ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源電圧制御方法
【課題】送信電力増幅器によって増幅されたＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信信号の過渡応答の品質を良化し、且つ、送信電力増幅器に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータを低消費電力で小規模な回路により実現する。
【解決手段】送信パワー設定信号に基づいてＲＦ信号を増幅する送信電力増幅器に対して、電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、送信パワー設定信号に基づいて電源電圧を設定すると共に、電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御する。これにより、過渡期間の品質が良化し、過渡期間以外では、スイッチング損失を抑制することにより低消費電力化が可能になる。また、送信パワー設定信号を用いて、電源電圧の設定及びスイッチング周波数の設定を制御するため、特別なハードウェアを必要とせずに、小規模な回路で実現することができる。
【解決手段】送信パワー設定信号に基づいてＲＦ信号を増幅する送信電力増幅器に対して、電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、送信パワー設定信号に基づいて電源電圧を設定すると共に、電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御する。これにより、過渡期間の品質が良化し、過渡期間以外では、スイッチング損失を抑制することにより低消費電力化が可能になる。また、送信パワー設定信号を用いて、電源電圧の設定及びスイッチング周波数の設定を制御するため、特別なハードウェアを必要とせずに、小規模な回路で実現することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源電圧制御方法に関する。特に、本発明は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ、及びその電源電圧制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される通信端末装置では、入力されたＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）入力信号を送信電力増幅器により増幅してＲＦ送信信号を生成した後、アンテナを介して無線により基地局装置に送信している。近年、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ)、ＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の種々の通信方式が採用されているが、このような通信方式を用いる通信端末装置では、送信パワー精度を保ちつつ、高速な送信パワー制御を行う必要がある。
【０００３】
高速な送信パワー制御をしながら、送信信号品質を良好に保つには、送信電力増幅器に電源を供給しているＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能も良くすることが必要である。もし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能が悪いと、送信電力増幅器に供給する電源電圧が最適とならずに、送信歪みや送信パワー変動が発生してしまい、ＲＦ送信信号の品質が劣化してしまうからである。
【０００４】
そこで、ＲＦ送信信号の品質を確保するためには、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を高くすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能を改善することが有効である。
【０００５】
例えば、特許文献１には、ＲＦ信号の包絡線成分を検出した結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を切り替える電力増幅システムが開示されている。この電力増幅システムでは、ＲＦ信号の包絡線の振幅に応じて電力増幅器への供給電圧を変化させることで、電力増幅器を入力信号に対し常に飽和に近い状態で動作させることができるため、電力効率の良い電力増幅システムを提供することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１９３２９８号公報
【特許文献２】特開２００９−１００５５２号公報
【特許文献３】特開２００２−１８６２４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
以下の分析は、本発明により与えられる。
【０００８】
しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を高くした場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能は良化するが、スイッチング損失による消費電力が増加するという問題が発生する。特に、携帯通信端末においては低消費電力化の要求が高いため、消費電力の増加は許容されにくい。
【０００９】
一方、特許文献１に記載された電力増幅システムは、ＲＦ信号の包絡線の変化を検出してスイッチング周波数を切り替えることにより、電力効率の良い電力増幅システムを実現している。しかしながら、包絡線検波回路が必要になるため、全体として、回路規模が増大してしまうという問題がある。
【００１０】
本発明は、上記した事情に鑑みてなされたものであり、送信電力増幅器で増幅されたＲＦ送信信号の過渡応答の品質を良化し、且つ、送信電力増幅器に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータを低消費電力で小規模な回路により実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の視点によるＤＣ−ＤＣコンバータは、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に対して、電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記電源電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部に対し、前記電源電圧の設定及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数の設定を行う制御部と、を備え、前記制御部は、前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定すると共に、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【００１２】
本発明の第２の視点による電源電圧制御方法は、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に供給する電源電圧を制御する方法であって、前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定して、スイッチング素子をオンオフ制御する方式のＤＣ−ＤＣコンバータにより、前記電源電圧を生成する際に、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、前記スイッチング素子に対して高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、送信パワー設定信号に基づいて、送信増幅器に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御し、且つ、電源電圧が変化する過渡期間のみＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を高い周波数に切り替えるようにしたから、送信電力増幅器により増幅されたＲＦ送信信号の過渡応答の品質を良化し、且つ、ＤＣ−ＤＣコンバータを低消費電力で小規模な回路により実現することが可能になる。
【００１４】
また、本発明の電源電圧制御方法によれば、上記のＤＣ−ＤＣコンバータから送信電力増幅器に電源供給することで、送信電力増幅器で増幅されたＲＦ送信信号の過渡応答の品質を良化し、且つ、低消費電力で動作させることが可能な電源電圧制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部の詳細を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１の変形例における昇圧コア回路の回路図である。
【図４】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部の動作を示すフローチャートである。
【図５】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器の各部の波形図である。
【図６】本発明の実施例１における送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルの一例である。
【図７】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの三角波発生器を説明するための図である。
【図８】本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器を示すブロック図である。
【図９】図８のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部の詳細を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施例２の変形例における昇圧コア回路の回路図である。
【図１１】本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器の各部の波形図である。
【図１２】本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部とＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部を説明するための図である。
【図１４】本発明の実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器を示すブロック図である。
【図１５】スイッチング損失を説明するための図である。
【図１６】本発明の実施例１の別の変形例における昇降圧コア回路の回路図である。
【図１７】本発明の実施例２の別の変形例における昇降圧コア回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の実施形態について、必要に応じて図面を参照して説明する。なお、実施形態の説明において引用する図面及び図面の符号は実施形態の一例として示すものであり、それにより本発明による実施形態のバリエーションを制限するものではない。
【００１７】
本発明による第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図１、２に示すように、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号８に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号１を増幅する送信電力増幅器３０に対して、電源電圧３６を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０であって、スイッチング素子８０をオンオフ制御することにより電源電圧３６を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４に対し、電源電圧３６の設定及びスイッチング素子８０のスイッチング周波数の設定を行う制御部２２と、を備え、制御部２２は、送信パワー設定信号８に基づいて電源電圧３６を設定すると共に、電源電圧３６が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【００１８】
本発明による第２の実施形態の電源電圧制御方法は、図１、２に示すように、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号８に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号１を増幅する送信電力増幅器３０に供給する電源電圧３６を制御する方法であって、送信パワー設定信号８に基づいて電源電圧３６を設定して、スイッチング素子８０をオンオフ制御する方式のＤＣ−ＤＣコンバータ２０により、電源電圧３６を生成する際に、電源電圧３６が変化する過渡期間においてのみ、スイッチング素子８０に対して高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【００１９】
以下、実施例について、図面を参照して詳しく説明する。
【実施例１】
【００２０】
［実施例１の構成］
図１は、本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び送信電力増幅器３０を示すブロック図である。図１は無線通信装置において、ＲＦ入力信号１を増幅してＲＦ送信信号３を出力する送信電力増幅器３０と、送信電力増幅器３０に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０を示している。送信電力増幅器３０で生成されたＲＦ送信信号３は、不図示の送信部のアンテナを介して、基地局装置へ送信される。
【００２１】
図１における外部から供給される送信パワー設定信号８は、増幅されたＲＦ送信信号３の送信パワーを設定する信号である。例えば、携帯端末装置では、通信を行う基地局装置が携帯端末装置に対して送信信号のレベルの増加を要求する場合がある。送信パワー設定信号８は、そのように基地局から要求される送信パワーの増加などを含めたＲＦ送信信号３の送信パワーの目標値である。
【００２２】
送信電力増幅器３０は、第１の増幅器３２と第２の増幅器３４を有している。ここで、第１の増幅器３２はＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプであり、外部から供給される送信パワー設定信号８に基づいて増幅率が制御される。一方、第２の増幅器３４は、増幅率が固定のパワーアンプであり、第１の増幅器３２の出力を増幅し、ＲＦ送信信号３として出力する。送信電力増幅器３０のトータルの増幅率は、送信パワー設定信号８に基づいて制御される第１の増幅器３２の増幅率と、第２の増幅器３４の固定の増幅率の積になる。従って、第１の増幅器３２及び第２の増幅器３４によるトータルの増幅により、送信パワー設定信号８で与えられた送信パワーが得られるように、第１の増幅器３２の増幅度が制御される。
【００２３】
また、図１のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４、制御部２２、記憶部１０を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４は、スイッチング素子８０をオンオフ制御することにより、所望の電圧を出力するスイッチングレギュレータ方式を採用している。ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４が生成したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６は、送信電力増幅器３０の第２の増幅器３４の電源電圧３６として供給される。
【００２４】
また、制御部２２は、スイッチング周波数切替信号生成部２６とＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８を備える。スイッチング周波数切替信号生成部２６はスイッチング周波数切替信号５を、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８はＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７をＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４に対して出力し、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４を制御する。
【００２５】
具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、送信パワー設定信号８を入力し、記憶部１０に格納された図６に示す送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルを読み出して、送信パワー設定信号８をＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値に変換し、該ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値に対応したＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７を出力する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４で生成される電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６が、対応したＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値になるように制御がなされる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８において、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値が変化した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号１１をスイッチング周波数切替信号生成部２６に出力する。
【００２６】
そして、スイッチング周波数切替信号生成部２６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号１１により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６が変化する過渡期間を検出して、過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するようにスイッチング周波数切替信号５を出力する。具体的には、上記した過渡期間においてのみ、スイッチング周波数切替信号５をＨレベルにし、それ以外の場合はＬレベルにする。
