スイッチング電源装置
【課題】平滑コンデンサの寿命を長くしつつ、擬似共振動作するフライバックコンバータのスイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させる。
【解決手段】スイッチング電源装置１は、交流電源６が接続される交流電源入力回路２と、直流電源７が接続される直流電源入力回路３と、を含んでいる。交流電源入力回路２は、交流電源６に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成している。この交流電源入力回路２は、スイッチング動作するＦＥＴ Ｑ１０１と、交流電源６から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサＣ１０１と、１次側巻き線１１から平滑コンデンサＣ１０１への電流の逆流を防止する逆流阻止ダイオードＤ１０２と、逆流阻止ダイオードＤ１０２が擬似共振するのを防止するバイパスコンデンサＣ１０３と、を有している。
【解決手段】スイッチング電源装置１は、交流電源６が接続される交流電源入力回路２と、直流電源７が接続される直流電源入力回路３と、を含んでいる。交流電源入力回路２は、交流電源６に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成している。この交流電源入力回路２は、スイッチング動作するＦＥＴ Ｑ１０１と、交流電源６から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサＣ１０１と、１次側巻き線１１から平滑コンデンサＣ１０１への電流の逆流を防止する逆流阻止ダイオードＤ１０２と、逆流阻止ダイオードＤ１０２が擬似共振するのを防止するバイパスコンデンサＣ１０３と、を有している。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、家庭用の商用電源とカーバッテリなどのように、異なる２つの電力源で利用可能な機器の需要が高まっている。例えば、特許文献１には、ＡＣ電源及びＤＣ電源の異なる２つの電力源のいずれか一方に接続されて、ＤＣ出力可能な電源装置について記載されている。この特許文献１に記載された電源装置は、ＡＣ側入力巻き線、ＤＣ側入力巻き線及び出力巻き線が巻かれたトランスを有し、ＡＣ電源及びＤＣ電源ともにスイッチング回路を含むリンギングチョークコンバータ（フライバックコンバータ）によりＤＣ出力可能となっている。そして、この電源装置は、ＡＣ電源及びＤＣ電源のいずれか一方がスイッチング回路に接続されることで、負荷に対して電力供給可能となっている。
【０００３】
ここで、特許文献１に記載の電源装置における２つのスイッチング回路の電力源との接続部には、それぞれ平滑コンデンサが設けられている。また、ＡＣ側とＤＣ側どちらもフライバックコンバータであるため、ＡＣ側入力巻き線とＤＣ側入力巻き線は同じ極性となっている。すると、一方のスイッチング回路がスイッチング動作を行うときに、トランスを介して、出力巻き線だけでなく、他方のスイッチング回路に接続された入力巻き線にも起電力が生じる。そして、停止時であるにもかかわらず他方のスイッチング回路に電流が逆流して、平滑コンデンサが不要な充放電を繰り返してしまい、寿命が短くなってしまう。そこで、この電流の逆流を防止するため、２つのスイッチング回路には逆流阻止ダイオードがそれぞれ設けられている。
【０００４】
ところで、変換効率を向上させるために、フライバックコンバータは擬似共振方式を採用することが増えている。この擬似共振方式は、電源制御ＩＣメーカー各社が公開している制御ＩＣのデータシートに詳述されているような公知の技術であり、概要については、非特許文献１に記載されているが、擬似共振を行うことで、フライバックコンバータのスイッチング回路に含まれるＦＥＴ（スイッチング素子）のドレイン電圧を極力低くして、スイッチング損失を小さくすることで、変換効率を向上させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平５−１６１３５１号公報（図１）
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】日経エレクトロニクス２００８年６月３０日号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
この擬似共振方式を特許文献１に記載の電源装置に適用すると、擬似共振方式のフライバックコンバータに含まれるＦＥＴの寄生容量から電荷を引き抜く電流が、逆流阻止ダイオードにより阻止されてしまい、ＦＥＴのドレイン電圧が下がらなくなる。これは、１次側励磁インダクタンスとＦＥＴの寄生容量の擬似共振ではなく、１次側励磁インダクタンスと逆流阻止ダイオードとの擬似共振になってしまうからである。すると、擬似共振方式特有の効果を奏することがなく、スイッチング損失が大きくなり、変換効率が低下してしまう。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、平滑コンデンサの寿命を長くしつつ、擬似共振動作するフライバックコンバータのスイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させるスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のスイッチング電源装置は、２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、前記２つの電力源と、前記トランスに巻かれた同じ極性の２つの１次側巻き線とをそれぞれ接続する２つのスイッチング回路を備えている。少なくとも１つの前記スイッチング回路は、前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、前記２本の電力ラインの、一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有している。
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置によると、擬似共振動作するフライバックコンバータが、逆流防止素子に加えて、バイパスコンデンサを有している。これにより、平滑コンデンサの不要な充放電を防止して、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスと逆流防止素子が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサが擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、第１スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【００１１】
また、前記バイパスコンデンサは、固体コンデンサであることが好ましい。これによると、固体電解質を用いた固体コンデンサでバイパスコンデンサを実現することで、液体電解質を用いた電解コンデンサに比べて、長寿命化を実現することができ、電流リプルが存在しても十分な寿命を確保することができる。
【００１２】
さらに、前記逆流防止素子は、前記第１スイッチング素子と同じタイミングでオンオフ動作を行う第２スイッチング素子であることが好ましい。これによると、第２スイッチング素子を逆流防止素子として用いることができ、逆流防止素子としてダイオードを用いる場合に生じる順方向電圧による損失を低減することができる。
【００１３】
加えて、前記トランスには、前記２つの１次側巻き線に加えて、負荷へ電力を出力する２次側巻き線が巻かれており、前記２次側巻き線と負荷とを接続する２次側回路をさらに備えていることが好ましい。
【００１４】
一方、別の観点では、本発明のスイッチング電源装置は、２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、前記２つの電力源と前記トランスに巻かれた２つの１次側巻き線をそれぞれ接続する２つのスイッチング回路と、前記トランスに巻かれた２次側巻き線と負荷を接続する２次側回路と、を備えており、一方の前記スイッチング回路は、前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、前記２本の電力ラインの一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有しており、他方の前記スイッチング回路は、対応する前記電力源に対して、前記擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しておらず、前記２次側回路をインダクタンスとした昇降圧コンバータの一部を構成している。
【００１５】
本発明のスイッチング電源装置によると、擬似共振動作するフライバックコンバータが、逆流防止素子に加えて、バイパスコンデンサを有している。これにより、平滑コンデンサの不要な充放電を防止して、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスと逆流防止素子が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサが擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、第１スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【発明の効果】
