時間振幅変換装置
【課題】ＴＡＣ方式の複数の時間振幅変換回路を用いた構成において、素子の電気的特性のばらつきの影響を小さくすることができる時間振幅変換装置を提供する。
【解決手段】差動増幅回路８は、非反転側の入力端子と反転側の入力端子との入力電圧の差分を検出し、その検出した差分に利得Ａを乗算した電圧を出力する。調整用トランジスタ９のゲート端子には、差動増幅回路８の出力端子が接続されている。調整用トランジスタ９は、入力電圧にトランスコンダクタンスｇｍを乗算した電流を出力する。Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃ、差動増幅回路８及び調整用トランジスタ９は、校正部をなしている。制御信号入力端子１１〜１３には、時間振幅変換回路１０の回路動作を制御するための制御部としての制御回路が接続されている。
【解決手段】差動増幅回路８は、非反転側の入力端子と反転側の入力端子との入力電圧の差分を検出し、その検出した差分に利得Ａを乗算した電圧を出力する。調整用トランジスタ９のゲート端子には、差動増幅回路８の出力端子が接続されている。調整用トランジスタ９は、入力電圧にトランスコンダクタンスｇｍを乗算した電流を出力する。Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃ、差動増幅回路８及び調整用トランジスタ９は、校正部をなしている。制御信号入力端子１１〜１３には、時間振幅変換回路１０の回路動作を制御するための制御部としての制御回路が接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えばレーザ距離計等に利用される時間振幅変換装置に関するものであり、特に複数の時間振幅変換回路を有する時間振幅変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、パルスレーザレーダ等のレーダシステムでターゲットまでの距離計測を行う際の方式として、ＴＡＣ（Ｔｉｍｅ ｔｏ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：時間振幅変換）方式が知られている。このＴＡＣ方式は、レーダからターゲットに向けてレーザパルスを照射し、時間とともに振幅が増大するアナログ信号を発生させ、ターゲットによって反射、もしくは散乱されたパルスがレーダに帰還するまでの変化量を求める方式である（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、レーダシステムにおいて、受光素子の受光面積を広くとることによって、広い受信視野を実現することが可能となる。しかしながら、受光面積を広くとると、受光素子に寄生する容量によって、応答性能や雑音性能の劣化が生じることが知られている。そこで、複数の受光素子とＴＡＣ方式の時間振幅変換回路とを複数設けることによって、広い受信視野を実現することが可能となる。
【０００４】
次に、図５は、従来のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を示す構成図である。図５において、時間振幅変換回路は、電流源１と、第１のスイッチ３と、出力端子４と、容量５と、第２のスイッチ６とを有している。第１のスイッチ３は、電流源１と容量５との間に直列に接続されている。出力端子４は、第１のスイッチ３の容量５側の端子に接続されている。第２のスイッチ６は、容量５に対して並列に接続されている。
【０００５】
この図５に示す時間振幅変換回路では、第１のスイッチ３がＯＮし、第２のスイッチ６がＯＦＦすると、電流源１から容量５に電荷が供給され、容量５の電極間電圧が増加する。ここで、電流源１を定電流源とすると、時間に対して一定の割合で電荷が供給される。このため、時間に対して一定の割合で電圧が増加するランプ電圧が出力端子４から出力される。
【０００６】
次に、図６は、複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を並べてなる従来の時間振幅変換装置を示す構成図である。図６において、時間振幅変換装置は、電流源１と、ダイオード接続されたトランジスタ２−ａと、並列接続されたＮ個のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃとを有している。時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの出力端子４−ｂ，４−ｃの出力電圧は、外部からの信号に基づく基準時刻からの経過時間に応じて、出力電圧が変化する。
【０００７】
時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃは、トランジスタ２−ａとともにカレントミラー回路を形成するトランジスタ２−ｂ，２−ｃを有している。理想状態において充電電流は、トランジスタ２−ａに流れる電流Ｉと等しく、また容量５−ｂ，５−ｃの容量値が全て等しい値Ｃとすると、全ての時間振幅変換回路１０（１０−ｂ，１０−ｃの総称）の経過時間に対する出力電圧の増加率は、全てＩ／Ｃで表される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０００−２２７４８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ここで、現実のトランジスタの電気的特性には、ばらつきがある。このため、図６に示すような従来装置の回路構成では、トランジスタ２−ｂ，２−ｃの電気的特性のばらつきによって、容量５−ｂ，５−ｃのそれぞれの充電電流値にばらつきが生じていた。これに加えて、容量５−ｂ，５−ｃの電気的特性である容量値にもばらつきがあるため、経過時間に対する出力電圧の増加率にばらつきが生じていた。このように、図６に示すような従来装置の回路構成では、複数の時間振幅変換回路１０において、経過時間に対する出力電圧の増加率を等しくすることが難しくなっていた。
【００１０】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を用いた構成における素子の電気的特性のばらつきの影響を小さくすることができる時間振幅変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明の時間振幅変換装置は、調整用電流源を有し、前記調整用電流源から電流を受け、回路動作を制御するための制御部からの信号に基づく基準時刻からの経過時間に応じて、出力電圧が変化する複数の時間振幅変換回路と、前記複数の時間振幅変換回路のうちの２つの時間振幅変換回路の出力電圧の差分を検出する差分検出手段を有し、前記差分検出部の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する校正部とを備えるものである。
【発明の効果】
【００１２】
この発明の時間振幅変換装置によれば、校正部が、差動増幅回路の出力に応じて、調整用電流源の電流値を調整することによって、時間振幅変換回路における経過時間に対する出力電圧の増加率を校正するので、複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を用いた構成における素子の電気的特性のばらつきの影響を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態１による時間振幅変換装置を示す構成図である。
