光チャネルモニタ
【課題】製造コストを増加させずに分解能を向上させたポリクロメータ方式の光チャネルモニタを提供する。
【解決手段】本発明の光チャネルモニタは、各フォトディテクタが検出する信号帯域を最適化し、さらにパワー補正演算を実施する。こうすることで、信号対雑音比が劣悪な環境においても、信号光のパワーを精度良く検出し、かつ、無信号時のフォトディテクタに入射するノイズ成分を少なくすることが出来る。その結果、本発明によれば、ポリクロメータ方式の光チャネルモニタにおけるダイナミックレンジを向上させることが可能である。
【解決手段】本発明の光チャネルモニタは、各フォトディテクタが検出する信号帯域を最適化し、さらにパワー補正演算を実施する。こうすることで、信号対雑音比が劣悪な環境においても、信号光のパワーを精度良く検出し、かつ、無信号時のフォトディテクタに入射するノイズ成分を少なくすることが出来る。その結果、本発明によれば、ポリクロメータ方式の光チャネルモニタにおけるダイナミックレンジを向上させることが可能である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光チャネルモニタに係り、特に、ポリクロメータ方式の光チャネルモニタに係る。
【背景技術】
【０００２】
光通信システムでは、一本の光ファイバでより多くの情報を伝搬するために、波長分割多重化技術を用いる。すなわち、周波数領域を複数のチャネルに分割した上で、これら複数のチャネルにそれぞれ対応する異なる波長を有する複数の光信号を多重化し、同じ光ファイバで同時に伝搬する。
【０００３】
ここで、それぞれのチャネルにおける光信号の光パワーが正常範囲内であるように監視する必要がある。光チャネルモニタ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｎｉｔｏｒ、以下「ＯＣＭ」と記す）は、光回路におけるチャネルごとの光パワーを監視する装置である。ＯＣＭには、大きく分けて、モノクロメータ方式と、ポリクロメータ方式の、２種類がある。
【０００４】
モノクロメータ方式のＯＣＭは、まず、内部に具備した光フィルタを波長掃引し、この光フィルタの出力をフォトディテクタで受光し、受光した入射光の各波長における光レベルをモニタする。モノクロメータ方式のＯＣＭは、その構造上、光フィルタの経時変化を補正して波長精度を確保するために、外部に設けられた基準光源を必要とする。また、波長掃引を行う時間が必要であるため、データ収集にかかる時間が比較的長い。
【０００５】
ポリクロメータ方式のＯＣＭは、回折格子などの波長分波器の分波側に複数のフォトディテクタを配置して、各フォトディテクタにおける受光レベルを掃引することで、入射長の各波長における光レベルをモニタする。ポリクロメータ方式のＯＣＭは、複数のフォトディテクタが同時にデータ収集を行うため、モノクロメータ方式のＯＣＭよりも高速に動作する。その反面、従来技術によるポリクロメータ方式のＯＣＭでは、増幅自然放出光（Ａｍｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ、以下「ＡＳＥ」と記す）成分と光信号成分とを識別するために、分解能をあげる必要がある。この必要性に伴い、１つのポリクロメータ方式のＯＣＭに含まれるフォトディテクタの数量が多くなり、その結果、製造コストが上昇してしまう課題が知られている。
【０００６】
上記に関連して、特許文献１（特開２０００−２９２６４４号公報）には、光モジュールに係る記載が開示されている。この光モジュールは、コリメータと、分波手段と、受光手段とを備えたことを特徴としている。ここで、コリメータは、光伝送路から出射される多波長信号光を平行光線に変換する。分波手段は、通過波長が異なる複数の光学フィルタを有し、平行光線を複数の光学フィルタに通過させることにより、平行光線を波長の異なる複数の信号光に分波する。受光手段は、分波手段により分波された各波長の信号光を受光する。
【０００７】
また、特許文献２（特開２００１−１６８８４１号公報）には、波長多重光増幅器に係る記載が開示されている。この波長多重光増幅器は、少なくとも２つ以上の信号光波長を一括増幅する。この波長多重光増幅器は、光モニタ部と、光可変減衰部と、を備える。ここで、光モニタ部は、波長多重光増幅器がファイバ型の光増幅器であり、かつ、光増幅器は入力される波長数が最大数の時に所要のゲインかつ平坦なゲインプロファイルが得られるように不純物ドープトファイバの不純物材料、不純物濃度およびファイバ長と励起強度が設定されており、かつ、波長多重光の光レベルを波長毎にモニタすることができるとともに波長多重光の波長数を監視することができる。光可変減衰部は、波長多重光のゲインプロファイルを変化させることなく若しくはゲインプロファイルを平坦化しつつ各波長光の光レベルを減衰させる。この波長多重光増幅器は、光可変減衰部の減衰量が光モニタ部の検出信号によって決定されることを特徴とする。
【０００８】
また、特許文献３（特開２００２−３１９８９９号公報）には、波長モニタ装置に係る記載が開示されている。この波長モニタ装置は、波長多重化されて伝送される光信号を波長毎にモニタする。この波長モニタ装置は、インターリーバと、複数の波長モニタ回路とを具備したことを特徴とする。ここで、インターリーバは、波長多重化された光信号を、その波長の並びに従って複数の系統に分岐する。複数の波長モニタ回路は、このインターリーバを介して分岐された各系統の光信号をそれぞれ分波して各波長の光信号を検出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−２９２６４４号公報
【特許文献２】特開２００１−１６８８４１号公報
【特許文献３】特開２００２−３１９８９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、製造コストを増加させずに分解能を向上させたポリクロメータ方式のＯＣＭを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による光チャネルモニタは、分波器と、複数の経路と、処理部とを具備する。ここで、分波器は、波長多重化された入力光信号を、多重化された波長ごとに分波して複数の光信号を生成する。複数の経路は、複数の光信号のそれぞれにおける光パワーを表す複数のデジタル信号をそれぞれ生成する。処理部は、複数のデジタル信号を入力して、光パワーの、分波器の特性に対応する補正値を算出する。分波器は、所定の範囲に含まれるＦＷＨＭ（半値全幅）を有するフィルタを具備する。所定の範囲は、フィルタの通過中心波長精度と、入力光信号を生成したトランスポンダの発振波長精度とに基づいて設定されている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明のＯＣＭは、各フォトディテクタが検出する信号帯域を最適化し、さらにパワー補正演算を実施する。こうすることで、信号対雑音比が劣悪な環境においても、信号光のパワーを精度良く検出し、かつ、無信号時のフォトディテクタに入射するノイズ成分を少なくすることが出来る。その結果、本発明によれば、ポリクロメータ方式のＯＣＭにおけるダイナミックレンジを向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、本発明の実施形態によるＯＣＭを利用する波長多重伝送システムの一例における全体的な構成を概略的に示すブロック回路図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態による光チャネルモニタ部の構成を概略的に示すブロック回路図である。
【図３Ａ】図３Ａは、トランスポンダの出力スペクトルの一例を示すグラフである。