【００１６】
平滑コンデンサの不要な充放電を防止して、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサが擬似共振するため、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、第１スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】擬似共振動作についてのタイミングチャートである。
【図３】各回路の等価モデルである。
【図４】第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
＜第１実施形態＞
次に、本発明の第１実施形態について説明する。本実施形態は、交流電源及び直流電源のいずれか一方の電源と接続されて、変圧された出力電圧を負荷に対して供給するスイッチング電源装置に本発明を適用した一例である。例えば、交流電源としては２２０Ｖ商用電源、直流電源としては車載などに利用される１２Ｖ鉛バッテリが挙げられる。この他にも、各巻き線の巻き線比などを適宜設計することで、所望の電力源を接続可能である。
【００１９】
図１に示すように、スイッチング電源装置１は、交流電源６が接続される１次側回路である交流電源入力回路２と、直流電源７が接続される１次側回路である直流電源入力回路３と、交流電源入力回路２のＦＥＴ Ｑ１０１及び直流電源入力回路３のＦＥＴ Ｑ３０１のオンオフ動作を制御する制御回路５と、負荷Ｒ２０１が接続される２次側回路である出力回路４と、を有している。また、スイッチング電源装置１は、交流電源入力回路２と接続された１次側巻き線１１、直流電源入力回路３と接続された１次側巻き線１２、制御回路５と接続された補助巻き線１３及び出力回路４と接続された２次側巻き線１４がコアに巻きつけられた絶縁トランスＴ１をさらに有している。この絶縁トランスＴ１に巻かれた２つの１次側巻き線１１、１２は、同じ極性となっている。なお、本実施形態における交流電源入力回路２及び直流電源入力回路３が、本発明における２つのスイッチング回路に相当する。
【００２０】
交流電源入力回路２は、出力回路４とともに、交流電源６に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータを構成している。交流電源入力回路２は、ブリッジダイオードＤ１０１と、平滑コンデンサＣ１０１と、逆流阻止ダイオードＤ１０２と、バイパスコンデンサＣ１０３と、ＦＥＴ Ｑ１０１と、２本の電力ライン２１、２２と、ＦＥＴ Ｑ１０１への制御信号入力部２３と、を有している。
【００２１】
交流電源入力回路２は、２本の電力ライン２１、２２を介して、交流電源６と１次側巻き線１１とを接続している。２本の電力ライン２１、２２間には、交流電源６から１次側巻き線１１への電力の出力方向に順に並んで、ブリッジダイオードＤ１０１、平滑コンデンサＣ１０１、バイパスコンデンサＣ１０３が並列に接続されている。また、電力ライン２１の平滑コンデンサＣ１０１とバイパスコンデンサＣ１０３とを接続する部分には、逆流阻止ダイオードＤ１０２が接続されている。さらに、電力ライン２２のバイパスコンデンサＣ１０３と１次側巻き線１１とを接続する部分には、ＦＥＴ Ｑ１０１が接続されている。
【００２２】
ブリッジダイオードＤ１０１と平滑コンデンサＣ１０１は、交流電源６から出力された交流電力を直流電力に変換する。平滑コンデンサＣ１０１は、電力１００Ｗ弱程度の電源の場合、２００〜３００ｐＦの電解コンデンサとするのが好ましい。なお、図示していないが、交流電源６とブリッジダイオードＤ１０１の間には、ＦＥＴ Ｑ１０１によるスイッチングノイズが漏洩しないようにするためのラインフィルタが配置されている。
【００２３】
逆流阻止ダイオードＤ１０２は、１次巻き線１１から交流電源６に向かって電力の出力方向とは逆に電流が流れるのを阻止する。バイパスコンデンサＣ１０３は、ＦＥＴ Ｑ１０１の動作時に擬似共振電流を流すためのものである。バイパスコンデンサＣ１０３は０．１μＦ程度のセラミックコンデンサであることが望ましい。擬似共振動作について詳しくは後述する。
【００２４】
ＦＥＴ Ｑ１０１は、交流電源６に対して、フライバックコンバータの一部を構成するスイッチング素子である。なお、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量は、Ｃ１０２として示している。ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２は、３００〜３８０ｐＦであり、その容量のばらつきを抑えるには、１０００〜２０００ｐＦ程度のコンデンサを平滑コンデンサＣ１０１に並列に別途配置することもあるが、本実施形態においては、バイパスコンデンサＣ１０３が、擬似共振電流を流すコンデンサとしてだけでなく、別途配置するコンデンサとしても機能している。
【００２５】
制御信号入力部２３は、ＦＥＴ Ｑ１０１のゲートに接続されており、制御回路５から出力された、ＦＥＴ Ｑ１０１のオンオフ動作に対応した制御信号をＦＥＴ Ｑ１０１のゲートに送信する。なお、フライバックコンバータとしては、１次側巻き線１１よりも入力側にスナバ回路、フィルタ回路、フィードバック制御用回路などが必要であるが、従来から公然に知られた技術であるため、その説明を省略している。
【００２６】
制御回路５は、補助巻き線１３と、２つのダイオードＤ４０１、Ｄ４０２と、２つのコンデンサＣ４０１、Ｃ４０２と、２つの抵抗Ｒ４０１、Ｒ４０２と、を有している。フライバックコンバータに関する制御回路５は、さらに、図示しない制御ＩＣや制御ＩＣ用電源などを有しているが、従来から公然に知られた技術であるため、本実施形態においては、制御ＩＣの周辺回路のうち、擬似共振に関する部分のみを抽出した回路を示している。補助巻き線１３と、整流ダイオードＤ４０１及び平滑コンデンサＣ４０１は、交流電源入力回路２とともにフライバックコンバータを構成しており、図示しない制御ＩＣを駆動する電源電圧Ｖｃｃを生成可能である。ダイオードＤ４０２、２つの抵抗Ｒ４０１、Ｒ４０２及びコンデンサＣ４０２は、補助巻き線１３の両端電圧と相似なボトム検知電圧ＢＯＴＴＯＭ ＤＥＴＥＣＴを生成する。ボトム検知電圧ＢＯＴＴＯＭ ＤＥＴＥＣＴは、ダイオードＤ４０２によって０Ｖ以下にならないようにクランプされており、コンデンサＣ４０２と２つの抵抗Ｒ４０１、Ｒ４０２の分割抵抗で構成されるノズル除去用のローパスフィルタで波形整形されている。制御回路５は、交流電源入力回路２の制御信号入力部２３に対してＦＥＴ Ｑ１０１をオンオフする制御信号を出力する。
【００２７】
直流電源入力回路３は、出力回路４とともに、直流電源７に対して、電流連続モードのフライバックコンバータを構成している。直流電源入力回路３は、平滑コンデンサＣ３０１と、逆流阻止ダイオードＤ３０１と、ＦＥＴ Ｑ３０１と、２本の電力ライン２４、２５と、制御信号入力部２６と、を有している。
【００２８】
直流電源７と１次側巻き線１２は、２本の電力ライン２４、２５を介して接続されている。そして、２本の電力ライン２４、２５間には、平滑コンデンサＣ３０１が接続されている。また、電力ライン２４の平滑コンデンサＣ３０１と１次側巻き線１１とを接続する部分には、逆流阻止ダイオードＤ３０１が接続されている。さらに、電力ライン２５の平滑コンデンサＣ３０１と１次側巻き線１２とを接続する部分には、ＦＥＴ Ｑ３０１が接続されている。
【００２９】
平滑コンデンサＣ３０１は、直流電源７から出力された直流電力を平滑化する。逆流阻止ダイオードＤ３０１は、１次巻き線１２から直流電源７に向かって電力ライン２４を介して電流が流れるのを阻止する。ＦＥＴ Ｑ３０１は、直流電源７に対して、フライバックコンバータの一部を構成するスイッチング素子である。制御信号入力部２６は、ＦＥＴ Ｑ３０１のゲートに対してオンオフ動作に対応した制御信号を出力する。
【００３０】
出力回路４は、負荷Ｒ２０１と２次側巻き線１４とを接続する２つの電力ラインのうち、一方の電力ラインに配置されたダイオードＤ２０１と、ダイオードＤ２０１よりも電力出力側において２つの電力ライン間に接続されたコンデンサＣ２０１と、を有している。
【００３１】
次に、スイッチング電源装置１に交流電源６または直流電源７を接続したときの各回路の動作について説明する。なお、直流電源７を接続したときに駆動する、電流連続モードのフライバックコンバータは従来から公然に知られた技術であるため、その動作についての説明は省略する。
【００３２】