【図２】図１の各部から出力される主要な信号波形を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２による時間振幅変換装置を示す構成図である。
【図４】この発明の実施の形態３による時間振幅変換装置を示す構成図である。
【図５】従来のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を示す構成図である。
【図６】複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を並べてなる従来の時間振幅変換装置を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、この発明を実施するための形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による時間振幅変換装置（受信装置）を示す構成図である。
図１において、時間振幅変換装置１００は、電流源１と、ダイオード接続されたトランジスタ２−ａと、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃと、差分検出手段としての差動増幅回路８とを有している。時間振幅変換回路１０−ｃは、調整用トランジスタ９を有している。なお、時間振幅変換装置１００における図５，６に示す従来装置と同一の構成部分については、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００１５】
時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃは、トランジスタ２−ａとともにカレントミラー回路（調整用電流源）をなすトランジスタ２−ｂ，２−ｃをそれぞれ有している。また、時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃは、Ｓ／Ｈ（Ｓａｍｐｌｅ Ｈｏｌｄ）回路７−ｂ，７−ｃをそれぞれ有している。Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃは、それぞれ制御信号入力端子１３からのＳ／Ｈトリガ信号を受けて、Ｓ／Ｈトリガ信号の立ち下がり時刻の容量５−ｂ，５−ｃのそれぞれの電極間電圧を保持する。
【００１６】
差動増幅回路８の非反転側の入力端子には、Ｓ／Ｈ回路７−ｂの出力端子が接続されている。差動増幅回路８の反転側の入力端子には、Ｓ／Ｈ回路７−ｃの出力端子が接続されている。また、差動増幅回路８は、非反転側の入力端子と反転側の入力端子との入力電圧の差分を検出し、その検出した差分に利得Ａを乗算した電圧を出力する。調整用トランジスタ９のゲート端子には、差動増幅回路８の出力端子が接続されている。調整用トランジスタ９は、入力電圧にトランスコンダクタンスｇｍを乗算した電流を出力する。なお、実施の形態１では、Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃ、差動増幅回路８及び調整用トランジスタ９が校正部をなしている。
【００１７】
ここで、制御信号入力端子１１〜１３には、時間振幅変換回路１０の回路動作を制御するための制御部としての制御回路（図示せず）が接続されている。制御回路は、制御信号及びＳ／Ｈトリガ信号等の信号を生成し、その生成した信号を制御信号入力端子１１〜１３に出力する。制御信号入力端子１１に入力された制御信号によって、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃのＯＮ・ＯＦＦが切り換えられる。また、制御信号入力端子１２に入力された制御信号によって、第２のスイッチ６−ｂ，６−ｃのＯＮ・ＯＦＦが切り換えられる。
【００１８】
次に、図１に示す時間振幅変換装置１００の動作について説明する。図２は、図１の各部から出力される主要な信号波形を示すタイミングチャートである。図２において、制御回路は、時間振幅変換装置１００の電源ＯＮの後、時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの充電及びリセットを複数回繰り返す校正時間を経て、時間振幅変換装置１００を校正状態（準備状態）から使用可能状態へ移行させる。
【００１９】
校正時間中には、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃがＯＮされてから時間ｔの経過後にＨレベルからＬレベルに立ち下がるＳ／Ｈトリガ信号が、制御回路から制御信号入力端子１３に入力される。このＳ／Ｈトリガ信号の立ち下がり時刻が校正時刻である。即ち、校正時刻は、制御回路からのＳ／Ｈトリガ信号に基づく時刻である。また、校正時間中には、一定の周期の制御信号が、制御回路から制御信号入力端子１１，１２に入力される。
【００２０】
制御信号入力端子１２にＨレベルの制御信号が入力されると、容量５−ｂ，５−ｃの電極間電圧は、それぞれ０となりリセットされる。この後、制御信号入力端子１１にＨレベルの制御信号が入力されると、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃがそれぞれＯＮされ、容量５−ｂ，５−ｃがそれぞれ一定の傾きで充電される。
【００２１】
そして、制御信号入力端子１３に入力されるＳ／Ｈトリガ信号がＨレベルからＬレベルに立ち下がると、Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃの出力電圧は、それぞれの電極間電圧を保持する。ここで、Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃの出力電圧をそれぞれＶ7-b，Ｖ7-c(1)とすると、それぞれ以下のように表わすことができる。但し、電流源１の電流をＩとする。また、トランジスタ２−ａとともにカレンミラーを形成するトランジスタ２−ｂ，２−ｃの電気的特性には、ばらつきがあり、トランジスタ２−ｂの出力電流をＩとし、トランジスタ２−ｃの出力電流をＩ＋ΔＩとする。さらに、容量５−ｂ，５−ｃの容量値にもばらつきがあり、容量５−ｂの容量値をＣとし、容量５−ｃの容量値をＣ＋ΔＣとする。
【００２２】
【数１】
【００２３】
ここで、差動増幅回路８の出力は、Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））となる。次に、制御信号入力端子１２に制御信号が入力され、２回目の校正が行われる。制御信号入力端子１２にＨレベルの制御信号が入力されると、容量５−ｂ，５−ｃの電極間電圧がそれぞれ０となる。その後、制御信号入力端子１１にＨレベルの制御信号が入力されると、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃがそれぞれＯＮされ、容量５−ｂ，５−ｃがそれぞれ一定の傾きで充電される。
【００２４】
このときに、時間振幅変換回路１０−ｃの調整用トランジスタ９のゲート端子には、差動増幅回路８の出力のＡ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））の電圧が印加されているため、調整用トランジスタ９の出力電流Ｉ９(１)＝ｇｍ・Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））と、カレントミラー回路の出力電流Ｉ＋ΔＩとを足し合わせた電流が、２回目の校正時の時間振幅変換回路１０−ｃの充電電流となる。
