インパルス電流発生装置
【課題】 従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置を改良して、コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができるインパルス電流発生装置を提供する。
【解決手段】 このインパルス電流発生装置は、負荷１２が接続される出力端子２０、２２間に互いに直列に接続されたコンデンサ４、インダクタンス８、抵抗１０および放電ギャップ装置３０ａと、コンデンサ４に充電する直流充電回路２とを備えている。放電ギャップ装置３０ａは、固定電極３２と、可動電極３４と、可動電極３４を固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させる電極駆動装置３６とを備えている。
【解決手段】 このインパルス電流発生装置は、負荷１２が接続される出力端子２０、２２間に互いに直列に接続されたコンデンサ４、インダクタンス８、抵抗１０および放電ギャップ装置３０ａと、コンデンサ４に充電する直流充電回路２とを備えている。放電ギャップ装置３０ａは、固定電極３２と、可動電極３４と、可動電極３４を固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させる電極駆動装置３６とを備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えばサージ防護デバイス（略称ＳＰＤ）、その他の電気機器等の負荷に、試験等のために、インパルス電流を供給するインパルス電流発生装置（略称ＩＣＧ）に関する。更に、サージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給するインパルス電流発生装置に関する。
【０００２】
この明細書において、サージ防護デバイスとは、２００４年に制定されたＪＩＳ Ｃ ５３８１：２００４において定義されているものである。即ち、サージ防護デバイスは、過渡的な過電圧を制限し、サージ電流を分流することを目的とするデバイスのことである。このデバイスは、１個以上の非線形素子を内蔵している。つまりサージ防護デバイスは、従来、アレスタ、避雷器、サージアブソーバ等と称されていた機器の総称である。
【背景技術】
【０００３】
負荷にインパルス電流を供給するインパルス電流発生装置の主な回路方式には、非特許文献１にも記載されているように、ＲＬＣ回路方式とクローバー回路方式とがある。
【０００４】
ＲＬＣ回路方式は、図１に示すように、コンデンサ４、放電ギャップ６、インダクタンス８および抵抗１０の直列回路に負荷１２を接続する。コンデンサ４に直流高電圧を充電しておき、放電ギャップ６にトリガをかけて放電（即ち導通）させることにより、コンデンサ４に蓄積された電荷によって負荷１２にインパルス電流Ｉimp を供給することができる。このインパルス電流Ｉimp の波形の一例を図３に示す。
【０００５】
この回路方式では、コンデンサ４の静電容量をＣ、インダクタンス８のインダクタンスをＬ、抵抗１０の抵抗値をＲとすると、インパルス電流Ｉimp の波頭長Ｔf および波尾長Ｔt は、抵抗１０の抵抗値Ｒと、サージインピーダンス√（Ｌ／Ｃ）の値との比によって決定される。
【０００６】
なお、放電ギャップ６および後述するクローバーギャップ１４用のトリガ電極およびそれ用のトリガ回路等の図示は省略している。
【０００７】
クローバー回路方式は、図２に示すように、コンデンサ４、放電ギャップ６およびインダクタンス８の直列回路に負荷１２を接続する。中間にはクローバーギャップ１４を設けている。コンデンサ４に直流高電圧を充電しておき、放電ギャップ６にトリガをかけて放電（即ち導通）させることにより、コンデンサ４に蓄積された電荷は、通電ルート１６で流れて、負荷１２にインパルス電流Ｉimp として供給されて消費されると共に、一部はインダクタンス８に蓄積される。この過程で、０．４π√（Ｌ／Ｃ）で決まる時間幅（波頭長Ｔf ）の波頭部が発生する。
【０００８】
次に、上記インパルス電流Ｉimp がピークに達した時点で、クローバーギャップ１４にトリガをかけてそれを放電（即ち導通）させることにより、インダクタンス８を電源とする通電ルート１８が形成される。この過程で、負荷１２の抵抗値をＲとすると、時定数Ｌ／Ｒの波尾部が発生し、波尾長Ｔt が決定される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】田中和彦、他３名、「高電圧試験装置の最新技術動向」、日新電機技報、日新電機株式会社、２００８年３月１１日、第５３巻（通巻１３０号）、頁２７−３７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記クローバー回路方式は、負荷１２以外の抵抗成分（即ちエネルギー消費成分）を必要としないので、ＲＬＣ回路方式に比べてエネルギー効率が高いという長所がある反面、（ａ）インパルス電流Ｉimp の波尾部が負荷１２の抵抗値Ｒによって左右されるので、当該波尾部の調整を負荷１２が変るたびに行う必要がある、（ｂ）放電ギャップ６およびその放電制御回路（トリガ回路等）以外に、クローバーギャップ１４およびその放電制御回路（トリガ回路およびその制御回路等）が必要であり構成が複雑で大型になる、等の短所がある。
【００１１】
一方、上記ＲＬＣ回路方式は、（ａ）インパルス電流Ｉimp の波頭長Ｔf および波尾長Ｔt が負荷１２に依存せずに決まるので、負荷１２に合わせた調整が不要であり、汎用性が高い、（ｂ）クローバー回路方式のようなクローバーギャップおよびその放電制御回路が不要であり構成が簡単である、という長所がある反面、インパルス電流Ｉimp の波尾部でコンデンサ４の電圧が低くなったときに、放電ギャップ６の放電が維持できなくなり、インパルス電流Ｉimp の波尾部が裁断された波形になってしまう場合がある、等の短所がある。
【００１２】
特に、２００４年に制定された上記ＪＩＳには、波頭長Ｔf ／波尾長Ｔt が、それ以前の８／２０μｓの波形の他に、１０／３５０μｓという長波尾長の試験波形も規定されており、このような長波尾長の波形の場合は、波尾部での電流裁断が起こりやすくなる。
【００１３】
従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置において、波尾部での電流裁断を防止するためには、例えば、コンデンサ４の充電電圧をこれまでのもの（例えば２０ｋＶ程度）よりもかなり高く（例えば２００ｋＶ程度に）して、コンデンサ４の電圧が低下したときでも放電ギャップ６の放電を確実に維持する、という手段が採り得るけれども、コンデンサ４の充電電圧を上記のように高くすると、コンデンサ４用の充電回路を上記のように高電圧出力のものにする必要があると共に、回路の絶縁対策が非常に難しくなり、そのためにコストが非常に嵩むという新たな課題が生じる。
【００１４】
インパルス電流発生装置は、インパルス電流を所定の波形で通電できれば良いのであり、電圧そのものは殆ど重要ではないので、高電圧の絶縁対策等に多くの費用をかけるのは合理的とは言えない。
【００１５】
そこでこの発明は、従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置を改良して、コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができるインパルス電流発生装置を提供することを一つの目的としている。
【００１６】
ところで、上記ＪＩＳには、より具体的にはＪＩＳ Ｃ ５３８１−１：２００４の７．６．５項には、クラスＩ試験及びクラスＩＩの試験の動作責務試験として、「ＳＰＤには５Ａ以上の公称電流容量をもつ電源からＵC の電圧を課電する。この試験は、ＳＰＤを通じて電流インパルスを段階的にＩpeak（３．９による）又はＩmax （３．１０による）まで増加して実施する。」ことが規定されている。この動作責務試験を実施するためには、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流をサージ防護デバイス（ＳＰＤ）に供給して試験（以下これを、商用周波電流重畳試験と呼ぶことにする）を行う必要がある。
【００１７】
この商用周波電流重畳試験は、インパルス電流と商用周波電流との位相調整が難しい等の理由によって、上記ＲＬＣ回路方式、クローバー回路方式のいずれを採用しているインパルス電流発生装置においても、上記規格に準じた試験は我が国では実施できていないのが現状である。
【００１８】
中でもクローバー回路方式では、前述したように、インパルス電流Ｉimp の通電中にクローバーギャップ１４で閉回路を形成することになり、それが負荷であるサージ防護デバイスに商用周波電流を通電することの支障になるので、クローバー回路方式で上記商用周波電流重畳試験を実現することは困難である。
【００１９】
そこでこの発明は、従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置を更に改良して、コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができることに加えて、サージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給することができるインパルス電流発生装置を提供することを他の目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この発明に係るインパルス電流発生装置の一つは、負荷にインパルス電流を供給するインパルス電流発生装置であって、前記負荷が接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続されたコンデンサ、インダクタンス、抵抗および放電ギャップ装置と、前記コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、かつ前記放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置とを備えている、ことを特徴としている。
【００２１】
この発明に係るインパルス電流発生装置の他のものは、試験対象のサージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給するインパルス電流発生装置であって、前記サージ防護デバイスが接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続された主コンデンサ、インダクタンス、抵抗、主放電ギャップ装置および補助放電ギャップと、前記主コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、前記主放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置と、前記固定電極と可動電極間の放電を開始させるトリガ電極とを備えており、前記補助放電ギャップは、その放電開始電圧が、前記主コンデンサの充電電圧よりも低く、かつ後記商用周波電源回路の出力電圧よりも高いものであり、更にこのインパルス電流発生装置は、前記第１および第２の出力端子間にリアクトルを直列に介して接続されていて、商用周波数の電流を出力する商用周波電源回路と、前記主放電ギャップ装置のトリガ電極にトリガ電圧を供給するトリガ発生回路と、前記主放電ギャップ装置の電極駆動装置による前記可動電極の駆動と、前記トリガ発生回路からの前記トリガ電圧の出力とを同期させる制御を行うものであって、しかも当該トリガ電圧を、前記商用周波電源回路の出力電圧が所定位相のときに出力させる制御を行う制御回路とを備えている、ことを特徴としている。
