光源点灯回路
【課題】温度に対する保護機能毎に温度検知回路を設けていたのでは、回路規模が増大する。
【解決手段】放電灯点灯回路１００において、駆動電圧生成回路１２は、放電灯４に駆動電圧ＶＬを供給する。制御回路１０は、駆動電圧生成回路１２を制御する。制御回路１０は、温度ディレーティング機能と、駆動電圧生成回路１２のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子に対する電流制限機能と、を有する。制御回路１０は温度を状態電流Ｉｓに変換する温度情報変換回路を有し、状態電流Ｉｓを用いて温度ディレーティング機能と電流制限機能とを制御する。制御回路１０は、電源電圧Ｖｃｃを抵抗で分圧し、その分圧点に状態電流Ｉｓを流すことによって得られる分圧点の電圧を電流制限機能を制御する基準電圧とする。
【解決手段】放電灯点灯回路１００において、駆動電圧生成回路１２は、放電灯４に駆動電圧ＶＬを供給する。制御回路１０は、駆動電圧生成回路１２を制御する。制御回路１０は、温度ディレーティング機能と、駆動電圧生成回路１２のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子に対する電流制限機能と、を有する。制御回路１０は温度を状態電流Ｉｓに変換する温度情報変換回路を有し、状態電流Ｉｓを用いて温度ディレーティング機能と電流制限機能とを制御する。制御回路１０は、電源電圧Ｖｃｃを抵抗で分圧し、その分圧点に状態電流Ｉｓを流すことによって得られる分圧点の電圧を電流制限機能を制御する基準電圧とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、動作の環境を示す情報に基づいた制御を行う光源点灯回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、前照灯などの車両用灯具として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖもしくは２４Ｖの車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。
【０００３】
放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するＨブリッジ回路などのスイッチング回路と、スタータ回路と、これらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている（たとえば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−３２９７７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
放電灯点灯回路は、温度に対する各種の保護機能を有している。従来では、この保護機能ごとに温度情報を検知する回路を設ける場合が多い。近年の放電灯点灯回路の高性能化に伴い、要求される保護機能の種類も増加傾向に有る。このような状況において、保護機能毎に温度を検知する回路を設けていたのでは、回路規模の増大やコストアップにつながりかねない。
【０００６】
このような課題は放電灯の点灯回路に限らずＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの光源の点灯回路にも生じうる。
【０００７】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、温度などの動作の環境を示す情報を検知する回路を共用できる光源点灯回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある態様は、光源点灯回路に関する。この光源点灯回路は、駆動対象の光源に駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、駆動電圧生成回路を制御する制御回路と、を備える。制御回路は、それぞれが制御電圧を必要とする複数の処理回路であって駆動電圧生成回路の少なくとも一部を制御する複数の処理回路と、複数の処理回路で必要とされる複数の制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、動作の環境を示す情報を所定の変換規則によって状態電流に変換する環境情報変換回路と、を含む。制御電圧生成回路は、複数の制御電圧のそれぞれを状態電流を用いて調節し、制御電圧生成回路は、複数の制御電圧のうちの少なくともひとつについて、基準電圧を抵抗要素で分圧し、その分圧点に状態電流を流すことによって得られる分圧点の電圧を制御電圧とする。
【０００９】
この態様によると、複数の処理回路のそれぞれに必要な制御電圧は、環境情報変換回路によって生成される状態電流によって調節される。したがって複数の処理回路は、動作の環境を示す情報を状態電流に変換する回路を共用していると言える。
【００１０】
動作の環境を示す情報は、当該光源点灯回路の温度であってもよい。変換規則は、温度と状態電流との比例の係数が温度によって異なるように変換する規則であってもよい。この場合、処理回路におけるより複雑な温度制御にも対応できる。
【００１１】
駆動電圧生成回路は、駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含んでもよい。制御回路は、スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含んでもよい。複数の処理回路のうちのひとつは、スイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う電流制限回路であってもよい。電流制限回路における制御電圧は、スイッチング電流のしきい値電流を与える電圧であってもよい。電流制限回路は、スイッチング電流が流れる抵抗要素に生じる電圧降下がその制御電圧を越えると出力調整回路にスイッチング素子をオフとさせてもよい。変換規則は、スイッチング電流が流れる抵抗要素の抵抗値の温度による変化を打ち消すように定められてもよい。この場合、広い温度範囲に亘ってスイッチング素子が保護されうる。
【００１２】
駆動電圧生成回路は、駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含んでもよい。制御回路は、誤差信号に基づいてスイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含んでもよい。複数の処理回路のうちのひとつは、光源の電気的状態と目標の状態とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅回路であってもよい。誤差増幅回路における制御電圧は、目標の状態を示す電圧であってもよい。誤差増幅回路は、光源の電気的状態を示す電圧と制御電圧との差に対応する誤差信号を生成してもよい。制御電圧生成回路は、当該光源点灯回路の温度が所定のしきい値温度より高くなると光源へ供給する電力を下げるように誤差増幅回路の制御電圧を調節してもよい。この場合、しきい値温度より高い温度においては光源へ供給する電力を下げることにより、熱の発生を低減しうる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、温度などの動作の環境を示す情報を検知する回路を共用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。
【図２】図１の制御回路およびその周辺の構成を示す回路図である。
【図３】図１の制御回路の電流制限機能に関する波形を示すタイムチャートである。
【図４】図２の温度情報変換回路における変換規則の一例を示すグラフである。
【図５】図１の放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。
【図７】変形例に係る温度ディレーティング調節回路の構成を示す回路図である。
【図８】バッテリ電圧ディレーティング調節回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には適宜同一の符号を付するものとし、重複した説明は省略する。また、各図面において説明上で重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることとする。
【００１６】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００１７】
実施の形態に係る放電灯点灯回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子に過電流が流れるのを防ぐための電流制限機能と、高温時に駆動電力を低減する温度ディレーティング機能と、を備える。放電灯点灯回路は、放電灯点灯回路の温度の情報を取得し状態電流に変換する温度情報変換回路をひとつ有し、その温度情報変換回路が生成する状態電流を用いて、電流制限機能および温度ディレーティング機能を制御する。これにより、電流制限機能や温度ディレーティング機能などの機能毎に温度の情報を取得、変換していた従来と比べて、回路規模を縮小でき、コストダウンに貢献する。
ディレーティング機能とは、バッテリ電圧の低下時や高温時に放電灯に供給する駆動電力を下げることで放電灯点灯回路の安全性を高める機能である。温度ディレーティング機能とは放電灯点灯回路の温度に対するディレーティング機能である。
【００１８】
図１は、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路１００は、車載用のメタルハライドランプである放電灯４を駆動する。放電灯点灯回路１００および放電灯４は、車両用灯具に搭載される。放電灯点灯回路１００は、車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８と接続される。
【００１９】
バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、バッテリ６からバッテリ電圧Ｖｂａｔが放電灯点灯回路１００に供給される。
【００２０】
放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。
【００２１】
放電灯点灯回路１００は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、制御回路１０、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、電流検出抵抗Ｒｄ、第１分圧回路３０、第２分圧回路４０、第５抵抗Ｒ５、入力キャパシタＣ１、を備える。
【００２２】
入力キャパシタＣ１は、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣ１は第１トランス１４、第２トランス１６の近傍に設けられており、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。
【００２３】
制御回路１０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、放電灯点灯回路１００のシーケンスを制御するとともに、放電灯４に供給する電力を調節する。制御回路１０は、以下のシーケンスを実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１． 電源投入
２． ブレークダウン
３． ＤＣ期間
４． ランナップ
５． 定常点灯
各シーケンスの詳細は後述する。
【００２４】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２は、放電灯４に対する駆動電圧ＶＬを生成する駆動電圧生成回路１２を形成する。駆動電圧生成回路１２は、ランナップおよび定常点灯期間において、放電灯４の両端間に点灯周波数ｆ１の交流の駆動電圧ＶＬを供給する。点灯周波数ｆ１は１０ｋＨｚ以下、さらには２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定されることが好ましく、本実施の形態では３００Ｈｚに設定される。点灯周波数ｆ１の逆数を点灯周期Ｔ１（＝１／ｆ１）という。
【００２５】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第１スイッチング素子Ｍ１、第１トランス１４、第１整流ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１を含む。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１のトポロジーは一般的なものであるため簡潔に説明する。
【００２６】
第１トランス１４の１次コイルＬ１と第１スイッチング素子Ｍ１は、入力キャパシタＣ１と並列に、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）との間に直列に設けられている。たとえば第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。第１スイッチング素子Ｍ１がオンとなると、第１スイッチング素子Ｍ１のドレインからソースに向けて第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる。その際、第１スイッチング素子Ｍ１の第１オン抵抗ＲＭ１（不図示）には電圧降下が生じ、第１スイッチング素子Ｍ１のドレインには第１ドレイン電圧ＶＭ１（＝ＩＭ１×ＲＭ１）が発生する。制御回路１０は、この第１ドレイン電圧ＶＭ１を取得し、後述する第１ＰＢＰ（Ｐｕｌｓｅ Ｂｙ Ｐｕｌｓｅ）監視回路９４での制御に使用する。
第１トランス１４の２次コイルＬ２の一端は接地されており、その他端は第１整流ダイオードＤ１のアノードと接続される。第１出力キャパシタＣｏ１は第１整流ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。
【００２７】
第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、点灯周波数ｆ１より高いＰＷＭ周波数ｆ２の第１制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえばＰＷＭ周波数ｆ２は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、第１制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。制御回路１０は、放電灯４の電気的状態にもとづいてフィードバックによって第１制御パルス信号Ｓ１のハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。
【００２８】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の一端Ｐ１に第１出力電圧Ｖｏ１を供給する。
【００２９】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第１整流ダイオードＤ１と第２整流ダイオードＤ２、第１出力キャパシタＣｏ１と第２出力キャパシタＣｏ２、第１トランス１４と第２トランス１６、第１スイッチング素子Ｍ１と第２スイッチング素子Ｍ２は対応している。第２スイッチング素子Ｍ２がオンとなると、第２スイッチング素子Ｍ２のドレインからソースに向けて第２スイッチング電流ＩＭ２が流れる。その際、第２スイッチング素子Ｍ２の第２オン抵抗ＲＭ２（不図示）には電圧降下が生じ、第２スイッチング素子Ｍ２のドレインには第２ドレイン電圧ＶＭ２（＝ＩＭ２×ＲＭ２）が発生する。制御回路１０は、この第２ドレイン電圧ＶＭ２を取得し、後述する第２ＰＢＰ監視回路９６での制御に使用する。第２スイッチング素子Ｍ２のオン、オフは、放電灯４の電気的状態にもとづいたフィードバックによって、制御回路１０が生成する第２制御パルス信号Ｓ２によって制御される。
以下、第１スイッチング素子Ｍ１および第２スイッチング素子Ｍ２の両方に、同様の特性を有するＮチャンネルＭＯＳＦＥＴが使用される場合を考える。したがって、第１オン抵抗ＲＭ１および第２オン抵抗ＲＭ２は同様の絶対値および温度特性を有する。第１スイッチング素子Ｍ１および第２スイッチング素子Ｍ２の両方について、安全性を確保する観点からドレイン−ソース間に流すことのできるスイッチング電流の最大値、を最大電流ＩＭ＿ＭＡＸと定める。
【００３０】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２も、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２を供給する。
【００３１】
第１スイッチＳＷ１は、放電灯４の一端Ｐ１側に設けられ、オン状態において、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）との間を電気的に導通させる。第２スイッチＳＷ２は、放電灯４の他端Ｐ２側に設けられ、オン状態において、放電灯４の他端Ｐ２と固定電圧端子（接地端子）との間を電気的に導通させる。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）もしくはＭＯＳＦＥＴが好適であるが、その他の代替デバイスを用いても構わない。第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２それぞれのオン、オフ状態は、制御回路１０からの第１制御信号Ｓ３、第２制御信号Ｓ４に応じて制御される。
【００３２】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、点灯周波数ｆ１で相補的にアクティブ状態と非アクティブ状態を繰り返す。つまり第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな期間と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな期間とはそれぞれ、点灯周期Ｔ１の半周期となる。以下、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな状態を第１状態φ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな状態を第２状態φ２と称する。第１スイッチＳＷ１は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブのとき、つまり第２状態φ２においてオンし、第２スイッチＳＷ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブのとき、つまり第１状態φ１においてオンする。
【００３３】
