ＤＣ／ＤＣコンバータ
【目的】 負荷短絡時や出力待機時に出力電流を遮断して電子部品が破損されるのを防止する。
【構成】 入力電圧Ｖｉを制御用ＩＣ１に供給して、制御用ＩＣ１の発振出力に応じてスイッチングトランジスタＱ１をスイッチングし、コイルＬに蓄積されたエネルギを整流用ダイオードＤｉを介して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、整流用ダイオードＤｉと出力端との間にトランジスタＱ２を接続し、このトランジスタのオン，オフのしきい値電圧差と入力および出力電圧差を利用し、出力短絡時または待機時にトランジスタＱ２を非導通にし、過大な短絡電流が流れるのを防止する。
【構成】 入力電圧Ｖｉを制御用ＩＣ１に供給して、制御用ＩＣ１の発振出力に応じてスイッチングトランジスタＱ１をスイッチングし、コイルＬに蓄積されたエネルギを整流用ダイオードＤｉを介して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、整流用ダイオードＤｉと出力端との間にトランジスタＱ２を接続し、このトランジスタのオン，オフのしきい値電圧差と入力および出力電圧差を利用し、出力短絡時または待機時にトランジスタＱ２を非導通にし、過大な短絡電流が流れるのを防止する。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、負荷を短絡したときに発振を停止させる保護回路を内蔵した制御用の集積回路（ＩＣ）を使用する他励式非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】他励式非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに使用されている制御用ＩＣは、通常電圧検出型の短絡保護回路を内蔵しているのが一般的である。この保護回路は、出力電圧を常に監視しておき、負荷短絡時に出力電圧が低下したことを検出して、スイッチングトランジスタの発振を停止し、オフ状態にさせるものである。
【０００３】図３はそのような他励式非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本回路図であり、入力電圧Ｖｉとして、たとえば直流１２Ｖが入力されたとき、出力電圧Ｖｏとして、たとえば５Ｖに降圧させるものである。図３において、制御用ＩＣ１の電源入力端子Ｖｃｃには入力電圧Ｖｉが与えられ、接地端子Ｇは接地される。発振出力端子ＯＵＴは、スイッチングトランジスタＱ１のベースに接続されており、このスイッチングトランジスタＱ１のエミッタには入力電圧Ｖｉが与えられ、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタはコイルＬの一端に接続されるとともに、整流用ダイオードＤｉのカソードに接続されている。コイルＬの他端は出力端に接続されるとともに、抵抗Ｒ１を介して制御用ＩＣ１の入力端子ＩＮに接続されている。整流用ダイオードＤｉのアノードは接地され、コイルＬの他端と接地間には平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。また、制御用ＩＣ１の入力端ＩＮは抵抗Ｒ２を介して接地され、制御用ＩＣ１のＳＣＰ端子と接地間にはコンデンサＣ２が接続されている。このコンデンサＣ２は負荷が短絡したときに充電され、充電を終了したときに抵抗Ｒ１を介して出力電圧Ｖｏが出力されていなければ、制御用ＩＣ１の発振出力端子ＯＵＴから発振出力を停止させる。
【０００４】このように構成された従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、たとえば１２Ｖの入力電圧Ｖｉが入力されると、制御用ＩＣ１は出力電圧Ｖｏが５Ｖとなるような発振出力をスイッチングトランジスタＱ１のベースに与え、スイッチングトランジスタＱ１がスイッチング動作する。このスイッチング出力は整流用ダイオードＤｉによって整流され、コイルＬと平滑用コンデンサＣ１とによって平滑され、５Ｖの直流電圧が出力電圧Ｖｏとして出力される。そして、負荷が短絡すると、コンデンサＣ２が充電され、充電が完了したときに、出力電圧Ｖｏが出ていなければ、制御用ＩＣ１はスイッチングトランジスタＱ１への発振出力を停止させる。
【０００５】図４は従来のＤＣ／ＤＣコンバータの他の例であって、たとえば５Ｖの入力電圧Ｖｉに対して、−１２Ｖの出力電圧Ｖｏを出力する回路図である。図４において、コイルＬの接続位置に整流用ダイオードＤｉを接続し、整流用ダイオードＤｉの接続位置にコイルＬを接続した以外は、前述の図３と同じであり、入力電圧Ｖｉとして５Ｖが入力されると、出力電圧Ｖｏとして−１２Ｖを出力し、負荷が短絡されたときの動作は図３と同じである。