【図３Ｂ】図３Ｂは、本実施形態による光チャネルモニタ部に用いられる光分波器の出力スペクトルを示すグラフである。
【図４】図４は、図３Ａおよび図３Ｂに示した分波器およびトランポンダにおけるスペクトルを比較するグラフ群である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
添付図面を参照して、本発明によるＯＣＭを実施するための形態を以下に説明する。
【００１５】
（実施形態）
図１は、本発明の実施形態によるＯＣＭを利用する波長多重伝送システム１０の一例における全体的な構成を概略的に示すブロック回路図である。図１の波長多重伝送システム１０における構成要素について説明する。図１の波長多重伝送システム１０は、トランスポンダ部１１と、光合波器１２と、光増幅部１３と、光アドドロップ装置１４と、トランスポンダ１５と、光チャネルモニタ部２０とを具備している。トランスポンダ部１１は、複数のトランスポンダ１１ａ〜１１ｘを具備している。トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの総数は、多重化される波長の総数に等しいか、それ以上であることが望ましい。なお、トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの総数について制限は特に無く、本発明を限定しないものとする。光増幅部１３は、合計３つの光増幅器１３ａ〜１３ｃを具備している。なお、この数はあくまでも一例にすぎず、光増幅器１３ａ〜１３ｃの総数について制限は特に無く、本発明を限定しないものとする。光チャネルモニタ部２０の詳細については、後述する。
【００１６】
図１の波長多重伝送システム１０における構成要素の接続関係について説明する。複数のトランスポンダ１１ａ〜１１ｘのそれぞれにおける出力部は、光合波器１２における複数の入力部にそれぞれ接続されている。複数の光増幅器１３ａ〜１３ｃは、この順番に直列に接続されている。光合波器１２における出力部は、光増幅部１３における入力部、すなわち初段の光増幅器１３ａにおける入力部に接続されている。光増幅部１３における出力部、すなわち最終段の光増幅器１３ｃにおける出力部は、光アドドロップ装置１４における第１の入力部に接続されている。光アドドロップ装置１４における第１の出力部は、トランスポンダ１５における入力部に接続されている。トランスポンダ１５における出力部は、光アドドロップ装置１４における第２の入力部に接続されている。光アドドロップ装置１４における第２の出力部は、光チャネルモニタ部２０における入力部に接続されている。なお、光素子同士は、光伝送路を介して接続されるのが一般的である。
【００１７】
図１の波長多重伝送システム１０における構成要素の動作について概略的に説明する。トランスポンダ部１１における複数のトランスポンダ１１ａ〜１１ｘのそれぞれは、電気信号を光信号に変換して出力する。光合波器１２は、入力した複数の光信号を波長多重し、１つの光信号を生成出力する。光増幅器部１３における複数の光増幅器１３ａ〜１３ｃのそれぞれは、入力した波長多重光信号を増幅して出力する。
【００１８】
光アドドロップ装置１４は、トランスポンダ１５と連携して、入力した波長多重光信号に他の光信号を分岐挿入して出力する。なお、光アドドロップ装置１４は、内部に光フィルタを含んでいる。この光フィルタは、出力する波長多重光信号のスペクトルに影響を与えてしまう。この影響については、後述する。また、光チャネルモニタ部２０の動作についても、後述する。
【００１９】
図２は、本発明の実施形態による光チャネルモニタ部２０の構成を概略的に示すブロック回路図である。図２の光チャネルモニタ部２０における構成要素について説明する。図２の光チャネルモニタ部２０は、光増幅器２１と、光タップ２２と、光分波器２３と、フォトディテクタ部２４と、電流電圧変換部２５と、アナログデジタル変換部２６と、演算処理部２７とを具備する。フォトディテクタ部２４は、複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘを具備している。電流電圧変換器部２５は、複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘを具備している。アナログデジタル変換部２６は、複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘを具備している。演算処理部２７は、演算部２８と、記憶部２９とを具備している。記憶部２９は、ルックアップテーブル３０を格納している。
【００２０】
後述するように、同じ添え字ｉを有するフォトディテクタ２４ｉと、電流電圧変換器２５ｉと、アナログデジタル変換器２６ｉとは、この順番に直列に接続されて、一つの経路を形成する。したがって、フォトディテクタ２４ａ〜２４ｘ、電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘおよびアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれにおける総数は等しく、すなわち経路の総数にも等しい。経路の総数は、多重化された波長の総数に等しいか、それ以上であることが望ましいが、トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの総数とは必ずしも一致しなくて良い。
【００２１】
図２の光チャネルモニタ部２０における構成要素の接続関係について説明する。光増幅器２１における入力部は、光チャネルモニタ部２０における入力部に接続されており、すなわち、光アドドロップ装置１４における出力部に接続されている。光増幅器２１における出力部は、光タップ２２における入力部に接続されている。光タップ２２における１つの出力部は、光分波器２３における入力部に接続されている。光分波器２３における複数の出力部は、複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれにおける出力部は、複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれにおける出力部は、複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれにおける出力部は、演算処理部２７における複数の入力部に並列に接続されている。
【００２２】
なお、光タップ２２における他の出力部については、光伝送路を介して別の光素子に接続されていることが望ましいが、本発明の実施形態には関係しないのでさらなる説明を省略する。もしくは、本実施形態による光チャネルモニタ部２０は、光タップ２２を省略して、光増幅器２１における出力部を直接、光分波器２３における入力部に接続しても構わない。
【００２３】
図２の光チャネルモニタ部２０における構成要素の動作について説明する。光増幅器２１は、入力した波長多重光信号を増幅して出力する。光タップ２２は、入力した波長多重光信号を、同じ成分を有する２つまたはそれ以上の波長多重光信号に分けて、２つまたはそれ以上の出力部からそれぞれ出力する。
【００２４】
光分波器２３は、入力した波長多重光信号をチャネルごとに分波して、複数の光信号を出力する。このとき、生成される複数の光信号の特性は、光分波器２３に内蔵されたフィルタの特性に依存する。このフィルタの詳細については後述する。
【００２５】
複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれは、入力した光信号を光電変換して電気信号を出力する。複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれとして、例えば、一般的な赤外線用ＰＩＮ−ＰＤ（Ｐ−Ｉｎｓｔｒｉｎｓｉｃ−Ｎ ＰｈｏｄｏＤｉｏｄｅ：ＰＩＮ型フォトダイオード）などを用いても良い。