第１状態φ１においては、放電灯４の一端Ｐ１に第１出力電圧Ｖｏ１が、他端Ｐ２に接地電圧（０Ｖ）が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ１）が第１極性にて印加される。第２状態φ２においては、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２が、一端Ｐ１に接地電圧が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ２）が第１極性と反対の第２極性にて印加される。
【００３４】
ランナップおよび定常点灯期間において、制御回路１０は、第１状態φ１と第２状態φ２とを点灯周期Ｔ１にて交互に繰り返す。その結果、放電灯４には、交流の駆動電圧ＶＬが供給される。
【００３５】
電流検出抵抗Ｒｄは、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では電流検出抵抗Ｒｄは、共通接続された第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のエミッタと、接地端子との間に設けられる。第１状態φ１においては、放電灯４に第１極性（図１中の右向き）に流れるランプ電流が流れ、第２状態φ２においては、第２極性（図１中の左向き）に流れるランプ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒｄには、第１状態φ１、第２状態φ２のそれぞれにおいて、ランプ電流ＩＬに比例した電圧降下（電流検出信号ＳＩＬと称する）が発生する。電流検出信号ＳＩＬは、制御回路１０へ入力される。
【００３６】
スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために設けられる。スタータ回路２０は、スタータトランス２２およびパルス発生部２８を含む。パルス発生部２８は、スタータトランス２２の１次コイル２４に対して、振幅が４００Ｖ〜１ｋＶのパルス電圧を印加する。その結果、２次コイル２６側には、スタータトランス２２の巻線比に応じた高電圧パルス（たとえば２０ｋＶ）が発生し、放電灯４に印加される。その結果、放電灯４がブレークダウンし、放電が開始する。
【００３７】
第１分圧回路３０は、電源電圧Ｖｃｃを所定の分圧比で分圧する。電源電圧Ｖｃｃは、バッテリ電圧Ｖｂａｔから生成される固定電圧であり、例えば３Ｖである。第１分圧回路３０は、接地端子と電源電圧Ｖｃｃを与える電源端子との間に直列に接続された第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２を含む。第１抵抗Ｒ１の一端と第２抵抗Ｒ２の一端とが接続された第１接続ノードＮ１（分圧点）は、制御回路１０の電力調整端子Ｐ３と接続される。後述するが、電力調整端子Ｐ３から状態電流Ｉｓが第１接続ノードＮ１へ流れ込む。したがって、第１接続ノードＮ１の電圧である第１分圧点電圧ＶＮ１は、状態電流Ｉｓと第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とで決まる値、つまり
【数１】
となる。式１の右辺第２項は第１分圧点電圧ＶＮ１のオフセットを表し、
【数２】
が成立することから、オフセットは分圧比α＝Ｒ２／Ｒ１の関数である。式１の右辺第１項は第１分圧点電圧ＶＮ１の状態電流Ｉｓへの比例部分を表す。その比例の定数は第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とが並列に接続された場合の合成抵抗である。
これにより、状態電流Ｉｓに比例した第１分圧点電圧ＶＮ１（後述するが、これは制御回路１０の温度ディレーティング調節回路８６へ供給される電圧である）が得られるだけでなく、分圧比を変えることにより第１分圧点電圧ＶＮ１のオフセットを、全体の抵抗値を変えることによって比例の定数を変えることができる。第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２は集積された制御回路１０の外部に設けられているため、その抵抗値の変更は容易である。したがって実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第１分圧点電圧ＶＮ１のオフセットや比例の常数の設定や微調整が容易となる。
【００３８】
第２分圧回路４０は、第１分圧回路３０と同様の構成を有する。第２分圧回路４０は、接地端子と電源電圧Ｖｃｃを与える電源端子との間に直列に接続された第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を含む。第３抵抗Ｒ３の一端と第４抵抗Ｒ４の一端とが接続された第２接続ノードＮ２（分圧点）は、ＰＢＰ調整端子Ｐ４と接続される。後述するが、ＰＢＰ調整端子Ｐ４から状態電流Ｉｓが第２接続ノードＮ２へ流れ込む。したがって、第２接続ノードＮ２の電圧である第２分圧点電圧ＶＮ２は、状態電流Ｉｓと第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４とで決まる値、つまり
【数３】
となる。したがって第１分圧回路３０と同様、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第２分圧点電圧ＶＮ２（後述するが、これは制御回路１０の電流制限回路５８へ供給される電圧である）のオフセットや比例の常数の設定や微調整が容易となる。
【００３９】
第５抵抗Ｒ５の一端は、制御回路１０の電流変換端子Ｐ５に接続される。第５抵抗Ｒ５の他端は接地される。後述するが、第５抵抗Ｒ５の抵抗値の大きさによって状態電流Ｉｓの大きさが制御される。
【００４０】
図２は、制御回路１０およびその周辺の構成を示す回路図である。制御回路１０は図２に示される部材以外にも放電灯点灯回路１００の各機能を実現するための他の部材を含むが、説明を明瞭とするため、それらの部材は図２では省略される。
制御回路１０は、温度情報変換回路５０、制御電圧生成回路５２、電力制御回路５４、状態検出回路５６、電流制限回路５８、出力調節回路６０、極性制御回路６２、出力先選択回路６４、を含む。
【００４１】
温度情報変換回路５０は、動作の環境を示す情報、例えば放電灯点灯回路１００の温度Ｔを所定の変換規則によって状態電流Ｉｓに変換する。状態電流Ｉｓの温度Ｔへの依存性は、電力制御回路５４や電流制限回路５８などで所望の温度特性を実現するために使用される。したがって、非線形な温度特性などの複雑な温度特性にも対応するために、温度情報変換回路５０における変換規則は、温度Ｔと状態電流Ｉｓとの比例の係数が温度Ｔによって異なるように変換する規則とされる。例えば、変換規則は、第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる第１スイッチング素子Ｍ１の第１オン抵抗ＲＭ１の抵抗値の温度Ｔによる変化を打ち消すように定められる。
【００４２】
温度情報変換回路５０は、温度情報取得回路６６、関数変換回路６８、ＧＭアンプ７０、を含む。
温度情報取得回路６６は、サーマルダイオードなどの温度センサを含んで構成される。温度情報取得回路６６は、サーマルダイオードを用いて放電灯点灯回路１００の温度Ｔに比例した検出温度電圧ＶＴを生成する。この比例の定数は、サーマルダイオードに流す電流などの測定条件やサーマルダイオードの特性によって決まる。以下、放電灯点灯回路１００はその全体に亘って一様な温度Ｔを有する場合を考える。しかしながら以下の説明は、放電灯点灯回路１００に温度勾配が有る場合にも適用できることは当業者には理解される。
【００４３】
関数変換回路６８は、第１吐出型増幅回路７２、第２吐出型増幅回路７４、第６抵抗Ｒ６、を含む。
第１吐出型増幅回路７２は、検出温度電圧ＶＴを受け、温度変換電圧Ｖｍを出力する。第１吐出型増幅回路７２は、第１差動増幅回路７６、第１吐出ダイオード７８や、増幅率およびオフセットを決定するための図示しない複数の抵抗を含む。第１差動増幅回路７６の非反転入力端子には検出温度電圧ＶＴが印加される。第１差動増幅回路７６の出力端子には第１吐出ダイオード７８のアノードが接続される。第１吐出ダイオード７８のカソード側の温度変換電圧Ｖｍは、第１差動増幅回路７６の反転入力端子に印加され、フィードバックが構成される。
第２吐出型増幅回路７４は、第１吐出型増幅回路７２と同様の構成を有する。すなわち、第２差動増幅回路８０と第１差動増幅回路７６、第２吐出ダイオード８２と第１吐出ダイオード７８は対応している。ただし、第２差動増幅回路８０で設定される増幅率およびオフセットは、第１差動増幅回路７６で設定されるそれとは異なる。
第１吐出ダイオード７８のカソードと第２吐出ダイオード８２のカソードとが接続された第３接続ノードＮ３には、第６抵抗Ｒ６の一端が接続される。第６抵抗Ｒ６の他端は接地される。
【００４４】
関数変換回路６８では、第１吐出型増幅回路７２と第２吐出型増幅回路７４とが並列に接続され、それぞれに検出温度電圧ＶＴが入力される。第１吐出型増幅回路７２の出力と第２吐出型増幅回路７４の出力とが接続される第３接続ノードＮ３に現れる温度変換電圧Ｖｍは、第１差動増幅回路７６がその増幅率およびオフセットに基づき出力すべき電圧もしくは第２差動増幅回路８０がその増幅率およびオフセットに基づき出力すべき電圧のうち高い方の電圧となる。ここでは特に、温度変換電圧Ｖｍは、ある検出温度電圧ＶＴの値（つまり、あるしきい値温度Ｔｔｈ）を境に、温度Ｔがしきい値温度Ｔｔｈよりも小さい場合は一方の吐出型増幅回路が出力すべき電圧、温度Ｔがしきい値温度Ｔｔｈ以上の場合は他方の吐出型増幅回路が出力すべき電圧となる場合（折れ線）を考える。第１差動増幅回路７６の増幅率およびオフセットと、第２差動増幅回路８０の増幅率およびオフセットは、そのような温度変換電圧Ｖｍを与えるように適切に設定される。数式で表すと、
【数４】
となる。但し、第１増幅率Ａ１、第２増幅率Ａ２、第１オフセットＢ１、第２オフセットＢ２はいずれも正の実数である。
【００４５】
ＧＭアンプ７０は、温度変換電圧Ｖｍを受け、それを状態電流Ｉｓに変換する。ＧＭアンプ７０の出力側は電流変換端子Ｐ５を介して制御回路１０の外部に設けられた第５抵抗Ｒ５の一端と接続される。ＧＭアンプ７０が生成する状態電流Ｉｓの大きさは、第５抵抗Ｒ５の抵抗値を調節することによって調節される。これにより、制御回路１０を集積した後であっても、制御回路１０の外部の（つまり、集積されていない）第５抵抗Ｒ５の抵抗値を調節することによって状態電流Ｉｓの大きさを微調整できるので便利である。
ＧＭアンプ７０は、第３差動増幅回路８４、第３スイッチング素子Ｍ３、を含む。第３差動増幅回路８４の非反転入力端子には、温度変換電圧Ｖｍが印加される。第３差動増幅回路８４の出力端子は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第３スイッチング素子Ｍ３のベースと接続される。第３スイッチング素子Ｍ３のエミッタは第３差動増幅回路８４の反転入力端子と接続され、フィードバックが形成される。第３スイッチング素子Ｍ３のエミッタはまた、電流変換端子Ｐ５と接続される。第３スイッチング素子Ｍ３は、そのコレクタから下記の式６で与えられる状態電流Ｉｓを引き込む。
Ｉｓ＝Ｖｍ／Ｒ５ …（式６）
【００４６】
制御電圧生成回路５２は、状態電流Ｉｓを基に、電力制御回路５４で必要とされる第１基準電圧ＶＥ１および電流制限回路５８で必要とされる第２基準電圧ＶＥ２を生成する。制御電圧生成回路５２は、第１基準電圧ＶＥ１および第２基準電圧ＶＥ２のそれぞれを状態電流Ｉｓを用いて調節する。制御電圧生成回路５２は、第１基準電圧ＶＥ１について、電力調整端子Ｐ３を介して第１分圧回路３０に状態電流Ｉｓを供給し、第１分圧点電圧ＶＮ１を得る。制御電圧生成回路５２は、第１分圧点電圧ＶＮ１をさらに加工して第１基準電圧ＶＥ１とする。
制御電圧生成回路５２は、第２基準電圧ＶＥ２について、ＰＢＰ調整端子Ｐ４を介して第２分圧回路４０に状態電流Ｉｓを供給し、第２分圧点電圧ＶＮ２を得る。制御電圧生成回路５２は、第２分圧点電圧ＶＮ２を第２基準電圧ＶＥ２とする。
制御電圧生成回路５２は、放電灯点灯回路１００の温度Ｔが所定の温度ディレーティング開始温度Ｔｄより高くなると放電灯４へ供給する電力を下げるように第１基準電圧ＶＥ１を調節する。特に、温度ディレーティング開始温度Ｔｄはしきい値温度Ｔｔｈよりも高く設定される。つまり、温度ディレーティングが必要な温度領域において、温度Ｔに対する第１基準電圧ＶＥ１の変化が単純、特に線形となるように温度ディレーティング開始温度Ｔｄが設定される。これは、温度ディレーティング機能の制御の観点から好ましい。
【００４７】
制御電圧生成回路５２は、電流源ＣＭ、温度ディレーティング調節回路８６、を含む。
電流源ＣＭは、ＧＭアンプ７０によって生成される状態電流Ｉｓと同じ大きさの電流を電力調整端子Ｐ３およびＰＢＰ調整端子Ｐ４に供給する。電流源ＣＭは、例えばカレントミラー回路である。電流源ＣＭは、第７抵抗Ｒ７、第８抵抗Ｒ８、第９抵抗Ｒ９、第４スイッチング素子Ｍ４、第５スイッチング素子Ｍ５、第６スイッチング素子Ｍ６、を含む。第７抵抗Ｒ７、第８抵抗Ｒ８、第９抵抗Ｒ９の抵抗値は等しく設定される。第４スイッチング素子Ｍ４、第５スイッチング素子Ｍ５、第６スイッチング素子Ｍ６はいずれもｐｎｐ型バイポーラトランジスタであり、それらのベースは共通接続されている。第７抵抗Ｒ７の一端、第８抵抗Ｒ８の一端および第９抵抗Ｒ９の一端は電源電圧Ｖｄと接続される。ここで電源電圧Ｖｄは、電源電圧Ｖｃｃとは別の固定電圧であり、例えば６Ｖである。第９抵抗Ｒ９の他端は第６スイッチング素子Ｍ６のエミッタと接続される。第６スイッチング素子Ｍ６のコレクタは、第６スイッチング素子Ｍ６のベースと接続されると共に、第３スイッチング素子Ｍ３のコレクタと接続される。第８抵抗Ｒ８の他端は、第５スイッチング素子Ｍ５のエミッタと接続される。第７抵抗Ｒ７の他端は、第４スイッチング素子Ｍ４のエミッタと接続される。
【００４８】
第５スイッチング素子Ｍ５のコレクタは電力調整端子Ｐ３と接続される。また、第５スイッチング素子Ｍ５のコレクタは、温度ディレーティング調節回路８６の第４差動増幅回路８８の非反転入力端子と接続される。第５スイッチング素子Ｍ５は、そのコレクタから電力調整端子Ｐ３に状態電流Ｉｓを供給する。電力調整端子Ｐ３は第１分圧回路３０の第１接続ノードＮ１と接続されているので、第５スイッチング素子Ｍ５のコレクタの電圧は式１で与えられる第１分圧点電圧ＶＮ１となる。したがって、第４差動増幅回路８８の非反転入力端子には、第１分圧点電圧ＶＮ１が印加される。
【００４９】
第４スイッチング素子Ｍ４のコレクタはＰＢＰ調整端子Ｐ４と接続される。また、第４スイッチング素子Ｍ４のコレクタは電流制限回路５８の基準電圧として使用される。第４スイッチング素子Ｍ４はそのコレクタからＰＢＰ調整端子Ｐ４に状態電流Ｉｓを供給する。ＰＢＰ調整端子Ｐ４は第２分圧回路４０の第２接続ノードＮ２と接続されているので、第４スイッチング素子Ｍ４のコレクタの電圧は式３で与えられる第２分圧点電圧ＶＮ２となる。
【００５０】
温度ディレーティング調節回路８６は、第１分圧点電圧ＶＮ１を加工し、第１基準電圧ＶＥ１を生成する。温度ディレーティング調節回路８６は、放電灯点灯回路１００の温度Ｔが温度ディレーティング開始温度Ｔｄより高くなると放電灯４へ供給する電力を下げるように第１基準電圧ＶＥ１を調節する。
温度ディレーティング調節回路８６は、第４差動増幅回路８８、第７スイッチング素子Ｍ７、第１０抵抗Ｒ１０、第１１抵抗Ｒ１１、第１２抵抗Ｒ１２、第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４、を含む。第４差動増幅回路８８の出力端子はｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第７スイッチング素子Ｍ７のベースと接続される。第１０抵抗Ｒ１０、第１１抵抗Ｒ１１、第１２抵抗Ｒ１２は、この順に直列に電源端子（Ｖｃｃ）と接地端子との間に設けられる。第１０抵抗Ｒ１０の一端と第１１抵抗Ｒ１１の一端との間の第４接続ノードＮ４の電圧は、第４差動増幅回路８８の反転入力端子に印加される。第１１抵抗Ｒ１１の他端と第１２抵抗Ｒ１２の一端との間の第５接続ノードＮ５は第７スイッチング素子Ｍ７のエミッタと接続される。第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４は、この順に直列に電源端子（Ｖｃｃ）と接地端子との間に設けられる。第１３抵抗Ｒ１３の一端と第１４抵抗Ｒ１４の一端との間の第６接続ノードＮ６は、第７スイッチング素子Ｍ７のコレクタと接続される。第６接続ノードＮ６の電圧が第１基準電圧ＶＥ１として電力制御回路５４に供給される。
【００５１】
温度ディレーティング調節回路８６では、第１分圧点電圧ＶＮ１があるしきい値電圧Ｖｔｈになると第６接続ノードＮ６からシンク電流Ｉｏを引き込み始める。ＶＮ１＝Ｖｔｈを与える温度Ｔが温度ディレーティング開始温度Ｔｄである。
実施の形態では、Ｒ１０：Ｒ１１＝１：２、および第１０抵抗Ｒ１０の抵抗値は第１２抵抗Ｒ１２の抵抗値よりも２桁程度大きく設定される。第１分圧点電圧ＶＮ１がしきい値電圧Ｖｔｈである２Ｖｃｃ／３より低い場合は、シンク電流Ｉｏは流れない。第１分圧点電圧ＶＮ１がしきい値電圧Ｖｔｈである２Ｖｃｃ／３より高くなると、シンク電流Ｉｏが流れ始める。この場合第５接続ノードＮ５に生じるシンク電圧Ｖｏは、下記の式７により与えられる。
【数５】
ここで、式７の導出には、式１、式４、式６を用いた。また、Ｔ＞Ｔｄ＞Ｔｔｈを用いた。シンク電流ＩｏはＩｏ＝Ｖｏ／Ｒ１２であることを考慮すると、シンク電流Ｉｏは、
【数６】
により定められる。このシンク電流Ｉｏを用いて第１基準電圧ＶＥ１は下記の式１０により与えられる。
【数７】
なお、温度Ｔの上昇と共にシンク電流Ｉｏが大きくなり第１基準電圧ＶＥ１がゼロとなると、それ以上温度Ｔが上昇しても第１基準電圧ＶＥ１はゼロもしくは所定の小さな値となる。
【００５２】
第２増幅率Ａ２、第２オフセットＢ２、電源電圧Ｖｃｃ、および第１２抵抗Ｒ１２の抵抗値が与えられ、所望の温度ディレーティングの特性、つまり温度ディレーティング開始温度ＴｄおよびＴ＞Ｔｄの温度範囲でのシンク電流Ｉｏの温度Ｔに対する傾きが与えられる場合、式８および式９を用いると、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第５抵抗Ｒ５の間の比を定めることができる。逆に言うと、制御回路１０が集積された後でも、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第５抵抗Ｒ５の抵抗値を調節することにより、所望の温度ディレーティングの特性を実現できる。これは例えば放電灯点灯回路１００に使用される各電子部品の特性のばらつきを補正したり、放電灯点灯回路１００が設置される温度環境の違いによりディレーティング特性を調整する際に役に立つ。
【００５３】
状態検出回路５６は、電流検出信号ＳＩＬ、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２を受け、放電灯４の電気的状態を検出する。状態検出回路５６は、放電灯４の電気的状態、例えば駆動電力（ＶＬ×ＩＬ）を示す電力情報信号Ｓｐを電力制御回路５４に出力する。
【００５４】
電力制御回路５４は、第１基準電圧ＶＥ１を目標の状態を示す電圧として受ける。電力制御回路５４は、第１基準電圧ＶＥ１と電力情報信号Ｓｐの電圧との差に対応する誤差信号Ｓｅｒｒを生成する。電力制御回路５４は、誤差増幅器９０、位相補償回路９２、を含む。
