電源回路
【課題】出力電圧の安定化、及び消費電力の低減化を図ることができる電源回路を提供すること。
【解決手段】ポンプアップ用のキャパシタ５１を備えたチャージポンプ回路５２と、発振信号を出力する発振器５３とを有し、前記発振器５３の発振信号に基づいて、入力電圧Ｖｉｎを前記チャージポンプ回路５２に出力し前記キャパシタ５１に電荷を蓄積して当該電荷に基づくコレクタ電源電圧Ｖｃｃを生成するコレクタ電源回路５０において、前記発振器５３にＲＣ発振回路を有し、前記ＲＣ発振回路に接続されて静電容量を可変し発振周波数を切り替える周波数切替用のキャパシタ７１と、前記コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて前記周波数切替用のキャパシタ７１を前記ＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すスイッチング素子７２とを有し、前記コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて、前記ＲＣ発振回路の発振周波数を複数段に切り替える発振周波数切替回路８０を備える構成とした。
【解決手段】ポンプアップ用のキャパシタ５１を備えたチャージポンプ回路５２と、発振信号を出力する発振器５３とを有し、前記発振器５３の発振信号に基づいて、入力電圧Ｖｉｎを前記チャージポンプ回路５２に出力し前記キャパシタ５１に電荷を蓄積して当該電荷に基づくコレクタ電源電圧Ｖｃｃを生成するコレクタ電源回路５０において、前記発振器５３にＲＣ発振回路を有し、前記ＲＣ発振回路に接続されて静電容量を可変し発振周波数を切り替える周波数切替用のキャパシタ７１と、前記コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて前記周波数切替用のキャパシタ７１を前記ＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すスイッチング素子７２とを有し、前記コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて、前記ＲＣ発振回路の発振周波数を複数段に切り替える発振周波数切替回路８０を備える構成とした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャージポンプ回路を有した電源回路に係り、特に負荷変動に伴う電圧変動を抑制する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、既存の電源電圧に対して昇圧、降圧、若しくは極性を反転した出力電圧を出力する電力変換方式として、レギュレータ方式やスイッチング方式が主に用いられている。このうちスイッチング方式には、インダクタンスを用いるインダクタ方式と、キャパシタを用いるチャージポンプ方式とがある。
インダクタンス方式では、チョークコイル等のインダクタとスイッチングダイオードとをスイッチング制御ＩＣに接続して電力変換回路が構成されるのに対し、チャージポンプ方式では、ポンプアップ用のキャパシタをスイッチング制御ＩＣに接続することで電力変換回路が構成される。このため、チャージポンプ方式は、インダクタ方式に比べて省スペース、かつ安価に回路を構成できるという利点がある。
【０００３】
しかしながら、チャージポンプ方式では、キャパシタにおける電荷の遷移（充放電）によって出力電圧を発生させるので、昇圧や極性反転した出力電圧を容易に出力できる反面、負荷電流が増加した場合には電圧降下しやすい傾向があるため、出力電圧の電圧変動が大きくなってしまう。そこで、キャパシタの充放電を切り替える（スイッチングする）スイッチング周波数を、予想される高負荷に対応して予め高く設定し充電速度を速くすれば、高負荷時でも出力電圧の電圧降下を抑えることができる。しかしながら、スイッチング周波数を高くするほど、キャパシタの充放電を切り替えるスイッチング素子のスイッチング損失が増加することから、消費電流が増加してしまう。
【０００４】
そこで、従来、スイッチング素子によるスイッチングの１周期内において負荷への電力の供給、及び供給一時停止の切り替えを可能な電源回路を構成することで、充電電圧の制御をより高精度に行い、負荷動作時の電圧変動を抑制し出力電圧の安定化を図る技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第２８００７４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかながら、従来の技術では、負荷への電力の供給、及び供給一時停止を切り替えるための回路構成が非常に複雑であり部品点数も多くなる、といった問題がある。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、出力電圧の安定化とともに消費電力の低減化を図ることができる電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明は、ポンプアップ用のキャパシタを備えたチャージポンプ回路と、発振信号を出力する発振器とを有し、前記発振器の発振信号に基づいて、入力電圧を前記チャージポンプ回路に出力し前記キャパシタに電荷を蓄積して当該電荷に基づく出力電圧を生成する電源回路において、前記発振器にＲＣ発振回路を有し、前記ＲＣ発振回路に接続されて静電容量を可変し発振周波数を切り替える周波数切替用のキャパシタと、前記出力電圧に応じて前記周波数切替用のキャパシタを前記ＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すスイッチング素子とを有し、前記出力電圧に応じて、前記ＲＣ発振回路の発振周波数を複数段に切り替える発振周波数切替回路を備えたことを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、出力電圧に応じて発振周波数が切り替わるため、出力電圧の低下が生じる高負荷時にだけ発振周波数を高めて出力電圧の低下を抑制できる。これにより、発振周波数を常時高めておく構成に比べ消費電流を抑えることができ、出力電圧の安定化と低消費電流化とを実現することができる。
また本発明によれば、ＲＣ発振回路に周波数切替用のキャパシタを接続し静電容量を可変して発振周波数を切り替える構成であるため、簡単な回路構成でありながらも、出力電圧の低下時に応答性良く速やかに発振周波数を切り変えることができる。
【０００９】
また本発明は、上記電源回路において、前記スイッチング素子は、前記周波数切替用のキャパシタの一端に接続され、前記出力電圧に応じてオフしたときに前記周波数切替用のキャパシタの一端を開放して前記ＲＣ発振回路から切り離すことを特徴とする。
【００１０】
本発明によれば、周波数切替用のキャパシタをＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すための回路をスイッチング素子だけで簡単に構成できる。
【００１１】
また本発明は、上記電源回路において、前記発振周波数切替回路は、前記出力電圧の大きさが所定電圧を下回ったときに前記スイッチング素子のオン閾値を下回るように設定された分圧比で前記出力電圧を分圧し前記スイッチング素子に出力する分圧器を備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明によれば、出力電圧が所定電圧を下回ったか否かを検出するための電圧検出回路を別途に設ける必要がなく、簡単な回路構成で、出力電圧に応じたスイッチング素子のオン／オフ動作を実現できる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、出力電圧に応じて発振周波数が切り替わるため、出力電圧の低下が生じる高負荷時にだけ発振周波数を高めて出力電圧の低下を抑制できる。これにより、発振周波数を常時高めておく構成に比べ消費電流を抑えることができ、出力電圧の安定化と低消費電流化とを実現することができる。また、ＲＣ発振回路に周波数切替用のキャパシタを接続し静電容量を可変して発振周波数を切り替える構成であるため、簡単な回路構成でありながらも、出力電圧の低下時に応答性良く速やかに発振周波数を切り変えることができる。
