受信機及び相互位相変調緩和方法
【課題】受信機において、不要な雑音の増加がなく相互位相変調を緩和する目的とする。
【解決手段】偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、を有する。
【解決手段】偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント受信を行う受信機及び相互位相変調緩和方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル信号処理用半導体素子の並列多重化した動作速度が、数１０Ｇｂ／ｓに向上したことにより、長距離かつ大容量の光通信技術として、デジタル信号処理を用いた多値伝送が可能なデジタルコヒーレント光通信の研究開発及び実用化が進展してきている。
【０００３】
デジタルコヒーレント光通信では、受信する光信号の強度情報と位相情報の両方を、デジタル回路を用いて操作できるために、光ファイバ伝送路における波長分散劣化、及び、高速に変化する偏波モード分散（ＰＭＤ：Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）劣化などを容易に補償することが可能になり、コヒーレント受信による高感度化も期待できて、長距離かつ大容量の光通信技術と考えられている（例えば非特許文献１参照）。
【０００４】
デジタルコヒーレント通信では、偏波多重のＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号等の、偏波多重の位相変調を含む変調方式で伝送されることが多い。一方、多くの既設の光ファイバ伝送路においては、既に強度変調方式の光通信が用いられている。図１に示すように、デジタルコヒーレント通信の位相変調方式の光信号の波長λ１を、強度変調方式の光信号の波長λ２に近接して設定した場合には、強度変調方式の光信号の時間的に変化する電界強度により発生する時間的に変化するＸＰＭ（Ｃｒｏｓｓ Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：相互位相変調）によって、位相変調方式の光信号に位相雑音が発生する。
【０００５】
このＸＰＭの問題を回避するために、種々の方法が考えられている。その一つの方法として、ＸＰＭを起す原因となる強度変調光信号と、ＸＰＭの影響を受ける偏波多重の位相変調光信号が共に直線偏波である理想状態（偏光状態によるＸＰＭの差異が最大）においても、強度変調光信号と平行な位相変調光信号が受ける位相変化（ＸＰＭ−ｐ）と、強度変調光信号と垂直な位相変調光信号が受ける位相変化（ＸＰＭ−ｎ）との間の大きさの比が、ＸＰＭ−ｎ＝１／３ＸＰＭ−ｐであるという物理現象を利用して、偏波多重ＱＰＳＫデジタルコヒーレント通信の受信機において、一方の位相推定値を他方の位相推定値に重ね合わせることによって、強度変調光信号によるＸＰＭの影響を緩和する方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２００９／１２４９６１号パンフレット
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｒａｓｕｍｕｓｓｅｎ，星田，中島、「１００Ｇｂｐｓ光伝送システムのためのデジタルコヒーレント受信技術」、ＦＵＪＩＴＳＵ．６０，５，ｐ．４７６−４８３、２００９年９月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来の一方の位相推定値を他方の位相推定値に重ねる方法では、一方の位相変調光信号と他方の位相変調光信号とのいずれか一方にＸＰＭとは異なる原因のノイズが混入している場合、不要な雑音が増加するおそれが大きいという問題があった。
【０００９】
開示の受信機は、不要な雑音の増加がなく相互位相変調を緩和する目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
開示の一実施形態による受信機は、偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、
前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、を有する。
【発明の効果】
【００１１】
本実施形態によれば、不要な雑音の増加がなく相互位相変調を緩和することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】相互位相変調を説明するための図である。
【図２】光受信機の一実施形態の構成図である。
【図３】ＸＰＭ緩和回路の一実施形態の構成図である。
【図４】ＱＰＳＫ変調信号のコンスタレーションを示す図である。
【図５】位相変動パターンとタイミング信号を示す図である。
【図６】パターン比較及び位相補正処理部の第１実施形態の構成図である。
【図７】パターン比較及び位相補正処理部の第２実施形態の構成図である。
【図８】パターン比較及び位相補正処理部の第３実施形態の構成図である。
【図９】パターン比較及び位相補正処理部の第４実施形態の構成図である。
【図１０】ＸＰＭによる劣化を緩和する信号処理の概略フローチャートを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面に基づいて実施形態を説明する。
【００１４】
＜光受信機の構成＞
図２はデジタルコヒーレント光通信システムにおける光受信機の一実施形態の構成図を示す。この光受信機は、偏波多重の多値（Ｍ値）ＰＳＫ変調の光信号を受信するものであるが、以下ではＭ＝４の場合つまりＱＰＳＫ変調を例にとって説明する。なお、Ｍは４以外の８，１６，３２等であっても良い。
【００１５】
図２において、受信光信号は偏波分離器１１で２つの直交偏波成分つまりＸ偏波成分とＹ偏波成分に分離し、Ｘ偏波成分は光位相ハイブリッド１２に供給され、Ｙ偏波成分は光位相ハイブリッド１３に供給される。また、局部発振光源（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１４の出力する局部発振光は光分波器１５で２分岐され、一方は光位相ハイブリッド１２に供給され、他方は光位相ハイブリッド１３に供給される。
【００１６】
光位相ハイブリッド１２はＸ偏波成分と局部発振光を互いに同相及び逆相で干渉させた１組の出力光と、直交（＋９０°）と逆直交（−９０°）で干渉させた１組の出力光とを得てフォトダイオード１６，１７に供給する。フォトダイオード１６，１７はバランス型フォトダイオードであり、フォトダイオード１６は同相及び逆相の干渉光を差動受信してＸ偏波成分と局部発振光の同相干渉成分（Ｉ）の電気信号を出力し、フォトダイオード１７は直交と逆直交の干渉光を差動受信してＸ偏波成分と局部発振光の直交干渉成分（Ｑ）の電気信号を出力する。
【００１７】
光位相ハイブリッド１３はＹ偏波成分と局部発振光を互いに同相及び逆相で干渉させた１組の出力光と、直交（＋９０°）と逆直交（−９０°）で干渉させた１組の出力光とを得てフォトダイオード１８，１９に供給する。フォトダイオード１８，１９はバランス型フォトダイオードであり、フォトダイオード１８は同相及び逆相の干渉光を差動受信してＹ偏波成分と局部発振光の同相干渉成分（Ｉ）の電気信号を出力し、フォトダイオード１９は直交と逆直交の干渉光を差動受信してＹ偏波成分と局部発振光の直交干渉成分（Ｑ）の電気信号を出力する。
【００１８】
上記Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分は静電容量２１ａ〜２１ｄ等の回路を用いて直流成分を除去されてＡＤコンバータ２２に供給されてデジタル化される。Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分のデジタル値は波長分散補償回路２３においてデジタル処理により波長分散補償を行われる。その後、Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分のデジタル値は適応等化回路２４でＸ偏波とＹ偏波の混合を補償する等の等化処理を行われたのち、更に、周波数オフセット除去回路２５で周波数オフセットを除去されてＸＰＭ緩和回路２６に供給される。
【００１９】
ＸＰＭ緩和回路２６ではＸ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分それぞれにおけるＸＰＭを緩和する補正を行う。ＸＰＭ緩和回路２６の出力するＸ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分は復調回路（ＤＥＭＯＤ）に供給され、Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分それぞれについて例えばＱＰＳＫ復調等の多値ＰＳＫ復調が行われ、復調された信号が出力される。
【００２０】
