残留側波帯変調システムの複素相関器
受信器は、復調器及び複素相関器を備える。復調器は受信信号を復調し、復調信号を供給する。複素相関器は、復調信号の同相成分をデータ・パターンと互いに関係付け、復調信号の直交成分をデータ・パターンのヒルバート変換と互いに関係付ける。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に通信システムに関し、特に受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＴＳＣ−ＤＴＶ（米国高度テレビジョン方式委員会・ディジタル・テレビジョン）システム（例えば、Ｕｎｉｔｅｄ Ｓｔａｔｅｓ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ， 「ＡＴＳＣ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ」， Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ／５３， Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ １６， １９９５、及び「Ｇｕｉｄｅ ｔｏ ｔｈｅ Ｕｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ＡＴＳＣ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ」， Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ／５４， Ｏｃｔｏｂｅｒ ４， １９９５参照。）のような、現代のディジタル通信システムでは、高度変調、チャネル符号化及び等化が通常、施される。受信器では、復調器は一般にキャリア位相及び／又はシンボル・タイミングの不定性を有する。等化器は一般に、ＤＦＥ（判定帰還等化器）タイプ又はその特定の変形であり、有限長を有する。激しく歪んだチャネルでは、信号を首尾良く処理し、歪みを補正する最良の機会を等化器に与えるうえでチャネル・インパルス応答の仮想中心が分かることが重要である。一手法は、セグメント同期化（同期）信号に基づいて適応型等化器のチャネルの想中心を算出するセントロイド算出器を用いるものである。別の手法は、フレーム同期信号に基づいて適応型等化器のチャネル仮想中心を算出するセントロイド算出器を用いるものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
この点で、受信されるＶＳＢ同期信号又は訓練信号の検出は通常、実相関器の使用を活用する。実相関器は、受信信号の同相部分を既知の訓練パターン又は同期パターンと比較する。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
実相関器が受信信号の同相成分のみを用いるため、受信器における実相関器の使用が受信器の特性を制限し得るということが明らかになった。したがって、かつ、本発明の原理によれば、受信器は、復調された信号を供給する復調器と、復調された信号をデータ・パターンに対して互いに関係付ける複素相関器とを備える。
【０００５】
本発明の実施例では、ＡＴＳＣ受信器は、復調器及び複素相関器を備える。復調器は、受信されたＡＴＳＣ―ＤＴＶ信号を復調し、復調された信号を供給する。複素相関器は、復調された信号の同相成分をＡＴＳＣセグメント同期パターンに対して互いに関係付け、復調された信号の直交成分を、ＡＴＳＣセグメント同期パターンのヒルバート変換に対して互いに関係付ける。
【０００６】
本発明の別の実施例では、ＡＴＳＣ受信器は、復調器及び複素相関器を備える。復調器は、受信されたＡＴＳＣ―ＤＴＶ信号を復調し、復調された信号を供給する。複素相関器は復調信号の直交成分を、ＡＴＳＣセグメント同期パターンに対して互いに関係付け、復調信号の同相成分を、ＡＴＳＣセグメント同期パターンのヒルバート変換に対して互いに関係付ける。
【０００７】
本発明の別の実施例では、ＡＴＳＣ受信器は、復調器、及び複素相関器を含むセントロイド算出器を備える。復調器は、受信されたＡＴＳＣ―ＤＴＶ信号を復調し、復調された信号を供給する。セントロイド算出器は、復調された信号を処理して、例えば、適応型等化器において用いるチャネル仮想中心を判定する。セントロイド算出器において複素相関器を用いることによって、復調された信号におけるシンボル・タイミング位相不定性にセントロイド算出器が影響されないことになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明の特徴によれば、前述のセントロイド算出器は、内部リミタを備え、それによって特性が改善される。
【実施例】
【０００９】
本発明の概念以外には、添付図面に示すエレメントは周知であり、詳細に説明しない。更に、テレビジョン放送及び受信器をよく知っていることを前提とし、本明細書では詳細に説明しない。例えば、本発明の概念以外では、ＴＶ標準（ＮＴＳＣ（米国テレビジョン方式委員会）、ＰＡＬ（位相反転走査線）、ＳＥＣＡＭ（順次式カラー・メモリ）及びＡＴＳＣ（高度テレビジョン方式委員会）（ＡＴＳＣ）の現在の勧告、及び提案されている勧告をよく知っていることを前提とする。同様に、本発明の概念以外では、送信の概念（８値残留側波帯（８−ＶＳＢ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）など）と、受信器構成部分（無線周波数（ＲＦ）フロントエンドなど）、又は受信器部（低雑音ブロック、チューナ、復調器、相関器、漏れ積分器、及び二乗器など）とを前提とする。同様に、伝送ビット・ストリームを生成するフォーマッティング及び符号化の方法（動画像専門家グループ（ＭＰＥＧ）−２方式標準（ＩＳＯ／ＩＥＣ（１３８１８−１））は周知であり、本明細書では説明しない。更に、本発明の概念は、そういうものとして本明細書では説明しない通常のプログラミング手法を用いて実施することができる。最後に、添付図面上の同じ符号は同様なエレメントを表す。
【００１０】
前述のＡＴＳＣ−ＤＴＶ（米国高度テレビジョン方式委員会・ディジタル・テレビジョン）システムのような、現代のディジタル通信システムでは、信号検出に相関器を使用することは慣用的なものである。ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムでは、変調システムは、８値レベル（±１、±３、±５、±７）を備えた残留側波帯（ＶＳＢ）であり、２つのタイプの同期化信号又は訓練信号（セグメント同期信号及びフィールド同期信号）が存在する。これは図１に示す。図１は、ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムにおけるＶＳＢディジタル・シンボル系列がデータ・セグメント及びデータ・フィールドにおいて構造化されていることを示す。
【００１１】
まずデータ・セグメントについてであるが、これは、最初の４シンボルがセグメント同期信号を構成する８３２シンボルから成る。セグメント同期信号は、８３２シンボル毎にデータ・シンボル系列において現れる２値（２進）の４シンボルの、符号化されていないパターンである。２値表現は（１ ０ ０ １）であり、シンボル表現は（＋５ −５ −５ ＋５）である。
【００１２】
比較として、データ・フィールドは、第１のセグメントがフィールド同期信号を構成する３１３データ・セグメントから成る。フィールド同期信号も、図２に示すようにいくつかの疑似雑音（ＰＮ）系列及び予約パターンから成る２値（２進）の、符号化されていないパターンである。当該技術分野において知られているように、フィールド同期信号の訓練部分は、ＰＮ系列（ＰＮ５１１及びＰＮ６３）から成る。ＰＮ５１１は、多項式Ｘ９＋Ｘ７＋Ｘ６＋Ｘ４＋Ｘ３＋Ｘ＋１及び事前ロード値（０１０００００００）によって定義されたシフトレジスタによって生成される疑似雑音系列である。ＰＮ６３は、多項式Ｘ６＋Ｘ＋１及び事前ロード値（１００１１１）によって規定されたシフトレジスタによって生成された疑似乱数系列である。ＰＮ６３は、３回繰り返され、中央のＰＮ６３は、１つおきのフィールド同期毎に反転されている。
【００１３】
セグメント同期データ・パターン及びフィールド同期データ・パターンは分かっているので、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ受信器の同期化エレメント、タイミング回復エレメント及び等化エレメントにおいて用いられる種々のアルゴリズムは、この情報を用いて、セグメント同期パターン及び／又はフィールド同期パターンと、受信されたＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号とを互いに関係付けることによって受信器特性を向上させる。特に、受信されたＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号に実相関を施すことが慣用的である。すなわち、受信されたＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号の同相成分は、個別の同期パターンの存在を検出するためにセグメント同期データ・パターン及び／又はフレーム同期データ・パターンに対して互いに関係付ける。（単に「相関器」としても通常表す）実相関器が用いられるが、それは、ディジタルＶＳＢ変調信号が離散値を有する一方、直交成分は、一定範囲の非離散値を有するからである。例えば、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号では、ＶＳＢ同相成分は８値（±１、±３、±５、±７）を有する一方、直交成分は、実際に±７を超えて延びる範囲内で非離散的であり、ヒルバート変換及び入力データの関数である。
【００１４】
ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期検出器５００の意味合いにおける従来技術の相関器の構成図を図３に示す。ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期検出器５００は、相関器５０５、８３２長積分器５１０（以降、単に積分器５１０）、ピーク・サーチ・エレメント５１５及びセグメント同期生成器５２０を備える。特に、受信されたＡＴＳＣ信号は、復調器（図示せず）によって復調され、復調器は復調信号１０１を供給する。同相（Ｉ）成分１０１−１が相関器５０５に入力され、相関器５０５は、受信ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号におけるセグメント同期信号の検出のために、既知のＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメントと信号１０１−１を互いに関係付ける。前述の通り、ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期信号は、８３２シンボル毎にデータ・シンボル系列に現れる２値（２進）の４シンボルの、符号化されていないパターンである。２値表現は（１ ０ ０ １）であり、シンボル表現は（＋５ −５ −５ ＋５）である。相関器１０５は、タップ５５５−１、５５５−２、５５５−３及び５５５−４によって表される４タップの遅延線５５５、タップ毎に１つ、乗算器５６０−１、５６０−２、５６０−３及び５６０−４のそれぞれによって表される相当する乗算器（５６０）組、及び加算器５６０−５を備える。単純にするように、適切なクロッキング信号は図３に示すものでない。そういうものとして、相関器５０５は、同相デ―タ入力信号１０１−１を遅延線５５５によって遅延させ、図３から分かり得るように、セグメント同期パターンのスケーリングされたバージョンのパターン（＋１ −１ −１ ＋１）によって適切なタップ出力を（乗算器５６０を介して）乗算する。
【００１５】
図４を手短に参照すれば、表１は、セグメント同期パターン（Ｓ）、セグメント同期パターン（Ｓｓ）のスケーリングされたバージョン、及びデータ信号１０１−１内のセグメント同期パターンとＳｓとを互いに関係付けた場合の図３の相関器５０５の相関（Ｃ）の結果を示す。長さＮの実ベクトルＡ及びＢの相関の公式は、
【数１】
によって定義される長さ２＊Ｎ−１のベクトルである。表１では、Ｃにおける＋２０の中心値は、ピーク位置に相当する。表１におけるＣの−１０、＋５及び−５の値は、両方のパターンが時間的に互いにオフセットされた場合の部分的な相関値に相当し、よって、完全に一致しない。しかし、こうした部分値は、ピーク位置における値を超えるものでない。
