雑音信号除去装置、雑音信号除去の方法、及び光受信機
【課題】光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果起因する信号雑音を除去して、受信信号のＳＮＲを改善する。
【解決手段】雑音信号除去装置は、光受信機に搭載され、ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリング部と、前記検出された値を２分岐して出力する分岐部と、前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算部と、前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタ部と、前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数部と、前記低域透過フィルタの出力と前記符号関数部の出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算部と、前記乗算部の出力に対してビットの０、１を判定する識別判定部とを備える。
【解決手段】雑音信号除去装置は、光受信機に搭載され、ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリング部と、前記検出された値を２分岐して出力する分岐部と、前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算部と、前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタ部と、前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数部と、前記低域透過フィルタの出力と前記符号関数部の出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算部と、前記乗算部の出力に対してビットの０、１を判定する識別判定部とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光信号に含まれる雑音信号を推定する雑音信号除去装置及びその方法、並びに光信号を受信する光受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
伝送網の容量を拡大するために１９９０年代後半から複数波長の光信号を同時に伝送する高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ：Ｄｅｎｓｅ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｅｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送技術が導入されてきている。このような光伝送システムの光受信機は図１に示すように、光電変換部１０１で受信した光信号を電気の信号へ変換した後、増幅器１０２で増幅し、低域透過フィルタ部１０３と通過させてビットレート以上、或いはビットレートの半分以上の高周波成分を阻止した後、識別判定部１０４でビットの０、１の識別判定を行う。
【０００３】
長距離の光伝送システムでは、伝送路の損失で劣化した信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を補償するために光増幅器を多段に接続した多中継伝送が必須となっている。しかし、各々の光増幅器では増幅自然放出光（ＡＳＥ：Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）が発生し、多段に接続された光増幅器を中継する度にＡＳＥが累積し、光受信機において、それ自身または信号光と相互作用して信号雑音を発生させる。このため、光受信端ではＡＳＥに起因する信号雑音によりＳＮＲが劣化する。また、一波長あたりのビットレートが大きくなるにつれて、光受信器における所要ＳＮＲが大きくなるため、伝送路を形成する光ファイバへの入力光パワーが大きくなる。そのため、信号光それ自身の非線形光学効果である自己位相変調（ＳＰＭ：Ｓｅｌｆ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、信号光間の非線形光学効果である交差位相変調（ＸＰＭ：Ｃｒｏｓｓ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や四光波混合（ＦＷＭ：Ｆｏｕｒ−Ｗａｖｅ Ｍｉｘｉｎｇ）によって信号光パワーが揺らぎ、その結果ＳＮＲを劣化させることになる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ａ．Ｈ．Ｇｎａｕｃｋ ｅｔ ａｌ．，‘‘１０×１１２−Ｇｂ／ｓＰＤＭ１６−ＱＡＭ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ６３０ｋｍ ｏｆ ｆｉｂｅｒ ｗｉｔｈ ６．２−ｂ／ｓ／Ｈｚ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，’’ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＯＦＣ２００９，ＰＤＰＢ８，２００９．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年、陸上基幹系の光伝送システムや海底光伝送システムでは、変調方式として、受信感度改善が得られるＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ、或いはＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＢＰＳＫと呼ぶこともある）や、多値変調信号を生成するＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭなどが検討されるようになってきた。多値信号フォーマットでは周波数効率（単位周波数あたりのビット数）が大きくなり、（１）式で表されるシャノン＝ハートレーの定理で示される伝送容量（または周波数効率）の限界に近づく。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【０００８】
本発明は前記事情に鑑みなされたもので、光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果起因する信号雑音を除去して、受信信号のＳＮＲを改善した光受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであって、請求項１に記載された発明は、受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機に搭載される雑音信号除去装置であって、該雑音信号除去装置は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリング部と、前記検出された値を２分岐して出力する分岐部と、前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算部と、前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタ部と、前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数部と、前記低域透過フィルタの出力と前記符号関数部の出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算部と、前記乗算部の出力に対してビットの０、１を判定する識別判定部とを備えることを特徴とする雑音信号除去装置である。
【００１０】
請求項２に記載された発明は、請求項１に記載の雑音信号除去装置において、前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする。
【００１１】
請求項３に記載された発明は、請求項１に記載の雑音信号除去装置において、前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の所定の時刻で値を検出することを特徴とする。
【００１２】
請求項４に記載された発明は、請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置において、前記乗算器からの出力に対して時間的補間演算を行う補間演算部を備え、前記識別判定部は該補間演算部の出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする。
【００１３】
