高圧放電灯点灯装置
【課題】電子バラストを構成する部品及びケースの小型化、低コスト化が可能で、回路損失を最小限に止めることにより、地球温暖化対策のためのCO2削減が可能な放電灯点灯装置を提供すること。
【解決手段】電力調整用スイッチング素子Q1のオンオフ制御において、スイッチング素子Q1のオフ期間中、スイッチング素子Q1には電圧Vdsが印加され、かつ、インダクタL1を流れる電流が除除に減少する。そして、インダクタの電流ILが略零になると、オフ状態のスイッチング素子Q1に蓄えられた静電エネルギーが、スイッチング素子Q1とインダクタL1間で減衰振動を起こす。制御回路11は、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを、これに印加される電圧Vdsが減衰振動により極小値になるタイミングに合わせる。
【解決手段】電力調整用スイッチング素子Q1のオンオフ制御において、スイッチング素子Q1のオフ期間中、スイッチング素子Q1には電圧Vdsが印加され、かつ、インダクタL1を流れる電流が除除に減少する。そして、インダクタの電流ILが略零になると、オフ状態のスイッチング素子Q1に蓄えられた静電エネルギーが、スイッチング素子Q1とインダクタL1間で減衰振動を起こす。制御回路11は、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを、これに印加される電圧Vdsが減衰振動により極小値になるタイミングに合わせる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、蛍光灯やHIDランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関し、特に、電子バラストによる安定点灯の機能の改良に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、蛍光灯やHIDランプ等の放電灯を点灯させる点灯装置としては、銅鉄型の安定器(いわゆる銅鉄バラスト)が用いられてきた。しかしながら、銅鉄型の安定器は重量が重くなるとともに安定器自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子やダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子バラスト(電子安定器)が利用されている(例えば、特許文献1参照)。
【0003】
特許文献1に記載の電子バラストは例えば図1に示すように、交流電源ACの交流出力が入力され直流を出力する直流電源回路2と、直流電源回路2の出力端に接続され放電灯Laへの供給電力を調整・制御する電力変換回路3とで構成される。
電力変換回路3として一般的に降圧チョッパ回路が用いられている。図2は降圧チョッパ回路を用いた電子バラストの具体的な回路例を示したものであって、直流電源回路2は、交流電源ACの交流出力を整流する整流回路5と、整流回路5の出力端間に接続され整流回路5の出力を平滑する平滑コンデンサC0とで構成され、交流電源ACの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。また、電力変換回路3は、スイッチング素子Q1と、インダクタL1と、ダイオードD1と、コンデンサC1と、スイッチング素子Q1のオンオフを制御する制御回路11とで構成され、コンデンサC1の両端に放電灯Laが接続される。ここで、スイッチング素子Q1と、ダイオードD1と、インダクタL1とで降圧チョッパ回路を構成している。制御回路11は、コンデンサC1の両端電圧を放電灯Laのランプ電圧Vlaとして検出し、ランプ電圧Vlaに応じてスイッチング素子Q1を高周波でオンオフさせるスイッチング周波数又はオンデューティを制御することによって放電灯Laに供給する電力を調整している。
【0004】
ここで、インダクタL1に流れる電流ILに着目してみる。放電灯Laの定常点灯状態において、制御回路11によってスイッチング素子Q1を後述の制御信号S1によりオンオフ制御した時にインダクタL1に流れる電流ILのモードとしては以下の3つのモードがある。すなわち、制御回路11からスイッチング素子Q1へ図3(A)、図4(A)、図5(A)に示すような制御信号S1が入力された場合において、図3(B)に示すように電流ILが流れない休止期間taが発生するモードI(以下、不連続モードと称する)、図4(B)に示すように電流ILに休止期間がなく電流ILが減少して零になるのと略同時に制御信号S1がローレベルからハイレベルに変化し再び電流ILが流れるモードII(以下、ゼロクロススイッチングモードと称する)、図5(B)に示すように電流ILに休止期間がなく電流ILが減少して零になる前に制御信号S1がローレベルからハイレベルに変化し電流ILが連続的に流れるモードIII(以下、連続モードと称す)の3つのモードがある。
【0005】
<電流Idsに伴うスイッチングロスの発生>
ところで、上述の連続モードでは、信号S1がローレベルからハイレベルに変化することでスイッチング素子Q1がオフからオンに変わる時に、電流ILとしてIc2(図5(B)参照)の大きさの電流が流れているため、スイッチング素子Q1の電圧Vds、電流Idsが図5(E)にそれぞれ実線、破線で示すように変化する。図5(C)に示す電圧Vdsは、スイッチング素子Q1として電界効果トランジスタ(FET)を用いた場合のドレイン(d)−ソース(s)間に印加される電圧を示し、オフ状態でコンデンサC0の電圧Vcoとなる。図5(D)に示す電流Idsは、スイッチング素子Q1に流れる電流を示す。ここで、図5(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図5(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1に流れる電流Idsに伴うスイッチングロスが発生してしまい、スイッチング素子Q1の温度が上昇し、スイッチング素子Q1が破壊してしまう可能性がある。なお、ダイオードD1についてもスイッチング素子Q1と同様にスイッチングロスが発生してしまう。
これに対し、上述のゼロクロススイッチングモードでは、連続モードに比べてスイッチング素子Q1及びダイオードD1の電流Idsに伴うスイッチングロスを小さくできる利点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開平10−144488号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
ところで、近年、水銀灯やメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ等の高圧放電灯を点灯させる電子バラストの小型化、軽量化、省資源化、省エネの要求がある。これらの要求を同時に満足させるためには、スイッチング周波数を増大させるとともに、回路ロスを可能な限り低減させる必要がある。
【0008】
<電圧Vdsに伴うスイッチングロスの発生>
発明者は、前述のゼロクロススイッチングモード(モードII)において、スイッチング素子Q1におけるスイッチングロスがまだ存在している点に着目した。つまり、モードIIであっても、スイッチング素子Q1がオフからオンに変わる時に、図4(C)のVdsに示すように、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsを極小にできないため、この電圧に伴うスイッチングロスが発生する。
図4(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図4(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1の電圧Vdsに伴うスイッチングロスが発生している。
【0009】
また、スイッチングロスには、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsと電流Idsとの重なりによって発生する損失の他に、図6に示すようにFETの内部短絡による熱損失もある。図6(A)は、図2の回路中のスイッチング素子Q1の出力容量を模式的に示した図であり、同図(B)は、その内部短絡を説明する図である。スイッチング素子がFETで構成された場合には、FETの出力容量に蓄えられていた電荷が、スイッチングがオンに切り替わった時点で、図6(B)のようにFETの内部で短絡し、熱損失が発生する。たとえば、降圧チョッパ回路に入力される直流電圧Vdsが400Vであり、スイッチング素子Q1のスイッチング周波数fが120KHzで、その出力容量が200pFであり、出力が20Wの電子バラストを用いた場合、その熱損失は次式より1.92Wとなる。この損失は出力20Wの約9.6%と大きく、無視できない回路の損失が発生している。
[数1]
熱損失=1/2×(FETの出力容量)×(Vds)2×f
【0010】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、電子バラストを構成する部品及びケースの小型化、低コスト化が可能な放電灯点灯装置で、回路の損失を最小限に止めることにより、地球温暖化対策のためのCO2削減が可能な放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
上記の課題を解決するため、発明者は、スイッチング素子を不連続モード(モードI)で制御して、さらに、不連続モードにおいてスイッチング素子をオフからオンに換えるタイミングを適切に設定すれば、スイッチング素子に流れる電流に伴うスイッチングロスの発生を防止できるだけでなく、スイッチング素子に印加される電圧に伴うスイッチングロスの発生を低減させることができることを見出した。
すなわち、本発明にかかる放電灯点灯装置は、
直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路を備えて構成される。