【００２２】
前記制御回路は、前記商用周波電源回路の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、前記トリガ発生回路から前記トリガ電圧を出力させる制御を行うものが好ましい。
【００２３】
前記商用周波電源回路と前記リアクトルとの間において前記商用周波電源回路に並列に接続されていて、前記リアクトルと協働して、前記商用周波数で共振する共振回路を形成している補助コンデンサを備えていても良い。
【発明の効果】
【００２４】
請求項１に記載の発明によれば、放電ギャップ装置の可動電極を、電極駆動装置によって、固定電極に向けて駆動して固定電極に接触させることができるので、インパルス電流の波尾部でコンデンサの電圧が低くなっても、当該放電ギャップ装置における通電を維持することができる。従って、コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００２５】
しかも、放電ギャップ装置の可動電極を上記のように駆動することによって、トリガ電極を設けなくても、放電ギャップ装置における放電を開始させることができるので、トリガ電極およびトリガ回路が不要になる。
【００２６】
請求項２に記載の発明によれば、主放電ギャップ装置が可動電極および電極駆動装置を備えているので、請求項１に記載の発明の場合と同様に、インパルス電流の波尾部で主コンデンサの電圧が低くなっても、当該主放電ギャップ装置における導通を維持することができる。しかも、補助放電ギャップは、その放電開始電圧が主コンデンサの充電電圧よりも低いので、インパルス電流の波尾部で主コンデンサの電圧が低くなっても、当該補助放電ギャップにおける導通を長期間維持することができる。従って、主コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００２７】
更に、商用周波電源回路を備えているので、サージ防護デバイスにインパルス電流が流れてサージ防護デバイスが導通することによって、商用周波電源回路からサージ防護デバイスへ商用周波電流が流れるようになる。従って、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流をサージ防護デバイスに供給することができる。しかも制御装置は、上記同期をさせる制御等を行うので、インパルス電流に、商用周波電流を所定の位相関係でうまく同期させて重畳させることができる。
【００２８】
しかも、上記リアクトルおよび補助放電ギャップによって、インパルス源側と商用周波電源回路との干渉をうまく防止することができると共に、補助放電ギャップの働きによって、インパルス電流の続流として商用周波電流をサージ防護デバイスにうまく供給することができる。即ち、上記リアクトルは、インパルス電流に対しては阻止フィルタと同様の作用をするので、インパルス電流が商用周波電源回路へ流入するのを阻止することができる。上記補助放電ギャップは、上記重畳の際に、主コンデンサの電圧低下に伴って放電が自然に消滅して開放されるので、商用周波電源回路とインパルス源側とを切り離すことができる。それによって、商用周波電流がインパルス源側へ流入するのを阻止することができると共に、サージ防護デバイスに供給する電流をインパルス電流から商用周波電流へとうまく続けて切り換えることができる。
【００２９】
請求項３に記載の発明によれば次の更なる効果を奏する。即ち、制御回路は、商用周波電源回路の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、トリガ発生回路からトリガ電圧を出力させる制御を行うので、商用周波電源回路の出力電圧の位相が、リアクトルおよひサージ防護デバイスを含む直列回路の遅れ位相とほぼ等しいときに、主放電ギャップ装置を放電させてインパルス電流によってサージ防護デバイスを導通させることができ、それによって、商用周波電源回路からサージ防護デバイスに供給する商用周波電流をサージ防護デバイスの導通時にほぼ０から立ち上げることができると共に、当該商用周波電流に過渡現象が生じるのを防止することができる。その結果、インパルス電流に商用周波電流がうまくつながった波形の電流をサージ防護デバイスに供給することができるので、サージ防護デバイスに対して商用周波電流重畳試験をより的確に実施することが可能になる。
【００３０】
請求項４に記載の発明によれば次の更なる効果を奏する。即ち、サージ防護デバイスが導通すると、補助コンデンサに蓄積されていた電荷によってサージ防護デバイスに過渡電流が流れ、しかもこの過渡電流は商用周波数で振動（減衰振動）する正弦波状の電流となる。このような電流を商用周波電源回路以外からもサージ防護デバイスに供給することができるので、サージ防護デバイスに所定の大きさの商用周波電流を供給する場合に、商用周波電源回路の容量を小さくすることができる。それによって、当該商用周波電源回路の小型化、低コスト化等を、ひいてはインパルス電流発生装置の小型化、低コスト化等を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置の概略例を示す回路図である。
【図２】従来のクローバー回路方式のインパルス電流発生装置の概略例を示す回路図である。
【図３】インパルス電流の波形の一例を示す図である。
【図４】この発明に係るインパルス電流発生装置の一実施形態を示す回路図である。
【図５】この発明に係るインパルス電流発生装置の他の実施形態を示す回路図である。
【図６】図５に示すインパルス電流発生装置の動作の例を示すフローチャートである。
【図７】インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流波形の一例を示す図である。
【図８】ＲＬ直列回路に交流電圧を印加したときに流れる電流を説明するための図である。
【図９】ＲＬＣ直列回路において、充電されていたコンデンサの電荷を急に放電するときに流れる過渡電流を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
（１）第１の実施形態
図４に、この発明に係るインパルス電流発生装置の一実施形態を示す。なお、この出願では、説明を簡単にするために、抵抗、インダクタンス、静電容量の符号Ｒ、Ｌ、Ｃを異なる回路においても共通して使用しているが、異なる回路におけるＲ、Ｌ、Ｃの値が必ずしも互いに同一でないことは言うまでもない。
【００３３】
このインパルス電流発生装置は、前述したＲＬＣ回路方式に属する。即ちこのインパルス電流発生装置は、負荷１２にインパルス電流Ｉimp を供給する装置であって、負荷１２が接続される第１および第２の出力端子２０、２２間に互いに直列に接続されたコンデンサ４、インダクタンス８、抵抗１０および放電ギャップ装置３０ａと、コンデンサ４に充電する、より具体的には直流高電圧を充電する直流充電回路２とを備えている。
【００３４】
負荷１２は、例えば、前述したサージ防護デバイス、その他の電気機器等である。
【００３５】
直流充電回路２の出力電圧、即ちコンデンサ４の充電電圧Ｖc は、例えば２０ｋＶ程度であるが、これに限られるものではない。
【００３６】
放電ギャップ装置３０ａは、固定電極３２と、可動電極３４と、当該可動電極３４を矢印Ｂで示すように固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させる電極駆動装置３６とを備えている。
【００３７】
電極駆動装置３６は、例えば、油圧シリンダ、空気圧シリンダ等である。
【００３８】
放電ギャップ装置３０ａは、可動電極３４を駆動する前の状態では、当然のことながら、その放電開始電圧はコンデンサ４の充電電圧Ｖc よりも大きいので、固定電極３２と可動電極３４との間は放電しない。
【００３９】
このインパルス電流発生装置においては、コンデンサ４を所定の充電電圧Ｖc に充電した状態で、電極駆動装置３６によって可動電極３４を固定電極３２に向けて駆動すると、トリガ電圧を印加しなくても、両電極３２、３４間がその放電開始電圧以下に近づくと、両電極３２、３４間で放電が生じて両電極３２、３４間が導通する。それによって、コンデンサ４に蓄積されていた電荷によって、インダクタンス８、抵抗１０および放電ギャップ装置３０ａを経由して、負荷１２にインパルス電流Ｉimp が流れ始める。かつそれ以降も、可動電極３４は固定電極３２に接触するまで駆動される。これによって、負荷１２に所定波形（例えば図３に示したような波形）のインパルス電流Ｉimp を供給することができる。
【００４０】
上記インパルス電流Ｉimp の波頭長Ｔf および波尾長Ｔt の決定については、図１を参照して説明したのと同じであるので、ここでは重複説明を省略する。
【００４１】
コンデンサ４の充電電圧Ｖc を２０ｋＶ程度とすると、その程度の電圧では、放電ギャップ装置３０ａの両電極３２、３４間の空隙が例えば１０ｍｍ程度になると放電を開始するけれども、その距離から両電極３２、３４が接触するまでの機械的動作時間は、通常は、インパルス電流Ｉimp の波尾長Ｔt よりも遥かに長い。しかし、両電極３２、３４間で一旦放電が開始すると、その放電によって両電極３２、３４間にプラズマが生じて、しかも当該プラズマが充満している空間が可動電極３４の移動によって圧縮され続けるので、インパルス電流Ｉimp の波尾部でコンデンサ４の電圧が低くなっても、両電極３２、３４間の放電を持続させることが可能である。
【００４２】
なお、両電極３２、３４の接触（衝突）による両電極３２、３４表面の劣化を抑えるためには、両電極３２、３４の材料を当該劣化に強いものにすれば良い。例えば、カーボンは好適な材料の一つである。
【００４３】
以上のようにこのインパルス電流発生装置によれば、放電ギャップ装置３０ａの可動電極３４を、電極駆動装置３６によって、固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させることができるので、インパルス電流Ｉimp の波尾部でのコンデンサ４の電圧が低くなっても、当該放電ギャップ装置３０ａにおける通電を維持することができる。従って、コンデンサ４の充電電圧Ｖc を高くしなくても、インパルス電流Ｉimp の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００４４】
例えば、前述した１０／３５０μｓという長波尾長のインパルス電流Ｉimp を供給する場合でも、２０ｋＶ程度の充電電圧Ｖc で、波尾部での電流裁断を防止することができる。即ち、前述した２００ｋＶの１／１０程度の電圧で済む。その結果、直流充電回路２の小容量化、小型化、低コスト化を図ることができる。また、回路の絶縁対策も容易であるので、この観点からもコスト低減を図ることができる。
【００４５】
しかも、放電ギャップ装置３０ａの可動電極３４を上記のように駆動することによって、トリガ電極を設けなくても、放電ギャップ装置３０ａにおける放電を開始させることができるので、トリガ電極およびトリガ回路が不要になる。従ってその分、構成の簡素化およびコスト低減を図ることができる。
【００４６】
（２）第２の実施形態
図５に、この発明に係るインパルス電流発生装置の他の実施形態を示す。図４に示した実施形態と同一または相当する部分には同一符号を付し、以下においては図４に示した実施形態との相違点を主体に説明する。