請求項５に記載された発明は、受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機のための雑音信号除去方法であって、該雑音信号除去方法は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリングステップと、前記検出された値を２分岐して出力する分岐ステップと、前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算ステップと、前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタリングステップと、前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数化ステップと、前記低域透過フィルタでの出力と前記符号関数化ステップでの出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算ステップと、前記乗算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定する識別判定ステップとを含むことを特徴とする雑音信号除去方法である。
【００１４】
請求項６に記載された発明は、請求項５に記載の雑音信号除去方法において、前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする。
【００１５】
請求項７に記載された発明は、請求項５に記載の雑音信号除去方法において、前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のある決まった時刻で値を検出することを特徴とする。
【００１６】
請求項８に記載された発明は、請求項５から７のいずれかに記載の雑音信号除去方法において、前記乗算ステップの出力に対してさらに時間的補間演算を行う補間演算ステップをさらに含み、前記識別判定ステップは、前記補間演算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする。
【００１７】
請求項９に記載された発明は、受信した光信号をディジタル電気信号に変換する光電変換部と、請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置とを備えたこと特徴とする光受信機である。
【００１８】
請求項１０に記載された発明は、請求項９に記載の光受信機において、前記光電変換部は、光信号の１ビットの遅延干渉手段とバランス型光検出手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明したように、本発明の光受信機は、ディジタル処理により、信号の周波数をゼロへ変換し、低域透過フィルタにより光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果起因する信号雑音を除去することが可能となり、光受信機の受信信号のＳＮＲを大幅に改善できるという利点を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来の光受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】ＲＺ−ＤＰＳＫ信号を１ビット遅延干渉回路及バランス型フォトダイオードで 受信し出力される電気信号のパルス列の一例を示す図である。
【図３】図２の電気信号の絶対値化演算を行ったパルス列を示す図である。
【図４】図４のパルス列のピーク値を抽出した信号列を示す図である。
【図５】光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果起因する信号雑音による揺らぎがあるＲＺ−ＤＰＳＫ信号を、１ビット遅延干渉回路及バランス型フォトダイオードで受信した後、電気信号パルス列に対して絶対値化演算を行い、且つ各パルスのピーク値抽出を行った信号列を示す図である。
【図６】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第１の実施形態の別の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の光受信機と従来の光受信機の受信特性を測定する測定系を説明する図である。
【図９】本発明の第１の実施形態の光受信機の光復調素子、光電変換回路、増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の光受信機で４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１１】従来の光受信機で４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１２】４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された光信号を本発明の光受信機と従来の光受信機で受信したときのＱファクターの光ＳＮＲ依存性を示す図である。
【図１３】本発明の光受信機で２１．５ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１４】従来の光受信機で４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１５】２１．５ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号を本発明の光受信機と従来の光受信機で受信したときのＱファクターの光ＳＮＲ依存性を示す図である。
【図１６】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第３の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
【図１９】本発明の光受信機を用いた光伝送システムの伝送特性（Ｑファクター）を示す図である。
【図２０】従来の光受信機を用いた光伝送システムの伝送特性（Ｑファクター）を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
【００２２】
本発明の光受信機は、ディジタル処理により、信号の周波数をゼロへ変換し、低域透過フィルタで振幅雑音成分を除去する雑音信号除去装置を備えたことを最も主要な特徴とする。
【００２３】
図２は理想的なＲＺ−ＤＰＳＫ信号（光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果に起因する信号雑音による揺らぎやジッタがないＲＺ−ＤＰＳＫ信号）を１ビット遅延干渉回路であるバランス型フォトダイオードで作動受信したときのビットパルス列の例を示したものである。ＲＺ−ＤＰＳＫ信号をバランス型フォトダイオードで受信し出力される電気信号は、隣接光パルス間の位相差がπのとき正値となり、位相差がゼロのとき負値となる。この電気信号パルス列に対して絶対値化の演算を行うと、図３のようになる。図４はさらに各パルスのピーク値を抽出した信号列である。図４から分かるように、絶対値演算後にピーク値を抽出した信号列は一定値となる。すなわち、その周波数はゼロとなる。
【００２４】
一方、図５は、光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果に起因する信号雑音による揺らぎがあるＲＺ−ＤＰＳＫ信号を上述の理想的なＲＺ−ＤＰＳＫ信号の場合と同様に、１ビット遅延干渉回路であるバランス型フォトダイオードで受信した後、電気信号パルス列に対して絶対値化演算を行い、且つ各パルスのピーク値抽出を行った信号列である。信号雑音による揺らぎがある場合は、ピーク抽出を行った信号列は一定値とはならず、雑音による値が揺らぐ。すなわち、信号成分自体は振動する成分を持たないので、信号雑音により揺らぐ振動成分は全て雑音成分となる。したがって、ピーク抽出した信号を低域透過フィルタを通過させることで雑音成分を除去できることになる。なお、以下の実施形態では、ピーク抽出を行った後に絶対値演算を行っているが、同様に、得られる信号の周波数がゼロとなる。
【００２５】
なお、上記の説明では絶対値演算を行った後の電気信号パルス列のピーク値を抽出したが、各時間スロットの同時刻の値を抽出することでも理想的なＲＺ−ＤＰＳＫ信号の抽出値は周波数がゼロの成分となるため、同じように低域透過フィルタで雑音成分の除去が可能となる。
【００２６】
（第１の実施形態）
図６に本実施形態の雑音信号除去装置を備えた光受信機の構成を示す。本光受信機は、光復調素子１と、光電変換部２と、増幅器３と、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器４と、ピーク値サンプリング部５とが直接接続され、２分岐された後、一方の出力に絶対値演算部６と、低域透過フィルタ部７と、遅延部８とが接続され、もう一方の出力に符号関数部９と、遅延部１０とが接続され、２経路が合成された後、さらに識別判定部１１に接続された構成とされる。また、光変調方式によっては、光電変換部２の前の光復調素子１を省略したり、低域透過フィルタと識別判定部との間に、歪等化、周波数オフセット補償、搬送波位相推定などをディジタル演算で行うディジタル演算部を別に設けたりすることもできる。