そして、前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成されている。
また、前記電力変換回路は、前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路を有し、この前記制御回路は、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする。
なお、本発明の点灯装置は、放電灯が定常点灯状態である場合に限らず、定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態にも適用できる。
【0012】
また、本発明では、前記制御回路は、前記インダクタに流れる電流が略零まで減少した後、さらに前記オフ状態のスイッチング素子と前記インダクタとの間に発生する前記静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期後のタイミングに合わせて、前記スイッチング素子をオフからオンに切り替えることが好ましい。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことが好ましい。
【0013】
また、本発明では、前記極性反転回路は、前記電力変換回路の出力端間に対し、第2および第3のスイッチング素子の第1直列回路と第4および第5のスイッチング素子の第2直列回路とを並列に接続し、前記第2および第3のスイッチング素子同士の接続点と前記第4および第5のスイッチング素子同士の接続点との間に前記放電灯を接続して構成されることが好ましい。
【0014】
また、本発明では、前記電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路により構成したことが好ましい。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことが好ましい。
【発明の効果】
【0015】
本発明の作用効果を図2および図7、8に基づいて、まず、スイッチング素子Q1がオフ状態において、インダクタの電流ILが減少し略零になった以後に、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsが極小値になるポイントが存在することから説明する。
例えば始動過程状態において図7のように、インダクタに流れる電流ILが休止期間taのある不連続電流となるようにスイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを制御する場合、オフ状態でインダクタの電流ILが減少する間、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間の電圧Vdsが、図7(C)のように直流電源回路2の出力端電圧Vcoを示す。ここで、オフ状態のスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間をコンデンサとみなすことができる。オフ状態でインダクタの電流ILが略零になって休止期間taが始まると、スイッチング素子Q1の電圧Vdsによるドレイン−ソース間容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出される。つまり、スイッチング素子Q1とインダクタL1とが静電エネルギーと磁気エネルギーの2つの状態でエネルギーの交換を始める。休止期間ta中、このエネルギー交換は減衰しながら振動し、スイッチング素子の電圧Vdsは図7(C)のような減衰振動の波形を描く。
【0016】
従来の不連続モードでは、図3(C)や図7(C)に示すように、休止期間ta中にオフからオンに切り替えるタイミングを電圧Vdsの波形と無関係に制御していたため、電圧Vdsが減衰振動の底(極小値)でない状態で、オンに切り替わってしまい、依然として電圧Vdsによるスイッチングロスが高くならざるを得なかった。
これに対して本発明では、インダクタLに電流が流れない区間で電圧Vdsが減衰振動を行うことに着目し、インダクタの電流ILが略零まで減少した際、図8(A)〜(C)のようにスイッチング素子Q1の出力容量とインダクタL1による直列共振によりスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせて、スイッチング素子をオフからオンに切り替える制御をする。スイッチング素子Q1をオンさせるタイミングをこのようにすれば、図8(D)〜(F)のように、スイッチング素子Q1の出力容量に伴う損失、つまり、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。図8(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図8(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1の電圧Vdsに伴うスイッチングロスが、ゼロクロススイッチングモードの図4(F)に比べて低減している。
【0017】
このようにスイッチングのタイミングを適切に制御することにより、インダクタに流れる電流に関する不連続モードであるゼロ電流スイッチングと、スイッチング素子に印加される電圧が極小値となる極小電圧スイッチングとを同時に実現し、電子安定器の回路損失を少なくすることができ、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となる。言いかえると、スイッチング素子の出力容量に蓄えられていたエネルギーをスイッチング素子の発熱として、無駄に消費するのではなく、ランプ電流として有益に回収したことになる。
また、本発明では、電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするための極性反転回路を設ける、あるいは、電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路やハーフブリッジ回路により構成することによって、放電灯が交流点灯され、直流点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレスが偏るのを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】従来の高圧放電灯点灯装置を示す概略ブロック図である。
【図2】図1に示す高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図3】従来の不連続モードの波形図である。
【図4】従来のゼロクロススイッチングモードの波形図である。
【図5】従来の連続モードの波形図である。
【図6】図2の回路中のスイッチング素子の出力容量およびその内部短絡を模式的に示す図である。
【図7】本発明の不連続モードの波形を説明するための図である。
【図8】本発明の不連続モードの波形図である。
【図9】第1実施形態に係る高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図10】第2実施形態を示す回路構成図である。
【図11】図10の回路の動作説明図である。
【図12】第3実施形態を示す回路構成図である。
【図13】図12の回路の動作説明図である。
【図14】第4実施形態を示す回路構成図である。
【図15】図14の回路の動作説明図である。
【発明を実施するための形態】
【0019】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態を説明する。
(第1実施形態)
図9には、本発明の高圧放電灯点灯装置の回路構成図を示す。同図において、高圧放電灯点灯装置は、交流電源ACの交流電源に基づき直流電源を供給する直流電源回路2と、直流電源回路2の出力端に接続され放電灯Laへ供給する電力を調整する降圧チョッパ型の電力変換回路3とを備える。
直流電源回路2は、交流電源ACの交流出力を整流する整流回路5と、整流回路5の出力端間に接続され整流回路5の出力を平滑する平滑コンデンサC0とで構成され、交流電源ACの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。
【0020】
電力変換回路3は、次のように各素子が接続されて構成されている。まず、平滑コンデンサC0の正極側の出力端に電力調整用スイッチング素子Q1の一端を接続し、平滑コンデンサC0の負極側の出力端と電力調整用スイッチング素子Q1の他端の間にインダクタL1およびコンデンサC1の直列回路を接続し、コンデンサC1の端子間に放電灯Laを並列に接続する。電力調整用スイッチング素子Q1は、数十kHzの高い周波数でオンオフする。
電力調整用スイッチング素子Q1がオン状態である期間に、このスイッチング素子Q1を流れる直流電源回路2の直流電流によってインダクタL1に磁気エネルギーが蓄積される。そして、電力調整用スイッチング素子Q1がオンからオフに切り替わった際、インダクタL1の磁気エネルギーの放出によってインダクタL1には電流が連続して流れようとする。電力変換回路3には、スイッチング素子Q1がオフに切り替わった後、インダクタL1からの電流が、放電灯Laを経由して再びインダクタL1に戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタL1とコンデンサC1の直列回路の両端間が、インダクタL1に戻る方向のみに電流を流すダイオードD1によって接続されている。