まず、仮に、交流電源入力回路２が逆流阻止ダイオードＤ１０２及び平滑コンデンサＣ１０３を有していないときの、一般的な擬似共振方式のフライバックコンバータの動作について簡単に説明する。擬似共振方式では、フライバックコンバータを臨界モードに近い不連続モードで動作させる。そして、絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーが出力回路４のダイオードＤ２０１を通じて完全に放出されると、２次側巻き線１４の両端の電圧が出力電圧以下となってダイオードＤ２０１がオフし、交流電源入力回路２のＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２と励磁インダクタンスが共振を始め、ＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧が下がる。最も下がったところでＦＥＴ Ｑ１０１をオンにすることで、寄生容量Ｃ１０２の放電損失を減らすことができ、低損失化することができる。
【００３３】
次に、本実施形態における擬似共振方式のフライバックコンバータの動作について図２を参照して詳細に説明する。図２は、擬似共振動作についてのタイミングチャートであり、（ａ）はＦＥＴ Ｑ１０１のゲート電圧、（ｂ）はダイオードＤ２０１の電流、（ｃ）はボトム検知電圧、（ｄ）はＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧である。以下は、図２に示す（１）〜（６）の順に説明する。
【００３４】
（１）ＦＥＴ Ｑ１０１のゲート電圧がオフすると、ＦＥＴ Ｑ１０１がオフして寄生容量Ｃ１０２に充電が始まり、ＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧が大きくなる。
（２）（ドレイン電圧−平滑入力電圧）が出力電圧×巻き数比と等しくなると、ダイオードＤ２０１が導通して電流が流れ、負荷Ｒ２０１に対して電力を供給する。
（３）負荷Ｒ２０１への出力電圧の逆電圧が絶縁トランスＴ１の２次側励磁インダクタンスにかかっているので、ダイオードＤ２０１に流れる電流が徐々に小さくなる。
（４）ダイオードＤ２０１に流れる電流が０になると、ダイオードＤ２０１がオフして容量性となり、励磁インダクタンスと周辺の容量の共振が始まる。周辺の容量ではバイパスコンデンサＣ１０３が最も大きいので、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサＣ１０３が擬似共振する。
（５）擬似共振動作中。
（６）ボトム検知電圧が０になってから、一定時間後に、ドレイン電圧が最も小さくなる。制御回路５はそのタイミングで制御信号入力部２３を介してＦＥＴ Ｑ１０１のゲート電圧をハイにすると、ＦＥＴ Ｑ１０１のスイッチング損失を小さくすることができる。これにより、擬似共振動作によって変換効率を向上させることができる。
【００３５】
次に、交流電源入力回路２に逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの擬似共振動作と、交流電源入力回路２にバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの擬似共振動作と、交流電源入力回路２に逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられた本実施形態における擬似共振動作の等価回路について図３を参照しつつ説明する。図３は、ＦＥＴ Ｑ１０１がオフ且つダイオードＤ２０１がオフ時の共振部分の等価モデルであり、（ａ）は逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの等価モデルであり、（ｂ）はバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの等価モデルであり、（ｃ）は逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられているときの等価モデルである。
【００３６】
図３（ａ）に示すように、絶縁トランスＴ１は、漏れインダクタンスと絶縁機能を無視すると、励磁インダクタンスでモデル化することができる。絶縁トランスＴ１の巻き線比（１次側巻き線１１の数／２次側巻き線１４の数）をｎとする。このとき、入力電圧がＡＣ２２０Ｖ、出力電圧が１２Ｖの場合、ｎは１０前後の値となる。Ｃｔ２’は、出力回路４のダイオードＤ２０１の寄生容量Ｃｔ２を１次側換算したものであり、その大きさはＣｔ２／（ｎ２）である。Ｃ２０１’は出力回路４のコンデンサＣ２０１を１次側換算したものであり、その大きさはＣ２０１／（ｎ２）である。擬似共振動作では、平滑コンデンサＣ１０１とＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２、及び、容量Ｃ２０１’と容量Ｃｔ２’のそれぞれの組が直列に並び、その組が励磁インダクタンスと並列に接続されることになる。
【００３７】
通常の設計を行うと、各コンデンサの容量の大小関係は、
Ｃ１０１＞Ｃ２０１’＞＞Ｃ１０２＞＞Ｃｔ２’
となる。したがって、擬似共振に関わる合成容量はＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２にほぼ等しくなる。擬似共振動作時には、寄生容量Ｃ１０２の端子間の電圧は、Ｖｉｎ−ｎ×Ｖｏｕｔまで下がる。
【００３８】
ここで、図３（ｂ）に示すように、逆流阻止ダイオードＤ１０２が追加されると、逆流阻止ダイオードＤ１０２の寄生容量Ｃｔ１’が現れる。この場合の、コンデンサの容量の大小関係は、
Ｃ１０１＞Ｃ２０１’＞＞Ｃ１０２＞＞Ｃｔ１’＞＞Ｃｔ２’
となる。したがって、擬似共振に関わる合成容量は逆流阻止ダイオードＤ１０２の寄生容量Ｃｔ１’＋Ｃｔ２’にほぼ等しくなる。すると、容量の小さな寄生容量Ｃｔ１’、Ｃｔ２’が電圧変動を吸収するため、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２では擬似共振の影響はほとんど見えず、寄生容量Ｃ１０２の端子間の電圧は変化しない。したがって、スイッチング損失が低減されない。
【００３９】
そこで、図３（ｃ）に示すように、逆流阻止ダイオードＤ１０２の寄生容量Ｃｔ１の他に、新たに配置されたバイパスコンデンサＣ１０３が存在する。この場合の、コンデンサの容量の大小関係は、
Ｃ１０１＞Ｃ２０１’＞＞Ｃ１０３＞＞Ｃ１０２＞＞Ｃｔ１’＞＞Ｃｔ２’
となるように、バイパスコンデンサＣ１０３の容量を選択する。ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２や他の寄生容量のばらつきを抑えるため、寄生容量Ｃ１０２と比較して十分大きく、また、寿命の短い電解コンデンサではなく、固体コンデンサから選択できる程度に小さいコンデンサを選択することが重要である。例えば、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２には、３００〜３８０ｐＦを想定したので、これより十分大きなバイパスコンデンサがあれば、共振電圧がＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧に現れる。（バイパスコンデンサＣ１０３がＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２と同程度の場合、共振電圧が寄生容量Ｃ１０２とバイパスコンデンサＣ１０３で容量分割されるためＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧を下げる効果が小さくなる。）そこで、本実施例では、電流リプルが存在しても寿命が十分な固体コンデンサである、０．１ｕＦ程度のセラミックコンデンサを選択した。このバイパスコンデンサＣ１０３により、擬似共振に関わる合成容量は、バイパスコンデンサＣ１０３にほぼ等しくなる。すると、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２の両端電圧は、擬似共振動作中、一定期間下がり続けることになり、所定時間後、ＦＥＴ Ｑ１０１をオンすることで、スイッチング損失を低減することができる。
【００４０】
ここで、図３（ｂ）に示すように、仮に、交流電源入力回路２にバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないと、１次側励磁インダクタンスと逆流阻止ダイオードＤ１０２が擬似共振してしまい、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２から電荷を引き抜く電流が、逆流阻止ダイオードＤ１０２により阻止されてしまい、ＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧が下がらなくなる。したがって、ＦＥＴ Ｑ１０１のスイッチング損失が大きくなってしまい、変換効率が低下してしまう。
【００４１】
そこで、図３（ａ）に示すように、交流電源入力回路２に逆流阻止ダイオードＤ１０２を設けないことも考えられるが、これでは、直流電源入力回路３において、スイッチング動作が行われているときに、交流電源入力回路２の１次側巻き線１１に起電力が生じてしまう。そして、交流電源入力回路２に電流が逆流して、平滑コンデンサＣ１０１が不要な充放電を繰り返してしまい、寿命が短くなってしまう。
【００４２】