【０００６】図５は従来のＤＣ／ＤＣコンバータのさらに他の例であって、たとえば５Ｖの直流電圧が入力されると、＋１２Ｖの直流電圧を出力する昇圧型である。図５R>５において、コイルＬと整流用ダイオードＤｉとを直列接続し、コイルＬと整流用ダイオードＤｉとの接続点にスイッチングトランジスタＱ１のコレクタを接続し、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタを接地した以外は図３と同様にして構成される。この図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧ＶｉによってコイルＬにエネルギが蓄積され、制御用ＩＣ１の発振出力に応じてスイッチングトランジスタＱ１がスイッチングすると、コイルＬに蓄積されたエネルギが整流用ダイオードＤｉを介して出力され、入力電圧Ｖｉが昇圧されて出力電圧Ｖｏとして出力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、負荷が短絡すると、前述の図３R>３と同様にして、制御用ＩＣ１の発振出力がスイッチングトランジスタＱ１のベースに与えられなくなり、スイッチングトランジスタＱ１がスイッチング動作を停止する。しかし入力電圧Ｖｉが与えられている限り、図６に示すように、コイルＬから整流用ダイオードＤｉを介して短絡電流が流れてしまい、コイルＬや整流用ダイオードＤｉを破壊してしまうおそれがある。
【０００８】また、図７に示すように、制御用ＩＣ１の制御端子ＣＴＬと入力電源との間にスイッチ２を接続し、スイッチ２をオフさせたときには待機状態とし、スイッチ２をオンさせたときのみ、制御用ＩＣ１から発振出力をスイッチングトランジスタＱ１のベースに与えるように制御することができる。しかしながら、スイッチ２をオフして、制御用ＩＣ１の発振を停止させて待機状態にしても、入力電圧Ｖｉが供給されているため、出力端に負荷電流に応じた電圧Ｖｏ＝Ｖｉ−ＶD （ＶD は負荷電流に応じて変化する）が出力されてしまい、負荷側に接続された機器や装置の誤動作を引起こすなどの不具合を生じる。
【０００９】それゆえに、この発明の主たる目的は、負荷短絡時や出力待機時に出力電流を遮断できるようなＤＣ／ＤＣコンバータを提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、負荷短絡時に発振を停止できる保護回路を内蔵した集積回路を使用するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、集積回路と負荷との間に接続される出力電流遮断用のトランジスタを含み、負荷短絡時または待機時にトランジスタを非導通にできるように、制御電圧を与えるように構成される。
【００１１】請求項２に係る発明は、請求項１のトランジスタのしきい値電圧と入力電圧および出力電圧の電圧差に応じて、トランジスタを遮断する。
【００１２】
【作用】この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷短絡時または待機時に集積回路と負荷との間に接続されている出力電流遮断用のトランジスタを非導通にするようにしたので、負荷短絡時にＤＣ／ＤＣコンバータを構成する各素子が破壊されるおそれをなくすことができる。
【００１３】
【実施例】図１はこの発明の一実施例の電気回路図である。図１において、整流用ダイオードＤｉのカソードと出力端との間にはトランジスタＱ２のエミッタ−コレクタが接続され、トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ３を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ２のエミッタに接続される。それ以外の構成は図７R>７と同じである。
【００１４】通常動作時においては、制御用ＩＣ１の発振動作によってスイッチングトランジスタＱ１がスイッチングし、コイルＬに蓄積されたエネルギが整流用ダイオードＤｉを介して出力されるが、整流用ダイオードＤｉのカソード、すなわちＡ点の電圧ＶA は次の第（１）式で表すことができる。
【００１５】ＶA ＝ＶO ＋ＶCES ≒ＶO …（１）
また、負荷短絡時には、電圧ＶA は次の第（２）式で表すことができる。
【００１６】ＶA ＝Ｖｉ−ＶD ≒Ｖi …（２）
ここで、ＶCES はトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧であり、ＶD は整流用ダイオードＤｉのカソード・アノード間によって生じる電圧降下分の電圧である。上述の第（１）式および第（２）式において、ＶCES ，ＶD ＜＜Ｖｉ，Ｖｏであるので無視すると、通常動作時はＶA ≒Ｖｏ，負荷短絡時はＶA ≒Ｖｉと置くことができる。よって、通常動作時と負荷短絡時での電圧ＶA の比はＶｏ／Ｖｉとなる。
