インバーター
【課題】後続のフィルターを簡略化しても優れた交流電圧を得る。
【解決手段】バイブレーター２の発振電圧ｅ１を出力トランジスター３で電力増巾した後、これを同期弁別作用をするスイッチングトランジスター８、９で同期検波して出力トランス１７に加え、この２次コイルＳの出力電圧を更にフライバック電圧除去回路とチョークコイル１８を通して出力端子ＡＢに交流電圧Ｅ０を得るようにしたインバーターで、この交流電圧Ｅ０が所要の外部交流電源の交流電源２３と全く等しい波形の交流電圧となるようにする為に交流電源２３の電圧を制御トランス１５に印加し、この２次コイルの出力電圧でバイブレーター２の発振方形波電圧のデューティを制御してその時点の交流電源２３の位相角θの正弦値と等しいデューティを得るようにして低次高調波成分を含まない出力電圧Ｅ１を得る。
【解決手段】バイブレーター２の発振電圧ｅ１を出力トランジスター３で電力増巾した後、これを同期弁別作用をするスイッチングトランジスター８、９で同期検波して出力トランス１７に加え、この２次コイルＳの出力電圧を更にフライバック電圧除去回路とチョークコイル１８を通して出力端子ＡＢに交流電圧Ｅ０を得るようにしたインバーターで、この交流電圧Ｅ０が所要の外部交流電源の交流電源２３と全く等しい波形の交流電圧となるようにする為に交流電源２３の電圧を制御トランス１５に印加し、この２次コイルの出力電圧でバイブレーター２の発振方形波電圧のデューティを制御してその時点の交流電源２３の位相角θの正弦値と等しいデューティを得るようにして低次高調波成分を含まない出力電圧Ｅ１を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はインバーターの改善に関するもので、近来クリーンエネルギーとして色々の直流電源が開発され装置が大容量になって来ると安価で小型軽量等の様々の性能の改善向上が強く要望されるようになって来たのであるがこのインバーターを電力系統の交流電源と並列運転する場合、特に安定な電力授受を行えるインバーターの開発が要望されている。
【背景技術】
【０００２】
従来のインバーターはスイッチング素子により直流電圧を方形波成分の交流電圧に変換した後に必要に応じて波形整形回路（以下フィルターと記す）により低歪率の交流電圧に整形使用するものであるからフィルターが大型となる為、この改善が要望されて居るものである。特に大電力となって商用の電力系統との並列運転が要求される場合は、電力系統の電源との間に大きな横流が流れて機器を損傷する危険も考えられるのでこの改善対策は大きなテーマとなって居るものである。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】 清水 和男著 「安定化電源回路の設計」ＣＱ出版 １９７８年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
インバーターは発振周波数を出来るだけ高くして出力トランスを小型化しても発振方形波電圧は理論上高調波成分を多く含んで居るのでフィルターがどうしても大型となる欠点があった。本発明は以下に述べる簡単な制御回路を用いてマルチバイブレーター２（以下バイブレーターと記す）の任意時点における発振電圧ｅ１の方形波のデューティが所要の交流電圧波形のその時点の位相角の正弦値と常に等しくなるようにバイブレーター２の発振を制御して低次高調波を除去するようにして大容量のフィルターを改善しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
図１Ａは所要の交流電圧を正弦波とした場合、各位相角θとその時点における発振方形波のデューティを概略表示したものである。Ｘ軸は位相角θとバイブレーター２の発振周期を５５μｓ程度として５０Ｈｚの交流半波１０ｍｓの間に１８０ヶの方形波を発振させた場合の発振累計数を示し、Ｙ軸は正弦値（ｓｉｎθ）を示したもので曲線１はこの値をプロットしたものである。方形波で示した曲線２の波形はその巾の広さで発振方形波のデューティを概略図示したものである。今θ＝３０°とすれば図からこの時点における方形波の累計数は３０ヶとなり、このときのｓｉｎθは０．５、方形波のデューティはは５０％を示している。