【００２５】
このように、校正時間中は、前回の校正後の差動増幅回路８の出力電圧に応じて調整用トランジスタ９から出力される電流と、カレントミラー回路の出力電流とを足し合わせた電流が充電電流となる。ここで、調整用トランジスタ９からの出力電流ＩＯＵＴ９(ｎ＋１)と、前回の出力電流ＩＯＵＴ９(ｎ)とには、以下の関係がある。
【００２６】
【数２】
【００２７】
この漸化式により、Ｎ回目の調整用トランジスタ９の出力電流Ｉ９(ｎ)と、Ｎ→∞を校正終了としたときのＳ／Ｈ回路７−ｃの出力電圧Ｖ７−Ｃ（∞）とは、以下のように与えられる。なお、ここでは、|Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）|＜１としている。
【００２８】
【数３】
【００２９】
ここで、以下の関係が成り立つ。
【００３０】
【数４】
【００３１】
この式により、充電時の傾きのばらつきに対し、ＩΔＣ−ＣΔＩの項は、ばらつきを補償する符号をとる。このため、Ｉｏｕｔ９(ｎ)の式の−Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）の絶対値が１よりも大きくならない範囲でＡ・ｇｍの値を設定することによって、ＶＯＵＴ７−Ｃの式の第２項の分だけ、時間振幅変換回路１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率を、時間振幅変換回路１０−ｂの増加率に近づけることが可能となる。最終的には、Ｎ回の校正の後に、制御回路がＳ／Ｈトリガ信号の出力を停止することによって、校正終了となり、時間振幅変換装置１００が校正状態から使用可能状態に移行する。
【００３２】
上記のような実施の形態１によれば、差動増幅回路８が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を検出し、電圧差に応じた電流を調整用トランジスタ９からカレントミラー回路の出力に与えて、カレントミラー回路（調整用電流源）の出力電流の電流値を調整することによって、時間振幅変換回路１０−ｃにおける経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する。この構成により、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率がばらついた場合でも、複数の時間振幅変換回路の１０−ｂ，１０−ｃそれぞれの出力電圧を近づけることが可能となり、素子の電気的特性のばらつきの影響を小さくすることができる。
【００３３】
また、実施の形態１によれば、差動増幅器やトランジスタという比較的小規模の回路要素で実現可能であり、製品の小型化を図ることができる。
【００３４】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２による時間振幅変換装置を示す構成図である。図３において、実施の形態２の時間振幅変換装置２００は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００の構成に離散積分手段としての離散積分回路１４を加えたものである。
【００３５】
具体的に、差動増幅回路８の出力端子には、離散積分回路１４の入力端子が接続されている。離散積分回路１４の出力端子は、調整用トランジスタ９のゲート端子に接続されている。離散積分回路１４は、差動増幅回路８の出力電圧を離散積分するという特徴を有する。時間振幅変換装置２００の他の構成部分は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００と同様であり、同一の構成部分については、図１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００３６】
次に、実施の形態２の時間振幅変換装置２００の動作について説明する。ここで、時間振幅変換装置２００の動作は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００の動作とほぼ同様であるが、調整用トランジスタ９より出力される電流値のみ異なる。ここでは、実施の形態１との違いを中心に説明する。
【００３７】
実施の形態２の時間振幅変換装置２００では、差動増幅回路８の出力値が離散積分回路１４によって、離散積分されるため、１回目の動作時の離散積分回路１４の出力電圧は、Ｖ11(1)＝Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））となる。これに対して、２回目以降の動作時の離散積分回路１４の出力電圧は、Ｖ11(2)＝Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（2）)＋Ｖ11(1)となる。ここで、電圧を調整用トランジスタ９から出力される電流Ｉ９(ｎ＋１)とＩ９(ｎ)との関係に置き換えると、以下の式で表せる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
この漸化式を解くことによって、Ｎ回目の調整用トランジスタ９の出力電流Ｉ９(ｎ)と、Ｎ→∞を校正終了としたときのＳ／Ｈ回路７−ｃの出力電圧ＶＯＵＴ７−Ｃ（∞）とは、以下のように与えられる。ここでは、|１−Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）|＜１としている。
【００４０】
【数６】
【００４１】
このように、Ｉｏｕｔ９(ｎ)式の左辺の１−Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）の絶対値が１よりも大きくならない範囲で、Ａ・ｇｍの値を設定することによって、ＶＯＵＴ７−Ｃ（∞）のばらつきによる影響を示すΔＣ及びΔＩの項を削除することができ、時間振幅変換回路１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率を１０−ｂの増加率と等しくすることが可能となる。最終的には、Ｎ回の校正の後に、制御回路がＳ／Ｈトリガ信号の出力を停止することによって、校正終了となり、時間振幅変換装置２００が校正状態から使用可能状態に移行する。
【００４２】
上記のような実施の形態２によれば、差動増幅回路８が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を検出し、その検出した電圧差を離散積分回路１４が離散積分し、積分値に応じた電流を調整用トランジスタ９がカレントミラー回路の出力に与える。この構成により、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率がばらついた場合でも、その増加率のばらつきを完全に補正することが可能となり、素子の電気的特性のばらつきの影響をなくすことができる。
【００４３】