【００１７】また、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEはＶBE＝ＶA （Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４））となり、通常動作時と負荷短絡時でのＶBEの比はＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの比Ｖｏ／Ｖｉと同じになる。
【００１８】一方、バイポーラトランジスタのオン状態とオフ状態のしきい値電圧は一般に、ＶBE(on)ＭＩＮ．＝約０．６Ｖであり、ＶBE(off) ＭＡＸ．＝約０．４Ｖであり、その電圧比はＶBE(on)／ＶBE(off) ＝約１．５となる。
【００１９】実際のトランジスタＱ２のベースエミッタ間電圧ＶBEは、ＶBE＝ＶA （Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４））であり、電圧ＶA を抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧して得られる。今、入力電圧Ｖｉ，出力電圧Ｖｏのとき、ベース・エミッタ間電圧ＶBEがオン状態（ＶBE＝０．６Ｖ）になるように、出力電圧Ｖｏに応じて抵抗Ｒ３とＲ４とを設定する。また、抵抗Ｒ４はトランジスタＱ２に負荷電流に応じてベース電流が流せる値とする。次に、この抵抗Ｒ３とＲ４の定数のとき、入出力電圧比（昇圧比）がＶｏ／Ｖｉ＝１．５以上であれば、負荷短絡時にトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEは、ＶBE＝０．４Ｖ以下となり、オフ状態とすることができる。
【００２０】ただし、昇圧比が１．５以下の場合、負荷短絡時にＶBE＝０．４Ｖ以上となり、オフ状態にはすることができない。つまり、ベース・エミッタ間電圧ＶBEのオン／オフのしきい値電圧よりも昇圧比が大の場合においてのみ適用できる。したがって、通常動作時においては、トランジスタＱ２がオンし、負荷側へ出力電圧Ｖｏを出力することができ、負荷短絡時にはトランジスタＱ２がオフし、出力電圧Ｖｏを遮断することが可能となる。
【００２１】図２はこの発明の他の実施例を示す電気回路図である。この図２に示した実施例は図１のバイポーラトランジスタＱ２に代えて、ＭＯＳ ＦＥＴＱ３を用いたものであり、その他の構成は図１と同じであり、ＭＯＳ ＦＥＴＱ３のゲートとソース間に与えられる設定電圧ＶGSのみが異なる。このようにＭＯＳ ＦＥＴＱ３を用いても、図１と同様の効果を得ることができる。
【００２２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、集積回路と負荷との間にトランジスタを接続し、負荷短絡時または待機時にトランジスタを非導通にするようにしたので、負荷短絡時または待機時に過大な負荷電流が流れて電子部品が破損するのを防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例の電気回路図である。
【図２】この発明の他の実施例の電気回路図である。
【図３】従来の他励式非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本回路図である。
【図４】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの他の例を示す回路図である。
【図５】従来の昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図６】図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータで短絡電流が流れる動作を説明するための図である。
【図７】従来の待機型のＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１ 制御用ＩＣ
２ スイッチ
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
Ｑ３ ＭＯＳ ＦＥＴ
Ｄｉ 整流用ダイオード
Ｌ コイル
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、負荷を短絡したときに発振を停止させる保護回路を内蔵した制御用の集積回路（ＩＣ）を使用する他励式非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】他励式非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに使用されている制御用ＩＣは、通常電圧検出型の短絡保護回路を内蔵しているのが一般的である。この保護回路は、出力電圧を常に監視しておき、負荷短絡時に出力電圧が低下したことを検出して、スイッチングトランジスタの発振を停止し、オフ状態にさせるものである。
