電圧変換器
誘導性磁化モードにおいてエネルギを蓄積するとともに、誘導性減磁モードにおいてエネルギを転送する誘導性回路（L）を電圧変換器が備える。加えて、当該電圧変換器は、少なくとも２つの非反転出力電圧(Va,Vb,Vc)を提供する少なくとも２つの非反転分岐(12,13,14)と、反転出力電圧を提供する反転分岐(15)と、を備える。前記反転分岐(15)及び前記非反転分岐(12,13,14)は、前記誘導性回路(15)の出力(10)に並列接続される。前記誘導性回路は、前記反転分岐(15)へ及び前記少なくとも２つの非反転分岐(12,13,14)のうちの１つへエネルギを転送する。これにより、前記反転電圧(Vinv)及び前記少なくとも２つの非反転分岐(12,13,14)のうちの前記１つの対応する非反転出力電圧(Va,Vb,Vc)が、逆の極性及び略等しい大きさを有している。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧変換器、電力管理ユニット及び斯様な電圧変換器を備える携帯型装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、例えば、電源において、又は携帯電話、個人用携帯情報端末（ＰＤＡ）若しくはノート型パソコンなどの携帯型装置において用いられ得る。電圧変換器は、通常、直流入力電圧電源から複数の直流出力電圧を引き出すのに用いられる。これらの出力電圧は、直流入力電圧よりも高い電圧レベルを有し得る。電圧変換器は、通常、ＤＣ／ＤＣ電圧変換器又はスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）として称される。ＤＣ／ＤＣ変換器は、当該技術分野において一般的に既知である。電圧変換器は、直流入力電圧源から得られるエネルギを蓄積するために、インダクタなどのエネルギ蓄積手段を備える。このエネルギは、後々、複数の出力電圧を発生及び維持するのに用いられる。エネルギ蓄積手段は、周期的に充電と放電され、エネルギ蓄積手段から電圧変換器の出力へのエネルギの流れは、プログラマブルスイッチ装置を用いて調整される。電圧変換器の出力のいずれかに接続される反転回路を用いることによって、負性電圧も供給され得ることは、当該分野において一般に既知である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の目的は、改善された電圧変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
この目的のために、当該電圧変換器は、
−誘導性磁化モードにおいてエネルギを蓄積するとともに、誘導性減磁モードにおいてエネルギを転送する誘導性回路と、
−少なくとも２つの非反転出力電圧を提供する少なくとも２つの非反転分岐と、
−反転出力電圧を提供する反転分岐と、
を備え、
前記反転分岐及び前記非反転分岐が、前記誘導性回路の出力に並列接続され、前記誘導性回路が、前記反転分岐へ及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つへエネルギを転送し、前記反転電圧及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つの対応する非反転出力電圧が、逆の極性及び略等しい大きさを有する。
【０００５】
本発明は、反転分岐を、非反転分岐の出力よりもむしろ誘導性回路の出力に接続することによって、電圧変換器の遥かに効率的でかつより費用効果の高い設計を可能にするような、所要のスイッチ装置におけるかなりの節約が達成され得るという洞察に基づく。本発明は、更に、非反転分岐及び反転分岐の両方の出力電圧が、誘導性回路の出力で入手可能である電圧クランプレベルによって決定され得、これにより、反転分岐を非反転分岐の出力に接続することをもはや必要とされないという洞察に基づく。
【０００６】
本発明による電圧変換器の他の実施例において、反転分岐は、誘導性減磁モードにおいて転送されたエネルギを蓄積するとともに、誘導性磁化モードにおいて転送されたエネルギを放出する容量性回路を備える。コンデンサが、所要の電圧レベルが達されるまで初めに充電され、後に要求に応じて放電されるバッテリとして有利に動作し得る。
【０００７】
本発明による電圧変換器の実施例において、容量性回路が、該容量性回路の入力を介して前記転送されたエネルギを受け取る一方で、該容量性回路の出力が接地電圧に接続され、該容量性回路が該出力を介してエネルギを放出する一方で、該入力が該接地電圧に接続される。この実施例は、コンデンサの両端に掛かる電圧の極性を逆にする便利な方法を提供するという有利な点を有する。
【０００８】
本発明による電圧変換器の他の実施例は、電圧変換器が、誘導性磁化モード及び誘導性減磁モードのそれぞれにおいて該容量性回路の入力（In）及び出力（Out）を接地電圧(GND)にそれぞれ接続する第１及び第２スイッチ装置を備える。該容量性回路は、該第１及び第２スイッチ装置を用いて、制御された方法で容易に充電及び放電され得る。
【０００９】
