９０度位相回転とビームフォーマ確認を用いた閉ループ・モードを持つ符号分割多元接続無線システム
【課題】ＣＤＭＡ方式に送信アンテナ・ダイバーシティを用いるとき、ドップラ・フェージング速度に応じて比較的簡単なアルゴリズムで精度よく信号を復号する装置を提供する。
【解決手段】無線通信システム１０のユーザ局１２は、送信局１４の少なくとも２本の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散する逆拡散回路２２を備える。複数のスロットはそれぞれ異なるパイロット記号を含む第１および第２のチャンネルを含む。ユーザ局１４は第１および第２の送信アンテナからの所定のスロット毎にそれぞれ第１および第２のチャンネル測定値を測定する回路５０を備える。またユーザ局１４は、所定のスロットについての第１および第２のチャンネル測定値に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡散回路２２が受信したスロットに対して所定のスロットが９０度回転するとこれに応じて所定のスロット毎に位相差値を測定する回路５２を備える。
【解決手段】無線通信システム１０のユーザ局１２は、送信局１４の少なくとも２本の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散する逆拡散回路２２を備える。複数のスロットはそれぞれ異なるパイロット記号を含む第１および第２のチャンネルを含む。ユーザ局１４は第１および第２の送信アンテナからの所定のスロット毎にそれぞれ第１および第２のチャンネル測定値を測定する回路５０を備える。またユーザ局１４は、所定のスロットについての第１および第２のチャンネル測定値に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡散回路２２が受信したスロットに対して所定のスロットが９０度回転するとこれに応じて所定のスロット毎に位相差値を測定する回路５２を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信システムに関するもので、特にかかるシステムの閉ループ動作モードに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信はビジネス、個人、その他の応用に広く使われるようになり、無線通信技術は多くの分野で絶えず発達している。かかる発達の１つに、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を含むスペクトラム拡散通信がある。この通信では、ユーザ局（例えば、ハンドヘルド・セルラ電話）は基地局と通信する。一般に基地局は「セル」に対応する。またＣＤＭＡシステムの特徴は、各信号に特有の符号を割り当てることにより共通チャンネル上で異なるデータ信号を同時に伝送することである。この特有の符号とセル内の選択されたユーザ局の符号とが一致したときに、データ信号の正しい受信者が決まる。ＣＤＭＡが発展を続けた結果、次世代の広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）が出現した。ＷＣＤＭＡはデータ転送の２つの方式を含む。１つは周波数分割二重（ＦＤＤ）方式であり、もう１つは時分割二重（ＴＤＤ）方式である。
【０００３】
ＣＤＭＡ通信は無線媒体を通ることなどの種々の要因があるので、最初に基地局からユーザ局に送信された信号は多重の異なる時刻にユーザ局に到着する。元は同じ信号であるが到着時刻が異なる各信号は、同じ信号であるが到着時刻の異なる他の信号に関してダイバーシティを有する、と言う。またＣＤＭＡ通信には種々の型のダイバーシティが起こる。そしてＣＤＭＡ技術は、信号に影響を与える１つ以上のダイバーシティに起因する各信号への影響を利用して元のデータを受信し識別するよう努める。
【０００４】
ＣＤＭＡダイバーシティの１つの型は、基地局から送信された信号が、接触する地面や、山や、建物や、その他の物体により反射されることから起こる。その結果、同じ１つの伝送信号は多くの異なる時刻に受信ユーザ局に到着する。かかる到着が時間的に十分離れていると仮定すると、それぞれの異なる到着信号は、異なるチャンネルを進んで異なる「パス」として到着する、と言う。かかる多重信号をこの技術では多重パスまたはマルチパスと呼ぶ。結局複数のマルチパスがユーザ局に到着し、各パスが進むチャンネルに従って各パスの位相、振幅、信号対雑音比（ＳＮＲ）は異なる。したがって、１つの基地局から１つのユーザ局への１つの通信毎に、各マルチパスは元の送信データと同じものであり、各パスは到着時刻の差に起因する他のマルチパスに対して時間ダイバーシティを有する、と言う。到着時刻が異なると、マルチパス毎の（相関のない）フェージング／雑音特性は異なる。マルチパスは同じユーザ・データを受信機に運ぶが、受信機は各マルチパスの到着のタイミングに基づいてこれらを別々に認識する。詳しく述べると、ＣＤＭＡ通信では拡散符号を用いて変調する。拡散符号は一連の２進パルスから成り、記号データより高速で進み、実際の伝送帯域幅を決定する。この符号に従って伝送されるＣＤＭＡ信号の各片を「チップ」と呼出し、各チップはＣＤＭＡ符号内の或る要素に対応する。したがって、チップ周波数はＣＤＭＡ符号の速度を定義する。チップを用いるＣＤＭＡ信号の伝送を用いると、１つ以上のこれらチップにより時間的に分離されたマルチパスを受信機は識別することができる。なぜなら、この技術で知られているようにＣＤＭＡの自己相関は低いからである。
【０００５】
自然現象であるマルチパス・ダイバーシティの他に、ＳＮＲを向上させることにより他のデータ精度の測度（例えば、ビット誤り率（ＢＥＲ）や、フレーム誤り率（ＦＥＲ）や、記号誤り率（ＳＥＲ））を改善するために、他の型のダイバーシティをＣＤＭＡシステムに組み込むことができる。かかる組み込まれたダイバーシティ方式の例としてアンテナ・ダイバーシティがある。これを挙げた理由は、後で説明する好ましい実施の形態に用いられる通信方式に関係するからである。まずアンテナ・ダイバーシティを一般的に説明すると、これはアンテナ・アレイ・ダイバーシティとも呼び、同じ局が２本以上のアンテナを用いる無線システムを指す。アンテナ・ダイバーシティが有用である理由は、異なるアンテナの間ではフェージングが独立だからである。また多重アンテナを用いる局とは、単一アンテナの移動体ユーザ局から送られる信号を多重アンテナを用いて受信する基地局を指すことが多い。ただし、最近では基地局が多重アンテナを用いて単一アンテナ移動局に信号を送るシステムも提案されている。本発明はむしろ多重送信アンテナを用いる基地局に関係するので、この場合について以下に詳細に説明する。
【０００６】
基地局が２本以上の送信アンテナを用いる方式を送信アンテナ・ダイバーシティと呼ぶ。移動体通信の分野での例として、或る基地局の送信機は単一アンテナの移動局に送信するための２本のアンテナを備える。基地局が送信用に多重アンテナを用いる方が、移動局が多重アンテナを用いるより良いと考えられる。その理由は、一般に移動局はハンドヘルドまたはこれと同程度の装置であって、かかる装置は基地局に比べて低電力であり、また必要な処理が少ないことが望ましいからである。このように、移動局では資源を減らしたいので多重アンテナは好ましくなく、比較的高電力の基地局ではアンテナ・ダイバーシティが容易である。いずれにしても、送信アンテナ・ダイバーシティもダイバーシティの１つの形であり、受信機でのデータの精度を高めるため種々の信号を別々に処理した後に組み合わせるので、ＳＮＲは単一アンテナ通信より改善される。また送信アンテナ・ダイバーシティでは上に述べたマルチパス・ダイバーシティとは異なり、１つの局での多重送信アンテナは一般に互いに数メートル（例えば、３乃至４メートル）以内にある。この空間関係を空間ダイバーシティを与えるとも言う。空間ダイバーシティの距離が決まると、各アンテナが送信する同じ信号は送信アンテナの間の距離に関係する各時刻に宛先に到着する（他のダイバーシティがないと仮定する）。しかしこれらの時間差はチップの幅よりかなり小さいので、上に述べたマルチパスと同じ方法では、到着する信号を別々に識別することができない。
【０００７】
送信アンテナダイバーシティ方式が発展した結果、所定の送信アンテナ・ダイバーシティにおいて受信機でのデータの認識を改善するための２つの信号通信方式が開発された。すなわち、閉ループ送信ダイバーシティと開ループ送信ダイバーシティである。閉ループ送信ダイバーシティと開ループ送信ダイバーシティは共に種々の形で実現されているが、この２つの方式の違いはフィードバックにある。特定して述べると、閉ループ送信ダイバーシティ方式はフィードバック通信チャンネルを含むが、開ループ送信ダイバーシティ方式は含まない。詳しく述べると、閉ループ送信ダイバーシティ方式の場合は、受信機は送信機から通信を受けて、受信した信号に加えられたチャンネルの影響の１つ以上の値を決定する、すなわち推定する。次に受信機はチャンネルの影響の１つ以上の表現を送信機に送信する（すなわち、フィードバックする）ので、送信機はそのチャンネルの影響に応じてその後の通信を修正することができる。本発明ではフィードバック値をビームフォーマ係数と呼ぶ。送信機はこの係数を利用して、ユーザ局に送る通信「ビーム」を形成する。
【０００８】
ＣＤＭＡとＷＣＤＭＡが発展するに従って、対応する多くの標準が開発された。例えば、ＷＣＤＭＡに関して開発され現在も開発途中である多くの標準は、無線通信用の第三世代パートナーシップ・プロジェクト（３ＧＰＰ）であり、これは３ＧＰＰ内の２システムにも反映されている。３ＧＰＰでは、ＷＣＤＭＡ用の閉ループ・アンテナ・ダイバーシティが支援されなければならない。また過去において、３ＧＰＰは３つの異なる通信モードのどれかを用いる閉ループ動作方式を設定した。所定の時刻にどのモードを選択するかは或るユーザ局の受信機のドップラー・フェージング速度によって決まる。言い換えると、ユーザ局は移動体のことが多く、移動性やその他の要因のために、かかるユーザ局が基地局から受信する信号内には或る量のドップラー・フェージングが存在する可能性があるので、このフェージングが閉ループ方式の選択に影響する。フェージング速度によって３つの従来技術の動作モードの中から１つを選択するわけであるが、各モードはいくつかの点で異なる。１つの違いはユーザ局がビームフォーマ係数を量子化する方法であるが、他にもモードによる違いがある。かかる相違については後で説明する。いずれにしてもここで背景として注意すべきは、３つのモードの間には一般にトレードオフが存在し、フィードバック情報の分解度が大きいほど（従ってビームフォーマの制御のレベルが大きいほど）フィードバックと処理の遅れは大きくなる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
先行する３つのモードは、ＢＥＲ、ＦＥＲ、ＳＮＲなどの種々の測度から見た性能においてかなりのレベルに達している。しかし本発明者は、３つの方式はどれも種々の欠点を有することを確認した。例えば、ドップラー・フェージングの変化に応じて３つの異なるモードを切り替えるためのアルゴリズムはかなり複雑である。別の例として、ドップラー周波数全体にわたって従来のモード１とモード２を用いて得られるのと同等のまたはより優れた結果を、１つのモードを用いる別の方式により実現することができる。以下に述べる詳細な説明を参照して好ましい実施の形態を良く理解することにより、当業者は更に別の利点を確認することができよう。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
好ましい実施の形態はユーザ局を含む無線通信システムである。ユーザ局は、送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散するための逆拡散回路を備える。複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルと、パイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含む。またユーザ局は第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定する回路を備える。またユーザ局は、第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定する回路を備える。またユーザ局は、所定のスロットの第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡散回路が受信したスロットに対する所定のスロットの９０度回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する回路を備える。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】好ましい実施の形態を実現することのできる閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システムの図。
【図２】図１のユーザ局１４の選択されたブロックの拡張図。
【図３】従来技術のモード１による、２つの異なる位相シフト値の一方に対するチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
【図４】従来技術のモード２による、それぞれ４５度回転して回転毎に２つの異なる位相シフト値の一方に対してチャンネル測定値をマッピングするチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
【図５】好ましい実施の形態の広範囲閉ループ・モードによる、それぞれ９０度回転して回転毎に２つの異なる位相シフト値の一方に対してチャンネル測定値をマッピングするチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
【図６】図２の、また好ましい実施の形態における、ビームフォーマ係数計算ブロック５２とビームフォーマ係数２進符号化ブロック５４の機能的動作のブロック図。
【図７】図２の、また好ましい実施の形態における、チャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６のブロック図。
【図８】図７のビームフォーマ確認ブロック１００として容易に実現され、また２回転仮説試験法に従って動作する、ビームフォーマ確認ブロック１００1の第１の実現のブロック図。
【図９】これも図７のビームフォーマ確認ブロック１００として実現され、また４仮説単一ショット試験に従って動作する、ビームフォーマ確認ブロック１００2の第２の実現のブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、好ましい実施の形態を実現することのできる、閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システム１０を示す。また図１は先行方式をブロック形式で表す。したがって以下の説明では、まず好ましい実施の形態と従来の方式の両方に適用されるシステム１０を一般的に検討し、次にシステム１０に特定の修正を加えて好ましい実施の形態を実現する場合について説明する。
図１のシステム１０は送信機１２と受信機１４を備える。例えば、送信機１２を基地局１２、受信機１４を移動体ユーザ局１４とする。また説明を簡単にするために、これらの各構成要素を以下に別々に説明する。システム１０で実現される閉ループ方式をこの技術では送信適応アレイ（ＴｘＡＡ）と呼ぶことがあるが、別の閉ループ方式も当業者に知られている。
【００１３】
基地局１２は情報ビットＢiをチャンネル・エンコーダ１３の入力に受信する。ビット誤り率を改善するため、チャンネル・エンコーダ１３は情報ビットＢiを符号化する。チャンネル・エンコーダ１３は種々の符号化方式を用いてよく、ビットＢiに適用されるのは例えば、畳込み符号、ブロック符号、ターボ符号、連結符号、またはこれらの符号の任意の組合せなどを用いる方式である。チャンネル・エンコーダ１３の符号化された出力はインターリーバ１５の入力に入る。インターリーバ１５は符号化されたビットのブロックに作用してこれらのビットの順序を組み替え、この操作とチャンネル・エンコーダ１３の符号化とを組み合わせて情報の時間ダイバーシティを活用できるようにする。例えばインターリーバ１５が行う１つの組替え方法ではビットをマトリクス状に受信する。すなわち、ビットを行毎に受けてマトリクスにし、次にこれらのビットをマトリクスから記号マッパ１６に列毎に出力する。記号マッパ１６はこの入力ビットとを記号（一般にＳiで示す）に変換する。変換された記号Ｓiは、例えば４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）記号、２進位相偏移変調（ＢＰＳＫ）記号、４相振幅変調（ＱＡＭ）記号など、種々の形をとることができる。
【００１４】
いずれにしても記号Ｓiは、ユーザ・データ記号や、パイロット記号や、送信電力制御（ＴＰＣ）記号などの制御記号や、速度情報（ＲＩ）記号などの種々の情報を表してよい。記号Ｓiは変調器１８に入る。変調器１８は各データ記号を変調する。すなわち、データ記号と、疑似雑音（ＰＮ）ディジタル信号すなわちＰＮ符号またはその他の拡散符号などのＣＤＭＡ拡散シーケンスとを結合する、すなわち掛ける（すなわち、スペクトラム拡散方式を用いる）。いずれにしても、伝送される記号に伝送中に特有の符号を割り当てることにより、拡散シーケンスは共通チャンネルでの情報の同時伝送を容易にする。またこの特有の符号を用いることにより、同じ帯域幅で同時に伝送される信号をユーザ局１４（またはその他の受信機）で識別することができる。変調器１８は２つの出力を有する。１つは乗算器２０1に接続する第１の出力１８1であり、１つは乗算器２０2に接続する第２の出力１８2である。一般に乗算器２０1と２０2はフィードバック復号および処理ブロック２１から、１つの通信スロットｎについて、スロット毎に復号された対応する重み値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をそれぞれ受ける。
【００１５】
フィードバック復号および処理ブロック２１は、次に説明するように値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）に応じて値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成する。乗算器２０1と２０2は値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を、変調器１８からの対応する出力１８1と１８2にそれぞれ掛け、これに応じて、乗算器２０1と２０2は送信アンテナＡ１２1とＡ１２2にそれぞれ出力を与える。ただしアンテナＡ１２1とＡ１２2は互いに約３乃至４メートル離れている。後で詳細に説明するように、従来技術の種々の動作モードを適用する際に、乗算器２０1の動作は基準化された値（すなわち、ｗ1,T（ｎ）は基準化されている）を用いるが、乗算器２０2の動作は或る動作モードでは単一スロットのｗ2,T（ｎ）の値を用い、他の動作モードでは逐次受信したｗ2,T（ｎ）の値の平均値を用いる。いずれの場合も、ｗ2,T（ｎ）はｗ1,T（ｎ）の基準化された値に対して相対的である。
【００１６】
受信機１４は送信アンテナＡ１２1とＡ１２2からの通信を受信するための受信アンテナＡ１４1を含む。前に説明したように、かかる通信は種々のマルチパスを通り、送信アンテナＡ１２1とＡ１２2の空間的関係から、各マルチパスは送信アンテナＡ１２1と送信アンテナＡ１２2の両方からの通信を含む。図１の例は全部でＰ個のマルチパスを示す。受信機１４内では、アンテナＡ１４1が受信した信号は逆拡散器２２に入る。逆拡散器２２は、例えばＣＤＭＡ信号にユーザ局１４のＣＤＭＡ符号を掛けまた任意のマルチパスを分解するなど、多くの点で既知の原理に従って動作し、その出力に逆拡散された記号ストリームを記号速度で生成する。逆拡散器２２に関する詳細は、アンテナＡ１４1が受信する情報の異なるチャンネルを分解する機能に関して後で説明する。
【００１７】
逆拡散器２２からの逆拡散信号出力は最大比結合（ＭＲＣ）ブロック２３とチャンネル評価器２４に入る。後で詳細に説明するように、チャンネル評価器２４は２つの異なるチャンネル決定を行う。混乱を避けるために、一方の決定をチャンネル測定と呼び、他方をチャンネル推定と呼ぶ。両決定とも、少なくとも到着する逆拡散データに基づいて行う。チャンネル評価器２４は２つの出力を出す。チャンネル評価器２４からの第１の出力２４1はチャンネル推定値
（以下ｈn(山バー)と表記する）で、ＭＲＣブロック２３に出力される。ＭＲＣブロックはチャンネル推定値を受けると、レーキ受信機を用いる逆拡散器２２から受ける逆拡散データ記号にこの推定値を与える。しかし推定値をデータに与えるには異なる信号結合方法を用いてよい。チャンネル評価器２４からの第２の出力２４2は前に導入した値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）を、フィードバック・チャンネルを介して基地局１２に送り返す。後で詳細に説明するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）は、チャンネル評価器２４が行ったチャンネル測定に応じてチャンネル評価器２４が決定する。いずれにしても、上の説明から当業者が理解するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）は上に導入した閉ループ・ビームフォーマ係数である。
【００１８】
ユーザ局１４のＭＲＣブロック２３に戻って、チャンネル推定値を逆拡散データに与えた後、その結果をデインターリーバ２５に出力する。デインターリーバ２５はインターリーバ１５の逆の動作を行い、その出力はチャンネル復号器２６に接続する。チャンネル復号器２６は、ビタビ復号器、ターバ復号器、ブロック復号器（例えば、リード・ソロモン復号）、またはこの技術で知られている他の適当な復号方式でよい。いずれにしても、チャンネル復号器２６はその入力に受けたデータを（一般に或る誤り訂正更符号と共に）復号し、復号された記号のストリームを出力する。注意すべきであるが、チャンネル復号器２６へのデータ入力の誤りの確率は、チャンネル復号器２６で処理し出力した後の誤りの確率よりもはるかに大きい。例えば現在の標準では、チャンネル復号器２６の出力の誤りの確率は１０-3から１０-6の間である。最後に、チャンネル復号器２６からの復号された記号ストリーム出力は、ユーザ局１４内の別の回路がこれを受けて処理する。ただしかかる回路は、この例示と説明を簡単にするために図１には示していない。
【００１９】
システム１０について詳細に説明したので、次に閉ループ・システムとしての動作を説明する。特定して述べると、システム１０は閉ループシステムと呼ばれるが、その理由は、基地局１２からユーザ局１４までのデータ通信チャンネルの他に、システム１０はビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）をユーザ局１４から基地局１２に伝達するためのフィードバック通信チャンネルを含むからである。このように、データ通信とフィードバック通信チャンネルは環状の、したがって「閉じた」ループ・システムを生成する。また注意すべきであるが、ビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）は種々のチャンネルの影響を反映する。例えば、ユーザ局１４は基地局１２から受信した信号内に或るレベルのフェージングがあることを確かめる。例えば、局所の干渉によるものやユーザ局１４のドップラー速度による（移動局だから）ものなどで、いずれにしてもフェージングはレイリー・フェージングの特性を有する。その結果、ユーザ局１４がビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）をフィードバックすると、フィードバック復号および処理ブロック２１はこれらの値を処理して対応する値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成し、乗算器２０1と２０2はこれらの値を種々の記号に与え、送信機アンテナＡ１２2（ｗ2,T（ｎ）に応じて）と送信機アンテナＡ１２1（ｗ1,T（ｎ）に応じて）からそれぞれの送信信号を出す。したがって、基地局１２から送信される最初の記号Ｓ1は、送信機アンテナＡ１２1から積ｗ1,T（ｎ）Ｓ1の一部として、また送信機アンテナＡ１２2から積ｗ2,T（ｎ）Ｓ1の一部として送信される。これらの重み付き積もそれぞれのアンテナと共に図１に示す。
【００２０】
閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システムについて詳細に説明したので、次に上に述べた３ＧＰＰ標準と、或るユーザ局受信機のドップラー・フェージング速度に応じて所定のときに閉ループ・モードを選択することについて説明する。特定して述べると、次の表１は３つの異なる従来の３ＧＰＰ閉ダイバーシティ・モードを示し、また各モードと概略のドップラー・フェージング速度（すなわち、周波数）との関係を示す。
【表１】
異なるフェージング速度に応じて表１の従来技術の３つの動作モードから１つを選択するのであるが、その他に各モードの方法はいくつかの点において異なる。１つの違いはビームフォーマ係数（例えば、図１のｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ））を量子化する方法であるが、他にもモードによる違いがある。かかる違いについて以下に詳細に説明する。
【００２１】
表１の従来技術の動作モード１は、基地局１２と通信する或る移動体ユーザ局１４が比較的高速で移動しているときに生じるような、比較的高いドップラー・フェージング速度に用いる。高いドップラー・フェージングに対して、モード１は量子化の量を少なくしたビームフォーマ係数を用いる。すなわちモード１では、これらの係数を表すのにユーザ局は少な目の情報量をフィードバックする。詳しく述べると、モード１ではユーザ局は或るビームフォーマ係数ベクトル
（以下Ｗと表記する）をフィードバックする。２アンテナの基地局ではこの係数ベクトルを次の式１で表す。
【数１】
【００２２】
式１で、係数ｗ1（ｎ）は基地局送信アンテナＡ１２1に与えられ、係数ｗ2(ｎ）は基地局送信アンテナＡ１２2に与えられる。実際にはフィードバックする情報の量を更に減らすために、ｗ1（ｎ）を基準化して或る固定値にする。したがって、基地局１２がこの基準化された値を知っている限りはこれをフィードバックする必要はない。つまり、ｗ1（ｎ）が基準化されているときはｗ2(ｎ）の値だけが変わり、またこれは固定の値ｗ1（ｎ）に関連しているので、ｗ2(ｎ）をユーザ局１４から基地局１２にフィードバックする。また従来技術のモード１では、ｗ2(ｎ）は２つの値の一方だけとる。したがってベクトルＷの量子化は次の式２と３で表される。
【数２】
このように、モード１では２つの値（すなわち、ｗ2(ｎ）の値）の一方だけフィードバックすればよい。また注意すべきであるが式２と式３の約束では２進値を用い、また当業者が理解するように、２進０の場合は実際には−１の値が物理的フィードバック・チャンネルに与えられ、２進１の場合は実際には＋１の値が物理的フィードバック・チャンネルに与えられる。最後に、ｗ2(ｎ）の値（すなわち、２進の０か１）を選択する従来の方法について以下に説明する。
【００２３】
ｗ2(ｎ）を決定する従来技術のモード１は図２の拡大図を見ると理解しやすい。図２には、図１のユーザ局１４のいくつかのブロックの詳細を示す。図２に、逆拡散器２２に信号を与えるアンテナＡ１４1を再び示す。図２では逆拡散器２２を拡大して、逆拡散および分解マルチパス・ブロック４０を示す。ブロック４０は２つの異なるチャンネルから到着する信号を逆拡散する。前に述べたように、逆拡散器２２はアンテナＡ１４1が受信する情報の異なるチャンネルを処理する。図２では、これらの異なるチャンネルを主共通制御物理チャンネル（ＰＣＣＰＣＨ）と専用物理チャンネル（ＤＰＣＨ）で示す。従来技術では、ＰＣＣＰＣＨは基地局１２から全てのユーザ局（すなわち、基地局１２と通信するユーザ１４およびその他の局）に同じチャンネルとして送信され、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けはされていない。しかしＤＰＣＨはユーザ局に特有であって、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けがされている。ＰＣＣＰＣＨもＤＰＣＨもフレーム書式で通信され、各フレームは多数のスロットを含む。例えばＷＣＤＭＡでは、各フレームは１６スロットを含む。またＰＣＣＰＣＨでもＤＰＣＨでも、これらのチャンネルの各スロットは同じパイロット記号で始まり、また情報記号を含む。このように、ブロック４０は各受信スロットを処理し、ＤＰＣＨ記号ストリームとＰＣＣＰＣＨ記号ストリームを出力する。これらのストリームの処理について以下に説明する。
