磁気センサ
【課題】単一のコイルで直流オフセットを効果的に抑止し、小型でありながら高精度な磁気センサを提供する。
【解決手段】ヨーク２０１を伴うコイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５を直列接続した回路に対し、矩形波を供給する。矩形波の周期内でヨーク２０１に飽和現象を発生させ、その電流変化を電流電圧変換回路を通じて検出した後、積分する。この積分出力信号に基づく電流を電圧電流変換回路で作り、コイルＬ１０４にフィードバックさせる。フィードバック電流は外部磁界に比例するので、直線性の良い磁気センサを得ることができる。従来技術とは異なり、コイルＬ１０４に双方向の電流を流すので、回路定数が変化した場合でも検出電圧の変化が電流方向の違いでそれぞれ同じ大きさになり相殺される。このため無磁界時のオフセットが生じ難い。したがって、従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な磁気センサを実現できる。
【解決手段】ヨーク２０１を伴うコイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５を直列接続した回路に対し、矩形波を供給する。矩形波の周期内でヨーク２０１に飽和現象を発生させ、その電流変化を電流電圧変換回路を通じて検出した後、積分する。この積分出力信号に基づく電流を電圧電流変換回路で作り、コイルＬ１０４にフィードバックさせる。フィードバック電流は外部磁界に比例するので、直線性の良い磁気センサを得ることができる。従来技術とは異なり、コイルＬ１０４に双方向の電流を流すので、回路定数が変化した場合でも検出電圧の変化が電流方向の違いでそれぞれ同じ大きさになり相殺される。このため無磁界時のオフセットが生じ難い。したがって、従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な磁気センサを実現できる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気センサに関する。
より詳細には、高感度のアクティブ型磁気センサに、単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持つことで、少ないハードウェアリソースで安定した特性を実現する、新規な磁気センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
出願人は、周知のホール素子と比べて感度で三桁以上の高感度特性を実現する、アクティブ型磁気センサを製造販売している。以下、このアクティブ型磁気センサの動作原理について説明する。
【０００３】
図１０（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、出願人が製造販売する磁気センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。
図１０（ａ）は磁気センサの原理を説明する回路図であり、図１０（ｂ）は図１０（ａ）の回路のスイッチＳＷの状態を示す図であり、図１０（ｃ）は図１０（ａ）の回路のコンデンサＣの両端電圧の過渡応答特性を示すグラフである。
【０００４】
図１０（ａ）に示すように、直流電源Ｅに、スイッチＳＷ、抵抗Ｒ、コイルＬとコンデンサＣを直列に接続し、図１０（ｂ）に示すようにスイッチをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧は、図１０（ｃ）に示すように、コイルＬの作用で徐々に増加して、その後振動しながらある一定の電圧に収束する。これは典型的なステップ応答の波形である。
この電圧波形の、スイッチＳＷをオン操作した直後の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが大きいほど緩やかになり、コイルＬのインダクタンスが小さいほど急峻になることは周知である。
本出願人の磁気センサは、このコイルのインダクタンスの変化を過渡応答現象から得ることで実現している。
【０００５】
コイルの中心に透磁率の高いヨーク（継鉄）を介在させると、コイルのインダクタンスは増加する。透磁率の高い磁性材料として、磁気ヘッドで周知のパーマロイがある。このパーマロイには、高い透磁率の他に、強い磁界を与えるとある時点以降は磁束密度がそれ以上増えず、実質的に透磁率がゼロになる、という特性がある。強磁性体には強い磁界を与えると磁化して磁束密度がそれ以上増えない、飽和磁束密度が存在するが、パーマロイの場合は残留磁束密度が小さいので、トランスやコイル等のヨークとして用いるに適した材料である。そこで、ヨークにパーマロイを用いたコイルを用意して、外部から磁界を加える時と加えない時とで、インダクタンスの変化を検出すると、磁気センサが実現できる。
【０００６】
図１０（ｄ）は、パーマロイをヨークに用いたコイルの、外部から印加する磁界の強さに対する、磁束密度の関係を示すグラフ（Ｂ−Ｈ曲線）である。
コイルに電流を流さない状態で外部磁界を印加すると、ヨークの磁束密度は飽和磁束密度に至るとそれ以上増えなくなる（Ｓ１００１）。
コイルに正方向の電流を流した状態で、ヨークに正方向の磁界を与えて、同様にヨークの磁束密度を見ると、電流で正方向の磁界が発生している分だけ磁束密度は正方向にオフセットして、電流が流れていない状態よりも弱い外部磁界で、飽和磁束密度に達する（Ｓ１００２）。
コイルに逆方向の電流を流した状態で、ヨークに正方向の磁界を与えて、同様にヨークの磁束密度を見ると、電流で負方向の磁界が発生している分だけ磁束密度は負方向にオフセットして、電流が流れていない状態よりも強い外部磁界で、飽和磁束密度に達する（Ｓ１００３）。
このように、パーマロイをヨークに用いたコイルは、正方向、負方向の両方向の磁界を区別して検出できるセンサとして応用できる。
特許文献１及び特許文献２は、上述の技術を応用した、本願発明者による磁気センサを用いた電流センサの先行技術文献である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許３９０７４８８号公報
【特許文献２】特開２００１−１５３８９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容は、コイルのインダクタンスの変化をステップ応答特性を利用して検出するための技術が共通する。コンデンサと直列接続されているコイルにパルス状の直流電圧を連続的に印加し、コイルの電流変化を捉える。特許文献１及び特許文献２は、ダイオードを用いた包絡線検波で電流変化を検出している。
【０００９】
これら従来技術に用いられている検出回路は、ヨークの磁気特性の制約から直線性の良好な範囲が制限され、また回路定数やヨークの磁気特性が温度によって変化するため出力電圧が温度によって変動する問題があった。
【００１０】
本発明は単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持つことでかかる課題を解決し、小型でありながら高精度な磁気センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の磁気センサは、矩形波を出力する駆動回路と、駆動回路に接続される、ヨークを伴うコイルと、コイルに直列接続されるコンデンサと、コイルの電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力信号の正方向ピークの電圧及び負方向ピークの電圧を検出する正負ピーク検出回路と、正負ピーク検出回路が出力する正方向ピークの電圧及び負方向ピークの電圧を加算して積分する積分回路と、積分回路の出力電圧を電流に変換してコイルとコンデンサとの接続点に供給する電圧電流変換回路とを具備する。
【００１２】
コイルとコンデンサを直列接続した回路に対し、所定の電圧と接地とを交互に接続する。また、フリーホイールダイオードを二つ設けて、電圧或は接地から切断した直後にコイルから生じる起電力を受け流し、コンデンサに電荷を蓄積させると共に回路を安定化させる。その後、コンデンサ或はコンデンサとコイルの直列接続よりなる負荷の両端電圧を取得して、コイル電流による磁界と外部磁界が同一極性の状態と逆極性の状態との電圧を比較して、磁界の有無と方向を検出する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明により、単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持ち、小型でありながら高精度な磁気センサを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第一の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
【図２】磁気センサのブロック図である。
【図３】検出部の回路図である。
【図４】シーケンサのブロック図である。
【図５】磁気センサの動作原理を説明する図である。
【図６】磁気センサの各部の波形図である。
【図７】本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
【図８】磁気センサの回路図である。
【図９】磁気センサの各部の波形図である。
【図１０】出願人が製造販売する磁気センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
［第一の実施形態］
図１は、本発明の第一の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
磁気センサ１０１は、樹脂モールドされた回路ブロック１０２と、ケーブル１０３を通じて回路ブロック１０２に接続されているコイルＬ１０４よりなる。コイルＬ１０４はパーマロイのヨークに巻かれている。
このコイルＬ１０４に磁石１０５を近接すると、アナログの検出信号が得られる。
【００１６】
図２は、磁気センサ１０１のブロック図である。
磁気センサ１０１は、ヨーク２０１に巻かれたコイルＬ１０４のインダクタンスの変化を検出する検出部２０３と、この検出部２０３に一定周期のパルスを複数出力するシーケンサ２０４よりなる。シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。
【００１７】
図３は、検出部２０３の回路図である。