なお、図２において一点鎖線Ｉで囲まれる波長分散補償回路２３〜ＸＰＭ緩和回路２６は、例えば１チップの半導体集積回路であるＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で構成される。この他に、二点鎖線ＩＩで囲まれるＡＤコンバータ２２〜ＸＰＭ緩和回路２６を１チップの半導体集積回路に構成しても良い。
【００２１】
＜ＸＰＭ緩和回路の構成＞
図３はＸＰＭ緩和回路２６の一実施形態の構成図を示す。図３において、端子３１ａ，３１ｂには周波数オフセット除去回路２５からＸ偏波の受信位相データθｘ、Ｙ偏波の受信位相データθｙが供給される。ここで、受信位相データθｘ，θｙは、Ｍ（ＱＰＳＫの場合Ｍ＝４）に対して十分大きな値であるＮ（Ｎ＞＞Ｍ）を用い、Ｎビットで表される値である。
【００２２】
Ｘ偏波の受信位相データθｘはヒストグラム処理部３２ａ及び遅延部３３ａに供給される。ヒストグラム処理部３２ａは受信位相データθｘのヒストグラムを作成し、Ｘ偏波が例えばＱＰＳＫ変調されている場合には図４に示すようなコンスタレーションを得て仮判定位相推定部３４ａに供給する。図４において過去の複数の受信位相データθｘを×印で示している。
【００２３】
仮判定位相推定部３４ａには遅延部３３ａでヒストグラム処理部３２ａの処理時間だけ遅延されたＸ偏波の受信位相データθｘが供給されている。仮判定位相推定部３４ａは受信位相データθｘが図４に示すコンスタレーションに含まれる位相グループ＃ｍ（ＱＰＳＫ変調の場合ｍ＝１〜４の整数）のうち、どの位相グループに属するか、つまり、どの位相グループに最も近いかを推定して位相比較部３５ａに供給する。
【００２４】
位相比較部３５ａは遅延部３３ａの出力を遅延部４２ａで仮判定位相推定部３４ａの処理時間だけ遅延して供給されるＸ偏波の受信位相データθｘを位相グループ＃ｍの中心（図４では●印で示す）の位相θｍと比較して、受信位相データθｘの変動成分Δθｘ（＝θｘ−θｍ）を求める。この変動成分ΔθｘはＮビットで表される値であり、バッファメモリ３７ａに格納される。
【００２５】
同様にして、Ｙ偏波の受信位相データθｙはヒストグラム処理部３２ｂ及び遅延部３３ｂに供給される。ヒストグラム処理部３２ｂは受信位相データθｙのヒストグラムを作成し、Ｙ偏波が例えばＱＰＳＫ変調されている場合には図４に示すようなコンスタレーションを得て仮判定位相推定部３４に供給する。
【００２６】
仮判定位相推定部３４ｂには遅延部３３ｂでヒストグラム処理部３２ａの処理時間だけ遅延されたＹ偏波の受信位相データθｙが供給されている。仮判定位相推定部３４ｂは受信位相データθｙがコンスタレーションに含まれる位相グループ＃ｍのうち、どの位相グループに属するか、つまり、どの位相グループに最も近いかを推定して位相比較部３５ｂに供給する。
【００２７】
位相比較部３５ｂは遅延部３３ｂの出力を遅延部４２ｂで仮判定位相推定部３４ｂの処理時間だけ遅延して供給されるＹ偏波の受信位相データθｙを位相グループ＃ｍの中心の位相θｍと比較して、受信位相データθｙの変動成分Δθｙ（＝θｙ−θｍ）を求める。この変動成分ΔθｙはＮビットで表される値であり、バッファメモリ３７ｂに格納される。
【００２８】
バッファメモリ３７ａ，３７ｂそれぞれから読み出された変動成分Δθｘ，Δθｙはパターン比較及び位相補正処理部３８内の時系列パターン比較部３９に供給される。時系列パターン比較部３９は同一シンボルにおけるＸ偏波の変動成分ΔθｘとＹ偏波の変動成分Δθｙを比較して、ΔθｘとΔθｙの変動パターン（例えば変動方向つまり符号）が共通つまり同一の場合に値１で、ΔθｘとΔθｙの変動パターン（例えば変動方向つまり符号）が異なる場合に値０となるタイミング信号を生成して位相補正処理部４０ａ，４０ｂに供給する。なお、バッファメモリ３７ａ，３７ｂは必ずしも設ける必要はない。
【００２９】
ところで、ＸＰＭの影響を受ける偏波多重の位相変調光信号の位相変化量は、強度変調光信号と平行な位相変調光信号が受けるＸＰＭ−ｐと、強度変調光信号と垂直な位相変調光信号が受けるＸＰＭ−ｎである。ＸＰＭを起す原因となる強度変調光信号と、ＸＰＭの影響を受ける偏波多重の位相変調光信号が共に直線偏波である理想状態においても、ＸＰＭ−ｎ＝１／３ＸＰＭ−ｐである。しかし、光ファイバ伝送時には、ある程度楕円偏光になっているので、偏波多重の位相変調光信号の２つの偏光成分が受ける各ＸＰＭは、ＸＰＭ−ｐとＸＰＭ−ｎとの差より小さな差であることが多い。このため、偏波多重の位相変調光信号の２つの偏光成分を用いて、ＸＰＭの影響を緩和できる。
【００３０】
本実施形態では、ΔθｘとΔθｙの変動パターンが異なるシンボル期間には、２つの位相変調光信号のいずれか一方にＸＰＭとは異なる原因のノイズが混入しているとみなして、２つの位相変調光信号の位相補正を行わない。そして、ΔθｘとΔθｙの変動パターンが同一のシンボル期間に、ＸＰＭによるノイズが混入しているとみなして２つの位相変調光信号の位相補正を行う。
【００３１】
ここで、図５（Ａ）にシンボル単位で変化するＸ偏波の送信位相を実線で示し、受信位相θｘを破線で示す。また、図５（Ｂ）にシンボル単位で変化するＹ偏波の送信位相を実線で示し、受信位相θｙを破線で示す。この場合、シンボル期間Ｔ１，Ｔ２ではΔθｘとΔθｙの変動方向が同一（＋）であるため、タイミング信号は図５（Ｃ）に示すように値１となる。また、シンボル期間Ｔ３でもΔθｘとΔθｙの変動方向が同一（＋）であるため、タイミング信号は図５（Ｃ）に示すように値１となる。
【００３２】
位相補正処理部４０ａは時系列パターン比較部３９からのタイミング信号と、バッファメモリ３７ａから読み出された変動成分Δθｘと、遅延部３３ａ出力を位相比較部３５ａ，バッファメモリ３７ａ，時系列パターン比較部３９の処理時間だけ遅延部３６ａにて遅延されたＸ偏波の受信位相データθｘが供給されている。位相補正処理部４０ａはタイミング信号が値１であるときに変動成分Δθｘを抽出し、Ｘ偏波の受信位相データθｘを抽出した変動成分Δθｘに応じて補正し、補正後の位相データθｘ’を端子４１ａから出力する。
【００３３】
同様に、位相補正処理部４０ｂは時系列パターン比較部３９からのタイミング信号と、バッファメモリ３７ｂから読み出された変動成分Δθｙと、遅延部３３ｂ出力を位相比較部３５ｂ，バッファメモリ３７ｂ，時系列パターン比較部３９の処理時間だけ遅延部３６ｂにて遅延されたＹ偏波の受信位相データθｙが供給されている。位相補正処理部４０ｂはタイミング信号が値１であるときに変動成分Δθｙを抽出し、Ｙ偏波の受信位相データθｙを抽出した変動成分Δθｙに応じて補正し、補正後の位相データθｙ’を端子４１ｂから出力する。
【００３４】
図１０に多値波長強度変調信号に起因するＸＰＭによる劣化を緩和する信号処理の概略フローチャートを示す。図１０において、ステップＳ１ではＭ値の位相変調等の変調方式で、シンボル毎のＭ値より細かいＮビットの位相変動パターンが、各偏波チャネル（Ｘ偏波、Ｙ偏波）で同じ傾向であるシンボル（タイムスロット）を特定する。次に、ステップＳ２でシンボル（タイムスロット）での位相変動を各偏波チャネル毎に独立に弱め、ＸＰＭによる劣化を緩和する。そして、ステップＳ３で位相雑音つまりＸＰＭによる劣化を緩和したＮビットの位相データ（位相信号）を出力する。
【００３５】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第１実施形態＞
図６はパターン比較及び位相補正処理部３８の第１実施形態の構成図を示す。図６において、Ｘ偏波の変動成分ΔθｘとＹ偏波の変動成分Δθｙは乗算器５１で乗算されて閾値判定部５２に供給される。閾値判定部５２は乗算値が所定の閾値（正の実数）以上であれば値１となり、乗算値が閾値未満であれば値０となるタイミング信号を出力する。つまり、乗算器５１，閾値判定部５２が時系列パターン比較部３９に対応する。
【００３６】
Ｘ偏波の変動成分Δθｘは遅延素子５３で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５５に供給され、乗算器５５においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５７に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＸ偏波の変動成分Δθｘが乗算器５７に供給される。
【００３７】
同様に、Ｙ偏波の変動成分Δθｙは遅延素子５４で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５６に供給され、乗算器５６においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５８に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＹ偏波の変動成分Δθｙが乗算器５８に供給される。
【００３８】