【００２７】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の構成について、図２を参照しながら詳細に説明する。図２は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４のブロック図である。降圧型は、入力電圧Ｖｃｃより、低い出力電圧Ｖｏを生成するタイプのＤＣ−ＤＣコンバータである。降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、広く知られた技術であり、例えば、特許文献２に開示されている。図２は、特許文献２に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図に基づいている。
【００２８】
図２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路９０と降圧コア回路７８と、抵抗、コンデンサ（図２の抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒ１、Ｒ２；コンデンサＣ１、Ｃ２）により構成される。
【００２９】
降圧コア回路７８は、入力電圧Ｖｃｃと、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）入力信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）を入力し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）を出力する。降圧コア回路７８は、スイッチング素子８０、インダクタ８４、コンデンサ８６、ダイオード８２で構成される。図２に示すように、スイッチング素子８０の一端は入力電圧Ｖｃｃと接続され、スイッチング素子８０の他端はダイオード８２のカソード及びインダクタ８４の一端と接続される。ダイオードのアノードはグランドと接続され、インダクタ８４の他端は、ノードＮ２及びコンデンサ８６の一端と接続される。コンデンサ８６の他端はグランドと接続される。
【００３０】
スイッチング素子８０は、例えば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成され、ＰＷＭ＿ＩＮ信号がＨレベルのとき導通し、Ｌレベルのとき非導通になる。ＰＷＭ＿ＩＮ信号のデューティ比、すなわち、導通状態の比率により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）は制御される。
【００３１】
具体的には、降圧コア回路７８は、スイッチング素子８０が導通状態時にインダクタ８４を励磁し電磁エネルギーを蓄積すると同時に電力を出力に供給する。一方、スイッチング素子８０が非導通状態時には、インダクタ８４に蓄えた電磁エネルギーをダイオード８２を介して放出し、出力側に低く供給する。このようにして、導通と非導通の状態を繰り返すことにより、式（１）に示すように入力電圧ＶｃｃからＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）が得られる。式（１）において、Ｔｏｎ、Ｔｏｆｆは、夫々、スイッチング素子８０の導通状態の期間、非導通状態の期間である。この場合、ＰＷＭ信号のデューティ比は、Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）になる。
【００３２】
【数１】
【００３３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路９０は、基準電圧発生器９１、内部電源９２、誤差アンプ９３、三角波発生器９４、コンパレータ９５、出力ＭＯＳドライバ９６により構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）は、抵抗Ｒａ、Ｒｂで構成される分圧回路を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路９０にフィードバックされ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）が所望の電圧になるように制御され、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ＿ＩＮを生成している。
【００３４】
具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）は、抵抗Ｒａ、Ｒｂで構成される分圧回路に入力され、分圧回路は、分圧電圧Ｖｆｂを出力する。そして、この分圧電圧は、誤差アンプ９３の反転入力端子に供給される。一方、誤差アンプ９３の非反転入力端子には基準電圧発生器９１により発生された基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。また、誤差アンプ９３には発振防止のための位相補償用の抵抗とコンデンサ（Ｒ１、Ｃ１、Ｒ２、Ｃ２）が、図２に示すように接続される。上記した構成により、誤差アンプ９３は分圧電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅し、誤差電圧Ｖｅｒｒとして出力する。
【００３５】
そして、誤差アンプ９３の出力Ｖｅｒｒは、コンパレータ９５の反転入力端子に接続される。一方、コンパレータ９５の非反転入力端子には、三角波発生器９４で生成した三角波Ｖｔｒが供給される。これにより、コンパレータ９５において、誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波Ｖｔｒが比較され、三角波Ｖｔｒが誤差電圧Ｖｅｒｒ以上の場合にはコンパレータ９５はＨレベルを出力し、それ以外の場合にはＬレベルを出力する。
【００３６】
コンパレータ９５の出力は出力ＭＯＳドライバ９６に供給され、出力ＭＯＳドライバ９６は、コンパレータ９５の出力に基づいて、スイッチング素子８０をオンオフ制御するＰＷＭ信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）を出力する。そして、降圧コア回路７８において、ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）が出力される。
【００３７】
以上の説明が、特許文献２等に開示された降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成である。本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４では、さらに、制御部２２から基準電圧発生器９１に対してＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７が、三角波発生器９４に対してスイッチング周波数切替信号５が、夫々供給される。
【００３８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７に基づいて、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧）３６を変化させて出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７は、目標のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を示すディジタル信号であり、基準電圧発生器９１が有するＤ／Ａ変換器により、アナログの基準電圧Ｖｒｅｆに変換されて出力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７のビット幅をｎとすると、アナログ電圧Ｖｒｅｆは、２のｎ乗レベルのアナログ電圧を出力するように構成することができる。また、Ｄ／Ａ変換器の代わりに、複数のアナログ電圧を設け、それらをスイッチで切り替えるように構成してもよい。
【００３９】
また、三角波発生器９４は、複数のスイッチング周波数に対応した三角波を発生することが可能であり、スイッチング周波数切替信号５に基づいて、発生させる三角波の周波数を切り替えるように構成される。実施例１では、スイッチング周波数の切り替えは２段階であり、スイッチング周波数切替信号がＬレベルのとき、スイッチング周波数ｆ１が選択され、スイッチング周波数切替信号がＨレベルのとき、スイッチング周波数ｆ２が選択される。ここで、ｆ１＜ｆ２である。図７は、三角波発生器９４が出力する２段階の三角波を示している。図７（Ａ）はスイッチング周波数がｆ１のときの三角波であり、図７（Ｂ）は、スイッチング周波数がｆ２のときの三角波である。以上のようにして生成した三角波の周波数に応じて、ＰＷＭ信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）のスイッチング周波数が変化する。ここで、実施例１では、２段階のスイッチング周波数を切り替える場合について例示しているが、スイッチング周波数の切り替えは２段階に限定されず、３段階以上のスイッチング周波数を切り替えるように構成してもよい。
【００４０】
［実施例１の動作］
次に、実施例１の動作について必要に応じて図面を参照しながら詳細に説明する。図４は実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部２２の動作を示すフローチャートである。また、図５は実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び送信電力増幅器３０の各部の信号の波形図である。図５において、ＲＦ送信信号３、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７、送信パワー設定信号８、スイッチング周波数切替信号５、スイッチング周波数が示されている。
【００４１】
図５に示すように、送信パワー設定信号８を外部より、送信電力増幅器３０に供給することによって、ＲＦ送信信号３が、送信パワー設定信号８が示す送信パワーレベルを出力するように制御される。具体的には、ＲＦ送信信号３が送信パワー設定信号８が示す送信パワーレベルになるように、第１の増幅器３２の利得が自動的に設定される。図５において、送信パワー設定信号８は、時点ｔ１までに「送信パワー１」、時点ｔ１〜ｔ３に「送信パワー３」、時点ｔ３以降が「送信パワー２」に設定されている。ここで、各々の期間の送信パワーの大きさは、送信パワー１＜送信パワー２＜送信パワー３の関係になっている。
【００４２】
送信電力増幅器３０は、図５に示すような送信パワーのＲＦ送信信号３を出力する。時点ｔ１までは、送信パワー設定信号８の「送信パワー１」に相当する送信パワーレベル１が出力され、時点ｔ２〜ｔ３は送信パワー設定信号８の「送信パワー３」に相当する送信パワーレベル３が出力され、時点ｔ４以降は、送信パワー設定信号８の「送信パワー２」に相当する送信パワーレベル２が出力される。送信パワー設定信号８は、例えば、図６に示す表の第１列に示されるように、ｄＢｍで表される信号である。ここで、ｄＢｍは通信回線上の信号の大きさを表すのに用いられ、１ｍＷを０ｄＢｍとして定義した単位である。以下の説明において、送信パワー１が１０ｄＢｍ、送信パワー２が２６ｄＢｍ、送信パワー３が２９ｄＢｍであるとする。
【００４３】
ＲＦ送信信号３の送信パワーレベルは、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７の変化に対して、図５に示すように、立ち上がりの過渡期間（時点ｔ１〜時点ｔ２）と、立ち下がりの過渡期間（時点ｔ３〜時点ｔ４）を生ずる。
【００４４】
本発明の実施例１では、上記のように動作する送信電力増幅器３０に対して、以下に示すように、送信電力増幅器３０に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０の電源電圧３６の設定と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のスイッチング周波数を、送信パワー設定信号８を用いて制御する。
【００４５】
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御部２２による制御を示すフローチャートである。以下に、図４を参照しながら、制御部２２の動作を詳細に説明する。まず、制御部２２のＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、送信パワー設定信号８を入力する（ステップＳ１０）。次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、入力した送信パワー設定信号８が変化したか否かを判定する（ステップＳ１２）。ステップＳ１２でＮＯと判定された場合は、ステップＳ１０に戻り、処理を繰り返す。
【００４６】
一方、ステップＳ１２でＹＥＳと判定された場合は、記憶部１０に格納されている送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルを参照し、送信パワー設定信号８からＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値を得る（ステップＳ１４）。
【００４７】
ここで、記憶部１０に格納されているその変換テーブルについて説明する。図６は、記憶部１０に格納された送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルの一例である。図６の第１列は、送信パワー設定信号の値であり、第２列は、各々の送信パワー設定信号に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値である。ある送信パワー設定信号８が与えられると、この変換テーブルを参照することにより、対応するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を得ることができる。ここで、送信パワー設定信号８がテーブルの第１列にない値の場合には、補間演算によってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を算出するか、又は、第１列の中で最も近い値の送信パワー設定信号に相当するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を用いればよい。図６に示す変換テーブルでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、１Ｖ、３．３Ｖ、４．２Ｖの３レベルが設定されている。１Ｖは、図５の出力電圧１に、３．３Ｖは図５の出力電圧２に、４．２Ｖは図５の出力電圧３に相当する。すなわち、送信パワー設定信号８が送信パワー１（１０ｄＢｍ）の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値として、出力電圧１（１Ｖ）が設定される。また、送信パワー設定信号８が送信パワー２（２６ｄＢｍ）の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値として、出力電圧２（３．３Ｖ）が設定される。また、送信パワー設定信号８が送信パワー３（２９ｄＢｍ）の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値として、出力電圧３（４．２Ｖ）が設定される。
【００４８】
次に、図４のフローチャートに戻って、説明を続ける。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、ステップＳ１４で得られたＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値が変化したか否かを判定する（ステップＳ１６）。ステップＳ１６で、ＮＯと判定された場合には、ステップＳ１０に戻る。一方、ステップＳ１６で、ＹＥＳと判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値が変化したことをスイッチング周波数切替信号生成部２６に伝える。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号１１を伝える。そして、スイッチング周波数切替信号生成部２６は、スイッチング周波数切替信号をスイッチング周波数が高い設定に切り替える。具体的には、スイッチング周波数切替信号をＬレベルからＨレベルにすることにより、スイッチング周波数をｆ１からｆ２（但し、ｆ１＜ｆ２）に切り替える（ステップＳ１８）。
【００４９】
また、ステップＳ１８と同じタイミングで、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７を更新する（ステップＳ２０）。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７は、図６の第２列の電圧値（１Ｖ、３．３Ｖ、４．２Ｖ等）をディジタル信号で表現した値である。例えば、ディジタル信号を８ビットで表現する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧値を２５６段階で示すことができる。
【００５０】
次に、ステップＳ１８、Ｓ２０の後、所定の時間ΔＴを計測するタイマ処理を行う（ステップＳ２２）。ここで、ΔＴは、ＲＦ送信信号の立ち上がり／立ち下がりの過渡期間に相当する時間である。また、図４では、立ち上がりと立ち下がりで同じ所定の時間ΔＴを計測しているが、立ち上がりと立ち下がりに応じて、別のタイマ設定ΔＴ１、ΔＴ２を行うようにしてもよい。
【００５１】
次に、上記のタイマ処理により所定の時間が経過した後に、スイッチング周波数切替信号５を低いスイッチング周波数ｆ１に戻す（ステップＳ２４）。そして、ステップＳ２４の後は、ステップＳ１０に戻って、処理を繰り返す。以上が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御部２２の動作である。
【００５２】
次に、図５において、上記した制御部２２の動作により得られる各部の信号波形を説明する。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７は、時点ｔ１までは、送信パワー設定信号８が送信パワー１（１０ｄＢｍ）で、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定は１Ｖであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７には１Ｖに対応するディジタル信号が出力される。次に、時点ｔ１〜ｔ３の期間は、送信パワー設定信号８が送信パワー３（２９ｄＢｍ）で、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定は４．２Ｖであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７には４．２Ｖに対応するディジタル信号が出力される。次に、時点ｔ３以降の期間は、送信パワー設定信号８が送信パワー２（２６ｄＢｍ）で、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定は３．３Ｖであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７には３．３Ｖに対応するディジタル信号が出力される。
