電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出可能なハイサイド・コントローラ
【課題】電力変換回路の良好な性能を提供するために、入力電圧源の負極を通じて電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出する機構を提案すること。
【解決手段】ハイサイド・コントローラが、制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、制御端子はゲート信号に接続され、２つのチャネル端子のうちの一方は電圧信号に接続されており、ゲート信号がアクティブであるときには、前記電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している第１スイッチと、反転増幅回路であって２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、第１サンプル／ホールド回路であって、ゲート信号に接続された制御入力端子と第１処理電圧に接続された入力端子と第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路とを備えることからなる。
【解決手段】ハイサイド・コントローラが、制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、制御端子はゲート信号に接続され、２つのチャネル端子のうちの一方は電圧信号に接続されており、ゲート信号がアクティブであるときには、前記電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している第１スイッチと、反転増幅回路であって２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、第１サンプル／ホールド回路であって、ゲート信号に接続された制御入力端子と第１処理電圧に接続された入力端子と第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路とを備えることからなる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換コントローラに関するものであり、より具体的には、良好な性能を提供するために電力変換回路の入力電圧と出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的な電力変換用途のハイサイド・ドライバ回路においては、通常、入力電圧源の正極はパワートランジスタのチャネルの一端に接続される。パワートランジスタが制御信号によりオンにされると、入力電圧源からの入力電力はパワートランジスタを通じてインダクタに伝送され、パワートランジスタのチャネルの他端と入力電圧源の負極との間の電位差が入力電圧源の入力電圧にほぼ等しくなる。パワートランジスタがオフにされると、入力電圧源の正極はパワートランジスタにより絶縁され、インダクタにおいて電流の連続性が保たれるように、パワートランジスタのチャネルの他端と入力電圧源の負極との間の電位差は極性および振幅を然るべく変化させる。
【０００３】
パワートランジスタの切り替えのため、ハイサイド・コントローラを用いて制御信号が生成される。しばしば見られるように、ハイサイド・コントローラの基準接地端子はパワートランジスタのチャネルの他端に接続され、これによって制御信号を提供するために低圧コントローラを用いることが可能となる。しかしながら、パワートランジスタのチャネルの他端と入力電圧源の負極との間の電位差は、スイッチング動作中に極性および振幅が経時的に変化するので、入力電圧源の入力電圧を検出するのは容易ではない。
【０００４】
この問題に鑑み、本発明は、電力変換回路の良好な性能を提供するために、入力電圧源の負極を通じて電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出する機構を提案する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の主要な目的は、入力電圧源の負極を通じて電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能である、電力変換回路のためのハイサイド・コントローラを提案することである。
【０００６】
本発明のもう１つの目的は、検出した入力電圧および出力電圧を用いて適応ピーク電流基準信号を生成することで、入力電圧および出力電圧の変動にかかわらずインダクタ電流が調整されて優れた力率を得ることができる、電力変換回路のためのハイサイド・コントローラを提案することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の上記目的を達成するため、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラを提案する。該ハイサイド・コントローラは、第１スイッチ、反転増幅回路、第１サンプル／ホールド回路、第２スイッチ、第２サンプル／ホールド回路、基準信号発生器、および比較器を有している。
【０００８】
第１スイッチは、制御端子と２つのチャネル端子とを有しており、制御端子はゲート信号に接続され、２つのチャネル端子のうちの一方は第１電圧信号に接続されている。ゲート信号がアクティブであるときには、第１電圧信号は前記入力電圧を負にしたものに比例している。
【０００９】
反転増幅回路は、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有している。
【００１０】
第１サンプル／ホールド回路は、ゲート信号に接続された制御入力端子と、第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有している。
【００１１】
第２スイッチは、制御端子および２つのチャネル端子を有しており、該第２スイッチの制御端子はゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの２つのチャネル端子のうちの一方は第２電圧信号に接続されており、該第２スイッチの２つのチャネル端子の他方は第２処理電圧を提供するために用いられる。ゲート信号が非アクティブであるときには、第２電圧信号は前記出力電圧に比例している。
【００１２】
第２サンプル／ホールド回路は、ゲート信号の補信号に接続された制御入力端子と、第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有している。
【００１３】
基準信号発生器は、第１サンプル電圧と第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有しており、適応ピーク電流基準信号は、第１サンプル電圧および第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される。
【００１４】
比較器は、電流検出信号を適応ピーク電流基準信号と比較することにより、ゲート信号を生成するために用いられる。
【００１５】
本発明の目的、その構造、革新的な特徴、および性能について本願の審査官がより理解しやすいように、好適な実施形態を添付の図面と共に用いて本発明の詳細な説明を行う。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、本発明の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成である。
【図２】図２は、図１のハイサイド・コントローラの好適な実施形態のブロック図である。
【図３】図３は、本発明の別の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成である。
【図４】図４は、図３のハイサイド・コントローラの好適な実施形態のブロック図である。
【図５】図５は、図３のハイサイド・コントローラの別の好適な実施形態のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の好適な実施形態を示す添付図面を参照して、本発明についてさらに詳しく説明する。
【００１８】
本発明の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成を示す図１を参照する。図１に示すように、電力変換回路の入力電圧と出力電圧は、それぞれＶＩＮとＶＯであり、電力変換回路は、ブリッジ・レギュレータ１０１、ＮＭＯＳトランジスタ１０２、電流検出抵抗１０３、インダクタ１０４、調整ダイオード１０５、フィルタリング・コンデンサ１０６、ＬＥＤモジュール１０７、分圧抵抗１０８‐１０９、ダイオード１１０、コンデンサ１１１、起動抵抗１１２、抵抗１１３、およびハイサイド・コントローラ１２０を有している。
【００１９】
ブリッジ・レギュレータ１０１は、ＡＣ電源ＶＡＣについて全波調整を行うために用いられ、これによって、その周期がＡＣ電源ＶＡＣの周期の半分である入力電圧ＶＩＮが生成される。
【００２０】
