ＤＣ／ＤＣコンバータ、制御方法および燃料電池システム
【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータに関する技術を提供する。
【解決手段】直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、チョッパ動作の１サイクルにおける直流リアクトルの最小電流値に基づいて１サイクルにおける直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、算出した平均電流値に基づき電力制御を行う制御部とを備える。
【解決手段】直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、チョッパ動作の１サイクルにおける直流リアクトルの最小電流値に基づいて１サイクルにおける直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、算出した平均電流値に基づき電力制御を行う制御部とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣコンバータの電力制御は直流リアクトルの平均電流値に基づいて制御を行うことが一般的に知られている（下記特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−１０４２４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
通常、リアクトルの平均電流は、ＤＣ／ＤＣコンバータのチョッパ動作を行うスイッチング素子がオンの状態である期間（以下「オン期間」とも呼ぶ）の中点の時間でのリアクトル電流を測定し、その電流値を平均電流値として用いることで、電力制御を行っている。しかしながら、このようにしてリアクトルの平均電流値を決定する方法では、リアクトル電流が図７に示したような変化をする不連続モードの場合に、正確な平均電流値が得られないと言う課題が指摘されていた。
【０００５】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける種々の動作モードの場合に平均電流値を取得することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するために、以下の形態または適用例を取ることが可能である。
【０００７】
［適用例１］
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ。
【０００８】
一般的にＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流リアクトルの平均電流の値に基づいて電力制御を行う。その際、スイッチング素子がオンとなっている期間の中点の時間における直流リアクトルの電流値を平均電流値として採用する。しかし、下記に示す不連続モードの場合は、スイッチング素子がオンとなっている期間の中点の時間における直流リアクトルの電流値が実際の平均電流値とは大きく異なる場合がある。
【０００９】
適用例１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、直流リアクトルの最小電流値に基づいて平均電流値を算出するので、不連続モードの場合を含め、ＤＣ／ＤＣコンバータの種々の動作モードに対応して汎用的に、平均電流値を取得することが可能である。
【００１０】
［適用例２］
適用例１記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記算出部は、前記直流リアクトルの前記最小電流値を計測することによって取得し、前記取得した前記最小電流値に基づいて前記平均電流値を算出するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１１】
このＤＣ／ＤＣコンバータによれば、最小電流値は計測により取得することができる。つまり、逆を言えば、計測をしないでも最小電流値を取得することができる場合があり、そのような場合のＤＣ／ＤＣコンバータは、上記適用例１のＤＣ／ＤＣコンバータに含まれる。後述する不連続モードの場合、最小電流値はゼロであるため、計測によって最小電流値を取得することもできるが、計測をせずに予め最小電流値をゼロとして、平均電流値を算出することも可能である。適用例２のＤＣ／ＤＣコンバータは、計測により最小電流値を取得するので、不連続モード以外の動作モードにおいても最小電流値の取得が可能であり、不連続モードを含めた種々のモードで、最小電流値を取得し平均電流値を算出することが可能である。
【００１２】
［適用例３］
適用例１または適用例２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記直流リアクトルに流れる電流の向きが一方向であるＤＣ／ＤＣコンバータ。
このＤＣ／ＤＣコンバータによると、直流リアクトルに流れる電流の向きが一方向である動作モードの場合にも適用可能である。
【００１３】
［適用例４］
適用例１ないし適用例３のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することにより、前記直流リアクトルに流れる電流が一定期間ゼロを保持する動作モードである不連続モードによって前記電力制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ。
このＤＣ／ＤＣコンバータによれば、動作モードが不連続モードの場合にも最小電流値から平均電流値を算出可能である。
【００１４】
［適用例５］
適用例１ないし適用例４のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、補助スイッチング素子を備え、前記制御部は、前記補助スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することによって、前記スイッチング素子をスイッチングする際の印加電圧を制御するソフトスイッチング制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ。
このＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ソフトスイッチング制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。
【００１５】
［適用例６］
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出し、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御方法。
【００１６】
このＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法によれば、直流リアクトルの最小電流値に基づいて平均電流値を算出するので、不連続モードの場合を含め、ＤＣ／ＤＣコンバータの種々の動作モードに対応して汎用的に、平均電流値を算出し、電力制御が可能である。
【００１７】
［適用例７］
燃料電池システムであって、負荷に対して電力を供給する燃料電池と、直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部とを備える燃料電池システム。
【００１８】
この燃料電池システムによれば、ＤＣ／ＤＣコンバータが、直流リアクトルの最小電流値に基づいて平均電流値を算出するので、不連続モードの場合を含め、ＤＣ／ＤＣコンバータの種々の動作モードに対応して汎用的に、平均電流値を取得することが可能である。
【００１９】
なお、本発明は、種々の態様で実現することが可能である。例えば、ハードスイッチング方法および装置、電力変換システム、それらの方法または装置の機能を実現するための集積回路、コンピュータプログラム、そのコンピュータプログラムを記録した記録媒体等の形態で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】燃料電池システム１０の構成を説明する説明図である。
【図２】スイッチングコンバータ５０の回路構成を示す説明図である。
【図３】スイッチング素子Ｓがターンオフのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。
【図４】スイッチング素子Ｓがターンオンのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。