【００２４】
ブロック４０からのＤＰＣＨ記号ストリームは情報記号抽出器４２とパイロット記号抽出器４４に入る。ブロック４２と４４はその名の示すように動作して、ＤＰＣＨ記号ストリームからＤＰＣＨ情報記号とＤＰＣＨパイロット記号をそれぞれ取り出す。本発明ではＤＰＣＨ情報記号を
（以下ｘ（ｎ）と表記する）で表し、ＤＰＣＨパイロット記号を
（以下ｙ（ｎ）と表記する）で表す。太字は本明細書の種々の値がベクトルであることを表す。ＤＰＣＨ情報記号ｘ（ｎ）は抽出器４２からＭＲＣブロック２３に出力され、ＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽出器４４からチャンネル評価器２４に出力される。これについては後で詳細に説明する。
【００２５】
逆拡散および分解マルチパス・ブロック４０とその出力であるＰＣＣＰＣＨ記号ストリームに戻ると、このストリームはＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出器４６に入る。ＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出器４６はＰＣＣＰＣＨ記号ストリームからＰＣＣＰＣＨパイロット記号を取り出す。本明細書ではＰＣＣＰＣＨパイロット記号を
（以下ｚ（ｎ）と表記する）で表す。ＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）は抽出器４６からチャンネル評価器２４に出力される。これについて次に詳細に説明する。
【００２６】
図２のチャンネル評価器２４は、抽出器４６からＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）を受けるチャンネル測定ブロック５０を含む。前に述べたように、チャンネル評価器２４は少なくとも到着する逆拡散データに基づいてチャンネル測定とチャンネル推定を行うが、ここでブロック５０がチャンネル測定を行う態様を詳細に検討する。特定して述べると、従来の方法ではＰＣＣＰＣＨパイロット記号は基地局の異なる送信アンテナ毎に異なる。この例では、抽出されたＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）は基地局アンテナＡ１２1に対応するパイロット記号の１つの集合と、基地局アンテナＡ１２2に対応するパイロット記号の別の集合を含む。定義によりユーザ局１４は基地局１２が送信するパイロット記号の値を知っているので、ブロック５０は実際に受信したパイロット記号と既知の送信パイロット記号との差から、送信アンテナ毎に実際に受信したパイロット記号の変化を反映してチャンネル測定値を決定する。本明細書では、アンテナＡ１２1に対応するチャンネル測定値を
（以下
はαと表記する）で表し、アンテナＡ１２2に対応するチャンネル測定値をα2,nで表す。α1,nとα2,nはチャンネル測定ブロック５０からビームフォーマ係数計算ブロック５２に出力される。
【００２７】
ビームフォーマ係数計算ブロック５２は値α1,nとα2,nに応じて位相差値（φ1（ｎ）とφ2（ｎ）で示す）を計算する。ここでφ1（ｎ）とφ2（ｎ）は後で説明するように角位相差であり、２進値形式に符号化されたｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）の値（またはｗ1（ｎ）が基準化された値のときはｗ2(ｎ）の値だけ）をそれぞれ生成する。前に述べたように従来技術のモード１ではｗ2(ｎ）の値は２つの状態の一方だけをとる。したがって、ブロック５２はα2,nの値をこれらの２つの状態の一方にマッピングする。このマッピング機能を図３のグラフ５２ｇに、虚軸と実軸に沿ってプロットして示す。詳しく述べると、グラフ５２ｇはｗ2(ｎ）の２つの可能な値に対応する２つの陰をつけた部分５２1と５２2を示す。これらの２つの値はφ2（ｎ）の２つの対応する値にマッピングする。特定して述べると、チャンネル測定値
が領域５２1内にあるときはφ2（ｎ）の値は０度である。φ2（ｎ）のこの０度という値はビームフォーマ係数２進符号化ブロック５４に出力され、ブロック５４は０度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ2(ｎ）＝０に変換し、ｗ2(ｎ）＝０の値を基地局１２にフィードバックする。他方で、チャンネル測定値
が領域５２2内にあるときはφ2（ｎ）の値はπ度である。φ2（ｎ）のこのπ度という値はビームフォーマ係数２進符号ブロック５４に出力され、ブロック５４はπ度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ2(ｎ）＝１に変換し、ｗ2(ｎ）＝１の値を基地局１２にフィードバックする。
【００２８】
次に従来技術のモード１の別の態様に注目する。特定して述べると、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）の値を基地局１２に送信するが、この送信に種々の影響が与えられることは明らかである。すなわち、ユーザ局１４から基地局１２へのフィードバック信号にはチャンネルの影響がある。基地局１２から見たとき、ユーザ局１４からのｗ2(ｎ）のフィードバック送信に対応する、基地局１２が実際に受信した信号を表す値を
（以下ｗ2（波バー）(ｎ）と表記する)とする。フィードバック復号および処理ブロック２１はｗ2（波バー）(ｎ）を復号し処理してこれに対応する値ｗ2,T（ｎ）を出力する。次に、これに乗数１８2を掛ける。基地局１２が正しい値ｗ2(ｎ）を用いてｗ2,T（ｎ）を決定し、これにより積信号（すなわち、ｗ2,T（ｎ）Ｓi）を生成するのが理想的であるが、フィードバック・チャンネルの影響のために基地局１２はｗ2(ｎ）の違う値を用いることがある。例えば、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝０という値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝１かも知れない。逆に、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝１という値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝０かも知れない。このような可能性があるので、従来技術のモード１を用いるときはユーザ局１４は、この技術でビームフォーマ確認またはアンテナ確認と呼ぶ過程を更に行う。これについて次に詳細に説明する。
【００２９】
図２の拡張ブロック図に戻って、ビームフォーマ確認について更に説明する。特定して述べると、前に述べたようにＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽出器４４からチャンネル評価器２４に出力され、またこれも前に述べたが、ＤＰＣＨパイロット記号はｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）に応じて基地局１２により修正されている。図２を参照して以下に説明するように、ＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）はチャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６に接続する。ブロック５６は、チャンネル測定ブロック５０からチャンネル測定値α1,nとα2,nを、またビームフォーマ係数計算ブロック５２から位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）を受ける。これらの入力に応じて、ブロック５６はチャンネル推定値（前にｈn（山バー）の記号で導入した）をＭＲＣブロック２３に出力するが、そのときビームフォーマ確認過程は、前にフィードバックされたビームフォーマ係数を考慮してｈn（山バー）が正しく推定されたことを確かめる。特定して述べると、ｈn（山バー）は次の式４により定義される。
【数３】
【００３０】
式４は、ユーザ局１４が受信する信号内の全体の変化（すなわち、チャンネル推定ｈn（山バー））がチャンネル測定係数α1,nおよびα2,nと、重み係数ｗ1,T(n)およびｗ2,T(n)（基地局１２がユーザ局１４に送信する前の信号に対して基地局１２で掛ける係数）で反映されていることを数学的に示す。このように、ビームフォーマ確認は、基地局１２が用いるｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をユーザ局１４が確認し、これらの値を用いてｈn（山バー）を決定する過程である。
【００３１】
また、ブロック５６はチャンネル測定値α1,nとα2,nを受信するので、ビームフォーマ係数計算ブロック５２からの位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）からｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を識別することができると仮定すれば、式４は１つの方式においてチャンネル推定ｈn（山バー）が直接計算から得られることを示す。しかし基地局１２はｗ2(ｎ）ではなくｗ2（波バー）(ｎ）に応答するので、ビームフォーマ確認は、基地局１２がｗ2（波バー）(ｎ）のどんな値を受信したかをユーザ局１４が予測し、次にその予測値を用いて式４の対応値ｗ2,T（ｎ）を識別してｈn（山バー）を決定する過程である。この考え方を更に理解するには、ビームフォーマ確認の例を見るのがよい。スロットｎ＝１において、ユーザ局１４はｗ2(１）というフィードバック値を基地局１２に送信すると仮定する。これに応じて、基地局１２は値ｗ2（波バー）(１）を受信し、ブロック２１は対応する値ｗ2,T（１）を生成し、積ｗ2,T（１）Ｓiを形成して、ユーザ局１４に送信する。従来技術のモード１で用いられるビームフォーマ確認では、ユーザ局１４は信号ｗ2,T（１）Ｓiを受信し、この信号から基地局１２がその対応する送信に実際にｗ2,T（１）のどんな値を用いたかを決定しようと試みる。この試みは、仮説試験と呼ぶ方法を用いてブロック５６で行う。ブロック５６は、ユーザ局１４からフィードバックされた実際の値ｗ2(１）ではなくこの決定された値を用いてｈn（山バー）を決定し、ＭＲＣブロック２３はｈn（山バー）のこの値を用いて信号を更に処理する。
【００３２】
従来技術のモード１の説明を終わるに当たって注意すべきことは、仮説試験に関する操作と共にｗ2(ｎ）の２つの可能なデータ値だけを用いれば、妥当なレベルの性能速度での誤り率は実用可能な程度になることである。以下に説明する従来技術のモード２およびモード３に比べて従来技術のモード１のフィードバック遅れは比較的小さいので、一定レベルの性能を達成することができる。しかし後で説明するように、モード１における２状態レベルの量子化により得られる分解度は、従来技術のモード２とモード３に比べて低い。
【００３３】
表１の従来技術のモード２の動作を見ると、これは比較的中位のドップラー・フェージング速度（例えば、基地局１２と通信する或る移動体ユーザ局１４がモード１の通信の場合より低い速度で移動しているときなど）で用いられる。またモード２は式１の約束を用いてｗ1（ｎ）を（そしてその対応値のφ1（ｎ）を）基準化するが、ビームフォーマ係数計算ブロック５２でのφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算の分解度は高くなる。特定して述べると、モード２ではブロック５２は２値ビームフォーマ係数にスロット当たり４５度のコンステレーション（constellation）回転を与える。すなわち、逐次のスロット毎に、前のスロットに対して４５度回転させてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。特に、かかる回転を４回行うと全体で１８０度に相当するので、４５度のコンステレーション回転を用いる場合は、ユーザ局１４は各連続する４スロット内の各逐次スロットに４５度回転を加えてスロットを一般的に分析する。この回転をユーザ局１４で行うには、対象とするスロットを受信したタイム・スロットに部分的に基づいてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の値を決定し、次に４スロットのグループｉの所定のスロットに与える回転に関してｗ2(ｎ）の値を選択する。この回転について、次の表２と図４を参照して以下に説明する。
【表２】
【００３４】
４スロットのグループｉ内の第１のスロット４ｉについて表２と図４を参照すると、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の値は、グラフ６０に示すようにまた垂直の虚軸に対して回転しない軸６０axで表すように、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ６０は２つの陰のある領域６０1と６０2を示す。チャンネル測定ブロック５０からのチャンネル測定値
が領域６０1の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４ｉ）の値を０度と計算し、符号化ブロック５４はこの値を符号化して対応する２値形式ｗ2（４ｉ）＝０を生成し、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定値
が領域６０2の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４ｉ）の値をπ度と計算し、符号化ブロック５４はこの値を符号化して対応する２値形式ｗ2(４ｉ）＝１を生成し、基地局１２にフィードバックする。また表２とグラフ６０上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して述べると、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ）の値が０に等しい場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット４ｉのチャンネル測定位相変化を０度として処理する。しかし、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ）の値が１に等しい場合は、基地局１２はスロット４ｉのチャンネル測定位相変化をπ度として処理する。
【００３５】
また表２と図４はグループｉ内の残りの３スロットを示す。ここで図４では同様の参照番号を用いるので、グラフ６２はスロット４ｉ＋１に対応してπ／４度に等しい回転を表し、グラフ６４はスロット４ｉ＋２に対応してπ／２度に等しい回転を表し、グラフ６６はスロット４ｉ＋３に対応して３π／４度に等しい回転を表す。別の観点からグラフ６２を見ると、スロット４ｉ＋１に用いるその軸６２axは垂直の虚軸に対してπ／４度回転していることを表す。またグラフ６２は２つの陰のある領域６２1と６２2を示す。ユーザ局１４のブロック５０が決定するチャンネル測定値
が領域６２1内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値はπ／４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝０に対応する２進値が基地局１２にフィードバックされる。チャンネル測定値
が領域６２2内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値は−３π／４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝１に対応する２進値が基地局１２にフィードバックされる。また表２とグラフ６２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特にスロット４ｉ＋１では、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の値が０に等しい場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化をπ／４度として処理する。しかし基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の値が１に等しい場合は、基地局１２はスロット４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化を−３π／４度として処理する。この第２の例と上に述べた先行例から、従来技術のモード２において、ユーザ局１４がφ2（ｎ）に与える表２と図４の残りの値と例と、その値のｗ2(ｎ）への変換と、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックによるｗ2（波バー）（ｎ）の値の解釈を、当業者は容易に理解することができる。
【００３６】
次にユーザ局１４が送信するｗ2(ｎ）に応じる従来技術のモード２による処理の別の態様について説明する。まず前にモード１に関して約束を導入したように、基地局１２から見たとき、ユーザ局１４からのｗ2(ｎ）のフィードバック信号に対応する、基地局１２が実際に受信した信号を表す値をｗ2（波バー）（ｎ）とする。次に注意すべきことは、従来技術のモード２ではフィードバック復号および処理ブロック２１は、ｗ2（波バー）（ｎ）の受信値毎にｗ2,T（ｎ）の値を決定するのに実際は平均化フィルタを用いることである。特定して述べると、ブロック２１はｗ2(または基地局１２から見るとｗ2（波バー））の４つの値の平均を計算するので、その結果のｗ2,T（ｎ）は次の式５により定義される。
【数４】
式５の中のｗ2（波バー）（４ｉ）は基地局１２がフィードバック・チャンネルを介して受信した最新のビームフォーマ係数を示し、式５の中の残りの３つの加数はその最新の係数の前の３つの別のビームフォーマ係数を示す。従来技術のモード２ではこれらの４つの値を平均し（すなわち、４で割り）、基地局１２はこの結果ｗ2,T（ｎ）に、乗算器２０2に接続する第２の出力１８2からの信号を掛ける。一方、ｗ1,T（ｎ）は単に基準化された値ｗ1（ｎ）の対応値なので、基地局１２はこれに、乗算器２０1に接続する第１の出力１８1からの信号を掛ける。
【００３７】
上記から当業者が理解するように、従来技術のモード２も２つの値の１つ（すなわち、ｗ2(ｎ））のフィードバックを実現する。しかし更に位相回転を用いることにより、従来技術のモード１よりも大きなビームフォーマ分解度が得られる。言い換えると、任意の所定のスロットのｗ2(ｎ）は従来技術のモード１の場合のように２つの値の１つだけをとるが、４スロットにわたる４５度回転を用いることにより事実上８つの可能な値（すなわち、２値／スロット＊４スロット／回転サイクル＝８値）のコンステレーションを生成する。しかし注意すべきは、従来技術のモード２は、従来技術のモード１が用いたような任意の型のビームフォーマ確認を用いないことである。本発明者の見るところでは、従来技術のモード２ではビームフォーマ確認は実行できない。なぜなら、４サイクルの４５度回転と組み合わせるので、複雑すぎて実行不可能になるからである。また位相回転と平均化により従来技術のモード１に比べて全体の遅れが増加するので、従来技術のモード２の分解度が優れているという利点は部分的に相殺される。
【００３８】
表１の従来技術のモード３の動作を見ると、従来技術のモード１および２に比べて比較的低いドップラー・フェージング速度に用いられることが分かる。モード３のフェージング速度は、ユーザ局１４が比較的低速で移動しているときに相当する。ユーザ局１４の速度が低いので、従来技術のモード３では追加の処理を行う時間の余裕がある。特定して述べると、モード３はビームフォーマ係数の量子化を増やすが、この増加は従来技術のモード２の図２に示すような回転により得られるのではない。従来技術のモード３は全部で４ビットの情報をフィードバックする。ここで１ビットは振幅訂正ビットであり、残りの３ビットは位相シフトの訂正用である。
【００３９】
これまでは従来技術で実現される閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システム１０について説明したが、次に好ましい実施の形態をシステム１０で実現する態様について説明する。好ましい実施の形態を概観すると、これまで説明したものとは異なる種々の態様を含む。まず、好ましい実施の形態では従来技術のモード１および２を用いず、代わりに単一動作モードを用いる。この単一動作モードは従来技術のモード１および２の全ドップラー・フェージング領域をカバーするので、以後はこれを広範囲閉ループ・モードと呼ぶ。したがって、広範囲閉ループ・モードと従来技術のモード３とを組み合わせると、閉ループ通信のためのドップラー周波数の全予想範囲に適用することができる。第２に、広範囲閉ループ・モードは、従来技術の２つのモードの代わりに１つのモードを用いることの他に、従来技術とは更に異なる別の態様を含む。かかる態様の１つはビームフォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いることである。また別の態様はビームフォーマ係数を決定するための位相回転を実現する同じモードで、２つの異なる方法のどちらかを用いて実現するビームフォーマ確認を用いることである。以下の本明細書の説明から、当業者はこれらの各点をよく理解できると思う。
【００４０】
広範囲閉ループ・モードにおいてビームフォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いる態様について以下に説明する。広範囲閉ループ・モードは式１の以前の約束を用いて、後で詳細に説明するようにｗ1（ｎ）の値を基準化し、またこれによりその位相差の対応値φ1（ｎ）を基準化する。しかし好ましい実施の形態では、ビームフォーマ係数計算ブロック５２でのφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算において、従来技術のモード１および２とは異なる全体分解度が得られる。特定して述べると、広範囲閉ループ・モードのブロック５２は２値ビームフォーマ係数にスロット当たり９０度のコンステレーション回転を与える。したがって、逐次スロットｎ、ｎ＋１、ｎ＋２など毎に、先行スロットに対する９０度回転に基づいてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。かかる回転を２回行うと１８０度に相当するので、９０度コンステレーション回転ではユーザ局１４は一般に各逐次スロットに９０度回転を加えることによりスロットを分析する。この回転を得るには、ユーザ局１４が対象とするスロットを受信したタイム・スロットに部分的に基づいてφ2（ｎ）の値を決定し、次に２つのスロットのグループｉ内の所定のスロットに与えられる回転に対してφ2（ｎ）の値を選択する。この回転について、次の表３と図５を参照して以下に説明する。また前に示したようにこれらの操作は図１に示すシステム１０内で実現して好ましい実施の形態を生成することができる。
【表３】
【００４１】
表３と図５から分かるように、２つのスロットのグループｉ内の第１のスロット２ｉについて、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ2（２ｉ）の値は、グラフ７０に示すようにまた垂直の虚軸に対して回転しない軸７０axで表すように、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ７０は２つの陰のある領域７０1と７０2を示す。ブロック５０からのチャンネル測定値
が領域７０1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ）の値を０度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2（２ｉ）＝０の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定値
が領域７０2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ）の値をπ度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2（２ｉ）＝１の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。また表３とグラフ７０上の点の位置は、ｗ2（波バー）（２ｉ）の可能な値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して述べると、基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ）＝０という値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット２ｉのチャンネル測定位相変化を０度として処理する。基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ）＝１という値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット２ｉのチャンネル測定位相変化をπ度として処理する。
【００４２】
また表３と図５から分かるように、２スロットのグループｉ内の第２のスロット２ｉ＋１について、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ2（２ｉ＋１）の値は、グラフ７２に示すようにまた垂直の虚軸に対して９０度回転する軸７２axで表すように、９０度の回転に基づく。グラフ７２は２つの陰のある領域７２1と７２2を示す。ブロック５０からのチャンネル測定値
が領域７２1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ＋１）の値をπ／２度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝０の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定値
が領域７２2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ＋１）の値を−π／２度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝１の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。また、表３とグラフ７２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（２ｉ＋１）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して述べると、基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ＋１）＝０という値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット２ｉ＋１のチャンネル測定位相変化をπ／２度として処理する。基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ＋１）＝１という値を受信した場合は、基地局１２はスロット２ｉのチャンネル測定位相の変化を−π／２度として処理する。
【００４３】
