ＤＣ−ＤＣコンバータ、携帯通信端末、及びＤＣ電圧変換方法
【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータの電力供給先回路における消費電流が変動すると、電力変換効率における、インダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値とが変動してしまう。
【解決手段】電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、第１のセレクタが第１のインダクタを選択し、第２のセレクタが第１のキャパシタを選択するように、外部回路が第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、第１のセレクタが第２のインダクタを選択し、第２のセレクタが第２のキャパシタを選択するように、第１のセレクタの選択状態と第２のセレクタの選択状態とを制御することにより、電力供給先回路における消費電流に応じて、利用するインダクタとキャパシタとの組を切り替える。
【解決手段】電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、第１のセレクタが第１のインダクタを選択し、第２のセレクタが第１のキャパシタを選択するように、外部回路が第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、第１のセレクタが第２のインダクタを選択し、第２のセレクタが第２のキャパシタを選択するように、第１のセレクタの選択状態と第２のセレクタの選択状態とを制御することにより、電力供給先回路における消費電流に応じて、利用するインダクタとキャパシタとの組を切り替える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電圧を別の直流電圧に変更するＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、携帯通信端末といった電池駆動式機器において、電池の出力電圧である直流電圧を、その機器に内蔵された電子部品が必要とするレベルの直流電圧に変換するため用いられる。そして、電池駆動式機器において用いられるＤＣ−ＤＣコンバータには、限りある電池の電気容量を有効に利用するために、高い電力変換効率が求められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−１８３６９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータは、周期的に電気エネルギーを蓄積して放出するインダクタと出力電圧を平滑化するキャパシタとを含んで構成される。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、高い電力変換効率を実現するためには、インダクタとキャパシタとについて、それぞれ、インダクタンス値の最適化とキャパシタンス値の最適化とを行う必要がある。
【０００５】
しかしながら、一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力供給先回路における消費電流が変動すると、電力変換効率における、インダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値とが変動することが知られている。
従って、電力供給先回路が、実行する処理を切り替えるとその消費電流が変動するような回路である場合には、供給先回路におけるある一の消費電流に着目してインダクタンス値の最適化とキャパシタンス値の最適化とを図ったとしても、供給先回路が、その一の消費電流とは異なる消費電流となる処理を実行している場合には、それらインダクタンス値とキャパシタンス値とが、必ずしも最適なものでなくなってしまっていることがある。
【０００６】
そこで、本発明は係る問題に鑑みてなされたものであり、電力供給先回路の消費電流が変動するような場合に、従来より電力変換効率を向上させることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１及び第２のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、第１及び第２のキャパシタと、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタと、電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択し、当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
上述の構成を備える本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、電力供給先回路が第１の状態である場合と、第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合とで、インダクタのインダクタンス値とキャパシタのキャパシタンス値との組み合わせを切り替える。
従って、このＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のインダクタのインダクタンス値と第１のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第１の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるように、そして、第２のインダクタのインダクタンス値と第２のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第２の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるようにすることで、電力供給先回路の消費電流が変動するような場合に、従来より電力変換効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】（ａ）携帯電話機１００の斜視図、（ｂ）携帯電話機１００内部の主要構成物の斜視図
【図２】携帯電話機１００に搭載される電子部品の電源の接続関係を示す図
【図３】第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の回路図
【図４】消費電流と電力変換効率との対応関係を示す図
【図５】セレクタ切替処理のフローチャート
【図６】切替信号の電位の推移を示すタイミングチャート
【図７】昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜実施の形態＞
＜概要＞
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態として、携帯電話機１００に内蔵されるＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。
携帯電話機１００は、３つのＤＣ−ＤＣコンバータを内蔵している。そして、それらＤＣ−ＤＣコンバータのうちの１つである第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００が内蔵する電池１３０が出力する４．２Ｖの直流電圧を、同じく携帯電話機１００が内蔵するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１２５が必要とする１．２Ｖの直流電圧に変換する。
【００１１】
ＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合に平均消費電流が５ｍＡとなり、携帯電話機１００が通話状態の場合に平均消費電流が２５０ｍＡとなる。そして、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合と通話状態の場合とで、電圧変換に利用するインダクタとキャパシタとの組を切り替えることで、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合と通話状態の場合との双方において、比較的高い電力変換効率を実現する。
【００１２】
以下、この携帯電話機１００の構成について、図面を参照しながら説明する。
＜構成＞
図１（ａ）は、携帯電話機１００の斜視図であり、図１（ｂ）は、携帯電話機１００内部の主要構成物の斜視図である。
図１（ａ）に示されるように、携帯電話機１００は、その主表面に、オンフックキーとオフフックキーとを含む複数の入力キーからなる入力キー群１０１とディスプレイ１０２とレシーバ孔１０３とマイク孔１０４とを備える。
【００１３】
また、図１（ｂ）に示されるように、携帯電話機１００は、筐体内部に、基板１２０と電池１３０とアンテナ構体１４０とを内蔵している。
電池１３０は、４．２Ｖの直流電圧を出力する、例えば、リチウムイオン２次電池であって、携帯電話機１００を構成する電子部品に電力を供給する。
アンテナ構体１４０は、携帯電話機１００が外部の基地局と行う通信に利用する２ＧＨｚ帯の信号を送受信するための通話用アンテナ１４１を備える構造体である。
【００１４】
通話用アンテナ１４１は、外部の基地局との通信に利用されるモノポールアンテナであって、Ｌ字型の金属製（例えば銅製）薄膜からなり、アンテナ構体１４０の表面に接着されている。
基板１２０は、電子部品等を装着するプリント基板であって、表面に、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２と第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３とユーザインターフェース制御用ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とメモリ１２７とが装着されている。
【００１５】
ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４は、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１から供給される１．８Ｖの直流電圧で動作するＬＳＩであって、入力キー群１０１とディスプレイ１０２とＣＰＵ１２５とに接続され、ＣＰＵ１２５によって制御され、以下の２つの機能を有する。
入力受付機能：携帯電話機１００を利用するユーザによる入力キー群１０１への入力操作を受け付け、受け付けた入力操作に応じた信号をＣＰＵ１２５に出力する機能。
【００１６】
出力制御機能：ＣＰＵ１２５から送信される画像データを受信すると、その画像データに対応する画像をディスプレイ１０２に表示させる機能。
メモリ１２７は、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１から供給される１．８Ｖの直流電圧で動作するメモリであって、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）とＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）とから構成され、ＣＰＵ１２５に接続され、ＣＰＵ１２５の動作を規定するプログラムと、ＣＰＵ１２５が利用するデータとを記憶する。
【００１７】
通信用ＬＳＩ１２６は、第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３から供給される２．３Ｖの直流電圧で動作するＬＳＩであって、ＣＰＵ１２５と通話用アンテナ１４１とに接続され、ＣＰＵ１２５によって制御され、以下の４つの機能を有する。
受信機能：通話用アンテナ１４１を利用して、２ＧＨｚ帯の信号を受信する機能。
復調機能：受信した２ＧＨｚ帯の信号を復調して、復調した復調信号をＣＰＵ１２５へ送る機能。
【００１８】
変調機能：ＣＰＵ１２５から送られる音声信号を２ＧＨｚ帯の信号に変調する機能。
送信機能：通話用アンテナ１４１を利用して、変調した２ＧＨｚ帯の信号を送信する機能。
ＣＰＵ１２５は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２から供給される１．２Ｖの直流電圧で動作するＣＰＵであって、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４と通信用ＬＳＩ１２６とメモリ１２７と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２と図示しないスピーカと図示しないレシーバとに接続され、メモリ１２７に記憶されるプログラムを実行することで、以下の４つの機能を実現する。
【００１９】
音声出力機能：通信用ＬＳＩ１２６から送られる復調信号を受けると、内蔵するＤＡ変換機を利用してアナログ信号に変換して図示しないスピーカに出力することで、その復調信号に対応する音声を、そのスピーカから出力させる機能。
音声入力機能：図示しないレシーバから電気信号が入力されると、内蔵するＡＤ変換機を利用してデジタル信号に変換して、変換したデジタル信号を音声信号として通信用ＬＳＩ１２６に出力する機能。
【００２０】
切替信号制御機能：携帯電話機１００が外部の基地局等を介して外部の携帯電話機等と通話を行っていない待ち受け状態である期間、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２への出力である切替信号を論理値“０”（例えば０Ｖの電位）とし、携帯電話機１００が外部の基地局等を介して外部の携帯電話機等と通話を行っている通話状態である期間、切替信号を論理値“１”（例えば１．８Ｖの電位）とする機能。
【００２１】
この切替信号制御機能は、ＣＰＵ１２５が後述のセレクタ切替処理を実行することで実現される。なお、セレクタ切替処理については、後程＜セレクタ切替処理＞の項目において、フローチャートを用いて詳細に説明する。
携帯電話機制御機能：ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４と通信用ＬＳＩ１２６とを制御して、携帯電話機１００に、ユーザによる入力キー群への操作に応じた処理を実現させる機能。
【００２２】
また、このＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００の起動時に、切替信号を論理値“０”とするように設定されている。
第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２と第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３とは、それぞれ、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を、携帯電話機１００に内蔵される電子部品が必要とする直流電圧に変換するための回路である。
【００２３】
図２は、携帯電話機１００に搭載される電子部品の電源の接続関係を示す図である。
