コンバータ
【課題】 スイッチング時における損失を低減することが可能なコンバータを提供する。
【解決手段】 入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータであり、コイルと、第１ダイオードと、第１スイッチング素子と、第２ダイオードと、第２スイッチング素子と、制御手段を有している。制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。
【解決手段】 入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータであり、コイルと、第１ダイオードと、第１スイッチング素子と、第２ダイオードと、第２スイッチング素子と、制御手段を有している。制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータが開示されている。この種のコンバータは、コイルと、上アーム側のスイッチング素子と、上アーム側のスイッチング素子に対して並列に接続されたダイオードと、下アーム側のスイッチング素子と、下アーム側のスイッチング素子に並列に接続されたダイオードを有している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−９６８５２ 号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
コンバータでは、各スイッチング素子をスイッチングするときに、スイッチング素子やダイオードで損失が生じる。例えば、図１０は、比較的負荷が小さいときにコンバータのコイルに流れる電流を示している。図１０において、電流の極小値ＩＬｍｉｎとなる各タイミングで、下アーム側のスイッチング素子がオンする。すると、上アーム側のダイオードにリカバリ電流が流れ、このリカバリ電流により損失が生じる。このため、本明細書は、スイッチング時における損失を低減することが可能なコンバータを提案する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本明細書が開示するコンバータは、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力する。このコンバータは、入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、入出力ラインに介装されているコイルと、コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、基準電位ラインと、コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段を有している。制御手段は、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。
【０００６】
このコンバータは、コイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるとき（すなわち、負荷が高く、コイルに流れる電流が高いとき）と、前記平均値が第２電流範囲内にあるとき（すなわち、負荷がそれほど高くなく、コイルに流れる電流が低いとき）とで、キャリア周波数を切り換える。すなわち、このコンバータは、コイルに流れる電流が低いときには、キャリア周波数を低くする。図３は、前記平均値が第２電流範囲内にあるときに、このコンバータのコイルに流れる電流を例示している。図３に示すように、キャリア周波数を低くすると、コイルに流れる電流の振幅が大きくなる。このため、第２スイッチング素子（下アーム側のスイッチング素子）をターンオフさせるタイミングにおける電流ＩＬｍｉｎが、図１０に比べて低くなる。このため、このコンバータでは、スイッチング時における損失が低減される。また、コイルに流れる電流が高いときにキャリア周波数を低くすると、コンバータの動作が不安定となる。このため、このコンバータは、コイルに流れる電流が高いときには、キャリア周波数を高くして安定した動作を確保する。以上に説明したように、このコンバータは、低電流時にキャリア周波数を低くすることで、高電流時の動作の安定性を確保するとともに、低電流時のスイッチング時の損失の低減を実現する。なお、図３は例として示したものであり、本明細書により開示されるコンバータの電流波形は、図３に示されたものに限定されない。
【０００７】
従来のコンバータにおいて、図１０の状態からさらに電流が小さくなると、図１１に示すゼロクロス動作の状態となる。ゼロクロス動作では、下アーム側のスイッチング素子がオフするタイミング（電流ＩＬが電流ＩＬｍｉｎとなるタイミング）において、電流がマイナスとなる。このタイミングにおいて、下アーム側のスイッチング素子で損失が発生する。
【０００８】
したがって、上述した本明細書が開示するコンバータは、制御手段が、前記平均値が第２電流範囲よりも小さい第３電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも高い第３キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせることが好ましい。
【０００９】
このコンバータは、コイルに流れる電流の平均値が、第２電流範囲よりもさらに小さい第３電流範囲にあるときに、キャリア周波数を高くする。図４は、前記平均値が第２電流範囲内にあるときに、このコンバータのコイルに流れる電流を示している。図４に示すように、キャリア周波数を高くすると、コイルに流れる電流の振幅が小さくなる。このため、第２スイッチング素子（下アーム側のスイッチング素子）をターンオフさせるタイミング（電流ＩＬが電流ＩＬｍｉｎとなるタイミング）における電流値が、図１１に比べて０Ａに近くなる。このため、第２スイッチング素子で生じる損失を低減することができる。すなわち、このコンバータでは、コイルに流れる電流がより小さくなったときに、よりスイッチング時の損失を低減することができる。なお、図４は例として示したものであり、本明細書により開示されるコンバータの電流波形は、図４に示されたものに限定されない。
【００１０】
また、本明細書は、他のコンバータも提供する。このコンバータは、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力する。このコンバータは、入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、入出力ラインに介装されているコイルと、コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、基準電位ラインと、コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段を有している。制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第４電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第４電流範囲より小さい第５電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数よりも高い第５キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。第５電流範囲は、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以下の電流範囲である。
【００１１】
このコンバータでも、コイルに流れる電流の平均値が極めて低い場合に、スイッチング時の損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】コンバータ１０の回路図
【図２】ＩＬａｖｅ≧ＩＬｔｈ１のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図３】ＩＬｔｈ１＞ＩＬａｖｅ≧ＩＬｔｈ２のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図４】ＩＬｔｈ２＞ＩＬａｖｅ≧ＩＬｔｈ３のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図５】−ＩＬｔｈ１＞ＩＬａｖｅのときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図６】−ＩＬｔｈ２＞ＩＬａｖｅ≧−ＩＬｔｈ１のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図７】−ＩＬｔｈ３＞ＩＬａｖｅ≧−ＩＬｔｈ２のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図８】図３の動作時のコンバータ１０と従来のコンバータとのスイッチングによるトータル損失を比較する図。
【図９】図４の動作時のコンバータ１０と従来のコンバータとのスイッチングによるトータル損失を比較する図。
【図１０】力行動作時における従来のコンバータの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図１１】ゼロクロス動作時における従来のコンバータの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図１２】回生動作時における従来のコンバータの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図１３】コンバータの状態を示す表。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
最初に、実施例のコンバータの特徴を列記する。