【００１６】
図３を参照すれば、加算器５６０−５は、出力信号５０６を介してＣを積分器５１０に供給する。積分器は、相関器５０５からの出力信号５０６を８３２シンボル長積分器、すなわち、ＶＳＢデータ・セグメントの大きさによって累算する。シンボル・インデックス１０２は、元々ゼロにリセットすることができ、０から８３１までのパターンを繰り返して、新たな入力データ・シンボル毎に１、増やされる。シンボル・インデックス１０２は、例えば、プロセッサ（図示せず）によって供給される。当該技術において知られているように、受信されたＶＳＢデータはランダムであり、データ・シンボル位置での積分器値は、ゼロに向けて平均化される傾向にあることになる。しかし、４つのセグメント・シンボルは８３２シンボル毎に繰り返されるので、セグメント同期位置での積分器値は、信号強度に比例して増えることになる。チャネル・インパルス応答がマルチパス又はゴーストをもたらす場合、セグメント同期シンボルは、マルチパス遅延位置でも現れることになる。その結果、マルチパス遅延位置での積分器値も、ゴースト振幅に比例して増えることになる。しかし、ゴーストは、定義上、主経路よりも小さいので、積分器５１０の８３２シンボル位置のピーク・サーチは、最大の積分器値での正しいセグメント同期位置をもたらすことになる。この点で、ピーク・サーチ・エレメント５１５は、積分器５１０の８３２シンボル位置のピーク・サーチを前述のピーク位置について行う。ピーク・サーチ・エレメント５１５からの出力信号は、積分器５１０に記憶された８３２の値のうちのピーク値に相当する。セグメント同期生成器５２０は、ピーク値及び関連したシンボル・インデックス値に（信号１０２を介して）応じ、セグメント同期フラグ５２１を生成する。例えば、セグメント同期フラグ５２１は、セグメント同期信号の４つのシンボル中に「１」の値を有し、その他の場合に「０」の値を有する２値信号である。あるいは、セグメント同期フラグは、セグメント同期信号の第１のシンボル中に「１」の値に設定し、それ以外の場合には、「０」の値に設定することが可能である。（セグメント同期フラグを用いることは、本発明の概念に適切でなく、そういうものとして、本明細書では説明しない。）
上記に鑑みて、何れかの同期信号又は同期パターンを、セグメント同期検出器５００の意味合いで前述した原理と同様な原理によって検出することができる。例えば、フィールド同期検出システムは、前述の原理と同じ原理に従い、本明細書では説明しないものとする。なお、セグメント同期検出器との差は以下に示す。（ａ）相関器は、フィールド同期パターンにおいて存在している既知のＰＮ系列について信号１０１−１をサーチし、（ｂ）積分器の長さは、フィールドのシンボル長に関連し、（ｃ）（この場合、フィールド同期検出器によって供給される）フィールド同期フラグは、フィールド同期の持続時間を有し得るものであるか、又はフィールド同期の第１のシンボルを示し得る。
【００１７】
実相関器が受信信号の同相成分のみを用いるため、受信器における実相関器の使用が受信器特性を制限し得るということが明らかになった。したがって、かつ、本発明の原理によれば、受信器は、復調された信号を供給する復調器と、復調された信号をデータ・パターンに対して互いに関係付ける複素相関器とを備える。
【００１８】
特に、ＶＳＢ変調信号では、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分はヒルバート変換によって互いに関係付けられる、すなわち、ＱはＩのヒルバート変換である。ヒルバート変換は、信号の９０°位相回転を行う線形演算である。信号のＩ成分及びＱ成分は互いに関係付けられているが、相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）プロセスのＩ及びＱの雑音成分は、互いに関係付けられていないので、相関器特性、及び、よって、受信器特性は、Ｉ成分及びＱ成分を処理することによって向上させることが可能である。よって、かつ、本願の概念によれば、受信器は、訓練信号、又は、受信信号のＱ成分並びにＩ成分における訓練パターンをサーチするための複素相関器を含む。
【００１９】
本発明の原理による例証的なテレビジョン受像機１０の概要レベルの構成図を図５に示す。テレビジョン（ＴＶ）受像器１０は、受信器１５及びディスプレイ２０を含む。例証的には、受信器１５はＡＴＳＣ互換受信器である。なお、受信器１５は、ＮＴＳＣ（米国テレビジョン方式委員会）互換でもあり得る、すなわち、ＴＶ受像機１０がＮＴＳＣ放送又はＡＴＳＣ放送からビデオ・コンテンツを表示することができるようにＮＴＳＣ動作モード及びＡＴＳＣ動作モードを有する。本発明の概念の説明を簡単にするために、本明細書及び特許請求の範囲では、ＡＴＳＣ動作モードのみを説明する。受信器１５は、例えば、その上でビデオ・コンテンツを視るためにディスプレイ２０に印加するＨＤＴＶ（高品位ＴＶ）ビデオ信号をそこから回復するよう処理するために、放送信号１１を（例えば、アンテナ（図示せず）を介して）受信する。本発明の原理によれば、受信器１５は、１つ又は複数の複素相関器を含む。例証の目的のみで、本発明の概念は、セグメント同期検出器の意味合いで説明する。しかし、本発明の概念は、そのように限定されるものでない。
【００２０】
受信器１５の適切な部分の例証的な構成図を図６に示す。復調器２７５は、ＩＦ周波数（ＦＩＦ）を中心とする信号２７４を受信し、６ＭＨｚ（百万ヘルツ）に等しい帯域幅を有する。復調器２７５は、本発明の原理によって、セグメント同期フラグ５２１を供給するうえで用いるために復調信号２０１のＩ成分及びＱ成分に対して複素相関を行う複素相関器（セグメント同期検出器）２００を備えるセグメント同期検出器に、復調された受信ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号２０１を供給する。特に、図７に示すように、かつ以下に更に説明するように、セグメント同期検出器２００の複素相関器は、復調信号２０１の同相成分２０１−１をＡＴＳＣセグメント同期パターンと互いに関係付け、復調信号２０１の直交成分２０１−２をＡＴＳＣセグメント同期パターンのヒルバート変換と互いに関係付ける。（なお、本発明の概念に適切でない受信器１５の他の処理ブロック、例えば、信号２７４等を供給するためのＲＦフロントエンドは本明細書に示していない。）
次いで図７に移れば、本発明の原理によるセグメント同期検出器２００の例証的な構成図を示す。図７から分かり得るように、セグメント同期検出器２００は、複素相関器２０５が復調信号２０１の同相（Ｉ）成分２０１−１及び直交（Ｑ）成分２０１−２を処理してセグメント同期パターンをサーチする以外は図３のセグメント同期検出器５００と同様である。
【００２１】
次に図８を参照すれば、複素相関器２０５の例証的な構成図を示す。相関器２０５は、同相処理部、直交処理部、及び合成器２４５を備える。同相処理部は、タップ２５５−１、２５５−２、２５５−３及び２５５−４によって表される４タップの遅延線２５５、タップ毎に１つずつである乗算器２６０−１、２６０−２、２６０−３及び２６０−４によって表される相当する乗算器組（２６０）、及び加算器２６０−５である。単純にするように、適切なクロッキング信号は図８に示していない。そういうものとして、相関器２０５のこの部分は、遅延線２５５によって復調信号２０１の同相成分２０１−１を遅延させるものであり、図８から分かり得るように、セグメント同期パターンの前述のスケーリングされたバージョンであるパターン（＋１ −１ −１ ＋１）によって、適切なタップ出力を（乗算器２６０によって）乗算する。最後に、４つの乗算器出力が一緒に（加算器２６０−５によって）加算される。次に直交処理部に移れば、この部は、タップ２６５−１、２６５−２、２６５−３及び２６５−４によって表される４タップの遅延線２６５、タップ毎に１つずつである乗算器２７０−１、２７０−２、２７０−３及び２７０−４によって表される相当する乗算器組（２７０）、及び加算器２７０−５である。やはり、単純にするために、適切なクロッキング信号は図８に示していない。相関器２０５の直交部分は、復調信号２０１の直交成分２０１−２を遅延線２６５によって遅延させ、図８から分かり得るように、以下に説明するように、セグメント同期パターンのヒルバート変換のスケーリングされたバージョン（これは、セグメント同期パターンの直交成分としても本明細書に表す）であるパターン（＋１ ＋１ −１ −１）によって、適切なタップ出力を（乗算器２７０によって）乗算する。最後に、４つの乗算器出力が一緒に（加算器２７０−５によって）加算される。
【００２２】
図９を簡単に参照すれば、表２は、本発明の原理によれば、受信信号のＱ成分に関する更なるパターンを示す。特に、表２は、セグメント同期パターンのヒルバート変換Ｓｈ、相当するスケーリングされたバージョンＳｓｈ、及びＳｈとＳｓｈとの間の相関（すなわち、式（１）（上記）によるＣｈ）を示す。本発明の原理によれば、（図４に示す）表１のＣと表２のＣｈとの間の、結果として生じる類似性は次に、図８の複素相関器２０５を用いることによって活用される。
【００２３】
次に図８に戻れば、複素相関器２０５の合成器２４５は、Ｃ及びＣｈを合成して、Ｃｃｏｍｂを作成する。例証的には、Ｃｃｏｍｂ＝Ｃ＋Ｃｈである。この場合、Ｃｃｏｍｂ＝（０−２０ ０＋４０ ０−２０ ０）である。本発明の原理によれば、部分相関値の一部は消えるが、ピーク値は２倍になり、増加された相関を示す。出力信号２０６（Ｃｃｏｍｂ）が図７の積分器５１０に施される。図７に示すセグメント同期検出器２００のエレメントの残りは、前述のように機能してセグメント同期フラグ５２１を備える。
【００２４】
なお、本発明の原理による他の変形が考えられる。例えば、合成器２４５は、
Ｃｃｏｍｂ＝│Ｃ│＋│Ｃｈ│の式によって機能することが可能であり、ここで、│ｘ│はｘの絶対値又はｘの二乗を表す。この場合、絶対値を用いると、Ｃｃｏｍｂ＝（＋１０＋２０＋１０＋４０＋１０＋２０＋１０）になる。部分相関値は何れも消えず、代わりに大きさが増加し、ピーク値は２倍になり、増加された相関を示す。
【００２５】
本発明の原理による別の実施例を図１０に示す。複素相関器２０５’は、Ｉ入力信号とＱ入力信号とを取り換える以外は図８の複素相関器２０５と同様である。これは、本明細書では直交複素相関器としても表す。図１０から分かり得るように、Ｑ成分２０１−２が複素相関器２０５’の同相処理部に入力され、Ｉ成分２０１−１が複素相関器２０５’の直交処理部に入力される。この点で、同相処理部はＳｓとＳｈとの間の相関（すなわち、Ｃｑ）を供給し、直交処理部はＳｓｈとＳとの間の相関（すなわち、Ｃｑｈ）を供給する。
【００２６】
手短に図１１を参照すれば、表３は、図１０に示す実施例に関する更なるパターンＣｑ及びＣｑｈを示す。Ｃｑ及びＣｑｈは、お互いの逆数であるため、相関器２０５’の合成器２４５が減算（すなわち、Ｃｃｏｍｂ＝Ｃｑ−Ｃｑｈ）を行う。そういうものとして、Ｃｃｏｍｂ＝（＋２ ０−６ ０＋６ ０−２）となる。
【００２７】
本発明の原理による別の実施例では、相関器２０５’の合成器２４５は、Ｃｃｏｍｂ＝│Ｃｑ│＋│Ｃｑｈ│の式によって機能し、ここで│ｘ│はｘの絶対値又はｘの二乗を表す。この場合、絶対値を用いれば、Ｃｃｏｍｂ＝（＋２ ０＋６ ０＋６ ０＋２）となる。
【００２８】
受信器に用いる、本発明の原理による例証的な流れ図を図１２に示す。工程３１０では、受信器は、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分を有する入力信号を受信する。工程３１５では、受信器は、成分のうちの一方をデータ・パターンと互いに関係付け、成分の他方を、データ・パターンのヒルバート変換と互いに関係付ける。工程３１５の例は、データ・パターンとしてのＡＴＳＣセグメント同期信号の意味合いにおいて先行して設けられた。例えば、図８の相関器２０５に示すように、Ｉ成分をセグメント同期信号と互いに関係付けることが可能である一方、Ｑ成分を、セグメント同期信号のヒルバート変換と互いに関係付けることが可能である。逆に、図１０の相関器２０５’に示すように、Ｉ成分をセグメント同期信号のヒルバート変換と互いに関係付けることが可能である一方、Ｑ成分を、セグメント同期信号と互いに関係付けることが可能である。最後に、工程３２０では、合成された相関信号Ｃｃｏｍｂを出力信号として供給する。
【００２９】