ｗ2(ｎ）の値を決定する広範囲閉ループ・モードのこれまでの動作は、表３の実際の位相差値φ（ｎ）（すなわち、０、π、π／２、−π／２のどれか）に関連して数学的に表すことができる。この場合好ましい実施の形態ではスロットｎについて、次の式６で定義される瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするようにφ（ｎ）を選ぶ。
【数５】
式６は種々の約束を含むので、これについて以下に定義する。まず、
は複素数ｘの実数部を示す。次に、”Ｈ”という上付き記号はマトリクスまたはベクトル転置の共役を示す。最後に、‖ｖ‖はベクトルｖのユークリッド・ノルムを示す。
【００４４】
また式６から分かるように、好ましい実施の形態では瞬時パワーＰ（ｎ）の最大値は、ｎが偶数のときは
、ｎが奇数のときは
で、φ2（ｎ）が式６の項
を最大にする値のときに起こる。このように好ましい実施の形態では、φ2（ｎ）の値は、ｎが奇数または偶数について、図６のブロック図で得られるように、
の項だけを参照して２つの値を選択してよい。特定して述べると、図６はこの結果を得るブロック図を示すもので、図２のビームフォーマ係数計算ブロック５２とビームフォーマ係数２進符号化ブロック５４を結合したものである。また参考のために、図６の結合されたブロックを今後はブロック５２／５４と呼ぶ。ブロックを結合した理由は、図６は上の式６に示す位相差φ2（ｎ）の決定を実現すると共に、この差を２進形式すなわちｗ2(ｎ）の対応する値に符号化するからである。最後に比較のために注意したいことは、瞬時パワーを最大にするために位相差を計算する従来技術の１つの方法は、単にルックアップテーブルを用いるだけということである。しかし後で説明するように、この好ましい実施の形態はかかる方式より複雑でない。
【００４５】
図６において、チャンネル測定ブロック５０からの値α1,nとα2,nは結合ブロック５２／５４に入力する。特定して述べると、これらの値は複素点乗積ブロック８０の入力８０1と８０2に結合する。ブロック８０は、入力８０1と８０2に与えられる値の複素点乗積を決定する機能を表す。図６に示す例では、この積はブロック８０の出力８０3であって、これを次の式７に示す。
【数６】
このように、ブロック８０は式７にも示すように、式６の項
の最初の２つの被乗数の積を生成する。
【００４６】
複素点乗積ブロック８０からの点乗積出力は交番スイッチ８２に結合する。スイッチ８２は１つのスロットで第１の位置に切り替わり、次のスロットで第２の位置に切り替わる。特定して述べると、ｉスロットのグループ内の第１のスロット２ｉでは、スイッチ８２は複素点乗積ブロック８０の出力を実成分抽出ブロック８４に接続し、ｉスロットのグループ内の第２のスロット２ｉ＋１では、スイッチ８２は複素点乗積ブロック８０の出力を虚成分抽出ブロック８６に接続する。
【００４７】
実成分抽出ブロック８４はその入力に与えられる値の実数部だけを選択して出力し、逆に、虚成分抽出ブロック８６はその入力に与えられる値の虚数部だけを出力する。実成分抽出ブロック８４の出力は、比較器または比較機能でもある決定ブロック８８に入る。ブロック８４からの実成分が０以上の場合はブロック９０に進み、逆にブロック８４からの実成分が０より小さい場合はブロック９２に進む。虚成分抽出ブロック８６の出力は、比較器または比較機能でもある決定ブロック９４に入る。ブロック８６からの虚成分が０以下の場合はブロック９６に進み、逆にブロック８６からの虚成分が０より大きい場合はブロック９８に進む。
【００４８】
ブロック５０／５２の動作により生成される最終結果は、図６のブロック９０、９２、９６、９８に示す値の割当てを見れば当業者は理解できる。スロットｎ＝２ｉでは、後で示すように
で式６の項
の最大化に基づいて、決定ブロック８８は流れをブロック９０か９２かに決め、これらの２つのブロック９０と９２はそれぞれｎ＝２ｉにおいて表３に示す２つの異なる値（すなわち、それぞれ０またはπ）のどちらかをφ2（ｎ）に割り当てる。またブロック９０と９２はφ2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示すように対応する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。またスロットｎ＝２ｉ＋１では、後で示すように
で式６の項
の最大化に基づいて、決定ブロック９４は流れをブロック９６か９８かに決め、これらの２つのブロック９６と９８はそれぞれｎ＝２ｉ＋１において表３に示す２つの異なる値（すなわち、それぞれπ／２または−π／２）のどちらかをφ2（ｎ）に割り当てる。またブロック９６と９８はφ2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示すように対応する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。最後に、注意すべきであるが、ブロック９０、９２、９６、９８のどれかから割り当てられた値は図２に示す各ブロックに与えられる。すなわち、ｗ2(ｎ）の値は基地局１２にフィードバックされ、φ2（ｎ）の値はビームフォーマ確認ブロック５６に入る。
【００４９】
ブロック８４による実成分の抽出に関してブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実施の形態で実現される別の利点を理解することができる。一般に実成分抽出ブロック８４と決定ブロック８８は、或る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の値を決定する。この方式で動作するとき、これらのブロックの構造は他の計算または記憶を用いた方法に比べて複雑さが少ない。ブロック８４と８８は
の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数は式８と９に示す値になる。
【数７】
【００５０】
式８と９から理解されるように、Ｐ（ｎ）を最大にするには、φ2（ｎ）の値は
の結果が正になるようにしなければならない。例えば、
が正の値の場合は、式８と９の２つの被乗数の中、式８から得られる被乗数１を掛けるとＰ（ｎ）を最大にすることができる。決定ブロック８８はこの場合は流れをブロック９０に進めてφ2（ｎ）に０度の値を割り当てる。なぜなら、この値がＰ（ｎ）を最大にするからである。別の例として、
が負の値の場合は、これに式９から得られる被乗数−１を掛けて正の積を形成すればＰ（ｎ）は最大になり、決定ブロック８８はこの場合は流れをブロック９２に進めてφ2（ｎ）にπ度の値を割り当てる。なぜなら、この値がＰ（ｎ）を最大にするからである。したがってどちらの場合も、ブロック８８、９０、９２はｅｊθを実際に掛けるという複雑な計算を行わずに、この決定を行うことができる。
【００５１】
ブロック８６による虚成分の抽出に関してブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実施の形態で実現される別の利点を理解することができる。虚成分抽出ブロック８６と決定ブロック９４は、或る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の値を決定する。したがってこの場合も、他の計算または記憶を用いた方法に比べて複雑が少ない或る実施の形態を示す。ブロック８６と９４は
の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数
は式１０と１１に示す値になる。
【数８】
【数９】
【００５２】
式１０と１１は虚の結果を生成する。好ましい実施の形態に関して分かるように、式６内の実数値に掛けた場合は、次の複素算術原理から理解できるように、これらの結果は結果の虚数部の符号に影響を与えることがある。この場合もＰ（ｎ）を最大にするには、φ2（ｎ）の値は
の結果が正になるようにしなければならない。しかしスロット２ｉ＋１の場合は
であって、式１０と１１に示すように
の値はブロック８０からの点乗積を含み、ｊまたは−ｊを掛けたものである。次の式１２乃至１５は、ブロック８６と９４の理解を助ける別の複素算術原理を示す。ここで、ｖとｙは複素数であり、ｊまたは−ｊを次のように掛けたものである。
【数１０】
【００５３】
以上のことから、またＰ（ｎ）を最大にするという目的から、式１２乃至１５は次のことを示す。式１３と式１２を比べると、式１３の複素数積の実数部の方が大きい（すなわち、ｂと−ｂではｂの方が大きい）。またこの２つの式が示すように、正の虚数値（すなわち、ｂ）を持つ複素数から実数部が大きいという結果を得るには複素数に−ｊを掛けなければならない。このように図６から、ブロック８０からの複素点乗積が正の虚数値（ブロック８６から抽出される）を持つ場合は、−ｊを掛けたときに積
は最大になる。これはφ2（ｎ）＝−π／２のときに起こる。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９８に進めて、φ2（ｎ）に−π／２度を割り当てる。また式１４と式１５を比べると、式１４の複素数積の実数部の方が大きい（すなわち、ｄと−ｄを比べて）。この２つの式が示すように、負の虚数値（すなわち、ｄ）を持つ複素数からこの結果を得るには複素数にｊを掛けなければならない。このように図６から、ブロック８０からの複素点乗積が負または０の虚数値（ブロック８６から抽出される）を持つ場合は、ｊを掛けたときに積
は最大になる。これはφ2（ｎ）＝π／２のときに起こる。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９６に進めて、φ2（ｎ）にπ／２度を割り当てる。したがってどちらの場合もＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の正しい値が割り当てられ、実際にｅjθを掛けるという複雑な計算を行う必要はない。
【００５４】
次に基地局１２に戻って、ユーザ局１４からフィードバックされる閉ループ値に応じる広範囲閉ループ・モードについて説明する。まず、上に述べた約束を確認する。すなわち、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）（基準化されていない場合はｗ1（ｎ）も）の値をフィードバックするが、このフィードバック値はフィードバック・チャンネル内のチャンネルの影響を受けるので、基地局１２が実際に受信する対応値をｗ2（波バー）（ｎ）で表す。この値が分かると、フィードバック復号および処理ブロック２１は２ステップの動作を行う。簡単のために、これらのステップについて以下に別々に説明する。
【００５５】
ブロック２１の最初の動作として、ブロック２１はｗ2（波バー）（ｎ）に応じてｗ2（波バー）（ｎ）に対応する実際の位相差（φ2,T（ｎ）で表す）を決定する。この決定は表３のマッピングにより行う。言い換えると、スロットｎ＝２ｉにおいてｗ2（波バー）（２ｉ）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ）が０度に等しいと決定し、ｗ2（波バー）（２ｉ）が２進値の１に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ）がπ度に等しいと決定する。またスロットｎ＝２ｉ＋１においてｗ2（波バー）（２ｉ＋１）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ＋１）がπ／２度に等しいと決定し、ｗ2（波バー）（２ｉ＋１）が２進値の１に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ＋１）が−π／２度に等しいと決定する。
【００５６】
ブロック２１の第２の動作は、直ぐ上に述べたφ2,T（ｎ）の決定された値に応じるものである。特定して述べると、値φ2,T（ｎ）を受信するとブロック２１は乗算器２０1と２０2で用いる実際の被乗数を決定する。前に述べたようにｗ1,T（ｎ）は基準化されているので、好ましい実施の形態では乗算器１８1で用いるその実際の基準化された値を次の式１６のように設定する。
【数１１】
もちろん式１６の値は定数なので、１度だけ計算すればよいし、または或る記憶要素などで固定してもよい。しかしｗ2,T（ｎ）は前にブロック２１が決定したφ2,T（ｎ）の実際の値に基づく。また好ましい実施の形態では、ｗ2,T（ｎ）の値は２つの逐次のスロットに対応するφ2,Tの２つの受信値（すなわち、φ2,T（ｎ）とφ2,T（ｎ−１））の平均を用いる。これを次の式１７に示す。
【数１２】
【００５７】
式１７で示す２スロット平均法は、好ましい実施の形態では従来技術に用いられた４スロット平均法（例えば、式５）に比べて計算の複雑さと遅れが一層少なくなることを示す。また分析と説明のために述べると、式１７の括弧内の２つの加数は複素平面内の加算を表すので、式１７に関して次の項を定義してθT（ｎ）という関連する因数を導入する。
【数１３】
このように、式１８は２つの逐次のスロットに対応するφ2,Tの２つの受信値の平均としてθT（ｎ）を定義する。偶数スロットｎでは
、奇数のスロットｎでは
なので、偶数スロットｎからの任意の１つと直前の奇数スロットｎ−１の平均は４つの値の１つ、すなわち
だけをとる。また式１７と１８の結果から、乗算器２０1および２０2はそれぞれｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）の値を用いて信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiを生成し、これらをそれぞれアンテナＡ１２1とＡ１２2によりユーザ局１４に送信する。
【００５８】
基地局１２が好ましい広範囲閉ループ・モードに従って信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiをユーザ局１４に送信したので、次にチャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６の好ましい実施の形態で実現される、ユーザ局１４における好ましいビームフォーマ確認について述べる。前にビームフォーマ確認を導入したときに説明したように、基地局１２からの送信はフィードバック・チャンネルにより影響を受ける重み値（例えば、ｗ2,T（ｎ））を用いるので、ビームフォーマ確認は一般に基地局１２が用いる実際の重み値を確認するユーザ局１４の作業である。次にユーザ局１４は確認した値を用いて、ブロック２３の最大比結合に用いるｈn（山バー）の値を決定する。好ましい実施の形態では、ビームフォーマ確認は広範囲閉ループ・モードで２つの異なる方法の一方を用いて実現される。それぞれの方法については後で説明する。
【００５９】
図７はチャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６のブロック図の詳細を示すもので、これを好ましい実施の形態に関連して詳細に説明する。前に述べたように、ブロック５６は図２の他のブロックから種々の入力を受ける。すなわち、パイロット記号抽出器４４からのＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）と、ビームフォーマ係数計算ブロック５２からの位相差値φ1（ｎ）およびφ2（ｎ）（またはφ1（ｎ）が基準化されている場合はφ2（ｎ）だけ）は、ビームフォーマ確認ブロック１００に入る。またブロック５６は、チャンネル測定ブロック５０からチャンネル測定値α1,nおよびα2,nを入力として受ける。値α1,nは第１のマルチスロット平均化推定器１０２の入力に接続し、α2,nは第２のマルチスロット平均化推定器１０４の入力に接続する。
【００６０】
推定器１０２および１０４の出力は入力値α1,nおよびα2,nに対応する推定値であって、約束によりこれらをα1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で示す。推定値α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）は各乗算器１０６および１０８の入力被乗数として接続し、また推定値α2,n（山バー）はビームフォーマ確認ブロック１００の入力にも接続する。ビームフォーマ確認ブロック１００の出力は基地局１２が用いる値ｗ2,T（ｎ）のユーザ局１４による推定値であり、記号としてｗ2,T（山バー）（ｎ）で表す。値ｗ2,T（山バー）（ｎ）は第２の入力被乗数として乗算器１０８に接続する。また図７に示すｗ1,T（山バー）（ｎ）の値は式１６で与えられる定数であって、乗算器１０６に第２の入力被乗数として接続する。乗算器１０６および１０８の積出力は加算器１１０に入り、加算器１１０の出力はＭＲＣブロック２３に出力ｈn（山バー）を与える。次に、チャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６の動作を説明する。
【００６１】
推定器１０２および１０４は入力に受けたチャンネル測定値の精度を高める。好ましい実施の形態では、推定器１０２および１０４はそれぞれの入力のマルチスロット平均を計算して、より正確な推定値と期待される値（α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で表す）を出力する。好ましくは、用いるマルチスロット平均化法はこの技術で知られている重み付きマルチスロット平均化法であって、低いまたは中間のチャンネル・フェージング速度では６スロットに重み［０．３，０．８，１，１，０．８，０．３］を付け、高いフェージング速度では４スロットに重み［０．６，１，１，０．６］を付けて平均する。
【００６２】
ブロック５６内の残りのブロックと項目の動作を理解するため、まず式１６と１８を式４に代入して、次の式１９の形でチャンネル推定を定義する。
【数１４】
【００６３】
式１９のα1,nとα2,nの値には、それぞれ推定器１０２および１０４からの精度を高めた推定値α1,n（山バー）とα2,n（山バー）を用いてよい。またｈn（山バー）の決定を完成するために、ブロック５６はθT（ｎ）を決定する。好ましい実施の形態ではこの動作はＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）の値に応じてビームフォーマ確認ブロック１００が行う。この点で注意すべききであるが、第１に好ましい実施の形態ではパイロット記号（前に述べたように異なる送信アンテナＡ１２1とＡ１２2ではパイロット記号が異なる）は互いに直交する。第２に好ましい実施の形態のビームフォーマ確認ブロック１００は、直交するＤＰＣＨパイロット記号に応じて２つの異なる方法のどちらかでθT（ｎ）を決定する。一般にこの２つの方法の第１の方法を２回転仮説試験法と呼び、第２の方法を４仮説単一ショット試験法と呼ぶ。これらの方法を以下に詳細に説明する。
【００６４】
どちらの好ましいビームフォーマ確認方法も直交するＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）に応じてθT（ｎ）を決定するが、かかる記号を次の式２０のように書くことができる。
【数１５】
式２０で、Ψ（ｎ）は成分当たりの分散がσ2であるゼロ平均ガウス雑音係数である。また式２０のベクトル
(以下ｂと表記する)はブロック１００が推定器１０４から受けるα1,nとα2,nに対して定義され、次の式２１のように書かれる。
【数１６】
式２１で、｛ｄk（１），．．．，ｄk（ＮY）｝はアンテナｋのＤＰＣＨパイロット・パターンであり、ＮYはスロット当たりのパイロット記号の数である。また式２０および２１（その他の式も）は理想的な解を与えるが、好ましい実施の形態を実現するときは理想的な対応値α2,nではなくα2,n（山バー）などの推定値を用いる。
【００６５】
したがって、好ましい実施の形態が選ぶビームフォーマ確認は経験的な検出確率を最大にする。この確率を式２１に適用すると一般に次の式２２が得られる。
【数１７】
ただし、ｍは指標付け、
は許容できるφ(m)（山バー）値のインデックスセット、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータである。ｎ＝２ｉのときは φ(1)（山バー）＝０およびφ(2)（山バー）＝πであり、ｎ＝２ｉ＋１のときは φ(1)（山バー）＝π／２およびφ(2)（山バー）＝−π／２である。
【００６６】
図８はビームフォーマ確認ブロック１００1の第１の例のブロック図を示す。これは図７のビームフォーマ確認ブロックとして容易に実現することができ構成であって、後で説明する２回転仮説試験法に従って動作する。まず、ブロック１００1はｗ2,T（山バー）（ｎ）で示す推定値を与える。これは後で示すように式２２内の値φ(m)（山バー）に関係する。またｗ2,T（山バー）（ｎ）の値は、所定のスロットｎについてユーザ局１４に送信する前に基地局１２が信号に付けた重みｗ2,T（ｎ）の値をユーザ局１４が推定した値である。
【００６７】
図８はベクトル形成ブロック１１２を含む。ブロック１１２は、各パイロット・データと式２１に示す該当するチャンネル推定値αk,nとの積に従って、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定する。しかし値αk,nに関して注意すべきは、ブロック１１２は実際には、マルチスロット平均化推定器１０４の出力である精度を高めた値α2,n（山バー）を用いるということである。ブロック１１２が決定するベクトルｂ2（ｎ）は複素点乗積ブロック１１４の入力１１４1に被乗数として入る。ブロック１１４は別の入力１１４2にＤＰＣＨパイロット記号抽出器４４から別の被乗数ベクトルｙ（ｎ）を受ける。ブロック１１４は入力１１４1と１１４2に与えられる値の複素点乗積を決定する機能を表す。図８に示す例ではこの積をブロック１１４の出力１１４3で示す。またこれを次の式２３に示す。
【数１８】
式２３にも示すように、ブロック１１４は式２２内の項
の最初の２つの被乗数の積を生成する。
【００６８】
複素点乗積ブロック１１４からの積出力は交番スイッチ１１６に入る。ｉスロットのグループ内の第１のスロット２ｉではスイッチ１１６は第１の位置に切り替わり、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3を実成分抽出ブロック１１８に接続する。第２のスロット２ｉ＋１ではスイッチ１１６は第２の位置に切り替わり、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3を虚成分抽出ブロック１２０に接続する。
【００６９】
実成分抽出ブロック１１８はその入力に与えられる値の実数部だけを選択して出力し、この実数部を加数として加算器１２２の第１の入力１２２1に与える。加算器１１２の第２の入力１２２2はしきい値ブロック１２４からｋevenで示すしきい値を受ける。加算器１２２の出力１２２3は比較器または比較機能である決定ブロック１２６に接続する。出力１２２3からの和が０以上の場合はブロック１２８に進むが、この和が０より小さい場合はブロック１３０に進む。図８に示すようにブロック１２８および１３０はそれぞれφ2,T（山バー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれ０とπ）を与え、この値を２スロット平均化ブロック１３２に出力する。２スロット平均化ブロック１３２の出力はブロック１００1が出力する最終値ｗ2,T（山バー）（ｎ）であり、図７に関して上に説明したのと同様に接続する。
【００７０】
虚成分抽出ブロック１２０はその入力に与えられる値の虚数部だけを選択して出力し、この虚数部を加数として加算器１３４の第１の入力１３４1に与える。加算器１３４の第２の入力１３４2はしきい値ブロック１２４からｋoddで示すしきい値を受ける。加算器１３４の出力１３４3は比較器または比較機能である決定ブロック１３６に接続する。出力１３４3からの和が０以下の場合はブロック１３８に進むが、この和が０より大きい場合はブロック１４０に進む。図８に示すようにブロック１３８および１４０はそれぞれφ2,T（山バー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれπ／２と−π／２）を与え、この値を２スロット平均化ブロック１３２に出力する。
【００７１】
上に説明したように、しきい値ブロック１２４はしきい値ｋevenとｋoddをそれぞれ加算器１２２と１３４に与える。次にこれらの値の生成について説明するが、これに関する影響については、後でブロック１００1の全体の動作の中で説明する。これらの値の生成について、次の４つの点について検討する。まず、しきい値の添字「ｅｖｅｎ」と［ｏｄｄ」はブロック１００1が分析するスロットに（すなわちｎの値が偶数（例えば、２ｉ）か奇数（例えば、２ｉ＋１）かに）対応する。ｋevenはｎが偶数のスロットのときに決定されて用いられ、ｋoddはｎが奇数のスロットのときに決定されて用いられる。第２に、前に述べたようにビームフォーマ係数計算ブロック５２は計算された位相差値φ2（ｎ）をビームフォーマ確認ブロック１００に与えるが、図８ではこれをしきい値ブロック１２４の入力として示す。したがって、しきい値ブロック１２４はユーザ局１４が最後に基地局１２にフィードバックした値に対応する位相差値を記憶する。第３にユーザ局１４はこの技術で知られた１つ以上の種々のアルゴリズムを含み、これについてユーザ局１４はフィードバック誤り率の或る測度（例えば、０と１の間という測度で、本発明ではこれをε（すなわち、
）で表す）を持つ。第４に、以下の説明から理解されるように、ｋevenはブロック５２からのφ2（ｎ）を考慮して
が発生する論理的確率であり、ｋoddはブロック５２からのφ2（ｎ）を考慮して
が発生する論理的確率である。
【００７２】
上の説明から、しきい値ブロック１２４はｋevenとｋoddを次の式２４および２５に従って決定する。
【数１９】
式２４および２５内のσ2（山バー）は式２０に関して上に定義した雑音分散σ２の推定値である。また式２４および２５内の自然対数はそれぞれρeven（φ（ｎ））とρodd（φ（ｎ））という関数を用いており、これらの関数は式２６乃至２９に従って定義される。各関数の値はしきい値ブロック１２４がブロック５２から受けるφ2（ｎ）の値に基づく。
【数２０】
【００７３】
次にブロック１００1の全体の動作について説明する。一般にブロック１００1は４つのコンステレーション値（すなわち、偶数スロットｎでは
、奇数スロットｎでは
）のどれが式２２の解（すなわち、最大値）を生成するかを決定する。また式２１から容易に分かるように、この最大値は、（１）ＤＰＣＨパイロット記号（すなわち、ｙ（ｎ））と、（２）精度を高めたチャンネル推定値（すなわち、平均化し、ＰＣＣＰＣＨパイロット記号に応じて得られたα2,n（山バー））にＰＣＣＰＣＨパイロット記号を掛けた積、との点乗積に関係する。ブロック１００1の次の動作は（図６のいくつかの動作と同様の性質から理解されるように）この点乗積の実数部と虚数部を取り出し、φ2（ｎ）のどの値にこの点乗積を掛けると最大値が得られるかを決定する。しかし以下の動作の説明から分かるように、この方法により全体の計算の複雑さは減る。それは、上に説明したように、好ましい実施の形態ではフィードバック復号および処理ブロック２１は、式１７に示すように２つの逐次のフィードバック値に応じる平均としてｗ2,T（ｎ）を決定するが、これを最初は処理しないからである。以上から分かるように、スイッチ１１６は、偶数スロット（すなわち、ｎが偶数（例えば、２ｉ）のときは２つのコンステレーション値｛０、π｝だけを考慮し、奇数スロット（すなわちｎが奇数（例えば、２ｉ＋１）のときは２つのコンステレーション値｛π／２、−π／２｝だけを考慮するするように動作する。また図６に関連して前に説明した複素数原理を用いれば複雑さはいくらか減る。読者はこの説明をよく知っているはずなので、図８に関しては詳細に繰り返さない。
【００７４】
次にブロック１００1の実成分抽出ブロック１１８の動作とその出力に対する応答を説明し、式２２の結果を最大にする推定値φ2,T（山バー）（ｎ）を決定する方法を示す。実成分抽出ブロック１１８とその出力に関連するブロックはｎが偶数で