【００２６】
複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれは、入力した電流を電圧に変換して出力する。複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれとしては、例えば、トランスインピーダンスアンプ、ログアンプまたはＣＣＤ（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅｖｉｃｅ：電荷結合素子）などを用いても良い。
【００２７】
複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれは、入力したアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換して出力する。
【００２８】
演算処理部２７は、記憶部２９に格納されたルックアップテーブル３０を参照して、チャネルごとに入力したデジタル電気信号に対応する光パワー補正値を、演算部２８を用いて生成し、図示しない出力部から出力する。本実施形態における演算処理部２７の構成としては、例えば、一般的なＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：デジタル信号処理装置）やＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ：中央演算装置）などのデジタル演算器を用いることが出来る。
【００２９】
なお、複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘ、複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘおよび複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのうち、同じ添え字ａ〜ｘを有するもの同士は、直列に接続されている。したがって、同じ添え字ｉを有するフォトディテクタ２４ｉ、電流電熱変換器２５ｉおよびアナログデジタル変換器２６ｉは、光分波器２３が出力する１つのチャネルの光信号を１つのデジタル電圧信号に変換する動作を行う経路として捉えることが出来る。
【００３０】
光分波器２３における分波について、詳細に説明する。光分波器２３は、入力した波長多重光信号を、波長分割多重通信としてのチャネルごとに分波する。各チャネルに対応する波長を、短い方から順にλ１〜λｍと記す。ここで、添え字の最大値ｍは、経路の総数ｘに等しいか、それ以下であることが望ましい。ここで、λｍは、本実施形態による波長多重伝送システム１０における最大波長である。
【００３１】
本実施形態において、各チャネルは、例えば、ＩＴＵ−Ｔ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ：電気通信標準化部門）で規定されたＤＷＤＭ（Ｄｅｎｓｅ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：高密度波長分割多重方式）の信号光波長に準拠しているものとする。この規定によれば、例えば、Ｌ−ｂａｎｄでは、波長λ１は１９１．９テラヘルツに対応し、波長λ４１は１９６．９テラヘルツに対応し、波長間隔は１００ギガヘルツに設定される。ただし、これはあくまでも一例であって、本発明を限定しない。
【００３２】
図３Ａは、トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの出力スペクトルの一例を示すグラフである。図３Ａのグラフにおいて、横軸は波長を示し、縦軸はトランスポンダ１１ａ〜１１ｘの出力を示している。トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの出力スペクトルは、環境変化や経時変化などの原因により、本来の中心波長からシフトされてしまう場合がある。この波長シフト量をΔλ（ｓｉｇ）と置く。
【００３３】
図３Ｂは、本実施形態による光チャネルモニタ部２０に用いられる光分波器２３の出力スペクトルを示すグラフである。図３Ｂのグラフにおいて、横軸は波長を示し、縦軸は分波器特性を示している。光分波器２３の出力スペクトルは、光分波器２３が内蔵するフィルタの設計に依存する。例えば、一般的な光分波器であるＡＷＧ（Ａｒｒａｙ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｇｒａｔｉｎｇｓ：アレイ導波路グレーティング）を用いる場合には、そのスペクトル形状はガウス分布で表されるガウシアン関数の形状や、３次バターワース形状で近似されるフラットトップ形状などになる。
【００３４】
このフィルタの半値全幅（Ｆｕｌｌ Ｗｉｄｔｈ ａｔ Ｈａｌｆ Ｍａｘｉｍｕｍ、以下「ＦＷＨＭ」と記す）を、ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）と置く。このフィルタの通過中心波長における、光分波器２３における環境変化および経時変化による波長シフト量をΔλ（ｆｉｌ）と置く。
【００３５】
図４は、図３Ａおよび図３Ｂに示した分波器およびトランポンダ１１ａ〜１１ｘにおける出力スペクトルを比較するグラフ群である。図４において、分波器のスペクトルを示すグラフを第１のグラフ４ａと呼ぶ。同じく、トランポンダのスペクトルを示すグラフを第２のグラフ４ｂと呼ぶ。図４の各グラフにおいて、横軸は波長λを示し、縦軸は光強度を示している。図４には、第１および第２のグラフ４ａおよび４ｂに分けられて、以下に示す４つの領域が存在する。第１の領域Ｐ（ｄｅｔ）は、第１およびのグラフ４ａおよび４ｂの両方の下側にある領域であって、フォトディテクタによって検出される信号成分を示す。第２の領域Ｌは、第１のグラフ４ａより下側にあって、かつ、第２のグラフ４ｂより上側にある領域であって、分波器を通過し得るがフォトディテクタでは検出されない成分、すなわち損失を示す。第３および第４の領域Ｐ（ｓｕｐ）は、第１のグラフ４ａより上側にあって、かつ、第２のグラフ４ｂより下側にある領域であって、分波器によって抑圧される信号成分を示す。このような抑圧は、フィルタとしての分波器におけるＦＷＨＭが、入力信号のＦＷＨＭと比較して狭い場合に発生し、図４の例では左右に２つに分かれている。
【００３６】
その結果、フォトディテクタによって実際に検出される光強度は、ノイズ成分が存在しない理想的な条件下において、以下のように求められる。
Ｐ０＋Ｌ＝Ｐ（ｄｅｔ）＋Ｐ（ｓｕｐ）
Ｐ０＝Ｐ（ｄｅｔ）−Ｌ＋Ｐ（ｓｕｐ）
Ｐ０＝（１＋ｋ）Ｐ（ｄｅｔ）−Ｌ
ここで、Ｐ０は、１波のみ入射した際にフォトディテクタが検出する光強度である。Ｌは、分波器のデッドロス、すなわち図４における損失Ｌを示す。係数ｋは、Ｐ（ｄｅｔ）およびＰ（ｓｕｐ）の比である。
ｋ＝Ｐ（ｓｕｐ）／Ｐ（ｄｅｔ）
信号およびフィルタのスペクトル形状で一意に決定し、また、フィルタの波長シフトΔλ（ｆｉｌ）およびトランスポンダの波長シフトΔλ（ｓｉｇ）によって変動する。
【００３７】
フィルタの波長シフトΔλ（ｆｉｌ）およびトランスポンダの波長シフトΔλ（ｓｉｇ）によって係数ｋに発生する変動をΔｋと呼ぶ。この変動Δｋは、ＯＣＭのパワー検出精度に直接的に影響する。そのため、一般的には、変動Δｋの許容レベルは０．５ｄＢ程度とされている。
【００３８】