乗算器５７はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｘに調整係数ｋｘを乗算して減算器５９に供給する。減算器５９はＸ偏波の受信位相データθｘから乗算器５７出力を減算することで受信位相データθｘの補正処理を行い、補正後の位相データθｘ’を出力する。
【００３９】
乗算器５８はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｙに調整係数ｋｙを乗算して減算器６０に供給する。減算器６０はＹ偏波の受信位相データθｙから乗算器５８出力を減算することで受信位相データθｙの補正処理を行い、補正後の位相データθｙ’を出力する。つまり、乗算器５５，５７，減算器５９が位相補正処理部４０ａに対応し、乗算器５６，５８，減算器６０が位相補正処理部４０ｂに対応する。この実施形態では、抽出手段が一例としてヒストグラム処理部３２ａ，３２ｂ，仮判定位相推定部３４ａ，３４ｂ，位相比較部３５ａ，３５ｂ，バッファメモリ３７ａ，３７ｂ，時系列パターン比較部３９，乗算器５５，５６等で構成され、補正手段が一例として乗算器５７，５８減算器５９，６０等で構成されている。
【００４０】
なお、調整係数ｋｘ，ｋｙは定数に限らず、受信信号から復号された信号のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）等に基づいて可変制御することも可能である。
【００４１】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第２実施形態＞
図７はパターン比較及び位相補正処理部３８の第２実施形態の構成図を示す。図７において、Ｘ偏波の変動成分ΔθｘとＹ偏波の変動成分Δθｙは相互相関演算部６１に供給されて、連続するｎ（ｎは２以上の整数）シンボル分のΔθｘとΔθｙ間の相互相関係数を求めて閾値判定部６２に供給する。相互相関係数は、例えば相関が高い場合に１に近付き、相関が低い場合に０に近付く値である。閾値判定部６２は相互相関係数が所定の閾値（例えば０．５）以上であれば値１となり、相互相関係数が閾値未満であれば値０となるタイミング信号を出力する。つまり、相互相関演算部６１，閾値判定部６２が時系列パターン比較部３９に対応する。
【００４２】
Ｘ偏波の変動成分Δθｘは遅延素子６３で相互相関演算部６１と閾値判定部６２の処理時間τ２だけ遅延されて乗算器６５に供給され、乗算器６５においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器６７に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＸ偏波の変動成分Δθｘが乗算器６７に供給される。
【００４３】
同様に、Ｙ偏波の変動成分Δθｙは遅延素子６４で相互相関演算部６１と閾値判定部６２の処理時間τ２だけ遅延されて乗算器６６に供給され、乗算器６６においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器６８に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＹ偏波の変動成分Δθｙが乗算器６８に供給される。
【００４４】
乗算器６７はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｘに調整係数ｋｘを乗算して減算器６９に供給する。減算器６９はＸ偏波の受信位相データθｘから乗算器６７出力を減算することで受信位相データθｘの補正処理を行い、補正後の位相データθｘ’を出力する。
【００４５】
乗算器６８はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｙに調整係数ｋｙを乗算して減算器７０に供給する。減算器７０はＹ偏波の受信位相データθｙから乗算器６８出力を減算することで受信位相データθｙの補正処理を行い、補正後の位相データθｙ’を出力する。つまり、乗算器６５，６７，減算器６９が位相補正処理部４０ａに対応し、乗算器６６，６８，減算器７０が位相補正処理部４０ｂに対応する。この実施形態では、抽出手段が一例としてヒストグラム処理部３２ａ，３２ｂ，仮判定位相推定部３４ａ，３４ｂ，位相比較部３５ａ，３５ｂ，バッファメモリ３７ａ，３７ｂ，時系列パターン比較部３９，乗算器６５，６６等で構成され、補正手段が一例として乗算器６７，６８，減算器６９，７０等で構成されている。
【００４６】
なお、調整係数ｋｘ，ｋｙは定数に限らず、受信信号のＢＥＲ等に基づいて可変制御することも可能である。
【００４７】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第３実施形態＞
図８はパターン比較及び位相補正処理部３８の第３実施形態の構成図を示す。図８において、図６と同一部分には同一符号を付す。図８において、Ｘ偏波の変動成分Δθｘは低域フィルタ（ＬＰＦ）７１を通して乗算器５１及び遅延素子５３に供給され、Ｙ偏波の変動成分Δθｙは低域フィルタ７２を通して乗算器５１及び遅延素子５４に供給される。
【００４８】
これは、ＸＰＭがＸＰＭ発生原因の強度変調信号の数分の１の周波数帯域で充分に小さくなるので、強度変調信号帯域より狭い周波数帯域の変動成分Δθｘ，Δθｙを、低域フィルタ７１，７２で取り出すことでＸＰＭの影響を強調して信号処理するためである。低域フィルタ７１，７２は例えばＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタ等で実現し、フィルタの遮断周波数を決定するフィルタ係数は、偏波多重の位相変調光信号と強度変調光信号が光伝送路を共有して伝送されることで生じるＸＰＭ（相互位相変調）の周波数特性に応じて決定する。
【００４９】
低域フィルタ７１，７２を通した変動成分Δθｘ，Δθｙは乗算器５１で乗算されて閾値判定部５２に供給される。閾値判定部５２は乗算値が所定の閾値（正の実数）以上であれば値１となり、乗算値が閾値未満であれば値０となるタイミング信号を出力する。つまり、低域フィルタ７１，７２，乗算器５１，閾値判定部５２が時系列パターン比較部３９に対応する。
【００５０】
低域フィルタ７１の出力するＸ偏波の変動成分Δθｘは遅延素子５３で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５５に供給され、乗算器５５においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５７に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＸ偏波の変動成分Δθｘが乗算器５７に供給される。
【００５１】
同様に、低域フィルタ７２の出力するＹ偏波の変動成分Δθｙは遅延素子５４で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５６に供給され、乗算器５６においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５８に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＹ偏波の変動成分Δθｙが乗算器５８に供給される。
【００５２】
乗算器５７はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｘに調整係数ｋｘを乗算して減算器５９に供給する。減算器５９はＸ偏波の受信位相データθｘから乗算器５７出力を減算することで受信位相データθｘの補正処理を行い、補正後の位相データθｘ’を出力する。
【００５３】
乗算器５８はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｙに調整係数ｋｙを乗算して減算器６０に供給する。減算器６０はＹ偏波の受信位相データθｙから乗算器５８出力を減算することで受信位相データθｙの補正処理を行い、補正後の位相データθｙ’を出力する。つまり、乗算器５５，５７，減算器５９が位相補正処理部４０ａに対応し、乗算器５６，５８，減算器６０が位相補正処理部４０ｂに対応する。この実施形態では、抽出手段が一例としてヒストグラム処理部３２ａ，３２ｂ，仮判定位相推定部３４ａ，３４ｂ，位相比較部３５ａ，３５ｂ，バッファメモリ３７ａ，３７ｂ，時系列パターン比較部３９，低域フィルタ７１，７２，乗算器５５，５６等で構成され、補正手段が一例として乗算器５７，５８減算器５９，６０等で構成されている。
【００５４】
なお、調整係数ｋｘ，ｋｙは定数に限らず、受信信号のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）等に基づいて可変制御することも可能である。
【００５５】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第４実施形態＞