ＮＭＯＳトランジスタ１０２は、ゲート信号ＶＧにより駆動されて、パワースイッチとして用いられる。電流検出抵抗１０３は、インダクタ電流ＩＬに応じた電流検出信号ＶＣＳを生成するために用いられる。
【００２１】
インダクタ１０４は、ＮＭＯＳトランジスタ１０２と抵抗１０３とからなる充電電流路がオンのときには、入力電圧ＶＩＮから入力エネルギーを受け取るために用いられ、充電電流路がオフのときには、入力エネルギーをＬＥＤモジュール１０７に供給するために用いられる。
【００２２】
調整ダイオード１０５は、単方向スイッチとして機能するように用いられ、フィルタリング・コンデンサ１０６は、出力電圧ＶＯを保持するために用いられる。
【００２３】
ＬＥＤモジュール１０７は負荷として用いられ、出力電圧ＶＯの値はＬＥＤモジュール１０７に含まれるＬＥＤの数によって決定される。
【００２４】
抵抗１０８‐１０９、ダイオード１１０、コンデンサ１１１、および起動抵抗１１２は、ハイサイド・コントローラ１２０のＶＤＤピンとＧＮＤピンとの間にバイアス電圧を設定するために用いられる。
【００２５】
抵抗１１３は、電圧信号ＶＸをハイサイド・コントローラ１２０のＶＳピンに接続するために用いられるもので、電圧信号ＶＸは、入力電圧ＶＩＮの負極において、ＮＭＯＳトランジスタ１０２がオンのときにはＧＮＤピンの電位を基準として−ＶＩＮを示し、ＮＭＯＳトランジスタ１０２がオフのときにはＧＮＤピンの電位を基準としてＶＯを示す。
【００２６】
コンデンサ１１１上のバイアス電圧が加えられるハイサイド・コントローラ１２０は、電圧信号ＶＸを検出するために用いられ、これによって、ＶＩＮおよびＶＯの情報を取得し、ＶＩＮとＶＯについて適応算術演算を実行することにより適応ピーク電流基準信号を生成し、次に、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号と比較することによりゲート信号ＶＧを生成して、これによりＬＥＤモジュール１０７への電流を調整する。
【００２７】
図２に、ハイサイド・コントローラ１２０の好適な実施形態の詳細なブロック図を示している。図２に示すように、ハイサイド・コントローラ１２０は、スイッチ２０１、増幅器２０２、抵抗２０３、インバータ２０４、スイッチ２０５、抵抗２０６、サンプル／ホールド回路２０７‐２０８、基準信号発生器２０９、および比較器２１０を有している。
【００２８】
スイッチ２０１は、ゲート信号ＶＧにより制御されて、抵抗１１３、増幅器２０２、および抵抗２０３を含む反転増幅回路を有効化するためのものである。ゲート信号ＶＧがアクティブであるとき、例えばハイレベルであるときに、スイッチ２０１が閉じて、その間は−ＶＩＮを示している電圧信号ＶＸが反転増幅回路により処理されて、これにより、ＶＩＮ×（抵抗２０３の抵抗値／抵抗１１３の抵抗値）に等しい第１処理電圧ＶＹ１を生成する。
【００２９】
インバータ２０４は、スイッチ２０５を制御するための、ゲート信号ＶＧの補信号ＶＧＢを生成するために用いられる。ゲート信号ＶＧが非アクティブで（ローレベルで）あるときには、補信号ＶＧＢはアクティブで（ハイレベルで）あり、スイッチ２０５は閉じて、その間はＶＯを示している電圧信号ＶＸが抵抗１１３および抵抗２０６により処理されて、これにより、ＶＯ×（抵抗２０６の抵抗値／（抵抗１１３の抵抗値＋抵抗２０６の抵抗値））に等しい第２処理電圧ＶＹ２を生成する。
【００３０】
サンプル／ホールド回路２０７とサンプル／ホールド回路２０８は、ゲート信号ＶＧと補信号ＶＧＢの制御のもと、第１処理電圧ＶＹ１と第２処理電圧ＶＹ２をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第１サンプル電圧ＶＺ１と第２サンプル電圧ＶＺ２をそれぞれ生成する。ここで、ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例している。
【００３１】
基準信号発生器２０９は、等式：ｓｉｎθ＝ＶＺ１／（ＶＺ１の振幅）およびＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成するために用いられる。ここで、Ｋ１およびＫ２は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器２１０は、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦと比較することにより、ゲート信号ＶＧを生成するために用いられる。基準信号発生器２０９による適応算術演算の原理は、つぎのように考えられたものである。
【００３２】
境界モードのときには、インダクタ電流ＩＬは、期間ｔＯＮの間にゼロから傾きＶＩＮ／Ｌで増加し、期間ｔＯＦＦの間に所定のピーク電流ＩＰＥＡＫから負の傾き−ＶＯ／Ｌで減少することが知られている。インダクタ電流ＩＬの平均は、ＩＡＶＧ＝（ｔＯＦＦ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ｔＯＮ＋ｔＯＦＦ））＝（ＶＩＮ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ＶＩＮ＋ＶＯ））と表すことができる。従って、ＩＡＶＧが定数値ＩＣＯＮＳＴであるためには、ＩＰＥＡＫは等式：ＩＰＥＡＫ＝ＩＣＯＮＳＴ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮにより決定されなければならない。
【００３３】
ＬＥＤドライバ回路の力率が１である（ＰＦ＝１）―平均入力電流と入力電圧ＶＩＮ（＝ＶＩＮ，ＭＡＸ×ｓｉｎθ）の位相がそろっている―場合には、電力変換回路に供給される電力はｓｉｎ２θに比例する。また、ＬＥＤモジュール１０７に供給される電力はＬＩＰＥＡＫ２／（２×（ｔＯＮ＋ｔＯＦＦ））＝（ＶＩＮ×ＶＯ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ＶＩＮ＋ＶＯ））と表すことができるので、力率が１であるためには、つまり（ＶＩＮ×ＶＯ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ＶＩＮ＋ＶＯ））がｓｉｎ２θに比例するためには、ＩＰＥＡＫは、ｓｉｎ２θ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／（ＶＩＮＶＯ）に比例するように設定されなければならない。ＶＯは特定の設計に対しては定数であるので、ＩＰＥＡＫの等式は簡略化して、ＩＰＥＡＫ＝Ａ２ｓｉｎ２θ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮ、ここでＡは定数、とすることができる。
【００３４】
すばらしいことに、ＩＰＥＡＫ＝ＩＣＯＮＳＴ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮは、インダクタ電流ＩＬの平均電流を一定とするための式であるので、式ＩＰＥＡＫ＝Ａ２ｓｉｎ２θ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮによって、優れた力率（理想的には１に等しい）が得られるだけではなく、θのさまざまな角度値（０から１８０度まで）に対して、これらに対応するインダクタ電流ＩＬの一定の平均値を得ることができ、これによって、インダクタ電流ＩＬのそれら一定の平均値から一定の平均を得ることができる。ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例しているので、ＶＺ１およびＶＺ２が得られたら、ＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１により適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦ（＝ＩＰＥＡＫ）を生成することで、優れた力率を得ることができると共に、インダクタ電流ＩＬの平均を一定とすることができる。
【００３５】
上記の原理に基づき、その他の変形した実施形態が可能である。本発明の別の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成を示す、図３を参照する。図３に示すように、電力変換回路の入力電圧と出力電圧は、それぞれＶＩＮとＶＯであり、電力変換回路は、ブリッジ・レギュレータ３０１、ＮＭＯＳトランジスタ３０２、電流検出抵抗３０３、インダクタ３０４、調整ダイオード３０５、フィルタリング・コンデンサ３０６、ＬＥＤモジュール３０７、分圧抵抗３０８‐３０９、ダイオード３１０、コンデンサ３１１、起動抵抗３１２、抵抗３１３、抵抗３１４‐３１５、およびハイサイド・コントローラ３２０を有している。
【００３６】
ブリッジ・レギュレータ３０１は、ＡＣ電源ＶＡＣについて全波調整を行うために用いられ、これによって、その周期がＡＣ電源ＶＡＣの周期の半分である入力電圧ＶＩＮが生成される。
【００３７】
ＮＭＯＳトランジスタ３０２は、ゲート信号ＶＧにより駆動されて、パワースイッチとして用いられる。電流検出抵抗３０３は、インダクタ電流ＩＬに応じた電流検出信号ＶＣＳを生成するために用いられる。
【００３８】
