスペースに、所定の周波数でサンプリングされたオーディオサンプルを多重することが可能となる。このとき、ＵＨＤＴＶの要求仕様であるオーディオ２４ｃｈの多重を、ＵＨＤＴＶ１では４８ｋＨｚオーディオで実現すると共に、ＵＨＤＴＶ２では９６ｋＨｚオーディオで実現する。
【０２０６】
また、オーディオ位相をＵＨＤＴＶ１とＵＨＤＴＶ２のサンプリングクロックではなく、７４．２５ＭＨｚで定義する。この結果、１０Ｇインタフェースの１ＣＨから順次オーディオサンプルを多重することが可能となり、ハードウエアの負担を軽減できるという効果が得られる。また、現行の４８ｋＨｚオーディオ規格であるＳＭＰＴＥ２９９Ｍの内容と整合性が取れる形で９６ｋＨｚオーディオのフォーマットを定義することが可能となる。
【０２０７】
次に、本発明の第２の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について、図２８を参照して説明する。
図２８は、マッピング部１１によって、４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。
本実施の形態において、マッピング部１１は、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングした後、デュアルリンクに変換することを特徴とする。その他の箇所については、上述した第１の実施の形態の各部と同様であるため、詳細な説明を省略する。また、ＣＣＵ２が備える信号受信装置６の処理については、上述した第１の実施の形態と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【０２０８】
また、本例の放送用カメラ１は、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、ＵＨＤＴＶ１に相当する３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を生成し、所定の方式でマッピングされたＨＤ−ＳＤＩ信号を送信する信号送信装置５を備えるカメラである。また、本例のＣＣＵ２が備える信号受信装置６は、放送用カメラ１から受信したＨＤ−ＳＤＩ信号に基づいて、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号の映像を再生できる。
【０２０９】
本例のマッピング部１１は、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、デュアルリンクの２ｃｈに多重する回路である。そして、本実施の形態においても、上述した第１の実施の形態と同様に、マッピング部１１は、始めに、フレームに配置された映像信号を含むサンプルを、第１〜第４のサブイメージにマッピングする。このとき、ライン方向に隣り合う２サンプル毎にマッピングする。
【０２１０】
ここで、４ｋ×２ｋ信号の１フレームと、第１〜第４のサブイメージに含まれるサンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）としてマッピングの具体例について、図２８を参照して説明する。
例えば、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，０），（１，０）の２サンプルは、第１のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，０），（３，０）の２サンプルは、第２のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，１），（１，１）の２サンプルは、第３のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，１），（３，１）の２サンプルは、第４のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
以下、同様に、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルは、第１〜第４のサブイメージにマッピングされる。
【０２１１】
ところで、４ｃｈのＨＤ−ＳＤＩにマッピングした信号は、現行ＨＤ−ＳＤＩの１９２０×１０８０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１２ビット相当の（クアッドリンク２９２）×４ｃｈに相当する。
【０２１２】
本実施の形態におけるマッピング部１１は、(クアッドリンク２９２×２ｃｈ)×２ｃｈ（図１５参照）であるので、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースの２ｃｈで伝送できることを意味する。本例のマッピング部１１は、第１のサブイメージにマッピングされたオーディオ信号を、第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルの内のいずれか一方の伝送チャンネルに配置するようにマッピングすることを特徴とする。
【０２１３】
それぞれのクアッドリンクは、ライン間引きをすることによって、２ｃｈのデュアルリンクに変換できる。ここで、クアッドリンク２９２（１９２０×１０８０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１２ビット）に配置されたサンプルのうち、偶数ラインに含まれるサンプルをサンプルＡとし、奇数ラインに含まれるサンプルをサンプルＢとする。マッピング部１１によって、サンプルＡは、デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＡにマッピングされる。一方、サンプルＢは、デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＢにマッピングされる。
デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＡ，Ｂは、それぞれ１９２０×１０８０／６０Ｉ／４：４：４／１２ビット信号で規定される。そして、変換されたデュアルリンクの第１ｃｈのＬｉｎｋＡには、オーディオ信号が多重される。
【０２１４】
オーディオ信号は、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第１ｃｈで４８ｋＨｚオーディオが最大１６ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオ最大８ｃｈ）伝送される。また、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第２ｃｈで４８ｋＨｚオーディオが最大１６ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオ最大８ｃｈ）伝送される。したがって、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第１ｃｈと第２ｃｈで伝送可能な４８ｋＨｚオーディオは、最大３２ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオ最大１６ｃｈ）である。オーディオ信号を多重する順序は、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第１ｃｈから順次詰めて送る。
【０２１５】
この場合にも、オーディオ位相は２９９Ｍに従って定められる。つまり、フォーマッタでのＥＡＶから３８４０／６０Ｐアクティブ上の位相情報を、３８４０／６０Ｐのクロック位相(５９４ＭＨｚ相当)を１／８に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【０２１６】
ここで、１９２０／３０Ｐと３８４０／６０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間は、３８４０／６０Ｐの４ラインの期間に相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、１６ライン相当まで規定することができる。
【０２１７】
つまり、３８４０／６０Ｐの４ライン分以上の位相を管理できる。このため、ＣＨ１のみのオーディオ多重でも他のラインにサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定できる。
【０２１８】
そして、１０Ｇｂｐｓインタフェースにおける２ｃｈの信号を、１本の光ファイバーで伝送する場合、１.３μｍ／１.５５μｍ ２波長多重技術やＣＷＤＭ／ＤＷＤＭ波長多重技術を使うことが出来る。
【０２１９】
以上説明した第２の実施の形態によれば、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＡ，Ｂにマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。このため、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２２０】
次に、本発明の第３の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について、図２９を参照して説明する。
図２９は、マッピング部１１によって、８ｋ×４ｋ信号の１フレームを構成するサンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。
本実施の形態において、マッピング部１１は、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングすることを特徴とする。その他の箇所については、上述した第１の実施の形態の各部と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【０２２１】
また、本例の放送用カメラ１は、８ｋ×４ｋ信号（８ｋサンプル×４ｋラインの超高解像度信号）として、ＵＨＤＴＶ２に相当する７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号で規定される第１のフレームを生成し、所定の方式でマッピングされたＨＤ−ＳＤＩ信号を送信する信号送信装置５を備えるカメラである。また、本例のＣＣＵ２が備える信号受信装置６は、放送用カメラ１から受信したＨＤ−ＳＤＩ信号に基づいて、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号の映像を再生できる。
【０２２２】
本例のマッピング部１１は、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ＳＭＰＴＥ４３５に従ってＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）の８チャンネルのビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする回路である。
７６８０×４３２０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビット信号を、ライン方向に２サンプル毎に間引いて、それぞれのサンプルを３８４０×２１６０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビットで規定される４ｃｈの第２のフレームにマッピングする。
【０２２３】
４ｃｈの３８４０×２１６０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビットは、さらにライン方向に２サンプル毎に間引いてＨＤ−ＳＤＩのアクティブ期間に多重することで、図１６の様にそれぞれを、４ｃｈの１９２０×１０８０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビットにマッピングできる。つまり、現行ＨＤ−ＳＤＩの４ｃｈのクアッドリンク２９２で伝送することができる。
【０２２４】
従って、７６８０×４３２０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビット信号は、１６ｃｈのクアッドリンクにマッピング出来る。２ｃｈのクアッドリンク２９２は、１０Ｇｂｐｓで伝送できるので、８ｃｈの１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースで伝送できる。
【０２２５】
１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース規格であるＳＭＰＴＥ４３５における第１ｃｈ〜第８ｃｈの各ｃｈで、４８ｋＨｚオーディオで最大１６ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオで最大８ｃｈ）伝送できる。このため、合計４８ｋＨｚオーディオで最大１２８ｃｈ(９６ｋＨｚオーディオ最大６４ｃｈ)伝送できる。オーディオ信号多重は、１０Ｇ第１ｃｈから順次詰めて送る。オーディオ位相は２９９Ｍに従い、フォーマッタでのＥＡＶから７６８０／６０Ｐアクティブ上の位相情報を、７６８０／６０Ｐのクロック位相(２．３７６ＧＨｚ相当)を１／３２に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【０２２６】
ここで、１９２０／３０Ｐと７６８０／６０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間に対して、７６８０／６０Ｐは８ラインの期間に相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、３２ライン相当まで規定することができる。
【０２２７】
つまり、７６８０／６０Ｐ上の８ライン分以上の位相を管理できる。このため、ＣＨ１のみのオーディオ多重でも他のラインにサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定できる。なお、オーディオ位相は映像ラインと数ライン〜数十ラインずれていても支障は無く、厳密なオーディオ位相情報は必要ではない。
【０２２８】
また、１０Ｇｂｐｓインタフェースにおける８ｃｈの信号を１本の光ファイバーで伝送する際には、ＣＷＤＭ／ＤＷＤＭ（Coarse Wavelength Division Multiplexing/Dense Wavelength Division Multiplexing）波長多重技術を使うことが出来る。
【０２２９】
以上説明した第３の実施の形態によれば、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、ＩＴＵやＳＭＰＴＥで審議されている次世代の映像信号である８ｋ信号を、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２３０】
次に、本発明の第４の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について、図３０を参照して説明する。
図３０は、マッピング部１１によって、４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。
本実施の形態において、マッピング部１１は、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングすることを特徴とする。その他の箇所については、上述した第１の実施の形態の各部と同様であるため、詳細な説明を省略する。また、ＣＣＵ２が備える信号受信装置６の処理については、上述した第１の実施の形態と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【０２３１】
また、本例の放送用カメラ１は、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を生成し、所定の方式でマッピングされたＨＤ−ＳＤＩ信号を送信する信号送信装置５を備えるカメラである。また、本例のＣＣＵ２が備える信号受信装置６は、放送用カメラ１から受信したＨＤ−ＳＤＩ信号に基づいて、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号の映像を再生できる。
【０２３２】
本例のマッピング部１１は、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ＳＭＰＴＥ４３５に従ってＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）の８チャンネルのビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする回路である。そして、本実施の形態においても、上述した第１の実施の形態と同様に、マッピング部１１は、フレームに配置された映像信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングする。
【０２３３】
ここで、４ｋ×２ｋ信号の１フレームと、第１〜第４のサブイメージに含まれるサンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）としてマッピングの具体例について、図３０を参照して説明する。
例えば、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，０），（１，０）の２サンプルは、第１のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，０），（３，０）の２サンプルは、第２のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，１），（１，１）の２サンプルは、第３のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，１），（３，１）の２サンプルは、第４のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
以下、同様に、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルは、第１〜第４のサブイメージにマッピングされる。
【０２３４】
このように、マッピング部１１は、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ライン方向に２サンプル毎に間引いてＨＤ−ＳＤＩのアクティブ期間に多重する。マッピング部１１は、各サンプルを、４ｃｈの２０４８×１０８０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビットにマッピングした後、２０４８×１０８０／２４Ｐ／４：２：２／１０ビットであるＬｉｎｋＡ，Ｂにマッピングする。そして、放送用カメラ１は、８ｃｈの現行ＨＤ−ＳＤＩで伝送することが可能となる。
【０２３５】
以上説明した第４の実施の形態によれば、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２３６】
次に、本発明の第５の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について説明する。
ＳＭＰＴＥ ３７２Ｍには、１０８０／６０Ｐ／４:２:２／１０ビット信号を、ライン間引きでデュアルリンクのＨＤ−ＳＤＩ（ＬｉｎｋＡ，Ｂ）で伝送する方式がＦｉｇｕｒｅ ２に示されている。図３１は、ＳＭＰＴＥ３７２Ｍ（Ｆｉｇｕｒｅ２）で規定されるデュアルリンクインタフェースのライン番号とパッケージを示す図である。
【０２３７】
また、ＳＭＰＴＥ３７２Ｍの６．４章には、オーディオ信号はＬｉｎｋＡから順番に多重する規定が記述されている。例えば、８ｃｈのオーディオ信号を伝送する場合にはＬｉｎｋＡのみに多重し、２０ｃｈのオーディオ信号を多重する場合にはＬｉｎｋＡに１６ｃｈ、ＬｉｎｋＢに４ｃｈ多重することが決められている。
【０２３８】
この場合にも、オーディオ位相は２９９Ｍに従って定められる（図３参照）。つまり、オーディオ位相は、フォーマッタでのＥＡＶから１９２０／６０Ｐアクティブ上の位相情報を、１９２０／６０Ｐのサンプリングクロック（１４８．５ＭＨｚ相当）を１／２に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【０２３９】
ここで、１９２０／３０Ｐと１０８０／６０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間は、１０８０／６０Ｐの１ラインの期間に相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、８ライン相当まで規定することができる。
【０２４０】
つまり、１０８０／６０Ｐ上の２ライン分以上の位相を管理できる。このため、ライン間引きしたＬｉｎｋＡのみのオーディオ多重でも、ＬｉｎｋＢのラインにサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定が可能である。