図９はパターン比較及び位相補正処理部３８の第４実施形態の構成図を示す。図９において、図８と同一部分には同一符号を付す。図９において、Ｘ偏波の変動成分Δθｘは１×２スイッチ７３に供給される。スイッチ７３はＸ偏波の変動成分Δθｘを、低域フィルタ７１を通して２×１スイッチ７４に供給するか、又は、低域フィルタ７１をバイパスして２×１スイッチ７４に供給するかを選択する。また、スイッチ７４は低域フィルタ７１を通した変動成分Δθｘと、低域フィルタ７１をバイパスした変動成分Δθｘとのいずれか一方を選択して乗算器５１及び遅延素子５３に供給する。
【００５６】
同様に、スイッチ７５はＹ偏波の変動成分Δθｙを、低域フィルタ７２を通して２×１スイッチ７６に供給するか、又は、低域フィルタ７２をバイパスして２×１スイッチ７６に供給するかを選択する。また、スイッチ７６は低域フィルタ７２を通した変動成分Δθｙと、低域フィルタ７２をバイパスした変動成分Δθｙのいずれか一方を選択して乗算器５１及び遅延素子５４に供給する。
【００５７】
図９において、スイッチ７４，７５以降の回路は図８と同一であるため、その動作説明を省略する。
【００５８】
このように、低域フィルタを通過した信号とバイパスした信号を切替える理由は、光ファイバ伝送路が通常のＳＭＦ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｍｏｄｅ Ｆｉｂｅｒ）と分散補償光ファイバによって構成される場合には、ＸＰＭはＸＰＭ発生原因の強度変調信号の数分の１の周波数帯域で充分小さくなるので、強度変調信号帯域より狭い周波数帯域を考慮すれば良いので、低域フィルタを通してＸＰＭの影響を強調して信号処理する効果がある。
【００５９】
しかし、光ファイバ伝送路が波長分散の小さいＤＳＦ（分散シフト光ファイバ）で構成される場合には、ＸＰＭは広い帯域に渡って強度が大きいので、ＸＰＭの発生原因である強度変調信号の帯域全体を考慮するために低域フィルタを設けない構成とする必要があるためである。このため、光ファイバ伝送路に応じてスイッチ７３〜７６それぞれの切替えを設定して、低域フィルタを通過した信号とバイパスした信号のいずれを選択するかを決定する。
【００６０】
なお、低域フィルタ７１，７２をＦＩＲフィルタ等のデジタルフィルタで構成している場合には、スイッチ７３〜７６を設ける代りに、低域フィルタ７１，７２のフィルタ係数を変更することで全周波数帯域の信号を通過するように切替えることも可能である。
【００６１】
また、、ＸＰＭの周波数特性については、例えば参考文献：Ｔ．Ｋ．Ｃｈｉａｎｇ，Ｎ．Ｋａｇｉ，Ｍ．Ｅ．Ｍａｒｈｉｃ，Ｌ．Ｇ．Ｋａｚｏｖｓｋｙ，“Ｃｒｏｓｓ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｉｎ Ｆｉｂｅｒ Ｌｉｎｋｓ ｗｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｓ”，Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌｕｍｅ：１４，Ｉｓｓｕｅ：３，Ｏｎ ｐａｇｅ（ｓ）：２４９（１９９６）等に記載されている。
【００６２】
なお、上記実施形態では低域フィルタ７１，７２を使用しているが、時間領域の信号である受信位相データθｘ、θｙを周波数領域の信号に変換して低域フィルタと同等の処理を行う構成としても良い。
（付記１）
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、
前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、
を有することを特徴とする受信機。
（付記２）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記３）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、連続する複数シンボルについて前記２つの偏波成分の位相変動成分の相互相関係数を求め、前記相互相関係数が所定の閾値を超えて相互相関が高い場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記４）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記５）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを低域フィルタで帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記６）
付記２乃至５のいずれか１項に記載の受信機において、
前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の前記共通する位相変動成分に調整係数を乗算して前記２つの偏波成分の位相データから減算して、前記位相データを変化させる
ことを特徴とする受信機。
（付記７）
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機の相互位相変調緩和方法において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出し、
前記２つの偏波成分の位相データを、抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる
ことを特徴とする相互位相変調緩和方法。
（付記８）
付記５記載の受信機において、
前記低域フィルタの周波数特性は、前記偏波多重された位相変調光信号が伝送される光伝送路を共有する強度変調光信号による相互位相変調の周波数特性に応じて決定する
ことを特徴とする受信機。
（付記９）
付記６記載の受信機において、
前記調整係数は、前記位相変調光信号から復号された信号のエラーレートに応じて決定する
ことを特徴とする受信機。
【符号の説明】
【００６３】
１１ 偏波分離器
１２，１３ 光位相ハイブリッド
１４ 局部発振光源
１５ 光分波器
１６〜１９ フォトダイオード
２１ａ〜２１ｄ フォトダイオード
２２ ＡＤコンバータ
２３ 波長分散補償回路
２４ 適応等化回路
２５ 周波数オフセット除去回路
２６ ＸＰＭ緩和回路
２７ 復調回路
３２ａ，３２ｂ ヒストグラム処理部
３３ａ，３３ｂ，４２ａ，４２ｂ 遅延部
３４ａ，３４ｂ 仮判定位相推定部
３５ａ，３５ｂ 位相比較部
３７ａ，３７ｂ バッファメモリ
３８ パターン比較及び位相補正処理部３８
３９ 時系列パターン比較部
４０ａ，４０ｂ 位相補正処理部
５１，５５〜５８，６１，６５〜６８ 乗算器
５２，６２ 閾値判定部
５３，５４，６３，６４ 遅延素子
５９，６０，６９，７０ 減算器
６１ 相互相関演算部
７１，７２ 低域フィルタ
７３〜７６ スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント受信を行う受信機及び相互位相変調緩和方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル信号処理用半導体素子の並列多重化した動作速度が、数１０Ｇｂ／ｓに向上したことにより、長距離かつ大容量の光通信技術として、デジタル信号処理を用いた多値伝送が可能なデジタルコヒーレント光通信の研究開発及び実用化が進展してきている。
【０００３】
デジタルコヒーレント光通信では、受信する光信号の強度情報と位相情報の両方を、デジタル回路を用いて操作できるために、光ファイバ伝送路における波長分散劣化、及び、高速に変化する偏波モード分散（ＰＭＤ：Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）劣化などを容易に補償することが可能になり、コヒーレント受信による高感度化も期待できて、長距離かつ大容量の光通信技術と考えられている（例えば非特許文献１参照）。
【０００４】
デジタルコヒーレント通信では、偏波多重のＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号等の、偏波多重の位相変調を含む変調方式で伝送されることが多い。一方、多くの既設の光ファイバ伝送路においては、既に強度変調方式の光通信が用いられている。図１に示すように、デジタルコヒーレント通信の位相変調方式の光信号の波長λ１を、強度変調方式の光信号の波長λ２に近接して設定した場合には、強度変調方式の光信号の時間的に変化する電界強度により発生する時間的に変化するＸＰＭ（Ｃｒｏｓｓ Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：相互位相変調）によって、位相変調方式の光信号に位相雑音が発生する。
【０００５】
