ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】トランスの一次側電流の転流時間に影響されることなく、入力電圧を正確に算出できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、一次巻線および二次巻線を有するトランス１４と、トランス１４の一次巻線に接続され、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路１３と、スイッチング回路１３を駆動するドライブ回路２０と、スイッチング回路１３のスイッチング動作に応じてトランス１４の二次巻線に生じた交流電圧を整流する整流回路１５と、入力電圧の値を求めるとともに、当該電圧値に基づいて所定の処理を実行する制御部１９とを備える。制御部１９は、整流回路１５の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出し、当該パルス信号のデューティを算出し、算出したデューティに基づいて入力電圧の値を求める。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、一次巻線および二次巻線を有するトランス１４と、トランス１４の一次巻線に接続され、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路１３と、スイッチング回路１３を駆動するドライブ回路２０と、スイッチング回路１３のスイッチング動作に応じてトランス１４の二次巻線に生じた交流電圧を整流する整流回路１５と、入力電圧の値を求めるとともに、当該電圧値に基づいて所定の処理を実行する制御部１９とを備える。制御部１９は、整流回路１５の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出し、当該パルス信号のデューティを算出し、算出したデューティに基づいて入力電圧の値を求める。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスの一次側で入力電圧をスイッチングし、トランスの二次側に生じる交流電圧を整流して出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電気自動車やハイブリッドカーには、走行用モータを駆動するための高電圧バッテリが搭載されるとともに、このバッテリの電圧を降圧して各種の車載部品へ供給する電源装置が搭載される。この電源装置としては、一般に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号に基づくスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、交流電圧を整流する整流回路と、スイッチング回路と整流回路との間に設けられるトランスと、整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。特許文献１には、典型的なＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、回路の状態を常時監視するために、入力電圧、入力電流、出力電圧、および出力電流を検出する必要がある。入力電流は、電流センサやカレントトランスなどにより直接検出することができる。出力電流は、入力電流と同様に直接検出することもできるが、入力電流の値を用いて、演算により求めることもできる。特許文献２には、出力電流を演算により求める方法が記載されている。
【０００４】
出力電圧は、分圧抵抗によって直接検出することができる。この場合、トランスの二次側の電圧が低電圧であることから、分圧抵抗は許容電力値の小さな抵抗で済む。一方、入力電圧に関しては、これを分圧抵抗により直接検出しようとすると、トランスの一次側の電圧が高電圧であることから、許容電力値の大きな抵抗が必要となる。このため、コストアップを招来するとともに、小型化の障害となる。そこで、特許文献２〜４に記載されているように、スイッチング回路を駆動するパルス信号（ＰＷＭ信号）のデューティに基づいて入力電圧を推定する方法が知られている。
【０００５】
図１１は、電気自動車やハイブリッドカーに搭載される、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、高電圧バッテリ５２の直流電圧をスイッチングして低電圧の直流に変換し、低電圧バッテリ５３を充電する。
【０００６】
高電圧バッテリ５２の直流電圧は、フィルタ回路５１を介して、スイッチング回路５３に与えられる。スイッチング回路５３は、ドライブ回路６０から与えられるＰＷＭ信号によりオン・オフ動作を行なうスイッチング素子を有している。スイッチング回路５３の出力は、トランス５４の一次側に与えられる。トランス５４の二次側には、ダイオードＤ１、Ｄ２からなる整流回路５５が接続されている。整流回路５５の出力側には、コイルＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路５６が接続されている。平滑回路５６の出力は、降圧された直流電圧であり、この直流電圧によって低電圧バッテリ５３が充電される。
【０００７】
スイッチング回路５３の入力側には、補助電源５７と、入力電流検出回路５８が設けられている。補助電源５７は制御部５９の駆動用電源である。入力電流検出回路５８は、電流センサ５２により入力電流Ｉｉを検出する。この検出値は、制御部５９に与えられる。温度検出回路６２は、温度補償のために設けられており、その検出値は制御部５９に与えられる。
【０００８】
平滑回路５６の出力側には、出力電圧検出回路６１が設けられている。この出力電圧検出回路６１は、平滑回路５６の出力電圧Ｖｏを検出する。この検出値は、フィードバック制御のために、制御部５９に与えられる。
【０００９】
制御部５９は、マイクロコンピュータから構成されている。制御部５９は、出力電圧検出回路６１からフィードバックされる出力電圧Ｖｏの検出値を目標値と比較し、検出値と目標値との偏差に基づいて、出力電圧Ｖｏを目標値とするための指令値を生成する。この指令値はドライブ回路６０へ与えられる。
【００１０】
ドライブ回路６０は、制御部５９からの指令値に応じたデューティを持つＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により、スイッチング回路５３のスイッチング素子を駆動する。また、ドライブ回路６０は、生成したＰＷＭ信号を制御部５９にも出力する。
【００１１】
制御部５９は、ドライブ回路６０から入力されるＰＷＭ信号を解析して、当該信号のデューティを算出する。デューティは、ＰＷＭ信号の１周期におけるオン時間の比率である。そして、算出したデューティＤと、出力電圧Ｖｏとを用いて、入力電圧Ｖｉを次式により求める。
Ｖｉ＝Ｖｏ・（Ｎ１／Ｎ２）／Ｄ ・・・ （１）
ここで、Ｎ１はトランス５４の一次側コイルの巻数、Ｎ２はトランス５４の二次側コイルの巻数である。
【００１２】
さらに、制御部５９は、入力電流検出回路５８で検出された入力電流Ｉｉを用いて、出力電流Ｉｏを次式により求める。
Ｉｏ＝Ｉｉ・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・ （２）
【００１３】
以上のようにして、入力電流Ｉｉと出力電圧Ｖｏは、それぞれ入力電流検出回路５８と出力電圧検出回路６１により直接検出される。また、入力電圧Ｖｉは、出力電圧ＶｏおよびＰＷＭ信号のデューティＤを用いて、式（１）により演算で求められ、出力電流Ｉｏは、入力電流Ｉｉを用いて、式（２）により演算で求められる。
【００１４】
しかしながら、上述した従来のものでは、出力電流Ｉｏに応じてデューティＤが変動することに起因して、入力電圧Ｖｉを正確に算出することができないという問題がある。以下、これについて図１２を参照しながら説明する。
【００１５】