変動Δｋを抑圧するためには、フィルタのＦＷＨＭを大きくすることが望ましい。ここで、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅を、以下、ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）と置く。しかし、その一方で、ＦＷＨＭを大きくすることは、波長方向のＲＢＷ（Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ＢａｎｄＷｉｄｔｈ：パワー積分範囲）を大きく取ることと同義である。このため、ＡＳＥが付加された波長多重信号において、フォトディテクタのダイナミックレンジ、すなわち信号のオンオフでフォトディテクタが検出する光強度の差が圧縮される弊害がある。したがって、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のＦＷＨＭ（ｆｉｌ）を、変動Δｋが許容される範囲内で可能な限り小さく設定することが望ましい。
【００３９】
変動Δｋを０．５ｄＢ以下とする条件を満足する、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のＦＷＨＭ（ｆｉｌ）について、本発明によるアルゴリズムで数値シミュレーションを行った結果、以下の結果を得た。すなわち、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）を、以下の不等式を満足する範囲内で、出来る限り小さく設定することで、フォトディテクタのダイナミックレンジおよび変動Δｋを両立するに望ましい結果が得られる。なお、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のＦＷＨＭ（ｆｉｌ）が取り得る値に範囲が存在するのは、トランスポンダのスペクトルに応じて、最適となる値が異なるためである。
フィルタスペクトルが、フラットトップ形状の場合：
１．５（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
フィルタスペクトルが、ガウシアン形状の場合：
２（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
【００４０】
上述した、本発明によるアルゴリズムおよびその数値シミュレーションについて説明する。ガウシアンフィルタの場合は、ガウス分布で表される形状の伝達関数を用いてシミュレーションを行い、ＦＷＨＭの最適値を求める。フラットトップフィルタの場合は、フィルタの伝達関数を、例えば３次のバターワース形状で近似する。この場合、伝達関数をＨ（ｊω）と置き、その利得をＧ（ω）と置くと、両者は以下の式で定義される。
Ｇ２（ω）＝｜Ｈ（ｊω）｜２＝Ｇ０２／（１＋（ω／ωｃ）（２×３））
ここで、ωｃは遮断周波数であり、Ｇ０はゼロ周波数における利得である。本実施形態では、遮断周波数ωｃを振ってシミュレーションを行い、ＦＷＨＭの最適値を求める。
【００４１】
なお、上記のシミュレーション結果では、現在一般的に用いられている下記３つの信号フォーマットの全てにおいて、ＦＷＨＭが０．５ｄＢ以下となる。これら３つの信号フォーマットとは、１０Ｇ−ＯＯＫ（１０Ｇｂｐｓのオンオフキーイング）方式、４０Ｇ−ＤＱＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動四相位相偏移変調）方式および４０Ｇ−ＤＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動位相偏移変調）方式である。また、上記シミュレーションでは、
Δλ（ｆｉｌ）＝±０．０４ｎｍ
Δλ（ｓｉｇ）＝±０．０２ｎｍ
の値を用いている。
【００４２】
以上に説明したように、本発明によれば、精度が高く、かつ、ダイナミックレンジの広いＯＣＭが実現可能である。その理由は、ＯＣＭのパワー検出制度およびフィルタ帯域幅を最適化しているからである。
【符号の説明】
【００４３】
１０ 波長多重伝送システム
１１ トランスポンダ部
１１ａ〜１１ｘ トランスポンダ
１２ 光合波器
１３ 光増幅器部
１３ａ〜１３ｃ 光増幅器
１４ 光アドドロップ装置
１５ トランスポンダ
２０ 光チャネルモニタ部
２１ 光増幅器
２２ 光タップ
２３ 光分波器
２４ フォトディテクタ部
２４ａ〜２４ｘ フォトディテクタ
２５ 電流電圧変換部
２５ａ〜２５ｃ 電流電圧変換器
２６ アナログデジタル変換部
２６ａ〜２６ｃ アナログデジタル変換器
２７ 演算処理部
２８ 演算部
２９ 記憶部
３０ ルックアップテーブル
Ｌ 損失
Ｐ（ｄｅｔ） フォトディテクタによって検出される信号成分
Ｐ（ｓｕｐ） 分波器によって抑圧される信号成分
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光チャネルモニタに係り、特に、ポリクロメータ方式の光チャネルモニタに係る。
【背景技術】
【０００２】
光通信システムでは、一本の光ファイバでより多くの情報を伝搬するために、波長分割多重化技術を用いる。すなわち、周波数領域を複数のチャネルに分割した上で、これら複数のチャネルにそれぞれ対応する異なる波長を有する複数の光信号を多重化し、同じ光ファイバで同時に伝搬する。
【０００３】
ここで、それぞれのチャネルにおける光信号の光パワーが正常範囲内であるように監視する必要がある。光チャネルモニタ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｎｉｔｏｒ、以下「ＯＣＭ」と記す）は、光回路におけるチャネルごとの光パワーを監視する装置である。ＯＣＭには、大きく分けて、モノクロメータ方式と、ポリクロメータ方式の、２種類がある。
【０００４】
モノクロメータ方式のＯＣＭは、まず、内部に具備した光フィルタを波長掃引し、この光フィルタの出力をフォトディテクタで受光し、受光した入射光の各波長における光レベルをモニタする。モノクロメータ方式のＯＣＭは、その構造上、光フィルタの経時変化を補正して波長精度を確保するために、外部に設けられた基準光源を必要とする。また、波長掃引を行う時間が必要であるため、データ収集にかかる時間が比較的長い。
【０００５】
ポリクロメータ方式のＯＣＭは、回折格子などの波長分波器の分波側に複数のフォトディテクタを配置して、各フォトディテクタにおける受光レベルを掃引することで、入射長の各波長における光レベルをモニタする。ポリクロメータ方式のＯＣＭは、複数のフォトディテクタが同時にデータ収集を行うため、モノクロメータ方式のＯＣＭよりも高速に動作する。その反面、従来技術によるポリクロメータ方式のＯＣＭでは、増幅自然放出光（Ａｍｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ、以下「ＡＳＥ」と記す）成分と光信号成分とを識別するために、分解能をあげる必要がある。この必要性に伴い、１つのポリクロメータ方式のＯＣＭに含まれるフォトディテクタの数量が多くなり、その結果、製造コストが上昇してしまう課題が知られている。
【０００６】
上記に関連して、特許文献１（特開２０００−２９２６４４号公報）には、光モジュールに係る記載が開示されている。この光モジュールは、コリメータと、分波手段と、受光手段とを備えたことを特徴としている。ここで、コリメータは、光伝送路から出射される多波長信号光を平行光線に変換する。分波手段は、通過波長が異なる複数の光学フィルタを有し、平行光線を複数の光学フィルタに通過させることにより、平行光線を波長の異なる複数の信号光に分波する。受光手段は、分波手段により分波された各波長の信号光を受光する。
【０００７】