【図５】リアクトル平均電流算出処理の流れを示す説明図である。
【図６】連続モードにおけるリアクトルＬ１の電流の変化を示す説明図である。
【図７】不連続モードにおけるＬ１電流の変化を示す説明図である。
【図８】変形例１を説明する説明図である。
【図９】変形例２の一例であるソフトスイッチングコンバータを示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
次に、本発明の実施の形態を実施例に基づいて説明する。
Ａ．第１実施例：
（Ａ１）燃料電池システムの構成：
図１は、第１実施例として車両に搭載された燃料電池システム１０の構成を説明する説明図である。本実施例においては、車両の一例として、燃料電池自動車（FCHV: Fuel Cell Hyblid Vehicle）を想定しているが、電気自動車やハイブリッド自動車にも適用可能である。
【００２２】
燃料電池システム１０は、制御ユニット２０と、電源装置３０と、負荷ＬＯＡＤとを備える。電源装置３０は負荷ＬＯＡＤに対して直流電力を供給する。負荷ＬＯＡＤは主に車両走行用モータであり、その他の負荷として、周辺機器（照明やオーディオ等）などの負荷が含まれる。これらの負荷には直流で動作する負荷や、インバータを介して交流で動作する負荷等が含まれる。電源装置３０と制御ユニット２０とはワイヤーハーネスＷＨによって接続されている。制御ユニット２０は、例えば車両が走行中であれば、ドライバーのアクセル操作に基づいて、車両走行用モータに必要なパワーを演算し、演算結果に応じて電源装置３０から負荷ＬＯＡＤに出力する電力を制御する。電源装置３０は、燃料電池ＦＣと、スイッチングコンバータ５０と、電流・電圧測定器６０（以下、ＩＶ測定器６０とも呼ぶ）を備える。
【００２３】
燃料電池ＦＣは、供給される燃料ガス（例えば水素ガス）及び酸化ガスから電力を発生する発電方式を採用しており、膜電極接合体（ＭＥＡ：Membrane-Electrode Assembly）などを備えた単セルを複数、直列に積層したスタック構造を有している。燃料電池ＦＣとしてはこういった固体高分子型をはじめ、燐酸型や溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を利用することができる。スイッチングコンバータ５０は、燃料電池ＦＣから供給される直流電力の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧コンバータ）である。スイッチングコンバータ５０は、後述するスイッチング素子Ｓを備えており、スイッチング素子Ｓのスイッチング動作によって負荷ＬＯＡＤに供給する電力を制御するチョッパ回路によって構成されている。ＩＶ測定器６０は、スイッチングコンバータ５０の所定の電流値および電圧値を常時測定しており、その値をリアルタイムで制御ユニット２０に送信している。
【００２４】
制御ユニット２０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット２０は、スイッチングコンバータ５０が備えるスイッチング素子Ｓのスイッチングのタイミングを制御するゲート信号をスイッチングコンバータ５０に向けて、上述した加速度等に基づく演算に応じて出力している。具体的には、スイッチング素子Ｓのスイッチングのタイミングを制御するＳゲート信号を、ワイヤーハーネスＷＨを介してスイッチングコンバータ５０に向けて出力している。すなわち、制御ユニット２０は、スイッチングコンバータ５０にＳゲート信号を出力することによって、電源装置３０から負荷ＬＯＡＤに供給される電力を制御する。
【００２５】
（Ａ２）スイッチングコンバータの構成・動作：
次にスイッチングコンバータ５０の構成および動作について説明する。図２は、スイッチングコンバータ５０の回路構成を示す説明図である。本実施例におけるスイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｓのスイッチング動作のタイミングを制御することによって、出力電力を制御するハードスイッチングコンバータである。ハードスイッチングコンバータの動作原理については公知の技術であるので詳細な説明は省略する。
【００２６】
スイッチングコンバータ５０は、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１５、スイッチング素子Ｓ、ダイオードＤ１４、フィルタコンデンサＣ１１、平滑コンデンサＣ１３から構成されている。リアクトルＬ１は、一端が燃料電池ＦＣ（図１）である直流電源Ｅの正極に接続される。ダイオードＤ１５は、アノードがリアクトルＬ１の他端に接続されるとともに、カソードが負荷ＬＯＡＤの一端に接続される。スイッチング素子Ｓは、一端がリアクトルＬ１の他端に接続されるとともに、他端が直流電源Ｅの負極、および、負荷ＬＯＡＤの他極に接続され、制御ユニット２０から送信されるＳゲート信号に応じてターンオン・オフ動作をする。本実施例ではスイッチング素子Ｓは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いる。その他、スイッチング素子Ｓとしてはサイリスタ、ダイオード等の半導体素子を用いることもできる。スイッチング素子Ｓには、ダイオードＤ１４がスイッチング素子Ｓの保護のために並列に接続される。スイッチング素子Ｓは、特許請求の範囲に記載のスイッチング素子に相当する。フィルタコンデンサＣ１１は、直流電源Ｅの正極−負極間に接続される。平滑コンデンサＣ１３は、負荷ＬＯＡＤに並列に接続される。フィルタコンデンサＣ１１および平滑コンデンサＣ１３は、それぞれ、スイッチングコンバータ５０の入出力を安定化させるものである。
【００２７】
ＩＶ測定器６０は、リアクトルＬ１の両端と、計測用ワイヤーを介して接続されている。ＩＶ測定器６０は、リアクトルＬ１における高電位側の電位であるＶｉｎと、リアクトルＬ１における低電位側の電位であるＶｏｕｔ、および、以下に説明するスイッチング処理の１サイクルにおけるリアクトルＬ１を流れる電流の最小値であるリアクトル最小電流ＩL1・minを常時測定しており、それら３つの値を制御ユニット２０へリアルタイムで送信している。
【００２８】
次に、スイッチングコンバータ５０におけるスイッチング処理について説明する。スイッチングコンバータ５０は、制御ユニット２０からのＳゲート信号により、スイッチング素子Ｓがターンオンとターンオフを繰り返すことによって、電圧を昇圧して出力する。図３はスイッチング素子Ｓがターンオフのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。説明の便宜上、図からＩＶ測定器６０等は省いた。制御ユニット２０からのＳゲート信号によってスイッチング素子Ｓがターンオフのとき、直流電源Ｅからの電流はダイオードＤ１５および負荷ＬＯＡＤへと流れる。この状態を初期状態とすると、直流電源Ｅの電圧（以下、入口電圧ＶＬとも呼ぶ）と、電力供給による負荷ＬＯＡＤでの電圧（以下、出口電圧ＶＨとも呼ぶ）は略等しい。
【００２９】
そして、制御ユニット２０からのＳゲート信号によってスイッチング素子Ｓがターンオンになるとスイッチングコンバータ５０における電流の状態が変わる。図４は、スイッチング素子Ｓがターンオンのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。スイッチング素子Ｓがターンオンになると、直流電源Ｅからの電流は、リアクトルＬ１を介してスイッチング素子Ｓへと流れる。このとき電力がリアクトルＬ１に蓄積される。その後、再び、図３に示すようにスイッチング素子Ｓをターンオフにすることで、直流電源Ｅから供給される電力に、リアクトルＬ１に蓄積された電力が加わって負荷ＬＯＡＤに流れる。このため、入口電圧ＶＬに比べ、出口電圧ＶＨは昇圧された電圧値となる。このようなスイッチング素子Ｓがターンオン／オフを繰り返すスイッチングの制御を、制御ユニット２０がＳゲート信号をスイッチング素子Ｓに出力することにより行っており、この制御ユニット２０による処理をスイッチング処理という。
【００３０】
（Ａ３）連続モードにおけるリアクトル平均電流算出処理：
