無線受信装置、及び無線送信装置
【課題】複数のユーザ、すなわち無線送信装置から送信される信号がＧＩ長を超えるような異なるタイミングをもって到来した場合でも、複数ユーザの信号の分離を可能とする無線受信装置を提供する。
【解決手段】直交変換器１２０４は、受信した無線信号から抽出するＮ個の時系列データに対して直交変換を行う。マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕは、直交変換された時系列データから、各無線送信装置からの送信信号を抽出する。逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕは、抽出された送信信号に対して逆直交変換を行い、逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕは、逆直交変換された送信信号に対して逆拡散を行い、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕは、逆拡散された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個の時系列データを抽出する。
【解決手段】直交変換器１２０４は、受信した無線信号から抽出するＮ個の時系列データに対して直交変換を行う。マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕは、直交変換された時系列データから、各無線送信装置からの送信信号を抽出する。逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕは、抽出された送信信号に対して逆直交変換を行い、逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕは、逆直交変換された送信信号に対して逆拡散を行い、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕは、逆拡散された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個の時系列データを抽出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、広帯域信号の送受信を行う無線通信システムにおける無線受信装置、及び無線送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ガードインターバル（ＧＩ）を用いる直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）伝送における、端末局装置からアクセスポイントへの上りリンク通信が存在する（例えば、非特許文献１参照）。図１０は、ＧＩを用いる上りリンクＤＳ−ＣＤＭＡ伝送における第ｕ番目の端末局装置（ＭＴ）の送信機の構成を示したブロック図である。また、図１１は、ＧＩを用いる上りリンクＤＳ−ＣＤＭＡ伝送における基地局装置（ＢＳ）の受信機の構成例を示したブロック図である。ここで、基地局装置に対して、端末局装置（送信局）がＵ個存在するとする。また、基地局装置（受信局）における離散フーリエ変換のポイント数をＮとする。また、ＧＩ長をＮｇとする。また、拡散率をＪ（Ｊ＞Ｕ）とする。
【０００３】
図１０に示すＤＳ−ＣＤＭＡ伝送の第ｕ番目の端末局装置の送信機は、誤り訂正符号化器１０１−ｕ、インターリーバ部１０２−ｕ、データ変調器１０３−ｕ、拡散器１０４−ｕ、ＧＩ挿入器１０５−ｕ、波形整形回路１０６−ｕ、Ｄ／Ａ変換器１０７−ｕ、無線部１０８−ｕ、送信アンテナ１０９−ｕを備える。
【０００４】
図１０に示す第ｕ番目の端末局装置において、送信データ系列が誤り訂正符号化器１０１−ｕで符号化された後、インターリーバ部１０２−ｕで送信データをインターリーブし、データ変調器１０３−ｕでＰＳＫ(Phase Shift Keying)もしくはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調が行われて、送信シンボル系列が生成される。その後、拡散器１０４−ｕにより送信シンボル系列を、拡散率Ｊの拡散符号系列によって拡散し、図１２に示すように、ＧＩ挿入部１０５−ｕでＮ個の送信チップごとに１つのブロックを形成し、その末尾Ｎｇ個のチップをコピーし、ＧＩとして挿入する。波形整形回路１０６−ｕでは、帯域制限を行うデジタルフィルタリングを行い、Ｄ／Ａ変換器１０７−ｕでデジタル信号からアナログ信号に変換が行われた後、無線部１０８−ｕを経由して送信アンテナ１０９−ｕを通じて送信が行われる。
【０００５】
一方、図１１に示すようなＤＳ−ＣＤＭＡ伝送の基地局装置（ＢＳ）の受信機は、受信アンテナ２１０、無線部２１１、Ａ／Ｄ変換器２１２、ＧＩ除去部２１３、離散フーリエ変換器２１４、マルチユーザ検出部３００−１〜３００−Ｕ、データ復調器２１８−１〜２１８−Ｕ、デ・インターリーバ部２１９−１〜２１９−Ｕ、誤り訂正復号器２２０−１〜２２０−Ｕを備える。また、マルチユーザ検出部３００−１〜３００−Ｕのそれぞれは、等化器２１５−１〜２１５−Ｕ、逆離散フーリエ変化器２１６−１〜２１６−Ｕ、逆拡散器２１７−１〜２１７−Ｕを備える。
【０００６】
図１１において、Ｕ個の端末局装置から送信されるＤＳ−ＣＤＭＡ送信信号は、受信アンテナ２１０により受信され、無線部２１１でベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２１２でアナログ信号からデジタル信号に変換され、ＧＩ除去部２１３によりＧＩが除去される。その後、離散フーリエ変換器２１４で、受信信号をＮ個の周波数成分に変換する。変換された直交信号は、端末局装置（ユーザ）ごとの信号を得るために、等化器２１５−１〜２１５−Ｕによって等化が行われる。等化された直交信号は、逆離散フーリエ変換器２１６−１〜２１６−Ｕにより、時系列信号に変換され、逆拡散器２１７−１〜２１７−Ｕにより、逆拡散処理が行われる。等化から逆拡散までの処理は、マルチユーザ検出部３００−１〜３００−Ｕで行われる処理であり、マルチユーザ検出重みを用いて行われる処理である。逆拡散後の時系列信号に対し、データ復調器２１８−１〜２１８−Ｕにより復調が行われ、復調された信号に対してデ・インターリーバ部２１９−１〜２１９−Ｕによりデ・インターリーブが行われ、誤り訂正復号器２２０−１〜２２０−Ｕにより誤り訂正復号が行われ、送信データの推定値が得られることになる。
【非特許文献１】津村 茂彦、原 嘉孝、原 晋介、「上り回線におけるMC-CDMA方式とCP-DS-CDMA方式の特性比較」、電子情報通信学会、信学技報、RCS2003-370、pp.101-106, 2004年3月．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、複数の端末局装置（送信局）から信号が送信される場合、信号伝送のタイミングは、各端末局装置で独立に制御されることになる。このような場合、基地局装置（受信局）では、各端末局装置から送信された信号の到来タイミングが異なることになる。
【０００８】
前述したＤＳ−ＣＤＭＡの上りリンクでは、送信信号をＮ個の信号からなるブロックとして、そのブロックごとにＮｇ個の信号からなるガードインターバル（ＧＩ）を図１２のように挿入して送信する。このＧＩの挿入時間Ｔｇが、端末局装置（ユーザ）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも大きい場合、すなわちＴｇ≧Ｔｕの場合、受信信号の周波数成分は他の信号との直交性が保たれているので信号分離が可能である。
【０００９】
しかしながら、ＧＩの挿入時間Ｔｇが、端末局装置（ユーザ）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕより小さい場合、すなわちＴｇ＜Ｔｕの場合、他の送信信号との直交性が崩れてしまい、信号がうまく分離できないため、特性が大幅に劣化してしまう。従って、前述したＤＳ−ＣＤＭＡの場合、複数の端末局装置からの信号がＧＩ長を超えるような異なる受信タイミングをもって基地局装置（受信局）に到来した場合、どのようにして複数ユーザの信号を分離するかが課題となる。
【００１０】
本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、複数のユーザ、すなわち無線送信装置から送信される信号がＧＩ長を超えるような異なるタイミングをもって到来した場合でも、複数ユーザの信号の分離を可能とする無線受信装置、及び無線送信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記問題を解決するために、本発明は、複数の無線送信装置から送信された無線信号を受信するアンテナと、前記無線信号から抽出される拡散状態の信号系列から、逆拡散後の信号のフィルタリングに用いられる矩形窓フィルタの大きさと前記拡散状態に応じた拡散係数とに基づいて定められる個数ずつ先頭をずらして、信号のブロック単位であるＮ個ずつ信号を読み出す読出手段と、前記読出手段が読み出したＮ個の信号を直交変換する直交変換部と、前記複数の無線送信装置ごとに、前記無線送信装置の送信信号の検出に用いられる前記拡散状態を考慮したＮ個の重みを算出する重み演算部と、前記重み演算部が算出した前記無線送信装置ごとのＮ個の重みと、前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて、前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出する複数の検出部と、前記複数の検出部が検出した信号ごとに逆直交変換を行う複数の逆直交変換部と、前記複数の逆直交変換部から出力される信号ごとに前記拡散状態に応じて予め定められる拡散符号を用いて逆拡散を行う複数の逆拡散器と、前記複数の逆拡散器から出力される信号ごとに前記矩形窓フィルタを用いてブロック間干渉の影響を受けている部分についてフィルタリングを行う複数の矩形フィルタ部と、前記複数の矩形フィルタ部が出力するＮｗ個の信号ごとに復調を行う複数の復調部と、を備えたことを特徴とする無線受信装置である。
【００１２】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記重み演算部は、前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置との間のチャネルのチャネルインパルス応答情報を推定するチャネルインパルス応答推定部と、前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置で用いられた拡散符号系列を出力する拡散符号系列計算部と、前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて、伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定する演算部と、前記演算部が推定したチャネルごとの伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出するマルチユーザ検出重み計算部と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記演算部は、前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて伝達関数と、信号のブロックの前方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列と、信号のブロックの後方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記演算部は、前記無線信号に基づいて雑音電力成分を推定する雑音電力推定部を備え、前記マルチユーザ検出重み計算部は、前記雑音電力推定部が推定した雑音電力成分を加えて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記複数の矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、前記無線送信装置ごとに逐次干渉成分の第１のレプリカ信号を生成する第１のレプリカ生成部を備え、前記複数の検出部は、前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、上記に記載の発明において、いずれか１つの前記検出部により前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部に対応する無線送信装置の信号が検出された場合、当該検出部に対応する前記矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する前記無線送信装置の逐次干渉成分の第２のレプリカ信号を生成する第２のレプリカ生成部を備え、当該検出部以外のいずれか１つの検出部は、前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記第２のレプリカ生成部が逐次生成する前記第２のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する無線送信装置の信号を検出することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記矩形フィルタ部は、ブロック間干渉の影響を最も多く受けている無線送信装置に対応して、前記矩形窓フィルタの大きさＮｗサンプルを算出し、算出した大きさの前記矩形窓フィルタによりフィルタリングを行うことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記直交変換部は、直交変換として高速フーリエ変換を行い、前記高速フーリエ変換の入出力信号数を、前記矩形窓フィルタの大きさに基づいて算出し、算出した入出力信号数に基づいて高速フーリエ変換を行うことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記矩形フィルタ部からの出力に対して、縦がＮｗ／２（Ｎｗは矩形フィルタ部より出力される信号の個数）で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・デ・インターリーバを行うデ・インターリーブ部を具備することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明は、アンテナを備え、該アンテナにより無線信号を送信する無線送信装置であって、送信信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ部を具備することを特徴とする無線送信装置である。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によれば、本発明は、受信した無線信号から抽出される拡散状態の信号系列から、逆拡散後の信号のフィルタリングに用いられる矩形窓フィルタの大きさに拡散状態に応じた拡散係数を乗算した値に相当する個数ずつ先頭をずらしてＮ個ずつ信号を読み出し、読み出したＮ個の信号を直交変換し、無線送信装置ごとのＮ個の重みと、直交変換された信号とに基づいて、複数の無線送信装置ごとの信号を検出し、検出した信号ごとに逆直交変換を行い、拡散状態に応じて予め定められる拡散符号を用いて逆拡散を行い、逆拡散された信号ごとに矩形窓フィルタを用いてフィルタリングを行う構成とした。
これにより、ブロック間干渉の影響の少ない信号の部分を矩形窓フィルタにより抽出することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態は、以下に説明する図１に示す無線送信装置１−１〜１−Ｕと、図２に示す無線受信装置２とを備えた無線通信システムである。
【００２３】
（無線送信装置の構成）
図１は、第１実施形態に係る第ｕ番目の端末局装置に相当する無線送信装置１の内部構成を示す概略ブロック図である。なお、無線送信装置１−ｕと同じ構成を備えた無線送信装置がＵ個存在するもの（以下、このような無線送信装置を無線送信装置１−１〜１−Ｕという）として以下の説明を行う。無線送信装置１−ｕは、誤り訂正符号化器１１０１−ｕ、インターリーバ回路１１０２−ｕ、変調器１１０３−ｕ、拡散器１１０４−ｕ、波形整形回路１１０５−ｕ、Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕ、無線部１１０７−ｕ、送信アンテナ１１０８−ｕを備える。
【００２４】
誤り訂正符号化器１１０１−ｕは、入力される送信データ系列に誤り訂正符号化を行う。インターリーバ部１１０２−ｕは、誤り訂正符号化された送信データに対してインターリーブを行う。変調器１１０３−ｕは、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)もしくはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調を行い送信シンボル系列を生成する。拡散器１１０４−ｕにより送信シンボル系列を、予め定められる拡散率Ｊの拡散符号系列によって拡散を行う。Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕは、デジタル信号からアナログ信号に変換を行う。無線部１１０７−ｕは、送信アンテナ１１０８−ｕを通じて無線信号を送信する。
【００２５】
（無線受信装置の構成）
図２は、第１実施形態に係る基地局装置に相当する無線受信装置２の内部構成を示す概略ブロック図である。
【００２６】