本実施形態におけるスイッチング電源装置１によると、交流電源入力回路２は、逆流阻止ダイオードＤ１０２に加えて、バイパスコンデンサＣ１０３を有している。これにより、平滑コンデンサＣ１０１の不要な充放電を阻止することができ、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスと逆流阻止ダイオードＤ１０２が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサＣ１０３が擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【００４３】
また、バイパスコンデンサＣ１０３は、固体電解質を用いた固体コンデンサであるため、液体電解質を用いた電解コンデンサに比べて、長寿命化を実現することができ、電流リプルが存在しても十分な寿命を確保することができる。
【００４４】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について、図４を参照して説明する。なお、第１実施形態と同様の機能を有する構成要素については説明を省略し、同一符号を付加する。図４に示すように、第２実施形態におけるスイッチング電源装置５０では、第１実施形態における逆流防止素子である逆流阻止ダイオードＤ１０２、Ｄ３０１がＦＥＴ Ｑ１０２、Ｑ３０２となっている。また、第１実施形態における直流電源入力回路３及び出力回路４が、直流電源７として二次電池が接続されて、この二次電池を充放電可能な回路構成となっている。
【００４５】
スイッチング電源装置５０は、交流電源入力回路５２と、直流電源入力回路５３と、出力回路５４と、充電回路５５と、を有している。交流電源入力回路５２は、第１実施形態における逆流阻止ダイオードＤ１０２の代わりに、ＦＥＴ Ｑ１０２を有している。ＦＥＴ Ｑ１０２は、電力ライン２１の平滑コンデンサＣ１０１とバイパスコンデンサＣ１０３とを接続する部分に接続されている。ＦＥＴ Ｑ１０２のゲートは制御信号入力部２３に接続されており、ＦＥＴ Ｑ１０２には、ＦＥＴ Ｑ１０１に送信される制御信号と同様の信号が送信される。つまり、ＦＥＴ Ｑ１０２は、ＦＥＴ Ｑ１０１と同じタイミングでオンオフ動作を行うこととなる。
【００４６】
直流電源入力回路５３は、絶縁トランスＴ１の２次側励磁インダクタンスを利用した昇降圧コンバータの一部を構成している。直流電源５６に二次電池が接続されると、直流電源入力回路５３が昇降圧コンバータとして駆動し、負荷Ｒ２０１に対して電力を供給する。この直流電源入力回路５３は、第１実施形態における逆流阻止ダイオード３０１の代わりに、ＦＥＴ Ｑ３０２を有している。
【００４７】
交流電源６及び負荷Ｒ２０１を接続すると、交流電源入力回路５２は、出力回路５４とともに擬似共振方式のフライバックコンバータを構成し、第１実施形態と同様の動作を行い、負荷Ｒ２０１に電力を供給することができる。また、交流電源６及び直流電源５６（二次電池）を接続すると、交流電源入力回路５２は、充電回路５５とともに擬似共振方式のフライバックコンバータを構成し、二次電池の充電を行うことができる。さらに、直流電源５６（二次電池）及び負荷Ｒ２０１を接続すると、直流電源５６は、出力回路５４とともに昇降圧コンバータを構成し、負荷Ｒ２０１に電力を供給することができる。
【００４８】
このように、交流電源入力回路５２からすると、充電回路５５と出力回路５４の２つの２次側回路が存在することとなる。そして、充電回路５５を介して直流電源５６に接続された二次電池を充電可能である。したがって、交流電源入力回路５２が停電などなんらかの理由で動作を停止しているときでも、二次電池から負荷Ｒ２０１に電力を安定して供給することができる。
【００４９】
本実施形態においても、第１実施形態と同様に、交流電源入力回路５２は、逆流防止素子であるＦＥＴ Ｑ１０２に加えて、バイパスコンデンサＣ１０３を有している。これにより、平滑コンデンサＣ１０１の不要な充放電を阻止することができ、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスとＦＥＴ Ｑ１０２の寄生容量が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサＣ１０３が擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【００５０】
また、逆流防止素子として、ＦＥＴを用いることで、ダイオードを用いる場合に生じる順方向電圧による損失を低減することができる。また、この逆流防止素子は、一方のスイッチング回路が動作しているときに、他方のスイッチング回路に電流が逆流するのを阻止する目的である。そのため、他方のスイッチング回路の逆流防止素子となるＦＥＴは、この他方のスイッチング回路のメインのスイッチング素子であるＦＥＴと同じオンオフ動作にすればよく、オンオフ制御が容易である。
【００５１】
次に、前記実施形態に種々の変更を加えた変更形態について説明する。但し、前記実施形態と同様の構成を有するものについては、同じ符号を付して適宜その説明を省略する。
【００５２】
本実施形態においては、１次側回路として、交流電源入力回路２と直流電源入力回路３を設けていたが、２つの入力回路は、どちらも直流電源入力回路であってもよいし、交流電源入力回路であってもよい。
【００５３】
また、本実施形態においては、スイッチング電源装置は、２つの１次側回路を含んで構成されていたが、１次側回路は２つ以上であってもよい。
【００５４】
さらに、本実施形態においては、スイッチング回路である交流電源入力回路及び直流電源入力回路のスイッチング素子は、ＦＥＴであったが、その他のトランジスタであってもよい。
【００５５】
さらに、本実施形態においては、２つのスイッチング回路のうち、一方のスイッチング回路は、出力回路とともに擬似共振動作するフライバックコンバータを構成し、他方のスイッチング回路は、出力回路とともに電流連続モードのフライバックコンバータを構成していたが、少なくとも一方のスイッチング回路が、出力回路とともに擬似共振動作するフライバックコンバータを構成し、２つのスイッチング回路に接続される１次側巻き線が同じ極性であればよい。例えば、どちらのスイッチング回路も、出力回路とともに擬似共振動作するフライバックコンバータを構成してもよい。また、擬似共振動作するフライバックコンバータを構成しないスイッチング回路は、昇降圧コンバータを構成していてもよい。
【符号の説明】
【００５６】
１、５０ スイッチング電源装置
２、５２ 交流電源入力回路
３、５３ 直流電源入力回路
６ 交流電源
７ 直流電源
１１、１２ １次側巻き線
２１、２２ 電力ライン
Ｃ１０１ 平滑コンデンサ
Ｃ１０３ バイパスコンデンサ
Ｄ１０２ 逆流阻止ダイオード（逆流防止素子）
Ｑ１０１ ＦＥＴ（第１スイッチング素子）
Ｔ１ トランス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、家庭用の商用電源とカーバッテリなどのように、異なる２つの電力源で利用可能な機器の需要が高まっている。例えば、特許文献１には、ＡＣ電源及びＤＣ電源の異なる２つの電力源のいずれか一方に接続されて、ＤＣ出力可能な電源装置について記載されている。この特許文献１に記載された電源装置は、ＡＣ側入力巻き線、ＤＣ側入力巻き線及び出力巻き線が巻かれたトランスを有し、ＡＣ電源及びＤＣ電源ともにスイッチング回路を含むリンギングチョークコンバータ（フライバックコンバータ）によりＤＣ出力可能となっている。そして、この電源装置は、ＡＣ電源及びＤＣ電源のいずれか一方がスイッチング回路に接続されることで、負荷に対して電力供給可能となっている。
【０００３】
ここで、特許文献１に記載の電源装置における２つのスイッチング回路の電力源との接続部には、それぞれ平滑コンデンサが設けられている。また、ＡＣ側とＤＣ側どちらもフライバックコンバータであるため、ＡＣ側入力巻き線とＤＣ側入力巻き線は同じ極性となっている。すると、一方のスイッチング回路がスイッチング動作を行うときに、トランスを介して、出力巻き線だけでなく、他方のスイッチング回路に接続された入力巻き線にも起電力が生じる。そして、停止時であるにもかかわらず他方のスイッチング回路に電流が逆流して、平滑コンデンサが不要な充放電を繰り返してしまい、寿命が短くなってしまう。そこで、この電流の逆流を防止するため、２つのスイッチング回路には逆流阻止ダイオードがそれぞれ設けられている。
【０００４】
ところで、変換効率を向上させるために、フライバックコンバータは擬似共振方式を採用することが増えている。この擬似共振方式は、電源制御ＩＣメーカー各社が公開している制御ＩＣのデータシートに詳述されているような公知の技術であり、概要については、非特許文献１に記載されているが、擬似共振を行うことで、フライバックコンバータのスイッチング回路に含まれるＦＥＴ（スイッチング素子）のドレイン電圧を極力低くして、スイッチング損失を小さくすることで、変換効率を向上させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平５−１６１３５１号公報（図１）
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】日経エレクトロニクス２００８年６月３０日号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