同図に示されるように、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１は、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を１．８Ｖの直流電圧に変換して、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とメモリ１２７とに供給する。
第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３は、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を２．３Ｖの直流電圧に変換して、通信用ＬＳＩ１２６に供給する。
【００２４】
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を１．２Ｖの直流電圧に変換して、ＣＰＵ１２５に供給する。
以下、図面を用いて、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の回路構成の詳細について説明する。
図３は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の回路図である。
【００２５】
同図に示されるように、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、スイッチングＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）３００と第１インダクタ３１１と第２インダクタ３１２と第１セレクタ３１３と第１キャパシタ３２１と第２キャパシタ３２２と第２セレクタ３２３とから構成され、入力ＶＤＤ端子３３１と出力ＶＤＤ端子３３２と切替信号入力端子３３３とを有する。
【００２６】
スイッチングＩＣ３００は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ３０１とＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２とパルス信号生成回路３０３とから構成されるＩＣであって、ＶＩＮ端子３０４とＳＷ端子３０５とＦＢ端子３０６とを有し、ＶＩＮ端子３０４とＳＷ端子３０５との間を電気的に導通する状態と電気的に導通しない状態とに周期的に切り替えるスイッチング機能と、グラウンドとＳＷ端子３０５との間の整流機能とを有する。
【００２７】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１は、パルス信号生成回路３０３から出力される、論理値“１”（例えば４．２Ｖの電位）と論理値“０”（例えば０Ｖの電位）とを繰り返す、例えば、周波数２ＭＨｚの矩形波からなるスイッチング信号に従って、スイッチング信号が論理値“１”の場合にオン、スイッチング信号が論理値“０”の場合にオフとなるスイッチである。
【００２８】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２は、整流作用をするためのＭＯＳＦＥＴである。
パルス信号生成回路３０３は、ＦＢ端子３０６の電位が所定の電位となるように、論理値“１”の期間と論理値“０”の期間とを調整してスイッチング信号を生成し、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１に出力する機能を有する回路である。
なお、このスイッチングＩＣ３００のような機能を有するＩＣは、半導体メーカから、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現するための汎用部品として、容易に入手可能な状態で市販されている。
【００２９】
第１インダクタ３１１は、スイッチングＩＣ３００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、１５．０μＨのインダクタである。
第２インダクタ３１２は、スイッチングＩＣ３００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、３．３μＨのインダクタである。
第１セレクタ３１３は、第１インダクタ３１１と第２インダクタ３１２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
【００３０】
この第１セレクタ３１３は、切替信号入力端子３３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１インダクタ３１１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２インダクタ３１２を選択する状態となる。
第１キャパシタ３２１は、出力ＶＤＤ端子３３２の電位を平滑化するための、２．２μＦのキャパシタである。
【００３１】
第２キャパシタ３２２は、出力ＶＤＤ端子３３２の電位を平滑化するための、１０μＦのキャパシタである。
第２セレクタ３２３は、第１キャパシタ３２１と第２キャパシタ３２２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
この第２セレクタ３２３は、切替信号入力端子３３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１キャパシタ３２１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２キャパシタ３２２を選択する状態となる。
【００３２】
なお、切替信号入力端子３３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合には、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１とが選択されることで、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１とからなる第１ローパスフィルタが形成されることとなり、切替信号が論理値“１”の場合には、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２とが選択されることで、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２とからなる第２ローパスフィルタが形成されることとなる。
【００３３】
ここで、第１インダクタ３１１は１５．０μＨであり、第１キャパシタ３２１は２．２μＦであることから、第１ローパスフィルタの共振周波数は、およそ２８ＫＨｚとなっている。そして、この第１ローパスフィルタの共振周波数は、パルス信号生成回路３０３の生成するパルス信号の周波数である２ＭＨｚのおよそ１／７２となっている。
また、第２インダクタ３１２は３．３μＨであり、第２キャパシタ３２２は１０μＦであることから、第２ローパスフィルタの共振周波数は、第１ローパスフィルタと同様に、およそ２８ＫＨｚとなっている。
【００３４】
なお、第１ローパスフィルタの共振周波数と第２ローパスフィルタの共振周波数とは、パルス信号生成回路３０３の生成するパルス信号の方形波成分を十分に減衰させることと、電力供給先回路における消費電流変動への応答性を良好なものとすることとの双方を実現することができる値に設定されている。
図４は、切替信号が論理値“０”の場合と論理値“１”の場合とのそれぞれにおける、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力供給先回路における消費電流と、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２における電力変換効率との対応関係を示す図である。
【００３５】
同図において、横軸は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力供給先回路における消費電流となっており、縦軸は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２における電力変換効率となっている。
同図に示されるように、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ未満の場合には、切替信号が論理値“０”となる方が電力変換効率が良くなり、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ以上の場合には、切替信号が論理値“１”となる方が電力変換効率が良くなっている。
【００３６】
＜電力変換効率に関する考察＞
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力変換効率における、供給先回路における消費電流とインダクタのインダクタンス値との関係について考察する。
供給先回路における消費電流が比較的少ない場合（ここでは、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ未満の場合に相当する。）には、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１がオンとなる期間が比較的短くなる。これによりインダクタは、比較的多くの電気エネルギーを蓄積しておく必要がある。インダクタは、インダクタンス値が大きい程起電力が大きくなるという性質があるため、比較的多くのエネルギーをより効率的に蓄積するためには、より大きなインダクタンス値のインダクタの方が有利になる。
【００３７】
逆に、供給先回路における消費電流が比較的多い場合（ここでは、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ以上の場合に相当する。）には、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１がオンとなる期間が比較的長くなる。これによりインダクタは、比較的多くの電気エネルギーを蓄積する必要がない。逆に、インダクタは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１と直列接続されているため、流れる電流が比較的多くなる。インダクタは、インダクタンス値が小さい程直流抵抗の抵抗値が小さくなるという傾向があるため、電流が流れることによって発生する熱によるエネルギー損失を少なくするためには、より小さなインダクタンス値のインダクタの方が有利になる。
【００３８】
これらのことから、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２において、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ未満の場合には、インダクタのインダクタンス値が１５．０μＨとなる方が電力変換効率が良くなり、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ以上の場合には、インダクタのインダクタンス値が３．３μＨとなる方が電力変換効率が良くなっていると考えられる。
【００３９】
以下、図面を参照しながら、上記構成の携帯電話機１００の行う動作について説明する。
＜動作＞
ここでは、携帯電話機１００の行う動作のうち、特徴的な動作であるセレクタ切替処理について説明する。
【００４０】
＜セレクタ切替処理＞
セレクタ切替処理は、携帯電話機１００が待ち受け状態から通話状態へと状態遷移する場合に、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するインダクタとキャパシタとの組み合わせを、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１との組から、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２との組へと変更し、携帯電話機１００が通話状態から待ち受け状態へと状態遷移する場合に、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するインダクタとキャパシタとの組み合わせを、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２との組から、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１との組へと変更する処理である。
【００４１】
図５は、セレクタ切替処理のフローチャートである。
このセレクタ切替処理は、携帯電話機１００が起動されることで開始される。
携帯電話機１００が起動されると、携帯電話機１００は待ち受け状態となり、ＣＰＵ１２５は、切替信号として論理値“０”を出力する。そして、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされるのを待つ（ステップＳ５００：Ｎｏを繰り返す）。
【００４２】
このとき、切替信号の論理値が“０”となっているため、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１セレクタ３１３が第１インダクタ３１１を選択し、第２セレクタ３２３が第１キャパシタ３２１を選択している状態（以下、この状態を「第１状態」と呼ぶ。）となっている。
また、ＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００が待ち受け状態なので、その平均消費電流は５ｍＡとなっている。
【００４３】
ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされると（ステップＳ５００：Ｙｅｓ）、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４は、オフフックキーが押下された旨の信号を、ＣＰＵ１２５へ出力する（ステップＳ５１０）。
ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４から、オフフックキーが押下された旨の信号を受けると、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で行う通話に係る処理を開始して、携帯電話機１００が、待ち受け状態から通話状態へと遷移する。そしてＣＰＵ１２５は、切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する（ステップＳ５２０）。
【００４４】
切替信号が論理値“０”から論理値“１”へと変更されると、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１状態から、第１セレクタ３１３が第２インダクタ３１２を選択し、第２セレクタ３２３が第２キャパシタ３２２を選択している状態（以下、この状態を「第２状態」と呼ぶ。）へと状態を遷移させる（ステップＳ５３０）。