このＸＰＭの問題を回避するために、種々の方法が考えられている。その一つの方法として、ＸＰＭを起す原因となる強度変調光信号と、ＸＰＭの影響を受ける偏波多重の位相変調光信号が共に直線偏波である理想状態（偏光状態によるＸＰＭの差異が最大）においても、強度変調光信号と平行な位相変調光信号が受ける位相変化（ＸＰＭ−ｐ）と、強度変調光信号と垂直な位相変調光信号が受ける位相変化（ＸＰＭ−ｎ）との間の大きさの比が、ＸＰＭ−ｎ＝１／３ＸＰＭ−ｐであるという物理現象を利用して、偏波多重ＱＰＳＫデジタルコヒーレント通信の受信機において、一方の位相推定値を他方の位相推定値に重ね合わせることによって、強度変調光信号によるＸＰＭの影響を緩和する方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２００９／１２４９６１号パンフレット
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｒａｓｕｍｕｓｓｅｎ，星田，中島、「１００Ｇｂｐｓ光伝送システムのためのデジタルコヒーレント受信技術」、ＦＵＪＩＴＳＵ．６０，５，ｐ．４７６−４８３、２００９年９月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来の一方の位相推定値を他方の位相推定値に重ねる方法では、一方の位相変調光信号と他方の位相変調光信号とのいずれか一方にＸＰＭとは異なる原因のノイズが混入している場合、不要な雑音が増加するおそれが大きいという問題があった。
【０００９】
開示の受信機は、不要な雑音の増加がなく相互位相変調を緩和する目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
開示の一実施形態による受信機は、偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、
前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、を有する。
【発明の効果】
【００１１】
本実施形態によれば、不要な雑音の増加がなく相互位相変調を緩和することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】相互位相変調を説明するための図である。
【図２】光受信機の一実施形態の構成図である。
【図３】ＸＰＭ緩和回路の一実施形態の構成図である。
【図４】ＱＰＳＫ変調信号のコンスタレーションを示す図である。
【図５】位相変動パターンとタイミング信号を示す図である。
【図６】パターン比較及び位相補正処理部の第１実施形態の構成図である。
【図７】パターン比較及び位相補正処理部の第２実施形態の構成図である。
【図８】パターン比較及び位相補正処理部の第３実施形態の構成図である。
【図９】パターン比較及び位相補正処理部の第４実施形態の構成図である。
【図１０】ＸＰＭによる劣化を緩和する信号処理の概略フローチャートを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面に基づいて実施形態を説明する。
【００１４】
＜光受信機の構成＞
図２はデジタルコヒーレント光通信システムにおける光受信機の一実施形態の構成図を示す。この光受信機は、偏波多重の多値（Ｍ値）ＰＳＫ変調の光信号を受信するものであるが、以下ではＭ＝４の場合つまりＱＰＳＫ変調を例にとって説明する。なお、Ｍは４以外の８，１６，３２等であっても良い。
【００１５】
図２において、受信光信号は偏波分離器１１で２つの直交偏波成分つまりＸ偏波成分とＹ偏波成分に分離し、Ｘ偏波成分は光位相ハイブリッド１２に供給され、Ｙ偏波成分は光位相ハイブリッド１３に供給される。また、局部発振光源（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１４の出力する局部発振光は光分波器１５で２分岐され、一方は光位相ハイブリッド１２に供給され、他方は光位相ハイブリッド１３に供給される。
【００１６】
光位相ハイブリッド１２はＸ偏波成分と局部発振光を互いに同相及び逆相で干渉させた１組の出力光と、直交（＋９０°）と逆直交（−９０°）で干渉させた１組の出力光とを得てフォトダイオード１６，１７に供給する。フォトダイオード１６，１７はバランス型フォトダイオードであり、フォトダイオード１６は同相及び逆相の干渉光を差動受信してＸ偏波成分と局部発振光の同相干渉成分（Ｉ）の電気信号を出力し、フォトダイオード１７は直交と逆直交の干渉光を差動受信してＸ偏波成分と局部発振光の直交干渉成分（Ｑ）の電気信号を出力する。
【００１７】
光位相ハイブリッド１３はＹ偏波成分と局部発振光を互いに同相及び逆相で干渉させた１組の出力光と、直交（＋９０°）と逆直交（−９０°）で干渉させた１組の出力光とを得てフォトダイオード１８，１９に供給する。フォトダイオード１８，１９はバランス型フォトダイオードであり、フォトダイオード１８は同相及び逆相の干渉光を差動受信してＹ偏波成分と局部発振光の同相干渉成分（Ｉ）の電気信号を出力し、フォトダイオード１９は直交と逆直交の干渉光を差動受信してＹ偏波成分と局部発振光の直交干渉成分（Ｑ）の電気信号を出力する。
【００１８】
上記Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分は静電容量２１ａ〜２１ｄ等の回路を用いて直流成分を除去されてＡＤコンバータ２２に供給されてデジタル化される。Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分のデジタル値は波長分散補償回路２３においてデジタル処理により波長分散補償を行われる。その後、Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分のデジタル値は適応等化回路２４でＸ偏波とＹ偏波の混合を補償する等の等化処理を行われたのち、更に、周波数オフセット除去回路２５で周波数オフセットを除去されてＸＰＭ緩和回路２６に供給される。
【００１９】
ＸＰＭ緩和回路２６ではＸ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分それぞれにおけるＸＰＭを緩和する補正を行う。ＸＰＭ緩和回路２６の出力するＸ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分は復調回路（ＤＥＭＯＤ）に供給され、Ｘ偏波のＩＱ成分とＹ偏波のＩＱ成分それぞれについて例えばＱＰＳＫ復調等の多値ＰＳＫ復調が行われ、復調された信号が出力される。
【００２０】
なお、図２において一点鎖線Ｉで囲まれる波長分散補償回路２３〜ＸＰＭ緩和回路２６は、例えば１チップの半導体集積回路であるＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で構成される。この他に、二点鎖線ＩＩで囲まれるＡＤコンバータ２２〜ＸＰＭ緩和回路２６を１チップの半導体集積回路に構成しても良い。
【００２１】
＜ＸＰＭ緩和回路の構成＞
図３はＸＰＭ緩和回路２６の一実施形態の構成図を示す。図３において、端子３１ａ，３１ｂには周波数オフセット除去回路２５からＸ偏波の受信位相データθｘ、Ｙ偏波の受信位相データθｙが供給される。ここで、受信位相データθｘ，θｙは、Ｍ（ＱＰＳＫの場合Ｍ＝４）に対して十分大きな値であるＮ（Ｎ＞＞Ｍ）を用い、Ｎビットで表される値である。
【００２２】
Ｘ偏波の受信位相データθｘはヒストグラム処理部３２ａ及び遅延部３３ａに供給される。ヒストグラム処理部３２ａは受信位相データθｘのヒストグラムを作成し、Ｘ偏波が例えばＱＰＳＫ変調されている場合には図４に示すようなコンスタレーションを得て仮判定位相推定部３４ａに供給する。図４において過去の複数の受信位相データθｘを×印で示している。
【００２３】
仮判定位相推定部３４ａには遅延部３３ａでヒストグラム処理部３２ａの処理時間だけ遅延されたＸ偏波の受信位相データθｘが供給されている。仮判定位相推定部３４ａは受信位相データθｘが図４に示すコンスタレーションに含まれる位相グループ＃ｍ（ＱＰＳＫ変調の場合ｍ＝１〜４の整数）のうち、どの位相グループに属するか、つまり、どの位相グループに最も近いかを推定して位相比較部３５ａに供給する。
【００２４】
位相比較部３５ａは遅延部３３ａの出力を遅延部４２ａで仮判定位相推定部３４ａの処理時間だけ遅延して供給されるＸ偏波の受信位相データθｘを位相グループ＃ｍの中心（図４では●印で示す）の位相θｍと比較して、受信位相データθｘの変動成分Δθｘ（＝θｘ−θｍ）を求める。この変動成分ΔθｘはＮビットで表される値であり、バッファメモリ３７ａに格納される。
【００２５】
同様にして、Ｙ偏波の受信位相データθｙはヒストグラム処理部３２ｂ及び遅延部３３ｂに供給される。ヒストグラム処理部３２ｂは受信位相データθｙのヒストグラムを作成し、Ｙ偏波が例えばＱＰＳＫ変調されている場合には図４に示すようなコンスタレーションを得て仮判定位相推定部３４に供給する。
【００２６】
仮判定位相推定部３４ｂには遅延部３３ｂでヒストグラム処理部３２ａの処理時間だけ遅延されたＹ偏波の受信位相データθｙが供給されている。仮判定位相推定部３４ｂは受信位相データθｙがコンスタレーションに含まれる位相グループ＃ｍのうち、どの位相グループに属するか、つまり、どの位相グループに最も近いかを推定して位相比較部３５ｂに供給する。