実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３による時間振幅変換装置を示す構成図である。図４において、実施の形態３の時間振幅変換装置３００は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００の構成からＳ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃを省略し、時間振幅変換装置１００の構成に保持手段としてのＳ／Ｈ回路１５を加えたものである。
【００４４】
具体的に、実施の形態３の差動増幅回路８の非反転側の入力端子は、時間振幅変換回路１０−ｂの出力端子４−ｂに接続されている。また、差動増幅回路８の反転側の入力端子は、時間振幅変換回路１０−ｃの出力端子４−ｃに接続されている。さらに、差動増幅回路８は、非反転側の入力端子と反転側の入力端子との入力電圧の差分に利得Ａを乗算した電圧を出力する。
【００４５】
Ｓ／Ｈ回路１５の入力端子は、差動増幅回路８の出力端子に接続されている。Ｓ／Ｈ回路１５の出力端子は、調整用トランジスタ９のゲート端子に接続されている。Ｓ／Ｈ回路１５は、制御信号入力端子１３からのＳ／Ｈトリガ信号を受けて、Ｓ／Ｈトリガ信号の立ち下がり時刻の差動増幅回路８の出力電圧を保持する。
【００４６】
調整用トランジスタ９には、Ｓ／Ｈ回路１５の出力電圧が入力電圧として入力される。調整用トランジスタ９は、入力電圧にトランスコンダクタンスｇｍを乗算した電流を出力する。時間振幅変換装置３００の他の構成部分は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００と同様であり、同一の構成部分については、図１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００４７】
次に、図４に示す時間振幅変換装置３００の動作について説明する。制御回路は、時間振幅変換装置３００の電源ＯＮの後、Ｓ／Ｈトリガ信号をＨレベルとすることによって、時間振幅変換装置１００を校正状態とする。ここで、実施の形態３では、制御回路が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃを１回充電させることによって、校正終了となる。
【００４８】
また、制御回路は、校正中に、制御信号入力端子１３へのＳ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルとしておき、Ｓ／Ｈ回路１５は、電圧入力をそのまま出力する。さらに、制御回路は、校正終了とともに、Ｓ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに立ち下げ、その時刻（即ち校正時刻）での差動増幅回路８の出力をＳ／Ｈ回路１５に記憶させる。即ち、Ｓ／Ｈ回路１５からは、Ｓ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに立ち下がった時刻の電圧差に相当する電圧が調整用トランジスタ９のゲート端子に加わる。なお、各スイッチ３−ｂ，３−ｃ，６−ｂ，６−ｃの動作等については、実施の形態１と同様である。
【００４９】
ここで、調整用トランジスタ９の出力電流ＩＯＵＴ９（ｔ）、及び時間振幅変換回路１０−ｃの出力電圧Ｖｏｕｔ４−ｃは、以下のように表わされる。但し、電流源１の電流をＩとする。また、トランジスタ２−ａとともにカレンミラーを形成するトランジスタ２−ｂ，２−ｃの電気的特性には、ばらつきがあり、トランジスタ２−ｂの出力電流をＩとし、トランジスタ２−ｃの出力電流をＩ＋ΔＩとする。さらに、容量５−ｂ，５−ｃの容量値にもばらつきがあり、容量５−ｂの容量値をＣとし、容量５−ｃの容量値をＣ＋ΔＣとする。
【００５０】
【数７】
【００５１】
このように、Ｃ＋ΔＣ≪Ａ・ｇｍ・ｔを満たすように、差動増幅回路８の利得Ａ、調整用トランジスタ９のトランスコンダクタンスｇｍ、及び校正時間ｔを設定することによって、ＶＯＵＴ４−Ｃ（ｔ）の式において、ばらつきによる影響を示すΔＣ及びΔＩの項を削除することができ、時間振幅変換回路１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率を時間振幅変換回路１０−ｂの増加率と等しくすることが可能となる。最終的に、校正開始から時間ｔの経過後に、制御回路がＳ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルとすることによって、校正終了となり、時間振幅変換装置３００が校正状態から使用可能状態に移行する。
【００５２】
上記のような実施の形態３によれば、差動増幅回路８が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を検出して、Ｓ／Ｈ回路１５が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を保持し、その保持した電圧差に応じた電流を調整用トランジスタ９がカレントミラー回路の出力に与える。この構成により、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率がばらついた場合でも、その増加率のばらつきを完全に補正することが可能となり、素子の電気的特性のばらつきの影響をなくすことができる。これに加えて、１回の校正で校正終了となることから、校正時間を短縮させることができる。
【００５３】
なお、実施の形態１〜３では、時間振幅変換回路１０を２つ用いた回路構成の例を示した。しかしながら、時間振幅変換回路１０の数は、２つに限定するものではなく、３つ以上であってもよい。
【００５４】
また、実施の形態１〜３では、校正電流源に関して電流を増やす方向のみの校正可能な例を示したが、電流を減らす方向に校正を行うトランジスタを接地に対して挿入してもよくすることで正負のばらつきに対応可能である。
【００５５】
さらに、実施の形態１〜３において、時間振幅変換回路内のカレントミラー回路を構成するトランジスタサイズをダイオード接続したトランジスタサイズよりも予め小さくし、また調整用電流源の電流を予め流しておくことで、校正電流を増減両方に対応させることが可能となる。
【符号の説明】
【００５６】
１ 電流源、２−ａ，２−ｂ，２−ｃ トランジスタ、３−ｂ，３−ｃ 第１のスイッチ、４−ｂ，４−ｃ 出力端子、５−ｂ，５−ｃ 容量、６−ｂ，６−ｃ 第２のスイッチ、７−ｂ，７−ｃ Ｓ／Ｈ回路、８ 差動増幅回路（差分検出手段）、９ 調整用トランジスタ、１０−ｂ，１０−ｃ 時間振幅変換回路、１１〜１３ 制御信号入力端子、１４ 離散積分回路（離散積分手段）、１５ Ｓ／Ｈ回路（保持手段）、１００〜３００ 時間振幅変換装置。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えばレーザ距離計等に利用される時間振幅変換装置に関するものであり、特に複数の時間振幅変換回路を有する時間振幅変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、パルスレーザレーダ等のレーダシステムでターゲットまでの距離計測を行う際の方式として、ＴＡＣ（Ｔｉｍｅ ｔｏ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：時間振幅変換）方式が知られている。このＴＡＣ方式は、レーダからターゲットに向けてレーザパルスを照射し、時間とともに振幅が増大するアナログ信号を発生させ、ターゲットによって反射、もしくは散乱されたパルスがレーダに帰還するまでの変化量を求める方式である（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、レーダシステムにおいて、受光素子の受光面積を広くとることによって、広い受信視野を実現することが可能となる。しかしながら、受光面積を広くとると、受光素子に寄生する容量によって、応答性能や雑音性能の劣化が生じることが知られている。そこで、複数の受光素子とＴＡＣ方式の時間振幅変換回路とを複数設けることによって、広い受信視野を実現することが可能となる。
