半導体集積回路及び受信信号処理方法
【課題】小さい回路規模でドップラー周波数を精度よく求めることが可能な半導体集積回路を提供する。
【解決手段】入力選択部１４は、逆フーリエ変換部１５に、パイロット信号のみ入力するか、データ信号の伝送路応答値及びパイロット信号を入力するか選択し、逆フーリエ変換部１５は、それぞれを逆フーリエ変換し、主波位置の特定に用いるための第１のインパルス応答及び第２のインパルス応答を算出する。位相差補正部２０は、主波位置を特定した第１のインパルス応答を用いて、主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間におけるパイロット信号の周波数の違いに起因した第１のインパルス応答の位相差を補正し、位相偏差算出部２１及びドップラー周波数算出部２２は、位相差を補正した第１のインパルス応答を用いてドップラー周波数を算出する。
【解決手段】入力選択部１４は、逆フーリエ変換部１５に、パイロット信号のみ入力するか、データ信号の伝送路応答値及びパイロット信号を入力するか選択し、逆フーリエ変換部１５は、それぞれを逆フーリエ変換し、主波位置の特定に用いるための第１のインパルス応答及び第２のインパルス応答を算出する。位相差補正部２０は、主波位置を特定した第１のインパルス応答を用いて、主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間におけるパイロット信号の周波数の違いに起因した第１のインパルス応答の位相差を補正し、位相偏差算出部２１及びドップラー周波数算出部２２は、位相差を補正した第１のインパルス応答を用いてドップラー周波数を算出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路及び受信信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
地上デジタル放送では、移動受信の際に搬送波周波数が偏移するドップラーシフトの影響を考慮した復調処理が行われている。
地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）フレームには、一定間隔でパイロット信号であるＳＰ（Scattered Pilot）信号が挿入されている。従来、フーリエ変換後の受信信号から抽出されたパイロット信号を用いて、移動受信によって搬送波周波数に加わる周波数（ドップラー周波数）を推定する手法が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−２７４７２２号公報
【特許文献２】特開２００５−２８６６３６号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】実川、外２名、“ＯＦＤＭに適した高精度ドップラ周波数推定法”、電子情報通信学会総合大会、２００４年、Ｂ−５−７７、Ｐ．５６４
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、従来の半導体集積回路では、小さい回路規模でパイロット信号からドップラー周波数を精度よく求めることはできないという問題があった。
上記の点を鑑みて、本発明は、小さい回路規模でドップラー周波数を精度よく求めることが可能な半導体集積回路及び受信信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、以下のような半導体集積回路が提供される。
この半導体集積回路は、フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみが入力された場合、当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第１のインパルス応答を算出し、前記受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及び前記パイロット信号が入力された場合、当該伝送路応答値及び当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第２のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部に対し、前記パイロット信号のみを入力するか、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号を入力するか選択する入力選択部と、前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定するマルチパス判定部と、前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第１のインパルス応答の最大値の位置と、前記第２のインパルス応答の最大値の位置とを比較することで、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定する主波位置特定部と、前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正する位相差補正部と、前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、前記位相回転量をもとに、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、を有する。
【発明の効果】
【０００７】
開示の半導体集積回路及び受信信号処理方法によれば、小さい回路規模でドップラー周波数を精度よく求めることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本実施の形態の半導体集積回路の主要部の構成を示す図である。
【図２】地上デジタル放送におけるＯＦＤＭフレームの構成を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭフレームの切り替えの様子を示す図である。
【図４】インパルス応答の一例を示す図である。
【図５】異なるシンボル間のインパルス応答の位相差の一例を示す図である。
【図６】算出される位相回転量の例を示す図である。
【図７】主波位置を特定する様子を示す図である。
【図８】主波位置が特定できない場合を示す例である。
【図９】本実施の形態の半導体集積回路の比較例を示す図である。
【図１０】本実施の形態の半導体集積回路による受信信号処理方法を示すフローチャートである。
【図１１】ＯＦＤＭ受信システムの主要部の概略の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の半導体集積回路及び受信信号処理方法の一観点である実施の形態を、図面を参照して説明する。
図１は、本実施の形態の半導体集積回路の主要部の構成を示す図である。
【００１０】
半導体集積回路１０、たとえば、地上デジタル放送用のＯＦＤＭ信号の復調用ＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）である。
半導体集積回路１０は、パイロット信号記憶部１１、サブキャリア群記憶部１２、伝送路応答値生成部１３、入力選択部１４、逆フーリエ変換部１５、インパルス応答保持部１６，１７、インパルス応答遅延部１８、最大値位置検出部１９を有している。また、半導体集積回路１０は、位相差補正部２０、位相偏差算出部２１、ドップラー周波数算出部２２、マルチパス判定部２３、主波位置特定部２４、先行波検出部２５を有している。
【００１１】
以下、各部の詳細とその動作を説明する。
パイロット信号記憶部１１は、フーリエ変換（たとえば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））後の受信信号に含まれるサブキャリア群のうち、パイロット信号を保持する。
【００１２】
図２は、地上デジタル放送におけるＯＦＤＭフレームの構成を示す図である。
横軸はサブキャリア番号であり、周波数方向を表している。また、縦軸はシンボル番号であり、時間方向を表している。図中で、黒丸はパイロット信号であるＳＰ信号Ｄｓ、白丸はデータ信号Ｄａである。
【００１３】
地上デジタル放送で用いられているパイロット信号であるＳＰ信号Ｄｓは、周波数方向に、１２キャリアごとに挿入されており、時間方向に、４シンボルごとに挿入されている。
【００１４】
サブキャリア群記憶部１２は、フーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号及びデータ信号を含むサブキャリア群を保持する。サブキャリア群記憶部１２は、各シンボルの全てのサブキャリアを保持してもよいし、一部のセグメントのサブキャリアを保持するようにしてもよい。
【００１５】
伝送路応答値生成部１３は、サブキャリア群のうち、データ信号を仮判定して、送信信号点の仮判定値を求めた後、受信したデータ信号を、仮判定値で割ることによって、伝送路の影響を示す伝送路応答値を生成する。仮判定は、たとえば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭなどの変調方式に応じて、データ信号を硬判定することで仮判定値を生成する。
【００１６】
入力選択部１４は、逆フーリエ変換部１５に対し、パイロット信号記憶部１１に保持されたパイロット信号のみを入力するか、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を入力するか選択する。入力選択部１４は、たとえば、シンボル番号を検出し、ＯＦＤＭのフレームの切り替わりを検出する。そして、入力選択部１４は、フレームごとに、パイロット信号のみを逆フーリエ変換部１５に入力するか、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換部１５に入力するか切り替える。
【００１７】
図３は、ＯＦＤＭフレームの切り替えの様子を示す図である。
横軸は時間である。
ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２，ｆｐ１，ｆｐ２は、１フレームあたり、シンボル番号０〜２０３の２０４個のシンボルを有している。
【００１８】
たとえば、入力選択部１４は、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２のデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換部１５に入力し、逆フーリエ変換（たとえば、ＩＦＦＴ（Inverse FFT））を行わせる。また、入力選択部１４は、ＯＦＤＭフレームｆｐ１，ｆｐ２のパイロット信号のみを逆フーリエ変換部１５に入力し、逆フーリエ変換を行わせる。
【００１９】
逆フーリエ変換部１５は、入力選択部１４よりパイロット信号のみが入力された場合、そのパイロット信号を逆フーリエ変換することでインパルス応答を算出し、インパルス応答をインパルス応答保持部１６に保持する。また、逆フーリエ変換部１５は、入力選択部１４より伝送路応答値及びパイロット信号が入力された場合、これらの信号に対して逆フーリエ変換を行いインパルス応答を算出し、インパルス応答保持部１７に保持する。