【００２７】
光電変換部２に入力した光信号は、増幅器３で増幅される。ここでは、前置増幅器、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器、電力増幅器などをまとめて一つのブロックで表現している。また、増幅器帯域特性により、増幅器が従来の光受信機の低域透過フィルタの効果も併せて持っており、その帯域は３８ＧＨｚである。電力増幅器などをまとめて一つのブロックで表現している）、Ａ／Ｄ変換器４でディジタル信号に変換され、ピーク値サンプリング部５により各信号パルスのピーク値が検出された後、２分岐される。
【００２８】
２分岐された信号のうちの一方の信号は、各ピーク値は絶対値演算部６で全て正値に変換された後、低域透過フィルタ部７を透過して高周波成分が除去される。前述のように、振動成分は全て雑音成分であるので、この低域透過フィルタ部７を透過することにより、ＡＳＥや非線形光学効果に起因する信号雑音を除去できることになる。本実施形態の光受信機では、低域透過フィルタとして１０点移動平均を用いている。ただし、低域透過フィルタはディジタル型のフィルタであれば移動平均に限るものではない。
【００２９】
ピーク値が検出された後に分岐された信号のうちもう一方の信号は、符号関数部９において、信号の正負が判定され、正値の場合は１、負値の場合は−１が出力される。
【００３０】
２分岐された後に処理された両信号は遅延部８、１０でそれぞれタイミングが調整され、乗算器でそれらの値が掛け合わされることにより、雑音が除去されたサンプリング値が得られることとなる。乗算器からの出力はさらに、識別判定部１１でビットの０、１が判定される。なお、識別判定部の前に必要に応じてディジタルフィルタを用いた補間演算部１０を配置して、時間離散データの時間間隔を短くする補間演算を行うこともできる（図７）。
【００３１】
以下に、本実施形態の光受信機で波長１５５０ｎｍ、４３Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫで変調された光信号を光増幅器１で増幅後に受信したときの受信特性を説明する。受信特性は図８に示す測定系で測定された。ここで、光復調素子と光電変換素子は図９に示すようにそれぞれ、１ビット分の光遅延干渉回路による光復調器とバランス型フォトダイオード１３、及び増幅器３から構成される。
【００３２】
図１０および図１１はそれぞれ本発明の光受信機及び従来の光受信機を使用した場合のアイパターンを示す。光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）（波長分解能０．１ｎｍ）は１３．３ｄＢである。従来の光受信機ではＡＳＥによる雑音や非線形光学効果に起因する雑音により揺らぎが大きく、アイパターンがかなり閉じてしまっているが、本発明の光受信機では雑音除去の効果で揺らぎが抑制され、アイパターンは大きく開き、信号対雑音比が改善されていることが分かる。図１２は光受信機へ入力する信号光の光ＳＮＲに対する本発明の光受信機と従来の光受信機のＱファクターを示すグラフである。いずれの光ＳＮＲにおいても本発明の光受信機では従来の光受信機と比較してＱファクター、すなわち信号対雑音比が大幅に改善できている。
【００３３】
図１３および図１４は本発明の光受信機を２１．５Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ（４値信号）へ適用したときのアイパターンである。光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光ＳＮＲは１１．８ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）である。従来の光受信機ではＩチャネル及びＱチャネル共に、ＡＳＥによる雑音や非線形光学効果に起因する雑音により揺らぎが大きく、アイパターンがかなり閉じてしまっているが、本発明の光受信機では両チャネル共に雑音除去の効果で雑音による揺らぎが抑制されアイパターンは大きく開き、信号対雑音比が改善されている。図１５は光受信機へ入力する信号光の光ＳＮＲに対する本発明の光受信機と従来の光受信機のＱファクター示すグラフである。ＲＺ−ＤＰＳＫと同様に本発明の光受信機では４値信号の変調フォーマットに対しても、従来の光受信機と比較してＱファクター、すなわち信号対雑音比が大幅に改善できている。なお、本発明の光受信機は、ＲＺ化されたＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調フォーマットに対しても適用でき、同様の信号対雑音比の改善が得られる。
【００３４】
以上説明したように、本願発明の光受信機では光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音を抑制し、従来の光受信機より受信信号のＳＮＲを改善することができる。
【００３５】
（第２の実施形態）
図１６に本実施形態の雑音信号除去装置を備えた光受信機の構成を示す。本実施形態の光受信機の構成は、図６に示した第１の実施形態のピーク値サンプリング部５に代えてスロット値サンプリング部１３を用いた構成である。その他の構成は、第１の実施形態と同様である。
【００３６】
本実施形態の光受信機の動作は、本スロット値サンプリング部１３において、各信号パルスの時間スロット内の同時刻（特定の時刻）の値を検出する点が、図６に示した第１の実施形態の光受信機と異なり、その他の動作は第１の実施形態と同様である。本実施形態の値検出方法では時間スロット内の特定の時刻の値を検出するため、時間スロット内でパルスピークがない、ＲＺ化されていないＤＰＳＫなどの位相変調や周波数変調信号にも適用できる。
【００３７】
本実施形態の光受信機で波長１５５０ｎｍ、１０．７Ｇｂａｕｄ ＤＰＳＫ（ＲＺ化されていないＤＰＳＫ）で変調された光信号を光増幅器１で増幅後に受信したときの受信特性を第１の実施形態と同様に図８に示す測定系で測定した結果（光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光ＳＮＲは１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）として測定）、Ｑファクターは従来の光受信機を用いたときに比較して本実施形態の光受信機では最大で５．５ｄＢの改善が確認できた。
【００３８】
なお、本発明の光受信機は、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調フォーマットに対しても適用でき、同様の信号対雑音比の改善が得られる。
【００３９】
（第３の実施形態）
図１７に本実施形態の雑音信号除去装置を備えた光受信機の構成を示す。本光受信機は、第２の実施形態の光受信機において、２分岐された信号のうち一方の信号が符号関数部９で処理される前に、二値化処理を行う二値化処理部１４を設けた構成である。
【００４０】
光電変換部２に入力した光信号は、増幅器３で増幅され（ここでは、前置増幅器、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器、電力増幅器などをまとめて一つのブロックで表現している）、Ａ／Ｄ変換器４でディジタル信号に変換され、スロット値サンプリング部１３により各時間スロットの同時刻の値が検出された後、２分岐される。
【００４１】
２分岐された信号のうち一方の信号は、スロット値サンプリング部１３による検出値は絶対値演算部６で全て正値に変換される。Ａ／Ｄ変換後に分岐された信号のうちもう一方は、二値化処理部１４で設定閾値より小さい値に対してゼロ、それ以上の値に対して正数（例えば１）に変換され符号関数部９へ入力される。符号関数部９は、信号の正負を判定して、入力が正値の場合は１を、負値の場合は−１を出力するとともに、入力が０の場合は０(ゼロ)を出力する。
【００４２】
２分岐された後に処理された両信号は、遅延部８、１０でそれぞれタイミングが調整され、その値が掛け合わされた後、低域透過フィルタ部７を透過して高周波成分を除去され、識別判定部１でビットの０、１が判定される。
【００４３】
ここで、二値化処理部について説明する。本実施形態の光受信機は、ＯＯＫ（Ｏｎ／Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式のＲＺ変調やＮＲＺ変調信号に適用される。ＯＯＫ変調方式のＲＺ変調やＮＲＺ変調信号では、０のビットに対応する時間スロットでは、理想的には光が無い状態となるため、符号関数部９への入力がゼロになり、同部からゼロが出力される。その結果、識別判定部１１に入力する信号（絶対値演算部６→低域透過フィルタ７→遅延部８を通過した信号と符号関数部９→遅延部１０を通過した信号との掛け算の信号）はゼロになる。しかしながら、実際の光受信機ではフォトダイオードの熱雑音等により０ビットのときでも符号関数９への入力はゼロより大きくなる。このため、符号関数部９の前段に二値化処理部１４を配置し、設定閾値より小さな値の場合は符号関数部９への入力がゼロとなるようにしている。