【０００４】
次に、図５は、従来のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を示す構成図である。図５において、時間振幅変換回路は、電流源１と、第１のスイッチ３と、出力端子４と、容量５と、第２のスイッチ６とを有している。第１のスイッチ３は、電流源１と容量５との間に直列に接続されている。出力端子４は、第１のスイッチ３の容量５側の端子に接続されている。第２のスイッチ６は、容量５に対して並列に接続されている。
【０００５】
この図５に示す時間振幅変換回路では、第１のスイッチ３がＯＮし、第２のスイッチ６がＯＦＦすると、電流源１から容量５に電荷が供給され、容量５の電極間電圧が増加する。ここで、電流源１を定電流源とすると、時間に対して一定の割合で電荷が供給される。このため、時間に対して一定の割合で電圧が増加するランプ電圧が出力端子４から出力される。
【０００６】
次に、図６は、複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を並べてなる従来の時間振幅変換装置を示す構成図である。図６において、時間振幅変換装置は、電流源１と、ダイオード接続されたトランジスタ２−ａと、並列接続されたＮ個のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃとを有している。時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの出力端子４−ｂ，４−ｃの出力電圧は、外部からの信号に基づく基準時刻からの経過時間に応じて、出力電圧が変化する。
【０００７】
時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃは、トランジスタ２−ａとともにカレントミラー回路を形成するトランジスタ２−ｂ，２−ｃを有している。理想状態において充電電流は、トランジスタ２−ａに流れる電流Ｉと等しく、また容量５−ｂ，５−ｃの容量値が全て等しい値Ｃとすると、全ての時間振幅変換回路１０（１０−ｂ，１０−ｃの総称）の経過時間に対する出力電圧の増加率は、全てＩ／Ｃで表される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０００−２２７４８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ここで、現実のトランジスタの電気的特性には、ばらつきがある。このため、図６に示すような従来装置の回路構成では、トランジスタ２−ｂ，２−ｃの電気的特性のばらつきによって、容量５−ｂ，５−ｃのそれぞれの充電電流値にばらつきが生じていた。これに加えて、容量５−ｂ，５−ｃの電気的特性である容量値にもばらつきがあるため、経過時間に対する出力電圧の増加率にばらつきが生じていた。このように、図６に示すような従来装置の回路構成では、複数の時間振幅変換回路１０において、経過時間に対する出力電圧の増加率を等しくすることが難しくなっていた。
【００１０】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を用いた構成における素子の電気的特性のばらつきの影響を小さくすることができる時間振幅変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明の時間振幅変換装置は、調整用電流源を有し、前記調整用電流源から電流を受け、回路動作を制御するための制御部からの信号に基づく基準時刻からの経過時間に応じて、出力電圧が変化する複数の時間振幅変換回路と、前記複数の時間振幅変換回路のうちの２つの時間振幅変換回路の出力電圧の差分を検出する差分検出手段を有し、前記差分検出部の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する校正部とを備えるものである。
【発明の効果】
【００１２】
この発明の時間振幅変換装置によれば、校正部が、差動増幅回路の出力に応じて、調整用電流源の電流値を調整することによって、時間振幅変換回路における経過時間に対する出力電圧の増加率を校正するので、複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を用いた構成における素子の電気的特性のばらつきの影響を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態１による時間振幅変換装置を示す構成図である。
【図２】図１の各部から出力される主要な信号波形を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２による時間振幅変換装置を示す構成図である。
【図４】この発明の実施の形態３による時間振幅変換装置を示す構成図である。
【図５】従来のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を示す構成図である。
【図６】複数のＴＡＣ方式の時間振幅変換回路を並べてなる従来の時間振幅変換装置を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、この発明を実施するための形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による時間振幅変換装置（受信装置）を示す構成図である。
図１において、時間振幅変換装置１００は、電流源１と、ダイオード接続されたトランジスタ２−ａと、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃと、差分検出手段としての差動増幅回路８とを有している。時間振幅変換回路１０−ｃは、調整用トランジスタ９を有している。なお、時間振幅変換装置１００における図５，６に示す従来装置と同一の構成部分については、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００１５】
時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃは、トランジスタ２−ａとともにカレントミラー回路（調整用電流源）をなすトランジスタ２−ｂ，２−ｃをそれぞれ有している。また、時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃは、Ｓ／Ｈ（Ｓａｍｐｌｅ Ｈｏｌｄ）回路７−ｂ，７−ｃをそれぞれ有している。Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃは、それぞれ制御信号入力端子１３からのＳ／Ｈトリガ信号を受けて、Ｓ／Ｈトリガ信号の立ち下がり時刻の容量５−ｂ，５−ｃのそれぞれの電極間電圧を保持する。
【００１６】