【００２０】
図４は、インパルス応答の一例を示す図である。
図４（Ａ）は、ｎ−２番目のシンボルにおけるインパルス応答の例を示し、図４（Ｂ）は、ｎ番目のシンボルにおけるインパルス応答の例を示している。図４において、横軸は時間、縦軸は電力である。
【００２１】
ここで得られるインパルス応答は、伝送路のマルチパス応答を示すことから、遅延プロファイルと呼ばれている。
移動受信が行われている場合、フェージングによる影響で位相回転が生じ、異なるシンボル間で得られたインパルス応答は、異なる値となる。このときの位相回転量は、搬送波が受けるドップラー周波数と比例する。そのため、ドップラー周波数は、一定期間におけるシンボル間のインパルス応答の位相回転量から算出することが可能である。
【００２２】
図５は、異なるシンボル間のインパルス応答の位相差の一例を示す図である。
ここでは、ｎ−２番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉn-2と、ｎ番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉnの間の位相差を示している。ΔΘは、フェージングによる位相回転量を示している。さらに、図２に示したようにシンボルごとにＳＰ信号の周波数がシフトされている場合には、ＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが加わる。したがって、インパルス応答の最大値Ｉn-2と、インパルス応答の最大値Ｉnの間の位相差は、ΔΘ＋ΔΦとなる。位相差ΔΦは、ＯＦＤＭシンボルを切り出すフーリエ変換窓の位置によって変化する。
【００２３】
インパルス応答保持部１６は、たとえば、メモリであり、逆フーリエ変換部１５にパイロット信号が入力されることによって算出されるインパルス応答を保持し、インパルス応答遅延部１８に出力する。また、インパルス応答保持部１６は、そのインパルス応答を最大値位置検出部１９に送り、最大値位置検出部１９によって検出されたインパルス応答の最大値の位置を入力し、インパルス応答の最大値を位相偏差算出部２１に出力する。
【００２４】
インパルス応答保持部１７は、たとえば、メモリであり、逆フーリエ変換部１５にデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号が入力されることによって算出されるインパルス応答を保持し、最大値位置検出部１９に出力する。
【００２５】
インパルス応答遅延部１８は、たとえば、メモリであり、インパルス応答保持部１６から出力されたインパルス応答を保持し遅延させる。また、インパルス応答遅延部１８は、入力したインパルス応答の最大値の位置を最大値位置検出部１９から取得し、保持する。
【００２６】
最大値位置検出部１９は、インパルス応答保持部１６で保持されたインパルス応答の最大値（最大電力）の位置を検出し、インパルス応答保持部１６及びインパルス応答遅延部１８に出力する。電力が最大の位置にあるものが、Ｃ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）が最も良い主波の可能性が高い。また、最大値位置検出部１９は、インパルス応答保持部１７で保持されたインパルス応答の最大値の位置を検出し、インパルス応答の情報とともにマルチパス判定部２３に出力する。
【００２７】
位相差補正部２０は、インパルス応答遅延部１８から出力されたインパルス応答に対して、図５で示したようなシンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦを補正する。位相差ΔΦは、ＯＦＤＭシンボルを切り出すフーリエ変換窓の位置と主波または先行波の位置との間の遅延量に応じた値となる。
【００２８】
位相差補正部２０は、遅延量に応じた位相差ΔΦを算出するか、予めテーブルとして保持しておき、たとえば、入力される主波または先行波の位置から遅延量を算出する。そして、位相差補正部２０は、遅延量に応じた位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、主波または先行波のインパルス応答に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、キャンセルされる。
【００２９】
位相偏差算出部２１は、たとえば、インパルス応答保持部１６に保持された現在のシンボルのインパルス応答の主波または先行波と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の主波または先行波から、位相回転量ΔΘを算出する。
【００３０】
図６は、算出される位相回転量の例を示す図である。
ここでは、図５で示したｎ−２番目のシンボルのインパルス応答の最大値（主波）Ｉn-2と、ｎ番目のシンボルのインパルス応答の最大値（主波）Ｉnの位相差を求める様子を示している。
【００３１】
位相差補正部２０により、ＳＰ信号のシンボル間の周波数の違いによる位相差ΔΦがキャンセルされているので、位相偏差算出部２１では、フェージングによる位相回転量ΔΘのみが算出される。位相偏差算出部２１は、位相回転量ΔΘを、最大値Ｉn-2と最大値Ｉnの位相を求めてその差分を算出することにより算出するか、内積演算を用いて算出する。
【００３２】
位相偏差算出部２１で得られた位相回転量ΔΘは、ドップラー周波数ｆｄと比例関係にある。そのため、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘに、所定の値を乗じることでドップラー周波数ｆｄを算出する。
【００３３】
マルチパス判定部２３は、データ信号を含むサブキャリア群によるインパルス応答と、その最大値の位置（主波位置）とから、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定する。具体的には、マルチパス判定部２３は、先行波（遅延波）と主波がどれだけ離れているか検出することによって、マルチパスの長さを判定する。そして、マルチパス判定部２３は、折り返りが発生する可能性のある長さ以上（たとえば、地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームを受信する場合は１／２４シンボル長以上）のマルチパスがあるか否かを判定する。マルチパス判定部２３は、判定結果を主波位置特定部２４に出力する。
【００３４】
また、マルチパス判定部２３は、所定の長さ以上のマルチパスを検出した場合、最大値位置検出部１９で検出されたデータ信号を含むサブキャリア群によるインパルス応答の最大値の位置を、主波位置特定部２４に送る。マルチパス判定部２３は、そのインパルス応答データ自体を主波位置特定部２４に送るようにしてもよい。また、マルチパス判定部２３は、所定の長さ以上のマルチパスを検出しない場合には、主波位置特定部２４の機能を無効にするようにしてもよい。
【００３５】
図２に示したように、地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームでは、ＳＰ信号は、各シンボル中に１２個間隔で挿入されている。そのため、１／２４シンボル長以上のマルチパスが存在すると、パイロット信号のみから求めたインパルス応答に、折り返りが発生する可能性がある（詳細は後述する）。この折り返りを考慮して主波位置を特定しないと、位相差補正部２０は、位相差ΔΦを得るための正しい遅延量が求められない。そのため、位相偏差算出部２１は、正確な位相回転量ΔΘを算出できなくなり、ドップラー周波数算出部２２は、正確なドップラー周波数ｆｄを算出することができない。
【００３６】
これに対し、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答は、１／２シンボル長以内の遅延量のマルチパスであれば、信号の折り返りが発生しない。そのため、主波位置特定部２４は、データ信号を含めたサブキャリア群によるインパルス応答を用いて、パイロット信号によるインパルス応答の主波位置を特定する。
【００３７】
なお、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答は、折り返りは発生しないが、伝送路応答値を仮判定値により求めているため、このインパルス応答からドップラー周波数を推定することは望ましくない。高速移動時の高フェージング環境や、１３ｓｅｇ方式における６４ＱＡＭの場合、仮判定値の信頼性が低下し、伝送路応答値が大きく劣化するためである。そのため、本実施の形態の半導体集積回路１０では、ドップラー周波数の推定のために、パイロット信号によるインパルス応答を用いる。
【００３８】
主波位置特定部２４は、所定の長さ以上のマルチパスが検出された旨の判定結果を受信した場合、最大値位置検出部１９で検出された各インパルス応答の最大値の位置をもとに、パイロット信号によるインパルス応答の主波位置を特定する。
【００３９】
主波位置特定部２４は、主波位置の特定を、図３で示したようなＯＦＤＭフレームの切り替わり部分で行う。具体的には、主波位置特定部２４は、たとえば、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２の最後のシンボルから得られたインパルス応答と、ＯＦＤＭフレームｆｐ１，ｆｐ２の最初のシンボルから得られたインパルス応答を用いて主波位置を特定する。
【００４０】
図７は、主波位置を特定する様子を示す図である。
図７（Ａ）は、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答を示している。縦軸は電力で、横軸はＸ（時間）である。横軸は実際には、ＩＦＦＴポイントで表わされる。
【００４１】
図７（Ａ）では、先行波、主波、遅延波がそれぞれ、位置Ａ１ｘ，Ａ２ｘ，Ａ３ｘに現われている。主波位置特定部２４は、まず、時間軸（横軸Ｘ）を、パイロット信号のみから求められたインパルス応答の時間軸（横軸Ｙ）と合わせるための変換を行い、図７（Ｂ）の上図のように最大電力を示す主波の位置Ａ２ｙを得る。これにより、パイロット信号のみから求められたインパルス応答との比較が可能になる。
【００４２】
たとえば、１ｓｅｇ、Ｍｏｄｅ３のＯＦＤＭ規格が用いられる場合、変換式は以下のようになる。なお、以下の式では、一例として、データ信号を含めたサブキャリア群から求められるインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を２５６、パイロット信号のみから求められるインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を６４としている。
【００４３】
Ａｙ＝（Ａｘ−２５６／２）×３−６４／２
ここで、Ａｘ−２５６／２は、主波のＦＦＴ窓位置からのずれ（ポイント数）を表している。ＦＦＴシフトしているので、ＦＦＴ窓位置は、２５６／２にあるとしている。