このとき、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で通話に係る処理を行っており（すなわち、携帯電話機１００が通話状態となっており）、その平均電流は２５０ｍＡとなっている。
【００４５】
その後、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を終了するためのオンフックキーの押下操作がなされるのを待つ（ステップＳ５４０：Ｎｏを繰り返す）。
ユーザによって通話を終了するためのオンフックキーの押下操作がなされると（ステップＳ５４０：Ｙｅｓ）、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４は、オンフックキーが押下された旨の信号を、ＣＰＵ１２５へ出力する（ステップＳ５５０）。
【００４６】
ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４から、オンフックキーが押下された旨の信号を受けると、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で行う通話に係る処理を終了し、切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する（ステップＳ５６０）。
切替信号が論理値“１”から論理値“０”へと変更されると、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第２状態から、第１状態へと状態を遷移させる（ステップＳ５７０）。
【００４７】
このとき、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で行う通話に係る処理を終了しており（すなわち、携帯電話機１００が待ち受け状態となっており）、その平均消費電流は５ｍＡとなっている。
ステップＳ５７０の処理が終了すると、携帯電話機１００は、再びステップＳ５００の処理に戻って、ステップＳ５００以下の処理を繰り返す。
【００４８】
図６は、携帯電話機１００がセレクタ切替処理を実行している場合において、携帯電話機１００を利用するユーザが、時刻ｔ０に通話を開始するためにオフフックキーを押下し、時刻ｔ１に通話を終了するためにオンフックキーを押下したときにおける、切替信号の電位の推移を示すタイミングチャートである。
同図に示される通り、時刻ｔ０に、ユーザがオフフックキーを押下すると、切替信号の電位は、論理値“０”を示す電位から論理値“１”を示す電位へ推移する（ステップＳ５００：Ｙｅｓ〜ステップＳ５２０の処理参照）。そして、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１状態から第２状態へと状態を遷移させる（ステップＳ５３０の処理参照）。
【００４９】
また、時刻ｔ１に、ユーザがオンフックキーを押下すると、切替信号の電位は、論理値“１”を示す電位から論理値“０”を示す電位へと推移する（ステップＳ５４０：Ｙｅｓ〜ステップＳ５６０の処理参照）。そして、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第２状態から第１状態へと状態を遷移させる（ステップＳ５７０の処理参照）。
＜まとめ＞
上述の携帯電話機１００によると、ＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合に平均消費電流が５ｍＡとなり、携帯電話機１００が通話状態の場合に平均消費電流が２５０ｍＡとなる。
【００５０】
そして、ＣＰＵ１２５に直流電圧を供給する第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合に、第１状態となり、携帯電話機１００が通話状態の場合に、第２状態となる。
また、図４に示されるように、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、電力供給先回路の消費電流が５ｍＡである場合に、第１状態における電力変換効率の方が、第２状態における電力変換効率よりも高くなり、電力供給先回路の消費電流が２５０ｍＡである場合に、第２状態における電力変換効率の方が、第１状態における電力変換効率よりも高くなる。
【００５１】
従って、この携帯電話機１００は、待ち受け状態と通話状態との双方の状態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力変換効率を比較的高いものとすることができる。
＜補足＞
以上、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態として、実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２を搭載する携帯電話機１００を用いて説明したが、以下のように変形することも可能であり、本発明は上述した実施の形態通りのＤＣ−ＤＣコンバータに限られないことはもちろんである。
（１）実施の形態において、携帯電話機１００は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力供給先回路がＣＰＵ１２５である構成の例であった。しかしながら、電力供給先回路が動的に消費電流を変動させる回路であれば、必ずしも電力供給先回路がＣＰＵ１２５となる構成に限られる必要はない。
【００５２】
一例として、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電源供給先回路が通信用ＬＳＩ１２６となる構成の携帯電話機が考えられる。この例では、第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３の替わりに第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が利用されることとなる。
（２）実施の形態において、携帯電話機１００は、電池１３０が４．２Ｖの直流電圧を出力するリチウムイオン２次電池である構成の例であったが、電池１３０は、直流電圧を出力することができれば、必ずしも出力する直流電圧が４．２Ｖに限られる必要もないし、必ずしも電池の種類がリチウムイオン２次電池に限られる必要もない。
【００５３】
一例として、電池１３０が、３．０Ｖの直流電圧を出力する、直列接続された２段構成のアルカリマンガン乾電池である構成等が考えられる。
さらには、電池１３０の出力する直流電圧が、ＣＰＵ１２５が必要とする直流電圧よりも低い電位である構成も考えられる。但し、この構成の場合には、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、必然的に昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである必要がある。
【００５４】
図７に、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの一例である変形ＤＣ−ＤＣコンバータ８００の回路図を示す。
同図に示されるように、変形ＤＣ−ＤＣコンバータ８００は、スイッチングＩＣ７００と第１インダクタ７１１と第２インダクタ７１２と第１セレクタ７１３と第１キャパシタ７２１と第２キャパシタ７２２と第２セレクタ７２３とから構成され、入力ＶＤＤ端子７３１と出力ＶＤＤ端子７３２と切替信号入力端子７３３とを有する。
【００５５】
スイッチングＩＣ７００は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０１とＭＯＳＦＥＴスイッチ７０２とパルス信号生成回路７０３とから構成されるＩＣであって、ＶＩＮ端子７０４とＳＷ端子７０５とＦＢ端子７０６とを有し、ＶＩＮ端子７０４とグラウンドとの間を電気的に導通する状態と電気的に導通しない状態とに周期的に切り替えるスイッチング機能と、ＶＩＮ端子７０４とＳＷ端子７０５との間の整流機能とを有する。
【００５６】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０１は、パルス信号生成回路７０３から出力される、論理値“１”（例えば４．２Ｖの電位）と論理値“０”（例えば０Ｖの電位）とを繰り返す、例えば、周波数２ＭＨｚの矩形波からなるスイッチング信号に従って、スイッチング信号が論理値“１”の場合にオン、スイッチング信号が論理値“０”の場合にオフとなるスイッチである。
【００５７】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０２は、整流作用をするためのＭＯＳＦＥＴである。
パルス信号生成回路７０３は、ＦＢ端子７０６の電位が所定の電位となるように、論理値“１”の期間と論理値“０”の期間とを調整してスイッチング信号を生成し、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０１に出力する機能を有する回路である。
なお、このスイッチングＩＣ７００のような機能を有するＩＣは、半導体メーカから、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現するための汎用部品として、容易に入手可能な状態で市販されている。
【００５８】
第１インダクタ７１１は、スイッチングＩＣ７００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、１５．０μＨのインダクタである。
第２インダクタ７１２は、スイッチングＩＣ７００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、３．３μＨのインダクタである。
第１セレクタ７１３は、第１インダクタ７１１と第２インダクタ７１２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
【００５９】
この第１セレクタ７１３は、切替信号入力端子７３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１インダクタ７１１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２インダクタ７１２を選択する状態となる。
第１キャパシタ７２１は、出力ＶＤＤ端子７３２の電位を平滑化するための、２．２μＦのキャパシタである。
【００６０】
第２キャパシタ７２２は、出力ＶＤＤ端子７３２の電位を平滑化するための、１０μＦのキャパシタである。
第２セレクタ７２３は、第１キャパシタ７２１と第２キャパシタ７２２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
この第２セレクタ７２３は、切替信号入力端子７３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１キャパシタ７２１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２キャパシタ７２２を選択する状態となる。
（３）実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、供給先回路の消費電流に応じて、二者択一型の１組のセレクタが、それぞれ互いに異なるインダクタンス値とキャパシタンス値とを持つ、インダクタとキャパシタとの２つの組のうちの１つの組を選択する構成の例であった。しかしながら、供給先回路の消費電流に応じて、電力変換効率において、最も適したインダクタとキャパシタとの組を選択することができれば、必ずしも、二者択一型の１組のセレクタが、インダクタとキャパシタとの２つの組のうちの１つの組を選択する構成に限られる必要はない。
【００６１】
一例として、供給先回路の消費電流に応じて、三者択一型の１組のセレクタが、それぞれ互いに異なるインダクタンス値とキャパシタンス値とを持つ、インダクタとキャパシタとの３つの組のうちの１つの組を選択する構成等が考えられる。
（４）実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００に搭載されて利用される場合の例であったが、電池を内蔵し、消費電流が動的に変動する回路を備えている電子機器に搭載されて利用されれば、必ずしも、携帯電話機に搭載されて利用される場合に限られる必要はない。
【００６２】
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が搭載されて利用される電子機器の例として、例えば、ノートパソコン、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、トランシーバ等が考えられる。
（５）実施の形態において、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされると、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する構成の例であったが、ＣＰＵ１２５が通話に係る処理を開始するときに切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更することができれば、必ずしも、ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされることを契機として、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する構成の例に限られる必要はない。
【００６３】
一例として、ＣＰＵ１２５が、通話に係る所定の処理を開始したことを契機として、切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する構成等の例が考えられる。
また、実施の形態において、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を終了するためのオンフックキーの押下操作がなされると、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する構成の例であったが、ＣＰＵ１２５が通話に係る処理を終了するときに切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更することができれば、必ずしも、ユーザによって通話を開始するためのオンフックキーの押下操作がなされることを契機として、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する構成の例に限られる必要はない。
【００６４】
一例として、ＣＰＵ１２５が、通話に係る所定の処理を終了したことを契機として、切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する構成等の例が考えられる。