の場合を処理する。ｎが偶数なので、加算器１２２でこの抽出された実数部と、しきい値ブロック１２４からのしきい値ｋevenとを加算する。ｋevenの計算についての前の説明から当業者が理解するように、ｋevenは非ゼロ数である。得られた和の出力１２３3を決定ブロック１２６に与える。決定ブロック１２６は、式８と９の以前の説明から理解される方法で流れを決める。特定して述べると、式８と９から理解されるように、ブロック１２６の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２つの値のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０またはφ2,T（山バー）（ｎ）＝π）をとると、式２２内の項
は被乗数１か−１になる。式２２内の積の
内の項
以外の部分にブロック１２４からのｋevenしきい値を加えた値が正の場合は、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０の場合に対応する１という被乗数を前記和に掛けると、式２２の最大値が得られる。
が正であることを決定ブロック１２６が検出し、流れをブロック１２８に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）に０度の値を割り当てると、この解は実現される。
【００７５】
または、式２２内の積の
内の項
以外の部分にブロック１２４からのｋevenしきい値を加えた値が負の場合は、φ2,T（山バー）（ｎ）＝πの場合に対応する-１という被乗数を残りの部分に掛けると、式２２の最大値が得られる。
が負であることを決定ブロック１２６が検出し、流れをブロック１３０に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）にπ度の値を割り当てると、この解は実現される。これまでの説明から当業者が理解するように、式２２はｎが偶数のときは一般にブロック１００1により最大になるが、その他に、フィードバック誤り率εも部分的にφ2,T（山バー）（ｎ）を決定する。特に後者について述べると、当業者が確認するように、εが比較的小さいときは、ブロック５２が前に決定してブロック１００1に与えたφ2（ｎ）と同じ値がφ2,T（山バー）（ｎ）に割り当てられる可能性が大きい。最後に、ブロック１１８、１２６、１２８、１３０を用いることにより、実際にｅｊθを掛けるという追加の複雑な計算を必要とせずに、式２２の解を生成することができる。
【００７６】
次に虚成分抽出ブロック１２０の動作とその出力に対する応答を説明する。これも式２２の推定最大結果を生じるφ2,T（山バー）（ｎ）の値を決定する。虚成分抽出ブロック１２０とその出力に関連するブロックはｎが奇数で
の場合を処理する。ｎが奇数なので、加算器１３４でこの抽出された虚数部と、しきい値ブロック１２４からのしきい値ｋoddとを加算する。ｋevenと同様にｋoddも非ゼロ数であって、ｋoddの符号と大きさに応じてブロック１２０から抽出された虚数部をシフトする。加算器１３４から得られる和の出力１３４3を決定ブロック１３６に与える。決定ブロック１３６は、式１０と１１の以前の説明から理解される方法で流れを決める。特定して述べると、式１０と１１から理解されるように、ブロック１３４の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２つの値のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）＝π／２またはφ2,T（山バー）（ｎ）＝−π／２）をとると、式２２内の項
は被乗数ｊか−ｊになる。
【００７７】
更に、項
というこれらの被乗数の１つを掛けて式２２の項
を最大にするには、複素数が正の虚数部（ブロック１２０から抽出された）を持つときはこの複素数に−ｊを掛けなければならない。したがって図８において、ブロック１２０からの複素点乗積としきい値ｋoddを加算器１３４で加算した数が正の虚数部を持つ場合はφ2（ｎ）＝−π／２のときに積
は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロック１４０に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）に−π／２という値を割り当てる。逆に、複素数が負または０の虚数部を持つ場合は、項
という被乗数の１つを掛けてこの数を最大にするには、この複素数にｊを掛けなければならない。このように図８において、ブロック１２０からの複素点乗積としきい値ｋoddを加算器１３４で加算した数が負または０の虚数値を持つ場合はφ2（ｎ）＝π／２のときに積
は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロック１３８に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）にπ／２という値を割り当てる。以上の説明から、式２２はｎが奇数のときは一般にブロック１００1により最大になることが分かるが、この場合もフィードバック誤り率εの相対的な値からこの決定を補うという更に優れた機能を有する。
【００７８】
ブロック１００1の説明の最後として、偶数スロットｎのときはブロック１２８または１３０により、また奇数スロットｎのときはブロック１３８または１４０による決定されるφ2,T（山バー）（ｎ）の各値は、２スロット平均化ブロック１３２の入力に接続する。ブロック１３２は２つの最新の受信値φ2,T（山バー）（ｎ）とφ2,T（山バー）（ｎ−１）を平均してその出力値ｗ2,T（山バー）（ｎ）を生成する。したがってこの平均化法は、基地局１２が２つの逐次のビームフォーマ係数を平均するという、式１７に関して前に説明した動作を近似する。またブロック１００1の動作から、好ましい実施の形態を前に導入したときに、２つの回転する仮説試験と呼ぶ型のビームフォーマ確認を用いると述べた理由が分かる。特に図８から分かるように、スロットｎ毎に２つの仮説のどちらかを試験する。すなわち偶数スロットｎでは２つの仮説は
に対応し、奇数スロットｎでは２つの仮説は
に対応する。またこの試験が回転すると言う理由は、ｎが奇数か偶数かに従ってこの試験が２つの仮説の各集合を交互に用いるからである。
【００７９】
図９はビームフォーマ確認ブロック１００2の第２の例のブロック図を示す。これは図７のビームフォーマ確認ブロック１００として実現することもできる。ブロック１００2は後で説明する４仮説単一ショット試験に従って動作し、ｗ2,T（山バー）（ｎ）で示す推定値（これは次の式３０内の値θ(m)（山バー）に関係する）を生成する。
【数２１】
ただし、ｍは指標付け、
は許容できるθ(m)（山バー）値のインデックスセット、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータであり、また
である。ブロック１００2は図８のブロック１００1といくつかの構成要素を共用するが、図９のかかる構成要素には図８と同じ参照番号を用いる。これらの項目について簡単に述べると、同じ入力値ｙ（ｎ）、α2,n（山バー）、φ2（ｎ）と、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定するベクトル形成ブロック１１２と、上に示した式２３の結果を生成する複素点乗積ブロック１１４を含む。ブロック１００2の残りの態様はブロック１００1と種々の点で異なる。これについては後で詳細に説明する。
【００８０】
ブロック１１４からの点乗積はその出力を介して４つの異なる乗算器１５０、１５２、１５４、１５６に第１の被乗数として接続する。また各乗算器１５０、１５２、１５４、１５６はそれぞれ第２の被乗数
を受ける。これらの第２の被乗数を説明しまたブロック１００2の全体の動作を説明すれば、図８のブロック１００1と比較することにより、前に式１７に関して説明した基地局１２が行う２スロット平均化をブロック１００2が直接処理することが理解される。前に述べたように、偶数スロットと奇数スロットを平均するとθ(m)（山バー）のコンステレーションは集合｛π／４、３π／４、−３π／４、−π／４｝の中の４つの値である。後で理解されるように、ブロック１００2はこの全コンステレーションを１つの並列動作で処理する。各乗算器１５０、１５２、１５４、１５６の出力は実成分抽出ブロック１５８、１６０、１６２、１６４にそれぞれ入力として接続し、これらのブロックはその入力値の実数部を取り出して、出力をそれぞれ加算器１６６、１６８、１７０、１７２に第１の加数として与える。また各加算器１６６、１６８、１７０、１７２はしきい値ブロック１７４から第２の加数を受ける。
【００８１】
更にしきい値ブロック１７４に関して述べると、ブロック５２からのφ2（ｎ）の値は指数計算ブロック１７６に入り、ブロック１７６は値
を決定して出力する。この出力は２スロット平均化ブロック１７８に接続し、ブロック１７８は２つの逐次の値、すなわち
と
に応じて出力値
を与える。この出力がしきい値ブロック１７４の入力である。またしきい値ブロック１７４は図８のしきい値ブロック１２４と同様に、フィードバック・ビット誤り率εに応答する。図９のブロック１００2ではθ(m)（山バー）の４値コンステレーションを考慮するので、式３０に関するその決定はより正確である。しかしこのため、ブロック１７４からのしきい値の決定はより複雑になる。特定して述べると、しきい値ブロック１７４はεに応じて、またθ（ｎ）の対応する値に基づいて、式３０のμ（ｍ）の実際の値を次の表４に示すように決定する。
【表４】
表４からｍに対応する値が決定され、θ（ｎ）の同じ値に対応して加算器１６６、１６８、１７０、１７２にそれぞれ与えられる。例えば、ｍが所定の値でθ（ｎ）＝π／４の場合は、決定されたしきい値μ（ｍ）が加算器１６６に与えられる。いずれにしても、各値μ（ｍ）と、実成分抽出ブロック１５８、１６０、１６２、１６４からの対応する出力とを加算する。
【００８２】
各加算器１６６、１６８、１７０、１７２の出力は最大検出および相関回路１８０に入力として接続する。以下に詳細に説明するように、回路１８０はその４入力の中の最大の入力を決定し、この値と相関するθ（ｎ）の値を選択する。例えば、最大入力が加算器１６６からの入力の場合は、回路１８０はこの値を検出してθ（ｎ）＝π／４の値をその最大値に相関させる。当業者が理解するように、回路１８０は同様に、θ（ｎ）＝３π／４を加算器１６８からの最大値に、またθ（ｎ）＝−３π／４を加算器１７０からの最大値に、またθ（ｎ）＝−π／４を加算器１７２からの最大値に相関させる。いずれにしても、θ（ｎ）という相関値が、ブロック１００2から値ｗ2,T（山バー）（ｎ）として出力される。
【００８３】
同等のブロックについて種々説明し、ブロック１００2内の種々のブロックの動作と式３０内の各項について説明したので、当業者にはブロック１００2の動作についての更に詳細な説明は必要ないと思う。要約すると、乗算器１５０、１５２、１５４、１５６は点乗積ブロック１１４の出力にθ（ｎ）のそれぞれの可能な値を掛け、掛けた結果の実数部を取り出して、式３０の項
を与える。また、ブロック１７４によるしきい値の調整と各加算器の動作はブロック１００1についてすでに説明した操作と同様である。また式３０にはμ（ｍ）という項が加わっている。最後に、ブロック１８０は式３０の目標である最大の解を選択する。
【００８４】
式３０を解く１つの実施の形態であるブロック１００2の説明をこれで終わるが、これは図８のブロック１００1の実施の形態に比べてやや複雑である。例えば、ブロック１００2では４つの複素乗算が必要であるが、これはブロック１００1では必要ない。他方でブロック１００2は、式１７に関して前に説明したような基地局１２が行う２スロット平均化の影響を直接考慮する。これらの考慮点とその他の設計要因または評価基準から、当業者はブロック１００1と１００2のどちらかを選ぶことができる。最後に、ブロック１００2は４仮説単一ショット試験法（すなわち、スロットｎ毎に単一の並列動作で４つの仮説を試験する方法、ただし４つの仮説はθ（ｎ）＝｛π／４、３π／４、−３π／４、−π／４｝に対応する）で動作すると前に述べた理由は、ブロック１００2の動作から分かる。
【００８５】
上記から理解されるように、これまで説明した種々の実施の形態は、従来技術のモード１と２に代わる単一の広範囲閉ループ・モードを提供する。この好ましい広範囲閉ループ・モードは種々の利点を有する。例えば、スロット当たりのコンステレーション回転により、ｗ2,T（ｎ）は４つの可能な値（すなわち、２値／スロット＊２スロット／回転サイクル＝４値）の有効なコンステレーションを含む。これと平滑化平均フィルタにより妥当な解が得られ、また中低位のチャンネル・フェージング速度におけるフィードバック遅れが減る。別の例として、好ましい実施の形態の広範囲閉ループ・モードをシミュレートすると、従来技術のモード１と２と同等のまたはより優れた結果が得られる。従来技術はモード１と２を切り替える必要があるのでこれに対応する複雑さと遅れがあったが、好ましい実施の形態では２つの従来技術のモードの代わりに単一モードを用いるのでかかる欠点がなくなった。更に別の利点として、上述の教示は２アンテナより多いアンテナｘを持つ基地局に適用することができる。この場合も第１の値ｗ1（ｎ）を基準化し、ユーザ局１４は他のｘアンテナごとにφ（ｎ）の値を決定し、対応する重みをこれらの各値に割り当てて、基地局にフィードバックする。
【００８６】
この場合も、瞬時パワーを最大にするようにφ（ｎ）を決定する。これは式６の拡張として得られる。更に別の例として、好ましい広範囲閉ループ・モードと従来技術のモード３を結合して、表１内のドップラー・フェージングの全範囲をカバーすることができる。例示した利点の別の例として、ビームフォーマ確認の別の方法を開示した。最後の例として、本発明はＣＤＭＡ以外のシステム（例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）や、直交周波数分割多重通信（ＯＦＤＭ））にも適用することができる。種々の実施の形態について詳細に説明したが、特許請求の範囲に規定されている本発明の範囲から逸れずに種々の修正や変更を行うことができる。
【００８７】
連邦政府後援の研究開発に関する言明
本出願は、米国暫定出願番号第６０／１４８，９７２号（ＴＩ−２９５４７ＰＳ）、１９９９年８月１３日出願の、３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）（１）に従う権利を請求する。
【符号の説明】
【００８８】
１０ 無線通信システム
１２ ユーザ局
１４ 送信局
２２ 逆拡散回路
２４ チャンネル評価器
５０ チャンネル測定回路
５２ ビームフォーマ係数計算回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信システムに関するもので、特にかかるシステムの閉ループ動作モードに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信はビジネス、個人、その他の応用に広く使われるようになり、無線通信技術は多くの分野で絶えず発達している。かかる発達の１つに、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を含むスペクトラム拡散通信がある。この通信では、ユーザ局（例えば、ハンドヘルド・セルラ電話）は基地局と通信する。一般に基地局は「セル」に対応する。またＣＤＭＡシステムの特徴は、各信号に特有の符号を割り当てることにより共通チャンネル上で異なるデータ信号を同時に伝送することである。この特有の符号とセル内の選択されたユーザ局の符号とが一致したときに、データ信号の正しい受信者が決まる。ＣＤＭＡが発展を続けた結果、次世代の広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）が出現した。ＷＣＤＭＡはデータ転送の２つの方式を含む。１つは周波数分割二重（ＦＤＤ）方式であり、もう１つは時分割二重（ＴＤＤ）方式である。
【０００３】
ＣＤＭＡ通信は無線媒体を通ることなどの種々の要因があるので、最初に基地局からユーザ局に送信された信号は多重の異なる時刻にユーザ局に到着する。元は同じ信号であるが到着時刻が異なる各信号は、同じ信号であるが到着時刻の異なる他の信号に関してダイバーシティを有する、と言う。またＣＤＭＡ通信には種々の型のダイバーシティが起こる。そしてＣＤＭＡ技術は、信号に影響を与える１つ以上のダイバーシティに起因する各信号への影響を利用して元のデータを受信し識別するよう努める。
【０００４】
ＣＤＭＡダイバーシティの１つの型は、基地局から送信された信号が、接触する地面や、山や、建物や、その他の物体により反射されることから起こる。その結果、同じ１つの伝送信号は多くの異なる時刻に受信ユーザ局に到着する。かかる到着が時間的に十分離れていると仮定すると、それぞれの異なる到着信号は、異なるチャンネルを進んで異なる「パス」として到着する、と言う。かかる多重信号をこの技術では多重パスまたはマルチパスと呼ぶ。結局複数のマルチパスがユーザ局に到着し、各パスが進むチャンネルに従って各パスの位相、振幅、信号対雑音比（ＳＮＲ）は異なる。したがって、１つの基地局から１つのユーザ局への１つの通信毎に、各マルチパスは元の送信データと同じものであり、各パスは到着時刻の差に起因する他のマルチパスに対して時間ダイバーシティを有する、と言う。到着時刻が異なると、マルチパス毎の（相関のない）フェージング／雑音特性は異なる。マルチパスは同じユーザ・データを受信機に運ぶが、受信機は各マルチパスの到着のタイミングに基づいてこれらを別々に認識する。詳しく述べると、ＣＤＭＡ通信では拡散符号を用いて変調する。拡散符号は一連の２進パルスから成り、記号データより高速で進み、実際の伝送帯域幅を決定する。この符号に従って伝送されるＣＤＭＡ信号の各片を「チップ」と呼出し、各チップはＣＤＭＡ符号内の或る要素に対応する。したがって、チップ周波数はＣＤＭＡ符号の速度を定義する。チップを用いるＣＤＭＡ信号の伝送を用いると、１つ以上のこれらチップにより時間的に分離されたマルチパスを受信機は識別することができる。なぜなら、この技術で知られているようにＣＤＭＡの自己相関は低いからである。
【０００５】
自然現象であるマルチパス・ダイバーシティの他に、ＳＮＲを向上させることにより他のデータ精度の測度（例えば、ビット誤り率（ＢＥＲ）や、フレーム誤り率（ＦＥＲ）や、記号誤り率（ＳＥＲ））を改善するために、他の型のダイバーシティをＣＤＭＡシステムに組み込むことができる。かかる組み込まれたダイバーシティ方式の例としてアンテナ・ダイバーシティがある。これを挙げた理由は、後で説明する好ましい実施の形態に用いられる通信方式に関係するからである。まずアンテナ・ダイバーシティを一般的に説明すると、これはアンテナ・アレイ・ダイバーシティとも呼び、同じ局が２本以上のアンテナを用いる無線システムを指す。アンテナ・ダイバーシティが有用である理由は、異なるアンテナの間ではフェージングが独立だからである。また多重アンテナを用いる局とは、単一アンテナの移動体ユーザ局から送られる信号を多重アンテナを用いて受信する基地局を指すことが多い。ただし、最近では基地局が多重アンテナを用いて単一アンテナ移動局に信号を送るシステムも提案されている。本発明はむしろ多重送信アンテナを用いる基地局に関係するので、この場合について以下に詳細に説明する。
【０００６】
基地局が２本以上の送信アンテナを用いる方式を送信アンテナ・ダイバーシティと呼ぶ。移動体通信の分野での例として、或る基地局の送信機は単一アンテナの移動局に送信するための２本のアンテナを備える。基地局が送信用に多重アンテナを用いる方が、移動局が多重アンテナを用いるより良いと考えられる。その理由は、一般に移動局はハンドヘルドまたはこれと同程度の装置であって、かかる装置は基地局に比べて低電力であり、また必要な処理が少ないことが望ましいからである。このように、移動局では資源を減らしたいので多重アンテナは好ましくなく、比較的高電力の基地局ではアンテナ・ダイバーシティが容易である。いずれにしても、送信アンテナ・ダイバーシティもダイバーシティの１つの形であり、受信機でのデータの精度を高めるため種々の信号を別々に処理した後に組み合わせるので、ＳＮＲは単一アンテナ通信より改善される。また送信アンテナ・ダイバーシティでは上に述べたマルチパス・ダイバーシティとは異なり、１つの局での多重送信アンテナは一般に互いに数メートル（例えば、３乃至４メートル）以内にある。この空間関係を空間ダイバーシティを与えるとも言う。空間ダイバーシティの距離が決まると、各アンテナが送信する同じ信号は送信アンテナの間の距離に関係する各時刻に宛先に到着する（他のダイバーシティがないと仮定する）。しかしこれらの時間差はチップの幅よりかなり小さいので、上に述べたマルチパスと同じ方法では、到着する信号を別々に識別することができない。
【０００７】
送信アンテナダイバーシティ方式が発展した結果、所定の送信アンテナ・ダイバーシティにおいて受信機でのデータの認識を改善するための２つの信号通信方式が開発された。すなわち、閉ループ送信ダイバーシティと開ループ送信ダイバーシティである。閉ループ送信ダイバーシティと開ループ送信ダイバーシティは共に種々の形で実現されているが、この２つの方式の違いはフィードバックにある。特定して述べると、閉ループ送信ダイバーシティ方式はフィードバック通信チャンネルを含むが、開ループ送信ダイバーシティ方式は含まない。詳しく述べると、閉ループ送信ダイバーシティ方式の場合は、受信機は送信機から通信を受けて、受信した信号に加えられたチャンネルの影響の１つ以上の値を決定する、すなわち推定する。次に受信機はチャンネルの影響の１つ以上の表現を送信機に送信する（すなわち、フィードバックする）ので、送信機はそのチャンネルの影響に応じてその後の通信を修正することができる。本発明ではフィードバック値をビームフォーマ係数と呼ぶ。送信機はこの係数を利用して、ユーザ局に送る通信「ビーム」を形成する。
【０００８】
ＣＤＭＡとＷＣＤＭＡが発展するに従って、対応する多くの標準が開発された。例えば、ＷＣＤＭＡに関して開発され現在も開発途中である多くの標準は、無線通信用の第三世代パートナーシップ・プロジェクト（３ＧＰＰ）であり、これは３ＧＰＰ内の２システムにも反映されている。３ＧＰＰでは、ＷＣＤＭＡ用の閉ループ・アンテナ・ダイバーシティが支援されなければならない。また過去において、３ＧＰＰは３つの異なる通信モードのどれかを用いる閉ループ動作方式を設定した。所定の時刻にどのモードを選択するかは或るユーザ局の受信機のドップラー・フェージング速度によって決まる。言い換えると、ユーザ局は移動体のことが多く、移動性やその他の要因のために、かかるユーザ局が基地局から受信する信号内には或る量のドップラー・フェージングが存在する可能性があるので、このフェージングが閉ループ方式の選択に影響する。フェージング速度によって３つの従来技術の動作モードの中から１つを選択するわけであるが、各モードはいくつかの点で異なる。１つの違いはユーザ局がビームフォーマ係数を量子化する方法であるが、他にもモードによる違いがある。かかる相違については後で説明する。いずれにしてもここで背景として注意すべきは、３つのモードの間には一般にトレードオフが存在し、フィードバック情報の分解度が大きいほど（従ってビームフォーマの制御のレベルが大きいほど）フィードバックと処理の遅れは大きくなる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
先行する３つのモードは、ＢＥＲ、ＦＥＲ、ＳＮＲなどの種々の測度から見た性能においてかなりのレベルに達している。しかし本発明者は、３つの方式はどれも種々の欠点を有することを確認した。例えば、ドップラー・フェージングの変化に応じて３つの異なるモードを切り替えるためのアルゴリズムはかなり複雑である。別の例として、ドップラー周波数全体にわたって従来のモード１とモード２を用いて得られるのと同等のまたはより優れた結果を、１つのモードを用いる別の方式により実現することができる。以下に述べる詳細な説明を参照して好ましい実施の形態を良く理解することにより、当業者は更に別の利点を確認することができよう。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
好ましい実施の形態はユーザ局を含む無線通信システムである。ユーザ局は、送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散するための逆拡散回路を備える。複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルと、パイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含む。またユーザ局は第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定する回路を備える。またユーザ局は、第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定する回路を備える。またユーザ局は、所定のスロットの第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また所定のスロットの直前に逆拡散回路が受信したスロットに対する所定のスロットの９０度回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する回路を備える。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】好ましい実施の形態を実現することのできる閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システムの図。
【図２】図１のユーザ局１４の選択されたブロックの拡張図。
【図３】従来技術のモード１による、２つの異なる位相シフト値の一方に対するチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
【図４】従来技術のモード２による、それぞれ４５度回転して回転毎に２つの異なる位相シフト値の一方に対してチャンネル測定値をマッピングするチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
【図５】好ましい実施の形態の広範囲閉ループ・モードによる、それぞれ９０度回転して回転毎に２つの異なる位相シフト値の一方に対してチャンネル測定値をマッピングするチャンネル測定値のマッピングを示すグラフ。
【図６】図２の、また好ましい実施の形態における、ビームフォーマ係数計算ブロック５２とビームフォーマ係数２進符号化ブロック５４の機能的動作のブロック図。
【図７】図２の、また好ましい実施の形態における、チャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６のブロック図。
【図８】図７のビームフォーマ確認ブロック１００として容易に実現され、また２回転仮説試験法に従って動作する、ビームフォーマ確認ブロック１００1の第１の実現のブロック図。
【図９】これも図７のビームフォーマ確認ブロック１００として実現され、また４仮説単一ショット試験に従って動作する、ビームフォーマ確認ブロック１００2の第２の実現のブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、好ましい実施の形態を実現することのできる、閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システム１０を示す。また図１は先行方式をブロック形式で表す。したがって以下の説明では、まず好ましい実施の形態と従来の方式の両方に適用されるシステム１０を一般的に検討し、次にシステム１０に特定の修正を加えて好ましい実施の形態を実現する場合について説明する。
図１のシステム１０は送信機１２と受信機１４を備える。例えば、送信機１２を基地局１２、受信機１４を移動体ユーザ局１４とする。また説明を簡単にするために、これらの各構成要素を以下に別々に説明する。システム１０で実現される閉ループ方式をこの技術では送信適応アレイ（ＴｘＡＡ）と呼ぶことがあるが、別の閉ループ方式も当業者に知られている。
【００１３】