このように電力変換回路3では、高周波で切り替わるスイッチング素子Q1がオンになると、平滑コンデンサC0の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Q1→インダクタL1→放電灯Laの順番で平滑コンデンサC0の負極の端子に流れて、インダクタL1に磁気エネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Q1がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Q1とインダクタL1の接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタL1の磁気エネルギーが電流となって放出され、放電灯La→ダイオードD1の順番でインダクタL1に戻るようになっている。
【0021】
また、電力変換回路3は、電力調整用スイッチング素子Q1のオンオフを制御する制御回路11を有している。制御回路11は、マイクロ・コンピータにより構成されており、平滑コンデンサC0の両端の直流電圧VcoとコンデンサC1の両端電圧の放電灯Laのランプ電圧Vlaとによりスイッチング周波数を決定するアルゴリズムを有する。また、ランプ電圧Vlaとランプ電流Ilaとを乗算し、放電灯Laへの入力電力を計算し、目標とする電力値となるようにオンデューティを決定する制御を行っている。本実施形態では、ランプ電圧VlaとしてコンデンサC1の両端電圧を検出し、ランプ電流IlaとしてインダクタL1を流れる電流ILを検出する。
【0022】
本発明で特徴的なことは、前述の図8にも示したように、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えるため、スイッチング素子Q1のスイッチングのタイミングを適切に制御することにある。すなわち、制御回路11が電力調整用スイッチング素子Q1をオンからオフに切り替えた後、ダイオードD1を通ってインダクタL1に流れる電流ILが略零まで減少する。その後、オフ状態の電力調整用スイッチング素子Q1に印加電圧Vdsによって蓄えられていた静電エネルギーがインダクタL1に移動することによって減衰振動を起こす。この減衰振動によってスイッチング素子Q1の印加電圧Vdsが極小値になるタイミングに合わせて、制御回路11がスイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるのである。
この制御回路11は、放電灯Laが定常点灯状態、定常点灯状態に比べて放電灯Laのランプ電圧が低い始動過程状態のいずれの状態であっても、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを同様に制御する。
【0023】
さらに、本発明で特徴的なことは、電力調整用スイッチング素子Q1の電圧Vdsの減衰振動の周期をTとすると、制御回路11は、図8(C)のようにインダクタに流れる電流ILが略零まで減少した後、さらにオフ状態の電力調整用スイッチング素子Q1とインダクタL1との間に発生する静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期(T/4)後のタイミングに合わせて、電力調整用スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えることである。
【0024】
制御回路11は、スイッチング素子Q1をオフに切り替えてから、インダクタの電流ILが略零になるまでの時間を、ランプ電圧Vlaの検出値に基づいて算出する。あるいは、電流ILが略零になるまでの時間を、ランプ電圧Vlaおよび平滑コンデンサC0の電圧Vcoの両検出値に基づいて算出してもよい。この時間は、ランプ電圧Vlaの検出値からほぼ決定されるが、平滑コンデンサC0の電圧Vcoの影響も受けるためである。
インダクタの電流ILが略零になってから、スイッチング素子Q1の電圧Vdsの減衰振動が極小値になるまでの時間は、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間容量とインダクタL1のインダクタンスとに基づいて算出した設定値を用いる。制御回路11には、このようにしてスイッチングをオフからオンに切り替えるタイミングを決定するオン切換時決定手段を備えている。なお、制御回路11に、ランプ電圧Vlaの検出値に応じたオン切換のタイミングが予め対応テーブルとして記憶された記憶手段を設けてもよい。
【0025】
本実施形態では、このようにスイッチング素子Q1の出力容量とインダクタL1による直列共振が発生し、スイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせて、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替える制御をする。そのため、図8(E)、(F)のように、スイッチング素子Q1の出力容量に伴う損失、つまり、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。スイッチングのタイミングを適切に制御することにより、ゼロ電流スイッチングと、極小電圧スイッチングとを同時に実現し、電子安定器の回路損失を少なくすることができ、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となる。
例えば20Wランプを用いる際にスイッチングロスを含む回路全体のロスは、5W(20Wの25%)から4W(同20%)に改善できる。
なお、本実施形態では図9の回路構成に限らず、例えば、平滑コンデンサC0の正極側の出力端にインダクタL1およびコンデンサC1の直列回路の一端を接続し、この直列回路の他端と平滑コンデンサC0の負極側の出力端との間に電力調整用スイッチング素子Q1を設けてもよい。つまり、電力調整用スイッチング素子Q1の位置を、図9中の位置ではなく、平滑コンデンサC0の負極側とダイオードD1の負極側とを結ぶ配線上に設けてもよい。
また、図9の回路構成において、平滑コンデンサC0の正極と負極とを逆にしてもよい。この場合、ダイオードD1の電流を流す方向も逆向きになるようにダイオードD1が接続される。
【0026】
(第2実施形態)
第1実施形態の高圧放電灯点灯装置は、放電灯Laを直流点灯しているので、ランプの片側の電極にストレスが偏ってしまう。本実施形態は、この点を改善するものであり、第1実施形態の高圧放電灯点灯装置において、図10に示すように、電力変換回路3と放電灯Laとの間に放電灯Laを交流点灯するための極性反転回路22を付加したものである。極性反転回路22は、スイッンング素子Q2、Q3の第一直列回路と、スイッチング素子Q4、Q5の第二直列回路とのそれぞれが電力変換回路3のコンデンサC0に並列に接続され、スイッチング素子Q2、Q3同士の接続点と、スイッチング素子Q4、Q5同士の接続点との間に放電灯Laが接続されている。
【0027】
極性反転回路22は、図11(A)〜(D)に示すように、スイッチング素子Q2、Q5がオンでスイッチング素子Q3、Q4がオフの状態と、スイッチング素子Q2、Q5がオフでスイッチング素子Q3、Q4がオンの状態とを交互に低周波(例えば、数十Hz〜数百Hz)で繰り返す。このため、放電灯Laには図11(E)に示すような電力調整用スイッチング素子Q1よりも低い周波数で交番する略矩形波のランプ電流Ilaが流れる。本実施形態では、放電灯Laに流れるランプ電流Ilaを交流にしたことにより、参考例及び第1実施形態のような直流点灯においてランプの片側の電極にストレスが偏るという不具合を解決することができる。
【0028】
なお、本実施形態では、放電灯Laに流れるランプ電流Ilaを矩形波としたが、特に矩形波に限定するものではなく、スイッチング素子Q2〜Q5のオンオフの制御を上述の制御と異ならせて例えば略正弦波状のランプ電流Ilaにしてもよいことは勿論である。
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、電力調整用スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q1の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
【0029】
(第3実施形態)
本実施形態は、第2実施形態における電力変換回路3と極性反転回路22との両方の機能をもつ回路を、図12に示すように4個のスイッチング素子Q6〜Q9をブリッジ接続したフルブリッジ回路27により構成したものである。
以下に本実施形態のフルブリッジ回路27を用いた放電灯Laの点灯制御について説明する。
一般にLEDの光出力(光量)は、入力電力にではなく電流に比例する。これに対してHIDランプ等の放電灯Laの光出力は、入力される電力に比例するので、放電灯Laの点灯制御には電力制御が採用される。また、放電灯、特にHIDランプの場合、放電灯自体の電気抵抗は定数ではなく、常に変動する。放電灯の電気抵抗は、具体的には温度、電流、時間などの関数になると予想され、不安定な定電圧素子とも考えられているが、未だ明らかにはなっていない。例えば、ほんの僅かに放電灯Laへの印加電圧を上げれば、電流が増加し、それにより放電灯の等価的な電気抵抗が減少する。仮に元の電圧に戻しても、元の電流値には戻らない。元の電流値に戻すためには、元の電圧以下にする必要がある。放電灯Laへの印加電圧をほんの僅か上げた状態を続けた場合、ランプ電流が増加し、放電灯Laの等価的な電気抵抗の減少を招き、さらなる電流増加が際限なく行われ、放電灯Laの破損、または回路の破損まで続いてしまう。このように同じランプ電圧に対するランプ電流値は一定には定まらないため、ランプ電圧値に基づく放電灯の電力制御はできない。
【0030】
本実施形態では、図12に示すフルブリッジ回路27に入力される電力(Vco×I)が、ほぼ全量、負荷である放電灯Laに供給される。これはフルブリッジ回路27が、スイッチング素子Q6〜Q9を除いて、リアクタンス成分(コイル、コンデンサ)で構成されているため、回路損失が理論的に発生しないからである。従って、ブリッジ回路への入力電力(Vco×I)を制御することによって、放電灯Laの電力制御すなわち点灯制御を行うことができる。