無線受信装置２は、受信アンテナ１２００、無線部１２０１、Ａ／Ｄ変換器１２０２、メモリ１２０３、読出部１２１２、直交変換器１２０４、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕ、逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕ、逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕ、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕ、復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕ、デ・インターリーバ回路１２１０−１〜１２１０−Ｕ、誤り訂正復号器１２１１−１〜１２１１−Ｕ、マルチユーザ検出重み演算器１３００を備える。
【００２７】
無線部１２０１は、受信アンテナ１２００を通じて受信した無線信号をベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１２０２は、ベースバンド信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、メモリ１２０３に変換したデジタル信号を記録する。読出部１２１２は、メモリ１２０３から信号をＮ個ずつ信号を読み出し、読み出した信号を直交変換器１２０４に入力する。直交変換器１２０４は、入力された信号に直交変換を行う。マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕは、それぞれ、直交変換された信号に対して前述した等化器２１５−１〜２１５−Ｕと同じく等化を行い、マルチユーザ検出重み演算器１３００から入力される重みに従って、ユーザごと、すなわちＵ個の無線送信装置１−１〜１−Ｕごとの信号の検出を行う。逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕは、入力される信号に対して逆直交変換より時系列信号に変換を行う。逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕは、逆拡散処理を行う。矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕは、入力される信号に対して後述する矩形窓フィルタによりフィルタリングを行い、フィルタリングにより抽出した信号を出力する。復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕは、信号の復調を行う。デ・インターリーバ回路１２１０−１〜１２１０−Ｕは、デ・インターリーブを行う。誤り訂正復号器１２１１−１〜１２１１−Ｕは、誤り訂正復号を行い、送信データの推定値を出力する。
【００２８】
なお、以下の説明では、オーバサンプリングを仮定していないが、Ａ／Ｄ変換器１２０２でオーバサンプリングを行うことも可能である。この場合、Ａ／Ｄ変換器１２０２から矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕの間のいずれかでダウンサンプリングを行うことになる。ダウンサンプリングをメモリ１２０３から直交変換器１２０４までの間のいずれかで行った場合、無線受信装置２の信号処理の演算規模を小さくすることが可能である。また、ダウンサンプリングをマルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕから矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕまでのいずれかで行った場合、最終的に得られる信号の信号電力を大きくすることもできる。
【００２９】
また、無線受信装置２では、通常用いられている方法により、各無線送信装置１−１〜１−Ｕの到来タイミングを推定する。
例えば、各無線送信装置１−１〜１−Ｕの送信信号内に予め定められたタイミング検出用トレーニング信号を挿入し、無線受信装置２では、受信信号と当該タイミング検出用トレーニング信号の相関を算出することによって、各無線送信装置１−１〜１−Ｕの到来タイミングを推定する方法などがある。
また、各無線送信装置１−１〜１−Ｕに、上記のタイミング検出用トレーニング信号として予め異なるタイミング検出用トレーニング信号を割り当てるようにしてもよく、その他、各無線送信装置１−１〜１−Ｕにおいて、予め定められた複数のタイミング検出用トレーニング信号のうち、ランダムに１つを選択して送信する方法もある。
【００３０】
また、無線受信装置２に複数の受信アンテナを備えさせ、受信信号レベルの最も高い受信アンテナで受信した信号に対してのみ、タイミング検出用トレーニング信号と相関を算出する方法、受信アンテナで受信された信号ごとにタイミング検出用トレーニング信号との相関を算出する方法、受信アンテナで受信された信号ごとにタイミング検出用トレーニング信号との相関を算出し、算出した相関を合成して到来タイミングを推定する方法などもある。
【００３１】
また、これらの到来タイミング検出の検出をフレームごとに行う方法、通信開始前に行う方法、前フレームで推定した到来タイミングを用いる方法などもある。以下の説明では、信号送信を行う通信フレームの前に各無線送信装置１−１〜１−Ｕからの到来タイミングを推定できているものとし、通信フレームでの動作について説明する。
【００３２】
（矩形フィルタ処理の原理）
次に、図３及び図４を参照しつつ、前述した読出部１２１２及び矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕにより行われる処理の原理について説明する。
【００３３】
図３は、ユーザ数、すなわち無線送信装置の数を２（以下、一例として無線送信装置１−１、１−２という）、無線送信装置１−１、及び無線送信装置１−２のパス数（伝搬路数）をそれぞれＬ（１）、Ｌ（２）としたときの受信信号系列を示した図である。
無線受信装置２側では、図３に示すように遅延の異なる複数のパスから構成される伝搬路を通じて到来した全無線送信装置１−１、１−２からの信号の重ね合わせの形式で無線信号を受信する。この受信信号に対し、図３に示す範囲（図３の「直交変換器入力」と記載された矢印の範囲）の信号を入力値として、直交変換器１２０４にて直交変換を行うと、無線送信装置１−１については、「ａ」の部分、無線送信装置１−２については、「ｘ」の部分の信号の周期性は保たれている。一方、「ｂ」、「ｃ」、「ｙ」、「ｚ」の部分は周期性が保たれていないのでブロック間干渉（ＩＢＩ：Inter-Block Interference）となる。ここで、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕ及び逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕによる信号分離、及び逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕによる逆拡散が行われた後のＩＢＩ成分は、ブロック区間全体には広がらず、主にブロックの両端近辺の信号にのみ影響を与えることになる。そのため、図４の下図に示すように矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−ＵによりＩＢＩの影響が少ないブロックの中央部分のＮｗ個の信号のみを取り出して復調することで、ＩＢＩの影響を回避することができることになる。
【００３４】
図４の上図は、読出部１２１２による時系列信号の読み出し手順（重複切り出し法）を示した図である。読出部１２１２は、矩形フィルタ回路１２０６−１〜１２０６−Ｕの矩形窓フィルタの大きさであるＮｗの長さに対応する長さＮｗ×Ｊ（ここで、Ｊは、拡散器１１０４−ｕ及び逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕによる拡散率である）だけずらしてメモリ１２０３からＮ個ずつ時系列信号を読み出して直交変換器１２０４に入力することになる。
【００３５】
次に、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕにより用いられるマルチユーザ検出のための重みとして、これまでのマルチユーザ検出にて用いられる重みをそのまま用いようとすると、残留ＩＢＩの影響を考慮していないため、干渉をうまく抑圧できず特性が大幅に劣化してしまう。そこで、第１実施形態では、以下に説明するマルチユーザ重みを用いて、残留ＩＢＩの影響を抑圧することとしている。
【００３６】
最初に以下の説明で用いる数式の定義を以下に示す。
【００３７】
【数１】
【００３８】
（重み算出の原理）
まず、受信信号について説明する。以下では、Ｕ個の無線送信装置１−１〜１−Ｕが無線受信装置２に通信することを想定する。
受信アンテナ１２００で受信されるベースバンドにおける受信信号で、ｍ番目に直交変換器１２０４に入力されるＮ×１の入力信号ベクトルは、次式（１）のように示すことができる。
【００３９】
【数２】
【００４０】
式（１）において、行列Ｈｕ（ｍ）は、ｕ番目の無線送信装置１−ｕの送信アンテナ１１０８−ｕと受信アンテナ１２００の間のチャネル応答行列であり、最初の列が次式（２）で示されるベクトルｈｎ（ｍ）である。
【００４１】
【数３】
【００４２】
そして、行列Ｈｕ（ｍ）は、ベクトルｈｎ（ｍ）のＮ×Ｎの巡回行列であり、次式（３）のように示される行列である。
【００４３】
【数４】
【００４４】
なお、式（３）において、Ｌ（ｕ）は、ｕ番目の無線送信装置１−ｕと無線受信装置２の間のチャネル応答数である。また、次式（４）で示されるＣｕ（ｍ）、及び次式（５）で示されるベクトルバーｄｕ（ｍ）（ここで、ベクトルバーｄｕ（ｍ）は、次式（５）で示されるように、ｄの上の「−」が示された表記に対応する。）は、ｍ番目の直交変換器１２０４の入力におけるｕ番目の無線送信装置１−ｕから送信された拡散符号系列行列、及び推定可能な送信シンボルベクトルである。ただし、次式（６）の条件を満たすものとする。
【００４５】
【数５】
【００４６】
【数６】
【００４７】
【数７】
【００４８】
ここで、Ｊは、拡散率、τ（ｕ）は、無線送信装置（ユーザ）１−ｕの遅延時間をＪで割ったときの剰余（０≦τ（ｕ）＜Ｊ）、Ｍ＝Ｎ／Ｊ、Ｎｓは、マルチユーザ検出後に得られる１ユーザ（無線送信装置）あたりのシンボル数であり、次式（７）を満たすものとする。
【００４９】
【数８】
【００５０】
また、行列Ｘｕ（ｍ）、行列Ａｕ（ｍ）、及びベクトルｕｕ（ｍ）は、第ｍ番目の直交変換器１２０４の入力における、前方からのＩＢＩ成分のチャネル成分、拡散符号系列及び信号成分である。また、行列Ｙｕ（ｍ）、行列Ｂｕ（ｍ）、及びベクトルｖｕ（ｍ）は、第ｍ番目の直交変換器１２０４の入力における後方からのＩＢＩ成分のチャネル成分、拡散符号系列、及び信号成分である。これらは、それぞれ次式（８）〜（１３）で示される。
【００５１】
【数９】
【００５２】
【数１０】
【００５３】
【数１１】
【００５４】
【数１２】
【００５５】
【数１３】
【００５６】
【数１４】
【００５７】
ベクトルｎ（ｍ）は、第ｍ番目の直交変換器１２０４への入力におけるＮ×１の雑音の時系列ベクトルであり、次式（１４）で示される。ただし、次式（１５）の条件を満たすものとする。
【００５８】
【数１５】
【００５９】
【数１６】
【００６０】
受信信号に対して直交変換器１２０４によりＮポイントの直交変換を行い、その信号に対し重み行列Ｗ（ｍ）を用いてマルチユーザ検出を行う。その後、逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕによる逆直交変換、及び逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕによる逆拡散が行われて送信信号の推定値が得られる。逆拡散後の出力信号ベクトルチルダｄｕ（ｍ）（ここで、ベクトルチルダｄｕ（ｍ）は、次式（１６）で示されるように、ｄの上の「〜」が示された表記に対応する。）は、次式（１６）で示される。
【００６１】
【数１７】
【００６２】
ただし、式（１６）において行列Ｆは、直交変換行列であり、次式（１７）で示される。
【００６３】
【数１８】
【００６４】
直交変換器１２０４における直交変換にフーリエ変換を用いた場合、上式（１７）の要素（ｋ，ｎ）は、次式（１８）として表すことができる。
【００６５】
【数１９】
【００６６】
また、式（１６）の行列バーＨｕは、次式（１９）で表される。
【００６７】
【数２０】
【００６８】
ここで、受信側で拡散符号系列及びチャネルインパルス応答が既知である場合、送信シンボル系列ベクトルバーｄｕ（ｍ）とマルチユーザ検出後のシンボル系列チルダｄｕ（ｍ）の誤差を最小とするような重み行列Ｗｕ（ｍ）を求める。行列Ｗｕ（ｍ）は、次式（２０）で与えられる。
【００６９】
【数２１】
【００７０】
式（２０）を展開し、行列Ｗｕ（ｍ）Ｈについて偏微分を行うことで、平均二乗誤差最少（ＭＭＳＥ）基準のマルチユーザ検出重みＷｕ（ｍ）を次式（２１）のように求めることができる。
【００７１】
【数２２】
【００７２】
また、無線受信装置２で、雑音電力の推定が不要な重みは次式（２２）のように求めることができる。
【００７３】
【数２３】
【００７４】
なお、式（２１）及び式（２２）において、行列Ｐは、次式（２３）として与えられるものである。
【００７５】
【数２４】
【００７６】
（マルチユーザ検出重み演算器の構成）
次に、図５を参照しつつマルチユーザ検出重み演算器１３００の構成について説明する。図５は、マルチユーザ検出重み演算器１３００の内部構成を示した概略ブロック図である。マルチユーザ検出重み演算器１３００は、読出部１２１２に接続されるチャンネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕ、チャンネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕに接続される行列ハットＨ１（ｍ）計算部１４０２−１〜行列ハットＨＵ（ｍ）計算部１４０２−Ｕ、行列ハットＸ１（ｍ）計算部１４０３−１〜行列ハットＸＵ（ｍ）計算部１４０３−Ｕ、行列ハットＹ１（ｍ）計算部１４０４−１〜行列ハットＹＵ（ｍ）計算部１４０４−Ｕとを備えている。ここで、行列ハットＨ、行列ハットＸ、行列ハットＹは、図５に示すように、Ｈ、Ｘ、Ｙの上に「＾」が記載される表記に対応し、行列Ｈ、行列Ｘ、行列Ｙは、Ｈ、Ｘ、Ｙがボールド体で表記されるものに対応する。
【００７７】
また、マルチユーザ検出重み演算器１３００は、拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕ、拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕに接続される行列Ｃ１（ｍ）計算部１４０６−１〜ＣＵ（ｍ）計算部１４０６−Ｕ、行列Ａ１（ｍ）計算部１４０７−１〜行列ＡＵ（ｍ）計算部１４０７−Ｕ、行列Ｂ１（ｍ）計算部１４０８−１〜行列ＢＵ（ｍ）計算部１４０８−Ｕとを備えている。ここで、図５に示すように行列Ｃ、行列Ａ、行列Ｂは、Ｃ、Ａ、Ｂがボールド体で表記されるものに対応する。
【００７８】
また、マルチユーザ検出重み演算器１３００は、雑音電力推定部１４０９と、出力がマルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕに接続されるマルチユーザ検出重み計算部１４１０とを備える。
【００７９】
チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕは、パイロット受信信号を入力信号として、次式（２４）として示される、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕから送信され、無線受信装置２にて受信されたときの伝搬路のインパルス応答の推定値、すなわち伝達関数を推定して出力する。
【００８０】
【数２５】
【００８１】
なお、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによる伝達関数の推定は、受信信号とパイロット信号のスライディング相関を演算することによって推定することもできる。また、受信信号とパイロット信号から最尤推定によって伝達関数を推定することもできる。
【００８２】
また、第１実施形態では、無線受信装置２において波形整形フィルタを備えていないことから、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによりチャネルのインパルス応答と波形整形フィルタの畳み込みの結果を推定しており、これにより、マルチユーザ検出とともに波形整形を行っている。なお、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによりチャネルのインパルス応答のみを推定する場合には、Ａ／Ｄ変換器１２０２とメモリ１２０３の間に波形整形フィルタを備える必要がある。
【００８３】
行列ハットＨ１（ｍ）計算部１４０２−１〜行列ハットＨＵ（ｍ）計算部１４０２−Ｕ、行列ハットＸ１（ｍ）計算部１４０３−１〜行列ハットＸＵ（ｍ）計算部１４０３−Ｕ、行列ハットＹ１（ｍ）計算部１４０４−１〜行列ハットＹＵ（ｍ）計算部１４０４−Ｕは、上述したチャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕで推定されたチャネルインパルス応答を入力値としてそれぞれ、行列ハットＨ、ハットＸ、ハットＹを算出し、その算出結果を出力として出力する。
【００８４】
拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕは、各無線送信装置１−１〜１−Ｕで用いた拡散符号系列を予め記憶しておくか、もしくは推定し、その結果を出力する。行列Ｃ１（ｍ）計算部１４０６−１〜ＣＵ（ｍ）計算部１４０６−Ｕ、行列Ａ１（ｍ）計算部１４０７−１〜行列ＡＵ（ｍ）計算部１４０７−Ｕ、行列Ｂ１（ｍ）計算部１４０８−１〜行列ＢＵ（ｍ）計算部１４０８−Ｕは、拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕより出力された拡散符号系列を入力信号とし、それぞれの行列Ｃ、Ａ、Ｂを算出し、その算出結果を出力値として出力する。