θ＝６０°では累計数は６０ヶ、この時点でのｓｉｎθは０．８６、方形波ののデューティは８６％を示している。θ＝９０°となった時点ではｓｉｎθは１．０、方形波ののデューティは１００％としなければならないわけであるが、バイブレーターの発振特性上この領域では発振周期が不安定となり易いので、本発明では９５％程度に制限しておく事とするものである。図１Ｂのグラフで最大波高値部の電圧が低下して歪を生ずるので前述の各位相角時点での方形波のデューティもこの分だけ少なく設定して出力電圧低下分は出力トランス１７の昇圧比を高くして補正する必要がある。このとき、トランス１７の電磁作用で生ずるフライバック電圧を除去すれば、その出力電圧Ｅ１は図１Ｂに示した如く高次の高調波成分のみを含んだ電圧波形となるので、出力端のフィルターは簡単なものでも優れた正弦波の交流電圧Ｅ０を得ることが出来る。
【０００６】
図２は、インバーターを商用電力系統の交流電源と並列運転出来るように開発した場合の実施例を挙げてその回路構成を示したもので、公知とされる電気回路は省略してある。１．は太陽電池、２．はバイブレーターでこの発振トランジスタＱ１Ｑ２で方形波を発振する。４．５．は結合コンデンサー、６．７．はベース抵抗と等価的に作動するバイアストランジスターで結合コンデンサー４．５．との組合せでバイブレーター２の発振周期を決めるＣＲ時定数回路として作動する。３は出力トランジスターで発振トランジスターＱ１から駆動されて電力増巾した後に同期スイッチ用のトランジスター８．９．を経て出力トランス１７の２つの１次コイルＰ１Ｐ２を交互に駆動するので２次コイルＳには任意の電圧に変圧された方形波を発生する。しかしトランス１７のインダクタンス成分に基づくフライバック電圧も含んで居るので、ダイオード２５．２６．とスイッチングトランジスター２７．２８から成るフライドバック電圧除去回路により逆極性電圧成分を除去すると図１Ｂにその電圧波形を示した如く高調波成分のみを含んだ交流電圧となるので、チョークコイル１８とコンデンサー１９から成る簡単なフィルター回路を通すだけで優れた波形の交流電圧Ｅ０を得ることが出来るものである。交流電源２３は、インバーターが直流を交流に変換しようとする交流電圧波形をして居る電源で、インバーターを単独使用する場合はＣＲ発信器等の交流電圧を用い、商用の電力系統と並列運転しようとする場合は電力系統の交流電圧である。図から交流電源２３は抵抗２１を経て制御トランス１５に接続され４ヶの２次コイルｌ１ｌ２ｌ３ｌ４により適当に変圧された交流電圧を発生して、以下に述べる制御機能を発揮してインバーターの出力電圧Ｅ１の電圧波形に低次高調波成分が含まれない様にするものである。
【０００７】
太陽電池１に充分な起電力が発生すればこの電圧Ｅによりベース抵抗１０、１１を通してバイアストランジスター６、７にベース電流を流入するのでバイブレーター２は発振を開始する。ここで、このベース電流を調整してバイブレーター２の発振電圧ｅ１の方形波出力電圧の周期を任意の１０〜１００μｓ程度でこの波形のデューティが１％以下の極めて狭いパルス電圧を発生するようにセットすればバイブレーター２は安定な無負荷運転を起動する。ここで制御トランス１５に交流電源２３から交流電圧が給電されると制御トランス１５の２次コイルｌ１ｌ２の電圧はダイオードブリッヂ１３、１４で全波整流され図示の極性の脈流電流を生じ、これはベース抵抗１２、１６を通してバイアストランジスター６、７を駆動する。コイルｌ１の出力は発振電圧ｅ１のＯＮ期間を長くし、コイルｌ２の出力はＯＦＦ期間を短くするように作用するので、バイブレーター２の発振周期は変化せずデューティだけが交流電源２３の瞬時位相角時点の波高値に比例して変化し、図１Ａ−１に示す如き方形波の発振電圧ｅ１を発生する。２次コイルｌ３の出力電圧は交流電源２３の電圧から丸印で示した極性電圧でトランジスター８、９を駆動する。丸印が正極性の期間は、スイッチングトランジスター９をＯＮとするので出力トランジスター３はＰ２コイルを駆動し、負極性の期間はスイッチングトランジスター８をＯＮとしてＰ１コイルを駆動するので出力トランス１７の２次コイルＳには交流電源２３と同じ極性の電圧を発生する。