（特徴１） 制御手段は、入力端側から出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。
（特徴２） 第２電流範囲の上限値が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅の２倍以下である。
（特徴３） 第２電流範囲の下限値が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以上である。
（特徴４） 第３電流範囲の上限値が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以下である。
【実施例】
【００１４】
図１は、実施例のコンバータ１０の回路図を示している。コンバータ１０は、バッテリ２６によって入力端子１２と入力側基準端子１４の間に印加される電圧を昇圧し、昇圧した電圧を出力端子１６と出力側基準端子１８の間に出力する。コンバータ１０は、ハイブリッドカーに搭載されている。コンバータ１０の端子１６、１８は、インバータを介してハイブリッドカー駆動用のモータ（図示省略）に接続されている。
【００１５】
入力側基準端子１４は、アースライン２０によって出力側基準端子１８に接続されている。アースライン２０は接地されており、接地電圧に維持される。入力端子１２には、入力ライン２２が接続されている。出力端子１６には、出力ライン２４が接続されている。入力ライン２２には、コイル３０が介装されている。以下では、コイル３０より入力端子１２側の入力ライン２２を第１入力ライン２２ａといい、コイル３０を挟んで入力端子１２と反対側の入力ライン２２を第２入力ライン２２ｂという。第１入力ライン２２ａとアースライン２０の間には、コンデンサ３２が接続されている。第２入力ライン２２ｂとアースライン２０の間には、ＩＧＢＴ５０とダイオード５２が互いに並列に接続されている。ダイオード５２は、第２入力ライン２２ｂ側がカソードとなるように接続されている。ＩＧＢＴ５０は、第２入力ライン２２ｂ側がコレクタとなるように接続されている。第２入力ライン２２ｂと出力ライン２４の間には、ＩＧＢＴ４０とダイオード４２が互いに並列に接続されている。ダイオード４２は、出力ライン２４側がカソードとなるように接続されている。ＩＧＢＴ４０は、出力ライン２４側がコレクタとなるように接続されている。出力ライン２４とアースライン２０の間には、コンデンサ３４が接続されている。ＩＧＢＴ４０、５０のゲートには、ゲート制御回路６０が接続されている。ゲート制御回路６０は、ＩＧＢＴ４０、５０のゲート電圧を制御する。
【００１６】
ゲート制御回路６０は、ＩＧＢＴ４０がオンであり、ＩＧＢＴ５０がオフである期間（以下、上アームオン期間Ｔ１という）と、ＩＧＢＴ４０、５０がオフである期間（以下、全オフ期間Ｔ２という）と、ＩＧＢＴ４０がオフであり、ＩＧＢＴ５０がオンである期間（以下、下アームオン期間Ｔ３という）とが繰り返されるように、ＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。より詳細には、ゲート制御回路６０は、上アームオン期間Ｔ１、全オフ期間Ｔ２、下アームオン期間Ｔ３、全オフ期間Ｔ２からなる１サイクルが繰り返されるように、ＩＧＢＴ４０、５０を制御する。前記１サイクルを繰り返す周波数は、一般に、キャリア周波数と呼ばれる。ゲート制御回路６０は、コイル３０に流れる電流に応じてキャリア周波数を変更する。
【００１７】
（従来の制御方法）
上述したように、コンバータ１０ではコイル３０に流れる電流に応じてキャリア周波数が変更されるが、まず、技術の理解のために、キャリア周波数を変更しない従来のコンバータの制御方法について説明する。従来のコンバータは、ＩＧＢＴ４０、５０の制御方法を除いて、図１に示すコンバータ１０と同様の構成を有している。以下の従来のコンバータの説明においては、各部を示す参照番号として、図１と同じ参照番号を用いる。
【００１８】
一般に、コンバータのコイル３０に流れる電流ＩＬは、コンバータに接続されているモータの動作状態によって変化する。図１０〜１２は、従来のコンバータのコイル３０に流れる電流を、モータの動作状態毎に示している。なお、図１０〜１２では、コイル３０に流れる電流ＩＬを、第１入力ライン２２ａから第２入力ライン２２ｂに向かう向きをプラスとして示している。モータの消費電力がある程度大きい場合には、図１０に示すように、コイル３０の電流ＩＬがプラスとなる。以下では、コイル３０にプラスの電流が流れる動作を、力行動作という。また、ハイブリッドカーが回生ブレーキにより減速している場合には、モータで発電が起きる。この発電量がある程度大きい場合には、図１２に示すように、コイル３０の電流ＩＬがマイナスとなる。以下では、コイル３０にマイナスの電流が流れる動作を、回生動作という。モータの消費電力が極めて小さい場合、または、発電量が極めて小さい場合には、図１１に示すように、電流ＩＬがプラスとなる期間とマイナスとなる期間が繰り返される。以下では、この動作をゼロクロス動作という。図１３は、上アームオン期間Ｔ１、全オフ期間Ｔ２、及び、下アームオン期間Ｔ３のそれぞれについて、コンバータに流れる電流を示している。なお、図１０〜１２、及び、後述する図２〜７の中の参照符号Ａ１〜Ａ６は、コンバータが図１３中の状態Ａ１〜Ａ６の何れにあるかを示している。
【００１９】
図１０に示す力行動作では、下アームオン期間Ｔ３において、コンバータは状態Ａ３となる。その後、下アームのＩＧＢＴ４０がオフして全オフ期間Ｔ２となると、コイル３０の誘導電圧によって、第２入力ライン２２ｂの電位が上昇する。これによって、状態Ａ２に示すように、上アームのダイオード４２がオンし、コンデンサ３４に電荷が蓄積される。これによって、出力端子１６の電位が上昇する。その後の上アームオン期間Ｔ１では、状態Ａ１に示すように上アームのダイオード４２に電流が流れ続ける。その後の全オフ期間Ｔ２でも、状態Ａ２に示すように、上アームのダイオード４２に電流が流れ続ける。その後の下アームオン期間Ｔ３では、コンバータは再度状態Ａ３となり、コイル３０にエネルギーが蓄えられる。このように、力行動作では、状態Ａ３、Ａ２、Ａ１、Ａ２がこの順序で繰り返されることで、出力端子１６に電力が供給される。状態Ａ２から状態Ａ３に切り換わるタイミング（すなわち、下アームのＩＧＢＴ５０がオンするタイミング）においては、導通している上アームのダイオード４２に対して逆電圧が印加される。これによって、ダイオード４２においてリカバリ損失が発生する。また、同じタイミングにおいて、下アームのＩＧＢＴ５０に、急激に電流が流れ始める。このため、ＩＧＢＴ５０においてターンオン損失が発生する。このタイミングで発生するリカバリ損失及びターンオン損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍｉｎ（図１０参照）が大きいほど、大きくなる。なお、電流ＩＬｍｉｎは、電流ＩＬの一周期の期間中における電流ＩＬの最小値である。
【００２０】
図１２に示す回生動作では、上アームオン期間Ｔ１において、コンバータは状態Ａ４となる。その後、上アームのＩＧＢＴ５０がオフして全オフ期間Ｔ２となると、コイル３０の誘導電圧により、第２入力ライン２２ｂの電位が低下する。これによって、状態Ａ５に示すように、下アームのダイオード５２がオンし、バッテリ２６が充電される。その後の下アームオン期間Ｔ３では、状態Ａ６に示すように下アームのダイオード５２に電流が流れ続ける。その後の全オフ期間Ｔ２でも、状態Ａ５に示すように、下アームのダイオード５２に電流が流れ続ける。その後の上アームオン期間Ｔ１では、コンバータは再度状態Ａ４となる。このように、回生動作では、状態Ａ４、Ａ５、Ａ６、Ａ５がこの順序で繰り返されることで、バッテリ２６が充電される。状態Ａ５から状態Ａ４に切り換わるタイミング（すなわち、上アームのＩＧＢＴ４０がオンするタイミング）においては、導通している下アームのダイオード５２に対して逆電圧が印加される。これによって、ダイオード５２においてリカバリ損失が発生する。また、同じタイミングにおいて、上アームのＩＧＢＴ４０に、急激に電流が流れ始める。このため、ＩＧＢＴ４０においてターンオン損失が発生する。このタイミングで発生するリカバリ損失及びターンオン損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍａｘ（図１２参照）の絶対値が大きいほど、大きくなる。なお、電流ＩＬｍａｘは、電流ＩＬの一周期の期間中における電流ＩＬの最大値である。
【００２１】
図１１に示すゼロクロス動作では、下アームオン期間Ｔ３の後半において、コンバータは状態Ａ３となる。その後、コンバータは、力行動作と同様にして、状態Ａ２を経て状態Ａ１となる。状態Ａ１において、コイル３０の誘導電圧が低下して、第２入力ライン２２ｂの電位が出力ライン２４の電位よりも低くなると、コンバータは状態Ａ１から状態Ａ４に変化する。すなわち、コイル３０の電流ＩＬがマイナスとなる。その後、コンバータは、回生動作と同様にして、状態Ａ５を経て状態Ａ６となる。状態Ａ６において、コイル３０の誘導電圧が低下して、第２入力ライン２２ｂの電位が基準ライン２０の電位よりも高くなると、コンバータは状態Ａ６から状態Ａ３に変化する。このように、ゼロクロス動作では、状態Ａ３、Ａ２、Ａ１、Ａ４、Ａ５、Ａ６がこの順序で繰り返される。状態Ａ４から状態Ａ５に切り換わるタイミングにおいては、導通している上アームのＩＧＢＴ４０がターンオフされる。このため、ＩＧＢＴ４０でターンオフ損失が発生する。このタイミングで発生するＩＧＢＴ４０のターンオフ損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍｉｎの絶対値が大きいほど、大きくなる。また、状態Ａ３から状態Ａ２に切り換わるタイミングにおいては、導通している下アームのＩＧＢＴ５０がターンオフされる。このため、ＩＧＢＴ５０でターンオフ損失が発生する。このタイミングで発生するＩＧＢＴ５０のターンオフ損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍａｘが大きいほど、大きくなる。