【００２７】
位相比較部３５ｂは遅延部３３ｂの出力を遅延部４２ｂで仮判定位相推定部３４ｂの処理時間だけ遅延して供給されるＹ偏波の受信位相データθｙを位相グループ＃ｍの中心の位相θｍと比較して、受信位相データθｙの変動成分Δθｙ（＝θｙ−θｍ）を求める。この変動成分ΔθｙはＮビットで表される値であり、バッファメモリ３７ｂに格納される。
【００２８】
バッファメモリ３７ａ，３７ｂそれぞれから読み出された変動成分Δθｘ，Δθｙはパターン比較及び位相補正処理部３８内の時系列パターン比較部３９に供給される。時系列パターン比較部３９は同一シンボルにおけるＸ偏波の変動成分ΔθｘとＹ偏波の変動成分Δθｙを比較して、ΔθｘとΔθｙの変動パターン（例えば変動方向つまり符号）が共通つまり同一の場合に値１で、ΔθｘとΔθｙの変動パターン（例えば変動方向つまり符号）が異なる場合に値０となるタイミング信号を生成して位相補正処理部４０ａ，４０ｂに供給する。なお、バッファメモリ３７ａ，３７ｂは必ずしも設ける必要はない。
【００２９】
ところで、ＸＰＭの影響を受ける偏波多重の位相変調光信号の位相変化量は、強度変調光信号と平行な位相変調光信号が受けるＸＰＭ−ｐと、強度変調光信号と垂直な位相変調光信号が受けるＸＰＭ−ｎである。ＸＰＭを起す原因となる強度変調光信号と、ＸＰＭの影響を受ける偏波多重の位相変調光信号が共に直線偏波である理想状態においても、ＸＰＭ−ｎ＝１／３ＸＰＭ−ｐである。しかし、光ファイバ伝送時には、ある程度楕円偏光になっているので、偏波多重の位相変調光信号の２つの偏光成分が受ける各ＸＰＭは、ＸＰＭ−ｐとＸＰＭ−ｎとの差より小さな差であることが多い。このため、偏波多重の位相変調光信号の２つの偏光成分を用いて、ＸＰＭの影響を緩和できる。
【００３０】
本実施形態では、ΔθｘとΔθｙの変動パターンが異なるシンボル期間には、２つの位相変調光信号のいずれか一方にＸＰＭとは異なる原因のノイズが混入しているとみなして、２つの位相変調光信号の位相補正を行わない。そして、ΔθｘとΔθｙの変動パターンが同一のシンボル期間に、ＸＰＭによるノイズが混入しているとみなして２つの位相変調光信号の位相補正を行う。
【００３１】
ここで、図５（Ａ）にシンボル単位で変化するＸ偏波の送信位相を実線で示し、受信位相θｘを破線で示す。また、図５（Ｂ）にシンボル単位で変化するＹ偏波の送信位相を実線で示し、受信位相θｙを破線で示す。この場合、シンボル期間Ｔ１，Ｔ２ではΔθｘとΔθｙの変動方向が同一（＋）であるため、タイミング信号は図５（Ｃ）に示すように値１となる。また、シンボル期間Ｔ３でもΔθｘとΔθｙの変動方向が同一（＋）であるため、タイミング信号は図５（Ｃ）に示すように値１となる。
【００３２】
位相補正処理部４０ａは時系列パターン比較部３９からのタイミング信号と、バッファメモリ３７ａから読み出された変動成分Δθｘと、遅延部３３ａ出力を位相比較部３５ａ，バッファメモリ３７ａ，時系列パターン比較部３９の処理時間だけ遅延部３６ａにて遅延されたＸ偏波の受信位相データθｘが供給されている。位相補正処理部４０ａはタイミング信号が値１であるときに変動成分Δθｘを抽出し、Ｘ偏波の受信位相データθｘを抽出した変動成分Δθｘに応じて補正し、補正後の位相データθｘ’を端子４１ａから出力する。
【００３３】
同様に、位相補正処理部４０ｂは時系列パターン比較部３９からのタイミング信号と、バッファメモリ３７ｂから読み出された変動成分Δθｙと、遅延部３３ｂ出力を位相比較部３５ｂ，バッファメモリ３７ｂ，時系列パターン比較部３９の処理時間だけ遅延部３６ｂにて遅延されたＹ偏波の受信位相データθｙが供給されている。位相補正処理部４０ｂはタイミング信号が値１であるときに変動成分Δθｙを抽出し、Ｙ偏波の受信位相データθｙを抽出した変動成分Δθｙに応じて補正し、補正後の位相データθｙ’を端子４１ｂから出力する。
【００３４】
図１０に多値波長強度変調信号に起因するＸＰＭによる劣化を緩和する信号処理の概略フローチャートを示す。図１０において、ステップＳ１ではＭ値の位相変調等の変調方式で、シンボル毎のＭ値より細かいＮビットの位相変動パターンが、各偏波チャネル（Ｘ偏波、Ｙ偏波）で同じ傾向であるシンボル（タイムスロット）を特定する。次に、ステップＳ２でシンボル（タイムスロット）での位相変動を各偏波チャネル毎に独立に弱め、ＸＰＭによる劣化を緩和する。そして、ステップＳ３で位相雑音つまりＸＰＭによる劣化を緩和したＮビットの位相データ（位相信号）を出力する。
【００３５】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第１実施形態＞
図６はパターン比較及び位相補正処理部３８の第１実施形態の構成図を示す。図６において、Ｘ偏波の変動成分ΔθｘとＹ偏波の変動成分Δθｙは乗算器５１で乗算されて閾値判定部５２に供給される。閾値判定部５２は乗算値が所定の閾値（正の実数）以上であれば値１となり、乗算値が閾値未満であれば値０となるタイミング信号を出力する。つまり、乗算器５１，閾値判定部５２が時系列パターン比較部３９に対応する。
【００３６】
Ｘ偏波の変動成分Δθｘは遅延素子５３で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５５に供給され、乗算器５５においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５７に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＸ偏波の変動成分Δθｘが乗算器５７に供給される。
【００３７】
同様に、Ｙ偏波の変動成分Δθｙは遅延素子５４で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５６に供給され、乗算器５６においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５８に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＹ偏波の変動成分Δθｙが乗算器５８に供給される。
【００３８】
乗算器５７はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｘに調整係数ｋｘを乗算して減算器５９に供給する。減算器５９はＸ偏波の受信位相データθｘから乗算器５７出力を減算することで受信位相データθｘの補正処理を行い、補正後の位相データθｘ’を出力する。
【００３９】
乗算器５８はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｙに調整係数ｋｙを乗算して減算器６０に供給する。減算器６０はＹ偏波の受信位相データθｙから乗算器５８出力を減算することで受信位相データθｙの補正処理を行い、補正後の位相データθｙ’を出力する。つまり、乗算器５５，５７，減算器５９が位相補正処理部４０ａに対応し、乗算器５６，５８，減算器６０が位相補正処理部４０ｂに対応する。この実施形態では、抽出手段が一例としてヒストグラム処理部３２ａ，３２ｂ，仮判定位相推定部３４ａ，３４ｂ，位相比較部３５ａ，３５ｂ，バッファメモリ３７ａ，３７ｂ，時系列パターン比較部３９，乗算器５５，５６等で構成され、補正手段が一例として乗算器５７，５８減算器５９，６０等で構成されている。
【００４０】
なお、調整係数ｋｘ，ｋｙは定数に限らず、受信信号から復号された信号のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）等に基づいて可変制御することも可能である。
【００４１】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第２実施形態＞
図７はパターン比較及び位相補正処理部３８の第２実施形態の構成図を示す。図７において、Ｘ偏波の変動成分ΔθｘとＹ偏波の変動成分Δθｙは相互相関演算部６１に供給されて、連続するｎ（ｎは２以上の整数）シンボル分のΔθｘとΔθｙ間の相互相関係数を求めて閾値判定部６２に供給する。相互相関係数は、例えば相関が高い場合に１に近付き、相関が低い場合に０に近付く値である。閾値判定部６２は相互相関係数が所定の閾値（例えば０．５）以上であれば値１となり、相互相関係数が閾値未満であれば値０となるタイミング信号を出力する。つまり、相互相関演算部６１，閾値判定部６２が時系列パターン比較部３９に対応する。
【００４２】
Ｘ偏波の変動成分Δθｘは遅延素子６３で相互相関演算部６１と閾値判定部６２の処理時間τ２だけ遅延されて乗算器６５に供給され、乗算器６５においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器６７に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＸ偏波の変動成分Δθｘが乗算器６７に供給される。