【００８５】
雑音電力推定部１４０９は、パイロット受信信号を入力信号とし、受信アンテナ１２００における雑音電力を推定し、その推定値を出力値として出力する。
なお、雑音電力の推定は、例えば、受信信号電力と、推定した伝達関数の電力の和との差から求めることもできる。受信信号電力と、推定した伝達関数の電力の和との差から求める場合、伝達関数を推定することができなかった遅延成分の電力は、雑音電力に加算されることになる。また、その他、受信アンテナ１２００で信号が受信されていない時間区間を検出し、検出した区間において測定した受信電力から雑音電力を測定することも可能である。
【００８６】
マルチユーザ検出重み計算部１４１０は、上述した行列ハットＨ１（ｍ）計算部１４０２−１〜行列ハットＨＵ（ｍ）計算部１４０２−Ｕ、行列ハットＸ１（ｍ）計算部１４０３−１〜行列ハットＸＵ（ｍ）計算部１４０３−Ｕ、行列ハットＹ１（ｍ）計算部１４０４−１〜行列ハットＹＵ（ｍ）計算部１４０４−Ｕ、行列Ｃ１（ｍ）計算部１４０６−１〜ＣＵ（ｍ）計算部１４０６−Ｕ、行列Ａ１（ｍ）計算部１４０７−１〜行列ＡＵ（ｍ）計算部１４０７−Ｕ、行列Ｂ１（ｍ）計算部１４０８−１〜行列ＢＵ（ｍ）計算部１４０８−Ｕ、雑音電力推定部１４０９の出力値を入力値として、マルチユーザ検出重みを算出し、その計算結果を出力する。
【００８７】
ここで、前述したマルチユーザ検出重み計算部１３００では、無線送信装置１−１〜１−Ｕ側でパイロット信号を送信し、当該パイロット信号に基づいて、マルチユーザ検出重みを推定する方式である。しかし、受信信号のデータ部を入力信号として、判定帰還した信号を送信パイロット信号と同様にみなし、マルチユーザ検出重みを推定することも可能である。
また、前述したチャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによるチャネルインパルス応答の推定は、時間信号を入力信号として推定を行っているが、直交変換器１２０４による直交変換後の受信信号を入力信号としてチャネルインパルス応答の推定を行うことも可能である。また、上述したマルチユーザ検出重み演算器１３００では、雑音電力推定部１４０９で雑音電力を推定しているが、前述した式（２６）で示される（重み２）を用いる場合、この部分は不要となる。
【００８８】
（送受信にかかる信号処理）
次に、無線送信装置１−１〜１−Ｕと、無線受信装置２による信号処理について説明する。前提として、以下の説明では、信号送信を行う通信フレームの前に、各無線送信装置１−１〜１−Ｕからの受信タイミングは推定できているものとする。
【００８９】
（送信側の信号処理）
まず、無線送信装置１−１〜１−Ｕによる送信処理について説明する。ここでは、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕの信号処理について説明する。まず、誤り訂正符号化器１１０１−ｕは、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕで送信されるバイナリデータ系列を入力信号として、誤り訂正符号化されたバイナリデータ系列を出力する。インターリーバ回路１１０２−ｕでは、該誤り訂正符号化器１１０１−ｕの出力を入力として、インターリーブしたデータ系列を出力する。その後、変調器１１０３−ｕは、インターリーブされたデータ系列を変調し、シンボル系列を出力する。拡散器１１０４−ｕは、該変調されたシンボル系列を入力として、各無線送信装置１−１〜１−Ｕにて予め割り当てられた拡散率Ｊの拡散符号系列によって拡散し、拡散した結果を出力する。
【００９０】
拡散器１１０４−ｕにより拡散された信号は、波形整形回路１１０５−ｕに入力され、該波形整形回路１１０５−ｕは、波形整形を行った信号系列を出力する。Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕは、波形整形回路１１０５−ｕから出力される信号に対してデジタル／アナログ変換を行い、変換したアナログ信号を出力する。
【００９１】
無線部１１０７−ｕは、Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕから出力されるアナログ信号をＲＦ信号とし、送信アンテナ１１０８−ｕを通じて送信する。以上の信号処理が、全無線送信装置１−１〜１−Ｕで同様に行われる。
【００９２】
（受信側の信号処理）
次に、無線受信装置２による受信処理について説明する。受信アンテナ１２００で受信された信号は、その信号系列を入力信号として無線部１２０１に入力される。無線部１２０１は、入力される信号に対して周波数変換を行い周波数変換により得られたベースバンド信号を、Ａ／Ｄ変換器２０２に出力する。Ａ／Ｄ変換器１２０２は、入力されるベースバンド信号に対してアナログ／デジタル変換を行い、変換したデジタル信号をメモリ１２０３に記録する。読出部１２１２は、図４を参照して説明したように、Ｎｗ×Ｊ個ずつ先頭位置をシフトさせながら、Ｎ個ずつデータ系列を読み出し、読み出したＮ個のデータ系列を直交変換器１２０４に入力するとともに、マルチユーザ検出重み演算器１３００に入力する。
【００９３】
マルチユーザ検出重み演算器１３００は、入力されるＮ個のデータ系列に基づいて、図５を参照して説明した構成、及び前述した重み算出の原理に基づいて、行列Ｗ（ｍ）を算出する。一例として、次式（２５）及び式（２６）として２つのマルチユーザＭＭＳＥ重みを示す。
【００９４】
【数２６】
【００９５】
【数２７】
【００９６】
ここで、行列ハットＨｕ（ｍ）、行列ハットＸｕ（ｍ）、行列ハットＹｕ（ｍ）及びハットσは、行列Ｈｕ（ｍ）、行列Ｘｕ（ｍ）、行列Ｙｕ（ｍ）及びσの推定値である。式（２５）に示す（重み１）は、重み算出の原理の式（２１）を参照して説明したように、平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）基準で算出された解であり、式（２６）に示す（重み２）は、重み算出の原理の式（２２）を参照して説明したように、（重み１）で雑音の分散（電力）推定を不要とした重みである。
【００９７】
なお、行列ハットＨｕ（ｍ）、行列ハットＸｕ（ｍ）、行列ハットＹｕ（ｍ）は、チャネルの時変動がほとんどない場合、行列ハットＨｕ（ｎ）、行列ハットＸｕ（ｎ）、行列ハットＹｕ（ｎ）（ｍ≠ｎ）として、ｎ番目の直交変換の出力のマルチユーザ検出に用いることもできる。
【００９８】
マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕは、直交変換器１２０４から直交信号が入力され、マルチユーザ検出重み演算器１３００の出力値であるマルチユーザ検出重みが入力される。ここでは、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕを例として、当該無線送信装置１−ｕ送信されたデータ系列を推定する処理について説明する。
【００９９】
マルチユーザ検出器１２０５−ｕは、直交変換器１２０４により直交変換された受信信号の直交成分と、マルチユーザ検出重み演算器１３００から入力されるマルチユーザ検出重みとに基づいて次式（２７）で示される演算を行うことで、マルチユーザ検出を行い、Ｎ個の出力信号ｂ（ｍ，１）〜ｂ（ｍ，Ｎ）を出力する。
【０１００】
【数２８】
【０１０１】
次に、逆直交変換器１２０６−ｕは、マルチユーザ検出器１２０５−ｕから入力されるＮ個の信号に対して逆直交変換を行い、Ｎ個の逆直交変換された信号を出力値として出力する。逆拡散器１２０７−ｕは、逆直交変換されたＮ個の信号系列に対して、無線送信装置１−ｕにて拡散するときに用いられた拡散符号系列によって逆拡散を行い、逆拡散したＭ個の信号を出力値として出力する。
【０１０２】
矩形フィルタ回路１２０８−ｕは、図４を参照して説明したように、逆拡散されたＭ個の信号から、ＩＢＩ（ブロック間干渉）の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個の信号を、Ｎｗの矩形窓フィルタにより除去し、干渉の影響が小さい部分である、当該矩形窓フィルタの大きさであるＮｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出し、抽出した信号を出力信号として出力する。
【０１０３】
復調器１２０９−ｕは、矩形フィルタ回路１２０８−ｕにより抽出された信号を復調し、復調した信号を出力する。デ・インターリーバ回路１２１０−ｕは、復調された信号をデ・インターリーブし、その結果を誤り訂正復号器１２１１−ｕに入力する。誤り訂正復号器１２１１−ｕは、デ・インターリーブされた信号に対して誤り訂正復号を行い、復号した信号を出力する。
【０１０４】
このような構成を適用することで、広帯域信号を伝送する場合においても、任意の無線送信装置１−１〜１−Ｕ間のタイミングオフセットでも信号を無線送信装置１−１〜１−Ｕごとに分離することが可能となる。なお、前述した処理は、ガードインターバル（ＧＩ）が存在する場合にも適用可能である。また、無線送信装置１−１〜１−Ｕ、及び無線受信装置２に複数のアンテナを備えさせた構成であるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送にも適用可能である。
【０１０５】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態にかかる矩形窓フィルタのサイズを可変とする構成について説明する。第１実施形態における無線通信システムでは、無線送信装置１−１〜１−Ｕごとに伝搬路（チャネルインパルス応答）が異なるため、無線送信装置１−１〜１−ＵごとにＩＢＩの影響を大きく受けているブロックの端の信号数も異なる。そこで、チャネル推定を行った結果に基づいて、ＩＢＩの影響を受けている信号が最も多い無線送信装置１−１〜１−Ｕに合わせて、除去する前半部の信号数Ｍｈ、及び後半部の信号数Ｍｔ、矩形フィルタにて抽出する信号数Ｎｗ（矩形窓フィルタの大きさに相当）を適用的に変化させることで伝送品質を改善することが可能となる。
【０１０６】
具体的には、まず、無線受信装置２に予め最大遅延時間とＮｗの大きさを対応付けたテーブル、あるいは最大遅延時間から当該最大遅延時間に適応するＮｗの大きさを算出する関数情報を記憶させておく。そして、マルチユーザ検出重み演算器１３００のチャネルインパルス応答推定部１４０１−１で推定したチャネルインパルス応答から遅延スプレッドもしくはチャネルの最大遅延時間を算出し、算出した最大遅延時間に基づいて、前述したテーブルあるいは関数情報を用いて、最適なＮｗを求め、求めたＮｗを矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕに入力する。矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕは、入力されるＮｗの値に基づいて、矩形窓フィルタの大きさを変化させて構成することになる。
【０１０７】
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態について説明する。ブロックの端のＩＢＩの影響を大きく受けている信号数は、直交変換器１２０４のサイズＮによらず一定である。そこで、直交変換器１２０４が高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を行う場合、入力信号数及び出力信号数をＮ＝２ｎ、逆拡散後に矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕにより抽出する信号数がＮｗであるとき、１つの信号あたりのＦＦＴ演算量が最も少なくすむｎの値は次式（２８）で与えられることになる。
【０１０８】
【数２９】
【０１０９】
ただし、ＦＦＴの演算量は、Ｎｌｏｇ２Ｎ＝ｎ×２ｎである。また、前述した第２実施形態による演算結果より、Ｎｗが算出された場合、最適なＦＦＴブロックの大きさｎを式（２８）により算出し、直交変換器１２０４及び逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕに算出したｎを入力することで、最小の演算量にて全信号を復調することが可能となる。
【０１１０】
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について説明する。第１実施形態では、ＩＢＩによる影響がブロックの端の信号ほど大きくなるため、逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕによる逆直交変換後の信号に対して、ブロックの中心の信号ほど信頼性が高く、すなわち誤り率が小さくなり、ブロックの端へ行くほど信頼性が低く、すなわち誤り率が大きくなる。
【０１１１】
そこで、無線送信装置１−ｕにおいて、変調器１１０３−ｕと、拡散器１１０４−ｕの間に、図６に示すようなＮｗ／２×Ｎｘのブロック・インターリーバ回路を備えさせ、入力される変調後の信号系列を縦に読み込み、横に書き出していく結果を出力させる。
【０１１２】
また、無線受信装置２においては、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕと復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕの間に、Ｎｗ／２×Ｎｘのブロック・デ・インターリーバ回路を備えさせ、入力される矩形窓フィルタの出力後の各信号系列を横に読み込み、縦に書き出していく結果を出力させる。ここで、Ｎｘは、任意の正の整数である。
【０１１３】
このような、ブロック・インターリーバ回路及びブロック・デ・インターリーバ回路を設けることで、信頼性の高い信号と信頼性の低い信号とが交互に並べることができ、これによって、誤りがバーストからランダムになるため、誤り訂正符号の効果を高めることが可能となる。
【０１１４】
また、上記のブロック・インターリーバ回路、及びブロック・デ・インターリーバ回路の代わりに、ランダムインターリーバ、及びランダム・デ・インターリーバを行う回路を用いるようにしてもよい。
【０１１５】
（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態について説明する。
第５実施形態は、第１から第４実施形態かかる無線受信装置２におけるマルチユーザ検出の代わりに、逐次干渉除去により信号を分離する無線受信装置３を備えた無線通信システムである。
【０１１６】
図７は、逐次干渉除去を行なう無線受信装置３の内部構成を示した概略ブロック図である。無線受信装置３は、受信アンテナ１５００、無線部１５０１、Ａ／Ｄ変換器１５０２、メモリ１５０３、読出部１５０７、逐次干渉除去部１５０４、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０、デ・インターリーバ回路１５０５−１〜１５０５−Ｕ、誤り訂正復号器１５０６−１〜１５０６−Ｕを備える。
【０１１７】
無線部１５０１は、受信アンテナ１５００を通じて受信した信号に対して周波数変換を行い、ベースバンド信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１５０２は、ベースバンド信号を入力信号として、アナログ信号をデジタル信号へ変換し、変換したデジタル信号をメモリ１５０３に記録する。読出部１５０７は、メモリ１５０３に記憶されたデジタル信号の信号系列を、Ｎｗ×Ｊ個ずつ先頭をシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出し、読み出したＮ個の信号を、逐次干渉除去部１５０４に入力するとともに逐次干渉除去部用重み演算器１５１０に入力する。逐次干渉除去部用重み演算器１５１０は、入力されるＮ個の信号に基づいて等化重みを算出し、算出した等化重みを逐次干渉除去部１５０４に入力する。逐次干渉除去部１５０４は、読出部１５０７から入力されるＮ個の信号と、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０から入力される等化重みとに基づいて、干渉除去を行なったＵ個の信号系列を出力する。デ・インターリーバ回路１５０５−１〜１５０５−Ｕは、逐次干渉余虚装置１５０４から出力されるＵ個の信号を入力信号として、デ・インターリーブを行う。誤り訂正復号器１５０６−１〜１５０６−Ｕは、デ・インターリーブされた信号系列に対して誤り訂正復号化を行い、復号した信号を出力する。
【０１１８】
図８は、逐次干渉除去部１５０４の内部構成、及び逐次干渉除去部１５０４と逐次干渉除去部用重み演算器１５１０との接続関係を示した図である。
【０１１９】
逐次干渉除去部１５０４は、読出部１５０７に接続される第１干渉減算器１６０１、直交変換器１６０２−１〜１６０２−Ｕ、信号検出器１６０３−１〜１６０３−Ｕ、逆直交変換器１６０４−１〜１６０４−Ｕ、逆拡散器１６０５−１〜１６０５−Ｕ、矩形フィルタ回路１６０６−１〜１６０６−Ｕ、それぞれデ・インターリーバ回路１５０５−１〜１５０５−Ｕに接続される信号判定部１６０７−１〜１６０７−Ｕ、遅延回路１６０８−１〜１６０８−Ｕ、第１レプリカ生成回路１６０９、第２レプリカ生成回路１６１１−１〜１６１１−（Ｕ−１）、第２干渉減算器１６１０−１〜１６１０−（Ｕ−１）を備える。
【０１２０】