【００５３】
次に、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６について説明する。電源電圧３６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７が、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の基準電圧発生器９１に入力され、基準電圧発生器９１内部のＤ／Ａ変換器により、アナログ電圧である基準電圧Ｖｒｅｆに変換される。基準電圧Ｖｒｅｆが変化すると、それに追随して電源電圧３６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４のフィードバック制御により変化する。しかしながら、電源電圧３６はＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７の変化に対して即座に応答するのではなく、電源電圧３６が変化する過渡期間を持つ。このような性質により、図５において、時点ｔ１までは、電源電圧３６は１Ｖ（出力電圧１）を出力し、時点ｔ１〜ｔ２の期間は電源電圧３６が変化する過渡期間となり、時点ｔ２〜ｔ３の期間は電源電圧３６は４．２Ｖ（出力電圧３）を出力し、時点ｔ３〜ｔ４の期間は電源電圧３６が変化する過渡期間となり、時点ｔ４以降は電源電圧３６は３．３Ｖ（出力電圧２）を出力する。
【００５４】
次に、スイッチング周波数切替信号５について説明する。図４のフローチャートで説明したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７が変化した後の過渡期間ΔＴの間、スイッチング周波数切替信号５をＨレベルにする。従って、図５において、期間ｔ１〜ｔ２、期間ｔ３〜ｔ４において、スイッチング周波数切替信号５はＨレベルに設定されている。そして、このように設定されたスイッチング周波数切替信号５に応じて、スイッチング周波数は図５に示すように、時点ｔ１〜ｔ２と時点ｔ３〜ｔ４の期間において、高い周波数ｆ２に設定され、それ以外の期間において、低い周波数ｆ１に設定される。具体的には、高い周波数ｆ２が設定された際には、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の三角波発生器９４が図７（Ｂ）に示す高い周波数ｆ２の三角波を発生し、それにより、スイッチング素子８０をオンオフ制御するＰＷＭ信号の周波数が高い周波数ｆ２になる。一方、低い周波数ｆ１が設定された際には、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の三角波発生器９４が図７（Ａ）に示す低い周波数ｆ１の三角波を発生し、それにより、スイッチング素子８０をオンオフ制御するＰＷＭ信号の周波数が低い周波数ｆ１になる。
【００５５】
次に、図５において、送信電力増幅器３０で増幅されたＲＦ送信信号３の過渡応答の品質と、送信電力増幅器３０に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０の消費電力について考察する。
【００５６】
もし、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６を送信パワー設定信号８に依らずに一定の電源電圧を供給したならば、電源電圧３６は、送信電力増幅器３０が最大パワーを出力する場合に対応できる電圧を常に供給しなければならない。すると、送信パワーが低い信号の場合にも、必要以上に高い電源電圧３６を供給することになり、無駄な消費電力が発生する。そこで、実施例１のように、送信パワー設定信号８に依存して、必要な分だけの電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６を供給することが電源効率の観点から好ましい。
【００５７】
このように、電源電圧３６を変化させる構成にした場合、送信電力増幅器３０で増幅されたＲＦ送信信号３の過渡応答の品質が劣化しないようにしなければならない。もし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の切り替え時の過渡応答性能が悪いと、送信電力増幅器３０に供給する電圧が最適とならずに、送信歪みや送信パワー変動が発生してしまい、ＲＦ送信信号３の品質が劣化してしまう。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の切り替え時の過渡応答性能を良くするには、スイッチング素子８０におけるスイッチング周波数８０を高い周波数に設定することが有効である。その理由は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧生成部２４において、スイッチング周波数を例えば５０ＫＨｚとすると、その周期２０μｓ毎にスイッチング素子８０に供給するＰＷＭ信号を修正することになるが、２倍の１００ＫＨｚにすれば、周期１０μｓ毎にスイッチング素子８０に供給するＰＷＭ信号を修正することになり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の過渡応答特性が改善されるためである。このような理由に、実施例１ではＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の切り替え時の過渡期間においてのみ、スイッチング周波数を高くし、過渡特性を改善している。
【００５８】
次に、スイッチング素子８０におけるスイッチング損失の問題について考察する。図１５は、スイッチング素子８０で発生するスイッチング損失を説明するための図である。図１５において、期間ｔｒはターンＯＮ時（すなわち、オフからオンに切り替わる期間）、期間ｔｆはターンＯＦＦ時（すなわち、オンからオフに切り替わる期間）を示している。スイッチング素子８０がオフのとき、スイッチング素子８０のドレインとソース間の電圧はＶｐｋになり、スイッチング素子８０のドレインとソース間には、ほとんど電流が流れない。また、スイッチング素子８０がオンのとき、スイッチング素子８０のドレインとソース間の電圧は小さくなり、スイッチング素子８０のドレインとソース間に流れる電流はＩｐになる。このように、完全にオン、又は完全にオフの状態では、電流、電圧のいずれか一方が小さいので、電力ロスは、その小さいほう値がゼロに近いかどうかで決まる。
【００５９】
一方、期間ｔｒ、ｔｆにおいては、電圧と電流の積は図１５の一点鎖線に示すＰ１、Ｐ２のようになる。この部分で生ずる電力ロスがスイッチング損失である。図１５から分かるように、スイッチング損失を減らすには、期間ｔｒ、ｔｆを短くするか、スイッチング周波数を低く設定すればよい。実施例１では、そのうち、過渡期間以外で、スイッチング周波数を低くし、オンオフ間の切り替わりが生ずる頻度を少なくすることによって、スイッチング損失を抑えている。
【００６０】
以上説明したように、実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、送信パワー設定信号８に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（電源電圧）３６を変化させることにより、電力効率を向上させる。また、電源電圧３６を変化させたときの過渡応答特性を向上させるために過渡期間のみ、スイッチング周波数を高い周波数に切り替える。一方、過渡期間以外はスイッチング周波数を低い周波数に選択することにより、スイッチング損失を抑制する。以上により、送信電力増幅器３０で増幅されたＲＦ送信信号３の過渡応答の品質を良化し、且つ、ＤＣ−ＤＣコンバータを低消費電力にすることが可能になる。
【００６１】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、外部から供給される送信パワー設定信号８に基づいて、送信電力増幅器３０の増幅率を制御し、同じ制御信号の送信パワー設定信号８に基づいて、電源電圧３６及びスイッチング周波数を制御している。そのため、特許文献１に記載されたように包絡線成分を検波する回路等は不要となり、小規模な回路により、ＲＦ送信信号３のパワーに応じて最適な電源供給を行うＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御を行うことが可能であるという効果が得られる。
【００６２】
また、記憶部１０の送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルを書き換えることにより、送信パワーレベル毎のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定を容易に変更することが可能であるという効果が得られる。
【００６３】
［実施例１の変形例］
実施例１の変形例は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４のコア回路を、図３に示す昇圧コア回路５８に置き換えたものであり、それ以外の構成は実施例１と同じである。昇圧コア回路を使用することによって、入力電圧Ｖｃｃよりも高い出力電圧Ｖｏを得る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作することが可能になる。
【００６４】
以下に、昇圧コア回路５８の構成を示す。昇圧コア回路５８は、入力電圧Ｖｃｃと、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）入力信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）を入力し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３７を出力する。昇圧コア回路５８は、スイッチング素子６２、インダクタ６０、コンデンサ６６、ダイオード６４で構成される。図３に示すように、インダクタ６０の一端には入力電圧Ｖｃｃが供給され、インダクタ６０の他端はスイッチング素子６２の一端及びダイオード６４のアノードと接続される。また、スイッチング素子６２の他端はグランドと接続される。また、スイッチング素子６２の制御電極にはＰＷＭ信号（ＰＷＭ＿ＩＮ）が供給される。また、ダイオード６４のカソード及びコンデンサ６６の一端はノードＮ１２と接続される。コンデンサ６６の他端はグランドと接続される。
【００６５】
ここで、スイッチング素子６２は、例えば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成され、ＰＷＭ＿ＩＮ信号がＨレベルのとき導通し、Ｌレベルのとき非導通になる。ＰＷＭ＿ＩＮ信号のデューティ比、すなわち、導通状態の比率により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３７は制御される。
【００６６】
具体的には、昇圧コア回路５８は、スイッチング素子６２が導通状態時に、入力電源Ｖｃｃによりインダクタ６０を励磁して電磁エネルギーを蓄積する。一方、スイッチング素子８０が非導通状態時には、インダクタ６０に蓄えた電磁エネルギーをダイオード６４を介して放出し、入力の電源電圧に重畳して出力側に高く供給する。このようにして、導通と非導通の状態を繰り返すことにより、式（２）に示すように入力電圧Ｖｃｃから出力電圧Ｖｏが得られる。式（２）において、導通状態の期間をＴｏｎ、非導通状態の期間をＴｏｆｆとしている。
【００６７】
【数２】
【００６８】
上記の昇圧コア回路５８を用いた実施例１の変形例において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３７（図３のＶｏ）が入力電源Ｖｃｃよりも高い電圧が生成される点以外は、実施例１と同様の動作を行い、実施例１と同様の効果が得られる。
【００６９】
次に、実施例１の別の変形例を示す。実施例１の別の変形例は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の降圧コア回路７８を、図１６に示す昇降圧コア回路２００に置き換えたものである。それにより、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにすることが可能である。但し、図１６に示すように、２つのスイッチング素子２１０、２１２が配され、それらに対して、夫々ＰＷＭ＿ＩＮ１、ＰＷＭ＿ＩＮ２のＰＷＭ信号を供給することが必要である。図１６に示す昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのコア回路は、例えば、特許文献３等に開示されている。
【００７０】
昇降圧コア回路２００により昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとした場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧２１３を入力電圧Ｖｃｃに関わらず広い範囲の電圧に変化させることが可能であり、広い電源電圧に対応したＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるため、電力効率をより高めることが可能になるという効果が得られる。
【実施例２】
【００７１】
次に、実施例２の構成について説明する。図８は、本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３８と送信電力増幅器３０を示すブロック図である。実施例１との違いは、ＤＣ−ＤＣコンバータ生成部４０の降圧コア回路７６が複数のインダクタ（図９の７０、７２）を有し、制御部２２がＤＣ−ＤＣコンバータ生成部４０を制御する信号として、インダクタンス切替信号６を追加している点である。ここで、インダクタンス切替信号６は、スイッチング周波数切替信号５と同じ信号が用いられる。それは、スイッチング周波数の切り替えとインダクタンスの切り替えがどちらも、電源電圧３９の過渡期間とそれ以外とで切り替えるように制御するためである。尚、実施例２において、実施例１と同じ機能を有する構成要素に対しては、同じ参照符号を用い、それらの説明は省略する。
【００７２】
次に、図９に示された降圧コア回路７６について説明する。インダクタ７０と、インダクタ７２は、インダクタンスの異なるインダクタである。インダクタ７０のインダクタンスはＬ１、インダクタ７２のインダクタンスはＬ２であり、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。降圧コア回路７６は、２つのインダクタを切り替えるためのスイッチ７４を有し、インダクタ７０、７２の一端は共にノードＮ３に接続され、インダクタ７０、７２の他端は、スイッチ７４の２つの入力端子に、夫々接続される。また、スイッチ７４の出力端子はノードＮ４に接続され、ノードＮ４からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９が出力される。
【００７３】
スイッチ７４に対し、スイッチ周波数切替信号５と同じ信号であるインダクタンス切替信号６が供給され、スイッチ７４において、インダクタンス切替信号６がＬレベルのとき、インダクタンスＬ１のインダクタ７０が選択され、インダクタンス切替信号６がＨレベルのとき、インダクタンスＬ２のインダクタ７２が選択される。
【００７４】
次に、実施例２の動作について説明する。制御部２２の動作は、図４のフローチャートのステップＳ１８において、インダクタンス切替信号６を小さなインダクタンスが選択されるように設定する制御（インダクタンスＬ１→インダクタンスＬ２）が追加される。また、ステップＳ２４において、インダクタンス切替信号６を元に戻す制御（インダクタンスＬ２→インダクタンスＬ１）が追加される。
【００７５】
次に、図１１を参照し、実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータ３８と送信電力増幅器３０の動作を説明する。図１１は、実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３８と送信電力増幅器３０の各部の波形図である。図１１は、実施例１の波形図を示す図５に対して、インダクタンス切替に関する波形のみを追加している。図１１に示すように、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６の過渡期間である期間ｔ１〜ｔ２と、期間ｔ３〜ｔ４において、小さなインダクタンスＬ２が選択され、それ以外の期間では、大きなインダクタンスＬ１が選択される。上記したインダクタの切り替え以外の動作については、図５に示した実施例１の波形図と同じであるため、説明は省略する。
【００７６】
ここで、実施例２で追加したインダクタンス切り替えの効果について、以下に考察する。降圧コア回路７６において、大きなインダクタンスＬ１のインダクタ７０が選択された場合、リップル電流を小さくでき、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９のリップル電圧を小さくすることが可能である。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９を立ち上げた場合、オーバーシュートが発生し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９を立ち下げた場合、アンダーシュートが発生する虞がある。
【００７７】
一方、小さなインダクタンスＬ２のインダクタ７２が選択された場合、過渡期間においてオーバーシュートやアンダーシュートは発生しにくくなるが、スイッチング周波数が低い周波数のｆ１のままでは、リップル電流が大きくなってしまう。しかしながら、過渡期間において、実施例１と同様に高いスイッチング周波数ｆ２に切り替えることで、過渡期間のリップル電流を、過渡期間以外のリップル電流と同等に抑えること可能である。
【００７８】
上記のリップル電流を定量的に表すと、以下のように、インダクタンスとスイッチング周波数に反比例する。過渡期間以外のリップル電流は式（３）で表され、過渡期間のリップル電流は式（４）で表される。
【００７９】
【数３】
【００８０】
【数４】
【００８１】
式（３）、（４）から分かるように、例えばｆ２＝２ｆ１とした場合、Ｌ２＝Ｌ１／２のようにインダクタンスを設定しておけば、過渡期間と過渡期間以外のリップル電流を同じにすることができる。
【００８２】