【００４４】
また、１３ｓｅｇ、Ｍｏｄｅ３のＯＦＤＭ規格が用いられる場合、変換式は以下のようになる。なお、以下の式では、一例として、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を２５６、パイロット信号のみから求めたインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数も２５６としている。
【００４５】
Ａｙ＝（Ａｘ−２５６／２）×１２−２５６／２
図７（Ｂ）の下図の例では、パイロット信号のみから求められるインパルス応答の一例を示している。位置Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３にそれぞれインパルス応答が表れており、位置Ｂ１にあるインパルス応答は、位置Ｂ４のインパルス応答が折り返ったものであり、位置Ｂ２のインパルス応答は、位置Ｂ５のインパルス応答が折り返ったものである。
【００４６】
主波位置特定部２４は、図７（Ｂ）の上図の位置Ａ２ｙとほぼ等しい位置に、パイロット信号によるインパルス応答の最大値が存在した場合、その最大値の位置を主波位置として特定する。具体的には、主波位置特定部２４は、図７（Ｂ）のように、位置Ａｙから所定の範囲（±α）内に、パイロット信号のみから求めたインパルス応答の最大値があるか否かを検出する。αは、たとえば、ＩＦＦＴポイントで、１０ポイント以下程度とする。図７（Ｂ）の例では、位置Ｂ１にある最大値を示すインパルス応答が、上記の範囲内に存在する。したがって、主波位置特定部２４は、位置Ｂ１に存在するインパルス応答を主波として特定する。これによって、折り返った主波を特定することができる。
【００４７】
主波位置特定部２４は、主波位置が特定できた場合には、特定した主波の位置を位相差補正部２０に通知する。
主波位置が特定できた場合、位相差補正部２０は、フーリエ変換窓位置と、特定された主波の位置Ｂ２の折り返り元の位置Ｂ４間の遅延量ｄ１に応じて、位相差ΔΦを求める。そして、位相差補正部２０は、位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、インパルス応答の主波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、正しくキャンセルされる。
【００４８】
その後、位相偏差算出部２１は、インパルス応答保持部１６から現在のシンボルのインパルス応答の最大値と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の最大値とから、位相回転量ΔΘを算出する。そして、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する。
【００４９】
ところで、主波位置特定部２４は、以下のような場合、主波位置を特定できない。
図８は、主波位置が特定できない場合を示す例である。
図８の上図は、図７（Ｂ）の上図と同様に、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答の最大値の、時間軸を変換後の位置Ａ２ｙを示している。
【００５０】
図８の下図では、折り返った主波である位置Ｂ１のインパルス応答よりも、折り返った遅延波である位置Ｂ２のインパルス応答の方が、電力が大きくなっている。本実施の形態の主波位置特定部２４は、前述したように、異なるフレーム間のインパルス応答の最大値を比較して主波位置を特定するため、このような現象が発生する場合がある。
【００５１】
つまり、フレーム間で時間が経過すると、図８のように主波と遅延波の電力の大きさが逆転する場合が生じる。この場合、主波位置特定部２４は、主波位置を特定できない。
たとえば、図３で示したような流れで、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２，ｆｐ１，ｆｐ２を処理する場合、ドップラー周波数の更新は、パイロット信号のみを逆フーリエ変換するＯＦＤＭフレームｆｐ１，ｆｐ２の最後のシンボルで行われる。そのため、たとえば、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｐ１間の切り替わり部分で主波位置が特定できないと、次のＯＦＤＭフレームｆｓ２，ｆｐ２間の切り替わり部分で主波位置の特定が成功しても、最小でも４フレーム期間、ドップラー周波数の更新ができなくなってしまう。
【００５２】
そこで、本実施の形態の半導体集積回路１０では、主波位置特定部２４にて主波位置が特定できない場合には、先行波を用いてドップラー周波数を算出する。
まず、主波位置特定部２４は、主波位置が特定できなかった場合には、その旨を、位相差補正部２０、位相偏差算出部２１及び先行波検出部２５に通知する。
【００５３】
先行波検出部２５は、インパルス応答保持部１６に保持されたインパルス応答または、インパルス応答遅延部１８に格納されたインパルス応答から、フーリエ変換窓位置近傍に存在する先行波を検出する。たとえば、先行波検出部２５は、一定電力以上の大きさのインパルス応答で、最もフーリエ変換窓位置に近いインパルス応答を先行波として検出する。そして、先行波検出部２５は、先行波の位置を、インパルス応答保持部１６、インパルス応答遅延部１８、位相差補正部２０に通知する。
【００５４】
たとえば、図８に示したようなインパルス応答において、先行波の位置Ｂ３が特定された場合、位相差補正部２０は、フーリエ変換窓位置と、特定された先行波の位置Ｂ３の間の遅延量ｄ２に応じて、位相差ΔΦを求める。そして、位相差補正部２０は、位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、インパルス応答の先行波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、正しくキャンセルされる。
【００５５】
また、位相偏差算出部２１は、インパルス応答保持部１６から現在のシンボルのインパルス応答の先行波と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の先行波とから、位相回転量ΔΘを算出する。そして、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する。
【００５６】
このように、半導体集積回路１０は、データ信号とパイロット信号を含むサブキャリア群を用いて信号の折り返りの影響を受けないインパルス応答を算出し、その最大値の位置をもとに、正しい主波位置を特定している。これにより、インパルス応答の折り返りが生じる可能性のある所定長さ以上のマルチパスが発生した場合でも、正確にドップラー周波数を求めることができる。
【００５７】
また、半導体集積回路１０では、主波位置の特定ができなかった場合でも、先行波を用いてドップラー周波数を算出できるようにしたので、図３で示したようなＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２，ｆｐ１，ｆｐ２では、ドップラー周波数の更新を２フレーム間隔で更新できる。
（比較例）
図９は、本実施の形態の半導体集積回路の比較例を示す図である。
【００５８】
図９では、特願２００９−１１８５５０号にて本願の発明者等により提案された半導体集積回路の構成を示している。
図１で示した半導体集積回路１０と同様の構成要素については同一符号を付している。
【００５９】
比較例の半導体集積回路１０ａでは、パイロット信号のみを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部１５ａと、データ信号から求められた伝送路応答値とパイロット信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部１５ｂとを設けている。これにより、パイロット信号のみによる逆フーリエ変換と、伝送路応答値及びパイロット信号による逆フーリエ変換とが並行して行われる。また、最大値位置検出部１９ａ，１９ｂについても、２つ設けられている。
【００６０】
このような半導体集積回路１０ａでは、フレームごとにドップラー周波数を更新できるが、回路規模が大きい。
これに対して、図１で示した本実施の形態の半導体集積回路１０では、入力選択部１４を設け、逆フーリエ変換部１５にパイロット信号のみを入力するか、データ信号から求められた伝送路応答値とパイロット信号を入力するか選択している。これにより、逆フーリエ変換部１５を１つとすることができ、回路規模を約１／２程度と、大幅に縮小することができる。
【００６１】
以下、上述の本実施の形態の半導体集積回路１０による受信信号処理の流れを、フローチャートによりまとめる。
図１０は、本実施の形態の半導体集積回路による受信信号処理方法を示すフローチャートである。
【００６２】
入力選択部１４は、フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみを逆フーリエ変換部１５に入力するか、受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換部１５に入力するか選択する（ステップＳ１）。
【００６３】
逆フーリエ変換部１５は、パイロット信号のみ、またはデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換して、それぞれのインパルス応答を算出する（ステップＳ２）。最大値位置検出部１９は、パイロット信号のみによるインパルス応答の最大値の位置を検出する（ステップＳ３）。そして、インパルス応答遅延部１８は、インパルス応答保持部１６から出力されたインパルス応答を保持し遅延させる（ステップＳ４）。
【００６４】
また、最大値位置検出部１９は、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号によるインパルス応答の最大値の位置（主波位置）を検出する（ステップＳ５）。そして、マルチパス判定部２３は、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号によるインパルス応答から、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定する（ステップＳ６，Ｓ７）。所定の長さ以上のマルチパスがある場合、主波位置特定部２４は、伝送路応答値及びパイロット信号によるインパルス応答の最大値の位置と、パイロット信号のみによるインパルス応答の最大値の位置を比較する。これにより、主波位置特定部２４は、パイロット信号のみによるインパルス応答における主波位置を特定する（ステップＳ８，Ｓ９）。
【００６５】
主波位置が特定できなかった場合、先行波検出部２５は、パイロット信号のみによるインパルス応答の先行波の位置を、位相差補正部２０に設定する（ステップＳ１０）。
所定の長さ以上のマルチパスがないか、主波位置を特定したか、または先行波位置を設定した場合、位相差補正部２０による位相差補正処理が行われる（ステップＳ１１）。