また、特許文献２（特開２００１−１６８８４１号公報）には、波長多重光増幅器に係る記載が開示されている。この波長多重光増幅器は、少なくとも２つ以上の信号光波長を一括増幅する。この波長多重光増幅器は、光モニタ部と、光可変減衰部と、を備える。ここで、光モニタ部は、波長多重光増幅器がファイバ型の光増幅器であり、かつ、光増幅器は入力される波長数が最大数の時に所要のゲインかつ平坦なゲインプロファイルが得られるように不純物ドープトファイバの不純物材料、不純物濃度およびファイバ長と励起強度が設定されており、かつ、波長多重光の光レベルを波長毎にモニタすることができるとともに波長多重光の波長数を監視することができる。光可変減衰部は、波長多重光のゲインプロファイルを変化させることなく若しくはゲインプロファイルを平坦化しつつ各波長光の光レベルを減衰させる。この波長多重光増幅器は、光可変減衰部の減衰量が光モニタ部の検出信号によって決定されることを特徴とする。
【０００８】
また、特許文献３（特開２００２−３１９８９９号公報）には、波長モニタ装置に係る記載が開示されている。この波長モニタ装置は、波長多重化されて伝送される光信号を波長毎にモニタする。この波長モニタ装置は、インターリーバと、複数の波長モニタ回路とを具備したことを特徴とする。ここで、インターリーバは、波長多重化された光信号を、その波長の並びに従って複数の系統に分岐する。複数の波長モニタ回路は、このインターリーバを介して分岐された各系統の光信号をそれぞれ分波して各波長の光信号を検出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−２９２６４４号公報
【特許文献２】特開２００１−１６８８４１号公報
【特許文献３】特開２００２−３１９８９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、製造コストを増加させずに分解能を向上させたポリクロメータ方式のＯＣＭを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による光チャネルモニタは、分波器と、複数の経路と、処理部とを具備する。ここで、分波器は、波長多重化された入力光信号を、多重化された波長ごとに分波して複数の光信号を生成する。複数の経路は、複数の光信号のそれぞれにおける光パワーを表す複数のデジタル信号をそれぞれ生成する。処理部は、複数のデジタル信号を入力して、光パワーの、分波器の特性に対応する補正値を算出する。分波器は、所定の範囲に含まれるＦＷＨＭ（半値全幅）を有するフィルタを具備する。所定の範囲は、フィルタの通過中心波長精度と、入力光信号を生成したトランスポンダの発振波長精度とに基づいて設定されている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明のＯＣＭは、各フォトディテクタが検出する信号帯域を最適化し、さらにパワー補正演算を実施する。こうすることで、信号対雑音比が劣悪な環境においても、信号光のパワーを精度良く検出し、かつ、無信号時のフォトディテクタに入射するノイズ成分を少なくすることが出来る。その結果、本発明によれば、ポリクロメータ方式のＯＣＭにおけるダイナミックレンジを向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、本発明の実施形態によるＯＣＭを利用する波長多重伝送システムの一例における全体的な構成を概略的に示すブロック回路図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態による光チャネルモニタ部の構成を概略的に示すブロック回路図である。
【図３Ａ】図３Ａは、トランスポンダの出力スペクトルの一例を示すグラフである。
【図３Ｂ】図３Ｂは、本実施形態による光チャネルモニタ部に用いられる光分波器の出力スペクトルを示すグラフである。
【図４】図４は、図３Ａおよび図３Ｂに示した分波器およびトランポンダにおけるスペクトルを比較するグラフ群である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
添付図面を参照して、本発明によるＯＣＭを実施するための形態を以下に説明する。
【００１５】
（実施形態）
図１は、本発明の実施形態によるＯＣＭを利用する波長多重伝送システム１０の一例における全体的な構成を概略的に示すブロック回路図である。図１の波長多重伝送システム１０における構成要素について説明する。図１の波長多重伝送システム１０は、トランスポンダ部１１と、光合波器１２と、光増幅部１３と、光アドドロップ装置１４と、トランスポンダ１５と、光チャネルモニタ部２０とを具備している。トランスポンダ部１１は、複数のトランスポンダ１１ａ〜１１ｘを具備している。トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの総数は、多重化される波長の総数に等しいか、それ以上であることが望ましい。なお、トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの総数について制限は特に無く、本発明を限定しないものとする。光増幅部１３は、合計３つの光増幅器１３ａ〜１３ｃを具備している。なお、この数はあくまでも一例にすぎず、光増幅器１３ａ〜１３ｃの総数について制限は特に無く、本発明を限定しないものとする。光チャネルモニタ部２０の詳細については、後述する。
【００１６】
図１の波長多重伝送システム１０における構成要素の接続関係について説明する。複数のトランスポンダ１１ａ〜１１ｘのそれぞれにおける出力部は、光合波器１２における複数の入力部にそれぞれ接続されている。複数の光増幅器１３ａ〜１３ｃは、この順番に直列に接続されている。光合波器１２における出力部は、光増幅部１３における入力部、すなわち初段の光増幅器１３ａにおける入力部に接続されている。光増幅部１３における出力部、すなわち最終段の光増幅器１３ｃにおける出力部は、光アドドロップ装置１４における第１の入力部に接続されている。光アドドロップ装置１４における第１の出力部は、トランスポンダ１５における入力部に接続されている。トランスポンダ１５における出力部は、光アドドロップ装置１４における第２の入力部に接続されている。光アドドロップ装置１４における第２の出力部は、光チャネルモニタ部２０における入力部に接続されている。なお、光素子同士は、光伝送路を介して接続されるのが一般的である。
【００１７】
図１の波長多重伝送システム１０における構成要素の動作について概略的に説明する。トランスポンダ部１１における複数のトランスポンダ１１ａ〜１１ｘのそれぞれは、電気信号を光信号に変換して出力する。光合波器１２は、入力した複数の光信号を波長多重し、１つの光信号を生成出力する。光増幅器部１３における複数の光増幅器１３ａ〜１３ｃのそれぞれは、入力した波長多重光信号を増幅して出力する。
【００１８】
光アドドロップ装置１４は、トランスポンダ１５と連携して、入力した波長多重光信号に他の光信号を分岐挿入して出力する。なお、光アドドロップ装置１４は、内部に光フィルタを含んでいる。この光フィルタは、出力する波長多重光信号のスペクトルに影響を与えてしまう。この影響については、後述する。また、光チャネルモニタ部２０の動作についても、後述する。
【００１９】
図２は、本発明の実施形態による光チャネルモニタ部２０の構成を概略的に示すブロック回路図である。図２の光チャネルモニタ部２０における構成要素について説明する。図２の光チャネルモニタ部２０は、光増幅器２１と、光タップ２２と、光分波器２３と、フォトディテクタ部２４と、電流電圧変換部２５と、アナログデジタル変換部２６と、演算処理部２７とを具備する。フォトディテクタ部２４は、複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘを具備している。電流電圧変換器部２５は、複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘを具備している。アナログデジタル変換部２６は、複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘを具備している。演算処理部２７は、演算部２８と、記憶部２９とを具備している。記憶部２９は、ルックアップテーブル３０を格納している。