誤差増幅器９０は、第１基準電圧ＶＥ１と電力情報信号Ｓｐの電圧との誤差を増幅し、誤差信号Ｓｅｒｒを生成する。
位相補償回路９２は、誤差信号Ｓｅｒｒの位相を電力情報信号Ｓｐの位相に対して補償し、制御回路１０全体の発振を防止する。位相補償回路９２は、電力情報信号Ｓｐと誤差信号Ｓｅｒｒとの間に並列に設けられた位相補償キャパシタＣ２および第１５抵抗Ｒ１５を含む。
【００５５】
極性制御回路６２は、インバータ信号ＳＩＮＶを生成してスイッチ制御回路１０２および出力先選択回路６４に供給する。インバータ信号ＳＩＮＶは、第１状態φ１と第２状態φ２とで相補的なレベルを取る信号である。ここではインバータ信号ＳＩＮＶは、第１状態φ１においてハイレベルとなり、第２状態φ２においてローレベルとなる信号である。
極性制御回路６２は、放電灯点灯回路１００が第１状態φ１にあるかそれとも第２状態φ２にあるかに基づいて、第１制御信号Ｓ３および第２制御信号Ｓ４を生成する。
【００５６】
出力調節回路６０は、誤差信号Ｓｅｒｒに基づいてそれぞれのＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する。出力調節回路６０は、ＰＷＭコンパレータ１０８、鋸波生成回路１１０、デューティ比制限回路１１２、を含む。
【００５７】
鋸波生成回路１１０は、ＰＷＭ周波数ｆ２の三角波状あるいはのこぎり波状の周期信号Ｓｏｓｃを生成する。
ＰＷＭコンパレータ１０８は、誤差信号Ｓｅｒｒを周期信号Ｓｏｓｃと比較することにより制限前ＰＷＭ信号Ｓ８を生成する。
デューティ比制限回路１１２は、制限前ＰＷＭ信号Ｓ８と後述するＰＢＰ調整信号Ｓ７とを受ける。デューティ比制限回路１１２は、下記の場合を除いて制限前ＰＷＭ信号Ｓ８と波形が揃ったＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。デューティ比制限回路１１２は、制限前ＰＷＭ信号Ｓ８がハイレベルとなる期間中にＰＢＰ調整信号Ｓ７がローレベルとなると、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭをローレベルとする。そしてデューティ比制限回路１１２は、次に制限前ＰＷＭ信号Ｓ８がハイレベルとなるタイミングでＰＷＭ信号ＳＰＷＭをハイレベルとする。
【００５８】
出力先選択回路６４はインバータ信号ＳＩＮＶと、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭと、を受ける。出力先選択回路６４は、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭを増幅するバッファ回路を含んで構成される。出力先選択回路６４は、インバータ信号ＳＩＮＶがハイレベルをとる場合、増幅されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭを第１制御パルス信号Ｓ１として第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子に出力する。この際、出力先選択回路６４は第２制御パルス信号Ｓ２をローレベルに固定して第２スイッチング素子Ｍ２をオフとする。
【００５９】
出力先選択回路６４は、インバータ信号ＳＩＮＶがローレベルをとる場合、増幅されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭを第２制御パルス信号Ｓ２として第２スイッチング素子Ｍ２の制御端子に出力する。この際、出力先選択回路６４は第１制御パルス信号Ｓ１をローレベルに固定して第１スイッチング素子Ｍ１をオフとする。
【００６０】
電流制限回路５８は、それぞれのＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う。電流制限回路５８は、制御電圧生成回路５２から供給される第２基準電圧ＶＥ２（＝第２分圧点電圧ＶＮ２）をスイッチング電流の最大電流ＩＭ＿ＭＡＸを与える電圧として使用する。式３を参照すると第２分圧点電圧ＶＮ２は第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４の抵抗値によって調節することができる。つまり、制御回路１０が集積された後でも、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４の抵抗値を調節することにより、最大電流ＩＭ＿ＭＡＸを所望の電流値に設定できる。これは例えば放電灯点灯回路１００に使用される第１および第２スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のオン抵抗の絶対値やその温度特性に応じて補正する際に役に立つ。
【００６１】
電流制限回路５８は、第１ＰＢＰ監視回路９４、第２ＰＢＰ監視回路９６、ＡＮＤゲート９８、スイッチ制御回路１０２、を含む。
スイッチ制御回路１０２は、極性制御回路６２からインバータ信号ＳＩＮＶを、デューティ比制限回路１１２からＰＷＭ信号ＳＰＷＭを受けて、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４のオンオフを制御する。
第１ＰＢＰ監視回路９４は、第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる第１オン抵抗ＲＭ１に生じる電圧降下（＝第１ドレイン電圧ＶＭ１）が第２基準電圧ＶＥ２を越えると出力調節回路６０に第１スイッチング素子Ｍ１をオフとさせる。第１ＰＢＰ監視回路９４は、第１ＰＢＰコンパレータ１０４、第８スイッチング素子Ｍ８、第３スイッチＳＷ３、第１６抵抗Ｒ１６、第１７抵抗Ｒ１７、を含む。第１６抵抗Ｒ１６の一端には、第１ドレイン電圧ＶＭ１が印加される。第１６抵抗Ｒ１６の他端は、第３スイッチＳＷ３の一端および第１ＰＢＰコンパレータ１０４の非反転入力端子と接続される。第３スイッチＳＷ３の他端は接地される。第３スイッチＳＷ３のオンオフはスイッチ制御回路１０２によって制御される。スイッチ制御回路１０２は、第１状態φ１においては、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがハイレベル、つまり第１スイッチング素子Ｍ１がオンのときには第３スイッチＳＷ３をオフし、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがローレベル、つまり第１スイッチング素子Ｍ１がオフのときには第３スイッチＳＷ３をオンする。スイッチ制御回路１０２は、第２状態φ２においては、第３スイッチＳＷ３をオンする。言い換えると、スイッチ制御回路１０２は、第１スイッチング素子Ｍ１がオンのときには第３スイッチＳＷ３をオフし、第１スイッチング素子Ｍ１がオフのときには第３スイッチＳＷ３をオンする。
【００６２】
第１ＰＢＰコンパレータ１０４の反転入力端子には、第２基準電圧ＶＥ２が印加される。
第１７抵抗Ｒ１７と第８スイッチング素子Ｍ８は、電源電圧Ｖｃｃが印加される電源端子と接地端子との間に直列にこの順に設けられている。たとえば第８スイッチング素子Ｍ８はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第１ＰＢＰコンパレータ１０４の出力端子は、第８スイッチング素子Ｍ８のゲートと接続される。第１７抵抗Ｒ１７の一端と第８スイッチング素子Ｍ８のドレインとの接続点に生じる第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５はＡＮＤゲート９８に供給される。第１ＰＢＰ監視回路９４では、第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間中に、第１ドレイン電圧ＶＭ１が第２基準電圧ＶＥ２を上回ると、第８スイッチング素子Ｍ８がオンとされ、第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５がローレベルとなる。第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５がローレベルとなると、デューティ比制限回路１１２において第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５がローレベルとなった時点から残りの１パルス分のオン期間が終了するまで第１スイッチング素子Ｍ１はオフとされる。第１スイッチング素子Ｍ１がオフとされるので第３スイッチＳＷ３はオンとなり、第８スイッチング素子Ｍ８は再びオフとされる。
【００６３】
第２ＰＢＰ監視回路９６は、第２スイッチング電流ＩＭ２が流れる第２オン抵抗ＲＭ２に生じる電圧降下（＝第２ドレイン電圧ＶＭ２）が第２基準電圧ＶＥ２を越えると出力調節回路６０に第２スイッチング素子Ｍ２をオフとさせる。
第２ＰＢＰ監視回路９６は、第１ＰＢＰ監視回路９４と同様の構成を有する。すなわち、第２ＰＢＰコンパレータ１０６と第１ＰＢＰコンパレータ１０４、第９スイッチング素子Ｍ９と第８スイッチング素子Ｍ８、第４スイッチＳＷ４と第３スイッチＳＷ３、第１８抵抗Ｒ１８と第１６抵抗Ｒ１６、第１９抵抗Ｒ１９と第１７抵抗Ｒ１７、は対応している。ただし、第１８抵抗Ｒ１８の一端には第２ドレイン電圧ＶＭ２が印加される。また、スイッチ制御回路１０２は、第２状態φ２においては、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがハイレベル、つまり第２スイッチング素子Ｍ２がオンのときには第４スイッチＳＷ４をオフし、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがローレベル、つまり第２スイッチング素子Ｍ２がオフのときには第４スイッチＳＷ４をオンする。スイッチ制御回路１０２は、第１状態φ１においては、第４スイッチＳＷ４をオンする。言い換えると、スイッチ制御回路１０２は、第２スイッチング素子Ｍ２がオンのときには第４スイッチＳＷ４をオフし、第２スイッチング素子Ｍ２がオフのときには第４スイッチＳＷ４をオンする。
【００６４】
第２ＰＢＰ監視回路９６では、第２スイッチング素子Ｍ２のオン期間中に、第２ドレイン電圧ＶＭ２が第２基準電圧ＶＥ２を上回ると、第９スイッチング素子Ｍ９がオンとされ、第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６がローレベルとなる。第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６がローレベルとなると、デューティ比制限回路１１２において第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６がローレベルとなった時点から残りの１パルス分のオン期間が終了するまで第２スイッチング素子Ｍ２はオフとされる。第２スイッチング素子Ｍ２がオフとされるので第４スイッチＳＷ４はオンとなり、第９スイッチング素子Ｍ９は再びオフとされる。
【００６５】
ＡＮＤゲート９８は、第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５と第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６との論理積をＰＢＰ調整信号Ｓ７としてデューティ比制限回路１１２に出力する。
【００６６】
図３は、制御回路１０の電流制限機能に関する波形を示すタイムチャートである。図３の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図３では上から、周期信号Ｓｏｓｃ、制限前ＰＷＭ信号Ｓ８、ＰＢＰ調整信号Ｓ７、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭ、が示される。周期信号Ｓｏｓｃと同じ段に示される破線は誤差信号Ｓｅｒｒの電圧Ｖｅｒｒを示す。図３では、第１状態φ１において、第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間中に第１ドレイン電圧ＶＭ１が第２基準電圧ＶＥ２を越える場合を考える。
【００６７】
第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間中（ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがハイレベル）である時刻ｔ１に第１ドレイン電圧ＶＭ１が第２基準電圧ＶＥ２を越えたとする。すると第１ＰＢＰコンパレータ１０４によって第８スイッチング素子Ｍ８がオンされ、ＰＢＰ調整信号Ｓ７はローレベルとなる。デューティ比制限回路１１２はＰＢＰ調整信号Ｓ７がローレベルとなったことを受けて、時刻ｔ１からＰＷＭ信号ＳＰＷＭをローレベルとする。ここで、第１スイッチング素子Ｍ１がオフとなるので第３スイッチＳＷ３はオンとなり、第８スイッチング素子Ｍ８は再びオフとされ、ＰＢＰ調整信号Ｓ７はハイレベルに戻る。ＰＢＰ調整信号Ｓ７が一旦ローレベルとなってからハイレベルに戻るまでの時間は図３で示される時間スケールよりも非常に短いので、図３ではＰＢＰ調整信号Ｓ７は、時刻ｔ１においてローレベルに落ちるパルスを有する信号として描かれている。
次に制限前ＰＷＭ信号Ｓ８に立ち上がりエッジが現れる時刻ｔ２において、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭもまたハイレベルとなる。以降、第１スイッチング素子Ｍ１に流れる第１スイッチング電流ＩＭ１が第２基準電圧ＶＥ２で規定される最大電流ＩＭ＿ＭＡＸよりも多くなる状態が続く限り同様にパルス毎に第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間が制限される。これにより、第１スイッチング素子Ｍ１に過電流が流れるのを防止できる。第２スイッチング素子Ｍ２についても同様である。
【００６８】
図４は、温度情報変換回路５０における変換規則の一例を示すグラフである。第１オン抵抗ＲＭ１および第２オン抵抗ＲＭ２は同様の絶対値および温度特性を有するので、それらを総称してオン抵抗ＲＭと表記する。曲線１１４は、（オン抵抗ＲＭ）・（最大電流ＩＭ＿ＭＡＸ）を示す。曲線１１４は、オン抵抗ＲＭの曲線的な温度変化を示している。第１線分１１６および第２線分１１８は第２基準電圧ＶＥ２（＝第２分圧点電圧ＶＮ２）を示す。第１線分１１６および第２線分１１８は、しきい値温度Ｔｔｈにおいて接続されている。
式３、式４、式６を参照すると、第２基準電圧ＶＥ２は、
【数８】
で表される。第１線分１１６は式１１に、第２線分１１８は式１２にそれぞれ対応する。第１増幅率Ａ１、第２増幅率Ａ２、第１オフセットＢ１、第２オフセットＢ２（以上、温度情報変換回路５０における変換規則）、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５、は、第１線分１１６および第２線分１１８が、曲線１１４を良く近似するように定められる。特に実施の形態では、制御回路１０を集積した後でも第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５、を変更することで容易に近似の度合いを微調整できる。
【００６９】
以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図５は、放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図５の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。
【００７０】
１． 電源投入
時刻ｔ１においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路１０は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１をアクティブ状態、第１スイッチＳＷ１をオフ状態とし（第１状態φ１）、バッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の高電圧（４００Ｖ）に昇圧して安定化する。
【００７１】
２． ブレークダウン
スタータ回路２０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１により生成された４００Ｖの第１出力電圧Ｖｏ１を受ける。パルス発生部２８は振幅４００Ｖのパルスをスタータトランス２２の１次コイル２４に印加する。図５に示すように、このときスタータトランス２２の２次コイル２６には、２０ｋＶ以上の高電圧パルスが発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧は１３〜２５ｋＶ程度まで上昇して時刻ｔ２においてブレークダウンし、グロー放電が始まる。
【００７２】
３． ＤＣ期間φＤＣ
ブレークダウンの後、制御回路１０はまず第１状態φ１においてランプ電流ＩＬを第１極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。次に制御回路１０は、第２状態φ２に切り替え、ランプ電流ＩＬを第２極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。この期間をＤＣ期間φＤＣと呼ぶこととする。このＤＣ期間φＤＣにおいてグロー放電からアーク放電へと移行させる。
【００７３】
ＤＣ期間φＤＣが終了してアーク放電が安定すると、制御回路１０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２および第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を制御して、点灯周期Ｔ１にて交互に第１状態φ１と第２状態φ２とを繰り返す。
【００７４】
図６（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路１００のＤＣ期間φＤＣ後の動作状態を示すタイムチャートである。図６（ａ）、（ｂ）の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図６（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。
【００７５】
４． ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路１０は、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２、ランプ電流ＩＬを監視し、フィードバックによって、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧を４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく。（図６（ａ））
【００７６】