本発明の概念は、受信器の他の処理エレメントへの適用を有する。例えば、複素入力信号（すなわち、同相成分及び直交成分を備えた）セントロイド算出器に本願の概念を適用することによって、複素相関器のより好適な特性によってチャネル仮想中心の推定がより好適になる。更に、セントロイド算出器へ本願の概念及び非漏れ積分器を施すことによって、復調信号におけるシンボル・タイミング位相不定性にセントロイド算出器が影響を受けないことになる。
【００３０】
本願の概念を説明する前に、ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムに用いる、先行技術のセントロイド算出器１００の構成図を図１３に示す。セントロイド算出器１００は、相関器１０５、漏れ積分器１１０、二乗器１１５、ピーク・サーチ・エレメント１２０、乗算器１２５、第１の積分器１３０、第２の積分器１３５及び位相検出器１４０を備える。セントロイド算出器１００は、セグメント同期信号、シンボル毎一サンプル、及び同相（実）成分（１０１−１）のみを備えるデータ入力信号１０１に基づいている。データ入力信号１０１は、復調器（図示せず）によって供給される復調された受信ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号を表す。
【００３１】
データ入力信号１０１−１が、その中のセグメント同期信号（又はパターン）を検出するために相関器１０５に印加される。前述の通り、セグメント同期信号は、反復パターンを有し、２つの隣接したセグメント同期信号間の距離は幾分大きい（８３２シンボル）。そういうものとして、セグメント同期信号を用いてチャネル・インパルス応答を推定することが可能であり、チャネル・インパルス応答は同様に、チャネルの仮想中心又はセントロイドを推定するのに用いられる。相関器１０５はデータ入力信号１０１の同相成分１０１−１を、ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期の特性、すなわち、２値表現で〔１ ０ ０ １〕又はＶＳＢシンボル表現で〔＋５ −５ −５ ＋５〕とお互いに関係付ける。相関器１０５からの出力信号は次いで漏れ積分器１１０に印加される。漏れ積分器１１０は８３２シンボル長を有し、これは、一セグメント内のシンボル数に等しい。ＶＳＢデータはランダムであるので、データ・シンボル位置での積分器値はゼロに向けて平均化されることになる。しかし、４セグメント同期シンボルは８３２シンボル毎に繰り返すので、セグメント同期位置での積分器値は信号強度に対して比例して増えることになる。チャネル・インパルス応答がマルチパス又はゴーストをもたらす場合、セグメント同期シンボルは、それらのマルチパス遅延位置で現れることになる。その結果、マルチパス遅延位置での積分器値も、ゴースト振幅に比例して増えることになる。漏れ積分器は、ピーク・サーチが行われた後、積分器が新たな数を加算する都度一定値を減算するようなものである。これは、ハードウェア・オーバフローを避けるために行われる。８３２個の漏れ積分器値は、二乗器１１５によって二乗される。結果として生じる出力信号、すなわち相関器信号１１６は、ピーク・サーチ・エレメント１２０及び乗算器１２５に送られる。（なお、二乗の代わりに、エレメント１１５はその入力信号の絶対値を供給し得る。）
各漏れ積分器値（相関器信号１１６）がピーク・サーチ・エレメント１２０に入力されると、相当するシンボル・インデックス値（シンボル・インデックス１１９）もピーク・サーチ・エレメント１２０に入力される。シンボル・インデックス１１９は、ゼロに元々リセットすることができるものであり、０から８３１までのパターンを繰り返し、新たな漏れ積分器値毎に１、増やされる。ピーク・サーチ・エレメント１２０は、８３２の二乗積分器値（相関器信号１１６）にわたってピーク・サーチを行い、ピーク信号１２１を供給する。ピーク信号１２１は、８３２の二乗積分器値のうちの最大値に関連したシンボル・インデックスに相当する。ピーク信号１２１は、チャネルの初期中心として用いられ、第２の積分器１３５（以下に説明する）に印加される。
【００３２】
漏れ積分器値（相関器信号１１６）は又、現行シンボル・インデックスから初期中心までの相対距離によって重み付けされ、重み付けされた中心位置が次いで帰還ループ又はセントロイド算出ループによって判定される。セントロイド算出ループは、位相検出器１４０、乗算器１２５、第１の積分器１３０及び第２の積分器１３５を備える。この帰還ループは、ピーク・サーチが行われた後に始まり、第２の積分器１３５は初期中心値又はピーク値によって初期化される。位相検出器１４０は、現行シンボル・インデックス（シンボル・インデックス１１９）と仮想中心値１３６との間の距離（信号１４１）を算出する。重み付けされた値１２６は乗算器１２５を介して算出され、第１の積分器１３０に供給され、それは、８３２シンボル群毎に重み付けされた値を累算する。前述の通り、第２の積分器１３５はピーク値に当初設定され、次いで、第１の積分器１３０の出力を累算して仮想中心値又はセントロイド１３６を作成するよう進む。図１３における積分器は全て、暗黙のスケーリング係数を有する。
【００３３】
仮想中心値１３６が判定されると、セグメント同期信号やフレーム同期信号などのＶＳＢ参照信号を受信器において局所で再生成（図示せず）させて、仮想中心で整列させる。その結果、等化データ出力を仮想中心で整列させることになるようにチャネルを等化するようタップが等化器において増えることになる。
【００３４】
複素データ入力信号（同相成分及び直交成分）、シンボル毎に２つのサンプル、又はフレーム同期ベースの設計への、図１３に関して前述したシステムの拡張は、図１３から容易に導かれる。
【００３５】
例えば、データ入力信号が複素の場合、セントロイド算出器（この場合、「複素セントロイド算出器」としても表す）は、図１４に示す入力データ信号の同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分を別個に処理する。特に、入力データ信号の同相成分（１０１−１）は、相関器１０５−１、漏れ積分器１１０−１及び二乗器１１５−１を介して処理される一方、入力データ信号の直交成分（１０１−２）は、相関器１０５−２、漏れ積分器１１０−２及び二乗器１１５−２を介して処理される。こうしたエレメントのそれぞれは、図１３において前述したものと同様に機能する。図示していないが、シンボル・インデックスは、何れかの二乗器エレメントから生成することが可能である。各二乗器（１１５−１及び１１５−２）からの出力信号は、相関器信号１１６を供給するよう加算器１８０を介して一緒に加算され、処理の残りは、図１３に関して前述したものと同じである。
【００３６】
シンボル毎２サンプルのセントロイド算出器に関しては、Ｔ／２間隔を例証的に用いる（ここで、Ｔはシンボル間隔に相当する）。例えば、セグメント同期検出器は、Ｔ／２の間隔のセグメント同期特性に合致するＴ／２の間隔の値を有し、漏れ積分器は、２×８３２長であり、シンボル・インデックスは、０，１，２，…，８３１の代わりに０，０，１，１，２，２，…，８３１，８３１のパターンに従う。
【００３７】
最後に、フレーム同期信号に基づいたセントロイド算出器の場合、以下のことに留意すべきである。フレーム／フィールド同期信号は８３２シンボルから成り、３１３セグメント毎に到着するので、これは、チャネルにおける実用的なマルチパス分布よりも長く、よって、何れかのマルチパス信号の位置を判定するうえでの問題はない。図１３中のセグメント同期検出器ではなく非同期ＰＮ５１１相関器を用いて、（８３２のフレーム同期シンボルのうちから、ＰＮ５１１のみを用いた場合）チャネル・インパルス応答を測定することができる。（ＰＮ５１１は、疑似乱数系列であり、前述のＡＴＳＣ標準に記述されている。）更なる処理は、処理が少なくとも一フィールド全体の持続時間、行われる以外は図１３について前述したものと同様である。相関値をピーク・サーチ関数ブロックに送って一フィールド時間にわたってピーク・サーチを行う。このピーク値のシンボル・インデックスをよって、初期仮想中心点として用いるものとする。初期中心点が判定されると、相関結果は、相関出力が所定の閾値を超えており、初期仮想中心点の前後の特定の範囲内にある場合にのみ解析される。例えば、初期中心位置の周りに＋／−５００シンボルがあることによって、相関出力が所定値を上回ることが位置付けられる。厳密な範囲は、実環境において生じることが期待される実用的なチャネル・インパルス応答と、利用可能な等化器の長さとによって判定される。処理の残りは、図１３について前述したものと同様である。
【００３８】
次に図１５に移れば、本願の原理によるセントロイド算出器６００の例証的な実施例を示す。セントロイド算出器６００は図１３のセントロイド算出器１００と同様である、例えば、セントロイド算出器６００は、セグメント同期信号、及びシンボル毎１サンプルに基づいている。しかし、セントロイド算出器１００と比較して、セントロイド算出器６００は複素相関器２０５を含む。よって、セントロイド算出器６００は、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｉ）成分を備えた複素データ入力を必要とする。前述の通り、複素相関器２０５は、入力データ信号のＱ成分並びにＩ成分において同期パターンをサーチする。なお、積分器１１０は８３２シンボルの漏れ積分器である。漏れ積分器は、ピーク・サーチの後、定数を減算して、ハードウェア・オーバフローを避ける。
【００３９】
本発明の原理による別の例証的な実施例を図１６に示す。図１６は、前述の複素セントロイド算出器と同様に、しかし複素相関器によってセントロイド算出器６００が動作することを可能にする、セントロイド算出器６００の適切な修正部分を示す。図１６に示す配置は、以下の点以外は図１４に示す配置と同様である。すなわち、複素相関器２０５が復調信号２０１のＩ成分及びＱ成分を処理する一方、別の形態の複素相関器（前述の直交複素相関器２０５’）も復調信号２０１のＩ成分及びＱ成分を処理する。さもなければ、図１６の配置の動作は、図１４の配置の前述の動作と同様である。
【００４０】
チャネル仮想中心を判定する前述の手法が、データ入力上の誤ったシンボル・タイミング位相の、セントロイド算出器に対する影響、及び、よってセントロイド推定に対する影響に対処していないことが明らかになった。すなわち、前述の手法は、セントロイド算出における復調器シンボル・タイミング不定性の影響に対処するものでなく、この不定性を補正しようとするものでない。したがって、かつ、本発明の原理によれば、本発明の別の実施例は、複素算出器を含むセントロイド算出器を提案しており、シンボル・タイミング不定性の影響を受けない。
【００４１】
次に図１７に移れば、本願の原理によるセントロイド算出器６５０の例証的な実施例を示す。セントロイド算出器６５０は、図１５のセントロイド算出器６００と同様である、例えば、セントロイド算出器６５０は、セグメント同期信号、及びシンボル毎１サンプルに基づいており、複素相関器２０５を含む。しかし、セントロイド算出器６００に対し、積分器は、８３２シンボルの非漏れ積分器１８５である。非漏れ積分器は、ハードウェア・オーバフローを避けるようピーク・サーチ後に一定値を減算するものでない。そのかわりに、積分器ワード・サイズは、オーバフローがない算出を可能にするよう念入りに選ばなければならない。
【００４２】
非漏れ相関器が後続する複素相関を備えたセグメント同期検出を用いるメリットは、復調信号２０１におけるシンボル・タイミング不定性に係わらず、セントロイド算出器が、正しい復調器サンプルによって達成されることになるものと同じピーク値を達成することになるという観察から生まれる。その結果、セントロイド算出器６５０は、シンボル・タイミング不定性の影響を受けない。これは、複素相関器及び漏れ積分器を備えるセントロイド算出器を用いる、図１３のセントロイド算出器１００並びに図１５及び図１６のセントロイド算出器６００に対する明らかな利点である。セントロイド算出器６５０を用いる更なる利点は、ゴースト遅延がシンボル周期の倍数で必ずしもないことになるという理由による。よって、一部のゴースト・ピークは、シンボル周期の分数サンプル上にあり得る。複素相関器を用いることによって、セントロイド算出器６５０がサンプルと無関係になることが可能になるので、セントロイド算出器６５０は、正確にゴースト・ピークを、こうしたピークが分数サンプルと関連していても認識することにもなる。
【００４３】