【０２４１】
以上説明した第５の実施の形態によれば、１０８０／６０Ｐ／４:２:２／１０ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２４２】
なお、以上の例ではカメラ伝送システムに本発明を適用しているが、他にも様々な方式の信号を伝送するようにしてもよい。このように、様々な信号を送信する場合に、適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０２４３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るテレビジョン放送局用のカメラ伝送システムの全体構成を示す図である。
【図２】放送用カメラの回路構成のうち、信号送信装置の内部構成例を示すブロック図である。
【図３】オーディオデータパケットの例を示す説明図である。
【図４】ＡＥＳオーディオとオーディオデータパケットとの関係を示す説明図である。
【図５】オーディオデータパケットの構造の例を示す説明図である。
【図６】ビデオライン、デジタル音声のサンプリングポイント、オーディオクロック位相データ間の関係を示す説明図である。
【図７】多重位置フラグ(ｍｐｆ)とオーディオデータパケットの多重位置との関係を示す説明図である。
【図８】オーディオデータ(チャネルｎ)のビット割当ての例を示す説明図である。
【図９】ＢＣＨコード生成回路のブロックダイヤグラムの例を示す説明図である。
【図１０】オーディオデータパケットの伝送に使用できる、Ｃｒ／Ｃｂデータストリームの補助データスペース（1080/60Iシステム）を示す説明図である。
【図１１】オーディオコントロールパケットの構造の例を示す説明図である。
【図１２】ＵＨＤＴＶ規格における１フレームのサンプル構造の例を示す図である。
【図１３】４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図１４】４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図１５】ＳＭＰＴＥ４３５ Ｐａｒｔ１の５．４ Ｏｃｔａ Ｌｉｎｋ １．５ Ｇｂｐｓ Ｃｌａｓｓによる、４ｋ×２ｋ信号のＨＤ−ＳＤＩ信号へのマッピング方法の概略を示す図である。
【図１６】ＳＭＰＴＥ３７２ＭによるＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢのデータ構造の概略を示す図である。
【図１７】Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部の構成を示すブロック図である。
【図１８】パソロジカルパターンを示す図である。
【図１９】ＡＣ結合の伝送系におけるベースラインのうねりを示す図である。
【図２０】タイミング基準信号ＳＡＶ内のＸＹＺのコードを示す図である。
【図２１】多重部での多重の様子を示す図である。
【図２２】データ長変換部によって形成されるデータの構造を示す図である。
【図２３】データ長変換部によって形成されるデータの構造を示す図である。
【図２４】データ長変換部によって形成されるデータの構造を示す図である。
【図２５】多重・Ｐ／Ｓ変換部によって生成される１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータの１ライン分の構造を示す図である。
【図２６】ＣＣＵの回路構成のうち、信号受信装置の内部構成例を示すブロック図である。
【図２７】Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部の構成を示すブロック図である。
【図２８】４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図２９】８ｋ×４ｋ信号の１フレームを構成するサンプルを４チャンネルの４ｋ×２ｋ信号の１フレームにマッピングする例を示す説明図である。
【図３０】４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図３１】ＳＭＰＴＥ３７２Ｍで規定されるデュアルリンクインタフェースのライン番号とパッケージを示す図である。
【符号の説明】
【０２４４】
１…放送用カメラ、２…ＣＣＵ（カメラコントロールユニット）、３…光ファイバーケーブル、５…信号送信装置、６…信号受信装置、１０…音声信号多重部、１１…マッピング部、１２…Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部、３８−１〜３８−８…Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部のブロック、１３…ＰＬＬ、１４…多重部、１５…データ長変換部、１６…ＦＩＦＯメモリ、１７…多チャンネルデータ形成部、１８…多重・Ｐ／Ｓ変換部、１９…光電変換部、２１…Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部、２２…ＴＲＳ検出部、２３…ＦＩＦＯメモリ、２４…スクランブラ、２５…８Ｂ／１０Ｂエンコーダ、２６…ＦＩＦＯメモリ、２７…ＦＩＦＯメモリ、２８…抜き出し部、２９…Ｋ２８．５挿入部、３０…８Ｂ／１０Ｂエンコーダ、３１…光電変換部、３２…Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部、３３…多重部、３４…ＰＬＬ、３５…ＦＩＦＯメモリ、３６…データ長変換部、３７…分離部、３８…デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部、３８−１〜３８−８…デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部のブロック、３９…４ｋ×２ｋ再生部、４２…デスクランブラ、４２…８Ｂ／１０Ｂデコーダ、４３…セレクタ、４４…ＦＩＦＯメモリ、４５…ＦＩＦＯメモリ、４６…Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部、４７…８Ｂ／１０Ｂデコーダ、４８…サンプルデータ形成部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する映像信号と、その映像信号に同期した音声信号をシリアル伝送するための信号送信装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
現行の１フレームが１９２０サンプル×１０８０ラインの映像信号（画像信号）であるＨＤ（High Definition）信号を超える、超高精細映像信号の受像システムや撮像システムの開発が進んでいる。例えば、現行ＨＤの４倍、１６倍もの画素数を持つ次世代の放送方式であるＵＨＤＴＶ（Ultra High Definition Television）規格が、ＩＴＵ（International Telecommunication Union）やＳＭＰＴＥ（Society of Motion Picture and Television Engineers）に提案され、標準化が行われている。ＩＴＵやＳＭＰＴＥに提案されている映像規格は、１９２０サンプル×１０８０ラインの２倍、４倍のサンプル数、ライン数を持つ３８４０サンプル×２１６０ラインや７６８０サンプル×４３２０ラインの映像信号である。このうち、ＩＴＵで標準化されているものはＬＳＤＩ（Large screen digital imagery）と呼ばれ、ＳＭＰＴＥに提案されているものはＵＨＤＴＶ（Ultra High Definition TV）と呼ばれる。ＵＨＤＴＶに関しては次表１の信号が規定されている。
【０００３】
【表１】
【０００４】
これらのインタフェースとして、ＵＨＤＴＶ規格の３８４０サンプル／６０フレームの映像信号は、ビットレート１０Ｇｂｐｓの伝送路を２チャンネル使用して伝送する方式が提案され、７６８０サンプル／６０フレームの映像信号は、ビットレート１０Ｇｂｐｓの伝送路を８チャンネル使用して伝送する方式が提案されている。
【０００５】
特許文献１には、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）の一種である３８４０×２１６０／３０Ｐ，３０／１．００１Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ビットレート１０Ｇｂｐｓ以上でシリアル伝送する技術について開示されている。なお、［３８４０×２１６０／３０Ｐ］と示した場合には、［水平方向の画素数］×［垂直方向のライン数］／［１秒当りのフレーム数］を示している。本明細書において以下同じである。また、［４：４：４］は、原色信号伝送方式である場合、［赤信号Ｒ：緑信号Ｇ：青信号Ｂ］の比率を示し、色差信号伝送方式である場合、［輝度信号Ｙ：第１色差信号Ｃｂ：第２色差信号Ｃｒ］の比率を示す。
【特許文献１】特開２００５−３２８４９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、超高精細映像信号の規格では、オーディオ信号についても高音質化を図るようにしてあり、例えばＵＨＤＴＶ用途では、現行ＨＤ用である４８ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、４８ｋＨｚオーディオという。）の２倍のサンプリング周波数である９６ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、９６ｋＨｚオーディオという。）の伝送が想定されている。オーディオ信号チャンネルについても、最大で２４チャンネルが必要とされている。
【０００７】
しかしながら、従来の伝送方式では、最も伝送レートが高い光ファイバーを伝送路に使用した伝送方式でも、１チャンネルで最大で１０Ｇｂｐｓ程度の伝送しかできないため、超高精細映像信号に必要な伝送レートではなく、超高精細映像信号そのものを複数のチャンネルに分割して伝送することが必要である。オーディオ信号も分割したチャンネルのいずれかを使用して伝送されることになる。ところで、映像信号に同期したオーディオ信号は、映像信号と同じタイミングで伝送される必要があり、映像信号とオーディオ信号を同期させる処理が必要であるが、上述した最大２４チャンネルの９６ｋＨｚオーディオを、多チャンネルに分割された映像データに同期して伝送するためには、何らかの同期処理が必要であり、そのための同期処理構成が複雑化する問題があった。
【０００８】
また、４８ｋＨｚオーディオを、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送する方式や、オーディオ位相の規定は、これまで存在していなかった。同様に、９６ｋＨｚオーディオを、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送する方式や、オーディオ位相の規定についても、これまで存在していなかった。
【０００９】
本発明はこのような状況に鑑みて成されたものであり、高精細な映像信号に同期させてオーディオ信号を伝送させる場合に、受信側で簡単に映像とオーディオの同期処理が行えるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明に係る信号送信装置は、１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号と、その入力映像信号に同期して入力したオーディオ信号を送信する信号送信装置に適用される。
構成としては、マッピング部とパラレル／シリアル変換部と送信部とを備える。
マッピング部は、入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。さらにマッピング部は、オーディオ信号を第１のサブイメージのブランキング期間にマッピングし、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングする。
パラレル／シリアル変換部は、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換する。
出力部は、パラレル／シリアル変換部によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する。
【００１１】
また、本発明に係る信号送信方法は、
１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号を送信する信号送信方法に適用される。
処理としては、マッピング処理とパラレル／シリアル変換処理と送信処理とを行う。
マッピング処理は、入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。さらにマッピング処理は、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングする。
パラレル／シリアル変換処理は、マッピング処理でマッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換する。
出力処理は、パラレル／シリアル変換処理によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、複数のＨＤ−ＳＤＩフォーマットのシリアル・デジタルビデオ信号にマッピングして複数のチャンネルに分割して伝送する場合の１つのＨＤ−ＳＤＩフォーマットのシリアル・デジタルビデオ信号だけに、オーディオ信号を付加することにより、そのオーディオ信号が付加されるチャンネルでの映像信号とオーディオ信号との位相関係が、元の入力映像信号と入力オーディオ信号との位相関係とほぼ同じ位相関係となるようにマッピングすれば、映像信号とオーディオ信号との同期関係が保たれ、分割して伝送される複数のチャンネル間で同期位相を保つような処理は必要なくなり、同期合わせ処理のための構成が簡単になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の第１の実施の形態の例について、図１〜図２７を参照して説明する。
図１は、本実施の形態を適用したテレビジョン放送局用のカメラ伝送システムの全体構成を示す図である。このカメラ伝送システムは、複数台の放送用カメラ１とＣＣＵ（カメラコントロールユニット）２とで構成されており、各放送用カメラ１が光ファイバーケーブル３でＣＣＵ２に接続されている。
【００１４】
放送用カメラ１は、同一構成のものであり、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、ＬＳＤＩに相当する３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を生成し、送信する信号送信装置５として機能するカメラである。
【００１５】
ＣＣＵ２は、各放送用カメラ１を制御したり、各放送用カメラ１から映像信号を受信したり、各放送用カメラ１のモニタに他の放送用カメラ１で撮影中の映像を表示させるための映像信号（リターンビデオ）を送信するユニットである。ＣＣＵ２は、各放送用カメラ１から映像信号を受信する信号受信装置として機能する。
【００１６】
図２は、放送用カメラ１の回路構成のうち、本実施の形態に関連する部分を示すブロック図である。放送用カメラ１内の撮像部及び映像信号処理部（図示略）によって生成された３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号が、音声信号多重部１０に送られる。音声信号多重部１０（以下、フォーマッタと称する場合もある。）は、所定の周波数（例えば、４８ｋＨｚ、９６ｋＨｚ）でオーディオサンプリングされたビデオラインに続く水平補助データスペース（Horizontal ancillary data space）に、オーディオデータパケットを多重する。そして、音声信号多重部１０は、マッピング部１１にオーディオデータパケットが多重された入力映像信号を送る。
【００１７】
３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号は、ワード長が１２ビットずつのＧデータ系列，Ｂデータ系列，Ｒデータ系列の同期を取って並列配置した、３６ビット幅の信号である。１フレーム期間は１／２４秒，１／２５秒，１／３０秒のうちのいずれかであり、１フレーム期間内に２１６０の有効ライン期間が含まれている。
【００１８】
入力映像信号の有効ライン（水平ライン）期間には、タイミング基準信号ＥＡＶ（End of Active Video）と、ライン番号ＬＮと、誤り検出符号ＣＲＣと、水平ブランキング期間（補助データスペース／未定義ワードデータの区間）と、タイミング基準信号ＳＡＶ（Start of Active Video）と、映像データの区間であるアクティブラインとが配置される。アクティブラインのサンプル数は３８４０であり、Ｇデータ系列，Ｂデータ系列，Ｒデータ系列のアクティブラインには、それぞれＧ，Ｂ，Ｒの映像データが配置される。
【００１９】
図３は、所定のサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオデータをサブフレーム１，２で送る場合のオーディオデータパケットの構成例の一部を示す図である。オーディオデータパケットのデータ構造は、ＳＭＰＴＥ２９９Ｍによって定められる。
【００２０】
図３（ａ）は、４８ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、４８ｋＨｚオーディオという。）をサブフレーム１，２で送る場合のオーディオデータパケットの例である。このオーディオデータパケットは、２ワードのユーザデータワード（ＵＤＷ：User Data Word）を含むクロック領域と、４ワードのＵＤＷを含むＣＨ１〜４で構成される。ユーザデータワードは、オーディオクロック位相データ（ＣＬＫ）、ＣＨｎ（オーディオデータ）、誤り訂正コード（ＥＣＣ：Error Correction Codes）の３種類のデータを含む。ユーザデータワードに含まれるデータの内容は、後述する。
【００２１】
図３（ｂ）は、９６ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングされたオーディオ（以下、９６ｋＨｚオーディオという。）をサブフレーム１，２で送る場合のオーディオデータパケットの例を簡略化して示す。このオーディオデータパケットは、２ワードのＵＤＷを含むクロック領域と、４ワードのＵＤＷを含むＣＨ１，１，２，２で構成される。
【００２２】
クロック領域には、次表２に示すように、オーディオクロック位相データが挿入される。また、所定のサンプリングクロックでサンプルされたオーディオサンプル位置は、各フレームの一水平期間中の７４．２５ＭＨｚでのサンプル位置で定義される。オーディオデータパケットは、フォーマッタによって、Ｈブランキング期間に多重される。
【００２３】
【表２】
【００２４】
どこでオーディオが発生したかを示すオーディオ位相は、表２（ＳＭＰＴＥ２９９Ｍ）のオーディオクロック位相データに従って定められる。そして、オーディオクロック位相データは、ｃｋ０〜ｃｋ１２の１３ビットで定められる。ｃｋ０〜ｃｋ１２までのビットは、フォーマッタに入力したオーディオサンプルと同時に入力した画素サンプルと、映像ストリームのＥＡＶの最初のワードとの差の映像クロック数を表示する。そして、ｃｋ０〜ｃｋ１２は、ＳＭＰＴＥ２９２Ｍによる７４．２５ＭＨｚのサンプリングクロックを使用するシステムでは、所定のサンプリングクロックでサンプルされたオーディオサンプルが挿入された一水平期間におけるオーディオ位相を、８１９２クロックまで管理することができる。
【００２５】
デジタルオーディオ シリアルインタフェース規格であるＡＥＳ３―２００３のＦｉｇｕｒｅ２には、サブフレームフォーマットが定められている。また、フレームフォーマットとして、２チャンネルモードの場合、２チャンネルの４８ｋＨｚオーディオを、連続したサブフレーム１，２で送る旨が規定されている。また、ＳＭＰＴＥ２９９Ｍには、４８ｋＨｚオーディオをチャンネル１，２に入れることについて規定されている。
従来は、図３（ａ）に示すように、チャンネル１は、サブフレーム１で送られ、チャンネル２は、サブフレーム２で送られる。さらに、チャンネル３は、サブフレーム１で送られ、チャンネル４は、サブフレーム２で送られる。
【００２６】
本実施の形態では、信号送信装置５と、受信側の機器との間で、信号伝送時の互換性を有するために、９６ｋＨｚオーディオのチャンネル１の連続したオーディオサンプル（第１及び第２のオーディオサンプル）を、チャンネル１，２に入れる。さらに、９６ｋＨｚオーディオのチャンネル２の連続したオーディオサンプルを、チャンネル３，４に入れる。そして、図３（ｂ）に示すように、１チャンネルの９６ｋＨｚオーディオの連続したサンプルのうち、チャンネル１を、連続するサブフレーム１，２で送る。そして、チャンネル２を、連続するサブフレーム１，２で送ることを特徴としている。
【００２７】