基地局１２は情報ビットＢiをチャンネル・エンコーダ１３の入力に受信する。ビット誤り率を改善するため、チャンネル・エンコーダ１３は情報ビットＢiを符号化する。チャンネル・エンコーダ１３は種々の符号化方式を用いてよく、ビットＢiに適用されるのは例えば、畳込み符号、ブロック符号、ターボ符号、連結符号、またはこれらの符号の任意の組合せなどを用いる方式である。チャンネル・エンコーダ１３の符号化された出力はインターリーバ１５の入力に入る。インターリーバ１５は符号化されたビットのブロックに作用してこれらのビットの順序を組み替え、この操作とチャンネル・エンコーダ１３の符号化とを組み合わせて情報の時間ダイバーシティを活用できるようにする。例えばインターリーバ１５が行う１つの組替え方法ではビットをマトリクス状に受信する。すなわち、ビットを行毎に受けてマトリクスにし、次にこれらのビットをマトリクスから記号マッパ１６に列毎に出力する。記号マッパ１６はこの入力ビットとを記号（一般にＳiで示す）に変換する。変換された記号Ｓiは、例えば４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）記号、２進位相偏移変調（ＢＰＳＫ）記号、４相振幅変調（ＱＡＭ）記号など、種々の形をとることができる。
【００１４】
いずれにしても記号Ｓiは、ユーザ・データ記号や、パイロット記号や、送信電力制御（ＴＰＣ）記号などの制御記号や、速度情報（ＲＩ）記号などの種々の情報を表してよい。記号Ｓiは変調器１８に入る。変調器１８は各データ記号を変調する。すなわち、データ記号と、疑似雑音（ＰＮ）ディジタル信号すなわちＰＮ符号またはその他の拡散符号などのＣＤＭＡ拡散シーケンスとを結合する、すなわち掛ける（すなわち、スペクトラム拡散方式を用いる）。いずれにしても、伝送される記号に伝送中に特有の符号を割り当てることにより、拡散シーケンスは共通チャンネルでの情報の同時伝送を容易にする。またこの特有の符号を用いることにより、同じ帯域幅で同時に伝送される信号をユーザ局１４（またはその他の受信機）で識別することができる。変調器１８は２つの出力を有する。１つは乗算器２０1に接続する第１の出力１８1であり、１つは乗算器２０2に接続する第２の出力１８2である。一般に乗算器２０1と２０2はフィードバック復号および処理ブロック２１から、１つの通信スロットｎについて、スロット毎に復号された対応する重み値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をそれぞれ受ける。
【００１５】
フィードバック復号および処理ブロック２１は、次に説明するように値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）に応じて値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成する。乗算器２０1と２０2は値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を、変調器１８からの対応する出力１８1と１８2にそれぞれ掛け、これに応じて、乗算器２０1と２０2は送信アンテナＡ１２1とＡ１２2にそれぞれ出力を与える。ただしアンテナＡ１２1とＡ１２2は互いに約３乃至４メートル離れている。後で詳細に説明するように、従来技術の種々の動作モードを適用する際に、乗算器２０1の動作は基準化された値（すなわち、ｗ1,T（ｎ）は基準化されている）を用いるが、乗算器２０2の動作は或る動作モードでは単一スロットのｗ2,T（ｎ）の値を用い、他の動作モードでは逐次受信したｗ2,T（ｎ）の値の平均値を用いる。いずれの場合も、ｗ2,T（ｎ）はｗ1,T（ｎ）の基準化された値に対して相対的である。
【００１６】
受信機１４は送信アンテナＡ１２1とＡ１２2からの通信を受信するための受信アンテナＡ１４1を含む。前に説明したように、かかる通信は種々のマルチパスを通り、送信アンテナＡ１２1とＡ１２2の空間的関係から、各マルチパスは送信アンテナＡ１２1と送信アンテナＡ１２2の両方からの通信を含む。図１の例は全部でＰ個のマルチパスを示す。受信機１４内では、アンテナＡ１４1が受信した信号は逆拡散器２２に入る。逆拡散器２２は、例えばＣＤＭＡ信号にユーザ局１４のＣＤＭＡ符号を掛けまた任意のマルチパスを分解するなど、多くの点で既知の原理に従って動作し、その出力に逆拡散された記号ストリームを記号速度で生成する。逆拡散器２２に関する詳細は、アンテナＡ１４1が受信する情報の異なるチャンネルを分解する機能に関して後で説明する。
【００１７】
逆拡散器２２からの逆拡散信号出力は最大比結合（ＭＲＣ）ブロック２３とチャンネル評価器２４に入る。後で詳細に説明するように、チャンネル評価器２４は２つの異なるチャンネル決定を行う。混乱を避けるために、一方の決定をチャンネル測定と呼び、他方をチャンネル推定と呼ぶ。両決定とも、少なくとも到着する逆拡散データに基づいて行う。チャンネル評価器２４は２つの出力を出す。チャンネル評価器２４からの第１の出力２４1はチャンネル推定値
（以下ｈn(山バー)と表記する）で、ＭＲＣブロック２３に出力される。ＭＲＣブロックはチャンネル推定値を受けると、レーキ受信機を用いる逆拡散器２２から受ける逆拡散データ記号にこの推定値を与える。しかし推定値をデータに与えるには異なる信号結合方法を用いてよい。チャンネル評価器２４からの第２の出力２４2は前に導入した値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）を、フィードバック・チャンネルを介して基地局１２に送り返す。後で詳細に説明するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）は、チャンネル評価器２４が行ったチャンネル測定に応じてチャンネル評価器２４が決定する。いずれにしても、上の説明から当業者が理解するように、値ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）は上に導入した閉ループ・ビームフォーマ係数である。
【００１８】
ユーザ局１４のＭＲＣブロック２３に戻って、チャンネル推定値を逆拡散データに与えた後、その結果をデインターリーバ２５に出力する。デインターリーバ２５はインターリーバ１５の逆の動作を行い、その出力はチャンネル復号器２６に接続する。チャンネル復号器２６は、ビタビ復号器、ターバ復号器、ブロック復号器（例えば、リード・ソロモン復号）、またはこの技術で知られている他の適当な復号方式でよい。いずれにしても、チャンネル復号器２６はその入力に受けたデータを（一般に或る誤り訂正更符号と共に）復号し、復号された記号のストリームを出力する。注意すべきであるが、チャンネル復号器２６へのデータ入力の誤りの確率は、チャンネル復号器２６で処理し出力した後の誤りの確率よりもはるかに大きい。例えば現在の標準では、チャンネル復号器２６の出力の誤りの確率は１０-3から１０-6の間である。最後に、チャンネル復号器２６からの復号された記号ストリーム出力は、ユーザ局１４内の別の回路がこれを受けて処理する。ただしかかる回路は、この例示と説明を簡単にするために図１には示していない。
【００１９】
システム１０について詳細に説明したので、次に閉ループ・システムとしての動作を説明する。特定して述べると、システム１０は閉ループシステムと呼ばれるが、その理由は、基地局１２からユーザ局１４までのデータ通信チャンネルの他に、システム１０はビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ）をユーザ局１４から基地局１２に伝達するためのフィードバック通信チャンネルを含むからである。このように、データ通信とフィードバック通信チャンネルは環状の、したがって「閉じた」ループ・システムを生成する。また注意すべきであるが、ビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）は種々のチャンネルの影響を反映する。例えば、ユーザ局１４は基地局１２から受信した信号内に或るレベルのフェージングがあることを確かめる。例えば、局所の干渉によるものやユーザ局１４のドップラー速度による（移動局だから）ものなどで、いずれにしてもフェージングはレイリー・フェージングの特性を有する。その結果、ユーザ局１４がビームフォーマ係数ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）をフィードバックすると、フィードバック復号および処理ブロック２１はこれらの値を処理して対応する値ｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を生成し、乗算器２０1と２０2はこれらの値を種々の記号に与え、送信機アンテナＡ１２2（ｗ2,T（ｎ）に応じて）と送信機アンテナＡ１２1（ｗ1,T（ｎ）に応じて）からそれぞれの送信信号を出す。したがって、基地局１２から送信される最初の記号Ｓ1は、送信機アンテナＡ１２1から積ｗ1,T（ｎ）Ｓ1の一部として、また送信機アンテナＡ１２2から積ｗ2,T（ｎ）Ｓ1の一部として送信される。これらの重み付き積もそれぞれのアンテナと共に図１に示す。
【００２０】
閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システムについて詳細に説明したので、次に上に述べた３ＧＰＰ標準と、或るユーザ局受信機のドップラー・フェージング速度に応じて所定のときに閉ループ・モードを選択することについて説明する。特定して述べると、次の表１は３つの異なる従来の３ＧＰＰ閉ダイバーシティ・モードを示し、また各モードと概略のドップラー・フェージング速度（すなわち、周波数）との関係を示す。
【表１】
異なるフェージング速度に応じて表１の従来技術の３つの動作モードから１つを選択するのであるが、その他に各モードの方法はいくつかの点において異なる。１つの違いはビームフォーマ係数（例えば、図１のｗ1（ｎ）とｗ2（ｎ））を量子化する方法であるが、他にもモードによる違いがある。かかる違いについて以下に詳細に説明する。
【００２１】
表１の従来技術の動作モード１は、基地局１２と通信する或る移動体ユーザ局１４が比較的高速で移動しているときに生じるような、比較的高いドップラー・フェージング速度に用いる。高いドップラー・フェージングに対して、モード１は量子化の量を少なくしたビームフォーマ係数を用いる。すなわちモード１では、これらの係数を表すのにユーザ局は少な目の情報量をフィードバックする。詳しく述べると、モード１ではユーザ局は或るビームフォーマ係数ベクトル
（以下Ｗと表記する）をフィードバックする。２アンテナの基地局ではこの係数ベクトルを次の式１で表す。
【数１】
【００２２】
式１で、係数ｗ1（ｎ）は基地局送信アンテナＡ１２1に与えられ、係数ｗ2(ｎ）は基地局送信アンテナＡ１２2に与えられる。実際にはフィードバックする情報の量を更に減らすために、ｗ1（ｎ）を基準化して或る固定値にする。したがって、基地局１２がこの基準化された値を知っている限りはこれをフィードバックする必要はない。つまり、ｗ1（ｎ）が基準化されているときはｗ2(ｎ）の値だけが変わり、またこれは固定の値ｗ1（ｎ）に関連しているので、ｗ2(ｎ）をユーザ局１４から基地局１２にフィードバックする。また従来技術のモード１では、ｗ2(ｎ）は２つの値の一方だけとる。したがってベクトルＷの量子化は次の式２と３で表される。
【数２】
このように、モード１では２つの値（すなわち、ｗ2(ｎ）の値）の一方だけフィードバックすればよい。また注意すべきであるが式２と式３の約束では２進値を用い、また当業者が理解するように、２進０の場合は実際には−１の値が物理的フィードバック・チャンネルに与えられ、２進１の場合は実際には＋１の値が物理的フィードバック・チャンネルに与えられる。最後に、ｗ2(ｎ）の値（すなわち、２進の０か１）を選択する従来の方法について以下に説明する。
【００２３】
ｗ2(ｎ）を決定する従来技術のモード１は図２の拡大図を見ると理解しやすい。図２には、図１のユーザ局１４のいくつかのブロックの詳細を示す。図２に、逆拡散器２２に信号を与えるアンテナＡ１４1を再び示す。図２では逆拡散器２２を拡大して、逆拡散および分解マルチパス・ブロック４０を示す。ブロック４０は２つの異なるチャンネルから到着する信号を逆拡散する。前に述べたように、逆拡散器２２はアンテナＡ１４1が受信する情報の異なるチャンネルを処理する。図２では、これらの異なるチャンネルを主共通制御物理チャンネル（ＰＣＣＰＣＨ）と専用物理チャンネル（ＤＰＣＨ）で示す。従来技術では、ＰＣＣＰＣＨは基地局１２から全てのユーザ局（すなわち、基地局１２と通信するユーザ１４およびその他の局）に同じチャンネルとして送信され、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けはされていない。しかしＤＰＣＨはユーザ局に特有であって、ｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）に応じた重み付けがされている。ＰＣＣＰＣＨもＤＰＣＨもフレーム書式で通信され、各フレームは多数のスロットを含む。例えばＷＣＤＭＡでは、各フレームは１６スロットを含む。またＰＣＣＰＣＨでもＤＰＣＨでも、これらのチャンネルの各スロットは同じパイロット記号で始まり、また情報記号を含む。このように、ブロック４０は各受信スロットを処理し、ＤＰＣＨ記号ストリームとＰＣＣＰＣＨ記号ストリームを出力する。これらのストリームの処理について以下に説明する。
【００２４】
ブロック４０からのＤＰＣＨ記号ストリームは情報記号抽出器４２とパイロット記号抽出器４４に入る。ブロック４２と４４はその名の示すように動作して、ＤＰＣＨ記号ストリームからＤＰＣＨ情報記号とＤＰＣＨパイロット記号をそれぞれ取り出す。本発明ではＤＰＣＨ情報記号を
（以下ｘ（ｎ）と表記する）で表し、ＤＰＣＨパイロット記号を
（以下ｙ（ｎ）と表記する）で表す。太字は本明細書の種々の値がベクトルであることを表す。ＤＰＣＨ情報記号ｘ（ｎ）は抽出器４２からＭＲＣブロック２３に出力され、ＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽出器４４からチャンネル評価器２４に出力される。これについては後で詳細に説明する。
【００２５】
逆拡散および分解マルチパス・ブロック４０とその出力であるＰＣＣＰＣＨ記号ストリームに戻ると、このストリームはＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出器４６に入る。ＰＣＣＰＣＨパイロット記号抽出器４６はＰＣＣＰＣＨ記号ストリームからＰＣＣＰＣＨパイロット記号を取り出す。本明細書ではＰＣＣＰＣＨパイロット記号を
（以下ｚ（ｎ）と表記する）で表す。ＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）は抽出器４６からチャンネル評価器２４に出力される。これについて次に詳細に説明する。
【００２６】
図２のチャンネル評価器２４は、抽出器４６からＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）を受けるチャンネル測定ブロック５０を含む。前に述べたように、チャンネル評価器２４は少なくとも到着する逆拡散データに基づいてチャンネル測定とチャンネル推定を行うが、ここでブロック５０がチャンネル測定を行う態様を詳細に検討する。特定して述べると、従来の方法ではＰＣＣＰＣＨパイロット記号は基地局の異なる送信アンテナ毎に異なる。この例では、抽出されたＰＣＣＰＣＨパイロット記号ｚ（ｎ）は基地局アンテナＡ１２1に対応するパイロット記号の１つの集合と、基地局アンテナＡ１２2に対応するパイロット記号の別の集合を含む。定義によりユーザ局１４は基地局１２が送信するパイロット記号の値を知っているので、ブロック５０は実際に受信したパイロット記号と既知の送信パイロット記号との差から、送信アンテナ毎に実際に受信したパイロット記号の変化を反映してチャンネル測定値を決定する。本明細書では、アンテナＡ１２1に対応するチャンネル測定値を
（以下
はαと表記する）で表し、アンテナＡ１２2に対応するチャンネル測定値をα2,nで表す。α1,nとα2,nはチャンネル測定ブロック５０からビームフォーマ係数計算ブロック５２に出力される。
【００２７】
ビームフォーマ係数計算ブロック５２は値α1,nとα2,nに応じて位相差値（φ1（ｎ）とφ2（ｎ）で示す）を計算する。ここでφ1（ｎ）とφ2（ｎ）は後で説明するように角位相差であり、２進値形式に符号化されたｗ1（ｎ）とｗ2(ｎ）の値（またはｗ1（ｎ）が基準化された値のときはｗ2(ｎ）の値だけ）をそれぞれ生成する。前に述べたように従来技術のモード１ではｗ2(ｎ）の値は２つの状態の一方だけをとる。したがって、ブロック５２はα2,nの値をこれらの２つの状態の一方にマッピングする。このマッピング機能を図３のグラフ５２ｇに、虚軸と実軸に沿ってプロットして示す。詳しく述べると、グラフ５２ｇはｗ2(ｎ）の２つの可能な値に対応する２つの陰をつけた部分５２1と５２2を示す。これらの２つの値はφ2（ｎ）の２つの対応する値にマッピングする。特定して述べると、チャンネル測定値
が領域５２1内にあるときはφ2（ｎ）の値は０度である。φ2（ｎ）のこの０度という値はビームフォーマ係数２進符号化ブロック５４に出力され、ブロック５４は０度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ2(ｎ）＝０に変換し、ｗ2(ｎ）＝０の値を基地局１２にフィードバックする。他方で、チャンネル測定値
が領域５２2内にあるときはφ2（ｎ）の値はπ度である。φ2（ｎ）のこのπ度という値はビームフォーマ係数２進符号ブロック５４に出力され、ブロック５４はπ度というφ2（ｎ）の角度値を対応する２進値ｗ2(ｎ）＝１に変換し、ｗ2(ｎ）＝１の値を基地局１２にフィードバックする。
【００２８】
次に従来技術のモード１の別の態様に注目する。特定して述べると、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）の値を基地局１２に送信するが、この送信に種々の影響が与えられることは明らかである。すなわち、ユーザ局１４から基地局１２へのフィードバック信号にはチャンネルの影響がある。基地局１２から見たとき、ユーザ局１４からのｗ2(ｎ）のフィードバック送信に対応する、基地局１２が実際に受信した信号を表す値を
（以下ｗ2（波バー）(ｎ）と表記する)とする。フィードバック復号および処理ブロック２１はｗ2（波バー）(ｎ）を復号し処理してこれに対応する値ｗ2,T（ｎ）を出力する。次に、これに乗数１８2を掛ける。基地局１２が正しい値ｗ2(ｎ）を用いてｗ2,T（ｎ）を決定し、これにより積信号（すなわち、ｗ2,T（ｎ）Ｓi）を生成するのが理想的であるが、フィードバック・チャンネルの影響のために基地局１２はｗ2(ｎ）の違う値を用いることがある。例えば、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝０という値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝１かも知れない。逆に、ユーザ局１４がｗ2(ｎ）＝１という値を基地局１２に送信しても、フィードバック・チャンネルのために、受信する値はｗ2（波バー）(ｎ）＝０かも知れない。このような可能性があるので、従来技術のモード１を用いるときはユーザ局１４は、この技術でビームフォーマ確認またはアンテナ確認と呼ぶ過程を更に行う。これについて次に詳細に説明する。
【００２９】
図２の拡張ブロック図に戻って、ビームフォーマ確認について更に説明する。特定して述べると、前に述べたようにＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）は抽出器４４からチャンネル評価器２４に出力され、またこれも前に述べたが、ＤＰＣＨパイロット記号はｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）に応じて基地局１２により修正されている。図２を参照して以下に説明するように、ＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）はチャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６に接続する。ブロック５６は、チャンネル測定ブロック５０からチャンネル測定値α1,nとα2,nを、またビームフォーマ係数計算ブロック５２から位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）を受ける。これらの入力に応じて、ブロック５６はチャンネル推定値（前にｈn（山バー）の記号で導入した）をＭＲＣブロック２３に出力するが、そのときビームフォーマ確認過程は、前にフィードバックされたビームフォーマ係数を考慮してｈn（山バー）が正しく推定されたことを確かめる。特定して述べると、ｈn（山バー）は次の式４により定義される。
【数３】
【００３０】
式４は、ユーザ局１４が受信する信号内の全体の変化（すなわち、チャンネル推定ｈn（山バー））がチャンネル測定係数α1,nおよびα2,nと、重み係数ｗ1,T(n)およびｗ2,T(n)（基地局１２がユーザ局１４に送信する前の信号に対して基地局１２で掛ける係数）で反映されていることを数学的に示す。このように、ビームフォーマ確認は、基地局１２が用いるｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）をユーザ局１４が確認し、これらの値を用いてｈn（山バー）を決定する過程である。
【００３１】
また、ブロック５６はチャンネル測定値α1,nとα2,nを受信するので、ビームフォーマ係数計算ブロック５２からの位相差値φ1（ｎ）とφ2（ｎ）からｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）を識別することができると仮定すれば、式４は１つの方式においてチャンネル推定ｈn（山バー）が直接計算から得られることを示す。しかし基地局１２はｗ2(ｎ）ではなくｗ2（波バー）(ｎ）に応答するので、ビームフォーマ確認は、基地局１２がｗ2（波バー）(ｎ）のどんな値を受信したかをユーザ局１４が予測し、次にその予測値を用いて式４の対応値ｗ2,T（ｎ）を識別してｈn（山バー）を決定する過程である。この考え方を更に理解するには、ビームフォーマ確認の例を見るのがよい。スロットｎ＝１において、ユーザ局１４はｗ2(１）というフィードバック値を基地局１２に送信すると仮定する。これに応じて、基地局１２は値ｗ2（波バー）(１）を受信し、ブロック２１は対応する値ｗ2,T（１）を生成し、積ｗ2,T（１）Ｓiを形成して、ユーザ局１４に送信する。従来技術のモード１で用いられるビームフォーマ確認では、ユーザ局１４は信号ｗ2,T（１）Ｓiを受信し、この信号から基地局１２がその対応する送信に実際にｗ2,T（１）のどんな値を用いたかを決定しようと試みる。この試みは、仮説試験と呼ぶ方法を用いてブロック５６で行う。ブロック５６は、ユーザ局１４からフィードバックされた実際の値ｗ2(１）ではなくこの決定された値を用いてｈn（山バー）を決定し、ＭＲＣブロック２３はｈn（山バー）のこの値を用いて信号を更に処理する。
【００３２】
従来技術のモード１の説明を終わるに当たって注意すべきことは、仮説試験に関する操作と共にｗ2(ｎ）の２つの可能なデータ値だけを用いれば、妥当なレベルの性能速度での誤り率は実用可能な程度になることである。以下に説明する従来技術のモード２およびモード３に比べて従来技術のモード１のフィードバック遅れは比較的小さいので、一定レベルの性能を達成することができる。しかし後で説明するように、モード１における２状態レベルの量子化により得られる分解度は、従来技術のモード２とモード３に比べて低い。
【００３３】
表１の従来技術のモード２の動作を見ると、これは比較的中位のドップラー・フェージング速度（例えば、基地局１２と通信する或る移動体ユーザ局１４がモード１の通信の場合より低い速度で移動しているときなど）で用いられる。またモード２は式１の約束を用いてｗ1（ｎ）を（そしてその対応値のφ1（ｎ）を）基準化するが、ビームフォーマ係数計算ブロック５２でのφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算の分解度は高くなる。特定して述べると、モード２ではブロック５２は２値ビームフォーマ係数にスロット当たり４５度のコンステレーション（constellation）回転を与える。すなわち、逐次のスロット毎に、前のスロットに対して４５度回転させてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。特に、かかる回転を４回行うと全体で１８０度に相当するので、４５度のコンステレーション回転を用いる場合は、ユーザ局１４は各連続する４スロット内の各逐次スロットに４５度回転を加えてスロットを一般的に分析する。この回転をユーザ局１４で行うには、対象とするスロットを受信したタイム・スロットに部分的に基づいてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の値を決定し、次に４スロットのグループｉの所定のスロットに与える回転に関してｗ2(ｎ）の値を選択する。この回転について、次の表２と図４を参照して以下に説明する。
【表２】
【００３４】
４スロットのグループｉ内の第１のスロット４ｉについて表２と図４を参照すると、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の値は、グラフ６０に示すようにまた垂直の虚軸に対して回転しない軸６０axで表すように、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ６０は２つの陰のある領域６０1と６０2を示す。チャンネル測定ブロック５０からのチャンネル測定値
が領域６０1の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４ｉ）の値を０度と計算し、符号化ブロック５４はこの値を符号化して対応する２値形式ｗ2（４ｉ）＝０を生成し、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定値
が領域６０2の中にある場合は、ブロック５２はφ2（４ｉ）の値をπ度と計算し、符号化ブロック５４はこの値を符号化して対応する２値形式ｗ2(４ｉ）＝１を生成し、基地局１２にフィードバックする。また表２とグラフ６０上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して述べると、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ）の値が０に等しい場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット４ｉのチャンネル測定位相変化を０度として処理する。しかし、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ）の値が１に等しい場合は、基地局１２はスロット４ｉのチャンネル測定位相変化をπ度として処理する。
【００３５】
また表２と図４はグループｉ内の残りの３スロットを示す。ここで図４では同様の参照番号を用いるので、グラフ６２はスロット４ｉ＋１に対応してπ／４度に等しい回転を表し、グラフ６４はスロット４ｉ＋２に対応してπ／２度に等しい回転を表し、グラフ６６はスロット４ｉ＋３に対応して３π／４度に等しい回転を表す。別の観点からグラフ６２を見ると、スロット４ｉ＋１に用いるその軸６２axは垂直の虚軸に対してπ／４度回転していることを表す。またグラフ６２は２つの陰のある領域６２1と６２2を示す。ユーザ局１４のブロック５０が決定するチャンネル測定値
が領域６２1内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値はπ／４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝０に対応する２進値が基地局１２にフィードバックされる。チャンネル測定値