本発明の原理による別の例証的な実施例を図１８に示す。図１８は、前述の複素セントロイド算出器と同様に、しかし複素相関器によってセントロイド算出器６５０が動作することを可能にするセントロイド算出器６５０の適切な修正部分を示す。図１８に示す配置は、非漏れ積分器１８５−１及び１８５−２も図１８に示すように用いられる以外は図１６に示す配置と同様である。さもなければ、図１８の配置の動作は、図１６の配置の前述の動作と同様である。
【００４４】
次に図１９に移れば、別の例証的な実施例を示す。この実施例は、乗算器１２５によって行われる重み付け処理に先行してリミタ２６５を含んでいる以外は図１５及び図１７に示すものと同様である。リミタ２６５の動作は、図２０の例証的な流れ図に示す。工程７０５では、リミタ２６５は、ピーク・サーチの完了を待つ。ピーク・サーチが完了すると、リミタ２６５は、工程７１０で、閾値を設定する。例証的には、閾値は（ｐｅａｋ／ｋ）に等しくなるように設定され、ここでＫの値は実験的に選ばれる。工程７１５では、リミタ２６５は、相関器値（１１６）が設定閾値よりも大きいかを判定する。相関器値（１１６）が設定閾値よりも大きい場合、リミタ２６５は、工程７２０で相関値（１１６）をリミティングしない、すなわち、信号２６６の値は図１９における信号１１６の値に等しい。しかし、相関器値（１１６）が閾値以下の場合、リミタ２６５は、工程７２５で、信号２６６の値を例証的なリミタ値Ｌに等しくなるように設定する。この例では、Ｌはゼロに等しい。その結果、工程７２５では、信号２６６はゼロに等しくなるように設定される。
【００４５】
リミタ２６５の背後にある考え方は、相関の概念と、ランダムなデータ及び雑音が積分器においてゼロに累算されるという前提が、非有界系列サイズに達する多数のサンプルを前提としていることによる。しかし、セントロイド算出及び結果として生じる積分は、限定量の時間内に起こる。実際に、セントロイド算出の時間は、受信器がロックするための合計時間に影響を及ぼすので、セントロイド算出器時間を最小にすることに関心がある。したがって、積分器における、データ入力及び実際の入力雑音に関連した残留雑音が存在し、これは、セントロイド算出器処理時間の関数でもある。この残留雑音は、ゼロｄＢゴースト又はゼロに近いｄＢのゴーストを備えるチャネル以外では、ピーク・サーチに影響を及ぼす可能性が低い。しかし、重み付けされた値（図１９の信号１２６）は、現行シンボルから中心までの距離と、相関値との積であり、ピーク値から遠く離れた位置における雑音は、最終的な算出にかなり寄与し得る。そういうものとして、前述のリミタを設けることによって、相関器積分器における残留雑音をなくし、加重値推定を向上させることが可能である。このリミタは、閾値が、考えられる復調器のキャリア位相及びシンボル・タイミングの不定性、又は自動利得制御（ＡＧＣ）の不一致による不一致処理における過剰なリミティングをなくす、ピーク値の関数である場合により効率的である。
【００４６】
リミタの使用の欠点は、理論上は、微小レベルがリミタ２６５によって無視されることになるので、セントロイド算出器は、特定の強度レベルを超えるゴーストを含むことのみに限定されることになることである。しかし、工程７１０における定数Ｋの適切な選択は、どの相関値が残留雑音の結果であるかと、どの値が実際のゴーストであるかとのバランスを規定することになる。残留雑音レベルを下回るゴースト強度レベルは、リミタの有無にかかわらずセントロイド算出器によって適切に対処されないことになる。例として、Ｋ＝２６の場合、リミタは、主信号を約１８ｄＢ下回るゴーストを無視する。
【００４７】
セントロイド算出器にリミタを追加することは、本明細書記載の実施例全てに該当する。例えば、図１３に示すセントロイド算出器配置である。
【００４８】
本発明の原理によって本明細書に記載した例証的な実施例は全て、ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムのフィールド同期に対して相関を行うことに拡張することができる、すなわち、相関は、フィールド同期を構成する４成分ＰＮ系列、又はその短縮バージョンに対して行われる。相関Ｃ及びヒルバート相関Ｃｈは、表１及び表２並びに式（１）におけるように、フィールド同期について同様に得ることが可能である。
【００４９】
前述に鑑みれば、本発明の原理によって本明細書に記載された例証的な実施例は全て、訓練パターン、又はその短縮バージョンに対して相関を行うことに拡張することができる。相関Ｃ、Ｃｈ、Ｃｑ及びＣｑｈは、表１及び表２並びに式（１）におけるように、何れの訓練パターンについても同様に得ることが可能である。
【００５０】
前述は本発明の原理を例証するものに過ぎない。よって、当業者は、本明細書に明示していないが、本発明の原理を実施し、その趣旨及び範囲内にある別の数多くの配置を考え出すことができるものである。例えば、別個の機能エレメントの意味合いで例証しているが、こうした機能エレメントは、１つ又は複数の集積回路（ＩＣ）上に実施することができる。同様に、別個のエレメントとして示しているが、そうしたエレメントの何れか又は全てを、関連したソフトウェア（例えば、図示した（例えば、図１２の）１つ又は複数の工程に相当する）を実行するストアード・プログラム制御プロセッサ（例えば、ディジタル信号プロセッサ）において実施することができる。更に、ＴＶ受像機１０内に組み込まれたエレメントとして示しているが、その中のエレメントは、その何れかの組み合わせにおいて別々の装置に分散させることができる。例えば、図５の受信器１５は、装置又はボックス（装置から物理的に別個のセットトップ・ボックスなど）若しくはディスプレイ２０等を組み入れたボックスの一部であり得る。更に、地上波放送の意味合いで説明しているが、本発明の原理は、他のタイプの通信システム（例えば、衛星、ケーブル等）に適用可能である。よって、数多くの修正を例証的な実施例に行うことができ、特許請求の範囲記載の、本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく他の配置を考え出すことができるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】従来技術のＡＴＳＣ―ＤＴＶ残留側波帯（ＶＳＢ）データ・フレーミング構造を示す図である。
【図２】従来技術のＡＴＳＣ―ＤＴＶフィールド同期構造を示す図である。
【図３】従来技術のＡＴＳＣ―ＤＴＶセグメント同期検出器を示す図である。
【図４】表１を示す図である。
【図５】本発明の原理を用いる受信器の例証的な概略レベルの構成図を示す図である。
【図６】本発明の原理を用いる受信器の例証的な部分を示す図である。
【図７】本発明の原理を用いる受信器の例証的な部分を示す図である。
【図８】本発明の原理による複素相関器の例証的な実施例を示す図である。
【図９】表２を示す図である。
【図１０】本発明の原理による複素相関器の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１１】表３を示す図である。
【図１２】本発明の原理による例証的な流れ図である。
【図１３】従来技術のセントロイド算出器を示す構成図である。
【図１４】複素セントロイド算出器において用いる複素信号の処理の構成図である。
【図１５】本発明の原理によるセントロイド算出器の例証的な実施例を示す図である。
【図１６】本発明の原理によるセントロイド算出器の一部分の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１７】本発明の原理によるセントロイド算出器の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１８】本発明の原理によるセントロイド算出器の一部分の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１９】本発明の原理による他の例証的な実施例を示す図である。
【図２０】本発明の原理による他の例証的な実施例を示す図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に通信システムに関し、特に受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＴＳＣ−ＤＴＶ（米国高度テレビジョン方式委員会・ディジタル・テレビジョン）システム（例えば、Ｕｎｉｔｅｄ Ｓｔａｔｅｓ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ， 「ＡＴＳＣ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ」， Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ／５３， Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ １６， １９９５、及び「Ｇｕｉｄｅ ｔｏ ｔｈｅ Ｕｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ＡＴＳＣ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ」， Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ／５４， Ｏｃｔｏｂｅｒ ４， １９９５参照。）のような、現代のディジタル通信システムでは、高度変調、チャネル符号化及び等化が通常、施される。受信器では、復調器は一般にキャリア位相及び／又はシンボル・タイミングの不定性を有する。等化器は一般に、ＤＦＥ（判定帰還等化器）タイプ又はその特定の変形であり、有限長を有する。激しく歪んだチャネルでは、信号を首尾良く処理し、歪みを補正する最良の機会を等化器に与えるうえでチャネル・インパルス応答の仮想中心が分かることが重要である。一手法は、セグメント同期化（同期）信号に基づいて適応型等化器のチャネルの想中心を算出するセントロイド算出器を用いるものである。別の手法は、フレーム同期信号に基づいて適応型等化器のチャネル仮想中心を算出するセントロイド算出器を用いるものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
この点で、受信されるＶＳＢ同期信号又は訓練信号の検出は通常、実相関器の使用を活用する。実相関器は、受信信号の同相部分を既知の訓練パターン又は同期パターンと比較する。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
実相関器が受信信号の同相成分のみを用いるため、受信器における実相関器の使用が受信器の特性を制限し得るということが明らかになった。したがって、かつ、本発明の原理によれば、受信器は、復調された信号を供給する復調器と、復調された信号をデータ・パターンに対して互いに関係付ける複素相関器とを備える。
【０００５】
本発明の実施例では、ＡＴＳＣ受信器は、復調器及び複素相関器を備える。復調器は、受信されたＡＴＳＣ―ＤＴＶ信号を復調し、復調された信号を供給する。複素相関器は、復調された信号の同相成分をＡＴＳＣセグメント同期パターンに対して互いに関係付け、復調された信号の直交成分を、ＡＴＳＣセグメント同期パターンのヒルバート変換に対して互いに関係付ける。
【０００６】
本発明の別の実施例では、ＡＴＳＣ受信器は、復調器及び複素相関器を備える。復調器は、受信されたＡＴＳＣ―ＤＴＶ信号を復調し、復調された信号を供給する。複素相関器は復調信号の直交成分を、ＡＴＳＣセグメント同期パターンに対して互いに関係付け、復調信号の同相成分を、ＡＴＳＣセグメント同期パターンのヒルバート変換に対して互いに関係付ける。
【０００７】
本発明の別の実施例では、ＡＴＳＣ受信器は、復調器、及び複素相関器を含むセントロイド算出器を備える。復調器は、受信されたＡＴＳＣ―ＤＴＶ信号を復調し、復調された信号を供給する。セントロイド算出器は、復調された信号を処理して、例えば、適応型等化器において用いるチャネル仮想中心を判定する。セントロイド算出器において複素相関器を用いることによって、復調された信号におけるシンボル・タイミング位相不定性にセントロイド算出器が影響されないことになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明の特徴によれば、前述のセントロイド算出器は、内部リミタを備え、それによって特性が改善される。
【実施例】
【０００９】