以上説明したように、実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、実施例１の効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６が変化する過渡期間におけるオーバーシュート及びアンダーシュートを抑制することができる。その際、過渡期間ではスイッチング周波数を高い周波数ｆ２に設定するため、過渡期間のリップル電流を過渡期間以外と同等に抑えることができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の過渡特性が良化するので、ＲＦ送信信号３の過渡応答の品質を、実施例１に対してさらに良化することができるという効果が得られる。
【００８３】
［実施例２の変形例］
実施例２の変形例は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部４０のコア回路を、図１０に示す昇圧コア回路１０２に置き換えたものであり、それ以外の構成は実施例２と同じである。昇圧コア回路１０２を使用することによって、入力電圧Ｖｃｃよりも高い出力電圧Ｖｏを得る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることが可能になる。
【００８４】
次に、図１０に示された昇圧コア回路１０２について説明する。昇圧コア回路１０２の実施例１の変形例の昇圧コア回路５８に対する差異は、複数のインダクタ１０６、１０８、とスイッチ１０４を有する点であり、その他の構成は同じである。インダクタ１０６と、インダクタ１０８は、インダクタンスの異なるインダクタである。インダクタ１０６のインダクタンスはＬ１、インダクタ１０８のインダクタンスはＬ２であり、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。昇圧コア回路１０２は、２つのインダクタンスを切り替えるためのスイッチ１０４を有し、インダクタ１０６、１０８の一端は共にノードＮ１３に接続され、インダクタ１０６、１０８の他端は、夫々、スイッチ１０４の入力端子に接続される。また、スイッチ１０４の出力端子はノードＮ１４に接続され、ノードＮ１４からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４１が出力される。
【００８５】
スイッチ１０４に対し、スイッチ周波数切替信号５と同じ信号であるインダクタンス切替信号６が供給され、スイッチ１０４において、インダクタンス切替信号６がＬレベルのとき、インダクタンスＬ１が選択され、インダクタンス切替信号６がＨレベルのとき、インダクタンスＬ２が選択される。
【００８６】
上記の昇圧コア回路１０２を用いた実施例２の変形例において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４１が入力電源Ｖｃｃよりも高い電圧が生成されるという点以外は、実施例２と同様に動作し、実施例２と同様の効果が得られる。
【００８７】
次に、実施例２の別の変形例を示す。実施例２の別の変形例は、図９の降圧コア回路７６を、図１７に示す昇降圧コア回路３００に置き換えたものである。それにより、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにすることが可能である。昇降圧コア回路３００は、昇降圧コア回路２００（図１６）に対して、複数のインダクタ３０２、３０４と、スイッチ３０６をさらに有している。インダクタ３０２と、インダクタ３０４は、インダクタンスの異なるインダクタである。インダクタ３０２のインダクタンスはＬ１、インダクタ３０４のインダクタンスはＬ２であり、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。そして、スイッチ３０６に対して、インダクタンス切替信号６を供給し、インダクタンス切替信号６がＬレベルの時、インダクタンスＬ１が選択され、インダクタンス切替信号６がＨレベルの時、インダクタンスＬ２が選択される。
【００８８】
昇降圧コア回路３００により昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとした場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３１３を入力電圧Ｖｃｃに関わらず広い範囲の電圧に変化させることが可能であり、広い電源電圧に対応したＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるため、電力効率をより高めることが可能になるという効果が得られる。
【実施例３】
【００８９】
次に、実施例３について説明する。図１２は、実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部５２とＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４を示すブロック図である。実施例３の実施例１との違いは、制御部５２が、電源電圧監視部５６を有し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３を監視することによって、スイッチング周波数切替信号５の低い周波数ｆ１に戻すタイミングを制御している点である。
【００９０】
図１２において、制御部５２の電源電圧監視部５６は内部に不図示のコンパレータを有し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３とＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８により設定される閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを入力する。２つの入力信号はコンパレータで比較され、比較結果をスイッチング周波数切替信号生成部５４に供給する。
【００９１】
次に、電源電圧監視部５６の動作を図１３を参照しながら詳細に説明する。図１３（Ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち上がる場合を示し、一方、図１３（Ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち下がる場合を示している。まず、図１３（Ａ）において、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の立ち上がり後の目標値から、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを設定し、電源電圧監視部５６に出力する。ここで、図１３（Ａ）に示すように、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈは、立ち上がり後の目標値よりも少し低い電圧に設定する。その状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち上がると、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈと比較され、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを越えたことが検知されると、検知されたことをスイッチング周波数切替信号生成部５４に入力し、スイッチング周波数切替信号５をＬレベルに遷移させる。
【００９２】
また、図１３（Ｂ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧が立ち下がる場合には、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを立ち下がり後の目標値よりも少し高い電圧に設定する以外は、立ち上がりの場合と同じである。その状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち下がると、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈと比較され、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈよりも低くなったことが検知されると、検知されたことをスイッチング周波数切替信号生成部５４に入力し、スイッチング周波数切替信号５をＬレベルに遷移させる。
【００９３】
実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、上記したように、電源電圧監視部５６を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３を監視することによって、立ち上がり又は立ち下り後の目標電圧に近づいたことを検知するようにしたから、図４のタイマ処理（ステップＳ２２）により所定時間が経過したタイミングでスイッチング周波数を元に戻す処理を行う実施例１に比べて、高精度に過渡期間を検知できるようになる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３の過渡応答を精度よく制御することができ、ＲＦ送信信号３の品質が向上する効果が得られる。
【００９４】
また、電源電圧監視部５６を、実施例１の変形例、実施例１の別の変形例、実施例２、実施例２の変形例、及び実施例２の別の変形例に対して適用しても、同様にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の過渡応答を精度よく制御することができ、ＲＦ送信信号３の品質が向上する効果が得られる。
【実施例４】
【００９５】
次に、実施例４について説明する。図１４は、実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４２と送信電力増幅器３０を示すブロック図である。実施例４の実施例２に対する違いは、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部５０が、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６と、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６の出力を選択するスイッチ４８を有する点である。スイッチング周波数切替信号５は、スイッチ４８に対して、上記の選択を制御する信号として供給される。
【００９６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６は、図２のＤＣ−ＤＣコンバータ生成部２４と同じ構成であるが、三角波発生器９４は固定周波数の三角波のみを発生し、スイッチング周波数切替信号５は三角波発生器９４に対して供給されない。ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４内部の三角波発生器は周波数ｆ１の三角波を発生し、インダクタのインダクタンスはＬ１である。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４６内部の三角波発生器は周波数ｆ２の三角波を発生し、インダクタのインダクタンスはＬ２である。ここで、ｆ１＜ｆ２、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。
【００９７】
実施例４は、実施例２と同じ動作をするので、実施例２と同様の効果が得られる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６は三角波の周波数制御が不要であるため、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６に対し、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ用の制御ＩＣチップがそのまま使用できるという効果がある。
【００９８】
尚、実施例４では実施例２に対してＤＣ−ＤＣコンバータ生成部を複数のＤＣ−ＤＣコンバータ生成回路によって構成する場合について示したが、実施例１、実施例１の変形例、実施例１の別の変形例、実施例２の変形例、実施例２の別の変形例、実施例３に対しても、同様にＤＣ−ＤＣコンバータ生成部を複数のＤＣ−ＤＣコンバータ生成回路によって構成することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯電話に代表される携帯通信端末やその他の無線通信装置の送信電力増幅器に適用可能である。
【０１００】
なお、本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【０１０１】
１：ＲＦ入力信号（ＲＦ信号）
３：ＲＦ送信信号
５：スイッチング周波数切替信号
６：インダクタンス切替信号
７：ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号
８：送信パワー設定信号
１０：記憶部
１１：ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号
２０、３８、４２：ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２：制御部
２４、４０、５０：ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部
２６、５４：スイッチング周波数切替信号生成部
２８：ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部
３０：送信電力増幅器
３２：第１の増幅器
３３：第１の増幅器の出力
３４：第２の増幅器
３６、３７、３９、４１、４３、４５、２１３、３１３：電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）
４４、４６：ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路
４８、７４、１０４、３０６：スイッチ
５２：制御部
５６：電源電圧監視部
５８、１０２：昇圧コア回路
６０、７０、７２、８４、１０６、１０８、２０６、３０２、３０４：インダクタ
６２、８０、２１０、２１２：スイッチング素子
６４、８２、２０２、２０４：ダイオード
６６、８６、２０８：コンデンサ
７６、７８：降圧コア回路
９０：ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路
９１：基準電圧発生器
９２：内部電源
９３：誤差アンプ
９４：三角波発生器
９５：コンパレータ
９６：出力ＭＯＳドライバ
２００、３００：昇降圧コア回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源電圧制御方法に関する。特に、本発明は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ、及びその電源電圧制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される通信端末装置では、入力されたＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）入力信号を送信電力増幅器により増幅してＲＦ送信信号を生成した後、アンテナを介して無線により基地局装置に送信している。近年、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ)、ＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の種々の通信方式が採用されているが、このような通信方式を用いる通信端末装置では、送信パワー精度を保ちつつ、高速な送信パワー制御を行う必要がある。
【０００３】
高速な送信パワー制御をしながら、送信信号品質を良好に保つには、送信電力増幅器に電源を供給しているＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能も良くすることが必要である。もし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能が悪いと、送信電力増幅器に供給する電源電圧が最適とならずに、送信歪みや送信パワー変動が発生してしまい、ＲＦ送信信号の品質が劣化してしまうからである。
【０００４】
そこで、ＲＦ送信信号の品質を確保するためには、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を高くすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能を改善することが有効である。
【０００５】
例えば、特許文献１には、ＲＦ信号の包絡線成分を検出した結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を切り替える電力増幅システムが開示されている。この電力増幅システムでは、ＲＦ信号の包絡線の振幅に応じて電力増幅器への供給電圧を変化させることで、電力増幅器を入力信号に対し常に飽和に近い状態で動作させることができるため、電力効率の良い電力増幅システムを提供することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１９３２９８号公報
【特許文献２】特開２００９−１００５５２号公報
【特許文献３】特開２００２−１８６２４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
以下の分析は、本発明により与えられる。
【０００８】
しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を高くした場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧切り替え時の過渡応答性能は良化するが、スイッチング損失による消費電力が増加するという問題が発生する。特に、携帯通信端末においては低消費電力化の要求が高いため、消費電力の増加は許容されにくい。
【０００９】
一方、特許文献１に記載された電力増幅システムは、ＲＦ信号の包絡線の変化を検出してスイッチング周波数を切り替えることにより、電力効率の良い電力増幅システムを実現している。しかしながら、包絡線検波回路が必要になるため、全体として、回路規模が増大してしまうという問題がある。
【００１０】