本発明に従う電圧変換器の実施例において、電圧変換器は、入力電圧が誘導性回路へ供給される電圧降下変換回路を更に備える。斯様にして、誘導性回路の充電蓄積の量、及びしたがって電圧変換器の出力が制御され得る。
【００１０】
本発明による電圧変換器の実施例において、前記電圧降下変換回路は、誘導性回路に交互に入力電圧及び接地電圧を供給する第３及び第４スイッチ装置を備える。この実施例は、電圧降下変換量が、第３及び第４スイッチ装置のデューティサイクルによって決定され得るという有利な点を有する。これにより、プログラマブル電圧降下変換回路が得られる。
【００１１】
本発明による電圧変換器の実施例において、該少なくとも２つの分岐のうちの少なくとも１つは、該分岐を有効状態にする更なるスイッチ装置を備える。誘導性回路からのエネルギの流れは、該更なるスイッチ装置を用いて制御され得る。このことは、該更なるスイッチ装置が閉じられる場合にのみ、エネルギが、該分岐に転送され得ることを意味する。加えて、該更なるスイッチ装置が閉じられる場合、反転分岐のクランプ電圧の大きさは、有効状態にされる非反転分岐のクランプ電圧の大きさに略等しくなる。
【００１２】
本発明による電圧変換器の別の実施例において、該電圧変換器は、該スイッチ装置を制御する制御手段を更に備える。該スイッチを制御することによって、該電圧変換器の動作及び応答を制御することが可能である。
【００１３】
本発明のこれら及び他の態様は、添付の図面を用いて説明され得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、入力電圧Viを３つのクランプ電圧Va、Vb及びVcに変換する従来技術の電圧変換器を示す。図１において、Va>Vb>Vcであることが仮定される。抵抗器RL1、RL2及びRL3は、電圧変換器の負荷を表す。クランプ電圧Va、Vb及びVcは、当該技術分野において一般に既知である方法に従い発生される。例えば、クランプ電圧Va、Vb及びVcの測定に応答して誘導性磁化及び減磁モードのデューティサイクルを制御することによって、又は回路負荷RL1、RL2及びRL3を通ずる電流を測定することによってなどである。
【００１５】
誘導性磁化モードにおいて、スイッチSＬは閉じられ（伝導状態）、一方でD1、S5及びS6は、非伝導状態にされる。明らかなように、磁化電流ILは、I1に等しい。
がインダクタのインダクタンスを表し、tが時間を表す場合に、I1がI1=(Vi/L)*tに等しいことを当業者によって容易に理解され得る。したがって、磁化電流ILは、例えば図２の屈曲線20に示されるように、ILがImaxに等しくなるまで時間とともに連続的に増加する。誘導性磁化モードにおいて、電流ILは、E=1/2*L*I2maxに等しいエネルギEの量を誘導性回路Lに転送することが容易に理解され得る。
【００１６】
誘導性減磁モードにおいて、スイッチSLは開かれている一方で、同時にスイッチング要素D1、S5及びS6のうちの１つは、伝導状態にされる。斯様にして、蓄積されるエネルギE=1/2*L*I2maxは、出力分岐12、13又は14に供給される。例として、図１は、S5のみが、IL=I2であるように伝導状態にされることを仮定する。インダクタLが突然の電流変化に対して抵抗することは当該技術分野において一般に既知である。したがって、図２に示される屈曲線22のように、I2は、Imaxから開始し、それから線形的に減少することが容易に理解され得る。図２の傾斜22の角度αは、L*dIL/dt=(Vi-Vb+VD2)によって決定され、このことは、傾斜22の角度は、出力電圧Vbによって主に決定されることを意味する。
【００１７】
Vbは、
として表現され得る。誘導性減磁モードにおいて、インダクタの両端の
ボルトの電圧は、例えば図３に示される屈曲線32のように、負性極性を有する。しかし、
が、出力電圧Vbに対して正の寄与を有することは明らかである。VD2は、用いられる技術に応じて、通常0.3及び0.7ボルト間に存在するダイオードD2の両端の電圧を表す。ダイオードD1、D2及びD3は、電圧変換器の出力から内部ノード10への電流漏れを防ぐために提供される。ダイオードD1、D2及びD3は、スイッチS5及びS6が、厳密に片方向である場合、すなわち内部ノード10から出力へのみ伝導する場合、省略され得る。このことは、例えば、スイッチS5及びS6が非直列接続であるＰ型ＭＯＳトランジスタの対を用いて構築される場合である。この場合、分岐12が、スイッチ装置も備えなければならないことが明らかである。スイッチS5及びS6が開いている場合、電流I2は、分岐12を通じて流れ始める。スイッチS5が閉じ、S6が開いた状態にされる場合、Vb-VD2の電圧が、内部ノード10に与えられる。これがVaより低い電圧であるので、ダイオードD1はオフにされ、I2は、第２分岐13を通じて流れ始める。同様にS6を閉じることにより、電圧Vc-VD3が内部ノード10に与えられ、ダイオードD1及びD2をオフにし得る。したがって、スイッチSL、S5及びS6を制御された方法で動作させることによって、インダクタLを磁化及び減磁すること、及び分岐12、13及び14のうちのそれぞれ１つにインダクタLからエネルギを転送することが可能である。コンデンサC1は、入力ラインを、電圧変換器のスイッチングノイズ及び高周波数スイッチング入力電流に対して保護する直流入力バッファとして動作する。コンデンサC2、C3及びC4は、直流出力バッファとして作動する。これらの機能は、第１に、高周波数出力電流を平滑にし、第２に、電圧変換器の分岐に何の充電も供給されない期間に連続的な出力電圧を保障することである。この結果として、C2、C3及びC4の両端の電圧は、わずかな交流リップルを示し得る。しかし、このことは、コンデンサC2、C3及びC4が誘導性回路によって十分早い程度に再充電されるので、あまり重要でない。