（６）実施の形態において、携帯電話機１００は、ＣＰＵ１２５が、通話に係る処理を行っている期間に切替信号を論理値“１”とする構成の例であったが、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的多い期間（実施の形態においては、平均消費電力が１９０ｍＡ以上となる期間）に切替信号を論理値“１”とすることができれば、必ずしも、通話に係る処理を行っている期間に切替信号を論理値“１”とする構成に限られる必要はない。
【００６５】
一例として、携帯電話機１００がデジタルＴＶ放送の受信機能を有し、ＣＰＵ１２５がデジタルＴＶ放送のデコード処理を行っている期間に消費電流が比較的多く（実施の形態にける、平均消費電力が１９０ｍＡ以上に相当）なる構成において、ＣＰＵ１２５がデジタルＴＶ放送のデコード処理を行っている期間に、切替信号を論理値“１”とする構成の例等が考えられる。
【００６６】
一例として、携帯電話機１００が動画再生機能を有し、ＣＰＵ１２５が動画再生処理に係る処理を行っている期間に消費電流が比較的多く（実施の形態にける、平均消費電力が１９０ｍＡ以上に相当）なる構成において、ＣＰＵ１２５が動作再生処理に係る処理を行っている期間に、切替信号を論理値“１”とする構成の例等が考えられる。
一例として、携帯電話機１００がムービー撮影機能を有し、ＣＰＵ１２５がムービー処理に係る処理を行っている期間に消費電流が比較的多く（実施の形態にける、平均消費電力が１９０ｍＡ以上に相当）なる構成において、ＣＰＵ１２５がムービー撮影処理に係る処理を行っている期間に、切替信号を論理値“１”とする構成の例等が考えられる。
【００６７】
また、別の一例として、ＣＰＵ１２５の消費電流をモニターする電流モニター回路を備え、この電流モニター回路が、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的多い期間（実施の形態においては、平均消費電力が１９０ｍＡ以上となる期間）に論理値“１”、それ以外の期間に論理値“０”となる切替信号を出力する構成の例等が考えられる。
（７）実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１インダクタ３１１が１５．０μＨであり、第１キャパシタ３２１が２．２μＦである構成の例であったが、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的少ない期間において、比較的高い電力変換効率を実現することができれば、必ずしも、第１インダクタ３１１が１５．０μＨであり、第１キャパシタ３２１が２．２μＦである構成に限られる必要はない。
【００６８】
一例として、第１インダクタ３１１が３３μＨであり、第１キャパシタ３２１が１．０μＦである構成が考えられる。
また、実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第２インダクタ３１２が３．３μＨであり、第２キャパシタ３２２が１０μＦである構成の例であったが、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的多い期間において、比較的高い電力変換効率を実現することができれば、必ずしも、第２インダクタ３１２が３．３μＨであり、第２キャパシタ３２２が１０μＦである構成に限られる必要はない。
【００６９】
一例として、第２インダクタ３１２が６．８μＨであり、第２キャパシタ３２２が４．７μＦである構成が考えられる。
（８）実施の形態において、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とは、互いに独立に集積化されている構成の例であったが、必ずしもこれらの集積回路が互いに独立に集積化されている必要はない。
【００７０】
一例として、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とが１つの集積回路に集積されている構成等が考えられる。さらには、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とに加えて、メモリ１２７をも含めて１つの集積回路に集積されている構成も考えられる。
（９）実施の形態において、スイッチングＩＣ３００は、整流作用をするためのＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２を備える構成の例であったが、グラウンドとＳＷ端子３０５との間の整流作用をする機能を有していれば、必ずしもＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２を備える構成である必要はない。
【００７１】
一例として、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２の替わりに、ダイオードを備える構成等が考えられる。
（１０）実施の形態において、第２セレクタ３２３は、第１キャパシタ３２１と第２キャパシタ３２２とのいずれか一方を選択するためのセレクタである構成の例であったが、切替信号の論理値が“０”の場合と“１”の場合とで、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するキャパシタのキャパシタンス値を変更することができれば、必ずしも第１インダクタ３１１と第２インダクタ３１２とのいずれか一方を選択するためのセレクタである構成に限られる必要はない。
【００７２】
一例として、第１キャパシタ３２１が、切替信号の論理値に関わらず常に第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するキャパシタとして機能するように構成され、第２セレクタ３２３が、切替信号の論理値が“１”の場合に限って、第２キャパシタ３２２を第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するキャパシタに追加するセレクタとして機能するように構成される例等が考えられる。
（１１）上記実施の形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよい。
（１２）以下、さらに本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成及びその変形例と各効果について説明する。
（ａ）本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１及び第２のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、第１及び第２のキャパシタと、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタと、電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択し、当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００７３】
上述の構成を備える本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、電力供給先回路が第１の状態である場合と、第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合とで、インダクタのインダクタンス値とキャパシタのキャパシタンス値との組み合わせを切り替える。
従って、このＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のインダクタのインダクタンス値と第２のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第１の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるように、そして、第２のインダクタのインダクタンス値と第２のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第２の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるようにすることで、電力供給先回路の消費電流が変動するような場合に、従来より電力変換効率を向上させることができる。
（ｂ）また、前記第２の状態は、前記第１の状態よりも前記外部回路の消費電流が多い状態であり、前記第１のインダクタの第１インダクタンス値は、前記第２のインダクタの第２インダクタンス値よりも大きく、前記第１のキャパシタの第１キャパシタンス値は、前記第２のキャパシタの第２キャパシタンス値よりも小さいとしてもよい。
【００７４】
これにより、外部回路が第１の状態から第２の状態へと状態遷移して外部回路の平均電流が増加した場合に、インダクタのインダクタンス値を小さくして、キャパシタのキャパシタンス値を大きくすることができる。
（ｃ）また、前記第２キャパシタンス値は、前記第１キャパシタンス値と前記第１インダクタンス値との積を前記第２インダクタンス値で除算することで得られる値と略同一であるとしてもよい。
【００７５】
これにより、第１のインダクタと第１のキャパシタとを利用して直流電圧変換する状態から、第２のインダクタと第２のキャパシタとを利用して直流電圧変換する状態へと状態遷移しても、インダクタとキャパシタとからなるローパスフィルタの共振周波数特性の変化を略抑制することができる。
（ｄ）また、スイッチング素子を周期的にオンオフすることにより、入力電圧を前記第１及び第２のインダクタに印加する充電路と、前記充電路を通じて第１及び第２のインダクタに蓄積された誘導エネルギーを前記第１及び第２のキャパシタに転送する放電路とを交互に形成し、前記第１及び第２のキャパシタの両端から出力電圧を得るとしてもよい。
【００７６】
これにより、出力電圧の平滑化を効率的に行うことができる。
（ｅ）本発明の一実施形態に係る携帯通信端末は、電池と、前記電池から供給される電力を受けて動作する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから供給される電力を受けて動作する通信回路とを備え、前記外部回路は、前記通信回路であり、前記第１の状態は、待ち受け状態であり、前記第２の状態は、通話状態であることを特徴とする。
【００７７】
上述の構成を備える本実施の形態に係る携帯通信端末は、通信回路に電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率について、携帯通信端末が待ち受け状態である場合と、携帯通信端末が通話状態である場合との双方の場合において、比較的高い電力変換効率を実現することができるようになる。
（ｆ）また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであるとしてもよい。
【００７８】
これにより、携帯通信端末に内蔵する電池の電力を、その電池の直流電圧よりも低い直流電圧で動作する通信回路に利用することができるようになる。
（ｇ）また、前記通信回路は、通信に係る処理を行うＣＰＵを含んで構成されるとしてもよい。
これにより、通信に係る処理の少なくとも一部を、ＣＰＵが実行するソフトウエアによって規定することができるようになる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明は、直流電源を使用する機器に広く利用することができる。
【符号の説明】
【００８０】
１２１ 第１ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２２ 第２ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２３ 第３ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２４ ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ
１２５ ＣＰＵ
１２６ 通信用ＬＳＩ
１３０ 電池
３００ スイッチングＩＣ
３０１ ＭＯＳＦＥＴスイッチ
３０２ ＭＯＳＦＥＴスイッチ
３０３ パルス信号生成回路
３１１ 第１インダクタ
３１２ 第２インダクタ
３１３ 第１セレクタ
３２１ 第１キャパシタ
３２２ 第２キャパシタ
３２３ 第２セレクタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電圧を別の直流電圧に変更するＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、携帯通信端末といった電池駆動式機器において、電池の出力電圧である直流電圧を、その機器に内蔵された電子部品が必要とするレベルの直流電圧に変換するため用いられる。そして、電池駆動式機器において用いられるＤＣ−ＤＣコンバータには、限りある電池の電気容量を有効に利用するために、高い電力変換効率が求められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−１８３６９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータは、周期的に電気エネルギーを蓄積して放出するインダクタと出力電圧を平滑化するキャパシタとを含んで構成される。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、高い電力変換効率を実現するためには、インダクタとキャパシタとについて、それぞれ、インダクタンス値の最適化とキャパシタンス値の最適化とを行う必要がある。
【０００５】
しかしながら、一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力供給先回路における消費電流が変動すると、電力変換効率における、インダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値とが変動することが知られている。
従って、電力供給先回路が、実行する処理を切り替えるとその消費電流が変動するような回路である場合には、供給先回路におけるある一の消費電流に着目してインダクタンス値の最適化とキャパシタンス値の最適化とを図ったとしても、供給先回路が、その一の消費電流とは異なる消費電流となる処理を実行している場合には、それらインダクタンス値とキャパシタンス値とが、必ずしも最適なものでなくなってしまっていることがある。
【０００６】
そこで、本発明は係る問題に鑑みてなされたものであり、電力供給先回路の消費電流が変動するような場合に、従来より電力変換効率を向上させることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１及び第２のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、第１及び第２のキャパシタと、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタと、電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択し、当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