また本発明において、前記スイッチング素子は、前記周波数切替用のキャパシタの一端に接続され、前記出力電圧に応じてオフしたときに前記周波数切替用のキャパシタの一端を開放して前記ＲＣ発振回路から切り離す構成としても良い。この構成によれば、周波数切替用のキャパシタをＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すための回路をスイッチング素子だけで簡単に構成できる。
また本発明において、前記発振周波数切替回路は、前記出力電圧の大きさが所定電圧を下回ったときに前記スイッチング素子のオン閾値を下回るように設定された分圧比で前記出力電圧を分圧し前記スイッチング素子に出力する分圧器を備える構成としても良い。この構成によれば、出力電圧が所定電圧を下回ったか否かを検出するための電圧検出回路を別途に設ける必要がなく、簡単な回路構成で、出力電圧に応じたスイッチング素子のオン／オフ動作を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施形態に係るモータ駆動回路のブロック図である。
【図２】相電流検出回路の回路図である。
【図３】コレクタ電源電圧を出力するコレクタ電源回路の回路図である。
【図４】コレクタ電源回路の信号波形図であり、（Ａ）は軽負荷時、（Ｂ）は高負荷時を示す。
【図５】エミッタ電源電圧を出力するエミッタ電源回路の回路図である。
【図６】エミッタ電源回路の信号波形図であり、（Ａ）は軽負荷時、（Ｂ）は高負荷時を示す。
【図７】相電流検出回路の検出電流信号の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明では、本発明に係る電源回路の応用例として、電気自動車やハイブリッド車両が備える車両駆動用モータのモータ駆動回路を説明する。
【００１６】
図１は、本実施形態に係るモータ駆動回路１のブロック図である。
同図に示すように、モータ駆動回路１は、車両に搭載された高圧の直流電源たるバッテリ３と、このバッテリ３の直流電力を交流電力に変換して車両駆動用モータ５に出力する電力変換装置４と、この電力変換装置４を制御するＥＣＵ（Engine Control Unit）６とを備えている。
上記電力変換装置４は、車両駆動用モータ５の減速時に発生する回生エネルギーを回生する機能を有するものであり、昇降圧コンバータ７と、インバータ８とを備えている。
昇降圧コンバータ７は、ブレーキチョッパ装置として機能し、車両のモータ力行時にはバッテリ３から供給された直流電力を昇圧してインバータ８に出力し、モータ回生時にはインバータ８から出力された直流電力を高圧してバッテリ３へ出力する。かかる昇降圧コンバータ７は、リアクトル１０と、スイッチング素子１１Ａ、１１Ｂを有するチョッパ回路１２と、キャパシタ１３とを有して構成され、このキャパシタ１３がバッテリ３に並列に接続され蓄電媒体として機能する。
【００１７】
インバータ８は、ＥＣＵ６の制御の下、モータ力行時には昇降圧コンバータ７からの直流電力を交流電力に変換して車両駆動用モータ５に出力し、モータ回生時には三相の車両駆動用モータ５が発電する電流を昇降圧コンバータ７に出力するものであり、スイッチング素子１４Ａ〜１４Ｇを備えた三相のフルブリッジ回路により構成されている。
また、昇降圧コンバータ７とインバータ８との間には、チョッパ回路１２の高周波スイッチング成分を抑制するためのキャパシタ１５が設けられている。
【００１８】
インバータ８と車両駆動用モータ５とを接続する電力線には、相毎に相電流を検出する電流センサ１６が設けられており、また、昇降圧コンバータ７とバッテリ３の間にはバッテリ３の電流を検出する電流センサ１６が設けられている。なお、モータ制御方式によっては、２相分の相電流を検出すれば良い場合もあり、また相電流からバッテリ電流を算出することも可能であり、このような場合には、電流センサ１６の数を減らすことができる。
【００１９】
ＥＣＵ６は、昇降圧コンバータ７、及びインバータ８の各スイッチング素子１１Ａ、１１Ｂ、１４Ａ〜１４Ｇのゲート端子に信号を供給して駆動するゲートドライブ回路１７と、車両側が備える上位のコンピュータからの制御命令に基づいてゲートドライブ回路１７を制御して昇降圧コンバータ７、及びインバータ８を駆動する制御部１８とを備えている。また、ＥＣＵ６は、各電流センサ１６の出力電圧に基づいて電流値を検出する相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０を有し、制御部１８は、各相電流検出回路１９の電流検出信号Ｖｋに基づいて、車両駆動用モータ５の駆動のフィードバック制御をするとともに、バッテリ電流検出回路２０の電流検出信号Ｖｋに基づいてバッテリ残量の演算処理を行う。
【００２０】
ここで、上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０は、電流センサ１６の検出電流に応じて０〜Ｖａ［ボルト］（例えばＶａ＝５ボルト）の範囲の電圧を出力する。さらに詳述すると、電力変換装置４では、モータ力行時とモータ回生時とでは電流の流れる向きが逆になることから、かかる電流の向きを区別するために、相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０のそれぞれは、Ｖａ／２［ボルト］（例えば２．５ボルト）を正逆の境にし、モータ回生時には０〜Ｖａ／２［ボルト］の範囲で電流値に比例した電圧の電流検出信号Ｖｋを出力し、またモータ力行時にはＶａ／２［ボルト］〜Ｖａ［ボルト］の範囲で電流値に比例した電圧の電流検出信号Ｖｋを出力する。
相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０のそれぞれの回路構成は、ほぼ同様であり、以下、相電流検出回路１９を例にして電流検出の回路構成について説明する。
【００２１】
図２は、相電流検出回路１９の回路図である。
相電流検出回路１９は、電流センサ１６の出力（プラス・マイナス）を増幅して出力する増幅器３０と、増幅器３０の出力からノイズ成分を除去するＲＣフィルタ３１と、ＲＣフィルタ３１を介して入力される増幅器３０の出力電圧値を変換する電圧変換回路３２とを備えている。
この電圧変換回路３２は、オペアンプで構成された非反転増幅器３３と、ダイオードクリップ回路３６とを備えている。非反転増幅器３３の入力端子には、ＲＣフィルタ３１を介して増幅器３０の出力電圧が入力されるとともに、接地抵抗３４を介してＶａ／２［ボルト］が常時入力されることで、増幅器３０の出力電圧をＶａ／２［ボルト］を基準にオフセットした電圧が入力される。そして非反転増幅器３３は、反転入力端子に接続された接地抵抗３４、及び帰還抵抗３５に応じた増幅率で、入力端子の入力電圧を増幅してダイオードクリップ回路３６に出力する。ダイオードクリップ回路３６は、Ｖａ［ボルト］の電源と、接地電位（本実施形態では０ボルト）とのそれぞれの間にダイオード３７、３８を備え、出力電圧を０〜Ｖａ［ボルト］の範囲にクリップする。これにより、上述のように、電圧変換回路３２からは、Ｖａ／２［ボルト］を基準に、モータ回生時には０〜Ｖａ／２［ボルト］、モータ力行時にはＶａ／２［ボルト］〜Ｖａ［ボルト］の電圧の電流検出信号Ｖｋが電流センサ１６の出力に応じて出力されることとなる。
【００２２】
また相電流検出回路１９の入力段の増幅器３０は、負帰還抵抗４１を設けたオペアンプで構成された差動増幅回路４０を備えている。この差動増幅回路４０には、動作電源として、正電圧のコレクタ電源電圧Ｖｃｃ（例えば＋１５ボルト）と、負電圧のエミッタ電源電圧Ｖｅｅとが接続されている。この差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１は、内部回路による電圧降下の影響により、これら動作電源に依存してエミッタ電源電圧Ｖｅｅ（負電圧）＜電圧Ｖ１＜コレクタ電源電圧Ｖｃｃ（＝＋１５ボルト）となる。すなわち、これらエミッタ電源電圧Ｖｅｅ、及びコレクタ電源電圧Ｖｃｃの電源には、電圧Ｖ１として出力すべき電圧範囲の上限及び下限の電圧値以上の電源電圧を安定して出力する電源を用いる必要があり、かかる電源について以下に説明する。