【０００３】図３はそのような他励式非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本回路図であり、入力電圧Ｖｉとして、たとえば直流１２Ｖが入力されたとき、出力電圧Ｖｏとして、たとえば５Ｖに降圧させるものである。図３において、制御用ＩＣ１の電源入力端子Ｖｃｃには入力電圧Ｖｉが与えられ、接地端子Ｇは接地される。発振出力端子ＯＵＴは、スイッチングトランジスタＱ１のベースに接続されており、このスイッチングトランジスタＱ１のエミッタには入力電圧Ｖｉが与えられ、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタはコイルＬの一端に接続されるとともに、整流用ダイオードＤｉのカソードに接続されている。コイルＬの他端は出力端に接続されるとともに、抵抗Ｒ１を介して制御用ＩＣ１の入力端子ＩＮに接続されている。整流用ダイオードＤｉのアノードは接地され、コイルＬの他端と接地間には平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。また、制御用ＩＣ１の入力端ＩＮは抵抗Ｒ２を介して接地され、制御用ＩＣ１のＳＣＰ端子と接地間にはコンデンサＣ２が接続されている。このコンデンサＣ２は負荷が短絡したときに充電され、充電を終了したときに抵抗Ｒ１を介して出力電圧Ｖｏが出力されていなければ、制御用ＩＣ１の発振出力端子ＯＵＴから発振出力を停止させる。
【０００４】このように構成された従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、たとえば１２Ｖの入力電圧Ｖｉが入力されると、制御用ＩＣ１は出力電圧Ｖｏが５Ｖとなるような発振出力をスイッチングトランジスタＱ１のベースに与え、スイッチングトランジスタＱ１がスイッチング動作する。このスイッチング出力は整流用ダイオードＤｉによって整流され、コイルＬと平滑用コンデンサＣ１とによって平滑され、５Ｖの直流電圧が出力電圧Ｖｏとして出力される。そして、負荷が短絡すると、コンデンサＣ２が充電され、充電が完了したときに、出力電圧Ｖｏが出ていなければ、制御用ＩＣ１はスイッチングトランジスタＱ１への発振出力を停止させる。
【０００５】図４は従来のＤＣ／ＤＣコンバータの他の例であって、たとえば５Ｖの入力電圧Ｖｉに対して、−１２Ｖの出力電圧Ｖｏを出力する回路図である。図４において、コイルＬの接続位置に整流用ダイオードＤｉを接続し、整流用ダイオードＤｉの接続位置にコイルＬを接続した以外は、前述の図３と同じであり、入力電圧Ｖｉとして５Ｖが入力されると、出力電圧Ｖｏとして−１２Ｖを出力し、負荷が短絡されたときの動作は図３と同じである。
【０００６】図５は従来のＤＣ／ＤＣコンバータのさらに他の例であって、たとえば５Ｖの直流電圧が入力されると、＋１２Ｖの直流電圧を出力する昇圧型である。図５R>５において、コイルＬと整流用ダイオードＤｉとを直列接続し、コイルＬと整流用ダイオードＤｉとの接続点にスイッチングトランジスタＱ１のコレクタを接続し、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタを接地した以外は図３と同様にして構成される。この図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧ＶｉによってコイルＬにエネルギが蓄積され、制御用ＩＣ１の発振出力に応じてスイッチングトランジスタＱ１がスイッチングすると、コイルＬに蓄積されたエネルギが整流用ダイオードＤｉを介して出力され、入力電圧Ｖｉが昇圧されて出力電圧Ｖｏとして出力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、負荷が短絡すると、前述の図３R>３と同様にして、制御用ＩＣ１の発振出力がスイッチングトランジスタＱ１のベースに与えられなくなり、スイッチングトランジスタＱ１がスイッチング動作を停止する。しかし入力電圧Ｖｉが与えられている限り、図６に示すように、コイルＬから整流用ダイオードＤｉを介して短絡電流が流れてしまい、コイルＬや整流用ダイオードＤｉを破壊してしまうおそれがある。
【０００８】また、図７に示すように、制御用ＩＣ１の制御端子ＣＴＬと入力電源との間にスイッチ２を接続し、スイッチ２をオフさせたときには待機状態とし、スイッチ２をオンさせたときのみ、制御用ＩＣ１から発振出力をスイッチングトランジスタＱ１のベースに与えるように制御することができる。しかしながら、スイッチ２をオフして、制御用ＩＣ１の発振を停止させて待機状態にしても、入力電圧Ｖｉが供給されているため、出力端に負荷電流に応じた電圧Ｖｏ＝Ｖｉ−ＶD （ＶD は負荷電流に応じて変化する）が出力されてしまい、負荷側に接続された機器や装置の誤動作を引起こすなどの不具合を生じる。