インダクタ３０４は、ＮＭＯＳトランジスタ３０２と抵抗３０３とからなる充電電流路がオンのときには、入力電圧ＶＩＮから入力エネルギーを受け取るために用いられ、充電電流路がオフのときには、入力エネルギーをＬＥＤモジュール３０７に供給するために用いられる。
【００３９】
調整ダイオード３０５は、単方向スイッチとして機能するように用いられ、フィルタリング・コンデンサ３０６は、出力電圧ＶＯを保持するために用いられる。
【００４０】
ＬＥＤモジュール３０７は負荷として用いられ、出力電圧ＶＯの値はＬＥＤモジュール３０７に含まれるＬＥＤの数によって決定される。
【００４１】
抵抗３０８‐３０９、ダイオード３１０、コンデンサ３１１、および起動抵抗３１２は、ハイサイド・コントローラ３２０のＶＤＤピンとＧＮＤピンとの間にバイアス電圧を設定するために用いられる。
【００４２】
抵抗３１３は、第１電圧信号ＶＸ１をハイサイド・コントローラ３２０のＶＳ１ピンに接続するために用いられるもので、第１電圧信号ＶＸ１は、入力電圧ＶＩＮの負極において、ＮＭＯＳトランジスタ３０２がオンのときにＧＮＤピンの電位を基準として−ＶＩＮを示すものである。
【００４３】
抵抗３１４‐３１５は、第２電圧信号ＶＸ２をハイサイド・コントローラ３２０のＶＳ２ピンに接続するために用いられるもので、第２電圧信号ＶＸ２は、ＮＭＯＳトランジスタ３０２がオフのときにＧＮＤピンの電位を基準としてＶＯ×（抵抗３１４の抵抗値／（抵抗３１４の抵抗値＋抵抗３１５の抵抗値））を示すものである。
【００４４】
コンデンサ３１１上のバイアス電圧が加えられるハイサイド・コントローラ３２０は、第１電圧信号ＶＸ１および第２電圧信号ＶＸ２を検出するために用いられ、これによって、ＶＩＮおよびＶＯの情報を取得し、ＶＩＮとＶＯについて適応算術演算を実行することにより適応ピーク電流基準信号を生成し、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号と比較することによりゲート信号ＶＧを生成して、これによりＬＥＤモジュール３０７への電流を調整する。
【００４５】
図４に、ハイサイド・コントローラ３２０の好適な実施形態の詳細なブロック図を示している。図４に示すように、ハイサイド・コントローラ３２０は、スイッチ４０１、増幅器４０２、抵抗４０３、インバータ４０４、スイッチ４０５、サンプル／ホールド回路４０６‐４０７、基準信号発生器４０８、および比較器４０９を有している。
【００４６】
スイッチ４０１は、ゲート信号ＶＧにより制御されて、抵抗３１３、増幅器４０２、および抵抗４０３を含む反転増幅回路を有効化するためのものである。ゲート信号ＶＧがアクティブであるとき、例えばハイレベルであるときに、スイッチ４０１が閉じて、その間は−ＶＩＮを示している第１電圧信号ＶＸ１が反転増幅回路により処理されて、これにより、ＶＩＮ×（抵抗４０３の抵抗値／抵抗３１３の抵抗値）に等しい第１処理電圧ＶＹ１を生成する。
【００４７】
インバータ４０４は、スイッチ４０５を制御するための、ゲート信号ＶＧの補信号ＶＧＢを生成するために用いられる。ゲート信号ＶＧが非アクティブであるとき、例えばローレベルであるときには、補信号ＶＧＢはアクティブで（ハイレベルで）あり、スイッチ４０５は閉じて、その間はＶＯ×（抵抗３１４の抵抗値／（抵抗３１４の抵抗値＋抵抗３１５の抵抗値））に等しい第２電圧信号ＶＸ２に応じて、第２処理電圧ＶＹ２を生成する。
【００４８】
サンプル／ホールド回路４０６とサンプル／ホールド回路４０７は、ゲート信号ＶＧと補信号ＶＧＢの制御のもと、第１処理電圧ＶＹ１と第２処理電圧ＶＹ２をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第１サンプル電圧ＶＺ１と第２サンプル電圧ＶＺ２をそれぞれ生成する。ここで、ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例している。
【００４９】
基準信号発生器４０８は、等式：ｓｉｎθ＝ＶＺ１／（ＶＺ１の振幅）およびＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成するために用いられる。ここで、Ｋ１およびＫ２は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器４０９は、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦと比較することにより、ゲート信号ＶＧを生成するために用いられる。
【００５０】
図５に、ハイサイド・コントローラ３２０の別の好適な実施形態を示している。図５に示すように、ハイサイド・コントローラ３２０は、スイッチ５０１、ＮＭＯＳトランジスタ５０２、ＰＭＯＳトランジスタ５０３‐５０４、抵抗５０５、インバータ５０６、スイッチ５０７、サンプル／ホールド回路５０８‐５０９、基準信号発生器５１０、および比較器５１１を有している。
【００５１】
スイッチ５０１は、ゲート信号ＶＧにより制御されて、抵抗３１３、ＮＭＯＳトランジスタ５０２、ＰＭＯＳトランジスタ５０３‐５０４、および抵抗５０５を含む反転増幅回路を有効化するためのものであり、ここで、ＰＭＯＳトランジスタ５０３‐５０４はカレントミラーとして用いられる。ゲート信号ＶＧがアクティブで（ハイレベルで）あるときに、スイッチ５０１が閉じて、その間は−ＶＩＮを示している第１電圧信号ＶＸ１が反転増幅回路により処理されて、これにより、ＶＩＮ×（抵抗５０５の抵抗値／抵抗３１３の抵抗値）とほぼ等しい第１処理電圧ＶＹ１を生成する。反転増幅回路の原理は次のようである。バイアス電圧ＶＢがＮＭＯＳトランジスタ５０２の閾値近くに設定されると、ＮＭＯＳトランジスタ５０２のソース電圧はＶＩＮよりもはるかに小さいため、抵抗３１３の電流は、ＶＩＮ／（抵抗３１３の抵抗値）として近似できる。抵抗３１３の電流の複製がカレントミラーのＰＭＯＳトランジスタ５０４から生成されて、最後に、ＶＩＮ×（抵抗５０５の抵抗値／抵抗３１３の抵抗値）とほぼ等しい第１処理電圧ＶＹ１が、抵抗５０５の上端に生成される。
【００５２】
インバータ５０６は、スイッチ５０７を制御するための、ゲート信号ＶＧの補信号ＶＧＢを生成するために用いられる。ゲート信号ＶＧが非アクティブで（ローレベルで）あるときには、補信号ＶＧＢはアクティブで（ハイレベルで）あり、スイッチ５０７は閉じて、その間はＶＯ×（抵抗３１４の抵抗値／（抵抗３１４の抵抗値＋抵抗３１５の抵抗値））に等しい第２電圧信号ＶＸ２に応じて、第２処理電圧ＶＹ２を生成する。
【００５３】
サンプル／ホールド回路５０８とサンプル／ホールド回路５０９は、ゲート信号ＶＧと補信号ＶＧＢの制御のもと、第１処理電圧ＶＹ１と第２処理電圧ＶＹ２をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第１サンプル電圧ＶＺ１と第２サンプル電圧ＶＺ２をそれぞれ生成する。ここで、ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例している。
【００５４】
基準信号発生器５１０は、等式：ｓｉｎθ＝ＶＺ１／（ＶＺ１の振幅）およびＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成するために用いられる。ここで、Ｋ１およびＫ２は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器５１１は、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦと比較することにより、ゲート信号ＶＧを生成するために用いられる。
【００５５】
上記の明細からわかるように、本発明のハイサイド・コントローラは、非接地環境において電圧ＶＩＮおよびＶＯを検出するための解決策を提案するものであり、例示した応用回路においてＶＩＮおよびＶＯの情報を利用することで、優れた力率、およびインダクタ電流の平均を一定にすることを実現している。このため、入力電圧および出力電圧の変動にかかわらず、優れた力率、および平均が一定であるインダクタ電流を得ることができる。注意すべきことは、ＶＩＮおよびＶＯの情報を利用する上記の式は、バックブースト回路のためのものであるということである。バック回路を考える場合は、平均が一定となるインダクタ電流および優れた力率を得るために、ＶＩＮの情報のみ必要である。実際には、本発明のハイサイド・コントローラは、ＶＩＮに応じた適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成することで、バック回路、ブースト回路、バックブースト回路に対して優れた力率を提供することが可能であり、これは、インダクタ電流、ひいては入力電流が適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦに従うことによって、また、入力電流が入力電圧ＶＩＮと位相がそろうようになることで力率が１に近づいていくことによって可能となる。
【００５６】
本発明について、例として好適な実施形態によって説明したが、当然のことながら、本発明はこれに限定されるものではない。むしろ、さまざまな変形や類似の構成および手段を含むことを意図しており、添付の特許請求の範囲については、そのような全ての変形や類似の構成および手段が含まれるように、最も広い解釈が認められるべきである。