さらに、本実施の形態では、９６ｋＨｚオーディオのオーディオデータパケットに定義されるクロック位相を、連続した２つのオーディオサンプル（第１及び第２のオーディオサンプル）のうち、第２のオーディオサンプルの位置で定めることを特徴とする。以下、音声信号多重部１０が行う処理の例について、データフォーマットと合わせて説明する。
【００２８】
図４は、本実施の形態に係るＡＥＳ３で定義される９６ｋＨｚオーディオとオーディオデータパケットとの関係を示す。
ＡＥＳオーディオは、ＡＥＳ３で規定される１つのＡＥＳデジタルストリームに含まれる全てのＶＵＣＰデータ、オーディオデータ及び付加データを指す。
そして、２つのＡＥＳサブフレームを、チャンネル１のＡＥＳサブフレームと、チャンネル２のＡＥＳサブフレームの順に並べたフレームを、ＡＥＳフレームという。
【００２９】
図４に示すＡＥＳ３で定義される９６ｋＨｚオーディオチャンネル２には、ＡＥＳサブフレーム１，２が連続して含まれる。連続するチャンネル２には、所定の周波数でサンプリングされた第１及び第２のオーディオサンプルが連続して含まれる。同様に、ＡＥＳチャンネル１も、ＡＥＳサブフレーム１，２を連続して有し、連続するチャンネル１には、第１及び第２のオーディオサンプルが含まれる。ＡＥＳサブフレームは、４ビットのプリアンブル、４ビットの付加データ又はオーディオデータ、２０ビットのオーディオデータ、１ビットのＶ，Ｕ，Ｃ，Ｐデータの順に、３２ビットで構成される。
【００３０】
オーディオデータは、クロック（ＣＬＫ）と、チェックサムフィールドの間に、ＡＥＳチャンネル１の第１のオーディオサンプル（ＣＨ１）、ＡＥＳチャンネル１の第２のオーディオサンプル（ＣＨ２）、ＡＥＳチャンネル２の第１のオーディオサンプル（ＣＨ３）、ＡＥＳチャンネル２の第２のオーディオサンプル（ＣＨ４）フィールドと、ＥＣＣフィールドを含む。
オーディオデータパケットは、補助データフラグ（ＡＤＦ）、データＩＤ（ＤＩＤ）、データブロックナンバー（ＤＢＮ）、データカウント（ＤＣ）、オーディオクロック位相データ（ＣＬＫ）、ユーザデータワード（ＵＤＷ）、チェックサム（ＣＳ）フィールドを含む。オーディオデータパケットは、Ｃｂ／Ｃｒデータストリームの水平補助データスペースに多重される。
【００３１】
映像に同期したオーディオの映像フレーム当りオーディオサンプル数は、次表３に示される。表３には、オーディオサンプリングレートが３２．０ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚ、４８．０ｋＨｚ、９６．０ｋＨｚの場合に、フレーム毎のオーディオサンプル数が示される。
【００３２】
【表３】
【００３３】
表４は、ＵＤＷｎに対するチャンネル割当ての例を示す。ＵＤＷｎとは、ｎ番目のユーザデータワードを意味する。オーディオサンプリングレートが３２．０ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚ、４８．０ｋＨｚの場合と、９６．０ｋＨｚの場合とで割り当てられるチャンネルが異なることが示される。
【００３４】
【表４】
【００３５】
図５は、本実施の形態に係るオーディオデータパケットの構成例である。
ＣＨ１〜ＣＨ４に格納されるデータは、３２ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングしたオーディオ（以下、３２ｋＨｚオーディオという。）４４．１ｋＨｚでサンプリングしたオーディオ（以下、４４．１ｋＨｚオーディオという。）又は４８ｋＨｚオーディオの場合と、９６ｋＨｚオーディオの場合で異なる。
【００３６】
図６は、本実施の形態に係るビデオライン、デジタル音声のサンプリングポイント、オーディオクロック位相データ間の関係を示す。ここでは、９６ｋＨｚオーディオのサンプリングポイントについて説明する。
【００３７】
入力音声信号のサンプリングポイントは、各オーディオデータに対して、連続する２つのオーディオサンプル（第１及び第２のオーディオサンプル）で規定される。このような２つのサンプルを、サンプルペアともいう。９６ｋＨｚオーディオでは、サンプルペアのうち、ＥＡＶの先頭から見て、２つ目のオーディオサンプルの位置でオーディオクロック位相が定まる。クロック位相は、初めに、ＥＡＶの先頭からオーディオの発生した位置までの時間を、ＨＤ−ＳＤＩの７４．２５ＭＨｚあるいは７４．２５／１．００１ＭＨｚクロックの１クロック期間で割って算定される。さらに、クロック位相は、ＵＤＷ０，１のオーディオクロック位相データｃｋ０〜ｃｋ１２（０〜８１９１）に書き込まれる。そして、音声信号多重部１０によって、オーディオサンプリングが行われたビデオラインに続く水平補助データスペースに、そのオーディオデータパケットが多重される。また、スイッチングポイントに続く場合、データの誤りを防ぐために、オーディオデータパケットは、１水平ライン分遅延して多重される。
【００３８】
また、９６ｋＨｚオーディオのデータパケットに定義する多重位置フラグ（ｍｐｆ：Multiplex Position Flag）についても、サンプルペアのうち、２つ目のオーディオサンプル位置を基準として設定される。オーディオデータパケットの多重位置は、オーディオのサンプリングポイントが発生した水平ラインに対して次のライン、あるいは、さらに１ライン遅れた水平補助データスペース（ＨＡＮＣ、水平補助期間ともいう。）である。多重位置フラグ（ｍｐｆ）は、オーディオデータパケットの多重位置とそれに対応する映像データとの関係を規定する。
【００３９】
図７は、本実施の形態に係る９６ｋＨｚオーディオの多重位置フラグ（ｍｐｆ）の規定例を示す。オーディオデータＡ〜Ｈは、サンプルペアを含む。
そして、オーディオデータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｅ，Ｆ，Ｇの場合、サンプルペアのうち、第２のオーディオサンプルの位置の次の水平ラインの水平補助データスペースにオーディオデータパケットが多重される。このとき、ｍｐｆ＝０である。
【００４０】
つまり、音声信号多重部１０は、所定の周波数でオーディオ信号がサンプリングされたサンプリングポイントが含まれる第１の水平ラインを認識する。そして、第１の水平ラインに連続する第２の水平ラインの補助データスペースに、第１及び第２のオーディオサンプルを含むオーディオデータパケットを多重して挿入する。そして、オーディオデータパケットが多重して挿入された入力映像信号をマッピング部１１に供給する。一方、音声信号多重部１０は、水平補助データスペースがスイッチングポイントに続く場合は、データの誤りを防ぐため、オーディオデータパケットは、次の１ライン分だけ遅延して多重される。つまり、音声信号多重部１０は、第１及び第２のオーディオサンプルが含まれる第１のオーディオデータパケット及び第１のオーディデータパケットに連続する第２のオーディオデータパケットを、第２の水平ラインに連続する第３の水平ラインの補助データスペースに多重して挿入する。
【００４１】
ところで、Ｎ／Ａ(Not Available)は、スイッチングポイントの次のラインの水平補助データスペースに、オーディオデータパケットが多重できないことを示す。例えば、オーディオデータＤのサンプリングポイントには、入力映像信号の中にスイッチングポイントがある。このため、オーディオデータパケットがオーディオサンプルの入力タイミングに対して、２番目のラインの水平補助データスペースに多重されているので、ｍｐｆ＝１にセットされる。
【００４２】
図８は、オーディオデータ（チャンネルｎ）のビット割当ての例を示す。
図８には、ＣＨ１〜４に割り当てられたＵＤＷｎのビット毎に設定される値が規定される。ＡＥＳサブフレームのすべてのビットは、４つの連続するＵＤＷ（ＵＤＷ４ｎ−２、ＵＤＷ４ｎ―１、ＵＤＷ４ｎ、ＵＤＷ４ｎ＋１）で伝送される。ＵＤＷ２〜ＵＤＷ１７は、オーディオデータパケットで常に、ＣＨｎに用いられる。
【００４３】
ＣＨ１には、ＵＤＷ２〜５が割り当てられる。ＣＨ２には、ＵＤＷ６〜９が割り当てられる。ＣＨ３には、ＵＤＷ１０〜１３が割り当てられる。ＣＨ４には、ＵＤＷ１４〜１７が割り当てられる。
【００４４】
ＵＤＷ１８〜２３の構成は、表５に示される。
【００４５】
【表５】
【００４６】
誤り訂正コード（ＥＣＣ：Error Correction Code）は、ＡＤＦの最初からＵＤＷ１７までの２４ワードの誤りを訂正、検出するために使用される。この誤り訂正コードは、ＢＣＨコードである。
ＢＣＨコードは、ｂ０〜ｂ７の各ビットシーケンスから生成される。ＥＣＣは、６ワードからなり、以下の生成方程式で決定される。
【００４７】
【数１】
【００４８】
図９は、ＢＣＨコード生成回路のブロックダイヤグラムの構成例を示す。
２４ワード中のｂ０〜ｂ７ビットの各ビットシーケンスを入力として、ＥＣＣ０〜５が決定される。
【００４９】
図１０は、オーディオデータパケットの伝送に使用できる、Ｃｒ／Ｃｂデータストリームの補助データスペースを示す。
入力映像信号の水平ラインは、入力映像信号の有効ライン期間を示すタイミング基準信号と、水平ラインにおける水平ブランキング期間を示す補助データスペースを含む。そして、色差信号（Ｃｒ／Ｃｂ）のデータストリームの水平補助データスペースのみがオーディオデータパケットの送出に使用される。この水平補助データスペースは、サンプルナンバー１９２８〜２１９５であって、ラインナンバー１〜７，９〜５６９，５７１〜１１２５の領域である。ただし、スイッチングポイントの次のラインの水平補助データスペースには多重してはならない。
【００５０】
そして、１つの水平補助データスペースに割り当てられるオーディオデータパケットの多重数は、以下の条件式で算定されるＮａ／２以下に制限される。このとき、１つの水平補助データスペースに多重できるチャンネル当りのオーディオサンプル数Ｎｏは、以下の条件式に基づいて、Ｎａ（Number of Audio samples）の値から導かれる。
【００５１】
【数２】
【００５２】
多重位置は、オーディオサンプルが発生した次の水平補助データスペース、あるいは、さらにもう一つ後の水平補助データスペースである。
【００５３】
ここで、オーディオコントロールパケットについて説明する。
図１１は、オーディオコントロールパケットの構成を示す。
オーディオコントロールパケットは、インタレースシステムでは１フィールドに１回、プログレッシブシステムでは１フレームに１回、スイッチングポイントから後の２番目のラインの、Ｙデータストリームの水平補助データスペースで送出される。この水平補助データスペースは、サンプルナンバー１９２８〜２１９５であって、ラインナンバー９，５７１の領域である。１つのオーディオコントロールパケットのＵＤＷには、常に１１ワードがある。
【００５４】
そして、オーディオコントロールパケットは、ＳＭＰＴＥ２９１Ｍの規定に従ってフォーマットされる。オーディオコントロールパケットは、補助データフラグ（ＡＤＦ）、データＩＤ（ＤＩＤ）、データブロックナンバー（ＤＢＮ）、データカウント（ＤＣ）、ユーザデータワード（ＵＤＷ）、チェックサム（ＣＳ）フィールドを含む。
【００５５】
ＤＩＤは、以下のように定義される。つまり、ＣＨ１〜４をオーディオグループ１とする。ＣＨ５〜８をオーディオグループ２とする。ＣＨ９〜１２をオーディオグループ３とする。ＣＨ１３〜１６をオーディオグループ４とする。
以下、ユーザデータワード（ＵＤＷｎ）の構成について説明する。
【００５６】
ＵＤＷ０の構成は、表６に示される。表６は、オーディオフレームナンバーデータ（ＡＦ）のビット割当てを示す。
【００５７】
【表６】
【００５８】
オーディオフレームナンバーデータ（ＡＦ）は、ビデオフレームのシーケンシャル番号である。そして、オーディオサンプルの数が各ビデオフレーム当りで整数関係にないときに、総ビデオフレーム（オーディオフレームシーケンス）の何番目のフレームに当たるかを表示する。シーケンスの最初の番号は１であり、最後の番号はオーディオフレームシーケンスの長さに等しい。ＡＦが全てゼロのときは、フレーム番号が得られないことを示す。
【００５９】
１から始まりシーケンスの最後まで続く全てのオーディオフレームシーケンスでは、フレーム当りのオーディオサンプル数は、２つの整数（ｍ，ｍ＋１）を基本にする。
基本的には奇数のオーディオフレーム（１，２，５，…）は２つのうちの大きい整数のオーディオサンプル数をもつ。また、偶数のオーディオフレーム（２，４，６，…）は小さい整数のオーディオサンプル数をもつ。しかし、表７に示される例外フレームがある。
【００６０】
【表７】
【００６１】
表７に示すように、テレビジョンシステムが、３０．００フレーム／秒の場合と、３０．００／１．００１フレーム／秒の場合について、サンプリングレート、フレームシーケンス、基本サンプル数、例外が示される。
【００６２】
ＵＤＷ１の構成は、表８に示される。ＵＤＷ１には、サンプリングレートを決定するためのレートコードが割り当てられる。全てのチャンネルペアに対するサンプリングレートは、ＲＡＴＥワードで規定される。チャンネルペアとは、同じＡＥＳオーディオ信号源からの２つのデジタルオーディオチャンネルをいう。
【００６３】
【表８】
【００６４】
表８に示したＵＤＷ１のビットｂ１，ｂ２，ｂ３に設定されるＲＡＴＥコードの割当ては、表９に示される。
【００６５】
【表９】
【００６６】
表９より、ＵＤＷ１にセットされたＸ２，Ｘ１，Ｘ０フィールドが、それぞれ１，０，０の場合、サンプルレートは、９６．０ｋＨｚであることが示される。
【００６７】
ＵＤＷ２の構成は、表１０に示される。
【００６８】
【表１０】
ＡＣＴワードは、アクティブチャンネルを表示する。ａ１〜ａ４のビットは、そのオーディオグループのアクティブな各チャンネル（ＣＨ１〜４）について、対応するビットを１にセットする。アクティブでないチャンネルのビットはゼロにセットする。
【００６９】
ＵＤＷ３〜８の構成は、表１１に示される。ＵＤＷ３〜８には、ＤＥＬｍ−ｎのビットが割当てられる。
【００７０】
【表１１】
【００７１】
ＤＥＬｍ−ｎワードは、映像に対する、オーディオプロセスで蓄積された遅延量（accumulated audio processing delay）を表示する。この遅延量は、ＣＨｍとＣＨｎのチャンネルペアに対するもので、オーディオサンプリングクロックインターバルを基準単位としたものである。ＤＥＬ０−２５は、２６ビットの２の歩数フォーマットで表現される。正の値は映像がオーディオに対して進んでいることを示す。
【００７２】
ＵＤＷ９〜１０の構成は、表１２に示される。ＵＤＷ９，１０には、リザーブ（ＲＳＲＶ）のビットが割当てられる。将来の仕様変更に際して用いられるデータ領域である。
【００７３】
【表１２】
【００７４】
図１２は、ＵＨＤＴＶ規格のサンプル構造の例を示す説明図である。図１２（ａ）〜図１２（ｃ）の説明に用いるフレームは、３８４０×２１６０サンプルで１フレーム（以下、４ｋ×２ｋ信号の１フレームとも称する。）を構成する。
ＵＨＤＴＶ規格のサンプル構造は、以下の３種類がある。なお、ＳＭＰＴＥ規格において、Ｒ′Ｇ′Ｂ′のように、ダッシュ「′」をつけた信号は、ガンマ補正などが施された信号を示す。
図１２（ａ）は、Ｒ′Ｇ′Ｂ′，Ｙ′Ｃｂ′Ｃｒ′ ４：４：４システムの例である。このシステムでは、全ての画素サンプルにＲＧＢ又はＹＣｂＣｒのコンポーネントが含まれる。
図１２（ｂ）は、Ｙ′Ｃｂ′Ｃｒ′ ４：２：２システムの例である。このシステムでは、偶数サンプルにＹＣｂＣｒ、奇数サンプルにＹのコンポーネントが含まれる。
図１２（ｃ）は、Ｙ′Ｃｂ′Ｃｒ′ ４：２：０システムの例である。このシステムでは、偶数サンプルにＹＣｂＣｒ、奇数サンプルにＹ、さらに偶数ラインにＹ（ＣｂＣｒが間引かれた状態）のコンポーネントが含まれる。
【００７５】
図１３は、マッピング部１１によって、４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成する画素サンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。本例のマッピング部１１は、入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引く。本例では、同一ライン上で隣り合う２つのサンプルを間引く。そして、マッピング部１１は、その間引かれたサンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングする。このとき、マッピング部１１は、オーディオ信号を第１のサブイメージのブランキング期間にマッピングする。
【００７６】
このとき、マッピング部１１は、各フレームの偶数ライン上の各２画素サンプルを交互に第１のサブイメージと第２のサブイメージにマッピングし、各フレームの奇数ライン上の各２画素サンプルを交互に第３のサブイメージと第４のサブイメージとにマッピングする。そして、第１のサブイメージのブランキング期間にオーディオ信号をマッピングする際の第１のサブイメージとマッピングされるオーディオ信号位相を、入力映像信号と入力オーディオ信号との位相にほぼ一致させることを特徴とする。
この結果、ＨＤ−ＳＤＩフォーマットのアクティブ期間に含まれる第１〜第４のサブイメージには、それぞれ２ｋ×１ｋ信号の１フレームを構成する画素サンプルがマッピングされる。
【００７７】
さらに、マッピング部１１は、マッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネル（ＬｉｎｋＡ）と第２のリンクの伝送チャンネル（ＬｉｎｋＢ）に分割して８つのチャンネルにマッピングする。
【００７８】
マッピング部１１は、この３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビットの映像信号で構成されるフレームを、ＳＭＰＴＥ４３５に従ってＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）の８チャンネルのビットレート１．４８５Ｇｂｐｓまたは１．４８５Ｇｂｐｓ／１．００１（以下単に１．４８５Ｇｂｐｓと記載する）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする回路である。
【００７９】
本例のマッピング部１１は、３８４０個の画素サンプルと２１６０本のラインで構成されるフレームから抽出した映像信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングし、第１〜第４のサブイメージにマッピングされた映像信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８の８チャンネルのビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることを特徴とする。
【００８０】
図１３に示すように、４ｋ×２ｋ信号で構成されるフレームには、複数の画素サンプルが含まれる。ここで、フレーム内における画素サンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）とする。
第０番目のライン上であって、隣り合う（０，０），（１，０）の２つのサンプルを示す第１のサンプル群５１は、第１のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第１のサンプル群５１′として示される。
第０番目のライン上であって、隣り合う（２，０），（３，０）の２つのサンプルを示す第２のサンプル群５２は、第２のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第２のサンプル群５２′として示される。
第１番目のライン上であって、隣り合う（０，１），（１，１）の２つのサンプルを示す第３のサンプル群５３は、第３のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第３のサンプル群５３′として示される。
第１番目のライン上であって、隣り合う（２，１），（３，１）の２つのサンプルを示す第４のサンプル群５４は、第４のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされ、第４のサンプル群５４′として示される。
【００８１】
ここで、４ｋ×２ｋ信号の１フレームと、第１〜第４のサブイメージに含まれるサンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）とした場合におけるマッピングの具体例について、図１４を参照して説明する。図１４には、第１〜第４のサブイメージを抜き出して、マッピングする例について説明する。
【００８２】
図１４に示すように、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに対して、ライン方向にｉ，２ｉ，２ｉ−１、サンプル方向にｊ，２ｊ，２ｊ−１の値を加えた。
第１〜第４のサブイメージには、ライン方向にｉ、サンプル方向にｊを加えた。
【００８３】
マッピング部１１は、同一ライン上で隣り合う２つのサンプルをサンプル群とする場合に、フレームの２ｉ−１（ｉは自然数）番目のライン上であって、２ｊ―１（ｊは自然数）番目のサンプル群の位置に配置される第１のサンプル群を、第１のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