第一スイッチ３０１は第二スイッチ３０２に直列接続され、電源電圧＋Ｖｃｃが印加される。第二スイッチ３０２は第一スイッチ３０１と接地との間に接続される。
第一スイッチ３０１及び第二スイッチ３０２はトランジスタスイッチである。
【００１８】
第一スイッチ３０１はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ１によってオン・オフ制御される。同様に、第二スイッチ３０２はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ２によってオン・オフ制御される。制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、互いにオン・オフ動作するので、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２が同時にオン動作することはない。
【００１９】
第一スイッチ３０１には、第一フリーホイールダイオードＤ３０３が並列接続されている。同様に、第二スイッチ３０２には、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が並列接続されている。
【００２０】
第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４が直列接続されている。コイルＬ１０４はその一端が接地される。
第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を検出するための回路として、二つのサンプルホールド回路が接続されている。
【００２１】
サンプルホールド回路は、第一サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０６とオペアンプ３０７、及び第二サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０９とオペアンプ３１１で構成される。オペアンプ３０７及び３１１は帰還抵抗がゼロの非反転増幅器、すなわちボルテージフォロワを構成し、コンデンサＣ３０６とコイルＬ１０４の両端電圧をそのまま出力する。
【００２２】
コンデンサＣ３０６とコンデンサＣ３０５との間には、第三スイッチ３０８が介在する。第三スイッチ３０８はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ３によってオン・オフ制御されるトランジスタスイッチである。
コンデンサＣ３０９とコンデンサＣ３０５との間には、第四スイッチ３１０が介在する。第四スイッチ３１０はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ４によってオン・オフ制御されるトランジスタスイッチである。
【００２３】
コンデンサＣ３０６とＣ３０９は、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を取得する際、コンデンサＣ３０５に蓄積されている電荷の量を大きく変化させないために、コンデンサＣ３０５と比べると十分小さな静電容量である必要がある。一例として、Ｃ３０５の１００分の１以下であることが望ましい。
【００２４】
サンプルホールド回路を構成するオペアンプ３０７の出力とオペアンプ３１１の出力は、加算回路に入力される。
オペアンプ３０７の出力に接続される抵抗Ｒ３１２と、オペアンプ３１１の出力に接続される抵抗Ｒ３１３は、加算回路の入力部を構成する。抵抗Ｒ３１２と抵抗Ｒ３１３の中点、すなわち加算信号はオペアンプ３１４の反転入力に印加される。
【００２５】
オペアンプ３１４の反転入力と出力との間には、コンデンサＣ３１７が接続されている。このため、オペアンプ３１４は積分器を構成する。
積分器を構成するオペアンプ３１４の非反転入力には、バイアス電圧として、電源電圧＋Ｖｃｃの半分の電圧が印加される。
こうして、オペアンプ３１４はコンデンサＣ３０５の平均電圧を出力する。
このコンデンサＣ３０５の平均電圧は、磁石１０５等によってコイルＬ１０４に印加される磁界に応じて変化する。この仕組みの詳細については後述する。
【００２６】
オペアンプ３１４の出力信号は、抵抗Ｒ３１８を通じてオペアンプ３１９の非反転入力に接続される。
オペアンプ３１９の反転入力には、抵抗Ｒ３２０を通じて、オペアンプ３１４と同様に電源電圧＋Ｖｃｃの半分の電圧が印加される。このオペアンプ３１９は、反転入力側の抵抗Ｒ３２０と非反転入力側の抵抗Ｒ３１８の抵抗値が等しくなっており、周知の差動増幅回路を構成する。オペアンプ３１９の反転入力と出力との間に接続される帰還抵抗である抵抗Ｒ３２１は、反転入力側の抵抗Ｒ３２０と非反転入力側の抵抗Ｒ３１８の抵抗値と等しい抵抗値が採用される。
【００２７】
オペアンプ３１９の出力とコイルＬ１０４との間には、抵抗Ｒ３２２が接続される。抵抗Ｒ３２２は、コイルＬ１０４に流れる電流を検出する抵抗である。この抵抗Ｒ３２２の、コイルＬ１０４側の端子には、オペアンプ３２３の非反転入力が接続される。オペアンプ３２３の反転入力はそのまま出力と接続されており、オペアンプ３０７及び３１１と同様の、ボルテージフォロワを構成する。オペアンプ３２３の出力は抵抗Ｒ３２４を介してオペアンプ３１９の非反転入力に接続される。なお、オペアンプ３１９及びオペアンプ３２３は、コイルＬ１０４に対して正負の電流を供給できるよう正負の電源電圧が供給されている。
【００２８】
オペアンプ３１９、オペアンプ３２３、抵抗Ｒ３１８、抵抗Ｒ３２０、抵抗Ｒ３２１、抵抗Ｒ３２２、抵抗Ｒ３２４は、電圧電流変換回路を構成すると共に、検出部のフィードバック回路として機能する。つまり、オペアンプ３１４の出力電圧の変化に比例した電流を、コイルＬ１０４に流す。
この電圧電流変換回路は、Ｒ３１８／Ｒ３２４＝Ｒ３２１／Ｒ３２０となるときに、オペアンプ３１９の出力電流はコイルＬ１０４の直流抵抗値やコイルＬ１０４の両端電圧に依存しなくなることが知られている。
【００２９】
図４は、シーケンサ２０４のブロック図である。
シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。この周期的なパルスを出力するために、シーケンサ２０４は、クロック発生器４０１と、ループカウンタ４０２と、ＲＯＭ４０３とデコーダ４０４よりなる。
【００３０】
クロック発生器４０１は所定の周波数の矩形波のパルスを出力する。
ループカウンタ４０２は、クロック発生器４０１が生成するパルスを受けて、０から予め定められた数Ｎまで計数し、その計数値データを出力する。ループカウンタ４０２はＮまで計数すると、再び計数値を０に戻して、再度計数を繰り返す。
【００３１】
ループカウンタ４０２の計数値データはＲＯＭ４０３のアドレスとして入力される。ＲＯＭ４０３にはクロック発生器４０１のパルスも入力されるので、ＲＯＭ４０３に書き込まれているデータがアドレス０からＮまで順番に読み出される。データは、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４の種別と、出力する論理値の組み合わせである。
【００３２】
ＲＯＭ４０３から出力されるデータは、デコーダ４０４に入力される。デコーダ４０４は入力されるデータに従って、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４を出力する。
なお、シーケンサ２０４はこの構成に限らず、複数のカウンタとフリップフロップ等の論理回路を組み合わせて構成してもよいし、マイコンで構成してもよい。
【００３３】
［動作］
図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、磁気センサ１０１の動作原理を説明する図である。
図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）及び（ｇ）は、磁気センサ１０１の各部の波形図である。
先ず、図６（ａ）は制御パルス信号Ｐ１の波形であり、図６（ｂ）は制御パルス信号Ｐ２の波形であり、図６（ｃ）はサンプリングパルス信号Ｐ３の波形であり、図６（ｄ）はサンプリングパルス信号Ｐ４の波形である。
【００３４】
図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、それぞれ交互にオン・オフ動作する。また、制御パルス信号Ｐ１がオフになってから制御パルス信号Ｐ２がオンになる間（時点ｔ３からｔ７まで）と、制御パルス信号Ｐ２がオフになってから制御パルス信号Ｐ１がオンになる間（時点ｔ９からｔ１３まで）にはそれぞれ両者が共にオフになる期間が設けられている。この、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２が共にオフになっている期間に、サンプリングパルス信号Ｐ３とサンプリングパルス信号Ｐ４による、コンデンサＣ３０５及びコイルＬ１０４の両端電圧のサンプリングが行われる。
【００３５】
図５（ａ）は、制御パルス信号Ｐ１がオンになっている期間（時点ｔ１からｔ３まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオン制御するので、電源電圧＋ＶｃｃがコンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４に印加され、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。
【００３６】
図５（ｂ）は、図５（ａ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ１がオフになり、制御パルス信号Ｐ２もオフのままの期間（時点ｔ３からｔ７まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオフ制御すると、コイルＬ１０４にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が設けられている。
【００３７】
図５（ｃ）は、図５（ｂ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ２がオンになっている期間（時点ｔ７からｔ９まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオン制御するので、コンデンサＣ３０５に蓄積されていた電荷がコイルＬ１０４を通じて接地に流れ、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。