【００４７】
このインパルス電流発生装置は、試験対象のサージ防護デバイス４２に、インパルス電流Ｉimp に商用周波電流Ｉnfを重畳させた電流Ｉを供給する装置である。この電流Ｉの波形の一例を図７に示す。但し図７では、図面寸法に制限があるために、インパルス電流Ｉimp と商用周波電流Ｉnfの振幅比を実際よりも小さく図示している。
【００４８】
インパルス電流Ｉimp は、例えば、ピーク値が２０ｋＡである。波形は、例えば、波頭長Ｔf ／波尾長Ｔt （図３も参照）が１０／３５０μｓである。８／２０μｓ等にする場合もある。商用周波電流Ｉnfは、例えば、ピーク値が５００Ａである。５Ａ等にする場合もある。
【００４９】
サージ防護デバイス４２は、前述したとおりのものである。
【００５０】
このインパルス電流発生装置は、サージ防護デバイス４２が接続される第１および第２の出力端子２０、２２間に互いに直列に接続された主コンデンサ４、インダクタンス８、抵抗１０、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０と、主コンデンサ４に充電する、より具体的には直流高電圧を充電する直流充電回路２とを備えている。
【００５１】
主放電ギャップ装置３０ｂは、固定電極３２と、可動電極３４と、当該可動電極３４を矢印Ｂで示すように固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させる電極駆動装置３６と、固定電極３２と可動電極３４間の放電を開始させるトリガ電極３８とを備えている。
【００５２】
補助放電ギャップ４０は、その放電開始電圧が、直流充電回路２による主コンデンサ４の充電電圧Ｖc よりも低く、より具体的には十分に低く、かつ以下に述べる商用周波電源回路４８の出力電圧よりも高いものである。
【００５３】
例えば、主コンデンサ４の充電電圧Ｖc は前述したように２０ｋＶ、商用周波電源回路４８の出力電圧は２００Ｖ（実効値）であり、補助放電ギャップ４０の放電開始電圧は４００Ｖ〜５００Ｖ程度である。このように、補助放電ギャップ４０の放電開始電圧は、充電電圧Ｖc の１／４０〜１／５０程度であり、充電電圧Ｖc よりも十分に低い。
【００５４】
従って、図５に示す装置の総合的な動作説明は後でするが、主放電ギャップ装置３０ｂのトリガ電極３８に後述するトリガ電圧Ｖt を供給して主放電ギャップ装置３０ｂを放電（即ち導通）させると、補助放電ギャップ４０も放電（即ち導通）し、それによってサージ防護デバイス４２にインパルス電流Ｉimp を供給することができる。
【００５５】
このインパルス電流発生装置は、更に、第１および第２の出力端子２０、２２間にリアクトル４４を直列に介して接続されていて、商用周波数ｆn の電流（即ち商用周波電流）Ｉnfを出力する商用周波電源回路４８と、主放電ギャップ装置３０ｂのトリガ電極３８にトリガ電圧Ｖt を供給するトリガ発生回路５８とを備えている。
【００５６】
商用周波電源回路４８は、例えば、商用周波電源５０と、変圧器５２と、この商用周波電源回路４８の出力電圧を分圧して出力する分圧器５４とを備えている。商用周波電源５０は、例えば、６０Ｈｚ、２００Ｖの商用電源である。変圧器５２は、例えば、一次電圧／二次電圧が２００Ｖ／２００Ｖの絶縁変圧器である。この変圧器５２は、絶縁が主目的であるので、この発明に必須のものではない。
【００５７】
このインパルス電流発生装置は、更に、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６による可動電極３４の駆動と、トリガ発生回路５８からのトリガ電圧Ｖt の出力とを同期させる制御を行うものであって、しかも当該トリガ電圧Ｖt を、商用周波電源回路４８の出力電圧が所定位相のときに出力させる制御を行う制御回路６０を備えている。制御回路６０は、この例では、分圧器５４からの電圧を用いて、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相を測定して、前記制御を行う。
【００５８】
制御回路６０は、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、トリガ発生回路５８からトリガ電圧Ｖt を出力させる制御を行うのが好ましく、この実施形態では制御回路６０はそのような制御を行う。その理由を以下に説明する。
【００５９】
サージ防護デバイス４２に上記インパルス電流Ｉimp を供給すると、サージ防護デバイス４２が動作してその本来の機能（即ち前述したサージ電圧を制限し、サージ電流を分流する機能）を発揮する。このときサージ防護デバイス４２は、簡単に言えば、非常に小さい抵抗値で急に導通する。
【００６０】
このサージ防護デバイス４２の急な導通を、スイッチの投入動作と見ると、図５に示す商用周波電源回路４８、リアクトル４４およびサージ防護デバイス４２の直列回路は、図８に示す回路と実質的に等価になる。即ち、交流電源ｅ（ｔ）が商用周波電源回路４８に、スイッチＳＷがサージ防護デバイス４２に、インダクタンスＬがリアクトル４４に、抵抗Ｒがサージ防護デバイス４２他の回路の抵抗に、それぞれ相当する。
【００６１】
この図８は、過渡現象を解説した書籍によく記載されている例である。後述する図９も同様である。
【００６２】
図８の回路において、ｔ＝０でスイッチＳＷを投入して交流電圧ｅ（ｔ）＝Ｅmｓｉｎ（ωｔ＋θ）を印加したときに流れる電流をｉ1 とすれば、回路方程式は次式となる。Ｅm は交流電圧の最大値、ωは角周波数、θはスイッチＳＷ投入時の交流電圧の位相である。
【００６３】
［数１］
Ｌ（ｄｉ1 ／ｄｔ）＋Ｒｉ1 ＝Ｅmｓｉｎ（ωｔ＋θ）
【００６４】
上記式から、ｔ＝０のときｉ1 ＝０という初期条件を適用して電流ｉ1 を求めると数２となる。ここで、Ｚは上記ＲＬ直列回路のインピーダンス、θは遅れ位相であり、数３で表される。
【００６５】
【数２】
【００６６】
［数３］
｜Ｚ｜＝√（Ｒ2 ＋ω2 Ｌ2 ）、
φ＝ｔａｎ-1（ωＬ／Ｒ）
【００６７】
上記数２の右辺の第１項は定常電流を、第２項は過渡電流を表している。従って、ｓｉｎ（θ−φ）＝０すなわちθ＝φであれば、過渡現象が生じず、電流ｉ1 として次式で表される正弦波の定常電流が流れる。
【００６８】
［数４］
ｉ1 ＝（Ｅm ／｜Ｚ｜）ｓｉｎωｔ
【００６９】
このことを、図５に示す装置で言えば、θ＝φすなわち商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θが、リアクトル４４およびサージ防護デバイス４２を含む直列回路の遅れ位相φとほぼ等しいときに、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０を放電させてインパルス電流Ｉimp によってサージ防護デバイス４２を導通させるのが好ましい。より具体的には、上記遅れ位相φは、図５の装置では、リアクトル４４のインダクタンスＬに比べて上記直列回路の抵抗Ｒが非常に小さいので、ほぼπ／２［ｒａｄ］となる。従って、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θがほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、トリガ発生回路５８からトリガ電圧Ｖt を出力させて、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０を放電させるのが好ましい。
【００７０】
そのときの上記電流ｉ1 を、図５に示す装置で言えば、数４にω＝２πｆn を代入して、次式で表される。この電流ｉ1 が上記商用周波電流Ｉnfとして流れる。Ｅm は商用周波電源回路４８の出力電圧のピーク値（例えば√２×２００Ｖ）である。
【００７１】
［数５］
ｉ1 ＝（Ｅm ／｜Ｚ｜）ｓｉｎ２πｆnｔ
【００７２】
上記のようにすることによって、商用周波電源回路４８からサージ防護デバイス４２に供給する商用周波電流Ｉnfを、サージ防護デバイス４２の導通時にほぼ０から立ち上げることができると共に、当該商用周波電流Ｉnfに過渡現象が生じるのを防止することができる。その結果、図７に示す例のように、インパルス電流Ｉimp に商用周波電流Ｉnfがうまくつながった波形の電流Ｉをサージ防護デバイス４２に供給することができるので、サージ防護デバイス４２に対して商用周波電流重畳試験をより的確に実施することが可能になる。
【００７３】
次に、図５に示すインパルス電流発生装置の動作の例を、制御回路６０による制御の部分を主体にして、図６を参照しながら説明する。
【００７４】
直流充電回路２によって主コンデンサ４を所定の充電電圧Ｖc に充電しておく。かつ商用周波電源回路４８を動作させて、それから商用周波数ｆn の電圧を出力しておく。
【００７５】
制御回路６０は、次に述べるインパルス電流発生指令ＳＳを受ける前から、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θを継続して測定している（ステップＳ１）。従って制御回路６０は、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θがπ／２（単位ｒａｄは以下では省略）になる時点を判定することができる。当該π／２になる時点は、一定の周期（即ち上記商用周波数ｆn の周期）で到来する。
【００７６】
試験対象のサージ防護デバイス４２に、インパルス電流Ｉimp に商用周波電流Ｉnfを重畳させた電流Ｉを供給する試験を実行するときは、制御回路６０にインパルス電流発生指令ＳＳを与える（ステップＳ２）。このインパルス電流発生指令ＳＳは、例えば、スイッチによる接点信号でも良いし、他の制御回路から与えられる指令信号でも良い。
【００７７】
インパルス電流発生指令ＳＳを受けると制御回路６０は、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６に駆動指令を与える時間と、トリガ発生回路５８からトリガ電圧Ｖt を出力させる時間との時間差をＴd とすると、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２になるよりも時間差Ｔd だけ前に、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６に上記駆動指令を与える（ステップＳ３）。それに応答して、電極駆動装置３６は可動電極３４の駆動を開始し、可動電極３４が固定電極３２に接触するまで駆動を続ける。なお、上記のように商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２になる時点は一定周期で繰り返して到来するので、制御回路６０による上記制御は可能である。
【００７８】
その直後に、即ち上記時間差Ｔd 後に、制御回路６０は、トリガ発生回路５８にトリガ電圧Ｖt を出力させる出力指令を与える（ステップＳ４）。それに応答して、トリガ発生回路５８はトリガ電圧Ｖt を出力してトリガ電極３８に供給する。これによって、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２のときにトリガ電圧Ｖt を出力させることができる。上記可動電極３４の駆動とこのトリガ電圧Ｖt の供給とによって、固定電極３２と可動電極３４間で放電が生じて両電極３２、３４間が導通する。即ち主放電ギャップ装置３０ｂが放電して導通する（ステップＳ５）。