また、マッピング部１１は、フレームの２ｉ―１番目のライン上であって、２ｊ番目のサンプル群の位置に配置される第２のサンプル群を、第２のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
また、マッピング部１１は、フレームの２ｉ番目のライン上であって、２ｊ―１番目のサンプル群の位置に配置される第３のサンプル群を、第３のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
また、マッピング部１１は、フレームの２ｉ番目のライン上であって、２ｊ番目のサンプル群の位置に配置される第４のサンプル群を、第４のサブイメージのｉ番目のライン上であって、ｊ番目のサンプル群の位置にマッピングする。
【００８４】
このように、サンプルをマッピングするのは次の理由に基づいている。
フレームは、ＲＧＢ、ＹＣｂＣｒ，４：４：４、ＹＣｂＣｒ，４：２：２、又は、ＹＣｂＣｒ，４：２：０のいずれかの方式で構成される。
フレームは、単に１本のＨＤ−ＳＤＩで送ることができれば問題ないが、通常、データ量が多くなるため、１本のＨＤ−ＳＤＩで送ることはできない。このため、フレームの画素サンプル（映像信号を含む情報である。）を、適切に抽出し、複数のサブイメージで送る必要がある。
【００８５】
図１２（ａ）に示すようにフレームがＲＧＢ、又はＹＣｂＣｒ，４：４：４で構成される場合、いずれの画素サンプルを抽出しても元の映像が再生できる。
【００８６】
図１２（ｂ）に示すようにフレームがＹＣｂＣｒ，４：２：２で構成される場合、奇数番目のサンプルには、輝度信号の情報Ｙしか含まれない。このため、隣り合う偶数番目のサンプル（ＣｂＣｒを含む。）と合わせて、サブイメージにマッピングすることで、フレームの元映像の解像度を落とした状態で、サブイメージから直接映像を再生できる。
【００８７】
図１２（ｃ）に示すようにフレームがＹＣｂＣｒ，４：２：０で構成される場合、奇数番目のサンプルには、輝度信号の情報Ｙしか含まれない。さらに、奇数番目のラインには、輝度信号の情報Ｙしか含まれない。このため、隣り合う偶数番目のサンプル（ＣｂＣｒを含む。）と合わせて、サブイメージにマッピングすることで、フレームの元映像の解像度を落とした状態で、サブイメージから直接映像を再生できる。また、第３及び第４のサブイメージには、輝度信号の情報Ｙのみとなるが、再生する映像を確認する場合には輝度のみの映像であっても問題ない。
【００８８】
第１〜第４のサブイメージにサンプルがマッピングされることによって、デュアルリンク（２本のＨＤ−ＳＤＩ）で送ることができる。このため、いったん、第１〜第４のサブイメージにマッピングされたサンプルは、全部で８本のＨＤ−ＳＤＩで送ることができる。
【００８９】
図１５は、サンプルがマッピングされた第１〜第４のサブイメージをＬｉｎｋＡ又はＬｉｎｋＢにマッピングする例を示す図である。
【００９０】
ＳＭＰＴＥ４３５は、複数チャンネルのＨＤ−ＳＤＩ信号を、２サンプル（４０ビット）単位で８Ｂ／１０Ｂエンコーディングして５０ビットに変換し、チャンネル毎に多重してビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓまたは１０．６９２Ｇｂｐｓ／１．００１（以下単に１０．６９２Ｇｂｐｓと記載する）でシリアル伝送する１０Ｇインタフェースの規格である。４ｋ×２ｋ信号をＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする技術は、ＳＭＰＴＥ４３５ Ｐａｒｔ１の５．４ Ｏｃｔａ Ｌｉｎｋ １．５ Ｇｂｐｓ ＣｌａｓｓのＦｉｇｕｒｅ３及びＦｉｇｕｒｅ４に示される。
【００９１】
図１５に示すように、マッピングされた第１〜第４のサブイメージから、ＳＭＰＴＥ ３７２Ｍ（デュアルリンク）によるＣＨ１（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ２（ＬｉｎｋＢ），ＣＨ３（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ４（ＬｉｎｋＢ），ＣＨ５（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ６（ＬｉｎｋＢ），ＣＨ７（ＬｉｎｋＡ）及びＣＨ８（ＬｉｎｋＢ）がそれぞれ形成される。
【００９２】
また、第１〜第４のサブイメージをデュアルリンク ＨＤ−ＳＤＩにマッピングすることで、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送することが出来る。このとき、ＣＨ１のＨブランキング信号しか伝送できないので、オーディオはＣＨ１のＨブランキング期間に多重して伝送しなくてはならない。ＳＭＰＴＥ２９９Ｍでは、ＨＤ−ＳＤＩのＨブランキング期間では４８ｋＨｚオーディオが最大１６ｃｈまで伝送できる規定になっている。
【００９３】
９６ｋＨｚオーディオを伝送する場合には、ＳＭＰＴＥ２９９ＭのＦｉｇｕｒｅ １の４８ｋＨｚオーディオ用のＡＥＳチャンネル１，２の２つのチャンネルを用いて９６ｋＨｚオーディオ １ｃｈを伝送するように規定する。同様に、４８ｋＨｚオーディオ用のＡＥＳチャンネル１，２の２つのチャンネルを用いて、９６ｋＨｚオーディオ ２ｃｈを伝送する規定にする。このように規定することで最大で８ｃｈの伝送が可能である。
【００９４】
オーディオ位相は、ＳＭＰＴＥ２９９Ｍに従って定められる（図３参照）。つまり、オーディオ位相は、フォーマッタでのＥＡＶから３８４０／３０Ｐ一水平期間上の位相情報を、３８４０／３０Ｐのサンプリングクロック（２９７ＭＨｚ相当）を１／４に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【００９５】
ここで、１９２０／３０Ｐと３８４０／３０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間に対して、３８４０／３０Ｐの２ラインの期間が相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、８ライン相当まで、オーディオ位相を規定することができる。
【００９６】
つまり、従来のオーディオクロック位相データを用いて、３８４０／３０Ｐの２ライン分以上の位相を管理できると言える。このため、ＣＨ１のみのオーディオ多重であっても、ＣＨ３のラインにオーディオサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定できる。
【００９７】
本実施の形態に係るマッピング部１１は、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ライン方向に２サンプル毎に間引いてＨＤ−ＳＤＩのアクティブ期間に多重する。それぞれのサンプルを、４ｃｈの１９２０×１０８０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビットにマッピングできるため、現行ＨＤ−ＳＤＩのデュアルリンクで伝送できる。さらに、１０．６９２Ｇｂｐｓに多重して伝送できる。
【００９８】
このうち、４：２：０の０にはＣｃｈのデフォルト値である２００ｈ（１０ビットシステム）、８００ｈ（１２ビットシステム）を割り当てることで４：２：２と同等の信号として扱う。また、４：２：２／１０ビットや４：２：０／１０ビットではＬｉｎｋＢは使用せず、ＬｉｎｋＡ ４ｃｈのみ使用して伝送する。１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースでは、ＣＨ １はクロック同期用に必要であるが、ＣＨ ２からＣＨ ８が接続されない場合には、ＣＨ ２からＣＨ ８にはＤ０．０を埋めて伝送される。
【００９９】
ところで、８ｃｈのＨＤ−ＳＤＩにマッピングした信号（図１５参照）は、１９２０×１０８０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１２ビット相当の（クアッドリンク２９２）×２ｃｈに相当する。
【０１００】
ＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢのデータ構造は、ＳＭＰＴＥ ３７２ＭのＴａｂｌｅ２及びＦｉｇｕｒｅ６に示されており、図１６はその概略を示す図である。図１６（ａ）に示すように、ＬｉｎｋＡは、１サンプルが２０ビットであり、全てのビットがＲＧＢの値を表している。ＬｉｎｋＢも、図１６（ａ）に示すように１サンプルが２０ビットであるが、図１６（ｂ）に示すように、１０ビットのＲ′Ｇ′Ｂ′ｎ：０−１のうち、ビットナンバー２〜７の６ビットのみがＲＧＢの値を表している。したがって１サンプル中でＲＧＢの値を表しているビット数は１６ビットである。
【０１０１】
マッピング部１１によってこのようにマッピングされたＣＨ１〜ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号は、図２に示すようにＳ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２に送られる。
【０１０２】
図１７は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２の構成を示すブロック図である。Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２は、各ＣＨ１〜ＣＨ８に一対一に対応した８個のブロック１２−１〜１２−８から成っている。
【０１０３】
ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７用のブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７は、ブロック１２−１だけがブロック１２−３，１２−５，１２−７と構成が相違しており、ブロック１２−３，１２−５，１２−７は同一構成である（図ではブロック１２−３について構成を記載し，１２−５，１２−７の構成の記載は省略している）。ＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８用のブロック１２−２，１２−４，１２−６，１２−８は、全て同一構成である（図ではブロック１２−２について構成を記載し，１２−４，１２−６，１２−８の構成の記載は省略している）。また、各ブロックにおいて同一の処理を行う部分には同一符号を付している。
【０１０４】
最初に、ＬｉｎｋＡ用のブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７について説明する。ブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７では、入力したＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のＨＤ−ＳＤＩ信号が、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部２１に送られる。Ｓ／Ｐ変換部２１は、このＨＤ−ＳＤＩ信号をビットレート７４．２５Ｍｂｐｓまたは７４．２５Ｍｂｐｓ／１．００１（以下単に７４．２５Ｍｂｐｓと記載する）の２０ビット幅のパラレル・デジタルデータにシリアル／パラレル変換するとともに、７４．２５ＭＨｚのクロックを抽出する。
【０１０５】
Ｓ／Ｐ変換部２１によってシリアル／パラレル変換されたパラレル・デジタルデータは、ＴＲＳ検出部２２に送られる。Ｓ／Ｐ変換部２１によって抽出された７４．２５ＭＨｚのクロックは、ＦＩＦＯメモリ２３に書込みクロックとして送られる。また、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１によって抽出された７４．２５ＭＨｚのクロックは、図２に示すＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期回路）１３にも送られる。
【０１０６】
ＴＲＳ検出部２２は、Ｓ／Ｐ変換部２１から送られたパラレル・デジタルビデオ信号からタイミング基準信号ＳＡＶ及びＥＡＶを検出し、その検出結果に基づいてビット同期及びワード同期を確立する。
【０１０７】
ＴＲＳ検出部２２の処理を経たパラレル・デジタルデータは、ＦＩＦＯメモリ２３に送られて、Ｓ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２３に書き込まれる。
【０１０８】
図２のＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックを１／２に分周した３７．１２５ＭＨｚのクロックを、各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２３に読出しクロックとして送るとともに、各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２６及びブロック１２−１内のＦＩＦＯメモリ２７に書込みクロックとして送る。
【０１０９】
またＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックの周波数を９／８倍した８３．５３１２ＭＨｚのクロックを、各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２６及びブロック１２−１内のＦＩＦＯメモリ２７に読出しクロックとして送るとともに、図２のＦＩＦＯメモリ１６に書込みクロックとして送る。
【０１１０】
またＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックの周波数を９／４倍した１６７．０６２５ＭＨｚのクロックを、図２のＦＩＦＯメモリ１６に読出しクロックとして送る。
【０１１１】
またＰＬＬ１３は、ブロック１２−１内のＳ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックの周波数を９倍した６６８．２５ＭＨｚのクロックを、図２の多チャンネルデータ形成部１７に読出しクロックとして送る。
【０１１２】
図１７に示すように、ＦＩＦＯメモリ２３からは、Ｓ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックによって書き込まれた２０ビット幅のパラレル・デジタルデータが、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックにより、２サンプルを単位とした４０ビット幅のパラレル・デジタルデータとして読み出されて、スクランブラ２４に送られる。また、ブロック１２−１では、ＦＩＦＯメモリ２３から読み出されたこの４０ビット幅のパラレル・デジタルデータが、８Ｂ／１０Ｂエンコーダ２５にも送られる。
【０１１３】
スクランブラ２４は、自己同期型のスクランブラである。自己同期型スクランブル方式は、ＳＭＰＴＥ２９２Ｍで採用されているスクランブル方式であり、送信側が、入力したシリアル信号を多項式とみなして９次の原始多項式
Ｘ９＋Ｘ４＋１
で順次割り算して、その結果である商を伝送することにより、統計的に伝送データのマーク率（１と０の割合）を平均１／２にするものである。このスクランブルは、原始多項式による信号の暗号化という意味も併せ持っている。この商をさらにＸ＋１で割ることによって極性フリー（データとその反転データで同じ情報を持つこと）のデータにして送信する。受信側では、受信したシリアル信号にＸ＋１を掛け、さらに上記原始多項式Ｘ９＋Ｘ４＋１を掛ける処理（デスクランブル）により、元のシリアル信号を再生する。
【０１１４】
スクランブラ２４は、各水平ラインの全てのデータにスクランブルを掛けるのではなく、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみにスクランブルを掛け、水平ブランキング期間のデータにはスクランブルを掛けない。そして、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットまでのデータを出力する。
【０１１５】
スクランブラ２４でこうした処理を行うのは、次のような理由による。従来の自己同期型スクランブル方式では各水平ラインの全てのデータを途切れることなく送信するが、本例では、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータを送信しない。そのための方法としては、水平ブランキング期間も含めて各水平ラインの全てのデータにスクランブルを掛けるが水平ブランキング期間のデータだけは送信しない、という方法もある。しかし、その方法では、送信のスクランブラと受信のデスクランブラとでデータの連続性が保存されないので、受信側のデスクランブラでデータを再生する時にＣＲＣの最後の数ビットで桁上がりの計算間違いを起こし、正確に誤り検出符号ＣＲＣが再生されない。また、データを送信しない水平ブランキング期間でスクランブラのクロックを止めることによって正確にＣＲＣを再生できるようにするという方式もあるが、その方法を採用すると、ＣＲＣの計算時に次のタイミング基準信号ＳＡＶが必要となり、タイミング制御が困難になる等の問題が発生する。
【０１１６】
そこで、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみにスクランブルを掛け、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ２４内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビット（一例として１０ビットとする）までのデータを出力するようにした。
【０１１７】
こうすることにより、受信側の装置では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットのデータにもデスクランブルを掛けることにより、掛け算回路であるデスクランブラの桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１１８】
さらに、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすると、スクランブルデータにパソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明した。パソロジカルパターンとは、自己同期型スクランブルを掛けた際に、シリアル伝送路上に、１水平ラインに亘り、図１８（ａ）に示すように１ビットの‘Ｈ’に続いて１９ビットの‘Ｌ’が続くパターン（あるいはその反転パターン）の信号や、図１８（ｂ）に示すように２０ビットの‘Ｈ’が連続した後２０ビットの‘Ｌ’が連続するパターン（あるいはその反転パターン）の信号が発生するものである。
【０１１９】
図１８（ａ）のパターンやその反転パターンは、直流成分の多いパターンである。そして、１０Ｇｂｐｓというような高速な伝送レートを実現するためにはＡＣ結合の伝送系を用いることが一般的であるが、ＡＣ結合の伝送系では、直流成分が多い場合に図１９に示すようなベースラインのうねりを起こしてしまうので、受信側の装置で直流成分を再生することが必要になってしまう。
【０１２０】
図１８（ｂ）のパターンやその反転パターンは、０から１への遷移や１から０への遷移が少ないパターンなので、受信装置の側でシリアル信号からクロックを再生することが困難になってしまう。
【０１２１】
これに対し、前述のように、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすることにより、こうしたパソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明したので、伝送符号として良好な信号であるといえる。
【０１２２】
また、図２０に示すように、タイミング基準信号ＳＡＶ内の最後のワードであるＸＹＺ（同一フレームの第１フィールド／第２フィールドを識別したり、ＳＡＶとＥＡＶとを識別するためのワード）の下位２ビットは（０，０）になっていたりするが、例えば、ブロック１２−１内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（０，０）にしたままスクランブルを掛け、ブロック１２−３内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（０，１）に書き換えた後スクランブルを掛け、ブロック１２−５内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（１，０）に書き換えた後スクランブルを掛け、ブロック１２−７内のスクランブラ２４ではこの下位２ビットを（１，１）に書き換えた後スクランブルを掛けるというように、ＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のチャンネル毎にこの下位２ビットの値を変えてスクランブルを掛ける。
【０１２３】