【００３８】
図５（ｄ）は、図５（ｃ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ２がオフになり、制御パルス信号Ｐ１もオフのままの期間（時点ｔ９からｔ１３まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオフ制御すると、コイルＬ１０４にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第一フリーホイールダイオードＤ３０３が設けられている。
【００３９】
以上、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）にて説明した回路の動作を踏まえて、図６（ｅ）、（ｆ）及び（ｇ）を説明する。
図６（ｅ）は、コンデンサＣ３０５に流れる電流の波形図である。図３において電流Ｉ５にて示している。
時点ｔ１で制御パルス信号Ｐ１がオンになると、図５（ａ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ１０４の特性により、電流は正方向に徐々に増加する。
コイルＬ１０４に電流が流れると、コイルＬ１０４に電流に比例する磁界が生じる。時点ｔ２において、電流がある値に至ると、コイルＬ１０４のヨーク２０１の透磁率が飽和し、コイルＬ１０４のインダクタンスは減少する。コイルＬ１０４のインダクタンスが減少すると、電流増加の傾きは急峻になる。
【００４０】
なお、制御パルス信号Ｐ１のパルス幅は、ヨークが十分飽和するまでの値が必要である。言い換えれば、パルス幅が狭いと磁気センサとして機能しない。コイルＬ１０４のインダクタンス及びクロック発生器４０１の周波数はこの条件を満たすために適切に設定されなければならない。
【００４１】
時点ｔ３で制御パルス信号Ｐ１がオフになると、図５（ｂ）の矢印に示す電流が流れる。時点ｔ２以降、ヨーク２０１の透磁率は飽和しているので、コイルＬ１０４に流れる電流は急激に減少するが、時点ｔ４になるとヨーク２０１に印加されている磁界が弱まって飽和状態が解消され、コイルＬ１０４のインダクタンスは増加する。コイルＬ１０４のインダクタンスが増加すると、電流減少の傾きは緩やかになって、時点ｔ５で電流はゼロになる。
【００４２】
コイルＬ１０４の過渡現象である時点ｔ１からｔ５までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ１０４が流した電流によって電荷が充電される。この、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を、コイルＬ１０４の過渡現象が終了したｔ５の後、シーケンサ２０４が時点ｔ６からサンプリングパルス信号Ｐ３を発生すると、サンプルホールド回路はｔ７の間までサンプリングする。
【００４３】
時点ｔ７で制御パルス信号Ｐ２がオンになると、図５（ｃ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ１０４の特性により、電流は負方向に徐々に増加する。
コイルＬ１０４に電流が流れると、コイルＬ１０４に電流に比例する磁界が生じる。時点ｔ８において、電流がある値に至ると、コイルＬ１０４のヨーク２０１の透磁率が飽和し、コイルＬ１０４のインダクタンスは減少する。コイルＬ１０４のインダクタンスが減少すると、電流増加の傾きは急峻になる。
【００４４】
時点ｔ９で制御パルス信号Ｐ２がオフになると、図５（ｄ）の矢印に示す電流が流れる。時点ｔ８以降、ヨーク２０１の透磁率は飽和しているので、コイルＬ１０４に流れる電流は急激に減少するが、時点ｔ１０になるとヨーク２０１に印加されている磁界が弱まって飽和状態が解消され、コイルＬ１０４のインダクタンスは増加する。コイルＬ１０４のインダクタンスが増加すると、電流現象の傾きは緩やかになって、時点ｔ１１で電流はゼロになる。
【００４５】
コイルＬ１０４の過渡現象である時点ｔ７からｔ１１までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ１０４が流した電流によって電荷が放電される。この、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を、コイルＬ１０４の過渡現象が終了したｔ１１の後、シーケンサ２０４が時点ｔ１２からサンプリングパルス信号Ｐ４を発生すると、サンプルホールド回路はｔ１３の間までサンプリングする。
【００４６】
図６（ｆ）は、コイルＬ１０４の両端電圧の波形図である。図３において電圧Ｅ６にて示している。
コイルＬ１０４の両端電圧は、コイルＬ１０４に印加される電圧のオン・オフに応じて、流れる電流を妨げる方向に現れる。したがって、時点ｔ１から時点ｔ３までは両端電圧が増加し、時点ｔ３に至るとそれまで印加されていた電圧とは逆方向の電圧（負方向の電圧）が発生する。そして、時点ｔ５に至って電圧がゼロ（グランド）に戻る。同様に、時点ｔ７から時点ｔ９までは両端電圧がマイナス方向に増加し、時点ｔ９に至るとそれまで印加されていた電圧とは逆方向の電圧（正方向の電圧）が発生する。そして、時点ｔ１１に至って電圧がゼロ（グランド）に戻る。この周期を繰り返す。
【００４７】
図６（ｇ）は、コイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５の両端電圧の波形図である。図３において電圧Ｅ７にて示している。
こうして、出力端子（オペアンプ３１４の出力）には、コイルＬ１０４に外部磁界が与えられていない状態では、＋Ｖｃｃ／２が出力される。
【００４８】
後述する電圧電流変換回路によるフィードバック回路が切断されている場合において、外部磁界がコイルＬ１０４に作用した場合は、次のように動作する。
制御パルス信号Ｐ１がオンになったときの電流によるコイルＬ１０４内の磁界と外部磁界が同じ向きの場合、ヨーク２０１が飽和する時点ｔ２が早まり、時点ｔ３におけるピーク電流が増加する。その結果、コンデンサＣ３０５の充電電圧が増加する。
一方、制御パルス信号Ｐ２がオンになったときの電流によるコイルＬ１０４内の磁界と外部磁界が同じ向きの場合、ヨーク２０１が飽和する時点ｔ２が遅れ、時点ｔ３におけるピーク電流が減少する。その結果、コンデンサＣ３０５の充電電圧が減少する。
結局、放電より充電が勝り、コンデンサＣ３０５の平均電圧は上昇する。外部磁界が逆極性の場合も同様に説明できる。このように、コンデンサＣ３０５の平均電圧は、外部磁界の極性と強さに応じて＋Ｖｃｃ／２を中心にオフセットする。
【００４９】
［フィードバックの動作］
本実施形態の検出部２０３には、フィードバックとしての電圧電流変換回路が設けられている。このフィードバックの動作を説明する。
電圧電流変換回路を構成するオペアンプ３１９の出力電流は、抵抗Ｒ３１８に印加される電圧と抵抗Ｒ３２０に印加される電圧の差に比例する。
今、コイルＬ１０４に外部磁界が与えられていない状態においては、図６（ｆ）で説明したように、コイルＬ１０４の端子間電圧は０Ｖを中心に遷移する。そして、コイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５の端子間電圧（電圧Ｅ７）をサンプルホールド回路（コンデンサＣ３０６とオペアンプ３０７、及びコンデンサＣ３０９とオペアンプ３１１）で取得した後、積分回路（オペアンプ３１４とコンデンサＣ３１７）で積分すると、オペアンプ３１４は＋Ｖｃｃ／２を出力する。したがって、オペアンプ３１９が出力する電流は０ｍＡである。
【００５０】
上述の状態から、コイルＬ１０４に外部磁界を与える。今、オペアンプ３１４の出力電圧が＋Ｖｃｃ／２の状態から正方向にオフセットしたとする。すると、オペアンプ３１９はオフセットした分の電位差に比例する電流をコイルＬ１０４に流す。この電流は、コイルＬ１０４に外部磁界を打ち消す方向の磁界を発生させる。このため、コイルＬ１０４はこのフィードバックによって、常にゼロ磁界の状態を維持することとなる。
【００５１】
前述の通り、外部磁界の極性と強さは、電圧電流変換回路から流れる電流に比例する。すなわち、積分回路を構成するオペアンプ３１４の出力電圧は、外部磁界の極性と強さに比例した電圧になる。そして、コイルＬ１０４には外部磁界を打ち消す方向の磁界が発生することから、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２によって発生する駆動パルスによって生じる正負ピーク電流の和は常にゼロになる。つまり、図６（ｅ）の電流波形はコイルＬ１０４に外部磁界を印加しても変化しなくなる。また、電圧波形である図６（ｆ）及び（ｇ）の波形も外部磁界を与えても変化しない。
【００５２】
電圧電流変換回路を構成するオペアンプ３１９の出力インピーダンスは理論的に無限大である。このため、コイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５の接続点に電圧電流変換回路を接続しても、交流的な影響は皆無である。
また、コイルＬ１０４に電流電圧変換回路から電流を流すと、コイルＬ１０４には電圧が発生する。しかし、この電圧はＤＣ成分であることから、コンデンサＣ３０５で分離される。したがって、後続のサンプルホールド回路等には影響を与えない。
コイルＬ１０４のヨーク２０１の磁気特性が温度変化によって変化したとしても、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、正負対称の磁気特性のバランスが維持される。したがって、温度特性は良好である。また、コイルＬ１０４に流す電流は、外部磁界に比例し、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、ヨーク２０１の磁気特性の制限をを受けずに良好な直線性を得ることが出来る。
【００５３】
第一の実施形態の検出部２０３の特徴は、特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容と異なり、図５（ａ）乃至（ｄ）及び図６（ｇ）にて説明したように、コイルＬ１０４及びコンデンサＣ３０５には交流的には双方向の電流が流れると共に、直流的にはゼロ磁界が維持される、という点である。つまり、回路定数が変化した場合でも検出電圧の変化が電流方向の違いでそれぞれ同じ大きさになり相殺されるので、無磁界状態のオフセットが殆ど生じない。したがって、従来技術のようにコイルＬ１０４を二つ並べてオフセットキャンセルを行う必要がなく、コイルＬ１０４一つだけで磁界を正しく検出できる。