【００５７】
上記説明を要約すると、ここに示した本発明は、従来の構造よりも性能を向上させるものであり、画期的な発明である。
【符号の説明】
【００５８】
１０１ ブリッジ・レギュレータ
１０２ ＮＭＯＳトランジスタ
１０３ 電流検出抵抗
１０４ インダクタ
１０５ 調整ダイオード
１０６ フィルタリング・コンデンサ
１０７ ＬＥＤモジュール
１０８、１０９ 分圧抵抗
１１０ ダイオード
１１１ コンデンサ
１１２ 起動抵抗
１１３ 抵抗
１２０ ハイサイド・コントローラ
２０１ スイッチ
２０２ 増幅器
２０３ 抵抗
２０４ インバータ
２０５ スイッチ
２０６ 抵抗
２０７、２０８ サンプル／ホールド回路
２０９ 基準信号発生器
２１０ 比較器
３０１ ブリッジ・レギュレータ
３０２ ＮＭＯＳトランジスタ
３０３ 電流検出抵抗
３０４ インダクタ
３０５ 調整ダイオード
３０６ フィルタリング・コンデンサ
３０７ ＬＥＤモジュール
３０８、３０９ 分圧抵抗
３１０ ダイオード
３１１ コンデンサ
３１２ 起動抵抗
３１３ 抵抗
３１４、３１５ 抵抗
３２０ ハイサイド・コントローラ
４０１ スイッチ
４０２ 増幅器
４０３ 抵抗
４０４ インバータ
４０５ スイッチ
４０６、４０７ サンプル／ホールド回路
４０８ 基準信号発生器
４０９ 比較器
５０１ スイッチ
５０２ ＮＭＯＳトランジスタ
５０３、５０４ ＰＭＯＳトランジスタ
５０５ 抵抗
５０６ インバータ
５０７ スイッチ
５０８、５０９ サンプル／ホールド回路
５１０ 基準信号発生器
５１１ 比較器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換コントローラに関するものであり、より具体的には、良好な性能を提供するために電力変換回路の入力電圧と出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的な電力変換用途のハイサイド・ドライバ回路においては、通常、入力電圧源の正極はパワートランジスタのチャネルの一端に接続される。パワートランジスタが制御信号によりオンにされると、入力電圧源からの入力電力はパワートランジスタを通じてインダクタに伝送され、パワートランジスタのチャネルの他端と入力電圧源の負極との間の電位差が入力電圧源の入力電圧にほぼ等しくなる。パワートランジスタがオフにされると、入力電圧源の正極はパワートランジスタにより絶縁され、インダクタにおいて電流の連続性が保たれるように、パワートランジスタのチャネルの他端と入力電圧源の負極との間の電位差は極性および振幅を然るべく変化させる。
【０００３】
パワートランジスタの切り替えのため、ハイサイド・コントローラを用いて制御信号が生成される。しばしば見られるように、ハイサイド・コントローラの基準接地端子はパワートランジスタのチャネルの他端に接続され、これによって制御信号を提供するために低圧コントローラを用いることが可能となる。しかしながら、パワートランジスタのチャネルの他端と入力電圧源の負極との間の電位差は、スイッチング動作中に極性および振幅が経時的に変化するので、入力電圧源の入力電圧を検出するのは容易ではない。
【０００４】
この問題に鑑み、本発明は、電力変換回路の良好な性能を提供するために、入力電圧源の負極を通じて電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出する機構を提案する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の主要な目的は、入力電圧源の負極を通じて電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能である、電力変換回路のためのハイサイド・コントローラを提案することである。
【０００６】
本発明のもう１つの目的は、検出した入力電圧および出力電圧を用いて適応ピーク電流基準信号を生成することで、入力電圧および出力電圧の変動にかかわらずインダクタ電流が調整されて優れた力率を得ることができる、電力変換回路のためのハイサイド・コントローラを提案することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の上記目的を達成するため、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラを提案する。該ハイサイド・コントローラは、第１スイッチ、反転増幅回路、第１サンプル／ホールド回路、第２スイッチ、第２サンプル／ホールド回路、基準信号発生器、および比較器を有している。
【０００８】
第１スイッチは、制御端子と２つのチャネル端子とを有しており、制御端子はゲート信号に接続され、２つのチャネル端子のうちの一方は第１電圧信号に接続されている。ゲート信号がアクティブであるときには、第１電圧信号は前記入力電圧を負にしたものに比例している。
【０００９】
反転増幅回路は、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有している。
【００１０】
第１サンプル／ホールド回路は、ゲート信号に接続された制御入力端子と、第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有している。
【００１１】
第２スイッチは、制御端子および２つのチャネル端子を有しており、該第２スイッチの制御端子はゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの２つのチャネル端子のうちの一方は第２電圧信号に接続されており、該第２スイッチの２つのチャネル端子の他方は第２処理電圧を提供するために用いられる。ゲート信号が非アクティブであるときには、第２電圧信号は前記出力電圧に比例している。
【００１２】
第２サンプル／ホールド回路は、ゲート信号の補信号に接続された制御入力端子と、第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有している。
【００１３】
基準信号発生器は、第１サンプル電圧と第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有しており、適応ピーク電流基準信号は、第１サンプル電圧および第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される。
【００１４】
比較器は、電流検出信号を適応ピーク電流基準信号と比較することにより、ゲート信号を生成するために用いられる。
【００１５】
本発明の目的、その構造、革新的な特徴、および性能について本願の審査官がより理解しやすいように、好適な実施形態を添付の図面と共に用いて本発明の詳細な説明を行う。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、本発明の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成である。
【図２】図２は、図１のハイサイド・コントローラの好適な実施形態のブロック図である。
【図３】図３は、本発明の別の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成である。
【図４】図４は、図３のハイサイド・コントローラの好適な実施形態のブロック図である。
【図５】図５は、図３のハイサイド・コントローラの別の好適な実施形態のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の好適な実施形態を示す添付図面を参照して、本発明についてさらに詳しく説明する。
【００１８】
本発明の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成を示す図１を参照する。図１に示すように、電力変換回路の入力電圧と出力電圧は、それぞれＶＩＮとＶＯであり、電力変換回路は、ブリッジ・レギュレータ１０１、ＮＭＯＳトランジスタ１０２、電流検出抵抗１０３、インダクタ１０４、調整ダイオード１０５、フィルタリング・コンデンサ１０６、ＬＥＤモジュール１０７、分圧抵抗１０８‐１０９、ダイオード１１０、コンデンサ１１１、起動抵抗１１２、抵抗１１３、およびハイサイド・コントローラ１２０を有している。
【００１９】
ブリッジ・レギュレータ１０１は、ＡＣ電源ＶＡＣについて全波調整を行うために用いられ、これによって、その周期がＡＣ電源ＶＡＣの周期の半分である入力電圧ＶＩＮが生成される。
【００２０】
ＮＭＯＳトランジスタ１０２は、ゲート信号ＶＧにより駆動されて、パワースイッチとして用いられる。電流検出抵抗１０３は、インダクタ電流ＩＬに応じた電流検出信号ＶＣＳを生成するために用いられる。
【００２１】
インダクタ１０４は、ＮＭＯＳトランジスタ１０２と抵抗１０３とからなる充電電流路がオンのときには、入力電圧ＶＩＮから入力エネルギーを受け取るために用いられ、充電電流路がオフのときには、入力エネルギーをＬＥＤモジュール１０７に供給するために用いられる。