【００２０】
後述するように、同じ添え字ｉを有するフォトディテクタ２４ｉと、電流電圧変換器２５ｉと、アナログデジタル変換器２６ｉとは、この順番に直列に接続されて、一つの経路を形成する。したがって、フォトディテクタ２４ａ〜２４ｘ、電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘおよびアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれにおける総数は等しく、すなわち経路の総数にも等しい。経路の総数は、多重化された波長の総数に等しいか、それ以上であることが望ましいが、トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの総数とは必ずしも一致しなくて良い。
【００２１】
図２の光チャネルモニタ部２０における構成要素の接続関係について説明する。光増幅器２１における入力部は、光チャネルモニタ部２０における入力部に接続されており、すなわち、光アドドロップ装置１４における出力部に接続されている。光増幅器２１における出力部は、光タップ２２における入力部に接続されている。光タップ２２における１つの出力部は、光分波器２３における入力部に接続されている。光分波器２３における複数の出力部は、複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれにおける出力部は、複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれにおける出力部は、複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれにおける出力部は、演算処理部２７における複数の入力部に並列に接続されている。
【００２２】
なお、光タップ２２における他の出力部については、光伝送路を介して別の光素子に接続されていることが望ましいが、本発明の実施形態には関係しないのでさらなる説明を省略する。もしくは、本実施形態による光チャネルモニタ部２０は、光タップ２２を省略して、光増幅器２１における出力部を直接、光分波器２３における入力部に接続しても構わない。
【００２３】
図２の光チャネルモニタ部２０における構成要素の動作について説明する。光増幅器２１は、入力した波長多重光信号を増幅して出力する。光タップ２２は、入力した波長多重光信号を、同じ成分を有する２つまたはそれ以上の波長多重光信号に分けて、２つまたはそれ以上の出力部からそれぞれ出力する。
【００２４】
光分波器２３は、入力した波長多重光信号をチャネルごとに分波して、複数の光信号を出力する。このとき、生成される複数の光信号の特性は、光分波器２３に内蔵されたフィルタの特性に依存する。このフィルタの詳細については後述する。
【００２５】
複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれは、入力した光信号を光電変換して電気信号を出力する。複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘのそれぞれとして、例えば、一般的な赤外線用ＰＩＮ−ＰＤ（Ｐ−Ｉｎｓｔｒｉｎｓｉｃ−Ｎ ＰｈｏｄｏＤｉｏｄｅ：ＰＩＮ型フォトダイオード）などを用いても良い。
【００２６】
複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれは、入力した電流を電圧に変換して出力する。複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘのそれぞれとしては、例えば、トランスインピーダンスアンプ、ログアンプまたはＣＣＤ（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅｖｉｃｅ：電荷結合素子）などを用いても良い。
【００２７】
複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのそれぞれは、入力したアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換して出力する。
【００２８】
演算処理部２７は、記憶部２９に格納されたルックアップテーブル３０を参照して、チャネルごとに入力したデジタル電気信号に対応する光パワー補正値を、演算部２８を用いて生成し、図示しない出力部から出力する。本実施形態における演算処理部２７の構成としては、例えば、一般的なＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：デジタル信号処理装置）やＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ：中央演算装置）などのデジタル演算器を用いることが出来る。
【００２９】
なお、複数のフォトディテクタ２４ａ〜２４ｘ、複数の電流電圧変換器２５ａ〜２５ｘおよび複数のアナログデジタル変換器２６ａ〜２６ｘのうち、同じ添え字ａ〜ｘを有するもの同士は、直列に接続されている。したがって、同じ添え字ｉを有するフォトディテクタ２４ｉ、電流電熱変換器２５ｉおよびアナログデジタル変換器２６ｉは、光分波器２３が出力する１つのチャネルの光信号を１つのデジタル電圧信号に変換する動作を行う経路として捉えることが出来る。
【００３０】
光分波器２３における分波について、詳細に説明する。光分波器２３は、入力した波長多重光信号を、波長分割多重通信としてのチャネルごとに分波する。各チャネルに対応する波長を、短い方から順にλ１〜λｍと記す。ここで、添え字の最大値ｍは、経路の総数ｘに等しいか、それ以下であることが望ましい。ここで、λｍは、本実施形態による波長多重伝送システム１０における最大波長である。
【００３１】
本実施形態において、各チャネルは、例えば、ＩＴＵ−Ｔ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ：電気通信標準化部門）で規定されたＤＷＤＭ（Ｄｅｎｓｅ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：高密度波長分割多重方式）の信号光波長に準拠しているものとする。この規定によれば、例えば、Ｌ−ｂａｎｄでは、波長λ１は１９１．９テラヘルツに対応し、波長λ４１は１９６．９テラヘルツに対応し、波長間隔は１００ギガヘルツに設定される。ただし、これはあくまでも一例であって、本発明を限定しない。
【００３２】
図３Ａは、トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの出力スペクトルの一例を示すグラフである。図３Ａのグラフにおいて、横軸は波長を示し、縦軸はトランスポンダ１１ａ〜１１ｘの出力を示している。トランスポンダ１１ａ〜１１ｘの出力スペクトルは、環境変化や経時変化などの原因により、本来の中心波長からシフトされてしまう場合がある。この波長シフト量をΔλ（ｓｉｇ）と置く。
【００３３】
図３Ｂは、本実施形態による光チャネルモニタ部２０に用いられる光分波器２３の出力スペクトルを示すグラフである。図３Ｂのグラフにおいて、横軸は波長を示し、縦軸は分波器特性を示している。光分波器２３の出力スペクトルは、光分波器２３が内蔵するフィルタの設計に依存する。例えば、一般的な光分波器であるＡＷＧ（Ａｒｒａｙ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｇｒａｔｉｎｇｓ：アレイ導波路グレーティング）を用いる場合には、そのスペクトル形状はガウス分布で表されるガウシアン関数の形状や、３次バターワース形状で近似されるフラットトップ形状などになる。