【００２２】
（ゲート制御回路６０による制御方法）
次に、ゲート制御回路６０によるコンバータ１０の制御方法について説明する。ゲート制御回路６０は、制御中において、コイル３０に流れる電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅを算出する。平均値ＩＬａｖｅは、電流ＩＬの一周期Ｔ（なお、周期Ｔは、キャリア周波数ｆの逆数である）の間の電流ＩＬの平均値を意味する。また、平均値ＩＬａｖｅは、入力端子１２と出力端子１６の間の電位差ＶＬと、コイル３０のインダクタンスＬと、その時のキャリア周波数ｆから算出される。ゲート制御回路６０は、算出した平均値ＩＬａｖｅに応じて、キャリア周波数ｆを変更する。
【００２３】
最初に、平均値ＩＬａｖｅがプラスである場合の動作について説明する。平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１以上である場合には、ゲート制御回路６０は、図２に示すように、一定のキャリア周波数ｆ１でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。このため、図２では、電流ＩＬの周期Ｔが１／ｆ１となっている。なお、本実施例においては、基準値ＩＬｔｈ１は、キャリア周波数ｆ１でコンバータ１０を制御した場合における電流ＩＬの振幅Ｗ１（図２参照）の１．５倍の値となっている。平均値ＩＬａｖｅが高い場合には、一定のキャリア周波数ｆ１で制御を行うことで、コンバータ１０の安定した動作が実現される。
【００２４】
平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１よりも低く、基準値ＩＬｔｈ２以上である場合には、ゲート制御回路６０は、図３に示すように、キャリア周波数ｆ１よりも低いキャリア周波数ｆ２でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。このため、図３では、電流ＩＬの周期Ｔが、１／ｆ２となっており、図２よりも長くなっている。なお、本実施例においては、基準値ＩＬｔｈ２は、上述した振幅Ｗ１と等しい。なお、キャリア周波数ｆ２は、変数である。キャリア周波数ｆ２は、
（数１） ｆ２＝ＶＬ／（４・Ｌ・ＩＬａｖｅ）
の数式により決定される。このようにキャリア周波数を調節すると、このときの電流ＩＬの振幅Ｗ２が図２に比べて大きくなり、振幅Ｗ２が平均値ＩＬａｖｅと略一致する。このため、状態Ａ２から状態Ａ３に切り換わるタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍｉｎが略ゼロとなる。このため、このタイミングにおいてＩＧＢＴ５０をオンすると、上アームのダイオード４２のリカバリ損失及び下アームのＩＧＢＴ５０のターンオン損失がほとんど生じない。これにより、コンバータ１０で生じる損失が低減される。なお、本実施例では電流ＩＬｍｉｎが略ゼロとなるように制御したが、電流ＩＬｍｉｎは必ずしもゼロである必要はない。電流ＩＬｍｉｎがゼロでなくても、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１よりも低く、基準値ＩＬｔｈ２以上である場合にキャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１よりも低いキャリア周波数とすれば、電流ＩＬｍｉｎは小さくなる。したがって、損失低減の効果を得ることができる。
【００２５】
平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低く、基準値ＩＬｔｈ３以上である高い場合には、図４に示すように、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆ１よりも高いキャリア周波数ｆ３でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。このため、図４では、電流ＩＬの周期Ｔが、１／ｆ３となっており、図２よりも短くなっている。なお、基準値ＩＬｔｈ３は、基準値ＩＬｔｈ２よりも小さい値であり、本実施例においては、上述した振幅Ｗ１の１／２である。なお、キャリア周波数ｆ３は、変数である。キャリア周波数ｆ３は、
（数２） ｆ３＝ＶＬ／（４・Ｌ・ＩＬａｖｅ）
の数式により決定される。このようにキャリア周波数を調節すると、このときの電流ＩＬの振幅Ｗ３が図２に比べて小さくなり、振幅Ｗ３が平均値ＩＬａｖｅと略一致する。
【００２６】
仮に、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低いときにキャリア周波数ｆを上述したキャリア周波数ｆ１とすると、ゼロクロス動作となる。従来のコンバータにおいて説明したように、ゼロクロス動作では、状態Ａ４から状態Ａ５に切り換わるタイミングにおいて、上アームのＩＧＢＴ４０で、電流ＩＬｍｉｎに応じた大きさのターンオフ損失が生じる。また、ゼロクロス動作では、状態Ａ３から状態Ａ２に切り換わるタイミングにおいて、下アームのＩＧＢＴ５０で、電流ＩＬｍａｘに応じた大きさのターンオフ損失が生じる。
【００２７】
これに対し、本実施例のコンバータ１０では、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低くなったときに、高いキャリア周波数ｆ３で制御することで、電流ＩＬの振幅を小さくする。これによって、電流ＩＬｍｉｎ及び電流ＩＬｍａｘが小さくなり、ＩＧＢＴ４０、５０のターンオフ損失が低減される。特に、電流ＩＬｍｉｎは略ゼロとなるので、ターンオフ損失が極めて小さくなる。なお、本実施例では電流ＩＬｍｉｎが略ゼロとなるように制御したが、電流ＩＬｍｉｎは必ずしもゼロである必要はない。電流ＩＬｍｉｎがゼロでなくても、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低い場合にキャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１よりも高くすれば、電流ＩＬｍｉｎ、電流ＩＬｍａｘの絶対値は小さくなる。したがって、損失低減の効果を得ることができる。
【００２８】
平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ３よりも低い場合には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆ４でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。キャリア周波数ｆ４は、一定値である。キャリア周波数ｆ４は、ＩＬａｖｅ＝ＩＬｔｈ３のときのキャリア周波数ｆ３と等しい。キャリア周波数ｆを高くし過ぎると、スイッチング頻度が高くなることで、コンバータ１０で生じる損失が高くなる。したがって、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ３を下回った場合には、それ以上キャリア周波数を上昇させないことで、損失の増大を防止する。このため、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ３よりも低い場合には、ゼロクロス動作となる。
【００２９】
次に、平均値ＩＬａｖｅがマイナスの場合の動作について説明する。ゲート制御回路６０は、平均値ＩＬａｖｅがマイナスの場合にも、平均値ＩＬａｖｅがプラスの場合と同様にして、キャリア周波数ｆを調節する。図５〜７は、平均値ＩＬａｖｅがマイナスの場合の動作を示している。図５に示すように平均値ＩＬａｖｅが基準値−ＩＬｔｈ１より低い場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が基準値ＩＬｔｈ１より大きい場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ１とする。図６に示すように平均値ＩＬａｖｅが基準値−ＩＬｔｈ１以上であり、基準値−ＩＬｔｈ２より低い場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が、基準値ＩＬｔｈ１以下であり、基準値ＩＬｔｈ２より高い場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ２とする。これによって、状態Ａ５から状態Ａ４に切り換わるタイミングにおける電流ＩＬｍａｘの絶対値が小さくなり、下アームのダイオード５２のリカバリ損失、及び、上アームのＩＧＢＴ４０のターンオン損失が低減される。図７に示すように平均値ＩＬａｖｅが、基準値−ＩＬｔｈ２以上であり、基準値−ＩＬｔｈ３より低い場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が、基準値ＩＬｔｈ２以下であり、基準値ＩＬｔｈ３より高い場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ３とする。これによって、電流ＩＬｍｉｎと電流ＩＬｍａｘの絶対値が小さくなる。このため、ＩＧＢＴ４０、５０のターンオフ損失が低減される。平均値ＩＬａｖｅが基準値−ＩＬｔｈ３以上である場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が基準値ＩＬｔｈ３以下である場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ４とする。これによって、スイッチング頻度の過度な上昇による損失増大が防止される。