上述の構成を備える本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、電力供給先回路が第１の状態である場合と、第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合とで、インダクタのインダクタンス値とキャパシタのキャパシタンス値との組み合わせを切り替える。
従って、このＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のインダクタのインダクタンス値と第１のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第１の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるように、そして、第２のインダクタのインダクタンス値と第２のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第２の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるようにすることで、電力供給先回路の消費電流が変動するような場合に、従来より電力変換効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】（ａ）携帯電話機１００の斜視図、（ｂ）携帯電話機１００内部の主要構成物の斜視図
【図２】携帯電話機１００に搭載される電子部品の電源の接続関係を示す図
【図３】第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の回路図
【図４】消費電流と電力変換効率との対応関係を示す図
【図５】セレクタ切替処理のフローチャート
【図６】切替信号の電位の推移を示すタイミングチャート
【図７】昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜実施の形態＞
＜概要＞
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態として、携帯電話機１００に内蔵されるＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。
携帯電話機１００は、３つのＤＣ−ＤＣコンバータを内蔵している。そして、それらＤＣ−ＤＣコンバータのうちの１つである第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００が内蔵する電池１３０が出力する４．２Ｖの直流電圧を、同じく携帯電話機１００が内蔵するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１２５が必要とする１．２Ｖの直流電圧に変換する。
【００１１】
ＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合に平均消費電流が５ｍＡとなり、携帯電話機１００が通話状態の場合に平均消費電流が２５０ｍＡとなる。そして、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合と通話状態の場合とで、電圧変換に利用するインダクタとキャパシタとの組を切り替えることで、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合と通話状態の場合との双方において、比較的高い電力変換効率を実現する。
【００１２】
以下、この携帯電話機１００の構成について、図面を参照しながら説明する。
＜構成＞
図１（ａ）は、携帯電話機１００の斜視図であり、図１（ｂ）は、携帯電話機１００内部の主要構成物の斜視図である。
図１（ａ）に示されるように、携帯電話機１００は、その主表面に、オンフックキーとオフフックキーとを含む複数の入力キーからなる入力キー群１０１とディスプレイ１０２とレシーバ孔１０３とマイク孔１０４とを備える。
【００１３】
また、図１（ｂ）に示されるように、携帯電話機１００は、筐体内部に、基板１２０と電池１３０とアンテナ構体１４０とを内蔵している。
電池１３０は、４．２Ｖの直流電圧を出力する、例えば、リチウムイオン２次電池であって、携帯電話機１００を構成する電子部品に電力を供給する。
アンテナ構体１４０は、携帯電話機１００が外部の基地局と行う通信に利用する２ＧＨｚ帯の信号を送受信するための通話用アンテナ１４１を備える構造体である。
【００１４】
通話用アンテナ１４１は、外部の基地局との通信に利用されるモノポールアンテナであって、Ｌ字型の金属製（例えば銅製）薄膜からなり、アンテナ構体１４０の表面に接着されている。
基板１２０は、電子部品等を装着するプリント基板であって、表面に、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２と第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３とユーザインターフェース制御用ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とメモリ１２７とが装着されている。
【００１５】
ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４は、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１から供給される１．８Ｖの直流電圧で動作するＬＳＩであって、入力キー群１０１とディスプレイ１０２とＣＰＵ１２５とに接続され、ＣＰＵ１２５によって制御され、以下の２つの機能を有する。
入力受付機能：携帯電話機１００を利用するユーザによる入力キー群１０１への入力操作を受け付け、受け付けた入力操作に応じた信号をＣＰＵ１２５に出力する機能。
【００１６】
出力制御機能：ＣＰＵ１２５から送信される画像データを受信すると、その画像データに対応する画像をディスプレイ１０２に表示させる機能。
メモリ１２７は、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１から供給される１．８Ｖの直流電圧で動作するメモリであって、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）とＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）とから構成され、ＣＰＵ１２５に接続され、ＣＰＵ１２５の動作を規定するプログラムと、ＣＰＵ１２５が利用するデータとを記憶する。
【００１７】
通信用ＬＳＩ１２６は、第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３から供給される２．３Ｖの直流電圧で動作するＬＳＩであって、ＣＰＵ１２５と通話用アンテナ１４１とに接続され、ＣＰＵ１２５によって制御され、以下の４つの機能を有する。
受信機能：通話用アンテナ１４１を利用して、２ＧＨｚ帯の信号を受信する機能。
復調機能：受信した２ＧＨｚ帯の信号を復調して、復調した復調信号をＣＰＵ１２５へ送る機能。
【００１８】
変調機能：ＣＰＵ１２５から送られる音声信号を２ＧＨｚ帯の信号に変調する機能。
送信機能：通話用アンテナ１４１を利用して、変調した２ＧＨｚ帯の信号を送信する機能。
ＣＰＵ１２５は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２から供給される１．２Ｖの直流電圧で動作するＣＰＵであって、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４と通信用ＬＳＩ１２６とメモリ１２７と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２と図示しないスピーカと図示しないレシーバとに接続され、メモリ１２７に記憶されるプログラムを実行することで、以下の４つの機能を実現する。
【００１９】
音声出力機能：通信用ＬＳＩ１２６から送られる復調信号を受けると、内蔵するＤＡ変換機を利用してアナログ信号に変換して図示しないスピーカに出力することで、その復調信号に対応する音声を、そのスピーカから出力させる機能。
音声入力機能：図示しないレシーバから電気信号が入力されると、内蔵するＡＤ変換機を利用してデジタル信号に変換して、変換したデジタル信号を音声信号として通信用ＬＳＩ１２６に出力する機能。
【００２０】
切替信号制御機能：携帯電話機１００が外部の基地局等を介して外部の携帯電話機等と通話を行っていない待ち受け状態である期間、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２への出力である切替信号を論理値“０”（例えば０Ｖの電位）とし、携帯電話機１００が外部の基地局等を介して外部の携帯電話機等と通話を行っている通話状態である期間、切替信号を論理値“１”（例えば１．８Ｖの電位）とする機能。
【００２１】
この切替信号制御機能は、ＣＰＵ１２５が後述のセレクタ切替処理を実行することで実現される。なお、セレクタ切替処理については、後程＜セレクタ切替処理＞の項目において、フローチャートを用いて詳細に説明する。
携帯電話機制御機能：ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４と通信用ＬＳＩ１２６とを制御して、携帯電話機１００に、ユーザによる入力キー群への操作に応じた処理を実現させる機能。
【００２２】
また、このＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００の起動時に、切替信号を論理値“０”とするように設定されている。
第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２と第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３とは、それぞれ、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を、携帯電話機１００に内蔵される電子部品が必要とする直流電圧に変換するための回路である。
【００２３】
図２は、携帯電話機１００に搭載される電子部品の電源の接続関係を示す図である。
同図に示されるように、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１は、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を１．８Ｖの直流電圧に変換して、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とメモリ１２７とに供給する。
第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３は、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を２．３Ｖの直流電圧に変換して、通信用ＬＳＩ１２６に供給する。
【００２４】
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、電池１３０の出力である４．２Ｖの直流電圧を１．２Ｖの直流電圧に変換して、ＣＰＵ１２５に供給する。
以下、図面を用いて、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の回路構成の詳細について説明する。
図３は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の回路図である。
【００２５】
同図に示されるように、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、スイッチングＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）３００と第１インダクタ３１１と第２インダクタ３１２と第１セレクタ３１３と第１キャパシタ３２１と第２キャパシタ３２２と第２セレクタ３２３とから構成され、入力ＶＤＤ端子３３１と出力ＶＤＤ端子３３２と切替信号入力端子３３３とを有する。
【００２６】
スイッチングＩＣ３００は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ３０１とＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２とパルス信号生成回路３０３とから構成されるＩＣであって、ＶＩＮ端子３０４とＳＷ端子３０５とＦＢ端子３０６とを有し、ＶＩＮ端子３０４とＳＷ端子３０５との間を電気的に導通する状態と電気的に導通しない状態とに周期的に切り替えるスイッチング機能と、グラウンドとＳＷ端子３０５との間の整流機能とを有する。
【００２７】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１は、パルス信号生成回路３０３から出力される、論理値“１”（例えば４．２Ｖの電位）と論理値“０”（例えば０Ｖの電位）とを繰り返す、例えば、周波数２ＭＨｚの矩形波からなるスイッチング信号に従って、スイッチング信号が論理値“１”の場合にオン、スイッチング信号が論理値“０”の場合にオフとなるスイッチである。
【００２８】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２は、整流作用をするためのＭＯＳＦＥＴである。
パルス信号生成回路３０３は、ＦＢ端子３０６の電位が所定の電位となるように、論理値“１”の期間と論理値“０”の期間とを調整してスイッチング信号を生成し、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１に出力する機能を有する回路である。
なお、このスイッチングＩＣ３００のような機能を有するＩＣは、半導体メーカから、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現するための汎用部品として、容易に入手可能な状態で市販されている。
【００２９】
第１インダクタ３１１は、スイッチングＩＣ３００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、１５．０μＨのインダクタである。
第２インダクタ３１２は、スイッチングＩＣ３００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、３．３μＨのインダクタである。
第１セレクタ３１３は、第１インダクタ３１１と第２インダクタ３１２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
【００３０】