【００２３】
図３は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃを出力するコレクタ電源回路５０の回路図である。
コレクタ電源回路５０は、ポンプアップ用のキャパシタ５１を備えたチャージポンプ回路５２と、発振信号を出力する発振器５３と、この発振器５３の発振信号に基づいて、入力電圧Ｖｉｎをチャージポンプ回路５２に印加しキャパシタ５１に電荷を蓄積して当該電荷に基づく出力電圧としてのコレクタ電源電圧Ｖｃｃを生成するドライバ回路５４とを備え、さらに、このコレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて、発振器５３の発振信号の発振周波数を２段に切り替える発振周波数切替回路８０と、を備えている。
さらに詳述すると、チャージポンプ回路５２は、上記キャパシタ５１と、整流用のダイオード５５、５６を備えて構成されている。キャパシタ５１の両端の電位差がコレクタ電源電圧Ｖｃｃとして上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０のそれぞれに供給される。
ドライバ回路５４は、接地電位と、入力電圧Ｖｉｎとの間にプッシュプル接続されたトランジスタ５７、５８と、これらのトランジスタ５７、５８を発振器５３の発振信号に基づいて駆動する駆動トランジスタ５９とを備え、当該駆動トランジスタ５９の駆動によるチャージポンプ動作により、トランジスタ５７、５８の間の接続ノード６０に入力電圧Ｖｉｎ及び接地電位のいずれかの電圧を出力する。この接続ノード６０の電圧がチャージポンプ回路５２にカップリングコンデンサ６１を介して入力され、キャパシタ５１への充電が行われる。
【００２４】
発振器５３は、ＣＭＯＳ型のシュミットトリガインバータ回路６６と、このシュミットトリガインバータ回路６６の出力端Ｐ１と入力端Ｐ２との間に設けられた抵抗６７と、シュミットトリガインバータ回路６６の入力端Ｐ２に接続された充放電用のキャパシタ６８と、を備えたＲＣ発振回路として構成され、シュミットトリガインバータ回路６６の出力端Ｐ１には、バッファ用のシュミットトリガインバータ回路６９が設けられている。シュミットトリガインバータ回路６６、６９は、入力電位に対するしきい値がＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとで異なることで、入力電位の変化に対して出力状態がヒステリシスを持って変化するインバータロジックの論理ゲート回路である。
そして、かかる発振器５３にあっては、シュミットトリガインバータ回路６６が、抵抗６７、及びキャパシタ６８を直列に接続して成る充放電回路の充放電を、所定の周期で切り替えるスイッチ回路として機能する。これにより、出力端Ｐ１の電位がパルス状に連続的に変化して発振信号が生成され、抵抗６５を通じてドライバ回路５４の駆動トランジスタ５９のゲート端子に入力される。
【００２５】
発振器５３の発振周波数は、抵抗６７の抵抗値Ｒ、及びキャパシタ６８の静電容量Ｃで規定され、発振周波数≒１／（Ｃ×Ｒ）となる。なお、より正確には、発振周波数は、シュミットトリガインバータ回路６６、６４のスレッショルド電圧ＶＨ、ＶＬにも依存する。
【００２６】
発振周波数切替回路８０は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが低下したときに発振器５３の静電容量を可変することで、発振器５３の発振周波数を高める回路である。すなわち、発振周波数切替回路８０は、周波数切替用のキャパシタ７１と、このキャパシタ７１を発振器５３に接続し、或いは切り離す切替用のトランジスタ７２と、コレクタ電源電圧Ｖｃｃを分圧した電圧をトランジスタ７２のベースに印加してオン／オフ動作させる分圧器７５とを備えている。
【００２７】
周波数切替用のキャパシタ７１は、発振器５３が備えるシュミットトリガインバータ回路６６の入力端Ｐ２にキャパシタ６８と並列に接続され、或いは切り離されるものである。このキャパシタ７１が発振器５３のキャパシタ６８に並列に接続されることで、これらキャパシタ７１、６３の合成により発振器５３の発振周波数を規定する静電容量Ｃがキャパシタ７１の分だけ増加し、発振周波数が低くなる。これとは逆に、キャパシタ７１が発振器５３から切り離されたときには、発振器５３の発振周波数の静電容量Ｃがキャパシタ７１の分だけ減少するため発振周波数が高くなり、これにより、キャパシタ７１の接続、或いは切り離しにより、発振周波数が２段階に切り替えられる。
【００２８】
切替用のトランジスタ７２は、キャパシタ７１の一端と、接地電位のラインとの間に設けられている。すなわち、このトランジスタ７２がオンしたときには、キャパシタ７１の一端が接地電位に接続されることで当該キャパシタ７１が発振器５３に接続され、また、オフしたときにはキャパシタ７１の一端が開放することで発振器５３から切り離される。
分圧器７５は、抵抗７３、７４で規定される分圧比でコレクタ電源電圧Ｖｃｃを分圧することで、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧（例えば公称値であって本実施形態では１５ボルト）を下回ったときにトランジスタ７２をオフするものである。すなわち分圧器７５の分圧比は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回ったときに、分圧された電圧がトランジスタ７２のオン閾値Ｔｈを下回るように設定されている。
【００２９】
図４は、コレクタ電源回路５０の信号波形図であり、図４（Ａ）は軽負荷時、図４（Ｂ）は高負荷時を示す。なお、同図において、Ｖ２は発振器５３のシュミットトリガインバータ回路６６の入力端Ｐ２の電圧、Ｖ３は発振器５３の発振信号、Ｖ４はチャージポンプ回路５２への入力電圧、Ｖ５は発振周波数切替回路８０のトランジスタ７２のベース電圧を示す。
負荷が軽くコレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧付近の電圧である間は、発振周波数切替回路８０のトランジスタ７２がオンするため、周波数切替用のキャパシタ７１が発振器５３に接続され、これにより発振周波数（発振信号Ｖ３の周波数）が低い周波数に維持される（図４（Ａ））。
【００３０】
一方、高負荷時においては、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回った場合、発振周波数切替回路８０のトランジスタ７２がオフすることで、キャパシタ７１が発振器５３から切り離される。これにより、発振器５３の静電容量Ｃが小さくなるため、図４（Ｂ）に示すように、発振器５３の発振周波数（発振信号Ｖ３の周波数）が軽負荷時よりも高められる。これにより、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの低下が防止され、負荷変動に対して安定してコレクタ電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【００３１】
次いで、エミッタ電源電圧Ｖｅｅについて説明する。
図５は、エミッタ電源回路１５０の回路図である。
エミッタ電源電圧Ｖｅｅは、負電圧のエミッタ電源電圧Ｖｅｅを出力するものであり、コレクタ電源回路５０の構成と比較して、チャージポンプ回路１５２のダイオード５５、５６が出力端Ｐ４の電位を負電位にする向きに接続されている点、並びに、発振周波数切替回路１８０におけるトランジスタ１７２の接続態様の点において構成を異にする。
発振周波数切替回路１８０について詳細には、トランジスタ１７２は、キャパシタ７１の一端と、負電位のラインであるエミッタ電源回路１５０の出力端Ｐ４との間に設けられている。すなわちトランジスタ１７２は、オンしたときにはキャパシタ７１の一端を負電位に接続することで発振器５３に接続し、またオフしたときにはキャパシタ７１の一端を開放することで、発振器５３から切り離す。
分圧器７５は、接地電位（０ボルト）を基準にして分圧を生成するものであり、この接地電位からのエミッタ電源電圧Ｖｅｅの大きさ（絶対値）が所定電圧（例えば公称値付近の電圧）を下回ったときに、トランジスタ１７２のオン閾値Ｔｈを下回る電圧を、このトランジスタ１７２のベースに出力するように構成されている。