５． 定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図６（ｂ））。なお、図６（ａ）、（ｂ）に示される駆動電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。また、図１〜図４で説明された電流制限機能および温度ディレーティング機能は定常点灯状態において動作することが想定されているが、無論他の状態（電源投入から定常点灯状態になるまで）で動作してもよい。
【００７７】
以上が実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００は、以下の利点を有する。
【００７８】
（１）実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によれば、ただひとつの温度情報変換回路５０によって放電灯点灯回路１００の温度Ｔが状態電流Ｉｓに変換される。つまり温度Ｔに依存する状態電流Ｉｓはひとつだけ生成される。放電灯点灯回路１００では、温度ディレーティング機能および電流制限機能のそれぞれで使用される基準電圧に状態電流Ｉｓを作用させることでそれぞれの機能に温度Ｔの情報を渡す。いわば、温度ディレーティング機能と電流制限機能とで温度情報変換回路５０を共用している。したがって、それぞれの機能毎に別個に温度を検知する回路を設けていた従来の構成と比べて、温度Ｔを状態電流Ｉｓに変換する部分を共通化した分だけ回路規模を削減でき、コストダウンに貢献する。
【００７９】
（２）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、電流制限機能が要求する基準電圧の温度特性（例えば、図４の曲線１１４）と、温度ディレーティング機能が要求する基準電圧の温度特性（例えば、式８のシンク電流Ｉｏ）とは異なるのであるが、それぞれの温度特性を、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５の抵抗値を適切に設定することにより実現している。言い換えると、状態電流Ｉｓをそれぞれの温度特性ごとに制御回路１０の集積される部分で加工するのではなく、状態電流Ｉｓはそのままで集積される部分の外部に設けられた抵抗の抵抗値を調整することでそれぞれの温度特性を実現している。これによりまず、状態電流Ｉｓをそれぞれの温度特性ごとに加工するための集積回路部分を設ける必要がなく、回路規模の削減に貢献する。また、制御回路１０の外部の抵抗値を変えることで温度特性を調節できるので、制御回路１０を集積した後での温度特性の微調整が可能となる。
【００８０】
（３）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、温度情報変換回路５０における変換規則は、温度Ｔと状態電流Ｉｓとの比例の係数が温度Ｔによって異なるように変換する規則とされる。これにより、非線形な温度特性などの複雑な温度特性にも対応することができる。また、変換規則は、第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる第１スイッチング素子Ｍ１の第１オン抵抗ＲＭ１の抵抗値の温度Ｔによる変化を打ち消すように定められる。したがって、図４に見られる通り、オン抵抗ＲＭが温度Ｔにより変化しても、スイッチング電流のしきい値電流はほぼ最大電流ＩＭ＿ＭＡＸのままとなる。つまり、温度Ｔによらずしきい値電流をほぼ一定にできる。
【００８１】
（４）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００は車両用灯具に搭載されるので比較的高温となる。かかる状況において放電灯点灯回路１００は、温度ディレーティング機能と、温度による変化が補償された電流制限機能と、を備えているので、放電灯点灯回路１００の安全性は従来の放電灯点灯回路と比べてより高い。
【００８２】
（５）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、その電流制限機能において全温度範囲に亘る管理が、温度ディレーティング機能において温度が高い範囲での管理が行われていると言える。つまり、管理すべき温度範囲が異なる２つの機能を、ひとつの温度情報（状態電流Ｉｓ）によって実現している。
【００８３】
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。実施の形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００８４】
温度ディレーティング調節回路８６の変形例を説明する。図７は、変形例に係る温度ディレーティング調節回路１２０の構成を示す回路図である。温度ディレーティング調節回路１２０は、第２０抵抗Ｒ２０、第５差動増幅回路１２２、第１電圧源１２４、第１０スイッチング素子Ｍ１０、第１１スイッチング素子Ｍ１１、第１２スイッチング素子Ｍ１２、第１３スイッチング素子Ｍ１３、第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４、を含む。
【００８５】
第２０抵抗Ｒ２０の一端には第１分圧点電圧ＶＮ１が印加される。第２０抵抗Ｒ２０の他端は、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１０スイッチング素子Ｍ１０のエミッタおよび第５差動増幅回路１２２の反転入力端子に接続される。第５差動増幅回路１２２の非反転入力端子には、第１電圧源１２４から第３基準電圧ＶＥ３が印加される。第５差動増幅回路１２２の出力端子は第１０スイッチング素子Ｍ１０のベースに接続される。第１０スイッチング素子Ｍ１０のコレクタは、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１２スイッチング素子Ｍ１２のコレクタ、およびｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１１スイッチング素子Ｍ１１のベースに接続される。第１２スイッチング素子Ｍ１２のベースはｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１３スイッチング素子Ｍ１３のベースと共通接続される。第１２スイッチング素子Ｍ１２のエミッタは、第１３スイッチング素子Ｍ１３のエミッタと接続され、接地される。第１１スイッチング素子Ｍ１１のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加される。第１１スイッチング素子Ｍ１１のエミッタは第１２スイッチング素子Ｍ１２のベースと接続される。第１３スイッチング素子Ｍ１３のコレクタは、第１３抵抗Ｒ１３と第１４抵抗Ｒ１４との第６接続ノードＮ６’に接続される。第６接続ノードＮ６’の電圧が第１基準電圧ＶＥ１’として誤差増幅器９０に供給される。
本変形例によると、第１分圧点電圧ＶＮ１が第３基準電圧ＶＥ３以上の電圧になるとシンク電流Ｉｏ’が流れ始める。シンク電流Ｉｏ’が流れると第６接続ノードＮ６’の第１基準電圧ＶＥ１’が低下する。また、第１分圧点電圧ＶＮ１が高いほどシンク電流Ｉｏ’は大きくなり、第１基準電圧ＶＥ１’の低下分が大きくなる。これにより温度ディレーティング機能が実現される。
【００８６】
実施の形態では、温度ディレーティング機能を実現するために、誤差増幅器９０の基準電圧側に温度ディレーティング調節回路８６を設ける場合について説明した。これは、誤差増幅器９０の電力情報信号Ｓｐ側（制御ライン側）にディレーティング情報に基づく調整を施すのではなく、誤差増幅器９０の基準電圧側にディレーティング情報に基づく調整を施すことを開示していると言える。実施の形態では、誤差増幅器９０の基準電圧側に作用させるディレーティング機能として温度ディレーティング機能を例として挙げて説明したが、これに限られない。
図８は、バッテリ電圧Ｖｂａｔのディレーティング機能に係るバッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６の構成を示す回路図である。バッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６は、温度ディレーティング調節回路８６の代わりに誤差増幅器９０の非反転入力端子に第１基準電圧ＶＥ１’’を供給する。バッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６は、第１４スイッチング素子Ｍ１４、第１５スイッチング素子Ｍ１５、第１６スイッチング素子Ｍ１６、第１７スイッチング素子Ｍ１７、第１８スイッチング素子Ｍ１８、第１９スイッチング素子Ｍ１９、第２０スイッチング素子Ｍ２０、第６差動増幅回路１２８、バッファ１３０、第２電圧源１３２、第２１抵抗Ｒ２１、第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４、を含む。
【００８７】
ｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１４スイッチング素子Ｍ１４のエミッタおよびｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１５スイッチング素子Ｍ１５のエミッタには、電源電圧Ｖｃｃが印加される。第１４スイッチング素子Ｍ１４および第１５スイッチング素子Ｍ１５は、ベースが共通接続され、そのベースはｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１６スイッチング素子Ｍ１６のエミッタと接続される。第１６スイッチング素子Ｍ１６のコレクタは接地され、ベースは第１４スイッチング素子Ｍ１４のコレクタと接続される。第１４スイッチング素子Ｍ１４のコレクタはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１７スイッチング素子Ｍ１７のドレインと接続される。第６差動増幅回路１２８の非反転入力端子には第２電圧源１３２から第４基準電圧ＶＥ４が印加される。第６差動増幅回路１２８の出力端子は第１７スイッチング素子Ｍ１７のゲートと、反転入力端子は第１７スイッチング素子Ｍ１７のソースと接続される。第１７スイッチング素子Ｍ１７のソースは第２１抵抗Ｒ２１の一端と接続される。バッテリ電圧Ｖｂａｔに相当する電圧（以下、バッテリ相当電圧Ｖｂａｔ’と称す）は、バッファ１３０でバッファされて第２１抵抗Ｒ２１の他端に印加される。
第１５スイッチング素子Ｍ１５のコレクタは、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第２０スイッチング素子Ｍ２０のベースおよびｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１８スイッチング素子Ｍ１８のコレクタと接続される。第１８スイッチング素子Ｍ１８のベースはｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１９スイッチング素子Ｍ１９のベースと接続され、さらに第２０スイッチング素子Ｍ２０のエミッタとも接続される。第１８スイッチング素子Ｍ１８のエミッタおよび第１９スイッチング素子Ｍ１９のエミッタは共に接地される。第２０スイッチング素子Ｍ２０のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加される。第１９スイッチング素子Ｍ１９のコレクタは第１３抵抗Ｒ１３と第１４抵抗Ｒ１４との第６接続ノードＮ６’’に接続される。
バッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６では、バッテリ相当電圧Ｖｂａｔ’が予め設定される第４基準電圧ＶＥ４よりも低くなると、第１９スイッチング素子Ｍ１９にシンク電流Ｉｏ’’が流れ始める。シンク電流Ｉｏ’’が流れると第６接続ノードＮ６’’の第１基準電圧ＶＥ１’’が低下する。また、バッテリ相当電圧Ｖｂａｔ’が低いほどシンク電流Ｉｏ’’は大きくなり、第１基準電圧ＶＥ１’’の低下分が大きくなる。これによりバッテリ電圧Ｖｂａｔのディレーティング機能が実現される。
【００８８】
実施の形態では、温度ディレーティング調節回路８６においてシンク電流Ｉｏを第６接続ノードＮ６からシンクすることで温度ディレーティング機能を調節する場合について説明したが、これに限られず、電流をソースすることで温度ディレーティング機能を調節してもよいし、電流のシンク・ソースを組み合わせて温度ディレーティング機能を調節してもよい。
【００８９】
実施の形態では、正の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して、放電灯４に印加する場合（正極点灯と称する）について説明したが、負の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して放電灯４を駆動してもよい（負極点灯と称する）。この場合、図１における第１整流ダイオードＤ１、第２整流ダイオードＤ２の向き、第１、第２トランス１４、１６それぞれの２次巻線の極性、および各トランスの２次巻線側に接続されたスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の向きを反転すればよい。
【００９０】
実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の制御回路１０またはその一部にマイコンを用いてもよい。
【００９１】
実施の形態では、車両用の放電灯４を駆動する放電灯点灯回路１００を例に説明をしたが、本発明の用途はこれに限定されない。例えば、上述した動作シーケンスが当てはまらない、ランプ電流が直流となるＬＥＤなどの光源の点灯回路、特に動作の環境を示す情報に基づいた制御を行う光源点灯回路に広く適用できる。
【００９２】
実施の形態で説明した回路において、信号のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。
【００９３】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【符号の説明】
【００９４】
４ 放電灯、 ６ バッテリ、 ８ 電源スイッチ、 １０ 制御回路、 １２ 駆動電圧生成回路、 ２０ スタータ回路、 ３０ 第１分圧回路、 ４０ 第２分圧回路、 ５０ 温度情報変換回路、 ５２ 制御電圧生成回路、 ５４ 電力制御回路、 ５６ 状態検出回路、 ５８ 電流制限回路、 ６０ 出力調節回路、 ６２ 極性制御回路、 ６４ 出力先選択回路、 １００ 放電灯点灯回路、 Ｉｓ 状態電流、 ＶＬ 駆動電圧、 Ｔ 温度。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、動作の環境を示す情報に基づいた制御を行う光源点灯回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、前照灯などの車両用灯具として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖもしくは２４Ｖの車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。
【０００３】
放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するＨブリッジ回路などのスイッチング回路と、スタータ回路と、これらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている（たとえば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−３２９７７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
放電灯点灯回路は、温度に対する各種の保護機能を有している。従来では、この保護機能ごとに温度情報を検知する回路を設ける場合が多い。近年の放電灯点灯回路の高性能化に伴い、要求される保護機能の種類も増加傾向に有る。このような状況において、保護機能毎に温度を検知する回路を設けていたのでは、回路規模の増大やコストアップにつながりかねない。
【０００６】
このような課題は放電灯の点灯回路に限らずＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの光源の点灯回路にも生じうる。
【０００７】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、温度などの動作の環境を示す情報を検知する回路を共用できる光源点灯回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある態様は、光源点灯回路に関する。この光源点灯回路は、駆動対象の光源に駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、駆動電圧生成回路を制御する制御回路と、を備える。制御回路は、それぞれが制御電圧を必要とする複数の処理回路であって駆動電圧生成回路の少なくとも一部を制御する複数の処理回路と、複数の処理回路で必要とされる複数の制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、動作の環境を示す情報を所定の変換規則によって状態電流に変換する環境情報変換回路と、を含む。制御電圧生成回路は、複数の制御電圧のそれぞれを状態電流を用いて調節し、制御電圧生成回路は、複数の制御電圧のうちの少なくともひとつについて、基準電圧を抵抗要素で分圧し、その分圧点に状態電流を流すことによって得られる分圧点の電圧を制御電圧とする。
【０００９】
この態様によると、複数の処理回路のそれぞれに必要な制御電圧は、環境情報変換回路によって生成される状態電流によって調節される。したがって複数の処理回路は、動作の環境を示す情報を状態電流に変換する回路を共用していると言える。
【００１０】
動作の環境を示す情報は、当該光源点灯回路の温度であってもよい。変換規則は、温度と状態電流との比例の係数が温度によって異なるように変換する規則であってもよい。この場合、処理回路におけるより複雑な温度制御にも対応できる。
【００１１】
駆動電圧生成回路は、駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含んでもよい。制御回路は、スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含んでもよい。複数の処理回路のうちのひとつは、スイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う電流制限回路であってもよい。電流制限回路における制御電圧は、スイッチング電流のしきい値電流を与える電圧であってもよい。電流制限回路は、スイッチング電流が流れる抵抗要素に生じる電圧降下がその制御電圧を越えると出力調整回路にスイッチング素子をオフとさせてもよい。変換規則は、スイッチング電流が流れる抵抗要素の抵抗値の温度による変化を打ち消すように定められてもよい。この場合、広い温度範囲に亘ってスイッチング素子が保護されうる。
【００１２】