が領域６２2内にある場合はφ2（４ｉ＋１）の値は−３π／４度であり、ｗ2(４ｉ＋１）＝１に対応する２進値が基地局１２にフィードバックされる。また表２とグラフ６２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特にスロット４ｉ＋１では、基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の値が０に等しい場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化をπ／４度として処理する。しかし基地局１２が受信するｗ2（波バー）（４ｉ＋１）の値が１に等しい場合は、基地局１２はスロット４ｉ＋１のチャンネル推定位相変化を−３π／４度として処理する。この第２の例と上に述べた先行例から、従来技術のモード２において、ユーザ局１４がφ2（ｎ）に与える表２と図４の残りの値と例と、その値のｗ2(ｎ）への変換と、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックによるｗ2（波バー）（ｎ）の値の解釈を、当業者は容易に理解することができる。
【００３６】
次にユーザ局１４が送信するｗ2(ｎ）に応じる従来技術のモード２による処理の別の態様について説明する。まず前にモード１に関して約束を導入したように、基地局１２から見たとき、ユーザ局１４からのｗ2(ｎ）のフィードバック信号に対応する、基地局１２が実際に受信した信号を表す値をｗ2（波バー）（ｎ）とする。次に注意すべきことは、従来技術のモード２ではフィードバック復号および処理ブロック２１は、ｗ2（波バー）（ｎ）の受信値毎にｗ2,T（ｎ）の値を決定するのに実際は平均化フィルタを用いることである。特定して述べると、ブロック２１はｗ2(または基地局１２から見るとｗ2（波バー））の４つの値の平均を計算するので、その結果のｗ2,T（ｎ）は次の式５により定義される。
【数４】
式５の中のｗ2（波バー）（４ｉ）は基地局１２がフィードバック・チャンネルを介して受信した最新のビームフォーマ係数を示し、式５の中の残りの３つの加数はその最新の係数の前の３つの別のビームフォーマ係数を示す。従来技術のモード２ではこれらの４つの値を平均し（すなわち、４で割り）、基地局１２はこの結果ｗ2,T（ｎ）に、乗算器２０2に接続する第２の出力１８2からの信号を掛ける。一方、ｗ1,T（ｎ）は単に基準化された値ｗ1（ｎ）の対応値なので、基地局１２はこれに、乗算器２０1に接続する第１の出力１８1からの信号を掛ける。
【００３７】
上記から当業者が理解するように、従来技術のモード２も２つの値の１つ（すなわち、ｗ2(ｎ））のフィードバックを実現する。しかし更に位相回転を用いることにより、従来技術のモード１よりも大きなビームフォーマ分解度が得られる。言い換えると、任意の所定のスロットのｗ2(ｎ）は従来技術のモード１の場合のように２つの値の１つだけをとるが、４スロットにわたる４５度回転を用いることにより事実上８つの可能な値（すなわち、２値／スロット＊４スロット／回転サイクル＝８値）のコンステレーションを生成する。しかし注意すべきは、従来技術のモード２は、従来技術のモード１が用いたような任意の型のビームフォーマ確認を用いないことである。本発明者の見るところでは、従来技術のモード２ではビームフォーマ確認は実行できない。なぜなら、４サイクルの４５度回転と組み合わせるので、複雑すぎて実行不可能になるからである。また位相回転と平均化により従来技術のモード１に比べて全体の遅れが増加するので、従来技術のモード２の分解度が優れているという利点は部分的に相殺される。
【００３８】
表１の従来技術のモード３の動作を見ると、従来技術のモード１および２に比べて比較的低いドップラー・フェージング速度に用いられることが分かる。モード３のフェージング速度は、ユーザ局１４が比較的低速で移動しているときに相当する。ユーザ局１４の速度が低いので、従来技術のモード３では追加の処理を行う時間の余裕がある。特定して述べると、モード３はビームフォーマ係数の量子化を増やすが、この増加は従来技術のモード２の図２に示すような回転により得られるのではない。従来技術のモード３は全部で４ビットの情報をフィードバックする。ここで１ビットは振幅訂正ビットであり、残りの３ビットは位相シフトの訂正用である。
【００３９】
これまでは従来技術で実現される閉ループ送信アンテナ・ダイバーシティ・システム１０について説明したが、次に好ましい実施の形態をシステム１０で実現する態様について説明する。好ましい実施の形態を概観すると、これまで説明したものとは異なる種々の態様を含む。まず、好ましい実施の形態では従来技術のモード１および２を用いず、代わりに単一動作モードを用いる。この単一動作モードは従来技術のモード１および２の全ドップラー・フェージング領域をカバーするので、以後はこれを広範囲閉ループ・モードと呼ぶ。したがって、広範囲閉ループ・モードと従来技術のモード３とを組み合わせると、閉ループ通信のためのドップラー周波数の全予想範囲に適用することができる。第２に、広範囲閉ループ・モードは、従来技術の２つのモードの代わりに１つのモードを用いることの他に、従来技術とは更に異なる別の態様を含む。かかる態様の１つはビームフォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いることである。また別の態様はビームフォーマ係数を決定するための位相回転を実現する同じモードで、２つの異なる方法のどちらかを用いて実現するビームフォーマ確認を用いることである。以下の本明細書の説明から、当業者はこれらの各点をよく理解できると思う。
【００４０】
広範囲閉ループ・モードにおいてビームフォーマ係数を決定するのに２つの位相回転を用いる態様について以下に説明する。広範囲閉ループ・モードは式１の以前の約束を用いて、後で詳細に説明するようにｗ1（ｎ）の値を基準化し、またこれによりその位相差の対応値φ1（ｎ）を基準化する。しかし好ましい実施の形態では、ビームフォーマ係数計算ブロック５２でのφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）の計算において、従来技術のモード１および２とは異なる全体分解度が得られる。特定して述べると、広範囲閉ループ・モードのブロック５２は２値ビームフォーマ係数にスロット当たり９０度のコンステレーション回転を与える。したがって、逐次スロットｎ、ｎ＋１、ｎ＋２など毎に、先行スロットに対する９０度回転に基づいてφ2（ｎ）とｗ2(ｎ）を決定する。かかる回転を２回行うと１８０度に相当するので、９０度コンステレーション回転ではユーザ局１４は一般に各逐次スロットに９０度回転を加えることによりスロットを分析する。この回転を得るには、ユーザ局１４が対象とするスロットを受信したタイム・スロットに部分的に基づいてφ2（ｎ）の値を決定し、次に２つのスロットのグループｉ内の所定のスロットに与えられる回転に対してφ2（ｎ）の値を選択する。この回転について、次の表３と図５を参照して以下に説明する。また前に示したようにこれらの操作は図１に示すシステム１０内で実現して好ましい実施の形態を生成することができる。
【表３】
【００４１】
表３と図５から分かるように、２つのスロットのグループｉ内の第１のスロット２ｉについて、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ2（２ｉ）の値は、グラフ７０に示すようにまた垂直の虚軸に対して回転しない軸７０axで表すように、０度の回転に基づく。詳しく述べると、グラフ７０は２つの陰のある領域７０1と７０2を示す。ブロック５０からのチャンネル測定値
が領域７０1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ）の値を０度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2（２ｉ）＝０の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定値
が領域７０2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ）の値をπ度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2（２ｉ）＝１の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。また表３とグラフ７０上の点の位置は、ｗ2（波バー）（２ｉ）の可能な値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して述べると、基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ）＝０という値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット２ｉのチャンネル測定位相変化を０度として処理する。基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ）＝１という値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット２ｉのチャンネル測定位相変化をπ度として処理する。
【００４２】
また表３と図５から分かるように、２スロットのグループｉ内の第２のスロット２ｉ＋１について、ユーザ局１４内のビームフォーマ係数計算ブロック５２が決定するφ2（２ｉ＋１）の値は、グラフ７２に示すようにまた垂直の虚軸に対して９０度回転する軸７２axで表すように、９０度の回転に基づく。グラフ７２は２つの陰のある領域７２1と７２2を示す。ブロック５０からのチャンネル測定値
が領域７２1内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ＋１）の値をπ／２度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝０の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。逆に、チャンネル測定値
が領域７２2内にある場合は、ブロック５２はφ2（２ｉ＋１）の値を−π／２度と計算し、ブロック５４はこの値を符号化してｗ2(２ｉ＋１）＝１の２進の対応値を生成して、基地局１２にフィードバックする。また、表３とグラフ７２上の点の位置は、ｗ2（波バー）（２ｉ＋１）の値に応じて基地局１２が実現する位相回転を示す。特定して述べると、基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ＋１）＝０という値を受信した場合は、基地局１２のフィードバック復号および処理ブロックはスロット２ｉ＋１のチャンネル測定位相変化をπ／２度として処理する。基地局１２がｗ2（波バー）（２ｉ＋１）＝１という値を受信した場合は、基地局１２はスロット２ｉのチャンネル測定位相の変化を−π／２度として処理する。
【００４３】
ｗ2(ｎ）の値を決定する広範囲閉ループ・モードのこれまでの動作は、表３の実際の位相差値φ（ｎ）（すなわち、０、π、π／２、−π／２のどれか）に関連して数学的に表すことができる。この場合好ましい実施の形態ではスロットｎについて、次の式６で定義される瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするようにφ（ｎ）を選ぶ。
【数５】
式６は種々の約束を含むので、これについて以下に定義する。まず、
は複素数ｘの実数部を示す。次に、”Ｈ”という上付き記号はマトリクスまたはベクトル転置の共役を示す。最後に、‖ｖ‖はベクトルｖのユークリッド・ノルムを示す。
【００４４】
また式６から分かるように、好ましい実施の形態では瞬時パワーＰ（ｎ）の最大値は、ｎが偶数のときは
、ｎが奇数のときは
で、φ2（ｎ）が式６の項
を最大にする値のときに起こる。このように好ましい実施の形態では、φ2（ｎ）の値は、ｎが奇数または偶数について、図６のブロック図で得られるように、
の項だけを参照して２つの値を選択してよい。特定して述べると、図６はこの結果を得るブロック図を示すもので、図２のビームフォーマ係数計算ブロック５２とビームフォーマ係数２進符号化ブロック５４を結合したものである。また参考のために、図６の結合されたブロックを今後はブロック５２／５４と呼ぶ。ブロックを結合した理由は、図６は上の式６に示す位相差φ2（ｎ）の決定を実現すると共に、この差を２進形式すなわちｗ2(ｎ）の対応する値に符号化するからである。最後に比較のために注意したいことは、瞬時パワーを最大にするために位相差を計算する従来技術の１つの方法は、単にルックアップテーブルを用いるだけということである。しかし後で説明するように、この好ましい実施の形態はかかる方式より複雑でない。
【００４５】
図６において、チャンネル測定ブロック５０からの値α1,nとα2,nは結合ブロック５２／５４に入力する。特定して述べると、これらの値は複素点乗積ブロック８０の入力８０1と８０2に結合する。ブロック８０は、入力８０1と８０2に与えられる値の複素点乗積を決定する機能を表す。図６に示す例では、この積はブロック８０の出力８０3であって、これを次の式７に示す。
【数６】
このように、ブロック８０は式７にも示すように、式６の項
の最初の２つの被乗数の積を生成する。
【００４６】
複素点乗積ブロック８０からの点乗積出力は交番スイッチ８２に結合する。スイッチ８２は１つのスロットで第１の位置に切り替わり、次のスロットで第２の位置に切り替わる。特定して述べると、ｉスロットのグループ内の第１のスロット２ｉでは、スイッチ８２は複素点乗積ブロック８０の出力を実成分抽出ブロック８４に接続し、ｉスロットのグループ内の第２のスロット２ｉ＋１では、スイッチ８２は複素点乗積ブロック８０の出力を虚成分抽出ブロック８６に接続する。
【００４７】
実成分抽出ブロック８４はその入力に与えられる値の実数部だけを選択して出力し、逆に、虚成分抽出ブロック８６はその入力に与えられる値の虚数部だけを出力する。実成分抽出ブロック８４の出力は、比較器または比較機能でもある決定ブロック８８に入る。ブロック８４からの実成分が０以上の場合はブロック９０に進み、逆にブロック８４からの実成分が０より小さい場合はブロック９２に進む。虚成分抽出ブロック８６の出力は、比較器または比較機能でもある決定ブロック９４に入る。ブロック８６からの虚成分が０以下の場合はブロック９６に進み、逆にブロック８６からの虚成分が０より大きい場合はブロック９８に進む。
【００４８】
ブロック５０／５２の動作により生成される最終結果は、図６のブロック９０、９２、９６、９８に示す値の割当てを見れば当業者は理解できる。スロットｎ＝２ｉでは、後で示すように
で式６の項
の最大化に基づいて、決定ブロック８８は流れをブロック９０か９２かに決め、これらの２つのブロック９０と９２はそれぞれｎ＝２ｉにおいて表３に示す２つの異なる値（すなわち、それぞれ０またはπ）のどちらかをφ2（ｎ）に割り当てる。またブロック９０と９２はφ2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示すように対応する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。またスロットｎ＝２ｉ＋１では、後で示すように
で式６の項
の最大化に基づいて、決定ブロック９４は流れをブロック９６か９８かに決め、これらの２つのブロック９６と９８はそれぞれｎ＝２ｉ＋１において表３に示す２つの異なる値（すなわち、それぞれπ／２または−π／２）のどちらかをφ2（ｎ）に割り当てる。またブロック９６と９８はφ2（ｎ）に割り当てられた値を、表３に示すように対応する２進の対応値ｗ2(ｎ）に符号化する。最後に、注意すべきであるが、ブロック９０、９２、９６、９８のどれかから割り当てられた値は図２に示す各ブロックに与えられる。すなわち、ｗ2(ｎ）の値は基地局１２にフィードバックされ、φ2（ｎ）の値はビームフォーマ確認ブロック５６に入る。
【００４９】
ブロック８４による実成分の抽出に関してブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実施の形態で実現される別の利点を理解することができる。一般に実成分抽出ブロック８４と決定ブロック８８は、或る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の値を決定する。この方式で動作するとき、これらのブロックの構造は他の計算または記憶を用いた方法に比べて複雑さが少ない。ブロック８４と８８は
の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数は式８と９に示す値になる。
【数７】
【００５０】
式８と９から理解されるように、Ｐ（ｎ）を最大にするには、φ2（ｎ）の値は
の結果が正になるようにしなければならない。例えば、
が正の値の場合は、式８と９の２つの被乗数の中、式８から得られる被乗数１を掛けるとＰ（ｎ）を最大にすることができる。決定ブロック８８はこの場合は流れをブロック９０に進めてφ2（ｎ）に０度の値を割り当てる。なぜなら、この値がＰ（ｎ）を最大にするからである。別の例として、
が負の値の場合は、これに式９から得られる被乗数−１を掛けて正の積を形成すればＰ（ｎ）は最大になり、決定ブロック８８はこの場合は流れをブロック９２に進めてφ2（ｎ）にπ度の値を割り当てる。なぜなら、この値がＰ（ｎ）を最大にするからである。したがってどちらの場合も、ブロック８８、９０、９２はｅｊθを実際に掛けるという複雑な計算を行わずに、この決定を行うことができる。
【００５１】
ブロック８６による虚成分の抽出に関してブロック５０／５２の動作を更に理解するため以下に詳細に説明する。この説明から、当業者は図６の特定の実施の形態で実現される別の利点を理解することができる。虚成分抽出ブロック８６と決定ブロック９４は、或る複素算術恒等式を利用して瞬時パワーＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の値を決定する。したがってこの場合も、他の計算または記憶を用いた方法に比べて複雑が少ない或る実施の形態を示す。ブロック８６と９４は
の場合を処理する。φ2（ｎ）のこれらの２つの値の意味を更に検討すると、式６の実数部の最後の被乗数
は式１０と１１に示す値になる。
【数８】
【数９】
【００５２】
式１０と１１は虚の結果を生成する。好ましい実施の形態に関して分かるように、式６内の実数値に掛けた場合は、次の複素算術原理から理解できるように、これらの結果は結果の虚数部の符号に影響を与えることがある。この場合もＰ（ｎ）を最大にするには、φ2（ｎ）の値は
の結果が正になるようにしなければならない。しかしスロット２ｉ＋１の場合は
であって、式１０と１１に示すように
の値はブロック８０からの点乗積を含み、ｊまたは−ｊを掛けたものである。次の式１２乃至１５は、ブロック８６と９４の理解を助ける別の複素算術原理を示す。ここで、ｖとｙは複素数であり、ｊまたは−ｊを次のように掛けたものである。
【数１０】
【００５３】
以上のことから、またＰ（ｎ）を最大にするという目的から、式１２乃至１５は次のことを示す。式１３と式１２を比べると、式１３の複素数積の実数部の方が大きい（すなわち、ｂと−ｂではｂの方が大きい）。またこの２つの式が示すように、正の虚数値（すなわち、ｂ）を持つ複素数から実数部が大きいという結果を得るには複素数に−ｊを掛けなければならない。このように図６から、ブロック８０からの複素点乗積が正の虚数値（ブロック８６から抽出される）を持つ場合は、−ｊを掛けたときに積
は最大になる。これはφ2（ｎ）＝−π／２のときに起こる。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９８に進めて、φ2（ｎ）に−π／２度を割り当てる。また式１４と式１５を比べると、式１４の複素数積の実数部の方が大きい（すなわち、ｄと−ｄを比べて）。この２つの式が示すように、負の虚数値（すなわち、ｄ）を持つ複素数からこの結果を得るには複素数にｊを掛けなければならない。このように図６から、ブロック８０からの複素点乗積が負または０の虚数値（ブロック８６から抽出される）を持つ場合は、ｊを掛けたときに積
は最大になる。これはφ2（ｎ）＝π／２のときに起こる。この場合は決定ブロック９４は流れをブロック９６に進めて、φ2（ｎ）にπ／２度を割り当てる。したがってどちらの場合もＰ（ｎ）を最大にするφ2（ｎ）の正しい値が割り当てられ、実際にｅjθを掛けるという複雑な計算を行う必要はない。
【００５４】
次に基地局１２に戻って、ユーザ局１４からフィードバックされる閉ループ値に応じる広範囲閉ループ・モードについて説明する。まず、上に述べた約束を確認する。すなわち、ユーザ局１４はｗ2(ｎ）（基準化されていない場合はｗ1（ｎ）も）の値をフィードバックするが、このフィードバック値はフィードバック・チャンネル内のチャンネルの影響を受けるので、基地局１２が実際に受信する対応値をｗ2（波バー）（ｎ）で表す。この値が分かると、フィードバック復号および処理ブロック２１は２ステップの動作を行う。簡単のために、これらのステップについて以下に別々に説明する。
【００５５】
ブロック２１の最初の動作として、ブロック２１はｗ2（波バー）（ｎ）に応じてｗ2（波バー）（ｎ）に対応する実際の位相差（φ2,T（ｎ）で表す）を決定する。この決定は表３のマッピングにより行う。言い換えると、スロットｎ＝２ｉにおいてｗ2（波バー）（２ｉ）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ）が０度に等しいと決定し、ｗ2（波バー）（２ｉ）が２進値の１に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ）がπ度に等しいと決定する。またスロットｎ＝２ｉ＋１においてｗ2（波バー）（２ｉ＋１）が２進値の０に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ＋１）がπ／２度に等しいと決定し、ｗ2（波バー）（２ｉ＋１）が２進値の１に等しい場合は、ブロック２１はφ2,T（２ｉ＋１）が−π／２度に等しいと決定する。
【００５６】
ブロック２１の第２の動作は、直ぐ上に述べたφ2,T（ｎ）の決定された値に応じるものである。特定して述べると、値φ2,T（ｎ）を受信するとブロック２１は乗算器２０1と２０2で用いる実際の被乗数を決定する。前に述べたようにｗ1,T（ｎ）は基準化されているので、好ましい実施の形態では乗算器１８1で用いるその実際の基準化された値を次の式１６のように設定する。
【数１１】
もちろん式１６の値は定数なので、１度だけ計算すればよいし、または或る記憶要素などで固定してもよい。しかしｗ2,T（ｎ）は前にブロック２１が決定したφ2,T（ｎ）の実際の値に基づく。また好ましい実施の形態では、ｗ2,T（ｎ）の値は２つの逐次のスロットに対応するφ2,Tの２つの受信値（すなわち、φ2,T（ｎ）とφ2,T（ｎ−１））の平均を用いる。これを次の式１７に示す。
【数１２】
【００５７】
式１７で示す２スロット平均法は、好ましい実施の形態では従来技術に用いられた４スロット平均法（例えば、式５）に比べて計算の複雑さと遅れが一層少なくなることを示す。また分析と説明のために述べると、式１７の括弧内の２つの加数は複素平面内の加算を表すので、式１７に関して次の項を定義してθT（ｎ）という関連する因数を導入する。
【数１３】
このように、式１８は２つの逐次のスロットに対応するφ2,Tの２つの受信値の平均としてθT（ｎ）を定義する。偶数スロットｎでは
、奇数のスロットｎでは
なので、偶数スロットｎからの任意の１つと直前の奇数スロットｎ−１の平均は４つの値の１つ、すなわち
だけをとる。また式１７と１８の結果から、乗算器２０1および２０2はそれぞれｗ1,T（ｎ）とｗ2,T（ｎ）の値を用いて信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiを生成し、これらをそれぞれアンテナＡ１２1とＡ１２2によりユーザ局１４に送信する。
【００５８】
基地局１２が好ましい広範囲閉ループ・モードに従って信号ｗ1,T（ｎ）Ｓiとｗ2,T（ｎ）Ｓiをユーザ局１４に送信したので、次にチャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６の好ましい実施の形態で実現される、ユーザ局１４における好ましいビームフォーマ確認について述べる。前にビームフォーマ確認を導入したときに説明したように、基地局１２からの送信はフィードバック・チャンネルにより影響を受ける重み値（例えば、ｗ2,T（ｎ））を用いるので、ビームフォーマ確認は一般に基地局１２が用いる実際の重み値を確認するユーザ局１４の作業である。次にユーザ局１４は確認した値を用いて、ブロック２３の最大比結合に用いるｈn（山バー）の値を決定する。好ましい実施の形態では、ビームフォーマ確認は広範囲閉ループ・モードで２つの異なる方法の一方を用いて実現される。それぞれの方法については後で説明する。
【００５９】
図７はチャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６のブロック図の詳細を示すもので、これを好ましい実施の形態に関連して詳細に説明する。前に述べたように、ブロック５６は図２の他のブロックから種々の入力を受ける。すなわち、パイロット記号抽出器４４からのＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）と、ビームフォーマ係数計算ブロック５２からの位相差値φ1（ｎ）およびφ2（ｎ）（またはφ1（ｎ）が基準化されている場合はφ2（ｎ）だけ）は、ビームフォーマ確認ブロック１００に入る。またブロック５６は、チャンネル測定ブロック５０からチャンネル測定値α1,nおよびα2,nを入力として受ける。値α1,nは第１のマルチスロット平均化推定器１０２の入力に接続し、α2,nは第２のマルチスロット平均化推定器１０４の入力に接続する。
【００６０】
推定器１０２および１０４の出力は入力値α1,nおよびα2,nに対応する推定値であって、約束によりこれらをα1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で示す。推定値α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）は各乗算器１０６および１０８の入力被乗数として接続し、また推定値α2,n（山バー）はビームフォーマ確認ブロック１００の入力にも接続する。ビームフォーマ確認ブロック１００の出力は基地局１２が用いる値ｗ2,T（ｎ）のユーザ局１４による推定値であり、記号としてｗ2,T（山バー）（ｎ）で表す。値ｗ2,T（山バー）（ｎ）は第２の入力被乗数として乗算器１０８に接続する。また図７に示すｗ1,T（山バー）（ｎ）の値は式１６で与えられる定数であって、乗算器１０６に第２の入力被乗数として接続する。乗算器１０６および１０８の積出力は加算器１１０に入り、加算器１１０の出力はＭＲＣブロック２３に出力ｈn（山バー）を与える。次に、チャンネル推定およびビームフォーマ確認ブロック５６の動作を説明する。
【００６１】
推定器１０２および１０４は入力に受けたチャンネル測定値の精度を高める。好ましい実施の形態では、推定器１０２および１０４はそれぞれの入力のマルチスロット平均を計算して、より正確な推定値と期待される値（α1,n（山バー）およびα2,n（山バー）で表す）を出力する。好ましくは、用いるマルチスロット平均化法はこの技術で知られている重み付きマルチスロット平均化法であって、低いまたは中間のチャンネル・フェージング速度では６スロットに重み［０．３，０．８，１，１，０．８，０．３］を付け、高いフェージング速度では４スロットに重み［０．６，１，１，０．６］を付けて平均する。
【００６２】
ブロック５６内の残りのブロックと項目の動作を理解するため、まず式１６と１８を式４に代入して、次の式１９の形でチャンネル推定を定義する。
【数１４】
【００６３】
式１９のα1,nとα2,nの値には、それぞれ推定器１０２および１０４からの精度を高めた推定値α1,n（山バー）とα2,n（山バー）を用いてよい。またｈn（山バー）の決定を完成するために、ブロック５６はθT（ｎ）を決定する。好ましい実施の形態ではこの動作はＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）の値に応じてビームフォーマ確認ブロック１００が行う。この点で注意すべききであるが、第１に好ましい実施の形態ではパイロット記号（前に述べたように異なる送信アンテナＡ１２1とＡ１２2ではパイロット記号が異なる）は互いに直交する。第２に好ましい実施の形態のビームフォーマ確認ブロック１００は、直交するＤＰＣＨパイロット記号に応じて２つの異なる方法のどちらかでθT（ｎ）を決定する。一般にこの２つの方法の第１の方法を２回転仮説試験法と呼び、第２の方法を４仮説単一ショット試験法と呼ぶ。これらの方法を以下に詳細に説明する。