この第１セレクタ３１３は、切替信号入力端子３３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１インダクタ３１１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２インダクタ３１２を選択する状態となる。
第１キャパシタ３２１は、出力ＶＤＤ端子３３２の電位を平滑化するための、２．２μＦのキャパシタである。
【００３１】
第２キャパシタ３２２は、出力ＶＤＤ端子３３２の電位を平滑化するための、１０μＦのキャパシタである。
第２セレクタ３２３は、第１キャパシタ３２１と第２キャパシタ３２２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
この第２セレクタ３２３は、切替信号入力端子３３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１キャパシタ３２１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２キャパシタ３２２を選択する状態となる。
【００３２】
なお、切替信号入力端子３３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合には、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１とが選択されることで、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１とからなる第１ローパスフィルタが形成されることとなり、切替信号が論理値“１”の場合には、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２とが選択されることで、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２とからなる第２ローパスフィルタが形成されることとなる。
【００３３】
ここで、第１インダクタ３１１は１５．０μＨであり、第１キャパシタ３２１は２．２μＦであることから、第１ローパスフィルタの共振周波数は、およそ２８ＫＨｚとなっている。そして、この第１ローパスフィルタの共振周波数は、パルス信号生成回路３０３の生成するパルス信号の周波数である２ＭＨｚのおよそ１／７２となっている。
また、第２インダクタ３１２は３．３μＨであり、第２キャパシタ３２２は１０μＦであることから、第２ローパスフィルタの共振周波数は、第１ローパスフィルタと同様に、およそ２８ＫＨｚとなっている。
【００３４】
なお、第１ローパスフィルタの共振周波数と第２ローパスフィルタの共振周波数とは、パルス信号生成回路３０３の生成するパルス信号の方形波成分を十分に減衰させることと、電力供給先回路における消費電流変動への応答性を良好なものとすることとの双方を実現することができる値に設定されている。
図４は、切替信号が論理値“０”の場合と論理値“１”の場合とのそれぞれにおける、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力供給先回路における消費電流と、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２における電力変換効率との対応関係を示す図である。
【００３５】
同図において、横軸は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力供給先回路における消費電流となっており、縦軸は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２における電力変換効率となっている。
同図に示されるように、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ未満の場合には、切替信号が論理値“０”となる方が電力変換効率が良くなり、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ以上の場合には、切替信号が論理値“１”となる方が電力変換効率が良くなっている。
【００３６】
＜電力変換効率に関する考察＞
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力変換効率における、供給先回路における消費電流とインダクタのインダクタンス値との関係について考察する。
供給先回路における消費電流が比較的少ない場合（ここでは、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ未満の場合に相当する。）には、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１がオンとなる期間が比較的短くなる。これによりインダクタは、比較的多くの電気エネルギーを蓄積しておく必要がある。インダクタは、インダクタンス値が大きい程起電力が大きくなるという性質があるため、比較的多くのエネルギーをより効率的に蓄積するためには、より大きなインダクタンス値のインダクタの方が有利になる。
【００３７】
逆に、供給先回路における消費電流が比較的多い場合（ここでは、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ以上の場合に相当する。）には、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１がオンとなる期間が比較的長くなる。これによりインダクタは、比較的多くの電気エネルギーを蓄積する必要がない。逆に、インダクタは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０１と直列接続されているため、流れる電流が比較的多くなる。インダクタは、インダクタンス値が小さい程直流抵抗の抵抗値が小さくなるという傾向があるため、電流が流れることによって発生する熱によるエネルギー損失を少なくするためには、より小さなインダクタンス値のインダクタの方が有利になる。
【００３８】
これらのことから、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２において、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ未満の場合には、インダクタのインダクタンス値が１５．０μＨとなる方が電力変換効率が良くなり、供給先回路における消費電流が１９０ｍＡ以上の場合には、インダクタのインダクタンス値が３．３μＨとなる方が電力変換効率が良くなっていると考えられる。
【００３９】
以下、図面を参照しながら、上記構成の携帯電話機１００の行う動作について説明する。
＜動作＞
ここでは、携帯電話機１００の行う動作のうち、特徴的な動作であるセレクタ切替処理について説明する。
【００４０】
＜セレクタ切替処理＞
セレクタ切替処理は、携帯電話機１００が待ち受け状態から通話状態へと状態遷移する場合に、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するインダクタとキャパシタとの組み合わせを、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１との組から、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２との組へと変更し、携帯電話機１００が通話状態から待ち受け状態へと状態遷移する場合に、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するインダクタとキャパシタとの組み合わせを、第２インダクタ３１２と第２キャパシタ３２２との組から、第１インダクタ３１１と第１キャパシタ３２１との組へと変更する処理である。
【００４１】
図５は、セレクタ切替処理のフローチャートである。
このセレクタ切替処理は、携帯電話機１００が起動されることで開始される。
携帯電話機１００が起動されると、携帯電話機１００は待ち受け状態となり、ＣＰＵ１２５は、切替信号として論理値“０”を出力する。そして、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされるのを待つ（ステップＳ５００：Ｎｏを繰り返す）。
【００４２】
このとき、切替信号の論理値が“０”となっているため、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１セレクタ３１３が第１インダクタ３１１を選択し、第２セレクタ３２３が第１キャパシタ３２１を選択している状態（以下、この状態を「第１状態」と呼ぶ。）となっている。
また、ＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００が待ち受け状態なので、その平均消費電流は５ｍＡとなっている。
【００４３】
ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされると（ステップＳ５００：Ｙｅｓ）、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４は、オフフックキーが押下された旨の信号を、ＣＰＵ１２５へ出力する（ステップＳ５１０）。
ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４から、オフフックキーが押下された旨の信号を受けると、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で行う通話に係る処理を開始して、携帯電話機１００が、待ち受け状態から通話状態へと遷移する。そしてＣＰＵ１２５は、切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する（ステップＳ５２０）。
【００４４】
切替信号が論理値“０”から論理値“１”へと変更されると、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１状態から、第１セレクタ３１３が第２インダクタ３１２を選択し、第２セレクタ３２３が第２キャパシタ３２２を選択している状態（以下、この状態を「第２状態」と呼ぶ。）へと状態を遷移させる（ステップＳ５３０）。
このとき、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で通話に係る処理を行っており（すなわち、携帯電話機１００が通話状態となっており）、その平均電流は２５０ｍＡとなっている。
【００４５】
その後、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を終了するためのオンフックキーの押下操作がなされるのを待つ（ステップＳ５４０：Ｎｏを繰り返す）。
ユーザによって通話を終了するためのオンフックキーの押下操作がなされると（ステップＳ５４０：Ｙｅｓ）、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４は、オンフックキーが押下された旨の信号を、ＣＰＵ１２５へ出力する（ステップＳ５５０）。
【００４６】
ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４から、オンフックキーが押下された旨の信号を受けると、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で行う通話に係る処理を終了し、切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する（ステップＳ５６０）。
切替信号が論理値“１”から論理値“０”へと変更されると、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第２状態から、第１状態へと状態を遷移させる（ステップＳ５７０）。
【００４７】
このとき、ＣＰＵ１２５は、通信用ＬＳＩ１２６と共同で行う通話に係る処理を終了しており（すなわち、携帯電話機１００が待ち受け状態となっており）、その平均消費電流は５ｍＡとなっている。
ステップＳ５７０の処理が終了すると、携帯電話機１００は、再びステップＳ５００の処理に戻って、ステップＳ５００以下の処理を繰り返す。
【００４８】
図６は、携帯電話機１００がセレクタ切替処理を実行している場合において、携帯電話機１００を利用するユーザが、時刻ｔ０に通話を開始するためにオフフックキーを押下し、時刻ｔ１に通話を終了するためにオンフックキーを押下したときにおける、切替信号の電位の推移を示すタイミングチャートである。
同図に示される通り、時刻ｔ０に、ユーザがオフフックキーを押下すると、切替信号の電位は、論理値“０”を示す電位から論理値“１”を示す電位へ推移する（ステップＳ５００：Ｙｅｓ〜ステップＳ５２０の処理参照）。そして、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１状態から第２状態へと状態を遷移させる（ステップＳ５３０の処理参照）。
【００４９】
また、時刻ｔ１に、ユーザがオンフックキーを押下すると、切替信号の電位は、論理値“１”を示す電位から論理値“０”を示す電位へと推移する（ステップＳ５４０：Ｙｅｓ〜ステップＳ５６０の処理参照）。そして、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第２状態から第１状態へと状態を遷移させる（ステップＳ５７０の処理参照）。
＜まとめ＞
上述の携帯電話機１００によると、ＣＰＵ１２５は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合に平均消費電流が５ｍＡとなり、携帯電話機１００が通話状態の場合に平均消費電流が２５０ｍＡとなる。
【００５０】
そして、ＣＰＵ１２５に直流電圧を供給する第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００が待ち受け状態の場合に、第１状態となり、携帯電話機１００が通話状態の場合に、第２状態となる。
また、図４に示されるように、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、電力供給先回路の消費電流が５ｍＡである場合に、第１状態における電力変換効率の方が、第２状態における電力変換効率よりも高くなり、電力供給先回路の消費電流が２５０ｍＡである場合に、第２状態における電力変換効率の方が、第１状態における電力変換効率よりも高くなる。
【００５１】
従って、この携帯電話機１００は、待ち受け状態と通話状態との双方の状態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力変換効率を比較的高いものとすることができる。
＜補足＞
以上、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態として、実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２を搭載する携帯電話機１００を用いて説明したが、以下のように変形することも可能であり、本発明は上述した実施の形態通りのＤＣ−ＤＣコンバータに限られないことはもちろんである。