【００３２】
かかる構成により、図６に示すように、高負荷時において、エミッタ電源電圧Ｖｅｅの大きさ（絶対値）が低下すると、発振周波数切替回路１８０のトランジスタ１７２がオフすることで、発振器５３のキャパシタ１７１、６３の合成静電容量が低下し、図６（Ｂ）に示すように、発振器５３の発振信号Ｖ３の発振周波数が軽負荷時よりも高められる。これにより、エミッタ電源電圧Ｖｅｅの出力低下が防止され、負荷変動に対して安定した電源供給が行われる。
【００３３】
このように、コレクタ電源回路５０、及びエミッタ電源回路１５０を、負荷変動に対して安定した電圧を出力する回路として構成されているため、上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０においては、差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１や非反転増幅器３３が出力する電圧が高くなっても、コレクタ電源回路５０、及びエミッタ電源回路１５０からは安定した電圧が供給される。
【００３４】
すなわち、例えば車両駆動用モータ５のトルクの増大に伴って相電流が増加すると、電流センサ１６で検出される電流値が大きくなることから、相電流検出回路１９の入力段にある差動増幅回路４０が出力すべき電圧Ｖ１も高くなる。この電圧Ｖ１の増大、すなわち負荷の増大に伴ってコレクタ電源電圧Ｖｃｃ、及びエミッタ電源電圧Ｖｅｅが低下してしまうと、この低下に伴って差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１も低下してしまう。この結果、相電流検出回路１９の電流検出信号Ｖｋにあっては、電流センサ１６の検出電流値が高くなったとき、図７の矢印Ｘの箇所に点線で示したように、電流検出信号Ｖｋの電圧値が実際（実線で示す）よりも低くなってしまい、正確な電流値が制御部１８に出力されない、という問題が生じる。かかる問題は、バッテリ電流検出回路２０において、バッテリ３の電流が大きい場合にも同様に生じるものである。
【００３５】
これに対して、上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０には、差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１や非反転増幅器３３が出力する電圧が高くなっても、コレクタ電源回路５０のコレクタ電源電圧Ｖｃｃ、及びエミッタ電源回路１５０のエミッタ電源電圧Ｖｅｅが低下することはないから、相電流やバッテリ３の電流が増大した時でも、電流検出信号Ｖｋの電圧値が低下することがなく、正確な電流値を制御部１８に出力することができる。これにより、車両駆動用モータ５のより正確かつ安定した制御、並びに、バッテリ３の正確な残量演算が可能になる。
【００３６】
以上説明した実施形態によれば次のような効果を奏する。なお、以下では、コレクタ電源回路５０の効果について述べるが、同様な効果を及びエミッタ電源回路１５０も奏する。
【００３７】
すなわち、本実施形態によれば、コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて発振周波数が切り替わるようにコレクタ電源回路５０を構成したため、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの低下が生じ得る高負荷時にだけ発振周波数を高め、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの低下を抑制できる。これにより、発振周波数を常時高めておく構成に比べ消費電流を抑えることができ、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの安定化と低消費電流化とを実現することができる。
【００３８】
また本実施形態によれば、発振器５３を、シュミットトリガインバータ回路６６、抵抗６７、及び充電用のキャパシタ６８を備えるＲＣ発振回路により構成し、また、このＲＣ発振回路の静電容量Ｃを、周波数切替用のキャパシタ７１をキャパシタ６８に並列に接続し、或いは切り離すことで可変して発振周波数を切り替える構成としたため、簡単な回路構成でありながらも、出力電圧の低下時に応答性良く速やかに発振周波数を切り変えることができる。
【００３９】
また本実施形態によれば、トランジスタ７２は、周波数切替用のキャパシタ７１の一端に接続され、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回るに伴いオフしたときに、この周波数切替用のキャパシタ７１の一端を開放し、発振器５３から切り離す構成としたため、周波数切替用のキャパシタ７１を発振器５３に接続、或いは切り離すための回路をトランジスタ７２だけで簡単に構成できる。
【００４０】
また本実施形態によれば、発振周波数切替回路８０は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの大きさが所定電圧（例えば公称値付近の電圧）を下回ったときにトランジスタ７２のオン閾値Ｔｈを下回るように設定された分圧比でコレクタ電源電圧Ｖｃｃを分圧しトランジスタ７２のベースに出力する分圧器７５を備える構成とした。この構成によれば、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回ったか否かを判定するための電圧検出器を別途に設ける必要がなく、簡単な回路構成で、コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じたスイッチング素子のオン／オフ動作を実現できる。
【００４１】
なお、上述した実施形態は、あくまでも本発明の一態様を例示するものであって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変形及び応用が可能である。
【００４２】
例えば、上述した実施形態では、シュミットトリガインバータ回路６６を用いてＲＣ発振回路を構成した。これに限らず、複数段のインバータ回路を備えてＲＣ発振回路を構成しても良く、また他のＲＣ発振回路を用いることもできる。
【００４３】
また例えば、上述した実施形態では、１つの周波数切替用のキャパシタ７１と発振器５３との接続／切り離しにより、発振器５３の発振周波数を２段階に切り替える構成を例示したが、これに限らない。すなわち、コレクタ電源電圧Ｖｃｃ（エミッタ電源電圧Ｖｅｅ）複数の周波数切替用のキャパシタを選択的に、発振器５３のキャパシタ６８に並列に接続し、或いは切り離す構成とすることで、発振周波数を３段階以上に切り替える構成としても良い。
【符号の説明】
【００４４】
１９ 相電流検出回路
２０ バッテリ電流検出回路
５０ コレクタ電源回路（電源回路）
５１ ポンプアップ用のキャパシタ
５２、１５２ チャージポンプ回路
５３ 発振器
５４ ドライバ回路
６６、６９ シュミットトリガインバータ回路
６７ 抵抗
６８ 充電用のキャパシタ
７１、１７１ 周波数切替用のキャパシタ
７２、１７２ トランジスタ（スイッチング素子）
７５ 分圧器
８０、１８０ 発振周波数切替回路
１５０ エミッタ電源回路（電源回路）
Ｔｈ オン閾値
Ｖ３ 発振信号
Ｖｃｃ コレクタ電源電圧（出力電圧）
Ｖｅｅ エミッタ電源電圧（出力電圧）
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｋ 電流検出信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャージポンプ回路を有した電源回路に係り、特に負荷変動に伴う電圧変動を抑制する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、既存の電源電圧に対して昇圧、降圧、若しくは極性を反転した出力電圧を出力する電力変換方式として、レギュレータ方式やスイッチング方式が主に用いられている。このうちスイッチング方式には、インダクタンスを用いるインダクタ方式と、キャパシタを用いるチャージポンプ方式とがある。