本発明は、上記した事情に鑑みてなされたものであり、送信電力増幅器で増幅されたＲＦ送信信号の過渡応答の品質を良化し、且つ、送信電力増幅器に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータを低消費電力で小規模な回路により実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の視点によるＤＣ−ＤＣコンバータは、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に対して、電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記電源電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部に対し、前記電源電圧の設定及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数の設定を行う制御部と、を備え、前記制御部は、前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定すると共に、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【００１２】
本発明の第２の視点による電源電圧制御方法は、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に供給する電源電圧を制御する方法であって、前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定して、スイッチング素子をオンオフ制御する方式のＤＣ−ＤＣコンバータにより、前記電源電圧を生成する際に、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、前記スイッチング素子に対して高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、送信パワー設定信号に基づいて、送信増幅器に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御し、且つ、電源電圧が変化する過渡期間のみＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を高い周波数に切り替えるようにしたから、送信電力増幅器により増幅されたＲＦ送信信号の過渡応答の品質を良化し、且つ、ＤＣ−ＤＣコンバータを低消費電力で小規模な回路により実現することが可能になる。
【００１４】
また、本発明の電源電圧制御方法によれば、上記のＤＣ−ＤＣコンバータから送信電力増幅器に電源供給することで、送信電力増幅器で増幅されたＲＦ送信信号の過渡応答の品質を良化し、且つ、低消費電力で動作させることが可能な電源電圧制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部の詳細を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１の変形例における昇圧コア回路の回路図である。
【図４】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部の動作を示すフローチャートである。
【図５】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器の各部の波形図である。
【図６】本発明の実施例１における送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルの一例である。
【図７】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの三角波発生器を説明するための図である。
【図８】本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器を示すブロック図である。
【図９】図８のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部の詳細を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施例２の変形例における昇圧コア回路の回路図である。
【図１１】本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器の各部の波形図である。
【図１２】本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部とＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部を説明するための図である。
【図１４】本発明の実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータと送信電力増幅器を示すブロック図である。
【図１５】スイッチング損失を説明するための図である。
【図１６】本発明の実施例１の別の変形例における昇降圧コア回路の回路図である。
【図１７】本発明の実施例２の別の変形例における昇降圧コア回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の実施形態について、必要に応じて図面を参照して説明する。なお、実施形態の説明において引用する図面及び図面の符号は実施形態の一例として示すものであり、それにより本発明による実施形態のバリエーションを制限するものではない。
【００１７】
本発明による第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図１、２に示すように、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号８に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号１を増幅する送信電力増幅器３０に対して、電源電圧３６を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０であって、スイッチング素子８０をオンオフ制御することにより電源電圧３６を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４に対し、電源電圧３６の設定及びスイッチング素子８０のスイッチング周波数の設定を行う制御部２２と、を備え、制御部２２は、送信パワー設定信号８に基づいて電源電圧３６を設定すると共に、電源電圧３６が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【００１８】
本発明による第２の実施形態の電源電圧制御方法は、図１、２に示すように、増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号８に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号１を増幅する送信電力増幅器３０に供給する電源電圧３６を制御する方法であって、送信パワー設定信号８に基づいて電源電圧３６を設定して、スイッチング素子８０をオンオフ制御する方式のＤＣ−ＤＣコンバータ２０により、電源電圧３６を生成する際に、電源電圧３６が変化する過渡期間においてのみ、スイッチング素子８０に対して高いスイッチング周波数を設定するように制御する。
【００１９】
以下、実施例について、図面を参照して詳しく説明する。
【実施例１】
【００２０】
［実施例１の構成］
図１は、本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び送信電力増幅器３０を示すブロック図である。図１は無線通信装置において、ＲＦ入力信号１を増幅してＲＦ送信信号３を出力する送信電力増幅器３０と、送信電力増幅器３０に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０を示している。送信電力増幅器３０で生成されたＲＦ送信信号３は、不図示の送信部のアンテナを介して、基地局装置へ送信される。
【００２１】
図１における外部から供給される送信パワー設定信号８は、増幅されたＲＦ送信信号３の送信パワーを設定する信号である。例えば、携帯端末装置では、通信を行う基地局装置が携帯端末装置に対して送信信号のレベルの増加を要求する場合がある。送信パワー設定信号８は、そのように基地局から要求される送信パワーの増加などを含めたＲＦ送信信号３の送信パワーの目標値である。
【００２２】
送信電力増幅器３０は、第１の増幅器３２と第２の増幅器３４を有している。ここで、第１の増幅器３２はＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプであり、外部から供給される送信パワー設定信号８に基づいて増幅率が制御される。一方、第２の増幅器３４は、増幅率が固定のパワーアンプであり、第１の増幅器３２の出力を増幅し、ＲＦ送信信号３として出力する。送信電力増幅器３０のトータルの増幅率は、送信パワー設定信号８に基づいて制御される第１の増幅器３２の増幅率と、第２の増幅器３４の固定の増幅率の積になる。従って、第１の増幅器３２及び第２の増幅器３４によるトータルの増幅により、送信パワー設定信号８で与えられた送信パワーが得られるように、第１の増幅器３２の増幅度が制御される。
【００２３】
また、図１のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４、制御部２２、記憶部１０を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４は、スイッチング素子８０をオンオフ制御することにより、所望の電圧を出力するスイッチングレギュレータ方式を採用している。ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４が生成したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６は、送信電力増幅器３０の第２の増幅器３４の電源電圧３６として供給される。
【００２４】
また、制御部２２は、スイッチング周波数切替信号生成部２６とＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８を備える。スイッチング周波数切替信号生成部２６はスイッチング周波数切替信号５を、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８はＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７をＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４に対して出力し、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４を制御する。
【００２５】
具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、送信パワー設定信号８を入力し、記憶部１０に格納された図６に示す送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルを読み出して、送信パワー設定信号８をＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値に変換し、該ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値に対応したＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７を出力する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４で生成される電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６が、対応したＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値になるように制御がなされる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８において、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値が変化した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号１１をスイッチング周波数切替信号生成部２６に出力する。
【００２６】
そして、スイッチング周波数切替信号生成部２６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号１１により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６が変化する過渡期間を検出して、過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するようにスイッチング周波数切替信号５を出力する。具体的には、上記した過渡期間においてのみ、スイッチング周波数切替信号５をＨレベルにし、それ以外の場合はＬレベルにする。
【００２７】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の構成について、図２を参照しながら詳細に説明する。図２は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４のブロック図である。降圧型は、入力電圧Ｖｃｃより、低い出力電圧Ｖｏを生成するタイプのＤＣ−ＤＣコンバータである。降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、広く知られた技術であり、例えば、特許文献２に開示されている。図２は、特許文献２に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図に基づいている。
【００２８】
図２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路９０と降圧コア回路７８と、抵抗、コンデンサ（図２の抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒ１、Ｒ２；コンデンサＣ１、Ｃ２）により構成される。
【００２９】
降圧コア回路７８は、入力電圧Ｖｃｃと、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）入力信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）を入力し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）を出力する。降圧コア回路７８は、スイッチング素子８０、インダクタ８４、コンデンサ８６、ダイオード８２で構成される。図２に示すように、スイッチング素子８０の一端は入力電圧Ｖｃｃと接続され、スイッチング素子８０の他端はダイオード８２のカソード及びインダクタ８４の一端と接続される。ダイオードのアノードはグランドと接続され、インダクタ８４の他端は、ノードＮ２及びコンデンサ８６の一端と接続される。コンデンサ８６の他端はグランドと接続される。
【００３０】
スイッチング素子８０は、例えば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成され、ＰＷＭ＿ＩＮ信号がＨレベルのとき導通し、Ｌレベルのとき非導通になる。ＰＷＭ＿ＩＮ信号のデューティ比、すなわち、導通状態の比率により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）は制御される。
【００３１】
具体的には、降圧コア回路７８は、スイッチング素子８０が導通状態時にインダクタ８４を励磁し電磁エネルギーを蓄積すると同時に電力を出力に供給する。一方、スイッチング素子８０が非導通状態時には、インダクタ８４に蓄えた電磁エネルギーをダイオード８２を介して放出し、出力側に低く供給する。このようにして、導通と非導通の状態を繰り返すことにより、式（１）に示すように入力電圧ＶｃｃからＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）が得られる。式（１）において、Ｔｏｎ、Ｔｏｆｆは、夫々、スイッチング素子８０の導通状態の期間、非導通状態の期間である。この場合、ＰＷＭ信号のデューティ比は、Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）になる。
【００３２】
【数１】
【００３３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路９０は、基準電圧発生器９１、内部電源９２、誤差アンプ９３、三角波発生器９４、コンパレータ９５、出力ＭＯＳドライバ９６により構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）は、抵抗Ｒａ、Ｒｂで構成される分圧回路を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路９０にフィードバックされ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）が所望の電圧になるように制御され、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ＿ＩＮを生成している。
【００３４】
具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）は、抵抗Ｒａ、Ｒｂで構成される分圧回路に入力され、分圧回路は、分圧電圧Ｖｆｂを出力する。そして、この分圧電圧は、誤差アンプ９３の反転入力端子に供給される。一方、誤差アンプ９３の非反転入力端子には基準電圧発生器９１により発生された基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。また、誤差アンプ９３には発振防止のための位相補償用の抵抗とコンデンサ（Ｒ１、Ｃ１、Ｒ２、Ｃ２）が、図２に示すように接続される。上記した構成により、誤差アンプ９３は分圧電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅し、誤差電圧Ｖｅｒｒとして出力する。
【００３５】
そして、誤差アンプ９３の出力Ｖｅｒｒは、コンパレータ９５の反転入力端子に接続される。一方、コンパレータ９５の非反転入力端子には、三角波発生器９４で生成した三角波Ｖｔｒが供給される。これにより、コンパレータ９５において、誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波Ｖｔｒが比較され、三角波Ｖｔｒが誤差電圧Ｖｅｒｒ以上の場合にはコンパレータ９５はＨレベルを出力し、それ以外の場合にはＬレベルを出力する。
【００３６】
コンパレータ９５の出力は出力ＭＯＳドライバ９６に供給され、出力ＭＯＳドライバ９６は、コンパレータ９５の出力に基づいて、スイッチング素子８０をオンオフ制御するＰＷＭ信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）を出力する。そして、降圧コア回路７８において、ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６（図２のＶｏ）が出力される。