次に、制御ユニット２０が行っているリアクトル平均電流算出処理について説明する。制御ユニット２０は、負荷ＬＯＡＤに供給する電力の制御（電力制御）及びそれに伴うスイッチングコンバータ５０のスイッチング素子Ｓのスイッチングのタイミングの制御（以下、タイミング制御とも呼ぶ）を行っている。制御ユニット２０は、リアクトルＬ１の平均電流ＩL1・aveの値を用いて所定の演算を行うことにより、電力制御およびタイミング制御を行っている。ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて平均電流ＩL1・aveを用いてタイミング制御および電力制御を行うことは公知の技術であるので説明は省略する。本実施例における制御ユニット２０は、ＩＶ測定器６０が取得したリアクトルＬ１の最小電流ＩL1・minを用いて、ＩL1・aveを算出している。本説明では、制御ユニット２０が最小電流ＩL1・minを用いて平均電流ＩL1・aveを算出するリアクトル平均電流算出処理について説明する。
【００３１】
図５は、制御ユニット２０が行うリアクトル平均電流算出処理における演算処理の流れを示す説明図である。図５の各演算処理について、スイッチングコンバータ５０における実際の動作モードを例に説明する。
【００３２】
図６は、スイッチングコンバータ５０の動作モードの一つである「連続モード」におけるリアクトルＬ１の電流（以下、「Ｌ１電流ＩL1」とも呼ぶ）の変化を示す説明図である。連続モードとは、Ｌ１電流が常時変化しているモードである。比較対象として、スイッチングコンバータ５０の動作モードの一つである「不連続モード」を図７に示した。不連続モードについては、後で詳しく説明する。
【００３３】
図６には、連続モードにおける２サイクル分のスイッチング処理におけるＬ１電流の変化を示した。連続モードにおけるスイッチング処理の１サイクルは、スイッチング素子ＳがターンオンとなってＬ１電流が上昇する期間（以下「オン期間Ｔｏｎ」とも呼ぶ）と、スイッチング素子ＳがターンオフとなってＬ１電流が下降する期間（以下、「オフ期間Ｔｏｆｆ」とも呼ぶ）とからなる。平均電流ＩL1・aveを算出するにあたり、オン期間ＴｏｎにおいてリアクトルＬ１に蓄積された電荷の総和である電荷Ｑ１と、オフ期間ＴｏｆｆにおいてリアクトルＬ１に蓄積された電荷の総和である電荷Ｑ２とを定義する。Ｑ１は、図６のハッチング部分に示すように、オン期間ＴｏｎのＬ１電流とＩ＝０とに挾まれた部分の面積として表すことができる。また、Ｑ２は、図６のハッチング部分に示すように、オフ期間ＴｏｆｆのＬ１電流とＩ＝０とに挾まれた部分の面積として表すことができる。
【００３４】
図５において、制御ユニット２０はＩＶ測定器６０から最小電流ＩL1・minを取得する（ステップＳ１０５）。具体的には、ＩＶ測定器６０で常時L1電流を測定しており、ＩＶ測定器６０が１サイクルにおける最小電流値をホールドすることにより最小電流ＩL1・minを取得し、その値を制御ユニット２０にリアルタイムに送信する。図６に示すように、連続モードの場合、最小電流ＩL1・minは、スイッチング処理の１サイクルと１サイクルの境界におけるＬ１電流となる。また、本実施例における連続モードでは、連続する２つのサイクルにおける最小電流ＩL1・minは略等しいとして説明する。
【００３５】
制御ユニット２０は、最小電流ＩL1・minを取得後、最小電流ＩL1・minを用いて電荷Ｑ１を算出する（ステップＳ１１０）。制御ユニット２０は、電荷Ｑ１を下記式（１）に基づいて算出する。
【００３６】
【数１】
【００３７】
式（１）において、オン期間Ｔｏｎの値は、制御ユニット２０が、直前のサイクルにおいて算出した平均電流ＩL1・aveから、所定の演算によって予め算出した値である。「ΔＩｏｎ」は、図６に示すように、オン期間ＴｏｎにおけるＬ１電流の変化量である。ΔＩｏｎ、リアクトルＬ１のインダクタンスＨL1、および入口電圧ＶＬは下記式（２）の関係にある。式（２）から下記式（３）が導出できる。式（３）から、リアクトル電流の変化は電圧時間積に比例することが理解できる。制御ユニット２０は、オン期間Ｔｏｎと、インダクタンスＨL1と、入口電圧ＶＬとに基づいてΔＩｏｎ算出し、算出したΔＩｏｎと式（１）とを用いて電荷Ｑ１を算出していると考えることができる。実際には制御ユニット２０は、上記説明した処理を一連の演算処理として行う。
【００３８】
【数２】
【数３】
【００３９】
次に、制御ユニット２０は、最小電流ＩL1・minを用いて電荷Ｑ２を算出する（ステップＳ１１５）。制御ユニット２０は、電荷Ｑ２を下記式（４）に基づいて算出する。
【００４０】
【数４】
【００４１】
上記式（１）における説明同様、オフ期間Ｔｏｆｆの値は、制御ユニット２０が予め算出した値を用いる。「ΔＩｏｆｆ」は、図６に示すように、オフ期間ＴｏｆｆにおけるＬ１電流の変化量である。ΔＩｏｆｆ、リアクトルＬ１のインダクタンスＨL1、入口電圧ＶＬおよび出口電圧ＶＨは下記式（５）の関係にある。式（５）から下記式（６）が導出できる。制御ユニット２０は、オフ期間Ｔｏｆｆと、インダクタンスＨL1と、入口電圧ＶＬと、出口電圧ＶＨとに基づいてΔＩｏｆｆを算出し、算出したΔＩｏｆｆと式（４）とを用いて電荷Ｑ２を算出していると考えることができる。
【００４２】
【数５】
【数６】
【００４３】
Ｑ１とＱ２とを算出すると、制御ユニット２０は、それら２つの値を用いて下記式（７）に基づいて平均電流ＩL1・aveを算出する（ステップＳ１２０）。
【００４４】
【数７】
【００４５】
Ｔｃは、スイッチング処理の１サイクルに要する期間を示し、連続モードの場合は、Ｔｃ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆとなる。なお、本実施例では、ΔＩｏｎとΔＩｏｆｆとを別個に算出したが、本実施例の場合は、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minは略等しいとしているので、｜ΔＩｏｎ｜＝｜ΔＩｏｆｆ｜として、ΔＩｏｎ又はΔＩｏｆｆの一方の値のみを算出するとしてもよい。
上記説明した処理によって、制御ユニット２０は連続モードにおいて、最小電流ＩL1・minから平均電流ＩL1・aveを算出している。
【００４６】
（Ａ４）不連続モードにおけるリアクトル平均電流算出処理：
次に、スイッチングコンバータ５０が不連続モードで動作している場合のリアクトル平均電流算出処理について説明する。制御ユニット２０におけるリアクトル平均電流算出処理の流れ（図５）は、連続モードの場合と同様である。
【００４７】
「不連続モード」におけるＬ１電流の変化を示す図７には、２サイクル分のスイッチング処理におけるＬ１電流の変化を示した。不連続モードにおけるスイッチング処理の１サイクルは、スイッチング素子ＳがターンオンとなってＬ１電流が上昇する期間であるオン期間Ｔｏｎと、スイッチング素子ＳがターンオフとなってＬ１電流が下降する期間であるオフ期間Ｔｏｆｆと、スイッチング素子Ｓがターンオフの状態を維持したままＬ１電流がゼロの状態を保持している期間（以下、「ゼロ期間Ｔｚ」とも呼ぶ）からなる。
【００４８】
不連続モードにおけるリアクトル平均電流算出処理を図５にそって順に説明する。最小電流ＩL1・minをＩＶ測定器６０から取得する（図５：ステップＳ１０５）。次に、電荷Ｑ１を算出する（ステップＳ１１０）。不連続モードの場合、図７に示したＱ１は、連続モードの場合と同様に、式（１）〜式（３）を用いて算出することができる。その際、図７に示すように、不連続モードでは、最小電流ＩL1・minはゼロとなる。本実施例では、ＩＶ測定器６０の測定結果より最小電流ＩL1・min＝０を取得する。他の処理方法として、スイッチングコンバータ５０が不連続モードで動作する際に、制御ユニット２０が予め最小電流ＩL1・min＝０としてリアクトル平均電流算出処理を行うとしてもよい。
【００４９】
次に電荷Ｑ２を算出する（ステップＳ１１５）。不連続モードでは、図７に示すように、ΔＩｏｎとΔＩｏｆｆとは等しいので下記式（８）が成り立つ。
【００５０】
【数８】
【００５１】
上記式（３）、式（４）、式（６）、式（８）より、下記式（９）として電荷Ｑ２を算出することができる。
【００５２】
【数９】
【００５３】
式（９）から分かるように、不連続モードにおける電荷Ｑ２は、オフ期間ＴｏｆｆとΔＩｏｆｆとを用いずに、オン期間ＴｏｎとΔＩｏｎとから算出することが可能である。制御ユニット２０は電荷Ｑ２を算出すると、式（７）に基づいて平均電流ＩL1・aveを算出する（ステップＳ１２０）。
上記説明した処理によって、制御ユニット２０は不連続モードにおいて、最小電流ＩL1・minから平均電流ＩL1・aveを算出している。
【００５４】
以上説明したように、本実施例におけるスイッチングコンバータ５０においては、制御ユニット２０は、取得したＬ１電流の最小電流ＩL1・minの値に基づいて平均電流ＩL1・aveを算出している。従って、動作モードが連続モードの場合は勿論、不連続モードの場合においても、実際の平均電流ＩL1・aveと略等しい値の平均電流ＩL1・aveを算出することができる。