【００１８】
図２は、インダクタLを通じて流れる磁化電流ILを示す。立ち上がりのエッジ20は、インダクタの充電すなわち磁化を示す（SLが閉じている）。磁化電流ILは、誘導性最大化モードにおいて、SLが開かれるまで増加する。tが時間を表し、
がインダクタLのインダクタンスである場合に、ILが
に等しいことは容易に理解され得る。SLが開かれると、電流ILはImaxに等しく、図２に示されるように下降エッジ22を示し得る。この下降エッジは、Viが入力電圧を示す場合、
として表現され得ることは容易に理解され得る。Voutは、図１の出力電圧Va、Vb、Vcの何れかを表し、VDは、ダイオードが伝導状態にある場合の、ダイオードD1、D2及びD3の両端の電圧降下を表す。
【００１９】
図３は、
として表現され得るインダクタLの両端の電圧降下ULを示す。これは、ILの上昇エッジ20において電圧ULの正の極性30になり、ILの下降エッジ22において電圧ULの負性極性32になる。
【００２０】
図４は、ＤＣ／ＤＣ容量性電圧インバータを示す。示されるのは、入力電圧源Viを介して充電されるコンデンサCpumpである。充電において、スイッチS4及びS2は閉じられる一方で、スイッチSL及びS7は開かれる。これにより、Cpumpは、Cpumpの両端の電圧降下がViに一致し、図４に示される極性を有するまで充電され得る。Cpumpが完全に充電されると、スイッチS4及びS2は、最終的に開かれ、スイッチSL及びS7は閉じられる。このため、Cpumpは、出力容量性電圧インバータに接続され、Viと同じ大きさを有するが反対の極性を有している出力電圧Vinvを供給する。コンデンサCoは、変換器の高周波数出力電流を平滑化するとともに出力電圧VinvをパンプコンデンサCpumpが再充電されるときに容量性ＤＣ／ＤＣインバータの負荷に供給する直流出力バッファである。
【００２１】
図５は、図１に示される従来技術のＤＣ／ＤＣ電圧変換器と図４で述べらた容量性ＤＣ／ＤＣ電圧インバータとの組合せを示す。コンデンサCpumpは、交互の形式で動作されるスイッチS4、S'4及びS''4を用いて分岐12、13及び14の出力に接続される。例えばスイッチS4及びS2を閉じることによって、パンプコンデンサCpumpは電圧Vcで充電される。S7及びS1を閉じるとともにS4、S'4、S''4及びS2を開くことによって、出力電圧Vinvは、-Vcに等しくなる。
【００２２】
図６は、本発明によるＤＣ／ＤＣ電圧変換器を示す。示されるのは、内部ノード10に接続される容量性ＤＣ／ＤＣインバータである。Cpumpは、これを介して、誘導性減磁モードにおいてノード10に入手可能な電圧で充電される。上述のように、この電圧は、入力電圧Vi及びインダクタLの両端の電圧降下によって決定される。明らかなように、インダクタの両端の電圧降下は、減磁モードにおいてインダクタから引き出される電流I2及びI'2によって決定される。これにより、どの非反転分岐12、13及び14が有効状態にされるかに応じて、出力電圧Vinvが、クランプ電圧Va、Vb又はVcのいずれか１つと略等しい大きさを有し得ることは、当業者にとって明らかである。スイッチS1、S2、S5、S6、S7のデューティサイクルは、制御手段（82）を備えることによって、電圧変換器の動作を影響するために制御され得る。この実施例は、ほんの限られた数の余分なスイッチすなわちS6及びS7のみが必要とされ、これにより、回路が低費用で及びスイッチ制御ための少ない要件で集積化することが一層容易になるという有利な点を与える。
【００２３】
図７は、例として、図６のスイッチS1、S6及びS7を制御するスイッチングサイクルを示す。エネルギが、非反転分岐14へ（要求に応じて供給し）及び非反転分岐へ供給することが仮定される。このことは、スイッチS5及びS2が閉じられ、S6及びS7が開かれた状態にされることを意味する。ノード10における電圧レベルがクランプ電圧Vbに略一致し得ることは、当業者にとって明らかである。このことは、Cpumpの両端の電圧が同様にVbになり得ることを意味する。次の誘導性磁化モード72において、スイッチS1及びS7は閉じられ、これにより、電流I1がエネルギを伴いインダクタLを充電するのに流れ始め得、一方で、反転分岐の出力電圧Vinvが、‐Vbになり得る。Cpumpが反転分岐の出力に接続されると、コンデンサCpumpの両端の電圧が幾分減少することは明らかである。したがって、次の誘導性減磁モードにおいて、S1及びS7は再び開かれ、S6は閉じられる。このことは、Cpumpがエネルギを補充されるのを可能にし、これにより、再びVbボルトの電圧降下がコンデンサCpumpの両端に掛かる。