本発明の概念以外には、添付図面に示すエレメントは周知であり、詳細に説明しない。更に、テレビジョン放送及び受信器をよく知っていることを前提とし、本明細書では詳細に説明しない。例えば、本発明の概念以外では、ＴＶ標準（ＮＴＳＣ（米国テレビジョン方式委員会）、ＰＡＬ（位相反転走査線）、ＳＥＣＡＭ（順次式カラー・メモリ）及びＡＴＳＣ（高度テレビジョン方式委員会）（ＡＴＳＣ）の現在の勧告、及び提案されている勧告をよく知っていることを前提とする。同様に、本発明の概念以外では、送信の概念（８値残留側波帯（８−ＶＳＢ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）など）と、受信器構成部分（無線周波数（ＲＦ）フロントエンドなど）、又は受信器部（低雑音ブロック、チューナ、復調器、相関器、漏れ積分器、及び二乗器など）とを前提とする。同様に、伝送ビット・ストリームを生成するフォーマッティング及び符号化の方法（動画像専門家グループ（ＭＰＥＧ）−２方式標準（ＩＳＯ／ＩＥＣ（１３８１８−１））は周知であり、本明細書では説明しない。更に、本発明の概念は、そういうものとして本明細書では説明しない通常のプログラミング手法を用いて実施することができる。最後に、添付図面上の同じ符号は同様なエレメントを表す。
【００１０】
前述のＡＴＳＣ−ＤＴＶ（米国高度テレビジョン方式委員会・ディジタル・テレビジョン）システムのような、現代のディジタル通信システムでは、信号検出に相関器を使用することは慣用的なものである。ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムでは、変調システムは、８値レベル（±１、±３、±５、±７）を備えた残留側波帯（ＶＳＢ）であり、２つのタイプの同期化信号又は訓練信号（セグメント同期信号及びフィールド同期信号）が存在する。これは図１に示す。図１は、ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムにおけるＶＳＢディジタル・シンボル系列がデータ・セグメント及びデータ・フィールドにおいて構造化されていることを示す。
【００１１】
まずデータ・セグメントについてであるが、これは、最初の４シンボルがセグメント同期信号を構成する８３２シンボルから成る。セグメント同期信号は、８３２シンボル毎にデータ・シンボル系列において現れる２値（２進）の４シンボルの、符号化されていないパターンである。２値表現は（１ ０ ０ １）であり、シンボル表現は（＋５ −５ −５ ＋５）である。
【００１２】
比較として、データ・フィールドは、第１のセグメントがフィールド同期信号を構成する３１３データ・セグメントから成る。フィールド同期信号も、図２に示すようにいくつかの疑似雑音（ＰＮ）系列及び予約パターンから成る２値（２進）の、符号化されていないパターンである。当該技術分野において知られているように、フィールド同期信号の訓練部分は、ＰＮ系列（ＰＮ５１１及びＰＮ６３）から成る。ＰＮ５１１は、多項式Ｘ９＋Ｘ７＋Ｘ６＋Ｘ４＋Ｘ３＋Ｘ＋１及び事前ロード値（０１０００００００）によって定義されたシフトレジスタによって生成される疑似雑音系列である。ＰＮ６３は、多項式Ｘ６＋Ｘ＋１及び事前ロード値（１００１１１）によって規定されたシフトレジスタによって生成された疑似乱数系列である。ＰＮ６３は、３回繰り返され、中央のＰＮ６３は、１つおきのフィールド同期毎に反転されている。
【００１３】
セグメント同期データ・パターン及びフィールド同期データ・パターンは分かっているので、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ受信器の同期化エレメント、タイミング回復エレメント及び等化エレメントにおいて用いられる種々のアルゴリズムは、この情報を用いて、セグメント同期パターン及び／又はフィールド同期パターンと、受信されたＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号とを互いに関係付けることによって受信器特性を向上させる。特に、受信されたＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号に実相関を施すことが慣用的である。すなわち、受信されたＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号の同相成分は、個別の同期パターンの存在を検出するためにセグメント同期データ・パターン及び／又はフレーム同期データ・パターンに対して互いに関係付ける。（単に「相関器」としても通常表す）実相関器が用いられるが、それは、ディジタルＶＳＢ変調信号が離散値を有する一方、直交成分は、一定範囲の非離散値を有するからである。例えば、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号では、ＶＳＢ同相成分は８値（±１、±３、±５、±７）を有する一方、直交成分は、実際に±７を超えて延びる範囲内で非離散的であり、ヒルバート変換及び入力データの関数である。
【００１４】
ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期検出器５００の意味合いにおける従来技術の相関器の構成図を図３に示す。ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期検出器５００は、相関器５０５、８３２長積分器５１０（以降、単に積分器５１０）、ピーク・サーチ・エレメント５１５及びセグメント同期生成器５２０を備える。特に、受信されたＡＴＳＣ信号は、復調器（図示せず）によって復調され、復調器は復調信号１０１を供給する。同相（Ｉ）成分１０１−１が相関器５０５に入力され、相関器５０５は、受信ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号におけるセグメント同期信号の検出のために、既知のＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメントと信号１０１−１を互いに関係付ける。前述の通り、ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期信号は、８３２シンボル毎にデータ・シンボル系列に現れる２値（２進）の４シンボルの、符号化されていないパターンである。２値表現は（１ ０ ０ １）であり、シンボル表現は（＋５ −５ −５ ＋５）である。相関器１０５は、タップ５５５−１、５５５−２、５５５−３及び５５５−４によって表される４タップの遅延線５５５、タップ毎に１つ、乗算器５６０−１、５６０−２、５６０−３及び５６０−４のそれぞれによって表される相当する乗算器（５６０）組、及び加算器５６０−５を備える。単純にするように、適切なクロッキング信号は図３に示すものでない。そういうものとして、相関器５０５は、同相デ―タ入力信号１０１−１を遅延線５５５によって遅延させ、図３から分かり得るように、セグメント同期パターンのスケーリングされたバージョンのパターン（＋１ −１ −１ ＋１）によって適切なタップ出力を（乗算器５６０を介して）乗算する。
【００１５】
図４を手短に参照すれば、表１は、セグメント同期パターン（Ｓ）、セグメント同期パターン（Ｓｓ）のスケーリングされたバージョン、及びデータ信号１０１−１内のセグメント同期パターンとＳｓとを互いに関係付けた場合の図３の相関器５０５の相関（Ｃ）の結果を示す。長さＮの実ベクトルＡ及びＢの相関の公式は、
【数１】
によって定義される長さ２＊Ｎ−１のベクトルである。表１では、Ｃにおける＋２０の中心値は、ピーク位置に相当する。表１におけるＣの−１０、＋５及び−５の値は、両方のパターンが時間的に互いにオフセットされた場合の部分的な相関値に相当し、よって、完全に一致しない。しかし、こうした部分値は、ピーク位置における値を超えるものでない。
【００１６】
図３を参照すれば、加算器５６０−５は、出力信号５０６を介してＣを積分器５１０に供給する。積分器は、相関器５０５からの出力信号５０６を８３２シンボル長積分器、すなわち、ＶＳＢデータ・セグメントの大きさによって累算する。シンボル・インデックス１０２は、元々ゼロにリセットすることができ、０から８３１までのパターンを繰り返して、新たな入力データ・シンボル毎に１、増やされる。シンボル・インデックス１０２は、例えば、プロセッサ（図示せず）によって供給される。当該技術において知られているように、受信されたＶＳＢデータはランダムであり、データ・シンボル位置での積分器値は、ゼロに向けて平均化される傾向にあることになる。しかし、４つのセグメント・シンボルは８３２シンボル毎に繰り返されるので、セグメント同期位置での積分器値は、信号強度に比例して増えることになる。チャネル・インパルス応答がマルチパス又はゴーストをもたらす場合、セグメント同期シンボルは、マルチパス遅延位置でも現れることになる。その結果、マルチパス遅延位置での積分器値も、ゴースト振幅に比例して増えることになる。しかし、ゴーストは、定義上、主経路よりも小さいので、積分器５１０の８３２シンボル位置のピーク・サーチは、最大の積分器値での正しいセグメント同期位置をもたらすことになる。この点で、ピーク・サーチ・エレメント５１５は、積分器５１０の８３２シンボル位置のピーク・サーチを前述のピーク位置について行う。ピーク・サーチ・エレメント５１５からの出力信号は、積分器５１０に記憶された８３２の値のうちのピーク値に相当する。セグメント同期生成器５２０は、ピーク値及び関連したシンボル・インデックス値に（信号１０２を介して）応じ、セグメント同期フラグ５２１を生成する。例えば、セグメント同期フラグ５２１は、セグメント同期信号の４つのシンボル中に「１」の値を有し、その他の場合に「０」の値を有する２値信号である。あるいは、セグメント同期フラグは、セグメント同期信号の第１のシンボル中に「１」の値に設定し、それ以外の場合には、「０」の値に設定することが可能である。（セグメント同期フラグを用いることは、本発明の概念に適切でなく、そういうものとして、本明細書では説明しない。）
上記に鑑みて、何れかの同期信号又は同期パターンを、セグメント同期検出器５００の意味合いで前述した原理と同様な原理によって検出することができる。例えば、フィールド同期検出システムは、前述の原理と同じ原理に従い、本明細書では説明しないものとする。なお、セグメント同期検出器との差は以下に示す。（ａ）相関器は、フィールド同期パターンにおいて存在している既知のＰＮ系列について信号１０１−１をサーチし、（ｂ）積分器の長さは、フィールドのシンボル長に関連し、（ｃ）（この場合、フィールド同期検出器によって供給される）フィールド同期フラグは、フィールド同期の持続時間を有し得るものであるか、又はフィールド同期の第１のシンボルを示し得る。
【００１７】
実相関器が受信信号の同相成分のみを用いるため、受信器における実相関器の使用が受信器特性を制限し得るということが明らかになった。したがって、かつ、本発明の原理によれば、受信器は、復調された信号を供給する復調器と、復調された信号をデータ・パターンに対して互いに関係付ける複素相関器とを備える。
【００１８】
特に、ＶＳＢ変調信号では、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分はヒルバート変換によって互いに関係付けられる、すなわち、ＱはＩのヒルバート変換である。ヒルバート変換は、信号の９０°位相回転を行う線形演算である。信号のＩ成分及びＱ成分は互いに関係付けられているが、相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）プロセスのＩ及びＱの雑音成分は、互いに関係付けられていないので、相関器特性、及び、よって、受信器特性は、Ｉ成分及びＱ成分を処理することによって向上させることが可能である。よって、かつ、本願の概念によれば、受信器は、訓練信号、又は、受信信号のＱ成分並びにＩ成分における訓練パターンをサーチするための複素相関器を含む。
【００１９】
本発明の原理による例証的なテレビジョン受像機１０の概要レベルの構成図を図５に示す。テレビジョン（ＴＶ）受像器１０は、受信器１５及びディスプレイ２０を含む。例証的には、受信器１５はＡＴＳＣ互換受信器である。なお、受信器１５は、ＮＴＳＣ（米国テレビジョン方式委員会）互換でもあり得る、すなわち、ＴＶ受像機１０がＮＴＳＣ放送又はＡＴＳＣ放送からビデオ・コンテンツを表示することができるようにＮＴＳＣ動作モード及びＡＴＳＣ動作モードを有する。本発明の概念の説明を簡単にするために、本明細書及び特許請求の範囲では、ＡＴＳＣ動作モードのみを説明する。受信器１５は、例えば、その上でビデオ・コンテンツを視るためにディスプレイ２０に印加するＨＤＴＶ（高品位ＴＶ）ビデオ信号をそこから回復するよう処理するために、放送信号１１を（例えば、アンテナ（図示せず）を介して）受信する。本発明の原理によれば、受信器１５は、１つ又は複数の複素相関器を含む。例証の目的のみで、本発明の概念は、セグメント同期検出器の意味合いで説明する。しかし、本発明の概念は、そのように限定されるものでない。