【００５４】
［第二の実施形態］
図７は、本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
磁気センサ７０１は、樹脂モールドされた回路を内蔵した一体型のセンサとして形成されている。
磁気センサ７０１の検出突起７０１ａの中にはパーマロイのヨークに巻かれたコイルＬ１０４が内蔵されている。
この検出突起７０１ａに磁石１０５を近接すると、アナログの検出信号が得られる。
【００５５】
図８は、磁気センサ７０１の回路図である。
第二の実施形態の磁気センサ７０１は、第一の実施形態の磁気センサ７０１と比較すると、シーケンサ２０４がなくなっている。
【００５６】
発振回路８０１は、所定の周波数の矩形波を出力する。発振回路８０１の出力信号は、抵抗Ｒ８０２を通じてオペアンプ８０３の反転入力に入力される。オペアンプ８０３は帰還抵抗である抵抗Ｒ８０４と共に反転増幅器を構成する。発振回路８０１、抵抗Ｒ８０２、オペアンプ８０３及び抵抗Ｒ８０４は、駆動回路８１５ともいえる。
【００５７】
オペアンプ８０３の出力信号はコイルＬ１０４に供給される。コイルＬ１０４はコンデンサＣ３０５と接続されている。そして、コンデンサＣ３０５は帰還抵抗である抵抗Ｒ８０５と共に電流電圧変換回路８１６を構成するオペアンプ８０６の反転入力に接続される。
【００５８】
オペアンプ８０６の出力信号は、ダイオードＤ８０７のアノードと、ダイオードＤ８０８のカソードに接続される。
ダイオードＤ８０７は出力信号の正方向の電圧を通過させるので、コンデンサＣ８０９には正方向の電荷が蓄積され、結果的にコンデンサＣ８０９には出力信号の正方向のピーク電圧が現れることとなる。
同様に、ダイオードＤ８０８は出力信号の負方向の電圧を通過させるので、コンデンサＣ８１０には負方向の電荷が蓄積され、結果的にコンデンサＣ８１０には出力信号の負方向のピーク電圧が現れることとなる。
ダイオードＤ８０７、ダイオードＤ８０８、コンデンサＣ８０９及びコンデンサＣ８１０は、正負ピーク検出回路８１７ともいえる。
【００５９】
コンデンサＣ８０９とコンデンサＣ８１０の端子間電圧は、それぞれ抵抗Ｒ８１１と抵抗Ｒ８１２よりなる加算回路を通じて、オペアンプ３１４の反転入力に供給される。オペアンプ３１４はコンデンサＣ３１７と共に積分回路８１８を構成し、コンデンサＣ８０９とコンデンサＣ８１０の端子間電圧の和の電圧を出力する。
【００６０】
オペアンプ３１４の出力信号は、抵抗Ｒ３１８を通じて電圧電流変換回路８１９を構成するオペアンプ３１９の非反転入力に接続される。電圧電流変換回路８１９の構成は、オペアンプ３１９の非反転入力に接地電位が接続される以外は、第一の実施形態と同じなので、詳細は割愛する。
【００６１】
［動作］
図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、磁気センサ７０１の各部の波形図である。
図９（ａ）は、オペアンプ８０３の出力信号電圧の波形図である。図８の計測点Ｅ１１である。グランドを中心に矩形波が出力されていることが判る。
図９（ｂ）は、オペアンプ８０６の出力信号電圧の波形図である。図８の計測点Ｅ１２である。つまり、コンデンサＣ３０５に流れる電流の波形でもある。図６（ｅ）と同様に、ヨーク２０１が飽和することによって電流波形の傾きが途中から急峻になっている。
【００６２】
図９（ｃ）は、ダイオードＤ８０７の出力信号電圧の波形図である。図８の計測点Ｅ１３である。図９（ｂ）に示す波形の電圧が、ダイオードＤ８０７のオン電圧を超えると、ダイオードＤ８０７は導通し、コンデンサＣ８０９に電流が流れる。そして、コンデンサＣ８０９の端子間電圧は、図９（ｂ）に示す波形の電圧がダイオードＤ８０７のオン電圧に至る次の周期まで、抵抗Ｒ８１１とオペアンプ３１４を通じてコンデンサＣ８０９の電荷が徐々に放電されることで、徐々に低下する。
図９（ｄ）は、ダイオードＤ８０８の出力信号電圧の波形図である。図９（ｂ）に示す波形の電圧が、ダイオードＤ８０８のオン電圧を超えると、ダイオードＤ８０８は導通し、コンデンサＣ８１０に電流が流れる。そして、コンデンサＣ８１０の端子間電圧は、図９（ｂ）に示す波形の電圧がダイオードＤ８０８のオン電圧に至る次の周期まで、抵抗Ｒ８１２とオペアンプ３１４を通じてコンデンサＣ８１０の電荷が徐々に放電されることで、徐々に低下する。
【００６３】
図８の回路の場合、コイルＬ１０４に外部磁界が与えられていない状態においては、出力端子には０Ｖが出力される。この点以外は、第一の実施形態と動作は同じである。
この、第二の実施形態の磁気センサ７０１は、第一の実施形態の磁気センサ７０１と比べると、シーケンサ２０４が不要になっている点、及びオペアンプも省略されている点等から、回路構成がシンプルになっているので、装置の低コスト化が容易である。
【００６４】
図８に示した駆動回路８１５、電流電圧変換回路８１６、正負ピーク検出回路８１７、積分回路８１８及び電圧電流変換回路８１９は、第一の実施形態の検出部２０３にも存在する。
駆動回路８１５は、図３の第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２、そしてシーケンサ２０４が該当する。
電流電圧変換回路８１６は、図３のコンデンサＣ３０５がこれを兼用している。
正負ピーク検出回路８１７は、図３の第三スイッチ３０８、第四スイッチ３１０、コンデンサＣ３０６、オペアンプ３０７、コンデンサＣ３０９、オペアンプ３１１が該当する。
積分回路８１８は、図３のオペアンプ３１４とコンデンサＣ３１７が該当する。
電圧電流変換回路８１９は、図３の抵抗Ｒ３１８、オペアンプ３１９、抵抗Ｒ３２０、抵抗Ｒ３２１、抵抗Ｒ３２２、オペアンプ３２３及び抵抗Ｒ３２４が該当する。
【００６５】
上述の実施形態の他、以下のような応用例が考えられる。
（１）検出部２０３及び磁気センサ７０１では、第一スイッチ３０１及び抵抗Ｒ３１５に印加される電圧は電源電圧であったが、これは必ずしも電源電圧である必要はない。これら素子に印加する電圧をどのように決定するかは設計的事項である。
【００６６】
（２）ヨーク２０１はパーマロイであったが、透磁率が高く、且つ飽和磁束密度の小さい材料であればこれに限られない。例えば、アモルファス合金等が挙げられる。
【００６７】
本実施形態では、磁気センサを開示した。
ヨーク２０１を伴うコイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５を直列接続した回路に対し、矩形波を供給する。矩形波の周期内でヨーク２０１に飽和現象を発生させ、その電流変化を電流電圧変換回路を通じて検出した後、積分する。この積分出力信号に基づく電流を電圧電流変換回路で作り、コイルＬ１０４にフィードバックさせる。フィードバック電流は外部磁界に比例するので、直線性の良い磁気センサを得ることができる。
【００６８】
単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持つことにより、コイルＬ１０４のヨーク２０１の磁気特性が温度変化によって変化したとしても、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、正負対称の磁気特性のバランスが維持される。したがって、温度特性は良好である。また、コイルＬ１０４に流す電流は外部磁界に比例し、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、ヨーク２０１の磁気特性の制限を受けずに良好な直線性を得ることが出来る。こうして、低コスト且つ高精度な磁気センサを実現できる。
【００６９】
以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
【符号の説明】
【００７０】
１０１…磁気センサ、１０２…回路ブロック、１０３…ケーブル、１０５…磁石、２０１…ヨーク、２０３…検出部、２０４…シーケンサ、３０１…第一スイッチ、３０２…第二スイッチ、３０７…オペアンプ、３０８…第三スイッチ、３１０…第四スイッチ、３１１…オペアンプ、３１４…オペアンプ、３１９…オペアンプ、３２３…オペアンプ、４０１…クロック発生器、４０２…ループカウンタ、４０３…ＲＯＭ、４０４…デコーダ、７０１…磁気センサ、８０１…発振回路、８０３…オペアンプ、８０６…オペアンプ、８１５…駆動回路、８１６…電流電圧変換回路、８１７…正負ピーク検出回路、８１８…積分回路、８１９…電圧電流変換回路、Ｃ３０５…コンデンサ、Ｃ３０６…コンデンサ、Ｃ３０９…コンデンサ、Ｃ３１７…コンデンサ、Ｃ８０９…コンデンサ、Ｃ８１０…コンデンサ、Ｄ３０３…第一フリーホイールダイオード、Ｄ３０４…第二フリーホイールダイオード、Ｄ８０７…ダイオード、Ｄ８０８…ダイオード、Ｌ１０４…コイル、Ｒ３１２…抵抗、Ｒ３１３…抵抗、Ｒ３１５…抵抗、Ｒ３１６…抵抗、Ｒ３１８…抵抗、Ｒ３２０…抵抗、Ｒ３２１…抵抗、Ｒ３２２…抵抗、Ｒ３２４…抵抗、Ｒ８０２…抵抗、Ｒ８０４…抵抗、Ｒ８０５…抵抗、Ｒ８１１…抵抗、Ｒ８１２…抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気センサに関する。
より詳細には、高感度のアクティブ型磁気センサに、単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持つことで、少ないハードウェアリソースで安定した特性を実現する、新規な磁気センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
出願人は、周知のホール素子と比べて感度で三桁以上の高感度特性を実現する、アクティブ型磁気センサを製造販売している。以下、このアクティブ型磁気センサの動作原理について説明する。
【０００３】
図１０（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、出願人が製造販売する磁気センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。
図１０（ａ）は磁気センサの原理を説明する回路図であり、図１０（ｂ）は図１０（ａ）の回路のスイッチＳＷの状態を示す図であり、図１０（ｃ）は図１０（ａ）の回路のコンデンサＣの両端電圧の過渡応答特性を示すグラフである。
【０００４】