【００４４】
本実施形態の光受信機で波長１５５０ｎｍ、４３Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＯＯＫ変調された 光信号を光増幅器１で増幅後に受信したときの受信特性を第１の実施形態と同様に図８に示す測定系で測定した結果、（光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光ＳＮＲは１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）として測定）本実施形態の光受信機では４．５ｄＢの改善が確認できた。なお、本実施形態の光受信機では、光復調素子は用いておらず、光電変換素子は単一のフォトダイオード及び増幅器から構成されている。
【００４５】
（第４の実施形態）
本実施形態では、上記第１の実施形態から第３の実施形態の光受信機を用いた光伝送システムの実施例について説明する。
【００４６】
光伝送システムは図１８に示した構成を用いた。光伝送システムは、信号送信端と信号受信端とが伝送ファイバ５４と光中継装置５５とで接続されて構成されている。信号送信端には、光送信器５１とアレイ導波路回折格子（合波）５２と後置光増幅器５３とが設けられており、信号受信端には、前置光増幅器５６とアレイ導波路回折格子（分波）５７とが設けられている。光受信機４０は、信号受信端の後置光増幅器５３からの出力を入力される。
【００４７】
光伝送システムは、信号送信端において、複数の光送信器５１はそれぞれＬ帯１５７１．６５ｎｍ（１９０．７５ＴＨｚ）−１６０４．８８ｎｍ（１９６．８０ＴＨｚ）に配置された５０ＧＨｚ間隔８０波のうち一波長の信号光を発生すると共に、内部に備えた光変調器により、２１．５ＧｂａｕｄＲＺ−ＤＱＰＳＫで信号光を変調する。各波長の信号光はアレイ導波路回折格子５２で合波された後、後置光増幅器５３で増幅され、伝送ファイバ５４に−２ｄＢｍ／ｃｈのパワーで入力される。伝送ファイバは標準シングルモードファイバ８０ｋｍ長で、各光中継装置５５で分布ラマン増幅用の励起光が伝送ファイバに入力されると共に、光増幅器で、減衰した信号光は増幅される。光中継装置による中継は１０箇所で行った。信号受信端では分布ラマン増幅用の励起光が送信されると共に、信号光を増幅する前置光増幅装置５６で信号光が増幅された後、各信号波長での３−ｄＢ透過帯域が約３０ＧＨｚのアレイ導波路回折格子５７で各信号光に分波された後、本願発明の光受信機で検出・識別判定後、誤り訂正され信号のビットが判定される。
【００４８】
図１９は、図１８の光伝送システムにおいて第１の実施形態の光受信機４０を用いた場合のＱファクターを示している。比較のために、第１の実施形態の光受信機４０に代えて従来の光受信機を適用したときのＱファクターを図２０に示している。
【００４９】
本願発明の光受信機を使用した場合は、いずれの信号光もＱファクターはＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の適用限界（ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．９７５．１Ｅｎｈａｎｃｅｄ ＦＥＣを用いた場合）のＱファクター９．１ｄＢを上回っており、また、エラーレートはすべてＢＥＲ１０-12を下回っている（ＢＥＲは１０-12以下であるが、図１９ではＢＥＲ＝１０-12のところに点を打っている）。一方、従来の光受信機ではＡＳＥに起因する信号雑音の影響で、いずれの信号光もＱファクターはＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の適用限界のＱファクター９．１ｄＢ大きくを下回ってしまい、エラーレートは最悪の波長でＢＥＲ１．３×１０-9と非常に大きな値となった。
【００５０】
このように、従来の光受信機では光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音により伝送品質が劣化してしまう伝送容量・伝送距離であっても、本願発明の光受信機をしようすることで、信号のＳＮＲを保って伝送品質の劣化を抑制することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１ 光復調素子
２ 光電変換部
３ 増幅器
４ Ａ／Ｄ変換器
５ ピーク値サンプリング部
６ 絶対値演算部
７ 低域透過フィルタ部
８、１０ 遅延部
９ 符号関数部
１１ 識別判定部
１２ 補間演算部
４１ 光増幅器
１３ スロット値サンプリング部
１４ 二値化処理部
５１ 光送信器
５２ アレイ導波路回折格子（合波）
５３ 後置光増幅器
５４ 伝送ファイバ
５５ 光中継装置
５６ 前置光増幅器
５７ アレイ導波路回折格子（分波）
１０１ 光電変換部
１０２ 増幅部
１０３ 低域透過フィルタ部
１０４ 識別判定部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光信号に含まれる雑音信号を推定する雑音信号除去装置及びその方法、並びに光信号を受信する光受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
伝送網の容量を拡大するために１９９０年代後半から複数波長の光信号を同時に伝送する高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ：Ｄｅｎｓｅ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｅｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送技術が導入されてきている。このような光伝送システムの光受信機は図１に示すように、光電変換部１０１で受信した光信号を電気の信号へ変換した後、増幅器１０２で増幅し、低域透過フィルタ部１０３と通過させてビットレート以上、或いはビットレートの半分以上の高周波成分を阻止した後、識別判定部１０４でビットの０、１の識別判定を行う。
【０００３】
長距離の光伝送システムでは、伝送路の損失で劣化した信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を補償するために光増幅器を多段に接続した多中継伝送が必須となっている。しかし、各々の光増幅器では増幅自然放出光（ＡＳＥ：Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）が発生し、多段に接続された光増幅器を中継する度にＡＳＥが累積し、光受信機において、それ自身または信号光と相互作用して信号雑音を発生させる。このため、光受信端ではＡＳＥに起因する信号雑音によりＳＮＲが劣化する。また、一波長あたりのビットレートが大きくなるにつれて、光受信器における所要ＳＮＲが大きくなるため、伝送路を形成する光ファイバへの入力光パワーが大きくなる。そのため、信号光それ自身の非線形光学効果である自己位相変調（ＳＰＭ：Ｓｅｌｆ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、信号光間の非線形光学効果である交差位相変調（ＸＰＭ：Ｃｒｏｓｓ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や四光波混合（ＦＷＭ：Ｆｏｕｒ−Ｗａｖｅ Ｍｉｘｉｎｇ）によって信号光パワーが揺らぎ、その結果ＳＮＲを劣化させることになる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ａ．Ｈ．Ｇｎａｕｃｋ ｅｔ ａｌ．，‘‘１０×１１２−Ｇｂ／ｓＰＤＭ１６−ＱＡＭ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ６３０ｋｍ ｏｆ ｆｉｂｅｒ ｗｉｔｈ ６．２−ｂ／ｓ／Ｈｚ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，’’ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＯＦＣ２００９，ＰＤＰＢ８，２００９．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年、陸上基幹系の光伝送システムや海底光伝送システムでは、変調方式として、受信感度改善が得られるＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ、或いはＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＢＰＳＫと呼ぶこともある）や、多値変調信号を生成するＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭなどが検討されるようになってきた。多値信号フォーマットでは周波数効率（単位周波数あたりのビット数）が大きくなり、（１）式で表されるシャノン＝ハートレーの定理で示される伝送容量（または周波数効率）の限界に近づく。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【０００８】