【００３４】
このフィルタの半値全幅（Ｆｕｌｌ Ｗｉｄｔｈ ａｔ Ｈａｌｆ Ｍａｘｉｍｕｍ、以下「ＦＷＨＭ」と記す）を、ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）と置く。このフィルタの通過中心波長における、光分波器２３における環境変化および経時変化による波長シフト量をΔλ（ｆｉｌ）と置く。
【００３５】
図４は、図３Ａおよび図３Ｂに示した分波器およびトランポンダ１１ａ〜１１ｘにおける出力スペクトルを比較するグラフ群である。図４において、分波器のスペクトルを示すグラフを第１のグラフ４ａと呼ぶ。同じく、トランポンダのスペクトルを示すグラフを第２のグラフ４ｂと呼ぶ。図４の各グラフにおいて、横軸は波長λを示し、縦軸は光強度を示している。図４には、第１および第２のグラフ４ａおよび４ｂに分けられて、以下に示す４つの領域が存在する。第１の領域Ｐ（ｄｅｔ）は、第１およびのグラフ４ａおよび４ｂの両方の下側にある領域であって、フォトディテクタによって検出される信号成分を示す。第２の領域Ｌは、第１のグラフ４ａより下側にあって、かつ、第２のグラフ４ｂより上側にある領域であって、分波器を通過し得るがフォトディテクタでは検出されない成分、すなわち損失を示す。第３および第４の領域Ｐ（ｓｕｐ）は、第１のグラフ４ａより上側にあって、かつ、第２のグラフ４ｂより下側にある領域であって、分波器によって抑圧される信号成分を示す。このような抑圧は、フィルタとしての分波器におけるＦＷＨＭが、入力信号のＦＷＨＭと比較して狭い場合に発生し、図４の例では左右に２つに分かれている。
【００３６】
その結果、フォトディテクタによって実際に検出される光強度は、ノイズ成分が存在しない理想的な条件下において、以下のように求められる。
Ｐ０＋Ｌ＝Ｐ（ｄｅｔ）＋Ｐ（ｓｕｐ）
Ｐ０＝Ｐ（ｄｅｔ）−Ｌ＋Ｐ（ｓｕｐ）
Ｐ０＝（１＋ｋ）Ｐ（ｄｅｔ）−Ｌ
ここで、Ｐ０は、１波のみ入射した際にフォトディテクタが検出する光強度である。Ｌは、分波器のデッドロス、すなわち図４における損失Ｌを示す。係数ｋは、Ｐ（ｄｅｔ）およびＰ（ｓｕｐ）の比である。
ｋ＝Ｐ（ｓｕｐ）／Ｐ（ｄｅｔ）
信号およびフィルタのスペクトル形状で一意に決定し、また、フィルタの波長シフトΔλ（ｆｉｌ）およびトランスポンダの波長シフトΔλ（ｓｉｇ）によって変動する。
【００３７】
フィルタの波長シフトΔλ（ｆｉｌ）およびトランスポンダの波長シフトΔλ（ｓｉｇ）によって係数ｋに発生する変動をΔｋと呼ぶ。この変動Δｋは、ＯＣＭのパワー検出精度に直接的に影響する。そのため、一般的には、変動Δｋの許容レベルは０．５ｄＢ程度とされている。
【００３８】
変動Δｋを抑圧するためには、フィルタのＦＷＨＭを大きくすることが望ましい。ここで、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅を、以下、ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）と置く。しかし、その一方で、ＦＷＨＭを大きくすることは、波長方向のＲＢＷ（Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ＢａｎｄＷｉｄｔｈ：パワー積分範囲）を大きく取ることと同義である。このため、ＡＳＥが付加された波長多重信号において、フォトディテクタのダイナミックレンジ、すなわち信号のオンオフでフォトディテクタが検出する光強度の差が圧縮される弊害がある。したがって、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のＦＷＨＭ（ｆｉｌ）を、変動Δｋが許容される範囲内で可能な限り小さく設定することが望ましい。
【００３９】
変動Δｋを０．５ｄＢ以下とする条件を満足する、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のＦＷＨＭ（ｆｉｌ）について、本発明によるアルゴリズムで数値シミュレーションを行った結果、以下の結果を得た。すなわち、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）を、以下の不等式を満足する範囲内で、出来る限り小さく設定することで、フォトディテクタのダイナミックレンジおよび変動Δｋを両立するに望ましい結果が得られる。なお、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のＦＷＨＭ（ｆｉｌ）が取り得る値に範囲が存在するのは、トランスポンダのスペクトルに応じて、最適となる値が異なるためである。
フィルタスペクトルが、フラットトップ形状の場合：
１．５（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
フィルタスペクトルが、ガウシアン形状の場合：
２（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ（ｆｉｌ）≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
【００４０】
上述した、本発明によるアルゴリズムおよびその数値シミュレーションについて説明する。ガウシアンフィルタの場合は、ガウス分布で表される形状の伝達関数を用いてシミュレーションを行い、ＦＷＨＭの最適値を求める。フラットトップフィルタの場合は、フィルタの伝達関数を、例えば３次のバターワース形状で近似する。この場合、伝達関数をＨ（ｊω）と置き、その利得をＧ（ω）と置くと、両者は以下の式で定義される。
Ｇ２（ω）＝｜Ｈ（ｊω）｜２＝Ｇ０２／（１＋（ω／ωｃ）（２×３））
ここで、ωｃは遮断周波数であり、Ｇ０はゼロ周波数における利得である。本実施形態では、遮断周波数ωｃを振ってシミュレーションを行い、ＦＷＨＭの最適値を求める。
【００４１】
なお、上記のシミュレーション結果では、現在一般的に用いられている下記３つの信号フォーマットの全てにおいて、ＦＷＨＭが０．５ｄＢ以下となる。これら３つの信号フォーマットとは、１０Ｇ−ＯＯＫ（１０Ｇｂｐｓのオンオフキーイング）方式、４０Ｇ−ＤＱＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動四相位相偏移変調）方式および４０Ｇ−ＤＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動位相偏移変調）方式である。また、上記シミュレーションでは、
Δλ（ｆｉｌ）＝±０．０４ｎｍ
Δλ（ｓｉｇ）＝±０．０２ｎｍ
の値を用いている。
【００４２】
以上に説明したように、本発明によれば、精度が高く、かつ、ダイナミックレンジの広いＯＣＭが実現可能である。その理由は、ＯＣＭのパワー検出制度およびフィルタ帯域幅を最適化しているからである。
【符号の説明】
【００４３】
１０ 波長多重伝送システム
１１ トランスポンダ部
１１ａ〜１１ｘ トランスポンダ
１２ 光合波器
１３ 光増幅器部
１３ａ〜１３ｃ 光増幅器
１４ 光アドドロップ装置
１５ トランスポンダ
２０ 光チャネルモニタ部
２１ 光増幅器
２２ 光タップ
２３ 光分波器
２４ フォトディテクタ部
２４ａ〜２４ｘ フォトディテクタ
２５ 電流電圧変換部
２５ａ〜２５ｃ 電流電圧変換器
２６ アナログデジタル変換部
２６ａ〜２６ｃ アナログデジタル変換器
２７ 演算処理部
２８ 演算部
２９ 記憶部