図１０（ａ）に示すように、直流電源Ｅに、スイッチＳＷ、抵抗Ｒ、コイルＬとコンデンサＣを直列に接続し、図１０（ｂ）に示すようにスイッチをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧は、図１０（ｃ）に示すように、コイルＬの作用で徐々に増加して、その後振動しながらある一定の電圧に収束する。これは典型的なステップ応答の波形である。
この電圧波形の、スイッチＳＷをオン操作した直後の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが大きいほど緩やかになり、コイルＬのインダクタンスが小さいほど急峻になることは周知である。
本出願人の磁気センサは、このコイルのインダクタンスの変化を過渡応答現象から得ることで実現している。
【０００５】
コイルの中心に透磁率の高いヨーク（継鉄）を介在させると、コイルのインダクタンスは増加する。透磁率の高い磁性材料として、磁気ヘッドで周知のパーマロイがある。このパーマロイには、高い透磁率の他に、強い磁界を与えるとある時点以降は磁束密度がそれ以上増えず、実質的に透磁率がゼロになる、という特性がある。強磁性体には強い磁界を与えると磁化して磁束密度がそれ以上増えない、飽和磁束密度が存在するが、パーマロイの場合は残留磁束密度が小さいので、トランスやコイル等のヨークとして用いるに適した材料である。そこで、ヨークにパーマロイを用いたコイルを用意して、外部から磁界を加える時と加えない時とで、インダクタンスの変化を検出すると、磁気センサが実現できる。
【０００６】
図１０（ｄ）は、パーマロイをヨークに用いたコイルの、外部から印加する磁界の強さに対する、磁束密度の関係を示すグラフ（Ｂ−Ｈ曲線）である。
コイルに電流を流さない状態で外部磁界を印加すると、ヨークの磁束密度は飽和磁束密度に至るとそれ以上増えなくなる（Ｓ１００１）。
コイルに正方向の電流を流した状態で、ヨークに正方向の磁界を与えて、同様にヨークの磁束密度を見ると、電流で正方向の磁界が発生している分だけ磁束密度は正方向にオフセットして、電流が流れていない状態よりも弱い外部磁界で、飽和磁束密度に達する（Ｓ１００２）。
コイルに逆方向の電流を流した状態で、ヨークに正方向の磁界を与えて、同様にヨークの磁束密度を見ると、電流で負方向の磁界が発生している分だけ磁束密度は負方向にオフセットして、電流が流れていない状態よりも強い外部磁界で、飽和磁束密度に達する（Ｓ１００３）。
このように、パーマロイをヨークに用いたコイルは、正方向、負方向の両方向の磁界を区別して検出できるセンサとして応用できる。
特許文献１及び特許文献２は、上述の技術を応用した、本願発明者による磁気センサを用いた電流センサの先行技術文献である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許３９０７４８８号公報
【特許文献２】特開２００１−１５３８９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容は、コイルのインダクタンスの変化をステップ応答特性を利用して検出するための技術が共通する。コンデンサと直列接続されているコイルにパルス状の直流電圧を連続的に印加し、コイルの電流変化を捉える。特許文献１及び特許文献２は、ダイオードを用いた包絡線検波で電流変化を検出している。
【０００９】
これら従来技術に用いられている検出回路は、ヨークの磁気特性の制約から直線性の良好な範囲が制限され、また回路定数やヨークの磁気特性が温度によって変化するため出力電圧が温度によって変動する問題があった。
【００１０】
本発明は単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持つことでかかる課題を解決し、小型でありながら高精度な磁気センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の磁気センサは、矩形波を出力する駆動回路と、駆動回路に接続される、ヨークを伴うコイルと、コイルに直列接続されるコンデンサと、コイルの電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力信号の正方向ピークの電圧及び負方向ピークの電圧を検出する正負ピーク検出回路と、正負ピーク検出回路が出力する正方向ピークの電圧及び負方向ピークの電圧を加算して積分する積分回路と、積分回路の出力電圧を電流に変換してコイルとコンデンサとの接続点に供給する電圧電流変換回路とを具備する。
【００１２】
コイルとコンデンサを直列接続した回路に対し、所定の電圧と接地とを交互に接続する。また、フリーホイールダイオードを二つ設けて、電圧或は接地から切断した直後にコイルから生じる起電力を受け流し、コンデンサに電荷を蓄積させると共に回路を安定化させる。その後、コンデンサ或はコンデンサとコイルの直列接続よりなる負荷の両端電圧を取得して、コイル電流による磁界と外部磁界が同一極性の状態と逆極性の状態との電圧を比較して、磁界の有無と方向を検出する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明により、単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持ち、小型でありながら高精度な磁気センサを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第一の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
【図２】磁気センサのブロック図である。
【図３】検出部の回路図である。
【図４】シーケンサのブロック図である。
【図５】磁気センサの動作原理を説明する図である。
【図６】磁気センサの各部の波形図である。
【図７】本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
【図８】磁気センサの回路図である。
【図９】磁気センサの各部の波形図である。
【図１０】出願人が製造販売する磁気センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
［第一の実施形態］
図１は、本発明の第一の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
磁気センサ１０１は、樹脂モールドされた回路ブロック１０２と、ケーブル１０３を通じて回路ブロック１０２に接続されているコイルＬ１０４よりなる。コイルＬ１０４はパーマロイのヨークに巻かれている。
このコイルＬ１０４に磁石１０５を近接すると、アナログの検出信号が得られる。
【００１６】
図２は、磁気センサ１０１のブロック図である。
磁気センサ１０１は、ヨーク２０１に巻かれたコイルＬ１０４のインダクタンスの変化を検出する検出部２０３と、この検出部２０３に一定周期のパルスを複数出力するシーケンサ２０４よりなる。シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。
【００１７】
図３は、検出部２０３の回路図である。
第一スイッチ３０１は第二スイッチ３０２に直列接続され、電源電圧＋Ｖｃｃが印加される。第二スイッチ３０２は第一スイッチ３０１と接地との間に接続される。
第一スイッチ３０１及び第二スイッチ３０２はトランジスタスイッチである。
【００１８】
第一スイッチ３０１はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ１によってオン・オフ制御される。同様に、第二スイッチ３０２はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ２によってオン・オフ制御される。制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、互いにオン・オフ動作するので、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２が同時にオン動作することはない。
【００１９】
第一スイッチ３０１には、第一フリーホイールダイオードＤ３０３が並列接続されている。同様に、第二スイッチ３０２には、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が並列接続されている。
【００２０】
第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４が直列接続されている。コイルＬ１０４はその一端が接地される。
第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を検出するための回路として、二つのサンプルホールド回路が接続されている。
【００２１】
サンプルホールド回路は、第一サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０６とオペアンプ３０７、及び第二サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０９とオペアンプ３１１で構成される。オペアンプ３０７及び３１１は帰還抵抗がゼロの非反転増幅器、すなわちボルテージフォロワを構成し、コンデンサＣ３０６とコイルＬ１０４の両端電圧をそのまま出力する。
【００２２】
コンデンサＣ３０６とコンデンサＣ３０５との間には、第三スイッチ３０８が介在する。第三スイッチ３０８はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ３によってオン・オフ制御されるトランジスタスイッチである。
コンデンサＣ３０９とコンデンサＣ３０５との間には、第四スイッチ３１０が介在する。第四スイッチ３１０はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ４によってオン・オフ制御されるトランジスタスイッチである。
【００２３】
コンデンサＣ３０６とＣ３０９は、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を取得する際、コンデンサＣ３０５に蓄積されている電荷の量を大きく変化させないために、コンデンサＣ３０５と比べると十分小さな静電容量である必要がある。一例として、Ｃ３０５の１００分の１以下であることが望ましい。
【００２４】
サンプルホールド回路を構成するオペアンプ３０７の出力とオペアンプ３１１の出力は、加算回路に入力される。