本発明は前記事情に鑑みなされたもので、光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果起因する信号雑音を除去して、受信信号のＳＮＲを改善した光受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであって、請求項１に記載された発明は、受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機に搭載される雑音信号除去装置であって、該雑音信号除去装置は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリング部と、前記検出された値を２分岐して出力する分岐部と、前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算部と、前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタ部と、前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数部と、前記低域透過フィルタの出力と前記符号関数部の出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算部と、前記乗算部の出力に対してビットの０、１を判定する識別判定部とを備えることを特徴とする雑音信号除去装置である。
【００１０】
請求項２に記載された発明は、請求項１に記載の雑音信号除去装置において、前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする。
【００１１】
請求項３に記載された発明は、請求項１に記載の雑音信号除去装置において、前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の所定の時刻で値を検出することを特徴とする。
【００１２】
請求項４に記載された発明は、請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置において、前記乗算器からの出力に対して時間的補間演算を行う補間演算部を備え、前記識別判定部は該補間演算部の出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする。
【００１３】
請求項５に記載された発明は、受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機のための雑音信号除去方法であって、該雑音信号除去方法は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリングステップと、前記検出された値を２分岐して出力する分岐ステップと、前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算ステップと、前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタリングステップと、前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数化ステップと、前記低域透過フィルタでの出力と前記符号関数化ステップでの出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算ステップと、前記乗算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定する識別判定ステップとを含むことを特徴とする雑音信号除去方法である。
【００１４】
請求項６に記載された発明は、請求項５に記載の雑音信号除去方法において、前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする。
【００１５】
請求項７に記載された発明は、請求項５に記載の雑音信号除去方法において、前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のある決まった時刻で値を検出することを特徴とする。
【００１６】
請求項８に記載された発明は、請求項５から７のいずれかに記載の雑音信号除去方法において、前記乗算ステップの出力に対してさらに時間的補間演算を行う補間演算ステップをさらに含み、前記識別判定ステップは、前記補間演算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする。
【００１７】
請求項９に記載された発明は、受信した光信号をディジタル電気信号に変換する光電変換部と、請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置とを備えたこと特徴とする光受信機である。
【００１８】
請求項１０に記載された発明は、請求項９に記載の光受信機において、前記光電変換部は、光信号の１ビットの遅延干渉手段とバランス型光検出手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明したように、本発明の光受信機は、ディジタル処理により、信号の周波数をゼロへ変換し、低域透過フィルタにより光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果起因する信号雑音を除去することが可能となり、光受信機の受信信号のＳＮＲを大幅に改善できるという利点を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来の光受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】ＲＺ−ＤＰＳＫ信号を１ビット遅延干渉回路及バランス型フォトダイオードで 受信し出力される電気信号のパルス列の一例を示す図である。
【図３】図２の電気信号の絶対値化演算を行ったパルス列を示す図である。
【図４】図４のパルス列のピーク値を抽出した信号列を示す図である。
【図５】光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果起因する信号雑音による揺らぎがあるＲＺ−ＤＰＳＫ信号を、１ビット遅延干渉回路及バランス型フォトダイオードで受信した後、電気信号パルス列に対して絶対値化演算を行い、且つ各パルスのピーク値抽出を行った信号列を示す図である。
【図６】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第１の実施形態の別の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の光受信機と従来の光受信機の受信特性を測定する測定系を説明する図である。
【図９】本発明の第１の実施形態の光受信機の光復調素子、光電変換回路、増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の光受信機で４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１１】従来の光受信機で４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１２】４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された光信号を本発明の光受信機と従来の光受信機で受信したときのＱファクターの光ＳＮＲ依存性を示す図である。
【図１３】本発明の光受信機で２１．５ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１４】従来の光受信機で４３ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調信号を受信したときの アイパターンの一例を示す図である。
【図１５】２１．５ＧＢａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号を本発明の光受信機と従来の光受信機で受信したときのＱファクターの光ＳＮＲ依存性を示す図である。
【図１６】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の雑音信号除去装置を備えた光受信機の第３の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