【００２４】
図８は、入力電圧Viの平均値を減らすために、スイッチS3及びS4を用いて、接地電圧GND及び入力電圧Viが交互にインダクタLに接続されるＤＣ／ＤＣ電圧変換器を示す。入力値の降下が、ＤＣ／ＤＣ電圧変換器の出力電圧に影響を及ぼすように有利に用いられ得ることは、当業者にとって明らかである。
【００２５】
上述の実施例は、本発明を制限するものよりもむしろ例証するものであり、当業者が、添付の請求の範囲から逸脱することなく、多数の代わりの実施例を設計することが可能であることを注意しなければならない。「有する」という語句は、請求項に記載される以外の要素又はステップの存在を排除しない。単数形の構成要素は、複数個の斯様な構成要素の存在を排除しない。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組合せが有利になるように使用されていることができないと示すものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】図１は、従来技術による電圧変換器を示す。
【図２】図２は、従来技術のインダクタLを通ずる電圧変換器の磁化電流ILを示す。
【図３】図３は、従来技術の電圧変換器のインダクタLの両端の電圧降下ＵLを示す。
【図４】図４は、容量性ＤＣ／ＤＣインバータを示す。
【図５】図５は、従来技術による容量性ＤＣ／ＤＣインバータを備える電圧変換器を示す。
【図６】図６は、本発明による容量性ＤＣ／ＤＣインバータを備える電圧変換器を示す。
【図７】図７は、本発明による容量性ＤＣ／ＤＣインバータを備える電圧変換器のスイッチングシーケンスを示す。
【図８】図８は、入力電圧低減手段を備える、従来技術による別の電圧変換器を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧変換器、電力管理ユニット及び斯様な電圧変換器を備える携帯型装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、例えば、電源において、又は携帯電話、個人用携帯情報端末（ＰＤＡ）若しくはノート型パソコンなどの携帯型装置において用いられ得る。電圧変換器は、通常、直流入力電圧電源から複数の直流出力電圧を引き出すのに用いられる。これらの出力電圧は、直流入力電圧よりも高い電圧レベルを有し得る。電圧変換器は、通常、ＤＣ／ＤＣ電圧変換器又はスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）として称される。ＤＣ／ＤＣ変換器は、当該技術分野において一般的に既知である。電圧変換器は、直流入力電圧源から得られるエネルギを蓄積するために、インダクタなどのエネルギ蓄積手段を備える。このエネルギは、後々、複数の出力電圧を発生及び維持するのに用いられる。エネルギ蓄積手段は、周期的に充電と放電され、エネルギ蓄積手段から電圧変換器の出力へのエネルギの流れは、プログラマブルスイッチ装置を用いて調整される。電圧変換器の出力のいずれかに接続される反転回路を用いることによって、負性電圧も供給され得ることは、当該分野において一般に既知である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の目的は、改善された電圧変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
この目的のために、当該電圧変換器は、
−誘導性磁化モードにおいてエネルギを蓄積するとともに、誘導性減磁モードにおいてエネルギを転送する誘導性回路と、
−少なくとも２つの非反転出力電圧を提供する少なくとも２つの非反転分岐と、
−反転出力電圧を提供する反転分岐と、
を備え、
前記反転分岐及び前記非反転分岐が、前記誘導性回路の出力に並列接続され、前記誘導性回路が、前記反転分岐へ及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つへエネルギを転送し、前記反転電圧及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つの対応する非反転出力電圧が、逆の極性及び略等しい大きさを有する。
【０００５】
本発明は、反転分岐を、非反転分岐の出力よりもむしろ誘導性回路の出力に接続することによって、電圧変換器の遥かに効率的でかつより費用効果の高い設計を可能にするような、所要のスイッチ装置におけるかなりの節約が達成され得るという洞察に基づく。本発明は、更に、非反転分岐及び反転分岐の両方の出力電圧が、誘導性回路の出力で入手可能である電圧クランプレベルによって決定され得、これにより、反転分岐を非反転分岐の出力に接続することをもはや必要とされないという洞察に基づく。
【０００６】