逐次干渉除去部１５０４を動作させる際には、順序付けを行うことが必要であり、例えば、順序付けの方法として、チャネル推定値を用いたり、瞬時受信電力（信号電力対雑音電力比、ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）を用いたり、各送信信号系列に対する平均の伝送品質（例えば、信号電力対干渉・雑音電力比、ＳＩＮＲ：Signal to Interference plus Noise power Ratioや、ビット誤り特性等）を用いたり、優先度の高い送信信号系列順の順序を用いるなどの、通常の逐次干渉除去において用いられる順序付けを全て適用することができる。
【０１２１】
以下の説明では、第ｍ番目のブロックの受信信号において、１番目の無線送信装置１−１から順に信号判定を行い、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕの復調時には、第（ｕ−１）番目の信号判定結果を用いる場合について説明する。
【０１２２】
第１レプリカ生成回路１６０９は、第（ｍ−１）番目のブロック以前における信号判定部１６０７−１〜１６０７−Ｕによる判定後の、第Ｕ番目の系列からなる時系列の受信信号系列を入力信号として、推定したチャネルインパルス応答を用いて、次式（２９）に示す、直前のブロックからの干渉成分のレプリカを生成し、生成したレプリカを出力する。
【０１２３】
【数３０】
【０１２４】
第１干渉減算器１６０１は、時系列の受信信号ベクトルｒ（ｍ）、及び第１レプリカ生成回路１６０９で生成された直前のブロックからの式（２９）で示された干渉成分のレプリカを入力として、受信信号から干渉成分を減算し、次式（３０）で示す結果を出力する。
【０１２５】
【数３１】
【０１２６】
直交変換器１６０２−ｕは、１つのブロックがＮ個からなる干渉成分除去後の受信信号を入力信号として直交変換を行い、Ｎ個の直交成分を出力する。ここで、直交変換器１６０２−ｕから出力された直交成分ベクトルハットｒｕ−１（ｍ）は、（ｕ−１）番目の無線送信装置２までの干渉信号を減算した受信信号に対して直交変換を行った後の第ｋ直交成分であり、次式（３１）で示される。
【０１２７】
【数３２】
【０１２８】
信号検出器１６０３−ｕは、直交変換器１６０２−ｕの出力信号、及び逐次干渉除去部用重み演算器１５１０で算出された重みを入力信号として信号検出を行い、Ｎ個からなるその結果を出力する。ここで、信号検出器１６０３−ｕにおける出力は次式（３２）で示される。
【０１２９】
【数３３】
【０１３０】
式（３２）において、行列Ｗｕ（ｍ）は、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０で生成される逐次干渉除去部１５０４のためのマルチユーザ検出重みである。一例として、マルチユーザ検出、及び逆拡散を行った後の受信信号と、拡散前の送信信号との二重誤差を最小とするような重みを、次式（３３）に示す。
【０１３１】
【数３４】
【０１３２】
式（３３）で示される重みは、前述したマルチユーザ検出のＭＭＳＥ重みの算出と同様に式を展開することが可能である。
【０１３３】
次に、逆直交変換器１６０５−ｕは、信号検出器１６０３−ｕにより検出されたＮ個の信号に対して逆直交変換を行い、Ｎ個の時系列信号を出力する。逆拡散器１６０５−ｕは、逆拡散されたＮ個の時系列信号に対して、無線送信装置１−ｕで拡散を行う際に用いた拡散符号系列を用いて逆拡散を行う。矩形フィルタ回路１６０６−ｕは、逆拡散後の信号系列に対して、ＩＢＩ（ブロック間干渉）の影響が大きい前半部のＭｈ個と後半部Ｍｔ個の信号を除去し、干渉の影響が小さい中心部に存在するＮｗ（＝Ｎ／Ｊ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号を抽出する矩形窓フィルタを用いてＮｗ個の信号を出力する。
【０１３４】
信号判定部１６０７−ｕは、Ｎｗ個の時系列信号に対して、軟判定もしくは硬判定を行い、Ｎｗ個の判定結果を出力する。遅延回路１６０８−ｕは、軟判定もしくは硬判定されたＮｗ個の信号に対して、１ブロック分の遅延を与えて第１レプリカ生成回路１６０９に入力する。
【０１３５】
次に、第２干渉減算器１６１０−ｕは、第１干渉減算器１６０１にて干渉が除去された受信信号ベクトルｚ（ｍ）、及び第２レプリカ生成回路１６１１−ｕで生成されたｕ番目の無線送信装置１−ｕからの干渉成分のレプリカを入力として、干渉を除去した受信信号から、新たに生成された干渉成分を減算した信号を出力する。ここで、第２干渉減算器１６１０−ｕの出力信号は、次式（３４）で示される。
【０１３６】
【数３５】
【０１３７】
なお、受信信号ベクトルｚ（ｍ）を、式（３０）で置き換えることで、第２干渉減算器１６１０−ｕの出力信号を次式（３５）として示すことができる。
【０１３８】
【数３６】
【０１３９】
なお、直交変換器１６０２−１〜１６０２−Ｕは、第１干渉減算器１６０１の前段で行うことも可能であり、この場合、直交変換器は、Ｕ個必要とせず、１個の直交変換器を備えればよいこととなる。また、この場合、第１レプリカ生成回路１６０９、及び第２レプリカ生成回路１６１１−１〜１６１１−（Ｕ−１）から出力される干渉成分のレプリカは、直交成分に変換する必要があり、第１干渉減算器１６０１、及び第２干渉減算器１６１０１−１〜１６１０−（Ｕ−１）は、直交成分ごとに干渉を除去することになる。
【０１４０】
上記では、信号判定部１６０７−１〜１６０７−Ｕは、軟判定もしくは硬判定を行い、軟判定値もしくは硬判定値のいずれかの信号を出力としたが、一度、デ・インターリーバ回路および誤り訂正復号器へ入力し、その出力結果を軟判定もしくは硬判定するようにしてもよい。
【０１４１】
上記逐次干渉除去部１５０４は、１ブロックで閉じた形で動作することとしているが、複数ブロックに渡って逐次干渉除去を行うことも可能である。例として、４ユーザで各ユーザの送信アンテナがそれぞれ１本で、ユーザ１→ユーザ２→ユーザ３→ユーザ４の順で復調する場合について以下に詳細に説明する。
【０１４２】
ここで、図９は、逐次干渉除去部１５０４の復調順の一例を示す概念図である。図９に示すような順番で各ブロックを復調していくことにより、例えば、ユーザ３の第（ｍ＋１）ブロックを復調する際、ユーザ１については第（ｍ＋３）ブロックまでを、ユーザ２については第（ｍ＋２）ブロックまで復調しているので、第（ｍ＋１）ブロックにおけるユーザ１及びユーザ２の全信号成分のレプリカの生成が可能となる。したがって、復調誤りが生じていない場合には、ユーザ１及びユーザ２からの干渉信号を完全に除去してユーザ３の信号を復調することができるので、特性が改善される。
【０１４３】
これを一般的に書くと、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックの復調を考えた場合、第ｕユーザの第（ｉ−１）アンテナから送信された送信信号に関しては、少なくとも第（ｍ＋１）ブロックまでを復調するように動作させる。これによって、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックにおける復調は、第ｕユーザの第（ｉ−１）アンテナまでの干渉を除去した、次式（３５）に示す受信信号から行うことになる。これは、第ｕユーザの第（ｉ−１）アンテナまでの、第（ｍ＋１）ブロックからの次式（３６）で示されるＩＢＩ成分も除去されていることになる。
【０１４４】
【数３７】
【０１４５】
【数３８】
【０１４６】
このため、上記逐次干渉除去部１５０４では、第（ｍ＋１）ブロックからの干渉を除去できなかったが、このように複数ブロックに渡って動作させることで、干渉をより低減し、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の復号特性を改善させることが可能となる。
【０１４７】
上述した動作は、逐次干渉除去部１５０４の説明であったが、これを従来の技術と同様に、並列干渉除去を行う装置として適用することも可能である。また、上記逐次干渉除去部１５０４にも、各種オプションを用いることが可能である．
【０１４８】
上述した実施形態によれば、従来のＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯと比較した場合、複数の送信局からの信号の受信タイミングがそれぞれＧＩ長を超えてしまった場合でも、タイミングオフセットによる伝送品質の劣化を軽減することが可能となる。したがって、送信局のタイミングコントロールが不要、もしくは簡易なものでよくなるため、送信側のシステムの簡易化を図ることができる。
【０１４９】
また、従来の技術で必要であったＧＩが不要となるため、伝送効率を向上させることができる。
【０１５０】
さらに、複数の送信局が同時に通信することが可能となるため、周波数利用効率を改善することが可能となる。
【０１５１】
また、従来の技術と比べて、マルチユーザ検出器の重み及び逆直交変換後の受信信号に対して矩形窓を乗算する演算器を追加しただけであるので，大幅なハードウェアの変更を必要としない。
【０１５２】
また、マルチユーザＭＩＭＯとしてシステムを構成することも可能であるため、ＧＩが無い送信信号でも、ユーザ間・アンテナ間の信号分離が可能となる。
【０１５３】
なお、前述した第２実施形態、第３実施形態、第４実施形態の構成を、第５実施形態の無線通信システムに適用してもよい。これらの実施形態に適用した場合、第２実施形態では、マルチユーザ検出重み演算器１３００のチャネルインパルス応答推定部１４０１−１で推定したチャネルインパルス応答から遅延スプレッドもしくはチャネルの最大遅延時間を算出するとしていたが、第５実施形態では、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０にて、チャネルインパルス応答を推定する構成となる。また、第３実施形態にて、算出したｎを直交変換器１２０４及び逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕに入力するとしていたが、第５実施形態では、直交変換器１６０２−１〜１６０２−Ｕ及び逆直交変換器１６０４−１〜１６０４−Ｕに入力することになる。また、第４実施形態にて、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕと復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕの間に、ブロック・デ・インターリーバ回路を設けるとしていたが、第５実施形態では、矩形フィルタ回路１６０６−１〜１６０６−Ｕの出力に、ブロック・デ・インターリーバ回路を設けることになる。
【０１５４】
また、本発明に記載の重み演算部は、マルチユーザ検出重み演算器１３００または逐次干渉除去部用重み演算器１５１０に対応する。また、本発明に記載の検出部は、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕ、または、逐次干渉除去部１５０４に対応する。
【図面の簡単な説明】
【０１５５】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる無線送信装置を示す概略ブロック図である。
【図２】同実施形態にかかる無線受信装置を示す概略ブロック図である。
【図３】同実施形態にかかる受信信号系列の一例を示した図である。
【図４】同実施形態にかかる重複切り出し法を用いるマルチユーザ検出を説明するための図である。
【図５】同実施形態にかかるマルチユーザ検出重み演算器を示す概略ブロック図である。
【図６】本発明の第２実施形態にかかるブロック・インターリーバ及びブロック・デ・インターリーバを説明するための図である。
【図７】本発明の第５実施形態にかかる逐次干渉除去を行う無線送信装置を示す概略ブロック図である。
【図８】同実施形態にかかる逐次干渉除去部、及び逐次干渉除去部と逐次干渉除去部用重み演算器との接続関係を示した図である。
【図９】同実施形態にかかる逐次干渉除去部の復調順の一例を示す概略図である。
【図１０】ＧＩを用いるＤＳ−ＣＤＭＡにおける端末局の無線送信装置の構成を示した図である。
【図１１】ＧＩを用いるＤＳ−ＣＤＭＡにおける基地局の無線受信装置の構成を示した図である。
【図１２】ＧＩの挿入を示した図である。
【符号の説明】
【０１５６】
２ 無線受信装置
１２００ アンテナ
１２０１ 無線部
１２０２ Ａ／Ｄ変換器
１２０３ メモリ
１２１２ 読出部
１２０４ 直交変換器
１２０５−１〜１２０５−Ｕ マルチユーザ検出器
１２０６−１〜１２０６−Ｕ 逆直交変換器
１２０７−１〜１２０７−Ｕ 逆拡散器
１２０８−１〜１２０８−Ｕ 矩形フィルタ回路
１２０９−１〜１２０９−Ｕ 復調器
１２１０−１〜１２１０−Ｕ デ・インターリーバ回路
１２１１−１〜１２１１−Ｕ 誤り訂正復号器
１３００ マルチユーザ検出重み演算器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、広帯域信号の送受信を行う無線通信システムにおける無線受信装置、及び無線送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ガードインターバル（ＧＩ）を用いる直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）伝送における、端末局装置からアクセスポイントへの上りリンク通信が存在する（例えば、非特許文献１参照）。図１０は、ＧＩを用いる上りリンクＤＳ−ＣＤＭＡ伝送における第ｕ番目の端末局装置（ＭＴ）の送信機の構成を示したブロック図である。また、図１１は、ＧＩを用いる上りリンクＤＳ−ＣＤＭＡ伝送における基地局装置（ＢＳ）の受信機の構成例を示したブロック図である。ここで、基地局装置に対して、端末局装置（送信局）がＵ個存在するとする。また、基地局装置（受信局）における離散フーリエ変換のポイント数をＮとする。また、ＧＩ長をＮｇとする。また、拡散率をＪ（Ｊ＞Ｕ）とする。
【０００３】
図１０に示すＤＳ−ＣＤＭＡ伝送の第ｕ番目の端末局装置の送信機は、誤り訂正符号化器１０１−ｕ、インターリーバ部１０２−ｕ、データ変調器１０３−ｕ、拡散器１０４−ｕ、ＧＩ挿入器１０５−ｕ、波形整形回路１０６−ｕ、Ｄ／Ａ変換器１０７−ｕ、無線部１０８−ｕ、送信アンテナ１０９−ｕを備える。
【０００４】
図１０に示す第ｕ番目の端末局装置において、送信データ系列が誤り訂正符号化器１０１−ｕで符号化された後、インターリーバ部１０２−ｕで送信データをインターリーブし、データ変調器１０３−ｕでＰＳＫ(Phase Shift Keying)もしくはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調が行われて、送信シンボル系列が生成される。その後、拡散器１０４−ｕにより送信シンボル系列を、拡散率Ｊの拡散符号系列によって拡散し、図１２に示すように、ＧＩ挿入部１０５−ｕでＮ個の送信チップごとに１つのブロックを形成し、その末尾Ｎｇ個のチップをコピーし、ＧＩとして挿入する。波形整形回路１０６−ｕでは、帯域制限を行うデジタルフィルタリングを行い、Ｄ／Ａ変換器１０７−ｕでデジタル信号からアナログ信号に変換が行われた後、無線部１０８−ｕを経由して送信アンテナ１０９−ｕを通じて送信が行われる。
【０００５】
一方、図１１に示すようなＤＳ−ＣＤＭＡ伝送の基地局装置（ＢＳ）の受信機は、受信アンテナ２１０、無線部２１１、Ａ／Ｄ変換器２１２、ＧＩ除去部２１３、離散フーリエ変換器２１４、マルチユーザ検出部３００−１〜３００−Ｕ、データ復調器２１８−１〜２１８−Ｕ、デ・インターリーバ部２１９−１〜２１９−Ｕ、誤り訂正復号器２２０−１〜２２０−Ｕを備える。また、マルチユーザ検出部３００−１〜３００−Ｕのそれぞれは、等化器２１５−１〜２１５−Ｕ、逆離散フーリエ変化器２１６−１〜２１６−Ｕ、逆拡散器２１７−１〜２１７−Ｕを備える。
【０００６】
図１１において、Ｕ個の端末局装置から送信されるＤＳ−ＣＤＭＡ送信信号は、受信アンテナ２１０により受信され、無線部２１１でベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２１２でアナログ信号からデジタル信号に変換され、ＧＩ除去部２１３によりＧＩが除去される。その後、離散フーリエ変換器２１４で、受信信号をＮ個の周波数成分に変換する。変換された直交信号は、端末局装置（ユーザ）ごとの信号を得るために、等化器２１５−１〜２１５−Ｕによって等化が行われる。等化された直交信号は、逆離散フーリエ変換器２１６−１〜２１６−Ｕにより、時系列信号に変換され、逆拡散器２１７−１〜２１７−Ｕにより、逆拡散処理が行われる。等化から逆拡散までの処理は、マルチユーザ検出部３００−１〜３００−Ｕで行われる処理であり、マルチユーザ検出重みを用いて行われる処理である。逆拡散後の時系列信号に対し、データ復調器２１８−１〜２１８−Ｕにより復調が行われ、復調された信号に対してデ・インターリーバ部２１９−１〜２１９−Ｕによりデ・インターリーブが行われ、誤り訂正復号器２２０−１〜２２０−Ｕにより誤り訂正復号が行われ、送信データの推定値が得られることになる。
【非特許文献１】津村 茂彦、原 嘉孝、原 晋介、「上り回線におけるMC-CDMA方式とCP-DS-CDMA方式の特性比較」、電子情報通信学会、信学技報、RCS2003-370、pp.101-106, 2004年3月．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、複数の端末局装置（送信局）から信号が送信される場合、信号伝送のタイミングは、各端末局装置で独立に制御されることになる。このような場合、基地局装置（受信局）では、各端末局装置から送信された信号の到来タイミングが異なることになる。
【０００８】
前述したＤＳ−ＣＤＭＡの上りリンクでは、送信信号をＮ個の信号からなるブロックとして、そのブロックごとにＮｇ個の信号からなるガードインターバル（ＧＩ）を図１２のように挿入して送信する。このＧＩの挿入時間Ｔｇが、端末局装置（ユーザ）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも大きい場合、すなわちＴｇ≧Ｔｕの場合、受信信号の周波数成分は他の信号との直交性が保たれているので信号分離が可能である。