【００２２】
調整ダイオード１０５は、単方向スイッチとして機能するように用いられ、フィルタリング・コンデンサ１０６は、出力電圧ＶＯを保持するために用いられる。
【００２３】
ＬＥＤモジュール１０７は負荷として用いられ、出力電圧ＶＯの値はＬＥＤモジュール１０７に含まれるＬＥＤの数によって決定される。
【００２４】
抵抗１０８‐１０９、ダイオード１１０、コンデンサ１１１、および起動抵抗１１２は、ハイサイド・コントローラ１２０のＶＤＤピンとＧＮＤピンとの間にバイアス電圧を設定するために用いられる。
【００２５】
抵抗１１３は、電圧信号ＶＸをハイサイド・コントローラ１２０のＶＳピンに接続するために用いられるもので、電圧信号ＶＸは、入力電圧ＶＩＮの負極において、ＮＭＯＳトランジスタ１０２がオンのときにはＧＮＤピンの電位を基準として−ＶＩＮを示し、ＮＭＯＳトランジスタ１０２がオフのときにはＧＮＤピンの電位を基準としてＶＯを示す。
【００２６】
コンデンサ１１１上のバイアス電圧が加えられるハイサイド・コントローラ１２０は、電圧信号ＶＸを検出するために用いられ、これによって、ＶＩＮおよびＶＯの情報を取得し、ＶＩＮとＶＯについて適応算術演算を実行することにより適応ピーク電流基準信号を生成し、次に、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号と比較することによりゲート信号ＶＧを生成して、これによりＬＥＤモジュール１０７への電流を調整する。
【００２７】
図２に、ハイサイド・コントローラ１２０の好適な実施形態の詳細なブロック図を示している。図２に示すように、ハイサイド・コントローラ１２０は、スイッチ２０１、増幅器２０２、抵抗２０３、インバータ２０４、スイッチ２０５、抵抗２０６、サンプル／ホールド回路２０７‐２０８、基準信号発生器２０９、および比較器２１０を有している。
【００２８】
スイッチ２０１は、ゲート信号ＶＧにより制御されて、抵抗１１３、増幅器２０２、および抵抗２０３を含む反転増幅回路を有効化するためのものである。ゲート信号ＶＧがアクティブであるとき、例えばハイレベルであるときに、スイッチ２０１が閉じて、その間は−ＶＩＮを示している電圧信号ＶＸが反転増幅回路により処理されて、これにより、ＶＩＮ×（抵抗２０３の抵抗値／抵抗１１３の抵抗値）に等しい第１処理電圧ＶＹ１を生成する。
【００２９】
インバータ２０４は、スイッチ２０５を制御するための、ゲート信号ＶＧの補信号ＶＧＢを生成するために用いられる。ゲート信号ＶＧが非アクティブで（ローレベルで）あるときには、補信号ＶＧＢはアクティブで（ハイレベルで）あり、スイッチ２０５は閉じて、その間はＶＯを示している電圧信号ＶＸが抵抗１１３および抵抗２０６により処理されて、これにより、ＶＯ×（抵抗２０６の抵抗値／（抵抗１１３の抵抗値＋抵抗２０６の抵抗値））に等しい第２処理電圧ＶＹ２を生成する。
【００３０】
サンプル／ホールド回路２０７とサンプル／ホールド回路２０８は、ゲート信号ＶＧと補信号ＶＧＢの制御のもと、第１処理電圧ＶＹ１と第２処理電圧ＶＹ２をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第１サンプル電圧ＶＺ１と第２サンプル電圧ＶＺ２をそれぞれ生成する。ここで、ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例している。
【００３１】
基準信号発生器２０９は、等式：ｓｉｎθ＝ＶＺ１／（ＶＺ１の振幅）およびＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成するために用いられる。ここで、Ｋ１およびＫ２は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器２１０は、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦと比較することにより、ゲート信号ＶＧを生成するために用いられる。基準信号発生器２０９による適応算術演算の原理は、つぎのように考えられたものである。
【００３２】
境界モードのときには、インダクタ電流ＩＬは、期間ｔＯＮの間にゼロから傾きＶＩＮ／Ｌで増加し、期間ｔＯＦＦの間に所定のピーク電流ＩＰＥＡＫから負の傾き−ＶＯ／Ｌで減少することが知られている。インダクタ電流ＩＬの平均は、ＩＡＶＧ＝（ｔＯＦＦ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ｔＯＮ＋ｔＯＦＦ））＝（ＶＩＮ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ＶＩＮ＋ＶＯ））と表すことができる。従って、ＩＡＶＧが定数値ＩＣＯＮＳＴであるためには、ＩＰＥＡＫは等式：ＩＰＥＡＫ＝ＩＣＯＮＳＴ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮにより決定されなければならない。
【００３３】
ＬＥＤドライバ回路の力率が１である（ＰＦ＝１）―平均入力電流と入力電圧ＶＩＮ（＝ＶＩＮ，ＭＡＸ×ｓｉｎθ）の位相がそろっている―場合には、電力変換回路に供給される電力はｓｉｎ２θに比例する。また、ＬＥＤモジュール１０７に供給される電力はＬＩＰＥＡＫ２／（２×（ｔＯＮ＋ｔＯＦＦ））＝（ＶＩＮ×ＶＯ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ＶＩＮ＋ＶＯ））と表すことができるので、力率が１であるためには、つまり（ＶＩＮ×ＶＯ×ＩＰＥＡＫ）／（２×（ＶＩＮ＋ＶＯ））がｓｉｎ２θに比例するためには、ＩＰＥＡＫは、ｓｉｎ２θ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／（ＶＩＮＶＯ）に比例するように設定されなければならない。ＶＯは特定の設計に対しては定数であるので、ＩＰＥＡＫの等式は簡略化して、ＩＰＥＡＫ＝Ａ２ｓｉｎ２θ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮ、ここでＡは定数、とすることができる。
【００３４】
すばらしいことに、ＩＰＥＡＫ＝ＩＣＯＮＳＴ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮは、インダクタ電流ＩＬの平均電流を一定とするための式であるので、式ＩＰＥＡＫ＝Ａ２ｓｉｎ２θ×（ＶＩＮ＋ＶＯ）／ＶＩＮによって、優れた力率（理想的には１に等しい）が得られるだけではなく、θのさまざまな角度値（０から１８０度まで）に対して、これらに対応するインダクタ電流ＩＬの一定の平均値を得ることができ、これによって、インダクタ電流ＩＬのそれら一定の平均値から一定の平均を得ることができる。ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例しているので、ＶＺ１およびＶＺ２が得られたら、ＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１により適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦ（＝ＩＰＥＡＫ）を生成することで、優れた力率を得ることができると共に、インダクタ電流ＩＬの平均を一定とすることができる。
【００３５】
上記の原理に基づき、その他の変形した実施形態が可能である。本発明の別の好適な実施形態によるハイサイド・コントローラを用いる、ＬＥＤ点灯用の電力変換回路の構成を示す、図３を参照する。図３に示すように、電力変換回路の入力電圧と出力電圧は、それぞれＶＩＮとＶＯであり、電力変換回路は、ブリッジ・レギュレータ３０１、ＮＭＯＳトランジスタ３０２、電流検出抵抗３０３、インダクタ３０４、調整ダイオード３０５、フィルタリング・コンデンサ３０６、ＬＥＤモジュール３０７、分圧抵抗３０８‐３０９、ダイオード３１０、コンデンサ３１１、起動抵抗３１２、抵抗３１３、抵抗３１４‐３１５、およびハイサイド・コントローラ３２０を有している。
【００３６】
ブリッジ・レギュレータ３０１は、ＡＣ電源ＶＡＣについて全波調整を行うために用いられ、これによって、その周期がＡＣ電源ＶＡＣの周期の半分である入力電圧ＶＩＮが生成される。
【００３７】
ＮＭＯＳトランジスタ３０２は、ゲート信号ＶＧにより駆動されて、パワースイッチとして用いられる。電流検出抵抗３０３は、インダクタ電流ＩＬに応じた電流検出信号ＶＣＳを生成するために用いられる。
【００３８】
インダクタ３０４は、ＮＭＯＳトランジスタ３０２と抵抗３０３とからなる充電電流路がオンのときには、入力電圧ＶＩＮから入力エネルギーを受け取るために用いられ、充電電流路がオフのときには、入力エネルギーをＬＥＤモジュール３０７に供給するために用いられる。
【００３９】
調整ダイオード３０５は、単方向スイッチとして機能するように用いられ、フィルタリング・コンデンサ３０６は、出力電圧ＶＯを保持するために用いられる。
【００４０】
ＬＥＤモジュール３０７は負荷として用いられ、出力電圧ＶＯの値はＬＥＤモジュール３０７に含まれるＬＥＤの数によって決定される。
【００４１】