図１２において、（ａ）はドライブ回路６０で生成されるＰＷＭ信号の波形、（ｂ）は正確なデューティ算出のための理想的な信号の波形、（ｃ）はトランス５４の一次側電圧の波形、（ｄ）はトランス５４の一次側電流の波形を表している。
【００１６】
スイッチング回路５３のスイッチング動作に応じて、トランス５４の一次側に流れる電流の方向が切り替わるが、トランス５４の漏れインダクタンスの影響により、電流方向の切り替わりには、図１２（ｄ）に示す転流時間Ｔを必要とする。この転流時間Ｔは、出力電流Ｉｏの大きさに比例し、出力電流Ｉｏが増大するほど、転流時間Ｔは長くなる。そして、制御部５９は、この転流時間Ｔを見込んだデューティの指令値を生成するので、ドライブ回路６０で生成されるＰＷＭ信号は、図１２（ａ）に示すように、転流時間Ｔに相当する時間（斜線部分）を含んだデューティを有するものとなる。その結果、ＰＷＭ信号のデューティが出力電流Ｉｏに応じて変動するので、このデューティを用いたのでは、式（１）による入力電圧Ｖｉの演算結果に誤差が生じ、正確な入力電圧Ｖｉを求めることができない。
【００１７】
入力電圧Ｖｉを正確に算出するには、図１２（ｃ）に示すトランス５４の一次側電圧と同期した、図１２（ｂ）のような理想的な信号のデューティを用いる必要がある。しかしながら、トランス５４の一次側におけるＰＷＭ信号からデューティを取得する従来の装置では、そのようなことが不可能であった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】再表２００７／０００８３０号公報
【特許文献２】再表２００９／０１１３７４号公報
【特許文献３】特開２００９−２０５２９９号公報
【特許文献４】特開平９−１３５５７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
本発明の課題は、トランスの一次側電流の転流時間に影響されることなく、入力電圧を正確に算出できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、このトランスの一次巻線に接続され、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、このスイッチング回路を駆動するドライブ回路と、スイッチング回路のスイッチング動作に応じてトランスの二次巻線に生じた交流電圧を整流する整流回路と、入力電圧の値を求めるとともに、当該電圧値に基づいて所定の処理を実行する制御部とを備える。制御部は、整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出し、当該パルス信号のデューティを算出し、算出したデューティに基づいて入力電圧の値を求める。
【００２１】
このようにすると、トランスの二次側における、整流回路の入力側または出力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランスの一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。したがって、当該デューティを用いて算出した入力電圧は、転流時間の影響を受けない正確な値となる。
【００２２】
本発明では、制御部は、整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、このパルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、このデューティ演算部で算出されたデューティに基づいて、入力電圧の値を演算する入力電圧演算部とを含むように構成してもよい。
【００２３】
この場合、整流回路の出力を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路とをさらに設け、入力電圧演算部は、デューティ演算部で算出されたデューティと、出力電圧検出回路で検出された出力電圧の検出値とに基づいて、入力電圧の値を演算するようにしてもよい。
【００２４】
また、本発明において、デューティと入力電圧の値とを対応付けて記憶したテーブルを有する記憶部をさらに設け、制御部は、整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、このパルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、このデューティ演算部で算出されたデューティに基づき、上記テーブルを参照して、当該デューティに対応する入力電圧の値を抽出する入力電圧判定部とを含むように構成してもよい。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、トランスの二次側におけるパルス信号からデューティを取得するようにしたので、トランスの一次側電流の転流時間に影響されることなく、入力電圧を正確に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】第１実施形態における入力電圧の算出手順を示したフローチャートである。
【図３】図１の回路における信号の波形図である。
【図４】第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】整流回路の出力側および入力側のパルス信号の波形図である。
【図６】第３実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】デューティと入力電圧とを対応付けたテーブルの図である。
【図８】第３実施形態における入力電圧の算出手順を示したフローチャートである。
【図９】第４実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１０】第５実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１２】図１１の回路における信号の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。以下では、電気自動車またはハイブリッドカーに搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げる。
【００２８】
（第１実施形態）
図１に、本発明の第１実施形態を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、高電圧バッテリ２の直流電圧をスイッチングして低電圧の直流に変換し、低電圧バッテリ３を充電する。高電圧バッテリ２は、車両の走行用モータなどを駆動する電源である。低電圧バッテリ３は、各種の車載部品（補機）を駆動する電源である。
【００２９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力端子Ｔ１、Ｔ２には、高電圧バッテリ２が接続される。高電圧バッテリ２の電圧は、例えば直流２２０Ｖ〜４００Ｖである。高電圧バッテリ２により入力端子Ｔ１、Ｔ２に印加される入力電圧Ｖｉは、フィルタ回路１１を介して、スイッチング回路１３に入力される。
【００３０】
スイッチング回路１３は、特許文献１、２に記載されているような、ＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子をブリッジ接続した公知の回路からなる。スイッチング素子は、ドライブ回路２０から与えられるＰＷＭ信号により、オン・オフのスイッチング動作を行なう。
【００３１】
スイッチング回路１３の入力側には、補助電源１７と、入力電流検出回路１８が設けられている。補助電源１７は制御部１９の駆動用電源である。入力電流検出回路１８は、電流センサ１２により入力電流Ｉｉを検出する。この検出値は、制御部１９に与えられる。温度検出回路２２は、温度補償のために設けられており、その検出値は制御部１９に与えられる。また、制御部１９には、端子Ｔ５を介してイグニッション信号ＩＧが入力される。このイグニッション信号ＩＧは、補助電源１７にも与えられる。さらに、制御部１９は、端子Ｔ６を介して、図示しない上位装置と通信を行なう。
【００３２】