差動増幅回路８の非反転側の入力端子には、Ｓ／Ｈ回路７−ｂの出力端子が接続されている。差動増幅回路８の反転側の入力端子には、Ｓ／Ｈ回路７−ｃの出力端子が接続されている。また、差動増幅回路８は、非反転側の入力端子と反転側の入力端子との入力電圧の差分を検出し、その検出した差分に利得Ａを乗算した電圧を出力する。調整用トランジスタ９のゲート端子には、差動増幅回路８の出力端子が接続されている。調整用トランジスタ９は、入力電圧にトランスコンダクタンスｇｍを乗算した電流を出力する。なお、実施の形態１では、Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃ、差動増幅回路８及び調整用トランジスタ９が校正部をなしている。
【００１７】
ここで、制御信号入力端子１１〜１３には、時間振幅変換回路１０の回路動作を制御するための制御部としての制御回路（図示せず）が接続されている。制御回路は、制御信号及びＳ／Ｈトリガ信号等の信号を生成し、その生成した信号を制御信号入力端子１１〜１３に出力する。制御信号入力端子１１に入力された制御信号によって、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃのＯＮ・ＯＦＦが切り換えられる。また、制御信号入力端子１２に入力された制御信号によって、第２のスイッチ６−ｂ，６−ｃのＯＮ・ＯＦＦが切り換えられる。
【００１８】
次に、図１に示す時間振幅変換装置１００の動作について説明する。図２は、図１の各部から出力される主要な信号波形を示すタイミングチャートである。図２において、制御回路は、時間振幅変換装置１００の電源ＯＮの後、時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの充電及びリセットを複数回繰り返す校正時間を経て、時間振幅変換装置１００を校正状態（準備状態）から使用可能状態へ移行させる。
【００１９】
校正時間中には、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃがＯＮされてから時間ｔの経過後にＨレベルからＬレベルに立ち下がるＳ／Ｈトリガ信号が、制御回路から制御信号入力端子１３に入力される。このＳ／Ｈトリガ信号の立ち下がり時刻が校正時刻である。即ち、校正時刻は、制御回路からのＳ／Ｈトリガ信号に基づく時刻である。また、校正時間中には、一定の周期の制御信号が、制御回路から制御信号入力端子１１，１２に入力される。
【００２０】
制御信号入力端子１２にＨレベルの制御信号が入力されると、容量５−ｂ，５−ｃの電極間電圧は、それぞれ０となりリセットされる。この後、制御信号入力端子１１にＨレベルの制御信号が入力されると、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃがそれぞれＯＮされ、容量５−ｂ，５−ｃがそれぞれ一定の傾きで充電される。
【００２１】
そして、制御信号入力端子１３に入力されるＳ／Ｈトリガ信号がＨレベルからＬレベルに立ち下がると、Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃの出力電圧は、それぞれの電極間電圧を保持する。ここで、Ｓ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃの出力電圧をそれぞれＶ7-b，Ｖ7-c(1)とすると、それぞれ以下のように表わすことができる。但し、電流源１の電流をＩとする。また、トランジスタ２−ａとともにカレンミラーを形成するトランジスタ２−ｂ，２−ｃの電気的特性には、ばらつきがあり、トランジスタ２−ｂの出力電流をＩとし、トランジスタ２−ｃの出力電流をＩ＋ΔＩとする。さらに、容量５−ｂ，５−ｃの容量値にもばらつきがあり、容量５−ｂの容量値をＣとし、容量５−ｃの容量値をＣ＋ΔＣとする。
【００２２】
【数１】
【００２３】
ここで、差動増幅回路８の出力は、Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））となる。次に、制御信号入力端子１２に制御信号が入力され、２回目の校正が行われる。制御信号入力端子１２にＨレベルの制御信号が入力されると、容量５−ｂ，５−ｃの電極間電圧がそれぞれ０となる。その後、制御信号入力端子１１にＨレベルの制御信号が入力されると、第１のスイッチ３−ｂ，３−ｃがそれぞれＯＮされ、容量５−ｂ，５−ｃがそれぞれ一定の傾きで充電される。
【００２４】
このときに、時間振幅変換回路１０−ｃの調整用トランジスタ９のゲート端子には、差動増幅回路８の出力のＡ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））の電圧が印加されているため、調整用トランジスタ９の出力電流Ｉ９(１)＝ｇｍ・Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））と、カレントミラー回路の出力電流Ｉ＋ΔＩとを足し合わせた電流が、２回目の校正時の時間振幅変換回路１０−ｃの充電電流となる。
【００２５】
このように、校正時間中は、前回の校正後の差動増幅回路８の出力電圧に応じて調整用トランジスタ９から出力される電流と、カレントミラー回路の出力電流とを足し合わせた電流が充電電流となる。ここで、調整用トランジスタ９からの出力電流ＩＯＵＴ９(ｎ＋１)と、前回の出力電流ＩＯＵＴ９(ｎ)とには、以下の関係がある。
【００２６】
【数２】
【００２７】
この漸化式により、Ｎ回目の調整用トランジスタ９の出力電流Ｉ９(ｎ)と、Ｎ→∞を校正終了としたときのＳ／Ｈ回路７−ｃの出力電圧Ｖ７−Ｃ（∞）とは、以下のように与えられる。なお、ここでは、|Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）|＜１としている。
【００２８】
【数３】
【００２９】
ここで、以下の関係が成り立つ。
【００３０】
【数４】
【００３１】
この式により、充電時の傾きのばらつきに対し、ＩΔＣ−ＣΔＩの項は、ばらつきを補償する符号をとる。このため、Ｉｏｕｔ９(ｎ)の式の−Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）の絶対値が１よりも大きくならない範囲でＡ・ｇｍの値を設定することによって、ＶＯＵＴ７−Ｃの式の第２項の分だけ、時間振幅変換回路１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率を、時間振幅変換回路１０−ｂの増加率に近づけることが可能となる。最終的には、Ｎ回の校正の後に、制御回路がＳ／Ｈトリガ信号の出力を停止することによって、校正終了となり、時間振幅変換装置１００が校正状態から使用可能状態に移行する。
【００３２】
上記のような実施の形態１によれば、差動増幅回路８が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を検出し、電圧差に応じた電流を調整用トランジスタ９からカレントミラー回路の出力に与えて、カレントミラー回路（調整用電流源）の出力電流の電流値を調整することによって、時間振幅変換回路１０−ｃにおける経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する。この構成により、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率がばらついた場合でも、複数の時間振幅変換回路の１０−ｂ，１０−ｃそれぞれの出力電圧を近づけることが可能となり、素子の電気的特性のばらつきの影響を小さくすることができる。