【００５５】
一方、仮にオン期間Ｔｏｎの中点の時間のＬ１電流を測定し、その値を平均電流ＩL1・aveとして採用し電力制御およびタイミング制御を行う場合は、連続モードの場合はオン期間Ｔｏｎの中点の時間のＬ１電流は平均電流ＩL1・aveと略等しくなるが、不連続モードの場合は、オン期間Ｔｏｎの中点の時間のＬ１電流と、実際の平均電流ＩL1・aveとの値は大きく異なる。
【００５６】
特許請求の範囲との対応関係としては、制御ユニット２０が特許請求の範囲に記載の算出部および制御部に相当する。
【００５７】
Ｂ．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。
【００５８】
（Ｂ１）変形例１：
上記実施例では、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minが略等しい場合について、平均電流ＩL1・aveを算出したが、これに限らず、様々なモードにおいて、最小電流ＩL1・minに基づいて平均電流ＩL1・aveを算出することが可能である。
【００５９】
図８（Ａ）にその一例として、Ｌ１電流が上昇途中である連続モードについて示した。すなわち、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minが異なる。このような動作モードにおいても、Ｑ１は、測定によって取得した最小電流ＩL1・minと式（１）〜式（３）に基づいて、連続モードの場合と同様に算出することが可能である。電荷Ｑ２は、式（４）を用いることによって算出可能である。ただし、変形例１における動作モードの場合、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minの値が異なるので、図８（Ａ）に示すように、Ｑ１の算出に用いる最小電流をＩL1・min・Q1、Ｑ２の算出に用いる最小電流をＩL1・min・Q2とすると、ＩL1・min・Q2＝ＩL1・min・Q1＋ΔＩｏｎ＋ΔＩｏｆｆとして算出することができる。よって、Ｑ２を算出する際に、式（４）のＩL1・minを、ＩL1・min・Q1＋ΔＩｏｎ＋ΔＩｏｆｆに置き換えることで電荷Ｑ２が算出可能である。すなわち、下記式（１０）に基づいて、制御ユニット２０は電荷Ｑ２を算出することが可能である。式（１０）においては、ＩL1・min・Q1をＩL1・minと表している。すなわち、Ｑ１の算出に用いる最小電流と同じ値を用いてＱ２が算出可能である。そして、算出した電荷Ｑ１および電荷Ｑ２に基づいて、式（７）によって平均電流ＩL1・aveが算出可能である。
【００６０】
【数１０】
【００６１】
上記具体例で示したように、制御ユニット２０は、測定によって取得した最小電流ＩL1・minに基づいて、種々の動作モードにおける平均電流ＩL1・aveを算出することが可能である。その他、上記説明した演算処理を用いて、図８（Ｂ）や図８（Ｃ）の動作モードの平均電流ＩL1・aveを、最小電流ＩL1・minに基づいて算出可能である。
【００６２】
（Ｂ２）変形例２：
上記実施例では、車両に搭載されたＤＣ／ＤＣコンバータ（ハードスイッチングコンバータ）を例に説明したが、これに限ることなく、直流を昇圧または降圧して電力を機器に供給する種々のＤＣ／ＤＣコンバータに適用可能である。図９は、その一例として、上記説明したリアクトル平均電流算出処理を用いたソフトスイッチングコンバータを示す説明図である。ソフトスイッチングコンバータは、上記説明したスイッチングコンバータ５０に、補助回路として補助回路５２が加わった回路構成をしている。補助回路５２は、リアクトルＬ２、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ２、スナバダイオードＤ３、スナバコンデンサＣ２を備える。リアクトルＬ２は、一端がリアクトルＬ１の高電位側に接続される。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｓ２とスナバダイオードＤ３との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２は、一端がダイオードＤ２のアノードに接続され、制御ユニット２０から送信されたＳ２ゲート信号に応じてターンオン・オフ動作する。スナバダイオードＤ３は、アノードがスイッチング素子Ｓ１の一端に接続されるとともに、カソードがスイッチング素子Ｓ２に他端に接続される。スナバコンデンサＣ２は、一端がスナバダイオードＤ３のカソードに接続されるとともに、他端がスイッチング素子Ｓ１に接続される。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｓ２を保護するために並列に接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、特許請求の範囲に記載の補助スイッチング素子に相当する。スナバダイオードＤ３およびスナバコンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｓ１のオフ時に生じる過渡的な逆起電力を吸収するためのものである。
【００６３】
ソフトスイッチングコンバータは、回路を構成するスイッチング素子Ｓ２のスイッチング動作のタイミングを制御することによって、スイッチング素子Ｓ１がスイッチング動作をする際の、スイッチング素子の両端にかかる電圧を低減し、スイッチング素子Ｓ１のスイッチングによる電力損失を低減するソフトスイッチング動作を用いたコンバータである。なお、ソフトスイッチングコンバータの詳細な動作原理については、特開２００９−１６５２４５において開示されている。このようなスイッチングコンバータにもリアクトル平均電流算出処理が適用可能であり、上記実施例と同様の効果を得ることが可能である。
【符号の説明】
【００６４】
１０…燃料電池システム
２０…制御ユニット
３０…電源装置
５０…スイッチングコンバータ
５２…補助回路
６０…電圧測定器
Ｃ１…フィルタコンデンサ
Ｃ２…スナバコンデンサ
Ｃ３…平滑コンデンサ
Ｃ１１…フィルタコンデンサ
Ｃ１３…平滑コンデンサ
Ｄ１…ダイオード
Ｄ２…ダイオード
Ｄ３…スナバダイオード
Ｄ４…ダイオード
Ｄ５…ダイオード
Ｄ１４…ダイオード
Ｄ１５…ダイオード
Ｓ…スイッチング素子
Ｓ１…スイッチング素子
Ｓ２…スイッチング素子
Ｌ１…リアクトル
Ｌ２…リアクトル
Ｑ２…電荷
Ｑ１…電荷
ＬＯＡＤ…負荷
Ｅ…直流電源
ＦＣ…燃料電池
ＶＨ…出口電圧
ＶＬ…入口電圧
ＷＨ…ワイヤーハーネス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣコンバータの電力制御は直流リアクトルの平均電流値に基づいて制御を行うことが一般的に知られている（下記特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−１０４２４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
通常、リアクトルの平均電流は、ＤＣ／ＤＣコンバータのチョッパ動作を行うスイッチング素子がオンの状態である期間（以下「オン期間」とも呼ぶ）の中点の時間でのリアクトル電流を測定し、その電流値を平均電流値として用いることで、電力制御を行っている。しかしながら、このようにしてリアクトルの平均電流値を決定する方法では、リアクトル電流が図７に示したような変化をする不連続モードの場合に、正確な平均電流値が得られないと言う課題が指摘されていた。
【０００５】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける種々の動作モードの場合に平均電流値を取得することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するために、以下の形態または適用例を取ることが可能である。
【０００７】
［適用例１］
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ。
【０００８】
一般的にＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流リアクトルの平均電流の値に基づいて電力制御を行う。その際、スイッチング素子がオンとなっている期間の中点の時間における直流リアクトルの電流値を平均電流値として採用する。しかし、下記に示す不連続モードの場合は、スイッチング素子がオンとなっている期間の中点の時間における直流リアクトルの電流値が実際の平均電流値とは大きく異なる場合がある。