【００４３】
同様に、Ｙ偏波の変動成分Δθｙは遅延素子６４で相互相関演算部６１と閾値判定部６２の処理時間τ２だけ遅延されて乗算器６６に供給され、乗算器６６においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器６８に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＹ偏波の変動成分Δθｙが乗算器６８に供給される。
【００４４】
乗算器６７はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｘに調整係数ｋｘを乗算して減算器６９に供給する。減算器６９はＸ偏波の受信位相データθｘから乗算器６７出力を減算することで受信位相データθｘの補正処理を行い、補正後の位相データθｘ’を出力する。
【００４５】
乗算器６８はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｙに調整係数ｋｙを乗算して減算器７０に供給する。減算器７０はＹ偏波の受信位相データθｙから乗算器６８出力を減算することで受信位相データθｙの補正処理を行い、補正後の位相データθｙ’を出力する。つまり、乗算器６５，６７，減算器６９が位相補正処理部４０ａに対応し、乗算器６６，６８，減算器７０が位相補正処理部４０ｂに対応する。この実施形態では、抽出手段が一例としてヒストグラム処理部３２ａ，３２ｂ，仮判定位相推定部３４ａ，３４ｂ，位相比較部３５ａ，３５ｂ，バッファメモリ３７ａ，３７ｂ，時系列パターン比較部３９，乗算器６５，６６等で構成され、補正手段が一例として乗算器６７，６８，減算器６９，７０等で構成されている。
【００４６】
なお、調整係数ｋｘ，ｋｙは定数に限らず、受信信号のＢＥＲ等に基づいて可変制御することも可能である。
【００４７】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第３実施形態＞
図８はパターン比較及び位相補正処理部３８の第３実施形態の構成図を示す。図８において、図６と同一部分には同一符号を付す。図８において、Ｘ偏波の変動成分Δθｘは低域フィルタ（ＬＰＦ）７１を通して乗算器５１及び遅延素子５３に供給され、Ｙ偏波の変動成分Δθｙは低域フィルタ７２を通して乗算器５１及び遅延素子５４に供給される。
【００４８】
これは、ＸＰＭがＸＰＭ発生原因の強度変調信号の数分の１の周波数帯域で充分に小さくなるので、強度変調信号帯域より狭い周波数帯域の変動成分Δθｘ，Δθｙを、低域フィルタ７１，７２で取り出すことでＸＰＭの影響を強調して信号処理するためである。低域フィルタ７１，７２は例えばＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタ等で実現し、フィルタの遮断周波数を決定するフィルタ係数は、偏波多重の位相変調光信号と強度変調光信号が光伝送路を共有して伝送されることで生じるＸＰＭ（相互位相変調）の周波数特性に応じて決定する。
【００４９】
低域フィルタ７１，７２を通した変動成分Δθｘ，Δθｙは乗算器５１で乗算されて閾値判定部５２に供給される。閾値判定部５２は乗算値が所定の閾値（正の実数）以上であれば値１となり、乗算値が閾値未満であれば値０となるタイミング信号を出力する。つまり、低域フィルタ７１，７２，乗算器５１，閾値判定部５２が時系列パターン比較部３９に対応する。
【００５０】
低域フィルタ７１の出力するＸ偏波の変動成分Δθｘは遅延素子５３で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５５に供給され、乗算器５５においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５７に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＸ偏波の変動成分Δθｘが乗算器５７に供給される。
【００５１】
同様に、低域フィルタ７２の出力するＹ偏波の変動成分Δθｙは遅延素子５４で乗算器５１と閾値判定部５２の処理時間τ１だけ遅延されて乗算器５６に供給され、乗算器５６においてタイミング信号と乗算され、次段の乗算器５８に供給される。これにより、タイミング信号が値１のときにのみＹ偏波の変動成分Δθｙが乗算器５８に供給される。
【００５２】
乗算器５７はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｘに調整係数ｋｘを乗算して減算器５９に供給する。減算器５９はＸ偏波の受信位相データθｘから乗算器５７出力を減算することで受信位相データθｘの補正処理を行い、補正後の位相データθｘ’を出力する。
【００５３】
乗算器５８はタイミング信号が値１のときの変動成分Δθｙに調整係数ｋｙを乗算して減算器６０に供給する。減算器６０はＹ偏波の受信位相データθｙから乗算器５８出力を減算することで受信位相データθｙの補正処理を行い、補正後の位相データθｙ’を出力する。つまり、乗算器５５，５７，減算器５９が位相補正処理部４０ａに対応し、乗算器５６，５８，減算器６０が位相補正処理部４０ｂに対応する。この実施形態では、抽出手段が一例としてヒストグラム処理部３２ａ，３２ｂ，仮判定位相推定部３４ａ，３４ｂ，位相比較部３５ａ，３５ｂ，バッファメモリ３７ａ，３７ｂ，時系列パターン比較部３９，低域フィルタ７１，７２，乗算器５５，５６等で構成され、補正手段が一例として乗算器５７，５８減算器５９，６０等で構成されている。
【００５４】
なお、調整係数ｋｘ，ｋｙは定数に限らず、受信信号のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）等に基づいて可変制御することも可能である。
【００５５】
＜パターン比較及び位相補正処理部の第４実施形態＞
図９はパターン比較及び位相補正処理部３８の第４実施形態の構成図を示す。図９において、図８と同一部分には同一符号を付す。図９において、Ｘ偏波の変動成分Δθｘは１×２スイッチ７３に供給される。スイッチ７３はＸ偏波の変動成分Δθｘを、低域フィルタ７１を通して２×１スイッチ７４に供給するか、又は、低域フィルタ７１をバイパスして２×１スイッチ７４に供給するかを選択する。また、スイッチ７４は低域フィルタ７１を通した変動成分Δθｘと、低域フィルタ７１をバイパスした変動成分Δθｘとのいずれか一方を選択して乗算器５１及び遅延素子５３に供給する。
【００５６】
同様に、スイッチ７５はＹ偏波の変動成分Δθｙを、低域フィルタ７２を通して２×１スイッチ７６に供給するか、又は、低域フィルタ７２をバイパスして２×１スイッチ７６に供給するかを選択する。また、スイッチ７６は低域フィルタ７２を通した変動成分Δθｙと、低域フィルタ７２をバイパスした変動成分Δθｙのいずれか一方を選択して乗算器５１及び遅延素子５４に供給する。
【００５７】
図９において、スイッチ７４，７５以降の回路は図８と同一であるため、その動作説明を省略する。
【００５８】
このように、低域フィルタを通過した信号とバイパスした信号を切替える理由は、光ファイバ伝送路が通常のＳＭＦ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｍｏｄｅ Ｆｉｂｅｒ）と分散補償光ファイバによって構成される場合には、ＸＰＭはＸＰＭ発生原因の強度変調信号の数分の１の周波数帯域で充分小さくなるので、強度変調信号帯域より狭い周波数帯域を考慮すれば良いので、低域フィルタを通してＸＰＭの影響を強調して信号処理する効果がある。
【００５９】
しかし、光ファイバ伝送路が波長分散の小さいＤＳＦ（分散シフト光ファイバ）で構成される場合には、ＸＰＭは広い帯域に渡って強度が大きいので、ＸＰＭの発生原因である強度変調信号の帯域全体を考慮するために低域フィルタを設けない構成とする必要があるためである。このため、光ファイバ伝送路に応じてスイッチ７３〜７６それぞれの切替えを設定して、低域フィルタを通過した信号とバイパスした信号のいずれを選択するかを決定する。
【００６０】
なお、低域フィルタ７１，７２をＦＩＲフィルタ等のデジタルフィルタで構成している場合には、スイッチ７３〜７６を設ける代りに、低域フィルタ７１，７２のフィルタ係数を変更することで全周波数帯域の信号を通過するように切替えることも可能である。
【００６１】
また、、ＸＰＭの周波数特性については、例えば参考文献：Ｔ．Ｋ．Ｃｈｉａｎｇ，Ｎ．Ｋａｇｉ，Ｍ．Ｅ．Ｍａｒｈｉｃ，Ｌ．Ｇ．Ｋａｚｏｖｓｋｙ，“Ｃｒｏｓｓ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｉｎ Ｆｉｂｅｒ Ｌｉｎｋｓ ｗｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｓ”，Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌｕｍｅ：１４，Ｉｓｓｕｅ：３，Ｏｎ ｐａｇｅ（ｓ）：２４９（１９９６）等に記載されている。