スイッチング回路１３の出力側には、トランス１４の一次側コイルが接続されている。トランス１４の二次側コイルは、ダイオードＤ１、Ｄ２からなる整流回路１５の入力側に接続されている。整流回路１５の出力側には、コイルＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路１６が接続されている。平滑回路１６の出力側は、出力端子Ｔ３、Ｔ４に接続されている。出力端子Ｔ３、Ｔ４には、低電圧バッテリ３が接続されている。平滑回路１６の出力は、降圧された直流電圧であり、低電圧バッテリ３は、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される出力電圧Ｖｏにより、例えば直流１２Ｖに充電される。
【００３３】
平滑回路１６の出力側には、出力電圧検出回路２１が設けられている。この出力電圧検出回路２１は、平滑回路１６の出力電圧Ｖｏを検出する。この検出値は、フィードバック制御のために、制御部１９に与えられる。
【００３４】
制御部１９は、マイクロコンピュータから構成されている。制御部１９は、出力電圧検出回路２１からフィードバックされる出力電圧Ｖｏの検出値を目標値と比較し、検出値と目標値との偏差に基づいて、出力電圧Ｖｏを目標値とするための指令値を生成する。この指令値はドライブ回路２０へ与えられる。
【００３５】
ドライブ回路２０は、制御部１９からの指令値に応じたデューティを持つＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により、スイッチング回路１３のスイッチング素子を駆動する。スイッチング回路１３は、スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電圧を高周波の交流電圧に変換する。この結果、トランス１４の二次側には、パルス電圧が発生する。この電圧は、整流回路１５により整流され、平滑回路１６により平滑される。
【００３６】
整流回路１５の出力側、すなわち、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとの接続点は、制御部１９に接続されている。この接続点に現れる電圧は、図５（ａ）に示すような、全波整流されたパルス信号である。制御部１９は、このパルス信号を取り込んで、デューティ情報を取得する。
【００３７】
制御部１９には、パルス信号検出部３１と、デューティ演算部３２と、入力電圧演算部３３とが備わっている。パルス信号検出部３１は、整流回路１５から出力されるパルス信号を検出する。デューティ演算部３２は、パルス信号検出部３１で検出されたパルス信号を解析して、当該信号のデューティを算出する。デューティは、パルス信号の１周期におけるオン時間の比率である。入力電圧演算部３３は、デューティ演算部３２が算出したデューティＤ’と、出力電圧Ｖｏとを用いて、入力電圧Ｖｉを次式により求める。
Ｖｉ＝Ｖｏ・（Ｎ１／Ｎ２）／Ｄ’ ・・・ （３）
式（３）は、前述の式（１）と対応している。なお、Ｎ１はトランス１４の一次側コイルの巻数、Ｎ２はトランス１４の二次側コイルの巻数である。
【００３８】
さらに、制御部１９は、図示しない入力電流演算部により、入力電流検出回路１８で検出された入力電流Ｉｉを用いて、出力電流Ｉｏを次式により求める。
Ｉｏ＝Ｉｉ・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・ （４）
式（４）は、前述の式（２）と同じものである。
【００３９】
以上のようにして、入力電流Ｉｉと出力電圧Ｖｏは、それぞれ入力電流検出回路１８と出力電圧検出回路２１により直接検出される。また、入力電圧Ｖｉは、出力電圧Ｖｏおよびパルス信号のデューティＤ’を用いて、式（３）により演算で求められ、出力電流Ｉｏは、入力電流Ｉｉを用いて、式（４）により演算で求められる。
【００４０】
図２は、上述した入力電圧Ｖｉの算出手順を表したフローチャートである。各ステップは、制御部１９により実行される。ステップＳ１では、パルス信号検出部３１が、トランス１４の二次側（本実施形態では、整流回路１５の出力側）のパルス信号を検出する。ステップＳ２では、デューティ演算部３２が、ステップＳ１で検出されたパルス信号に基づいて、当該パルス信号のデューティＤ’を算出する。ステップＳ３では、入力電圧演算部３３が、ステップＳ１で算出されたデューティＤ’と、出力電圧検出回路２１により検出された出力電圧Ｖｏとに基づいて、入力電圧Ｖｉを式（３）により算出する。ステップＳ４では、ステップＳ３で算出された入力電圧Ｖｉに基づいて、制御部１９が所定の処理を実行する。例えば、制御部１９は、入力電圧Ｖｉを常時監視し、その電圧値が上限基準値を超えたり、下限基準値を下回ったりした場合に、高電圧バッテリ２が異常であると判断し、端子Ｔ６を介して上位装置に異常を通知する。
【００４１】
第１実施形態によれば、トランス１４の二次側における、整流回路１５の出力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランス１４の一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。これを図３で説明する。
【００４２】
図３において、（ａ）はドライブ回路２０で生成されるＰＷＭ信号の波形、（ｂ）は正確なデューティ算出のための理想的な信号の波形、（ｃ）はトランス１４の一次側電圧の波形、（ｄ）は整流回路１５の出力電圧の波形、（ｅ）はトランス１４の一次側電流の波形を表している。
【００４３】
第１実施形態では、図３（ｄ）のパルス信号のデューティを用いて、入力電圧Ｖｉを算出する。図からわかるように、このパルス信号のデューティは、転流時間Ｔにかかわわず、図３（ｂ）の理想的な信号の波形のデューティと同じものとなる。したがって、当該デューティを用いて算出した入力電圧Ｖｉは、転流時間Ｔの影響を受けない正確な値となる。
【００４４】
このように、第１実施形態によれば、トランス１４の一次側電流の転流時間に影響されることなく、入力電圧を正確に算出できるＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。また、特別な部品や回路を追加する必要もないので、構成が複雑化したり、コストがアップすることも回避できる。
【００４５】
（第２実施形態）
図４に、本発明の第２実施形態を示す。図４において、図１と同一の部分または対応する部分には、図１と同一の符号を付してある。
【００４６】
図１の第１実施形態では、整流回路１５の出力側が制御部１９に接続されていたが、図４の第２実施形態では、整流回路１５の入力側、すなわち、ダイオードＤ２のアノードが制御部１９に接続されている。その他の構成については、図１と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００４７】
第２実施形態において、ダイオードＤ２のアノードに現れる電圧は、図５（ｂ）に示すような、半波整流されたパルス信号である。制御部１９は、このパルス信号に基づき、第１実施形態の場合と同様の要領で、デューティを算出し、算出したデューティと出力電圧とを用いて、入力電圧を求める（図２参照）。但し、パルス信号が半波であることから、デューティの算出にあたっては、演算結果を２倍する処理が必要となる。この点、第１実施形態のほうが処理は簡単となる。
【００４８】
第２実施形態によれば、トランス１４の二次側における、整流回路１５の入力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランス１４の一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。したがって、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００４９】
（第３実施形態）
図６に、本発明の第３実施形態を示す。図６において、図１と同一の部分または対応する部分には、図１と同一の符号を付してある。
【００５０】