【００２０】
受信器１５の適切な部分の例証的な構成図を図６に示す。復調器２７５は、ＩＦ周波数（ＦＩＦ）を中心とする信号２７４を受信し、６ＭＨｚ（百万ヘルツ）に等しい帯域幅を有する。復調器２７５は、本発明の原理によって、セグメント同期フラグ５２１を供給するうえで用いるために復調信号２０１のＩ成分及びＱ成分に対して複素相関を行う複素相関器（セグメント同期検出器）２００を備えるセグメント同期検出器に、復調された受信ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号２０１を供給する。特に、図７に示すように、かつ以下に更に説明するように、セグメント同期検出器２００の複素相関器は、復調信号２０１の同相成分２０１−１をＡＴＳＣセグメント同期パターンと互いに関係付け、復調信号２０１の直交成分２０１−２をＡＴＳＣセグメント同期パターンのヒルバート変換と互いに関係付ける。（なお、本発明の概念に適切でない受信器１５の他の処理ブロック、例えば、信号２７４等を供給するためのＲＦフロントエンドは本明細書に示していない。）
次いで図７に移れば、本発明の原理によるセグメント同期検出器２００の例証的な構成図を示す。図７から分かり得るように、セグメント同期検出器２００は、複素相関器２０５が復調信号２０１の同相（Ｉ）成分２０１−１及び直交（Ｑ）成分２０１−２を処理してセグメント同期パターンをサーチする以外は図３のセグメント同期検出器５００と同様である。
【００２１】
次に図８を参照すれば、複素相関器２０５の例証的な構成図を示す。相関器２０５は、同相処理部、直交処理部、及び合成器２４５を備える。同相処理部は、タップ２５５−１、２５５−２、２５５−３及び２５５−４によって表される４タップの遅延線２５５、タップ毎に１つずつである乗算器２６０−１、２６０−２、２６０−３及び２６０−４によって表される相当する乗算器組（２６０）、及び加算器２６０−５である。単純にするように、適切なクロッキング信号は図８に示していない。そういうものとして、相関器２０５のこの部分は、遅延線２５５によって復調信号２０１の同相成分２０１−１を遅延させるものであり、図８から分かり得るように、セグメント同期パターンの前述のスケーリングされたバージョンであるパターン（＋１ −１ −１ ＋１）によって、適切なタップ出力を（乗算器２６０によって）乗算する。最後に、４つの乗算器出力が一緒に（加算器２６０−５によって）加算される。次に直交処理部に移れば、この部は、タップ２６５−１、２６５−２、２６５−３及び２６５−４によって表される４タップの遅延線２６５、タップ毎に１つずつである乗算器２７０−１、２７０−２、２７０−３及び２７０−４によって表される相当する乗算器組（２７０）、及び加算器２７０−５である。やはり、単純にするために、適切なクロッキング信号は図８に示していない。相関器２０５の直交部分は、復調信号２０１の直交成分２０１−２を遅延線２６５によって遅延させ、図８から分かり得るように、以下に説明するように、セグメント同期パターンのヒルバート変換のスケーリングされたバージョン（これは、セグメント同期パターンの直交成分としても本明細書に表す）であるパターン（＋１ ＋１ −１ −１）によって、適切なタップ出力を（乗算器２７０によって）乗算する。最後に、４つの乗算器出力が一緒に（加算器２７０−５によって）加算される。
【００２２】
図９を簡単に参照すれば、表２は、本発明の原理によれば、受信信号のＱ成分に関する更なるパターンを示す。特に、表２は、セグメント同期パターンのヒルバート変換Ｓｈ、相当するスケーリングされたバージョンＳｓｈ、及びＳｈとＳｓｈとの間の相関（すなわち、式（１）（上記）によるＣｈ）を示す。本発明の原理によれば、（図４に示す）表１のＣと表２のＣｈとの間の、結果として生じる類似性は次に、図８の複素相関器２０５を用いることによって活用される。
【００２３】
次に図８に戻れば、複素相関器２０５の合成器２４５は、Ｃ及びＣｈを合成して、Ｃｃｏｍｂを作成する。例証的には、Ｃｃｏｍｂ＝Ｃ＋Ｃｈである。この場合、Ｃｃｏｍｂ＝（０−２０ ０＋４０ ０−２０ ０）である。本発明の原理によれば、部分相関値の一部は消えるが、ピーク値は２倍になり、増加された相関を示す。出力信号２０６（Ｃｃｏｍｂ）が図７の積分器５１０に施される。図７に示すセグメント同期検出器２００のエレメントの残りは、前述のように機能してセグメント同期フラグ５２１を備える。
【００２４】
なお、本発明の原理による他の変形が考えられる。例えば、合成器２４５は、
Ｃｃｏｍｂ＝│Ｃ│＋│Ｃｈ│の式によって機能することが可能であり、ここで、│ｘ│はｘの絶対値又はｘの二乗を表す。この場合、絶対値を用いると、Ｃｃｏｍｂ＝（＋１０＋２０＋１０＋４０＋１０＋２０＋１０）になる。部分相関値は何れも消えず、代わりに大きさが増加し、ピーク値は２倍になり、増加された相関を示す。
【００２５】
本発明の原理による別の実施例を図１０に示す。複素相関器２０５’は、Ｉ入力信号とＱ入力信号とを取り換える以外は図８の複素相関器２０５と同様である。これは、本明細書では直交複素相関器としても表す。図１０から分かり得るように、Ｑ成分２０１−２が複素相関器２０５’の同相処理部に入力され、Ｉ成分２０１−１が複素相関器２０５’の直交処理部に入力される。この点で、同相処理部はＳｓとＳｈとの間の相関（すなわち、Ｃｑ）を供給し、直交処理部はＳｓｈとＳとの間の相関（すなわち、Ｃｑｈ）を供給する。
【００２６】
手短に図１１を参照すれば、表３は、図１０に示す実施例に関する更なるパターンＣｑ及びＣｑｈを示す。Ｃｑ及びＣｑｈは、お互いの逆数であるため、相関器２０５’の合成器２４５が減算（すなわち、Ｃｃｏｍｂ＝Ｃｑ−Ｃｑｈ）を行う。そういうものとして、Ｃｃｏｍｂ＝（＋２ ０−６ ０＋６ ０−２）となる。
【００２７】
本発明の原理による別の実施例では、相関器２０５’の合成器２４５は、Ｃｃｏｍｂ＝│Ｃｑ│＋│Ｃｑｈ│の式によって機能し、ここで│ｘ│はｘの絶対値又はｘの二乗を表す。この場合、絶対値を用いれば、Ｃｃｏｍｂ＝（＋２ ０＋６ ０＋６ ０＋２）となる。
【００２８】
受信器に用いる、本発明の原理による例証的な流れ図を図１２に示す。工程３１０では、受信器は、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分を有する入力信号を受信する。工程３１５では、受信器は、成分のうちの一方をデータ・パターンと互いに関係付け、成分の他方を、データ・パターンのヒルバート変換と互いに関係付ける。工程３１５の例は、データ・パターンとしてのＡＴＳＣセグメント同期信号の意味合いにおいて先行して設けられた。例えば、図８の相関器２０５に示すように、Ｉ成分をセグメント同期信号と互いに関係付けることが可能である一方、Ｑ成分を、セグメント同期信号のヒルバート変換と互いに関係付けることが可能である。逆に、図１０の相関器２０５’に示すように、Ｉ成分をセグメント同期信号のヒルバート変換と互いに関係付けることが可能である一方、Ｑ成分を、セグメント同期信号と互いに関係付けることが可能である。最後に、工程３２０では、合成された相関信号Ｃｃｏｍｂを出力信号として供給する。
【００２９】
本発明の概念は、受信器の他の処理エレメントへの適用を有する。例えば、複素入力信号（すなわち、同相成分及び直交成分を備えた）セントロイド算出器に本願の概念を適用することによって、複素相関器のより好適な特性によってチャネル仮想中心の推定がより好適になる。更に、セントロイド算出器へ本願の概念及び非漏れ積分器を施すことによって、復調信号におけるシンボル・タイミング位相不定性にセントロイド算出器が影響を受けないことになる。
【００３０】
本願の概念を説明する前に、ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムに用いる、先行技術のセントロイド算出器１００の構成図を図１３に示す。セントロイド算出器１００は、相関器１０５、漏れ積分器１１０、二乗器１１５、ピーク・サーチ・エレメント１２０、乗算器１２５、第１の積分器１３０、第２の積分器１３５及び位相検出器１４０を備える。セントロイド算出器１００は、セグメント同期信号、シンボル毎一サンプル、及び同相（実）成分（１０１−１）のみを備えるデータ入力信号１０１に基づいている。データ入力信号１０１は、復調器（図示せず）によって供給される復調された受信ＡＴＳＣ−ＤＴＶ信号を表す。
【００３１】
データ入力信号１０１−１が、その中のセグメント同期信号（又はパターン）を検出するために相関器１０５に印加される。前述の通り、セグメント同期信号は、反復パターンを有し、２つの隣接したセグメント同期信号間の距離は幾分大きい（８３２シンボル）。そういうものとして、セグメント同期信号を用いてチャネル・インパルス応答を推定することが可能であり、チャネル・インパルス応答は同様に、チャネルの仮想中心又はセントロイドを推定するのに用いられる。相関器１０５はデータ入力信号１０１の同相成分１０１−１を、ＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期の特性、すなわち、２値表現で〔１ ０ ０ １〕又はＶＳＢシンボル表現で〔＋５ −５ −５ ＋５〕とお互いに関係付ける。相関器１０５からの出力信号は次いで漏れ積分器１１０に印加される。漏れ積分器１１０は８３２シンボル長を有し、これは、一セグメント内のシンボル数に等しい。ＶＳＢデータはランダムであるので、データ・シンボル位置での積分器値はゼロに向けて平均化されることになる。しかし、４セグメント同期シンボルは８３２シンボル毎に繰り返すので、セグメント同期位置での積分器値は信号強度に対して比例して増えることになる。チャネル・インパルス応答がマルチパス又はゴーストをもたらす場合、セグメント同期シンボルは、それらのマルチパス遅延位置で現れることになる。その結果、マルチパス遅延位置での積分器値も、ゴースト振幅に比例して増えることになる。漏れ積分器は、ピーク・サーチが行われた後、積分器が新たな数を加算する都度一定値を減算するようなものである。これは、ハードウェア・オーバフローを避けるために行われる。８３２個の漏れ積分器値は、二乗器１１５によって二乗される。結果として生じる出力信号、すなわち相関器信号１１６は、ピーク・サーチ・エレメント１２０及び乗算器１２５に送られる。（なお、二乗の代わりに、エレメント１１５はその入力信号の絶対値を供給し得る。）
各漏れ積分器値（相関器信号１１６）がピーク・サーチ・エレメント１２０に入力されると、相当するシンボル・インデックス値（シンボル・インデックス１１９）もピーク・サーチ・エレメント１２０に入力される。シンボル・インデックス１１９は、ゼロに元々リセットすることができるものであり、０から８３１までのパターンを繰り返し、新たな漏れ積分器値毎に１、増やされる。ピーク・サーチ・エレメント１２０は、８３２の二乗積分器値（相関器信号１１６）にわたってピーク・サーチを行い、ピーク信号１２１を供給する。ピーク信号１２１は、８３２の二乗積分器値のうちの最大値に関連したシンボル・インデックスに相当する。ピーク信号１２１は、チャネルの初期中心として用いられ、第２の積分器１３５（以下に説明する）に印加される。
【００３２】
漏れ積分器値（相関器信号１１６）は又、現行シンボル・インデックスから初期中心までの相対距離によって重み付けされ、重み付けされた中心位置が次いで帰還ループ又はセントロイド算出ループによって判定される。セントロイド算出ループは、位相検出器１４０、乗算器１２５、第１の積分器１３０及び第２の積分器１３５を備える。この帰還ループは、ピーク・サーチが行われた後に始まり、第２の積分器１３５は初期中心値又はピーク値によって初期化される。位相検出器１４０は、現行シンボル・インデックス（シンボル・インデックス１１９）と仮想中心値１３６との間の距離（信号１４１）を算出する。重み付けされた値１２６は乗算器１２５を介して算出され、第１の積分器１３０に供給され、それは、８３２シンボル群毎に重み付けされた値を累算する。前述の通り、第２の積分器１３５はピーク値に当初設定され、次いで、第１の積分器１３０の出力を累算して仮想中心値又はセントロイド１３６を作成するよう進む。図１３における積分器は全て、暗黙のスケーリング係数を有する。