放電灯Laへの供給電力を知るため、インダクタL1に流れる電流ILを検出してもよいが、本実施形態では、上述のようにフルブリッジ回路27への入力電力を検出するため、電流検出用抵抗28に流れる電流Iを検出している。さらに本実施形態では、この電流Iを電流検出用抵抗28に発生する電圧降下の電圧として検出し、制御回路11がこの電圧に基づいてスイッチング素子Q6〜Q9をオンオフ制御するようになっている。なお、図12のブリッジ回路27には、抵抗28に高周波電流が流れるのを防ぐため、高周波成分のバイパス用で小容量のコンデンサC2が設けられている。コンデンサC2は、スイッチング素子Q6、Q7の直列回路の両端を結ぶように設けられている。
制御回路11が、抵抗28の電流I、および抵抗28での電圧降下の電圧に基づいてオンオフ制御する理由は、点灯中にランプ電圧の変動がほとんど無いとみなせる状態において、電流検出用抵抗28に発生する電圧降下の電圧が放電灯に流れる電流Ilaに比例しているからである。例えば、Vcoが400Vで、Vc1が100Vで、電流検出用抵抗28に流れる電流が0.25Aである場合、放電灯Laに流れる電流は1.0Aとなる。
【0031】
各スイッチング素子Q6〜Q9は、制御回路11からの制御信号によって、図13(A)〜(D)に示すように、スイッチング素子Q6がオン、Q9が高周波スイッチングされスイッチング素子Q7、Q8がオフの状態と、スイッチング素子Q6、Q9がオフでスイッチング素子Q7がオン、Q8が高周波スイッチングされる状態とを交互に低周波(数十Hz〜数百Hz)で繰り返す。つまり素子Q6〜Q9によって図10におけるスイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2〜Q5を代用している。
【0032】
スイッチング素子Q6がオンで、Q9が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q9のオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→ダイオードD8→スイッチング素子Q6→放電灯La→インダクタL1の経路で電流が流れる。一方、スイッチング素子Q7がオンで、Q8が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q8のオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→放電灯La→スイッチング素子Q7→ダイオードD9→インダクタL1の経路で電流が流れる。このため、ダイオードD8〜D9により図10におけるダイオードD1を代用することができる。
【0033】
なお、本実施形態では、電流検出用抵抗28に流れる電流Iは、インダクタL1に流れる電流ILと相関関係があるので、電流Iに基づいてスイッチング素子Q6〜Q9を制御することにより第2実施形態と同様に放電灯Laに交流電流を供給することができ、放電灯Laを調整された電力で交流点灯させることができる。
【0034】
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、高周波で切り替わるスイッチング素子Q8、Q9をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q8、Q9の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
【0035】
また、スイッチング素子Q6〜Q9として例えばFET(MOSFET)を採用すれば、FETは寄生ダイオードを有するので、各FETの寄生ダイオードによりダイオードD8〜D9を兼用することができ、4つのFETで、第2実施形態におけるスイッチング素子Q1、ダイオードD1、スイッチング素子Q2〜Q5の6つの素子を代用することができるので、部品点数が削減でき装置全体の低コスト化及び小型化が可能となる。
【0036】
(第4実施形態)
本実施形態は、図10に示した第2実施形態における電力変換回路3と極性反転回路22との両方の機能をもつ回路を、図14に示すような一対のスイッチング素子Q10、Q11の直列回路を有するハーフブリッジ回路37により構成したものである。ここで、直流電源回路2の両コンデンサC0、C0’の接続点と、ハーフブリッジ回路37の両スイッチング素子Q10、Q11の接続点との間に、インダクタL1を介して放電灯LaとコンデンサC1 との並列回路が接続されている。本実施形態は、両スイッチング素子Q10、Q11を制御回路11によって交互にオンオフ制御することにより、放電灯Laに交流電流を供給するものである。以下、本実施形態の動作を、図15を参照しながら説明する。
【0037】
スイッチング素子Q10、Q11は、第3実施形態のスイッチング素子Q8、Q9の関係と同様に、それぞれ図15(A)、(B)に示すように交互に高周波スイッチングを繰り返す。つまり、スイッチング素子Q10、Q11は、図10におけるスイッチング素子Q1、スイッチング素子Q2〜Q5を代用したものである。本実施形態では、スイッチング素子Q11が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q11がオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→ダイオードD10→平滑コンデンサC0→放電灯La→インダクタL1の経路で電流が流れる(つまり、インダクタL1のエネルギーがダイオードD10を介して平滑コンデンサC0に帰還される)。また、スイッチング素子Q10が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q10のオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→放電灯La→平滑コンデンサC0’→ダイオードD11→インダクタL1の経路で電流が流れる(つまり、インダクタL1のエネルギーがダイオードD11を介してコンデンサC0’に帰還される)。したがって、ダイオードD10、D11により図10におけるダイオードD1を代用することができ、別途にダイオードを接続する必要がなく、部品点数の削減や小型化が可能となる。
【0038】
本実施形態では、第2実施形態及び第3実施形態と同様に、交流電流を放電灯Laに供給することができ、放電灯Laを調整された電力で交流点灯させることができる。
また、前述の実施形態と同様に、高周波で切り替わるスイッチング素子Q10、Q11をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q10、Q11の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
本実施形態においてもスイッチング素子Q10、Q11に例えばFETのような寄生ダイオードを有する素子を用いれば、ダイオードD10、D11をFETの寄生ダイオードで兼用することができ、2つのFETで、第2実施形態におけるスイッチング素子Q1、ダイオードD1、スイッチング素子Q2〜Q5の6つの素子を代用することができるので、低コスト化及び小型化が可能となる。
【0039】
本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのHIDランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電灯の点灯装置に応用できる。
なお、上記各実施形態は、高圧放電灯を負荷とした場合についてのみ説明したが、蛍光灯においても予熱時や調光時等さまざまな負荷状態があるので、各実施形態と同様の制御方法および点灯装置を適用できる。
【符号の説明】
【0040】
2 直流電源回路
3 電力変換回路
11 制御回路
C1 コンデンサ
D1 ダイオード
L1 インダクタ
La 放電灯
Q1 電力調整用スイッチング素子
【技術分野】
【0001】
本発明は、蛍光灯やHIDランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関し、特に、電子バラストによる安定点灯の機能の改良に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、蛍光灯やHIDランプ等の放電灯を点灯させる点灯装置としては、銅鉄型の安定器(いわゆる銅鉄バラスト)が用いられてきた。しかしながら、銅鉄型の安定器は重量が重くなるとともに安定器自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子やダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子バラスト(電子安定器)が利用されている(例えば、特許文献1参照)。
【0003】
特許文献1に記載の電子バラストは例えば図1に示すように、交流電源ACの交流出力が入力され直流を出力する直流電源回路2と、直流電源回路2の出力端に接続され放電灯Laへの供給電力を調整・制御する電力変換回路3とで構成される。
電力変換回路3として一般的に降圧チョッパ回路が用いられている。図2は降圧チョッパ回路を用いた電子バラストの具体的な回路例を示したものであって、直流電源回路2は、交流電源ACの交流出力を整流する整流回路5と、整流回路5の出力端間に接続され整流回路5の出力を平滑する平滑コンデンサC0とで構成され、交流電源ACの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。また、電力変換回路3は、スイッチング素子Q1と、インダクタL1と、ダイオードD1と、コンデンサC1と、スイッチング素子Q1のオンオフを制御する制御回路11とで構成され、コンデンサC1の両端に放電灯Laが接続される。ここで、スイッチング素子Q1と、ダイオードD1と、インダクタL1とで降圧チョッパ回路を構成している。制御回路11は、コンデンサC1の両端電圧を放電灯Laのランプ電圧Vlaとして検出し、ランプ電圧Vlaに応じてスイッチング素子Q1を高周波でオンオフさせるスイッチング周波数又はオンデューティを制御することによって放電灯Laに供給する電力を調整している。