オペアンプ３０７の出力に接続される抵抗Ｒ３１２と、オペアンプ３１１の出力に接続される抵抗Ｒ３１３は、加算回路の入力部を構成する。抵抗Ｒ３１２と抵抗Ｒ３１３の中点、すなわち加算信号はオペアンプ３１４の反転入力に印加される。
【００２５】
オペアンプ３１４の反転入力と出力との間には、コンデンサＣ３１７が接続されている。このため、オペアンプ３１４は積分器を構成する。
積分器を構成するオペアンプ３１４の非反転入力には、バイアス電圧として、電源電圧＋Ｖｃｃの半分の電圧が印加される。
こうして、オペアンプ３１４はコンデンサＣ３０５の平均電圧を出力する。
このコンデンサＣ３０５の平均電圧は、磁石１０５等によってコイルＬ１０４に印加される磁界に応じて変化する。この仕組みの詳細については後述する。
【００２６】
オペアンプ３１４の出力信号は、抵抗Ｒ３１８を通じてオペアンプ３１９の非反転入力に接続される。
オペアンプ３１９の反転入力には、抵抗Ｒ３２０を通じて、オペアンプ３１４と同様に電源電圧＋Ｖｃｃの半分の電圧が印加される。このオペアンプ３１９は、反転入力側の抵抗Ｒ３２０と非反転入力側の抵抗Ｒ３１８の抵抗値が等しくなっており、周知の差動増幅回路を構成する。オペアンプ３１９の反転入力と出力との間に接続される帰還抵抗である抵抗Ｒ３２１は、反転入力側の抵抗Ｒ３２０と非反転入力側の抵抗Ｒ３１８の抵抗値と等しい抵抗値が採用される。
【００２７】
オペアンプ３１９の出力とコイルＬ１０４との間には、抵抗Ｒ３２２が接続される。抵抗Ｒ３２２は、コイルＬ１０４に流れる電流を検出する抵抗である。この抵抗Ｒ３２２の、コイルＬ１０４側の端子には、オペアンプ３２３の非反転入力が接続される。オペアンプ３２３の反転入力はそのまま出力と接続されており、オペアンプ３０７及び３１１と同様の、ボルテージフォロワを構成する。オペアンプ３２３の出力は抵抗Ｒ３２４を介してオペアンプ３１９の非反転入力に接続される。なお、オペアンプ３１９及びオペアンプ３２３は、コイルＬ１０４に対して正負の電流を供給できるよう正負の電源電圧が供給されている。
【００２８】
オペアンプ３１９、オペアンプ３２３、抵抗Ｒ３１８、抵抗Ｒ３２０、抵抗Ｒ３２１、抵抗Ｒ３２２、抵抗Ｒ３２４は、電圧電流変換回路を構成すると共に、検出部のフィードバック回路として機能する。つまり、オペアンプ３１４の出力電圧の変化に比例した電流を、コイルＬ１０４に流す。
この電圧電流変換回路は、Ｒ３１８／Ｒ３２４＝Ｒ３２１／Ｒ３２０となるときに、オペアンプ３１９の出力電流はコイルＬ１０４の直流抵抗値やコイルＬ１０４の両端電圧に依存しなくなることが知られている。
【００２９】
図４は、シーケンサ２０４のブロック図である。
シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。この周期的なパルスを出力するために、シーケンサ２０４は、クロック発生器４０１と、ループカウンタ４０２と、ＲＯＭ４０３とデコーダ４０４よりなる。
【００３０】
クロック発生器４０１は所定の周波数の矩形波のパルスを出力する。
ループカウンタ４０２は、クロック発生器４０１が生成するパルスを受けて、０から予め定められた数Ｎまで計数し、その計数値データを出力する。ループカウンタ４０２はＮまで計数すると、再び計数値を０に戻して、再度計数を繰り返す。
【００３１】
ループカウンタ４０２の計数値データはＲＯＭ４０３のアドレスとして入力される。ＲＯＭ４０３にはクロック発生器４０１のパルスも入力されるので、ＲＯＭ４０３に書き込まれているデータがアドレス０からＮまで順番に読み出される。データは、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４の種別と、出力する論理値の組み合わせである。
【００３２】
ＲＯＭ４０３から出力されるデータは、デコーダ４０４に入力される。デコーダ４０４は入力されるデータに従って、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４を出力する。
なお、シーケンサ２０４はこの構成に限らず、複数のカウンタとフリップフロップ等の論理回路を組み合わせて構成してもよいし、マイコンで構成してもよい。
【００３３】
［動作］
図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、磁気センサ１０１の動作原理を説明する図である。
図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）及び（ｇ）は、磁気センサ１０１の各部の波形図である。
先ず、図６（ａ）は制御パルス信号Ｐ１の波形であり、図６（ｂ）は制御パルス信号Ｐ２の波形であり、図６（ｃ）はサンプリングパルス信号Ｐ３の波形であり、図６（ｄ）はサンプリングパルス信号Ｐ４の波形である。
【００３４】
図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、それぞれ交互にオン・オフ動作する。また、制御パルス信号Ｐ１がオフになってから制御パルス信号Ｐ２がオンになる間（時点ｔ３からｔ７まで）と、制御パルス信号Ｐ２がオフになってから制御パルス信号Ｐ１がオンになる間（時点ｔ９からｔ１３まで）にはそれぞれ両者が共にオフになる期間が設けられている。この、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２が共にオフになっている期間に、サンプリングパルス信号Ｐ３とサンプリングパルス信号Ｐ４による、コンデンサＣ３０５及びコイルＬ１０４の両端電圧のサンプリングが行われる。
【００３５】
図５（ａ）は、制御パルス信号Ｐ１がオンになっている期間（時点ｔ１からｔ３まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオン制御するので、電源電圧＋ＶｃｃがコンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４に印加され、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。
【００３６】
図５（ｂ）は、図５（ａ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ１がオフになり、制御パルス信号Ｐ２もオフのままの期間（時点ｔ３からｔ７まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオフ制御すると、コイルＬ１０４にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が設けられている。
【００３７】
図５（ｃ）は、図５（ｂ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ２がオンになっている期間（時点ｔ７からｔ９まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオン制御するので、コンデンサＣ３０５に蓄積されていた電荷がコイルＬ１０４を通じて接地に流れ、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。
【００３８】
図５（ｄ）は、図５（ｃ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ２がオフになり、制御パルス信号Ｐ１もオフのままの期間（時点ｔ９からｔ１３まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオフ制御すると、コイルＬ１０４にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第一フリーホイールダイオードＤ３０３が設けられている。
【００３９】
以上、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）にて説明した回路の動作を踏まえて、図６（ｅ）、（ｆ）及び（ｇ）を説明する。
図６（ｅ）は、コンデンサＣ３０５に流れる電流の波形図である。図３において電流Ｉ５にて示している。
時点ｔ１で制御パルス信号Ｐ１がオンになると、図５（ａ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ１０４の特性により、電流は正方向に徐々に増加する。
コイルＬ１０４に電流が流れると、コイルＬ１０４に電流に比例する磁界が生じる。時点ｔ２において、電流がある値に至ると、コイルＬ１０４のヨーク２０１の透磁率が飽和し、コイルＬ１０４のインダクタンスは減少する。コイルＬ１０４のインダクタンスが減少すると、電流増加の傾きは急峻になる。
【００４０】
なお、制御パルス信号Ｐ１のパルス幅は、ヨークが十分飽和するまでの値が必要である。言い換えれば、パルス幅が狭いと磁気センサとして機能しない。コイルＬ１０４のインダクタンス及びクロック発生器４０１の周波数はこの条件を満たすために適切に設定されなければならない。
【００４１】
時点ｔ３で制御パルス信号Ｐ１がオフになると、図５（ｂ）の矢印に示す電流が流れる。時点ｔ２以降、ヨーク２０１の透磁率は飽和しているので、コイルＬ１０４に流れる電流は急激に減少するが、時点ｔ４になるとヨーク２０１に印加されている磁界が弱まって飽和状態が解消され、コイルＬ１０４のインダクタンスは増加する。コイルＬ１０４のインダクタンスが増加すると、電流減少の傾きは緩やかになって、時点ｔ５で電流はゼロになる。
【００４２】
コイルＬ１０４の過渡現象である時点ｔ１からｔ５までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ１０４が流した電流によって電荷が充電される。この、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を、コイルＬ１０４の過渡現象が終了したｔ５の後、シーケンサ２０４が時点ｔ６からサンプリングパルス信号Ｐ３を発生すると、サンプルホールド回路はｔ７の間までサンプリングする。
【００４３】
時点ｔ７で制御パルス信号Ｐ２がオンになると、図５（ｃ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ１０４の特性により、電流は負方向に徐々に増加する。
コイルＬ１０４に電流が流れると、コイルＬ１０４に電流に比例する磁界が生じる。時点ｔ８において、電流がある値に至ると、コイルＬ１０４のヨーク２０１の透磁率が飽和し、コイルＬ１０４のインダクタンスは減少する。コイルＬ１０４のインダクタンスが減少すると、電流増加の傾きは急峻になる。