このとき、方形波電圧にはフライバック電圧も含有して居るのでこれを除去する為に設けられたのがフライバック電圧除去回路である。２次コイルｌ４の交流電圧は交流電源２３の電圧と丸印で示した極性電圧でスイッチングトランジスター２７、２８を駆動する。丸印が正極性の期間はスイッチングトランジスター２７がＯＮとなるからダイオード２５の順方向電流は出力トランス１７の出力電流をチョークコイル１８に給電するが、逆方向のフライバック電圧はダイオード２５でカットされる。負極性の期間ではスイッチングトランジスター２８がＯＮとなるので、ダイオード２６の順電流方向の電流をチョークコイル１８に給電するがフライバック電圧はダイオード２６でカットされるので結果的に方形波出力電圧は導通するが、フライバック電圧はカットされるので出力電圧Ｅ１は図１Ｂに示した如き波形の電圧を発生するものである。
【０００８】
ここで交流電圧Ｅ０が所定の電圧に達すれば電磁リレー２２が作動して出力スイッチ２４をＯＮとするので、インバーターは外部回路に電力を供給する。図では交流電源２３と並列する状態となるのでこの間に電力の授受が行われる。太陽電池の出力が増加して交流電圧Ｅ０が高くなれば変流器２０を通して負荷電流が流れて２次コイルの出力端に設けた調整抵抗２１に負荷電流に比例した電圧Ｅｓを発生する。これは交流電源２３の電圧に対して減極性に作用するので制御トランス１５に印加されて居る交流電圧を減少させるのでバイブレーター２の発振電圧ｅ１のデューティが減少し、インバーターの交流電圧Ｅ０を減少させるように作動するのでインバーターが過負荷状態になるのを防止する。調整抵抗２１はこの感度を調整する為の可変抵抗器であるほうが好ましいものである。図から明らかなようにこの制御回路は特に大きな時間遅れの回路要素を持って居ないので、交流電源２３の高調波の歪に基づいた差電圧や交流電源２３からの横流で負荷電流の極性が反転した場合でも横流を減少させる方向に作用する優れた特徴を有するものである。
【発明の効果】
【０００９】
以上、図２にその実施例を挙げて本発明の動作原理を説明せる如く所要の交流電圧を得るために、この電圧を制御トランス１５に印加しこの４つの２次コイルの電圧でインバーターの出力電圧Ｅ１が低次高調波成分を含まない波形電圧となるように制御して出力端のフィルターを簡略化することに成功したもので、この取扱いも簡単で小型、軽量、安価なインバーターを提供するものであるからこの利用効果は極めて大きいものである。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】 交流電圧波形の各瞬時の位相角θの時点でのバイブレーター２の発振電圧ｅ１の方形波のデューティがその位相角の正弦値に等しくなるようにした場合の発振電圧ｅ１の概略図形と出力トランス１７からフライバック電圧除去回路を経て得られる出力電圧Ｅ１の電圧波形を示したものである。
【図２】 本発明の動作原理を説明する為に簡単な電子回路で基本的な回路構成を示したものである。
【符号の説明】
【００１１】
１ 直流電源
２ マルチバイブレーター
３ 出力トランジスター
４、５ 結合コンデンサー
６、７ バイアス用トランジスター
８、９、２７、２８ スイッチングトランジスター
１０、１１、１２ ベース抵抗
１３、１４ ダイオードブリッヂ
１５ 制御トランス
１７ 出力トランス
２０ 変流器
２２ 電磁リレー
２３ 交流電源
２５、２６ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明はインバーターの改善に関するもので、近来クリーンエネルギーとして色々の直流電源が開発され装置が大容量になって来ると安価で小型軽量等の様々の性能の改善向上が強く要望されるようになって来たのであるがこのインバーターを電力系統の交流電源と並列運転する場合、特に安定な電力授受を行えるインバーターの開発が要望されている。
【背景技術】
【０００２】