【0004】
ここで、インダクタL1に流れる電流ILに着目してみる。放電灯Laの定常点灯状態において、制御回路11によってスイッチング素子Q1を後述の制御信号S1によりオンオフ制御した時にインダクタL1に流れる電流ILのモードとしては以下の3つのモードがある。すなわち、制御回路11からスイッチング素子Q1へ図3(A)、図4(A)、図5(A)に示すような制御信号S1が入力された場合において、図3(B)に示すように電流ILが流れない休止期間taが発生するモードI(以下、不連続モードと称する)、図4(B)に示すように電流ILに休止期間がなく電流ILが減少して零になるのと略同時に制御信号S1がローレベルからハイレベルに変化し再び電流ILが流れるモードII(以下、ゼロクロススイッチングモードと称する)、図5(B)に示すように電流ILに休止期間がなく電流ILが減少して零になる前に制御信号S1がローレベルからハイレベルに変化し電流ILが連続的に流れるモードIII(以下、連続モードと称す)の3つのモードがある。
【0005】
<電流Idsに伴うスイッチングロスの発生>
ところで、上述の連続モードでは、信号S1がローレベルからハイレベルに変化することでスイッチング素子Q1がオフからオンに変わる時に、電流ILとしてIc2(図5(B)参照)の大きさの電流が流れているため、スイッチング素子Q1の電圧Vds、電流Idsが図5(E)にそれぞれ実線、破線で示すように変化する。図5(C)に示す電圧Vdsは、スイッチング素子Q1として電界効果トランジスタ(FET)を用いた場合のドレイン(d)−ソース(s)間に印加される電圧を示し、オフ状態でコンデンサC0の電圧Vcoとなる。図5(D)に示す電流Idsは、スイッチング素子Q1に流れる電流を示す。ここで、図5(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図5(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1に流れる電流Idsに伴うスイッチングロスが発生してしまい、スイッチング素子Q1の温度が上昇し、スイッチング素子Q1が破壊してしまう可能性がある。なお、ダイオードD1についてもスイッチング素子Q1と同様にスイッチングロスが発生してしまう。
これに対し、上述のゼロクロススイッチングモードでは、連続モードに比べてスイッチング素子Q1及びダイオードD1の電流Idsに伴うスイッチングロスを小さくできる利点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開平10−144488号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
ところで、近年、水銀灯やメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ等の高圧放電灯を点灯させる電子バラストの小型化、軽量化、省資源化、省エネの要求がある。これらの要求を同時に満足させるためには、スイッチング周波数を増大させるとともに、回路ロスを可能な限り低減させる必要がある。
【0008】
<電圧Vdsに伴うスイッチングロスの発生>
発明者は、前述のゼロクロススイッチングモード(モードII)において、スイッチング素子Q1におけるスイッチングロスがまだ存在している点に着目した。つまり、モードIIであっても、スイッチング素子Q1がオフからオンに変わる時に、図4(C)のVdsに示すように、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsを極小にできないため、この電圧に伴うスイッチングロスが発生する。
図4(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図4(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1の電圧Vdsに伴うスイッチングロスが発生している。
【0009】
また、スイッチングロスには、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsと電流Idsとの重なりによって発生する損失の他に、図6に示すようにFETの内部短絡による熱損失もある。図6(A)は、図2の回路中のスイッチング素子Q1の出力容量を模式的に示した図であり、同図(B)は、その内部短絡を説明する図である。スイッチング素子がFETで構成された場合には、FETの出力容量に蓄えられていた電荷が、スイッチングがオンに切り替わった時点で、図6(B)のようにFETの内部で短絡し、熱損失が発生する。たとえば、降圧チョッパ回路に入力される直流電圧Vdsが400Vであり、スイッチング素子Q1のスイッチング周波数fが120KHzで、その出力容量が200pFであり、出力が20Wの電子バラストを用いた場合、その熱損失は次式より1.92Wとなる。この損失は出力20Wの約9.6%と大きく、無視できない回路の損失が発生している。
[数1]
熱損失=1/2×(FETの出力容量)×(Vds)2×f
【0010】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、電子バラストを構成する部品及びケースの小型化、低コスト化が可能な放電灯点灯装置で、回路の損失を最小限に止めることにより、地球温暖化対策のためのCO2削減が可能な放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
上記の課題を解決するため、発明者は、スイッチング素子を不連続モード(モードI)で制御して、さらに、不連続モードにおいてスイッチング素子をオフからオンに換えるタイミングを適切に設定すれば、スイッチング素子に流れる電流に伴うスイッチングロスの発生を防止できるだけでなく、スイッチング素子に印加される電圧に伴うスイッチングロスの発生を低減させることができることを見出した。
すなわち、本発明にかかる放電灯点灯装置は、
直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路を備えて構成される。
そして、前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成されている。
また、前記電力変換回路は、前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路を有し、この前記制御回路は、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする。
なお、本発明の点灯装置は、放電灯が定常点灯状態である場合に限らず、定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態にも適用できる。
【0012】
また、本発明では、前記制御回路は、前記インダクタに流れる電流が略零まで減少した後、さらに前記オフ状態のスイッチング素子と前記インダクタとの間に発生する前記静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期後のタイミングに合わせて、前記スイッチング素子をオフからオンに切り替えることが好ましい。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことが好ましい。
【0013】
また、本発明では、前記極性反転回路は、前記電力変換回路の出力端間に対し、第2および第3のスイッチング素子の第1直列回路と第4および第5のスイッチング素子の第2直列回路とを並列に接続し、前記第2および第3のスイッチング素子同士の接続点と前記第4および第5のスイッチング素子同士の接続点との間に前記放電灯を接続して構成されることが好ましい。
【0014】
また、本発明では、前記電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路により構成したことが好ましい。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことが好ましい。
【発明の効果】
【0015】
本発明の作用効果を図2および図7、8に基づいて、まず、スイッチング素子Q1がオフ状態において、インダクタの電流ILが減少し略零になった以後に、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsが極小値になるポイントが存在することから説明する。
例えば始動過程状態において図7のように、インダクタに流れる電流ILが休止期間taのある不連続電流となるようにスイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを制御する場合、オフ状態でインダクタの電流ILが減少する間、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間の電圧Vdsが、図7(C)のように直流電源回路2の出力端電圧Vcoを示す。ここで、オフ状態のスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間をコンデンサとみなすことができる。オフ状態でインダクタの電流ILが略零になって休止期間taが始まると、スイッチング素子Q1の電圧Vdsによるドレイン−ソース間容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出される。つまり、スイッチング素子Q1とインダクタL1とが静電エネルギーと磁気エネルギーの2つの状態でエネルギーの交換を始める。休止期間ta中、このエネルギー交換は減衰しながら振動し、スイッチング素子の電圧Vdsは図7(C)のような減衰振動の波形を描く。