【００７９】
なお、上記時間差Ｔd は、可動電極３４をあまり動かさなくても、トリガ電圧Ｖt 印加によって、主放電ギャップ装置３０ｂにおける放電を開始させることができる場合は、非常に小さい値でも良い。ほぼ０で良い場合もある。このような場合は、可動電極３４の駆動開始とトリガ電圧Ｖt 印加とはほぼ同時になる。
【００８０】
上記時間差Ｔd の長さや、トリガ電圧Ｖt を出力するタイミングを調整可能にしておいても良い。そのようにすれば、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２のときにトリガ電圧Ｖt を出力させる等の制御をより柔軟に行うことができる。
【００８１】
主放電ギャップ装置３０ｂの導通によって、主コンデンサ４の充電電圧Ｖc が補助放電ギャップ４０に印加されるので、補助放電ギャップ４０が放電して導通する（ステップＳ６）。これによって、主コンデンサ４に蓄積されていた電荷によって、インダクタンス８、抵抗１０、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０を経由して、サージ防護デバイス４２にインパルス電流Ｉimp が流れ始める（ステップＳ７。図７も参照）。このインパルス電流Ｉimp のピーク値および波形の例は、前述したとおりである。
【００８２】
このとき、リアクトル４４は、インパルス電流Ｉimp に対して阻止フィルタと同様の作用をするので、インパルス電流Ｉimp が商用周波電源回路４８へ流入するのを阻止することができる。この場合のリアクトル４４のインダクタンスＬは、一例を挙げると８００μＨ程度であるが、これに限られるものではなく、上記阻止作用を奏することができれば良い。後述する補助コンデンサ４６と協働して後述する共振条件を成立させる場合のようにインダクタンスＬが大きくても、リアクトル４４は上記阻止作用を奏する。
【００８３】
上記インパルス電流Ｉimp がサージ防護デバイス４２に流れると、前述したようにサージ防護デバイス４２は非常に小さい抵抗値で導通するので、商用周波電源回路４８からサージ防護デバイス４２に商用周波電流Ｉnfが流れ始める（ステップＳ９。図７も参照）。この商用周波電流Ｉnfは、補助放電ギャップ４０の放電が停止して当該補助放電ギャップ４０が開放されてインパルス電流Ｉimp が終了するまで、インパルス電流Ｉimp に重畳して流れる。この商用周波電流Ｉnfのピーク値の例は前述したとおりである。
【００８４】
インパルス電流Ｉimp を供給することによって、主コンデンサ４の電圧は低下する（ステップＳ１０）。しかし、前述したように、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６によって可動電極３４を固定電極３２に接触させているので、上記第１の実施形態の場合と同様に、インパルス電流Ｉimp の波尾部で主コンデンサ４の電圧が低くなっても、当該主放電ギャップ装置３０ｂにおける導通を維持することができる。しかも、補助放電ギャップ４０は、前述したようにその放電開始電圧が主コンデンサ４の充電電圧Ｖc よりも十分に低いので、インパルス電流Ｉimp の波尾部で主コンデンサ４の電圧が低くなっても、当該補助放電ギャップ４０における導通を長期間維持することができる。従って、主コンデンサ４の充電電圧Ｖc を高くしなくても、インパルス電流Ｉimp の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００８５】
主コンデンサ４の電圧低下が更に進むと、補助放電ギャップ４０における放電が自然に消滅して補助放電ギャップ４０は開放される（ステップＳ１１。図７も参照）。これによって、主放電ギャップ装置３０ｂの両電極３２、３４間が接触によって導通を続けていても、商用周波電源回路４８とインパルス源側（即ち補助放電ギャップ４０よりも主コンデンサ４側。以下同様）とを切り離すことができる。それによって、商用周波電流がインパルス源側へ流入するのを阻止することができると共に、サージ防護デバイス４２に供給する電流をインパルス電流Ｉimp から商用周波電流Ｉnfへとうまく続けて切り換えて、インパルス電流Ｉimp の続流として商用周波電流Ｉnfをサージ防護デバイス４２にうまく供給することができる（図７参照）。
【００８６】
その後は、サージ防護デバイス４２に商用周波電流Ｉnfが流れる。そしてサージ防護デバイス４２の機能が正常であれば、サージ防護デバイス４２によって、商用周波電流Ｉnfが半サイクルで遮断される（ステップＳ１２。図７も参照）。この遮断が正常に行われるか否かを試験するのが、前記商用周波電流重畳試験の主な目的である。
【００８７】
ところで、図５中に二点鎖線で示すように、商用周波電源回路４８とリアクトル４４との間において商用周波電源回路４８に並列に接続されていて、リアクトル４４と協働して、商用周波数ｆn で共振する共振回路（より具体的には直列共振回路）を形成している補助コンデンサ４６を備えていても良い。
【００８８】
この場合も、サージ防護デバイス４２の急な導通を、スイッチの投入動作と見ると、図５に示す補助コンデンサ４６、リアクトル４４およびサージ防護デバイス４２の直列回路は、図９に示す回路と実質的に等価になる。即ち、コンデンサＣが補助コンデンサ４６に、スイッチＳＷがサージ防護デバイス４２に、インダクタンスＬがリアクトル４４に、抵抗Ｒがサージ防護デバイス４２他の回路の抵抗に、それぞれ相当する。コンデンサＣすなわち補助コンデンサ４６の充電は、商用周波電源回路４８が行っている。
【００８９】
図９の回路において、コンデンサＣが電圧Ｅ0 に充電されているとして、ｔ＝０でスイッチＳＷを投入すると、コンデンサＣに蓄積されていた電荷によって過渡電流ｉ2 が流れる。この電流ｉ2 は、図５に示す装置の場合を考えると、前述したようにインダクタンスＬに比べて抵抗Ｒが非常に小さくて、次の数６が成立しているので、数７で表される正弦波状の減衰振動電流となる。数７の第２行は、その第１行に数６の条件を適用した結果である。
【００９０】
［数６］
（１／ＬＣ）≫（Ｒ／２Ｌ）2
【００９１】
【数７】
【００９２】
上記のことを図５に示す装置で言えば、サージ防護デバイス４２が急に導通すると、補助コンデンサ４６から上記数７の第２行に示す過渡電流ｉ2 がサージ防護デバイス４２に流れる。前述したように商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２のときに主放電ギャップ装置３０ｂ等が放電してサージ防護デバイス４２が導通させられるので、数７中の電圧Ｅ0 は、商用周波電源回路４８の出力電圧のピーク値（例えば√２×２００Ｖ）にほぼ等しくなる。
【００９３】
しかも図５に示す装置では、前述したように、リアクトル４４および補助コンデンサ４６は、商用周波数ｆn で共振条件を成立させているから、次式が成立している。
【００９４】
［数８］
ｆn ＝１／２π√（ＬＣ）
【００９５】
この場合の各値の一例を挙げると、商用周波数ｆn は６０Ｈｚ、リアクトル４４のインダクタンスＬは７８ｍＨ、補助コンデンサ４６の静電容量Ｃは９０μＦである。
【００９６】
この数８を数７の第２行に代入すると、結局、補助コンデンサ４６から流れる過渡電流ｉ2 は次式となり、商用周波数ｆn で振動（減衰振動）する正弦波状の電流ｉ2 を補助コンデンサ４６からサージ防護デバイス４２に供給することができる。
【００９７】
【数９】
【００９８】
従って、この例の場合は、商用周波電流Ｉnfとして、互いに同じ商用周波数ｆn の数５に示した電流ｉ1 （これは商用周波電源回路４８から供給される）と、数９に示した電流ｉ2 （これは補助コンデンサ４６から供給される）とが、互いに同期して重畳してサージ防護デバイス４２に流れる。即ちＩnf＝ｉ1 ＋ｉ2 が流れる。両電流ｉ1 とｉ2 が互いに同期していることは、数５、数９のｓｉｎの位相が一致していることからも分かる。
【００９９】
このように上記例の場合は、商用周波数ｆn の電流を、商用周波電源回路４８以外からもサージ防護デバイス４２に供給することができるので、サージ防護デバイス４２に所定の大きさの商用周波電流Ｉnfを供給する場合に、商用周波電源回路４８の容量を小さくすることができる。それによって、当該商用周波電源回路４８の小型化、低コスト化等を、ひいてはこのインパルス電流発生装置の小型化、低コスト化等を図ることができる。
【符号の説明】
【０１００】
２ 直流充電回路
４ コンデンサ、主コンデンサ
８ インダクタンス
１０ 抵抗
１２ 負荷
３０ａ 放電ギャップ装置
３０ｂ 主放電ギャップ装置
３２ 固定電極
３４ 可動電極
３６ 電極駆動装置
３８ トリガ電極
４０ 補助放電ギャップ
４２ サージ防護デバイス
４４ リアクトル
４６ 補助コンデンサ
４８ 商用周波電源回路
５８ トリガ発生回路
６０ 制御回路
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えばサージ防護デバイス（略称ＳＰＤ）、その他の電気機器等の負荷に、試験等のために、インパルス電流を供給するインパルス電流発生装置（略称ＩＣＧ）に関する。更に、サージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給するインパルス電流発生装置に関する。
【０００２】
この明細書において、サージ防護デバイスとは、２００４年に制定されたＪＩＳ Ｃ ５３８１：２００４において定義されているものである。即ち、サージ防護デバイスは、過渡的な過電圧を制限し、サージ電流を分流することを目的とするデバイスのことである。このデバイスは、１個以上の非線形素子を内蔵している。つまりサージ防護デバイスは、従来、アレスタ、避雷器、サージアブソーバ等と称されていた機器の総称である。
【背景技術】
【０００３】
負荷にインパルス電流を供給するインパルス電流発生装置の主な回路方式には、非特許文献１にも記載されているように、ＲＬＣ回路方式とクローバー回路方式とがある。
【０００４】
ＲＬＣ回路方式は、図１に示すように、コンデンサ４、放電ギャップ６、インダクタンス８および抵抗１０の直列回路に負荷１２を接続する。コンデンサ４に直流高電圧を充電しておき、放電ギャップ６にトリガをかけて放電（即ち導通）させることにより、コンデンサ４に蓄積された電荷によって負荷１２にインパルス電流Ｉimp を供給することができる。このインパルス電流Ｉimp の波形の一例を図３に示す。
【０００５】
この回路方式では、コンデンサ４の静電容量をＣ、インダクタンス８のインダクタンスをＬ、抵抗１０の抵抗値をＲとすると、インパルス電流Ｉimp の波頭長Ｔf および波尾長Ｔt は、抵抗１０の抵抗値Ｒと、サージインピーダンス√（Ｌ／Ｃ）の値との比によって決定される。
【０００６】
なお、放電ギャップ６および後述するクローバーギャップ１４用のトリガ電極およびそれ用のトリガ回路等の図示は省略している。
【０００７】
クローバー回路方式は、図２に示すように、コンデンサ４、放電ギャップ６およびインダクタンス８の直列回路に負荷１２を接続する。中間にはクローバーギャップ１４を設けている。コンデンサ４に直流高電圧を充電しておき、放電ギャップ６にトリガをかけて放電（即ち導通）させることにより、コンデンサ４に蓄積された電荷は、通電ルート１６で流れて、負荷１２にインパルス電流Ｉimp として供給されて消費されると共に、一部はインダクタンス８に蓄積される。この過程で、０．４π√（Ｌ／Ｃ）で決まる時間幅（波頭長Ｔf ）の波頭部が発生する。