従来のインバーターはスイッチング素子により直流電圧を方形波成分の交流電圧に変換した後に必要に応じて波形整形回路（以下フィルターと記す）により低歪率の交流電圧に整形使用するものであるからフィルターが大型となる為、この改善が要望されて居るものである。特に大電力となって商用の電力系統との並列運転が要求される場合は、電力系統の電源との間に大きな横流が流れて機器を損傷する危険も考えられるのでこの改善対策は大きなテーマとなって居るものである。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】 清水 和男著 「安定化電源回路の設計」ＣＱ出版 １９７８年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
インバーターは発振周波数を出来るだけ高くして出力トランスを小型化しても発振方形波電圧は理論上高調波成分を多く含んで居るのでフィルターがどうしても大型となる欠点があった。本発明は以下に述べる簡単な制御回路を用いてマルチバイブレーター２（以下バイブレーターと記す）の任意時点における発振電圧ｅ１の方形波のデューティが所要の交流電圧波形のその時点の位相角の正弦値と常に等しくなるようにバイブレーター２の発振を制御して低次高調波を除去するようにして大容量のフィルターを改善しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
図１Ａは所要の交流電圧を正弦波とした場合、各位相角θとその時点における発振方形波のデューティを概略表示したものである。Ｘ軸は位相角θとバイブレーター２の発振周期を５５μｓ程度として５０Ｈｚの交流半波１０ｍｓの間に１８０ヶの方形波を発振させた場合の発振累計数を示し、Ｙ軸は正弦値（ｓｉｎθ）を示したもので曲線１はこの値をプロットしたものである。方形波で示した曲線２の波形はその巾の広さで発振方形波のデューティを概略図示したものである。今θ＝３０°とすれば図からこの時点における方形波の累計数は３０ヶとなり、このときのｓｉｎθは０．５、方形波のデューティはは５０％を示している。θ＝６０°では累計数は６０ヶ、この時点でのｓｉｎθは０．８６、方形波ののデューティは８６％を示している。θ＝９０°となった時点ではｓｉｎθは１．０、方形波ののデューティは１００％としなければならないわけであるが、バイブレーターの発振特性上この領域では発振周期が不安定となり易いので、本発明では９５％程度に制限しておく事とするものである。図１Ｂのグラフで最大波高値部の電圧が低下して歪を生ずるので前述の各位相角時点での方形波のデューティもこの分だけ少なく設定して出力電圧低下分は出力トランス１７の昇圧比を高くして補正する必要がある。このとき、トランス１７の電磁作用で生ずるフライバック電圧を除去すれば、その出力電圧Ｅ１は図１Ｂに示した如く高次の高調波成分のみを含んだ電圧波形となるので、出力端のフィルターは簡単なものでも優れた正弦波の交流電圧Ｅ０を得ることが出来る。
【０００６】
図２は、インバーターを商用電力系統の交流電源と並列運転出来るように開発した場合の実施例を挙げてその回路構成を示したもので、公知とされる電気回路は省略してある。１．は太陽電池、２．はバイブレーターでこの発振トランジスタＱ１Ｑ２で方形波を発振する。４．５．は結合コンデンサー、６．７．はベース抵抗と等価的に作動するバイアストランジスターで結合コンデンサー４．５．との組合せでバイブレーター２の発振周期を決めるＣＲ時定数回路として作動する。３は出力トランジスターで発振トランジスターＱ１から駆動されて電力増巾した後に同期スイッチ用のトランジスター８．９．を経て出力トランス１７の２つの１次コイルＰ１Ｐ２を交互に駆動するので２次コイルＳには任意の電圧に変圧された方形波を発生する。しかしトランス１７のインダクタンス成分に基づくフライバック電圧も含んで居るので、ダイオード２５．２６．とスイッチングトランジスター２７．２８から成るフライドバック電圧除去回路により逆極性電圧成分を除去すると図１Ｂにその電圧波形を示した如く高調波成分のみを含んだ交流電圧となるので、チョークコイル１８とコンデンサー１９から成る簡単なフィルター回路を通すだけで優れた波形の交流電圧Ｅ０を得ることが出来るものである。交流電源２３は、インバーターが直流を交流に変換しようとする交流電圧波形をして居る電源で、インバーターを単独使用する場合はＣＲ発信器等の交流電圧を用い、商用の電力系統と並列運転しようとする場合は電力系統の交流電圧である。図から交流電源２３は抵抗２１を経て制御トランス１５に接続され４ヶの２次コイルｌ１ｌ２ｌ３ｌ４により適当に変圧された交流電圧を発生して、以下に述べる制御機能を発揮してインバーターの出力電圧Ｅ１の電圧波形に低次高調波成分が含まれない様にするものである。