【０００９】
適用例１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、直流リアクトルの最小電流値に基づいて平均電流値を算出するので、不連続モードの場合を含め、ＤＣ／ＤＣコンバータの種々の動作モードに対応して汎用的に、平均電流値を取得することが可能である。
【００１０】
［適用例２］
適用例１記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記算出部は、前記直流リアクトルの前記最小電流値を計測することによって取得し、前記取得した前記最小電流値に基づいて前記平均電流値を算出するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１１】
このＤＣ／ＤＣコンバータによれば、最小電流値は計測により取得することができる。つまり、逆を言えば、計測をしないでも最小電流値を取得することができる場合があり、そのような場合のＤＣ／ＤＣコンバータは、上記適用例１のＤＣ／ＤＣコンバータに含まれる。後述する不連続モードの場合、最小電流値はゼロであるため、計測によって最小電流値を取得することもできるが、計測をせずに予め最小電流値をゼロとして、平均電流値を算出することも可能である。適用例２のＤＣ／ＤＣコンバータは、計測により最小電流値を取得するので、不連続モード以外の動作モードにおいても最小電流値の取得が可能であり、不連続モードを含めた種々のモードで、最小電流値を取得し平均電流値を算出することが可能である。
【００１２】
［適用例３］
適用例１または適用例２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記直流リアクトルに流れる電流の向きが一方向であるＤＣ／ＤＣコンバータ。
このＤＣ／ＤＣコンバータによると、直流リアクトルに流れる電流の向きが一方向である動作モードの場合にも適用可能である。
【００１３】
［適用例４］
適用例１ないし適用例３のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することにより、前記直流リアクトルに流れる電流が一定期間ゼロを保持する動作モードである不連続モードによって前記電力制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ。
このＤＣ／ＤＣコンバータによれば、動作モードが不連続モードの場合にも最小電流値から平均電流値を算出可能である。
【００１４】
［適用例５］
適用例１ないし適用例４のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、補助スイッチング素子を備え、前記制御部は、前記補助スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することによって、前記スイッチング素子をスイッチングする際の印加電圧を制御するソフトスイッチング制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ。
このＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ソフトスイッチング制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。
【００１５】
［適用例６］
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出し、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御方法。
【００１６】
このＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法によれば、直流リアクトルの最小電流値に基づいて平均電流値を算出するので、不連続モードの場合を含め、ＤＣ／ＤＣコンバータの種々の動作モードに対応して汎用的に、平均電流値を算出し、電力制御が可能である。
【００１７】
［適用例７］
燃料電池システムであって、負荷に対して電力を供給する燃料電池と、直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部とを備える燃料電池システム。
【００１８】
この燃料電池システムによれば、ＤＣ／ＤＣコンバータが、直流リアクトルの最小電流値に基づいて平均電流値を算出するので、不連続モードの場合を含め、ＤＣ／ＤＣコンバータの種々の動作モードに対応して汎用的に、平均電流値を取得することが可能である。
【００１９】
なお、本発明は、種々の態様で実現することが可能である。例えば、ハードスイッチング方法および装置、電力変換システム、それらの方法または装置の機能を実現するための集積回路、コンピュータプログラム、そのコンピュータプログラムを記録した記録媒体等の形態で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】燃料電池システム１０の構成を説明する説明図である。
【図２】スイッチングコンバータ５０の回路構成を示す説明図である。
【図３】スイッチング素子Ｓがターンオフのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。
【図４】スイッチング素子Ｓがターンオンのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。
【図５】リアクトル平均電流算出処理の流れを示す説明図である。
【図６】連続モードにおけるリアクトルＬ１の電流の変化を示す説明図である。
【図７】不連続モードにおけるＬ１電流の変化を示す説明図である。
【図８】変形例１を説明する説明図である。
【図９】変形例２の一例であるソフトスイッチングコンバータを示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
次に、本発明の実施の形態を実施例に基づいて説明する。
Ａ．第１実施例：
（Ａ１）燃料電池システムの構成：
図１は、第１実施例として車両に搭載された燃料電池システム１０の構成を説明する説明図である。本実施例においては、車両の一例として、燃料電池自動車（FCHV: Fuel Cell Hyblid Vehicle）を想定しているが、電気自動車やハイブリッド自動車にも適用可能である。
【００２２】
燃料電池システム１０は、制御ユニット２０と、電源装置３０と、負荷ＬＯＡＤとを備える。電源装置３０は負荷ＬＯＡＤに対して直流電力を供給する。負荷ＬＯＡＤは主に車両走行用モータであり、その他の負荷として、周辺機器（照明やオーディオ等）などの負荷が含まれる。これらの負荷には直流で動作する負荷や、インバータを介して交流で動作する負荷等が含まれる。電源装置３０と制御ユニット２０とはワイヤーハーネスＷＨによって接続されている。制御ユニット２０は、例えば車両が走行中であれば、ドライバーのアクセル操作に基づいて、車両走行用モータに必要なパワーを演算し、演算結果に応じて電源装置３０から負荷ＬＯＡＤに出力する電力を制御する。電源装置３０は、燃料電池ＦＣと、スイッチングコンバータ５０と、電流・電圧測定器６０（以下、ＩＶ測定器６０とも呼ぶ）を備える。
【００２３】
燃料電池ＦＣは、供給される燃料ガス（例えば水素ガス）及び酸化ガスから電力を発生する発電方式を採用しており、膜電極接合体（ＭＥＡ：Membrane-Electrode Assembly）などを備えた単セルを複数、直列に積層したスタック構造を有している。燃料電池ＦＣとしてはこういった固体高分子型をはじめ、燐酸型や溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を利用することができる。スイッチングコンバータ５０は、燃料電池ＦＣから供給される直流電力の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧コンバータ）である。スイッチングコンバータ５０は、後述するスイッチング素子Ｓを備えており、スイッチング素子Ｓのスイッチング動作によって負荷ＬＯＡＤに供給する電力を制御するチョッパ回路によって構成されている。ＩＶ測定器６０は、スイッチングコンバータ５０の所定の電流値および電圧値を常時測定しており、その値をリアルタイムで制御ユニット２０に送信している。
【００２４】