抵抗３０８‐３０９、ダイオード３１０、コンデンサ３１１、および起動抵抗３１２は、ハイサイド・コントローラ３２０のＶＤＤピンとＧＮＤピンとの間にバイアス電圧を設定するために用いられる。
【００４２】
抵抗３１３は、第１電圧信号ＶＸ１をハイサイド・コントローラ３２０のＶＳ１ピンに接続するために用いられるもので、第１電圧信号ＶＸ１は、入力電圧ＶＩＮの負極において、ＮＭＯＳトランジスタ３０２がオンのときにＧＮＤピンの電位を基準として−ＶＩＮを示すものである。
【００４３】
抵抗３１４‐３１５は、第２電圧信号ＶＸ２をハイサイド・コントローラ３２０のＶＳ２ピンに接続するために用いられるもので、第２電圧信号ＶＸ２は、ＮＭＯＳトランジスタ３０２がオフのときにＧＮＤピンの電位を基準としてＶＯ×（抵抗３１４の抵抗値／（抵抗３１４の抵抗値＋抵抗３１５の抵抗値））を示すものである。
【００４４】
コンデンサ３１１上のバイアス電圧が加えられるハイサイド・コントローラ３２０は、第１電圧信号ＶＸ１および第２電圧信号ＶＸ２を検出するために用いられ、これによって、ＶＩＮおよびＶＯの情報を取得し、ＶＩＮとＶＯについて適応算術演算を実行することにより適応ピーク電流基準信号を生成し、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号と比較することによりゲート信号ＶＧを生成して、これによりＬＥＤモジュール３０７への電流を調整する。
【００４５】
図４に、ハイサイド・コントローラ３２０の好適な実施形態の詳細なブロック図を示している。図４に示すように、ハイサイド・コントローラ３２０は、スイッチ４０１、増幅器４０２、抵抗４０３、インバータ４０４、スイッチ４０５、サンプル／ホールド回路４０６‐４０７、基準信号発生器４０８、および比較器４０９を有している。
【００４６】
スイッチ４０１は、ゲート信号ＶＧにより制御されて、抵抗３１３、増幅器４０２、および抵抗４０３を含む反転増幅回路を有効化するためのものである。ゲート信号ＶＧがアクティブであるとき、例えばハイレベルであるときに、スイッチ４０１が閉じて、その間は−ＶＩＮを示している第１電圧信号ＶＸ１が反転増幅回路により処理されて、これにより、ＶＩＮ×（抵抗４０３の抵抗値／抵抗３１３の抵抗値）に等しい第１処理電圧ＶＹ１を生成する。
【００４７】
インバータ４０４は、スイッチ４０５を制御するための、ゲート信号ＶＧの補信号ＶＧＢを生成するために用いられる。ゲート信号ＶＧが非アクティブであるとき、例えばローレベルであるときには、補信号ＶＧＢはアクティブで（ハイレベルで）あり、スイッチ４０５は閉じて、その間はＶＯ×（抵抗３１４の抵抗値／（抵抗３１４の抵抗値＋抵抗３１５の抵抗値））に等しい第２電圧信号ＶＸ２に応じて、第２処理電圧ＶＹ２を生成する。
【００４８】
サンプル／ホールド回路４０６とサンプル／ホールド回路４０７は、ゲート信号ＶＧと補信号ＶＧＢの制御のもと、第１処理電圧ＶＹ１と第２処理電圧ＶＹ２をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第１サンプル電圧ＶＺ１と第２サンプル電圧ＶＺ２をそれぞれ生成する。ここで、ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例している。
【００４９】
基準信号発生器４０８は、等式：ｓｉｎθ＝ＶＺ１／（ＶＺ１の振幅）およびＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成するために用いられる。ここで、Ｋ１およびＫ２は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器４０９は、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦと比較することにより、ゲート信号ＶＧを生成するために用いられる。
【００５０】
図５に、ハイサイド・コントローラ３２０の別の好適な実施形態を示している。図５に示すように、ハイサイド・コントローラ３２０は、スイッチ５０１、ＮＭＯＳトランジスタ５０２、ＰＭＯＳトランジスタ５０３‐５０４、抵抗５０５、インバータ５０６、スイッチ５０７、サンプル／ホールド回路５０８‐５０９、基準信号発生器５１０、および比較器５１１を有している。
【００５１】
スイッチ５０１は、ゲート信号ＶＧにより制御されて、抵抗３１３、ＮＭＯＳトランジスタ５０２、ＰＭＯＳトランジスタ５０３‐５０４、および抵抗５０５を含む反転増幅回路を有効化するためのものであり、ここで、ＰＭＯＳトランジスタ５０３‐５０４はカレントミラーとして用いられる。ゲート信号ＶＧがアクティブで（ハイレベルで）あるときに、スイッチ５０１が閉じて、その間は−ＶＩＮを示している第１電圧信号ＶＸ１が反転増幅回路により処理されて、これにより、ＶＩＮ×（抵抗５０５の抵抗値／抵抗３１３の抵抗値）とほぼ等しい第１処理電圧ＶＹ１を生成する。反転増幅回路の原理は次のようである。バイアス電圧ＶＢがＮＭＯＳトランジスタ５０２の閾値近くに設定されると、ＮＭＯＳトランジスタ５０２のソース電圧はＶＩＮよりもはるかに小さいため、抵抗３１３の電流は、ＶＩＮ／（抵抗３１３の抵抗値）として近似できる。抵抗３１３の電流の複製がカレントミラーのＰＭＯＳトランジスタ５０４から生成されて、最後に、ＶＩＮ×（抵抗５０５の抵抗値／抵抗３１３の抵抗値）とほぼ等しい第１処理電圧ＶＹ１が、抵抗５０５の上端に生成される。
【００５２】
インバータ５０６は、スイッチ５０７を制御するための、ゲート信号ＶＧの補信号ＶＧＢを生成するために用いられる。ゲート信号ＶＧが非アクティブで（ローレベルで）あるときには、補信号ＶＧＢはアクティブで（ハイレベルで）あり、スイッチ５０７は閉じて、その間はＶＯ×（抵抗３１４の抵抗値／（抵抗３１４の抵抗値＋抵抗３１５の抵抗値））に等しい第２電圧信号ＶＸ２に応じて、第２処理電圧ＶＹ２を生成する。
【００５３】
サンプル／ホールド回路５０８とサンプル／ホールド回路５０９は、ゲート信号ＶＧと補信号ＶＧＢの制御のもと、第１処理電圧ＶＹ１と第２処理電圧ＶＹ２をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第１サンプル電圧ＶＺ１と第２サンプル電圧ＶＺ２をそれぞれ生成する。ここで、ＶＺ１はＶＩＮに比例しており、ＶＺ２はＶＯに比例している。
【００５４】
基準信号発生器５１０は、等式：ｓｉｎθ＝ＶＺ１／（ＶＺ１の振幅）およびＶＲＥＦ＝Ｋ１ｓｉｎ２θ×（１＋Ｋ２ＶＺ２）／ＶＺ１を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成するために用いられる。ここで、Ｋ１およびＫ２は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器５１１は、電流検出信号ＶＣＳを適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦと比較することにより、ゲート信号ＶＧを生成するために用いられる。
【００５５】
上記の明細からわかるように、本発明のハイサイド・コントローラは、非接地環境において電圧ＶＩＮおよびＶＯを検出するための解決策を提案するものであり、例示した応用回路においてＶＩＮおよびＶＯの情報を利用することで、優れた力率、およびインダクタ電流の平均を一定にすることを実現している。このため、入力電圧および出力電圧の変動にかかわらず、優れた力率、および平均が一定であるインダクタ電流を得ることができる。注意すべきことは、ＶＩＮおよびＶＯの情報を利用する上記の式は、バックブースト回路のためのものであるということである。バック回路を考える場合は、平均が一定となるインダクタ電流および優れた力率を得るために、ＶＩＮの情報のみ必要である。実際には、本発明のハイサイド・コントローラは、ＶＩＮに応じた適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦを生成することで、バック回路、ブースト回路、バックブースト回路に対して優れた力率を提供することが可能であり、これは、インダクタ電流、ひいては入力電流が適応ピーク電流基準信号ＶＲＥＦに従うことによって、また、入力電流が入力電圧ＶＩＮと位相がそろうようになることで力率が１に近づいていくことによって可能となる。
【００５６】
本発明について、例として好適な実施形態によって説明したが、当然のことながら、本発明はこれに限定されるものではない。むしろ、さまざまな変形や類似の構成および手段を含むことを意図しており、添付の特許請求の範囲については、そのような全ての変形や類似の構成および手段が含まれるように、最も広い解釈が認められるべきである。
【００５７】
上記説明を要約すると、ここに示した本発明は、従来の構造よりも性能を向上させるものであり、画期的な発明である。
【符号の説明】
【００５８】
１０１ ブリッジ・レギュレータ
１０２ ＮＭＯＳトランジスタ
１０３ 電流検出抵抗
１０４ インダクタ
１０５ 調整ダイオード
１０６ フィルタリング・コンデンサ
１０７ ＬＥＤモジュール
１０８、１０９ 分圧抵抗
１１０ ダイオード
１１１ コンデンサ
１１２ 起動抵抗
１１３ 抵抗
１２０ ハイサイド・コントローラ
２０１ スイッチ
２０２ 増幅器