本発明による電圧変換器の他の実施例において、反転分岐は、誘導性減磁モードにおいて転送されたエネルギを蓄積するとともに、誘導性磁化モードにおいて転送されたエネルギを放出する容量性回路を備える。コンデンサが、所要の電圧レベルが達されるまで初めに充電され、後に要求に応じて放電されるバッテリとして有利に動作し得る。
【０００７】
本発明による電圧変換器の実施例において、容量性回路が、該容量性回路の入力を介して前記転送されたエネルギを受け取る一方で、該容量性回路の出力が接地電圧に接続され、該容量性回路が該出力を介してエネルギを放出する一方で、該入力が該接地電圧に接続される。この実施例は、コンデンサの両端に掛かる電圧の極性を逆にする便利な方法を提供するという有利な点を有する。
【０００８】
本発明による電圧変換器の他の実施例は、電圧変換器が、誘導性磁化モード及び誘導性減磁モードのそれぞれにおいて該容量性回路の入力（In）及び出力（Out）を接地電圧(GND)にそれぞれ接続する第１及び第２スイッチ装置を備える。該容量性回路は、該第１及び第２スイッチ装置を用いて、制御された方法で容易に充電及び放電され得る。
【０００９】
本発明に従う電圧変換器の実施例において、電圧変換器は、入力電圧が誘導性回路へ供給される電圧降下変換回路を更に備える。斯様にして、誘導性回路の充電蓄積の量、及びしたがって電圧変換器の出力が制御され得る。
【００１０】
本発明による電圧変換器の実施例において、前記電圧降下変換回路は、誘導性回路に交互に入力電圧及び接地電圧を供給する第３及び第４スイッチ装置を備える。この実施例は、電圧降下変換量が、第３及び第４スイッチ装置のデューティサイクルによって決定され得るという有利な点を有する。これにより、プログラマブル電圧降下変換回路が得られる。
【００１１】
本発明による電圧変換器の実施例において、該少なくとも２つの分岐のうちの少なくとも１つは、該分岐を有効状態にする更なるスイッチ装置を備える。誘導性回路からのエネルギの流れは、該更なるスイッチ装置を用いて制御され得る。このことは、該更なるスイッチ装置が閉じられる場合にのみ、エネルギが、該分岐に転送され得ることを意味する。加えて、該更なるスイッチ装置が閉じられる場合、反転分岐のクランプ電圧の大きさは、有効状態にされる非反転分岐のクランプ電圧の大きさに略等しくなる。
【００１２】
本発明による電圧変換器の別の実施例において、該電圧変換器は、該スイッチ装置を制御する制御手段を更に備える。該スイッチを制御することによって、該電圧変換器の動作及び応答を制御することが可能である。
【００１３】
本発明のこれら及び他の態様は、添付の図面を用いて説明され得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、入力電圧Viを３つのクランプ電圧Va、Vb及びVcに変換する従来技術の電圧変換器を示す。図１において、Va>Vb>Vcであることが仮定される。抵抗器RL1、RL2及びRL3は、電圧変換器の負荷を表す。クランプ電圧Va、Vb及びVcは、当該技術分野において一般に既知である方法に従い発生される。例えば、クランプ電圧Va、Vb及びVcの測定に応答して誘導性磁化及び減磁モードのデューティサイクルを制御することによって、又は回路負荷RL1、RL2及びRL3を通ずる電流を測定することによってなどである。
【００１５】
誘導性磁化モードにおいて、スイッチSＬは閉じられ（伝導状態）、一方でD1、S5及びS6は、非伝導状態にされる。明らかなように、磁化電流ILは、I1に等しい。
がインダクタのインダクタンスを表し、tが時間を表す場合に、I1がI1=(Vi/L)*tに等しいことを当業者によって容易に理解され得る。したがって、磁化電流ILは、例えば図２の屈曲線20に示されるように、ILがImaxに等しくなるまで時間とともに連続的に増加する。誘導性磁化モードにおいて、電流ILは、E=1/2*L*I2maxに等しいエネルギEの量を誘導性回路Lに転送することが容易に理解され得る。
【００１６】
誘導性減磁モードにおいて、スイッチSLは開かれている一方で、同時にスイッチング要素D1、S5及びS6のうちの１つは、伝導状態にされる。斯様にして、蓄積されるエネルギE=1/2*L*I2maxは、出力分岐12、13又は14に供給される。例として、図１は、S5のみが、IL=I2であるように伝導状態にされることを仮定する。インダクタLが突然の電流変化に対して抵抗することは当該技術分野において一般に既知である。したがって、図２に示される屈曲線22のように、I2は、Imaxから開始し、それから線形的に減少することが容易に理解され得る。図２の傾斜22の角度αは、L*dIL/dt=(Vi-Vb+VD2)によって決定され、このことは、傾斜22の角度は、出力電圧Vbによって主に決定されることを意味する。
【００１７】
Vbは、
として表現され得る。誘導性減磁モードにおいて、インダクタの両端の
ボルトの電圧は、例えば図３に示される屈曲線32のように、負性極性を有する。しかし、