【図１９】本発明の光受信機を用いた光伝送システムの伝送特性（Ｑファクター）を示す図である。
【図２０】従来の光受信機を用いた光伝送システムの伝送特性（Ｑファクター）を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
【００２２】
本発明の光受信機は、ディジタル処理により、信号の周波数をゼロへ変換し、低域透過フィルタで振幅雑音成分を除去する雑音信号除去装置を備えたことを最も主要な特徴とする。
【００２３】
図２は理想的なＲＺ−ＤＰＳＫ信号（光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果に起因する信号雑音による揺らぎやジッタがないＲＺ−ＤＰＳＫ信号）を１ビット遅延干渉回路であるバランス型フォトダイオードで作動受信したときのビットパルス列の例を示したものである。ＲＺ−ＤＰＳＫ信号をバランス型フォトダイオードで受信し出力される電気信号は、隣接光パルス間の位相差がπのとき正値となり、位相差がゼロのとき負値となる。この電気信号パルス列に対して絶対値化の演算を行うと、図３のようになる。図４はさらに各パルスのピーク値を抽出した信号列である。図４から分かるように、絶対値演算後にピーク値を抽出した信号列は一定値となる。すなわち、その周波数はゼロとなる。
【００２４】
一方、図５は、光増幅器で発生するＡＳＥや非線形光学効果に起因する信号雑音による揺らぎがあるＲＺ−ＤＰＳＫ信号を上述の理想的なＲＺ−ＤＰＳＫ信号の場合と同様に、１ビット遅延干渉回路であるバランス型フォトダイオードで受信した後、電気信号パルス列に対して絶対値化演算を行い、且つ各パルスのピーク値抽出を行った信号列である。信号雑音による揺らぎがある場合は、ピーク抽出を行った信号列は一定値とはならず、雑音による値が揺らぐ。すなわち、信号成分自体は振動する成分を持たないので、信号雑音により揺らぐ振動成分は全て雑音成分となる。したがって、ピーク抽出した信号を低域透過フィルタを通過させることで雑音成分を除去できることになる。なお、以下の実施形態では、ピーク抽出を行った後に絶対値演算を行っているが、同様に、得られる信号の周波数がゼロとなる。
【００２５】
なお、上記の説明では絶対値演算を行った後の電気信号パルス列のピーク値を抽出したが、各時間スロットの同時刻の値を抽出することでも理想的なＲＺ−ＤＰＳＫ信号の抽出値は周波数がゼロの成分となるため、同じように低域透過フィルタで雑音成分の除去が可能となる。
【００２６】
（第１の実施形態）
図６に本実施形態の雑音信号除去装置を備えた光受信機の構成を示す。本光受信機は、光復調素子１と、光電変換部２と、増幅器３と、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器４と、ピーク値サンプリング部５とが直接接続され、２分岐された後、一方の出力に絶対値演算部６と、低域透過フィルタ部７と、遅延部８とが接続され、もう一方の出力に符号関数部９と、遅延部１０とが接続され、２経路が合成された後、さらに識別判定部１１に接続された構成とされる。また、光変調方式によっては、光電変換部２の前の光復調素子１を省略したり、低域透過フィルタと識別判定部との間に、歪等化、周波数オフセット補償、搬送波位相推定などをディジタル演算で行うディジタル演算部を別に設けたりすることもできる。
【００２７】
光電変換部２に入力した光信号は、増幅器３で増幅される。ここでは、前置増幅器、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器、電力増幅器などをまとめて一つのブロックで表現している。また、増幅器帯域特性により、増幅器が従来の光受信機の低域透過フィルタの効果も併せて持っており、その帯域は３８ＧＨｚである。電力増幅器などをまとめて一つのブロックで表現している）、Ａ／Ｄ変換器４でディジタル信号に変換され、ピーク値サンプリング部５により各信号パルスのピーク値が検出された後、２分岐される。
【００２８】
２分岐された信号のうちの一方の信号は、各ピーク値は絶対値演算部６で全て正値に変換された後、低域透過フィルタ部７を透過して高周波成分が除去される。前述のように、振動成分は全て雑音成分であるので、この低域透過フィルタ部７を透過することにより、ＡＳＥや非線形光学効果に起因する信号雑音を除去できることになる。本実施形態の光受信機では、低域透過フィルタとして１０点移動平均を用いている。ただし、低域透過フィルタはディジタル型のフィルタであれば移動平均に限るものではない。
【００２９】
ピーク値が検出された後に分岐された信号のうちもう一方の信号は、符号関数部９において、信号の正負が判定され、正値の場合は１、負値の場合は−１が出力される。
【００３０】
２分岐された後に処理された両信号は遅延部８、１０でそれぞれタイミングが調整され、乗算器でそれらの値が掛け合わされることにより、雑音が除去されたサンプリング値が得られることとなる。乗算器からの出力はさらに、識別判定部１１でビットの０、１が判定される。なお、識別判定部の前に必要に応じてディジタルフィルタを用いた補間演算部１０を配置して、時間離散データの時間間隔を短くする補間演算を行うこともできる（図７）。
【００３１】
以下に、本実施形態の光受信機で波長１５５０ｎｍ、４３Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫで変調された光信号を光増幅器１で増幅後に受信したときの受信特性を説明する。受信特性は図８に示す測定系で測定された。ここで、光復調素子と光電変換素子は図９に示すようにそれぞれ、１ビット分の光遅延干渉回路による光復調器とバランス型フォトダイオード１３、及び増幅器３から構成される。
【００３２】
図１０および図１１はそれぞれ本発明の光受信機及び従来の光受信機を使用した場合のアイパターンを示す。光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）（波長分解能０．１ｎｍ）は１３．３ｄＢである。従来の光受信機ではＡＳＥによる雑音や非線形光学効果に起因する雑音により揺らぎが大きく、アイパターンがかなり閉じてしまっているが、本発明の光受信機では雑音除去の効果で揺らぎが抑制され、アイパターンは大きく開き、信号対雑音比が改善されていることが分かる。図１２は光受信機へ入力する信号光の光ＳＮＲに対する本発明の光受信機と従来の光受信機のＱファクターを示すグラフである。いずれの光ＳＮＲにおいても本発明の光受信機では従来の光受信機と比較してＱファクター、すなわち信号対雑音比が大幅に改善できている。
【００３３】
図１３および図１４は本発明の光受信機を２１．５Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ（４値信号）へ適用したときのアイパターンである。光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光ＳＮＲは１１．８ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）である。従来の光受信機ではＩチャネル及びＱチャネル共に、ＡＳＥによる雑音や非線形光学効果に起因する雑音により揺らぎが大きく、アイパターンがかなり閉じてしまっているが、本発明の光受信機では両チャネル共に雑音除去の効果で雑音による揺らぎが抑制されアイパターンは大きく開き、信号対雑音比が改善されている。図１５は光受信機へ入力する信号光の光ＳＮＲに対する本発明の光受信機と従来の光受信機のＱファクター示すグラフである。ＲＺ−ＤＰＳＫと同様に本発明の光受信機では４値信号の変調フォーマットに対しても、従来の光受信機と比較してＱファクター、すなわち信号対雑音比が大幅に改善できている。なお、本発明の光受信機は、ＲＺ化されたＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調フォーマットに対しても適用でき、同様の信号対雑音比の改善が得られる。
【００３４】
以上説明したように、本願発明の光受信機では光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音を抑制し、従来の光受信機より受信信号のＳＮＲを改善することができる。
【００３５】
（第２の実施形態）
図１６に本実施形態の雑音信号除去装置を備えた光受信機の構成を示す。本実施形態の光受信機の構成は、図６に示した第１の実施形態のピーク値サンプリング部５に代えてスロット値サンプリング部１３を用いた構成である。その他の構成は、第１の実施形態と同様である。
【００３６】
本実施形態の光受信機の動作は、本スロット値サンプリング部１３において、各信号パルスの時間スロット内の同時刻（特定の時刻）の値を検出する点が、図６に示した第１の実施形態の光受信機と異なり、その他の動作は第１の実施形態と同様である。本実施形態の値検出方法では時間スロット内の特定の時刻の値を検出するため、時間スロット内でパルスピークがない、ＲＺ化されていないＤＰＳＫなどの位相変調や周波数変調信号にも適用できる。