このような処理を行うのは、次のような理由による。３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号がフラットな（画面全体でＲＧＢの値がほぼ同じ）信号である場合に、ＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７とＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８とでデータ値が均一になると、ＥＭＩ（電磁輻射）等が発生して好ましくない。これに対し、ＳＡＶ内のＸＹＺの下位２ビットの値をＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のチャンネル毎に変えてスクランブルを掛けると、スクランブル後のデータは、ＸＹＺの下位２ビットを（０，０）にしたデータに加えて、（０，１），（１，０），（１，１）を生成多項式で割った結果を伝送することになるので、データの均一性を回避することが可能になる。
【０１２４】
さらに、このようにＸＹＺの下位２ビットの値をチャンネル毎に変えても、前述のようにタイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすると、パソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明した。
【０１２５】
このようにしてスクランブラ２４でスクランブルを掛けられた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２６に書き込まれた後、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって４０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ２６から読み出されて、図２に示す多重部１４に送られる。
【０１２６】
ブロック１２−１内の８Ｂ／１０Ｂエンコーダ２５は、ＦＩＦＯメモリ２３から読み出された４０ビット幅のパラレル・デジタルデータのうち、水平ブランキング期間のデータのみを８ビット／１０ビットエンコーディングする。
【０１２７】
８Ｂ／１０Ｂエンコーダ２５によって８ビット／１０ビットエンコーディングされた５０ビットのビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２７に書き込まれた後、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって５０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ２７から読み出されて、図２に示す多重部１４に送られる。
【０１２８】
なお、ブロック１２−１からのみ（すなわちＣＨ１についてのみ）水平ブランキング期間のデータを多重部１４に送り、ブロック１２−３，１２−５，１２−７からは（ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７については)水平ブランキング期間のデータを多重部１４に送らないのは、データ量の制約上の理由からである。
【０１２９】
次に、ＬｉｎｋＢ用のブロック１２−２，１２−４，１２−６，１２−８について説明する。ブロック１２−２，１２−４，１２−６，１２−８では、入力したＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号が、Ｓ／Ｐ変換部２１及びＴＲＳ検出部２２によってブロック１２−１，１２−３，１２−５，１２−７におけるのと同一の処理を施された後、抜き出し部２８に送られる。
【０１３０】
抜き出し部２８は、ＬｉｎｋＢの各水平ラインのデータのうち、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみからＲＧＢのビット（図１６に示したＬｉｎｋＢの１サンプルの２０ビットのうちの、ＲＧＢの値を表している１６ビット）を抜き出す回路である。
【０１３１】
抜き出し部２８によって抜き出された１６ビット幅のパラレル・デジタルデータは、Ｓ／Ｐ変換部２１からの７４．２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２３に書き込まれた後、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックにより、２サンプルを単位とした３２ビット幅のパラレル・デジタルデータとして読み出されて、Ｋ２８．５挿入部２９に送られる。
【０１３２】
Ｋ２８．５挿入部２９は、タイミング基準信号ＳＡＶまたはＥＡＶの先頭部分に、２個の８ビットワードデータを挿入する。この８ビットワードデータは、８ビット／１０ビットエンコーディングした際に、映像信号を表すワードデータとしては用いられない１０ビットワードデータ（Ｋ２８．５というコードネームで呼ばれるもの）に変換されるものである。
【０１３３】
Ｋ２８．５挿入部２９の処理を経た３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０に送られる。８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０は、この３２ビット幅のパラレル・デジタルデータを８ビット／１０ビットエンコーディングして出力する。
【０１３４】
２サンプルを単位とした３２ビット幅のパラレル・デジタルデータを８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０で８ビット／１０ビットエンコーディングさせるのは、１０Ｇインタフェース規格であるＳＭＰＴＥ４３５における５０ビットのＣｏｎｔｅｎｔ ＩＤの上位４０ビットとの互換をとるためである。
【０１３５】
８Ｂ／１０Ｂエンコーダ３０によって８ビット／１０ビットエンコーディングされた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ２６に書き込まれた後、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって４０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ２６から読み出されて、図２に示す多重部１４に送られる。
【０１３６】
図２の多重部１４は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２の各ブロック１２−１〜１２−８内のＦＩＦＯメモリ２６から読み出されたＣＨ１〜ＣＨ８の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのみのデータ）を、図２１（ａ）に示すように、４０ビット単位で、ＣＨ２（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ１（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル），ＣＨ４（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ３（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル），ＣＨ６（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ５（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル），ＣＨ８（８ビット／１０ビットエンコーディングしたチャンネル），ＣＨ７（自己同期型スクランブルを掛けたチャンネル）の順に３２０ビット幅に多重する。
【０１３７】
このように、８ビット／１０ビットエンコーディングしたデータを、自己同期型スクランブルを掛けたデータに４０ビット毎にはさむことにより、やはり、スクランブル方式によるマーク率（０と１の割合）変動や、０−１、１−０の遷移の不安定さを解消し、前述したようなパソロジカルパターンの発生を防止することができる。
【０１３８】
また、多重部１４は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２の各ブロック１２−１内のＦＩＦＯメモリ２７から読み出されたＣＨ１の水平ブランキング期間のみの５０ビット幅のパラレル・デジタルデータを、図２１（ｂ）に示すように、４サンプル分多重して２００ビット幅にする。
【０１３９】
多重部１４によって多重されたこの３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータと２００ビット幅のパラレル・デジタルデータとは、データ長変換部１５に送られる。データ長変換部１５は、シフトレジスタを用いて構成されており、この３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータを２５６ビット幅に変換したデータと、この２００ビット幅のパラレル・デジタルデータを２５６ビット幅に変換したデータとを用いて、２５６ビット幅のパラレル・デジタルデータを形成する。そして、この２５６ビット幅のパラレル・デジタルデータをさらに１２８ビット幅に変換する。
【０１４０】
図２２〜図２４は、データ長変換部１５によって形成される２５６ビット幅のパラレル・デジタルデータの構造を示す図であり、図２２は３０Ｐの場合の１ライン分のデータ構造、図２３は２５Ｐの場合の１ライン分のデータ構造、図２４は２４Ｐの場合の４ライン分のデータ構造である（２４Ｐの場合には、４ライン周期で最後のワードのビット数が１２８ビットになるので、４ライン分を描いている）。ＳＭＰＴＥ４３５では、フレームレート及びライン数が、ＣＨ１のＨＤ−ＳＤＩ信号と同じにされる。そして、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部１２では、スクランブルと８Ｂ／１０Ｂエンコーディングとを併用しているが、ＣＨ１にはスクランブル（ＳＭＰＴＥ２９２Ｍで採用されているもの）を掛けている。したがって、図２２〜図２４に示したデータ構造は、基本的にはＨＤ−ＳＤＩ信号と同じになっている。
【０１４１】
この図２２〜図２４に示すように、１ライン分のデータは、次の３つの領域で構成されている。
・斜線を付した領域：ＣＨ２，ＣＨ１，ＣＨ４，ＣＨ３，ＣＨ６，ＣＨ５，ＣＨ８，ＣＨ７の順に４０ビット単位で多重された各ＣＨ１〜ＣＨ８のタイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータの領域
・白地の領域：８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の５０ビットずつの水平ブランキング期間のデータの領域
・ドット模様を付した領域：データ量調整のための付加データの領域
【０１４２】
図２に示すように、データ長変換部１５によって１２８ビット幅に変換されたパラレル・デジタルデータは、ＦＩＦＯメモリ１６に送られて、ＰＬＬ１３からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ１６に書き込まれる。
【０１４３】
ＦＩＦＯメモリ１６に書き込まれたこの１２８ビット幅のパラレル・デジタルデータは、図２のＰＬＬ１３からの１６７．０６２５ＭＨｚのクロックにより、６４ビット幅のパラレル・デジタルデータとしてＦＩＦＯメモリ１６から読み出されて、多チャンネルデータ形成部１７に送られる。
【０１４４】
多チャンネルデータ形成部１７は、例えばＸＳＢＩ（Ten gigabit Sixteen Bit Interface：１０ギガビットイーサネット（イーサネットは登録商標）のシステムで使用される１６ビットインタフェース）である。そして、多チャンネルデータ形成部１７は、ＰＬＬ１３からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを用いて、ＦＩＦＯメモリ１６からの６４ビット幅のパラレル・デジタルデータから、各々がビットレート６６８．２５Ｍｂｐｓを有する１６チャンネル分のシリアル・デジタルデータを形成する。多チャンネルデータ形成部１７によって形成された１６チャンネルのシリアル・デジタルデータは、多重・Ｐ／Ｓ変換部１８に送られる。
【０１４５】
多重・Ｐ／Ｓ変換部１８は、多チャンネルデータ形成部１７からの１６チャンネルのシリアル・デジタルデータを多重し、その多重したパラレル・デジタルデータをパラレル／シリアル変換することにより、６６８．２５Ｍｂｐｓ×１６＝１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータを生成する。本例の多重・Ｐ／Ｓ変換部１８は、マッピング部１１によってマッピングされた第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換するパラレル／シリアル変換部としての機能を有する。
【０１４６】
図２５は、この１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータの１ライン分のデータ構造を示す図であり、図２５（ａ）は２４Ｐの場合の構造、図２５（ｂ）は２５Ｐの場合の構造、図２５（ｃ）は３０Ｐの場合の構造である。この図では、ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣを含めたものをＳＡＶ，アクティブライン及びＥＡＶとして示すとともに、図２２〜図２４に示した付加データの領域を含めたものを水平ブランキング期間として示している。
【０１４７】
２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐの場合の１ラインのビット数は、それぞれ下記式によって求められる。
１０.６９２Gbps÷２４フレーム/秒÷１１２５ライン/フレーム＝３９６０００ビット
１０.６９２Gbps÷２５フレーム/秒÷１１２５ライン/フレーム＝３８０１６０ビット
１０.６９２Gbps÷３０フレーム/秒÷１１２５ライン/フレーム＝３１６８００ビット
【０１４８】
タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのビット数は、下記式によって求められる。
（１９２０Ｔ＋１２Ｔ)×３６ビット×４ｃｈ×４０/３６＝３０９１２０ビット
【０１４９】
２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐの場合の水平ブランキング期間のビット数は、それぞれ下記式によって求められる。
（１）２４Ｐの場合：３９６０００ビット−３０９１２０ビット＝８６８８０ビット
（２７５０Ｔ−１９２０Ｔ−１２Ｔ（ＳＡＶ＋ＥＡＶ＋ＬＮ＋ＣＲＣ))×２０ビット×１０/８＝２０４５０ビット
８６８８０ビット＞２０４５０ビット
（２）２５Ｐの場合：３８０１６０ビット−３０９１２０ビット＝７１０４０ビット
（２６４０Ｔ−１９２０Ｔ−１２Ｔ（ＳＡＶ＋ＥＡＶ＋ＬＮ＋ＣＲＣ))×２０ビット×１０/８＝１７７００ビット
７１０４０ビット＞１７７００ビット
（３）３０Ｐの場合：３１６８００ビット−３０９１２０ビット＝７６８０ビット
（２２Ｔ−１９２０Ｔ−１２Ｔ（ＳＡＶ＋ＥＡＶ＋ＬＮ＋ＣＲＣ))×２０ビット×１０/８＝６７００ビット
７６８０ビット＞６７００ビット
【０１５０】
上記式に示したように、２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐのいずれの場合にも、ＳＭＰＴＥ４３５による水平ブランキング期間のビット数である８６８８０ビット，７１０４０ビット，７６８０ビットのほうが、ＣＨ１の｛水平ブランキング期間のデータ−（タイミング基準信号ＳＡＶ，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ｝のビット数である２０４５０ビット，１７７００ビット，６７００ビットよりもそれぞれ大きいので、ＣＨ１の水平ブランキング期間のデータを多重することが可能である。
【０１５１】
図２に示すように、多重・Ｐ／Ｓ変換部１８によって生成されたビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータは、光電変換部１９に送られる。光電変換部１９は、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータをＣＣＵ２に出力する出力部として機能する。そして、光電変換部１９によって光信号に変換されたビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータが、放送用カメラ１から図１の光ファイバーケーブル３経由でＣＣＵ２に伝送される。
【０１５２】
本例の信号送信装置５を用いることによって、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号をシリアル・デジタルデータとして送信する側の信号処理を行うことができる。信号送信装置５，信号送信方法では、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号をＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすると、これらのＨＤ−ＳＤＩ信号がそれぞれシリアル／パラレル変換された後、ＬｉｎｋＡについては自己同期型スクランブルが掛けられ、ＬｉｎｋＢについてはＲＧＢのビットが８ビット／１０ビットエンコーディングされる。
【０１５３】
ＬｉｎｋＡについては、各水平ラインの全てのデータに自己同期型スクランブルを掛けるのではなく、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみに自己同期型スクランブルを掛け、水平ブランキング期間のデータには自己同期型スクランブルを掛けない。そして、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットまでのデータを出力する。
【０１５４】
こうしたスクランブルを行うのは、次のような理由による。従来の自己同期型スクランブル方式では各水平ラインの全てのデータを途切れることなく送信するが、本発明では、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータを送信しない。そのための方法としては、水平ブランキング期間も含めて各水平ラインの全てのデータにスクランブルを掛けるが水平ブランキング期間のデータだけは送信しない、という方法もある。しかし、その方法では、送信のスクランブラと受信のデスクランブラとでデータの連続性が保存されないので、受信側のデスクランブラでデータを再生する時にＣＲＣの最後の数ビットで桁上がりの計算間違いを起こし、正確に誤り検出符号ＣＲＣが再生されない。また、データを送信しない水平ブランキング期間でスクランブラのクロックを止めることによって正確にＣＲＣを再生できるようにするという方式もあるが、その方法を採用すると、ＣＲＣの計算時に次のタイミング基準信号ＳＡＶが必要となり、タイミング制御が困難になる等の問題が発生する。
【０１５５】
そこで、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみにスクランブルを掛け、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットまでのデータを出力するようにした。
【０１５６】
こうすることにより、受信側の装置では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットのデータにもデスクランブルを掛けることにより、掛け算回路であるデスクランブラの桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１５７】
さらに、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットすると、スクランブルデータにパソロジカルパターンが発生しないことが計算によって判明したので、伝送符号として良好な信号であるといえる。
【０１５８】
ＬｉｎｋＢについては、各水平ラインのデータのうち、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみからＲＧＢのビットが抜き出され、このＲＧＢのビットが８ビット／１０ビットエンコーディングされる。そして、このようにして自己同期型スクランブルを掛けられたＬｉｎｋＡのデータと、このようにして８ビット／１０ビットエンコーディングされたＬｉｎｋＢのデータとが多重され、その多重されたパラレル・デジタルデータから、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータが生成される。
【０１５９】
図２６は、ＣＣＵ２の回路構成を示すブロック図である。ＣＣＵ２には、図２６に示すような回路が、各放送用カメラ１に一対一に対応して複数組設けられている。
【０１６０】