【００３０】
以上に説明したように、実施例のコンバータ１０では、コイル３０に流れる電流ＩＬに応じてキャリア周波数ｆが変更されるので、損失を低減することができる。
【００３１】
図８は、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間にある場合において、従来のコンバータ（キャリア周波数が一定のコンバータ）と実施例のコンバータ１０との損失を比較している。なお、図８の結果は、昇圧比が２であり、コイル３０のインダクタンスＬが２００μＨであり、電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが３０Ａである場合の結果を比較している。従来のコンバータでは、キャリア周波数を１０ｋＨｚとした。実施例のコンバータでは、キャリア周波数を８．３３ｋＨｚとより低くし、図３のように電流ＩＬｍｉｎを略０Ａとした。図８に示すように、実施例のコンバータ１０では、従来のコンバータに比べて、上アームのＩＧＢＴ４０のターンオン電流が低下するものの、上アームのＩＧＢＴ４０のターンオフ電流が増加する。また、実施例のコンバータ１０では、キャリア周波数の低下によりスイッチング頻度が低下する。その結果、スイッチング時に生じるトータルの損失は、実施例のコンバータ１０の方が、従来のコンバータよりも小さくなる。
【００３２】
図９は、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２と基準値ＩＬｔｈ３の間にある場合において、従来のコンバータ（キャリア周波数が一定のコンバータ）と実施例のコンバータ１０との損失を比較している。なお、図９の結果は、昇圧比が２であり、コイル３０のインダクタンスＬが２００μＨであり、電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが１５Ａである場合の結果を比較している。従来のコンバータでは、キャリア周波数を１０ｋＨｚとした。実施例のコンバータ１０では、キャリア周波数を１６．６７ｋＨｚとより高くして、図４のようにＩＬｍｉｎを略０Ａとした。実施例のコンバータ１０では、キャリア周波数の増加によりスイッチング頻度が増加する。しかしながら、図９に示すように、実施例のコンバータ１０では、従来のコンバータに比べて、下アームのＩＧＢＴ５０のターンオフ電流が小さくなる。また、実施例のコンバータ１０では、上アームのＩＧＢＴ４０に電流が流れないので、上アームのＩＧＢＴ４０のスイッチングによる損失が生じなくなる。その結果、スイッチング時に生じるトータルの損失は、実施例のコンバータ１０の方が、従来のコンバータよりも小さくなる。
【００３３】
また、上述した実施例では、図４、７の動作状態において、キャリア周波数が高くなる。このときのキャリア周波数を、人の可聴周波数（すなわち、２０ｋＨｚ）より高くしてもよい。このような構成によれば、コンバータ１０で生じるノイズ音を抑えることができる。
【００３４】
なお、上述した実施例では、ゲート制御回路６０が、入力端子１２と出力端子１６の間の電位差ＶＬと、コイル３０のインダクタンスＬと、その時のキャリア周波数ｆから、平均値ＩＬａｖｅを算出した。しかしながら、コイル３０に流れる電流ＩＬを検出する素子を設け、その素子の検出値に基づいてキャリア周波数を調節してもよい。
【００３５】
また、上述した実施例では、キャリア周波数ｆ２が数式１に示す値であった。しかしながら、キャリア周波数ｆ２は、これ以外の変数であってもよく、固定値であってもよい。平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間の電流範囲にある場合に、キャリア周波数ｆ１で動作させる場合よりも電流ＩＬｍｉｎが小さくなるのであれば、キャリア周波数ｆ２はどの様な値であってもよい。
【００３６】
また、上述した実施例では、キャリア周波数ｆ３が数式２に示す値であった。しかしながら、キャリア周波数ｆ３は、これ以外の変数であってもよく、固定値であってもよい。平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２と基準値ＩＬｔｈ３の間の電流範囲にある場合に、キャリア周波数ｆ１で動作させる場合よりも電流ＩＬｍｉｎが小さくなるのであれば、キャリア周波数ｆ３はどの様な値であってもよい。
【００３７】
また、上述した実施例では、基準値ＩＬｔｈ１が、振幅Ｗ１の１．５倍であったが、その他の値であってもよい。なお、基準値ＩＬｔｈ１は、振幅Ｗ１の２倍以下であると、コンバータを安定して動作させ易い。
【００３８】
なお、上述した実施例では、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間にある場合において、キャリア周波数ｆがキャリア周波数ｆ１よりも低いキャリア周波数ｆ２に制御された。しかしながら、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間にある場合に、キャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１のまま一定としてもよい。すなわち、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも高い場合には、キャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１で一定とし、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低い場合に、キャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１よりも高いキャリア周波数ｆ２に制御してもよい。このような構成でも、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低い場合に、コンバータの損失を低減することができる。
【００３９】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。
本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００４０】
１０：コンバータ
１２：入力端子
１４：入力側基準端子
１６：出力端子
１８：出力側基準端子
２０：アースライン
２２：入力ライン
２２ａ：入力ライン
２２ｂ：入力ライン
２４：出力ライン
２６：バッテリ
３０：コイル
３２：コンデンサ
３４：コンデンサ
４０：ＩＧＢＴ
４２：ダイオード
５０：ＩＧＢＴ
５２：ダイオード
６０：ゲート制御回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータが開示されている。この種のコンバータは、コイルと、上アーム側のスイッチング素子と、上アーム側のスイッチング素子に対して並列に接続されたダイオードと、下アーム側のスイッチング素子と、下アーム側のスイッチング素子に並列に接続されたダイオードを有している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−９６８５２ 号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
コンバータでは、各スイッチング素子をスイッチングするときに、スイッチング素子やダイオードで損失が生じる。例えば、図１０は、比較的負荷が小さいときにコンバータのコイルに流れる電流を示している。図１０において、電流の極小値ＩＬｍｉｎとなる各タイミングで、下アーム側のスイッチング素子がオンする。すると、上アーム側のダイオードにリカバリ電流が流れ、このリカバリ電流により損失が生じる。このため、本明細書は、スイッチング時における損失を低減することが可能なコンバータを提案する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本明細書が開示するコンバータは、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力する。このコンバータは、入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、入出力ラインに介装されているコイルと、コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、基準電位ラインと、コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段を有している。制御手段は、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。
【０００６】
このコンバータは、コイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるとき（すなわち、負荷が高く、コイルに流れる電流が高いとき）と、前記平均値が第２電流範囲内にあるとき（すなわち、負荷がそれほど高くなく、コイルに流れる電流が低いとき）とで、キャリア周波数を切り換える。すなわち、このコンバータは、コイルに流れる電流が低いときには、キャリア周波数を低くする。図３は、前記平均値が第２電流範囲内にあるときに、このコンバータのコイルに流れる電流を例示している。図３に示すように、キャリア周波数を低くすると、コイルに流れる電流の振幅が大きくなる。このため、第２スイッチング素子（下アーム側のスイッチング素子）をターンオフさせるタイミングにおける電流ＩＬｍｉｎが、図１０に比べて低くなる。このため、このコンバータでは、スイッチング時における損失が低減される。また、コイルに流れる電流が高いときにキャリア周波数を低くすると、コンバータの動作が不安定となる。このため、このコンバータは、コイルに流れる電流が高いときには、キャリア周波数を高くして安定した動作を確保する。以上に説明したように、このコンバータは、低電流時にキャリア周波数を低くすることで、高電流時の動作の安定性を確保するとともに、低電流時のスイッチング時の損失の低減を実現する。なお、図３は例として示したものであり、本明細書により開示されるコンバータの電流波形は、図３に示されたものに限定されない。