駆動電圧生成回路は、駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含んでもよい。制御回路は、誤差信号に基づいてスイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含んでもよい。複数の処理回路のうちのひとつは、光源の電気的状態と目標の状態とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅回路であってもよい。誤差増幅回路における制御電圧は、目標の状態を示す電圧であってもよい。誤差増幅回路は、光源の電気的状態を示す電圧と制御電圧との差に対応する誤差信号を生成してもよい。制御電圧生成回路は、当該光源点灯回路の温度が所定のしきい値温度より高くなると光源へ供給する電力を下げるように誤差増幅回路の制御電圧を調節してもよい。この場合、しきい値温度より高い温度においては光源へ供給する電力を下げることにより、熱の発生を低減しうる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、温度などの動作の環境を示す情報を検知する回路を共用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。
【図２】図１の制御回路およびその周辺の構成を示す回路図である。
【図３】図１の制御回路の電流制限機能に関する波形を示すタイムチャートである。
【図４】図２の温度情報変換回路における変換規則の一例を示すグラフである。
【図５】図１の放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。
【図７】変形例に係る温度ディレーティング調節回路の構成を示す回路図である。
【図８】バッテリ電圧ディレーティング調節回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には適宜同一の符号を付するものとし、重複した説明は省略する。また、各図面において説明上で重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることとする。
【００１６】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００１７】
実施の形態に係る放電灯点灯回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子に過電流が流れるのを防ぐための電流制限機能と、高温時に駆動電力を低減する温度ディレーティング機能と、を備える。放電灯点灯回路は、放電灯点灯回路の温度の情報を取得し状態電流に変換する温度情報変換回路をひとつ有し、その温度情報変換回路が生成する状態電流を用いて、電流制限機能および温度ディレーティング機能を制御する。これにより、電流制限機能や温度ディレーティング機能などの機能毎に温度の情報を取得、変換していた従来と比べて、回路規模を縮小でき、コストダウンに貢献する。
ディレーティング機能とは、バッテリ電圧の低下時や高温時に放電灯に供給する駆動電力を下げることで放電灯点灯回路の安全性を高める機能である。温度ディレーティング機能とは放電灯点灯回路の温度に対するディレーティング機能である。
【００１８】
図１は、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路１００は、車載用のメタルハライドランプである放電灯４を駆動する。放電灯点灯回路１００および放電灯４は、車両用灯具に搭載される。放電灯点灯回路１００は、車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８と接続される。
【００１９】
バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、バッテリ６からバッテリ電圧Ｖｂａｔが放電灯点灯回路１００に供給される。
【００２０】
放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。
【００２１】
放電灯点灯回路１００は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、制御回路１０、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、電流検出抵抗Ｒｄ、第１分圧回路３０、第２分圧回路４０、第５抵抗Ｒ５、入力キャパシタＣ１、を備える。
【００２２】
入力キャパシタＣ１は、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣ１は第１トランス１４、第２トランス１６の近傍に設けられており、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。
【００２３】
制御回路１０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、放電灯点灯回路１００のシーケンスを制御するとともに、放電灯４に供給する電力を調節する。制御回路１０は、以下のシーケンスを実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１． 電源投入
２． ブレークダウン
３． ＤＣ期間
４． ランナップ
５． 定常点灯
各シーケンスの詳細は後述する。
【００２４】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２は、放電灯４に対する駆動電圧ＶＬを生成する駆動電圧生成回路１２を形成する。駆動電圧生成回路１２は、ランナップおよび定常点灯期間において、放電灯４の両端間に点灯周波数ｆ１の交流の駆動電圧ＶＬを供給する。点灯周波数ｆ１は１０ｋＨｚ以下、さらには２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定されることが好ましく、本実施の形態では３００Ｈｚに設定される。点灯周波数ｆ１の逆数を点灯周期Ｔ１（＝１／ｆ１）という。
【００２５】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第１スイッチング素子Ｍ１、第１トランス１４、第１整流ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１を含む。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１のトポロジーは一般的なものであるため簡潔に説明する。
【００２６】
第１トランス１４の１次コイルＬ１と第１スイッチング素子Ｍ１は、入力キャパシタＣ１と並列に、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）との間に直列に設けられている。たとえば第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。第１スイッチング素子Ｍ１がオンとなると、第１スイッチング素子Ｍ１のドレインからソースに向けて第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる。その際、第１スイッチング素子Ｍ１の第１オン抵抗ＲＭ１（不図示）には電圧降下が生じ、第１スイッチング素子Ｍ１のドレインには第１ドレイン電圧ＶＭ１（＝ＩＭ１×ＲＭ１）が発生する。制御回路１０は、この第１ドレイン電圧ＶＭ１を取得し、後述する第１ＰＢＰ（Ｐｕｌｓｅ Ｂｙ Ｐｕｌｓｅ）監視回路９４での制御に使用する。
第１トランス１４の２次コイルＬ２の一端は接地されており、その他端は第１整流ダイオードＤ１のアノードと接続される。第１出力キャパシタＣｏ１は第１整流ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。
【００２７】
第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、点灯周波数ｆ１より高いＰＷＭ周波数ｆ２の第１制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえばＰＷＭ周波数ｆ２は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、第１制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。制御回路１０は、放電灯４の電気的状態にもとづいてフィードバックによって第１制御パルス信号Ｓ１のハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。
【００２８】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の一端Ｐ１に第１出力電圧Ｖｏ１を供給する。
【００２９】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第１整流ダイオードＤ１と第２整流ダイオードＤ２、第１出力キャパシタＣｏ１と第２出力キャパシタＣｏ２、第１トランス１４と第２トランス１６、第１スイッチング素子Ｍ１と第２スイッチング素子Ｍ２は対応している。第２スイッチング素子Ｍ２がオンとなると、第２スイッチング素子Ｍ２のドレインからソースに向けて第２スイッチング電流ＩＭ２が流れる。その際、第２スイッチング素子Ｍ２の第２オン抵抗ＲＭ２（不図示）には電圧降下が生じ、第２スイッチング素子Ｍ２のドレインには第２ドレイン電圧ＶＭ２（＝ＩＭ２×ＲＭ２）が発生する。制御回路１０は、この第２ドレイン電圧ＶＭ２を取得し、後述する第２ＰＢＰ監視回路９６での制御に使用する。第２スイッチング素子Ｍ２のオン、オフは、放電灯４の電気的状態にもとづいたフィードバックによって、制御回路１０が生成する第２制御パルス信号Ｓ２によって制御される。
以下、第１スイッチング素子Ｍ１および第２スイッチング素子Ｍ２の両方に、同様の特性を有するＮチャンネルＭＯＳＦＥＴが使用される場合を考える。したがって、第１オン抵抗ＲＭ１および第２オン抵抗ＲＭ２は同様の絶対値および温度特性を有する。第１スイッチング素子Ｍ１および第２スイッチング素子Ｍ２の両方について、安全性を確保する観点からドレイン−ソース間に流すことのできるスイッチング電流の最大値、を最大電流ＩＭ＿ＭＡＸと定める。
【００３０】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２も、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２を供給する。
【００３１】
第１スイッチＳＷ１は、放電灯４の一端Ｐ１側に設けられ、オン状態において、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）との間を電気的に導通させる。第２スイッチＳＷ２は、放電灯４の他端Ｐ２側に設けられ、オン状態において、放電灯４の他端Ｐ２と固定電圧端子（接地端子）との間を電気的に導通させる。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）もしくはＭＯＳＦＥＴが好適であるが、その他の代替デバイスを用いても構わない。第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２それぞれのオン、オフ状態は、制御回路１０からの第１制御信号Ｓ３、第２制御信号Ｓ４に応じて制御される。
【００３２】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、点灯周波数ｆ１で相補的にアクティブ状態と非アクティブ状態を繰り返す。つまり第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな期間と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな期間とはそれぞれ、点灯周期Ｔ１の半周期となる。以下、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな状態を第１状態φ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな状態を第２状態φ２と称する。第１スイッチＳＷ１は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブのとき、つまり第２状態φ２においてオンし、第２スイッチＳＷ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブのとき、つまり第１状態φ１においてオンする。
【００３３】
第１状態φ１においては、放電灯４の一端Ｐ１に第１出力電圧Ｖｏ１が、他端Ｐ２に接地電圧（０Ｖ）が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ１）が第１極性にて印加される。第２状態φ２においては、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２が、一端Ｐ１に接地電圧が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ２）が第１極性と反対の第２極性にて印加される。
【００３４】
ランナップおよび定常点灯期間において、制御回路１０は、第１状態φ１と第２状態φ２とを点灯周期Ｔ１にて交互に繰り返す。その結果、放電灯４には、交流の駆動電圧ＶＬが供給される。
【００３５】
電流検出抵抗Ｒｄは、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では電流検出抵抗Ｒｄは、共通接続された第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のエミッタと、接地端子との間に設けられる。第１状態φ１においては、放電灯４に第１極性（図１中の右向き）に流れるランプ電流が流れ、第２状態φ２においては、第２極性（図１中の左向き）に流れるランプ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒｄには、第１状態φ１、第２状態φ２のそれぞれにおいて、ランプ電流ＩＬに比例した電圧降下（電流検出信号ＳＩＬと称する）が発生する。電流検出信号ＳＩＬは、制御回路１０へ入力される。
【００３６】
スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために設けられる。スタータ回路２０は、スタータトランス２２およびパルス発生部２８を含む。パルス発生部２８は、スタータトランス２２の１次コイル２４に対して、振幅が４００Ｖ〜１ｋＶのパルス電圧を印加する。その結果、２次コイル２６側には、スタータトランス２２の巻線比に応じた高電圧パルス（たとえば２０ｋＶ）が発生し、放電灯４に印加される。その結果、放電灯４がブレークダウンし、放電が開始する。
【００３７】
第１分圧回路３０は、電源電圧Ｖｃｃを所定の分圧比で分圧する。電源電圧Ｖｃｃは、バッテリ電圧Ｖｂａｔから生成される固定電圧であり、例えば３Ｖである。第１分圧回路３０は、接地端子と電源電圧Ｖｃｃを与える電源端子との間に直列に接続された第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２を含む。第１抵抗Ｒ１の一端と第２抵抗Ｒ２の一端とが接続された第１接続ノードＮ１（分圧点）は、制御回路１０の電力調整端子Ｐ３と接続される。後述するが、電力調整端子Ｐ３から状態電流Ｉｓが第１接続ノードＮ１へ流れ込む。したがって、第１接続ノードＮ１の電圧である第１分圧点電圧ＶＮ１は、状態電流Ｉｓと第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とで決まる値、つまり
【数１】
となる。式１の右辺第２項は第１分圧点電圧ＶＮ１のオフセットを表し、
【数２】
が成立することから、オフセットは分圧比α＝Ｒ２／Ｒ１の関数である。式１の右辺第１項は第１分圧点電圧ＶＮ１の状態電流Ｉｓへの比例部分を表す。その比例の定数は第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とが並列に接続された場合の合成抵抗である。
これにより、状態電流Ｉｓに比例した第１分圧点電圧ＶＮ１（後述するが、これは制御回路１０の温度ディレーティング調節回路８６へ供給される電圧である）が得られるだけでなく、分圧比を変えることにより第１分圧点電圧ＶＮ１のオフセットを、全体の抵抗値を変えることによって比例の定数を変えることができる。第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２は集積された制御回路１０の外部に設けられているため、その抵抗値の変更は容易である。したがって実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第１分圧点電圧ＶＮ１のオフセットや比例の常数の設定や微調整が容易となる。
【００３８】
第２分圧回路４０は、第１分圧回路３０と同様の構成を有する。第２分圧回路４０は、接地端子と電源電圧Ｖｃｃを与える電源端子との間に直列に接続された第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を含む。第３抵抗Ｒ３の一端と第４抵抗Ｒ４の一端とが接続された第２接続ノードＮ２（分圧点）は、ＰＢＰ調整端子Ｐ４と接続される。後述するが、ＰＢＰ調整端子Ｐ４から状態電流Ｉｓが第２接続ノードＮ２へ流れ込む。したがって、第２接続ノードＮ２の電圧である第２分圧点電圧ＶＮ２は、状態電流Ｉｓと第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４とで決まる値、つまり
【数３】
となる。したがって第１分圧回路３０と同様、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第２分圧点電圧ＶＮ２（後述するが、これは制御回路１０の電流制限回路５８へ供給される電圧である）のオフセットや比例の常数の設定や微調整が容易となる。
【００３９】
第５抵抗Ｒ５の一端は、制御回路１０の電流変換端子Ｐ５に接続される。第５抵抗Ｒ５の他端は接地される。後述するが、第５抵抗Ｒ５の抵抗値の大きさによって状態電流Ｉｓの大きさが制御される。
【００４０】
図２は、制御回路１０およびその周辺の構成を示す回路図である。制御回路１０は図２に示される部材以外にも放電灯点灯回路１００の各機能を実現するための他の部材を含むが、説明を明瞭とするため、それらの部材は図２では省略される。
制御回路１０は、温度情報変換回路５０、制御電圧生成回路５２、電力制御回路５４、状態検出回路５６、電流制限回路５８、出力調節回路６０、極性制御回路６２、出力先選択回路６４、を含む。
【００４１】