【０００９】
しかしながら、ＧＩの挿入時間Ｔｇが、端末局装置（ユーザ）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕより小さい場合、すなわちＴｇ＜Ｔｕの場合、他の送信信号との直交性が崩れてしまい、信号がうまく分離できないため、特性が大幅に劣化してしまう。従って、前述したＤＳ−ＣＤＭＡの場合、複数の端末局装置からの信号がＧＩ長を超えるような異なる受信タイミングをもって基地局装置（受信局）に到来した場合、どのようにして複数ユーザの信号を分離するかが課題となる。
【００１０】
本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、複数のユーザ、すなわち無線送信装置から送信される信号がＧＩ長を超えるような異なるタイミングをもって到来した場合でも、複数ユーザの信号の分離を可能とする無線受信装置、及び無線送信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記問題を解決するために、本発明は、複数の無線送信装置から送信された無線信号を受信するアンテナと、前記無線信号から抽出される拡散状態の信号系列から、逆拡散後の信号のフィルタリングに用いられる矩形窓フィルタの大きさと前記拡散状態に応じた拡散係数とに基づいて定められる個数ずつ先頭をずらして、信号のブロック単位であるＮ個ずつ信号を読み出す読出手段と、前記読出手段が読み出したＮ個の信号を直交変換する直交変換部と、前記複数の無線送信装置ごとに、前記無線送信装置の送信信号の検出に用いられる前記拡散状態を考慮したＮ個の重みを算出する重み演算部と、前記重み演算部が算出した前記無線送信装置ごとのＮ個の重みと、前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて、前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出する複数の検出部と、前記複数の検出部が検出した信号ごとに逆直交変換を行う複数の逆直交変換部と、前記複数の逆直交変換部から出力される信号ごとに前記拡散状態に応じて予め定められる拡散符号を用いて逆拡散を行う複数の逆拡散器と、前記複数の逆拡散器から出力される信号ごとに前記矩形窓フィルタを用いてブロック間干渉の影響を受けている部分についてフィルタリングを行う複数の矩形フィルタ部と、前記複数の矩形フィルタ部が出力するＮｗ個の信号ごとに復調を行う複数の復調部と、を備えたことを特徴とする無線受信装置である。
【００１２】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記重み演算部は、前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置との間のチャネルのチャネルインパルス応答情報を推定するチャネルインパルス応答推定部と、前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置で用いられた拡散符号系列を出力する拡散符号系列計算部と、前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて、伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定する演算部と、前記演算部が推定したチャネルごとの伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出するマルチユーザ検出重み計算部と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記演算部は、前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて伝達関数と、信号のブロックの前方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列と、信号のブロックの後方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記演算部は、前記無線信号に基づいて雑音電力成分を推定する雑音電力推定部を備え、前記マルチユーザ検出重み計算部は、前記雑音電力推定部が推定した雑音電力成分を加えて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記複数の矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、前記無線送信装置ごとに逐次干渉成分の第１のレプリカ信号を生成する第１のレプリカ生成部を備え、前記複数の検出部は、前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、上記に記載の発明において、いずれか１つの前記検出部により前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部に対応する無線送信装置の信号が検出された場合、当該検出部に対応する前記矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する前記無線送信装置の逐次干渉成分の第２のレプリカ信号を生成する第２のレプリカ生成部を備え、当該検出部以外のいずれか１つの検出部は、前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記第２のレプリカ生成部が逐次生成する前記第２のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する無線送信装置の信号を検出することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記矩形フィルタ部は、ブロック間干渉の影響を最も多く受けている無線送信装置に対応して、前記矩形窓フィルタの大きさＮｗサンプルを算出し、算出した大きさの前記矩形窓フィルタによりフィルタリングを行うことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記直交変換部は、直交変換として高速フーリエ変換を行い、前記高速フーリエ変換の入出力信号数を、前記矩形窓フィルタの大きさに基づいて算出し、算出した入出力信号数に基づいて高速フーリエ変換を行うことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記矩形フィルタ部からの出力に対して、縦がＮｗ／２（Ｎｗは矩形フィルタ部より出力される信号の個数）で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・デ・インターリーバを行うデ・インターリーブ部を具備することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明は、アンテナを備え、該アンテナにより無線信号を送信する無線送信装置であって、送信信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ部を具備することを特徴とする無線送信装置である。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によれば、本発明は、受信した無線信号から抽出される拡散状態の信号系列から、逆拡散後の信号のフィルタリングに用いられる矩形窓フィルタの大きさに拡散状態に応じた拡散係数を乗算した値に相当する個数ずつ先頭をずらしてＮ個ずつ信号を読み出し、読み出したＮ個の信号を直交変換し、無線送信装置ごとのＮ個の重みと、直交変換された信号とに基づいて、複数の無線送信装置ごとの信号を検出し、検出した信号ごとに逆直交変換を行い、拡散状態に応じて予め定められる拡散符号を用いて逆拡散を行い、逆拡散された信号ごとに矩形窓フィルタを用いてフィルタリングを行う構成とした。
これにより、ブロック間干渉の影響の少ない信号の部分を矩形窓フィルタにより抽出することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態は、以下に説明する図１に示す無線送信装置１−１〜１−Ｕと、図２に示す無線受信装置２とを備えた無線通信システムである。
【００２３】
（無線送信装置の構成）
図１は、第１実施形態に係る第ｕ番目の端末局装置に相当する無線送信装置１の内部構成を示す概略ブロック図である。なお、無線送信装置１−ｕと同じ構成を備えた無線送信装置がＵ個存在するもの（以下、このような無線送信装置を無線送信装置１−１〜１−Ｕという）として以下の説明を行う。無線送信装置１−ｕは、誤り訂正符号化器１１０１−ｕ、インターリーバ回路１１０２−ｕ、変調器１１０３−ｕ、拡散器１１０４−ｕ、波形整形回路１１０５−ｕ、Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕ、無線部１１０７−ｕ、送信アンテナ１１０８−ｕを備える。
【００２４】
誤り訂正符号化器１１０１−ｕは、入力される送信データ系列に誤り訂正符号化を行う。インターリーバ部１１０２−ｕは、誤り訂正符号化された送信データに対してインターリーブを行う。変調器１１０３−ｕは、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)もしくはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調を行い送信シンボル系列を生成する。拡散器１１０４−ｕにより送信シンボル系列を、予め定められる拡散率Ｊの拡散符号系列によって拡散を行う。Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕは、デジタル信号からアナログ信号に変換を行う。無線部１１０７−ｕは、送信アンテナ１１０８−ｕを通じて無線信号を送信する。
【００２５】
（無線受信装置の構成）
図２は、第１実施形態に係る基地局装置に相当する無線受信装置２の内部構成を示す概略ブロック図である。
【００２６】
無線受信装置２は、受信アンテナ１２００、無線部１２０１、Ａ／Ｄ変換器１２０２、メモリ１２０３、読出部１２１２、直交変換器１２０４、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕ、逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕ、逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕ、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕ、復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕ、デ・インターリーバ回路１２１０−１〜１２１０−Ｕ、誤り訂正復号器１２１１−１〜１２１１−Ｕ、マルチユーザ検出重み演算器１３００を備える。
【００２７】
無線部１２０１は、受信アンテナ１２００を通じて受信した無線信号をベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１２０２は、ベースバンド信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、メモリ１２０３に変換したデジタル信号を記録する。読出部１２１２は、メモリ１２０３から信号をＮ個ずつ信号を読み出し、読み出した信号を直交変換器１２０４に入力する。直交変換器１２０４は、入力された信号に直交変換を行う。マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕは、それぞれ、直交変換された信号に対して前述した等化器２１５−１〜２１５−Ｕと同じく等化を行い、マルチユーザ検出重み演算器１３００から入力される重みに従って、ユーザごと、すなわちＵ個の無線送信装置１−１〜１−Ｕごとの信号の検出を行う。逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕは、入力される信号に対して逆直交変換より時系列信号に変換を行う。逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕは、逆拡散処理を行う。矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕは、入力される信号に対して後述する矩形窓フィルタによりフィルタリングを行い、フィルタリングにより抽出した信号を出力する。復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕは、信号の復調を行う。デ・インターリーバ回路１２１０−１〜１２１０−Ｕは、デ・インターリーブを行う。誤り訂正復号器１２１１−１〜１２１１−Ｕは、誤り訂正復号を行い、送信データの推定値を出力する。
【００２８】
なお、以下の説明では、オーバサンプリングを仮定していないが、Ａ／Ｄ変換器１２０２でオーバサンプリングを行うことも可能である。この場合、Ａ／Ｄ変換器１２０２から矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕの間のいずれかでダウンサンプリングを行うことになる。ダウンサンプリングをメモリ１２０３から直交変換器１２０４までの間のいずれかで行った場合、無線受信装置２の信号処理の演算規模を小さくすることが可能である。また、ダウンサンプリングをマルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕから矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕまでのいずれかで行った場合、最終的に得られる信号の信号電力を大きくすることもできる。
【００２９】
また、無線受信装置２では、通常用いられている方法により、各無線送信装置１−１〜１−Ｕの到来タイミングを推定する。
例えば、各無線送信装置１−１〜１−Ｕの送信信号内に予め定められたタイミング検出用トレーニング信号を挿入し、無線受信装置２では、受信信号と当該タイミング検出用トレーニング信号の相関を算出することによって、各無線送信装置１−１〜１−Ｕの到来タイミングを推定する方法などがある。
また、各無線送信装置１−１〜１−Ｕに、上記のタイミング検出用トレーニング信号として予め異なるタイミング検出用トレーニング信号を割り当てるようにしてもよく、その他、各無線送信装置１−１〜１−Ｕにおいて、予め定められた複数のタイミング検出用トレーニング信号のうち、ランダムに１つを選択して送信する方法もある。
【００３０】
また、無線受信装置２に複数の受信アンテナを備えさせ、受信信号レベルの最も高い受信アンテナで受信した信号に対してのみ、タイミング検出用トレーニング信号と相関を算出する方法、受信アンテナで受信された信号ごとにタイミング検出用トレーニング信号との相関を算出する方法、受信アンテナで受信された信号ごとにタイミング検出用トレーニング信号との相関を算出し、算出した相関を合成して到来タイミングを推定する方法などもある。
【００３１】
また、これらの到来タイミング検出の検出をフレームごとに行う方法、通信開始前に行う方法、前フレームで推定した到来タイミングを用いる方法などもある。以下の説明では、信号送信を行う通信フレームの前に各無線送信装置１−１〜１−Ｕからの到来タイミングを推定できているものとし、通信フレームでの動作について説明する。
【００３２】
（矩形フィルタ処理の原理）
次に、図３及び図４を参照しつつ、前述した読出部１２１２及び矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕにより行われる処理の原理について説明する。
【００３３】
図３は、ユーザ数、すなわち無線送信装置の数を２（以下、一例として無線送信装置１−１、１−２という）、無線送信装置１−１、及び無線送信装置１−２のパス数（伝搬路数）をそれぞれＬ（１）、Ｌ（２）としたときの受信信号系列を示した図である。
無線受信装置２側では、図３に示すように遅延の異なる複数のパスから構成される伝搬路を通じて到来した全無線送信装置１−１、１−２からの信号の重ね合わせの形式で無線信号を受信する。この受信信号に対し、図３に示す範囲（図３の「直交変換器入力」と記載された矢印の範囲）の信号を入力値として、直交変換器１２０４にて直交変換を行うと、無線送信装置１−１については、「ａ」の部分、無線送信装置１−２については、「ｘ」の部分の信号の周期性は保たれている。一方、「ｂ」、「ｃ」、「ｙ」、「ｚ」の部分は周期性が保たれていないのでブロック間干渉（ＩＢＩ：Inter-Block Interference）となる。ここで、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕ及び逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕによる信号分離、及び逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕによる逆拡散が行われた後のＩＢＩ成分は、ブロック区間全体には広がらず、主にブロックの両端近辺の信号にのみ影響を与えることになる。そのため、図４の下図に示すように矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−ＵによりＩＢＩの影響が少ないブロックの中央部分のＮｗ個の信号のみを取り出して復調することで、ＩＢＩの影響を回避することができることになる。
【００３４】