【０００７】
従来のコンバータにおいて、図１０の状態からさらに電流が小さくなると、図１１に示すゼロクロス動作の状態となる。ゼロクロス動作では、下アーム側のスイッチング素子がオフするタイミング（電流ＩＬが電流ＩＬｍｉｎとなるタイミング）において、電流がマイナスとなる。このタイミングにおいて、下アーム側のスイッチング素子で損失が発生する。
【０００８】
したがって、上述した本明細書が開示するコンバータは、制御手段が、前記平均値が第２電流範囲よりも小さい第３電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも高い第３キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせることが好ましい。
【０００９】
このコンバータは、コイルに流れる電流の平均値が、第２電流範囲よりもさらに小さい第３電流範囲にあるときに、キャリア周波数を高くする。図４は、前記平均値が第２電流範囲内にあるときに、このコンバータのコイルに流れる電流を示している。図４に示すように、キャリア周波数を高くすると、コイルに流れる電流の振幅が小さくなる。このため、第２スイッチング素子（下アーム側のスイッチング素子）をターンオフさせるタイミング（電流ＩＬが電流ＩＬｍｉｎとなるタイミング）における電流値が、図１１に比べて０Ａに近くなる。このため、第２スイッチング素子で生じる損失を低減することができる。すなわち、このコンバータでは、コイルに流れる電流がより小さくなったときに、よりスイッチング時の損失を低減することができる。なお、図４は例として示したものであり、本明細書により開示されるコンバータの電流波形は、図４に示されたものに限定されない。
【００１０】
また、本明細書は、他のコンバータも提供する。このコンバータは、入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力する。このコンバータは、入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、入出力ラインに介装されているコイルと、コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、基準電位ラインと、コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段を有している。制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第４電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第４電流範囲より小さい第５電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数よりも高い第５キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。第５電流範囲は、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以下の電流範囲である。
【００１１】
このコンバータでも、コイルに流れる電流の平均値が極めて低い場合に、スイッチング時の損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】コンバータ１０の回路図
【図２】ＩＬａｖｅ≧ＩＬｔｈ１のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図３】ＩＬｔｈ１＞ＩＬａｖｅ≧ＩＬｔｈ２のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図４】ＩＬｔｈ２＞ＩＬａｖｅ≧ＩＬｔｈ３のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図５】−ＩＬｔｈ１＞ＩＬａｖｅのときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図６】−ＩＬｔｈ２＞ＩＬａｖｅ≧−ＩＬｔｈ１のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図７】−ＩＬｔｈ３＞ＩＬａｖｅ≧−ＩＬｔｈ２のときの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図８】図３の動作時のコンバータ１０と従来のコンバータとのスイッチングによるトータル損失を比較する図。
【図９】図４の動作時のコンバータ１０と従来のコンバータとのスイッチングによるトータル損失を比較する図。
【図１０】力行動作時における従来のコンバータの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図１１】ゼロクロス動作時における従来のコンバータの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図１２】回生動作時における従来のコンバータの電流ＩＬの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【図１３】コンバータの状態を示す表。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
最初に、実施例のコンバータの特徴を列記する。
（特徴１） 制御手段は、入力端側から出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる。
（特徴２） 第２電流範囲の上限値が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅の２倍以下である。
（特徴３） 第２電流範囲の下限値が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以上である。
（特徴４） 第３電流範囲の上限値が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以下である。
【実施例】
【００１４】
図１は、実施例のコンバータ１０の回路図を示している。コンバータ１０は、バッテリ２６によって入力端子１２と入力側基準端子１４の間に印加される電圧を昇圧し、昇圧した電圧を出力端子１６と出力側基準端子１８の間に出力する。コンバータ１０は、ハイブリッドカーに搭載されている。コンバータ１０の端子１６、１８は、インバータを介してハイブリッドカー駆動用のモータ（図示省略）に接続されている。
【００１５】
入力側基準端子１４は、アースライン２０によって出力側基準端子１８に接続されている。アースライン２０は接地されており、接地電圧に維持される。入力端子１２には、入力ライン２２が接続されている。出力端子１６には、出力ライン２４が接続されている。入力ライン２２には、コイル３０が介装されている。以下では、コイル３０より入力端子１２側の入力ライン２２を第１入力ライン２２ａといい、コイル３０を挟んで入力端子１２と反対側の入力ライン２２を第２入力ライン２２ｂという。第１入力ライン２２ａとアースライン２０の間には、コンデンサ３２が接続されている。第２入力ライン２２ｂとアースライン２０の間には、ＩＧＢＴ５０とダイオード５２が互いに並列に接続されている。ダイオード５２は、第２入力ライン２２ｂ側がカソードとなるように接続されている。ＩＧＢＴ５０は、第２入力ライン２２ｂ側がコレクタとなるように接続されている。第２入力ライン２２ｂと出力ライン２４の間には、ＩＧＢＴ４０とダイオード４２が互いに並列に接続されている。ダイオード４２は、出力ライン２４側がカソードとなるように接続されている。ＩＧＢＴ４０は、出力ライン２４側がコレクタとなるように接続されている。出力ライン２４とアースライン２０の間には、コンデンサ３４が接続されている。ＩＧＢＴ４０、５０のゲートには、ゲート制御回路６０が接続されている。ゲート制御回路６０は、ＩＧＢＴ４０、５０のゲート電圧を制御する。
【００１６】
ゲート制御回路６０は、ＩＧＢＴ４０がオンであり、ＩＧＢＴ５０がオフである期間（以下、上アームオン期間Ｔ１という）と、ＩＧＢＴ４０、５０がオフである期間（以下、全オフ期間Ｔ２という）と、ＩＧＢＴ４０がオフであり、ＩＧＢＴ５０がオンである期間（以下、下アームオン期間Ｔ３という）とが繰り返されるように、ＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。より詳細には、ゲート制御回路６０は、上アームオン期間Ｔ１、全オフ期間Ｔ２、下アームオン期間Ｔ３、全オフ期間Ｔ２からなる１サイクルが繰り返されるように、ＩＧＢＴ４０、５０を制御する。前記１サイクルを繰り返す周波数は、一般に、キャリア周波数と呼ばれる。ゲート制御回路６０は、コイル３０に流れる電流に応じてキャリア周波数を変更する。
【００１７】
（従来の制御方法）