放送用カメラ１から光ファイバーケーブル３経由で伝送されたビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータは、光電変換部３１によって電気信号に変換された後、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２に送られる。Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２は、例えば前述したＸＳＢＩである。そして、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２は、映像信号がマッピングされ、それぞれが第１のリンクチャンネルと第２のリンクチャンネルに分割された第１，第２，第３及び第４のサブイメージを受信する。
【０１６１】
Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２は、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータをシリアル／パラレル変換し、シリアル／パラレル変換したパラレル・デジタルデータから、各々がビットレート６６８．２５Ｍｂｐｓを有する１６チャンネル分のシリアル・デジタルデータを形成するとともに、６６８．２５ＭＨｚのクロックを抽出する。
【０１６２】
Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２によって形成された１６チャンネルのパラレル・デジタルデータは、多重部３３に送られる。また、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２によって抽出された６６８．２５ＭＨｚのクロックは、ＰＬＬ３４に送られる。
【０１６３】
多重部３３は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの１６チャンネルのシリアル・デジタルデータを多重して、６４ビット幅のパラレル・デジタルデータをＦＩＦＯメモリ３５に送る。
【０１６４】
ＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを４分の１に分周した１６７．０６２５ＭＨｚのクロックをＦＩＦＯメモリ３５に書込みクロックとして送る。
【０１６５】
またＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを８分の１に分周した８３．５３１２ＭＨｚのクロックを、ＦＩＦＯメモリ３５に読出しクロックとして送るとともに、後述するデスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４４に書込みクロックとして送る。
【０１６６】
またＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを１８分の１に分周した３７．１２５ＭＨｚのクロックを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４４に読出しクロックとして送るとともに、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４５に書込みクロックとして送る。
【０１６７】
またＰＬＬ３４は、Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部３２からの６６８．２５ＭＨｚのクロックを９分の１に分周した７４．２５ＭＨｚのクロックを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８内のＦＩＦＯメモリ４５に読出しクロックとして送る。
【０１６８】
ＦＩＦＯメモリ３５では、多重部３３からの６４ビット幅のパラレル・デジタルデータが、ＰＬＬ３４からの１６７．０６２５ＭＨｚのクロックによって書き込まれる。ＦＩＦＯメモリ３５に書き込まれたパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによって１２８ビット幅のパラレル・デジタルデータとして読み出されて、データ長変換部３６に送られる。
【０１６９】
データ長変換部３６は、シフトレジスタを用いて構成されており、この１２８ビット幅のパラレル・デジタルデータを、２５６ビット幅（図２２〜図２４に示した構造のデータ）に変換する。そして、タイミング基準信号ＳＡＶまたはＥＡＶに挿入されているＫ２８．５を検出することによって各ライン期間を判別して、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータを３２０ビット幅に変換するとともに、水平ブランキング期間のデータ（前述のように、８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の水平ブランキング期間のデータ）を２００ビット幅に変換する。図２２〜図２４に示した付加データは破棄する。
【０１７０】
データ長変換部３６によってデータ長を変換された３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータと２００ビット幅のパラレル・デジタルデータとは、分離部３７に送られる。
【０１７１】
分離部３７は、データ長変換部３６からのこの３２０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ）を、放送用カメラ１内の多重部１４（図２）によって多重される前の４０ビットずつのＣＨ１〜ＣＨ８のデータ（図２１参照）に分離する。そして、各ＣＨ１〜ＣＨ８の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８に送る。
【０１７２】
また分離部３７は、データ長変換部３６からのこの２００ビット幅のパラレル・デジタルデータ（８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の水平ブランキング期間のデータ）を、多重部１４によって多重される前の５０ビットずつのデータ（図２１参照）に分離する。そして、この５０ビット幅のパラレル・デジタルデータを、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８に送る。
【０１７３】
図２７は、デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８の構成を示すブロック図である。デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８は、各ＣＨ１〜ＣＨ８に一対一に対応した８個のブロック３８−１〜３８−８から成っている。本例のデスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部３８は、映像信号がマッピングされ、それぞれが第１のリンクチャンネルと第２のリンクチャンネルに分割された第１，第２，第３及び第４のサブイメージを受信する受信部として機能する。
【０１７４】
ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７用のブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７は、ブロック３８−１だけがブロック３８−３，３８−５，３８−７と構成が相違しており、ブロック３８−３，３８−５，３８−７は同一構成である（図ではブロック３８−３について構成を記載し，３８−５，３８−７の構成の記載は省略している）。ＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８用のブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８は、全て同一構成である（図ではブロック３８−２について構成を記載し，３８−４，３８−６，３８−８の構成の記載は省略している）。また、各ブロックにおいて同一の処理を行う部分には同一符号を付している。
【０１７５】
最初に、ＬｉｎｋＡ用のブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７について説明する。ブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７では、入力したＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（自己同期型スクランブルを掛けられたタイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ）が、デスクランブラ４１に送られる。
【０１７６】
デスクランブラ４１は、自己同期型のデスクランブラである。デスクランブラ４１は、送られたパラレル・デジタルデータにデスクランブルを掛けるが、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ４１内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットのデータにも自己同期型デスクランブルを掛ける。
【０１７７】
これにより、放送用カメラ１内のスクランブラ２４（図１７）の箇所で説明したように、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータが送信されないにもかかわらず、掛け算回路であるデスクランブラ４１の桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１７８】
またデスクランブラ４１は、自己同期型スクランブルを掛けた後、タイミング基準信号ＳＡＶ内のＸＹＺの下位２ビット（スクランブラ２４の箇所で説明したように、ＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のチャンネル毎に値を変えてスクランブルを掛けられたビット）の値を、元の値である（０，０）に変更する。
【０１７９】
ブロック３８−１内のデスクランブラ４１でデスクランブルを掛けられた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、セレクタ４３に送られる。ブロック３８−１では、入力した５０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（８Ｂ／１０ＢエンコーディングされたＣＨ１の水平ブランキング期間のデータ）が、８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２に送られる。８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２は、このパラレル・デジタルデータを８ビット／１０ビットデコーディングする。８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２によって８ビット／１０ビットデコーディングされた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータが、セレクタ４３に送られる。
【０１８０】
セレクタ４３は、デスクランブラ４１からのパラレル・デジタルデータと８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２からのパラレル・デジタルデータとを交互に選択することにより、各水平ラインの全てのデータを一本化した４０ビット幅のパラレル・デジタルデータを形成して、この４０ビット幅のパラレル・デジタルデータをＦＩＦＯメモリ４４に送る。
【０１８１】
他方、ブロック３８−３，３８−５，３８−７では、５０ビット幅のパラレル・デジタルデータは入力しないので８Ｂ／１０Ｂデコーダ４２及びセレクタ４３は設けられておらず、デスクランブラ４１でデスクランブルを掛けられた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータがそのままＦＩＦＯメモリ４４に送られる。
【０１８２】
ＦＩＦＯメモリ４４に送られた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４４に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによって４０ビット幅のままＦＩＦＯメモリ４４から読み出されて、ＦＩＦＯメモリ４５に送られる。
【０１８３】
ＦＩＦＯメモリ４５に送られた４０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４５に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの７４．２５ＭＨｚのクロックによって２０ビット幅（図１６に示したＬｉｎｋＡの１サンプル分ずつ）のパラレル・デジタルデータとしてＦＩＦＯメモリ４５から読み出されて、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部４６に送られる。
【０１８４】
Ｐ／Ｓ変換部４６は、このパラレル・デジタルデータをＨＤ−ＳＤＩ信号をビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にパラレル／シリアル変換して、ＨＤ−ＳＤＩ信号を再生する。各ブロック３８−１，３８−３，３８−５，３８−７で再生されたＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７のＨＤ−ＳＤＩ信号は、図２７の４ｋ×２ｋ再生部３９に送られる。
【０１８５】
次に、ＬｉｎｋＢ用のブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８について説明する。ブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８では、入力したＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８の４０ビット幅のパラレル・デジタルデータ（８Ｂ／１０Ｂエンコーディングされたタイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータ）が、８Ｂ／１０Ｂデコーダ４７に送られる。
【０１８６】
８Ｂ／１０Ｂデコーダ４７は、このパラレル・デジタルデータを８ビット／１０ビットデコーディングする。８Ｂ／１０Ｂデコーダ４７によって８ビット／１０ビットデコーディングされた３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＦＩＦＯメモリ４４に送られる。
【０１８７】
ＦＩＦＯメモリ４４に送られた３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの８３．５３１２ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４４に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによって３２ビット幅のままＦＩＦＯメモリ４４から読み出されて、ＦＩＦＯメモリ４５に送られる。
【０１８８】
ＦＩＦＯメモリ４５に送られた３２ビット幅のパラレル・デジタルデータは、ＰＬＬ３４（図２６）からの３７．１２５ＭＨｚのクロックによってＦＩＦＯメモリ４５に書き込まれた後、ＰＬＬ３４からの７４．２５ＭＨｚのクロックによって１６ビット幅（図１６に示したＬｉｎｋＢの１サンプル分ずつのＲＧＢのビット）のパラレル・デジタルデータとしてＦＩＦＯメモリ４５から読み出されて、サンプルデータ形成部４８に送られる。
【０１８９】
サンプルデータ形成部４８は、このＬｉｎｋＢのＲＧＢのビットから、図１６に示したＲ′Ｇ′Ｂ′ｎ：０−１のビットナンバー０，１，８及び９の４ビットを付加したＬｉｎｋＢの２０ビットずつの各サンプルのデータを形成する。このようにして形成された２０ビット幅のパラレル・デジタルデータは、サンプルデータ形成部４８からＰ／Ｓ変換部４６に送られる。
【０１９０】
Ｐ／Ｓ変換部４６は、このパラレル・デジタルデータをＨＤ−ＳＤＩ信号をビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にパラレル／シリアル変換して、ＨＤ−ＳＤＩ信号を再生する。各ブロック３８−２，３８−４，３８−６，３８−８で再生されたＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号は、図２７の４ｋ×２ｋ再生部３９に送られる。
【０１９１】
図２７の４ｋ×２ｋ再生部３９は、Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部３８から送られたＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号に、ＳＭＰＴＥ４３５に従って放送用カメラ１内のマッピング部１１（図２）の処理（図１５）と逆の処理を施すことにより、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を再生する回路である。
本例の４ｋ×２ｋ再生部３９は、Ｓ／Ｐ変換多チャンネルデータ形成部３２が受信した第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間に配置された画素サンプルを１サンプルずつ取り出す。そして、映像信号の１フレーム内に順に配置し、配置されたサンプルから間引かれた画素を復元する。
【０１９２】
このとき、４ｋ×２ｋ再生部３９は、第１のサブイメージと第２のサブイメージとにマッピングされたサンプルを、偶数ライン上に交互に配置する。同様に、第３のサブイメージと第４のサブイメージとにマッピングされたサンプルを、奇数ライン上に交互に配置する。そして、各ライン上に配置されたサンプルから、そのサンプルに隣り合う間引き画素を復元する。
【０１９３】
４ｋ×２ｋ再生部３９によって再生された３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号は、ＣＣＵ２から出力されて、例えばＶＴＲ等（図示略）に送られる。
【０１９４】
なお、このようにして各放送用カメラ１からＣＣＵ２に３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号に伝送されるだけでなく、ＣＣＵ２からも前述のリターンビデオ（他の放送用カメラ１で撮影中の映像を表示させるための映像信号）が光ファイバーケーブル３経由で各放送用カメラ１に伝送されるが、このリターンビデオのほうは周知の技術を用いて生成される（例えば、２チャンネル分のＨＤ−ＳＤＩ信号を、それぞれ８ビット／１０ビットエンコーディングした後、多重してシリアル・デジタルデータに変換する）ので、そのための回路構成の説明は省略する。
【０１９５】
本例において信号受信装置６は、信号送信装置５によって生成されたシリアル・デジタルデータを受信する側の信号処理を行う。この信号受信装置６，信号受信方法では、このビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータからパラレル・デジタルデータが生成され、このパラレル・デジタルデータが、ＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢの各チャンネルのデータに分離される。
【０１９６】
分離されたＬｉｎｋＡのデータについては、自己同期型デスクランブルが掛けられるが、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードが開始されるとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く少なくとも数ビットのデータにも自己同期型デスクランブルが掛けられる。これにより、タイミング基準信号ＳＡＶ，アクティブライン，タイミング基準信号ＥＡＶ，ライン番号ＬＮ及び誤り検出符号ＣＲＣのデータのみに自己同期型スクランブルが掛けられ、水平ブランキング期間のデータには自己同期型スクランブルが掛けられていないにもかかわらず、掛け算回路であるデスクランブラの桁上がりを考慮した正確な計算を行って元のデータを再生することができる。
【０１９７】
分離されたＬｉｎｋＢのデータについては、８ビット／１０ビットデコーディングしたＲＧＢのビットから、ＬｉｎｋＢの各サンプルのデータが形成される。そして、自己同期型デスクランブルを掛けられたＬｉｎｋＡのパラレル・デジタルデータと、各サンプルを形成されたＬｉｎｋＢのパラレル・デジタルデータとがそれぞれパラレル／シリアル変換され、マッピングされたＣＨ１〜ＣＨ８のＨＤ−ＳＤＩ信号が再生される。
【０１９８】