【0016】
従来の不連続モードでは、図3(C)や図7(C)に示すように、休止期間ta中にオフからオンに切り替えるタイミングを電圧Vdsの波形と無関係に制御していたため、電圧Vdsが減衰振動の底(極小値)でない状態で、オンに切り替わってしまい、依然として電圧Vdsによるスイッチングロスが高くならざるを得なかった。
これに対して本発明では、インダクタLに電流が流れない区間で電圧Vdsが減衰振動を行うことに着目し、インダクタの電流ILが略零まで減少した際、図8(A)〜(C)のようにスイッチング素子Q1の出力容量とインダクタL1による直列共振によりスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせて、スイッチング素子をオフからオンに切り替える制御をする。スイッチング素子Q1をオンさせるタイミングをこのようにすれば、図8(D)〜(F)のように、スイッチング素子Q1の出力容量に伴う損失、つまり、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。図8(E)においてスイッチング素子Q1がオフからオンへ切り換わる部分Aの時間軸を拡大すると図8(F)のようになっており、二点鎖線Bで示す部分でスイッチング素子Q1の電圧Vdsに伴うスイッチングロスが、ゼロクロススイッチングモードの図4(F)に比べて低減している。
【0017】
このようにスイッチングのタイミングを適切に制御することにより、インダクタに流れる電流に関する不連続モードであるゼロ電流スイッチングと、スイッチング素子に印加される電圧が極小値となる極小電圧スイッチングとを同時に実現し、電子安定器の回路損失を少なくすることができ、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となる。言いかえると、スイッチング素子の出力容量に蓄えられていたエネルギーをスイッチング素子の発熱として、無駄に消費するのではなく、ランプ電流として有益に回収したことになる。
また、本発明では、電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするための極性反転回路を設ける、あるいは、電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路やハーフブリッジ回路により構成することによって、放電灯が交流点灯され、直流点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレスが偏るのを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】従来の高圧放電灯点灯装置を示す概略ブロック図である。
【図2】図1に示す高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図3】従来の不連続モードの波形図である。
【図4】従来のゼロクロススイッチングモードの波形図である。
【図5】従来の連続モードの波形図である。
【図6】図2の回路中のスイッチング素子の出力容量およびその内部短絡を模式的に示す図である。
【図7】本発明の不連続モードの波形を説明するための図である。
【図8】本発明の不連続モードの波形図である。
【図9】第1実施形態に係る高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図10】第2実施形態を示す回路構成図である。
【図11】図10の回路の動作説明図である。
【図12】第3実施形態を示す回路構成図である。
【図13】図12の回路の動作説明図である。
【図14】第4実施形態を示す回路構成図である。
【図15】図14の回路の動作説明図である。
【発明を実施するための形態】
【0019】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態を説明する。
(第1実施形態)
図9には、本発明の高圧放電灯点灯装置の回路構成図を示す。同図において、高圧放電灯点灯装置は、交流電源ACの交流電源に基づき直流電源を供給する直流電源回路2と、直流電源回路2の出力端に接続され放電灯Laへ供給する電力を調整する降圧チョッパ型の電力変換回路3とを備える。
直流電源回路2は、交流電源ACの交流出力を整流する整流回路5と、整流回路5の出力端間に接続され整流回路5の出力を平滑する平滑コンデンサC0とで構成され、交流電源ACの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。
【0020】
電力変換回路3は、次のように各素子が接続されて構成されている。まず、平滑コンデンサC0の正極側の出力端に電力調整用スイッチング素子Q1の一端を接続し、平滑コンデンサC0の負極側の出力端と電力調整用スイッチング素子Q1の他端の間にインダクタL1およびコンデンサC1の直列回路を接続し、コンデンサC1の端子間に放電灯Laを並列に接続する。電力調整用スイッチング素子Q1は、数十kHzの高い周波数でオンオフする。
電力調整用スイッチング素子Q1がオン状態である期間に、このスイッチング素子Q1を流れる直流電源回路2の直流電流によってインダクタL1に磁気エネルギーが蓄積される。そして、電力調整用スイッチング素子Q1がオンからオフに切り替わった際、インダクタL1の磁気エネルギーの放出によってインダクタL1には電流が連続して流れようとする。電力変換回路3には、スイッチング素子Q1がオフに切り替わった後、インダクタL1からの電流が、放電灯Laを経由して再びインダクタL1に戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタL1とコンデンサC1の直列回路の両端間が、インダクタL1に戻る方向のみに電流を流すダイオードD1によって接続されている。
このように電力変換回路3では、高周波で切り替わるスイッチング素子Q1がオンになると、平滑コンデンサC0の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Q1→インダクタL1→放電灯Laの順番で平滑コンデンサC0の負極の端子に流れて、インダクタL1に磁気エネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Q1がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Q1とインダクタL1の接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタL1の磁気エネルギーが電流となって放出され、放電灯La→ダイオードD1の順番でインダクタL1に戻るようになっている。
【0021】
また、電力変換回路3は、電力調整用スイッチング素子Q1のオンオフを制御する制御回路11を有している。制御回路11は、マイクロ・コンピータにより構成されており、平滑コンデンサC0の両端の直流電圧VcoとコンデンサC1の両端電圧の放電灯Laのランプ電圧Vlaとによりスイッチング周波数を決定するアルゴリズムを有する。また、ランプ電圧Vlaとランプ電流Ilaとを乗算し、放電灯Laへの入力電力を計算し、目標とする電力値となるようにオンデューティを決定する制御を行っている。本実施形態では、ランプ電圧VlaとしてコンデンサC1の両端電圧を検出し、ランプ電流IlaとしてインダクタL1を流れる電流ILを検出する。
【0022】
本発明で特徴的なことは、前述の図8にも示したように、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えるため、スイッチング素子Q1のスイッチングのタイミングを適切に制御することにある。すなわち、制御回路11が電力調整用スイッチング素子Q1をオンからオフに切り替えた後、ダイオードD1を通ってインダクタL1に流れる電流ILが略零まで減少する。その後、オフ状態の電力調整用スイッチング素子Q1に印加電圧Vdsによって蓄えられていた静電エネルギーがインダクタL1に移動することによって減衰振動を起こす。この減衰振動によってスイッチング素子Q1の印加電圧Vdsが極小値になるタイミングに合わせて、制御回路11がスイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるのである。
この制御回路11は、放電灯Laが定常点灯状態、定常点灯状態に比べて放電灯Laのランプ電圧が低い始動過程状態のいずれの状態であっても、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングを同様に制御する。
【0023】
さらに、本発明で特徴的なことは、電力調整用スイッチング素子Q1の電圧Vdsの減衰振動の周期をTとすると、制御回路11は、図8(C)のようにインダクタに流れる電流ILが略零まで減少した後、さらにオフ状態の電力調整用スイッチング素子Q1とインダクタL1との間に発生する静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期(T/4)後のタイミングに合わせて、電力調整用スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えることである。
【0024】
制御回路11は、スイッチング素子Q1をオフに切り替えてから、インダクタの電流ILが略零になるまでの時間を、ランプ電圧Vlaの検出値に基づいて算出する。あるいは、電流ILが略零になるまでの時間を、ランプ電圧Vlaおよび平滑コンデンサC0の電圧Vcoの両検出値に基づいて算出してもよい。この時間は、ランプ電圧Vlaの検出値からほぼ決定されるが、平滑コンデンサC0の電圧Vcoの影響も受けるためである。