【００６６】
所定の長さ以上のマルチパスがない場合、位相差補正部２０は、インパルス応答遅延部１８から出力されたインパルス応答の最大値の位置（主波位置）と、フーリエ変換窓位置との間の遅延量を求める。
【００６７】
一方、所定の長さ以上のマルチパスがある場合、位相差補正部２０は、主波位置特定部２４が特定した折り返った主波位置の、折り返り元の主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量を求める。
【００６８】
また、主波位置の特定ができなかった場合には、位相差補正部２０は、先行波検出部２５で検出された先行波の位置と、フーリエ変換窓位置との間の遅延量を求める。
そして、位相差補正部２０は、主波位置または先行波の位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量に応じて、位相差ΔΦを求め、位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、インパルス応答の主波または先行波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、キャンセルされる。
【００６９】
その後、位相偏差算出部２１は、現在のシンボルのインパルス応答の主波または先行波と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の主波または先行波から、位相回転量ΔΘを算出する（ステップＳ１２）。そして、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する（ステップＳ１３）。
【００７０】
このように、本実施の形態の受信信号処理方法では、データ信号とパイロット信号を含むサブキャリア群を用いて信号の折り返りの影響を受けないインパルス応答を算出し、その最大値の位置をもとに、正しい主波位置を特定している。これにより、折り返りが生じる可能性のあるマルチパスが発生した場合でも、正確にドップラー周波数を求めることができる。
【００７１】
また、入力選択部１４により、パイロット信号のみによりインパルス応答を算出するか、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号によりインパルス応答を算出するか選択することで、逆フーリエ変換部１５を１つとすることができる。これにより、回路規模が大幅に縮小される。
【００７２】
また、主波位置の特定ができなかった場合でも、位相差補正部２０は、先行波を用いて位相差ΔΦの補正を行うので、ドップラー周波数の更新が長期間できなくなることを防止することができる。
【００７３】
以上のような半導体集積回路１０及び受信信号処理方法は、たとえば、以下のようなＯＦＤＭ受信システムに適用される。
図１１は、ＯＦＤＭ受信システムの主要部の概略の構成を示す図である。
【００７４】
ＯＦＤＭ受信システム３０は、チューナ３１と、直交復調部３２と、フーリエ変換部３３と、シンボル番号生成部３４と、ドップラー周波数推定部３５と、伝送路等化部３６と、デマッピング部３７と、誤り訂正部３８を有している。また、ＯＦＤＭ受信システム３０は、ＭＰＥＧ−２（Moving Picture Experts Group phase 2）デコーダ（またはＨ．２６４デコーダ）３９と、出力部４０を有している。
【００７５】
チューナ３１は、選局したＲＦ（Radio Frequency）信号を、アンテナ３１ａを介して受信する。
直交復調部３２は、受信した変調波を直交復調する。
【００７６】
フーリエ変換部３３は、直交復調した受信信号に対してフーリエ変換（たとえば、ＦＦＴ）を行い、周波数領域の信号に変換する。
シンボル番号生成部３４は、たとえば、フーリエ変換後のサブキャリア群に含まれるＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号を用いてシンボル番号を生成する。
【００７７】
ＴＭＣＣは、受信信号の各シンボルデータの特定の位置（規格で定められている）に含まれている。なお、ＴＭＣＣの伝送には差動変調が用いられているため、シンボル番号生成部３４は、差動変調されたＴＭＣＣを復調した後、シンボル番号を生成し、ドップラー周波数推定部３５の、前述した入力選択部１４に入力する。
【００７８】
ドップラー周波数推定部３５は、図１で示した各構成を含み、フーリエ変換された受信信号から、ドップラー周波数を算出する。
伝送路等化部３６は、ドップラー周波数推定部３５により算出されたドップラー周波数に応じて、フーリエ変換された受信信号を等化する。これにより、伝送路による外乱を除去した送信信号が再現される。具体的には、受信信号を等化する際、伝送路等化部３６は、パイロット信号から、伝送路推定値を求めるが、このとき用いるフィルタの係数を、ドップラー周波数に応じて変更する。ドップラー周波数は受信機の移動速度と比例するために、ドップラー周波数に応じてフィルタの係数を変更することで、移動速度に応じた伝送路推定値を求めることができ、送信信号が精度よく再現できる。
【００７９】
デマッピング部３７は、外乱が除去された送信信号の信号点位置を割り出し、送信信号のビットパターンを導き出す。
誤り訂正部３８は、デマッピング部３７の出力に対して、たとえば、リードソロモン符号や畳み込み符号を用いて、データの誤りを訂正する。
【００８０】
ＭＰＥＧ−２デコーダ３９は、誤り訂正部３８から出力された、ＭＰＥＧ−２形式で符号化されたデータを復号する。
出力部４０は、たとえば、ディスプレイやスピーカであり、復号された映像データや音声データを出力する。
【００８１】
上記のようなＯＦＤＭ受信システム３０において、たとえば、直交復調部３２から誤り訂正部３８までの各構成が、半導体集積回路５０として提供される。なお、半導体集積回路５０は、ＭＰＥＧ−２デコーダ３９を含んでいてもよい。
【００８２】
このようなＯＦＤＭ受信システム３０は、たとえば、地上デジタル放送受信装置や、地上デジタル放送が視聴可能な携帯端末などに適用可能である。前述したように、本実施の形態の半導体集積回路は、小さな回路規模で、精度よくドップラー周波数を算出することができるので、携帯端末において適用するのに特に有用である。
【００８３】
以上、実施の形態に基づき、本発明の半導体集積回路及び受信信号処理方法の一観点について説明してきたが、これらは一例にすぎず、上記の記載に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００８４】
１０ 半導体集積回路
１１ パイロット信号記憶部
１２ サブキャリア群記憶部
１３ 伝送路応答値生成部
１４ 入力選択部
１５ 逆フーリエ変換部
１６，１７ インパルス応答保持部
１８ インパルス応答遅延部
１９ 最大値位置検出部
２０ 位相差補正部
２１ 位相偏差算出部
２２ ドップラー周波数算出部
２３ マルチパス判定部
２４ 主波位置特定部
２５ 先行波検出部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路及び受信信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
地上デジタル放送では、移動受信の際に搬送波周波数が偏移するドップラーシフトの影響を考慮した復調処理が行われている。
地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）フレームには、一定間隔でパイロット信号であるＳＰ（Scattered Pilot）信号が挿入されている。従来、フーリエ変換後の受信信号から抽出されたパイロット信号を用いて、移動受信によって搬送波周波数に加わる周波数（ドップラー周波数）を推定する手法が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−２７４７２２号公報
【特許文献２】特開２００５−２８６６３６号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】実川、外２名、“ＯＦＤＭに適した高精度ドップラ周波数推定法”、電子情報通信学会総合大会、２００４年、Ｂ−５−７７、Ｐ．５６４
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、従来の半導体集積回路では、小さい回路規模でパイロット信号からドップラー周波数を精度よく求めることはできないという問題があった。
上記の点を鑑みて、本発明は、小さい回路規模でドップラー周波数を精度よく求めることが可能な半導体集積回路及び受信信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、以下のような半導体集積回路が提供される。
この半導体集積回路は、フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみが入力された場合、当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第１のインパルス応答を算出し、前記受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及び前記パイロット信号が入力された場合、当該伝送路応答値及び当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第２のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部に対し、前記パイロット信号のみを入力するか、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号を入力するか選択する入力選択部と、前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定するマルチパス判定部と、前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第１のインパルス応答の最大値の位置と、前記第２のインパルス応答の最大値の位置とを比較することで、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定する主波位置特定部と、前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正する位相差補正部と、前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、前記位相回転量をもとに、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、を有する。
【発明の効果】
【０００７】
開示の半導体集積回路及び受信信号処理方法によれば、小さい回路規模でドップラー周波数を精度よく求めることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本実施の形態の半導体集積回路の主要部の構成を示す図である。