【００３７】
以上の説明が、特許文献２等に開示された降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成である。本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４では、さらに、制御部２２から基準電圧発生器９１に対してＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７が、三角波発生器９４に対してスイッチング周波数切替信号５が、夫々供給される。
【００３８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７に基づいて、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧）３６を変化させて出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７は、目標のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を示すディジタル信号であり、基準電圧発生器９１が有するＤ／Ａ変換器により、アナログの基準電圧Ｖｒｅｆに変換されて出力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７のビット幅をｎとすると、アナログ電圧Ｖｒｅｆは、２のｎ乗レベルのアナログ電圧を出力するように構成することができる。また、Ｄ／Ａ変換器の代わりに、複数のアナログ電圧を設け、それらをスイッチで切り替えるように構成してもよい。
【００３９】
また、三角波発生器９４は、複数のスイッチング周波数に対応した三角波を発生することが可能であり、スイッチング周波数切替信号５に基づいて、発生させる三角波の周波数を切り替えるように構成される。実施例１では、スイッチング周波数の切り替えは２段階であり、スイッチング周波数切替信号がＬレベルのとき、スイッチング周波数ｆ１が選択され、スイッチング周波数切替信号がＨレベルのとき、スイッチング周波数ｆ２が選択される。ここで、ｆ１＜ｆ２である。図７は、三角波発生器９４が出力する２段階の三角波を示している。図７（Ａ）はスイッチング周波数がｆ１のときの三角波であり、図７（Ｂ）は、スイッチング周波数がｆ２のときの三角波である。以上のようにして生成した三角波の周波数に応じて、ＰＷＭ信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）のスイッチング周波数が変化する。ここで、実施例１では、２段階のスイッチング周波数を切り替える場合について例示しているが、スイッチング周波数の切り替えは２段階に限定されず、３段階以上のスイッチング周波数を切り替えるように構成してもよい。
【００４０】
［実施例１の動作］
次に、実施例１の動作について必要に応じて図面を参照しながら詳細に説明する。図４は実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部２２の動作を示すフローチャートである。また、図５は実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び送信電力増幅器３０の各部の信号の波形図である。図５において、ＲＦ送信信号３、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７、送信パワー設定信号８、スイッチング周波数切替信号５、スイッチング周波数が示されている。
【００４１】
図５に示すように、送信パワー設定信号８を外部より、送信電力増幅器３０に供給することによって、ＲＦ送信信号３が、送信パワー設定信号８が示す送信パワーレベルを出力するように制御される。具体的には、ＲＦ送信信号３が送信パワー設定信号８が示す送信パワーレベルになるように、第１の増幅器３２の利得が自動的に設定される。図５において、送信パワー設定信号８は、時点ｔ１までに「送信パワー１」、時点ｔ１〜ｔ３に「送信パワー３」、時点ｔ３以降が「送信パワー２」に設定されている。ここで、各々の期間の送信パワーの大きさは、送信パワー１＜送信パワー２＜送信パワー３の関係になっている。
【００４２】
送信電力増幅器３０は、図５に示すような送信パワーのＲＦ送信信号３を出力する。時点ｔ１までは、送信パワー設定信号８の「送信パワー１」に相当する送信パワーレベル１が出力され、時点ｔ２〜ｔ３は送信パワー設定信号８の「送信パワー３」に相当する送信パワーレベル３が出力され、時点ｔ４以降は、送信パワー設定信号８の「送信パワー２」に相当する送信パワーレベル２が出力される。送信パワー設定信号８は、例えば、図６に示す表の第１列に示されるように、ｄＢｍで表される信号である。ここで、ｄＢｍは通信回線上の信号の大きさを表すのに用いられ、１ｍＷを０ｄＢｍとして定義した単位である。以下の説明において、送信パワー１が１０ｄＢｍ、送信パワー２が２６ｄＢｍ、送信パワー３が２９ｄＢｍであるとする。
【００４３】
ＲＦ送信信号３の送信パワーレベルは、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７の変化に対して、図５に示すように、立ち上がりの過渡期間（時点ｔ１〜時点ｔ２）と、立ち下がりの過渡期間（時点ｔ３〜時点ｔ４）を生ずる。
【００４４】
本発明の実施例１では、上記のように動作する送信電力増幅器３０に対して、以下に示すように、送信電力増幅器３０に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０の電源電圧３６の設定と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のスイッチング周波数を、送信パワー設定信号８を用いて制御する。
【００４５】
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御部２２による制御を示すフローチャートである。以下に、図４を参照しながら、制御部２２の動作を詳細に説明する。まず、制御部２２のＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、送信パワー設定信号８を入力する（ステップＳ１０）。次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、入力した送信パワー設定信号８が変化したか否かを判定する（ステップＳ１２）。ステップＳ１２でＮＯと判定された場合は、ステップＳ１０に戻り、処理を繰り返す。
【００４６】
一方、ステップＳ１２でＹＥＳと判定された場合は、記憶部１０に格納されている送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルを参照し、送信パワー設定信号８からＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値を得る（ステップＳ１４）。
【００４７】
ここで、記憶部１０に格納されているその変換テーブルについて説明する。図６は、記憶部１０に格納された送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルの一例である。図６の第１列は、送信パワー設定信号の値であり、第２列は、各々の送信パワー設定信号に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値である。ある送信パワー設定信号８が与えられると、この変換テーブルを参照することにより、対応するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を得ることができる。ここで、送信パワー設定信号８がテーブルの第１列にない値の場合には、補間演算によってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を算出するか、又は、第１列の中で最も近い値の送信パワー設定信号に相当するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を用いればよい。図６に示す変換テーブルでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、１Ｖ、３．３Ｖ、４．２Ｖの３レベルが設定されている。１Ｖは、図５の出力電圧１に、３．３Ｖは図５の出力電圧２に、４．２Ｖは図５の出力電圧３に相当する。すなわち、送信パワー設定信号８が送信パワー１（１０ｄＢｍ）の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値として、出力電圧１（１Ｖ）が設定される。また、送信パワー設定信号８が送信パワー２（２６ｄＢｍ）の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値として、出力電圧２（３．３Ｖ）が設定される。また、送信パワー設定信号８が送信パワー３（２９ｄＢｍ）の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値として、出力電圧３（４．２Ｖ）が設定される。
【００４８】
次に、図４のフローチャートに戻って、説明を続ける。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、ステップＳ１４で得られたＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値が変化したか否かを判定する（ステップＳ１６）。ステップＳ１６で、ＮＯと判定された場合には、ステップＳ１０に戻る。一方、ステップＳ１６で、ＹＥＳと判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値が変化したことをスイッチング周波数切替信号生成部２６に伝える。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号１１を伝える。そして、スイッチング周波数切替信号生成部２６は、スイッチング周波数切替信号をスイッチング周波数が高い設定に切り替える。具体的には、スイッチング周波数切替信号をＬレベルからＨレベルにすることにより、スイッチング周波数をｆ１からｆ２（但し、ｆ１＜ｆ２）に切り替える（ステップＳ１８）。
【００４９】
また、ステップＳ１８と同じタイミングで、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７を更新する（ステップＳ２０）。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７は、図６の第２列の電圧値（１Ｖ、３．３Ｖ、４．２Ｖ等）をディジタル信号で表現した値である。例えば、ディジタル信号を８ビットで表現する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧値を２５６段階で示すことができる。
【００５０】
次に、ステップＳ１８、Ｓ２０の後、所定の時間ΔＴを計測するタイマ処理を行う（ステップＳ２２）。ここで、ΔＴは、ＲＦ送信信号の立ち上がり／立ち下がりの過渡期間に相当する時間である。また、図４では、立ち上がりと立ち下がりで同じ所定の時間ΔＴを計測しているが、立ち上がりと立ち下がりに応じて、別のタイマ設定ΔＴ１、ΔＴ２を行うようにしてもよい。
【００５１】
次に、上記のタイマ処理により所定の時間が経過した後に、スイッチング周波数切替信号５を低いスイッチング周波数ｆ１に戻す（ステップＳ２４）。そして、ステップＳ２４の後は、ステップＳ１０に戻って、処理を繰り返す。以上が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御部２２の動作である。
【００５２】
次に、図５において、上記した制御部２２の動作により得られる各部の信号波形を説明する。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７は、時点ｔ１までは、送信パワー設定信号８が送信パワー１（１０ｄＢｍ）で、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定は１Ｖであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７には１Ｖに対応するディジタル信号が出力される。次に、時点ｔ１〜ｔ３の期間は、送信パワー設定信号８が送信パワー３（２９ｄＢｍ）で、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定は４．２Ｖであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７には４．２Ｖに対応するディジタル信号が出力される。次に、時点ｔ３以降の期間は、送信パワー設定信号８が送信パワー２（２６ｄＢｍ）で、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定は３．３Ｖであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７には３．３Ｖに対応するディジタル信号が出力される。
【００５３】
次に、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６について説明する。電源電圧３６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７が、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の基準電圧発生器９１に入力され、基準電圧発生器９１内部のＤ／Ａ変換器により、アナログ電圧である基準電圧Ｖｒｅｆに変換される。基準電圧Ｖｒｅｆが変化すると、それに追随して電源電圧３６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４のフィードバック制御により変化する。しかしながら、電源電圧３６はＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７の変化に対して即座に応答するのではなく、電源電圧３６が変化する過渡期間を持つ。このような性質により、図５において、時点ｔ１までは、電源電圧３６は１Ｖ（出力電圧１）を出力し、時点ｔ１〜ｔ２の期間は電源電圧３６が変化する過渡期間となり、時点ｔ２〜ｔ３の期間は電源電圧３６は４．２Ｖ（出力電圧３）を出力し、時点ｔ３〜ｔ４の期間は電源電圧３６が変化する過渡期間となり、時点ｔ４以降は電源電圧３６は３．３Ｖ（出力電圧２）を出力する。
【００５４】
次に、スイッチング周波数切替信号５について説明する。図４のフローチャートで説明したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号７が変化した後の過渡期間ΔＴの間、スイッチング周波数切替信号５をＨレベルにする。従って、図５において、期間ｔ１〜ｔ２、期間ｔ３〜ｔ４において、スイッチング周波数切替信号５はＨレベルに設定されている。そして、このように設定されたスイッチング周波数切替信号５に応じて、スイッチング周波数は図５に示すように、時点ｔ１〜ｔ２と時点ｔ３〜ｔ４の期間において、高い周波数ｆ２に設定され、それ以外の期間において、低い周波数ｆ１に設定される。具体的には、高い周波数ｆ２が設定された際には、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の三角波発生器９４が図７（Ｂ）に示す高い周波数ｆ２の三角波を発生し、それにより、スイッチング素子８０をオンオフ制御するＰＷＭ信号の周波数が高い周波数ｆ２になる。一方、低い周波数ｆ１が設定された際には、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４の三角波発生器９４が図７（Ａ）に示す低い周波数ｆ１の三角波を発生し、それにより、スイッチング素子８０をオンオフ制御するＰＷＭ信号の周波数が低い周波数ｆ１になる。
【００５５】
次に、図５において、送信電力増幅器３０で増幅されたＲＦ送信信号３の過渡応答の品質と、送信電力増幅器３０に電源供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２０の消費電力について考察する。
【００５６】
もし、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６を送信パワー設定信号８に依らずに一定の電源電圧を供給したならば、電源電圧３６は、送信電力増幅器３０が最大パワーを出力する場合に対応できる電圧を常に供給しなければならない。すると、送信パワーが低い信号の場合にも、必要以上に高い電源電圧３６を供給することになり、無駄な消費電力が発生する。そこで、実施例１のように、送信パワー設定信号８に依存して、必要な分だけの電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６を供給することが電源効率の観点から好ましい。
【００５７】
このように、電源電圧３６を変化させる構成にした場合、送信電力増幅器３０で増幅されたＲＦ送信信号３の過渡応答の品質が劣化しないようにしなければならない。もし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の切り替え時の過渡応答性能が悪いと、送信電力増幅器３０に供給する電圧が最適とならずに、送信歪みや送信パワー変動が発生してしまい、ＲＦ送信信号３の品質が劣化してしまう。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の切り替え時の過渡応答性能を良くするには、スイッチング素子８０におけるスイッチング周波数８０を高い周波数に設定することが有効である。その理由は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧生成部２４において、スイッチング周波数を例えば５０ＫＨｚとすると、その周期２０μｓ毎にスイッチング素子８０に供給するＰＷＭ信号を修正することになるが、２倍の１００ＫＨｚにすれば、周期１０μｓ毎にスイッチング素子８０に供給するＰＷＭ信号を修正することになり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の過渡応答特性が改善されるためである。このような理由に、実施例１ではＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の切り替え時の過渡期間においてのみ、スイッチング周波数を高くし、過渡特性を改善している。
【００５８】