上述したように、コンバータ１０ではコイル３０に流れる電流に応じてキャリア周波数が変更されるが、まず、技術の理解のために、キャリア周波数を変更しない従来のコンバータの制御方法について説明する。従来のコンバータは、ＩＧＢＴ４０、５０の制御方法を除いて、図１に示すコンバータ１０と同様の構成を有している。以下の従来のコンバータの説明においては、各部を示す参照番号として、図１と同じ参照番号を用いる。
【００１８】
一般に、コンバータのコイル３０に流れる電流ＩＬは、コンバータに接続されているモータの動作状態によって変化する。図１０〜１２は、従来のコンバータのコイル３０に流れる電流を、モータの動作状態毎に示している。なお、図１０〜１２では、コイル３０に流れる電流ＩＬを、第１入力ライン２２ａから第２入力ライン２２ｂに向かう向きをプラスとして示している。モータの消費電力がある程度大きい場合には、図１０に示すように、コイル３０の電流ＩＬがプラスとなる。以下では、コイル３０にプラスの電流が流れる動作を、力行動作という。また、ハイブリッドカーが回生ブレーキにより減速している場合には、モータで発電が起きる。この発電量がある程度大きい場合には、図１２に示すように、コイル３０の電流ＩＬがマイナスとなる。以下では、コイル３０にマイナスの電流が流れる動作を、回生動作という。モータの消費電力が極めて小さい場合、または、発電量が極めて小さい場合には、図１１に示すように、電流ＩＬがプラスとなる期間とマイナスとなる期間が繰り返される。以下では、この動作をゼロクロス動作という。図１３は、上アームオン期間Ｔ１、全オフ期間Ｔ２、及び、下アームオン期間Ｔ３のそれぞれについて、コンバータに流れる電流を示している。なお、図１０〜１２、及び、後述する図２〜７の中の参照符号Ａ１〜Ａ６は、コンバータが図１３中の状態Ａ１〜Ａ６の何れにあるかを示している。
【００１９】
図１０に示す力行動作では、下アームオン期間Ｔ３において、コンバータは状態Ａ３となる。その後、下アームのＩＧＢＴ４０がオフして全オフ期間Ｔ２となると、コイル３０の誘導電圧によって、第２入力ライン２２ｂの電位が上昇する。これによって、状態Ａ２に示すように、上アームのダイオード４２がオンし、コンデンサ３４に電荷が蓄積される。これによって、出力端子１６の電位が上昇する。その後の上アームオン期間Ｔ１では、状態Ａ１に示すように上アームのダイオード４２に電流が流れ続ける。その後の全オフ期間Ｔ２でも、状態Ａ２に示すように、上アームのダイオード４２に電流が流れ続ける。その後の下アームオン期間Ｔ３では、コンバータは再度状態Ａ３となり、コイル３０にエネルギーが蓄えられる。このように、力行動作では、状態Ａ３、Ａ２、Ａ１、Ａ２がこの順序で繰り返されることで、出力端子１６に電力が供給される。状態Ａ２から状態Ａ３に切り換わるタイミング（すなわち、下アームのＩＧＢＴ５０がオンするタイミング）においては、導通している上アームのダイオード４２に対して逆電圧が印加される。これによって、ダイオード４２においてリカバリ損失が発生する。また、同じタイミングにおいて、下アームのＩＧＢＴ５０に、急激に電流が流れ始める。このため、ＩＧＢＴ５０においてターンオン損失が発生する。このタイミングで発生するリカバリ損失及びターンオン損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍｉｎ（図１０参照）が大きいほど、大きくなる。なお、電流ＩＬｍｉｎは、電流ＩＬの一周期の期間中における電流ＩＬの最小値である。
【００２０】
図１２に示す回生動作では、上アームオン期間Ｔ１において、コンバータは状態Ａ４となる。その後、上アームのＩＧＢＴ５０がオフして全オフ期間Ｔ２となると、コイル３０の誘導電圧により、第２入力ライン２２ｂの電位が低下する。これによって、状態Ａ５に示すように、下アームのダイオード５２がオンし、バッテリ２６が充電される。その後の下アームオン期間Ｔ３では、状態Ａ６に示すように下アームのダイオード５２に電流が流れ続ける。その後の全オフ期間Ｔ２でも、状態Ａ５に示すように、下アームのダイオード５２に電流が流れ続ける。その後の上アームオン期間Ｔ１では、コンバータは再度状態Ａ４となる。このように、回生動作では、状態Ａ４、Ａ５、Ａ６、Ａ５がこの順序で繰り返されることで、バッテリ２６が充電される。状態Ａ５から状態Ａ４に切り換わるタイミング（すなわち、上アームのＩＧＢＴ４０がオンするタイミング）においては、導通している下アームのダイオード５２に対して逆電圧が印加される。これによって、ダイオード５２においてリカバリ損失が発生する。また、同じタイミングにおいて、上アームのＩＧＢＴ４０に、急激に電流が流れ始める。このため、ＩＧＢＴ４０においてターンオン損失が発生する。このタイミングで発生するリカバリ損失及びターンオン損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍａｘ（図１２参照）の絶対値が大きいほど、大きくなる。なお、電流ＩＬｍａｘは、電流ＩＬの一周期の期間中における電流ＩＬの最大値である。
【００２１】
図１１に示すゼロクロス動作では、下アームオン期間Ｔ３の後半において、コンバータは状態Ａ３となる。その後、コンバータは、力行動作と同様にして、状態Ａ２を経て状態Ａ１となる。状態Ａ１において、コイル３０の誘導電圧が低下して、第２入力ライン２２ｂの電位が出力ライン２４の電位よりも低くなると、コンバータは状態Ａ１から状態Ａ４に変化する。すなわち、コイル３０の電流ＩＬがマイナスとなる。その後、コンバータは、回生動作と同様にして、状態Ａ５を経て状態Ａ６となる。状態Ａ６において、コイル３０の誘導電圧が低下して、第２入力ライン２２ｂの電位が基準ライン２０の電位よりも高くなると、コンバータは状態Ａ６から状態Ａ３に変化する。このように、ゼロクロス動作では、状態Ａ３、Ａ２、Ａ１、Ａ４、Ａ５、Ａ６がこの順序で繰り返される。状態Ａ４から状態Ａ５に切り換わるタイミングにおいては、導通している上アームのＩＧＢＴ４０がターンオフされる。このため、ＩＧＢＴ４０でターンオフ損失が発生する。このタイミングで発生するＩＧＢＴ４０のターンオフ損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍｉｎの絶対値が大きいほど、大きくなる。また、状態Ａ３から状態Ａ２に切り換わるタイミングにおいては、導通している下アームのＩＧＢＴ５０がターンオフされる。このため、ＩＧＢＴ５０でターンオフ損失が発生する。このタイミングで発生するＩＧＢＴ５０のターンオフ損失は、そのタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍａｘが大きいほど、大きくなる。
【００２２】
（ゲート制御回路６０による制御方法）
次に、ゲート制御回路６０によるコンバータ１０の制御方法について説明する。ゲート制御回路６０は、制御中において、コイル３０に流れる電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅを算出する。平均値ＩＬａｖｅは、電流ＩＬの一周期Ｔ（なお、周期Ｔは、キャリア周波数ｆの逆数である）の間の電流ＩＬの平均値を意味する。また、平均値ＩＬａｖｅは、入力端子１２と出力端子１６の間の電位差ＶＬと、コイル３０のインダクタンスＬと、その時のキャリア周波数ｆから算出される。ゲート制御回路６０は、算出した平均値ＩＬａｖｅに応じて、キャリア周波数ｆを変更する。
【００２３】
最初に、平均値ＩＬａｖｅがプラスである場合の動作について説明する。平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１以上である場合には、ゲート制御回路６０は、図２に示すように、一定のキャリア周波数ｆ１でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。このため、図２では、電流ＩＬの周期Ｔが１／ｆ１となっている。なお、本実施例においては、基準値ＩＬｔｈ１は、キャリア周波数ｆ１でコンバータ１０を制御した場合における電流ＩＬの振幅Ｗ１（図２参照）の１．５倍の値となっている。平均値ＩＬａｖｅが高い場合には、一定のキャリア周波数ｆ１で制御を行うことで、コンバータ１０の安定した動作が実現される。
【００２４】
平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１よりも低く、基準値ＩＬｔｈ２以上である場合には、ゲート制御回路６０は、図３に示すように、キャリア周波数ｆ１よりも低いキャリア周波数ｆ２でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。このため、図３では、電流ＩＬの周期Ｔが、１／ｆ２となっており、図２よりも長くなっている。なお、本実施例においては、基準値ＩＬｔｈ２は、上述した振幅Ｗ１と等しい。なお、キャリア周波数ｆ２は、変数である。キャリア周波数ｆ２は、
（数１） ｆ２＝ＶＬ／（４・Ｌ・ＩＬａｖｅ）
の数式により決定される。このようにキャリア周波数を調節すると、このときの電流ＩＬの振幅Ｗ２が図２に比べて大きくなり、振幅Ｗ２が平均値ＩＬａｖｅと略一致する。このため、状態Ａ２から状態Ａ３に切り換わるタイミングにおいてコイル３０に流れている電流ＩＬｍｉｎが略ゼロとなる。このため、このタイミングにおいてＩＧＢＴ５０をオンすると、上アームのダイオード４２のリカバリ損失及び下アームのＩＧＢＴ５０のターンオン損失がほとんど生じない。これにより、コンバータ１０で生じる損失が低減される。なお、本実施例では電流ＩＬｍｉｎが略ゼロとなるように制御したが、電流ＩＬｍｉｎは必ずしもゼロである必要はない。電流ＩＬｍｉｎがゼロでなくても、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１よりも低く、基準値ＩＬｔｈ２以上である場合にキャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１よりも低いキャリア周波数とすれば、電流ＩＬｍｉｎは小さくなる。したがって、損失低減の効果を得ることができる。