【０００８】
次に、上記インパルス電流Ｉimp がピークに達した時点で、クローバーギャップ１４にトリガをかけてそれを放電（即ち導通）させることにより、インダクタンス８を電源とする通電ルート１８が形成される。この過程で、負荷１２の抵抗値をＲとすると、時定数Ｌ／Ｒの波尾部が発生し、波尾長Ｔt が決定される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】田中和彦、他３名、「高電圧試験装置の最新技術動向」、日新電機技報、日新電機株式会社、２００８年３月１１日、第５３巻（通巻１３０号）、頁２７−３７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記クローバー回路方式は、負荷１２以外の抵抗成分（即ちエネルギー消費成分）を必要としないので、ＲＬＣ回路方式に比べてエネルギー効率が高いという長所がある反面、（ａ）インパルス電流Ｉimp の波尾部が負荷１２の抵抗値Ｒによって左右されるので、当該波尾部の調整を負荷１２が変るたびに行う必要がある、（ｂ）放電ギャップ６およびその放電制御回路（トリガ回路等）以外に、クローバーギャップ１４およびその放電制御回路（トリガ回路およびその制御回路等）が必要であり構成が複雑で大型になる、等の短所がある。
【００１１】
一方、上記ＲＬＣ回路方式は、（ａ）インパルス電流Ｉimp の波頭長Ｔf および波尾長Ｔt が負荷１２に依存せずに決まるので、負荷１２に合わせた調整が不要であり、汎用性が高い、（ｂ）クローバー回路方式のようなクローバーギャップおよびその放電制御回路が不要であり構成が簡単である、という長所がある反面、インパルス電流Ｉimp の波尾部でコンデンサ４の電圧が低くなったときに、放電ギャップ６の放電が維持できなくなり、インパルス電流Ｉimp の波尾部が裁断された波形になってしまう場合がある、等の短所がある。
【００１２】
特に、２００４年に制定された上記ＪＩＳには、波頭長Ｔf ／波尾長Ｔt が、それ以前の８／２０μｓの波形の他に、１０／３５０μｓという長波尾長の試験波形も規定されており、このような長波尾長の波形の場合は、波尾部での電流裁断が起こりやすくなる。
【００１３】
従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置において、波尾部での電流裁断を防止するためには、例えば、コンデンサ４の充電電圧をこれまでのもの（例えば２０ｋＶ程度）よりもかなり高く（例えば２００ｋＶ程度に）して、コンデンサ４の電圧が低下したときでも放電ギャップ６の放電を確実に維持する、という手段が採り得るけれども、コンデンサ４の充電電圧を上記のように高くすると、コンデンサ４用の充電回路を上記のように高電圧出力のものにする必要があると共に、回路の絶縁対策が非常に難しくなり、そのためにコストが非常に嵩むという新たな課題が生じる。
【００１４】
インパルス電流発生装置は、インパルス電流を所定の波形で通電できれば良いのであり、電圧そのものは殆ど重要ではないので、高電圧の絶縁対策等に多くの費用をかけるのは合理的とは言えない。
【００１５】
そこでこの発明は、従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置を改良して、コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができるインパルス電流発生装置を提供することを一つの目的としている。
【００１６】
ところで、上記ＪＩＳには、より具体的にはＪＩＳ Ｃ ５３８１−１：２００４の７．６．５項には、クラスＩ試験及びクラスＩＩの試験の動作責務試験として、「ＳＰＤには５Ａ以上の公称電流容量をもつ電源からＵC の電圧を課電する。この試験は、ＳＰＤを通じて電流インパルスを段階的にＩpeak（３．９による）又はＩmax （３．１０による）まで増加して実施する。」ことが規定されている。この動作責務試験を実施するためには、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流をサージ防護デバイス（ＳＰＤ）に供給して試験（以下これを、商用周波電流重畳試験と呼ぶことにする）を行う必要がある。
【００１７】
この商用周波電流重畳試験は、インパルス電流と商用周波電流との位相調整が難しい等の理由によって、上記ＲＬＣ回路方式、クローバー回路方式のいずれを採用しているインパルス電流発生装置においても、上記規格に準じた試験は我が国では実施できていないのが現状である。
【００１８】
中でもクローバー回路方式では、前述したように、インパルス電流Ｉimp の通電中にクローバーギャップ１４で閉回路を形成することになり、それが負荷であるサージ防護デバイスに商用周波電流を通電することの支障になるので、クローバー回路方式で上記商用周波電流重畳試験を実現することは困難である。
【００１９】
そこでこの発明は、従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置を更に改良して、コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができることに加えて、サージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給することができるインパルス電流発生装置を提供することを他の目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この発明に係るインパルス電流発生装置の一つは、負荷にインパルス電流を供給するインパルス電流発生装置であって、前記負荷が接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続されたコンデンサ、インダクタンス、抵抗および放電ギャップ装置と、前記コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、かつ前記放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置とを備えている、ことを特徴としている。
【００２１】
この発明に係るインパルス電流発生装置の他のものは、試験対象のサージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給するインパルス電流発生装置であって、前記サージ防護デバイスが接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続された主コンデンサ、インダクタンス、抵抗、主放電ギャップ装置および補助放電ギャップと、前記主コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、前記主放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置と、前記固定電極と可動電極間の放電を開始させるトリガ電極とを備えており、前記補助放電ギャップは、その放電開始電圧が、前記主コンデンサの充電電圧よりも低く、かつ後記商用周波電源回路の出力電圧よりも高いものであり、更にこのインパルス電流発生装置は、前記第１および第２の出力端子間にリアクトルを直列に介して接続されていて、商用周波数の電流を出力する商用周波電源回路と、前記主放電ギャップ装置のトリガ電極にトリガ電圧を供給するトリガ発生回路と、前記主放電ギャップ装置の電極駆動装置による前記可動電極の駆動と、前記トリガ発生回路からの前記トリガ電圧の出力とを同期させる制御を行うものであって、しかも当該トリガ電圧を、前記商用周波電源回路の出力電圧が所定位相のときに出力させる制御を行う制御回路とを備えている、ことを特徴としている。
【００２２】
前記制御回路は、前記商用周波電源回路の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、前記トリガ発生回路から前記トリガ電圧を出力させる制御を行うものが好ましい。
【００２３】
前記商用周波電源回路と前記リアクトルとの間において前記商用周波電源回路に並列に接続されていて、前記リアクトルと協働して、前記商用周波数で共振する共振回路を形成している補助コンデンサを備えていても良い。
【発明の効果】
【００２４】
請求項１に記載の発明によれば、放電ギャップ装置の可動電極を、電極駆動装置によって、固定電極に向けて駆動して固定電極に接触させることができるので、インパルス電流の波尾部でコンデンサの電圧が低くなっても、当該放電ギャップ装置における通電を維持することができる。従って、コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００２５】
しかも、放電ギャップ装置の可動電極を上記のように駆動することによって、トリガ電極を設けなくても、放電ギャップ装置における放電を開始させることができるので、トリガ電極およびトリガ回路が不要になる。
【００２６】
請求項２に記載の発明によれば、主放電ギャップ装置が可動電極および電極駆動装置を備えているので、請求項１に記載の発明の場合と同様に、インパルス電流の波尾部で主コンデンサの電圧が低くなっても、当該主放電ギャップ装置における導通を維持することができる。しかも、補助放電ギャップは、その放電開始電圧が主コンデンサの充電電圧よりも低いので、インパルス電流の波尾部で主コンデンサの電圧が低くなっても、当該補助放電ギャップにおける導通を長期間維持することができる。従って、主コンデンサの充電電圧を高くしなくても、インパルス電流の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００２７】
更に、商用周波電源回路を備えているので、サージ防護デバイスにインパルス電流が流れてサージ防護デバイスが導通することによって、商用周波電源回路からサージ防護デバイスへ商用周波電流が流れるようになる。従って、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流をサージ防護デバイスに供給することができる。しかも制御装置は、上記同期をさせる制御等を行うので、インパルス電流に、商用周波電流を所定の位相関係でうまく同期させて重畳させることができる。
【００２８】
しかも、上記リアクトルおよび補助放電ギャップによって、インパルス源側と商用周波電源回路との干渉をうまく防止することができると共に、補助放電ギャップの働きによって、インパルス電流の続流として商用周波電流をサージ防護デバイスにうまく供給することができる。即ち、上記リアクトルは、インパルス電流に対しては阻止フィルタと同様の作用をするので、インパルス電流が商用周波電源回路へ流入するのを阻止することができる。上記補助放電ギャップは、上記重畳の際に、主コンデンサの電圧低下に伴って放電が自然に消滅して開放されるので、商用周波電源回路とインパルス源側とを切り離すことができる。それによって、商用周波電流がインパルス源側へ流入するのを阻止することができると共に、サージ防護デバイスに供給する電流をインパルス電流から商用周波電流へとうまく続けて切り換えることができる。
【００２９】