次に、スイッチング素子８０におけるスイッチング損失の問題について考察する。図１５は、スイッチング素子８０で発生するスイッチング損失を説明するための図である。図１５において、期間ｔｒはターンＯＮ時（すなわち、オフからオンに切り替わる期間）、期間ｔｆはターンＯＦＦ時（すなわち、オンからオフに切り替わる期間）を示している。スイッチング素子８０がオフのとき、スイッチング素子８０のドレインとソース間の電圧はＶｐｋになり、スイッチング素子８０のドレインとソース間には、ほとんど電流が流れない。また、スイッチング素子８０がオンのとき、スイッチング素子８０のドレインとソース間の電圧は小さくなり、スイッチング素子８０のドレインとソース間に流れる電流はＩｐになる。このように、完全にオン、又は完全にオフの状態では、電流、電圧のいずれか一方が小さいので、電力ロスは、その小さいほう値がゼロに近いかどうかで決まる。
【００５９】
一方、期間ｔｒ、ｔｆにおいては、電圧と電流の積は図１５の一点鎖線に示すＰ１、Ｐ２のようになる。この部分で生ずる電力ロスがスイッチング損失である。図１５から分かるように、スイッチング損失を減らすには、期間ｔｒ、ｔｆを短くするか、スイッチング周波数を低く設定すればよい。実施例１では、そのうち、過渡期間以外で、スイッチング周波数を低くし、オンオフ間の切り替わりが生ずる頻度を少なくすることによって、スイッチング損失を抑えている。
【００６０】
以上説明したように、実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、送信パワー設定信号８に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（電源電圧）３６を変化させることにより、電力効率を向上させる。また、電源電圧３６を変化させたときの過渡応答特性を向上させるために過渡期間のみ、スイッチング周波数を高い周波数に切り替える。一方、過渡期間以外はスイッチング周波数を低い周波数に選択することにより、スイッチング損失を抑制する。以上により、送信電力増幅器３０で増幅されたＲＦ送信信号３の過渡応答の品質を良化し、且つ、ＤＣ−ＤＣコンバータを低消費電力にすることが可能になる。
【００６１】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、外部から供給される送信パワー設定信号８に基づいて、送信電力増幅器３０の増幅率を制御し、同じ制御信号の送信パワー設定信号８に基づいて、電源電圧３６及びスイッチング周波数を制御している。そのため、特許文献１に記載されたように包絡線成分を検波する回路等は不要となり、小規模な回路により、ＲＦ送信信号３のパワーに応じて最適な電源供給を行うＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御を行うことが可能であるという効果が得られる。
【００６２】
また、記憶部１０の送信パワー設定信号−ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の変換テーブルを書き換えることにより、送信パワーレベル毎のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定を容易に変更することが可能であるという効果が得られる。
【００６３】
［実施例１の変形例］
実施例１の変形例は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４のコア回路を、図３に示す昇圧コア回路５８に置き換えたものであり、それ以外の構成は実施例１と同じである。昇圧コア回路を使用することによって、入力電圧Ｖｃｃよりも高い出力電圧Ｖｏを得る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作することが可能になる。
【００６４】
以下に、昇圧コア回路５８の構成を示す。昇圧コア回路５８は、入力電圧Ｖｃｃと、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）入力信号（図２のＰＷＭ＿ＩＮ）を入力し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３７を出力する。昇圧コア回路５８は、スイッチング素子６２、インダクタ６０、コンデンサ６６、ダイオード６４で構成される。図３に示すように、インダクタ６０の一端には入力電圧Ｖｃｃが供給され、インダクタ６０の他端はスイッチング素子６２の一端及びダイオード６４のアノードと接続される。また、スイッチング素子６２の他端はグランドと接続される。また、スイッチング素子６２の制御電極にはＰＷＭ信号（ＰＷＭ＿ＩＮ）が供給される。また、ダイオード６４のカソード及びコンデンサ６６の一端はノードＮ１２と接続される。コンデンサ６６の他端はグランドと接続される。
【００６５】
ここで、スイッチング素子６２は、例えば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成され、ＰＷＭ＿ＩＮ信号がＨレベルのとき導通し、Ｌレベルのとき非導通になる。ＰＷＭ＿ＩＮ信号のデューティ比、すなわち、導通状態の比率により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３７は制御される。
【００６６】
具体的には、昇圧コア回路５８は、スイッチング素子６２が導通状態時に、入力電源Ｖｃｃによりインダクタ６０を励磁して電磁エネルギーを蓄積する。一方、スイッチング素子８０が非導通状態時には、インダクタ６０に蓄えた電磁エネルギーをダイオード６４を介して放出し、入力の電源電圧に重畳して出力側に高く供給する。このようにして、導通と非導通の状態を繰り返すことにより、式（２）に示すように入力電圧Ｖｃｃから出力電圧Ｖｏが得られる。式（２）において、導通状態の期間をＴｏｎ、非導通状態の期間をＴｏｆｆとしている。
【００６７】
【数２】
【００６８】
上記の昇圧コア回路５８を用いた実施例１の変形例において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３７（図３のＶｏ）が入力電源Ｖｃｃよりも高い電圧が生成される点以外は、実施例１と同様の動作を行い、実施例１と同様の効果が得られる。
【００６９】
次に、実施例１の別の変形例を示す。実施例１の別の変形例は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の降圧コア回路７８を、図１６に示す昇降圧コア回路２００に置き換えたものである。それにより、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにすることが可能である。但し、図１６に示すように、２つのスイッチング素子２１０、２１２が配され、それらに対して、夫々ＰＷＭ＿ＩＮ１、ＰＷＭ＿ＩＮ２のＰＷＭ信号を供給することが必要である。図１６に示す昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのコア回路は、例えば、特許文献３等に開示されている。
【００７０】
昇降圧コア回路２００により昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとした場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧２１３を入力電圧Ｖｃｃに関わらず広い範囲の電圧に変化させることが可能であり、広い電源電圧に対応したＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるため、電力効率をより高めることが可能になるという効果が得られる。
【実施例２】
【００７１】
次に、実施例２の構成について説明する。図８は、本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３８と送信電力増幅器３０を示すブロック図である。実施例１との違いは、ＤＣ−ＤＣコンバータ生成部４０の降圧コア回路７６が複数のインダクタ（図９の７０、７２）を有し、制御部２２がＤＣ−ＤＣコンバータ生成部４０を制御する信号として、インダクタンス切替信号６を追加している点である。ここで、インダクタンス切替信号６は、スイッチング周波数切替信号５と同じ信号が用いられる。それは、スイッチング周波数の切り替えとインダクタンスの切り替えがどちらも、電源電圧３９の過渡期間とそれ以外とで切り替えるように制御するためである。尚、実施例２において、実施例１と同じ機能を有する構成要素に対しては、同じ参照符号を用い、それらの説明は省略する。
【００７２】
次に、図９に示された降圧コア回路７６について説明する。インダクタ７０と、インダクタ７２は、インダクタンスの異なるインダクタである。インダクタ７０のインダクタンスはＬ１、インダクタ７２のインダクタンスはＬ２であり、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。降圧コア回路７６は、２つのインダクタを切り替えるためのスイッチ７４を有し、インダクタ７０、７２の一端は共にノードＮ３に接続され、インダクタ７０、７２の他端は、スイッチ７４の２つの入力端子に、夫々接続される。また、スイッチ７４の出力端子はノードＮ４に接続され、ノードＮ４からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９が出力される。
【００７３】
スイッチ７４に対し、スイッチ周波数切替信号５と同じ信号であるインダクタンス切替信号６が供給され、スイッチ７４において、インダクタンス切替信号６がＬレベルのとき、インダクタンスＬ１のインダクタ７０が選択され、インダクタンス切替信号６がＨレベルのとき、インダクタンスＬ２のインダクタ７２が選択される。
【００７４】
次に、実施例２の動作について説明する。制御部２２の動作は、図４のフローチャートのステップＳ１８において、インダクタンス切替信号６を小さなインダクタンスが選択されるように設定する制御（インダクタンスＬ１→インダクタンスＬ２）が追加される。また、ステップＳ２４において、インダクタンス切替信号６を元に戻す制御（インダクタンスＬ２→インダクタンスＬ１）が追加される。
【００７５】
次に、図１１を参照し、実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータ３８と送信電力増幅器３０の動作を説明する。図１１は、実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３８と送信電力増幅器３０の各部の波形図である。図１１は、実施例１の波形図を示す図５に対して、インダクタンス切替に関する波形のみを追加している。図１１に示すように、電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）３６の過渡期間である期間ｔ１〜ｔ２と、期間ｔ３〜ｔ４において、小さなインダクタンスＬ２が選択され、それ以外の期間では、大きなインダクタンスＬ１が選択される。上記したインダクタの切り替え以外の動作については、図５に示した実施例１の波形図と同じであるため、説明は省略する。
【００７６】
ここで、実施例２で追加したインダクタンス切り替えの効果について、以下に考察する。降圧コア回路７６において、大きなインダクタンスＬ１のインダクタ７０が選択された場合、リップル電流を小さくでき、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９のリップル電圧を小さくすることが可能である。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９を立ち上げた場合、オーバーシュートが発生し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３９を立ち下げた場合、アンダーシュートが発生する虞がある。
【００７７】
一方、小さなインダクタンスＬ２のインダクタ７２が選択された場合、過渡期間においてオーバーシュートやアンダーシュートは発生しにくくなるが、スイッチング周波数が低い周波数のｆ１のままでは、リップル電流が大きくなってしまう。しかしながら、過渡期間において、実施例１と同様に高いスイッチング周波数ｆ２に切り替えることで、過渡期間のリップル電流を、過渡期間以外のリップル電流と同等に抑えること可能である。
【００７８】
上記のリップル電流を定量的に表すと、以下のように、インダクタンスとスイッチング周波数に反比例する。過渡期間以外のリップル電流は式（３）で表され、過渡期間のリップル電流は式（４）で表される。
【００７９】
【数３】
【００８０】
【数４】
【００８１】
式（３）、（４）から分かるように、例えばｆ２＝２ｆ１とした場合、Ｌ２＝Ｌ１／２のようにインダクタンスを設定しておけば、過渡期間と過渡期間以外のリップル電流を同じにすることができる。
【００８２】
以上説明したように、実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、実施例１の効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６が変化する過渡期間におけるオーバーシュート及びアンダーシュートを抑制することができる。その際、過渡期間ではスイッチング周波数を高い周波数ｆ２に設定するため、過渡期間のリップル電流を過渡期間以外と同等に抑えることができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３６の過渡特性が良化するので、ＲＦ送信信号３の過渡応答の品質を、実施例１に対してさらに良化することができるという効果が得られる。
【００８３】
［実施例２の変形例］
実施例２の変形例は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部４０のコア回路を、図１０に示す昇圧コア回路１０２に置き換えたものであり、それ以外の構成は実施例２と同じである。昇圧コア回路１０２を使用することによって、入力電圧Ｖｃｃよりも高い出力電圧Ｖｏを得る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることが可能になる。
【００８４】
次に、図１０に示された昇圧コア回路１０２について説明する。昇圧コア回路１０２の実施例１の変形例の昇圧コア回路５８に対する差異は、複数のインダクタ１０６、１０８、とスイッチ１０４を有する点であり、その他の構成は同じである。インダクタ１０６と、インダクタ１０８は、インダクタンスの異なるインダクタである。インダクタ１０６のインダクタンスはＬ１、インダクタ１０８のインダクタンスはＬ２であり、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。昇圧コア回路１０２は、２つのインダクタンスを切り替えるためのスイッチ１０４を有し、インダクタ１０６、１０８の一端は共にノードＮ１３に接続され、インダクタ１０６、１０８の他端は、夫々、スイッチ１０４の入力端子に接続される。また、スイッチ１０４の出力端子はノードＮ１４に接続され、ノードＮ１４からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４１が出力される。
【００８５】
スイッチ１０４に対し、スイッチ周波数切替信号５と同じ信号であるインダクタンス切替信号６が供給され、スイッチ１０４において、インダクタンス切替信号６がＬレベルのとき、インダクタンスＬ１が選択され、インダクタンス切替信号６がＨレベルのとき、インダクタンスＬ２が選択される。
【００８６】
上記の昇圧コア回路１０２を用いた実施例２の変形例において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４１が入力電源Ｖｃｃよりも高い電圧が生成されるという点以外は、実施例２と同様に動作し、実施例２と同様の効果が得られる。
【００８７】
次に、実施例２の別の変形例を示す。実施例２の別の変形例は、図９の降圧コア回路７６を、図１７に示す昇降圧コア回路３００に置き換えたものである。それにより、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにすることが可能である。昇降圧コア回路３００は、昇降圧コア回路２００（図１６）に対して、複数のインダクタ３０２、３０４と、スイッチ３０６をさらに有している。インダクタ３０２と、インダクタ３０４は、インダクタンスの異なるインダクタである。インダクタ３０２のインダクタンスはＬ１、インダクタ３０４のインダクタンスはＬ２であり、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。そして、スイッチ３０６に対して、インダクタンス切替信号６を供給し、インダクタンス切替信号６がＬレベルの時、インダクタンスＬ１が選択され、インダクタンス切替信号６がＨレベルの時、インダクタンスＬ２が選択される。
【００８８】
昇降圧コア回路３００により昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとした場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧３１３を入力電圧Ｖｃｃに関わらず広い範囲の電圧に変化させることが可能であり、広い電源電圧に対応したＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるため、電力効率をより高めることが可能になるという効果が得られる。
【実施例３】
【００８９】
次に、実施例３について説明する。図１２は、実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部５２とＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部２４を示すブロック図である。実施例３の実施例１との違いは、制御部５２が、電源電圧監視部５６を有し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３を監視することによって、スイッチング周波数切替信号５の低い周波数ｆ１に戻すタイミングを制御している点である。
【００９０】
図１２において、制御部５２の電源電圧監視部５６は内部に不図示のコンパレータを有し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３とＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８により設定される閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを入力する。２つの入力信号はコンパレータで比較され、比較結果をスイッチング周波数切替信号生成部５４に供給する。
【００９１】