インダクタンス方式では、チョークコイル等のインダクタとスイッチングダイオードとをスイッチング制御ＩＣに接続して電力変換回路が構成されるのに対し、チャージポンプ方式では、ポンプアップ用のキャパシタをスイッチング制御ＩＣに接続することで電力変換回路が構成される。このため、チャージポンプ方式は、インダクタ方式に比べて省スペース、かつ安価に回路を構成できるという利点がある。
【０００３】
しかしながら、チャージポンプ方式では、キャパシタにおける電荷の遷移（充放電）によって出力電圧を発生させるので、昇圧や極性反転した出力電圧を容易に出力できる反面、負荷電流が増加した場合には電圧降下しやすい傾向があるため、出力電圧の電圧変動が大きくなってしまう。そこで、キャパシタの充放電を切り替える（スイッチングする）スイッチング周波数を、予想される高負荷に対応して予め高く設定し充電速度を速くすれば、高負荷時でも出力電圧の電圧降下を抑えることができる。しかしながら、スイッチング周波数を高くするほど、キャパシタの充放電を切り替えるスイッチング素子のスイッチング損失が増加することから、消費電流が増加してしまう。
【０００４】
そこで、従来、スイッチング素子によるスイッチングの１周期内において負荷への電力の供給、及び供給一時停止の切り替えを可能な電源回路を構成することで、充電電圧の制御をより高精度に行い、負荷動作時の電圧変動を抑制し出力電圧の安定化を図る技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第２８００７４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかながら、従来の技術では、負荷への電力の供給、及び供給一時停止を切り替えるための回路構成が非常に複雑であり部品点数も多くなる、といった問題がある。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、出力電圧の安定化とともに消費電力の低減化を図ることができる電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明は、ポンプアップ用のキャパシタを備えたチャージポンプ回路と、発振信号を出力する発振器とを有し、前記発振器の発振信号に基づいて、入力電圧を前記チャージポンプ回路に出力し前記キャパシタに電荷を蓄積して当該電荷に基づく出力電圧を生成する電源回路において、前記発振器にＲＣ発振回路を有し、前記ＲＣ発振回路に接続されて静電容量を可変し発振周波数を切り替える周波数切替用のキャパシタと、前記出力電圧に応じて前記周波数切替用のキャパシタを前記ＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すスイッチング素子とを有し、前記出力電圧に応じて、前記ＲＣ発振回路の発振周波数を複数段に切り替える発振周波数切替回路を備えたことを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、出力電圧に応じて発振周波数が切り替わるため、出力電圧の低下が生じる高負荷時にだけ発振周波数を高めて出力電圧の低下を抑制できる。これにより、発振周波数を常時高めておく構成に比べ消費電流を抑えることができ、出力電圧の安定化と低消費電流化とを実現することができる。
また本発明によれば、ＲＣ発振回路に周波数切替用のキャパシタを接続し静電容量を可変して発振周波数を切り替える構成であるため、簡単な回路構成でありながらも、出力電圧の低下時に応答性良く速やかに発振周波数を切り変えることができる。
【０００９】
また本発明は、上記電源回路において、前記スイッチング素子は、前記周波数切替用のキャパシタの一端に接続され、前記出力電圧に応じてオフしたときに前記周波数切替用のキャパシタの一端を開放して前記ＲＣ発振回路から切り離すことを特徴とする。
【００１０】
本発明によれば、周波数切替用のキャパシタをＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すための回路をスイッチング素子だけで簡単に構成できる。
【００１１】
また本発明は、上記電源回路において、前記発振周波数切替回路は、前記出力電圧の大きさが所定電圧を下回ったときに前記スイッチング素子のオン閾値を下回るように設定された分圧比で前記出力電圧を分圧し前記スイッチング素子に出力する分圧器を備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明によれば、出力電圧が所定電圧を下回ったか否かを検出するための電圧検出回路を別途に設ける必要がなく、簡単な回路構成で、出力電圧に応じたスイッチング素子のオン／オフ動作を実現できる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、出力電圧に応じて発振周波数が切り替わるため、出力電圧の低下が生じる高負荷時にだけ発振周波数を高めて出力電圧の低下を抑制できる。これにより、発振周波数を常時高めておく構成に比べ消費電流を抑えることができ、出力電圧の安定化と低消費電流化とを実現することができる。また、ＲＣ発振回路に周波数切替用のキャパシタを接続し静電容量を可変して発振周波数を切り替える構成であるため、簡単な回路構成でありながらも、出力電圧の低下時に応答性良く速やかに発振周波数を切り変えることができる。
また本発明において、前記スイッチング素子は、前記周波数切替用のキャパシタの一端に接続され、前記出力電圧に応じてオフしたときに前記周波数切替用のキャパシタの一端を開放して前記ＲＣ発振回路から切り離す構成としても良い。この構成によれば、周波数切替用のキャパシタをＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すための回路をスイッチング素子だけで簡単に構成できる。
また本発明において、前記発振周波数切替回路は、前記出力電圧の大きさが所定電圧を下回ったときに前記スイッチング素子のオン閾値を下回るように設定された分圧比で前記出力電圧を分圧し前記スイッチング素子に出力する分圧器を備える構成としても良い。この構成によれば、出力電圧が所定電圧を下回ったか否かを検出するための電圧検出回路を別途に設ける必要がなく、簡単な回路構成で、出力電圧に応じたスイッチング素子のオン／オフ動作を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施形態に係るモータ駆動回路のブロック図である。
【図２】相電流検出回路の回路図である。
【図３】コレクタ電源電圧を出力するコレクタ電源回路の回路図である。
【図４】コレクタ電源回路の信号波形図であり、（Ａ）は軽負荷時、（Ｂ）は高負荷時を示す。
【図５】エミッタ電源電圧を出力するエミッタ電源回路の回路図である。
【図６】エミッタ電源回路の信号波形図であり、（Ａ）は軽負荷時、（Ｂ）は高負荷時を示す。
【図７】相電流検出回路の検出電流信号の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明では、本発明に係る電源回路の応用例として、電気自動車やハイブリッド車両が備える車両駆動用モータのモータ駆動回路を説明する。
【００１６】
図１は、本実施形態に係るモータ駆動回路１のブロック図である。
同図に示すように、モータ駆動回路１は、車両に搭載された高圧の直流電源たるバッテリ３と、このバッテリ３の直流電力を交流電力に変換して車両駆動用モータ５に出力する電力変換装置４と、この電力変換装置４を制御するＥＣＵ（Engine Control Unit）６とを備えている。
上記電力変換装置４は、車両駆動用モータ５の減速時に発生する回生エネルギーを回生する機能を有するものであり、昇降圧コンバータ７と、インバータ８とを備えている。
昇降圧コンバータ７は、ブレーキチョッパ装置として機能し、車両のモータ力行時にはバッテリ３から供給された直流電力を昇圧してインバータ８に出力し、モータ回生時にはインバータ８から出力された直流電力を高圧してバッテリ３へ出力する。かかる昇降圧コンバータ７は、リアクトル１０と、スイッチング素子１１Ａ、１１Ｂを有するチョッパ回路１２と、キャパシタ１３とを有して構成され、このキャパシタ１３がバッテリ３に並列に接続され蓄電媒体として機能する。