図６では、第１実施形態（図１）の構成に、記憶部２３が追加されている。また、制御部１９において、図１の入力電圧演算部３３に代えて、入力電圧判定部３４が設けられている。記憶部２３は、図７に示すようなテーブル２３ａを有している。テーブル２３ａには、デューティと入力電圧の値とが対応付けて記憶されている。その他の構成については、図１と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００５１】
第１実施形態では、整流回路１５の出力側のパルス信号から算出したデューティと、出力電圧とに基づいて、式（３）による演算で入力電圧を求めた。これに対し、第３実施形態では、整流回路１５の出力側のパルス信号から算出したデューティに基づいて、テーブル２３ａを参照し、当該デューティに対応する入力電圧値を求める。したがって、第３実施形態の場合は、式（３）による演算が不要となる。
【００５２】
図８は、第３実施形態における入力電圧を求める手順を表したフローチャートである。各ステップは、制御部１９により実行される。ステップＳ１１では、パルス信号検出部３１が、トランス１４の二次側（本実施形態では、整流回路１５の出力側）のパルス信号を検出する。ステップＳ１２では、デューティ演算部３２が、ステップＳ１１で検出されたパルス信号に基づいて、当該パルス信号のデューティを算出する。ステップＳ１３では、入力電圧判定部３４が、ステップＳ１２で算出されたデューティに対応する入力電圧を、テーブル２３ａを参照して抽出する。ステップＳ１４では、ステップＳ１３で抽出された入力電圧に基づいて、制御部１９が所定の処理を実行する。処理の内容は、図２のステップＳ４の場合と同様である。
【００５３】
第３実施形態によれば、トランス１４の二次側における、整流回路１５の出力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランス１４の一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。したがって、このデューティを用いてテーブル２３ａから入力電圧を抽出することで、入力電圧を正確に求めることができる。また、入力電圧の演算処理が不要となり、制御部１９の負担が軽減される。
【００５４】
（第４実施形態）
図９に、本発明の第４実施形態を示す。図９において、図６と同一の部分または対応する部分には、図６と同一の符号を付してある。
【００５５】
図９では、第２実施形態（図４）の構成に、記憶部２３が追加されている。また、制御部１９において、図４の入力電圧演算部３３に代えて、入力電圧判定部３４が設けられている。記憶部２３には、図７で示したテーブル２３ａが備わっている。その他の構成については、図４と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００５６】
第４実施形態においては、整流回路１５の入力側のパルス信号を検出する点を除いて、図８と同様の要領で、デューティを算出し、算出したデューティに基づいて、テーブル２３ａから入力電圧を抽出する。したがって、第３実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５７】
（第５実施形態）
図１０に、本発明の第５実施形態を示す。図１０において、図１と同一の部分または対応する部分には、図１と同一の符号を付してある。
【００５８】
図１０では、第１実施形態（図１）の構成に、電流センサ２４と、出力電流検出回路２５とが追加されている。その他の構成については、図１と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００５９】
第１実施形態では、入力電流検出回路１８で検出された入力電流Ｉｉを用いて、出力電流Ｉｏを式（４）により演算で求めた。これに対し、第５実施形態では、出力電流検出回路２５が、電流センサ２４により出力電流Ｉｏを直接検出する。この検出値は、制御部１９に与えられる。
【００６０】
なお、図示は省略するが、第２実施形態（図４）において、図１０の電流センサ２４および出力電流検出回路２５を設けてもよい。また、第３実施形態（図６）と第４実施形態（図９）において、図１０の電流センサ２４および出力電流検出回路２５を設けることも可能である。
【００６１】
本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、前記実施形態では、記憶部２３を制御部１９の外部に設けているが（図６、図９）、記憶部２３を制御部１９の内部に設けてもよい。
【００６２】
また、前記実施形態では、１つの制御部１９によって、出力電圧Ｖｏのフィードバック制御と、入力電圧Ｖｉ等の演算とを行ったが、フィードバック制御を行う制御部と、入力電圧Ｖｉ等の演算を行う制御部とを分離してもよい。
【００６３】
また、前記実施形態では、求めた入力電圧Ｖｉに基づいて、高電圧バッテリ２の異常有無を監視するようにしたが、入力電圧Ｖｉに基づいて、例えば出力電流Ｉｏを演算により求めてもよい。この場合、出力電流Ｉｏは、
Ｉｏ＝Ｉｉ・Ｖｉ・η／Ｖｏ ・・・（５）
により算出することができる。ここで、ηは変換効率である。
【００６４】
また、前記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電圧により低電圧バッテリ３を充電したが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力を直接負荷に供給してもよい。
【００６５】
さらに、前記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を電気自動車やハイブリッドカーに搭載した例を挙げたが、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、車載以外の用途にも適用することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１３ スイッチング回路
１５ 整流回路
１６ 平滑回路
１９ 制御部
２１ 出力電圧検出回路
２３ 記憶部
２３ａ テーブル
３１ パルス信号検出部
３２ デューティ演算部
３３ 入力電圧演算部
３４ 入力電圧判定部
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスの一次側で入力電圧をスイッチングし、トランスの二次側に生じる交流電圧を整流して出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電気自動車やハイブリッドカーには、走行用モータを駆動するための高電圧バッテリが搭載されるとともに、このバッテリの電圧を降圧して各種の車載部品へ供給する電源装置が搭載される。この電源装置としては、一般に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号に基づくスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、交流電圧を整流する整流回路と、スイッチング回路と整流回路との間に設けられるトランスと、整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。特許文献１には、典型的なＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、回路の状態を常時監視するために、入力電圧、入力電流、出力電圧、および出力電流を検出する必要がある。入力電流は、電流センサやカレントトランスなどにより直接検出することができる。出力電流は、入力電流と同様に直接検出することもできるが、入力電流の値を用いて、演算により求めることもできる。特許文献２には、出力電流を演算により求める方法が記載されている。
【０００４】