【００６４】
どちらの好ましいビームフォーマ確認方法も直交するＤＰＣＨパイロット記号ｙ（ｎ）に応じてθT（ｎ）を決定するが、かかる記号を次の式２０のように書くことができる。
【数１５】
式２０で、Ψ（ｎ）は成分当たりの分散がσ2であるゼロ平均ガウス雑音係数である。また式２０のベクトル
(以下ｂと表記する)はブロック１００が推定器１０４から受けるα1,nとα2,nに対して定義され、次の式２１のように書かれる。
【数１６】
式２１で、｛ｄk（１），．．．，ｄk（ＮY）｝はアンテナｋのＤＰＣＨパイロット・パターンであり、ＮYはスロット当たりのパイロット記号の数である。また式２０および２１（その他の式も）は理想的な解を与えるが、好ましい実施の形態を実現するときは理想的な対応値α2,nではなくα2,n（山バー）などの推定値を用いる。
【００６５】
したがって、好ましい実施の形態が選ぶビームフォーマ確認は経験的な検出確率を最大にする。この確率を式２１に適用すると一般に次の式２２が得られる。
【数１７】
ただし、ｍは指標付け、
は許容できるφ(m)（山バー）値のインデックスセット、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータである。ｎ＝２ｉのときは φ(1)（山バー）＝０およびφ(2)（山バー）＝πであり、ｎ＝２ｉ＋１のときは φ(1)（山バー）＝π／２およびφ(2)（山バー）＝−π／２である。
【００６６】
図８はビームフォーマ確認ブロック１００1の第１の例のブロック図を示す。これは図７のビームフォーマ確認ブロックとして容易に実現することができ構成であって、後で説明する２回転仮説試験法に従って動作する。まず、ブロック１００1はｗ2,T（山バー）（ｎ）で示す推定値を与える。これは後で示すように式２２内の値φ(m)（山バー）に関係する。またｗ2,T（山バー）（ｎ）の値は、所定のスロットｎについてユーザ局１４に送信する前に基地局１２が信号に付けた重みｗ2,T（ｎ）の値をユーザ局１４が推定した値である。
【００６７】
図８はベクトル形成ブロック１１２を含む。ブロック１１２は、各パイロット・データと式２１に示す該当するチャンネル推定値αk,nとの積に従って、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定する。しかし値αk,nに関して注意すべきは、ブロック１１２は実際には、マルチスロット平均化推定器１０４の出力である精度を高めた値α2,n（山バー）を用いるということである。ブロック１１２が決定するベクトルｂ2（ｎ）は複素点乗積ブロック１１４の入力１１４1に被乗数として入る。ブロック１１４は別の入力１１４2にＤＰＣＨパイロット記号抽出器４４から別の被乗数ベクトルｙ（ｎ）を受ける。ブロック１１４は入力１１４1と１１４2に与えられる値の複素点乗積を決定する機能を表す。図８に示す例ではこの積をブロック１１４の出力１１４3で示す。またこれを次の式２３に示す。
【数１８】
式２３にも示すように、ブロック１１４は式２２内の項
の最初の２つの被乗数の積を生成する。
【００６８】
複素点乗積ブロック１１４からの積出力は交番スイッチ１１６に入る。ｉスロットのグループ内の第１のスロット２ｉではスイッチ１１６は第１の位置に切り替わり、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3を実成分抽出ブロック１１８に接続する。第２のスロット２ｉ＋１ではスイッチ１１６は第２の位置に切り替わり、複素点乗積ブロック１１４の出力１１４3を虚成分抽出ブロック１２０に接続する。
【００６９】
実成分抽出ブロック１１８はその入力に与えられる値の実数部だけを選択して出力し、この実数部を加数として加算器１２２の第１の入力１２２1に与える。加算器１１２の第２の入力１２２2はしきい値ブロック１２４からｋevenで示すしきい値を受ける。加算器１２２の出力１２２3は比較器または比較機能である決定ブロック１２６に接続する。出力１２２3からの和が０以上の場合はブロック１２８に進むが、この和が０より小さい場合はブロック１３０に進む。図８に示すようにブロック１２８および１３０はそれぞれφ2,T（山バー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれ０とπ）を与え、この値を２スロット平均化ブロック１３２に出力する。２スロット平均化ブロック１３２の出力はブロック１００1が出力する最終値ｗ2,T（山バー）（ｎ）であり、図７に関して上に説明したのと同様に接続する。
【００７０】
虚成分抽出ブロック１２０はその入力に与えられる値の虚数部だけを選択して出力し、この虚数部を加数として加算器１３４の第１の入力１３４1に与える。加算器１３４の第２の入力１３４2はしきい値ブロック１２４からｋoddで示すしきい値を受ける。加算器１３４の出力１３４3は比較器または比較機能である決定ブロック１３６に接続する。出力１３４3からの和が０以下の場合はブロック１３８に進むが、この和が０より大きい場合はブロック１４０に進む。図８に示すようにブロック１３８および１４０はそれぞれφ2,T（山バー）（ｎ）に位相差値（すなわち、それぞれπ／２と−π／２）を与え、この値を２スロット平均化ブロック１３２に出力する。
【００７１】
上に説明したように、しきい値ブロック１２４はしきい値ｋevenとｋoddをそれぞれ加算器１２２と１３４に与える。次にこれらの値の生成について説明するが、これに関する影響については、後でブロック１００1の全体の動作の中で説明する。これらの値の生成について、次の４つの点について検討する。まず、しきい値の添字「ｅｖｅｎ」と［ｏｄｄ」はブロック１００1が分析するスロットに（すなわちｎの値が偶数（例えば、２ｉ）か奇数（例えば、２ｉ＋１）かに）対応する。ｋevenはｎが偶数のスロットのときに決定されて用いられ、ｋoddはｎが奇数のスロットのときに決定されて用いられる。第２に、前に述べたようにビームフォーマ係数計算ブロック５２は計算された位相差値φ2（ｎ）をビームフォーマ確認ブロック１００に与えるが、図８ではこれをしきい値ブロック１２４の入力として示す。したがって、しきい値ブロック１２４はユーザ局１４が最後に基地局１２にフィードバックした値に対応する位相差値を記憶する。第３にユーザ局１４はこの技術で知られた１つ以上の種々のアルゴリズムを含み、これについてユーザ局１４はフィードバック誤り率の或る測度（例えば、０と１の間という測度で、本発明ではこれをε（すなわち、
）で表す）を持つ。第４に、以下の説明から理解されるように、ｋevenはブロック５２からのφ2（ｎ）を考慮して
が発生する論理的確率であり、ｋoddはブロック５２からのφ2（ｎ）を考慮して
が発生する論理的確率である。
【００７２】
上の説明から、しきい値ブロック１２４はｋevenとｋoddを次の式２４および２５に従って決定する。
【数１９】
式２４および２５内のσ2（山バー）は式２０に関して上に定義した雑音分散σ２の推定値である。また式２４および２５内の自然対数はそれぞれρeven（φ（ｎ））とρodd（φ（ｎ））という関数を用いており、これらの関数は式２６乃至２９に従って定義される。各関数の値はしきい値ブロック１２４がブロック５２から受けるφ2（ｎ）の値に基づく。
【数２０】
【００７３】
次にブロック１００1の全体の動作について説明する。一般にブロック１００1は４つのコンステレーション値（すなわち、偶数スロットｎでは
、奇数スロットｎでは
）のどれが式２２の解（すなわち、最大値）を生成するかを決定する。また式２１から容易に分かるように、この最大値は、（１）ＤＰＣＨパイロット記号（すなわち、ｙ（ｎ））と、（２）精度を高めたチャンネル推定値（すなわち、平均化し、ＰＣＣＰＣＨパイロット記号に応じて得られたα2,n（山バー））にＰＣＣＰＣＨパイロット記号を掛けた積、との点乗積に関係する。ブロック１００1の次の動作は（図６のいくつかの動作と同様の性質から理解されるように）この点乗積の実数部と虚数部を取り出し、φ2（ｎ）のどの値にこの点乗積を掛けると最大値が得られるかを決定する。しかし以下の動作の説明から分かるように、この方法により全体の計算の複雑さは減る。それは、上に説明したように、好ましい実施の形態ではフィードバック復号および処理ブロック２１は、式１７に示すように２つの逐次のフィードバック値に応じる平均としてｗ2,T（ｎ）を決定するが、これを最初は処理しないからである。以上から分かるように、スイッチ１１６は、偶数スロット（すなわち、ｎが偶数（例えば、２ｉ）のときは２つのコンステレーション値｛０、π｝だけを考慮し、奇数スロット（すなわちｎが奇数（例えば、２ｉ＋１）のときは２つのコンステレーション値｛π／２、−π／２｝だけを考慮するするように動作する。また図６に関連して前に説明した複素数原理を用いれば複雑さはいくらか減る。読者はこの説明をよく知っているはずなので、図８に関しては詳細に繰り返さない。
【００７４】
次にブロック１００1の実成分抽出ブロック１１８の動作とその出力に対する応答を説明し、式２２の結果を最大にする推定値φ2,T（山バー）（ｎ）を決定する方法を示す。実成分抽出ブロック１１８とその出力に関連するブロックはｎが偶数で
の場合を処理する。ｎが偶数なので、加算器１２２でこの抽出された実数部と、しきい値ブロック１２４からのしきい値ｋevenとを加算する。ｋevenの計算についての前の説明から当業者が理解するように、ｋevenは非ゼロ数である。得られた和の出力１２３3を決定ブロック１２６に与える。決定ブロック１２６は、式８と９の以前の説明から理解される方法で流れを決める。特定して述べると、式８と９から理解されるように、ブロック１２６の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２つの値のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０またはφ2,T（山バー）（ｎ）＝π）をとると、式２２内の項
は被乗数１か−１になる。式２２内の積の
内の項
以外の部分にブロック１２４からのｋevenしきい値を加えた値が正の場合は、φ2,T（山バー）（ｎ）＝０の場合に対応する１という被乗数を前記和に掛けると、式２２の最大値が得られる。
が正であることを決定ブロック１２６が検出し、流れをブロック１２８に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）に０度の値を割り当てると、この解は実現される。
【００７５】
または、式２２内の積の
内の項
以外の部分にブロック１２４からのｋevenしきい値を加えた値が負の場合は、φ2,T（山バー）（ｎ）＝πの場合に対応する-１という被乗数を残りの部分に掛けると、式２２の最大値が得られる。
が負であることを決定ブロック１２６が検出し、流れをブロック１３０に進めてφ2,T（山バー）（ｎ）にπ度の値を割り当てると、この解は実現される。これまでの説明から当業者が理解するように、式２２はｎが偶数のときは一般にブロック１００1により最大になるが、その他に、フィードバック誤り率εも部分的にφ2,T（山バー）（ｎ）を決定する。特に後者について述べると、当業者が確認するように、εが比較的小さいときは、ブロック５２が前に決定してブロック１００1に与えたφ2（ｎ）と同じ値がφ2,T（山バー）（ｎ）に割り当てられる可能性が大きい。最後に、ブロック１１８、１２６、１２８、１３０を用いることにより、実際にｅｊθを掛けるという追加の複雑な計算を必要とせずに、式２２の解を生成することができる。
【００７６】
次に虚成分抽出ブロック１２０の動作とその出力に対する応答を説明する。これも式２２の推定最大結果を生じるφ2,T（山バー）（ｎ）の値を決定する。虚成分抽出ブロック１２０とその出力に関連するブロックはｎが奇数で
の場合を処理する。ｎが奇数なので、加算器１３４でこの抽出された虚数部と、しきい値ブロック１２４からのしきい値ｋoddとを加算する。ｋevenと同様にｋoddも非ゼロ数であって、ｋoddの符号と大きさに応じてブロック１２０から抽出された虚数部をシフトする。加算器１３４から得られる和の出力１３４3を決定ブロック１３６に与える。決定ブロック１３６は、式１０と１１の以前の説明から理解される方法で流れを決める。特定して述べると、式１０と１１から理解されるように、ブロック１３４の決定によりφ2,T（山バー）（ｎ）の値が２つの値のどちらか（すなわち、φ2,T（山バー）（ｎ）＝π／２またはφ2,T（山バー）（ｎ）＝−π／２）をとると、式２２内の項
は被乗数ｊか−ｊになる。
【００７７】
更に、項
というこれらの被乗数の１つを掛けて式２２の項
を最大にするには、複素数が正の虚数部（ブロック１２０から抽出された）を持つときはこの複素数に−ｊを掛けなければならない。したがって図８において、ブロック１２０からの複素点乗積としきい値ｋoddを加算器１３４で加算した数が正の虚数部を持つ場合はφ2（ｎ）＝−π／２のときに積
は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロック１４０に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）に−π／２という値を割り当てる。逆に、複素数が負または０の虚数部を持つ場合は、項
という被乗数の１つを掛けてこの数を最大にするには、この複素数にｊを掛けなければならない。このように図８において、ブロック１２０からの複素点乗積としきい値ｋoddを加算器１３４で加算した数が負または０の虚数値を持つ場合はφ2（ｎ）＝π／２のときに積
は最大になるので、決定ブロック１３４は流れをブロック１３８に進め、この場合はφ2,T（山バー）（ｎ）にπ／２という値を割り当てる。以上の説明から、式２２はｎが奇数のときは一般にブロック１００1により最大になることが分かるが、この場合もフィードバック誤り率εの相対的な値からこの決定を補うという更に優れた機能を有する。
【００７８】
ブロック１００1の説明の最後として、偶数スロットｎのときはブロック１２８または１３０により、また奇数スロットｎのときはブロック１３８または１４０による決定されるφ2,T（山バー）（ｎ）の各値は、２スロット平均化ブロック１３２の入力に接続する。ブロック１３２は２つの最新の受信値φ2,T（山バー）（ｎ）とφ2,T（山バー）（ｎ−１）を平均してその出力値ｗ2,T（山バー）（ｎ）を生成する。したがってこの平均化法は、基地局１２が２つの逐次のビームフォーマ係数を平均するという、式１７に関して前に説明した動作を近似する。またブロック１００1の動作から、好ましい実施の形態を前に導入したときに、２つの回転する仮説試験と呼ぶ型のビームフォーマ確認を用いると述べた理由が分かる。特に図８から分かるように、スロットｎ毎に２つの仮説のどちらかを試験する。すなわち偶数スロットｎでは２つの仮説は
に対応し、奇数スロットｎでは２つの仮説は
に対応する。またこの試験が回転すると言う理由は、ｎが奇数か偶数かに従ってこの試験が２つの仮説の各集合を交互に用いるからである。
【００７９】
図９はビームフォーマ確認ブロック１００2の第２の例のブロック図を示す。これは図７のビームフォーマ確認ブロック１００として実現することもできる。ブロック１００2は後で説明する４仮説単一ショット試験に従って動作し、ｗ2,T（山バー）（ｎ）で示す推定値（これは次の式３０内の値θ(m)（山バー）に関係する）を生成する。
【数２１】
ただし、ｍは指標付け、
は許容できるθ(m)（山バー）値のインデックスセット、μ（ｍ）はｍに依存するしきい値パラメータであり、また
である。ブロック１００2は図８のブロック１００1といくつかの構成要素を共用するが、図９のかかる構成要素には図８と同じ参照番号を用いる。これらの項目について簡単に述べると、同じ入力値ｙ（ｎ）、α2,n（山バー）、φ2（ｎ）と、ｂ2（ｎ）のベクトル要素を決定するベクトル形成ブロック１１２と、上に示した式２３の結果を生成する複素点乗積ブロック１１４を含む。ブロック１００2の残りの態様はブロック１００1と種々の点で異なる。これについては後で詳細に説明する。
【００８０】
ブロック１１４からの点乗積はその出力を介して４つの異なる乗算器１５０、１５２、１５４、１５６に第１の被乗数として接続する。また各乗算器１５０、１５２、１５４、１５６はそれぞれ第２の被乗数
を受ける。これらの第２の被乗数を説明しまたブロック１００2の全体の動作を説明すれば、図８のブロック１００1と比較することにより、前に式１７に関して説明した基地局１２が行う２スロット平均化をブロック１００2が直接処理することが理解される。前に述べたように、偶数スロットと奇数スロットを平均するとθ(m)（山バー）のコンステレーションは集合｛π／４、３π／４、−３π／４、−π／４｝の中の４つの値である。後で理解されるように、ブロック１００2はこの全コンステレーションを１つの並列動作で処理する。各乗算器１５０、１５２、１５４、１５６の出力は実成分抽出ブロック１５８、１６０、１６２、１６４にそれぞれ入力として接続し、これらのブロックはその入力値の実数部を取り出して、出力をそれぞれ加算器１６６、１６８、１７０、１７２に第１の加数として与える。また各加算器１６６、１６８、１７０、１７２はしきい値ブロック１７４から第２の加数を受ける。
【００８１】
更にしきい値ブロック１７４に関して述べると、ブロック５２からのφ2（ｎ）の値は指数計算ブロック１７６に入り、ブロック１７６は値
を決定して出力する。この出力は２スロット平均化ブロック１７８に接続し、ブロック１７８は２つの逐次の値、すなわち
と
に応じて出力値
を与える。この出力がしきい値ブロック１７４の入力である。またしきい値ブロック１７４は図８のしきい値ブロック１２４と同様に、フィードバック・ビット誤り率εに応答する。図９のブロック１００2ではθ(m)（山バー）の４値コンステレーションを考慮するので、式３０に関するその決定はより正確である。しかしこのため、ブロック１７４からのしきい値の決定はより複雑になる。特定して述べると、しきい値ブロック１７４はεに応じて、またθ（ｎ）の対応する値に基づいて、式３０のμ（ｍ）の実際の値を次の表４に示すように決定する。
【表４】
表４からｍに対応する値が決定され、θ（ｎ）の同じ値に対応して加算器１６６、１６８、１７０、１７２にそれぞれ与えられる。例えば、ｍが所定の値でθ（ｎ）＝π／４の場合は、決定されたしきい値μ（ｍ）が加算器１６６に与えられる。いずれにしても、各値μ（ｍ）と、実成分抽出ブロック１５８、１６０、１６２、１６４からの対応する出力とを加算する。
【００８２】
各加算器１６６、１６８、１７０、１７２の出力は最大検出および相関回路１８０に入力として接続する。以下に詳細に説明するように、回路１８０はその４入力の中の最大の入力を決定し、この値と相関するθ（ｎ）の値を選択する。例えば、最大入力が加算器１６６からの入力の場合は、回路１８０はこの値を検出してθ（ｎ）＝π／４の値をその最大値に相関させる。当業者が理解するように、回路１８０は同様に、θ（ｎ）＝３π／４を加算器１６８からの最大値に、またθ（ｎ）＝−３π／４を加算器１７０からの最大値に、またθ（ｎ）＝−π／４を加算器１７２からの最大値に相関させる。いずれにしても、θ（ｎ）という相関値が、ブロック１００2から値ｗ2,T（山バー）（ｎ）として出力される。
【００８３】
同等のブロックについて種々説明し、ブロック１００2内の種々のブロックの動作と式３０内の各項について説明したので、当業者にはブロック１００2の動作についての更に詳細な説明は必要ないと思う。要約すると、乗算器１５０、１５２、１５４、１５６は点乗積ブロック１１４の出力にθ（ｎ）のそれぞれの可能な値を掛け、掛けた結果の実数部を取り出して、式３０の項
を与える。また、ブロック１７４によるしきい値の調整と各加算器の動作はブロック１００1についてすでに説明した操作と同様である。また式３０にはμ（ｍ）という項が加わっている。最後に、ブロック１８０は式３０の目標である最大の解を選択する。
【００８４】
式３０を解く１つの実施の形態であるブロック１００2の説明をこれで終わるが、これは図８のブロック１００1の実施の形態に比べてやや複雑である。例えば、ブロック１００2では４つの複素乗算が必要であるが、これはブロック１００1では必要ない。他方でブロック１００2は、式１７に関して前に説明したような基地局１２が行う２スロット平均化の影響を直接考慮する。これらの考慮点とその他の設計要因または評価基準から、当業者はブロック１００1と１００2のどちらかを選ぶことができる。最後に、ブロック１００2は４仮説単一ショット試験法（すなわち、スロットｎ毎に単一の並列動作で４つの仮説を試験する方法、ただし４つの仮説はθ（ｎ）＝｛π／４、３π／４、−３π／４、−π／４｝に対応する）で動作すると前に述べた理由は、ブロック１００2の動作から分かる。
【００８５】
上記から理解されるように、これまで説明した種々の実施の形態は、従来技術のモード１と２に代わる単一の広範囲閉ループ・モードを提供する。この好ましい広範囲閉ループ・モードは種々の利点を有する。例えば、スロット当たりのコンステレーション回転により、ｗ2,T（ｎ）は４つの可能な値（すなわち、２値／スロット＊２スロット／回転サイクル＝４値）の有効なコンステレーションを含む。これと平滑化平均フィルタにより妥当な解が得られ、また中低位のチャンネル・フェージング速度におけるフィードバック遅れが減る。別の例として、好ましい実施の形態の広範囲閉ループ・モードをシミュレートすると、従来技術のモード１と２と同等のまたはより優れた結果が得られる。従来技術はモード１と２を切り替える必要があるのでこれに対応する複雑さと遅れがあったが、好ましい実施の形態では２つの従来技術のモードの代わりに単一モードを用いるのでかかる欠点がなくなった。更に別の利点として、上述の教示は２アンテナより多いアンテナｘを持つ基地局に適用することができる。この場合も第１の値ｗ1（ｎ）を基準化し、ユーザ局１４は他のｘアンテナごとにφ（ｎ）の値を決定し、対応する重みをこれらの各値に割り当てて、基地局にフィードバックする。
【００８６】
この場合も、瞬時パワーを最大にするようにφ（ｎ）を決定する。これは式６の拡張として得られる。更に別の例として、好ましい広範囲閉ループ・モードと従来技術のモード３を結合して、表１内のドップラー・フェージングの全範囲をカバーすることができる。例示した利点の別の例として、ビームフォーマ確認の別の方法を開示した。最後の例として、本発明はＣＤＭＡ以外のシステム（例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）や、直交周波数分割多重通信（ＯＦＤＭ））にも適用することができる。種々の実施の形態について詳細に説明したが、特許請求の範囲に規定されている本発明の範囲から逸れずに種々の修正や変更を行うことができる。
【００８７】
連邦政府後援の研究開発に関する言明
本出願は、米国暫定出願番号第６０／１４８，９７２号（ＴＩ−２９５４７ＰＳ）、１９９９年８月１３日出願の、３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）（１）に従う権利を請求する。
【符号の説明】
【００８８】
１０ 無線通信システム
１２ ユーザ局
１４ 送信局
２２ 逆拡散回路
２４ チャンネル評価器
５０ チャンネル測定回路
５２ ビームフォーマ係数計算回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ユーザ局を含む無線通信システムであって、前記ユーザ局は、
逆拡散回路であって、送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散し、前記複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルとパイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含む、逆拡散回路と、
前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロットに対する前記所定のスロットの９０度回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する回路と、
を備える無線通信システム。
【請求項２】
前記ユーザ局は前記位相差値を表す少なくとも１つの重み値を前記送信局に送信する回路を更に備え、これにより前記送信局は前記少なくとも１つの重み値に応じて少なくとも１つの追加のスロット内の記号に重みを付けて少なくとも１つの追加のスロットを前記ユーザ局に送信することができる、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
パイロット記号の前記第１の集合は重みの付かない記号を含み、パイロット記号の前記第２の集合は重み付きの記号を含む、請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項４】
位相差値を測定する前記回路は、前記複数のスロット内の第１のスロットに関して、第１の事例では、前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じる複素点乗積の実数部がゼロ以上かどうかに応じて位相差値を測定し、
位相差値を測定する前記回路は、前記複数のスロット内の第１のスロットに関して、前記第１のスロットの直後の第２の事例では、前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じる複素点乗積の虚実数部がゼロ以下かどうかに応じて位相差値を測定する、
請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項５】
前記ユーザ局は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記送信局が前記第２の送信アンテナで送信する所定のスロットの重み付き記号に与えられる位相差重み値を推定するビームフォーマ確認回路を更に備える、請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項６】
前記所定のスロット毎の重み付き記号は重み付きパイロット記号を含み、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記所定のスロットの重み付きパイロット記号に応じて、また前記第２のチャンネル測定値と前記所定のスロットについて前記第２の送信アンテナから受信したパイロット記号の前記第２の集合との積に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項５に記載の無線通信システム。
【請求項７】
前記積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項８】
前記ユーザ局は所定のスロットの測定された位相差値を記憶する回路を更に備え、
また前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定値に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項７に記載の無線通信システム。
【請求項９】
前記ビームフォーマ確認回路は前記複数のスロット内の第１のスロットに関して、第１の事例では、第１の位相差値と第２の位相差値から成る２つの位相差値の一方に応じて経験的に検出する確率を最大にするよう、前記第１のスロット内の重み付き記号に与えられる第１の位相差重み値を推定し、
前記ビームフォーマ確認回路は前記複数のスロット内の第２のスロットに関して、前記第１の事例の後の第２の事例では、第３の位相差値と第４の位相差値から成る２つの位相差値の一方に応じて経験的に検出する確率を最大にするよう、前記第２のスロット内の重み付き記号に与えられる第２の位相差重み値を推定し、
前記第３および第４の位相差値は前記第１および第２の位相差値とは異なる、
請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項１０】