【００１７】
インバータ８は、ＥＣＵ６の制御の下、モータ力行時には昇降圧コンバータ７からの直流電力を交流電力に変換して車両駆動用モータ５に出力し、モータ回生時には三相の車両駆動用モータ５が発電する電流を昇降圧コンバータ７に出力するものであり、スイッチング素子１４Ａ〜１４Ｇを備えた三相のフルブリッジ回路により構成されている。
また、昇降圧コンバータ７とインバータ８との間には、チョッパ回路１２の高周波スイッチング成分を抑制するためのキャパシタ１５が設けられている。
【００１８】
インバータ８と車両駆動用モータ５とを接続する電力線には、相毎に相電流を検出する電流センサ１６が設けられており、また、昇降圧コンバータ７とバッテリ３の間にはバッテリ３の電流を検出する電流センサ１６が設けられている。なお、モータ制御方式によっては、２相分の相電流を検出すれば良い場合もあり、また相電流からバッテリ電流を算出することも可能であり、このような場合には、電流センサ１６の数を減らすことができる。
【００１９】
ＥＣＵ６は、昇降圧コンバータ７、及びインバータ８の各スイッチング素子１１Ａ、１１Ｂ、１４Ａ〜１４Ｇのゲート端子に信号を供給して駆動するゲートドライブ回路１７と、車両側が備える上位のコンピュータからの制御命令に基づいてゲートドライブ回路１７を制御して昇降圧コンバータ７、及びインバータ８を駆動する制御部１８とを備えている。また、ＥＣＵ６は、各電流センサ１６の出力電圧に基づいて電流値を検出する相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０を有し、制御部１８は、各相電流検出回路１９の電流検出信号Ｖｋに基づいて、車両駆動用モータ５の駆動のフィードバック制御をするとともに、バッテリ電流検出回路２０の電流検出信号Ｖｋに基づいてバッテリ残量の演算処理を行う。
【００２０】
ここで、上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０は、電流センサ１６の検出電流に応じて０〜Ｖａ［ボルト］（例えばＶａ＝５ボルト）の範囲の電圧を出力する。さらに詳述すると、電力変換装置４では、モータ力行時とモータ回生時とでは電流の流れる向きが逆になることから、かかる電流の向きを区別するために、相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０のそれぞれは、Ｖａ／２［ボルト］（例えば２．５ボルト）を正逆の境にし、モータ回生時には０〜Ｖａ／２［ボルト］の範囲で電流値に比例した電圧の電流検出信号Ｖｋを出力し、またモータ力行時にはＶａ／２［ボルト］〜Ｖａ［ボルト］の範囲で電流値に比例した電圧の電流検出信号Ｖｋを出力する。
相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０のそれぞれの回路構成は、ほぼ同様であり、以下、相電流検出回路１９を例にして電流検出の回路構成について説明する。
【００２１】
図２は、相電流検出回路１９の回路図である。
相電流検出回路１９は、電流センサ１６の出力（プラス・マイナス）を増幅して出力する増幅器３０と、増幅器３０の出力からノイズ成分を除去するＲＣフィルタ３１と、ＲＣフィルタ３１を介して入力される増幅器３０の出力電圧値を変換する電圧変換回路３２とを備えている。
この電圧変換回路３２は、オペアンプで構成された非反転増幅器３３と、ダイオードクリップ回路３６とを備えている。非反転増幅器３３の入力端子には、ＲＣフィルタ３１を介して増幅器３０の出力電圧が入力されるとともに、接地抵抗３４を介してＶａ／２［ボルト］が常時入力されることで、増幅器３０の出力電圧をＶａ／２［ボルト］を基準にオフセットした電圧が入力される。そして非反転増幅器３３は、反転入力端子に接続された接地抵抗３４、及び帰還抵抗３５に応じた増幅率で、入力端子の入力電圧を増幅してダイオードクリップ回路３６に出力する。ダイオードクリップ回路３６は、Ｖａ［ボルト］の電源と、接地電位（本実施形態では０ボルト）とのそれぞれの間にダイオード３７、３８を備え、出力電圧を０〜Ｖａ［ボルト］の範囲にクリップする。これにより、上述のように、電圧変換回路３２からは、Ｖａ／２［ボルト］を基準に、モータ回生時には０〜Ｖａ／２［ボルト］、モータ力行時にはＶａ／２［ボルト］〜Ｖａ［ボルト］の電圧の電流検出信号Ｖｋが電流センサ１６の出力に応じて出力されることとなる。
【００２２】
また相電流検出回路１９の入力段の増幅器３０は、負帰還抵抗４１を設けたオペアンプで構成された差動増幅回路４０を備えている。この差動増幅回路４０には、動作電源として、正電圧のコレクタ電源電圧Ｖｃｃ（例えば＋１５ボルト）と、負電圧のエミッタ電源電圧Ｖｅｅとが接続されている。この差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１は、内部回路による電圧降下の影響により、これら動作電源に依存してエミッタ電源電圧Ｖｅｅ（負電圧）＜電圧Ｖ１＜コレクタ電源電圧Ｖｃｃ（＝＋１５ボルト）となる。すなわち、これらエミッタ電源電圧Ｖｅｅ、及びコレクタ電源電圧Ｖｃｃの電源には、電圧Ｖ１として出力すべき電圧範囲の上限及び下限の電圧値以上の電源電圧を安定して出力する電源を用いる必要があり、かかる電源について以下に説明する。
【００２３】
図３は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃを出力するコレクタ電源回路５０の回路図である。
コレクタ電源回路５０は、ポンプアップ用のキャパシタ５１を備えたチャージポンプ回路５２と、発振信号を出力する発振器５３と、この発振器５３の発振信号に基づいて、入力電圧Ｖｉｎをチャージポンプ回路５２に印加しキャパシタ５１に電荷を蓄積して当該電荷に基づく出力電圧としてのコレクタ電源電圧Ｖｃｃを生成するドライバ回路５４とを備え、さらに、このコレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて、発振器５３の発振信号の発振周波数を２段に切り替える発振周波数切替回路８０と、を備えている。
さらに詳述すると、チャージポンプ回路５２は、上記キャパシタ５１と、整流用のダイオード５５、５６を備えて構成されている。キャパシタ５１の両端の電位差がコレクタ電源電圧Ｖｃｃとして上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０のそれぞれに供給される。
ドライバ回路５４は、接地電位と、入力電圧Ｖｉｎとの間にプッシュプル接続されたトランジスタ５７、５８と、これらのトランジスタ５７、５８を発振器５３の発振信号に基づいて駆動する駆動トランジスタ５９とを備え、当該駆動トランジスタ５９の駆動によるチャージポンプ動作により、トランジスタ５７、５８の間の接続ノード６０に入力電圧Ｖｉｎ及び接地電位のいずれかの電圧を出力する。この接続ノード６０の電圧がチャージポンプ回路５２にカップリングコンデンサ６１を介して入力され、キャパシタ５１への充電が行われる。
【００２４】
発振器５３は、ＣＭＯＳ型のシュミットトリガインバータ回路６６と、このシュミットトリガインバータ回路６６の出力端Ｐ１と入力端Ｐ２との間に設けられた抵抗６７と、シュミットトリガインバータ回路６６の入力端Ｐ２に接続された充放電用のキャパシタ６８と、を備えたＲＣ発振回路として構成され、シュミットトリガインバータ回路６６の出力端Ｐ１には、バッファ用のシュミットトリガインバータ回路６９が設けられている。シュミットトリガインバータ回路６６、６９は、入力電位に対するしきい値がＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとで異なることで、入力電位の変化に対して出力状態がヒステリシスを持って変化するインバータロジックの論理ゲート回路である。
そして、かかる発振器５３にあっては、シュミットトリガインバータ回路６６が、抵抗６７、及びキャパシタ６８を直列に接続して成る充放電回路の充放電を、所定の周期で切り替えるスイッチ回路として機能する。これにより、出力端Ｐ１の電位がパルス状に連続的に変化して発振信号が生成され、抵抗６５を通じてドライバ回路５４の駆動トランジスタ５９のゲート端子に入力される。