【０００９】それゆえに、この発明の主たる目的は、負荷短絡時や出力待機時に出力電流を遮断できるようなＤＣ／ＤＣコンバータを提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、負荷短絡時に発振を停止できる保護回路を内蔵した集積回路を使用するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、集積回路と負荷との間に接続される出力電流遮断用のトランジスタを含み、負荷短絡時または待機時にトランジスタを非導通にできるように、制御電圧を与えるように構成される。
【００１１】請求項２に係る発明は、請求項１のトランジスタのしきい値電圧と入力電圧および出力電圧の電圧差に応じて、トランジスタを遮断する。
【００１２】
【作用】この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷短絡時または待機時に集積回路と負荷との間に接続されている出力電流遮断用のトランジスタを非導通にするようにしたので、負荷短絡時にＤＣ／ＤＣコンバータを構成する各素子が破壊されるおそれをなくすことができる。
【００１３】
【実施例】図１はこの発明の一実施例の電気回路図である。図１において、整流用ダイオードＤｉのカソードと出力端との間にはトランジスタＱ２のエミッタ−コレクタが接続され、トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ３を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ２のエミッタに接続される。それ以外の構成は図７R>７と同じである。
【００１４】通常動作時においては、制御用ＩＣ１の発振動作によってスイッチングトランジスタＱ１がスイッチングし、コイルＬに蓄積されたエネルギが整流用ダイオードＤｉを介して出力されるが、整流用ダイオードＤｉのカソード、すなわちＡ点の電圧ＶA は次の第（１）式で表すことができる。
【００１５】ＶA ＝ＶO ＋ＶCES ≒ＶO …（１）
また、負荷短絡時には、電圧ＶA は次の第（２）式で表すことができる。
【００１６】ＶA ＝Ｖｉ−ＶD ≒Ｖi …（２）
ここで、ＶCES はトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧であり、ＶD は整流用ダイオードＤｉのカソード・アノード間によって生じる電圧降下分の電圧である。上述の第（１）式および第（２）式において、ＶCES ，ＶD ＜＜Ｖｉ，Ｖｏであるので無視すると、通常動作時はＶA ≒Ｖｏ，負荷短絡時はＶA ≒Ｖｉと置くことができる。よって、通常動作時と負荷短絡時での電圧ＶA の比はＶｏ／Ｖｉとなる。
【００１７】また、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEはＶBE＝ＶA （Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４））となり、通常動作時と負荷短絡時でのＶBEの比はＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの比Ｖｏ／Ｖｉと同じになる。
【００１８】一方、バイポーラトランジスタのオン状態とオフ状態のしきい値電圧は一般に、ＶBE(on)ＭＩＮ．＝約０．６Ｖであり、ＶBE(off) ＭＡＸ．＝約０．４Ｖであり、その電圧比はＶBE(on)／ＶBE(off) ＝約１．５となる。
【００１９】実際のトランジスタＱ２のベースエミッタ間電圧ＶBEは、ＶBE＝ＶA （Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４））であり、電圧ＶA を抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧して得られる。今、入力電圧Ｖｉ，出力電圧Ｖｏのとき、ベース・エミッタ間電圧ＶBEがオン状態（ＶBE＝０．６Ｖ）になるように、出力電圧Ｖｏに応じて抵抗Ｒ３とＲ４とを設定する。また、抵抗Ｒ４はトランジスタＱ２に負荷電流に応じてベース電流が流せる値とする。次に、この抵抗Ｒ３とＲ４の定数のとき、入出力電圧比（昇圧比）がＶｏ／Ｖｉ＝１．５以上であれば、負荷短絡時にトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEは、ＶBE＝０．４Ｖ以下となり、オフ状態とすることができる。