制御ユニット２０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット２０は、スイッチングコンバータ５０が備えるスイッチング素子Ｓのスイッチングのタイミングを制御するゲート信号をスイッチングコンバータ５０に向けて、上述した加速度等に基づく演算に応じて出力している。具体的には、スイッチング素子Ｓのスイッチングのタイミングを制御するＳゲート信号を、ワイヤーハーネスＷＨを介してスイッチングコンバータ５０に向けて出力している。すなわち、制御ユニット２０は、スイッチングコンバータ５０にＳゲート信号を出力することによって、電源装置３０から負荷ＬＯＡＤに供給される電力を制御する。
【００２５】
（Ａ２）スイッチングコンバータの構成・動作：
次にスイッチングコンバータ５０の構成および動作について説明する。図２は、スイッチングコンバータ５０の回路構成を示す説明図である。本実施例におけるスイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｓのスイッチング動作のタイミングを制御することによって、出力電力を制御するハードスイッチングコンバータである。ハードスイッチングコンバータの動作原理については公知の技術であるので詳細な説明は省略する。
【００２６】
スイッチングコンバータ５０は、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１５、スイッチング素子Ｓ、ダイオードＤ１４、フィルタコンデンサＣ１１、平滑コンデンサＣ１３から構成されている。リアクトルＬ１は、一端が燃料電池ＦＣ（図１）である直流電源Ｅの正極に接続される。ダイオードＤ１５は、アノードがリアクトルＬ１の他端に接続されるとともに、カソードが負荷ＬＯＡＤの一端に接続される。スイッチング素子Ｓは、一端がリアクトルＬ１の他端に接続されるとともに、他端が直流電源Ｅの負極、および、負荷ＬＯＡＤの他極に接続され、制御ユニット２０から送信されるＳゲート信号に応じてターンオン・オフ動作をする。本実施例ではスイッチング素子Ｓは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いる。その他、スイッチング素子Ｓとしてはサイリスタ、ダイオード等の半導体素子を用いることもできる。スイッチング素子Ｓには、ダイオードＤ１４がスイッチング素子Ｓの保護のために並列に接続される。スイッチング素子Ｓは、特許請求の範囲に記載のスイッチング素子に相当する。フィルタコンデンサＣ１１は、直流電源Ｅの正極−負極間に接続される。平滑コンデンサＣ１３は、負荷ＬＯＡＤに並列に接続される。フィルタコンデンサＣ１１および平滑コンデンサＣ１３は、それぞれ、スイッチングコンバータ５０の入出力を安定化させるものである。
【００２７】
ＩＶ測定器６０は、リアクトルＬ１の両端と、計測用ワイヤーを介して接続されている。ＩＶ測定器６０は、リアクトルＬ１における高電位側の電位であるＶｉｎと、リアクトルＬ１における低電位側の電位であるＶｏｕｔ、および、以下に説明するスイッチング処理の１サイクルにおけるリアクトルＬ１を流れる電流の最小値であるリアクトル最小電流ＩL1・minを常時測定しており、それら３つの値を制御ユニット２０へリアルタイムで送信している。
【００２８】
次に、スイッチングコンバータ５０におけるスイッチング処理について説明する。スイッチングコンバータ５０は、制御ユニット２０からのＳゲート信号により、スイッチング素子Ｓがターンオンとターンオフを繰り返すことによって、電圧を昇圧して出力する。図３はスイッチング素子Ｓがターンオフのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。説明の便宜上、図からＩＶ測定器６０等は省いた。制御ユニット２０からのＳゲート信号によってスイッチング素子Ｓがターンオフのとき、直流電源Ｅからの電流はダイオードＤ１５および負荷ＬＯＡＤへと流れる。この状態を初期状態とすると、直流電源Ｅの電圧（以下、入口電圧ＶＬとも呼ぶ）と、電力供給による負荷ＬＯＡＤでの電圧（以下、出口電圧ＶＨとも呼ぶ）は略等しい。
【００２９】
そして、制御ユニット２０からのＳゲート信号によってスイッチング素子Ｓがターンオンになるとスイッチングコンバータ５０における電流の状態が変わる。図４は、スイッチング素子Ｓがターンオンのときのスイッチングコンバータ５０の状態を説明する説明図である。スイッチング素子Ｓがターンオンになると、直流電源Ｅからの電流は、リアクトルＬ１を介してスイッチング素子Ｓへと流れる。このとき電力がリアクトルＬ１に蓄積される。その後、再び、図３に示すようにスイッチング素子Ｓをターンオフにすることで、直流電源Ｅから供給される電力に、リアクトルＬ１に蓄積された電力が加わって負荷ＬＯＡＤに流れる。このため、入口電圧ＶＬに比べ、出口電圧ＶＨは昇圧された電圧値となる。このようなスイッチング素子Ｓがターンオン／オフを繰り返すスイッチングの制御を、制御ユニット２０がＳゲート信号をスイッチング素子Ｓに出力することにより行っており、この制御ユニット２０による処理をスイッチング処理という。
【００３０】
（Ａ３）連続モードにおけるリアクトル平均電流算出処理：
次に、制御ユニット２０が行っているリアクトル平均電流算出処理について説明する。制御ユニット２０は、負荷ＬＯＡＤに供給する電力の制御（電力制御）及びそれに伴うスイッチングコンバータ５０のスイッチング素子Ｓのスイッチングのタイミングの制御（以下、タイミング制御とも呼ぶ）を行っている。制御ユニット２０は、リアクトルＬ１の平均電流ＩL1・aveの値を用いて所定の演算を行うことにより、電力制御およびタイミング制御を行っている。ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて平均電流ＩL1・aveを用いてタイミング制御および電力制御を行うことは公知の技術であるので説明は省略する。本実施例における制御ユニット２０は、ＩＶ測定器６０が取得したリアクトルＬ１の最小電流ＩL1・minを用いて、ＩL1・aveを算出している。本説明では、制御ユニット２０が最小電流ＩL1・minを用いて平均電流ＩL1・aveを算出するリアクトル平均電流算出処理について説明する。
【００３１】
図５は、制御ユニット２０が行うリアクトル平均電流算出処理における演算処理の流れを示す説明図である。図５の各演算処理について、スイッチングコンバータ５０における実際の動作モードを例に説明する。
【００３２】
図６は、スイッチングコンバータ５０の動作モードの一つである「連続モード」におけるリアクトルＬ１の電流（以下、「Ｌ１電流ＩL1」とも呼ぶ）の変化を示す説明図である。連続モードとは、Ｌ１電流が常時変化しているモードである。比較対象として、スイッチングコンバータ５０の動作モードの一つである「不連続モード」を図７に示した。不連続モードについては、後で詳しく説明する。
【００３３】
図６には、連続モードにおける２サイクル分のスイッチング処理におけるＬ１電流の変化を示した。連続モードにおけるスイッチング処理の１サイクルは、スイッチング素子ＳがターンオンとなってＬ１電流が上昇する期間（以下「オン期間Ｔｏｎ」とも呼ぶ）と、スイッチング素子ＳがターンオフとなってＬ１電流が下降する期間（以下、「オフ期間Ｔｏｆｆ」とも呼ぶ）とからなる。平均電流ＩL1・aveを算出するにあたり、オン期間ＴｏｎにおいてリアクトルＬ１に蓄積された電荷の総和である電荷Ｑ１と、オフ期間ＴｏｆｆにおいてリアクトルＬ１に蓄積された電荷の総和である電荷Ｑ２とを定義する。Ｑ１は、図６のハッチング部分に示すように、オン期間ＴｏｎのＬ１電流とＩ＝０とに挾まれた部分の面積として表すことができる。また、Ｑ２は、図６のハッチング部分に示すように、オフ期間ＴｏｆｆのＬ１電流とＩ＝０とに挾まれた部分の面積として表すことができる。
【００３４】
図５において、制御ユニット２０はＩＶ測定器６０から最小電流ＩL1・minを取得する（ステップＳ１０５）。具体的には、ＩＶ測定器６０で常時L1電流を測定しており、ＩＶ測定器６０が１サイクルにおける最小電流値をホールドすることにより最小電流ＩL1・minを取得し、その値を制御ユニット２０にリアルタイムに送信する。図６に示すように、連続モードの場合、最小電流ＩL1・minは、スイッチング処理の１サイクルと１サイクルの境界におけるＬ１電流となる。また、本実施例における連続モードでは、連続する２つのサイクルにおける最小電流ＩL1・minは略等しいとして説明する。
【００３５】
制御ユニット２０は、最小電流ＩL1・minを取得後、最小電流ＩL1・minを用いて電荷Ｑ１を算出する（ステップＳ１１０）。制御ユニット２０は、電荷Ｑ１を下記式（１）に基づいて算出する。
【００３６】
【数１】
【００３７】