請求項３に記載の発明によれば次の更なる効果を奏する。即ち、制御回路は、商用周波電源回路の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、トリガ発生回路からトリガ電圧を出力させる制御を行うので、商用周波電源回路の出力電圧の位相が、リアクトルおよひサージ防護デバイスを含む直列回路の遅れ位相とほぼ等しいときに、主放電ギャップ装置を放電させてインパルス電流によってサージ防護デバイスを導通させることができ、それによって、商用周波電源回路からサージ防護デバイスに供給する商用周波電流をサージ防護デバイスの導通時にほぼ０から立ち上げることができると共に、当該商用周波電流に過渡現象が生じるのを防止することができる。その結果、インパルス電流に商用周波電流がうまくつながった波形の電流をサージ防護デバイスに供給することができるので、サージ防護デバイスに対して商用周波電流重畳試験をより的確に実施することが可能になる。
【００３０】
請求項４に記載の発明によれば次の更なる効果を奏する。即ち、サージ防護デバイスが導通すると、補助コンデンサに蓄積されていた電荷によってサージ防護デバイスに過渡電流が流れ、しかもこの過渡電流は商用周波数で振動（減衰振動）する正弦波状の電流となる。このような電流を商用周波電源回路以外からもサージ防護デバイスに供給することができるので、サージ防護デバイスに所定の大きさの商用周波電流を供給する場合に、商用周波電源回路の容量を小さくすることができる。それによって、当該商用周波電源回路の小型化、低コスト化等を、ひいてはインパルス電流発生装置の小型化、低コスト化等を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】従来のＲＬＣ回路方式のインパルス電流発生装置の概略例を示す回路図である。
【図２】従来のクローバー回路方式のインパルス電流発生装置の概略例を示す回路図である。
【図３】インパルス電流の波形の一例を示す図である。
【図４】この発明に係るインパルス電流発生装置の一実施形態を示す回路図である。
【図５】この発明に係るインパルス電流発生装置の他の実施形態を示す回路図である。
【図６】図５に示すインパルス電流発生装置の動作の例を示すフローチャートである。
【図７】インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流波形の一例を示す図である。
【図８】ＲＬ直列回路に交流電圧を印加したときに流れる電流を説明するための図である。
【図９】ＲＬＣ直列回路において、充電されていたコンデンサの電荷を急に放電するときに流れる過渡電流を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
（１）第１の実施形態
図４に、この発明に係るインパルス電流発生装置の一実施形態を示す。なお、この出願では、説明を簡単にするために、抵抗、インダクタンス、静電容量の符号Ｒ、Ｌ、Ｃを異なる回路においても共通して使用しているが、異なる回路におけるＲ、Ｌ、Ｃの値が必ずしも互いに同一でないことは言うまでもない。
【００３３】
このインパルス電流発生装置は、前述したＲＬＣ回路方式に属する。即ちこのインパルス電流発生装置は、負荷１２にインパルス電流Ｉimp を供給する装置であって、負荷１２が接続される第１および第２の出力端子２０、２２間に互いに直列に接続されたコンデンサ４、インダクタンス８、抵抗１０および放電ギャップ装置３０ａと、コンデンサ４に充電する、より具体的には直流高電圧を充電する直流充電回路２とを備えている。
【００３４】
負荷１２は、例えば、前述したサージ防護デバイス、その他の電気機器等である。
【００３５】
直流充電回路２の出力電圧、即ちコンデンサ４の充電電圧Ｖc は、例えば２０ｋＶ程度であるが、これに限られるものではない。
【００３６】
放電ギャップ装置３０ａは、固定電極３２と、可動電極３４と、当該可動電極３４を矢印Ｂで示すように固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させる電極駆動装置３６とを備えている。
【００３７】
電極駆動装置３６は、例えば、油圧シリンダ、空気圧シリンダ等である。
【００３８】
放電ギャップ装置３０ａは、可動電極３４を駆動する前の状態では、当然のことながら、その放電開始電圧はコンデンサ４の充電電圧Ｖc よりも大きいので、固定電極３２と可動電極３４との間は放電しない。
【００３９】
このインパルス電流発生装置においては、コンデンサ４を所定の充電電圧Ｖc に充電した状態で、電極駆動装置３６によって可動電極３４を固定電極３２に向けて駆動すると、トリガ電圧を印加しなくても、両電極３２、３４間がその放電開始電圧以下に近づくと、両電極３２、３４間で放電が生じて両電極３２、３４間が導通する。それによって、コンデンサ４に蓄積されていた電荷によって、インダクタンス８、抵抗１０および放電ギャップ装置３０ａを経由して、負荷１２にインパルス電流Ｉimp が流れ始める。かつそれ以降も、可動電極３４は固定電極３２に接触するまで駆動される。これによって、負荷１２に所定波形（例えば図３に示したような波形）のインパルス電流Ｉimp を供給することができる。
【００４０】
上記インパルス電流Ｉimp の波頭長Ｔf および波尾長Ｔt の決定については、図１を参照して説明したのと同じであるので、ここでは重複説明を省略する。
【００４１】
コンデンサ４の充電電圧Ｖc を２０ｋＶ程度とすると、その程度の電圧では、放電ギャップ装置３０ａの両電極３２、３４間の空隙が例えば１０ｍｍ程度になると放電を開始するけれども、その距離から両電極３２、３４が接触するまでの機械的動作時間は、通常は、インパルス電流Ｉimp の波尾長Ｔt よりも遥かに長い。しかし、両電極３２、３４間で一旦放電が開始すると、その放電によって両電極３２、３４間にプラズマが生じて、しかも当該プラズマが充満している空間が可動電極３４の移動によって圧縮され続けるので、インパルス電流Ｉimp の波尾部でコンデンサ４の電圧が低くなっても、両電極３２、３４間の放電を持続させることが可能である。
【００４２】
なお、両電極３２、３４の接触（衝突）による両電極３２、３４表面の劣化を抑えるためには、両電極３２、３４の材料を当該劣化に強いものにすれば良い。例えば、カーボンは好適な材料の一つである。
【００４３】
以上のようにこのインパルス電流発生装置によれば、放電ギャップ装置３０ａの可動電極３４を、電極駆動装置３６によって、固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させることができるので、インパルス電流Ｉimp の波尾部でのコンデンサ４の電圧が低くなっても、当該放電ギャップ装置３０ａにおける通電を維持することができる。従って、コンデンサ４の充電電圧Ｖc を高くしなくても、インパルス電流Ｉimp の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００４４】
例えば、前述した１０／３５０μｓという長波尾長のインパルス電流Ｉimp を供給する場合でも、２０ｋＶ程度の充電電圧Ｖc で、波尾部での電流裁断を防止することができる。即ち、前述した２００ｋＶの１／１０程度の電圧で済む。その結果、直流充電回路２の小容量化、小型化、低コスト化を図ることができる。また、回路の絶縁対策も容易であるので、この観点からもコスト低減を図ることができる。
【００４５】
しかも、放電ギャップ装置３０ａの可動電極３４を上記のように駆動することによって、トリガ電極を設けなくても、放電ギャップ装置３０ａにおける放電を開始させることができるので、トリガ電極およびトリガ回路が不要になる。従ってその分、構成の簡素化およびコスト低減を図ることができる。
【００４６】
（２）第２の実施形態
図５に、この発明に係るインパルス電流発生装置の他の実施形態を示す。図４に示した実施形態と同一または相当する部分には同一符号を付し、以下においては図４に示した実施形態との相違点を主体に説明する。
【００４７】
このインパルス電流発生装置は、試験対象のサージ防護デバイス４２に、インパルス電流Ｉimp に商用周波電流Ｉnfを重畳させた電流Ｉを供給する装置である。この電流Ｉの波形の一例を図７に示す。但し図７では、図面寸法に制限があるために、インパルス電流Ｉimp と商用周波電流Ｉnfの振幅比を実際よりも小さく図示している。
【００４８】
インパルス電流Ｉimp は、例えば、ピーク値が２０ｋＡである。波形は、例えば、波頭長Ｔf ／波尾長Ｔt （図３も参照）が１０／３５０μｓである。８／２０μｓ等にする場合もある。商用周波電流Ｉnfは、例えば、ピーク値が５００Ａである。５Ａ等にする場合もある。
【００４９】
サージ防護デバイス４２は、前述したとおりのものである。
【００５０】
このインパルス電流発生装置は、サージ防護デバイス４２が接続される第１および第２の出力端子２０、２２間に互いに直列に接続された主コンデンサ４、インダクタンス８、抵抗１０、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０と、主コンデンサ４に充電する、より具体的には直流高電圧を充電する直流充電回路２とを備えている。
【００５１】
主放電ギャップ装置３０ｂは、固定電極３２と、可動電極３４と、当該可動電極３４を矢印Ｂで示すように固定電極３２に向けて駆動して固定電極３２に接触させる電極駆動装置３６と、固定電極３２と可動電極３４間の放電を開始させるトリガ電極３８とを備えている。
【００５２】
補助放電ギャップ４０は、その放電開始電圧が、直流充電回路２による主コンデンサ４の充電電圧Ｖc よりも低く、より具体的には十分に低く、かつ以下に述べる商用周波電源回路４８の出力電圧よりも高いものである。
【００５３】
例えば、主コンデンサ４の充電電圧Ｖc は前述したように２０ｋＶ、商用周波電源回路４８の出力電圧は２００Ｖ（実効値）であり、補助放電ギャップ４０の放電開始電圧は４００Ｖ〜５００Ｖ程度である。このように、補助放電ギャップ４０の放電開始電圧は、充電電圧Ｖc の１／４０〜１／５０程度であり、充電電圧Ｖc よりも十分に低い。
【００５４】
従って、図５に示す装置の総合的な動作説明は後でするが、主放電ギャップ装置３０ｂのトリガ電極３８に後述するトリガ電圧Ｖt を供給して主放電ギャップ装置３０ｂを放電（即ち導通）させると、補助放電ギャップ４０も放電（即ち導通）し、それによってサージ防護デバイス４２にインパルス電流Ｉimp を供給することができる。
【００５５】
このインパルス電流発生装置は、更に、第１および第２の出力端子２０、２２間にリアクトル４４を直列に介して接続されていて、商用周波数ｆn の電流（即ち商用周波電流）Ｉnfを出力する商用周波電源回路４８と、主放電ギャップ装置３０ｂのトリガ電極３８にトリガ電圧Ｖt を供給するトリガ発生回路５８とを備えている。
【００５６】
商用周波電源回路４８は、例えば、商用周波電源５０と、変圧器５２と、この商用周波電源回路４８の出力電圧を分圧して出力する分圧器５４とを備えている。商用周波電源５０は、例えば、６０Ｈｚ、２００Ｖの商用電源である。変圧器５２は、例えば、一次電圧／二次電圧が２００Ｖ／２００Ｖの絶縁変圧器である。この変圧器５２は、絶縁が主目的であるので、この発明に必須のものではない。
【００５７】
このインパルス電流発生装置は、更に、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６による可動電極３４の駆動と、トリガ発生回路５８からのトリガ電圧Ｖt の出力とを同期させる制御を行うものであって、しかも当該トリガ電圧Ｖt を、商用周波電源回路４８の出力電圧が所定位相のときに出力させる制御を行う制御回路６０を備えている。制御回路６０は、この例では、分圧器５４からの電圧を用いて、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相を測定して、前記制御を行う。