次に、電源電圧監視部５６の動作を図１３を参照しながら詳細に説明する。図１３（Ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち上がる場合を示し、一方、図１３（Ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち下がる場合を示している。まず、図１３（Ａ）において、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部２８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の立ち上がり後の目標値から、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを設定し、電源電圧監視部５６に出力する。ここで、図１３（Ａ）に示すように、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈは、立ち上がり後の目標値よりも少し低い電圧に設定する。その状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち上がると、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈと比較され、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを越えたことが検知されると、検知されたことをスイッチング周波数切替信号生成部５４に入力し、スイッチング周波数切替信号５をＬレベルに遷移させる。
【００９２】
また、図１３（Ｂ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧が立ち下がる場合には、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈを立ち下がり後の目標値よりも少し高い電圧に設定する以外は、立ち上がりの場合と同じである。その状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が立ち下がると、閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈと比較され、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３が閾値電圧Ｖｏ＿ｔｈよりも低くなったことが検知されると、検知されたことをスイッチング周波数切替信号生成部５４に入力し、スイッチング周波数切替信号５をＬレベルに遷移させる。
【００９３】
実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、上記したように、電源電圧監視部５６を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３を監視することによって、立ち上がり又は立ち下り後の目標電圧に近づいたことを検知するようにしたから、図４のタイマ処理（ステップＳ２２）により所定時間が経過したタイミングでスイッチング周波数を元に戻す処理を行う実施例１に比べて、高精度に過渡期間を検知できるようになる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧４３の過渡応答を精度よく制御することができ、ＲＦ送信信号３の品質が向上する効果が得られる。
【００９４】
また、電源電圧監視部５６を、実施例１の変形例、実施例１の別の変形例、実施例２、実施例２の変形例、及び実施例２の別の変形例に対して適用しても、同様にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の過渡応答を精度よく制御することができ、ＲＦ送信信号３の品質が向上する効果が得られる。
【実施例４】
【００９５】
次に、実施例４について説明する。図１４は、実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４２と送信電力増幅器３０を示すブロック図である。実施例４の実施例２に対する違いは、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部５０が、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６と、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６の出力を選択するスイッチ４８を有する点である。スイッチング周波数切替信号５は、スイッチ４８に対して、上記の選択を制御する信号として供給される。
【００９６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６は、図２のＤＣ−ＤＣコンバータ生成部２４と同じ構成であるが、三角波発生器９４は固定周波数の三角波のみを発生し、スイッチング周波数切替信号５は三角波発生器９４に対して供給されない。ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４内部の三角波発生器は周波数ｆ１の三角波を発生し、インダクタのインダクタンスはＬ１である。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４６内部の三角波発生器は周波数ｆ２の三角波を発生し、インダクタのインダクタンスはＬ２である。ここで、ｆ１＜ｆ２、Ｌ１＞Ｌ２の関係になっている。
【００９７】
実施例４は、実施例２と同じ動作をするので、実施例２と同様の効果が得られる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６は三角波の周波数制御が不要であるため、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路４４、４６に対し、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ用の制御ＩＣチップがそのまま使用できるという効果がある。
【００９８】
尚、実施例４では実施例２に対してＤＣ−ＤＣコンバータ生成部を複数のＤＣ−ＤＣコンバータ生成回路によって構成する場合について示したが、実施例１、実施例１の変形例、実施例１の別の変形例、実施例２の変形例、実施例２の別の変形例、実施例３に対しても、同様にＤＣ−ＤＣコンバータ生成部を複数のＤＣ−ＤＣコンバータ生成回路によって構成することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯電話に代表される携帯通信端末やその他の無線通信装置の送信電力増幅器に適用可能である。
【０１００】
なお、本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【０１０１】
１：ＲＦ入力信号（ＲＦ信号）
３：ＲＦ送信信号
５：スイッチング周波数切替信号
６：インダクタンス切替信号
７：ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号
８：送信パワー設定信号
１０：記憶部
１１：ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の設定値の変化を検知した信号
２０、３８、４２：ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２：制御部
２４、４０、５０：ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部
２６、５４：スイッチング周波数切替信号生成部
２８：ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御信号生成部
３０：送信電力増幅器
３２：第１の増幅器
３３：第１の増幅器の出力
３４：第２の増幅器
３６、３７、３９、４１、４３、４５、２１３、３１３：電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧）
４４、４６：ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路
４８、７４、１０４、３０６：スイッチ
５２：制御部
５６：電源電圧監視部
５８、１０２：昇圧コア回路
６０、７０、７２、８４、１０６、１０８、２０６、３０２、３０４：インダクタ
６２、８０、２１０、２１２：スイッチング素子
６４、８２、２０２、２０４：ダイオード
６６、８６、２０８：コンデンサ
７６、７８：降圧コア回路
９０：ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部制御回路
９１：基準電圧発生器
９２：内部電源
９３：誤差アンプ
９４：三角波発生器
９５：コンパレータ
９６：出力ＭＯＳドライバ
２００、３００：昇降圧コア回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に対して、電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記電源電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部に対し、前記電源電圧の設定及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数の設定を行う制御部と、を備え、
前記制御部は、前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定すると共に、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから所定時間を経過した後に、前記スイッチング周波数を低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記電源電圧を監視する電源電圧監視部を備え、
前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから、前記電源電圧監視部により前記電源電圧が所定の電圧に達したことを検出した後に、前記スイッチングを低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部は、スイッチング周波数が異なる複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路を具備し、
前記制御部が設定したスイッチング周波数に基づいて、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧回路の中から、１つの前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧回路の出力を選択することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部は、インダクタンスの異なる複数のインダクタを有し、
前記制御部は、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、インダクタンスの小さなインダクタを選択するように制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記送信パワー設定信号から前記電源電圧に変換する変換テーブルを有し、
前記制御部は、前記変換テーブルを用いて、前記送信パワー設定信号から前記電源電圧を得て、前記電源電圧の設定を行うことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に供給する電源電圧を制御する方法であって、
前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定して、スイッチング素子をオンオフ制御する方式のＤＣ−ＤＣコンバータにより、前記電源電圧を生成する際に、
前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、前記スイッチング素子に対して高いスイッチング周波数を設定するように制御することを特徴とする電源電圧制御方法。
【請求項８】
前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから所定時間を経過した後に、前記スイッチング周波数を低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項７に記載の電源電圧制御方法。
【請求項９】
前記電源電圧を監視し、
前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから、前記電源電圧が所定の電圧に達したことを検出した後に、前記スイッチングを低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項７に記載の電源電圧制御方法。
【請求項１０】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータはインダクタンスの異なる複数のインダクタを有し、
前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、インダクタンスの小さなインダクタを選択するように制御することを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１項に記載の電源電圧制御方法。
【請求項１】
増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に対して、電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記電源電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部に対し、前記電源電圧の設定及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数の設定を行う制御部と、を備え、
前記制御部は、前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定すると共に、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、高いスイッチング周波数を設定するように制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから所定時間を経過した後に、前記スイッチング周波数を低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記電源電圧を監視する電源電圧監視部を備え、
前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから、前記電源電圧監視部により前記電源電圧が所定の電圧に達したことを検出した後に、前記スイッチングを低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部は、スイッチング周波数が異なる複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成回路を具備し、
前記制御部が設定したスイッチング周波数に基づいて、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータ電圧回路の中から、１つの前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧回路の出力を選択することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ電圧生成部は、インダクタンスの異なる複数のインダクタを有し、
前記制御部は、前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、インダクタンスの小さなインダクタを選択するように制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記送信パワー設定信号から前記電源電圧に変換する変換テーブルを有し、
前記制御部は、前記変換テーブルを用いて、前記送信パワー設定信号から前記電源電圧を得て、前記電源電圧の設定を行うことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
増幅後のパワーレベルの情報を含む送信パワー設定信号に基づいて、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅する送信電力増幅器に供給する電源電圧を制御する方法であって、
前記送信パワー設定信号に基づいて前記電源電圧を設定して、スイッチング素子をオンオフ制御する方式のＤＣ−ＤＣコンバータにより、前記電源電圧を生成する際に、
前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、前記スイッチング素子に対して高いスイッチング周波数を設定するように制御することを特徴とする電源電圧制御方法。
【請求項８】
前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから所定時間を経過した後に、前記スイッチング周波数を低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項７に記載の電源電圧制御方法。
【請求項９】
前記電源電圧を監視し、
前記スイッチング周波数が高いスイッチング周波数に切り替わってから、前記電源電圧が所定の電圧に達したことを検出した後に、前記スイッチングを低いスイッチング周波数に戻すように制御することを特徴とする請求項７に記載の電源電圧制御方法。
【請求項１０】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータはインダクタンスの異なる複数のインダクタを有し、
前記電源電圧が変化する過渡期間においてのみ、インダクタンスの小さなインダクタを選択するように制御することを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１項に記載の電源電圧制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１３−５６９１（Ｐ２０１３−５６９１Ａ）
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１３７６４３（Ｐ２０１１−１３７６４３）
【出願日】平成２３年６月２１日（２０１１．６．２１）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
【出願人】（３１０００６８５５）ＮＥＣカシオモバイルコミュニケーションズ株式会社 (1,081)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２１日（２０１１．６．２１）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
【出願人】（３１０００６８５５）ＮＥＣカシオモバイルコミュニケーションズ株式会社 (1,081)
【Ｆターム（参考）】
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