式（１）において、オン期間Ｔｏｎの値は、制御ユニット２０が、直前のサイクルにおいて算出した平均電流ＩL1・aveから、所定の演算によって予め算出した値である。「ΔＩｏｎ」は、図６に示すように、オン期間ＴｏｎにおけるＬ１電流の変化量である。ΔＩｏｎ、リアクトルＬ１のインダクタンスＨL1、および入口電圧ＶＬは下記式（２）の関係にある。式（２）から下記式（３）が導出できる。式（３）から、リアクトル電流の変化は電圧時間積に比例することが理解できる。制御ユニット２０は、オン期間Ｔｏｎと、インダクタンスＨL1と、入口電圧ＶＬとに基づいてΔＩｏｎ算出し、算出したΔＩｏｎと式（１）とを用いて電荷Ｑ１を算出していると考えることができる。実際には制御ユニット２０は、上記説明した処理を一連の演算処理として行う。
【００３８】
【数２】
【数３】
【００３９】
次に、制御ユニット２０は、最小電流ＩL1・minを用いて電荷Ｑ２を算出する（ステップＳ１１５）。制御ユニット２０は、電荷Ｑ２を下記式（４）に基づいて算出する。
【００４０】
【数４】
【００４１】
上記式（１）における説明同様、オフ期間Ｔｏｆｆの値は、制御ユニット２０が予め算出した値を用いる。「ΔＩｏｆｆ」は、図６に示すように、オフ期間ＴｏｆｆにおけるＬ１電流の変化量である。ΔＩｏｆｆ、リアクトルＬ１のインダクタンスＨL1、入口電圧ＶＬおよび出口電圧ＶＨは下記式（５）の関係にある。式（５）から下記式（６）が導出できる。制御ユニット２０は、オフ期間Ｔｏｆｆと、インダクタンスＨL1と、入口電圧ＶＬと、出口電圧ＶＨとに基づいてΔＩｏｆｆを算出し、算出したΔＩｏｆｆと式（４）とを用いて電荷Ｑ２を算出していると考えることができる。
【００４２】
【数５】
【数６】
【００４３】
Ｑ１とＱ２とを算出すると、制御ユニット２０は、それら２つの値を用いて下記式（７）に基づいて平均電流ＩL1・aveを算出する（ステップＳ１２０）。
【００４４】
【数７】
【００４５】
Ｔｃは、スイッチング処理の１サイクルに要する期間を示し、連続モードの場合は、Ｔｃ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆとなる。なお、本実施例では、ΔＩｏｎとΔＩｏｆｆとを別個に算出したが、本実施例の場合は、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minは略等しいとしているので、｜ΔＩｏｎ｜＝｜ΔＩｏｆｆ｜として、ΔＩｏｎ又はΔＩｏｆｆの一方の値のみを算出するとしてもよい。
上記説明した処理によって、制御ユニット２０は連続モードにおいて、最小電流ＩL1・minから平均電流ＩL1・aveを算出している。
【００４６】
（Ａ４）不連続モードにおけるリアクトル平均電流算出処理：
次に、スイッチングコンバータ５０が不連続モードで動作している場合のリアクトル平均電流算出処理について説明する。制御ユニット２０におけるリアクトル平均電流算出処理の流れ（図５）は、連続モードの場合と同様である。
【００４７】
「不連続モード」におけるＬ１電流の変化を示す図７には、２サイクル分のスイッチング処理におけるＬ１電流の変化を示した。不連続モードにおけるスイッチング処理の１サイクルは、スイッチング素子ＳがターンオンとなってＬ１電流が上昇する期間であるオン期間Ｔｏｎと、スイッチング素子ＳがターンオフとなってＬ１電流が下降する期間であるオフ期間Ｔｏｆｆと、スイッチング素子Ｓがターンオフの状態を維持したままＬ１電流がゼロの状態を保持している期間（以下、「ゼロ期間Ｔｚ」とも呼ぶ）からなる。
【００４８】
不連続モードにおけるリアクトル平均電流算出処理を図５にそって順に説明する。最小電流ＩL1・minをＩＶ測定器６０から取得する（図５：ステップＳ１０５）。次に、電荷Ｑ１を算出する（ステップＳ１１０）。不連続モードの場合、図７に示したＱ１は、連続モードの場合と同様に、式（１）〜式（３）を用いて算出することができる。その際、図７に示すように、不連続モードでは、最小電流ＩL1・minはゼロとなる。本実施例では、ＩＶ測定器６０の測定結果より最小電流ＩL1・min＝０を取得する。他の処理方法として、スイッチングコンバータ５０が不連続モードで動作する際に、制御ユニット２０が予め最小電流ＩL1・min＝０としてリアクトル平均電流算出処理を行うとしてもよい。
【００４９】
次に電荷Ｑ２を算出する（ステップＳ１１５）。不連続モードでは、図７に示すように、ΔＩｏｎとΔＩｏｆｆとは等しいので下記式（８）が成り立つ。
【００５０】
【数８】
【００５１】
上記式（３）、式（４）、式（６）、式（８）より、下記式（９）として電荷Ｑ２を算出することができる。
【００５２】
【数９】
【００５３】
式（９）から分かるように、不連続モードにおける電荷Ｑ２は、オフ期間ＴｏｆｆとΔＩｏｆｆとを用いずに、オン期間ＴｏｎとΔＩｏｎとから算出することが可能である。制御ユニット２０は電荷Ｑ２を算出すると、式（７）に基づいて平均電流ＩL1・aveを算出する（ステップＳ１２０）。
上記説明した処理によって、制御ユニット２０は不連続モードにおいて、最小電流ＩL1・minから平均電流ＩL1・aveを算出している。
【００５４】
以上説明したように、本実施例におけるスイッチングコンバータ５０においては、制御ユニット２０は、取得したＬ１電流の最小電流ＩL1・minの値に基づいて平均電流ＩL1・aveを算出している。従って、動作モードが連続モードの場合は勿論、不連続モードの場合においても、実際の平均電流ＩL1・aveと略等しい値の平均電流ＩL1・aveを算出することができる。
【００５５】
一方、仮にオン期間Ｔｏｎの中点の時間のＬ１電流を測定し、その値を平均電流ＩL1・aveとして採用し電力制御およびタイミング制御を行う場合は、連続モードの場合はオン期間Ｔｏｎの中点の時間のＬ１電流は平均電流ＩL1・aveと略等しくなるが、不連続モードの場合は、オン期間Ｔｏｎの中点の時間のＬ１電流と、実際の平均電流ＩL1・aveとの値は大きく異なる。
【００５６】
特許請求の範囲との対応関係としては、制御ユニット２０が特許請求の範囲に記載の算出部および制御部に相当する。
【００５７】
Ｂ．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。
【００５８】
（Ｂ１）変形例１：
上記実施例では、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minが略等しい場合について、平均電流ＩL1・aveを算出したが、これに限らず、様々なモードにおいて、最小電流ＩL1・minに基づいて平均電流ＩL1・aveを算出することが可能である。
【００５９】
図８（Ａ）にその一例として、Ｌ１電流が上昇途中である連続モードについて示した。すなわち、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minが異なる。このような動作モードにおいても、Ｑ１は、測定によって取得した最小電流ＩL1・minと式（１）〜式（３）に基づいて、連続モードの場合と同様に算出することが可能である。電荷Ｑ２は、式（４）を用いることによって算出可能である。ただし、変形例１における動作モードの場合、連続する２サイクルの最小電流ＩL1・minの値が異なるので、図８（Ａ）に示すように、Ｑ１の算出に用いる最小電流をＩL1・min・Q1、Ｑ２の算出に用いる最小電流をＩL1・min・Q2とすると、ＩL1・min・Q2＝ＩL1・min・Q1＋ΔＩｏｎ＋ΔＩｏｆｆとして算出することができる。よって、Ｑ２を算出する際に、式（４）のＩL1・minを、ＩL1・min・Q1＋ΔＩｏｎ＋ΔＩｏｆｆに置き換えることで電荷Ｑ２が算出可能である。すなわち、下記式（１０）に基づいて、制御ユニット２０は電荷Ｑ２を算出することが可能である。式（１０）においては、ＩL1・min・Q1をＩL1・minと表している。すなわち、Ｑ１の算出に用いる最小電流と同じ値を用いてＱ２が算出可能である。そして、算出した電荷Ｑ１および電荷Ｑ２に基づいて、式（７）によって平均電流ＩL1・aveが算出可能である。
【００６０】
【数１０】
【００６１】
上記具体例で示したように、制御ユニット２０は、測定によって取得した最小電流ＩL1・minに基づいて、種々の動作モードにおける平均電流ＩL1・aveを算出することが可能である。その他、上記説明した演算処理を用いて、図８（Ｂ）や図８（Ｃ）の動作モードの平均電流ＩL1・aveを、最小電流ＩL1・minに基づいて算出可能である。
【００６２】
（Ｂ２）変形例２：