温度情報変換回路５０は、動作の環境を示す情報、例えば放電灯点灯回路１００の温度Ｔを所定の変換規則によって状態電流Ｉｓに変換する。状態電流Ｉｓの温度Ｔへの依存性は、電力制御回路５４や電流制限回路５８などで所望の温度特性を実現するために使用される。したがって、非線形な温度特性などの複雑な温度特性にも対応するために、温度情報変換回路５０における変換規則は、温度Ｔと状態電流Ｉｓとの比例の係数が温度Ｔによって異なるように変換する規則とされる。例えば、変換規則は、第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる第１スイッチング素子Ｍ１の第１オン抵抗ＲＭ１の抵抗値の温度Ｔによる変化を打ち消すように定められる。
【００４２】
温度情報変換回路５０は、温度情報取得回路６６、関数変換回路６８、ＧＭアンプ７０、を含む。
温度情報取得回路６６は、サーマルダイオードなどの温度センサを含んで構成される。温度情報取得回路６６は、サーマルダイオードを用いて放電灯点灯回路１００の温度Ｔに比例した検出温度電圧ＶＴを生成する。この比例の定数は、サーマルダイオードに流す電流などの測定条件やサーマルダイオードの特性によって決まる。以下、放電灯点灯回路１００はその全体に亘って一様な温度Ｔを有する場合を考える。しかしながら以下の説明は、放電灯点灯回路１００に温度勾配が有る場合にも適用できることは当業者には理解される。
【００４３】
関数変換回路６８は、第１吐出型増幅回路７２、第２吐出型増幅回路７４、第６抵抗Ｒ６、を含む。
第１吐出型増幅回路７２は、検出温度電圧ＶＴを受け、温度変換電圧Ｖｍを出力する。第１吐出型増幅回路７２は、第１差動増幅回路７６、第１吐出ダイオード７８や、増幅率およびオフセットを決定するための図示しない複数の抵抗を含む。第１差動増幅回路７６の非反転入力端子には検出温度電圧ＶＴが印加される。第１差動増幅回路７６の出力端子には第１吐出ダイオード７８のアノードが接続される。第１吐出ダイオード７８のカソード側の温度変換電圧Ｖｍは、第１差動増幅回路７６の反転入力端子に印加され、フィードバックが構成される。
第２吐出型増幅回路７４は、第１吐出型増幅回路７２と同様の構成を有する。すなわち、第２差動増幅回路８０と第１差動増幅回路７６、第２吐出ダイオード８２と第１吐出ダイオード７８は対応している。ただし、第２差動増幅回路８０で設定される増幅率およびオフセットは、第１差動増幅回路７６で設定されるそれとは異なる。
第１吐出ダイオード７８のカソードと第２吐出ダイオード８２のカソードとが接続された第３接続ノードＮ３には、第６抵抗Ｒ６の一端が接続される。第６抵抗Ｒ６の他端は接地される。
【００４４】
関数変換回路６８では、第１吐出型増幅回路７２と第２吐出型増幅回路７４とが並列に接続され、それぞれに検出温度電圧ＶＴが入力される。第１吐出型増幅回路７２の出力と第２吐出型増幅回路７４の出力とが接続される第３接続ノードＮ３に現れる温度変換電圧Ｖｍは、第１差動増幅回路７６がその増幅率およびオフセットに基づき出力すべき電圧もしくは第２差動増幅回路８０がその増幅率およびオフセットに基づき出力すべき電圧のうち高い方の電圧となる。ここでは特に、温度変換電圧Ｖｍは、ある検出温度電圧ＶＴの値（つまり、あるしきい値温度Ｔｔｈ）を境に、温度Ｔがしきい値温度Ｔｔｈよりも小さい場合は一方の吐出型増幅回路が出力すべき電圧、温度Ｔがしきい値温度Ｔｔｈ以上の場合は他方の吐出型増幅回路が出力すべき電圧となる場合（折れ線）を考える。第１差動増幅回路７６の増幅率およびオフセットと、第２差動増幅回路８０の増幅率およびオフセットは、そのような温度変換電圧Ｖｍを与えるように適切に設定される。数式で表すと、
【数４】
となる。但し、第１増幅率Ａ１、第２増幅率Ａ２、第１オフセットＢ１、第２オフセットＢ２はいずれも正の実数である。
【００４５】
ＧＭアンプ７０は、温度変換電圧Ｖｍを受け、それを状態電流Ｉｓに変換する。ＧＭアンプ７０の出力側は電流変換端子Ｐ５を介して制御回路１０の外部に設けられた第５抵抗Ｒ５の一端と接続される。ＧＭアンプ７０が生成する状態電流Ｉｓの大きさは、第５抵抗Ｒ５の抵抗値を調節することによって調節される。これにより、制御回路１０を集積した後であっても、制御回路１０の外部の（つまり、集積されていない）第５抵抗Ｒ５の抵抗値を調節することによって状態電流Ｉｓの大きさを微調整できるので便利である。
ＧＭアンプ７０は、第３差動増幅回路８４、第３スイッチング素子Ｍ３、を含む。第３差動増幅回路８４の非反転入力端子には、温度変換電圧Ｖｍが印加される。第３差動増幅回路８４の出力端子は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第３スイッチング素子Ｍ３のベースと接続される。第３スイッチング素子Ｍ３のエミッタは第３差動増幅回路８４の反転入力端子と接続され、フィードバックが形成される。第３スイッチング素子Ｍ３のエミッタはまた、電流変換端子Ｐ５と接続される。第３スイッチング素子Ｍ３は、そのコレクタから下記の式６で与えられる状態電流Ｉｓを引き込む。
Ｉｓ＝Ｖｍ／Ｒ５ …（式６）
【００４６】
制御電圧生成回路５２は、状態電流Ｉｓを基に、電力制御回路５４で必要とされる第１基準電圧ＶＥ１および電流制限回路５８で必要とされる第２基準電圧ＶＥ２を生成する。制御電圧生成回路５２は、第１基準電圧ＶＥ１および第２基準電圧ＶＥ２のそれぞれを状態電流Ｉｓを用いて調節する。制御電圧生成回路５２は、第１基準電圧ＶＥ１について、電力調整端子Ｐ３を介して第１分圧回路３０に状態電流Ｉｓを供給し、第１分圧点電圧ＶＮ１を得る。制御電圧生成回路５２は、第１分圧点電圧ＶＮ１をさらに加工して第１基準電圧ＶＥ１とする。
制御電圧生成回路５２は、第２基準電圧ＶＥ２について、ＰＢＰ調整端子Ｐ４を介して第２分圧回路４０に状態電流Ｉｓを供給し、第２分圧点電圧ＶＮ２を得る。制御電圧生成回路５２は、第２分圧点電圧ＶＮ２を第２基準電圧ＶＥ２とする。
制御電圧生成回路５２は、放電灯点灯回路１００の温度Ｔが所定の温度ディレーティング開始温度Ｔｄより高くなると放電灯４へ供給する電力を下げるように第１基準電圧ＶＥ１を調節する。特に、温度ディレーティング開始温度Ｔｄはしきい値温度Ｔｔｈよりも高く設定される。つまり、温度ディレーティングが必要な温度領域において、温度Ｔに対する第１基準電圧ＶＥ１の変化が単純、特に線形となるように温度ディレーティング開始温度Ｔｄが設定される。これは、温度ディレーティング機能の制御の観点から好ましい。
【００４７】
制御電圧生成回路５２は、電流源ＣＭ、温度ディレーティング調節回路８６、を含む。
電流源ＣＭは、ＧＭアンプ７０によって生成される状態電流Ｉｓと同じ大きさの電流を電力調整端子Ｐ３およびＰＢＰ調整端子Ｐ４に供給する。電流源ＣＭは、例えばカレントミラー回路である。電流源ＣＭは、第７抵抗Ｒ７、第８抵抗Ｒ８、第９抵抗Ｒ９、第４スイッチング素子Ｍ４、第５スイッチング素子Ｍ５、第６スイッチング素子Ｍ６、を含む。第７抵抗Ｒ７、第８抵抗Ｒ８、第９抵抗Ｒ９の抵抗値は等しく設定される。第４スイッチング素子Ｍ４、第５スイッチング素子Ｍ５、第６スイッチング素子Ｍ６はいずれもｐｎｐ型バイポーラトランジスタであり、それらのベースは共通接続されている。第７抵抗Ｒ７の一端、第８抵抗Ｒ８の一端および第９抵抗Ｒ９の一端は電源電圧Ｖｄと接続される。ここで電源電圧Ｖｄは、電源電圧Ｖｃｃとは別の固定電圧であり、例えば６Ｖである。第９抵抗Ｒ９の他端は第６スイッチング素子Ｍ６のエミッタと接続される。第６スイッチング素子Ｍ６のコレクタは、第６スイッチング素子Ｍ６のベースと接続されると共に、第３スイッチング素子Ｍ３のコレクタと接続される。第８抵抗Ｒ８の他端は、第５スイッチング素子Ｍ５のエミッタと接続される。第７抵抗Ｒ７の他端は、第４スイッチング素子Ｍ４のエミッタと接続される。
【００４８】
第５スイッチング素子Ｍ５のコレクタは電力調整端子Ｐ３と接続される。また、第５スイッチング素子Ｍ５のコレクタは、温度ディレーティング調節回路８６の第４差動増幅回路８８の非反転入力端子と接続される。第５スイッチング素子Ｍ５は、そのコレクタから電力調整端子Ｐ３に状態電流Ｉｓを供給する。電力調整端子Ｐ３は第１分圧回路３０の第１接続ノードＮ１と接続されているので、第５スイッチング素子Ｍ５のコレクタの電圧は式１で与えられる第１分圧点電圧ＶＮ１となる。したがって、第４差動増幅回路８８の非反転入力端子には、第１分圧点電圧ＶＮ１が印加される。
【００４９】
第４スイッチング素子Ｍ４のコレクタはＰＢＰ調整端子Ｐ４と接続される。また、第４スイッチング素子Ｍ４のコレクタは電流制限回路５８の基準電圧として使用される。第４スイッチング素子Ｍ４はそのコレクタからＰＢＰ調整端子Ｐ４に状態電流Ｉｓを供給する。ＰＢＰ調整端子Ｐ４は第２分圧回路４０の第２接続ノードＮ２と接続されているので、第４スイッチング素子Ｍ４のコレクタの電圧は式３で与えられる第２分圧点電圧ＶＮ２となる。
【００５０】
温度ディレーティング調節回路８６は、第１分圧点電圧ＶＮ１を加工し、第１基準電圧ＶＥ１を生成する。温度ディレーティング調節回路８６は、放電灯点灯回路１００の温度Ｔが温度ディレーティング開始温度Ｔｄより高くなると放電灯４へ供給する電力を下げるように第１基準電圧ＶＥ１を調節する。
温度ディレーティング調節回路８６は、第４差動増幅回路８８、第７スイッチング素子Ｍ７、第１０抵抗Ｒ１０、第１１抵抗Ｒ１１、第１２抵抗Ｒ１２、第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４、を含む。第４差動増幅回路８８の出力端子はｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第７スイッチング素子Ｍ７のベースと接続される。第１０抵抗Ｒ１０、第１１抵抗Ｒ１１、第１２抵抗Ｒ１２は、この順に直列に電源端子（Ｖｃｃ）と接地端子との間に設けられる。第１０抵抗Ｒ１０の一端と第１１抵抗Ｒ１１の一端との間の第４接続ノードＮ４の電圧は、第４差動増幅回路８８の反転入力端子に印加される。第１１抵抗Ｒ１１の他端と第１２抵抗Ｒ１２の一端との間の第５接続ノードＮ５は第７スイッチング素子Ｍ７のエミッタと接続される。第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４は、この順に直列に電源端子（Ｖｃｃ）と接地端子との間に設けられる。第１３抵抗Ｒ１３の一端と第１４抵抗Ｒ１４の一端との間の第６接続ノードＮ６は、第７スイッチング素子Ｍ７のコレクタと接続される。第６接続ノードＮ６の電圧が第１基準電圧ＶＥ１として電力制御回路５４に供給される。
【００５１】
温度ディレーティング調節回路８６では、第１分圧点電圧ＶＮ１があるしきい値電圧Ｖｔｈになると第６接続ノードＮ６からシンク電流Ｉｏを引き込み始める。ＶＮ１＝Ｖｔｈを与える温度Ｔが温度ディレーティング開始温度Ｔｄである。
実施の形態では、Ｒ１０：Ｒ１１＝１：２、および第１０抵抗Ｒ１０の抵抗値は第１２抵抗Ｒ１２の抵抗値よりも２桁程度大きく設定される。第１分圧点電圧ＶＮ１がしきい値電圧Ｖｔｈである２Ｖｃｃ／３より低い場合は、シンク電流Ｉｏは流れない。第１分圧点電圧ＶＮ１がしきい値電圧Ｖｔｈである２Ｖｃｃ／３より高くなると、シンク電流Ｉｏが流れ始める。この場合第５接続ノードＮ５に生じるシンク電圧Ｖｏは、下記の式７により与えられる。
【数５】
ここで、式７の導出には、式１、式４、式６を用いた。また、Ｔ＞Ｔｄ＞Ｔｔｈを用いた。シンク電流ＩｏはＩｏ＝Ｖｏ／Ｒ１２であることを考慮すると、シンク電流Ｉｏは、
【数６】
により定められる。このシンク電流Ｉｏを用いて第１基準電圧ＶＥ１は下記の式１０により与えられる。
【数７】
なお、温度Ｔの上昇と共にシンク電流Ｉｏが大きくなり第１基準電圧ＶＥ１がゼロとなると、それ以上温度Ｔが上昇しても第１基準電圧ＶＥ１はゼロもしくは所定の小さな値となる。
【００５２】
第２増幅率Ａ２、第２オフセットＢ２、電源電圧Ｖｃｃ、および第１２抵抗Ｒ１２の抵抗値が与えられ、所望の温度ディレーティングの特性、つまり温度ディレーティング開始温度ＴｄおよびＴ＞Ｔｄの温度範囲でのシンク電流Ｉｏの温度Ｔに対する傾きが与えられる場合、式８および式９を用いると、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第５抵抗Ｒ５の間の比を定めることができる。逆に言うと、制御回路１０が集積された後でも、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第５抵抗Ｒ５の抵抗値を調節することにより、所望の温度ディレーティングの特性を実現できる。これは例えば放電灯点灯回路１００に使用される各電子部品の特性のばらつきを補正したり、放電灯点灯回路１００が設置される温度環境の違いによりディレーティング特性を調整する際に役に立つ。
【００５３】
状態検出回路５６は、電流検出信号ＳＩＬ、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２を受け、放電灯４の電気的状態を検出する。状態検出回路５６は、放電灯４の電気的状態、例えば駆動電力（ＶＬ×ＩＬ）を示す電力情報信号Ｓｐを電力制御回路５４に出力する。
【００５４】
電力制御回路５４は、第１基準電圧ＶＥ１を目標の状態を示す電圧として受ける。電力制御回路５４は、第１基準電圧ＶＥ１と電力情報信号Ｓｐの電圧との差に対応する誤差信号Ｓｅｒｒを生成する。電力制御回路５４は、誤差増幅器９０、位相補償回路９２、を含む。
誤差増幅器９０は、第１基準電圧ＶＥ１と電力情報信号Ｓｐの電圧との誤差を増幅し、誤差信号Ｓｅｒｒを生成する。
位相補償回路９２は、誤差信号Ｓｅｒｒの位相を電力情報信号Ｓｐの位相に対して補償し、制御回路１０全体の発振を防止する。位相補償回路９２は、電力情報信号Ｓｐと誤差信号Ｓｅｒｒとの間に並列に設けられた位相補償キャパシタＣ２および第１５抵抗Ｒ１５を含む。
【００５５】
極性制御回路６２は、インバータ信号ＳＩＮＶを生成してスイッチ制御回路１０２および出力先選択回路６４に供給する。インバータ信号ＳＩＮＶは、第１状態φ１と第２状態φ２とで相補的なレベルを取る信号である。ここではインバータ信号ＳＩＮＶは、第１状態φ１においてハイレベルとなり、第２状態φ２においてローレベルとなる信号である。
極性制御回路６２は、放電灯点灯回路１００が第１状態φ１にあるかそれとも第２状態φ２にあるかに基づいて、第１制御信号Ｓ３および第２制御信号Ｓ４を生成する。
【００５６】
出力調節回路６０は、誤差信号Ｓｅｒｒに基づいてそれぞれのＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する。出力調節回路６０は、ＰＷＭコンパレータ１０８、鋸波生成回路１１０、デューティ比制限回路１１２、を含む。
【００５７】
鋸波生成回路１１０は、ＰＷＭ周波数ｆ２の三角波状あるいはのこぎり波状の周期信号Ｓｏｓｃを生成する。
ＰＷＭコンパレータ１０８は、誤差信号Ｓｅｒｒを周期信号Ｓｏｓｃと比較することにより制限前ＰＷＭ信号Ｓ８を生成する。
デューティ比制限回路１１２は、制限前ＰＷＭ信号Ｓ８と後述するＰＢＰ調整信号Ｓ７とを受ける。デューティ比制限回路１１２は、下記の場合を除いて制限前ＰＷＭ信号Ｓ８と波形が揃ったＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。デューティ比制限回路１１２は、制限前ＰＷＭ信号Ｓ８がハイレベルとなる期間中にＰＢＰ調整信号Ｓ７がローレベルとなると、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭをローレベルとする。そしてデューティ比制限回路１１２は、次に制限前ＰＷＭ信号Ｓ８がハイレベルとなるタイミングでＰＷＭ信号ＳＰＷＭをハイレベルとする。
【００５８】
出力先選択回路６４はインバータ信号ＳＩＮＶと、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭと、を受ける。出力先選択回路６４は、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭを増幅するバッファ回路を含んで構成される。出力先選択回路６４は、インバータ信号ＳＩＮＶがハイレベルをとる場合、増幅されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭを第１制御パルス信号Ｓ１として第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子に出力する。この際、出力先選択回路６４は第２制御パルス信号Ｓ２をローレベルに固定して第２スイッチング素子Ｍ２をオフとする。
【００５９】
出力先選択回路６４は、インバータ信号ＳＩＮＶがローレベルをとる場合、増幅されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭを第２制御パルス信号Ｓ２として第２スイッチング素子Ｍ２の制御端子に出力する。この際、出力先選択回路６４は第１制御パルス信号Ｓ１をローレベルに固定して第１スイッチング素子Ｍ１をオフとする。
【００６０】
電流制限回路５８は、それぞれのＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う。電流制限回路５８は、制御電圧生成回路５２から供給される第２基準電圧ＶＥ２（＝第２分圧点電圧ＶＮ２）をスイッチング電流の最大電流ＩＭ＿ＭＡＸを与える電圧として使用する。式３を参照すると第２分圧点電圧ＶＮ２は第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４の抵抗値によって調節することができる。つまり、制御回路１０が集積された後でも、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４の抵抗値を調節することにより、最大電流ＩＭ＿ＭＡＸを所望の電流値に設定できる。これは例えば放電灯点灯回路１００に使用される第１および第２スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２のオン抵抗の絶対値やその温度特性に応じて補正する際に役に立つ。
【００６１】
電流制限回路５８は、第１ＰＢＰ監視回路９４、第２ＰＢＰ監視回路９６、ＡＮＤゲート９８、スイッチ制御回路１０２、を含む。
スイッチ制御回路１０２は、極性制御回路６２からインバータ信号ＳＩＮＶを、デューティ比制限回路１１２からＰＷＭ信号ＳＰＷＭを受けて、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４のオンオフを制御する。
第１ＰＢＰ監視回路９４は、第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる第１オン抵抗ＲＭ１に生じる電圧降下（＝第１ドレイン電圧ＶＭ１）が第２基準電圧ＶＥ２を越えると出力調節回路６０に第１スイッチング素子Ｍ１をオフとさせる。第１ＰＢＰ監視回路９４は、第１ＰＢＰコンパレータ１０４、第８スイッチング素子Ｍ８、第３スイッチＳＷ３、第１６抵抗Ｒ１６、第１７抵抗Ｒ１７、を含む。第１６抵抗Ｒ１６の一端には、第１ドレイン電圧ＶＭ１が印加される。第１６抵抗Ｒ１６の他端は、第３スイッチＳＷ３の一端および第１ＰＢＰコンパレータ１０４の非反転入力端子と接続される。第３スイッチＳＷ３の他端は接地される。第３スイッチＳＷ３のオンオフはスイッチ制御回路１０２によって制御される。スイッチ制御回路１０２は、第１状態φ１においては、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがハイレベル、つまり第１スイッチング素子Ｍ１がオンのときには第３スイッチＳＷ３をオフし、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがローレベル、つまり第１スイッチング素子Ｍ１がオフのときには第３スイッチＳＷ３をオンする。スイッチ制御回路１０２は、第２状態φ２においては、第３スイッチＳＷ３をオンする。言い換えると、スイッチ制御回路１０２は、第１スイッチング素子Ｍ１がオンのときには第３スイッチＳＷ３をオフし、第１スイッチング素子Ｍ１がオフのときには第３スイッチＳＷ３をオンする。