が、出力電圧Vbに対して正の寄与を有することは明らかである。VD2は、用いられる技術に応じて、通常0.3及び0.7ボルト間に存在するダイオードD2の両端の電圧を表す。ダイオードD1、D2及びD3は、電圧変換器の出力から内部ノード10への電流漏れを防ぐために提供される。ダイオードD1、D2及びD3は、スイッチS5及びS6が、厳密に片方向である場合、すなわち内部ノード10から出力へのみ伝導する場合、省略され得る。このことは、例えば、スイッチS5及びS6が非直列接続であるＰ型ＭＯＳトランジスタの対を用いて構築される場合である。この場合、分岐12が、スイッチ装置も備えなければならないことが明らかである。スイッチS5及びS6が開いている場合、電流I2は、分岐12を通じて流れ始める。スイッチS5が閉じ、S6が開いた状態にされる場合、Vb-VD2の電圧が、内部ノード10に与えられる。これがVaより低い電圧であるので、ダイオードD1はオフにされ、I2は、第２分岐13を通じて流れ始める。同様にS6を閉じることにより、電圧Vc-VD3が内部ノード10に与えられ、ダイオードD1及びD2をオフにし得る。したがって、スイッチSL、S5及びS6を制御された方法で動作させることによって、インダクタLを磁化及び減磁すること、及び分岐12、13及び14のうちのそれぞれ１つにインダクタLからエネルギを転送することが可能である。コンデンサC1は、入力ラインを、電圧変換器のスイッチングノイズ及び高周波数スイッチング入力電流に対して保護する直流入力バッファとして動作する。コンデンサC2、C3及びC4は、直流出力バッファとして作動する。これらの機能は、第１に、高周波数出力電流を平滑にし、第２に、電圧変換器の分岐に何の充電も供給されない期間に連続的な出力電圧を保障することである。この結果として、C2、C3及びC4の両端の電圧は、わずかな交流リップルを示し得る。しかし、このことは、コンデンサC2、C3及びC4が誘導性回路によって十分早い程度に再充電されるので、あまり重要でない。
【００１８】
図２は、インダクタLを通じて流れる磁化電流ILを示す。立ち上がりのエッジ20は、インダクタの充電すなわち磁化を示す（SLが閉じている）。磁化電流ILは、誘導性最大化モードにおいて、SLが開かれるまで増加する。tが時間を表し、
がインダクタLのインダクタンスである場合に、ILが
に等しいことは容易に理解され得る。SLが開かれると、電流ILはImaxに等しく、図２に示されるように下降エッジ22を示し得る。この下降エッジは、Viが入力電圧を示す場合、
として表現され得ることは容易に理解され得る。Voutは、図１の出力電圧Va、Vb、Vcの何れかを表し、VDは、ダイオードが伝導状態にある場合の、ダイオードD1、D2及びD3の両端の電圧降下を表す。
【００１９】
図３は、
として表現され得るインダクタLの両端の電圧降下ULを示す。これは、ILの上昇エッジ20において電圧ULの正の極性30になり、ILの下降エッジ22において電圧ULの負性極性32になる。
【００２０】
図４は、ＤＣ／ＤＣ容量性電圧インバータを示す。示されるのは、入力電圧源Viを介して充電されるコンデンサCpumpである。充電において、スイッチS4及びS2は閉じられる一方で、スイッチSL及びS7は開かれる。これにより、Cpumpは、Cpumpの両端の電圧降下がViに一致し、図４に示される極性を有するまで充電され得る。Cpumpが完全に充電されると、スイッチS4及びS2は、最終的に開かれ、スイッチSL及びS7は閉じられる。このため、Cpumpは、出力容量性電圧インバータに接続され、Viと同じ大きさを有するが反対の極性を有している出力電圧Vinvを供給する。コンデンサCoは、変換器の高周波数出力電流を平滑化するとともに出力電圧VinvをパンプコンデンサCpumpが再充電されるときに容量性ＤＣ／ＤＣインバータの負荷に供給する直流出力バッファである。
【００２１】
図５は、図１に示される従来技術のＤＣ／ＤＣ電圧変換器と図４で述べらた容量性ＤＣ／ＤＣ電圧インバータとの組合せを示す。コンデンサCpumpは、交互の形式で動作されるスイッチS4、S'4及びS''4を用いて分岐12、13及び14の出力に接続される。例えばスイッチS4及びS2を閉じることによって、パンプコンデンサCpumpは電圧Vcで充電される。S7及びS1を閉じるとともにS4、S'4、S''4及びS2を開くことによって、出力電圧Vinvは、-Vcに等しくなる。
【００２２】
図６は、本発明によるＤＣ／ＤＣ電圧変換器を示す。示されるのは、内部ノード10に接続される容量性ＤＣ／ＤＣインバータである。Cpumpは、これを介して、誘導性減磁モードにおいてノード10に入手可能な電圧で充電される。上述のように、この電圧は、入力電圧Vi及びインダクタLの両端の電圧降下によって決定される。明らかなように、インダクタの両端の電圧降下は、減磁モードにおいてインダクタから引き出される電流I2及びI'2によって決定される。これにより、どの非反転分岐12、13及び14が有効状態にされるかに応じて、出力電圧Vinvが、クランプ電圧Va、Vb又はVcのいずれか１つと略等しい大きさを有し得ることは、当業者にとって明らかである。スイッチS1、S2、S5、S6、S7のデューティサイクルは、制御手段（82）を備えることによって、電圧変換器の動作を影響するために制御され得る。この実施例は、ほんの限られた数の余分なスイッチすなわちS6及びS7のみが必要とされ、これにより、回路が低費用で及びスイッチ制御ための少ない要件で集積化することが一層容易になるという有利な点を与える。