【００２５】
発振器５３の発振周波数は、抵抗６７の抵抗値Ｒ、及びキャパシタ６８の静電容量Ｃで規定され、発振周波数≒１／（Ｃ×Ｒ）となる。なお、より正確には、発振周波数は、シュミットトリガインバータ回路６６、６４のスレッショルド電圧ＶＨ、ＶＬにも依存する。
【００２６】
発振周波数切替回路８０は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが低下したときに発振器５３の静電容量を可変することで、発振器５３の発振周波数を高める回路である。すなわち、発振周波数切替回路８０は、周波数切替用のキャパシタ７１と、このキャパシタ７１を発振器５３に接続し、或いは切り離す切替用のトランジスタ７２と、コレクタ電源電圧Ｖｃｃを分圧した電圧をトランジスタ７２のベースに印加してオン／オフ動作させる分圧器７５とを備えている。
【００２７】
周波数切替用のキャパシタ７１は、発振器５３が備えるシュミットトリガインバータ回路６６の入力端Ｐ２にキャパシタ６８と並列に接続され、或いは切り離されるものである。このキャパシタ７１が発振器５３のキャパシタ６８に並列に接続されることで、これらキャパシタ７１、６３の合成により発振器５３の発振周波数を規定する静電容量Ｃがキャパシタ７１の分だけ増加し、発振周波数が低くなる。これとは逆に、キャパシタ７１が発振器５３から切り離されたときには、発振器５３の発振周波数の静電容量Ｃがキャパシタ７１の分だけ減少するため発振周波数が高くなり、これにより、キャパシタ７１の接続、或いは切り離しにより、発振周波数が２段階に切り替えられる。
【００２８】
切替用のトランジスタ７２は、キャパシタ７１の一端と、接地電位のラインとの間に設けられている。すなわち、このトランジスタ７２がオンしたときには、キャパシタ７１の一端が接地電位に接続されることで当該キャパシタ７１が発振器５３に接続され、また、オフしたときにはキャパシタ７１の一端が開放することで発振器５３から切り離される。
分圧器７５は、抵抗７３、７４で規定される分圧比でコレクタ電源電圧Ｖｃｃを分圧することで、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧（例えば公称値であって本実施形態では１５ボルト）を下回ったときにトランジスタ７２をオフするものである。すなわち分圧器７５の分圧比は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回ったときに、分圧された電圧がトランジスタ７２のオン閾値Ｔｈを下回るように設定されている。
【００２９】
図４は、コレクタ電源回路５０の信号波形図であり、図４（Ａ）は軽負荷時、図４（Ｂ）は高負荷時を示す。なお、同図において、Ｖ２は発振器５３のシュミットトリガインバータ回路６６の入力端Ｐ２の電圧、Ｖ３は発振器５３の発振信号、Ｖ４はチャージポンプ回路５２への入力電圧、Ｖ５は発振周波数切替回路８０のトランジスタ７２のベース電圧を示す。
負荷が軽くコレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧付近の電圧である間は、発振周波数切替回路８０のトランジスタ７２がオンするため、周波数切替用のキャパシタ７１が発振器５３に接続され、これにより発振周波数（発振信号Ｖ３の周波数）が低い周波数に維持される（図４（Ａ））。
【００３０】
一方、高負荷時においては、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回った場合、発振周波数切替回路８０のトランジスタ７２がオフすることで、キャパシタ７１が発振器５３から切り離される。これにより、発振器５３の静電容量Ｃが小さくなるため、図４（Ｂ）に示すように、発振器５３の発振周波数（発振信号Ｖ３の周波数）が軽負荷時よりも高められる。これにより、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの低下が防止され、負荷変動に対して安定してコレクタ電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【００３１】
次いで、エミッタ電源電圧Ｖｅｅについて説明する。
図５は、エミッタ電源回路１５０の回路図である。
エミッタ電源電圧Ｖｅｅは、負電圧のエミッタ電源電圧Ｖｅｅを出力するものであり、コレクタ電源回路５０の構成と比較して、チャージポンプ回路１５２のダイオード５５、５６が出力端Ｐ４の電位を負電位にする向きに接続されている点、並びに、発振周波数切替回路１８０におけるトランジスタ１７２の接続態様の点において構成を異にする。
発振周波数切替回路１８０について詳細には、トランジスタ１７２は、キャパシタ７１の一端と、負電位のラインであるエミッタ電源回路１５０の出力端Ｐ４との間に設けられている。すなわちトランジスタ１７２は、オンしたときにはキャパシタ７１の一端を負電位に接続することで発振器５３に接続し、またオフしたときにはキャパシタ７１の一端を開放することで、発振器５３から切り離す。
分圧器７５は、接地電位（０ボルト）を基準にして分圧を生成するものであり、この接地電位からのエミッタ電源電圧Ｖｅｅの大きさ（絶対値）が所定電圧（例えば公称値付近の電圧）を下回ったときに、トランジスタ１７２のオン閾値Ｔｈを下回る電圧を、このトランジスタ１７２のベースに出力するように構成されている。
【００３２】
かかる構成により、図６に示すように、高負荷時において、エミッタ電源電圧Ｖｅｅの大きさ（絶対値）が低下すると、発振周波数切替回路１８０のトランジスタ１７２がオフすることで、発振器５３のキャパシタ１７１、６３の合成静電容量が低下し、図６（Ｂ）に示すように、発振器５３の発振信号Ｖ３の発振周波数が軽負荷時よりも高められる。これにより、エミッタ電源電圧Ｖｅｅの出力低下が防止され、負荷変動に対して安定した電源供給が行われる。
【００３３】
このように、コレクタ電源回路５０、及びエミッタ電源回路１５０を、負荷変動に対して安定した電圧を出力する回路として構成されているため、上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０においては、差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１や非反転増幅器３３が出力する電圧が高くなっても、コレクタ電源回路５０、及びエミッタ電源回路１５０からは安定した電圧が供給される。
【００３４】
すなわち、例えば車両駆動用モータ５のトルクの増大に伴って相電流が増加すると、電流センサ１６で検出される電流値が大きくなることから、相電流検出回路１９の入力段にある差動増幅回路４０が出力すべき電圧Ｖ１も高くなる。この電圧Ｖ１の増大、すなわち負荷の増大に伴ってコレクタ電源電圧Ｖｃｃ、及びエミッタ電源電圧Ｖｅｅが低下してしまうと、この低下に伴って差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１も低下してしまう。この結果、相電流検出回路１９の電流検出信号Ｖｋにあっては、電流センサ１６の検出電流値が高くなったとき、図７の矢印Ｘの箇所に点線で示したように、電流検出信号Ｖｋの電圧値が実際（実線で示す）よりも低くなってしまい、正確な電流値が制御部１８に出力されない、という問題が生じる。かかる問題は、バッテリ電流検出回路２０において、バッテリ３の電流が大きい場合にも同様に生じるものである。
【００３５】
これに対して、上記相電流検出回路１９、及びバッテリ電流検出回路２０には、差動増幅回路４０が出力する電圧Ｖ１や非反転増幅器３３が出力する電圧が高くなっても、コレクタ電源回路５０のコレクタ電源電圧Ｖｃｃ、及びエミッタ電源回路１５０のエミッタ電源電圧Ｖｅｅが低下することはないから、相電流やバッテリ３の電流が増大した時でも、電流検出信号Ｖｋの電圧値が低下することがなく、正確な電流値を制御部１８に出力することができる。これにより、車両駆動用モータ５のより正確かつ安定した制御、並びに、バッテリ３の正確な残量演算が可能になる。
【００３６】
以上説明した実施形態によれば次のような効果を奏する。なお、以下では、コレクタ電源回路５０の効果について述べるが、同様な効果を及びエミッタ電源回路１５０も奏する。