図４の上図は、読出部１２１２による時系列信号の読み出し手順（重複切り出し法）を示した図である。読出部１２１２は、矩形フィルタ回路１２０６−１〜１２０６−Ｕの矩形窓フィルタの大きさであるＮｗの長さに対応する長さＮｗ×Ｊ（ここで、Ｊは、拡散器１１０４−ｕ及び逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕによる拡散率である）だけずらしてメモリ１２０３からＮ個ずつ時系列信号を読み出して直交変換器１２０４に入力することになる。
【００３５】
次に、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕにより用いられるマルチユーザ検出のための重みとして、これまでのマルチユーザ検出にて用いられる重みをそのまま用いようとすると、残留ＩＢＩの影響を考慮していないため、干渉をうまく抑圧できず特性が大幅に劣化してしまう。そこで、第１実施形態では、以下に説明するマルチユーザ重みを用いて、残留ＩＢＩの影響を抑圧することとしている。
【００３６】
最初に以下の説明で用いる数式の定義を以下に示す。
【００３７】
【数１】
【００３８】
（重み算出の原理）
まず、受信信号について説明する。以下では、Ｕ個の無線送信装置１−１〜１−Ｕが無線受信装置２に通信することを想定する。
受信アンテナ１２００で受信されるベースバンドにおける受信信号で、ｍ番目に直交変換器１２０４に入力されるＮ×１の入力信号ベクトルは、次式（１）のように示すことができる。
【００３９】
【数２】
【００４０】
式（１）において、行列Ｈｕ（ｍ）は、ｕ番目の無線送信装置１−ｕの送信アンテナ１１０８−ｕと受信アンテナ１２００の間のチャネル応答行列であり、最初の列が次式（２）で示されるベクトルｈｎ（ｍ）である。
【００４１】
【数３】
【００４２】
そして、行列Ｈｕ（ｍ）は、ベクトルｈｎ（ｍ）のＮ×Ｎの巡回行列であり、次式（３）のように示される行列である。
【００４３】
【数４】
【００４４】
なお、式（３）において、Ｌ（ｕ）は、ｕ番目の無線送信装置１−ｕと無線受信装置２の間のチャネル応答数である。また、次式（４）で示されるＣｕ（ｍ）、及び次式（５）で示されるベクトルバーｄｕ（ｍ）（ここで、ベクトルバーｄｕ（ｍ）は、次式（５）で示されるように、ｄの上の「−」が示された表記に対応する。）は、ｍ番目の直交変換器１２０４の入力におけるｕ番目の無線送信装置１−ｕから送信された拡散符号系列行列、及び推定可能な送信シンボルベクトルである。ただし、次式（６）の条件を満たすものとする。
【００４５】
【数５】
【００４６】
【数６】
【００４７】
【数７】
【００４８】
ここで、Ｊは、拡散率、τ（ｕ）は、無線送信装置（ユーザ）１−ｕの遅延時間をＪで割ったときの剰余（０≦τ（ｕ）＜Ｊ）、Ｍ＝Ｎ／Ｊ、Ｎｓは、マルチユーザ検出後に得られる１ユーザ（無線送信装置）あたりのシンボル数であり、次式（７）を満たすものとする。
【００４９】
【数８】
【００５０】
また、行列Ｘｕ（ｍ）、行列Ａｕ（ｍ）、及びベクトルｕｕ（ｍ）は、第ｍ番目の直交変換器１２０４の入力における、前方からのＩＢＩ成分のチャネル成分、拡散符号系列及び信号成分である。また、行列Ｙｕ（ｍ）、行列Ｂｕ（ｍ）、及びベクトルｖｕ（ｍ）は、第ｍ番目の直交変換器１２０４の入力における後方からのＩＢＩ成分のチャネル成分、拡散符号系列、及び信号成分である。これらは、それぞれ次式（８）〜（１３）で示される。
【００５１】
【数９】
【００５２】
【数１０】
【００５３】
【数１１】
【００５４】
【数１２】
【００５５】
【数１３】
【００５６】
【数１４】
【００５７】
ベクトルｎ（ｍ）は、第ｍ番目の直交変換器１２０４への入力におけるＮ×１の雑音の時系列ベクトルであり、次式（１４）で示される。ただし、次式（１５）の条件を満たすものとする。
【００５８】
【数１５】
【００５９】
【数１６】
【００６０】
受信信号に対して直交変換器１２０４によりＮポイントの直交変換を行い、その信号に対し重み行列Ｗ（ｍ）を用いてマルチユーザ検出を行う。その後、逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕによる逆直交変換、及び逆拡散器１２０７−１〜１２０７−Ｕによる逆拡散が行われて送信信号の推定値が得られる。逆拡散後の出力信号ベクトルチルダｄｕ（ｍ）（ここで、ベクトルチルダｄｕ（ｍ）は、次式（１６）で示されるように、ｄの上の「〜」が示された表記に対応する。）は、次式（１６）で示される。
【００６１】
【数１７】
【００６２】
ただし、式（１６）において行列Ｆは、直交変換行列であり、次式（１７）で示される。
【００６３】
【数１８】
【００６４】
直交変換器１２０４における直交変換にフーリエ変換を用いた場合、上式（１７）の要素（ｋ，ｎ）は、次式（１８）として表すことができる。
【００６５】
【数１９】
【００６６】
また、式（１６）の行列バーＨｕは、次式（１９）で表される。
【００６７】
【数２０】
【００６８】
ここで、受信側で拡散符号系列及びチャネルインパルス応答が既知である場合、送信シンボル系列ベクトルバーｄｕ（ｍ）とマルチユーザ検出後のシンボル系列チルダｄｕ（ｍ）の誤差を最小とするような重み行列Ｗｕ（ｍ）を求める。行列Ｗｕ（ｍ）は、次式（２０）で与えられる。
【００６９】
【数２１】
【００７０】
式（２０）を展開し、行列Ｗｕ（ｍ）Ｈについて偏微分を行うことで、平均二乗誤差最少（ＭＭＳＥ）基準のマルチユーザ検出重みＷｕ（ｍ）を次式（２１）のように求めることができる。
【００７１】
【数２２】
【００７２】
また、無線受信装置２で、雑音電力の推定が不要な重みは次式（２２）のように求めることができる。
【００７３】
【数２３】
【００７４】
なお、式（２１）及び式（２２）において、行列Ｐは、次式（２３）として与えられるものである。
【００７５】
【数２４】
【００７６】
（マルチユーザ検出重み演算器の構成）
次に、図５を参照しつつマルチユーザ検出重み演算器１３００の構成について説明する。図５は、マルチユーザ検出重み演算器１３００の内部構成を示した概略ブロック図である。マルチユーザ検出重み演算器１３００は、読出部１２１２に接続されるチャンネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕ、チャンネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕに接続される行列ハットＨ１（ｍ）計算部１４０２−１〜行列ハットＨＵ（ｍ）計算部１４０２−Ｕ、行列ハットＸ１（ｍ）計算部１４０３−１〜行列ハットＸＵ（ｍ）計算部１４０３−Ｕ、行列ハットＹ１（ｍ）計算部１４０４−１〜行列ハットＹＵ（ｍ）計算部１４０４−Ｕとを備えている。ここで、行列ハットＨ、行列ハットＸ、行列ハットＹは、図５に示すように、Ｈ、Ｘ、Ｙの上に「＾」が記載される表記に対応し、行列Ｈ、行列Ｘ、行列Ｙは、Ｈ、Ｘ、Ｙがボールド体で表記されるものに対応する。
【００７７】
また、マルチユーザ検出重み演算器１３００は、拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕ、拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕに接続される行列Ｃ１（ｍ）計算部１４０６−１〜ＣＵ（ｍ）計算部１４０６−Ｕ、行列Ａ１（ｍ）計算部１４０７−１〜行列ＡＵ（ｍ）計算部１４０７−Ｕ、行列Ｂ１（ｍ）計算部１４０８−１〜行列ＢＵ（ｍ）計算部１４０８−Ｕとを備えている。ここで、図５に示すように行列Ｃ、行列Ａ、行列Ｂは、Ｃ、Ａ、Ｂがボールド体で表記されるものに対応する。
【００７８】
また、マルチユーザ検出重み演算器１３００は、雑音電力推定部１４０９と、出力がマルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕに接続されるマルチユーザ検出重み計算部１４１０とを備える。
【００７９】
チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕは、パイロット受信信号を入力信号として、次式（２４）として示される、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕから送信され、無線受信装置２にて受信されたときの伝搬路のインパルス応答の推定値、すなわち伝達関数を推定して出力する。
【００８０】
【数２５】
【００８１】
なお、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによる伝達関数の推定は、受信信号とパイロット信号のスライディング相関を演算することによって推定することもできる。また、受信信号とパイロット信号から最尤推定によって伝達関数を推定することもできる。
【００８２】
また、第１実施形態では、無線受信装置２において波形整形フィルタを備えていないことから、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによりチャネルのインパルス応答と波形整形フィルタの畳み込みの結果を推定しており、これにより、マルチユーザ検出とともに波形整形を行っている。なお、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによりチャネルのインパルス応答のみを推定する場合には、Ａ／Ｄ変換器１２０２とメモリ１２０３の間に波形整形フィルタを備える必要がある。
【００８３】
行列ハットＨ１（ｍ）計算部１４０２−１〜行列ハットＨＵ（ｍ）計算部１４０２−Ｕ、行列ハットＸ１（ｍ）計算部１４０３−１〜行列ハットＸＵ（ｍ）計算部１４０３−Ｕ、行列ハットＹ１（ｍ）計算部１４０４−１〜行列ハットＹＵ（ｍ）計算部１４０４−Ｕは、上述したチャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕで推定されたチャネルインパルス応答を入力値としてそれぞれ、行列ハットＨ、ハットＸ、ハットＹを算出し、その算出結果を出力として出力する。
【００８４】
拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕは、各無線送信装置１−１〜１−Ｕで用いた拡散符号系列を予め記憶しておくか、もしくは推定し、その結果を出力する。行列Ｃ１（ｍ）計算部１４０６−１〜ＣＵ（ｍ）計算部１４０６−Ｕ、行列Ａ１（ｍ）計算部１４０７−１〜行列ＡＵ（ｍ）計算部１４０７−Ｕ、行列Ｂ１（ｍ）計算部１４０８−１〜行列ＢＵ（ｍ）計算部１４０８−Ｕは、拡散符号系列計算部１４０５−１〜１４０５−Ｕより出力された拡散符号系列を入力信号とし、それぞれの行列Ｃ、Ａ、Ｂを算出し、その算出結果を出力値として出力する。
【００８５】
雑音電力推定部１４０９は、パイロット受信信号を入力信号とし、受信アンテナ１２００における雑音電力を推定し、その推定値を出力値として出力する。
なお、雑音電力の推定は、例えば、受信信号電力と、推定した伝達関数の電力の和との差から求めることもできる。受信信号電力と、推定した伝達関数の電力の和との差から求める場合、伝達関数を推定することができなかった遅延成分の電力は、雑音電力に加算されることになる。また、その他、受信アンテナ１２００で信号が受信されていない時間区間を検出し、検出した区間において測定した受信電力から雑音電力を測定することも可能である。
【００８６】
マルチユーザ検出重み計算部１４１０は、上述した行列ハットＨ１（ｍ）計算部１４０２−１〜行列ハットＨＵ（ｍ）計算部１４０２−Ｕ、行列ハットＸ１（ｍ）計算部１４０３−１〜行列ハットＸＵ（ｍ）計算部１４０３−Ｕ、行列ハットＹ１（ｍ）計算部１４０４−１〜行列ハットＹＵ（ｍ）計算部１４０４−Ｕ、行列Ｃ１（ｍ）計算部１４０６−１〜ＣＵ（ｍ）計算部１４０６−Ｕ、行列Ａ１（ｍ）計算部１４０７−１〜行列ＡＵ（ｍ）計算部１４０７−Ｕ、行列Ｂ１（ｍ）計算部１４０８−１〜行列ＢＵ（ｍ）計算部１４０８−Ｕ、雑音電力推定部１４０９の出力値を入力値として、マルチユーザ検出重みを算出し、その計算結果を出力する。
【００８７】
ここで、前述したマルチユーザ検出重み計算部１３００では、無線送信装置１−１〜１−Ｕ側でパイロット信号を送信し、当該パイロット信号に基づいて、マルチユーザ検出重みを推定する方式である。しかし、受信信号のデータ部を入力信号として、判定帰還した信号を送信パイロット信号と同様にみなし、マルチユーザ検出重みを推定することも可能である。
また、前述したチャネルインパルス応答推定部１４０１−１〜１４０１−Ｕによるチャネルインパルス応答の推定は、時間信号を入力信号として推定を行っているが、直交変換器１２０４による直交変換後の受信信号を入力信号としてチャネルインパルス応答の推定を行うことも可能である。また、上述したマルチユーザ検出重み演算器１３００では、雑音電力推定部１４０９で雑音電力を推定しているが、前述した式（２６）で示される（重み２）を用いる場合、この部分は不要となる。
【００８８】
（送受信にかかる信号処理）
次に、無線送信装置１−１〜１−Ｕと、無線受信装置２による信号処理について説明する。前提として、以下の説明では、信号送信を行う通信フレームの前に、各無線送信装置１−１〜１−Ｕからの受信タイミングは推定できているものとする。
【００８９】
（送信側の信号処理）
まず、無線送信装置１−１〜１−Ｕによる送信処理について説明する。ここでは、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕの信号処理について説明する。まず、誤り訂正符号化器１１０１−ｕは、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕで送信されるバイナリデータ系列を入力信号として、誤り訂正符号化されたバイナリデータ系列を出力する。インターリーバ回路１１０２−ｕでは、該誤り訂正符号化器１１０１−ｕの出力を入力として、インターリーブしたデータ系列を出力する。その後、変調器１１０３−ｕは、インターリーブされたデータ系列を変調し、シンボル系列を出力する。拡散器１１０４−ｕは、該変調されたシンボル系列を入力として、各無線送信装置１−１〜１−Ｕにて予め割り当てられた拡散率Ｊの拡散符号系列によって拡散し、拡散した結果を出力する。
【００９０】
拡散器１１０４−ｕにより拡散された信号は、波形整形回路１１０５−ｕに入力され、該波形整形回路１１０５−ｕは、波形整形を行った信号系列を出力する。Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕは、波形整形回路１１０５−ｕから出力される信号に対してデジタル／アナログ変換を行い、変換したアナログ信号を出力する。
【００９１】
無線部１１０７−ｕは、Ｄ／Ａ変換器１１０６−ｕから出力されるアナログ信号をＲＦ信号とし、送信アンテナ１１０８−ｕを通じて送信する。以上の信号処理が、全無線送信装置１−１〜１−Ｕで同様に行われる。
【００９２】
（受信側の信号処理）
次に、無線受信装置２による受信処理について説明する。受信アンテナ１２００で受信された信号は、その信号系列を入力信号として無線部１２０１に入力される。無線部１２０１は、入力される信号に対して周波数変換を行い周波数変換により得られたベースバンド信号を、Ａ／Ｄ変換器２０２に出力する。Ａ／Ｄ変換器１２０２は、入力されるベースバンド信号に対してアナログ／デジタル変換を行い、変換したデジタル信号をメモリ１２０３に記録する。読出部１２１２は、図４を参照して説明したように、Ｎｗ×Ｊ個ずつ先頭位置をシフトさせながら、Ｎ個ずつデータ系列を読み出し、読み出したＮ個のデータ系列を直交変換器１２０４に入力するとともに、マルチユーザ検出重み演算器１３００に入力する。
【００９３】
マルチユーザ検出重み演算器１３００は、入力されるＮ個のデータ系列に基づいて、図５を参照して説明した構成、及び前述した重み算出の原理に基づいて、行列Ｗ（ｍ）を算出する。一例として、次式（２５）及び式（２６）として２つのマルチユーザＭＭＳＥ重みを示す。
【００９４】
【数２６】
【００９５】
【数２７】
【００９６】
ここで、行列ハットＨｕ（ｍ）、行列ハットＸｕ（ｍ）、行列ハットＹｕ（ｍ）及びハットσは、行列Ｈｕ（ｍ）、行列Ｘｕ（ｍ）、行列Ｙｕ（ｍ）及びσの推定値である。式（２５）に示す（重み１）は、重み算出の原理の式（２１）を参照して説明したように、平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）基準で算出された解であり、式（２６）に示す（重み２）は、重み算出の原理の式（２２）を参照して説明したように、（重み１）で雑音の分散（電力）推定を不要とした重みである。
【００９７】
なお、行列ハットＨｕ（ｍ）、行列ハットＸｕ（ｍ）、行列ハットＹｕ（ｍ）は、チャネルの時変動がほとんどない場合、行列ハットＨｕ（ｎ）、行列ハットＸｕ（ｎ）、行列ハットＹｕ（ｎ）（ｍ≠ｎ）として、ｎ番目の直交変換の出力のマルチユーザ検出に用いることもできる。
【００９８】
マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕは、直交変換器１２０４から直交信号が入力され、マルチユーザ検出重み演算器１３００の出力値であるマルチユーザ検出重みが入力される。ここでは、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕを例として、当該無線送信装置１−ｕ送信されたデータ系列を推定する処理について説明する。
【００９９】
マルチユーザ検出器１２０５−ｕは、直交変換器１２０４により直交変換された受信信号の直交成分と、マルチユーザ検出重み演算器１３００から入力されるマルチユーザ検出重みとに基づいて次式（２７）で示される演算を行うことで、マルチユーザ検出を行い、Ｎ個の出力信号ｂ（ｍ，１）〜ｂ（ｍ，Ｎ）を出力する。
【０１００】
【数２８】
【０１０１】