【００２３】
図７は、例として、図６のスイッチS1、S6及びS7を制御するスイッチングサイクルを示す。エネルギが、非反転分岐14へ（要求に応じて供給し）及び非反転分岐へ供給することが仮定される。このことは、スイッチS5及びS2が閉じられ、S6及びS7が開かれた状態にされることを意味する。ノード10における電圧レベルがクランプ電圧Vbに略一致し得ることは、当業者にとって明らかである。このことは、Cpumpの両端の電圧が同様にVbになり得ることを意味する。次の誘導性磁化モード72において、スイッチS1及びS7は閉じられ、これにより、電流I1がエネルギを伴いインダクタLを充電するのに流れ始め得、一方で、反転分岐の出力電圧Vinvが、‐Vbになり得る。Cpumpが反転分岐の出力に接続されると、コンデンサCpumpの両端の電圧が幾分減少することは明らかである。したがって、次の誘導性減磁モードにおいて、S1及びS7は再び開かれ、S6は閉じられる。このことは、Cpumpがエネルギを補充されるのを可能にし、これにより、再びVbボルトの電圧降下がコンデンサCpumpの両端に掛かる。
【００２４】
図８は、入力電圧Viの平均値を減らすために、スイッチS3及びS4を用いて、接地電圧GND及び入力電圧Viが交互にインダクタLに接続されるＤＣ／ＤＣ電圧変換器を示す。入力値の降下が、ＤＣ／ＤＣ電圧変換器の出力電圧に影響を及ぼすように有利に用いられ得ることは、当業者にとって明らかである。
【００２５】
上述の実施例は、本発明を制限するものよりもむしろ例証するものであり、当業者が、添付の請求の範囲から逸脱することなく、多数の代わりの実施例を設計することが可能であることを注意しなければならない。「有する」という語句は、請求項に記載される以外の要素又はステップの存在を排除しない。単数形の構成要素は、複数個の斯様な構成要素の存在を排除しない。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組合せが有利になるように使用されていることができないと示すものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】図１は、従来技術による電圧変換器を示す。
【図２】図２は、従来技術のインダクタLを通ずる電圧変換器の磁化電流ILを示す。
【図３】図３は、従来技術の電圧変換器のインダクタLの両端の電圧降下ＵLを示す。
【図４】図４は、容量性ＤＣ／ＤＣインバータを示す。
【図５】図５は、従来技術による容量性ＤＣ／ＤＣインバータを備える電圧変換器を示す。
【図６】図６は、本発明による容量性ＤＣ／ＤＣインバータを備える電圧変換器を示す。
【図７】図７は、本発明による容量性ＤＣ／ＤＣインバータを備える電圧変換器のスイッチングシーケンスを示す。
【図８】図８は、入力電圧低減手段を備える、従来技術による別の電圧変換器を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
−誘導性磁化モードにおいてエネルギを蓄積するとともに、誘導性減磁モードにおいてエネルギを転送する誘導性回路と、
−少なくとも２つの非反転出力電圧を提供する少なくとも２つの非反転分岐と、
−反転出力電圧を提供する反転分岐と、
を備え、
前記反転分岐及び前記非反転分岐が、前記誘導性回路の出力に並列接続され、前記誘導性回路が、前記反転分岐へ及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つへエネルギを転送し、前記反転電圧及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つの対応する非反転出力電圧が、逆の極性及び略等しい大きさを有する電圧変換器。
【請求項２】
前記反転分岐が、前記誘導性減磁モードにおいて転送されるエネルギを蓄積するとともに、前記誘導性磁化モードにおいて前記転送されるエネルギを放出する容量性回路を備える、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項３】
前記容量性回路が、該容量性回路の入力を介して前記転送されたエネルギを受け取る一方で、該容量性回路の出力が接地電圧に接続され、該容量性回路が、更に、該出力を介してエネルギを放出する一方で、該入力が該接地電圧に接続される、請求項２に記載の電圧変換器。
【請求項４】
前記誘導性磁化モード及び前記誘導性減磁モードのそれぞれにおいて、該容量性回路の前記入力及び前記出力を前記接地電圧にそれぞれ接続する第１及び第２スイッチ装置を備える、請求項３に記載の電圧変換器。
【請求項５】
前記電圧変換器が、入力電圧が前記誘導性回路へ供給される電圧降下変換回路を更に備える、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項６】