【００３３】
仮想中心値１３６が判定されると、セグメント同期信号やフレーム同期信号などのＶＳＢ参照信号を受信器において局所で再生成（図示せず）させて、仮想中心で整列させる。その結果、等化データ出力を仮想中心で整列させることになるようにチャネルを等化するようタップが等化器において増えることになる。
【００３４】
複素データ入力信号（同相成分及び直交成分）、シンボル毎に２つのサンプル、又はフレーム同期ベースの設計への、図１３に関して前述したシステムの拡張は、図１３から容易に導かれる。
【００３５】
例えば、データ入力信号が複素の場合、セントロイド算出器（この場合、「複素セントロイド算出器」としても表す）は、図１４に示す入力データ信号の同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分を別個に処理する。特に、入力データ信号の同相成分（１０１−１）は、相関器１０５−１、漏れ積分器１１０−１及び二乗器１１５−１を介して処理される一方、入力データ信号の直交成分（１０１−２）は、相関器１０５−２、漏れ積分器１１０−２及び二乗器１１５−２を介して処理される。こうしたエレメントのそれぞれは、図１３において前述したものと同様に機能する。図示していないが、シンボル・インデックスは、何れかの二乗器エレメントから生成することが可能である。各二乗器（１１５−１及び１１５−２）からの出力信号は、相関器信号１１６を供給するよう加算器１８０を介して一緒に加算され、処理の残りは、図１３に関して前述したものと同じである。
【００３６】
シンボル毎２サンプルのセントロイド算出器に関しては、Ｔ／２間隔を例証的に用いる（ここで、Ｔはシンボル間隔に相当する）。例えば、セグメント同期検出器は、Ｔ／２の間隔のセグメント同期特性に合致するＴ／２の間隔の値を有し、漏れ積分器は、２×８３２長であり、シンボル・インデックスは、０，１，２，…，８３１の代わりに０，０，１，１，２，２，…，８３１，８３１のパターンに従う。
【００３７】
最後に、フレーム同期信号に基づいたセントロイド算出器の場合、以下のことに留意すべきである。フレーム／フィールド同期信号は８３２シンボルから成り、３１３セグメント毎に到着するので、これは、チャネルにおける実用的なマルチパス分布よりも長く、よって、何れかのマルチパス信号の位置を判定するうえでの問題はない。図１３中のセグメント同期検出器ではなく非同期ＰＮ５１１相関器を用いて、（８３２のフレーム同期シンボルのうちから、ＰＮ５１１のみを用いた場合）チャネル・インパルス応答を測定することができる。（ＰＮ５１１は、疑似乱数系列であり、前述のＡＴＳＣ標準に記述されている。）更なる処理は、処理が少なくとも一フィールド全体の持続時間、行われる以外は図１３について前述したものと同様である。相関値をピーク・サーチ関数ブロックに送って一フィールド時間にわたってピーク・サーチを行う。このピーク値のシンボル・インデックスをよって、初期仮想中心点として用いるものとする。初期中心点が判定されると、相関結果は、相関出力が所定の閾値を超えており、初期仮想中心点の前後の特定の範囲内にある場合にのみ解析される。例えば、初期中心位置の周りに＋／−５００シンボルがあることによって、相関出力が所定値を上回ることが位置付けられる。厳密な範囲は、実環境において生じることが期待される実用的なチャネル・インパルス応答と、利用可能な等化器の長さとによって判定される。処理の残りは、図１３について前述したものと同様である。
【００３８】
次に図１５に移れば、本願の原理によるセントロイド算出器６００の例証的な実施例を示す。セントロイド算出器６００は図１３のセントロイド算出器１００と同様である、例えば、セントロイド算出器６００は、セグメント同期信号、及びシンボル毎１サンプルに基づいている。しかし、セントロイド算出器１００と比較して、セントロイド算出器６００は複素相関器２０５を含む。よって、セントロイド算出器６００は、同相（Ｉ）成分及び直交（Ｉ）成分を備えた複素データ入力を必要とする。前述の通り、複素相関器２０５は、入力データ信号のＱ成分並びにＩ成分において同期パターンをサーチする。なお、積分器１１０は８３２シンボルの漏れ積分器である。漏れ積分器は、ピーク・サーチの後、定数を減算して、ハードウェア・オーバフローを避ける。
【００３９】
本発明の原理による別の例証的な実施例を図１６に示す。図１６は、前述の複素セントロイド算出器と同様に、しかし複素相関器によってセントロイド算出器６００が動作することを可能にする、セントロイド算出器６００の適切な修正部分を示す。図１６に示す配置は、以下の点以外は図１４に示す配置と同様である。すなわち、複素相関器２０５が復調信号２０１のＩ成分及びＱ成分を処理する一方、別の形態の複素相関器（前述の直交複素相関器２０５’）も復調信号２０１のＩ成分及びＱ成分を処理する。さもなければ、図１６の配置の動作は、図１４の配置の前述の動作と同様である。
【００４０】
チャネル仮想中心を判定する前述の手法が、データ入力上の誤ったシンボル・タイミング位相の、セントロイド算出器に対する影響、及び、よってセントロイド推定に対する影響に対処していないことが明らかになった。すなわち、前述の手法は、セントロイド算出における復調器シンボル・タイミング不定性の影響に対処するものでなく、この不定性を補正しようとするものでない。したがって、かつ、本発明の原理によれば、本発明の別の実施例は、複素算出器を含むセントロイド算出器を提案しており、シンボル・タイミング不定性の影響を受けない。
【００４１】
次に図１７に移れば、本願の原理によるセントロイド算出器６５０の例証的な実施例を示す。セントロイド算出器６５０は、図１５のセントロイド算出器６００と同様である、例えば、セントロイド算出器６５０は、セグメント同期信号、及びシンボル毎１サンプルに基づいており、複素相関器２０５を含む。しかし、セントロイド算出器６００に対し、積分器は、８３２シンボルの非漏れ積分器１８５である。非漏れ積分器は、ハードウェア・オーバフローを避けるようピーク・サーチ後に一定値を減算するものでない。そのかわりに、積分器ワード・サイズは、オーバフローがない算出を可能にするよう念入りに選ばなければならない。
【００４２】
非漏れ相関器が後続する複素相関を備えたセグメント同期検出を用いるメリットは、復調信号２０１におけるシンボル・タイミング不定性に係わらず、セントロイド算出器が、正しい復調器サンプルによって達成されることになるものと同じピーク値を達成することになるという観察から生まれる。その結果、セントロイド算出器６５０は、シンボル・タイミング不定性の影響を受けない。これは、複素相関器及び漏れ積分器を備えるセントロイド算出器を用いる、図１３のセントロイド算出器１００並びに図１５及び図１６のセントロイド算出器６００に対する明らかな利点である。セントロイド算出器６５０を用いる更なる利点は、ゴースト遅延がシンボル周期の倍数で必ずしもないことになるという理由による。よって、一部のゴースト・ピークは、シンボル周期の分数サンプル上にあり得る。複素相関器を用いることによって、セントロイド算出器６５０がサンプルと無関係になることが可能になるので、セントロイド算出器６５０は、正確にゴースト・ピークを、こうしたピークが分数サンプルと関連していても認識することにもなる。
【００４３】
本発明の原理による別の例証的な実施例を図１８に示す。図１８は、前述の複素セントロイド算出器と同様に、しかし複素相関器によってセントロイド算出器６５０が動作することを可能にするセントロイド算出器６５０の適切な修正部分を示す。図１８に示す配置は、非漏れ積分器１８５−１及び１８５−２も図１８に示すように用いられる以外は図１６に示す配置と同様である。さもなければ、図１８の配置の動作は、図１６の配置の前述の動作と同様である。
【００４４】
次に図１９に移れば、別の例証的な実施例を示す。この実施例は、乗算器１２５によって行われる重み付け処理に先行してリミタ２６５を含んでいる以外は図１５及び図１７に示すものと同様である。リミタ２６５の動作は、図２０の例証的な流れ図に示す。工程７０５では、リミタ２６５は、ピーク・サーチの完了を待つ。ピーク・サーチが完了すると、リミタ２６５は、工程７１０で、閾値を設定する。例証的には、閾値は（ｐｅａｋ／ｋ）に等しくなるように設定され、ここでＫの値は実験的に選ばれる。工程７１５では、リミタ２６５は、相関器値（１１６）が設定閾値よりも大きいかを判定する。相関器値（１１６）が設定閾値よりも大きい場合、リミタ２６５は、工程７２０で相関値（１１６）をリミティングしない、すなわち、信号２６６の値は図１９における信号１１６の値に等しい。しかし、相関器値（１１６）が閾値以下の場合、リミタ２６５は、工程７２５で、信号２６６の値を例証的なリミタ値Ｌに等しくなるように設定する。この例では、Ｌはゼロに等しい。その結果、工程７２５では、信号２６６はゼロに等しくなるように設定される。
【００４５】
リミタ２６５の背後にある考え方は、相関の概念と、ランダムなデータ及び雑音が積分器においてゼロに累算されるという前提が、非有界系列サイズに達する多数のサンプルを前提としていることによる。しかし、セントロイド算出及び結果として生じる積分は、限定量の時間内に起こる。実際に、セントロイド算出の時間は、受信器がロックするための合計時間に影響を及ぼすので、セントロイド算出器時間を最小にすることに関心がある。したがって、積分器における、データ入力及び実際の入力雑音に関連した残留雑音が存在し、これは、セントロイド算出器処理時間の関数でもある。この残留雑音は、ゼロｄＢゴースト又はゼロに近いｄＢのゴーストを備えるチャネル以外では、ピーク・サーチに影響を及ぼす可能性が低い。しかし、重み付けされた値（図１９の信号１２６）は、現行シンボルから中心までの距離と、相関値との積であり、ピーク値から遠く離れた位置における雑音は、最終的な算出にかなり寄与し得る。そういうものとして、前述のリミタを設けることによって、相関器積分器における残留雑音をなくし、加重値推定を向上させることが可能である。このリミタは、閾値が、考えられる復調器のキャリア位相及びシンボル・タイミングの不定性、又は自動利得制御（ＡＧＣ）の不一致による不一致処理における過剰なリミティングをなくす、ピーク値の関数である場合により効率的である。
【００４６】
リミタの使用の欠点は、理論上は、微小レベルがリミタ２６５によって無視されることになるので、セントロイド算出器は、特定の強度レベルを超えるゴーストを含むことのみに限定されることになることである。しかし、工程７１０における定数Ｋの適切な選択は、どの相関値が残留雑音の結果であるかと、どの値が実際のゴーストであるかとのバランスを規定することになる。残留雑音レベルを下回るゴースト強度レベルは、リミタの有無にかかわらずセントロイド算出器によって適切に対処されないことになる。例として、Ｋ＝２６の場合、リミタは、主信号を約１８ｄＢ下回るゴーストを無視する。
【００４７】
セントロイド算出器にリミタを追加することは、本明細書記載の実施例全てに該当する。例えば、図１３に示すセントロイド算出器配置である。
【００４８】
本発明の原理によって本明細書に記載した例証的な実施例は全て、ＡＴＳＣ−ＤＴＶシステムのフィールド同期に対して相関を行うことに拡張することができる、すなわち、相関は、フィールド同期を構成する４成分ＰＮ系列、又はその短縮バージョンに対して行われる。相関Ｃ及びヒルバート相関Ｃｈは、表１及び表２並びに式（１）におけるように、フィールド同期について同様に得ることが可能である。
【００４９】
前述に鑑みれば、本発明の原理によって本明細書に記載された例証的な実施例は全て、訓練パターン、又はその短縮バージョンに対して相関を行うことに拡張することができる。相関Ｃ、Ｃｈ、Ｃｑ及びＣｑｈは、表１及び表２並びに式（１）におけるように、何れの訓練パターンについても同様に得ることが可能である。
【００５０】