このように、送信側である放送用カメラ１では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でスクランブラ２４内のレジスタの値を全て０にセットしてエンコードし、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットまでのデータを出力し、受信側であるＣＣＵ２では、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ４１内のレジスタの値を全て０にセットしてデコードを開始するとともに、誤り検出符号ＣＲＣに続く１０ビットのデータにもデスクランブルを掛けるので、自己同期型スクランブルを掛けた水平ブランキング期間のデータを送信しないにもかかわらず、受信側であるＣＣＵ２で正確に元のデータを再生することができる。
【０１９９】
また、ＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢともに、それぞれ２サンプルを単位として自己同期型スクランブル，８Ｂ／１０Ｂエンコーディングを施すので、ＳＭＰＴＥ４３５における５０ビットのＣｏｎｔｅｎｔ ＩＤの上位４０ビットとの互換をとることができる。
【０２００】
また、タイミング基準信号ＳＡＶ内のＸＹＺの下位２ビットの値をＬｉｎｋＡのチャンネル毎に変えてスクランブルを掛けることにより、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号がフラットな（画面全体でＲＧＢの値がほぼ同じ）信号である場合にもＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７とＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８とでデータ値が均一になることを回避できるので、電磁輻射（ＥＭＩ：Electro-Magnetic Interference）の発生を防止することができる。
【０２０１】
また、８Ｂ／１０Ｂエンコーディングしたデータを、自己同期型スクランブルを掛けたデータに４０ビット毎にはさむことや、タイミング基準信号ＳＡＶの直前でデスクランブラ４１内のレジスタの値を全て０にセットすることにより、パソロジカルパターンの発生を防止することができる。
【０２０２】
以上説明した第１の実施の形態に係るカメラ伝送システムでは、３８４０×２１６０／２４Ｐ，２５Ｐ，３０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、ＩＴＵやＳＭＰＴＥで審議されている次世代の映像信号である４ｋ信号を、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２０３】
また、１フレームを構成する４ｋ×８ｋ信号を２サンプル毎に抽出して、サブイメージにマッピングしている。各サブイメージにマッピングされたサンプルは、元の映像である１フレームのサンプルを全体に持つ。そして、サブイメージを個別に取得することによって、画面全体の映像を、現行のＨＤ用のモニタや波形モニタ、あるいは８ｋ信号を将来の４ｋ用モニタ等で観測することができる。このため、映像機器の開発時や光ファイバーケーブル３等の不具合を解析する場合に有効であるという効果がある。
【０２０４】
また、上述した第１の実施の形態では、２サンプル毎に間引くようにしている。例えば、ライン間引きして３８４０／６０Ｐ信号を、２ｃｈの３８４０／６０Ｉ信号としたり、フレーム間引きして３８４０／６０Ｐ信号を、２ｃｈの３８４０／３０Ｐ信号としたりすることも想定される。しかしながら、上述した第１の実施の形態のように、２つのサンプル毎にサブイメージにマッピングする処理を行う場合、保存して割り振るデータの量が少なくなる。このため、放送用カメラ１からＣＣＵ２に信号を送信する際の遅延時間が少なくなるという効果がある。このように遅延時間が少なくなる信号処理を行うことは、リアルタイムで信号処理、信号伝送を行うことが必要とされる業務用カメラシステムにとって極めて重要であると言える。
【０２０５】
また、上述した第１の実施の形態では、ＵＨＤＴＶ規格でサンプリングされた映像データの水平補助データスペースに、所定の周波数でサンプリングされたオーディオサンプルを多重することが可能となる。このとき、ＵＨＤＴＶの要求仕様であるオーディオ２４ｃｈの多重を、ＵＨＤＴＶ１では４８ｋＨｚオーディオで実現すると共に、ＵＨＤＴＶ２では９６ｋＨｚオーディオで実現する。
【０２０６】
また、オーディオ位相をＵＨＤＴＶ１とＵＨＤＴＶ２のサンプリングクロックではなく、７４．２５ＭＨｚで定義する。この結果、１０Ｇインタフェースの１ＣＨから順次オーディオサンプルを多重することが可能となり、ハードウエアの負担を軽減できるという効果が得られる。また、現行の４８ｋＨｚオーディオ規格であるＳＭＰＴＥ２９９Ｍの内容と整合性が取れる形で９６ｋＨｚオーディオのフォーマットを定義することが可能となる。
【０２０７】
次に、本発明の第２の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について、図２８を参照して説明する。
図２８は、マッピング部１１によって、４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。
本実施の形態において、マッピング部１１は、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングした後、デュアルリンクに変換することを特徴とする。その他の箇所については、上述した第１の実施の形態の各部と同様であるため、詳細な説明を省略する。また、ＣＣＵ２が備える信号受信装置６の処理については、上述した第１の実施の形態と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【０２０８】
また、本例の放送用カメラ１は、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、ＵＨＤＴＶ１に相当する３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を生成し、所定の方式でマッピングされたＨＤ−ＳＤＩ信号を送信する信号送信装置５を備えるカメラである。また、本例のＣＣＵ２が備える信号受信装置６は、放送用カメラ１から受信したＨＤ−ＳＤＩ信号に基づいて、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号の映像を再生できる。
【０２０９】
本例のマッピング部１１は、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、デュアルリンクの２ｃｈに多重する回路である。そして、本実施の形態においても、上述した第１の実施の形態と同様に、マッピング部１１は、始めに、フレームに配置された映像信号を含むサンプルを、第１〜第４のサブイメージにマッピングする。このとき、ライン方向に隣り合う２サンプル毎にマッピングする。
【０２１０】
ここで、４ｋ×２ｋ信号の１フレームと、第１〜第４のサブイメージに含まれるサンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）としてマッピングの具体例について、図２８を参照して説明する。
例えば、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，０），（１，０）の２サンプルは、第１のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，０），（３，０）の２サンプルは、第２のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，１），（１，１）の２サンプルは、第３のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，１），（３，１）の２サンプルは、第４のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
以下、同様に、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルは、第１〜第４のサブイメージにマッピングされる。
【０２１１】
ところで、４ｃｈのＨＤ−ＳＤＩにマッピングした信号は、現行ＨＤ−ＳＤＩの１９２０×１０８０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１２ビット相当の（クアッドリンク２９２）×４ｃｈに相当する。
【０２１２】
本実施の形態におけるマッピング部１１は、(クアッドリンク２９２×２ｃｈ)×２ｃｈ（図１５参照）であるので、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースの２ｃｈで伝送できることを意味する。本例のマッピング部１１は、第１のサブイメージにマッピングされたオーディオ信号を、第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルの内のいずれか一方の伝送チャンネルに配置するようにマッピングすることを特徴とする。
【０２１３】
それぞれのクアッドリンクは、ライン間引きをすることによって、２ｃｈのデュアルリンクに変換できる。ここで、クアッドリンク２９２（１９２０×１０８０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１２ビット）に配置されたサンプルのうち、偶数ラインに含まれるサンプルをサンプルＡとし、奇数ラインに含まれるサンプルをサンプルＢとする。マッピング部１１によって、サンプルＡは、デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＡにマッピングされる。一方、サンプルＢは、デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＢにマッピングされる。
デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＡ，Ｂは、それぞれ１９２０×１０８０／６０Ｉ／４：４：４／１２ビット信号で規定される。そして、変換されたデュアルリンクの第１ｃｈのＬｉｎｋＡには、オーディオ信号が多重される。
【０２１４】
オーディオ信号は、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第１ｃｈで４８ｋＨｚオーディオが最大１６ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオ最大８ｃｈ）伝送される。また、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第２ｃｈで４８ｋＨｚオーディオが最大１６ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオ最大８ｃｈ）伝送される。したがって、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第１ｃｈと第２ｃｈで伝送可能な４８ｋＨｚオーディオは、最大３２ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオ最大１６ｃｈ）である。オーディオ信号を多重する順序は、１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース（ＳＭＰＴＥ４３５）の第１ｃｈから順次詰めて送る。
【０２１５】
この場合にも、オーディオ位相は２９９Ｍに従って定められる。つまり、フォーマッタでのＥＡＶから３８４０／６０Ｐアクティブ上の位相情報を、３８４０／６０Ｐのクロック位相(５９４ＭＨｚ相当)を１／８に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【０２１６】
ここで、１９２０／３０Ｐと３８４０／６０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間は、３８４０／６０Ｐの４ラインの期間に相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、１６ライン相当まで規定することができる。
【０２１７】
つまり、３８４０／６０Ｐの４ライン分以上の位相を管理できる。このため、ＣＨ１のみのオーディオ多重でも他のラインにサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定できる。
【０２１８】
そして、１０Ｇｂｐｓインタフェースにおける２ｃｈの信号を、１本の光ファイバーで伝送する場合、１.３μｍ／１.５５μｍ ２波長多重技術やＣＷＤＭ／ＤＷＤＭ波長多重技術を使うことが出来る。
【０２１９】
以上説明した第２の実施の形態によれば、３８４０×２１６０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、デュアルリンク２９２のＬｉｎｋＡ，Ｂにマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。このため、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２２０】
次に、本発明の第３の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について、図２９を参照して説明する。
図２９は、マッピング部１１によって、８ｋ×４ｋ信号の１フレームを構成するサンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。
本実施の形態において、マッピング部１１は、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングすることを特徴とする。その他の箇所については、上述した第１の実施の形態の各部と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【０２２１】
また、本例の放送用カメラ１は、８ｋ×４ｋ信号（８ｋサンプル×４ｋラインの超高解像度信号）として、ＵＨＤＴＶ２に相当する７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号で規定される第１のフレームを生成し、所定の方式でマッピングされたＨＤ−ＳＤＩ信号を送信する信号送信装置５を備えるカメラである。また、本例のＣＣＵ２が備える信号受信装置６は、放送用カメラ１から受信したＨＤ−ＳＤＩ信号に基づいて、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号の映像を再生できる。
【０２２２】
本例のマッピング部１１は、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ＳＭＰＴＥ４３５に従ってＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）の８チャンネルのビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする回路である。
７６８０×４３２０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビット信号を、ライン方向に２サンプル毎に間引いて、それぞれのサンプルを３８４０×２１６０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビットで規定される４ｃｈの第２のフレームにマッピングする。
【０２２３】
４ｃｈの３８４０×２１６０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビットは、さらにライン方向に２サンプル毎に間引いてＨＤ−ＳＤＩのアクティブ期間に多重することで、図１６の様にそれぞれを、４ｃｈの１９２０×１０８０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビットにマッピングできる。つまり、現行ＨＤ−ＳＤＩの４ｃｈのクアッドリンク２９２で伝送することができる。
【０２２４】
従って、７６８０×４３２０／５０Ｐ,６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット,１２ビット信号は、１６ｃｈのクアッドリンクにマッピング出来る。２ｃｈのクアッドリンク２９２は、１０Ｇｂｐｓで伝送できるので、８ｃｈの１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースで伝送できる。
【０２２５】
１０Ｇｂｐｓのシリアルインタフェース規格であるＳＭＰＴＥ４３５における第１ｃｈ〜第８ｃｈの各ｃｈで、４８ｋＨｚオーディオで最大１６ｃｈ（９６ｋＨｚオーディオで最大８ｃｈ）伝送できる。このため、合計４８ｋＨｚオーディオで最大１２８ｃｈ(９６ｋＨｚオーディオ最大６４ｃｈ)伝送できる。オーディオ信号多重は、１０Ｇ第１ｃｈから順次詰めて送る。オーディオ位相は２９９Ｍに従い、フォーマッタでのＥＡＶから７６８０／６０Ｐアクティブ上の位相情報を、７６８０／６０Ｐのクロック位相(２．３７６ＧＨｚ相当)を１／３２に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【０２２６】
ここで、１９２０／３０Ｐと７６８０／６０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間に対して、７６８０／６０Ｐは８ラインの期間に相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、３２ライン相当まで規定することができる。
【０２２７】
つまり、７６８０／６０Ｐ上の８ライン分以上の位相を管理できる。このため、ＣＨ１のみのオーディオ多重でも他のラインにサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定できる。なお、オーディオ位相は映像ラインと数ライン〜数十ラインずれていても支障は無く、厳密なオーディオ位相情報は必要ではない。
【０２２８】
また、１０Ｇｂｐｓインタフェースにおける８ｃｈの信号を１本の光ファイバーで伝送する際には、ＣＷＤＭ／ＤＷＤＭ（Coarse Wavelength Division Multiplexing/Dense Wavelength Division Multiplexing）波長多重技術を使うことが出来る。
【０２２９】
以上説明した第３の実施の形態によれば、７６８０×４３２０／５０Ｐ，６０Ｐ／４：４：４，４：２：２，４：２：０／１０ビット，１２ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、ＩＴＵやＳＭＰＴＥで審議されている次世代の映像信号である８ｋ信号を、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２３０】
次に、本発明の第４の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について、図３０を参照して説明する。
図３０は、マッピング部１１によって、４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルが第１〜第４のサブイメージにマッピングされる例を示す説明図である。
本実施の形態において、マッピング部１１は、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングすることを特徴とする。その他の箇所については、上述した第１の実施の形態の各部と同様であるため、詳細な説明を省略する。また、ＣＣＵ２が備える信号受信装置６の処理については、上述した第１の実施の形態と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【０２３１】
また、本例の放送用カメラ１は、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を生成し、所定の方式でマッピングされたＨＤ−ＳＤＩ信号を送信する信号送信装置５を備えるカメラである。また、本例のＣＣＵ２が備える信号受信装置６は、放送用カメラ１から受信したＨＤ−ＳＤＩ信号に基づいて、４ｋ×２ｋ信号（４ｋサンプル×２ｋラインの超高解像度信号）として、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号の映像を再生できる。
【０２３２】
本例のマッピング部１１は、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ＳＭＰＴＥ４３５に従ってＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡであるＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７及びＬｉｎｋＢであるＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６，ＣＨ８）の８チャンネルのビットレート１．４８５ＧｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングする回路である。そして、本実施の形態においても、上述した第１の実施の形態と同様に、マッピング部１１は、フレームに配置された映像信号を、第１〜第４のサブイメージにマッピングする。