【００３７】
すなわち、本実施形態によれば、コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じて発振周波数が切り替わるようにコレクタ電源回路５０を構成したため、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの低下が生じ得る高負荷時にだけ発振周波数を高め、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの低下を抑制できる。これにより、発振周波数を常時高めておく構成に比べ消費電流を抑えることができ、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの安定化と低消費電流化とを実現することができる。
【００３８】
また本実施形態によれば、発振器５３を、シュミットトリガインバータ回路６６、抵抗６７、及び充電用のキャパシタ６８を備えるＲＣ発振回路により構成し、また、このＲＣ発振回路の静電容量Ｃを、周波数切替用のキャパシタ７１をキャパシタ６８に並列に接続し、或いは切り離すことで可変して発振周波数を切り替える構成としたため、簡単な回路構成でありながらも、出力電圧の低下時に応答性良く速やかに発振周波数を切り変えることができる。
【００３９】
また本実施形態によれば、トランジスタ７２は、周波数切替用のキャパシタ７１の一端に接続され、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回るに伴いオフしたときに、この周波数切替用のキャパシタ７１の一端を開放し、発振器５３から切り離す構成としたため、周波数切替用のキャパシタ７１を発振器５３に接続、或いは切り離すための回路をトランジスタ７２だけで簡単に構成できる。
【００４０】
また本実施形態によれば、発振周波数切替回路８０は、コレクタ電源電圧Ｖｃｃの大きさが所定電圧（例えば公称値付近の電圧）を下回ったときにトランジスタ７２のオン閾値Ｔｈを下回るように設定された分圧比でコレクタ電源電圧Ｖｃｃを分圧しトランジスタ７２のベースに出力する分圧器７５を備える構成とした。この構成によれば、コレクタ電源電圧Ｖｃｃが所定電圧を下回ったか否かを判定するための電圧検出器を別途に設ける必要がなく、簡単な回路構成で、コレクタ電源電圧Ｖｃｃに応じたスイッチング素子のオン／オフ動作を実現できる。
【００４１】
なお、上述した実施形態は、あくまでも本発明の一態様を例示するものであって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変形及び応用が可能である。
【００４２】
例えば、上述した実施形態では、シュミットトリガインバータ回路６６を用いてＲＣ発振回路を構成した。これに限らず、複数段のインバータ回路を備えてＲＣ発振回路を構成しても良く、また他のＲＣ発振回路を用いることもできる。
【００４３】
また例えば、上述した実施形態では、１つの周波数切替用のキャパシタ７１と発振器５３との接続／切り離しにより、発振器５３の発振周波数を２段階に切り替える構成を例示したが、これに限らない。すなわち、コレクタ電源電圧Ｖｃｃ（エミッタ電源電圧Ｖｅｅ）複数の周波数切替用のキャパシタを選択的に、発振器５３のキャパシタ６８に並列に接続し、或いは切り離す構成とすることで、発振周波数を３段階以上に切り替える構成としても良い。
【符号の説明】
【００４４】
１９ 相電流検出回路
２０ バッテリ電流検出回路
５０ コレクタ電源回路（電源回路）
５１ ポンプアップ用のキャパシタ
５２、１５２ チャージポンプ回路
５３ 発振器
５４ ドライバ回路
６６、６９ シュミットトリガインバータ回路
６７ 抵抗
６８ 充電用のキャパシタ
７１、１７１ 周波数切替用のキャパシタ
７２、１７２ トランジスタ（スイッチング素子）
７５ 分圧器
８０、１８０ 発振周波数切替回路
１５０ エミッタ電源回路（電源回路）
Ｔｈ オン閾値
Ｖ３ 発振信号
Ｖｃｃ コレクタ電源電圧（出力電圧）
Ｖｅｅ エミッタ電源電圧（出力電圧）
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｋ 電流検出信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ポンプアップ用のキャパシタを備えたチャージポンプ回路と、発振信号を出力する発振器とを有し、前記発振器の発振信号に基づいて、入力電圧を前記チャージポンプ回路に出力し前記キャパシタに電荷を蓄積して当該電荷に基づく出力電圧を生成する電源回路において、
前記発振器にＲＣ発振回路を有し、
前記ＲＣ発振回路に接続されて静電容量を可変し発振周波数を切り替える周波数切替用のキャパシタと、前記出力電圧に応じて前記周波数切替用のキャパシタを前記ＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すスイッチング素子とを有し、前記出力電圧に応じて、前記ＲＣ発振回路の発振周波数を複数段に切り替える発振周波数切替回路を備えた
ことを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、前記周波数切替用のキャパシタの一端に接続され、前記出力電圧に応じてオフしたときに前記周波数切替用のキャパシタの一端を開放して前記ＲＣ発振回路から切り離すことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記発振周波数切替回路は、
前記出力電圧の大きさが所定電圧を下回ったときに前記スイッチング素子のオン閾値を下回るように設定された分圧比で前記出力電圧を分圧し前記スイッチング素子に出力する分圧器を備えたことを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【請求項１】
ポンプアップ用のキャパシタを備えたチャージポンプ回路と、発振信号を出力する発振器とを有し、前記発振器の発振信号に基づいて、入力電圧を前記チャージポンプ回路に出力し前記キャパシタに電荷を蓄積して当該電荷に基づく出力電圧を生成する電源回路において、
前記発振器にＲＣ発振回路を有し、
前記ＲＣ発振回路に接続されて静電容量を可変し発振周波数を切り替える周波数切替用のキャパシタと、前記出力電圧に応じて前記周波数切替用のキャパシタを前記ＲＣ発振回路に接続、或いは切り離すスイッチング素子とを有し、前記出力電圧に応じて、前記ＲＣ発振回路の発振周波数を複数段に切り替える発振周波数切替回路を備えた
ことを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、前記周波数切替用のキャパシタの一端に接続され、前記出力電圧に応じてオフしたときに前記周波数切替用のキャパシタの一端を開放して前記ＲＣ発振回路から切り離すことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記発振周波数切替回路は、
前記出力電圧の大きさが所定電圧を下回ったときに前記スイッチング素子のオン閾値を下回るように設定された分圧比で前記出力電圧を分圧し前記スイッチング素子に出力する分圧器を備えたことを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−１０５４４９（Ｐ２０１２−１０５４４９Ａ）
【公開日】平成２４年５月３１日（２０１２．５．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２５１７２３（Ｐ２０１０−２５１７２３）
【出願日】平成２２年１１月１０日（２０１０．１１．１０）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月３１日（２０１２．５．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１０日（２０１０．１１．１０）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
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