【図２】地上デジタル放送におけるＯＦＤＭフレームの構成を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭフレームの切り替えの様子を示す図である。
【図４】インパルス応答の一例を示す図である。
【図５】異なるシンボル間のインパルス応答の位相差の一例を示す図である。
【図６】算出される位相回転量の例を示す図である。
【図７】主波位置を特定する様子を示す図である。
【図８】主波位置が特定できない場合を示す例である。
【図９】本実施の形態の半導体集積回路の比較例を示す図である。
【図１０】本実施の形態の半導体集積回路による受信信号処理方法を示すフローチャートである。
【図１１】ＯＦＤＭ受信システムの主要部の概略の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の半導体集積回路及び受信信号処理方法の一観点である実施の形態を、図面を参照して説明する。
図１は、本実施の形態の半導体集積回路の主要部の構成を示す図である。
【００１０】
半導体集積回路１０、たとえば、地上デジタル放送用のＯＦＤＭ信号の復調用ＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）である。
半導体集積回路１０は、パイロット信号記憶部１１、サブキャリア群記憶部１２、伝送路応答値生成部１３、入力選択部１４、逆フーリエ変換部１５、インパルス応答保持部１６，１７、インパルス応答遅延部１８、最大値位置検出部１９を有している。また、半導体集積回路１０は、位相差補正部２０、位相偏差算出部２１、ドップラー周波数算出部２２、マルチパス判定部２３、主波位置特定部２４、先行波検出部２５を有している。
【００１１】
以下、各部の詳細とその動作を説明する。
パイロット信号記憶部１１は、フーリエ変換（たとえば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））後の受信信号に含まれるサブキャリア群のうち、パイロット信号を保持する。
【００１２】
図２は、地上デジタル放送におけるＯＦＤＭフレームの構成を示す図である。
横軸はサブキャリア番号であり、周波数方向を表している。また、縦軸はシンボル番号であり、時間方向を表している。図中で、黒丸はパイロット信号であるＳＰ信号Ｄｓ、白丸はデータ信号Ｄａである。
【００１３】
地上デジタル放送で用いられているパイロット信号であるＳＰ信号Ｄｓは、周波数方向に、１２キャリアごとに挿入されており、時間方向に、４シンボルごとに挿入されている。
【００１４】
サブキャリア群記憶部１２は、フーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号及びデータ信号を含むサブキャリア群を保持する。サブキャリア群記憶部１２は、各シンボルの全てのサブキャリアを保持してもよいし、一部のセグメントのサブキャリアを保持するようにしてもよい。
【００１５】
伝送路応答値生成部１３は、サブキャリア群のうち、データ信号を仮判定して、送信信号点の仮判定値を求めた後、受信したデータ信号を、仮判定値で割ることによって、伝送路の影響を示す伝送路応答値を生成する。仮判定は、たとえば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭなどの変調方式に応じて、データ信号を硬判定することで仮判定値を生成する。
【００１６】
入力選択部１４は、逆フーリエ変換部１５に対し、パイロット信号記憶部１１に保持されたパイロット信号のみを入力するか、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を入力するか選択する。入力選択部１４は、たとえば、シンボル番号を検出し、ＯＦＤＭのフレームの切り替わりを検出する。そして、入力選択部１４は、フレームごとに、パイロット信号のみを逆フーリエ変換部１５に入力するか、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換部１５に入力するか切り替える。
【００１７】
図３は、ＯＦＤＭフレームの切り替えの様子を示す図である。
横軸は時間である。
ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２，ｆｐ１，ｆｐ２は、１フレームあたり、シンボル番号０〜２０３の２０４個のシンボルを有している。
【００１８】
たとえば、入力選択部１４は、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２のデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換部１５に入力し、逆フーリエ変換（たとえば、ＩＦＦＴ（Inverse FFT））を行わせる。また、入力選択部１４は、ＯＦＤＭフレームｆｐ１，ｆｐ２のパイロット信号のみを逆フーリエ変換部１５に入力し、逆フーリエ変換を行わせる。
【００１９】
逆フーリエ変換部１５は、入力選択部１４よりパイロット信号のみが入力された場合、そのパイロット信号を逆フーリエ変換することでインパルス応答を算出し、インパルス応答をインパルス応答保持部１６に保持する。また、逆フーリエ変換部１５は、入力選択部１４より伝送路応答値及びパイロット信号が入力された場合、これらの信号に対して逆フーリエ変換を行いインパルス応答を算出し、インパルス応答保持部１７に保持する。
【００２０】
図４は、インパルス応答の一例を示す図である。
図４（Ａ）は、ｎ−２番目のシンボルにおけるインパルス応答の例を示し、図４（Ｂ）は、ｎ番目のシンボルにおけるインパルス応答の例を示している。図４において、横軸は時間、縦軸は電力である。
【００２１】
ここで得られるインパルス応答は、伝送路のマルチパス応答を示すことから、遅延プロファイルと呼ばれている。
移動受信が行われている場合、フェージングによる影響で位相回転が生じ、異なるシンボル間で得られたインパルス応答は、異なる値となる。このときの位相回転量は、搬送波が受けるドップラー周波数と比例する。そのため、ドップラー周波数は、一定期間におけるシンボル間のインパルス応答の位相回転量から算出することが可能である。
【００２２】
図５は、異なるシンボル間のインパルス応答の位相差の一例を示す図である。
ここでは、ｎ−２番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉn-2と、ｎ番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉnの間の位相差を示している。ΔΘは、フェージングによる位相回転量を示している。さらに、図２に示したようにシンボルごとにＳＰ信号の周波数がシフトされている場合には、ＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが加わる。したがって、インパルス応答の最大値Ｉn-2と、インパルス応答の最大値Ｉnの間の位相差は、ΔΘ＋ΔΦとなる。位相差ΔΦは、ＯＦＤＭシンボルを切り出すフーリエ変換窓の位置によって変化する。
【００２３】
インパルス応答保持部１６は、たとえば、メモリであり、逆フーリエ変換部１５にパイロット信号が入力されることによって算出されるインパルス応答を保持し、インパルス応答遅延部１８に出力する。また、インパルス応答保持部１６は、そのインパルス応答を最大値位置検出部１９に送り、最大値位置検出部１９によって検出されたインパルス応答の最大値の位置を入力し、インパルス応答の最大値を位相偏差算出部２１に出力する。
【００２４】
インパルス応答保持部１７は、たとえば、メモリであり、逆フーリエ変換部１５にデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号が入力されることによって算出されるインパルス応答を保持し、最大値位置検出部１９に出力する。
【００２５】
インパルス応答遅延部１８は、たとえば、メモリであり、インパルス応答保持部１６から出力されたインパルス応答を保持し遅延させる。また、インパルス応答遅延部１８は、入力したインパルス応答の最大値の位置を最大値位置検出部１９から取得し、保持する。
【００２６】
最大値位置検出部１９は、インパルス応答保持部１６で保持されたインパルス応答の最大値（最大電力）の位置を検出し、インパルス応答保持部１６及びインパルス応答遅延部１８に出力する。電力が最大の位置にあるものが、Ｃ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）が最も良い主波の可能性が高い。また、最大値位置検出部１９は、インパルス応答保持部１７で保持されたインパルス応答の最大値の位置を検出し、インパルス応答の情報とともにマルチパス判定部２３に出力する。
【００２７】
位相差補正部２０は、インパルス応答遅延部１８から出力されたインパルス応答に対して、図５で示したようなシンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦを補正する。位相差ΔΦは、ＯＦＤＭシンボルを切り出すフーリエ変換窓の位置と主波または先行波の位置との間の遅延量に応じた値となる。
【００２８】
位相差補正部２０は、遅延量に応じた位相差ΔΦを算出するか、予めテーブルとして保持しておき、たとえば、入力される主波または先行波の位置から遅延量を算出する。そして、位相差補正部２０は、遅延量に応じた位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、主波または先行波のインパルス応答に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、キャンセルされる。
【００２９】
位相偏差算出部２１は、たとえば、インパルス応答保持部１６に保持された現在のシンボルのインパルス応答の主波または先行波と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の主波または先行波から、位相回転量ΔΘを算出する。
【００３０】
図６は、算出される位相回転量の例を示す図である。
ここでは、図５で示したｎ−２番目のシンボルのインパルス応答の最大値（主波）Ｉn-2と、ｎ番目のシンボルのインパルス応答の最大値（主波）Ｉnの位相差を求める様子を示している。
【００３１】
位相差補正部２０により、ＳＰ信号のシンボル間の周波数の違いによる位相差ΔΦがキャンセルされているので、位相偏差算出部２１では、フェージングによる位相回転量ΔΘのみが算出される。位相偏差算出部２１は、位相回転量ΔΘを、最大値Ｉn-2と最大値Ｉnの位相を求めてその差分を算出することにより算出するか、内積演算を用いて算出する。
【００３２】
位相偏差算出部２１で得られた位相回転量ΔΘは、ドップラー周波数ｆｄと比例関係にある。そのため、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘに、所定の値を乗じることでドップラー周波数ｆｄを算出する。