出力電圧は、分圧抵抗によって直接検出することができる。この場合、トランスの二次側の電圧が低電圧であることから、分圧抵抗は許容電力値の小さな抵抗で済む。一方、入力電圧に関しては、これを分圧抵抗により直接検出しようとすると、トランスの一次側の電圧が高電圧であることから、許容電力値の大きな抵抗が必要となる。このため、コストアップを招来するとともに、小型化の障害となる。そこで、特許文献２〜４に記載されているように、スイッチング回路を駆動するパルス信号（ＰＷＭ信号）のデューティに基づいて入力電圧を推定する方法が知られている。
【０００５】
図１１は、電気自動車やハイブリッドカーに搭載される、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、高電圧バッテリ５２の直流電圧をスイッチングして低電圧の直流に変換し、低電圧バッテリ５３を充電する。
【０００６】
高電圧バッテリ５２の直流電圧は、フィルタ回路５１を介して、スイッチング回路５３に与えられる。スイッチング回路５３は、ドライブ回路６０から与えられるＰＷＭ信号によりオン・オフ動作を行なうスイッチング素子を有している。スイッチング回路５３の出力は、トランス５４の一次側に与えられる。トランス５４の二次側には、ダイオードＤ１、Ｄ２からなる整流回路５５が接続されている。整流回路５５の出力側には、コイルＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路５６が接続されている。平滑回路５６の出力は、降圧された直流電圧であり、この直流電圧によって低電圧バッテリ５３が充電される。
【０００７】
スイッチング回路５３の入力側には、補助電源５７と、入力電流検出回路５８が設けられている。補助電源５７は制御部５９の駆動用電源である。入力電流検出回路５８は、電流センサ５２により入力電流Ｉｉを検出する。この検出値は、制御部５９に与えられる。温度検出回路６２は、温度補償のために設けられており、その検出値は制御部５９に与えられる。
【０００８】
平滑回路５６の出力側には、出力電圧検出回路６１が設けられている。この出力電圧検出回路６１は、平滑回路５６の出力電圧Ｖｏを検出する。この検出値は、フィードバック制御のために、制御部５９に与えられる。
【０００９】
制御部５９は、マイクロコンピュータから構成されている。制御部５９は、出力電圧検出回路６１からフィードバックされる出力電圧Ｖｏの検出値を目標値と比較し、検出値と目標値との偏差に基づいて、出力電圧Ｖｏを目標値とするための指令値を生成する。この指令値はドライブ回路６０へ与えられる。
【００１０】
ドライブ回路６０は、制御部５９からの指令値に応じたデューティを持つＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により、スイッチング回路５３のスイッチング素子を駆動する。また、ドライブ回路６０は、生成したＰＷＭ信号を制御部５９にも出力する。
【００１１】
制御部５９は、ドライブ回路６０から入力されるＰＷＭ信号を解析して、当該信号のデューティを算出する。デューティは、ＰＷＭ信号の１周期におけるオン時間の比率である。そして、算出したデューティＤと、出力電圧Ｖｏとを用いて、入力電圧Ｖｉを次式により求める。
Ｖｉ＝Ｖｏ・（Ｎ１／Ｎ２）／Ｄ ・・・ （１）
ここで、Ｎ１はトランス５４の一次側コイルの巻数、Ｎ２はトランス５４の二次側コイルの巻数である。
【００１２】
さらに、制御部５９は、入力電流検出回路５８で検出された入力電流Ｉｉを用いて、出力電流Ｉｏを次式により求める。
Ｉｏ＝Ｉｉ・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・ （２）
【００１３】
以上のようにして、入力電流Ｉｉと出力電圧Ｖｏは、それぞれ入力電流検出回路５８と出力電圧検出回路６１により直接検出される。また、入力電圧Ｖｉは、出力電圧ＶｏおよびＰＷＭ信号のデューティＤを用いて、式（１）により演算で求められ、出力電流Ｉｏは、入力電流Ｉｉを用いて、式（２）により演算で求められる。
【００１４】
しかしながら、上述した従来のものでは、出力電流Ｉｏに応じてデューティＤが変動することに起因して、入力電圧Ｖｉを正確に算出することができないという問題がある。以下、これについて図１２を参照しながら説明する。
【００１５】
図１２において、（ａ）はドライブ回路６０で生成されるＰＷＭ信号の波形、（ｂ）は正確なデューティ算出のための理想的な信号の波形、（ｃ）はトランス５４の一次側電圧の波形、（ｄ）はトランス５４の一次側電流の波形を表している。
【００１６】
スイッチング回路５３のスイッチング動作に応じて、トランス５４の一次側に流れる電流の方向が切り替わるが、トランス５４の漏れインダクタンスの影響により、電流方向の切り替わりには、図１２（ｄ）に示す転流時間Ｔを必要とする。この転流時間Ｔは、出力電流Ｉｏの大きさに比例し、出力電流Ｉｏが増大するほど、転流時間Ｔは長くなる。そして、制御部５９は、この転流時間Ｔを見込んだデューティの指令値を生成するので、ドライブ回路６０で生成されるＰＷＭ信号は、図１２（ａ）に示すように、転流時間Ｔに相当する時間（斜線部分）を含んだデューティを有するものとなる。その結果、ＰＷＭ信号のデューティが出力電流Ｉｏに応じて変動するので、このデューティを用いたのでは、式（１）による入力電圧Ｖｉの演算結果に誤差が生じ、正確な入力電圧Ｖｉを求めることができない。
【００１７】
入力電圧Ｖｉを正確に算出するには、図１２（ｃ）に示すトランス５４の一次側電圧と同期した、図１２（ｂ）のような理想的な信号のデューティを用いる必要がある。しかしながら、トランス５４の一次側におけるＰＷＭ信号からデューティを取得する従来の装置では、そのようなことが不可能であった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】再表２００７／０００８３０号公報
【特許文献２】再表２００９／０１１３７４号公報
【特許文献３】特開２００９−２０５２９９号公報
【特許文献４】特開平９−１３５５７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
本発明の課題は、トランスの一次側電流の転流時間に影響されることなく、入力電圧を正確に算出できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、このトランスの一次巻線に接続され、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、このスイッチング回路を駆動するドライブ回路と、スイッチング回路のスイッチング動作に応じてトランスの二次巻線に生じた交流電圧を整流する整流回路と、入力電圧の値を求めるとともに、当該電圧値に基づいて所定の処理を実行する制御部とを備える。制御部は、整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出し、当該パルス信号のデューティを算出し、算出したデューティに基づいて入力電圧の値を求める。
【００２１】
このようにすると、トランスの二次側における、整流回路の入力側または出力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランスの一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。したがって、当該デューティを用いて算出した入力電圧は、転流時間の影響を受けない正確な値となる。
【００２２】
本発明では、制御部は、整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、このパルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、このデューティ演算部で算出されたデューティに基づいて、入力電圧の値を演算する入力電圧演算部とを含むように構成してもよい。
【００２３】
この場合、整流回路の出力を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路とをさらに設け、入力電圧演算部は、デューティ演算部で算出されたデューティと、出力電圧検出回路で検出された出力電圧の検出値とに基づいて、入力電圧の値を演算するようにしてもよい。