【００３３】
また、実施の形態１によれば、差動増幅器やトランジスタという比較的小規模の回路要素で実現可能であり、製品の小型化を図ることができる。
【００３４】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２による時間振幅変換装置を示す構成図である。図３において、実施の形態２の時間振幅変換装置２００は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００の構成に離散積分手段としての離散積分回路１４を加えたものである。
【００３５】
具体的に、差動増幅回路８の出力端子には、離散積分回路１４の入力端子が接続されている。離散積分回路１４の出力端子は、調整用トランジスタ９のゲート端子に接続されている。離散積分回路１４は、差動増幅回路８の出力電圧を離散積分するという特徴を有する。時間振幅変換装置２００の他の構成部分は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００と同様であり、同一の構成部分については、図１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００３６】
次に、実施の形態２の時間振幅変換装置２００の動作について説明する。ここで、時間振幅変換装置２００の動作は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００の動作とほぼ同様であるが、調整用トランジスタ９より出力される電流値のみ異なる。ここでは、実施の形態１との違いを中心に説明する。
【００３７】
実施の形態２の時間振幅変換装置２００では、差動増幅回路８の出力値が離散積分回路１４によって、離散積分されるため、１回目の動作時の離散積分回路１４の出力電圧は、Ｖ11(1)＝Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（１））となる。これに対して、２回目以降の動作時の離散積分回路１４の出力電圧は、Ｖ11(2)＝Ａ（Ｖ7-b−Ｖ7-ｃ（2）)＋Ｖ11(1)となる。ここで、電圧を調整用トランジスタ９から出力される電流Ｉ９(ｎ＋１)とＩ９(ｎ)との関係に置き換えると、以下の式で表せる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
この漸化式を解くことによって、Ｎ回目の調整用トランジスタ９の出力電流Ｉ９(ｎ)と、Ｎ→∞を校正終了としたときのＳ／Ｈ回路７−ｃの出力電圧ＶＯＵＴ７−Ｃ（∞）とは、以下のように与えられる。ここでは、|１−Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）|＜１としている。
【００４０】
【数６】
【００４１】
このように、Ｉｏｕｔ９(ｎ)式の左辺の１−Ａｇｍｔ/（Ｃ＋ΔＣ）の絶対値が１よりも大きくならない範囲で、Ａ・ｇｍの値を設定することによって、ＶＯＵＴ７−Ｃ（∞）のばらつきによる影響を示すΔＣ及びΔＩの項を削除することができ、時間振幅変換回路１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率を１０−ｂの増加率と等しくすることが可能となる。最終的には、Ｎ回の校正の後に、制御回路がＳ／Ｈトリガ信号の出力を停止することによって、校正終了となり、時間振幅変換装置２００が校正状態から使用可能状態に移行する。
【００４２】
上記のような実施の形態２によれば、差動増幅回路８が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を検出し、その検出した電圧差を離散積分回路１４が離散積分し、積分値に応じた電流を調整用トランジスタ９がカレントミラー回路の出力に与える。この構成により、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率がばらついた場合でも、その増加率のばらつきを完全に補正することが可能となり、素子の電気的特性のばらつきの影響をなくすことができる。
【００４３】
実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３による時間振幅変換装置を示す構成図である。図４において、実施の形態３の時間振幅変換装置３００は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００の構成からＳ／Ｈ回路７−ｂ，７−ｃを省略し、時間振幅変換装置１００の構成に保持手段としてのＳ／Ｈ回路１５を加えたものである。
【００４４】
具体的に、実施の形態３の差動増幅回路８の非反転側の入力端子は、時間振幅変換回路１０−ｂの出力端子４−ｂに接続されている。また、差動増幅回路８の反転側の入力端子は、時間振幅変換回路１０−ｃの出力端子４−ｃに接続されている。さらに、差動増幅回路８は、非反転側の入力端子と反転側の入力端子との入力電圧の差分に利得Ａを乗算した電圧を出力する。
【００４５】
Ｓ／Ｈ回路１５の入力端子は、差動増幅回路８の出力端子に接続されている。Ｓ／Ｈ回路１５の出力端子は、調整用トランジスタ９のゲート端子に接続されている。Ｓ／Ｈ回路１５は、制御信号入力端子１３からのＳ／Ｈトリガ信号を受けて、Ｓ／Ｈトリガ信号の立ち下がり時刻の差動増幅回路８の出力電圧を保持する。
【００４６】
調整用トランジスタ９には、Ｓ／Ｈ回路１５の出力電圧が入力電圧として入力される。調整用トランジスタ９は、入力電圧にトランスコンダクタンスｇｍを乗算した電流を出力する。時間振幅変換装置３００の他の構成部分は、実施の形態１の時間振幅変換装置１００と同様であり、同一の構成部分については、図１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００４７】
次に、図４に示す時間振幅変換装置３００の動作について説明する。制御回路は、時間振幅変換装置３００の電源ＯＮの後、Ｓ／Ｈトリガ信号をＨレベルとすることによって、時間振幅変換装置１００を校正状態とする。ここで、実施の形態３では、制御回路が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃを１回充電させることによって、校正終了となる。
【００４８】
また、制御回路は、校正中に、制御信号入力端子１３へのＳ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルとしておき、Ｓ／Ｈ回路１５は、電圧入力をそのまま出力する。さらに、制御回路は、校正終了とともに、Ｓ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに立ち下げ、その時刻（即ち校正時刻）での差動増幅回路８の出力をＳ／Ｈ回路１５に記憶させる。即ち、Ｓ／Ｈ回路１５からは、Ｓ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに立ち下がった時刻の電圧差に相当する電圧が調整用トランジスタ９のゲート端子に加わる。なお、各スイッチ３−ｂ，３−ｃ，６−ｂ，６−ｃの動作等については、実施の形態１と同様である。
【００４９】