上記実施例では、車両に搭載されたＤＣ／ＤＣコンバータ（ハードスイッチングコンバータ）を例に説明したが、これに限ることなく、直流を昇圧または降圧して電力を機器に供給する種々のＤＣ／ＤＣコンバータに適用可能である。図９は、その一例として、上記説明したリアクトル平均電流算出処理を用いたソフトスイッチングコンバータを示す説明図である。ソフトスイッチングコンバータは、上記説明したスイッチングコンバータ５０に、補助回路として補助回路５２が加わった回路構成をしている。補助回路５２は、リアクトルＬ２、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ２、スナバダイオードＤ３、スナバコンデンサＣ２を備える。リアクトルＬ２は、一端がリアクトルＬ１の高電位側に接続される。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｓ２とスナバダイオードＤ３との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２は、一端がダイオードＤ２のアノードに接続され、制御ユニット２０から送信されたＳ２ゲート信号に応じてターンオン・オフ動作する。スナバダイオードＤ３は、アノードがスイッチング素子Ｓ１の一端に接続されるとともに、カソードがスイッチング素子Ｓ２に他端に接続される。スナバコンデンサＣ２は、一端がスナバダイオードＤ３のカソードに接続されるとともに、他端がスイッチング素子Ｓ１に接続される。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｓ２を保護するために並列に接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、特許請求の範囲に記載の補助スイッチング素子に相当する。スナバダイオードＤ３およびスナバコンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｓ１のオフ時に生じる過渡的な逆起電力を吸収するためのものである。
【００６３】
ソフトスイッチングコンバータは、回路を構成するスイッチング素子Ｓ２のスイッチング動作のタイミングを制御することによって、スイッチング素子Ｓ１がスイッチング動作をする際の、スイッチング素子の両端にかかる電圧を低減し、スイッチング素子Ｓ１のスイッチングによる電力損失を低減するソフトスイッチング動作を用いたコンバータである。なお、ソフトスイッチングコンバータの詳細な動作原理については、特開２００９−１６５２４５において開示されている。このようなスイッチングコンバータにもリアクトル平均電流算出処理が適用可能であり、上記実施例と同様の効果を得ることが可能である。
【符号の説明】
【００６４】
１０…燃料電池システム
２０…制御ユニット
３０…電源装置
５０…スイッチングコンバータ
５２…補助回路
６０…電圧測定器
Ｃ１…フィルタコンデンサ
Ｃ２…スナバコンデンサ
Ｃ３…平滑コンデンサ
Ｃ１１…フィルタコンデンサ
Ｃ１３…平滑コンデンサ
Ｄ１…ダイオード
Ｄ２…ダイオード
Ｄ３…スナバダイオード
Ｄ４…ダイオード
Ｄ５…ダイオード
Ｄ１４…ダイオード
Ｄ１５…ダイオード
Ｓ…スイッチング素子
Ｓ１…スイッチング素子
Ｓ２…スイッチング素子
Ｌ１…リアクトル
Ｌ２…リアクトル
Ｑ２…電荷
Ｑ１…電荷
ＬＯＡＤ…負荷
Ｅ…直流電源
ＦＣ…燃料電池
ＶＨ…出口電圧
ＶＬ…入口電圧
ＷＨ…ワイヤーハーネス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、
前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部と
を備える
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記算出部は、前記直流リアクトルの前記最小電流値を計測することによって取得し、前記取得した前記最小電流値に基づいて前記平均電流値を算出する
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記直流リアクトルに流れる電流の向きが一方向である
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することにより、前記直流リアクトルに流れる電流が一定期間ゼロを保持する動作モードである不連続モードによって前記電力制御を行う
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
補助スイッチング素子を備え、
前記制御部は、前記補助スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することによって、前記スイッチング素子をスイッチングする際の印加電圧を制御するソフトスイッチング制御を行う
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出し、
前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う
制御方法。
【請求項７】
燃料電池システムであって、
負荷に対して電力を供給する燃料電池と、
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと
を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部とを備える
燃料電池システム。
【請求項１】
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、
前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部と
を備える
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記算出部は、前記直流リアクトルの前記最小電流値を計測することによって取得し、前記取得した前記最小電流値に基づいて前記平均電流値を算出する
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記直流リアクトルに流れる電流の向きが一方向である
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することにより、前記直流リアクトルに流れる電流が一定期間ゼロを保持する動作モードである不連続モードによって前記電力制御を行う
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
補助スイッチング素子を備え、
前記制御部は、前記補助スイッチング素子のスイッチングのタイミングを制御することによって、前記スイッチング素子をスイッチングする際の印加電圧を制御するソフトスイッチング制御を行う
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出し、
前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う
制御方法。
【請求項７】
燃料電池システムであって、
負荷に対して電力を供給する燃料電池と、
直流リアクトルと、スイッチング素子のスイッチングとによる所定のチョッパ動作によるサイクルを繰り返すことによって、入力した直流の電力に対応して電力制御した直流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと
を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記チョッパ動作の１サイクルにおける前記直流リアクトルの最小電流値に基づいて前記１サイクルにおける前記直流リアクトルの平均電流値を算出する算出部と、前記算出した前記平均電流値に基づき前記電力制御を行う制御部とを備える
燃料電池システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１１−２５４６４６（Ｐ２０１１−２５４６４６Ａ）
【公開日】平成２３年１２月１５日（２０１１．１２．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２７５６３（Ｐ２０１０−１２７５６３）
【出願日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月１５日（２０１１．１２．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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