【００２４】
また、本発明において、デューティと入力電圧の値とを対応付けて記憶したテーブルを有する記憶部をさらに設け、制御部は、整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、このパルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、このデューティ演算部で算出されたデューティに基づき、上記テーブルを参照して、当該デューティに対応する入力電圧の値を抽出する入力電圧判定部とを含むように構成してもよい。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、トランスの二次側におけるパルス信号からデューティを取得するようにしたので、トランスの一次側電流の転流時間に影響されることなく、入力電圧を正確に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】第１実施形態における入力電圧の算出手順を示したフローチャートである。
【図３】図１の回路における信号の波形図である。
【図４】第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】整流回路の出力側および入力側のパルス信号の波形図である。
【図６】第３実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】デューティと入力電圧とを対応付けたテーブルの図である。
【図８】第３実施形態における入力電圧の算出手順を示したフローチャートである。
【図９】第４実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１０】第５実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１２】図１１の回路における信号の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。以下では、電気自動車またはハイブリッドカーに搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げる。
【００２８】
（第１実施形態）
図１に、本発明の第１実施形態を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、高電圧バッテリ２の直流電圧をスイッチングして低電圧の直流に変換し、低電圧バッテリ３を充電する。高電圧バッテリ２は、車両の走行用モータなどを駆動する電源である。低電圧バッテリ３は、各種の車載部品（補機）を駆動する電源である。
【００２９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力端子Ｔ１、Ｔ２には、高電圧バッテリ２が接続される。高電圧バッテリ２の電圧は、例えば直流２２０Ｖ〜４００Ｖである。高電圧バッテリ２により入力端子Ｔ１、Ｔ２に印加される入力電圧Ｖｉは、フィルタ回路１１を介して、スイッチング回路１３に入力される。
【００３０】
スイッチング回路１３は、特許文献１、２に記載されているような、ＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子をブリッジ接続した公知の回路からなる。スイッチング素子は、ドライブ回路２０から与えられるＰＷＭ信号により、オン・オフのスイッチング動作を行なう。
【００３１】
スイッチング回路１３の入力側には、補助電源１７と、入力電流検出回路１８が設けられている。補助電源１７は制御部１９の駆動用電源である。入力電流検出回路１８は、電流センサ１２により入力電流Ｉｉを検出する。この検出値は、制御部１９に与えられる。温度検出回路２２は、温度補償のために設けられており、その検出値は制御部１９に与えられる。また、制御部１９には、端子Ｔ５を介してイグニッション信号ＩＧが入力される。このイグニッション信号ＩＧは、補助電源１７にも与えられる。さらに、制御部１９は、端子Ｔ６を介して、図示しない上位装置と通信を行なう。
【００３２】
スイッチング回路１３の出力側には、トランス１４の一次側コイルが接続されている。トランス１４の二次側コイルは、ダイオードＤ１、Ｄ２からなる整流回路１５の入力側に接続されている。整流回路１５の出力側には、コイルＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路１６が接続されている。平滑回路１６の出力側は、出力端子Ｔ３、Ｔ４に接続されている。出力端子Ｔ３、Ｔ４には、低電圧バッテリ３が接続されている。平滑回路１６の出力は、降圧された直流電圧であり、低電圧バッテリ３は、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される出力電圧Ｖｏにより、例えば直流１２Ｖに充電される。
【００３３】
平滑回路１６の出力側には、出力電圧検出回路２１が設けられている。この出力電圧検出回路２１は、平滑回路１６の出力電圧Ｖｏを検出する。この検出値は、フィードバック制御のために、制御部１９に与えられる。
【００３４】
制御部１９は、マイクロコンピュータから構成されている。制御部１９は、出力電圧検出回路２１からフィードバックされる出力電圧Ｖｏの検出値を目標値と比較し、検出値と目標値との偏差に基づいて、出力電圧Ｖｏを目標値とするための指令値を生成する。この指令値はドライブ回路２０へ与えられる。
【００３５】
ドライブ回路２０は、制御部１９からの指令値に応じたデューティを持つＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により、スイッチング回路１３のスイッチング素子を駆動する。スイッチング回路１３は、スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電圧を高周波の交流電圧に変換する。この結果、トランス１４の二次側には、パルス電圧が発生する。この電圧は、整流回路１５により整流され、平滑回路１６により平滑される。
【００３６】
整流回路１５の出力側、すなわち、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとの接続点は、制御部１９に接続されている。この接続点に現れる電圧は、図５（ａ）に示すような、全波整流されたパルス信号である。制御部１９は、このパルス信号を取り込んで、デューティ情報を取得する。
【００３７】
制御部１９には、パルス信号検出部３１と、デューティ演算部３２と、入力電圧演算部３３とが備わっている。パルス信号検出部３１は、整流回路１５から出力されるパルス信号を検出する。デューティ演算部３２は、パルス信号検出部３１で検出されたパルス信号を解析して、当該信号のデューティを算出する。デューティは、パルス信号の１周期におけるオン時間の比率である。入力電圧演算部３３は、デューティ演算部３２が算出したデューティＤ’と、出力電圧Ｖｏとを用いて、入力電圧Ｖｉを次式により求める。
Ｖｉ＝Ｖｏ・（Ｎ１／Ｎ２）／Ｄ’ ・・・ （３）
式（３）は、前述の式（１）と対応している。なお、Ｎ１はトランス１４の一次側コイルの巻数、Ｎ２はトランス１４の二次側コイルの巻数である。
【００３８】
さらに、制御部１９は、図示しない入力電流演算部により、入力電流検出回路１８で検出された入力電流Ｉｉを用いて、出力電流Ｉｏを次式により求める。
Ｉｏ＝Ｉｉ・（Ｎ１／Ｎ２） ・・・ （４）
式（４）は、前述の式（２）と同じものである。
【００３９】
以上のようにして、入力電流Ｉｉと出力電圧Ｖｏは、それぞれ入力電流検出回路１８と出力電圧検出回路２１により直接検出される。また、入力電圧Ｖｉは、出力電圧Ｖｏおよびパルス信号のデューティＤ’を用いて、式（３）により演算で求められ、出力電流Ｉｏは、入力電流Ｉｉを用いて、式（４）により演算で求められる。
【００４０】