【００５８】
制御回路６０は、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、トリガ発生回路５８からトリガ電圧Ｖt を出力させる制御を行うのが好ましく、この実施形態では制御回路６０はそのような制御を行う。その理由を以下に説明する。
【００５９】
サージ防護デバイス４２に上記インパルス電流Ｉimp を供給すると、サージ防護デバイス４２が動作してその本来の機能（即ち前述したサージ電圧を制限し、サージ電流を分流する機能）を発揮する。このときサージ防護デバイス４２は、簡単に言えば、非常に小さい抵抗値で急に導通する。
【００６０】
このサージ防護デバイス４２の急な導通を、スイッチの投入動作と見ると、図５に示す商用周波電源回路４８、リアクトル４４およびサージ防護デバイス４２の直列回路は、図８に示す回路と実質的に等価になる。即ち、交流電源ｅ（ｔ）が商用周波電源回路４８に、スイッチＳＷがサージ防護デバイス４２に、インダクタンスＬがリアクトル４４に、抵抗Ｒがサージ防護デバイス４２他の回路の抵抗に、それぞれ相当する。
【００６１】
この図８は、過渡現象を解説した書籍によく記載されている例である。後述する図９も同様である。
【００６２】
図８の回路において、ｔ＝０でスイッチＳＷを投入して交流電圧ｅ（ｔ）＝Ｅmｓｉｎ（ωｔ＋θ）を印加したときに流れる電流をｉ1 とすれば、回路方程式は次式となる。Ｅm は交流電圧の最大値、ωは角周波数、θはスイッチＳＷ投入時の交流電圧の位相である。
【００６３】
［数１］
Ｌ（ｄｉ1 ／ｄｔ）＋Ｒｉ1 ＝Ｅmｓｉｎ（ωｔ＋θ）
【００６４】
上記式から、ｔ＝０のときｉ1 ＝０という初期条件を適用して電流ｉ1 を求めると数２となる。ここで、Ｚは上記ＲＬ直列回路のインピーダンス、θは遅れ位相であり、数３で表される。
【００６５】
【数２】
【００６６】
［数３］
｜Ｚ｜＝√（Ｒ2 ＋ω2 Ｌ2 ）、
φ＝ｔａｎ-1（ωＬ／Ｒ）
【００６７】
上記数２の右辺の第１項は定常電流を、第２項は過渡電流を表している。従って、ｓｉｎ（θ−φ）＝０すなわちθ＝φであれば、過渡現象が生じず、電流ｉ1 として次式で表される正弦波の定常電流が流れる。
【００６８】
［数４］
ｉ1 ＝（Ｅm ／｜Ｚ｜）ｓｉｎωｔ
【００６９】
このことを、図５に示す装置で言えば、θ＝φすなわち商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θが、リアクトル４４およびサージ防護デバイス４２を含む直列回路の遅れ位相φとほぼ等しいときに、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０を放電させてインパルス電流Ｉimp によってサージ防護デバイス４２を導通させるのが好ましい。より具体的には、上記遅れ位相φは、図５の装置では、リアクトル４４のインダクタンスＬに比べて上記直列回路の抵抗Ｒが非常に小さいので、ほぼπ／２［ｒａｄ］となる。従って、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θがほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、トリガ発生回路５８からトリガ電圧Ｖt を出力させて、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０を放電させるのが好ましい。
【００７０】
そのときの上記電流ｉ1 を、図５に示す装置で言えば、数４にω＝２πｆn を代入して、次式で表される。この電流ｉ1 が上記商用周波電流Ｉnfとして流れる。Ｅm は商用周波電源回路４８の出力電圧のピーク値（例えば√２×２００Ｖ）である。
【００７１】
［数５］
ｉ1 ＝（Ｅm ／｜Ｚ｜）ｓｉｎ２πｆnｔ
【００７２】
上記のようにすることによって、商用周波電源回路４８からサージ防護デバイス４２に供給する商用周波電流Ｉnfを、サージ防護デバイス４２の導通時にほぼ０から立ち上げることができると共に、当該商用周波電流Ｉnfに過渡現象が生じるのを防止することができる。その結果、図７に示す例のように、インパルス電流Ｉimp に商用周波電流Ｉnfがうまくつながった波形の電流Ｉをサージ防護デバイス４２に供給することができるので、サージ防護デバイス４２に対して商用周波電流重畳試験をより的確に実施することが可能になる。
【００７３】
次に、図５に示すインパルス電流発生装置の動作の例を、制御回路６０による制御の部分を主体にして、図６を参照しながら説明する。
【００７４】
直流充電回路２によって主コンデンサ４を所定の充電電圧Ｖc に充電しておく。かつ商用周波電源回路４８を動作させて、それから商用周波数ｆn の電圧を出力しておく。
【００７５】
制御回路６０は、次に述べるインパルス電流発生指令ＳＳを受ける前から、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θを継続して測定している（ステップＳ１）。従って制御回路６０は、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相θがπ／２（単位ｒａｄは以下では省略）になる時点を判定することができる。当該π／２になる時点は、一定の周期（即ち上記商用周波数ｆn の周期）で到来する。
【００７６】
試験対象のサージ防護デバイス４２に、インパルス電流Ｉimp に商用周波電流Ｉnfを重畳させた電流Ｉを供給する試験を実行するときは、制御回路６０にインパルス電流発生指令ＳＳを与える（ステップＳ２）。このインパルス電流発生指令ＳＳは、例えば、スイッチによる接点信号でも良いし、他の制御回路から与えられる指令信号でも良い。
【００７７】
インパルス電流発生指令ＳＳを受けると制御回路６０は、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６に駆動指令を与える時間と、トリガ発生回路５８からトリガ電圧Ｖt を出力させる時間との時間差をＴd とすると、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２になるよりも時間差Ｔd だけ前に、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６に上記駆動指令を与える（ステップＳ３）。それに応答して、電極駆動装置３６は可動電極３４の駆動を開始し、可動電極３４が固定電極３２に接触するまで駆動を続ける。なお、上記のように商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２になる時点は一定周期で繰り返して到来するので、制御回路６０による上記制御は可能である。
【００７８】
その直後に、即ち上記時間差Ｔd 後に、制御回路６０は、トリガ発生回路５８にトリガ電圧Ｖt を出力させる出力指令を与える（ステップＳ４）。それに応答して、トリガ発生回路５８はトリガ電圧Ｖt を出力してトリガ電極３８に供給する。これによって、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２のときにトリガ電圧Ｖt を出力させることができる。上記可動電極３４の駆動とこのトリガ電圧Ｖt の供給とによって、固定電極３２と可動電極３４間で放電が生じて両電極３２、３４間が導通する。即ち主放電ギャップ装置３０ｂが放電して導通する（ステップＳ５）。
【００７９】
なお、上記時間差Ｔd は、可動電極３４をあまり動かさなくても、トリガ電圧Ｖt 印加によって、主放電ギャップ装置３０ｂにおける放電を開始させることができる場合は、非常に小さい値でも良い。ほぼ０で良い場合もある。このような場合は、可動電極３４の駆動開始とトリガ電圧Ｖt 印加とはほぼ同時になる。
【００８０】
上記時間差Ｔd の長さや、トリガ電圧Ｖt を出力するタイミングを調整可能にしておいても良い。そのようにすれば、商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２のときにトリガ電圧Ｖt を出力させる等の制御をより柔軟に行うことができる。
【００８１】
主放電ギャップ装置３０ｂの導通によって、主コンデンサ４の充電電圧Ｖc が補助放電ギャップ４０に印加されるので、補助放電ギャップ４０が放電して導通する（ステップＳ６）。これによって、主コンデンサ４に蓄積されていた電荷によって、インダクタンス８、抵抗１０、主放電ギャップ装置３０ｂおよび補助放電ギャップ４０を経由して、サージ防護デバイス４２にインパルス電流Ｉimp が流れ始める（ステップＳ７。図７も参照）。このインパルス電流Ｉimp のピーク値および波形の例は、前述したとおりである。
【００８２】
このとき、リアクトル４４は、インパルス電流Ｉimp に対して阻止フィルタと同様の作用をするので、インパルス電流Ｉimp が商用周波電源回路４８へ流入するのを阻止することができる。この場合のリアクトル４４のインダクタンスＬは、一例を挙げると８００μＨ程度であるが、これに限られるものではなく、上記阻止作用を奏することができれば良い。後述する補助コンデンサ４６と協働して後述する共振条件を成立させる場合のようにインダクタンスＬが大きくても、リアクトル４４は上記阻止作用を奏する。
【００８３】
上記インパルス電流Ｉimp がサージ防護デバイス４２に流れると、前述したようにサージ防護デバイス４２は非常に小さい抵抗値で導通するので、商用周波電源回路４８からサージ防護デバイス４２に商用周波電流Ｉnfが流れ始める（ステップＳ９。図７も参照）。この商用周波電流Ｉnfは、補助放電ギャップ４０の放電が停止して当該補助放電ギャップ４０が開放されてインパルス電流Ｉimp が終了するまで、インパルス電流Ｉimp に重畳して流れる。この商用周波電流Ｉnfのピーク値の例は前述したとおりである。
【００８４】
インパルス電流Ｉimp を供給することによって、主コンデンサ４の電圧は低下する（ステップＳ１０）。しかし、前述したように、主放電ギャップ装置３０ｂの電極駆動装置３６によって可動電極３４を固定電極３２に接触させているので、上記第１の実施形態の場合と同様に、インパルス電流Ｉimp の波尾部で主コンデンサ４の電圧が低くなっても、当該主放電ギャップ装置３０ｂにおける導通を維持することができる。しかも、補助放電ギャップ４０は、前述したようにその放電開始電圧が主コンデンサ４の充電電圧Ｖc よりも十分に低いので、インパルス電流Ｉimp の波尾部で主コンデンサ４の電圧が低くなっても、当該補助放電ギャップ４０における導通を長期間維持することができる。従って、主コンデンサ４の充電電圧Ｖc を高くしなくても、インパルス電流Ｉimp の波尾部での電流裁断を防止することができる。
【００８５】
主コンデンサ４の電圧低下が更に進むと、補助放電ギャップ４０における放電が自然に消滅して補助放電ギャップ４０は開放される（ステップＳ１１。図７も参照）。これによって、主放電ギャップ装置３０ｂの両電極３２、３４間が接触によって導通を続けていても、商用周波電源回路４８とインパルス源側（即ち補助放電ギャップ４０よりも主コンデンサ４側。以下同様）とを切り離すことができる。それによって、商用周波電流がインパルス源側へ流入するのを阻止することができると共に、サージ防護デバイス４２に供給する電流をインパルス電流Ｉimp から商用周波電流Ｉnfへとうまく続けて切り換えて、インパルス電流Ｉimp の続流として商用周波電流Ｉnfをサージ防護デバイス４２にうまく供給することができる（図７参照）。