（１）実施の形態において、携帯電話機１００は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電力供給先回路がＣＰＵ１２５である構成の例であった。しかしながら、電力供給先回路が動的に消費電流を変動させる回路であれば、必ずしも電力供給先回路がＣＰＵ１２５となる構成に限られる必要はない。
【００５２】
一例として、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２の電源供給先回路が通信用ＬＳＩ１２６となる構成の携帯電話機が考えられる。この例では、第３ＤＣ−ＤＣコンバータ１２３の替わりに第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が利用されることとなる。
（２）実施の形態において、携帯電話機１００は、電池１３０が４．２Ｖの直流電圧を出力するリチウムイオン２次電池である構成の例であったが、電池１３０は、直流電圧を出力することができれば、必ずしも出力する直流電圧が４．２Ｖに限られる必要もないし、必ずしも電池の種類がリチウムイオン２次電池に限られる必要もない。
【００５３】
一例として、電池１３０が、３．０Ｖの直流電圧を出力する、直列接続された２段構成のアルカリマンガン乾電池である構成等が考えられる。
さらには、電池１３０の出力する直流電圧が、ＣＰＵ１２５が必要とする直流電圧よりも低い電位である構成も考えられる。但し、この構成の場合には、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、必然的に昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである必要がある。
【００５４】
図７に、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの一例である変形ＤＣ−ＤＣコンバータ８００の回路図を示す。
同図に示されるように、変形ＤＣ−ＤＣコンバータ８００は、スイッチングＩＣ７００と第１インダクタ７１１と第２インダクタ７１２と第１セレクタ７１３と第１キャパシタ７２１と第２キャパシタ７２２と第２セレクタ７２３とから構成され、入力ＶＤＤ端子７３１と出力ＶＤＤ端子７３２と切替信号入力端子７３３とを有する。
【００５５】
スイッチングＩＣ７００は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０１とＭＯＳＦＥＴスイッチ７０２とパルス信号生成回路７０３とから構成されるＩＣであって、ＶＩＮ端子７０４とＳＷ端子７０５とＦＢ端子７０６とを有し、ＶＩＮ端子７０４とグラウンドとの間を電気的に導通する状態と電気的に導通しない状態とに周期的に切り替えるスイッチング機能と、ＶＩＮ端子７０４とＳＷ端子７０５との間の整流機能とを有する。
【００５６】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０１は、パルス信号生成回路７０３から出力される、論理値“１”（例えば４．２Ｖの電位）と論理値“０”（例えば０Ｖの電位）とを繰り返す、例えば、周波数２ＭＨｚの矩形波からなるスイッチング信号に従って、スイッチング信号が論理値“１”の場合にオン、スイッチング信号が論理値“０”の場合にオフとなるスイッチである。
【００５７】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０２は、整流作用をするためのＭＯＳＦＥＴである。
パルス信号生成回路７０３は、ＦＢ端子７０６の電位が所定の電位となるように、論理値“１”の期間と論理値“０”の期間とを調整してスイッチング信号を生成し、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０１に出力する機能を有する回路である。
なお、このスイッチングＩＣ７００のような機能を有するＩＣは、半導体メーカから、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現するための汎用部品として、容易に入手可能な状態で市販されている。
【００５８】
第１インダクタ７１１は、スイッチングＩＣ７００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、１５．０μＨのインダクタである。
第２インダクタ７１２は、スイッチングＩＣ７００のスイッチング動作に同期して電気エネルギーを蓄積して放出するための、３．３μＨのインダクタである。
第１セレクタ７１３は、第１インダクタ７１１と第２インダクタ７１２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
【００５９】
この第１セレクタ７１３は、切替信号入力端子７３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１インダクタ７１１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２インダクタ７１２を選択する状態となる。
第１キャパシタ７２１は、出力ＶＤＤ端子７３２の電位を平滑化するための、２．２μＦのキャパシタである。
【００６０】
第２キャパシタ７２２は、出力ＶＤＤ端子７３２の電位を平滑化するための、１０μＦのキャパシタである。
第２セレクタ７２３は、第１キャパシタ７２１と第２キャパシタ７２２とのいずれか一方を選択するためのセレクタであって、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。
この第２セレクタ７２３は、切替信号入力端子７３３から入力される切替信号が論理値“０”の場合に、第１キャパシタ７２１を選択する状態となり、切替信号が論理値“１”の場合に、第２キャパシタ７２２を選択する状態となる。
（３）実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、供給先回路の消費電流に応じて、二者択一型の１組のセレクタが、それぞれ互いに異なるインダクタンス値とキャパシタンス値とを持つ、インダクタとキャパシタとの２つの組のうちの１つの組を選択する構成の例であった。しかしながら、供給先回路の消費電流に応じて、電力変換効率において、最も適したインダクタとキャパシタとの組を選択することができれば、必ずしも、二者択一型の１組のセレクタが、インダクタとキャパシタとの２つの組のうちの１つの組を選択する構成に限られる必要はない。
【００６１】
一例として、供給先回路の消費電流に応じて、三者択一型の１組のセレクタが、それぞれ互いに異なるインダクタンス値とキャパシタンス値とを持つ、インダクタとキャパシタとの３つの組のうちの１つの組を選択する構成等が考えられる。
（４）実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、携帯電話機１００に搭載されて利用される場合の例であったが、電池を内蔵し、消費電流が動的に変動する回路を備えている電子機器に搭載されて利用されれば、必ずしも、携帯電話機に搭載されて利用される場合に限られる必要はない。
【００６２】
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が搭載されて利用される電子機器の例として、例えば、ノートパソコン、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、トランシーバ等が考えられる。
（５）実施の形態において、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされると、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する構成の例であったが、ＣＰＵ１２５が通話に係る処理を開始するときに切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更することができれば、必ずしも、ユーザによって通話を開始するためのオフフックキーの押下操作がなされることを契機として、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する構成の例に限られる必要はない。
【００６３】
一例として、ＣＰＵ１２５が、通話に係る所定の処理を開始したことを契機として、切替信号を論理値“０”から論理値“１”へと変更する構成等の例が考えられる。
また、実施の形態において、携帯電話機１００は、ユーザによって通話を終了するためのオンフックキーの押下操作がなされると、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する構成の例であったが、ＣＰＵ１２５が通話に係る処理を終了するときに切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更することができれば、必ずしも、ユーザによって通話を開始するためのオンフックキーの押下操作がなされることを契機として、ＣＰＵ１２５が切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する構成の例に限られる必要はない。
【００６４】
一例として、ＣＰＵ１２５が、通話に係る所定の処理を終了したことを契機として、切替信号を論理値“１”から論理値“０”へと変更する構成等の例が考えられる。
（６）実施の形態において、携帯電話機１００は、ＣＰＵ１２５が、通話に係る処理を行っている期間に切替信号を論理値“１”とする構成の例であったが、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的多い期間（実施の形態においては、平均消費電力が１９０ｍＡ以上となる期間）に切替信号を論理値“１”とすることができれば、必ずしも、通話に係る処理を行っている期間に切替信号を論理値“１”とする構成に限られる必要はない。
【００６５】
一例として、携帯電話機１００がデジタルＴＶ放送の受信機能を有し、ＣＰＵ１２５がデジタルＴＶ放送のデコード処理を行っている期間に消費電流が比較的多く（実施の形態にける、平均消費電力が１９０ｍＡ以上に相当）なる構成において、ＣＰＵ１２５がデジタルＴＶ放送のデコード処理を行っている期間に、切替信号を論理値“１”とする構成の例等が考えられる。
【００６６】
一例として、携帯電話機１００が動画再生機能を有し、ＣＰＵ１２５が動画再生処理に係る処理を行っている期間に消費電流が比較的多く（実施の形態にける、平均消費電力が１９０ｍＡ以上に相当）なる構成において、ＣＰＵ１２５が動作再生処理に係る処理を行っている期間に、切替信号を論理値“１”とする構成の例等が考えられる。
一例として、携帯電話機１００がムービー撮影機能を有し、ＣＰＵ１２５がムービー処理に係る処理を行っている期間に消費電流が比較的多く（実施の形態にける、平均消費電力が１９０ｍＡ以上に相当）なる構成において、ＣＰＵ１２５がムービー撮影処理に係る処理を行っている期間に、切替信号を論理値“１”とする構成の例等が考えられる。
【００６７】
また、別の一例として、ＣＰＵ１２５の消費電流をモニターする電流モニター回路を備え、この電流モニター回路が、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的多い期間（実施の形態においては、平均消費電力が１９０ｍＡ以上となる期間）に論理値“１”、それ以外の期間に論理値“０”となる切替信号を出力する構成の例等が考えられる。
（７）実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第１インダクタ３１１が１５．０μＨであり、第１キャパシタ３２１が２．２μＦである構成の例であったが、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的少ない期間において、比較的高い電力変換効率を実現することができれば、必ずしも、第１インダクタ３１１が１５．０μＨであり、第１キャパシタ３２１が２．２μＦである構成に限られる必要はない。
【００６８】
一例として、第１インダクタ３１１が３３μＨであり、第１キャパシタ３２１が１．０μＦである構成が考えられる。
また、実施の形態において、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２は、第２インダクタ３１２が３．３μＨであり、第２キャパシタ３２２が１０μＦである構成の例であったが、ＣＰＵ１２５の平均消費電流が比較的多い期間において、比較的高い電力変換効率を実現することができれば、必ずしも、第２インダクタ３１２が３．３μＨであり、第２キャパシタ３２２が１０μＦである構成に限られる必要はない。
【００６９】
一例として、第２インダクタ３１２が６．８μＨであり、第２キャパシタ３２２が４．７μＦである構成が考えられる。
（８）実施の形態において、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とは、互いに独立に集積化されている構成の例であったが、必ずしもこれらの集積回路が互いに独立に集積化されている必要はない。
【００７０】
一例として、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とが１つの集積回路に集積されている構成等が考えられる。さらには、ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ１２４とＣＰＵ１２５と通信用ＬＳＩ１２６とに加えて、メモリ１２７をも含めて１つの集積回路に集積されている構成も考えられる。
（９）実施の形態において、スイッチングＩＣ３００は、整流作用をするためのＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２を備える構成の例であったが、グラウンドとＳＷ端子３０５との間の整流作用をする機能を有していれば、必ずしもＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２を備える構成である必要はない。
【００７１】
一例として、ＭＯＳＦＥＴスイッチ３０２の替わりに、ダイオードを備える構成等が考えられる。
（１０）実施の形態において、第２セレクタ３２３は、第１キャパシタ３２１と第２キャパシタ３２２とのいずれか一方を選択するためのセレクタである構成の例であったが、切替信号の論理値が“０”の場合と“１”の場合とで、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するキャパシタのキャパシタンス値を変更することができれば、必ずしも第１インダクタ３１１と第２インダクタ３１２とのいずれか一方を選択するためのセレクタである構成に限られる必要はない。
【００７２】