ここで、調整用トランジスタ９の出力電流ＩＯＵＴ９（ｔ）、及び時間振幅変換回路１０−ｃの出力電圧Ｖｏｕｔ４−ｃは、以下のように表わされる。但し、電流源１の電流をＩとする。また、トランジスタ２−ａとともにカレンミラーを形成するトランジスタ２−ｂ，２−ｃの電気的特性には、ばらつきがあり、トランジスタ２−ｂの出力電流をＩとし、トランジスタ２−ｃの出力電流をＩ＋ΔＩとする。さらに、容量５−ｂ，５−ｃの容量値にもばらつきがあり、容量５−ｂの容量値をＣとし、容量５−ｃの容量値をＣ＋ΔＣとする。
【００５０】
【数７】
【００５１】
このように、Ｃ＋ΔＣ≪Ａ・ｇｍ・ｔを満たすように、差動増幅回路８の利得Ａ、調整用トランジスタ９のトランスコンダクタンスｇｍ、及び校正時間ｔを設定することによって、ＶＯＵＴ４−Ｃ（ｔ）の式において、ばらつきによる影響を示すΔＣ及びΔＩの項を削除することができ、時間振幅変換回路１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率を時間振幅変換回路１０−ｂの増加率と等しくすることが可能となる。最終的に、校正開始から時間ｔの経過後に、制御回路がＳ／Ｈトリガ信号をＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルとすることによって、校正終了となり、時間振幅変換装置３００が校正状態から使用可能状態に移行する。
【００５２】
上記のような実施の形態３によれば、差動増幅回路８が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を検出して、Ｓ／Ｈ回路１５が時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの時刻ｔにおける電圧差を保持し、その保持した電圧差に応じた電流を調整用トランジスタ９がカレントミラー回路の出力に与える。この構成により、複数の時間振幅変換回路１０−ｂ，１０−ｃの経過時間に対する出力電圧の増加率がばらついた場合でも、その増加率のばらつきを完全に補正することが可能となり、素子の電気的特性のばらつきの影響をなくすことができる。これに加えて、１回の校正で校正終了となることから、校正時間を短縮させることができる。
【００５３】
なお、実施の形態１〜３では、時間振幅変換回路１０を２つ用いた回路構成の例を示した。しかしながら、時間振幅変換回路１０の数は、２つに限定するものではなく、３つ以上であってもよい。
【００５４】
また、実施の形態１〜３では、校正電流源に関して電流を増やす方向のみの校正可能な例を示したが、電流を減らす方向に校正を行うトランジスタを接地に対して挿入してもよくすることで正負のばらつきに対応可能である。
【００５５】
さらに、実施の形態１〜３において、時間振幅変換回路内のカレントミラー回路を構成するトランジスタサイズをダイオード接続したトランジスタサイズよりも予め小さくし、また調整用電流源の電流を予め流しておくことで、校正電流を増減両方に対応させることが可能となる。
【符号の説明】
【００５６】
１ 電流源、２−ａ，２−ｂ，２−ｃ トランジスタ、３−ｂ，３−ｃ 第１のスイッチ、４−ｂ，４−ｃ 出力端子、５−ｂ，５−ｃ 容量、６−ｂ，６−ｃ 第２のスイッチ、７−ｂ，７−ｃ Ｓ／Ｈ回路、８ 差動増幅回路（差分検出手段）、９ 調整用トランジスタ、１０−ｂ，１０−ｃ 時間振幅変換回路、１１〜１３ 制御信号入力端子、１４ 離散積分回路（離散積分手段）、１５ Ｓ／Ｈ回路（保持手段）、１００〜３００ 時間振幅変換装置。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
調整用電流源を有し、前記調整用電流源から電流を受け、回路動作を制御するための制御部からの信号に基づく基準時刻からの経過時間に応じて、出力電圧が変化する複数の時間振幅変換回路と、
前記複数の時間振幅変換回路のうちの２つの時間振幅変換回路の出力電圧の差分を検出する差分検出手段を有し、前記差分検出部の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する校正部と
を備えることを特徴とする時間振幅変換装置。
【請求項２】
前記差分検出手段は、前記制御部からの信号に基づく校正時刻での前記２つの時間振幅変換回路の出力電圧の差分を検出する
ことを特徴とする請求項１記載の時間振幅変換装置。
【請求項３】
前記校正部は、
前記校正時刻の前記差分検出手段の出力を離散積分する離散積分手段をさらに有し、
前記離散積分手段の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する
ことを特徴とする請求項２記載の時間振幅変換装置。
【請求項４】
前記校正部は、
前記校正時刻の前記差分検出手段の出力を保持する保持手段をさらに有し、
前記保持手段の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する
ことを特徴とする請求項２記載の時間振幅変換装置。
【請求項１】
調整用電流源を有し、前記調整用電流源から電流を受け、回路動作を制御するための制御部からの信号に基づく基準時刻からの経過時間に応じて、出力電圧が変化する複数の時間振幅変換回路と、
前記複数の時間振幅変換回路のうちの２つの時間振幅変換回路の出力電圧の差分を検出する差分検出手段を有し、前記差分検出部の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する校正部と
を備えることを特徴とする時間振幅変換装置。
【請求項２】
前記差分検出手段は、前記制御部からの信号に基づく校正時刻での前記２つの時間振幅変換回路の出力電圧の差分を検出する
ことを特徴とする請求項１記載の時間振幅変換装置。
【請求項３】
前記校正部は、
前記校正時刻の前記差分検出手段の出力を離散積分する離散積分手段をさらに有し、
前記離散積分手段の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する
ことを特徴とする請求項２記載の時間振幅変換装置。
【請求項４】
前記校正部は、
前記校正時刻の前記差分検出手段の出力を保持する保持手段をさらに有し、
前記保持手段の出力に応じて、前記調整用電流源の電流値を調整することによって、前記時間振幅変換回路における前記経過時間に対する出力電圧の増加率を校正する
ことを特徴とする請求項２記載の時間振幅変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１２−８８１０５（Ｐ２０１２−８８１０５Ａ）
【公開日】平成２４年５月１０日（２０１２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２３３５７２（Ｐ２０１０−２３３５７２）
【出願日】平成２２年１０月１８日（２０１０．１０．１８）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月１０日（２０１２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１０月１８日（２０１０．１０．１８）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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