インダクタの電流ILが略零になってから、スイッチング素子Q1の電圧Vdsの減衰振動が極小値になるまでの時間は、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間容量とインダクタL1のインダクタンスとに基づいて算出した設定値を用いる。制御回路11には、このようにしてスイッチングをオフからオンに切り替えるタイミングを決定するオン切換時決定手段を備えている。なお、制御回路11に、ランプ電圧Vlaの検出値に応じたオン切換のタイミングが予め対応テーブルとして記憶された記憶手段を設けてもよい。
【0025】
本実施形態では、このようにスイッチング素子Q1の出力容量とインダクタL1による直列共振が発生し、スイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせて、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替える制御をする。そのため、図8(E)、(F)のように、スイッチング素子Q1の出力容量に伴う損失、つまり、スイッチング素子Q1に印加される電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。スイッチングのタイミングを適切に制御することにより、ゼロ電流スイッチングと、極小電圧スイッチングとを同時に実現し、電子安定器の回路損失を少なくすることができ、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となる。
例えば20Wランプを用いる際にスイッチングロスを含む回路全体のロスは、5W(20Wの25%)から4W(同20%)に改善できる。
なお、本実施形態では図9の回路構成に限らず、例えば、平滑コンデンサC0の正極側の出力端にインダクタL1およびコンデンサC1の直列回路の一端を接続し、この直列回路の他端と平滑コンデンサC0の負極側の出力端との間に電力調整用スイッチング素子Q1を設けてもよい。つまり、電力調整用スイッチング素子Q1の位置を、図9中の位置ではなく、平滑コンデンサC0の負極側とダイオードD1の負極側とを結ぶ配線上に設けてもよい。
また、図9の回路構成において、平滑コンデンサC0の正極と負極とを逆にしてもよい。この場合、ダイオードD1の電流を流す方向も逆向きになるようにダイオードD1が接続される。
【0026】
(第2実施形態)
第1実施形態の高圧放電灯点灯装置は、放電灯Laを直流点灯しているので、ランプの片側の電極にストレスが偏ってしまう。本実施形態は、この点を改善するものであり、第1実施形態の高圧放電灯点灯装置において、図10に示すように、電力変換回路3と放電灯Laとの間に放電灯Laを交流点灯するための極性反転回路22を付加したものである。極性反転回路22は、スイッンング素子Q2、Q3の第一直列回路と、スイッチング素子Q4、Q5の第二直列回路とのそれぞれが電力変換回路3のコンデンサC0に並列に接続され、スイッチング素子Q2、Q3同士の接続点と、スイッチング素子Q4、Q5同士の接続点との間に放電灯Laが接続されている。
【0027】
極性反転回路22は、図11(A)〜(D)に示すように、スイッチング素子Q2、Q5がオンでスイッチング素子Q3、Q4がオフの状態と、スイッチング素子Q2、Q5がオフでスイッチング素子Q3、Q4がオンの状態とを交互に低周波(例えば、数十Hz〜数百Hz)で繰り返す。このため、放電灯Laには図11(E)に示すような電力調整用スイッチング素子Q1よりも低い周波数で交番する略矩形波のランプ電流Ilaが流れる。本実施形態では、放電灯Laに流れるランプ電流Ilaを交流にしたことにより、参考例及び第1実施形態のような直流点灯においてランプの片側の電極にストレスが偏るという不具合を解決することができる。
【0028】
なお、本実施形態では、放電灯Laに流れるランプ電流Ilaを矩形波としたが、特に矩形波に限定するものではなく、スイッチング素子Q2〜Q5のオンオフの制御を上述の制御と異ならせて例えば略正弦波状のランプ電流Ilaにしてもよいことは勿論である。
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、電力調整用スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q1の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
【0029】
(第3実施形態)
本実施形態は、第2実施形態における電力変換回路3と極性反転回路22との両方の機能をもつ回路を、図12に示すように4個のスイッチング素子Q6〜Q9をブリッジ接続したフルブリッジ回路27により構成したものである。
以下に本実施形態のフルブリッジ回路27を用いた放電灯Laの点灯制御について説明する。
一般にLEDの光出力(光量)は、入力電力にではなく電流に比例する。これに対してHIDランプ等の放電灯Laの光出力は、入力される電力に比例するので、放電灯Laの点灯制御には電力制御が採用される。また、放電灯、特にHIDランプの場合、放電灯自体の電気抵抗は定数ではなく、常に変動する。放電灯の電気抵抗は、具体的には温度、電流、時間などの関数になると予想され、不安定な定電圧素子とも考えられているが、未だ明らかにはなっていない。例えば、ほんの僅かに放電灯Laへの印加電圧を上げれば、電流が増加し、それにより放電灯の等価的な電気抵抗が減少する。仮に元の電圧に戻しても、元の電流値には戻らない。元の電流値に戻すためには、元の電圧以下にする必要がある。放電灯Laへの印加電圧をほんの僅か上げた状態を続けた場合、ランプ電流が増加し、放電灯Laの等価的な電気抵抗の減少を招き、さらなる電流増加が際限なく行われ、放電灯Laの破損、または回路の破損まで続いてしまう。このように同じランプ電圧に対するランプ電流値は一定には定まらないため、ランプ電圧値に基づく放電灯の電力制御はできない。
【0030】
本実施形態では、図12に示すフルブリッジ回路27に入力される電力(Vco×I)が、ほぼ全量、負荷である放電灯Laに供給される。これはフルブリッジ回路27が、スイッチング素子Q6〜Q9を除いて、リアクタンス成分(コイル、コンデンサ)で構成されているため、回路損失が理論的に発生しないからである。従って、ブリッジ回路への入力電力(Vco×I)を制御することによって、放電灯Laの電力制御すなわち点灯制御を行うことができる。
放電灯Laへの供給電力を知るため、インダクタL1に流れる電流ILを検出してもよいが、本実施形態では、上述のようにフルブリッジ回路27への入力電力を検出するため、電流検出用抵抗28に流れる電流Iを検出している。さらに本実施形態では、この電流Iを電流検出用抵抗28に発生する電圧降下の電圧として検出し、制御回路11がこの電圧に基づいてスイッチング素子Q6〜Q9をオンオフ制御するようになっている。なお、図12のブリッジ回路27には、抵抗28に高周波電流が流れるのを防ぐため、高周波成分のバイパス用で小容量のコンデンサC2が設けられている。コンデンサC2は、スイッチング素子Q6、Q7の直列回路の両端を結ぶように設けられている。
制御回路11が、抵抗28の電流I、および抵抗28での電圧降下の電圧に基づいてオンオフ制御する理由は、点灯中にランプ電圧の変動がほとんど無いとみなせる状態において、電流検出用抵抗28に発生する電圧降下の電圧が放電灯に流れる電流Ilaに比例しているからである。例えば、Vcoが400Vで、Vc1が100Vで、電流検出用抵抗28に流れる電流が0.25Aである場合、放電灯Laに流れる電流は1.0Aとなる。
【0031】
各スイッチング素子Q6〜Q9は、制御回路11からの制御信号によって、図13(A)〜(D)に示すように、スイッチング素子Q6がオン、Q9が高周波スイッチングされスイッチング素子Q7、Q8がオフの状態と、スイッチング素子Q6、Q9がオフでスイッチング素子Q7がオン、Q8が高周波スイッチングされる状態とを交互に低周波(数十Hz〜数百Hz)で繰り返す。つまり素子Q6〜Q9によって図10におけるスイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2〜Q5を代用している。
【0032】
スイッチング素子Q6がオンで、Q9が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q9のオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→ダイオードD8→スイッチング素子Q6→放電灯La→インダクタL1の経路で電流が流れる。一方、スイッチング素子Q7がオンで、Q8が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q8のオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→放電灯La→スイッチング素子Q7→ダイオードD9→インダクタL1の経路で電流が流れる。このため、ダイオードD8〜D9により図10におけるダイオードD1を代用することができる。
【0033】
なお、本実施形態では、電流検出用抵抗28に流れる電流Iは、インダクタL1に流れる電流ILと相関関係があるので、電流Iに基づいてスイッチング素子Q6〜Q9を制御することにより第2実施形態と同様に放電灯Laに交流電流を供給することができ、放電灯Laを調整された電力で交流点灯させることができる。
【0034】
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、高周波で切り替わるスイッチング素子Q8、Q9をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q8、Q9の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
【0035】