一例として、第１キャパシタ３２１が、切替信号の論理値に関わらず常に第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するキャパシタとして機能するように構成され、第２セレクタ３２３が、切替信号の論理値が“１”の場合に限って、第２キャパシタ３２２を第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１２２が直流電圧変換に利用するキャパシタに追加するセレクタとして機能するように構成される例等が考えられる。
（１１）上記実施の形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよい。
（１２）以下、さらに本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成及びその変形例と各効果について説明する。
（ａ）本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１及び第２のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、第１及び第２のキャパシタと、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタと、電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択し、当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００７３】
上述の構成を備える本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、電力供給先回路が第１の状態である場合と、第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合とで、インダクタのインダクタンス値とキャパシタのキャパシタンス値との組み合わせを切り替える。
従って、このＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のインダクタのインダクタンス値と第２のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第１の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるように、そして、第２のインダクタのインダクタンス値と第２のキャパシタのキャパシタンス値とが、供給先回路が第２の状態である場合におけるインダクタンス値の最適値とキャパシタンス値の最適値となるようにすることで、電力供給先回路の消費電流が変動するような場合に、従来より電力変換効率を向上させることができる。
（ｂ）また、前記第２の状態は、前記第１の状態よりも前記外部回路の消費電流が多い状態であり、前記第１のインダクタの第１インダクタンス値は、前記第２のインダクタの第２インダクタンス値よりも大きく、前記第１のキャパシタの第１キャパシタンス値は、前記第２のキャパシタの第２キャパシタンス値よりも小さいとしてもよい。
【００７４】
これにより、外部回路が第１の状態から第２の状態へと状態遷移して外部回路の平均電流が増加した場合に、インダクタのインダクタンス値を小さくして、キャパシタのキャパシタンス値を大きくすることができる。
（ｃ）また、前記第２キャパシタンス値は、前記第１キャパシタンス値と前記第１インダクタンス値との積を前記第２インダクタンス値で除算することで得られる値と略同一であるとしてもよい。
【００７５】
これにより、第１のインダクタと第１のキャパシタとを利用して直流電圧変換する状態から、第２のインダクタと第２のキャパシタとを利用して直流電圧変換する状態へと状態遷移しても、インダクタとキャパシタとからなるローパスフィルタの共振周波数特性の変化を略抑制することができる。
（ｄ）また、スイッチング素子を周期的にオンオフすることにより、入力電圧を前記第１及び第２のインダクタに印加する充電路と、前記充電路を通じて第１及び第２のインダクタに蓄積された誘導エネルギーを前記第１及び第２のキャパシタに転送する放電路とを交互に形成し、前記第１及び第２のキャパシタの両端から出力電圧を得るとしてもよい。
【００７６】
これにより、出力電圧の平滑化を効率的に行うことができる。
（ｅ）本発明の一実施形態に係る携帯通信端末は、電池と、前記電池から供給される電力を受けて動作する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから供給される電力を受けて動作する通信回路とを備え、前記外部回路は、前記通信回路であり、前記第１の状態は、待ち受け状態であり、前記第２の状態は、通話状態であることを特徴とする。
【００７７】
上述の構成を備える本実施の形態に係る携帯通信端末は、通信回路に電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率について、携帯通信端末が待ち受け状態である場合と、携帯通信端末が通話状態である場合との双方の場合において、比較的高い電力変換効率を実現することができるようになる。
（ｆ）また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであるとしてもよい。
【００７８】
これにより、携帯通信端末に内蔵する電池の電力を、その電池の直流電圧よりも低い直流電圧で動作する通信回路に利用することができるようになる。
（ｇ）また、前記通信回路は、通信に係る処理を行うＣＰＵを含んで構成されるとしてもよい。
これにより、通信に係る処理の少なくとも一部を、ＣＰＵが実行するソフトウエアによって規定することができるようになる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明は、直流電源を使用する機器に広く利用することができる。
【符号の説明】
【００８０】
１２１ 第１ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２２ 第２ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２３ 第３ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２４ ユーザインターフェース制御用ＬＳＩ
１２５ ＣＰＵ
１２６ 通信用ＬＳＩ
１３０ 電池
３００ スイッチングＩＣ
３０１ ＭＯＳＦＥＴスイッチ
３０２ ＭＯＳＦＥＴスイッチ
３０３ パルス信号生成回路
３１１ 第１インダクタ
３１２ 第２インダクタ
３１３ 第１セレクタ
３２１ 第１キャパシタ
３２２ 第２キャパシタ
３２３ 第２セレクタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２のインダクタと、
前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、
第１及び第２のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタと、
電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択し、
当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御回路とを備える
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第２の状態は、前記第１の状態よりも前記外部回路の消費電流が多い状態であり、
前記第１のインダクタの第１インダクタンス値は、前記第２のインダクタの第２インダクタンス値よりも大きく、前記第１のキャパシタの第１キャパシタンス値は、前記第２のキャパシタの第２キャパシタンス値よりも小さい
ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第２キャパシタンス値は、前記第１キャパシタンス値と前記第１インダクタンス値との積を前記第２インダクタンス値で除算することで得られる値と略同一である
ことを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
スイッチング素子を周期的にオンオフすることにより、入力電圧を前記第１及び第２のインダクタに印加する充電路と、前記充電路を通じて第１及び第２のインダクタに蓄積された誘導エネルギーを前記第１及び第２のキャパシタに転送する放電路とを交互に形成し、前記第１及び第２のキャパシタの両端から出力電圧を得る、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
電池と、
前記電池から供給される電力を受けて動作する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータから供給される電力を受けて動作する通信回路とを備え、
前記外部回路は、前記通信回路であり、
前記第１の状態は、待ち受け状態であり、
前記第２の状態は、通話状態である
ことを特徴とする携帯通信端末。
【請求項６】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである
ことを特徴とする請求項５記載の携帯通信端末。
【請求項７】
前記通信回路は、通信に係る処理を行うＣＰＵを含んで構成される
ことを特徴とする請求項６記載の携帯通信端末。
【請求項８】
第１及び第２のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、第１及び第２のキャパシタと、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタとを備えるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて行うＤＣ電圧変換方法であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択するように、当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御ステップを含む
ことを特徴とするＤＣ電圧変換方法。
【請求項１】
第１及び第２のインダクタと、
前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、
第１及び第２のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタと、
電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択し、
当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御回路とを備える
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第２の状態は、前記第１の状態よりも前記外部回路の消費電流が多い状態であり、
前記第１のインダクタの第１インダクタンス値は、前記第２のインダクタの第２インダクタンス値よりも大きく、前記第１のキャパシタの第１キャパシタンス値は、前記第２のキャパシタの第２キャパシタンス値よりも小さい
ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第２キャパシタンス値は、前記第１キャパシタンス値と前記第１インダクタンス値との積を前記第２インダクタンス値で除算することで得られる値と略同一である
ことを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
スイッチング素子を周期的にオンオフすることにより、入力電圧を前記第１及び第２のインダクタに印加する充電路と、前記充電路を通じて第１及び第２のインダクタに蓄積された誘導エネルギーを前記第１及び第２のキャパシタに転送する放電路とを交互に形成し、前記第１及び第２のキャパシタの両端から出力電圧を得る、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
電池と、
前記電池から供給される電力を受けて動作する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータから供給される電力を受けて動作する通信回路とを備え、
前記外部回路は、前記通信回路であり、
前記第１の状態は、待ち受け状態であり、
前記第２の状態は、通話状態である
ことを特徴とする携帯通信端末。
【請求項６】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである
ことを特徴とする請求項５記載の携帯通信端末。
【請求項７】
前記通信回路は、通信に係る処理を行うＣＰＵを含んで構成される
ことを特徴とする請求項６記載の携帯通信端末。
【請求項８】
第１及び第２のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとを択一的に選択して充放電路に挿入する第１のセレクタと、第１及び第２のキャパシタと、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとを択一的に選択して放電路に挿入する第２のセレクタとを備えるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて行うＤＣ電圧変換方法であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電力供給先である外部回路が第１の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第１のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第１のキャパシタを選択するように、当該外部回路が当該第１の状態と互いに平均消費電流が異なる第２の状態である場合に、前記第１のセレクタが前記第２のインダクタを選択し、前記第２のセレクタが前記第２のキャパシタを選択するように、前記第１のセレクタの選択状態と前記第２のセレクタの選択状態とを制御する制御ステップを含む
ことを特徴とするＤＣ電圧変換方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−９３９６９（Ｐ２０１３−９３９６９Ａ）
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２３４３４２（Ｐ２０１１−２３４３４２）
【出願日】平成２３年１０月２５日（２０１１．１０．２５）
【出願人】（０００００６６３３）京セラ株式会社 (13,660)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月２５日（２０１１．１０．２５）
【出願人】（０００００６６３３）京セラ株式会社 (13,660)
【Ｆターム（参考）】
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