【００２５】
平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低く、基準値ＩＬｔｈ３以上である高い場合には、図４に示すように、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆ１よりも高いキャリア周波数ｆ３でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。このため、図４では、電流ＩＬの周期Ｔが、１／ｆ３となっており、図２よりも短くなっている。なお、基準値ＩＬｔｈ３は、基準値ＩＬｔｈ２よりも小さい値であり、本実施例においては、上述した振幅Ｗ１の１／２である。なお、キャリア周波数ｆ３は、変数である。キャリア周波数ｆ３は、
（数２） ｆ３＝ＶＬ／（４・Ｌ・ＩＬａｖｅ）
の数式により決定される。このようにキャリア周波数を調節すると、このときの電流ＩＬの振幅Ｗ３が図２に比べて小さくなり、振幅Ｗ３が平均値ＩＬａｖｅと略一致する。
【００２６】
仮に、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低いときにキャリア周波数ｆを上述したキャリア周波数ｆ１とすると、ゼロクロス動作となる。従来のコンバータにおいて説明したように、ゼロクロス動作では、状態Ａ４から状態Ａ５に切り換わるタイミングにおいて、上アームのＩＧＢＴ４０で、電流ＩＬｍｉｎに応じた大きさのターンオフ損失が生じる。また、ゼロクロス動作では、状態Ａ３から状態Ａ２に切り換わるタイミングにおいて、下アームのＩＧＢＴ５０で、電流ＩＬｍａｘに応じた大きさのターンオフ損失が生じる。
【００２７】
これに対し、本実施例のコンバータ１０では、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低くなったときに、高いキャリア周波数ｆ３で制御することで、電流ＩＬの振幅を小さくする。これによって、電流ＩＬｍｉｎ及び電流ＩＬｍａｘが小さくなり、ＩＧＢＴ４０、５０のターンオフ損失が低減される。特に、電流ＩＬｍｉｎは略ゼロとなるので、ターンオフ損失が極めて小さくなる。なお、本実施例では電流ＩＬｍｉｎが略ゼロとなるように制御したが、電流ＩＬｍｉｎは必ずしもゼロである必要はない。電流ＩＬｍｉｎがゼロでなくても、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低い場合にキャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１よりも高くすれば、電流ＩＬｍｉｎ、電流ＩＬｍａｘの絶対値は小さくなる。したがって、損失低減の効果を得ることができる。
【００２８】
平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ３よりも低い場合には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆ４でＩＧＢＴ４０、５０をスイッチングさせる。キャリア周波数ｆ４は、一定値である。キャリア周波数ｆ４は、ＩＬａｖｅ＝ＩＬｔｈ３のときのキャリア周波数ｆ３と等しい。キャリア周波数ｆを高くし過ぎると、スイッチング頻度が高くなることで、コンバータ１０で生じる損失が高くなる。したがって、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ３を下回った場合には、それ以上キャリア周波数を上昇させないことで、損失の増大を防止する。このため、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ３よりも低い場合には、ゼロクロス動作となる。
【００２９】
次に、平均値ＩＬａｖｅがマイナスの場合の動作について説明する。ゲート制御回路６０は、平均値ＩＬａｖｅがマイナスの場合にも、平均値ＩＬａｖｅがプラスの場合と同様にして、キャリア周波数ｆを調節する。図５〜７は、平均値ＩＬａｖｅがマイナスの場合の動作を示している。図５に示すように平均値ＩＬａｖｅが基準値−ＩＬｔｈ１より低い場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が基準値ＩＬｔｈ１より大きい場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ１とする。図６に示すように平均値ＩＬａｖｅが基準値−ＩＬｔｈ１以上であり、基準値−ＩＬｔｈ２より低い場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が、基準値ＩＬｔｈ１以下であり、基準値ＩＬｔｈ２より高い場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ２とする。これによって、状態Ａ５から状態Ａ４に切り換わるタイミングにおける電流ＩＬｍａｘの絶対値が小さくなり、下アームのダイオード５２のリカバリ損失、及び、上アームのＩＧＢＴ４０のターンオン損失が低減される。図７に示すように平均値ＩＬａｖｅが、基準値−ＩＬｔｈ２以上であり、基準値−ＩＬｔｈ３より低い場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が、基準値ＩＬｔｈ２以下であり、基準値ＩＬｔｈ３より高い場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ３とする。これによって、電流ＩＬｍｉｎと電流ＩＬｍａｘの絶対値が小さくなる。このため、ＩＧＢＴ４０、５０のターンオフ損失が低減される。平均値ＩＬａｖｅが基準値−ＩＬｔｈ３以上である場合（平均値ＩＬａｖｅの絶対値が基準値ＩＬｔｈ３以下である場合）には、ゲート制御回路６０は、キャリア周波数ｆを前記キャリア周波数ｆ４とする。これによって、スイッチング頻度の過度な上昇による損失増大が防止される。
【００３０】
以上に説明したように、実施例のコンバータ１０では、コイル３０に流れる電流ＩＬに応じてキャリア周波数ｆが変更されるので、損失を低減することができる。
【００３１】
図８は、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間にある場合において、従来のコンバータ（キャリア周波数が一定のコンバータ）と実施例のコンバータ１０との損失を比較している。なお、図８の結果は、昇圧比が２であり、コイル３０のインダクタンスＬが２００μＨであり、電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが３０Ａである場合の結果を比較している。従来のコンバータでは、キャリア周波数を１０ｋＨｚとした。実施例のコンバータでは、キャリア周波数を８．３３ｋＨｚとより低くし、図３のように電流ＩＬｍｉｎを略０Ａとした。図８に示すように、実施例のコンバータ１０では、従来のコンバータに比べて、上アームのＩＧＢＴ４０のターンオン電流が低下するものの、上アームのＩＧＢＴ４０のターンオフ電流が増加する。また、実施例のコンバータ１０では、キャリア周波数の低下によりスイッチング頻度が低下する。その結果、スイッチング時に生じるトータルの損失は、実施例のコンバータ１０の方が、従来のコンバータよりも小さくなる。
【００３２】
図９は、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２と基準値ＩＬｔｈ３の間にある場合において、従来のコンバータ（キャリア周波数が一定のコンバータ）と実施例のコンバータ１０との損失を比較している。なお、図９の結果は、昇圧比が２であり、コイル３０のインダクタンスＬが２００μＨであり、電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが１５Ａである場合の結果を比較している。従来のコンバータでは、キャリア周波数を１０ｋＨｚとした。実施例のコンバータ１０では、キャリア周波数を１６．６７ｋＨｚとより高くして、図４のようにＩＬｍｉｎを略０Ａとした。実施例のコンバータ１０では、キャリア周波数の増加によりスイッチング頻度が増加する。しかしながら、図９に示すように、実施例のコンバータ１０では、従来のコンバータに比べて、下アームのＩＧＢＴ５０のターンオフ電流が小さくなる。また、実施例のコンバータ１０では、上アームのＩＧＢＴ４０に電流が流れないので、上アームのＩＧＢＴ４０のスイッチングによる損失が生じなくなる。その結果、スイッチング時に生じるトータルの損失は、実施例のコンバータ１０の方が、従来のコンバータよりも小さくなる。
【００３３】
また、上述した実施例では、図４、７の動作状態において、キャリア周波数が高くなる。このときのキャリア周波数を、人の可聴周波数（すなわち、２０ｋＨｚ）より高くしてもよい。このような構成によれば、コンバータ１０で生じるノイズ音を抑えることができる。
【００３４】
なお、上述した実施例では、ゲート制御回路６０が、入力端子１２と出力端子１６の間の電位差ＶＬと、コイル３０のインダクタンスＬと、その時のキャリア周波数ｆから、平均値ＩＬａｖｅを算出した。しかしながら、コイル３０に流れる電流ＩＬを検出する素子を設け、その素子の検出値に基づいてキャリア周波数を調節してもよい。
【００３５】
また、上述した実施例では、キャリア周波数ｆ２が数式１に示す値であった。しかしながら、キャリア周波数ｆ２は、これ以外の変数であってもよく、固定値であってもよい。平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間の電流範囲にある場合に、キャリア周波数ｆ１で動作させる場合よりも電流ＩＬｍｉｎが小さくなるのであれば、キャリア周波数ｆ２はどの様な値であってもよい。