【０００７】
太陽電池１に充分な起電力が発生すればこの電圧Ｅによりベース抵抗１０、１１を通してバイアストランジスター６、７にベース電流を流入するのでバイブレーター２は発振を開始する。ここで、このベース電流を調整してバイブレーター２の発振電圧ｅ１の方形波出力電圧の周期を任意の１０〜１００μｓ程度でこの波形のデューティが１％以下の極めて狭いパルス電圧を発生するようにセットすればバイブレーター２は安定な無負荷運転を起動する。ここで制御トランス１５に交流電源２３から交流電圧が給電されると制御トランス１５の２次コイルｌ１ｌ２の電圧はダイオードブリッヂ１３、１４で全波整流され図示の極性の脈流電流を生じ、これはベース抵抗１２、１６を通してバイアストランジスター６、７を駆動する。コイルｌ１の出力は発振電圧ｅ１のＯＮ期間を長くし、コイルｌ２の出力はＯＦＦ期間を短くするように作用するので、バイブレーター２の発振周期は変化せずデューティだけが交流電源２３の瞬時位相角時点の波高値に比例して変化し、図１Ａ−１に示す如き方形波の発振電圧ｅ１を発生する。２次コイルｌ３の出力電圧は交流電源２３の電圧から丸印で示した極性電圧でトランジスター８、９を駆動する。丸印が正極性の期間は、スイッチングトランジスター９をＯＮとするので出力トランジスター３はＰ２コイルを駆動し、負極性の期間はスイッチングトランジスター８をＯＮとしてＰ１コイルを駆動するので出力トランス１７の２次コイルＳには交流電源２３と同じ極性の電圧を発生する。このとき、方形波電圧にはフライバック電圧も含有して居るのでこれを除去する為に設けられたのがフライバック電圧除去回路である。２次コイルｌ４の交流電圧は交流電源２３の電圧と丸印で示した極性電圧でスイッチングトランジスター２７、２８を駆動する。丸印が正極性の期間はスイッチングトランジスター２７がＯＮとなるからダイオード２５の順方向電流は出力トランス１７の出力電流をチョークコイル１８に給電するが、逆方向のフライバック電圧はダイオード２５でカットされる。負極性の期間ではスイッチングトランジスター２８がＯＮとなるので、ダイオード２６の順電流方向の電流をチョークコイル１８に給電するがフライバック電圧はダイオード２６でカットされるので結果的に方形波出力電圧は導通するが、フライバック電圧はカットされるので出力電圧Ｅ１は図１Ｂに示した如き波形の電圧を発生するものである。
【０００８】
ここで交流電圧Ｅ０が所定の電圧に達すれば電磁リレー２２が作動して出力スイッチ２４をＯＮとするので、インバーターは外部回路に電力を供給する。図では交流電源２３と並列する状態となるのでこの間に電力の授受が行われる。太陽電池の出力が増加して交流電圧Ｅ０が高くなれば変流器２０を通して負荷電流が流れて２次コイルの出力端に設けた調整抵抗２１に負荷電流に比例した電圧Ｅｓを発生する。これは交流電源２３の電圧に対して減極性に作用するので制御トランス１５に印加されて居る交流電圧を減少させるのでバイブレーター２の発振電圧ｅ１のデューティが減少し、インバーターの交流電圧Ｅ０を減少させるように作動するのでインバーターが過負荷状態になるのを防止する。調整抵抗２１はこの感度を調整する為の可変抵抗器であるほうが好ましいものである。図から明らかなようにこの制御回路は特に大きな時間遅れの回路要素を持って居ないので、交流電源２３の高調波の歪に基づいた差電圧や交流電源２３からの横流で負荷電流の極性が反転した場合でも横流を減少させる方向に作用する優れた特徴を有するものである。
【発明の効果】
【０００９】
以上、図２にその実施例を挙げて本発明の動作原理を説明せる如く所要の交流電圧を得るために、この電圧を制御トランス１５に印加しこの４つの２次コイルの電圧でインバーターの出力電圧Ｅ１が低次高調波成分を含まない波形電圧となるように制御して出力端のフィルターを簡略化することに成功したもので、この取扱いも簡単で小型、軽量、安価なインバーターを提供するものであるからこの利用効果は極めて大きいものである。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】 交流電圧波形の各瞬時の位相角θの時点でのバイブレーター２の発振電圧ｅ１の方形波のデューティがその位相角の正弦値に等しくなるようにした場合の発振電圧ｅ１の概略図形と出力トランス１７からフライバック電圧除去回路を経て得られる出力電圧Ｅ１の電圧波形を示したものである。