【００６２】
第１ＰＢＰコンパレータ１０４の反転入力端子には、第２基準電圧ＶＥ２が印加される。
第１７抵抗Ｒ１７と第８スイッチング素子Ｍ８は、電源電圧Ｖｃｃが印加される電源端子と接地端子との間に直列にこの順に設けられている。たとえば第８スイッチング素子Ｍ８はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第１ＰＢＰコンパレータ１０４の出力端子は、第８スイッチング素子Ｍ８のゲートと接続される。第１７抵抗Ｒ１７の一端と第８スイッチング素子Ｍ８のドレインとの接続点に生じる第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５はＡＮＤゲート９８に供給される。第１ＰＢＰ監視回路９４では、第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間中に、第１ドレイン電圧ＶＭ１が第２基準電圧ＶＥ２を上回ると、第８スイッチング素子Ｍ８がオンとされ、第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５がローレベルとなる。第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５がローレベルとなると、デューティ比制限回路１１２において第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５がローレベルとなった時点から残りの１パルス分のオン期間が終了するまで第１スイッチング素子Ｍ１はオフとされる。第１スイッチング素子Ｍ１がオフとされるので第３スイッチＳＷ３はオンとなり、第８スイッチング素子Ｍ８は再びオフとされる。
【００６３】
第２ＰＢＰ監視回路９６は、第２スイッチング電流ＩＭ２が流れる第２オン抵抗ＲＭ２に生じる電圧降下（＝第２ドレイン電圧ＶＭ２）が第２基準電圧ＶＥ２を越えると出力調節回路６０に第２スイッチング素子Ｍ２をオフとさせる。
第２ＰＢＰ監視回路９６は、第１ＰＢＰ監視回路９４と同様の構成を有する。すなわち、第２ＰＢＰコンパレータ１０６と第１ＰＢＰコンパレータ１０４、第９スイッチング素子Ｍ９と第８スイッチング素子Ｍ８、第４スイッチＳＷ４と第３スイッチＳＷ３、第１８抵抗Ｒ１８と第１６抵抗Ｒ１６、第１９抵抗Ｒ１９と第１７抵抗Ｒ１７、は対応している。ただし、第１８抵抗Ｒ１８の一端には第２ドレイン電圧ＶＭ２が印加される。また、スイッチ制御回路１０２は、第２状態φ２においては、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがハイレベル、つまり第２スイッチング素子Ｍ２がオンのときには第４スイッチＳＷ４をオフし、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがローレベル、つまり第２スイッチング素子Ｍ２がオフのときには第４スイッチＳＷ４をオンする。スイッチ制御回路１０２は、第１状態φ１においては、第４スイッチＳＷ４をオンする。言い換えると、スイッチ制御回路１０２は、第２スイッチング素子Ｍ２がオンのときには第４スイッチＳＷ４をオフし、第２スイッチング素子Ｍ２がオフのときには第４スイッチＳＷ４をオンする。
【００６４】
第２ＰＢＰ監視回路９６では、第２スイッチング素子Ｍ２のオン期間中に、第２ドレイン電圧ＶＭ２が第２基準電圧ＶＥ２を上回ると、第９スイッチング素子Ｍ９がオンとされ、第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６がローレベルとなる。第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６がローレベルとなると、デューティ比制限回路１１２において第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６がローレベルとなった時点から残りの１パルス分のオン期間が終了するまで第２スイッチング素子Ｍ２はオフとされる。第２スイッチング素子Ｍ２がオフとされるので第４スイッチＳＷ４はオンとなり、第９スイッチング素子Ｍ９は再びオフとされる。
【００６５】
ＡＮＤゲート９８は、第１ＰＢＰ調整信号Ｓ５と第２ＰＢＰ調整信号Ｓ６との論理積をＰＢＰ調整信号Ｓ７としてデューティ比制限回路１１２に出力する。
【００６６】
図３は、制御回路１０の電流制限機能に関する波形を示すタイムチャートである。図３の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図３では上から、周期信号Ｓｏｓｃ、制限前ＰＷＭ信号Ｓ８、ＰＢＰ調整信号Ｓ７、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭ、が示される。周期信号Ｓｏｓｃと同じ段に示される破線は誤差信号Ｓｅｒｒの電圧Ｖｅｒｒを示す。図３では、第１状態φ１において、第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間中に第１ドレイン電圧ＶＭ１が第２基準電圧ＶＥ２を越える場合を考える。
【００６７】
第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間中（ＰＷＭ信号ＳＰＷＭがハイレベル）である時刻ｔ１に第１ドレイン電圧ＶＭ１が第２基準電圧ＶＥ２を越えたとする。すると第１ＰＢＰコンパレータ１０４によって第８スイッチング素子Ｍ８がオンされ、ＰＢＰ調整信号Ｓ７はローレベルとなる。デューティ比制限回路１１２はＰＢＰ調整信号Ｓ７がローレベルとなったことを受けて、時刻ｔ１からＰＷＭ信号ＳＰＷＭをローレベルとする。ここで、第１スイッチング素子Ｍ１がオフとなるので第３スイッチＳＷ３はオンとなり、第８スイッチング素子Ｍ８は再びオフとされ、ＰＢＰ調整信号Ｓ７はハイレベルに戻る。ＰＢＰ調整信号Ｓ７が一旦ローレベルとなってからハイレベルに戻るまでの時間は図３で示される時間スケールよりも非常に短いので、図３ではＰＢＰ調整信号Ｓ７は、時刻ｔ１においてローレベルに落ちるパルスを有する信号として描かれている。
次に制限前ＰＷＭ信号Ｓ８に立ち上がりエッジが現れる時刻ｔ２において、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭもまたハイレベルとなる。以降、第１スイッチング素子Ｍ１に流れる第１スイッチング電流ＩＭ１が第２基準電圧ＶＥ２で規定される最大電流ＩＭ＿ＭＡＸよりも多くなる状態が続く限り同様にパルス毎に第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間が制限される。これにより、第１スイッチング素子Ｍ１に過電流が流れるのを防止できる。第２スイッチング素子Ｍ２についても同様である。
【００６８】
図４は、温度情報変換回路５０における変換規則の一例を示すグラフである。第１オン抵抗ＲＭ１および第２オン抵抗ＲＭ２は同様の絶対値および温度特性を有するので、それらを総称してオン抵抗ＲＭと表記する。曲線１１４は、（オン抵抗ＲＭ）・（最大電流ＩＭ＿ＭＡＸ）を示す。曲線１１４は、オン抵抗ＲＭの曲線的な温度変化を示している。第１線分１１６および第２線分１１８は第２基準電圧ＶＥ２（＝第２分圧点電圧ＶＮ２）を示す。第１線分１１６および第２線分１１８は、しきい値温度Ｔｔｈにおいて接続されている。
式３、式４、式６を参照すると、第２基準電圧ＶＥ２は、
【数８】
で表される。第１線分１１６は式１１に、第２線分１１８は式１２にそれぞれ対応する。第１増幅率Ａ１、第２増幅率Ａ２、第１オフセットＢ１、第２オフセットＢ２（以上、温度情報変換回路５０における変換規則）、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５、は、第１線分１１６および第２線分１１８が、曲線１１４を良く近似するように定められる。特に実施の形態では、制御回路１０を集積した後でも第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５、を変更することで容易に近似の度合いを微調整できる。
【００６９】
以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図５は、放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図５の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。
【００７０】
１． 電源投入
時刻ｔ１においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路１０は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１をアクティブ状態、第１スイッチＳＷ１をオフ状態とし（第１状態φ１）、バッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の高電圧（４００Ｖ）に昇圧して安定化する。
【００７１】
２． ブレークダウン
スタータ回路２０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１により生成された４００Ｖの第１出力電圧Ｖｏ１を受ける。パルス発生部２８は振幅４００Ｖのパルスをスタータトランス２２の１次コイル２４に印加する。図５に示すように、このときスタータトランス２２の２次コイル２６には、２０ｋＶ以上の高電圧パルスが発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧は１３〜２５ｋＶ程度まで上昇して時刻ｔ２においてブレークダウンし、グロー放電が始まる。
【００７２】
３． ＤＣ期間φＤＣ
ブレークダウンの後、制御回路１０はまず第１状態φ１においてランプ電流ＩＬを第１極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。次に制御回路１０は、第２状態φ２に切り替え、ランプ電流ＩＬを第２極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。この期間をＤＣ期間φＤＣと呼ぶこととする。このＤＣ期間φＤＣにおいてグロー放電からアーク放電へと移行させる。
【００７３】
ＤＣ期間φＤＣが終了してアーク放電が安定すると、制御回路１０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２および第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を制御して、点灯周期Ｔ１にて交互に第１状態φ１と第２状態φ２とを繰り返す。
【００７４】
図６（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路１００のＤＣ期間φＤＣ後の動作状態を示すタイムチャートである。図６（ａ）、（ｂ）の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図６（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。
【００７５】
４． ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路１０は、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２、ランプ電流ＩＬを監視し、フィードバックによって、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧を４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく。（図６（ａ））
【００７６】
５． 定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図６（ｂ））。なお、図６（ａ）、（ｂ）に示される駆動電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。また、図１〜図４で説明された電流制限機能および温度ディレーティング機能は定常点灯状態において動作することが想定されているが、無論他の状態（電源投入から定常点灯状態になるまで）で動作してもよい。
【００７７】
以上が実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００は、以下の利点を有する。
【００７８】
（１）実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によれば、ただひとつの温度情報変換回路５０によって放電灯点灯回路１００の温度Ｔが状態電流Ｉｓに変換される。つまり温度Ｔに依存する状態電流Ｉｓはひとつだけ生成される。放電灯点灯回路１００では、温度ディレーティング機能および電流制限機能のそれぞれで使用される基準電圧に状態電流Ｉｓを作用させることでそれぞれの機能に温度Ｔの情報を渡す。いわば、温度ディレーティング機能と電流制限機能とで温度情報変換回路５０を共用している。したがって、それぞれの機能毎に別個に温度を検知する回路を設けていた従来の構成と比べて、温度Ｔを状態電流Ｉｓに変換する部分を共通化した分だけ回路規模を削減でき、コストダウンに貢献する。
【００７９】
（２）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、電流制限機能が要求する基準電圧の温度特性（例えば、図４の曲線１１４）と、温度ディレーティング機能が要求する基準電圧の温度特性（例えば、式８のシンク電流Ｉｏ）とは異なるのであるが、それぞれの温度特性を、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５の抵抗値を適切に設定することにより実現している。言い換えると、状態電流Ｉｓをそれぞれの温度特性ごとに制御回路１０の集積される部分で加工するのではなく、状態電流Ｉｓはそのままで集積される部分の外部に設けられた抵抗の抵抗値を調整することでそれぞれの温度特性を実現している。これによりまず、状態電流Ｉｓをそれぞれの温度特性ごとに加工するための集積回路部分を設ける必要がなく、回路規模の削減に貢献する。また、制御回路１０の外部の抵抗値を変えることで温度特性を調節できるので、制御回路１０を集積した後での温度特性の微調整が可能となる。
【００８０】
（３）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、温度情報変換回路５０における変換規則は、温度Ｔと状態電流Ｉｓとの比例の係数が温度Ｔによって異なるように変換する規則とされる。これにより、非線形な温度特性などの複雑な温度特性にも対応することができる。また、変換規則は、第１スイッチング電流ＩＭ１が流れる第１スイッチング素子Ｍ１の第１オン抵抗ＲＭ１の抵抗値の温度Ｔによる変化を打ち消すように定められる。したがって、図４に見られる通り、オン抵抗ＲＭが温度Ｔにより変化しても、スイッチング電流のしきい値電流はほぼ最大電流ＩＭ＿ＭＡＸのままとなる。つまり、温度Ｔによらずしきい値電流をほぼ一定にできる。
【００８１】
（４）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００は車両用灯具に搭載されるので比較的高温となる。かかる状況において放電灯点灯回路１００は、温度ディレーティング機能と、温度による変化が補償された電流制限機能と、を備えているので、放電灯点灯回路１００の安全性は従来の放電灯点灯回路と比べてより高い。
【００８２】
（５）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、その電流制限機能において全温度範囲に亘る管理が、温度ディレーティング機能において温度が高い範囲での管理が行われていると言える。つまり、管理すべき温度範囲が異なる２つの機能を、ひとつの温度情報（状態電流Ｉｓ）によって実現している。
【００８３】
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。実施の形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００８４】
温度ディレーティング調節回路８６の変形例を説明する。図７は、変形例に係る温度ディレーティング調節回路１２０の構成を示す回路図である。温度ディレーティング調節回路１２０は、第２０抵抗Ｒ２０、第５差動増幅回路１２２、第１電圧源１２４、第１０スイッチング素子Ｍ１０、第１１スイッチング素子Ｍ１１、第１２スイッチング素子Ｍ１２、第１３スイッチング素子Ｍ１３、第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４、を含む。
【００８５】
第２０抵抗Ｒ２０の一端には第１分圧点電圧ＶＮ１が印加される。第２０抵抗Ｒ２０の他端は、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１０スイッチング素子Ｍ１０のエミッタおよび第５差動増幅回路１２２の反転入力端子に接続される。第５差動増幅回路１２２の非反転入力端子には、第１電圧源１２４から第３基準電圧ＶＥ３が印加される。第５差動増幅回路１２２の出力端子は第１０スイッチング素子Ｍ１０のベースに接続される。第１０スイッチング素子Ｍ１０のコレクタは、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１２スイッチング素子Ｍ１２のコレクタ、およびｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１１スイッチング素子Ｍ１１のベースに接続される。第１２スイッチング素子Ｍ１２のベースはｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１３スイッチング素子Ｍ１３のベースと共通接続される。第１２スイッチング素子Ｍ１２のエミッタは、第１３スイッチング素子Ｍ１３のエミッタと接続され、接地される。第１１スイッチング素子Ｍ１１のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加される。第１１スイッチング素子Ｍ１１のエミッタは第１２スイッチング素子Ｍ１２のベースと接続される。第１３スイッチング素子Ｍ１３のコレクタは、第１３抵抗Ｒ１３と第１４抵抗Ｒ１４との第６接続ノードＮ６’に接続される。第６接続ノードＮ６’の電圧が第１基準電圧ＶＥ１’として誤差増幅器９０に供給される。