次に、逆直交変換器１２０６−ｕは、マルチユーザ検出器１２０５−ｕから入力されるＮ個の信号に対して逆直交変換を行い、Ｎ個の逆直交変換された信号を出力値として出力する。逆拡散器１２０７−ｕは、逆直交変換されたＮ個の信号系列に対して、無線送信装置１−ｕにて拡散するときに用いられた拡散符号系列によって逆拡散を行い、逆拡散したＭ個の信号を出力値として出力する。
【０１０２】
矩形フィルタ回路１２０８−ｕは、図４を参照して説明したように、逆拡散されたＭ個の信号から、ＩＢＩ（ブロック間干渉）の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個の信号を、Ｎｗの矩形窓フィルタにより除去し、干渉の影響が小さい部分である、当該矩形窓フィルタの大きさであるＮｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出し、抽出した信号を出力信号として出力する。
【０１０３】
復調器１２０９−ｕは、矩形フィルタ回路１２０８−ｕにより抽出された信号を復調し、復調した信号を出力する。デ・インターリーバ回路１２１０−ｕは、復調された信号をデ・インターリーブし、その結果を誤り訂正復号器１２１１−ｕに入力する。誤り訂正復号器１２１１−ｕは、デ・インターリーブされた信号に対して誤り訂正復号を行い、復号した信号を出力する。
【０１０４】
このような構成を適用することで、広帯域信号を伝送する場合においても、任意の無線送信装置１−１〜１−Ｕ間のタイミングオフセットでも信号を無線送信装置１−１〜１−Ｕごとに分離することが可能となる。なお、前述した処理は、ガードインターバル（ＧＩ）が存在する場合にも適用可能である。また、無線送信装置１−１〜１−Ｕ、及び無線受信装置２に複数のアンテナを備えさせた構成であるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送にも適用可能である。
【０１０５】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態にかかる矩形窓フィルタのサイズを可変とする構成について説明する。第１実施形態における無線通信システムでは、無線送信装置１−１〜１−Ｕごとに伝搬路（チャネルインパルス応答）が異なるため、無線送信装置１−１〜１−ＵごとにＩＢＩの影響を大きく受けているブロックの端の信号数も異なる。そこで、チャネル推定を行った結果に基づいて、ＩＢＩの影響を受けている信号が最も多い無線送信装置１−１〜１−Ｕに合わせて、除去する前半部の信号数Ｍｈ、及び後半部の信号数Ｍｔ、矩形フィルタにて抽出する信号数Ｎｗ（矩形窓フィルタの大きさに相当）を適用的に変化させることで伝送品質を改善することが可能となる。
【０１０６】
具体的には、まず、無線受信装置２に予め最大遅延時間とＮｗの大きさを対応付けたテーブル、あるいは最大遅延時間から当該最大遅延時間に適応するＮｗの大きさを算出する関数情報を記憶させておく。そして、マルチユーザ検出重み演算器１３００のチャネルインパルス応答推定部１４０１−１で推定したチャネルインパルス応答から遅延スプレッドもしくはチャネルの最大遅延時間を算出し、算出した最大遅延時間に基づいて、前述したテーブルあるいは関数情報を用いて、最適なＮｗを求め、求めたＮｗを矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕに入力する。矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕは、入力されるＮｗの値に基づいて、矩形窓フィルタの大きさを変化させて構成することになる。
【０１０７】
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態について説明する。ブロックの端のＩＢＩの影響を大きく受けている信号数は、直交変換器１２０４のサイズＮによらず一定である。そこで、直交変換器１２０４が高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を行う場合、入力信号数及び出力信号数をＮ＝２ｎ、逆拡散後に矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕにより抽出する信号数がＮｗであるとき、１つの信号あたりのＦＦＴ演算量が最も少なくすむｎの値は次式（２８）で与えられることになる。
【０１０８】
【数２９】
【０１０９】
ただし、ＦＦＴの演算量は、Ｎｌｏｇ２Ｎ＝ｎ×２ｎである。また、前述した第２実施形態による演算結果より、Ｎｗが算出された場合、最適なＦＦＴブロックの大きさｎを式（２８）により算出し、直交変換器１２０４及び逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕに算出したｎを入力することで、最小の演算量にて全信号を復調することが可能となる。
【０１１０】
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について説明する。第１実施形態では、ＩＢＩによる影響がブロックの端の信号ほど大きくなるため、逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕによる逆直交変換後の信号に対して、ブロックの中心の信号ほど信頼性が高く、すなわち誤り率が小さくなり、ブロックの端へ行くほど信頼性が低く、すなわち誤り率が大きくなる。
【０１１１】
そこで、無線送信装置１−ｕにおいて、変調器１１０３−ｕと、拡散器１１０４−ｕの間に、図６に示すようなＮｗ／２×Ｎｘのブロック・インターリーバ回路を備えさせ、入力される変調後の信号系列を縦に読み込み、横に書き出していく結果を出力させる。
【０１１２】
また、無線受信装置２においては、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕと復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕの間に、Ｎｗ／２×Ｎｘのブロック・デ・インターリーバ回路を備えさせ、入力される矩形窓フィルタの出力後の各信号系列を横に読み込み、縦に書き出していく結果を出力させる。ここで、Ｎｘは、任意の正の整数である。
【０１１３】
このような、ブロック・インターリーバ回路及びブロック・デ・インターリーバ回路を設けることで、信頼性の高い信号と信頼性の低い信号とが交互に並べることができ、これによって、誤りがバーストからランダムになるため、誤り訂正符号の効果を高めることが可能となる。
【０１１４】
また、上記のブロック・インターリーバ回路、及びブロック・デ・インターリーバ回路の代わりに、ランダムインターリーバ、及びランダム・デ・インターリーバを行う回路を用いるようにしてもよい。
【０１１５】
（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態について説明する。
第５実施形態は、第１から第４実施形態かかる無線受信装置２におけるマルチユーザ検出の代わりに、逐次干渉除去により信号を分離する無線受信装置３を備えた無線通信システムである。
【０１１６】
図７は、逐次干渉除去を行なう無線受信装置３の内部構成を示した概略ブロック図である。無線受信装置３は、受信アンテナ１５００、無線部１５０１、Ａ／Ｄ変換器１５０２、メモリ１５０３、読出部１５０７、逐次干渉除去部１５０４、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０、デ・インターリーバ回路１５０５−１〜１５０５−Ｕ、誤り訂正復号器１５０６−１〜１５０６−Ｕを備える。
【０１１７】
無線部１５０１は、受信アンテナ１５００を通じて受信した信号に対して周波数変換を行い、ベースバンド信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１５０２は、ベースバンド信号を入力信号として、アナログ信号をデジタル信号へ変換し、変換したデジタル信号をメモリ１５０３に記録する。読出部１５０７は、メモリ１５０３に記憶されたデジタル信号の信号系列を、Ｎｗ×Ｊ個ずつ先頭をシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出し、読み出したＮ個の信号を、逐次干渉除去部１５０４に入力するとともに逐次干渉除去部用重み演算器１５１０に入力する。逐次干渉除去部用重み演算器１５１０は、入力されるＮ個の信号に基づいて等化重みを算出し、算出した等化重みを逐次干渉除去部１５０４に入力する。逐次干渉除去部１５０４は、読出部１５０７から入力されるＮ個の信号と、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０から入力される等化重みとに基づいて、干渉除去を行なったＵ個の信号系列を出力する。デ・インターリーバ回路１５０５−１〜１５０５−Ｕは、逐次干渉余虚装置１５０４から出力されるＵ個の信号を入力信号として、デ・インターリーブを行う。誤り訂正復号器１５０６−１〜１５０６−Ｕは、デ・インターリーブされた信号系列に対して誤り訂正復号化を行い、復号した信号を出力する。
【０１１８】
図８は、逐次干渉除去部１５０４の内部構成、及び逐次干渉除去部１５０４と逐次干渉除去部用重み演算器１５１０との接続関係を示した図である。
【０１１９】
逐次干渉除去部１５０４は、読出部１５０７に接続される第１干渉減算器１６０１、直交変換器１６０２−１〜１６０２−Ｕ、信号検出器１６０３−１〜１６０３−Ｕ、逆直交変換器１６０４−１〜１６０４−Ｕ、逆拡散器１６０５−１〜１６０５−Ｕ、矩形フィルタ回路１６０６−１〜１６０６−Ｕ、それぞれデ・インターリーバ回路１５０５−１〜１５０５−Ｕに接続される信号判定部１６０７−１〜１６０７−Ｕ、遅延回路１６０８−１〜１６０８−Ｕ、第１レプリカ生成回路１６０９、第２レプリカ生成回路１６１１−１〜１６１１−（Ｕ−１）、第２干渉減算器１６１０−１〜１６１０−（Ｕ−１）を備える。
【０１２０】
逐次干渉除去部１５０４を動作させる際には、順序付けを行うことが必要であり、例えば、順序付けの方法として、チャネル推定値を用いたり、瞬時受信電力（信号電力対雑音電力比、ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）を用いたり、各送信信号系列に対する平均の伝送品質（例えば、信号電力対干渉・雑音電力比、ＳＩＮＲ：Signal to Interference plus Noise power Ratioや、ビット誤り特性等）を用いたり、優先度の高い送信信号系列順の順序を用いるなどの、通常の逐次干渉除去において用いられる順序付けを全て適用することができる。
【０１２１】
以下の説明では、第ｍ番目のブロックの受信信号において、１番目の無線送信装置１−１から順に信号判定を行い、第ｕ番目の無線送信装置１−ｕの復調時には、第（ｕ−１）番目の信号判定結果を用いる場合について説明する。
【０１２２】
第１レプリカ生成回路１６０９は、第（ｍ−１）番目のブロック以前における信号判定部１６０７−１〜１６０７−Ｕによる判定後の、第Ｕ番目の系列からなる時系列の受信信号系列を入力信号として、推定したチャネルインパルス応答を用いて、次式（２９）に示す、直前のブロックからの干渉成分のレプリカを生成し、生成したレプリカを出力する。
【０１２３】
【数３０】
【０１２４】
第１干渉減算器１６０１は、時系列の受信信号ベクトルｒ（ｍ）、及び第１レプリカ生成回路１６０９で生成された直前のブロックからの式（２９）で示された干渉成分のレプリカを入力として、受信信号から干渉成分を減算し、次式（３０）で示す結果を出力する。
【０１２５】
【数３１】
【０１２６】
直交変換器１６０２−ｕは、１つのブロックがＮ個からなる干渉成分除去後の受信信号を入力信号として直交変換を行い、Ｎ個の直交成分を出力する。ここで、直交変換器１６０２−ｕから出力された直交成分ベクトルハットｒｕ−１（ｍ）は、（ｕ−１）番目の無線送信装置２までの干渉信号を減算した受信信号に対して直交変換を行った後の第ｋ直交成分であり、次式（３１）で示される。
【０１２７】
【数３２】
【０１２８】
信号検出器１６０３−ｕは、直交変換器１６０２−ｕの出力信号、及び逐次干渉除去部用重み演算器１５１０で算出された重みを入力信号として信号検出を行い、Ｎ個からなるその結果を出力する。ここで、信号検出器１６０３−ｕにおける出力は次式（３２）で示される。
【０１２９】
【数３３】
【０１３０】
式（３２）において、行列Ｗｕ（ｍ）は、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０で生成される逐次干渉除去部１５０４のためのマルチユーザ検出重みである。一例として、マルチユーザ検出、及び逆拡散を行った後の受信信号と、拡散前の送信信号との二重誤差を最小とするような重みを、次式（３３）に示す。
【０１３１】
【数３４】
【０１３２】
式（３３）で示される重みは、前述したマルチユーザ検出のＭＭＳＥ重みの算出と同様に式を展開することが可能である。
【０１３３】
次に、逆直交変換器１６０５−ｕは、信号検出器１６０３−ｕにより検出されたＮ個の信号に対して逆直交変換を行い、Ｎ個の時系列信号を出力する。逆拡散器１６０５−ｕは、逆拡散されたＮ個の時系列信号に対して、無線送信装置１−ｕで拡散を行う際に用いた拡散符号系列を用いて逆拡散を行う。矩形フィルタ回路１６０６−ｕは、逆拡散後の信号系列に対して、ＩＢＩ（ブロック間干渉）の影響が大きい前半部のＭｈ個と後半部Ｍｔ個の信号を除去し、干渉の影響が小さい中心部に存在するＮｗ（＝Ｎ／Ｊ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号を抽出する矩形窓フィルタを用いてＮｗ個の信号を出力する。
【０１３４】
信号判定部１６０７−ｕは、Ｎｗ個の時系列信号に対して、軟判定もしくは硬判定を行い、Ｎｗ個の判定結果を出力する。遅延回路１６０８−ｕは、軟判定もしくは硬判定されたＮｗ個の信号に対して、１ブロック分の遅延を与えて第１レプリカ生成回路１６０９に入力する。
【０１３５】
次に、第２干渉減算器１６１０−ｕは、第１干渉減算器１６０１にて干渉が除去された受信信号ベクトルｚ（ｍ）、及び第２レプリカ生成回路１６１１−ｕで生成されたｕ番目の無線送信装置１−ｕからの干渉成分のレプリカを入力として、干渉を除去した受信信号から、新たに生成された干渉成分を減算した信号を出力する。ここで、第２干渉減算器１６１０−ｕの出力信号は、次式（３４）で示される。
【０１３６】
【数３５】
【０１３７】
なお、受信信号ベクトルｚ（ｍ）を、式（３０）で置き換えることで、第２干渉減算器１６１０−ｕの出力信号を次式（３５）として示すことができる。
【０１３８】
【数３６】
【０１３９】
なお、直交変換器１６０２−１〜１６０２−Ｕは、第１干渉減算器１６０１の前段で行うことも可能であり、この場合、直交変換器は、Ｕ個必要とせず、１個の直交変換器を備えればよいこととなる。また、この場合、第１レプリカ生成回路１６０９、及び第２レプリカ生成回路１６１１−１〜１６１１−（Ｕ−１）から出力される干渉成分のレプリカは、直交成分に変換する必要があり、第１干渉減算器１６０１、及び第２干渉減算器１６１０１−１〜１６１０−（Ｕ−１）は、直交成分ごとに干渉を除去することになる。
【０１４０】
上記では、信号判定部１６０７−１〜１６０７−Ｕは、軟判定もしくは硬判定を行い、軟判定値もしくは硬判定値のいずれかの信号を出力としたが、一度、デ・インターリーバ回路および誤り訂正復号器へ入力し、その出力結果を軟判定もしくは硬判定するようにしてもよい。
【０１４１】
上記逐次干渉除去部１５０４は、１ブロックで閉じた形で動作することとしているが、複数ブロックに渡って逐次干渉除去を行うことも可能である。例として、４ユーザで各ユーザの送信アンテナがそれぞれ１本で、ユーザ１→ユーザ２→ユーザ３→ユーザ４の順で復調する場合について以下に詳細に説明する。
【０１４２】
ここで、図９は、逐次干渉除去部１５０４の復調順の一例を示す概念図である。図９に示すような順番で各ブロックを復調していくことにより、例えば、ユーザ３の第（ｍ＋１）ブロックを復調する際、ユーザ１については第（ｍ＋３）ブロックまでを、ユーザ２については第（ｍ＋２）ブロックまで復調しているので、第（ｍ＋１）ブロックにおけるユーザ１及びユーザ２の全信号成分のレプリカの生成が可能となる。したがって、復調誤りが生じていない場合には、ユーザ１及びユーザ２からの干渉信号を完全に除去してユーザ３の信号を復調することができるので、特性が改善される。
【０１４３】
これを一般的に書くと、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックの復調を考えた場合、第ｕユーザの第（ｉ−１）アンテナから送信された送信信号に関しては、少なくとも第（ｍ＋１）ブロックまでを復調するように動作させる。これによって、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックにおける復調は、第ｕユーザの第（ｉ−１）アンテナまでの干渉を除去した、次式（３５）に示す受信信号から行うことになる。これは、第ｕユーザの第（ｉ−１）アンテナまでの、第（ｍ＋１）ブロックからの次式（３６）で示されるＩＢＩ成分も除去されていることになる。
【０１４４】
【数３７】
【０１４５】
【数３８】
【０１４６】
このため、上記逐次干渉除去部１５０４では、第（ｍ＋１）ブロックからの干渉を除去できなかったが、このように複数ブロックに渡って動作させることで、干渉をより低減し、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の復号特性を改善させることが可能となる。
【０１４７】
上述した動作は、逐次干渉除去部１５０４の説明であったが、これを従来の技術と同様に、並列干渉除去を行う装置として適用することも可能である。また、上記逐次干渉除去部１５０４にも、各種オプションを用いることが可能である．
【０１４８】