２０３ 抵抗
２０４ インバータ
２０５ スイッチ
２０６ 抵抗
２０７、２０８ サンプル／ホールド回路
２０９ 基準信号発生器
２１０ 比較器
３０１ ブリッジ・レギュレータ
３０２ ＮＭＯＳトランジスタ
３０３ 電流検出抵抗
３０４ インダクタ
３０５ 調整ダイオード
３０６ フィルタリング・コンデンサ
３０７ ＬＥＤモジュール
３０８、３０９ 分圧抵抗
３１０ ダイオード
３１１ コンデンサ
３１２ 起動抵抗
３１３ 抵抗
３１４、３１５ 抵抗
３２０ ハイサイド・コントローラ
４０１ スイッチ
４０２ 増幅器
４０３ 抵抗
４０４ インバータ
４０５ スイッチ
４０６、４０７ サンプル／ホールド回路
４０８ 基準信号発生器
４０９ 比較器
５０１ スイッチ
５０２ ＮＭＯＳトランジスタ
５０３、５０４ ＰＭＯＳトランジスタ
５０５ 抵抗
５０６ インバータ
５０７ スイッチ
５０８、５０９ サンプル／ホールド回路
５１０ 基準信号発生器
５１１ 比較器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラであって、
制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記２つのチャネル端子のうちの一方は電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第１スイッチと、
反転増幅回路であって、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、
第１サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路と、を備えるハイサイド・コントローラ。
【請求項２】
制御端子および２つのチャネル端子を有する第２スイッチであって、該第２スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子のうちの一方は前記電圧信号に接続されており、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記電圧信号は前記出力電圧に比例している、第２スイッチと、
前記第２スイッチの前記２つのチャネル端子の他方に接続されて、第２処理電圧を提供する分圧器と、
第２サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第２サンプル／ホールド回路と、をさらに備える、請求項１に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項３】
基準信号発生器であって、前記第１サンプル電圧と前記第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有する基準信号発生器をさらに備え、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第１サンプル電圧および前記第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、請求項２に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項４】
電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器をさらに備える、請求項３に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項５】
前記反転増幅回路はカレントミラーを有している、請求項１に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項６】
電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラであって、
制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記２つのチャネル端子のうちの一方は第１電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記第１電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第１スイッチと、
反転増幅回路であって、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、
第１サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路と、
制御端子および２つのチャネル端子を有する第２スイッチであって、該第２スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子のうちの一方は第２電圧信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子の他方は第２処理電圧を提供するために用いられ、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記第２電圧信号は前記出力電圧に比例している、第２スイッチと、
第２サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第２サンプル／ホールド回路と、を備えるハイサイド・コントローラ。
【請求項７】
基準信号発生器であって、前記第１サンプル電圧と前記第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有する基準信号発生器をさらに備え、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第１サンプル電圧および前記第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、請求項６に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項８】
電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器をさらに備える、請求項７に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項９】
前記反転増幅回路はカレントミラーを有している、請求項６に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項１０】
電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラであって、
制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記２つのチャネル端子のうちの一方は第１電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記第１電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第１スイッチと、
反転増幅回路であって、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、
第１サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路と、
制御端子および２つのチャネル端子を有する第２スイッチであって、該第２スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子のうちの一方は第２電圧信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子の他方は第２処理電圧を提供するために用いられ、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記第２電圧信号は前記出力電圧に比例している、第２スイッチと、
第２サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第２サンプル／ホールド回路と、
基準信号発生器であって、前記第１サンプル電圧と前記第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有し、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第１サンプル電圧および前記第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、基準信号発生器と、
電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器と、を備えるハイサイド・コントローラ。
【請求項１】
電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラであって、
制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記２つのチャネル端子のうちの一方は電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第１スイッチと、