本変形例によると、第１分圧点電圧ＶＮ１が第３基準電圧ＶＥ３以上の電圧になるとシンク電流Ｉｏ’が流れ始める。シンク電流Ｉｏ’が流れると第６接続ノードＮ６’の第１基準電圧ＶＥ１’が低下する。また、第１分圧点電圧ＶＮ１が高いほどシンク電流Ｉｏ’は大きくなり、第１基準電圧ＶＥ１’の低下分が大きくなる。これにより温度ディレーティング機能が実現される。
【００８６】
実施の形態では、温度ディレーティング機能を実現するために、誤差増幅器９０の基準電圧側に温度ディレーティング調節回路８６を設ける場合について説明した。これは、誤差増幅器９０の電力情報信号Ｓｐ側（制御ライン側）にディレーティング情報に基づく調整を施すのではなく、誤差増幅器９０の基準電圧側にディレーティング情報に基づく調整を施すことを開示していると言える。実施の形態では、誤差増幅器９０の基準電圧側に作用させるディレーティング機能として温度ディレーティング機能を例として挙げて説明したが、これに限られない。
図８は、バッテリ電圧Ｖｂａｔのディレーティング機能に係るバッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６の構成を示す回路図である。バッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６は、温度ディレーティング調節回路８６の代わりに誤差増幅器９０の非反転入力端子に第１基準電圧ＶＥ１’’を供給する。バッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６は、第１４スイッチング素子Ｍ１４、第１５スイッチング素子Ｍ１５、第１６スイッチング素子Ｍ１６、第１７スイッチング素子Ｍ１７、第１８スイッチング素子Ｍ１８、第１９スイッチング素子Ｍ１９、第２０スイッチング素子Ｍ２０、第６差動増幅回路１２８、バッファ１３０、第２電圧源１３２、第２１抵抗Ｒ２１、第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４、を含む。
【００８７】
ｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１４スイッチング素子Ｍ１４のエミッタおよびｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１５スイッチング素子Ｍ１５のエミッタには、電源電圧Ｖｃｃが印加される。第１４スイッチング素子Ｍ１４および第１５スイッチング素子Ｍ１５は、ベースが共通接続され、そのベースはｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第１６スイッチング素子Ｍ１６のエミッタと接続される。第１６スイッチング素子Ｍ１６のコレクタは接地され、ベースは第１４スイッチング素子Ｍ１４のコレクタと接続される。第１４スイッチング素子Ｍ１４のコレクタはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１７スイッチング素子Ｍ１７のドレインと接続される。第６差動増幅回路１２８の非反転入力端子には第２電圧源１３２から第４基準電圧ＶＥ４が印加される。第６差動増幅回路１２８の出力端子は第１７スイッチング素子Ｍ１７のゲートと、反転入力端子は第１７スイッチング素子Ｍ１７のソースと接続される。第１７スイッチング素子Ｍ１７のソースは第２１抵抗Ｒ２１の一端と接続される。バッテリ電圧Ｖｂａｔに相当する電圧（以下、バッテリ相当電圧Ｖｂａｔ’と称す）は、バッファ１３０でバッファされて第２１抵抗Ｒ２１の他端に印加される。
第１５スイッチング素子Ｍ１５のコレクタは、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第２０スイッチング素子Ｍ２０のベースおよびｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１８スイッチング素子Ｍ１８のコレクタと接続される。第１８スイッチング素子Ｍ１８のベースはｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第１９スイッチング素子Ｍ１９のベースと接続され、さらに第２０スイッチング素子Ｍ２０のエミッタとも接続される。第１８スイッチング素子Ｍ１８のエミッタおよび第１９スイッチング素子Ｍ１９のエミッタは共に接地される。第２０スイッチング素子Ｍ２０のコレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加される。第１９スイッチング素子Ｍ１９のコレクタは第１３抵抗Ｒ１３と第１４抵抗Ｒ１４との第６接続ノードＮ６’’に接続される。
バッテリ電圧ディレーティング調節回路１２６では、バッテリ相当電圧Ｖｂａｔ’が予め設定される第４基準電圧ＶＥ４よりも低くなると、第１９スイッチング素子Ｍ１９にシンク電流Ｉｏ’’が流れ始める。シンク電流Ｉｏ’’が流れると第６接続ノードＮ６’’の第１基準電圧ＶＥ１’’が低下する。また、バッテリ相当電圧Ｖｂａｔ’が低いほどシンク電流Ｉｏ’’は大きくなり、第１基準電圧ＶＥ１’’の低下分が大きくなる。これによりバッテリ電圧Ｖｂａｔのディレーティング機能が実現される。
【００８８】
実施の形態では、温度ディレーティング調節回路８６においてシンク電流Ｉｏを第６接続ノードＮ６からシンクすることで温度ディレーティング機能を調節する場合について説明したが、これに限られず、電流をソースすることで温度ディレーティング機能を調節してもよいし、電流のシンク・ソースを組み合わせて温度ディレーティング機能を調節してもよい。
【００８９】
実施の形態では、正の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して、放電灯４に印加する場合（正極点灯と称する）について説明したが、負の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して放電灯４を駆動してもよい（負極点灯と称する）。この場合、図１における第１整流ダイオードＤ１、第２整流ダイオードＤ２の向き、第１、第２トランス１４、１６それぞれの２次巻線の極性、および各トランスの２次巻線側に接続されたスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の向きを反転すればよい。
【００９０】
実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の制御回路１０またはその一部にマイコンを用いてもよい。
【００９１】
実施の形態では、車両用の放電灯４を駆動する放電灯点灯回路１００を例に説明をしたが、本発明の用途はこれに限定されない。例えば、上述した動作シーケンスが当てはまらない、ランプ電流が直流となるＬＥＤなどの光源の点灯回路、特に動作の環境を示す情報に基づいた制御を行う光源点灯回路に広く適用できる。
【００９２】
実施の形態で説明した回路において、信号のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。
【００９３】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【符号の説明】
【００９４】
４ 放電灯、 ６ バッテリ、 ８ 電源スイッチ、 １０ 制御回路、 １２ 駆動電圧生成回路、 ２０ スタータ回路、 ３０ 第１分圧回路、 ４０ 第２分圧回路、 ５０ 温度情報変換回路、 ５２ 制御電圧生成回路、 ５４ 電力制御回路、 ５６ 状態検出回路、 ５８ 電流制限回路、 ６０ 出力調節回路、 ６２ 極性制御回路、 ６４ 出力先選択回路、 １００ 放電灯点灯回路、 Ｉｓ 状態電流、 ＶＬ 駆動電圧、 Ｔ 温度。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動対象の光源に駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、
前記駆動電圧生成回路を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
それぞれが制御電圧を必要とする複数の処理回路であって前記駆動電圧生成回路の少なくとも一部を制御する複数の処理回路と、
前記複数の処理回路で必要とされる複数の制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、
動作の環境を示す情報を所定の変換規則によって状態電流に変換する環境情報変換回路と、を含み、
前記制御電圧生成回路は、前記複数の制御電圧のそれぞれを前記状態電流を用いて調節し、
前記制御電圧生成回路は、前記複数の制御電圧のうちの少なくともひとつについて、基準電圧を抵抗要素で分圧し、その分圧点に前記状態電流を流すことによって得られる前記分圧点の電圧を制御電圧とすることを特徴とする光源点灯回路。
【請求項２】
前記動作の環境を示す情報は、当該光源点灯回路の温度であり、
前記変換規則は、温度と状態電流との比例の係数が温度によって異なるように変換する規則であることを特徴とする請求項１に記載の光源点灯回路。
【請求項３】
前記駆動電圧生成回路は、前記駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含み、
前記制御回路は、前記スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含み、
前記複数の処理回路のうちのひとつは、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う電流制限回路であり、
前記電流制限回路における制御電圧は、前記スイッチング電流のしきい値電流を与える電圧であり、前記電流制限回路は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素に生じる電圧降下がその制御電圧を越えると前記出力調節回路に前記スイッチング素子をオフとさせ、
前記変換規則は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素の抵抗値の温度による変化を打ち消すように定められることを特徴とする請求項２に記載の光源点灯回路。
【請求項４】
前記駆動電圧生成回路は、前記駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含み、
前記制御回路は、誤差信号に基づいて前記スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含み、
前記複数の処理回路のうちのひとつは、前記光源の電気的状態と目標の状態とを比較して前記誤差信号を生成する誤差増幅回路であり、
前記誤差増幅回路における制御電圧は、前記目標の状態を示す電圧であり、前記誤差増幅回路は、前記光源の電気的状態を示す電圧と前記制御電圧との差に対応する前記誤差信号を生成し、
前記制御電圧生成回路は、当該光源点灯回路の温度が所定のしきい値温度より高くなると前記光源へ供給する電力を下げるように前記誤差増幅回路の制御電圧を調節することを特徴とする請求項２に記載の光源点灯回路。
【請求項５】
前記駆動電圧生成回路は、前記駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含み、
前記制御回路は、誤差信号に基づいて前記スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含み、
前記複数の処理回路のうちのひとつは、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う電流制限回路であり、
前記複数の処理回路のうちの別のひとつは、前記光源の電気的状態と目標の状態とを比較して前記誤差信号を生成する誤差増幅回路であり、
前記電流制限回路における第１制御電圧は、前記スイッチング電流のしきい値電流を与える電圧であり、前記電流制限回路は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素に生じる電圧降下がその第１制御電圧を越えると前記出力調節回路に前記スイッチング素子をオフとさせ、
前記誤差増幅回路における第２制御電圧は、前記目標の状態を示す電圧であり、前記誤差増幅回路は、前記光源の電気的状態を示す電圧と前記第２制御電圧との差に対応する前記誤差信号を生成し、
前記変換規則は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素の抵抗値の温度による変化を打ち消すように定められ、
前記制御電圧生成回路は、当該光源点灯回路の温度が所定のしきい値温度より高くなると前記光源へ供給する電力を下げるように前記第２制御電圧を調節し、
前記制御電圧生成回路は、前記第１制御電圧について、基準電圧を抵抗要素で分圧し、その分圧点に前記状態電流を流すことによって得られる前記分圧点の電圧を第１制御電圧とすることを特徴とする請求項２に記載の光源点灯回路。
【請求項１】
駆動対象の光源に駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、
前記駆動電圧生成回路を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
それぞれが制御電圧を必要とする複数の処理回路であって前記駆動電圧生成回路の少なくとも一部を制御する複数の処理回路と、
前記複数の処理回路で必要とされる複数の制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、
動作の環境を示す情報を所定の変換規則によって状態電流に変換する環境情報変換回路と、を含み、
前記制御電圧生成回路は、前記複数の制御電圧のそれぞれを前記状態電流を用いて調節し、
前記制御電圧生成回路は、前記複数の制御電圧のうちの少なくともひとつについて、基準電圧を抵抗要素で分圧し、その分圧点に前記状態電流を流すことによって得られる前記分圧点の電圧を制御電圧とすることを特徴とする光源点灯回路。
【請求項２】
前記動作の環境を示す情報は、当該光源点灯回路の温度であり、
前記変換規則は、温度と状態電流との比例の係数が温度によって異なるように変換する規則であることを特徴とする請求項１に記載の光源点灯回路。
【請求項３】
前記駆動電圧生成回路は、前記駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含み、
前記制御回路は、前記スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含み、
前記複数の処理回路のうちのひとつは、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う電流制限回路であり、
前記電流制限回路における制御電圧は、前記スイッチング電流のしきい値電流を与える電圧であり、前記電流制限回路は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素に生じる電圧降下がその制御電圧を越えると前記出力調節回路に前記スイッチング素子をオフとさせ、
前記変換規則は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素の抵抗値の温度による変化を打ち消すように定められることを特徴とする請求項２に記載の光源点灯回路。
【請求項４】
前記駆動電圧生成回路は、前記駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含み、
前記制御回路は、誤差信号に基づいて前記スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含み、
前記複数の処理回路のうちのひとつは、前記光源の電気的状態と目標の状態とを比較して前記誤差信号を生成する誤差増幅回路であり、
前記誤差増幅回路における制御電圧は、前記目標の状態を示す電圧であり、前記誤差増幅回路は、前記光源の電気的状態を示す電圧と前記制御電圧との差に対応する前記誤差信号を生成し、
前記制御電圧生成回路は、当該光源点灯回路の温度が所定のしきい値温度より高くなると前記光源へ供給する電力を下げるように前記誤差増幅回路の制御電圧を調節することを特徴とする請求項２に記載の光源点灯回路。
【請求項５】
前記駆動電圧生成回路は、前記駆動電圧を生成するスイッチングレギュレータを含み、
前記制御回路は、誤差信号に基づいて前記スイッチングレギュレータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を制御する出力調節回路を含み、
前記複数の処理回路のうちのひとつは、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流を制限するための制御を行う電流制限回路であり、
前記複数の処理回路のうちの別のひとつは、前記光源の電気的状態と目標の状態とを比較して前記誤差信号を生成する誤差増幅回路であり、
前記電流制限回路における第１制御電圧は、前記スイッチング電流のしきい値電流を与える電圧であり、前記電流制限回路は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素に生じる電圧降下がその第１制御電圧を越えると前記出力調節回路に前記スイッチング素子をオフとさせ、
前記誤差増幅回路における第２制御電圧は、前記目標の状態を示す電圧であり、前記誤差増幅回路は、前記光源の電気的状態を示す電圧と前記第２制御電圧との差に対応する前記誤差信号を生成し、
前記変換規則は、前記スイッチング電流が流れる抵抗要素の抵抗値の温度による変化を打ち消すように定められ、
前記制御電圧生成回路は、当該光源点灯回路の温度が所定のしきい値温度より高くなると前記光源へ供給する電力を下げるように前記第２制御電圧を調節し、
前記制御電圧生成回路は、前記第１制御電圧について、基準電圧を抵抗要素で分圧し、その分圧点に前記状態電流を流すことによって得られる前記分圧点の電圧を第１制御電圧とすることを特徴とする請求項２に記載の光源点灯回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１０−２５７７９５（Ｐ２０１０−２５７７９５Ａ）
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１０７０８７（Ｐ２００９−１０７０８７）
【出願日】平成２１年４月２４日（２００９．４．２４）
【出願人】（０００００１１３３）株式会社小糸製作所 (1,575)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年４月２４日（２００９．４．２４）
【出願人】（０００００１１３３）株式会社小糸製作所 (1,575)
【Ｆターム（参考）】
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