【００４４】
時点ｔ９で制御パルス信号Ｐ２がオフになると、図５（ｄ）の矢印に示す電流が流れる。時点ｔ８以降、ヨーク２０１の透磁率は飽和しているので、コイルＬ１０４に流れる電流は急激に減少するが、時点ｔ１０になるとヨーク２０１に印加されている磁界が弱まって飽和状態が解消され、コイルＬ１０４のインダクタンスは増加する。コイルＬ１０４のインダクタンスが増加すると、電流現象の傾きは緩やかになって、時点ｔ１１で電流はゼロになる。
【００４５】
コイルＬ１０４の過渡現象である時点ｔ７からｔ１１までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ１０４が流した電流によって電荷が放電される。この、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０４の両端電圧を、コイルＬ１０４の過渡現象が終了したｔ１１の後、シーケンサ２０４が時点ｔ１２からサンプリングパルス信号Ｐ４を発生すると、サンプルホールド回路はｔ１３の間までサンプリングする。
【００４６】
図６（ｆ）は、コイルＬ１０４の両端電圧の波形図である。図３において電圧Ｅ６にて示している。
コイルＬ１０４の両端電圧は、コイルＬ１０４に印加される電圧のオン・オフに応じて、流れる電流を妨げる方向に現れる。したがって、時点ｔ１から時点ｔ３までは両端電圧が増加し、時点ｔ３に至るとそれまで印加されていた電圧とは逆方向の電圧（負方向の電圧）が発生する。そして、時点ｔ５に至って電圧がゼロ（グランド）に戻る。同様に、時点ｔ７から時点ｔ９までは両端電圧がマイナス方向に増加し、時点ｔ９に至るとそれまで印加されていた電圧とは逆方向の電圧（正方向の電圧）が発生する。そして、時点ｔ１１に至って電圧がゼロ（グランド）に戻る。この周期を繰り返す。
【００４７】
図６（ｇ）は、コイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５の両端電圧の波形図である。図３において電圧Ｅ７にて示している。
こうして、出力端子（オペアンプ３１４の出力）には、コイルＬ１０４に外部磁界が与えられていない状態では、＋Ｖｃｃ／２が出力される。
【００４８】
後述する電圧電流変換回路によるフィードバック回路が切断されている場合において、外部磁界がコイルＬ１０４に作用した場合は、次のように動作する。
制御パルス信号Ｐ１がオンになったときの電流によるコイルＬ１０４内の磁界と外部磁界が同じ向きの場合、ヨーク２０１が飽和する時点ｔ２が早まり、時点ｔ３におけるピーク電流が増加する。その結果、コンデンサＣ３０５の充電電圧が増加する。
一方、制御パルス信号Ｐ２がオンになったときの電流によるコイルＬ１０４内の磁界と外部磁界が同じ向きの場合、ヨーク２０１が飽和する時点ｔ２が遅れ、時点ｔ３におけるピーク電流が減少する。その結果、コンデンサＣ３０５の充電電圧が減少する。
結局、放電より充電が勝り、コンデンサＣ３０５の平均電圧は上昇する。外部磁界が逆極性の場合も同様に説明できる。このように、コンデンサＣ３０５の平均電圧は、外部磁界の極性と強さに応じて＋Ｖｃｃ／２を中心にオフセットする。
【００４９】
［フィードバックの動作］
本実施形態の検出部２０３には、フィードバックとしての電圧電流変換回路が設けられている。このフィードバックの動作を説明する。
電圧電流変換回路を構成するオペアンプ３１９の出力電流は、抵抗Ｒ３１８に印加される電圧と抵抗Ｒ３２０に印加される電圧の差に比例する。
今、コイルＬ１０４に外部磁界が与えられていない状態においては、図６（ｆ）で説明したように、コイルＬ１０４の端子間電圧は０Ｖを中心に遷移する。そして、コイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５の端子間電圧（電圧Ｅ７）をサンプルホールド回路（コンデンサＣ３０６とオペアンプ３０７、及びコンデンサＣ３０９とオペアンプ３１１）で取得した後、積分回路（オペアンプ３１４とコンデンサＣ３１７）で積分すると、オペアンプ３１４は＋Ｖｃｃ／２を出力する。したがって、オペアンプ３１９が出力する電流は０ｍＡである。
【００５０】
上述の状態から、コイルＬ１０４に外部磁界を与える。今、オペアンプ３１４の出力電圧が＋Ｖｃｃ／２の状態から正方向にオフセットしたとする。すると、オペアンプ３１９はオフセットした分の電位差に比例する電流をコイルＬ１０４に流す。この電流は、コイルＬ１０４に外部磁界を打ち消す方向の磁界を発生させる。このため、コイルＬ１０４はこのフィードバックによって、常にゼロ磁界の状態を維持することとなる。
【００５１】
前述の通り、外部磁界の極性と強さは、電圧電流変換回路から流れる電流に比例する。すなわち、積分回路を構成するオペアンプ３１４の出力電圧は、外部磁界の極性と強さに比例した電圧になる。そして、コイルＬ１０４には外部磁界を打ち消す方向の磁界が発生することから、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２によって発生する駆動パルスによって生じる正負ピーク電流の和は常にゼロになる。つまり、図６（ｅ）の電流波形はコイルＬ１０４に外部磁界を印加しても変化しなくなる。また、電圧波形である図６（ｆ）及び（ｇ）の波形も外部磁界を与えても変化しない。
【００５２】
電圧電流変換回路を構成するオペアンプ３１９の出力インピーダンスは理論的に無限大である。このため、コイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５の接続点に電圧電流変換回路を接続しても、交流的な影響は皆無である。
また、コイルＬ１０４に電流電圧変換回路から電流を流すと、コイルＬ１０４には電圧が発生する。しかし、この電圧はＤＣ成分であることから、コンデンサＣ３０５で分離される。したがって、後続のサンプルホールド回路等には影響を与えない。
コイルＬ１０４のヨーク２０１の磁気特性が温度変化によって変化したとしても、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、正負対称の磁気特性のバランスが維持される。したがって、温度特性は良好である。また、コイルＬ１０４に流す電流は、外部磁界に比例し、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、ヨーク２０１の磁気特性の制限をを受けずに良好な直線性を得ることが出来る。
【００５３】
第一の実施形態の検出部２０３の特徴は、特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容と異なり、図５（ａ）乃至（ｄ）及び図６（ｇ）にて説明したように、コイルＬ１０４及びコンデンサＣ３０５には交流的には双方向の電流が流れると共に、直流的にはゼロ磁界が維持される、という点である。つまり、回路定数が変化した場合でも検出電圧の変化が電流方向の違いでそれぞれ同じ大きさになり相殺されるので、無磁界状態のオフセットが殆ど生じない。したがって、従来技術のようにコイルＬ１０４を二つ並べてオフセットキャンセルを行う必要がなく、コイルＬ１０４一つだけで磁界を正しく検出できる。
【００５４】
［第二の実施形態］
図７は、本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
磁気センサ７０１は、樹脂モールドされた回路を内蔵した一体型のセンサとして形成されている。
磁気センサ７０１の検出突起７０１ａの中にはパーマロイのヨークに巻かれたコイルＬ１０４が内蔵されている。
この検出突起７０１ａに磁石１０５を近接すると、アナログの検出信号が得られる。
【００５５】
図８は、磁気センサ７０１の回路図である。
第二の実施形態の磁気センサ７０１は、第一の実施形態の磁気センサ７０１と比較すると、シーケンサ２０４がなくなっている。
【００５６】
発振回路８０１は、所定の周波数の矩形波を出力する。発振回路８０１の出力信号は、抵抗Ｒ８０２を通じてオペアンプ８０３の反転入力に入力される。オペアンプ８０３は帰還抵抗である抵抗Ｒ８０４と共に反転増幅器を構成する。発振回路８０１、抵抗Ｒ８０２、オペアンプ８０３及び抵抗Ｒ８０４は、駆動回路８１５ともいえる。
【００５７】
オペアンプ８０３の出力信号はコイルＬ１０４に供給される。コイルＬ１０４はコンデンサＣ３０５と接続されている。そして、コンデンサＣ３０５は帰還抵抗である抵抗Ｒ８０５と共に電流電圧変換回路８１６を構成するオペアンプ８０６の反転入力に接続される。
【００５８】
オペアンプ８０６の出力信号は、ダイオードＤ８０７のアノードと、ダイオードＤ８０８のカソードに接続される。
ダイオードＤ８０７は出力信号の正方向の電圧を通過させるので、コンデンサＣ８０９には正方向の電荷が蓄積され、結果的にコンデンサＣ８０９には出力信号の正方向のピーク電圧が現れることとなる。
同様に、ダイオードＤ８０８は出力信号の負方向の電圧を通過させるので、コンデンサＣ８１０には負方向の電荷が蓄積され、結果的にコンデンサＣ８１０には出力信号の負方向のピーク電圧が現れることとなる。
ダイオードＤ８０７、ダイオードＤ８０８、コンデンサＣ８０９及びコンデンサＣ８１０は、正負ピーク検出回路８１７ともいえる。
【００５９】
コンデンサＣ８０９とコンデンサＣ８１０の端子間電圧は、それぞれ抵抗Ｒ８１１と抵抗Ｒ８１２よりなる加算回路を通じて、オペアンプ３１４の反転入力に供給される。オペアンプ３１４はコンデンサＣ３１７と共に積分回路８１８を構成し、コンデンサＣ８０９とコンデンサＣ８１０の端子間電圧の和の電圧を出力する。
【００６０】
オペアンプ３１４の出力信号は、抵抗Ｒ３１８を通じて電圧電流変換回路８１９を構成するオペアンプ３１９の非反転入力に接続される。電圧電流変換回路８１９の構成は、オペアンプ３１９の非反転入力に接地電位が接続される以外は、第一の実施形態と同じなので、詳細は割愛する。
【００６１】
［動作］
図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、磁気センサ７０１の各部の波形図である。
図９（ａ）は、オペアンプ８０３の出力信号電圧の波形図である。図８の計測点Ｅ１１である。グランドを中心に矩形波が出力されていることが判る。
図９（ｂ）は、オペアンプ８０６の出力信号電圧の波形図である。図８の計測点Ｅ１２である。つまり、コンデンサＣ３０５に流れる電流の波形でもある。図６（ｅ）と同様に、ヨーク２０１が飽和することによって電流波形の傾きが途中から急峻になっている。