この擬似共振方式を特許文献１に記載の電源装置に適用すると、擬似共振方式のフライバックコンバータに含まれるＦＥＴの寄生容量から電荷を引き抜く電流が、逆流阻止ダイオードにより阻止されてしまい、ＦＥＴのドレイン電圧が下がらなくなる。これは、１次側励磁インダクタンスとＦＥＴの寄生容量の擬似共振ではなく、１次側励磁インダクタンスと逆流阻止ダイオードとの擬似共振になってしまうからである。すると、擬似共振方式特有の効果を奏することがなく、スイッチング損失が大きくなり、変換効率が低下してしまう。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、平滑コンデンサの寿命を長くしつつ、擬似共振動作するフライバックコンバータのスイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させるスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のスイッチング電源装置は、２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、前記２つの電力源と、前記トランスに巻かれた同じ極性の２つの１次側巻き線とをそれぞれ接続する２つのスイッチング回路を備えている。少なくとも１つの前記スイッチング回路は、前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、前記２本の電力ラインの、一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有している。
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置によると、擬似共振動作するフライバックコンバータが、逆流防止素子に加えて、バイパスコンデンサを有している。これにより、平滑コンデンサの不要な充放電を防止して、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスと逆流防止素子が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサが擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、第１スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【００１１】
また、前記バイパスコンデンサは、固体コンデンサであることが好ましい。これによると、固体電解質を用いた固体コンデンサでバイパスコンデンサを実現することで、液体電解質を用いた電解コンデンサに比べて、長寿命化を実現することができ、電流リプルが存在しても十分な寿命を確保することができる。
【００１２】
さらに、前記逆流防止素子は、前記第１スイッチング素子と同じタイミングでオンオフ動作を行う第２スイッチング素子であることが好ましい。これによると、第２スイッチング素子を逆流防止素子として用いることができ、逆流防止素子としてダイオードを用いる場合に生じる順方向電圧による損失を低減することができる。
【００１３】
加えて、前記トランスには、前記２つの１次側巻き線に加えて、負荷へ電力を出力する２次側巻き線が巻かれており、前記２次側巻き線と負荷とを接続する２次側回路をさらに備えていることが好ましい。
【００１４】
一方、別の観点では、本発明のスイッチング電源装置は、２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、前記２つの電力源と前記トランスに巻かれた２つの１次側巻き線をそれぞれ接続する２つのスイッチング回路と、前記トランスに巻かれた２次側巻き線と負荷を接続する２次側回路と、を備えており、一方の前記スイッチング回路は、前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、前記２本の電力ラインの一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有しており、他方の前記スイッチング回路は、対応する前記電力源に対して、前記擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しておらず、前記２次側回路をインダクタンスとした昇降圧コンバータの一部を構成している。
【００１５】
本発明のスイッチング電源装置によると、擬似共振動作するフライバックコンバータが、逆流防止素子に加えて、バイパスコンデンサを有している。これにより、平滑コンデンサの不要な充放電を防止して、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスと逆流防止素子が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサが擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、第１スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【発明の効果】
【００１６】
平滑コンデンサの不要な充放電を防止して、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサが擬似共振するため、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、第１スイッチング素子の寄生容量に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】擬似共振動作についてのタイミングチャートである。
【図３】各回路の等価モデルである。
【図４】第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
＜第１実施形態＞
次に、本発明の第１実施形態について説明する。本実施形態は、交流電源及び直流電源のいずれか一方の電源と接続されて、変圧された出力電圧を負荷に対して供給するスイッチング電源装置に本発明を適用した一例である。例えば、交流電源としては２２０Ｖ商用電源、直流電源としては車載などに利用される１２Ｖ鉛バッテリが挙げられる。この他にも、各巻き線の巻き線比などを適宜設計することで、所望の電力源を接続可能である。
【００１９】
図１に示すように、スイッチング電源装置１は、交流電源６が接続される１次側回路である交流電源入力回路２と、直流電源７が接続される１次側回路である直流電源入力回路３と、交流電源入力回路２のＦＥＴ Ｑ１０１及び直流電源入力回路３のＦＥＴ Ｑ３０１のオンオフ動作を制御する制御回路５と、負荷Ｒ２０１が接続される２次側回路である出力回路４と、を有している。また、スイッチング電源装置１は、交流電源入力回路２と接続された１次側巻き線１１、直流電源入力回路３と接続された１次側巻き線１２、制御回路５と接続された補助巻き線１３及び出力回路４と接続された２次側巻き線１４がコアに巻きつけられた絶縁トランスＴ１をさらに有している。この絶縁トランスＴ１に巻かれた２つの１次側巻き線１１、１２は、同じ極性となっている。なお、本実施形態における交流電源入力回路２及び直流電源入力回路３が、本発明における２つのスイッチング回路に相当する。
【００２０】
交流電源入力回路２は、出力回路４とともに、交流電源６に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータを構成している。交流電源入力回路２は、ブリッジダイオードＤ１０１と、平滑コンデンサＣ１０１と、逆流阻止ダイオードＤ１０２と、バイパスコンデンサＣ１０３と、ＦＥＴ Ｑ１０１と、２本の電力ライン２１、２２と、ＦＥＴ Ｑ１０１への制御信号入力部２３と、を有している。
【００２１】
交流電源入力回路２は、２本の電力ライン２１、２２を介して、交流電源６と１次側巻き線１１とを接続している。２本の電力ライン２１、２２間には、交流電源６から１次側巻き線１１への電力の出力方向に順に並んで、ブリッジダイオードＤ１０１、平滑コンデンサＣ１０１、バイパスコンデンサＣ１０３が並列に接続されている。また、電力ライン２１の平滑コンデンサＣ１０１とバイパスコンデンサＣ１０３とを接続する部分には、逆流阻止ダイオードＤ１０２が接続されている。さらに、電力ライン２２のバイパスコンデンサＣ１０３と１次側巻き線１１とを接続する部分には、ＦＥＴ Ｑ１０１が接続されている。
【００２２】
ブリッジダイオードＤ１０１と平滑コンデンサＣ１０１は、交流電源６から出力された交流電力を直流電力に変換する。平滑コンデンサＣ１０１は、電力１００Ｗ弱程度の電源の場合、２００〜３００ｐＦの電解コンデンサとするのが好ましい。なお、図示していないが、交流電源６とブリッジダイオードＤ１０１の間には、ＦＥＴ Ｑ１０１によるスイッチングノイズが漏洩しないようにするためのラインフィルタが配置されている。
【００２３】
逆流阻止ダイオードＤ１０２は、１次巻き線１１から交流電源６に向かって電力の出力方向とは逆に電流が流れるのを阻止する。バイパスコンデンサＣ１０３は、ＦＥＴ Ｑ１０１の動作時に擬似共振電流を流すためのものである。バイパスコンデンサＣ１０３は０．１μＦ程度のセラミックコンデンサであることが望ましい。擬似共振動作について詳しくは後述する。