３０ ルックアップテーブル
Ｌ 損失
Ｐ（ｄｅｔ） フォトディテクタによって検出される信号成分
Ｐ（ｓｕｐ） 分波器によって抑圧される信号成分
【特許請求の範囲】
【請求項１】
波長多重化された入力光信号を、多重化された波長ごとに分波して複数の光信号を生成する分波器と、
前記複数の光信号のそれぞれにおける光パワーを表す複数のデジタル信号をそれぞれ生成する複数の経路と、
前記複数のデジタル信号を入力して、前記光パワーの、前記分波器の特性に対応する補正値を算出する処理部と
を具備し、
前記分波器は、
所定の範囲に含まれるＦＷＨＭ（半値全幅）を有するフィルタ
を具備し、
前記所定の範囲は、前記フィルタの通過中心波長精度と、前記入力光信号を生成したトランスポンダの発振波長精度とに基づいて設定されている
光チャネルモニタ。
【請求項２】
請求項１に記載の光チャネルモニタにおいて、
前記ＦＷＨＭは、−５０ＧＨｚ〜＋５０ＧＨｚの範囲で積分した値をＰ（０）と置き、前記範囲で積分した値をＰ（ｄｅｔ）と置くとき、１０Ｇ−ＯＯＫ（１０ギガビット毎秒のオンオフキーイング）方式、４０Ｇ−ＤＱＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動四相位相偏移変調）方式および４０Ｇ−ＤＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動位相偏移変調）方式の全ての信号フォーマットにおいて、前記Ｐ（０）および前記Ｐ（ｄｅｔ）の比を０．５ｄＢ以下とする条件を満たすように設定されている
光チャネルモニタ。
【請求項３】
請求項１または２に記載の光チャネルモニタにおいて、
前記フィルタは、
ガウス分布で表されるガウシアンフィルタ
を具備し、
前記ＦＷＨＭは、前記通過中心波長精度をΔλ（ｆｉｌ）と置き、前記発振波長精度をΔλ（ｓｉｇ）と置くとき、
２（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
を満たす
光チャネルモニタ。
【請求項４】
請求項１または２に記載の光チャネルモニタにおいて、
前記フィルタは、
３次バターワース形状で近似されるフラットトップフィルタ
を具備し、
前記ＦＷＨＭは、前記通過中心波長精度をΔλ（ｆｉｌ）と置き、前記発振波長精度をΔλ（ｓｉｇ）と置くとき、
１．５（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
を満たす
光チャネルモニタ。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の光チャネルモニタにおいて、
前記処理部は、
前記デジタル信号および前記光パワーの、前記フィルタの特性に対応する補正値を含む対応関係が定義されているルックアップテーブルを格納する記憶部と、
前記デジタル信号および前記ルックアップテーブルを参照して前記光パワーの補正値を算出するパワー補正演算部と
を具備する
光チャネルモニタ。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の光チャネルモニタにおいて、
前記複数の経路のそれぞれは、
前記複数の光信号のそれぞれについて、光パワーを電流に変換する光電変換部と、
前記電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、
前記電圧をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と
を具備する
光チャネルモニタ。
【請求項１】
波長多重化された入力光信号を、多重化された波長ごとに分波して複数の光信号を生成する分波器と、
前記複数の光信号のそれぞれにおける光パワーを表す複数のデジタル信号をそれぞれ生成する複数の経路と、
前記複数のデジタル信号を入力して、前記光パワーの、前記分波器の特性に対応する補正値を算出する処理部と
を具備し、
前記分波器は、
所定の範囲に含まれるＦＷＨＭ（半値全幅）を有するフィルタ
を具備し、
前記所定の範囲は、前記フィルタの通過中心波長精度と、前記入力光信号を生成したトランスポンダの発振波長精度とに基づいて設定されている
光チャネルモニタ。
【請求項２】
請求項１に記載の光チャネルモニタにおいて、
前記ＦＷＨＭは、−５０ＧＨｚ〜＋５０ＧＨｚの範囲で積分した値をＰ（０）と置き、前記範囲で積分した値をＰ（ｄｅｔ）と置くとき、１０Ｇ−ＯＯＫ（１０ギガビット毎秒のオンオフキーイング）方式、４０Ｇ−ＤＱＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動四相位相偏移変調）方式および４０Ｇ−ＤＰＳＫ（４０ギガビット毎秒の差動位相偏移変調）方式の全ての信号フォーマットにおいて、前記Ｐ（０）および前記Ｐ（ｄｅｔ）の比を０．５ｄＢ以下とする条件を満たすように設定されている
光チャネルモニタ。
【請求項３】
請求項１または２に記載の光チャネルモニタにおいて、
前記フィルタは、
ガウス分布で表されるガウシアンフィルタ
を具備し、
前記ＦＷＨＭは、前記通過中心波長精度をΔλ（ｆｉｌ）と置き、前記発振波長精度をΔλ（ｓｉｇ）と置くとき、
２（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
を満たす
光チャネルモニタ。
【請求項４】
請求項１または２に記載の光チャネルモニタにおいて、
前記フィルタは、
３次バターワース形状で近似されるフラットトップフィルタ
を具備し、
前記ＦＷＨＭは、前記通過中心波長精度をΔλ（ｆｉｌ）と置き、前記発振波長精度をΔλ（ｓｉｇ）と置くとき、
１．５（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））≦ＦＷＨＭ≦１０（Δλ（ｆｉｌ）＋Δλ（ｓｉｇ））
を満たす
光チャネルモニタ。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の光チャネルモニタにおいて、
前記処理部は、
前記デジタル信号および前記光パワーの、前記フィルタの特性に対応する補正値を含む対応関係が定義されているルックアップテーブルを格納する記憶部と、
前記デジタル信号および前記ルックアップテーブルを参照して前記光パワーの補正値を算出するパワー補正演算部と
を具備する
光チャネルモニタ。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の光チャネルモニタにおいて、
前記複数の経路のそれぞれは、
前記複数の光信号のそれぞれについて、光パワーを電流に変換する光電変換部と、
前記電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、
前記電圧をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と
を具備する
光チャネルモニタ。
【図１】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【公開番号】特開２０１３−５１１３（Ｐ２０１３−５１１３Ａ）
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１３２６２７（Ｐ２０１１−１３２６２７）
【出願日】平成２３年６月１４日（２０１１．６．１４）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月１４日（２０１１．６．１４）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
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