また、スイッチング素子Q6〜Q9として例えばFET(MOSFET)を採用すれば、FETは寄生ダイオードを有するので、各FETの寄生ダイオードによりダイオードD8〜D9を兼用することができ、4つのFETで、第2実施形態におけるスイッチング素子Q1、ダイオードD1、スイッチング素子Q2〜Q5の6つの素子を代用することができるので、部品点数が削減でき装置全体の低コスト化及び小型化が可能となる。
【0036】
(第4実施形態)
本実施形態は、図10に示した第2実施形態における電力変換回路3と極性反転回路22との両方の機能をもつ回路を、図14に示すような一対のスイッチング素子Q10、Q11の直列回路を有するハーフブリッジ回路37により構成したものである。ここで、直流電源回路2の両コンデンサC0、C0’の接続点と、ハーフブリッジ回路37の両スイッチング素子Q10、Q11の接続点との間に、インダクタL1を介して放電灯LaとコンデンサC1 との並列回路が接続されている。本実施形態は、両スイッチング素子Q10、Q11を制御回路11によって交互にオンオフ制御することにより、放電灯Laに交流電流を供給するものである。以下、本実施形態の動作を、図15を参照しながら説明する。
【0037】
スイッチング素子Q10、Q11は、第3実施形態のスイッチング素子Q8、Q9の関係と同様に、それぞれ図15(A)、(B)に示すように交互に高周波スイッチングを繰り返す。つまり、スイッチング素子Q10、Q11は、図10におけるスイッチング素子Q1、スイッチング素子Q2〜Q5を代用したものである。本実施形態では、スイッチング素子Q11が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q11がオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→ダイオードD10→平滑コンデンサC0→放電灯La→インダクタL1の経路で電流が流れる(つまり、インダクタL1のエネルギーがダイオードD10を介して平滑コンデンサC0に帰還される)。また、スイッチング素子Q10が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Q10のオフ時、インダクタL1に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタL1→放電灯La→平滑コンデンサC0’→ダイオードD11→インダクタL1の経路で電流が流れる(つまり、インダクタL1のエネルギーがダイオードD11を介してコンデンサC0’に帰還される)。したがって、ダイオードD10、D11により図10におけるダイオードD1を代用することができ、別途にダイオードを接続する必要がなく、部品点数の削減や小型化が可能となる。
【0038】
本実施形態では、第2実施形態及び第3実施形態と同様に、交流電流を放電灯Laに供給することができ、放電灯Laを調整された電力で交流点灯させることができる。
また、前述の実施形態と同様に、高周波で切り替わるスイッチング素子Q10、Q11をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Vdsが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Q10、Q11の電圧Vdsに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
本実施形態においてもスイッチング素子Q10、Q11に例えばFETのような寄生ダイオードを有する素子を用いれば、ダイオードD10、D11をFETの寄生ダイオードで兼用することができ、2つのFETで、第2実施形態におけるスイッチング素子Q1、ダイオードD1、スイッチング素子Q2〜Q5の6つの素子を代用することができるので、低コスト化及び小型化が可能となる。
【0039】
本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのHIDランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電灯の点灯装置に応用できる。
なお、上記各実施形態は、高圧放電灯を負荷とした場合についてのみ説明したが、蛍光灯においても予熱時や調光時等さまざまな負荷状態があるので、各実施形態と同様の制御方法および点灯装置を適用できる。
【符号の説明】
【0040】
2 直流電源回路
3 電力変換回路
11 制御回路
C1 コンデンサ
D1 ダイオード
L1 インダクタ
La 放電灯
Q1 電力調整用スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路と、
を備え、
前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成され、
前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路を有し、
前記制御回路は、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項2】
請求項1記載の放電灯点灯装置において、
前記制御回路は、前記インダクタに流れる電流が略零まで減少した後、さらに前記オフ状態の電力調整用スイッチング素子と前記インダクタとの間に発生する前記静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期後のタイミングに合わせて、前記電力調整用スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項3】
請求項1または2記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記電力調整用スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項4】
請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記極性反転回路は、前記電力変換回路の出力端間に対し、第2および第3のスイッチング素子の第1直列回路と第4および第5のスイッチング素子の第2直列回路とを並列に接続し、前記第2および第3のスイッチング素子同士の接続点と前記第4および第5のスイッチング素子同士の接続点との間に前記放電灯を接続して構成されることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項5】
請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項6】
請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項1】
直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路と、
を備え、
前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成され、
前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路を有し、
前記制御回路は、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項2】
請求項1記載の放電灯点灯装置において、
前記制御回路は、前記インダクタに流れる電流が略零まで減少した後、さらに前記オフ状態の電力調整用スイッチング素子と前記インダクタとの間に発生する前記静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期後のタイミングに合わせて、前記電力調整用スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項3】
請求項1または2記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記電力調整用スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項4】
請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記極性反転回路は、前記電力変換回路の出力端間に対し、第2および第3のスイッチング素子の第1直列回路と第4および第5のスイッチング素子の第2直列回路とを並列に接続し、前記第2および第3のスイッチング素子同士の接続点と前記第4および第5のスイッチング素子同士の接続点との間に前記放電灯を接続して構成されることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項5】
請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項6】
請求項3記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【公開番号】特開2011−146164(P2011−146164A)
【公開日】平成23年7月28日(2011.7.28)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2010−4263(P2010−4263)
【出願日】平成22年1月12日(2010.1.12)
【出願人】(000126274)株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成23年7月28日(2011.7.28)
【国際特許分類】
【出願日】平成22年1月12日(2010.1.12)
【出願人】(000126274)株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Fターム(参考)】
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