【００８６】
その後は、サージ防護デバイス４２に商用周波電流Ｉnfが流れる。そしてサージ防護デバイス４２の機能が正常であれば、サージ防護デバイス４２によって、商用周波電流Ｉnfが半サイクルで遮断される（ステップＳ１２。図７も参照）。この遮断が正常に行われるか否かを試験するのが、前記商用周波電流重畳試験の主な目的である。
【００８７】
ところで、図５中に二点鎖線で示すように、商用周波電源回路４８とリアクトル４４との間において商用周波電源回路４８に並列に接続されていて、リアクトル４４と協働して、商用周波数ｆn で共振する共振回路（より具体的には直列共振回路）を形成している補助コンデンサ４６を備えていても良い。
【００８８】
この場合も、サージ防護デバイス４２の急な導通を、スイッチの投入動作と見ると、図５に示す補助コンデンサ４６、リアクトル４４およびサージ防護デバイス４２の直列回路は、図９に示す回路と実質的に等価になる。即ち、コンデンサＣが補助コンデンサ４６に、スイッチＳＷがサージ防護デバイス４２に、インダクタンスＬがリアクトル４４に、抵抗Ｒがサージ防護デバイス４２他の回路の抵抗に、それぞれ相当する。コンデンサＣすなわち補助コンデンサ４６の充電は、商用周波電源回路４８が行っている。
【００８９】
図９の回路において、コンデンサＣが電圧Ｅ0 に充電されているとして、ｔ＝０でスイッチＳＷを投入すると、コンデンサＣに蓄積されていた電荷によって過渡電流ｉ2 が流れる。この電流ｉ2 は、図５に示す装置の場合を考えると、前述したようにインダクタンスＬに比べて抵抗Ｒが非常に小さくて、次の数６が成立しているので、数７で表される正弦波状の減衰振動電流となる。数７の第２行は、その第１行に数６の条件を適用した結果である。
【００９０】
［数６］
（１／ＬＣ）≫（Ｒ／２Ｌ）2
【００９１】
【数７】
【００９２】
上記のことを図５に示す装置で言えば、サージ防護デバイス４２が急に導通すると、補助コンデンサ４６から上記数７の第２行に示す過渡電流ｉ2 がサージ防護デバイス４２に流れる。前述したように商用周波電源回路４８の出力電圧の位相がπ／２のときに主放電ギャップ装置３０ｂ等が放電してサージ防護デバイス４２が導通させられるので、数７中の電圧Ｅ0 は、商用周波電源回路４８の出力電圧のピーク値（例えば√２×２００Ｖ）にほぼ等しくなる。
【００９３】
しかも図５に示す装置では、前述したように、リアクトル４４および補助コンデンサ４６は、商用周波数ｆn で共振条件を成立させているから、次式が成立している。
【００９４】
［数８］
ｆn ＝１／２π√（ＬＣ）
【００９５】
この場合の各値の一例を挙げると、商用周波数ｆn は６０Ｈｚ、リアクトル４４のインダクタンスＬは７８ｍＨ、補助コンデンサ４６の静電容量Ｃは９０μＦである。
【００９６】
この数８を数７の第２行に代入すると、結局、補助コンデンサ４６から流れる過渡電流ｉ2 は次式となり、商用周波数ｆn で振動（減衰振動）する正弦波状の電流ｉ2 を補助コンデンサ４６からサージ防護デバイス４２に供給することができる。
【００９７】
【数９】
【００９８】
従って、この例の場合は、商用周波電流Ｉnfとして、互いに同じ商用周波数ｆn の数５に示した電流ｉ1 （これは商用周波電源回路４８から供給される）と、数９に示した電流ｉ2 （これは補助コンデンサ４６から供給される）とが、互いに同期して重畳してサージ防護デバイス４２に流れる。即ちＩnf＝ｉ1 ＋ｉ2 が流れる。両電流ｉ1 とｉ2 が互いに同期していることは、数５、数９のｓｉｎの位相が一致していることからも分かる。
【００９９】
このように上記例の場合は、商用周波数ｆn の電流を、商用周波電源回路４８以外からもサージ防護デバイス４２に供給することができるので、サージ防護デバイス４２に所定の大きさの商用周波電流Ｉnfを供給する場合に、商用周波電源回路４８の容量を小さくすることができる。それによって、当該商用周波電源回路４８の小型化、低コスト化等を、ひいてはこのインパルス電流発生装置の小型化、低コスト化等を図ることができる。
【符号の説明】
【０１００】
２ 直流充電回路
４ コンデンサ、主コンデンサ
８ インダクタンス
１０ 抵抗
１２ 負荷
３０ａ 放電ギャップ装置
３０ｂ 主放電ギャップ装置
３２ 固定電極
３４ 可動電極
３６ 電極駆動装置
３８ トリガ電極
４０ 補助放電ギャップ
４２ サージ防護デバイス
４４ リアクトル
４６ 補助コンデンサ
４８ 商用周波電源回路
５８ トリガ発生回路
６０ 制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷にインパルス電流を供給するインパルス電流発生装置であって、
前記負荷が接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続されたコンデンサ、インダクタンス、抵抗および放電ギャップ装置と、
前記コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、
かつ前記放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置とを備えている、ことを特徴とするインパルス電流発生装置。
【請求項２】
試験対象のサージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給するインパルス電流発生装置であって、
前記サージ防護デバイスが接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続された主コンデンサ、インダクタンス、抵抗、主放電ギャップ装置および補助放電ギャップと、
前記主コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、
前記主放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置と、前記固定電極と可動電極間の放電を開始させるトリガ電極とを備えており、
前記補助放電ギャップは、その放電開始電圧が、前記主コンデンサの充電電圧よりも低く、かつ後記商用周波電源回路の出力電圧よりも高いものであり、
更にこのインパルス電流発生装置は、
前記第１および第２の出力端子間にリアクトルを直列に介して接続されていて、商用周波数の電流を出力する商用周波電源回路と、
前記主放電ギャップ装置のトリガ電極にトリガ電圧を供給するトリガ発生回路と、
前記主放電ギャップ装置の電極駆動装置による前記可動電極の駆動と、前記トリガ発生回路からの前記トリガ電圧の出力とを同期させる制御を行うものであって、しかも当該トリガ電圧を、前記商用周波電源回路の出力電圧が所定位相のときに出力させる制御を行う制御回路とを備えている、ことを特徴とするインパルス電流発生装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記商用周波電源回路の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、前記トリガ発生回路から前記トリガ電圧を出力させる制御を行う請求項２記載のインパルス電流発生装置。
【請求項４】
前記商用周波電源回路と前記リアクトルとの間において前記商用周波電源回路に並列に接続されていて、前記リアクトルと協働して、前記商用周波数で共振する共振回路を形成している補助コンデンサを備えている請求項２または３記載のインパルス電流発生装置。
【請求項１】
負荷にインパルス電流を供給するインパルス電流発生装置であって、
前記負荷が接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続されたコンデンサ、インダクタンス、抵抗および放電ギャップ装置と、
前記コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、
かつ前記放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置とを備えている、ことを特徴とするインパルス電流発生装置。
【請求項２】
試験対象のサージ防護デバイスに、インパルス電流に商用周波電流を重畳させた電流を供給するインパルス電流発生装置であって、
前記サージ防護デバイスが接続される第１および第２の出力端子間に互いに直列に接続された主コンデンサ、インダクタンス、抵抗、主放電ギャップ装置および補助放電ギャップと、
前記主コンデンサに充電する直流充電回路とを備えており、
前記主放電ギャップ装置は、固定電極と、可動電極と、当該可動電極を前記固定電極に向けて駆動して前記固定電極に接触させる電極駆動装置と、前記固定電極と可動電極間の放電を開始させるトリガ電極とを備えており、
前記補助放電ギャップは、その放電開始電圧が、前記主コンデンサの充電電圧よりも低く、かつ後記商用周波電源回路の出力電圧よりも高いものであり、
更にこのインパルス電流発生装置は、
前記第１および第２の出力端子間にリアクトルを直列に介して接続されていて、商用周波数の電流を出力する商用周波電源回路と、
前記主放電ギャップ装置のトリガ電極にトリガ電圧を供給するトリガ発生回路と、
前記主放電ギャップ装置の電極駆動装置による前記可動電極の駆動と、前記トリガ発生回路からの前記トリガ電圧の出力とを同期させる制御を行うものであって、しかも当該トリガ電圧を、前記商用周波電源回路の出力電圧が所定位相のときに出力させる制御を行う制御回路とを備えている、ことを特徴とするインパルス電流発生装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記商用周波電源回路の出力電圧の位相がほぼπ／２［ｒａｄ］のときに、前記トリガ発生回路から前記トリガ電圧を出力させる制御を行う請求項２記載のインパルス電流発生装置。
【請求項４】
前記商用周波電源回路と前記リアクトルとの間において前記商用周波電源回路に並列に接続されていて、前記リアクトルと協働して、前記商用周波数で共振する共振回路を形成している補助コンデンサを備えている請求項２または３記載のインパルス電流発生装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１１−１３０６３７（Ｐ２０１１−１３０６３７Ａ）
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２８９２０６（Ｐ２００９−２８９２０６）
【出願日】平成２１年１２月２１日（２００９．１２．２１）
【特許番号】特許第４５２５８５８号（Ｐ４５２５８５８）
【特許公報発行日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【出願人】（０００００３９４２）日新電機株式会社 (328)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１２月２１日（２００９．１２．２１）
【特許番号】特許第４５２５８５８号（Ｐ４５２５８５８）
【特許公報発行日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【出願人】（０００００３９４２）日新電機株式会社 (328)
【Ｆターム（参考）】
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