【００２４】
ＦＥＴ Ｑ１０１は、交流電源６に対して、フライバックコンバータの一部を構成するスイッチング素子である。なお、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量は、Ｃ１０２として示している。ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２は、３００〜３８０ｐＦであり、その容量のばらつきを抑えるには、１０００〜２０００ｐＦ程度のコンデンサを平滑コンデンサＣ１０１に並列に別途配置することもあるが、本実施形態においては、バイパスコンデンサＣ１０３が、擬似共振電流を流すコンデンサとしてだけでなく、別途配置するコンデンサとしても機能している。
【００２５】
制御信号入力部２３は、ＦＥＴ Ｑ１０１のゲートに接続されており、制御回路５から出力された、ＦＥＴ Ｑ１０１のオンオフ動作に対応した制御信号をＦＥＴ Ｑ１０１のゲートに送信する。なお、フライバックコンバータとしては、１次側巻き線１１よりも入力側にスナバ回路、フィルタ回路、フィードバック制御用回路などが必要であるが、従来から公然に知られた技術であるため、その説明を省略している。
【００２６】
制御回路５は、補助巻き線１３と、２つのダイオードＤ４０１、Ｄ４０２と、２つのコンデンサＣ４０１、Ｃ４０２と、２つの抵抗Ｒ４０１、Ｒ４０２と、を有している。フライバックコンバータに関する制御回路５は、さらに、図示しない制御ＩＣや制御ＩＣ用電源などを有しているが、従来から公然に知られた技術であるため、本実施形態においては、制御ＩＣの周辺回路のうち、擬似共振に関する部分のみを抽出した回路を示している。補助巻き線１３と、整流ダイオードＤ４０１及び平滑コンデンサＣ４０１は、交流電源入力回路２とともにフライバックコンバータを構成しており、図示しない制御ＩＣを駆動する電源電圧Ｖｃｃを生成可能である。ダイオードＤ４０２、２つの抵抗Ｒ４０１、Ｒ４０２及びコンデンサＣ４０２は、補助巻き線１３の両端電圧と相似なボトム検知電圧ＢＯＴＴＯＭ ＤＥＴＥＣＴを生成する。ボトム検知電圧ＢＯＴＴＯＭ ＤＥＴＥＣＴは、ダイオードＤ４０２によって０Ｖ以下にならないようにクランプされており、コンデンサＣ４０２と２つの抵抗Ｒ４０１、Ｒ４０２の分割抵抗で構成されるノズル除去用のローパスフィルタで波形整形されている。制御回路５は、交流電源入力回路２の制御信号入力部２３に対してＦＥＴ Ｑ１０１をオンオフする制御信号を出力する。
【００２７】
直流電源入力回路３は、出力回路４とともに、直流電源７に対して、電流連続モードのフライバックコンバータを構成している。直流電源入力回路３は、平滑コンデンサＣ３０１と、逆流阻止ダイオードＤ３０１と、ＦＥＴ Ｑ３０１と、２本の電力ライン２４、２５と、制御信号入力部２６と、を有している。
【００２８】
直流電源７と１次側巻き線１２は、２本の電力ライン２４、２５を介して接続されている。そして、２本の電力ライン２４、２５間には、平滑コンデンサＣ３０１が接続されている。また、電力ライン２４の平滑コンデンサＣ３０１と１次側巻き線１１とを接続する部分には、逆流阻止ダイオードＤ３０１が接続されている。さらに、電力ライン２５の平滑コンデンサＣ３０１と１次側巻き線１２とを接続する部分には、ＦＥＴ Ｑ３０１が接続されている。
【００２９】
平滑コンデンサＣ３０１は、直流電源７から出力された直流電力を平滑化する。逆流阻止ダイオードＤ３０１は、１次巻き線１２から直流電源７に向かって電力ライン２４を介して電流が流れるのを阻止する。ＦＥＴ Ｑ３０１は、直流電源７に対して、フライバックコンバータの一部を構成するスイッチング素子である。制御信号入力部２６は、ＦＥＴ Ｑ３０１のゲートに対してオンオフ動作に対応した制御信号を出力する。
【００３０】
出力回路４は、負荷Ｒ２０１と２次側巻き線１４とを接続する２つの電力ラインのうち、一方の電力ラインに配置されたダイオードＤ２０１と、ダイオードＤ２０１よりも電力出力側において２つの電力ライン間に接続されたコンデンサＣ２０１と、を有している。
【００３１】
次に、スイッチング電源装置１に交流電源６または直流電源７を接続したときの各回路の動作について説明する。なお、直流電源７を接続したときに駆動する、電流連続モードのフライバックコンバータは従来から公然に知られた技術であるため、その動作についての説明は省略する。
【００３２】
まず、仮に、交流電源入力回路２が逆流阻止ダイオードＤ１０２及び平滑コンデンサＣ１０３を有していないときの、一般的な擬似共振方式のフライバックコンバータの動作について簡単に説明する。擬似共振方式では、フライバックコンバータを臨界モードに近い不連続モードで動作させる。そして、絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーが出力回路４のダイオードＤ２０１を通じて完全に放出されると、２次側巻き線１４の両端の電圧が出力電圧以下となってダイオードＤ２０１がオフし、交流電源入力回路２のＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２と励磁インダクタンスが共振を始め、ＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧が下がる。最も下がったところでＦＥＴ Ｑ１０１をオンにすることで、寄生容量Ｃ１０２の放電損失を減らすことができ、低損失化することができる。
【００３３】
次に、本実施形態における擬似共振方式のフライバックコンバータの動作について図２を参照して詳細に説明する。図２は、擬似共振動作についてのタイミングチャートであり、（ａ）はＦＥＴ Ｑ１０１のゲート電圧、（ｂ）はダイオードＤ２０１の電流、（ｃ）はボトム検知電圧、（ｄ）はＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧である。以下は、図２に示す（１）〜（６）の順に説明する。
【００３４】
（１）ＦＥＴ Ｑ１０１のゲート電圧がオフすると、ＦＥＴ Ｑ１０１がオフして寄生容量Ｃ１０２に充電が始まり、ＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧が大きくなる。
（２）（ドレイン電圧−平滑入力電圧）が出力電圧×巻き数比と等しくなると、ダイオードＤ２０１が導通して電流が流れ、負荷Ｒ２０１に対して電力を供給する。
（３）負荷Ｒ２０１への出力電圧の逆電圧が絶縁トランスＴ１の２次側励磁インダクタンスにかかっているので、ダイオードＤ２０１に流れる電流が徐々に小さくなる。
（４）ダイオードＤ２０１に流れる電流が０になると、ダイオードＤ２０１がオフして容量性となり、励磁インダクタンスと周辺の容量の共振が始まる。周辺の容量ではバイパスコンデンサＣ１０３が最も大きいので、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサＣ１０３が擬似共振する。
（５）擬似共振動作中。
（６）ボトム検知電圧が０になってから、一定時間後に、ドレイン電圧が最も小さくなる。制御回路５はそのタイミングで制御信号入力部２３を介してＦＥＴ Ｑ１０１のゲート電圧をハイにすると、ＦＥＴ Ｑ１０１のスイッチング損失を小さくすることができる。これにより、擬似共振動作によって変換効率を向上させることができる。
【００３５】
次に、交流電源入力回路２に逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの擬似共振動作と、交流電源入力回路２にバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの擬似共振動作と、交流電源入力回路２に逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられた本実施形態における擬似共振動作の等価回路について図３を参照しつつ説明する。図３は、ＦＥＴ Ｑ１０１がオフ且つダイオードＤ２０１がオフ時の共振部分の等価モデルであり、（ａ）は逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの等価モデルであり、（ｂ）はバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないときの等価モデルであり、（ｃ）は逆流阻止ダイオードＤ１０２及びバイパスコンデンサＣ１０３が設けられているときの等価モデルである。
【００３６】
図３（ａ）に示すように、絶縁トランスＴ１は、漏れインダクタンスと絶縁機能を無視すると、励磁インダクタンスでモデル化することができる。絶縁トランスＴ１の巻き線比（１次側巻き線１１の数／２次側巻き線１４の数）をｎとする。このとき、入力電圧がＡＣ２２０Ｖ、出力電圧が１２Ｖの場合、ｎは１０前後の値となる。Ｃｔ２’は、出力回路４のダイオードＤ２０１の寄生容量Ｃｔ２を１次側換算したものであり、その大きさはＣｔ２／（ｎ２）である。Ｃ２０１’は出力回路４のコンデンサＣ２０１を１次側換算したものであり、その大きさはＣ２０１／（ｎ２）である。擬似共振動作では、平滑コンデンサＣ１０１とＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２、及び、容量Ｃ２０１’と容量Ｃｔ２’のそれぞれの組が直列に並び、その組が励磁インダクタンスと並列に接続されることになる。