【０２３３】
ここで、４ｋ×２ｋ信号の１フレームと、第１〜第４のサブイメージに含まれるサンプルの位置を（サンプル番号，ライン番号）としてマッピングの具体例について、図３０を参照して説明する。
例えば、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，０），（１，０）の２サンプルは、第１のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，０），（３，０）の２サンプルは、第２のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（０，１），（１，１）の２サンプルは、第３のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
また、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれる（２，１），（３，１）の２サンプルは、第４のサブイメージの（０，４２），（１，４２）にマッピングされる。
以下、同様に、４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルは、第１〜第４のサブイメージにマッピングされる。
【０２３４】
このように、マッピング部１１は、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ライン方向に２サンプル毎に間引いてＨＤ−ＳＤＩのアクティブ期間に多重する。マッピング部１１は、各サンプルを、４ｃｈの２０４８×１０８０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビットにマッピングした後、２０４８×１０８０／２４Ｐ／４：２：２／１０ビットであるＬｉｎｋＡ，Ｂにマッピングする。そして、放送用カメラ１は、８ｃｈの現行ＨＤ−ＳＤＩで伝送することが可能となる。
【０２３５】
以上説明した第４の実施の形態によれば、４０９６×２１６０／２４Ｐ／４：４：４／１２ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２３６】
次に、本発明の第５の実施の形態に係るマッピング部１１の動作例について説明する。
ＳＭＰＴＥ ３７２Ｍには、１０８０／６０Ｐ／４:２:２／１０ビット信号を、ライン間引きでデュアルリンクのＨＤ−ＳＤＩ（ＬｉｎｋＡ，Ｂ）で伝送する方式がＦｉｇｕｒｅ ２に示されている。図３１は、ＳＭＰＴＥ３７２Ｍ（Ｆｉｇｕｒｅ２）で規定されるデュアルリンクインタフェースのライン番号とパッケージを示す図である。
【０２３７】
また、ＳＭＰＴＥ３７２Ｍの６．４章には、オーディオ信号はＬｉｎｋＡから順番に多重する規定が記述されている。例えば、８ｃｈのオーディオ信号を伝送する場合にはＬｉｎｋＡのみに多重し、２０ｃｈのオーディオ信号を多重する場合にはＬｉｎｋＡに１６ｃｈ、ＬｉｎｋＢに４ｃｈ多重することが決められている。
【０２３８】
この場合にも、オーディオ位相は２９９Ｍに従って定められる（図３参照）。つまり、オーディオ位相は、フォーマッタでのＥＡＶから１９２０／６０Ｐアクティブ上の位相情報を、１９２０／６０Ｐのサンプリングクロック（１４８．５ＭＨｚ相当）を１／２に分周した７４．２５ＭＨｚのクロック位相で定義される。
【０２３９】
ここで、１９２０／３０Ｐと１０８０／６０Ｐを比べる。すると、１９２０／３０Ｐの１ラインの期間は、１０８０／６０Ｐの１ラインの期間に相当する。そして、オーディオクロック位相データは、１３ビットあり（ｃｋ０〜ｃｋ１２）、８１９２クロックまで規定できるため、８ライン相当まで規定することができる。
【０２４０】
つまり、１０８０／６０Ｐ上の２ライン分以上の位相を管理できる。このため、ライン間引きしたＬｉｎｋＡのみのオーディオ多重でも、ＬｉｎｋＢのラインにサンプルがあった場合のオーディオ位相まで規定が可能である。
【０２４１】
以上説明した第５の実施の形態によれば、１０８０／６０Ｐ／４:２:２／１０ビット信号を、ＣＨ１〜ＣＨ８（ＬｉｎｋＡ及びＬｉｎｋＢ）のＨＤ−ＳＤＩ信号にマッピングすることにより、ビットレート１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータに変換して伝送することができる。つまり、従来用いている１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアルインタフェースの多ｃｈで伝送することが出来るという効果がある。
【０２４２】
なお、以上の例ではカメラ伝送システムに本発明を適用しているが、他にも様々な方式の信号を伝送するようにしてもよい。このように、様々な信号を送信する場合に、適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０２４３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るテレビジョン放送局用のカメラ伝送システムの全体構成を示す図である。
【図２】放送用カメラの回路構成のうち、信号送信装置の内部構成例を示すブロック図である。
【図３】オーディオデータパケットの例を示す説明図である。
【図４】ＡＥＳオーディオとオーディオデータパケットとの関係を示す説明図である。
【図５】オーディオデータパケットの構造の例を示す説明図である。
【図６】ビデオライン、デジタル音声のサンプリングポイント、オーディオクロック位相データ間の関係を示す説明図である。
【図７】多重位置フラグ(ｍｐｆ)とオーディオデータパケットの多重位置との関係を示す説明図である。
【図８】オーディオデータ(チャネルｎ)のビット割当ての例を示す説明図である。
【図９】ＢＣＨコード生成回路のブロックダイヤグラムの例を示す説明図である。
【図１０】オーディオデータパケットの伝送に使用できる、Ｃｒ／Ｃｂデータストリームの補助データスペース（1080/60Iシステム）を示す説明図である。
【図１１】オーディオコントロールパケットの構造の例を示す説明図である。
【図１２】ＵＨＤＴＶ規格における１フレームのサンプル構造の例を示す図である。
【図１３】４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図１４】４ｋ×２ｋ信号の１フレームに含まれるサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図１５】ＳＭＰＴＥ４３５ Ｐａｒｔ１の５．４ Ｏｃｔａ Ｌｉｎｋ １．５ Ｇｂｐｓ Ｃｌａｓｓによる、４ｋ×２ｋ信号のＨＤ−ＳＤＩ信号へのマッピング方法の概略を示す図である。
【図１６】ＳＭＰＴＥ３７２ＭによるＬｉｎｋＡ，ＬｉｎｋＢのデータ構造の概略を示す図である。
【図１７】Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部の構成を示すブロック図である。
【図１８】パソロジカルパターンを示す図である。
【図１９】ＡＣ結合の伝送系におけるベースラインのうねりを示す図である。
【図２０】タイミング基準信号ＳＡＶ内のＸＹＺのコードを示す図である。
【図２１】多重部での多重の様子を示す図である。
【図２２】データ長変換部によって形成されるデータの構造を示す図である。
【図２３】データ長変換部によって形成されるデータの構造を示す図である。
【図２４】データ長変換部によって形成されるデータの構造を示す図である。
【図２５】多重・Ｐ／Ｓ変換部によって生成される１０．６９２Ｇｂｐｓのシリアル・デジタルデータの１ライン分の構造を示す図である。
【図２６】ＣＣＵの回路構成のうち、信号受信装置の内部構成例を示すブロック図である。
【図２７】Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部の構成を示すブロック図である。
【図２８】４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図２９】８ｋ×４ｋ信号の１フレームを構成するサンプルを４チャンネルの４ｋ×２ｋ信号の１フレームにマッピングする例を示す説明図である。
【図３０】４ｋ×２ｋ信号の１フレームを構成するサンプルを第１〜第４のサブイメージにマッピングする例を示す説明図である。
【図３１】ＳＭＰＴＥ３７２Ｍで規定されるデュアルリンクインタフェースのライン番号とパッケージを示す図である。
【符号の説明】
【０２４４】
１…放送用カメラ、２…ＣＣＵ（カメラコントロールユニット）、３…光ファイバーケーブル、５…信号送信装置、６…信号受信装置、１０…音声信号多重部、１１…マッピング部、１２…Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部、３８−１〜３８−８…Ｓ／Ｐ・スクランブル・８Ｂ／１０Ｂ部のブロック、１３…ＰＬＬ、１４…多重部、１５…データ長変換部、１６…ＦＩＦＯメモリ、１７…多チャンネルデータ形成部、１８…多重・Ｐ／Ｓ変換部、１９…光電変換部、２１…Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部、２２…ＴＲＳ検出部、２３…ＦＩＦＯメモリ、２４…スクランブラ、２５…８Ｂ／１０Ｂエンコーダ、２６…ＦＩＦＯメモリ、２７…ＦＩＦＯメモリ、２８…抜き出し部、２９…Ｋ２８．５挿入部、３０…８Ｂ／１０Ｂエンコーダ、３１…光電変換部、３２…Ｓ／Ｐ変換・多チャンネルデータ形成部、３３…多重部、３４…ＰＬＬ、３５…ＦＩＦＯメモリ、３６…データ長変換部、３７…分離部、３８…デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部、３８−１〜３８−８…デスクランブル・８Ｂ／１０Ｂ・Ｐ／Ｓ部のブロック、３９…４ｋ×２ｋ再生部、４２…デスクランブラ、４２…８Ｂ／１０Ｂデコーダ、４３…セレクタ、４４…ＦＩＦＯメモリ、４５…ＦＩＦＯメモリ、４６…Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部、４７…８Ｂ／１０Ｂデコーダ、４８…サンプルデータ形成部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号と、その入力映像信号に同期して入力したオーディオ信号を送信する信号送信装置であって、
前記入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングし、前記オーディオ信号を第１のサブイメージのブランキング期間にマッピングし、マッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングするマッピング部と、
マッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換するパラレル／シリアル変換部と、
前記パラレル／シリアル変換部によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する出力部と
を備えたことを特徴とする信号送信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の信号送信装置において、
前記マッピング部は、
同一ライン上で隣り合う２つの画素サンプルを間引いて、
各フレームの偶数ライン上の各画素サンプルを交互に前記第１のサブイメージと前記第２のサブイメージにマッピングし、各フレームの奇数ライン上の各画素サンプルを交互に前記第３のサブイメージと前記第４のサブイメージとにマッピングし、
前記第１のサブイメージのブランキング期間に前記オーディオ信号をマッピングする際の第１のサブイメージとマッピングされるオーディオ信号位相を、前記入力映像信号と入力オーディオ信号との位相にほぼ一致させる
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項３】
請求項２に記載の信号送信装置において、
前記マッピング部は、
前記第１のサブイメージにマッピングされたオーディオ信号を、第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルの内のいずれか一方の伝送チャンネルに配置するようにマッピングした
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項４】
請求項１に記載の信号送信装置において、
前記入力映像信号の水平ラインは、前記入力映像信号の有効ライン期間を示すタイミング基準信号と、前記水平ラインにおける水平ブランキング期間を示す補助データスペースを含み、
前記オーディオ信号は、所定の周波数でサンプリングして得られる第１及び第２のオーディオサンプルを連続して含むオーディオデータパケットである場合に、
前記オーディオ信号がサンプリングされたサンプリングポイントが含まれる第１の水平ラインに連続する第２の水平ラインの補助データスペースに、前記第１及び第２のオーディオサンプルを含む前記オーディオデータパケットを多重して挿入し、前記オーディオデータパケットが多重して挿入された前記入力映像信号を前記マッピング部に供給するオーディオ信号多重部を備える
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の信号送信装置において、
前記オーディオ信号多重部は、前記補助データスペースがスイッチングポイントに続く場合、前記第１及び第２のオーディオサンプルが含まれる第１のオーディオデータパケット及び前記第１のオーディデータパケットに連続する第２のオーディオデータパケットを、前記第２の水平ラインに連続する第３の水平ラインの補助データスペースに多重して挿入する
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の信号送信装置において、
前記第１及び第２のオーディオサンプルは、９６ｋＨｚでサンプリングされたオーディオ信号である
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項７】
１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号を送信する信号送信方法であって、
前記入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングし、マッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングするマッピング処理と、
前記マッピング処理でマッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換するパラレル／シリアル変換処理と、
前記パラレル／シリアル変換処理によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する出力処理と
を行うことを特徴とする信号送信方法。
【請求項１】
１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号と、その入力映像信号に同期して入力したオーディオ信号を送信する信号送信装置であって、
前記入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングし、前記オーディオ信号を第１のサブイメージのブランキング期間にマッピングし、マッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングするマッピング部と、
マッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換するパラレル／シリアル変換部と、
前記パラレル／シリアル変換部によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する出力部と
を備えたことを特徴とする信号送信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の信号送信装置において、
前記マッピング部は、
同一ライン上で隣り合う２つの画素サンプルを間引いて、
各フレームの偶数ライン上の各画素サンプルを交互に前記第１のサブイメージと前記第２のサブイメージにマッピングし、各フレームの奇数ライン上の各画素サンプルを交互に前記第３のサブイメージと前記第４のサブイメージとにマッピングし、
前記第１のサブイメージのブランキング期間に前記オーディオ信号をマッピングする際の第１のサブイメージとマッピングされるオーディオ信号位相を、前記入力映像信号と入力オーディオ信号との位相にほぼ一致させる
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項３】
請求項２に記載の信号送信装置において、
前記マッピング部は、
前記第１のサブイメージにマッピングされたオーディオ信号を、第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルの内のいずれか一方の伝送チャンネルに配置するようにマッピングした
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項４】
請求項１に記載の信号送信装置において、
前記入力映像信号の水平ラインは、前記入力映像信号の有効ライン期間を示すタイミング基準信号と、前記水平ラインにおける水平ブランキング期間を示す補助データスペースを含み、
前記オーディオ信号は、所定の周波数でサンプリングして得られる第１及び第２のオーディオサンプルを連続して含むオーディオデータパケットである場合に、
前記オーディオ信号がサンプリングされたサンプリングポイントが含まれる第１の水平ラインに連続する第２の水平ラインの補助データスペースに、前記第１及び第２のオーディオサンプルを含む前記オーディオデータパケットを多重して挿入し、前記オーディオデータパケットが多重して挿入された前記入力映像信号を前記マッピング部に供給するオーディオ信号多重部を備える
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の信号送信装置において、
前記オーディオ信号多重部は、前記補助データスペースがスイッチングポイントに続く場合、前記第１及び第２のオーディオサンプルが含まれる第１のオーディオデータパケット及び前記第１のオーディデータパケットに連続する第２のオーディオデータパケットを、前記第２の水平ラインに連続する第３の水平ラインの補助データスペースに多重して挿入する
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の信号送信装置において、
前記第１及び第２のオーディオサンプルは、９６ｋＨｚでサンプリングされたオーディオ信号である
ことを特徴とする信号送信装置。
【請求項７】
１フレームの画素数がＨＤ−ＳＤＩフォーマットで規定された画素数以上の画素数を有する入力映像信号を送信する信号送信方法であって、
前記入力映像信号の各フレームから抽出した画素サンプルを、それぞれ所定サンプルごとに間引くと共に、その間引かれた画素サンプルをフレーム毎に均等な順序で取り出してＨＤ−ＳＤＩフォーマットの第１，第２，第３及び第４のサブイメージのアクティブ期間にマッピングし、マッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれ１つのサブイメージごとに第１のリンクの伝送チャンネルと第２のリンクの伝送チャンネルに分割して８つのチャンネルにマッピングするマッピング処理と、
前記マッピング処理でマッピングされた前記第１，第２，第３及び第４のサブイメージを、それぞれシリアル変換するパラレル／シリアル変換処理と、
前記パラレル／シリアル変換処理によってシリアル変換されたシリアル・デジタルデータを出力する出力処理と
を行うことを特徴とする信号送信方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【公開番号】特開２００９−１４７８９４（Ｐ２００９−１４７８９４Ａ）
【公開日】平成２１年７月２日（２００９．７．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−４２００３（Ｐ２００８−４２００３）
【出願日】平成２０年２月２２日（２００８．２．２２）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年７月２日（２００９．７．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年２月２２日（２００８．２．２２）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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