【図２】 本発明の動作原理を説明する為に簡単な電子回路で基本的な回路構成を示したものである。
【符号の説明】
【００１１】
１ 直流電源
２ マルチバイブレーター
３ 出力トランジスター
４、５ 結合コンデンサー
６、７ バイアス用トランジスター
８、９、２７、２８ スイッチングトランジスター
１０、１１、１２ ベース抵抗
１３、１４ ダイオードブリッヂ
１５ 制御トランス
１７ 出力トランス
２０ 変流器
２２ 電磁リレー
２３ 交流電源
２５、２６ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチバイブレーター（２）で方形波電圧を発振させ、この発振電圧（ｅ１）を電力増巾、波形整形を行って所要の交流電圧（Ｅ０）を得るようにしたインバーターで、発振電圧（ｅ１）の方形波のＯＮ期間とＯＦＦ機関の比を示すデューティが交流電源（２３）の電圧波形の任意時点の位相角の正弦値と等しくなるように制御する為に制御トランス（１５）を設け、これに交流電源（２３）の電圧を印加して２ヶの２次コイル（ｌ１）（ｌ２）に発生する電圧をダイオードブリッジ（１３）（１４）により整流した脈流電圧でマルチバイブレーター（２）の発振周期の時定数を制御して発振電圧（ｅ１）のデューティが交流電源（２３）の交流電圧波形の任意時点の位相角の正弦値と等しくなるようにしたインバーター。
【請求項２】
ダイオード（２５）とスイッチングトランジスター（２７）の直列回路と、ダイオード（２６）とスイッチングトランジスター（２８）の直列回路とを、並列に接続したフライバック電圧除去回路を、インバーター出力トランス（１７）の２次コイル（ｓ）とフィルター用チョークコイル（１８）との間に直列に接続して、インバーターの出力電圧（Ｅ１）にフライバック電圧成分が含まれない様にしたインバーター。
【請求項１】
マルチバイブレーター（２）で方形波電圧を発振させ、この発振電圧（ｅ１）を電力増巾、波形整形を行って所要の交流電圧（Ｅ０）を得るようにしたインバーターで、発振電圧（ｅ１）の方形波のＯＮ期間とＯＦＦ機関の比を示すデューティが交流電源（２３）の電圧波形の任意時点の位相角の正弦値と等しくなるように制御する為に制御トランス（１５）を設け、これに交流電源（２３）の電圧を印加して２ヶの２次コイル（ｌ１）（ｌ２）に発生する電圧をダイオードブリッジ（１３）（１４）により整流した脈流電圧でマルチバイブレーター（２）の発振周期の時定数を制御して発振電圧（ｅ１）のデューティが交流電源（２３）の交流電圧波形の任意時点の位相角の正弦値と等しくなるようにしたインバーター。
【請求項２】
ダイオード（２５）とスイッチングトランジスター（２７）の直列回路と、ダイオード（２６）とスイッチングトランジスター（２８）の直列回路とを、並列に接続したフライバック電圧除去回路を、インバーター出力トランス（１７）の２次コイル（ｓ）とフィルター用チョークコイル（１８）との間に直列に接続して、インバーターの出力電圧（Ｅ１）にフライバック電圧成分が含まれない様にしたインバーター。
【図１】
【図２】
【図２】
【公開番号】特開２０１０−２５９３０７（Ｐ２０１０−２５９３０７Ａ）
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１２０３４８（Ｐ２００９−１２０３４８）
【出願日】平成２１年４月２１日（２００９．４．２１）
【出願人】（５９３１７３９４３）
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年４月２１日（２００９．４．２１）
【出願人】（５９３１７３９４３）
【Ｆターム（参考）】
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