【００３７】
通常の設計を行うと、各コンデンサの容量の大小関係は、
Ｃ１０１＞Ｃ２０１’＞＞Ｃ１０２＞＞Ｃｔ２’
となる。したがって、擬似共振に関わる合成容量はＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２にほぼ等しくなる。擬似共振動作時には、寄生容量Ｃ１０２の端子間の電圧は、Ｖｉｎ−ｎ×Ｖｏｕｔまで下がる。
【００３８】
ここで、図３（ｂ）に示すように、逆流阻止ダイオードＤ１０２が追加されると、逆流阻止ダイオードＤ１０２の寄生容量Ｃｔ１’が現れる。この場合の、コンデンサの容量の大小関係は、
Ｃ１０１＞Ｃ２０１’＞＞Ｃ１０２＞＞Ｃｔ１’＞＞Ｃｔ２’
となる。したがって、擬似共振に関わる合成容量は逆流阻止ダイオードＤ１０２の寄生容量Ｃｔ１’＋Ｃｔ２’にほぼ等しくなる。すると、容量の小さな寄生容量Ｃｔ１’、Ｃｔ２’が電圧変動を吸収するため、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２では擬似共振の影響はほとんど見えず、寄生容量Ｃ１０２の端子間の電圧は変化しない。したがって、スイッチング損失が低減されない。
【００３９】
そこで、図３（ｃ）に示すように、逆流阻止ダイオードＤ１０２の寄生容量Ｃｔ１の他に、新たに配置されたバイパスコンデンサＣ１０３が存在する。この場合の、コンデンサの容量の大小関係は、
Ｃ１０１＞Ｃ２０１’＞＞Ｃ１０３＞＞Ｃ１０２＞＞Ｃｔ１’＞＞Ｃｔ２’
となるように、バイパスコンデンサＣ１０３の容量を選択する。ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２や他の寄生容量のばらつきを抑えるため、寄生容量Ｃ１０２と比較して十分大きく、また、寿命の短い電解コンデンサではなく、固体コンデンサから選択できる程度に小さいコンデンサを選択することが重要である。例えば、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２には、３００〜３８０ｐＦを想定したので、これより十分大きなバイパスコンデンサがあれば、共振電圧がＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧に現れる。（バイパスコンデンサＣ１０３がＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２と同程度の場合、共振電圧が寄生容量Ｃ１０２とバイパスコンデンサＣ１０３で容量分割されるためＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧を下げる効果が小さくなる。）そこで、本実施例では、電流リプルが存在しても寿命が十分な固体コンデンサである、０．１ｕＦ程度のセラミックコンデンサを選択した。このバイパスコンデンサＣ１０３により、擬似共振に関わる合成容量は、バイパスコンデンサＣ１０３にほぼ等しくなる。すると、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２の両端電圧は、擬似共振動作中、一定期間下がり続けることになり、所定時間後、ＦＥＴ Ｑ１０１をオンすることで、スイッチング損失を低減することができる。
【００４０】
ここで、図３（ｂ）に示すように、仮に、交流電源入力回路２にバイパスコンデンサＣ１０３が設けられていないと、１次側励磁インダクタンスと逆流阻止ダイオードＤ１０２が擬似共振してしまい、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２から電荷を引き抜く電流が、逆流阻止ダイオードＤ１０２により阻止されてしまい、ＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン電圧が下がらなくなる。したがって、ＦＥＴ Ｑ１０１のスイッチング損失が大きくなってしまい、変換効率が低下してしまう。
【００４１】
そこで、図３（ａ）に示すように、交流電源入力回路２に逆流阻止ダイオードＤ１０２を設けないことも考えられるが、これでは、直流電源入力回路３において、スイッチング動作が行われているときに、交流電源入力回路２の１次側巻き線１１に起電力が生じてしまう。そして、交流電源入力回路２に電流が逆流して、平滑コンデンサＣ１０１が不要な充放電を繰り返してしまい、寿命が短くなってしまう。
【００４２】
本実施形態におけるスイッチング電源装置１によると、交流電源入力回路２は、逆流阻止ダイオードＤ１０２に加えて、バイパスコンデンサＣ１０３を有している。これにより、平滑コンデンサＣ１０１の不要な充放電を阻止することができ、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスと逆流阻止ダイオードＤ１０２が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサＣ１０３が擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【００４３】
また、バイパスコンデンサＣ１０３は、固体電解質を用いた固体コンデンサであるため、液体電解質を用いた電解コンデンサに比べて、長寿命化を実現することができ、電流リプルが存在しても十分な寿命を確保することができる。
【００４４】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について、図４を参照して説明する。なお、第１実施形態と同様の機能を有する構成要素については説明を省略し、同一符号を付加する。図４に示すように、第２実施形態におけるスイッチング電源装置５０では、第１実施形態における逆流防止素子である逆流阻止ダイオードＤ１０２、Ｄ３０１がＦＥＴ Ｑ１０２、Ｑ３０２となっている。また、第１実施形態における直流電源入力回路３及び出力回路４が、直流電源７として二次電池が接続されて、この二次電池を充放電可能な回路構成となっている。
【００４５】
スイッチング電源装置５０は、交流電源入力回路５２と、直流電源入力回路５３と、出力回路５４と、充電回路５５と、を有している。交流電源入力回路５２は、第１実施形態における逆流阻止ダイオードＤ１０２の代わりに、ＦＥＴ Ｑ１０２を有している。ＦＥＴ Ｑ１０２は、電力ライン２１の平滑コンデンサＣ１０１とバイパスコンデンサＣ１０３とを接続する部分に接続されている。ＦＥＴ Ｑ１０２のゲートは制御信号入力部２３に接続されており、ＦＥＴ Ｑ１０２には、ＦＥＴ Ｑ１０１に送信される制御信号と同様の信号が送信される。つまり、ＦＥＴ Ｑ１０２は、ＦＥＴ Ｑ１０１と同じタイミングでオンオフ動作を行うこととなる。
【００４６】
直流電源入力回路５３は、絶縁トランスＴ１の２次側励磁インダクタンスを利用した昇降圧コンバータの一部を構成している。直流電源５６に二次電池が接続されると、直流電源入力回路５３が昇降圧コンバータとして駆動し、負荷Ｒ２０１に対して電力を供給する。この直流電源入力回路５３は、第１実施形態における逆流阻止ダイオード３０１の代わりに、ＦＥＴ Ｑ３０２を有している。
【００４７】
交流電源６及び負荷Ｒ２０１を接続すると、交流電源入力回路５２は、出力回路５４とともに擬似共振方式のフライバックコンバータを構成し、第１実施形態と同様の動作を行い、負荷Ｒ２０１に電力を供給することができる。また、交流電源６及び直流電源５６（二次電池）を接続すると、交流電源入力回路５２は、充電回路５５とともに擬似共振方式のフライバックコンバータを構成し、二次電池の充電を行うことができる。さらに、直流電源５６（二次電池）及び負荷Ｒ２０１を接続すると、直流電源５６は、出力回路５４とともに昇降圧コンバータを構成し、負荷Ｒ２０１に電力を供給することができる。
【００４８】
このように、交流電源入力回路５２からすると、充電回路５５と出力回路５４の２つの２次側回路が存在することとなる。そして、充電回路５５を介して直流電源５６に接続された二次電池を充電可能である。したがって、交流電源入力回路５２が停電などなんらかの理由で動作を停止しているときでも、二次電池から負荷Ｒ２０１に電力を安定して供給することができる。
【００４９】
本実施形態においても、第１実施形態と同様に、交流電源入力回路５２は、逆流防止素子であるＦＥＴ Ｑ１０２に加えて、バイパスコンデンサＣ１０３を有している。これにより、平滑コンデンサＣ１０１の不要な充放電を阻止することができ、寿命を長くすることができる。また、１次側励磁インダクタンスとＦＥＴ Ｑ１０２の寄生容量が擬似共振せずに、１次側励磁インダクタンスとバイパスコンデンサＣ１０３が擬似共振する。したがって、擬似共振動作するフライバックコンバータにおいて、ＦＥＴ Ｑ１０１の寄生容量Ｃ１０２に充電された電荷を引き抜く方向に電流を流すことが可能となり、スイッチング損失を小さくして、変換効率を向上させることができる。
【００５０】