前述は本発明の原理を例証するものに過ぎない。よって、当業者は、本明細書に明示していないが、本発明の原理を実施し、その趣旨及び範囲内にある別の数多くの配置を考え出すことができるものである。例えば、別個の機能エレメントの意味合いで例証しているが、こうした機能エレメントは、１つ又は複数の集積回路（ＩＣ）上に実施することができる。同様に、別個のエレメントとして示しているが、そうしたエレメントの何れか又は全てを、関連したソフトウェア（例えば、図示した（例えば、図１２の）１つ又は複数の工程に相当する）を実行するストアード・プログラム制御プロセッサ（例えば、ディジタル信号プロセッサ）において実施することができる。更に、ＴＶ受像機１０内に組み込まれたエレメントとして示しているが、その中のエレメントは、その何れかの組み合わせにおいて別々の装置に分散させることができる。例えば、図５の受信器１５は、装置又はボックス（装置から物理的に別個のセットトップ・ボックスなど）若しくはディスプレイ２０等を組み入れたボックスの一部であり得る。更に、地上波放送の意味合いで説明しているが、本発明の原理は、他のタイプの通信システム（例えば、衛星、ケーブル等）に適用可能である。よって、数多くの修正を例証的な実施例に行うことができ、特許請求の範囲記載の、本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく他の配置を考え出すことができるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】従来技術のＡＴＳＣ―ＤＴＶ残留側波帯（ＶＳＢ）データ・フレーミング構造を示す図である。
【図２】従来技術のＡＴＳＣ―ＤＴＶフィールド同期構造を示す図である。
【図３】従来技術のＡＴＳＣ―ＤＴＶセグメント同期検出器を示す図である。
【図４】表１を示す図である。
【図５】本発明の原理を用いる受信器の例証的な概略レベルの構成図を示す図である。
【図６】本発明の原理を用いる受信器の例証的な部分を示す図である。
【図７】本発明の原理を用いる受信器の例証的な部分を示す図である。
【図８】本発明の原理による複素相関器の例証的な実施例を示す図である。
【図９】表２を示す図である。
【図１０】本発明の原理による複素相関器の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１１】表３を示す図である。
【図１２】本発明の原理による例証的な流れ図である。
【図１３】従来技術のセントロイド算出器を示す構成図である。
【図１４】複素セントロイド算出器において用いる複素信号の処理の構成図である。
【図１５】本発明の原理によるセントロイド算出器の例証的な実施例を示す図である。
【図１６】本発明の原理によるセントロイド算出器の一部分の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１７】本発明の原理によるセントロイド算出器の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１８】本発明の原理によるセントロイド算出器の一部分の別の例証的な実施例を示す図である。
【図１９】本発明の原理による他の例証的な実施例を示す図である。
【図２０】本発明の原理による他の例証的な実施例を示す図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信器であって、
復調信号を供給する復調器と、
前記復調信号を、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ（高度テレビジョン方式委員会−ディジタル・テレビジョン）同期信号と、その検出のために互いに関係付ける複素相関器を含む同期検出器とを備えることを特徴とする受信器。
【請求項２】
請求項１記載の受信器であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期信号であることを特徴とする受信器。
【請求項３】
請求項１記載の受信器であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶフレーム同期信号であることを特徴とする受信器。
【請求項４】
請求項１記載の受信器であって、前記復調信号は、同相成分及び直交成分を備え、前記複素相関器は、
前記復調信号の前記成分の一方を前記同期信号と互いに関係付ける同相相関器と、
前記復調信号の前記成分の他方を前記同期信号のヒルバート変換と互いに関係付ける直交相関器と、
前記同相相関器及び前記直交相関器から合成相関結果を供給する合成器とを備えることを特徴とする受信器。
【請求項５】
請求項４記載の受信器であって、前記同相相関器は、前記復調信号の前記同相成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項６】
請求項４記載の受信器であって、前記直交相関器は、前記復調信号の前記直交成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項７】
請求項４記載の受信器であって、前記同相相関器は、前記復調信号の前記直交成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項８】
請求項４記載の受信器であって、前記直交相関器は、前記復調信号の前記同相成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項９】
受信器において用いる方法であって、
信号を供給する工程と、
（ａ）前記信号の成分のうちの一方を、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ（高度テレビジョン方式委員会−ディジタル・テレビジョン）同期信号と互いに関係付ける工程と、
（ｂ）前記信号の前記成分のうちの他方を前記同期信号のヒルバート変換と互いに関係付ける工程と、
工程（ａ）及び（ｂ）からの合成相関結果を供給する工程とを備えることを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項９記載の方法であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期信号であることを特徴とする方法。
【請求項１１】
請求項９記載の方法であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶフレーム同期信号であることを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項９記載の方法であって、工程（ａ）は、前記信号の同相成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項９記載の方法であって、工程（ｂ）は、前記信号の直交成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項９記載の方法であって、工程（ａ）は、前記信号の直交成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項９記載の方法であって、工程（ｂ）は、前記信号の同相成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【請求項１】
受信器であって、
復調信号を供給する復調器と、
前記復調信号を、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ（高度テレビジョン方式委員会−ディジタル・テレビジョン）同期信号と、その検出のために互いに関係付ける複素相関器を含む同期検出器とを備えることを特徴とする受信器。
【請求項２】
請求項１記載の受信器であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期信号であることを特徴とする受信器。
【請求項３】
請求項１記載の受信器であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶフレーム同期信号であることを特徴とする受信器。
【請求項４】
請求項１記載の受信器であって、前記復調信号は、同相成分及び直交成分を備え、前記複素相関器は、
前記復調信号の前記成分の一方を前記同期信号と互いに関係付ける同相相関器と、
前記復調信号の前記成分の他方を前記同期信号のヒルバート変換と互いに関係付ける直交相関器と、
前記同相相関器及び前記直交相関器から合成相関結果を供給する合成器とを備えることを特徴とする受信器。
【請求項５】
請求項４記載の受信器であって、前記同相相関器は、前記復調信号の前記同相成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項６】
請求項４記載の受信器であって、前記直交相関器は、前記復調信号の前記直交成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項７】
請求項４記載の受信器であって、前記同相相関器は、前記復調信号の前記直交成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項８】
請求項４記載の受信器であって、前記直交相関器は、前記復調信号の前記同相成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする受信器。
【請求項９】
受信器において用いる方法であって、
信号を供給する工程と、
（ａ）前記信号の成分のうちの一方を、ＡＴＳＣ−ＤＴＶ（高度テレビジョン方式委員会−ディジタル・テレビジョン）同期信号と互いに関係付ける工程と、
（ｂ）前記信号の前記成分のうちの他方を前記同期信号のヒルバート変換と互いに関係付ける工程と、
工程（ａ）及び（ｂ）からの合成相関結果を供給する工程とを備えることを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項９記載の方法であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶセグメント同期信号であることを特徴とする方法。
【請求項１１】
請求項９記載の方法であって、前記同期信号がＡＴＳＣ−ＤＴＶフレーム同期信号であることを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項９記載の方法であって、工程（ａ）は、前記信号の同相成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項９記載の方法であって、工程（ｂ）は、前記信号の直交成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項９記載の方法であって、工程（ａ）は、前記信号の直交成分を前記同期信号と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項９記載の方法であって、工程（ｂ）は、前記信号の同相成分を前記同期信号の前記ヒルバート変換と互いに関係付けることを特徴とする方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公表番号】特表２００７−５３７６６０（Ｐ２００７−５３７６６０Ａ）
【公表日】平成１９年１２月２０日（２００７．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−５１３１３６（Ｐ２００７−５１３１３６）
【出願日】平成１７年３月２９日（２００５．３．２９）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００５／０１０５０３
【国際公開番号】ＷＯ２００５／１１４９３７
【国際公開日】平成１７年１２月１日（２００５．１２．１）
【出願人】（５０１２６３８１０）トムソン ライセンシング (2,848)
【氏名又は名称原語表記】Ｔｈｏｍｓｏｎ Ｌｉｃｅｎｓｉｎｇ
【住所又は居所原語表記】４６ Ｑｕａｉ Ａ． Ｌｅ Ｇａｌｌｏ， Ｆ−９２１００ Ｂｏｕｌｏｇｎｅ−Ｂｉｌｌａｎｃｏｕｒｔ， Ｆｒａｎｃｅ
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１９年１２月２０日（２００７．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年３月２９日（２００５．３．２９）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００５／０１０５０３
【国際公開番号】ＷＯ２００５／１１４９３７
【国際公開日】平成１７年１２月１日（２００５．１２．１）
【出願人】（５０１２６３８１０）トムソン ライセンシング (2,848)
【氏名又は名称原語表記】Ｔｈｏｍｓｏｎ Ｌｉｃｅｎｓｉｎｇ
【住所又は居所原語表記】４６ Ｑｕａｉ Ａ． Ｌｅ Ｇａｌｌｏ， Ｆ−９２１００ Ｂｏｕｌｏｇｎｅ−Ｂｉｌｌａｎｃｏｕｒｔ， Ｆｒａｎｃｅ
【Ｆターム（参考）】
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