上述した実施形態によれば、従来のＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯと比較した場合、複数の送信局からの信号の受信タイミングがそれぞれＧＩ長を超えてしまった場合でも、タイミングオフセットによる伝送品質の劣化を軽減することが可能となる。したがって、送信局のタイミングコントロールが不要、もしくは簡易なものでよくなるため、送信側のシステムの簡易化を図ることができる。
【０１４９】
また、従来の技術で必要であったＧＩが不要となるため、伝送効率を向上させることができる。
【０１５０】
さらに、複数の送信局が同時に通信することが可能となるため、周波数利用効率を改善することが可能となる。
【０１５１】
また、従来の技術と比べて、マルチユーザ検出器の重み及び逆直交変換後の受信信号に対して矩形窓を乗算する演算器を追加しただけであるので，大幅なハードウェアの変更を必要としない。
【０１５２】
また、マルチユーザＭＩＭＯとしてシステムを構成することも可能であるため、ＧＩが無い送信信号でも、ユーザ間・アンテナ間の信号分離が可能となる。
【０１５３】
なお、前述した第２実施形態、第３実施形態、第４実施形態の構成を、第５実施形態の無線通信システムに適用してもよい。これらの実施形態に適用した場合、第２実施形態では、マルチユーザ検出重み演算器１３００のチャネルインパルス応答推定部１４０１−１で推定したチャネルインパルス応答から遅延スプレッドもしくはチャネルの最大遅延時間を算出するとしていたが、第５実施形態では、逐次干渉除去部用重み演算器１５１０にて、チャネルインパルス応答を推定する構成となる。また、第３実施形態にて、算出したｎを直交変換器１２０４及び逆直交変換器１２０６−１〜１２０６−Ｕに入力するとしていたが、第５実施形態では、直交変換器１６０２−１〜１６０２−Ｕ及び逆直交変換器１６０４−１〜１６０４−Ｕに入力することになる。また、第４実施形態にて、矩形フィルタ回路１２０８−１〜１２０８−Ｕと復調器１２０９−１〜１２０９−Ｕの間に、ブロック・デ・インターリーバ回路を設けるとしていたが、第５実施形態では、矩形フィルタ回路１６０６−１〜１６０６−Ｕの出力に、ブロック・デ・インターリーバ回路を設けることになる。
【０１５４】
また、本発明に記載の重み演算部は、マルチユーザ検出重み演算器１３００または逐次干渉除去部用重み演算器１５１０に対応する。また、本発明に記載の検出部は、マルチユーザ検出器１２０５−１〜１２０５−Ｕ、または、逐次干渉除去部１５０４に対応する。
【図面の簡単な説明】
【０１５５】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる無線送信装置を示す概略ブロック図である。
【図２】同実施形態にかかる無線受信装置を示す概略ブロック図である。
【図３】同実施形態にかかる受信信号系列の一例を示した図である。
【図４】同実施形態にかかる重複切り出し法を用いるマルチユーザ検出を説明するための図である。
【図５】同実施形態にかかるマルチユーザ検出重み演算器を示す概略ブロック図である。
【図６】本発明の第２実施形態にかかるブロック・インターリーバ及びブロック・デ・インターリーバを説明するための図である。
【図７】本発明の第５実施形態にかかる逐次干渉除去を行う無線送信装置を示す概略ブロック図である。
【図８】同実施形態にかかる逐次干渉除去部、及び逐次干渉除去部と逐次干渉除去部用重み演算器との接続関係を示した図である。
【図９】同実施形態にかかる逐次干渉除去部の復調順の一例を示す概略図である。
【図１０】ＧＩを用いるＤＳ−ＣＤＭＡにおける端末局の無線送信装置の構成を示した図である。
【図１１】ＧＩを用いるＤＳ−ＣＤＭＡにおける基地局の無線受信装置の構成を示した図である。
【図１２】ＧＩの挿入を示した図である。
【符号の説明】
【０１５６】
２ 無線受信装置
１２００ アンテナ
１２０１ 無線部
１２０２ Ａ／Ｄ変換器
１２０３ メモリ
１２１２ 読出部
１２０４ 直交変換器
１２０５−１〜１２０５−Ｕ マルチユーザ検出器
１２０６−１〜１２０６−Ｕ 逆直交変換器
１２０７−１〜１２０７−Ｕ 逆拡散器
１２０８−１〜１２０８−Ｕ 矩形フィルタ回路
１２０９−１〜１２０９−Ｕ 復調器
１２１０−１〜１２１０−Ｕ デ・インターリーバ回路
１２１１−１〜１２１１−Ｕ 誤り訂正復号器
１３００ マルチユーザ検出重み演算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の無線送信装置から送信された無線信号を受信するアンテナと、
前記無線信号から抽出される拡散状態の信号系列から、逆拡散後の信号のフィルタリングに用いられる矩形窓フィルタの大きさと前記拡散状態に応じた拡散係数とに基づいて定められる個数ずつ先頭をずらして、信号のブロック単位であるＮ個ずつ信号を読み出す読出手段と、
前記読出手段が読み出したＮ個の信号を直交変換する直交変換部と、
前記複数の無線送信装置ごとに、前記無線送信装置の送信信号の検出に用いられる前記拡散状態を考慮したＮ個の重みを算出する重み演算部と、
前記重み演算部が算出した前記無線送信装置ごとのＮ個の重みと、前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて、前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出する複数の検出部と、
前記複数の検出部が検出した信号ごとに逆直交変換を行う複数の逆直交変換部と、
前記複数の逆直交変換部から出力される信号ごとに前記拡散状態に応じて予め定められる拡散符号を用いて逆拡散を行う複数の逆拡散器と、
前記複数の逆拡散器から出力される信号ごとに前記矩形窓フィルタを用いてブロック間干渉の影響を受けている部分についてフィルタリングを行う複数の矩形フィルタ部と、
前記複数の矩形フィルタ部が出力するＮｗ個の信号ごとに復調を行う複数の復調部と、
を備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
前記重み演算部は、
前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置との間のチャネルのチャネルインパルス応答情報を推定するチャネルインパルス応答推定部と、
前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置で用いられた拡散符号系列を出力する拡散符号系列計算部と、
前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて、伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定する演算部と、
前記演算部が推定したチャネルごとの伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出するマルチユーザ検出重み計算部と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記演算部は、
前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて伝達関数と、信号のブロックの前方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列と、信号のブロックの後方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定する
ことを特徴とする請求項２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記演算部は、
前記無線信号に基づいて雑音電力成分を推定する雑音電力推定部を備え、
前記マルチユーザ検出重み計算部は、
前記雑音電力推定部が推定した雑音電力成分を加えて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出する
ことを特徴とする請求項２または３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記複数の矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、前記無線送信装置ごとに逐次干渉成分の第１のレプリカ信号を生成する第１のレプリカ生成部を備え、
前記複数の検出部は、
前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項６】
いずれか１つの前記検出部により前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部に対応する無線送信装置の信号が検出された場合、当該検出部に対応する前記矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する前記無線送信装置の逐次干渉成分の第２のレプリカ信号を生成する第２のレプリカ生成部を備え、
当該検出部以外のいずれか１つの検出部は、
前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記第２のレプリカ生成部が逐次生成する前記第２のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する無線送信装置の信号を検出する
ことを特徴とする請求項５に記載の無線受信装置。
【請求項７】
前記矩形フィルタ部は、
ブロック間干渉の影響を最も多く受けている無線送信装置に対応して、前記矩形窓フィルタの大きさＮｗサンプルを算出し、算出した大きさの前記矩形窓フィルタによりフィルタリングを行う
ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記直交変換部は、
直交変換として高速フーリエ変換を行い、前記高速フーリエ変換の入出力信号数を、前記矩形窓フィルタの大きさに基づいて算出し、算出した入出力信号数に基づいて高速フーリエ変換を行う
ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１つに記載の無線受信装置。
【請求項９】
前記矩形フィルタ部からの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・デ・インターリーバを行うデ・インターリーブ部
を具備することを特徴とする請求項１から８のいずれか１つに記載の無線受信装置。
【請求項１０】
アンテナを備え、該アンテナにより無線信号を送信する無線送信装置であって、
送信信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ部
を具備することを特徴とする無線送信装置。
【請求項１】
複数の無線送信装置から送信された無線信号を受信するアンテナと、
前記無線信号から抽出される拡散状態の信号系列から、逆拡散後の信号のフィルタリングに用いられる矩形窓フィルタの大きさと前記拡散状態に応じた拡散係数とに基づいて定められる個数ずつ先頭をずらして、信号のブロック単位であるＮ個ずつ信号を読み出す読出手段と、
前記読出手段が読み出したＮ個の信号を直交変換する直交変換部と、
前記複数の無線送信装置ごとに、前記無線送信装置の送信信号の検出に用いられる前記拡散状態を考慮したＮ個の重みを算出する重み演算部と、
前記重み演算部が算出した前記無線送信装置ごとのＮ個の重みと、前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて、前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出する複数の検出部と、
前記複数の検出部が検出した信号ごとに逆直交変換を行う複数の逆直交変換部と、
前記複数の逆直交変換部から出力される信号ごとに前記拡散状態に応じて予め定められる拡散符号を用いて逆拡散を行う複数の逆拡散器と、
前記複数の逆拡散器から出力される信号ごとに前記矩形窓フィルタを用いてブロック間干渉の影響を受けている部分についてフィルタリングを行う複数の矩形フィルタ部と、
前記複数の矩形フィルタ部が出力するＮｗ個の信号ごとに復調を行う複数の復調部と、
を備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
前記重み演算部は、
前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置との間のチャネルのチャネルインパルス応答情報を推定するチャネルインパルス応答推定部と、
前記無線信号に基づいて前記複数の無線送信装置で用いられた拡散符号系列を出力する拡散符号系列計算部と、
前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて、伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定する演算部と、
前記演算部が推定したチャネルごとの伝達関数と、ブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出するマルチユーザ検出重み計算部と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記演算部は、
前記チャネルインパルス応答推定部が推定したチャネルインパルス応答情報と、前記拡散符号系列計算部が出力する拡散符号系列とに基づいて伝達関数と、信号のブロックの前方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列と、信号のブロックの後方からのブロック間干渉成分のチャネル成分及び拡散符号系列とを推定する
ことを特徴とする請求項２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記演算部は、
前記無線信号に基づいて雑音電力成分を推定する雑音電力推定部を備え、
前記マルチユーザ検出重み計算部は、
前記雑音電力推定部が推定した雑音電力成分を加えて前記複数の無線送信装置ごとにＮ個の重みを算出する
ことを特徴とする請求項２または３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記複数の矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、前記無線送信装置ごとに逐次干渉成分の第１のレプリカ信号を生成する第１のレプリカ生成部を備え、
前記複数の検出部は、
前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて前記複数の無線送信装置ごとの信号を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項６】
いずれか１つの前記検出部により前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部に対応する無線送信装置の信号が検出された場合、当該検出部に対応する前記矩形フィルタ部から出力される信号に基づいて、当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する前記無線送信装置の逐次干渉成分の第２のレプリカ信号を生成する第２のレプリカ生成部を備え、
当該検出部以外のいずれか１つの検出部は、
前記重み演算部が算出したＮ個の重みと、前記第１のレプリカ生成部が逐次生成する前記第１のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記第２のレプリカ生成部が逐次生成する前記第２のレプリカ信号により干渉成分が除去され前記直交変換部により直交変換された信号とに基づいて当該検出部以外のいずれか１つの検出部に対応する無線送信装置の信号を検出する
ことを特徴とする請求項５に記載の無線受信装置。
【請求項７】
前記矩形フィルタ部は、
ブロック間干渉の影響を最も多く受けている無線送信装置に対応して、前記矩形窓フィルタの大きさＮｗサンプルを算出し、算出した大きさの前記矩形窓フィルタによりフィルタリングを行う
ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記直交変換部は、
直交変換として高速フーリエ変換を行い、前記高速フーリエ変換の入出力信号数を、前記矩形窓フィルタの大きさに基づいて算出し、算出した入出力信号数に基づいて高速フーリエ変換を行う
ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１つに記載の無線受信装置。
【請求項９】
前記矩形フィルタ部からの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・デ・インターリーバを行うデ・インターリーブ部
を具備することを特徴とする請求項１から８のいずれか１つに記載の無線受信装置。
【請求項１０】
アンテナを備え、該アンテナにより無線信号を送信する無線送信装置であって、
送信信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ部
を具備することを特徴とする無線送信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２００９−７１４４８（Ｐ２００９−７１４４８Ａ）
【公開日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２３５８６０（Ｐ２００７−２３５８６０）
【出願日】平成１９年９月１１日（２００７．９．１１）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年９月１１日（２００７．９．１１）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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