また、逆流防止素子として、ＦＥＴを用いることで、ダイオードを用いる場合に生じる順方向電圧による損失を低減することができる。また、この逆流防止素子は、一方のスイッチング回路が動作しているときに、他方のスイッチング回路に電流が逆流するのを阻止する目的である。そのため、他方のスイッチング回路の逆流防止素子となるＦＥＴは、この他方のスイッチング回路のメインのスイッチング素子であるＦＥＴと同じオンオフ動作にすればよく、オンオフ制御が容易である。
【００５１】
次に、前記実施形態に種々の変更を加えた変更形態について説明する。但し、前記実施形態と同様の構成を有するものについては、同じ符号を付して適宜その説明を省略する。
【００５２】
本実施形態においては、１次側回路として、交流電源入力回路２と直流電源入力回路３を設けていたが、２つの入力回路は、どちらも直流電源入力回路であってもよいし、交流電源入力回路であってもよい。
【００５３】
また、本実施形態においては、スイッチング電源装置は、２つの１次側回路を含んで構成されていたが、１次側回路は２つ以上であってもよい。
【００５４】
さらに、本実施形態においては、スイッチング回路である交流電源入力回路及び直流電源入力回路のスイッチング素子は、ＦＥＴであったが、その他のトランジスタであってもよい。
【００５５】
さらに、本実施形態においては、２つのスイッチング回路のうち、一方のスイッチング回路は、出力回路とともに擬似共振動作するフライバックコンバータを構成し、他方のスイッチング回路は、出力回路とともに電流連続モードのフライバックコンバータを構成していたが、少なくとも一方のスイッチング回路が、出力回路とともに擬似共振動作するフライバックコンバータを構成し、２つのスイッチング回路に接続される１次側巻き線が同じ極性であればよい。例えば、どちらのスイッチング回路も、出力回路とともに擬似共振動作するフライバックコンバータを構成してもよい。また、擬似共振動作するフライバックコンバータを構成しないスイッチング回路は、昇降圧コンバータを構成していてもよい。
【符号の説明】
【００５６】
１、５０ スイッチング電源装置
２、５２ 交流電源入力回路
３、５３ 直流電源入力回路
６ 交流電源
７ 直流電源
１１、１２ １次側巻き線
２１、２２ 電力ライン
Ｃ１０１ 平滑コンデンサ
Ｃ１０３ バイパスコンデンサ
Ｄ１０２ 逆流阻止ダイオード（逆流防止素子）
Ｑ１０１ ＦＥＴ（第１スイッチング素子）
Ｔ１ トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、
前記２つの電力源と、前記トランスに巻かれた同じ極性の２つの１次側巻き線とをそれぞれ接続する２つのスイッチング回路を備えており、
少なくとも１つの前記スイッチング回路は、
前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、
前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、
前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
前記２本の電力ラインの一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記バイパスコンデンサは、固体コンデンサであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記逆流防止素子は、前記第１スイッチング素子と同じタイミングでオンオフ動作を行う第２スイッチング素子であることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記トランスには、前記２つの１次側巻き線に加えて、負荷へ電力を出力する２次側巻き線が巻かれており、
前記２次側巻き線と負荷とを接続する２次側回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、
前記２つの電力源と前記トランスに巻かれた２つの１次側巻き線をそれぞれ接続する２つのスイッチング回路と、前記トランスに巻かれた２次側巻き線と負荷を接続する２次側回路と、を備えており、
一方の前記スイッチング回路は、
前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、
前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、
前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
前記２本の電力ラインの一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有しており、
他方の前記スイッチング回路は、
対応する前記電力源に対して、前記擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しておらず、前記２次側回路をインダクタンスとした昇降圧コンバータの一部を構成していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項１】
２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、
前記２つの電力源と、前記トランスに巻かれた同じ極性の２つの１次側巻き線とをそれぞれ接続する２つのスイッチング回路を備えており、
少なくとも１つの前記スイッチング回路は、
前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、
前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、
前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
前記２本の電力ラインの一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記バイパスコンデンサは、固体コンデンサであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記逆流防止素子は、前記第１スイッチング素子と同じタイミングでオンオフ動作を行う第２スイッチング素子であることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記トランスには、前記２つの１次側巻き線に加えて、負荷へ電力を出力する２次側巻き線が巻かれており、
前記２次側巻き線と負荷とを接続する２次側回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
２つの異なる電力源に対してトランスを兼用したスイッチング電源装置であって、
前記２つの電力源と前記トランスに巻かれた２つの１次側巻き線をそれぞれ接続する２つのスイッチング回路と、前記トランスに巻かれた２次側巻き線と負荷を接続する２次側回路と、を備えており、
一方の前記スイッチング回路は、
前記電力源に対して、擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しており、
前記電力源と前記１次側巻き線とを接続する２本の電力ラインと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインに配置された第１スイッチング素子と、
前記２本の電力ライン間に配置され、前記電力源から供給された電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記２本の電力ラインのうちいずれかの前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次側巻き線とを接続する部分に配置され、前記１次側巻き線から前記平滑コンデンサへの電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
前記２本の電力ラインの一方の前記電力ラインにおける前記逆流防止素子と前記１次側巻き線とを接続する部分と、他方の前記電力ラインにおける前記平滑コンデンサと前記１次巻き線とを接続する部分との間に配置されたバイパスコンデンサと、を有しており、
他方の前記スイッチング回路は、
対応する前記電力源に対して、前記擬似共振動作するフライバックコンバータの一部を構成しておらず、前記２次側回路をインダクタンスとした昇降圧コンバータの一部を構成していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１１−１２０４１６（Ｐ２０１１−１２０４１６Ａ）
【公開日】平成２３年６月１６日（２０１１．６．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２７７４２６（Ｐ２００９−２７７４２６）
【出願日】平成２１年１２月７日（２００９．１２．７）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月１６日（２０１１．６．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１２月７日（２００９．１２．７）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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