図２は、上述した入力電圧Ｖｉの算出手順を表したフローチャートである。各ステップは、制御部１９により実行される。ステップＳ１では、パルス信号検出部３１が、トランス１４の二次側（本実施形態では、整流回路１５の出力側）のパルス信号を検出する。ステップＳ２では、デューティ演算部３２が、ステップＳ１で検出されたパルス信号に基づいて、当該パルス信号のデューティＤ’を算出する。ステップＳ３では、入力電圧演算部３３が、ステップＳ１で算出されたデューティＤ’と、出力電圧検出回路２１により検出された出力電圧Ｖｏとに基づいて、入力電圧Ｖｉを式（３）により算出する。ステップＳ４では、ステップＳ３で算出された入力電圧Ｖｉに基づいて、制御部１９が所定の処理を実行する。例えば、制御部１９は、入力電圧Ｖｉを常時監視し、その電圧値が上限基準値を超えたり、下限基準値を下回ったりした場合に、高電圧バッテリ２が異常であると判断し、端子Ｔ６を介して上位装置に異常を通知する。
【００４１】
第１実施形態によれば、トランス１４の二次側における、整流回路１５の出力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランス１４の一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。これを図３で説明する。
【００４２】
図３において、（ａ）はドライブ回路２０で生成されるＰＷＭ信号の波形、（ｂ）は正確なデューティ算出のための理想的な信号の波形、（ｃ）はトランス１４の一次側電圧の波形、（ｄ）は整流回路１５の出力電圧の波形、（ｅ）はトランス１４の一次側電流の波形を表している。
【００４３】
第１実施形態では、図３（ｄ）のパルス信号のデューティを用いて、入力電圧Ｖｉを算出する。図からわかるように、このパルス信号のデューティは、転流時間Ｔにかかわわず、図３（ｂ）の理想的な信号の波形のデューティと同じものとなる。したがって、当該デューティを用いて算出した入力電圧Ｖｉは、転流時間Ｔの影響を受けない正確な値となる。
【００４４】
このように、第１実施形態によれば、トランス１４の一次側電流の転流時間に影響されることなく、入力電圧を正確に算出できるＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。また、特別な部品や回路を追加する必要もないので、構成が複雑化したり、コストがアップすることも回避できる。
【００４５】
（第２実施形態）
図４に、本発明の第２実施形態を示す。図４において、図１と同一の部分または対応する部分には、図１と同一の符号を付してある。
【００４６】
図１の第１実施形態では、整流回路１５の出力側が制御部１９に接続されていたが、図４の第２実施形態では、整流回路１５の入力側、すなわち、ダイオードＤ２のアノードが制御部１９に接続されている。その他の構成については、図１と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００４７】
第２実施形態において、ダイオードＤ２のアノードに現れる電圧は、図５（ｂ）に示すような、半波整流されたパルス信号である。制御部１９は、このパルス信号に基づき、第１実施形態の場合と同様の要領で、デューティを算出し、算出したデューティと出力電圧とを用いて、入力電圧を求める（図２参照）。但し、パルス信号が半波であることから、デューティの算出にあたっては、演算結果を２倍する処理が必要となる。この点、第１実施形態のほうが処理は簡単となる。
【００４８】
第２実施形態によれば、トランス１４の二次側における、整流回路１５の入力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランス１４の一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。したがって、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００４９】
（第３実施形態）
図６に、本発明の第３実施形態を示す。図６において、図１と同一の部分または対応する部分には、図１と同一の符号を付してある。
【００５０】
図６では、第１実施形態（図１）の構成に、記憶部２３が追加されている。また、制御部１９において、図１の入力電圧演算部３３に代えて、入力電圧判定部３４が設けられている。記憶部２３は、図７に示すようなテーブル２３ａを有している。テーブル２３ａには、デューティと入力電圧の値とが対応付けて記憶されている。その他の構成については、図１と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００５１】
第１実施形態では、整流回路１５の出力側のパルス信号から算出したデューティと、出力電圧とに基づいて、式（３）による演算で入力電圧を求めた。これに対し、第３実施形態では、整流回路１５の出力側のパルス信号から算出したデューティに基づいて、テーブル２３ａを参照し、当該デューティに対応する入力電圧値を求める。したがって、第３実施形態の場合は、式（３）による演算が不要となる。
【００５２】
図８は、第３実施形態における入力電圧を求める手順を表したフローチャートである。各ステップは、制御部１９により実行される。ステップＳ１１では、パルス信号検出部３１が、トランス１４の二次側（本実施形態では、整流回路１５の出力側）のパルス信号を検出する。ステップＳ１２では、デューティ演算部３２が、ステップＳ１１で検出されたパルス信号に基づいて、当該パルス信号のデューティを算出する。ステップＳ１３では、入力電圧判定部３４が、ステップＳ１２で算出されたデューティに対応する入力電圧を、テーブル２３ａを参照して抽出する。ステップＳ１４では、ステップＳ１３で抽出された入力電圧に基づいて、制御部１９が所定の処理を実行する。処理の内容は、図２のステップＳ４の場合と同様である。
【００５３】
第３実施形態によれば、トランス１４の二次側における、整流回路１５の出力側のパルス信号に基づいてデューティを算出しているので、このデューティは、トランス１４の一次側電流の転流時間に左右されないものとなる。したがって、このデューティを用いてテーブル２３ａから入力電圧を抽出することで、入力電圧を正確に求めることができる。また、入力電圧の演算処理が不要となり、制御部１９の負担が軽減される。
【００５４】
（第４実施形態）
図９に、本発明の第４実施形態を示す。図９において、図６と同一の部分または対応する部分には、図６と同一の符号を付してある。
【００５５】
図９では、第２実施形態（図４）の構成に、記憶部２３が追加されている。また、制御部１９において、図４の入力電圧演算部３３に代えて、入力電圧判定部３４が設けられている。記憶部２３には、図７で示したテーブル２３ａが備わっている。その他の構成については、図４と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００５６】
第４実施形態においては、整流回路１５の入力側のパルス信号を検出する点を除いて、図８と同様の要領で、デューティを算出し、算出したデューティに基づいて、テーブル２３ａから入力電圧を抽出する。したがって、第３実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５７】
（第５実施形態）
図１０に、本発明の第５実施形態を示す。図１０において、図１と同一の部分または対応する部分には、図１と同一の符号を付してある。
【００５８】
図１０では、第１実施形態（図１）の構成に、電流センサ２４と、出力電流検出回路２５とが追加されている。その他の構成については、図１と同じであるので、重複部分の説明は省略する。
【００５９】
第１実施形態では、入力電流検出回路１８で検出された入力電流Ｉｉを用いて、出力電流Ｉｏを式（４）により演算で求めた。これに対し、第５実施形態では、出力電流検出回路２５が、電流センサ２４により出力電流Ｉｏを直接検出する。この検出値は、制御部１９に与えられる。
【００６０】