【００３３】
マルチパス判定部２３は、データ信号を含むサブキャリア群によるインパルス応答と、その最大値の位置（主波位置）とから、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定する。具体的には、マルチパス判定部２３は、先行波（遅延波）と主波がどれだけ離れているか検出することによって、マルチパスの長さを判定する。そして、マルチパス判定部２３は、折り返りが発生する可能性のある長さ以上（たとえば、地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームを受信する場合は１／２４シンボル長以上）のマルチパスがあるか否かを判定する。マルチパス判定部２３は、判定結果を主波位置特定部２４に出力する。
【００３４】
また、マルチパス判定部２３は、所定の長さ以上のマルチパスを検出した場合、最大値位置検出部１９で検出されたデータ信号を含むサブキャリア群によるインパルス応答の最大値の位置を、主波位置特定部２４に送る。マルチパス判定部２３は、そのインパルス応答データ自体を主波位置特定部２４に送るようにしてもよい。また、マルチパス判定部２３は、所定の長さ以上のマルチパスを検出しない場合には、主波位置特定部２４の機能を無効にするようにしてもよい。
【００３５】
図２に示したように、地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームでは、ＳＰ信号は、各シンボル中に１２個間隔で挿入されている。そのため、１／２４シンボル長以上のマルチパスが存在すると、パイロット信号のみから求めたインパルス応答に、折り返りが発生する可能性がある（詳細は後述する）。この折り返りを考慮して主波位置を特定しないと、位相差補正部２０は、位相差ΔΦを得るための正しい遅延量が求められない。そのため、位相偏差算出部２１は、正確な位相回転量ΔΘを算出できなくなり、ドップラー周波数算出部２２は、正確なドップラー周波数ｆｄを算出することができない。
【００３６】
これに対し、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答は、１／２シンボル長以内の遅延量のマルチパスであれば、信号の折り返りが発生しない。そのため、主波位置特定部２４は、データ信号を含めたサブキャリア群によるインパルス応答を用いて、パイロット信号によるインパルス応答の主波位置を特定する。
【００３７】
なお、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答は、折り返りは発生しないが、伝送路応答値を仮判定値により求めているため、このインパルス応答からドップラー周波数を推定することは望ましくない。高速移動時の高フェージング環境や、１３ｓｅｇ方式における６４ＱＡＭの場合、仮判定値の信頼性が低下し、伝送路応答値が大きく劣化するためである。そのため、本実施の形態の半導体集積回路１０では、ドップラー周波数の推定のために、パイロット信号によるインパルス応答を用いる。
【００３８】
主波位置特定部２４は、所定の長さ以上のマルチパスが検出された旨の判定結果を受信した場合、最大値位置検出部１９で検出された各インパルス応答の最大値の位置をもとに、パイロット信号によるインパルス応答の主波位置を特定する。
【００３９】
主波位置特定部２４は、主波位置の特定を、図３で示したようなＯＦＤＭフレームの切り替わり部分で行う。具体的には、主波位置特定部２４は、たとえば、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２の最後のシンボルから得られたインパルス応答と、ＯＦＤＭフレームｆｐ１，ｆｐ２の最初のシンボルから得られたインパルス応答を用いて主波位置を特定する。
【００４０】
図７は、主波位置を特定する様子を示す図である。
図７（Ａ）は、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答を示している。縦軸は電力で、横軸はＸ（時間）である。横軸は実際には、ＩＦＦＴポイントで表わされる。
【００４１】
図７（Ａ）では、先行波、主波、遅延波がそれぞれ、位置Ａ１ｘ，Ａ２ｘ，Ａ３ｘに現われている。主波位置特定部２４は、まず、時間軸（横軸Ｘ）を、パイロット信号のみから求められたインパルス応答の時間軸（横軸Ｙ）と合わせるための変換を行い、図７（Ｂ）の上図のように最大電力を示す主波の位置Ａ２ｙを得る。これにより、パイロット信号のみから求められたインパルス応答との比較が可能になる。
【００４２】
たとえば、１ｓｅｇ、Ｍｏｄｅ３のＯＦＤＭ規格が用いられる場合、変換式は以下のようになる。なお、以下の式では、一例として、データ信号を含めたサブキャリア群から求められるインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を２５６、パイロット信号のみから求められるインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を６４としている。
【００４３】
Ａｙ＝（Ａｘ−２５６／２）×３−６４／２
ここで、Ａｘ−２５６／２は、主波のＦＦＴ窓位置からのずれ（ポイント数）を表している。ＦＦＴシフトしているので、ＦＦＴ窓位置は、２５６／２にあるとしている。
【００４４】
また、１３ｓｅｇ、Ｍｏｄｅ３のＯＦＤＭ規格が用いられる場合、変換式は以下のようになる。なお、以下の式では、一例として、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を２５６、パイロット信号のみから求めたインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数も２５６としている。
【００４５】
Ａｙ＝（Ａｘ−２５６／２）×１２−２５６／２
図７（Ｂ）の下図の例では、パイロット信号のみから求められるインパルス応答の一例を示している。位置Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３にそれぞれインパルス応答が表れており、位置Ｂ１にあるインパルス応答は、位置Ｂ４のインパルス応答が折り返ったものであり、位置Ｂ２のインパルス応答は、位置Ｂ５のインパルス応答が折り返ったものである。
【００４６】
主波位置特定部２４は、図７（Ｂ）の上図の位置Ａ２ｙとほぼ等しい位置に、パイロット信号によるインパルス応答の最大値が存在した場合、その最大値の位置を主波位置として特定する。具体的には、主波位置特定部２４は、図７（Ｂ）のように、位置Ａｙから所定の範囲（±α）内に、パイロット信号のみから求めたインパルス応答の最大値があるか否かを検出する。αは、たとえば、ＩＦＦＴポイントで、１０ポイント以下程度とする。図７（Ｂ）の例では、位置Ｂ１にある最大値を示すインパルス応答が、上記の範囲内に存在する。したがって、主波位置特定部２４は、位置Ｂ１に存在するインパルス応答を主波として特定する。これによって、折り返った主波を特定することができる。
【００４７】
主波位置特定部２４は、主波位置が特定できた場合には、特定した主波の位置を位相差補正部２０に通知する。
主波位置が特定できた場合、位相差補正部２０は、フーリエ変換窓位置と、特定された主波の位置Ｂ２の折り返り元の位置Ｂ４間の遅延量ｄ１に応じて、位相差ΔΦを求める。そして、位相差補正部２０は、位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、インパルス応答の主波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、正しくキャンセルされる。
【００４８】
その後、位相偏差算出部２１は、インパルス応答保持部１６から現在のシンボルのインパルス応答の最大値と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の最大値とから、位相回転量ΔΘを算出する。そして、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する。
【００４９】
ところで、主波位置特定部２４は、以下のような場合、主波位置を特定できない。
図８は、主波位置が特定できない場合を示す例である。
図８の上図は、図７（Ｂ）の上図と同様に、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答の最大値の、時間軸を変換後の位置Ａ２ｙを示している。
【００５０】
図８の下図では、折り返った主波である位置Ｂ１のインパルス応答よりも、折り返った遅延波である位置Ｂ２のインパルス応答の方が、電力が大きくなっている。本実施の形態の主波位置特定部２４は、前述したように、異なるフレーム間のインパルス応答の最大値を比較して主波位置を特定するため、このような現象が発生する場合がある。
【００５１】
つまり、フレーム間で時間が経過すると、図８のように主波と遅延波の電力の大きさが逆転する場合が生じる。この場合、主波位置特定部２４は、主波位置を特定できない。
たとえば、図３で示したような流れで、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２，ｆｐ１，ｆｐ２を処理する場合、ドップラー周波数の更新は、パイロット信号のみを逆フーリエ変換するＯＦＤＭフレームｆｐ１，ｆｐ２の最後のシンボルで行われる。そのため、たとえば、ＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｐ１間の切り替わり部分で主波位置が特定できないと、次のＯＦＤＭフレームｆｓ２，ｆｐ２間の切り替わり部分で主波位置の特定が成功しても、最小でも４フレーム期間、ドップラー周波数の更新ができなくなってしまう。
【００５２】
そこで、本実施の形態の半導体集積回路１０では、主波位置特定部２４にて主波位置が特定できない場合には、先行波を用いてドップラー周波数を算出する。
まず、主波位置特定部２４は、主波位置が特定できなかった場合には、その旨を、位相差補正部２０、位相偏差算出部２１及び先行波検出部２５に通知する。
【００５３】
先行波検出部２５は、インパルス応答保持部１６に保持されたインパルス応答または、インパルス応答遅延部１８に格納されたインパルス応答から、フーリエ変換窓位置近傍に存在する先行波を検出する。たとえば、先行波検出部２５は、一定電力以上の大きさのインパルス応答で、最もフーリエ変換窓位置に近いインパルス応答を先行波として検出する。そして、先行波検出部２５は、先行波の位置を、インパルス応答保持部１６、インパルス応答遅延部１８、位相差補正部２０に通知する。
【００５４】
たとえば、図８に示したようなインパルス応答において、先行波の位置Ｂ３が特定された場合、位相差補正部２０は、フーリエ変換窓位置と、特定された先行波の位置Ｂ３の間の遅延量ｄ２に応じて、位相差ΔΦを求める。そして、位相差補正部２０は、位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、インパルス応答の先行波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、正しくキャンセルされる。