【００３７】
本実施形態の光受信機で波長１５５０ｎｍ、１０．７Ｇｂａｕｄ ＤＰＳＫ（ＲＺ化されていないＤＰＳＫ）で変調された光信号を光増幅器１で増幅後に受信したときの受信特性を第１の実施形態と同様に図８に示す測定系で測定した結果（光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光ＳＮＲは１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）として測定）、Ｑファクターは従来の光受信機を用いたときに比較して本実施形態の光受信機では最大で５．５ｄＢの改善が確認できた。
【００３８】
なお、本発明の光受信機は、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調フォーマットに対しても適用でき、同様の信号対雑音比の改善が得られる。
【００３９】
（第３の実施形態）
図１７に本実施形態の雑音信号除去装置を備えた光受信機の構成を示す。本光受信機は、第２の実施形態の光受信機において、２分岐された信号のうち一方の信号が符号関数部９で処理される前に、二値化処理を行う二値化処理部１４を設けた構成である。
【００４０】
光電変換部２に入力した光信号は、増幅器３で増幅され（ここでは、前置増幅器、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器、電力増幅器などをまとめて一つのブロックで表現している）、Ａ／Ｄ変換器４でディジタル信号に変換され、スロット値サンプリング部１３により各時間スロットの同時刻の値が検出された後、２分岐される。
【００４１】
２分岐された信号のうち一方の信号は、スロット値サンプリング部１３による検出値は絶対値演算部６で全て正値に変換される。Ａ／Ｄ変換後に分岐された信号のうちもう一方は、二値化処理部１４で設定閾値より小さい値に対してゼロ、それ以上の値に対して正数（例えば１）に変換され符号関数部９へ入力される。符号関数部９は、信号の正負を判定して、入力が正値の場合は１を、負値の場合は−１を出力するとともに、入力が０の場合は０(ゼロ)を出力する。
【００４２】
２分岐された後に処理された両信号は、遅延部８、１０でそれぞれタイミングが調整され、その値が掛け合わされた後、低域透過フィルタ部７を透過して高周波成分を除去され、識別判定部１でビットの０、１が判定される。
【００４３】
ここで、二値化処理部について説明する。本実施形態の光受信機は、ＯＯＫ（Ｏｎ／Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式のＲＺ変調やＮＲＺ変調信号に適用される。ＯＯＫ変調方式のＲＺ変調やＮＲＺ変調信号では、０のビットに対応する時間スロットでは、理想的には光が無い状態となるため、符号関数部９への入力がゼロになり、同部からゼロが出力される。その結果、識別判定部１１に入力する信号（絶対値演算部６→低域透過フィルタ７→遅延部８を通過した信号と符号関数部９→遅延部１０を通過した信号との掛け算の信号）はゼロになる。しかしながら、実際の光受信機ではフォトダイオードの熱雑音等により０ビットのときでも符号関数９への入力はゼロより大きくなる。このため、符号関数部９の前段に二値化処理部１４を配置し、設定閾値より小さな値の場合は符号関数部９への入力がゼロとなるようにしている。
【００４４】
本実施形態の光受信機で波長１５５０ｎｍ、４３Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＯＯＫ変調された 光信号を光増幅器１で増幅後に受信したときの受信特性を第１の実施形態と同様に図８に示す測定系で測定した結果、（光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は０ｄＢｍで光ＳＮＲは１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）として測定）本実施形態の光受信機では４．５ｄＢの改善が確認できた。なお、本実施形態の光受信機では、光復調素子は用いておらず、光電変換素子は単一のフォトダイオード及び増幅器から構成されている。
【００４５】
（第４の実施形態）
本実施形態では、上記第１の実施形態から第３の実施形態の光受信機を用いた光伝送システムの実施例について説明する。
【００４６】
光伝送システムは図１８に示した構成を用いた。光伝送システムは、信号送信端と信号受信端とが伝送ファイバ５４と光中継装置５５とで接続されて構成されている。信号送信端には、光送信器５１とアレイ導波路回折格子（合波）５２と後置光増幅器５３とが設けられており、信号受信端には、前置光増幅器５６とアレイ導波路回折格子（分波）５７とが設けられている。光受信機４０は、信号受信端の後置光増幅器５３からの出力を入力される。
【００４７】
光伝送システムは、信号送信端において、複数の光送信器５１はそれぞれＬ帯１５７１．６５ｎｍ（１９０．７５ＴＨｚ）−１６０４．８８ｎｍ（１９６．８０ＴＨｚ）に配置された５０ＧＨｚ間隔８０波のうち一波長の信号光を発生すると共に、内部に備えた光変調器により、２１．５ＧｂａｕｄＲＺ−ＤＱＰＳＫで信号光を変調する。各波長の信号光はアレイ導波路回折格子５２で合波された後、後置光増幅器５３で増幅され、伝送ファイバ５４に−２ｄＢｍ／ｃｈのパワーで入力される。伝送ファイバは標準シングルモードファイバ８０ｋｍ長で、各光中継装置５５で分布ラマン増幅用の励起光が伝送ファイバに入力されると共に、光増幅器で、減衰した信号光は増幅される。光中継装置による中継は１０箇所で行った。信号受信端では分布ラマン増幅用の励起光が送信されると共に、信号光を増幅する前置光増幅装置５６で信号光が増幅された後、各信号波長での３−ｄＢ透過帯域が約３０ＧＨｚのアレイ導波路回折格子５７で各信号光に分波された後、本願発明の光受信機で検出・識別判定後、誤り訂正され信号のビットが判定される。
【００４８】
図１９は、図１８の光伝送システムにおいて第１の実施形態の光受信機４０を用いた場合のＱファクターを示している。比較のために、第１の実施形態の光受信機４０に代えて従来の光受信機を適用したときのＱファクターを図２０に示している。
【００４９】
本願発明の光受信機を使用した場合は、いずれの信号光もＱファクターはＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の適用限界（ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．９７５．１Ｅｎｈａｎｃｅｄ ＦＥＣを用いた場合）のＱファクター９．１ｄＢを上回っており、また、エラーレートはすべてＢＥＲ１０-12を下回っている（ＢＥＲは１０-12以下であるが、図１９ではＢＥＲ＝１０-12のところに点を打っている）。一方、従来の光受信機ではＡＳＥに起因する信号雑音の影響で、いずれの信号光もＱファクターはＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の適用限界のＱファクター９．１ｄＢ大きくを下回ってしまい、エラーレートは最悪の波長でＢＥＲ１．３×１０-9と非常に大きな値となった。
【００５０】
このように、従来の光受信機では光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音により伝送品質が劣化してしまう伝送容量・伝送距離であっても、本願発明の光受信機をしようすることで、信号のＳＮＲを保って伝送品質の劣化を抑制することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１ 光復調素子
２ 光電変換部
３ 増幅器
４ Ａ／Ｄ変換器
５ ピーク値サンプリング部
６ 絶対値演算部
７ 低域透過フィルタ部
８、１０ 遅延部
９ 符号関数部
１１ 識別判定部
１２ 補間演算部
４１ 光増幅器
１３ スロット値サンプリング部
１４ 二値化処理部
５１ 光送信器
５２ アレイ導波路回折格子（合波）
５３ 後置光増幅器
５４ 伝送ファイバ
５５ 光中継装置
５６ 前置光増幅器
５７ アレイ導波路回折格子（分波）
１０１ 光電変換部
１０２ 増幅部
１０３ 低域透過フィルタ部
１０４ 識別判定部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機に搭載される雑音信号除去装置であって、該雑音信号除去装置は、
前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリング部と、
前記検出された値を２分岐して出力する分岐部と、
前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算部と、
前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタ部と、