【００６２】
図９（ｃ）は、ダイオードＤ８０７の出力信号電圧の波形図である。図８の計測点Ｅ１３である。図９（ｂ）に示す波形の電圧が、ダイオードＤ８０７のオン電圧を超えると、ダイオードＤ８０７は導通し、コンデンサＣ８０９に電流が流れる。そして、コンデンサＣ８０９の端子間電圧は、図９（ｂ）に示す波形の電圧がダイオードＤ８０７のオン電圧に至る次の周期まで、抵抗Ｒ８１１とオペアンプ３１４を通じてコンデンサＣ８０９の電荷が徐々に放電されることで、徐々に低下する。
図９（ｄ）は、ダイオードＤ８０８の出力信号電圧の波形図である。図９（ｂ）に示す波形の電圧が、ダイオードＤ８０８のオン電圧を超えると、ダイオードＤ８０８は導通し、コンデンサＣ８１０に電流が流れる。そして、コンデンサＣ８１０の端子間電圧は、図９（ｂ）に示す波形の電圧がダイオードＤ８０８のオン電圧に至る次の周期まで、抵抗Ｒ８１２とオペアンプ３１４を通じてコンデンサＣ８１０の電荷が徐々に放電されることで、徐々に低下する。
【００６３】
図８の回路の場合、コイルＬ１０４に外部磁界が与えられていない状態においては、出力端子には０Ｖが出力される。この点以外は、第一の実施形態と動作は同じである。
この、第二の実施形態の磁気センサ７０１は、第一の実施形態の磁気センサ７０１と比べると、シーケンサ２０４が不要になっている点、及びオペアンプも省略されている点等から、回路構成がシンプルになっているので、装置の低コスト化が容易である。
【００６４】
図８に示した駆動回路８１５、電流電圧変換回路８１６、正負ピーク検出回路８１７、積分回路８１８及び電圧電流変換回路８１９は、第一の実施形態の検出部２０３にも存在する。
駆動回路８１５は、図３の第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２、そしてシーケンサ２０４が該当する。
電流電圧変換回路８１６は、図３のコンデンサＣ３０５がこれを兼用している。
正負ピーク検出回路８１７は、図３の第三スイッチ３０８、第四スイッチ３１０、コンデンサＣ３０６、オペアンプ３０７、コンデンサＣ３０９、オペアンプ３１１が該当する。
積分回路８１８は、図３のオペアンプ３１４とコンデンサＣ３１７が該当する。
電圧電流変換回路８１９は、図３の抵抗Ｒ３１８、オペアンプ３１９、抵抗Ｒ３２０、抵抗Ｒ３２１、抵抗Ｒ３２２、オペアンプ３２３及び抵抗Ｒ３２４が該当する。
【００６５】
上述の実施形態の他、以下のような応用例が考えられる。
（１）検出部２０３及び磁気センサ７０１では、第一スイッチ３０１及び抵抗Ｒ３１５に印加される電圧は電源電圧であったが、これは必ずしも電源電圧である必要はない。これら素子に印加する電圧をどのように決定するかは設計的事項である。
【００６６】
（２）ヨーク２０１はパーマロイであったが、透磁率が高く、且つ飽和磁束密度の小さい材料であればこれに限られない。例えば、アモルファス合金等が挙げられる。
【００６７】
本実施形態では、磁気センサを開示した。
ヨーク２０１を伴うコイルＬ１０４とコンデンサＣ３０５を直列接続した回路に対し、矩形波を供給する。矩形波の周期内でヨーク２０１に飽和現象を発生させ、その電流変化を電流電圧変換回路を通じて検出した後、積分する。この積分出力信号に基づく電流を電圧電流変換回路で作り、コイルＬ１０４にフィードバックさせる。フィードバック電流は外部磁界に比例するので、直線性の良い磁気センサを得ることができる。
【００６８】
単一のコイルで磁界の検出とコイルのヨークをゼロ磁界に制御するサーボ機能を併せ持つことにより、コイルＬ１０４のヨーク２０１の磁気特性が温度変化によって変化したとしても、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、正負対称の磁気特性のバランスが維持される。したがって、温度特性は良好である。また、コイルＬ１０４に流す電流は外部磁界に比例し、コイルＬ１０４の内部は直流的にはゼロ磁界が維持されるので、ヨーク２０１の磁気特性の制限を受けずに良好な直線性を得ることが出来る。こうして、低コスト且つ高精度な磁気センサを実現できる。
【００６９】
以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
【符号の説明】
【００７０】
１０１…磁気センサ、１０２…回路ブロック、１０３…ケーブル、１０５…磁石、２０１…ヨーク、２０３…検出部、２０４…シーケンサ、３０１…第一スイッチ、３０２…第二スイッチ、３０７…オペアンプ、３０８…第三スイッチ、３１０…第四スイッチ、３１１…オペアンプ、３１４…オペアンプ、３１９…オペアンプ、３２３…オペアンプ、４０１…クロック発生器、４０２…ループカウンタ、４０３…ＲＯＭ、４０４…デコーダ、７０１…磁気センサ、８０１…発振回路、８０３…オペアンプ、８０６…オペアンプ、８１５…駆動回路、８１６…電流電圧変換回路、８１７…正負ピーク検出回路、８１８…積分回路、８１９…電圧電流変換回路、Ｃ３０５…コンデンサ、Ｃ３０６…コンデンサ、Ｃ３０９…コンデンサ、Ｃ３１７…コンデンサ、Ｃ８０９…コンデンサ、Ｃ８１０…コンデンサ、Ｄ３０３…第一フリーホイールダイオード、Ｄ３０４…第二フリーホイールダイオード、Ｄ８０７…ダイオード、Ｄ８０８…ダイオード、Ｌ１０４…コイル、Ｒ３１２…抵抗、Ｒ３１３…抵抗、Ｒ３１５…抵抗、Ｒ３１６…抵抗、Ｒ３１８…抵抗、Ｒ３２０…抵抗、Ｒ３２１…抵抗、Ｒ３２２…抵抗、Ｒ３２４…抵抗、Ｒ８０２…抵抗、Ｒ８０４…抵抗、Ｒ８０５…抵抗、Ｒ８１１…抵抗、Ｒ８１２…抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
矩形波を出力する駆動回路と、
前記駆動回路に接続される、ヨークを伴うコイルと、
前記コイルに直列接続されるコンデンサと、
前記コイルの電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路の出力信号の正方向ピークの電圧及び負方向ピークの電圧を検出する正負ピーク検出回路と、
前記正負ピーク検出回路が出力する前記正方向ピークの電圧及び前記負方向ピークの電圧を加算して積分する積分回路と、
前記積分回路の出力電圧を電流に変換して前記コイルと前記コンデンサとの接続点に供給する電圧電流変換回路と
を具備する磁気センサ。
【請求項２】
前記駆動回路が出力する前記矩形波の周期及び電圧は、前記矩形波によって前記コイルに流れる電流が、前記矩形波が所定の電圧を維持している期間中に前記ヨークが磁気飽和を起こすことで、電流の増加が磁気飽和を起こす前より急峻になるように定められている、請求項１記載の磁気センサ。
【請求項３】
前記駆動回路は、
所定の電圧が印加される第一スイッチと、
前記第一スイッチに並列接続される第一フリーホイールダイオードと、
前記第一スイッチと接地との間に接続される第二スイッチと、
前記第二スイッチに並列接続される第二フリーホイールダイオードと、
前記第一スイッチと前記第二スイッチとを交互にオン・オフ制御する制御パルス信号を出力するシーケンサと
よりなり、
前記電流電圧変換回路は前記コンデンサが兼用しており、
前記正負ピーク検出回路は、
前記第一スイッチがオン制御された後、前記シーケンサの制御によって前記コンデンサの両端電圧を取得する第一サンプルホールド回路と、
前記第二スイッチがオン制御された後、前記シーケンサの制御によって前記コンデンサの両端電圧を取得する第二サンプルホールド回路と
よりなる、請求項２記載の磁気センサ。
【請求項１】
矩形波を出力する駆動回路と、
前記駆動回路に接続される、ヨークを伴うコイルと、
前記コイルに直列接続されるコンデンサと、
前記コイルの電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路の出力信号の正方向ピークの電圧及び負方向ピークの電圧を検出する正負ピーク検出回路と、
前記正負ピーク検出回路が出力する前記正方向ピークの電圧及び前記負方向ピークの電圧を加算して積分する積分回路と、
前記積分回路の出力電圧を電流に変換して前記コイルと前記コンデンサとの接続点に供給する電圧電流変換回路と
を具備する磁気センサ。
【請求項２】
前記駆動回路が出力する前記矩形波の周期及び電圧は、前記矩形波によって前記コイルに流れる電流が、前記矩形波が所定の電圧を維持している期間中に前記ヨークが磁気飽和を起こすことで、電流の増加が磁気飽和を起こす前より急峻になるように定められている、請求項１記載の磁気センサ。
【請求項３】
前記駆動回路は、
所定の電圧が印加される第一スイッチと、
前記第一スイッチに並列接続される第一フリーホイールダイオードと、
前記第一スイッチと接地との間に接続される第二スイッチと、
前記第二スイッチに並列接続される第二フリーホイールダイオードと、
前記第一スイッチと前記第二スイッチとを交互にオン・オフ制御する制御パルス信号を出力するシーケンサと
よりなり、
前記電流電圧変換回路は前記コンデンサが兼用しており、
前記正負ピーク検出回路は、
前記第一スイッチがオン制御された後、前記シーケンサの制御によって前記コンデンサの両端電圧を取得する第一サンプルホールド回路と、
前記第二スイッチがオン制御された後、前記シーケンサの制御によって前記コンデンサの両端電圧を取得する第二サンプルホールド回路と
よりなる、請求項２記載の磁気センサ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−６３２０５（Ｐ２０１２−６３２０５Ａ）
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２０６７０７（Ｐ２０１０−２０６７０７）
【出願日】平成２２年９月１５日（２０１０．９．１５）
【特許番号】特許第４７３１６３３号（Ｐ４７３１６３３）
【特許公報発行日】平成２３年７月２７日（２０１１．７．２７）
【出願人】（０００１３７３４０）株式会社マコメ研究所 (20)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月１５日（２０１０．９．１５）
【特許番号】特許第４７３１６３３号（Ｐ４７３１６３３）
【特許公報発行日】平成２３年７月２７日（２０１１．７．２７）
【出願人】（０００１３７３４０）株式会社マコメ研究所 (20)
【Ｆターム（参考）】
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