【００５５】
また、位相偏差算出部２１は、インパルス応答保持部１６から現在のシンボルのインパルス応答の先行波と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の先行波とから、位相回転量ΔΘを算出する。そして、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する。
【００５６】
このように、半導体集積回路１０は、データ信号とパイロット信号を含むサブキャリア群を用いて信号の折り返りの影響を受けないインパルス応答を算出し、その最大値の位置をもとに、正しい主波位置を特定している。これにより、インパルス応答の折り返りが生じる可能性のある所定長さ以上のマルチパスが発生した場合でも、正確にドップラー周波数を求めることができる。
【００５７】
また、半導体集積回路１０では、主波位置の特定ができなかった場合でも、先行波を用いてドップラー周波数を算出できるようにしたので、図３で示したようなＯＦＤＭフレームｆｓ１，ｆｓ２，ｆｐ１，ｆｐ２では、ドップラー周波数の更新を２フレーム間隔で更新できる。
（比較例）
図９は、本実施の形態の半導体集積回路の比較例を示す図である。
【００５８】
図９では、特願２００９−１１８５５０号にて本願の発明者等により提案された半導体集積回路の構成を示している。
図１で示した半導体集積回路１０と同様の構成要素については同一符号を付している。
【００５９】
比較例の半導体集積回路１０ａでは、パイロット信号のみを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部１５ａと、データ信号から求められた伝送路応答値とパイロット信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部１５ｂとを設けている。これにより、パイロット信号のみによる逆フーリエ変換と、伝送路応答値及びパイロット信号による逆フーリエ変換とが並行して行われる。また、最大値位置検出部１９ａ，１９ｂについても、２つ設けられている。
【００６０】
このような半導体集積回路１０ａでは、フレームごとにドップラー周波数を更新できるが、回路規模が大きい。
これに対して、図１で示した本実施の形態の半導体集積回路１０では、入力選択部１４を設け、逆フーリエ変換部１５にパイロット信号のみを入力するか、データ信号から求められた伝送路応答値とパイロット信号を入力するか選択している。これにより、逆フーリエ変換部１５を１つとすることができ、回路規模を約１／２程度と、大幅に縮小することができる。
【００６１】
以下、上述の本実施の形態の半導体集積回路１０による受信信号処理の流れを、フローチャートによりまとめる。
図１０は、本実施の形態の半導体集積回路による受信信号処理方法を示すフローチャートである。
【００６２】
入力選択部１４は、フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみを逆フーリエ変換部１５に入力するか、受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換部１５に入力するか選択する（ステップＳ１）。
【００６３】
逆フーリエ変換部１５は、パイロット信号のみ、またはデータ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号を逆フーリエ変換して、それぞれのインパルス応答を算出する（ステップＳ２）。最大値位置検出部１９は、パイロット信号のみによるインパルス応答の最大値の位置を検出する（ステップＳ３）。そして、インパルス応答遅延部１８は、インパルス応答保持部１６から出力されたインパルス応答を保持し遅延させる（ステップＳ４）。
【００６４】
また、最大値位置検出部１９は、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号によるインパルス応答の最大値の位置（主波位置）を検出する（ステップＳ５）。そして、マルチパス判定部２３は、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号によるインパルス応答から、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定する（ステップＳ６，Ｓ７）。所定の長さ以上のマルチパスがある場合、主波位置特定部２４は、伝送路応答値及びパイロット信号によるインパルス応答の最大値の位置と、パイロット信号のみによるインパルス応答の最大値の位置を比較する。これにより、主波位置特定部２４は、パイロット信号のみによるインパルス応答における主波位置を特定する（ステップＳ８，Ｓ９）。
【００６５】
主波位置が特定できなかった場合、先行波検出部２５は、パイロット信号のみによるインパルス応答の先行波の位置を、位相差補正部２０に設定する（ステップＳ１０）。
所定の長さ以上のマルチパスがないか、主波位置を特定したか、または先行波位置を設定した場合、位相差補正部２０による位相差補正処理が行われる（ステップＳ１１）。
【００６６】
所定の長さ以上のマルチパスがない場合、位相差補正部２０は、インパルス応答遅延部１８から出力されたインパルス応答の最大値の位置（主波位置）と、フーリエ変換窓位置との間の遅延量を求める。
【００６７】
一方、所定の長さ以上のマルチパスがある場合、位相差補正部２０は、主波位置特定部２４が特定した折り返った主波位置の、折り返り元の主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量を求める。
【００６８】
また、主波位置の特定ができなかった場合には、位相差補正部２０は、先行波検出部２５で検出された先行波の位置と、フーリエ変換窓位置との間の遅延量を求める。
そして、位相差補正部２０は、主波位置または先行波の位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量に応じて、位相差ΔΦを求め、位相差ΔΦの逆位相（ｅ-ΔΦ）を、インパルス応答の主波または先行波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、キャンセルされる。
【００６９】
その後、位相偏差算出部２１は、現在のシンボルのインパルス応答の主波または先行波と、位相差補正部２０により補正された以前のシンボルのインパルス応答の主波または先行波から、位相回転量ΔΘを算出する（ステップＳ１２）。そして、ドップラー周波数算出部２２は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する（ステップＳ１３）。
【００７０】
このように、本実施の形態の受信信号処理方法では、データ信号とパイロット信号を含むサブキャリア群を用いて信号の折り返りの影響を受けないインパルス応答を算出し、その最大値の位置をもとに、正しい主波位置を特定している。これにより、折り返りが生じる可能性のあるマルチパスが発生した場合でも、正確にドップラー周波数を求めることができる。
【００７１】
また、入力選択部１４により、パイロット信号のみによりインパルス応答を算出するか、データ信号から求められる伝送路応答値及びパイロット信号によりインパルス応答を算出するか選択することで、逆フーリエ変換部１５を１つとすることができる。これにより、回路規模が大幅に縮小される。
【００７２】
また、主波位置の特定ができなかった場合でも、位相差補正部２０は、先行波を用いて位相差ΔΦの補正を行うので、ドップラー周波数の更新が長期間できなくなることを防止することができる。
【００７３】
以上のような半導体集積回路１０及び受信信号処理方法は、たとえば、以下のようなＯＦＤＭ受信システムに適用される。
図１１は、ＯＦＤＭ受信システムの主要部の概略の構成を示す図である。
【００７４】
ＯＦＤＭ受信システム３０は、チューナ３１と、直交復調部３２と、フーリエ変換部３３と、シンボル番号生成部３４と、ドップラー周波数推定部３５と、伝送路等化部３６と、デマッピング部３７と、誤り訂正部３８を有している。また、ＯＦＤＭ受信システム３０は、ＭＰＥＧ−２（Moving Picture Experts Group phase 2）デコーダ（またはＨ．２６４デコーダ）３９と、出力部４０を有している。
【００７５】
チューナ３１は、選局したＲＦ（Radio Frequency）信号を、アンテナ３１ａを介して受信する。
直交復調部３２は、受信した変調波を直交復調する。
【００７６】
フーリエ変換部３３は、直交復調した受信信号に対してフーリエ変換（たとえば、ＦＦＴ）を行い、周波数領域の信号に変換する。
シンボル番号生成部３４は、たとえば、フーリエ変換後のサブキャリア群に含まれるＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号を用いてシンボル番号を生成する。
【００７７】
ＴＭＣＣは、受信信号の各シンボルデータの特定の位置（規格で定められている）に含まれている。なお、ＴＭＣＣの伝送には差動変調が用いられているため、シンボル番号生成部３４は、差動変調されたＴＭＣＣを復調した後、シンボル番号を生成し、ドップラー周波数推定部３５の、前述した入力選択部１４に入力する。
【００７８】
ドップラー周波数推定部３５は、図１で示した各構成を含み、フーリエ変換された受信信号から、ドップラー周波数を算出する。
伝送路等化部３６は、ドップラー周波数推定部３５により算出されたドップラー周波数に応じて、フーリエ変換された受信信号を等化する。これにより、伝送路による外乱を除去した送信信号が再現される。具体的には、受信信号を等化する際、伝送路等化部３６は、パイロット信号から、伝送路推定値を求めるが、このとき用いるフィルタの係数を、ドップラー周波数に応じて変更する。ドップラー周波数は受信機の移動速度と比例するために、ドップラー周波数に応じてフィルタの係数を変更することで、移動速度に応じた伝送路推定値を求めることができ、送信信号が精度よく再現できる。
【００７９】
デマッピング部３７は、外乱が除去された送信信号の信号点位置を割り出し、送信信号のビットパターンを導き出す。
誤り訂正部３８は、デマッピング部３７の出力に対して、たとえば、リードソロモン符号や畳み込み符号を用いて、データの誤りを訂正する。
【００８０】
ＭＰＥＧ−２デコーダ３９は、誤り訂正部３８から出力された、ＭＰＥＧ−２形式で符号化されたデータを復号する。
出力部４０は、たとえば、ディスプレイやスピーカであり、復号された映像データや音声データを出力する。
【００８１】
上記のようなＯＦＤＭ受信システム３０において、たとえば、直交復調部３２から誤り訂正部３８までの各構成が、半導体集積回路５０として提供される。なお、半導体集積回路５０は、ＭＰＥＧ−２デコーダ３９を含んでいてもよい。