なお、図示は省略するが、第２実施形態（図４）において、図１０の電流センサ２４および出力電流検出回路２５を設けてもよい。また、第３実施形態（図６）と第４実施形態（図９）において、図１０の電流センサ２４および出力電流検出回路２５を設けることも可能である。
【００６１】
本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、前記実施形態では、記憶部２３を制御部１９の外部に設けているが（図６、図９）、記憶部２３を制御部１９の内部に設けてもよい。
【００６２】
また、前記実施形態では、１つの制御部１９によって、出力電圧Ｖｏのフィードバック制御と、入力電圧Ｖｉ等の演算とを行ったが、フィードバック制御を行う制御部と、入力電圧Ｖｉ等の演算を行う制御部とを分離してもよい。
【００６３】
また、前記実施形態では、求めた入力電圧Ｖｉに基づいて、高電圧バッテリ２の異常有無を監視するようにしたが、入力電圧Ｖｉに基づいて、例えば出力電流Ｉｏを演算により求めてもよい。この場合、出力電流Ｉｏは、
Ｉｏ＝Ｉｉ・Ｖｉ・η／Ｖｏ ・・・（５）
により算出することができる。ここで、ηは変換効率である。
【００６４】
また、前記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電圧により低電圧バッテリ３を充電したが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力を直接負荷に供給してもよい。
【００６５】
さらに、前記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を電気自動車やハイブリッドカーに搭載した例を挙げたが、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、車載以外の用途にも適用することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１３ スイッチング回路
１５ 整流回路
１６ 平滑回路
１９ 制御部
２１ 出力電圧検出回路
２３ 記憶部
２３ａ テーブル
３１ パルス信号検出部
３２ デューティ演算部
３３ 入力電圧演算部
３４ 入力電圧判定部
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に接続され、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を駆動するドライブ回路と、
前記スイッチング回路のスイッチング動作に応じて前記トランスの二次巻線に生じた交流電圧を整流する整流回路と、
前記入力電圧の値を求めるとともに、当該電圧値に基づいて所定の処理を実行する制御部と、を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、前記整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出し、当該パルス信号のデューティを算出し、算出したデューティに基づいて前記入力電圧の値を求めることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、
前記パルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、
前記デューティ演算部で算出されたデューティに基づいて、前記入力電圧の値を演算する入力電圧演算部と、を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と、
前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、をさらに備え、
前記入力電圧演算部は、前記デューティ演算部で算出されたデューティと、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧の検出値とに基づいて、前記入力電圧の値を演算することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記デューティと前記入力電圧の値とを対応付けて記憶したテーブルを有する記憶部をさらに備え、
前記制御部は、
前記整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、
前記パルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、
前記デューティ演算部で算出されたデューティに基づき、前記テーブルを参照して、当該デューティに対応する入力電圧の値を抽出する入力電圧判定部と、を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に接続され、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を駆動するドライブ回路と、
前記スイッチング回路のスイッチング動作に応じて前記トランスの二次巻線に生じた交流電圧を整流する整流回路と、
前記入力電圧の値を求めるとともに、当該電圧値に基づいて所定の処理を実行する制御部と、を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、前記整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出し、当該パルス信号のデューティを算出し、算出したデューティに基づいて前記入力電圧の値を求めることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、
前記パルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、
前記デューティ演算部で算出されたデューティに基づいて、前記入力電圧の値を演算する入力電圧演算部と、を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と、
前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、をさらに備え、
前記入力電圧演算部は、前記デューティ演算部で算出されたデューティと、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧の検出値とに基づいて、前記入力電圧の値を演算することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記デューティと前記入力電圧の値とを対応付けて記憶したテーブルを有する記憶部をさらに備え、
前記制御部は、
前記整流回路の入力側または出力側に現れるパルス信号を検出するパルス信号検出部と、
前記パルス信号検出部で検出されたパルス信号のデューティを算出するデューティ演算部と、
前記デューティ演算部で算出されたデューティに基づき、前記テーブルを参照して、当該デューティに対応する入力電圧の値を抽出する入力電圧判定部と、を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−４６４３８（Ｐ２０１３−４６４３８Ａ）
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８０７２６（Ｐ２０１１−１８０７２６）
【出願日】平成２３年８月２２日（２０１１．８．２２）
【出願人】（５１０１２３８３９）オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 (110)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月２２日（２０１１．８．２２）
【出願人】（５１０１２３８３９）オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 (110)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]