前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数部と、
前記低域透過フィルタの出力と前記符号関数部の出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算部と、
前記乗算部の出力に対してビットの０、１を判定する識別判定部とを備えることを特徴とする雑音信号除去装置。
【請求項２】
前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする請求項１に記載の雑音信号除去装置。
【請求項３】
前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の所定の時刻で値を検出することを特徴とする請求項１に記載の雑音信号除去装置。
【請求項４】
前記乗算器からの出力に対して時間的補間演算を行う補間演算部を備え、前記識別判定部は該補間演算部の出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置。
【請求項５】
受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機のための雑音信号除去方法であって、該雑音信号除去方法は、
前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリングステップと、
前記検出された値を２分岐して出力する分岐ステップと、
前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算ステップと、
前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタリングステップと、
前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数化ステップと、
前記低域透過フィルタでの出力と前記符号関数化ステップでの出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算ステップと、
前記乗算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定する識別判定ステップとを含むことを特徴とする雑音信号除去方法。
【請求項６】
前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする請求項５に記載の雑音信号除去方法。
【請求項７】
前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のある決まった時刻で値を検出することを特徴とする請求項５に記載の雑音信号除去方法。
【請求項８】
前記乗算ステップの出力に対してさらに時間的補間演算を行う補間演算ステップをさらに含み、
前記識別判定ステップは、前記補間演算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載の雑音信号除去方法。
【請求項９】
受信した光信号をディジタル電気信号に変換する光電変換部と、請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置とを備えたこと特徴とする光受信機。
【請求項１０】
前記光電変換部は、光信号の１ビットの遅延干渉手段とバランス型光検出手段とを有することを特徴とする請求項９に記載の光受信機。
【請求項１】
受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機に搭載される雑音信号除去装置であって、該雑音信号除去装置は、
前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリング部と、
前記検出された値を２分岐して出力する分岐部と、
前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算部と、
前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタ部と、
前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数部と、
前記低域透過フィルタの出力と前記符号関数部の出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算部と、
前記乗算部の出力に対してビットの０、１を判定する識別判定部とを備えることを特徴とする雑音信号除去装置。
【請求項２】
前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする請求項１に記載の雑音信号除去装置。
【請求項３】
前記サンプリング部は、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の所定の時刻で値を検出することを特徴とする請求項１に記載の雑音信号除去装置。
【請求項４】
前記乗算器からの出力に対して時間的補間演算を行う補間演算部を備え、前記識別判定部は該補間演算部の出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置。
【請求項５】
受信した光信号をディジタル電気信号に変換する処理部を備えた光受信機のための雑音信号除去方法であって、該雑音信号除去方法は、
前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内の一つの値を検出するサンプリングステップと、
前記検出された値を２分岐して出力する分岐ステップと、
前記分岐された一方の出力に対し絶対値の演算を行うことにより前記ディジタル電気信号の周波数をゼロに変換する絶対値演算ステップと、
前記演算された絶対値の高周波成分を除去することにより振幅雑音を除去する低域透過フィルタリングステップと、
前記分岐された他方の出力に対し符号の正負の判定をして正負の識別値を出力する符号関数化ステップと、
前記低域透過フィルタでの出力と前記符号関数化ステップでの出力とを乗算することにより、雑音を除去したサンプリング値を算出する乗算ステップと、
前記乗算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定する識別判定ステップとを含むことを特徴とする雑音信号除去方法。
【請求項６】
前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のピーク値を検出することを特徴とする請求項５に記載の雑音信号除去方法。
【請求項７】
前記サンプリングステップは、前記ディジタル電気信号の単位時間スロット内のある決まった時刻で値を検出することを特徴とする請求項５に記載の雑音信号除去方法。
【請求項８】
前記乗算ステップの出力に対してさらに時間的補間演算を行う補間演算ステップをさらに含み、
前記識別判定ステップは、前記補間演算ステップでの出力に対してビットの０、１を判定することを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載の雑音信号除去方法。
【請求項９】
受信した光信号をディジタル電気信号に変換する光電変換部と、請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号除去装置とを備えたこと特徴とする光受信機。
【請求項１０】
前記光電変換部は、光信号の１ビットの遅延干渉手段とバランス型光検出手段とを有することを特徴とする請求項９に記載の光受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１２】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図１０】
【図１１】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１２】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図１０】
【図１１】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１２−４４４２４（Ｐ２０１２−４４４２４Ａ）
【公開日】平成２４年３月１日（２０１２．３．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１８３４３０（Ｐ２０１０−１８３４３０）
【出願日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月１日（２０１２．３．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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