【００６２】
なお、上記実施形態では低域フィルタ７１，７２を使用しているが、時間領域の信号である受信位相データθｘ、θｙを周波数領域の信号に変換して低域フィルタと同等の処理を行う構成としても良い。
（付記１）
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、
前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、
を有することを特徴とする受信機。
（付記２）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記３）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、連続する複数シンボルについて前記２つの偏波成分の位相変動成分の相互相関係数を求め、前記相互相関係数が所定の閾値を超えて相互相関が高い場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記４）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記５）
付記１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを低域フィルタで帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
（付記６）
付記２乃至５のいずれか１項に記載の受信機において、
前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の前記共通する位相変動成分に調整係数を乗算して前記２つの偏波成分の位相データから減算して、前記位相データを変化させる
ことを特徴とする受信機。
（付記７）
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機の相互位相変調緩和方法において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出し、
前記２つの偏波成分の位相データを、抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる
ことを特徴とする相互位相変調緩和方法。
（付記８）
付記５記載の受信機において、
前記低域フィルタの周波数特性は、前記偏波多重された位相変調光信号が伝送される光伝送路を共有する強度変調光信号による相互位相変調の周波数特性に応じて決定する
ことを特徴とする受信機。
（付記９）
付記６記載の受信機において、
前記調整係数は、前記位相変調光信号から復号された信号のエラーレートに応じて決定する
ことを特徴とする受信機。
【符号の説明】
【００６３】
１１ 偏波分離器
１２，１３ 光位相ハイブリッド
１４ 局部発振光源
１５ 光分波器
１６〜１９ フォトダイオード
２１ａ〜２１ｄ フォトダイオード
２２ ＡＤコンバータ
２３ 波長分散補償回路
２４ 適応等化回路
２５ 周波数オフセット除去回路
２６ ＸＰＭ緩和回路
２７ 復調回路
３２ａ，３２ｂ ヒストグラム処理部
３３ａ，３３ｂ，４２ａ，４２ｂ 遅延部
３４ａ，３４ｂ 仮判定位相推定部
３５ａ，３５ｂ 位相比較部
３７ａ，３７ｂ バッファメモリ
３８ パターン比較及び位相補正処理部３８
３９ 時系列パターン比較部
４０ａ，４０ｂ 位相補正処理部
５１，５５〜５８，６１，６５〜６８ 乗算器
５２，６２ 閾値判定部
５３，５４，６３，６４ 遅延素子
５９，６０，６９，７０ 減算器
６１ 相互相関演算部
７１，７２ 低域フィルタ
７３〜７６ スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、
前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、
を有することを特徴とする受信機。
【請求項２】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項３】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、連続する複数シンボルについて前記２つの偏波成分の位相変動成分の相互相関係数を求め、前記相互相関係数が所定の閾値を超えて相互相関が高い場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項４】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項５】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを低域フィルタで帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
請求項２乃至５のいずれか１項に記載の受信機において、
前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の前記共通する位相変動成分に調整係数を乗算して前記２つの偏波成分の位相データから減算して、前記位相データを変化させる
ことを特徴とする受信機。
【請求項７】
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機の相互位相変調緩和方法において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出し、
前記２つの偏波成分の位相データを、抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる
ことを特徴とする相互位相変調緩和方法。
【請求項１】
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出する抽出手段と、
前記２つの偏波成分の位相データを、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる補正手段と、
を有することを特徴とする受信機。
【請求項２】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項３】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、連続する複数シンボルについて前記２つの偏波成分の位相変動成分の相互相関係数を求め、前記相互相関係数が所定の閾値を超えて相互相関が高い場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項４】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項５】
請求項１記載の受信機において、
前記抽出手段は、前記２つの偏波成分の位相データと、前記２つの偏波成分の複数シンボルの位相データから仮判定した位相の推定値との位相差をシンボル単位で求めて時系列の位相変動成分とし、前記２つの偏波成分の位相変動成分それぞれを低域フィルタで帯域制限した後の乗算値が所定の閾値を超えた場合に前記２つの偏波成分の位相変動成分を抽出する
ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
請求項２乃至５のいずれか１項に記載の受信機において、
前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された前記２つの偏波成分の前記共通する位相変動成分に調整係数を乗算して前記２つの偏波成分の位相データから減算して、前記位相データを変化させる
ことを特徴とする受信機。
【請求項７】
偏波多重された位相変調光信号のコヒーレント受信を行う受信機の相互位相変調緩和方法において、
前記コヒーレント受信で分離された２つの偏波成分の位相データに共通する位相変動成分を抽出し、
前記２つの偏波成分の位相データを、抽出された前記２つの偏波成分の位相変動成分に応じて変化させる
ことを特徴とする相互位相変調緩和方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−２５３６５５（Ｐ２０１２−２５３６５５Ａ）
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１２６１４３（Ｐ２０１１−１２６１４３）
【出願日】平成２３年６月６日（２０１１．６．６）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月６日（２０１１．６．６）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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