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、所定のスロットの重み付きパイロット記号の複素点乗積に応じて位相差重み値を推定し、前記積は前記第２のチャンネル測定値と前記所定のスロットについての前記第２の送信アンテナから受信した重み付きパイロット記号に応じる積であり、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複素点乗積の実数部がゼロ以上であるかどうかに応じて第２の位相差重み値を推定し、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複素点乗積の虚数部がゼロ以下であるかどうかに応じて第１の位相差重み値を推定する、
請求項９に記載の無線通信システム。
【請求項１１】
前記ビームフォーマ確認回路は、前記第１の位相差重み値と前記第２の位相差重み値の平均として前記位相差重み値を推定する、請求項１０に記載の無線通信システム。
【請求項１２】
前記積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットの前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、請求項１１に記載の無線通信システム。
【請求項１３】
前記ユーザ局は所定のスロットの測定された位相差値を記憶する回路を更に備え、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定値に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項１２に記載の無線通信システム。
【請求項１４】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信しまた同じタイム・スロットに対応するスロットのチャンネル推定値を決定する回路を更に備え、また前記チャンネル推定値は第１の加数と第２の加数の和に応じて決定され、
前記第１の加数は前記第２のチャンネル測定値と第２の位相差重み値に応じる第１の積を含み、
前記第２の位相差値は前記第１の位相差値の重み値に対して基準化されており、
前記第２の加数は前記第１のチャンネル測定値と第１の位相差重み値に応じる第２の積を含む、
請求項１０に記載の無線通信システム。
【請求項１５】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項１４に記載の無線通信システム。
【請求項１６】
前記第１の積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記第１の積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じ、
前記第２の積は前記第１のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットの前記第１のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、
請求項１４に記載の無線通信システム。
【請求項１７】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項１５に記載の無線通信システム。
【請求項１８】
前記ビームフォーマ確認回路は前記複数のスロット内の各所定のスロットに関して、４つの異なる位相差値の１つに応じて経験的に検出する確率を最大にするよう、前記所定のスロット内の重み付き記号に与えられる位相差重み値を推定する、請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項１９】
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記所定のスロットの重み付きパイロット記号の複素点乗積に更に応じて前記位相差重み値を推定し、前記積は前記第２のチャンネル測定値と前記所定のスロットについて前記第２の送信アンテナから受信した重み付きパイロット記号に応じる積であり、
前記ビームフォーマ確認回路は、４つの異なる位相差値の１つをそれぞれ対応する被乗数として前記積に掛ける回路を更に含み、
前記ビームフォーマ確認回路は、最大の積を得る対応する被乗数として前記位相差重み値を推定する、
請求項１８に記載の無線通信システム。
【請求項２０】
前記積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２１】
前記ユーザ局は所定のスロットの測定された位相差値を記憶する回路を更に備え、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定値に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項２０に記載の無線通信システム。
【請求項２２】
前記ユーザ局は前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信しまた同じタイム・スロットに対応するスロットのチャンネル推定値を決定する回路を更に備え、また前記チャンネル推定値は第１の加数と第２の加数の和に応じて決定され、
前記第１の加数は前記第２のチャンネル測定値と第２の位相差重み値に応じる第１の積を含み、
前記第２の位相差値は前記第１の位相差値の重み値に対して基準化されており、
前記第２の加数は前記第１のチャンネル測定値と第１の位相差重み値に応じる第２の積を含む、
請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２３】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項２２に記載の無線通信システム。
【請求項２４】
前記第１の積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記第１の積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じ、
前記第２の積は前記第１のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、
請求項２２に記載の無線通信システム。
【請求項２５】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項２４に記載の無線通信システム。
【請求項２６】
前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値と位相差値は、ドップラー・フェージングの第１の速度に応じて第１の閉ループ動作モードで測定され、また前記ユーザ局はドップラー・フェージングの第２の速度に応じて第２の閉ループ動作モードで動作する回路を更に含む、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項２７】
前記ユーザ局は、前記第２の閉ループモードで振幅および位相訂正ビットを前記送信局に送信する回路を更に含み、前記送信局は前記振幅および位相訂正ビットに応じて少なくとも１つの追加スロットを前記ユーザ局に送信する、請求項２６に記載の無線通信システム。
【請求項２８】
送信局を更に含み、前記送信局は、
少なくとも１つの重み値に応じるフィードバック・チャンネル重み値に応じて重み付き記号を形成するための、記号に重みを付ける回路と、
スロット内の重み付き記号を前記ユーザ局に送信する回路と、
を備える、請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項２９】
送信局を更に含み、前記送信局は、
前記ユーザ局が２つの逐次のタイム・スロットで受信する２つのスロットに応じて前記ユーザ局から前記送信局に送る２つの重み値の平均により決まるフィードバック・チャンネル重み値に応じて重み付き記号を形成するための、記号に重みを付ける回路と、
スロット内の重み付き記号を前記ユーザ局に送信する回路と、
を備える、請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項３０】
前記ユーザ局はＷＣＤＭＡユーザ局を含む、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３１】
ユーザ局を含む無線通信システムであって、前記ユーザ局は、
逆拡散回路であって、送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散し、前記複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルとパイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含む、逆拡散回路と、
前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロットに対する前記所定のスロットの所定の度の回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する回路と、
前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記送信局が前記第２の送信アンテナで送信した所定のスロットのパイロット記号の第１の集合に与えられる位相差重み値を推定するビームフォーマ確認回路と、
を備える無線通信システム。
【請求項３２】
無線通信システムを操作する方法であって、
送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散し、また前記複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルとパイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含み、
前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定し、
前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定し、
前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロットに対する前記所定のスロットの９０度回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する、
ステップを含む、無線通信システムを操作する方法。
【請求項１】
ユーザ局を含む無線通信システムであって、前記ユーザ局は、
逆拡散回路であって、送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散し、前記複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルとパイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含む、逆拡散回路と、
前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロットに対する前記所定のスロットの９０度回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する回路と、
を備える無線通信システム。
【請求項２】
前記ユーザ局は前記位相差値を表す少なくとも１つの重み値を前記送信局に送信する回路を更に備え、これにより前記送信局は前記少なくとも１つの重み値に応じて少なくとも１つの追加のスロット内の記号に重みを付けて少なくとも１つの追加のスロットを前記ユーザ局に送信することができる、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
パイロット記号の前記第１の集合は重みの付かない記号を含み、パイロット記号の前記第２の集合は重み付きの記号を含む、請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項４】
位相差値を測定する前記回路は、前記複数のスロット内の第１のスロットに関して、第１の事例では、前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じる複素点乗積の実数部がゼロ以上かどうかに応じて位相差値を測定し、
位相差値を測定する前記回路は、前記複数のスロット内の第１のスロットに関して、前記第１のスロットの直後の第２の事例では、前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じる複素点乗積の虚実数部がゼロ以下かどうかに応じて位相差値を測定する、
請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項５】
前記ユーザ局は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記送信局が前記第２の送信アンテナで送信する所定のスロットの重み付き記号に与えられる位相差重み値を推定するビームフォーマ確認回路を更に備える、請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項６】
前記所定のスロット毎の重み付き記号は重み付きパイロット記号を含み、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記所定のスロットの重み付きパイロット記号に応じて、また前記第２のチャンネル測定値と前記所定のスロットについて前記第２の送信アンテナから受信したパイロット記号の前記第２の集合との積に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項５に記載の無線通信システム。
【請求項７】
前記積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項８】
前記ユーザ局は所定のスロットの測定された位相差値を記憶する回路を更に備え、
また前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定値に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項７に記載の無線通信システム。
【請求項９】
前記ビームフォーマ確認回路は前記複数のスロット内の第１のスロットに関して、第１の事例では、第１の位相差値と第２の位相差値から成る２つの位相差値の一方に応じて経験的に検出する確率を最大にするよう、前記第１のスロット内の重み付き記号に与えられる第１の位相差重み値を推定し、
前記ビームフォーマ確認回路は前記複数のスロット内の第２のスロットに関して、前記第１の事例の後の第２の事例では、第３の位相差値と第４の位相差値から成る２つの位相差値の一方に応じて経験的に検出する確率を最大にするよう、前記第２のスロット内の重み付き記号に与えられる第２の位相差重み値を推定し、
前記第３および第４の位相差値は前記第１および第２の位相差値とは異なる、
請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項１０】
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、所定のスロットの重み付きパイロット記号の複素点乗積に応じて位相差重み値を推定し、前記積は前記第２のチャンネル測定値と前記所定のスロットについての前記第２の送信アンテナから受信した重み付きパイロット記号に応じる積であり、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複素点乗積の実数部がゼロ以上であるかどうかに応じて第２の位相差重み値を推定し、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複素点乗積の虚数部がゼロ以下であるかどうかに応じて第１の位相差重み値を推定する、
請求項９に記載の無線通信システム。
【請求項１１】
前記ビームフォーマ確認回路は、前記第１の位相差重み値と前記第２の位相差重み値の平均として前記位相差重み値を推定する、請求項１０に記載の無線通信システム。
【請求項１２】
前記積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットの前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、請求項１１に記載の無線通信システム。
【請求項１３】
前記ユーザ局は所定のスロットの測定された位相差値を記憶する回路を更に備え、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定値に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項１２に記載の無線通信システム。
【請求項１４】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信しまた同じタイム・スロットに対応するスロットのチャンネル推定値を決定する回路を更に備え、また前記チャンネル推定値は第１の加数と第２の加数の和に応じて決定され、
前記第１の加数は前記第２のチャンネル測定値と第２の位相差重み値に応じる第１の積を含み、
前記第２の位相差値は前記第１の位相差値の重み値に対して基準化されており、
前記第２の加数は前記第１のチャンネル測定値と第１の位相差重み値に応じる第２の積を含む、
請求項１０に記載の無線通信システム。
【請求項１５】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項１４に記載の無線通信システム。
【請求項１６】
前記第１の積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記第１の積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じ、
前記第２の積は前記第１のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットの前記第１のチャンネル測定値の重み付けに応じ、更に前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、
請求項１４に記載の無線通信システム。
【請求項１７】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項１５に記載の無線通信システム。
【請求項１８】
前記ビームフォーマ確認回路は前記複数のスロット内の各所定のスロットに関して、４つの異なる位相差値の１つに応じて経験的に検出する確率を最大にするよう、前記所定のスロット内の重み付き記号に与えられる位相差重み値を推定する、請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項１９】
前記ビームフォーマ確認回路は、前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記所定のスロットの重み付きパイロット記号の複素点乗積に更に応じて前記位相差重み値を推定し、前記積は前記第２のチャンネル測定値と前記所定のスロットについて前記第２の送信アンテナから受信した重み付きパイロット記号に応じる積であり、
前記ビームフォーマ確認回路は、４つの異なる位相差値の１つをそれぞれ対応する被乗数として前記積に掛ける回路を更に含み、
前記ビームフォーマ確認回路は、最大の積を得る対応する被乗数として前記位相差重み値を推定する、
請求項１８に記載の無線通信システム。
【請求項２０】
前記積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２１】
前記ユーザ局は所定のスロットの測定された位相差値を記憶する回路を更に備え、
前記ビームフォーマ確認回路は、前記所定のスロットの直後の複数のスロット内のスロットについて、またフィードバック誤りの確率と前記記憶された位相差値の測定値に応じて、前記位相差重み値を推定する、
請求項２０に記載の無線通信システム。
【請求項２２】
前記ユーザ局は前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信しまた同じタイム・スロットに対応するスロットのチャンネル推定値を決定する回路を更に備え、また前記チャンネル推定値は第１の加数と第２の加数の和に応じて決定され、
前記第１の加数は前記第２のチャンネル測定値と第２の位相差重み値に応じる第１の積を含み、
前記第２の位相差値は前記第１の位相差値の重み値に対して基準化されており、
前記第２の加数は前記第１のチャンネル測定値と第１の位相差重み値に応じる第２の積を含む、
請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２３】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項２２に記載の無線通信システム。
【請求項２４】
前記第１の積は前記第２のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記第１の積は前記所定のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第２のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じ、
前記第２の積は前記第１のチャンネル測定値に応じ、すなわち前記積は前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付けに応じ、また前記所定のスロットの前に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値と、前記所定のスロットの後に受信した複数のスロットについての前記第１のチャンネル測定値の重み付き測定値に更に応じる、
請求項２２に記載の無線通信システム。
【請求項２５】
前記ユーザ局は、前記第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナから受信し同じタイム・スロットに対応するスロットを前記チャンネル推定値に応じて処理する最大比結合回路を更に備える、請求項２４に記載の無線通信システム。
【請求項２６】
前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値と位相差値は、ドップラー・フェージングの第１の速度に応じて第１の閉ループ動作モードで測定され、また前記ユーザ局はドップラー・フェージングの第２の速度に応じて第２の閉ループ動作モードで動作する回路を更に含む、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項２７】
前記ユーザ局は、前記第２の閉ループモードで振幅および位相訂正ビットを前記送信局に送信する回路を更に含み、前記送信局は前記振幅および位相訂正ビットに応じて少なくとも１つの追加スロットを前記ユーザ局に送信する、請求項２６に記載の無線通信システム。
【請求項２８】
送信局を更に含み、前記送信局は、
少なくとも１つの重み値に応じるフィードバック・チャンネル重み値に応じて重み付き記号を形成するための、記号に重みを付ける回路と、
スロット内の重み付き記号を前記ユーザ局に送信する回路と、
を備える、請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項２９】
送信局を更に含み、前記送信局は、
前記ユーザ局が２つの逐次のタイム・スロットで受信する２つのスロットに応じて前記ユーザ局から前記送信局に送る２つの重み値の平均により決まるフィードバック・チャンネル重み値に応じて重み付き記号を形成するための、記号に重みを付ける回路と、
スロット内の重み付き記号を前記ユーザ局に送信する回路と、
を備える、請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項３０】
前記ユーザ局はＷＣＤＭＡユーザ局を含む、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３１】
ユーザ局を含む無線通信システムであって、前記ユーザ局は、
逆拡散回路であって、送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散し、前記複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルとパイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含む、逆拡散回路と、
前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定する回路と、
前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロットに対する前記所定のスロットの所定の度の回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する回路と、
前記複数のスロット内の所定のスロット毎に、前記送信局が前記第２の送信アンテナで送信した所定のスロットのパイロット記号の第１の集合に与えられる位相差重み値を推定するビームフォーマ確認回路と、
を備える無線通信システム。
【請求項３２】
無線通信システムを操作する方法であって、
送信局の少なくとも第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送られる複数のスロットを受信して逆拡散し、また前記複数のスロットはそれぞれパイロット記号の第１の集合を含む第１のチャンネルとパイロット記号の第２の集合を含む第２のチャンネルを含み、
前記第１の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第１のチャンネル測定値を測定し、
前記第２の送信アンテナからの複数のスロット内の所定のスロット毎に、また前記所定のスロット内のパイロット記号の第１の集合に応じて、第２のチャンネル測定値を測定し、
前記所定のスロットについての前記第１のチャンネル測定値と第２のチャンネル測定値に応じて、また前記所定のスロットの直前に前記逆拡散回路が受信したスロットに対する前記所定のスロットの９０度回転に応じて、複数のスロット内の所定のスロット毎に位相差値を測定する、
ステップを含む、無線通信システムを操作する方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−２３１５１４（Ｐ２０１２−２３１５１４Ａ）
【公開日】平成２４年１１月２２日（２０１２．１１．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−１４５８０３（Ｐ２０１２−１４５８０３）
【出願日】平成２４年６月２８日（２０１２．６．２８）
【分割の表示】特願２０００−２８２６７４（Ｐ２０００−２８２６７４）の分割
【原出願日】平成１２年８月１４日（２０００．８．１４）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＷＣＤＭＡ
【出願人】（５０１２２９５２８）テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド (111)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月２２日（２０１２．１１．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年６月２８日（２０１２．６．２８）
【分割の表示】特願２０００−２８２６７４（Ｐ２０００−２８２６７４）の分割
【原出願日】平成１２年８月１４日（２０００．８．１４）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＷＣＤＭＡ
【出願人】（５０１２２９５２８）テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド (111)
【Ｆターム（参考）】
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