前記電圧降下変換回路が、前記誘導性回路に前記入力電圧及び接地電圧を交互に供給する第３及び第４スイッチ装置を備える、請求項５に記載の電圧変換器。
【請求項７】
前記少なくとも２つの分岐のうちの少なくとも１つが、前記分岐を有効状態にする更なるスイッチ装置を備える、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項８】
前記電圧変換器が、前記スイッチ装置を制御する制御手段を更に備える、請求項１ないし７の何れか一項に記載の電圧変換器。
【請求項９】
請求項１ないし８の何れか一項に記載の電圧変換器を備える電源管理ユニット。
【請求項１０】
請求項７に記載の電源ユニットを備える携帯型装置。
【請求項１】
−誘導性磁化モードにおいてエネルギを蓄積するとともに、誘導性減磁モードにおいてエネルギを転送する誘導性回路と、
−少なくとも２つの非反転出力電圧を提供する少なくとも２つの非反転分岐と、
−反転出力電圧を提供する反転分岐と、
を備え、
前記反転分岐及び前記非反転分岐が、前記誘導性回路の出力に並列接続され、前記誘導性回路が、前記反転分岐へ及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つへエネルギを転送し、前記反転電圧及び前記少なくとも２つの非反転分岐のうちの１つの対応する非反転出力電圧が、逆の極性及び略等しい大きさを有する電圧変換器。
【請求項２】
前記反転分岐が、前記誘導性減磁モードにおいて転送されるエネルギを蓄積するとともに、前記誘導性磁化モードにおいて前記転送されるエネルギを放出する容量性回路を備える、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項３】
前記容量性回路が、該容量性回路の入力を介して前記転送されたエネルギを受け取る一方で、該容量性回路の出力が接地電圧に接続され、該容量性回路が、更に、該出力を介してエネルギを放出する一方で、該入力が該接地電圧に接続される、請求項２に記載の電圧変換器。
【請求項４】
前記誘導性磁化モード及び前記誘導性減磁モードのそれぞれにおいて、該容量性回路の前記入力及び前記出力を前記接地電圧にそれぞれ接続する第１及び第２スイッチ装置を備える、請求項３に記載の電圧変換器。
【請求項５】
前記電圧変換器が、入力電圧が前記誘導性回路へ供給される電圧降下変換回路を更に備える、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項６】
前記電圧降下変換回路が、前記誘導性回路に前記入力電圧及び接地電圧を交互に供給する第３及び第４スイッチ装置を備える、請求項５に記載の電圧変換器。
【請求項７】
前記少なくとも２つの分岐のうちの少なくとも１つが、前記分岐を有効状態にする更なるスイッチ装置を備える、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項８】
前記電圧変換器が、前記スイッチ装置を制御する制御手段を更に備える、請求項１ないし７の何れか一項に記載の電圧変換器。
【請求項９】
請求項１ないし８の何れか一項に記載の電圧変換器を備える電源管理ユニット。
【請求項１０】
請求項７に記載の電源ユニットを備える携帯型装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公表番号】特表２００７−５０９５９８（Ｐ２００７−５０９５９８Ａ）
【公表日】平成１９年４月１２日（２００７．４．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−５３６２４５（Ｐ２００６−５３６２４５）
【出願日】平成１６年１０月１９日（２００４．１０．１９）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５２１３４
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０３９０３３
【国際公開日】平成１７年４月２８日（２００５．４．２８）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１９年４月１２日（２００７．４．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１０月１９日（２００４．１０．１９）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５２１３４
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０３９０３３
【国際公開日】平成１７年４月２８日（２００５．４．２８）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
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