反転増幅回路であって、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、
第１サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路と、を備えるハイサイド・コントローラ。
【請求項２】
制御端子および２つのチャネル端子を有する第２スイッチであって、該第２スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子のうちの一方は前記電圧信号に接続されており、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記電圧信号は前記出力電圧に比例している、第２スイッチと、
前記第２スイッチの前記２つのチャネル端子の他方に接続されて、第２処理電圧を提供する分圧器と、
第２サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第２サンプル／ホールド回路と、をさらに備える、請求項１に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項３】
基準信号発生器であって、前記第１サンプル電圧と前記第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有する基準信号発生器をさらに備え、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第１サンプル電圧および前記第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、請求項２に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項４】
電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器をさらに備える、請求項３に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項５】
前記反転増幅回路はカレントミラーを有している、請求項１に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項６】
電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラであって、
制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記２つのチャネル端子のうちの一方は第１電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記第１電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第１スイッチと、
反転増幅回路であって、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、
第１サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路と、
制御端子および２つのチャネル端子を有する第２スイッチであって、該第２スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子のうちの一方は第２電圧信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子の他方は第２処理電圧を提供するために用いられ、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記第２電圧信号は前記出力電圧に比例している、第２スイッチと、
第２サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第２サンプル／ホールド回路と、を備えるハイサイド・コントローラ。
【請求項７】
基準信号発生器であって、前記第１サンプル電圧と前記第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有する基準信号発生器をさらに備え、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第１サンプル電圧および前記第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、請求項６に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項８】
電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器をさらに備える、請求項７に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項９】
前記反転増幅回路はカレントミラーを有している、請求項６に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラ。
【請求項１０】
電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイド・コントローラであって、
制御端子と２つのチャネル端子とを有する第１スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記２つのチャネル端子のうちの一方は第１電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記第１電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第１スイッチと、
反転増幅回路であって、前記２つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第１処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、
第１サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第１処理電圧に接続された入力端子と、第１サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第１サンプル／ホールド回路と、
制御端子および２つのチャネル端子を有する第２スイッチであって、該第２スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子のうちの一方は第２電圧信号に接続されており、該第２スイッチの前記２つのチャネル端子の他方は第２処理電圧を提供するために用いられ、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記第２電圧信号は前記出力電圧に比例している、第２スイッチと、
第２サンプル／ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第２処理電圧に接続された入力端子と、第２サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第２サンプル／ホールド回路と、
基準信号発生器であって、前記第１サンプル電圧と前記第２サンプル電圧とにそれぞれ接続された２つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有し、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第１サンプル電圧および前記第２サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、基準信号発生器と、
電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器と、を備えるハイサイド・コントローラ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−６０８７３（Ｐ２０１２−６０８７３Ａ）
【公開日】平成２４年３月２２日（２０１２．３．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−８７９９８（Ｐ２０１１−８７９９８）
【出願日】平成２３年４月１２日（２０１１．４．１２）
【出願人】（５１０３２６３５９）インメンス アドヴァンス テクノロジー コーポレーション (8)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月２２日（２０１２．３．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月１２日（２０１１．４．１２）
【出願人】（５１０３２６３５９）インメンス アドヴァンス テクノロジー コーポレーション (8)
【Ｆターム（参考）】
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