【００８２】
このようなＯＦＤＭ受信システム３０は、たとえば、地上デジタル放送受信装置や、地上デジタル放送が視聴可能な携帯端末などに適用可能である。前述したように、本実施の形態の半導体集積回路は、小さな回路規模で、精度よくドップラー周波数を算出することができるので、携帯端末において適用するのに特に有用である。
【００８３】
以上、実施の形態に基づき、本発明の半導体集積回路及び受信信号処理方法の一観点について説明してきたが、これらは一例にすぎず、上記の記載に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００８４】
１０ 半導体集積回路
１１ パイロット信号記憶部
１２ サブキャリア群記憶部
１３ 伝送路応答値生成部
１４ 入力選択部
１５ 逆フーリエ変換部
１６，１７ インパルス応答保持部
１８ インパルス応答遅延部
１９ 最大値位置検出部
２０ 位相差補正部
２１ 位相偏差算出部
２２ ドップラー周波数算出部
２３ マルチパス判定部
２４ 主波位置特定部
２５ 先行波検出部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみが入力された場合、当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第１のインパルス応答を算出し、前記受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及び前記パイロット信号が入力された場合、当該伝送路応答値及び当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第２のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換部に対し、前記パイロット信号のみを入力するか、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号を入力するか選択する入力選択部と、
前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定するマルチパス判定部と、
前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第１のインパルス応答の最大値の位置と、前記第２のインパルス応答の最大値の位置とを比較することで、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定する主波位置特定部と、
前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正する位相差補正部と、
前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、
前記位相回転量をもとに、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、
を有することを特徴とする半導体集積回路。
【請求項２】
前記第１のインパルス応答をもとに、先行波を検出する先行波検出部を有し、
前記主波位置特定部にて、前記主波位置の特定ができない場合、前記位相差補正部は、前記先行波の位置と、前記フーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項３】
前記入力選択部は、シンボル番号を検出し、ＯＦＤＭのフレームごとに、前記パイロット信号のみを入力するか、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号を入力するか切り替えることを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項４】
入力選択部が、フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみを逆フーリエ変換部に入力するか、前記受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及び前記パイロット信号を前記逆フーリエ変換部に入力するか選択し、
前記逆フーリエ変換部は、前記パイロット信号のみが入力された場合、当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第１のインパルス応答を算出し、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号が入力された場合、当該伝送路応答値及び当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第２のインパルス応答を算出し、
マルチパス判定部が、前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定し、
主波位置特定部が、前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第１のインパルス応答の最大値の位置と、前記第２のインパルス応答の最大値の位置とを比較することで、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定し、
位相差補正部が、前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正し、
位相偏差算出部が、前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出し、
ドップラー周波数算出部が、前記位相回転量をもとにドップラー周波数を算出することを特徴とする受信信号処理方法。
【請求項１】
フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみが入力された場合、当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第１のインパルス応答を算出し、前記受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及び前記パイロット信号が入力された場合、当該伝送路応答値及び当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第２のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換部に対し、前記パイロット信号のみを入力するか、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号を入力するか選択する入力選択部と、
前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定するマルチパス判定部と、
前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第１のインパルス応答の最大値の位置と、前記第２のインパルス応答の最大値の位置とを比較することで、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定する主波位置特定部と、
前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正する位相差補正部と、
前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、
前記位相回転量をもとに、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、
を有することを特徴とする半導体集積回路。
【請求項２】
前記第１のインパルス応答をもとに、先行波を検出する先行波検出部を有し、
前記主波位置特定部にて、前記主波位置の特定ができない場合、前記位相差補正部は、前記先行波の位置と、前記フーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項３】
前記入力選択部は、シンボル番号を検出し、ＯＦＤＭのフレームごとに、前記パイロット信号のみを入力するか、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号を入力するか切り替えることを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項４】
入力選択部が、フーリエ変換後の受信信号のうち、パイロット信号のみを逆フーリエ変換部に入力するか、前記受信信号のうちのデータ信号から求められる伝送路応答値及び前記パイロット信号を前記逆フーリエ変換部に入力するか選択し、
前記逆フーリエ変換部は、前記パイロット信号のみが入力された場合、当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第１のインパルス応答を算出し、前記伝送路応答値及び前記パイロット信号が入力された場合、当該伝送路応答値及び当該パイロット信号を逆フーリエ変換して第２のインパルス応答を算出し、
マルチパス判定部が、前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定し、
主波位置特定部が、前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第１のインパルス応答の最大値の位置と、前記第２のインパルス応答の最大値の位置とを比較することで、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定し、
位相差補正部が、前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正し、
位相偏差算出部が、前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出し、
ドップラー周波数算出部が、前記位相回転量をもとにドップラー周波数を算出することを特徴とする受信信号処理方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１０−２８８１７８（Ｐ２０１０−２８８１７８Ａ）
【公開日】平成２２年１２月２４日（２０１０．１２．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１４１９３３（Ｐ２００９−１４１９３３）
【出願日】平成２１年６月１５日（２００９．６．１５）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月２４日（２０１０．１２．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月１５日（２００９．６．１５）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
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