【００２０】ただし、昇圧比が１．５以下の場合、負荷短絡時にＶBE＝０．４Ｖ以上となり、オフ状態にはすることができない。つまり、ベース・エミッタ間電圧ＶBEのオン／オフのしきい値電圧よりも昇圧比が大の場合においてのみ適用できる。したがって、通常動作時においては、トランジスタＱ２がオンし、負荷側へ出力電圧Ｖｏを出力することができ、負荷短絡時にはトランジスタＱ２がオフし、出力電圧Ｖｏを遮断することが可能となる。
【００２１】図２はこの発明の他の実施例を示す電気回路図である。この図２に示した実施例は図１のバイポーラトランジスタＱ２に代えて、ＭＯＳ ＦＥＴＱ３を用いたものであり、その他の構成は図１と同じであり、ＭＯＳ ＦＥＴＱ３のゲートとソース間に与えられる設定電圧ＶGSのみが異なる。このようにＭＯＳ ＦＥＴＱ３を用いても、図１と同様の効果を得ることができる。
【００２２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、集積回路と負荷との間にトランジスタを接続し、負荷短絡時または待機時にトランジスタを非導通にするようにしたので、負荷短絡時または待機時に過大な負荷電流が流れて電子部品が破損するのを防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例の電気回路図である。
【図２】この発明の他の実施例の電気回路図である。
【図３】従来の他励式非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本回路図である。
【図４】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの他の例を示す回路図である。
【図５】従来の昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図６】図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータで短絡電流が流れる動作を説明するための図である。
【図７】従来の待機型のＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１ 制御用ＩＣ
２ スイッチ
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
Ｑ３ ＭＯＳ ＦＥＴ
Ｄｉ 整流用ダイオード
Ｌ コイル
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】 負荷短絡時に発振を停止できる保護回路を内蔵した集積回路を使用するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記集積回路と負荷との間に接続される出力電流遮断用のトランジスタを備え、負荷短絡時または待機時に前記トランジスタを非導通にできるように、該トランジスタに制御電圧を与えることを特徴とする、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】 前記トランジスタのしきい値電圧と入力電圧および出力電圧の電圧差に応じて該トランジスタを遮断することを特徴とする、請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１】 負荷短絡時に発振を停止できる保護回路を内蔵した集積回路を使用するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記集積回路と負荷との間に接続される出力電流遮断用のトランジスタを備え、負荷短絡時または待機時に前記トランジスタを非導通にできるように、該トランジスタに制御電圧を与えることを特徴とする、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】 前記トランジスタのしきい値電圧と入力電圧および出力電圧の電圧差に応じて該トランジスタを遮断することを特徴とする、請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開平７−９５７６４
【公開日】平成７年（１９９５）４月７日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−２３６１４７
【出願日】平成５年（１９９３）９月２２日
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【公開日】平成７年（１９９５）４月７日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）９月２２日
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
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