【００３６】
また、上述した実施例では、キャリア周波数ｆ３が数式２に示す値であった。しかしながら、キャリア周波数ｆ３は、これ以外の変数であってもよく、固定値であってもよい。平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２と基準値ＩＬｔｈ３の間の電流範囲にある場合に、キャリア周波数ｆ１で動作させる場合よりも電流ＩＬｍｉｎが小さくなるのであれば、キャリア周波数ｆ３はどの様な値であってもよい。
【００３７】
また、上述した実施例では、基準値ＩＬｔｈ１が、振幅Ｗ１の１．５倍であったが、その他の値であってもよい。なお、基準値ＩＬｔｈ１は、振幅Ｗ１の２倍以下であると、コンバータを安定して動作させ易い。
【００３８】
なお、上述した実施例では、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間にある場合において、キャリア周波数ｆがキャリア周波数ｆ１よりも低いキャリア周波数ｆ２に制御された。しかしながら、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ１と基準値ＩＬｔｈ２の間にある場合に、キャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１のまま一定としてもよい。すなわち、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも高い場合には、キャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１で一定とし、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低い場合に、キャリア周波数ｆをキャリア周波数ｆ１よりも高いキャリア周波数ｆ２に制御してもよい。このような構成でも、平均値ＩＬａｖｅが基準値ＩＬｔｈ２よりも低い場合に、コンバータの損失を低減することができる。
【００３９】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。
本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００４０】
１０：コンバータ
１２：入力端子
１４：入力側基準端子
１６：出力端子
１８：出力側基準端子
２０：アースライン
２２：入力ライン
２２ａ：入力ライン
２２ｂ：入力ライン
２４：出力ライン
２６：バッテリ
３０：コイル
３２：コンデンサ
３４：コンデンサ
４０：ＩＧＢＴ
４２：ダイオード
５０：ＩＧＢＴ
５２：ダイオード
６０：ゲート制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータであり、
入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、
入出力ラインに介装されているコイルと、
コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、
第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、
基準電位ラインと、
コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、
第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段、
を有しており、
制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる、
コンバータ。
【請求項２】
制御手段が、前記平均値が第２電流範囲よりも小さい第３電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも高い第３キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる、
請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータであり、
入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、
入出力ラインに介装されているコイルと、
コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、
第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、
基準電位ラインと、
コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、
第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段、
を有しており、
制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第４電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第４電流範囲より小さい第５電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数よりも高い第５キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、
第５電流範囲が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以下の電流範囲であることを特徴とする、
コンバータ。
【請求項１】
入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータであり、
入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、
入出力ラインに介装されているコイルと、
コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、
第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、
基準電位ラインと、
コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、
第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段、
を有しており、
制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第１電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第１電流範囲より小さい第２電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも低い第２キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる、
コンバータ。
【請求項２】
制御手段が、前記平均値が第２電流範囲よりも小さい第３電流範囲内にあるときには、第１キャリア周波数よりも高い第３キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる、
請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
入力端に入力された電位を上昇させて出力端に出力するコンバータであり、
入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、
入出力ラインに介装されているコイルと、
コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、
第１ダイオードと並列に接続されている第１スイッチング素子と、
基準電位ラインと、
コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオードと、
第２ダイオードと並列に接続されている第２スイッチング素子と、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段、
を有しており、
制御手段が、出力端側に向かってコイルに流れる電流の平均値が第４電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記平均値が第４電流範囲より小さい第５電流範囲内にあるときには、第４キャリア周波数よりも高い第５キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせ、
第５電流範囲が、第１キャリア周波数で第１スイッチング素子と第２スイッチング素子をスイッチングさせたときにコイルに流れる電流の振幅以下の電流範囲であることを特徴とする、
コンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１３−９３９９９（Ｐ２０１３−９３９９９Ａ）
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２３５４０２（Ｐ２０１１−２３５４０２）
【出願日】平成２３年１０月２６日（２０１１．１０．２６）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月２６日（２０１１．１０．２６）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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